EP1444780A1 - Halbleiter-schaltungsanordnung, insbesondere für zündungsverwendungen, und verwendung - Google Patents

Halbleiter-schaltungsanordnung, insbesondere für zündungsverwendungen, und verwendung

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Publication number
EP1444780A1
EP1444780A1 EP02774426A EP02774426A EP1444780A1 EP 1444780 A1 EP1444780 A1 EP 1444780A1 EP 02774426 A EP02774426 A EP 02774426A EP 02774426 A EP02774426 A EP 02774426A EP 1444780 A1 EP1444780 A1 EP 1444780A1
Authority
EP
European Patent Office
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semiconductor
voltage
switch device
control
connection
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP02774426A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Rainer Topp
Horst Meinders
Wolfgang Feiler
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
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Filing date
Publication date
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Publication of EP1444780A1 publication Critical patent/EP1444780A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10D—INORGANIC ELECTRIC SEMICONDUCTOR DEVICES
    • H10D64/00—Electrodes of devices having potential barriers
    • H10D64/111—Field plates
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P3/00—Other installations
    • F02P3/02—Other installations having inductive energy storage, e.g. arrangements of induction coils
    • F02P3/04—Layout of circuits
    • F02P3/05—Layout of circuits for control of the magnitude of the current in the ignition coil
    • F02P3/051—Opening or closing the primary coil circuit with semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10D—INORGANIC ELECTRIC SEMICONDUCTOR DEVICES
    • H10D12/00—Bipolar devices controlled by the field effect, e.g. insulated-gate bipolar transistors [IGBT]
    • H10D12/411—Insulated-gate bipolar transistors [IGBT]
    • H10D12/441—Vertical IGBTs
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D2041/202—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit
    • F02D2041/2065—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit the control being related to the coil temperature
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
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    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D2041/2068—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the circuit design or special circuit elements
    • F02D2041/2075—Type of transistors or particular use thereof
    • H—ELECTRICITY
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    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K2017/0806—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage against excessive temperature

Definitions

  • the present invention relates to a semiconductor circuit arrangement, in particular for ignition applications.
  • the IGBTs are used as circuit breakers in the range from a few hundred to a few thousand volts reverse voltage.
  • a vertical IGBT is similar to that of a VDMOS transistor, but with the difference that a p + emitter is arranged on its anode side instead of an n + substrate in the VDMOS transistor.
  • a vertical MOSFET component with the basic structure of a vertical IGBT is known from DE 31 10 230 C3.
  • two types of vertical IGBT or V-IGBT can be distinguished, namely the so-called punch-through IGBT (PT) and the so-called non-punch-through IGBT (NPT), as described for example in Laska et al. , Solid State Electronics, Volume 35, No. 5, pages 681-685.
  • FIG. 6 shows a schematic cross-sectional illustration of a known PT or NPT IGBT, which generally bears the reference symbol 100.
  • a PT-IGBT is usually produced on a thick, p + -doped substrate with an epitaxially applied n buffer layer 140 and an likewise epitaxially applied n ⁇ drift region 104. Since the thickness of the n " drift region 104 is chosen to be as small as possible for a forward voltage drop that is as small as the width of the space charge zone in the n " drift region 104 requires for the desired blocking capability, the n buffer layer 140 serves to reach through the space charge zone to avoid the p + emitter 105 provided in the substrate.
  • the carrier lifetime is kept short by means of life-time killing, for example by means of radiation, and / or the doping of the n-buffer layer 140 is chosen to be correspondingly high. Since the forward voltage with increasing doping dose of the n-buffer layer 140, a good compromise between pass-through and switch-off behavior can be achieved with a highly doped thin n-buffer layer 140.
  • An NPT-IGBT can be derived from the PT-IGBT in that the n-buffer layer 140 is omitted and the thickness of the drift region 104 is chosen to be larger than the width of the space charge zone requires for the desired blocking capacity.
  • the NPT-IGBT is usually produced on a low-doped substrate with a long charge carrier lifetime, whereby after the diffusion profiles have been introduced on the front of the wafer, a flat p + emitter 105 with only a few ⁇ m penetration depth (very much less than 20 ⁇ m) and poor emitter efficiency on the Wafer back is manufactured.
  • Such a transparent p + emitter 105 serves to ensure that the current is quickly switched off during dynamic operation of the component with the aim of keeping the switch-off losses small.
  • the carrier lifetime in the n " drift region 104 must be chosen as high as possible, and furthermore the thickness of the n ⁇ drift region 104 must be chosen as small as possible, taking into account the desired blocking capability of the component ,
  • a PT or NPT IGBT is composed of an active region 130 and an edge termination region 150, the latter ensuring the desired blocking capability towards the edge of the chip.
  • the active area 130 sets consist of a large number of parallel-connected cell or strip-shaped MOS control heads 106, 107, 108. These MOS control heads 106, 107, 108 will be explained in more detail later in connection with the functioning of vertical IGBTs.
  • the MOS control heads 106, 107, 108 are obtained by continuously mirroring the half cell shown in FIG. 6 between the sections AA 'and BB' at the section AA '.
  • field plate structures are customary to achieve the desired blocking ability. These usually consist of a cathode 101 designed as a metal field plate, a polysilicon field plate 153a electrically connected to it via the third dimension, not shown, a metallization 152 connected to an n + channel stopper 155, and a polysilicon field plate electrically connected to the metallization 152 via the third dimension, not shown 153b.
  • reference numeral 159 denotes a field oxide and reference numeral 110 denotes an intermediate dielectric which, apart from targeted contacts, serves to electrically isolate the metallization level from the polysilicon level.
  • a gate 103 which is usually insulated from the semiconductor body by means of a thin gate oxide layer 109 and is usually made of polysilicon, is applied to the cathode 101 Potential brought above the threshold voltage of the MOS control heads 106, 107, 108.
  • An inversion channel is then generated on the semiconductor surface under the gate 103 in the region of the p-body region 108, whereupon the semiconductor surface in the region of the n ⁇ drift region 104 is in the state of accumulation. If the anode 102 has a positive voltage relative to the cathode 101, electrons are injected into the n " drift region 104 via the n + source region 106, the influenced MOS channel and the accumulation layer.
  • the p + emitter 105 on the anode side is then injected Holes, through which the n ⁇ drift region 104 is flooded by charge carriers in such a way that its conductivity is increased in the active region 130 and adjacent parts of the edge termination 150. These parts are in high injection at normal forward current densities 150 - 200 V is able to carry higher current densities with a smaller voltage drop between anode and cathode than a MOS transistor with the same breakdown voltage. In the forward case, the current flows from anode 102 to cathode 101.
  • the gate 103 is brought to a voltage below the threshold voltage with respect to the cathode 101. If the anode 102 is now brought to a positive potential, the space charge zone formed at the boundary between the p-body region 108 and the n ⁇ drift region 104 almost exclusively extends into the n ⁇ drift region 104.
  • the thickness of the n " drift zone 104 is chosen to be greater than the width which the space charge zone has given the maximum blocking capability of the component. This leads to the triangular shape (dashed line) of the electrical indicated in FIG. 6 Field strength
  • the thickness of the n " drift zone 104 is selected to be smaller than the width which the space charge zone has for a given maximum blocking capability of the component would.
  • the n-doped buffer layer 140 is introduced here with the aim of avoiding the punch-through. This leads to the trapezoidal course (solid line) of the electric field strength
  • the maximum of the field strength is also in the area of the MOS control heads 106, 107, 108.
  • FIG. 7 shows a conventional circuit topology in which a vertical IGBT 100 according to FIG. 6 is used as an ignition transistor in the primary circuit of an ignition coil for an internal combustion engine.
  • a V-IGBT with a necessary blocking capacity of approx. 400 - 600 V has so far been used.
  • the V-IGBT 100 which has the main connections 101 corresponding to the cathode, 102 corresponding to the anode and the control connection 103 corresponding to the gate, is via a
  • the V-IGBT 100 is integrated in a circuit arrangement 200 which has the connection nodes 201, 202 and 203.
  • the connection node 202 is directly connected to the first main terminal 102 of the V-IGBT 100 connected and the connection node 203, which is connected to ground GND, directly connected to the second main terminal 101 of the V-IGBT 100.
  • the further circuit components within the circuit arrangement 200 serve to control and clamp the V-IGBT 100.
  • diode 204 serves to protect the gate 103, which is connected to it, against overvoltages.
  • the diode 206 prevents a current flow from the control connection 103 to the main connection 102, which flows through the
  • the elements 204, 205, 206, 207 and 208 are usually monolithically integrated with the V-IGBT, and in addition to the element 205, the diodes 204, 206 also normally consist of polysilicon.
  • the clamp diode device 205 is not directly connected to the metallization of the anode 102, since this is located on the underside of the chip and is difficult to access. Rather, it is in contact with the metallization 152 of the channel stopper 155, which except for one Forward voltage has the same potential as the anode 102.
  • the circuit arrangement 200 can be operated by a control unit directly via the connection node 201. For this purpose, a control signal ST with a positive voltage of, for example, 5 V is applied to the connection node 201, whereupon a current rise is initiated by the ignition coil 211.
  • the voltage at the connection node 201 is reduced to approximately 0 V, whereupon the voltage at the metallization 152 and at the main connection 102 and thus at the connection node 202 rises steeply.
  • the voltage rise is stepped up on the secondary side of the ignition coil 211 and leads to an ignition spark at the spark plug 212.
  • the clamp diode chain 205 has the
  • FIG. 3 shows a schematic illustration of the time course of the bracketing of the anode voltage in the conventional circuit arrangement 200.
  • the voltage V A at the first main connection 102 rises steeply. Without a voltage limitation, the voltage V A at the first main connection 102 would rise up to the breakdown value of the V-IGBT 100 and destroy it. This is prevented by means of the clamp diode device 205 in that when the preselected clamp voltage V K is reached at the time t r (t r is typically a few ⁇ s), the gate 103 of the V-IGBT 100 is driven just enough to exceed the clamp voltage V ⁇ ⁇ is avoided at the main connection 102.
  • the high clamp voltage of approximately 400 V remains until the time t, and the current flowing through the ignition coil 211 and the V-IGBT 100 consequently increases linearly over time until time t 4 .
  • the coil energy is reduced, ie converted in the form of heat in the circuit arrangement 200, and the voltage V A at the connection 102 drops steeply to the battery voltage V Bat .
  • the time period t 4 - t r only lasts a few hundred ⁇ s, but due to the high level of power implemented, this operating case still places high demands on the pulse strength of the IGBT 100, which cannot always be guaranteed to a sufficient degree. In the worst case, this results in the destruction of the IGBT 100.
  • the component becomes very hot, in particular in the area of the cathode 101, whereupon there is an electron leakage current from the MOS control heads 106, 107, 108.
  • the electrons run in the direction of the anode 102 and control the p + emitter 105. They therefore act as an additional control of the IGBT 100.
  • the control of the gate 103 is correspondingly reduced via the clamp diode chain 205.
  • the activation by the thermally induced electron leakage current is so strong that the V-IGBT 100 can carry the load current without gate activation. Its controllability is lost. Thereupon the temperature and the leakage current of the component continue to rise. Eventually there is thermal positive feedback and the V-IGBT 100 is destroyed.
  • the problem on which the present invention is based is therefore to create an improved semiconductor circuit arrangement, in particular for ignition applications, with a semiconductor power switch device which can be better protected against the pulse case.
  • the semiconductor circuit arrangement according to the invention in particular for ignition applications, with the features of claim 1 and the use according to claim 9 have the advantage that the semiconductor circuit breaker device can be better protected in a predeterminable operating phase without its clamp voltage being predefinable in another - reduce their time phase.
  • the circuits necessary for the control according to the invention for determining the time phases can advantageously be monolithically integrated into the semiconductor power switch device.
  • the clamp diode device widens a first part with a first clamp voltage and a second part with a second clamp voltage, the second part being connected in series with the first part. Furthermore, a controllable semiconductor switch device, which is connected in parallel with the first part, is provided for controllably bridging the first part, so that either the sum voltage of the first and second clamp voltage or the second clamp voltage for clamping the external ones present at the first main connection Voltage is provided.
  • a control circuit is used to control the controllable semiconductor switch device as a function of a predetermined operating state of the semiconductor power switch device.
  • the predetermined operating state is an operating temperature of the semiconductor circuit breaker device.
  • a temperature sensor for detecting the operating temperature is the
  • Semiconductor circuit breaker device is provided and the control circuit is designed such that it controls the semiconductor switch device for bridging when the operating temperature of the semiconductor circuit breaker device exceeds a predetermined temperature.
  • the predetermined operating state is a state that is present after a predetermined time delay after a change in state of a control signal present at the control connection.
  • control circuit has a timing element for detecting the time delay after the change of state and is designed in such a way that it controls the semiconductor switch device for bridging when the detected time delay exceeds the predetermined time delay.
  • controllable semiconductor switch device is a second NMOS transistor, the control connection of which is connected to the first main connection via a resistance device and parts of the semiconductor chip.
  • a voltage conversion device is provided between the control circuit and the controllable semiconductor switch device, which has a first NMOS transistor, the first main connection of which is connected to the control connection of the second NMOS transistor via two diodes connected in series and via the second main connection and Control connection, the control circuit is connected.
  • the semiconductor circuit breaker device is a vertical IGBT, which has: a rear emitter region of a second line type, a drift region of the first line type and a rear anode contact as the first main connection; an optional buffer area between the drift area and the rear emitter area; a front-side MOS control structure with a front-side source region and a body region, which are introduced into the drift region, and a control contact, which is insulated above the body region and over an adjoining part of the drift region, as a control connection; a front cathode contact which is connected to the front source area and the body area; being the Clamping diode device, the semiconductor switch device and the control circuit are integrated on the front side between an active region and an edge metallization of the semiconductor power switch device.
  • FIG. 1 shows a schematic cross-sectional illustration of a semiconductor circuit arrangement for ignition uses according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 shows a schematic cross-sectional illustration of a control and switch part of the semiconductor circuit arrangement for ignition applications according to a second embodiment of the present invention
  • FIG. 3 shows a schematic illustration of the time course of the bracketing of the anode voltage of the semiconductor power switch device in the conventional semiconductor circuit arrangement for ignition Phrases and in the embodiments of the invention
  • Fig. 4 is a schematic cross-sectional view of a circuit integration solution of the
  • FIG. 5 shows a schematic top view of the circuit integration solution of the semiconductor circuit arrangement for ignition applications according to the embodiments of the invention
  • FIG. 6 shows a schematic cross-sectional illustration of a known NPT-IGBT or PT-IGBT
  • Fig. 7 shows a conventional circuit topology in which a vertical IGBT is used as an ignition transistor in the primary circuit of an ignition coil for an internal combustion engine.
  • FIG. 1 shows a schematic cross-sectional illustration of a semiconductor circuit arrangement for ignition uses according to a first embodiment of the present invention.
  • reference numeral 400 generally designates a semiconductor circuit arrangement for ignition uses according to the first embodiment with a special circuit 401 in the region of the clamp diode device 205a, 205b, which is connected between the first main connection 102 and the control connection 103 via the metallization 152.
  • Reference numerals 404, 405, 406, 407 in FIG. 1 denote certain circuit nodes, which will be referred to later.
  • the clamp diode device 205a, 205b has a first chain part 205a with a first clamp voltage between the circuit nodes 404, 405 and a second chain part 205b with a second clamp voltage, the second part 205b being connected in series with the first part 205a.
  • a controllable semiconductor switch device 402 is provided, which is connected in parallel to the first part 205a and is used for controllably bridging the first part 205a, so that either the sum voltage of the first and second clamp voltage or the second clamp voltage for clamping the at the first main connection 102 applied external voltage V A is provided.
  • a control circuit 403 serves to control the controllable semiconductor switch device 402 as a function of a a predetermined operating state of the semiconductor power switch device in the form of the V-IGBT 100.
  • circuit arrangement according to the present embodiment can be provided with a bracket behavior by this special wiring, as is shown by the dashed curve 303 in FIG. 3.
  • This lower clamp voltage V KL ' is preferably above the back-transformed operating voltage V B in order not to disturb the burning process in standard operation.
  • the time t 2 should preferably be chosen as shortly as possible after the spark generation at time t f .
  • the reduction in the clamp voltage after the spark has been generated on the one hand ensures reliable spark generation by maintaining the high clamp voltage V KL in the spark generation phase.
  • the dissipation of the energy stored in the ignition coil 211 is distributed over a larger time interval that ends at time t 5 .
  • this behavior can be generated in that the known clamp diode chain 205 according to FIG. 7 is divided into a high-blocking part 205a with a breakdown voltage of, for example, 350 V and a low-blocking part 205b with a breakdown voltage of, for example, 50 V, whereby the high-blocking part 205a can be bridged with the semiconductor switch device 402.
  • the switching state of the switch device 402 can be selected by a correspondingly designed control circuit 403 according to predetermined criteria.
  • temperature control is based on the chip temperature using a temperature sensor TS.
  • the temperature sensor TS required for such a temperature-dependent control can be represented, for example, by means of polysilicon diodes, the temperature-dependent forward voltage of which is evaluated. See Z. J. Shen et al., PCIM '96, Conf. Proc. , Pp. 11-16.
  • the evaluation of the temperature-dependent reverse current of PN junctions or the temperature-dependent threshold voltage of MOS transistors is generally conceivable as a temperature sensor TS.
  • the temperature sensor TS should preferably be arranged in the middle of the active region 130, since the chip becomes the hottest there. If a specific temperature gradient is taken into account, a placement away from the chip center or from the active region 130 is also possible with a suitable design of the evaluation in the control circuit 403.
  • the voltage supply of the temperature sensor TS together with the associated control circuit 403 can be derived, for example, from the anode voltage or the circuit nodes 405, 406 according to the prior art.
  • FIG. 2 shows a schematic cross-sectional illustration of the control and switch part 401 of the semiconductor circuit arrangement for ignition applications according to a second embodiment of the present invention.
  • a time-controlled selection of the switching state of the switch device 402 takes place according to 1, which is realized here by the NMOS transistor 650 with the control terminal 653, the further circuit part outside the block 403 representing a voltage level converter.
  • a predetermined time t 2 after switching off the voltage of the control signal ST at the connection node 201 at t 0, the switch device 402 is closed and the clamp voltage is reduced to V KL '.
  • the special control circuit 403 comprises an RC timer consisting of a resistor 510 and a capacitor 511, the latter being able to be formed from a polysilicon electrode which is only separated from the semiconductor by the thin gate oxide 109.
  • the RC timer is charged during t ⁇ 0 from the positive voltage of the control signal ST present at the connection node 201 via the diode 509 and the decoupling resistor 514 to a maximum of the voltage defined by the diode 504.
  • a first NMOS transistor 570 with a first and second main connection 571 and 572 and a control connection 573 is thereby switched on during t ⁇ 0.
  • the V-IGBT 100 is switched off by applying 0 V to the connection node 201.
  • the circuit node 406 is then also at 0 V and the diode 509 prevents it a sudden discharge of the RC timer, which is why the first NMOS transistor 570 initially remains switched on.
  • the voltage V A at the main connection 102 rises to the high clamp voltage V KL of 400 V.
  • This clamp voltage V K L is also approximately at the metallization 152 and consequently at the circuit node 404, while approximately the lower clamp voltage V K 'is present at the node 405 and at the node 513.
  • the breakdown voltage of the diode 505 is to be chosen to be identical to that of the second partial diode chain 205b.
  • gate protection diodes 507a, 507b are provided for a second NMOS transistor 650 which is arranged in the edge region of the IGBT chip and initially remains blocked.
  • the high-voltage-resistant polysilicon resistor 659 which is arranged, for example, in a meandering manner in the V-IGBT edge region, the voltage at node 513 rises and turns on the second NMOS transistor 650. Since this corresponds to the switch element 402 in FIG. 1, the high blocking part 205a of the clamp diode chain is then bridged and the clamp voltage is consequently reduced to V K '.
  • all of the components used can be integrated monolithically with the V-IGBT 100 from the circuit arrangement explained according to the first or second embodiment.
  • FIG. 4 shows a schematic cross-sectional illustration of a circuit-technical integration solution of the semiconductor circuit arrangement for ignition applications according to the embodiments of the invention.
  • 600 generally designates an integrated circuit arrangement with the active region 130, a logic circuit region 670 and an edge termination region 150 ⁇ , the n-buffer layer 140 being optional.
  • the known edge termination with the components 152, 153b, 155 according to FIG. 6 is supplemented by the high-voltage-resistant polysilicon meander resistor 659 and the second NMOS transistor 650 according to FIG. 2.
  • the second NMOS transistor 650 consists of a source metalization 651, which is equipped with a field plate to represent a high blocking capability, just like an associated polysilicon gate 653.
  • 656 denotes an n + source region, 657 a p + contact diffusion and 658 a Bo - dy area, on the surface of which is located under the gate 653, an inversion channel can be formed.
  • the first NMOS transistor 570 is represented in the logic area with the p-logic well 577, which is arranged between the cuts BB ′ and CC, and is representative of the other components that can be represented. This consists of a source metallization 571, an n + drain region 576, an n + drain metallization 572, an n + drain region 575 and a gate electrode 573. 577 denotes an associated p-well.
  • the n + source region 576 can be contacted individually via the source metallization 521 and is not short-circuited with the p-well 577.
  • the p-well 577 is at the same potential as the cathode region 101, 107, 108 of the V-IGBT. As a result, it captures holes emitted by the anode-side emitter 105. To be as trouble-free as possible
  • the p-logic trough 577 should be connected to the cathode 101 at as many points as possible via the p + contact diffusion 107.
  • An optimal solution is to completely enclose each individual NMOS transistor with p + contact diffusions and body diffusions 107, 108 connected to 101, as is sketched in the cross section according to FIG. 4.
  • FIG. 5 shows a schematic top view of the circuit-technical integration solution of the semiconductor circuit arrangement for ignition applications according to the embodiments of the invention.
  • 703 denotes an area in which the polysilicon diode chains 205a, 205b, 505, 506 are arranged.
  • 702 denotes a metallic gate bondland electrically connected to the gate 103.
  • 701 denotes a cathode bondland, which is a partial area of the cathode metallization of the cathode 101 in the active part 130 of the V-IGBT.
  • planar n-channel PT-IGBT planar n-channel PT-IGBT
  • planar NPT-IGBTs planar NPT-IGBTs
  • trench-PT-IGBTs trench-NPT-IGBTs
  • SPT-IGBTs MOS transistors with planar gate or trench gate etc.
  • the types of doping and the signs of the voltage to be applied are obtained from the n-channel IGBT and a corresponding p-channel IGBT. In general, this is superior to the n-channel NPT-IGBT in terms of latch-up strength, but inferior in terms of avalanche strength.
  • the voltage state can be queried by the node 405 or the gate connection 103. If this is above a certain threshold value, so that it indicates a pulse case according to curve 303 of FIG. 3, either the next positive control signal at node 406 can be suppressed directly or an entry into an error counter which only takes place when a certain number is reached of pulses according to curve 303 of FIG. 3 prevents further positive control signals at node 406.
  • the necessary logic and the necessary error counter can be done in the usual way can also be integrated monolithically or arranged externally.

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Abstract

Die Erfindung schafft eine Halbleiter-Schaltungsanordnung, insbesondere für Zündungsverwendungen, mit einer Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung 100, welche einen ersten Hauptanschluss 102, einen zweiten Hauptan­schluss 101 und einen Steueranschluss 103 aufweist einer Klammer­diodeneinrichtung 205a, 205b, welche zwischen den ersten Hauptanschluss 102 und den Steueranschluss 103 geschaltet ist, zum Klammern einer am ersten Hauptanschluss 102 anliegenden externen Spannung VA wobei die Klammerdiodeneinrichtung 205a, 205b einen ersten Teil 205a mit einer ersten Klammerspannung und einen zweiten Teil 205b mit einer zweiten Klammerspannung aufweist, wobei der zweite Teil 205b in Serie zum ersten Teil 205a geschaltet ist einer steuerbaren Halbleiter-Schaltereinrichtung 402, welche parallel zum ersten Teil 205a geschaltet ist, zum steuerbaren Überbrücken des ersten Teils 205a, so dass entweder die Summenspannung der ersten und zweiten Klammerspannung oder die zweite Klammerspannung zum Klammern der am ersten Hauptanschluss 102 anliegenden externen Spannung VA vorgesehen ist und einer Steuerschaltung 403 zum Steuern der steuerbaren Halbleiter-Schaltereinrichtung 402 in Abhängigkeit von einem vorbestimmten Betriebszustand der Halbleiter-Leistungsschalterein­richtung 100.

Description

Halbleiter-Schaltungsanordnung, insbesondere für Zündungs- Verwendungen, und Verwendung
STAND DER TECHNIK
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Halbleiter-Schal- tungsanordnung, insbesondere für Zündungsverwendungen.
Obwohl auch auf andere ähnliche Halbleiterbauelemente anwendbar, werden die vorliegende Erfindung sowie die ihr zugrundeliegende Problematik in bezug auf einen vertikalen IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) für Zündungsverwendungen erläutert.
Allgemein werden die IGBTs als Leistungsschalter im Bereich von einigen hundert bis einigen tausend Volt Sperrspannung eingesetzt. Insbesondere ist der Einsatz von solchen IGBTs als Zündtransistor, d.h. als Schalter auf der Primärseite einer Zündspule, von besonderem Interesse.
Die Struktur eines vertikalen IGBT ist ähnlich derjenigen eines VDMOS-Transistors, allerdings mit dem Unterschied, dass auf seiner Anodenseite ein p+-Emitter anstelle eines n+-Substrats bei dem VDMOS-Transistor angeordnet ist. Aus der DE 31 10 230 C3 ist ein vertikales MOSFET-Bauelement mit der Grundstruktur eines vertikalen IGBT bekannt. Prinzipiell lassen sich dabei zwei Typen des vertikalen IGBT bzw. V-IGBT unterscheiden, nämlich der sog. Punch- Through-IGBT (PT) und der sog. Non-Punch-Through-IGBT (NPT) , wie beispielsweise in Laska et al., Solid-State- Electronics, Band 35, Nr. 5, Seiten 681-685, beschrieben.
Anhand von Fig. 6 werden nachstehend die Grundeigenschaften dieser beiden IGBT-Typen beschrieben.
Fig. 6 zeigt eine schematische Querschnittsdarstellung eines bekannten PT- bzw. NPT-IGBT, welcher allgemein das Bezugszeichen 100 trägt.
Ein PT-IGBT wird üblicherweise auf einem dicken, p+-dotier- ten Substrat mit einer epitaktisch aufgebrachten n- Bufferschicht 140 und einem ebenfalls epitaktisch aufgebrachten n~-Driftgebiet 104 hergestellt. Da die Dicke des n"-Driftgebiets 104 für einen möglichst geringen Durchlass- Spannungsabfall geringer gewählt wird, als es die Weite der Raumladungszone im n"-Driftgebiet 104 bei der gewünschten Sperrfähigkeit erfordert, dient die n-Bufferschicht 140 dazu, ein Durchgreifen der Raumladungszone zum im Substrat vorgesehenen rückseitigen p+-Emitter 105 zu vermeiden. Um trotz eines guten p+-Emitters 105 ein schnelles Abschalten des Stromes zu erzielen, wird die Trägerlebensdauer über ein life-time-killing, beispielsweise mittels Bestrahlung, klein gehalten und/oder die Dotierung der n-Bufferschicht 140 entsprechend hoch gewählt. Da die Durchlassspannung mit zunehmender Dotierungsdosis der n-Bufferschicht 140 größer wird, ist ein guter Kompromiss zwischen Durchlass- und Abschaltverhalten mit einer hochdotierten dünnen n-Buffer- schicht 140 zu erzielen.
Ein NPT-IGBT lässt sich aus dem PT-IGBT dadurch ableiten, dass die n-Bufferschicht 140 entfällt und die Dicke des Driftgebiets 104 größer gewählt wird, als es die Weite der Raumladungszone bei der gewünschten Sperrfähigkeit erfor- dert. Der NPT-IGBT wird üblicherweise auf einem niedrigdotierten Substrat mit hoher Ladungsträgerlebensdauer hergestellt, wobei nach Einbringen der Diffusionsprofile auf der Wafervorderseite ein flacher p+-Emitter 105 mit nur wenigen μm Eindringtiefe (sehr viel kleiner als 20 μm) und schlech- tem Emitterwirkungsgrad auf der Waferrückseite hergestellt wird. Ein derartiger transparenter p+-Emitter 105 dient dazu, ein schnelles Abschalten des Stroms im dynamischen Betrieb des Bauelements mit dem Ziel zu gewährleisten, die Abschaltverluste klein zu halten. Um trotz des schlechten p+-Emitters 105 befriedigende Durchlasseigenschaften zu erzielen, muss die Trägerlebensdauer im n"-Driftgebiet 104 möglichst hoch gewählt werden, und ferner ist die Dicke des n~-Driftgebiets 104 unter Berücksichtigung der gewünschten Sperrfähigkeit des Bauelements möglichst gering zu wählen.
Vorderseitig setzen sich ein PT- bzw. NPT-IGBT aus einem aktiven Gebiet 130 und einem Randabschlussgebiet 150 zusammen, wobei letzteres die gewünschte Sperrfähigkeit zum Rand des Chips hin gewährleistet. Das aktive Gebiet 130 setzt sich aus einer Vielzahl parallel geschalteter zellen- oder streifenförmiger MOS-Steuerköpfe 106, 107, 108 zusammen. Diese MOS-Steuerköpfe 106, 107, 108 werden später im Zusammenhang mit der Funktionsweise von vertikalen IGBTs näher erläutert.
Die MOS-Steuerköpfe 106, 107, 108 erhält man durch fortgesetzte Spiegelung der in Fig. 6 zwischen den Schnitten AA' und BB' dargestellten Halbzelle am Schnitt AA' . Im Randbe- reich 150 sind zum Erreichen der gewünschten Sperrfähigkeit Feldplattenstrukturen üblich. Diese bestehen üblicherweise aus einer als Metallfeldplatte ausgebildeten Kathode 101, einer über die nicht gezeigte dritte Dimension damit elektrisch verbundenen Polysiliziumfeldplatte 153a, einer mit einem n+-Kanalstopper 155 verbundenen Metallisierung 152 und einer über die nicht gezeigte dritte Dimension mit der Metallisierung 152 elektrisch verbundenen Polysiliziumfeldplatte 153b. Weiterhin bezeichnet Bezugszeichen 159 ein Feldoxid und Bezugszeichen 110 ein Zwischendielektrikum, das abgesehen von gezielten Kontaktierungen dazu dient, die Metallisierungsebene elektrisch von der Polysiliziumebene zu isolieren.
Nachfolgend wird zunächst die Funktionsweise eines NPT- bzw. PT-IGBT im Durchlassfall näher erläutert.
Ein nur mittels einer dünnen Gateoxidschicht 109 vom Halbleiterkörper isoliertes, üblicherweise aus Polysilizium bestehendes Gate 103 wird gegenüber der Kathode 101 auf ein Potential oberhalb der Schwellspannung der MOS-Steuerköpfe 106, 107, 108 gebracht. Daraufhin wird im Bereich des p- Bodygebiets 108 ein Inversionskanal an der Halbleiteroberfläche unter dem Gate 103 erzeugt, woraufhin sich die Halb- leiteroberfläche im Bereich des n~-Driftgebiets 104 im Zustand der Akkumulation befindet. Bei einer gegenüber der Kathode 101 positiven Spannung an der Anode 102 werden Elektronen über das n+-Sourcegebiet 106, den influenzierten MOS-Kanal und die Akkumulationsschicht in das n"-Drift- gebiet 104 injiziert. Daraufhin injiziert der anodenseitige p+-Emitter 105 Löcher, wodurch das n~-Driftgebiet 104 derart von Ladungsträgern überschwemmt wird, dass seine Leitfähigkeit im aktiven Gebiet 130 und benachbarten Teilen des Randabschlusses 150 erhöht wird. Diese Teile befinden sich bei üblichen Durchlassstromdichten in Hochinjektion. Dadurch ist ein IGPT mit einer Sperrfähigkeit ab ca. 150 - 200 V in der Lage, höhere Stromdichten mit einem kleineren Spannungsabfall zwischen Anode und Kathode zu führen als ein MOS-Transistor mit gleicher Durchbruchspannung. Der Strom fließt im Durchlassfall von der Anode 102 zur Kathode 101. Er wird von Elektronen getragen, die in das n"-Drift- gebiet 104 injiziert werden und über den anodenseitigen p+- Emitter 105 zur Anode 102 abfließen und von Löchern, die von dem anodenseitigen p+-Emitter ins n"-Driftgebiet 104 injiziert werden und über die p-Gebiete 107, 108 zur Kathode 101 hin abfließen.
Neben den hier diskutierten planaren vertikalen IGBT- Strukturen gibt es außerdem vertikale IGBTs mit so genann- tem Trench-Gate, bei denen das Gate in Form eines Grabens in die Halbleiteroberfläche eingelassen ist. Siehe dazu I. Omura et al . , ISPSD '97, Conf. Proc . , S. 217-220. Die Funktionsweise dieser vertikalen IGBTs mit Trench-Gate ist völlig analog zu den vorstehend diskutierten Strukturen, sie bieten jedoch den Vorteil eines geringeren Durchlassspannungsabfalls .
Nachstehend soll die Funktionsweise des NPT- bzw. PT-IGBTs im Sperrfall erörtert werden. Im Sperrfall wird das Gate 103 gegenüber der Kathode 101 auf eine Spannung unterhalb der Schwellspannung gebracht. Bringt man nun die Anode 102 auf ein positives Potential, so dehnt sich die an der Grenze zwischen dem p-Bodygebiet 108 und dem n~-Driftgebiet 104 ausgebildete Raumladungszone fast ausschließlich in das n~- Driftgebiet 104 aus.
Beim NPT-IGBT ist die Dicke der n"-Driftzone 104 größer gewählt als die Weite, die die Raumladungszone bei einer ge- gebenen maximalen Sperrfähigkeit des Bauelements aufweist. Dies führt zu dem in Fig. 6 angedeuteten dreieckförmigen Verlauf (gestrichelte Linie) der elektrischen Feldstärke |E| entlang der Dickenrichtung y des Bauelements. Das Maximum der Feldstärke |E| befindet sich dabei im Bereich der MOS-Steuerköpfe 106, 107, 108.
Beim PT-IGBT ist die Dicke der n"-Driftzone 104 kleiner gewählt als die Weite, die die Raumladungszone bei einer gegebenen maximalen Sperrfähigkeit des Bauelements aufweisen würde. Um ein Auflaufen der Raumladungszone auf den rückseitigen p+-Emitter 105 zu verhindern, wird hier die n- dotierte Bufferschicht 140 mit dem Ziel eingebracht, den Punch-Through zu vermeiden. Dies führt zu dem in Fig. 6 angedeuteten trapezförmigen Verlauf (durchgezogene Linie) der elektrischen Feldstärke |E| entlang der Dickenrichtung y des Bauelements. Das Maximum der Feldstärke befindet sich dabei ebenfalls im Bereich der MOS-Steuerköpfe 106, 107, 108.
Fig. 7 zeigt eine übliche Schaltungstopologie, in der ein vertikaler IGBT 100 gemäß Fig. 6 als Zündtransistor im Primärkreis einer Zündspule für eine Brennkraftmaschine verwendet wird. Für diese Anwendung als Zündtransistor wird bisher ein V-IGBT mit einer notwendigen Sperrfähigkeit von ca. 400 - 600 V verwendet.
Gemäß Fig. 7 ist der V-IGBT 100, der die Hauptanschlüsse 101 entsprechend Kathode, 102 entsprechend Anode und den Steueranschluss 103 entsprechend Gate aufweist, über eine
Primärwicklung einer Zündspule 211 mit der Batteriespannung VBat am Knoten 210 verbunden. Auf der Sekundärwicklungsseite der Zündspule 211 sind eine Zündkerze 212, ein Schutzwiderstand 214 von 1-2 kΩ und eine Diode 213 zur Unterdrückung des Einschaltfunkens angeschlossen.
Der V-IGBT 100 ist integriert in einer Schaltungsanordnung 200, welche die Verbindungsknoten 201, 202 und 203 aufweist. Dabei ist der Verbindungsknoten 202 direkt mit dem ersten Hauptanschluß 102 des V-IGBT 100 verbunden und der Verbindungsknoten 203, der auf Masse GND liegt, direkt mit dem zweiten Hauptanschluß 101 des V-IGBT 100 verbunden.
Die weiteren Schaltungskomponenten innnerhalb der Schaltungsanordnung 200 dienen zur Ansteuerung und Klammerung des V-IGBT 100. Dabei dient Diode 204 dem Schutz des Gates 103, welches damit verbunden ist, vor Überspannungen. Die Diode 206 verhindert im Durchlassfall einen Stromfluss vom Steueranschluss 103 zum Hauptanschluss 102, der über das
Halbleitermaterial des V-IGBT mit dem Anschluß 152 verbunden ist. Die Widerstände 207 mit beispielsweise 1 kΩ und 208 mit beispielsweise 10-25 kΩ legen einerseits den Eingangswiderstand der Schaltungsanordnung 200 am Verbindungs- knoten 201 für ein Steuersignal ST fest und bilden andererseits die Last einer Klammerdiodeneinrichtung 205, die üblicherweise als eine Klammerdiodenkette aus einer Mehrzahl in Sperrrichtung gepolter Polysilizium-Zenerdioden ausgeführt ist. Die Elemente 204, 205, 206, 207 und 208 sind üb- licherweise monolithisch mit dem V-IGBT integriert, wobei außer dem Element 205 auch die Dioden 204, 206 normalerweise aus Polysilizium bestehen.
Wie skizziert, ist die Klammerdiodeneinrichtung 205 nicht direkt mit der Metallisierung der Anode 102 verbunden, da sich diese auf der Chipunterseite befindet und schlecht zugänglich ist. Vielmehr steht sie mit der Metallisierung 152 des Kanalstoppers 155 in Kontakt, welche bis auf eine Flussspannung das gleiche Potential wie die Anode 102 aufweist. Die Schaltungsanordnung 200 ist von einem Steuergerät direkt über den Verbindungsknoten 201 betreibbar. Dazu wird an den Verbindungsknoten 201 ein Steuersignal ST mit einer positiven Spannung von beispielsweise 5 V gelegt, woraufhin ein Stromanstieg durch die Zündspule 211 initiiert wird.
Zu einem bestimmten Zeitpunkt wird die Spannung am Verbin- dungsknoten 201 auf ca. 0 V reduziert, woraufhin die Spannung an der Metallisierung 152 und am Hauptanschluss 102 und somit am Verbindungsknoten 202 steil ansteigt. Der Spannungsanstieg wird auf die Sekundärseite der Zündspule 211 hochtransformiert und führt zu einem Zündfunken an der Zündkerze 212. Die Klammerdiodenkette 205 hat dabei die
Aufgabe, den Spannungsanstieg an dem Hauptanschluss 102 auf die so genannte Klammerspannung VL von ca. 400 V zu begrenzen, um einerseits den V-IGBT 100 und andererseits die übrigen Schaltungskomponenten der Schaltungsanordnung 200 zu schützen. Dies ist insbesondere im so genannten Impulsfall von Bedeutung.
Der Impulsfall tritt auf, wenn z.B. infolge eines abgefallenen Zündkabels kein Zündfunke erzeugt wird. Dann nämlich muss die mit 200 bezeichnete Schaltungsanordnung einschließlich des V-IGBT 100 die sonst im Funken umgesetzte Energie aufnehmen. Fig. 3 zeigt eine schematische Darstellung des Zeitverlaufs der Klammerung der Anodenspannung bei der üblichen Schaltungsanordnung 200.
Ein zeitlicher Verlauf der Spannung VA am ersten Hauptanschluß 102 bzw. am Verbindungsknoten 202 ist in Fig. 3 mit der gepunkteten Kurve 302 angedeutet. Dabei wird angenommen, dass der Zündschalter für t < 0 eine gewisse Zeit eingeschaltet war, so dass zum Zeitpunkt t = 0 ein Strom von typischerweise 7-20 A durch den V-IGBT 100 und die Zündspule 211 fließt. Wird der V-IGBT 100 durch die Reduktion der Spannung des Ansteuersignais ST am Verbindungsknoten 201 auf 0 V bei t = 0 abgeschaltet, so zwingt die Zündspule 211 ihm zunächst noch den vollen Strom auf.
Daraufhin steigt die Spannung VA am ersten Hauptanschluß 102 steil an. Ohne eine Spannungsbegrenzung würde die Spannung VA am ersten Hauptanschluß 102 hierbei bis zum Durchbruchswert des V-IGBTs 100 ansteigen und diesen zerstören. Dies wird mittels der Klammerdiodeneinrichtung 205 dadurch verhindert, dass beim Erreichen der vorgewählten Klammerspannung VK zum Zeitpunkt tr (tr beträgt typischerweise einige μs) das Gate 103 des V-IGBTs 100 gerade so stark angesteuert wird, dass ein Überschreiten der Klammerspannung Vκι am Hauptanschluß 102 vermieden wird.
Läge kein Impulsfall, sondern der Standardbetriebsfall gemäß der durchgezogenen Kurve 301 in Fig. 3 vor, dann würde die Spannung VA am ersten Hauptanschluß 102 nach ca. ti - tr = 15 μs einbrechen und nach weiteren ca. 15 μs bei tf den Zündfunken an der Zündkerze 212 erzeugen. Die Folge wäre ein Umsatz der in der Zündspule 211 gespeicherten Energie in der Brennkammer während der Funkenbrenndauer t3 - tf, in der am ersten Hauptanschluß 102 für die meiste Zeit nur die rücktransformierte Brennspannung von ca. VB = 30 V anliegt. Am Ende der Funkenbrenndauer t - tf wird die Spannung VA am Hauptanschluss 102 wieder auf die Batteriespannung Vßat = 14 V absinken.
Im Impulsfall, gezeigt durch die gepunktete Kurve 302 in Fig. 3, hingegen bleibt die hohe KlammerSpannung von ca. 400 V bis zum Zeitpunkt t bestehen, und der durch die Zündspule 211 und den V-IGBT 100 fließende Strom nimmt folglich linear über der Zeit bis zum Zeitpunkt t4 ab. Zum Zeitpunkt t ist die Spulenenergie abgebaut, d.h. in der Schaltungsanordnung 200 in Form von Wärme umgesetzt, und die Spannung VA am Anschluss 102 sinkt steil auf die Batteriespannung VBat ab. Die Zeitspanne t4 - tr dauert zwar nur einige Hundert μs, aber dennoch stellt dieser Betriebsfall durch die hohe umgesetzte Leistung eine hohe Anforderung an die Impulsfestigkeit des IGBTs 100 dar, die nicht immer in ausreichendem Maße zu gewährleisten ist. Die Folge davon ist im schlimmsten Fall eine Zerstörung des IGBTs 100.
In J. Yedinak et al., ISPSD '98, Conf. Proc, S. 399-402, wird am Beispiel eines PT-IGBTs gezeigt, dass ein Ausfall folgendermaßen zustande kommt: Im Impulsfall hat die Raumladungszone das gesamte n"-Driftgebiet 104 erfasst. Über eine mittels der Klammerdioden 205 kontrollierte Ansteuerung des Gates 103 werden Elektronen über den ausgebildeten MOS-Kanal ins n"-Driftgebiet 104 injiziert, die den rückseitigen p+-Emitter 105 ansteuern. Infolge der hohen Strom- dichte, der hohen elektrischen Feldstärke und der damit verbundenen hohen Verlustleistung im Bereich der MOS- Steuerköpfe 106, 107, 108 wird das Bauelement insbesondere im Bereich der Kathode 101 sehr heiß, woraufhin es zu einem Elektronenleckstrom aus den MOS-Steuerköpfen 106, 107, 108 kommt. Die Elektronen laufen in Richtung Anode 102 und steuern den p+-Emitter 105 auf. Sie wirken also wie eine zusätzliche Ansteuerung des IGBTs 100.
Um die Spannung auf dem Wert der Klammerspannung zu halten, wird über die Klammerdiodenkette 205 die Ansteuerung des Gates 103 entsprechend reduziert. Unter bestimmten Betriebsbedingungen ist die Aufsteuerung durch den thermisch bedingten Elektronenleckstrom so stark, dass der V-IGBT 100 den Laststrom ohne Gateaufsteuerung führen kann. Seine Steuerbarkeit geht verloren. Daraufhin steigen die Temperatur und der Leckstrom des Bauelements weiter an. Es kommt schließlich zu einer thermischen Mitkopplung und der V-IGBT 100 wird zerstört. In einer Untersuchung zur Abhängigkeit der Impulsfestigkeit der V-IGBTs von der Klammerspannung gemäß Z. J. Shen et al., IEEE Electron Device Letters, Band 21, Nr. 3, März 2000, S. 119-122, zeigt sich, dass die Impulsfestigkeit mit abnehmender Klammerspannung stark zunimmt. Der Grund dafür ist die Reduzierung der im V-IGBT 100 umgesetzten Leistung infolge der abgesenkten Klammer- Spannung, wodurch die während des Impulsfalls im Bereich der MOS-Steuerköpfe 106, 107, 108 auftretende Maximaltemperatur reduziert wird.
Betrachtet man standardmäßige Zündanlagen von Kraftfahrzeugen, so stellt man fest, dass in diesen die Klammerspannung nicht frei wählbar und insbesondere nicht deutlich reduzierbar ist. Eine deutlich abgesenkte Klammerspannung würde nämlich eine zuverlässige Erzeugung des Zündfunkens gefähr- den.
In Z. J. Shen et al., PCIM '96, Conf. Proc, S. 11-16, ist ein intelligenter V-IGBT mit Strombegrenzung und Übertempe- raturabschaltung offenbart, bei dem Polysiliziumdioden als Temperatursensor genutzt werden. Im eingeschalteten Zustand wird der IGBT bei Erreichen einer bestimmten Schwelltemperatur abgeschaltet, indem die monolithisch integrierte Steuerschaltung die Gatespannung reduziert. Als Zündtransistor ist dieser IGBT jedoch ungeeignet, da ihm eine Klamme- rung fehlt. Außerdem wäre eine Übertemperaturabschaltung durch die Reduktion der Gatespannung im Impulsfall kontraproduktiv, da sie die ebenfalls über die Gatespannung eingreifende Klammerung unwirksam machen würde.
Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Problematik besteht also darin, eine verbesserte Halbleiter-Schaltungsanordnung, insbesondere für Zündungsverwendungen, mit einer gegenüber dem Impulsfall besser schützbaren Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung zu schaffen. VORTEILE DER ERFINDUNG
Die erfindungsgemäße Halbleiter-Schaltungsanordnung, insbe- sondere für Zündungsverwendungen, mit den Merkmalen des Anspruchs 1 bzw. die Verwendung nach Anspruch 9 weisen den Vorteil auf, daß die Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung in einer vorgebbaren Betriebsphase besser schützbar ist, ohne seine Klammerspannung in einer anderen vorggebba- ren Zeitphase zu reduzieren. Die zur erfindungsgemäßen Ansteuerung zur Bestimmung der Zeitphasen nötigen Schaltungen können vorteilhafterweise monolithisch in die Halbleiter- Leistungsschaltereinrichtung integrierbar sein.
Die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Idee besteht darin, daß die Klammerdiodeneinrichtung einen ersten Teil mit einer ersten Klammerspannung und einen zweiten Teil mit einer zweiten Klammerspannung aufweit, wobei der zweite Teil in Serie zum ersten Teil geschaltet ist. Wei- terhin ist eine steuerbare Halbleiter-Ξchaltereinrichtung, welche parallel zum ersten Teil geschaltet ist, zum steuerbaren Überbrücken des ersten Teils vorgesehen, so daß entweder die Summenspannung der ersten und zweiten Klammerspa- nung oder die zweite Klammerspannung zum Klammern der am ersten Hauptanschluß anliegenden externen Spannung vorgesehen ist. Eine Steuerschaltung dient zum Steuern der steuerbaren Halbleiter-Schaltereinrichtung in Abhängigkeit von einem vorbestimmten Betriebszustand der Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung. In den Unteransprüchen finden sich vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des Gegenstandes der Erfindung.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist der vorbestimmte Betriebszustand eine Betriebstemperatur der Halbleiter- Leistungsschaltereinrichtung.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist ein Tem- peratursensor zur Erfassung der Betriebstemperatur der
Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung vorgesehen ist und ist die Steuerschaltung derart gestaltet, daß sie die Halbleiter-Schaltereinrichtung dann zum Überbrücken ansteuert, wenn die Betriebstemperatur der Halbleiter-Leistungs- schaltereinrichtung eine vorbestimmte Temperatur überschreitet .
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist der vorbestimmte Betriebszustand ein Zustand, der nach einer vor- bestimmten Zeitverzögerung nach einem Zustandswechsel eines am Steueranschluß anliegenden Steuersignals vorliegt.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung weist die Steuerschaltung ein Zeitglied zur Erfassung der Zeitverzö- gerung nach dem Zustandswechsel auf und ist derart gestaltet, daß sie die Halbleiter-Schaltereinrichtung dann zum Überbrücken ansteuert, wenn die erfaßte Zeitverzögerung die vorbestimmte Zeitverzögerung überschreitet. Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die steuerbare Halbleiter-Schaltereinrichtung ein zweiter NMOS- Transistor, dessen Steueranschluß über eine Widerstandseinrichtung und Teile des Halbleiterchips mit dem ersten Hauptanschluß verbunden ist.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist zwischen der Steuerschaltung und der steuerbaren Halbleiter- Schaltereinrichtung eine Spannungsumsetzungseinrichtung vorgesehen, welche einen ersten NMOS-Transistor, dessen erster Hauptanschluß über zwei antiseriell geschaltete Dioden mit dem Steueranschluß des zweiten NMOS-Transistors verbunden ist und über dessen zweitem Hauptanschluß und Steueranschluß die Steuerschaltung angeschlossen ist, aufweist.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung ein vertikaler IGBT, der aufweist: einen rückseitigen Emitterbereich eines zweiten Leitungstyps, ein Driftgebiet des ersten Leitungs- typs und einen rückseitigen Anodenkontakt als ersten Hauptanschluß; ein optionales Buffergebiet zwischen dem Driftgebiet und dem rückseitigen Emitterbereich; eine vorderseitige MOS-Steuerstruktur mit einem vorderseitigen Sourcebe- reich und einem Bodybereich, welche in das Driftgebiet ein- gebracht sind, und einen über dem Bodybereich und über einem daran angrenzenden Teil des Driftgebiets isoliert angeordneten Steuerkontakt als Steueranschluß; einen vorderseitigen Kathodenkontakt, welcher mit dem vorderseitigen Sour- cebereich und dem Bodybereich verbunden ist; wobei die Klammerdiodeneinrichtung, die Halbleiter-Schaltereinrichtung und die Steuerschaltung vorderseitig zwischen einem aktiven Bereich und einer Randabschlußmetallisierung der Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung integriert sind.
ZEICHNUNGEN
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher er- läutert.
Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Querschnittsdarstellung einer Halbleiter-Schaltungsanordnung für Zündungsverwendungen gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 eine schematische Querschnittsdarstellung eines Steuer- und Schalterteils der Halbleiter-Schaltungsanordnung für Zündungsverwendungen gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 eine schematische Darstellung des Zeitverlaufs der Klammerung der Anodenspannung der Halbleiter- Leistungsschaltereinrichtung bei der üblichen Halbleiter-Schaltungsanordnung für Zündungsver- Wendungen und bei den Ausführungsformen der Erfindung;
Fig. 4 eine schematische Querschnittsdarstellung einer schaltungstechnischen Integrationslösung der
Halbleiter-Schaltungsanordnung für Zündungsverwendungen gemäß den Ausführungsformen der Erfindung;
Fig. 5 eine schematische Aufsicht der schaltungstechnischen Integrationslösung der Halbleiter-Schaltungsanordnung für Zündungsverwendungen gemäß den Ausführungsformen der Erfindung;
Fig. 6 eine schematische Querschnittsdarstellung eines bekannten NPT-IGBT bzw. PT-IGBT; und
Fig. 7 eine übliche Schaltungstopologie, in der ein vertikaler IGBT als Zündtransistor im Primärkreis einer Zündspule für eine Brennkraftmaschine verwendet wird.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder funktionsgleiche Komponenten.
Fig. 1 zeigt eine schematische Querschnittsdarstellung einer Halbleiter-Schaltungsanordnung für Zündungsverwendungen gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 1 bezeichnet Bezugszeichen 400 allgemein eine Halb- leiter-Schaltungsanordnung für Zündungsverwendungen gemäß der ersten Ausführungsform mit einer speziellen Beschaltung 401 im Bereich der Klammerdiodeneinrichtung 205a, 205b, welche über die Metallisierung 152 zwischen dem ersten Hauptanschluß 102 und den Steueranschluß 103 geschaltet ist. Bezugszeichen 404, 405, 406, 407 in Fig. 1 bezeichen bestimmte Schaltungsknoten, auf die später Bezug genommen wird.
Die Klammerdiodeneinrichtung 205a, 205b weist einen ersten Kettenteil 205a mit einer ersten Klammerspannung zwischen den Schaltungsknoten 404, 405 und einen zweiten Kettenteil 205b mit einer zweiten Klammerspannung auf, wobei der zweite Teil 205b in Serie zum ersten Teil 205a geschaltet ist.
Weiterhin ist eine steuerbare Halbleiter-Schaltereinrichtung 402 vorgesehen, welche parallel zum ersten Teil 205a geschaltet ist und zum steuerbaren Überbrücken des ersten Teils 205a dient, so daß entweder die Summenspannung der ersten und zweiten Klammerspanung oder die zweite Klammer- Spannung zum Klammern der am ersten Hauptanschluß 102 anliegenden externen Spannung VA vorgesehen ist.
Eine Steuerschaltung 403 dient zum Steuern der steuerbaren Halbleiter-Schaltereinrichtung 402 in Abhängigkeit von ei- nem vorbestimmten Betriebszustand der Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung in Form des V-IGBT 100.
Insbesondere kann der Schaltungsanordnung gemäß der vorlie- genden Ausführungsform durch diese spezielle Beschaltung ein Klammerverhalten vermittelt werden, wie es durch die gestrichelte Kurve 303 in Fig. 3 dargestellt ist.
Der Kerngedanke bei dieser ersten Ausführungsform besteht darin, die Klammerspannung zu einem Zeitpunkt t2 > tf nach der Funkenerzeugung von dem hohen Niveau von VKL = 400 V auf ein deutlich niedrigeres Niveau VK ' umzuschalten. Diese niedrigere Klammerspannung VKL' liegt vorzugsweise oberhalb der rücktransformierten Brennspannung VB, um im Stan- dardbetrieb den Brennvorgang nicht zu stören. Beispielsweise ist ein Wert VKL' = 50 V ein sinnvoller Wert. Der Zeitpunkt t2 ist vorzugsweise möglichst kurz nach der Funkenerzeugung zur Zeit tf zu wählen. Die Reduktion der Klammerspannung nach Erzeugung des Funkens gewährleistet einer- seits eine sichere Funkenerzeugung durch Beibehalten der hohen Klammerspannung VKL in der Funkenerzeugungsphase. Andererseits setzt sie die im V-IGBT 100 auftretende Verlustleistung und Wärmegeneration im Impulsfall deutlich herab und erhöht dadurch seine Impulsfestigkeit. Wie Fig. 3 deut- lieh zeigt, wird der Abbau der in der Zündspule 211 gespeicherten Energie auf ein größeres Zeitintervall verteilt, das zum Zeitpunkt t5 endet. Dieses Verhalten ist gemäß dieser Ausführungsform dadurch erzeugbar, dass die an sich bekannte Klammerdiodenkette 205 gemäß Fig. 7 in einen hochsperrenden Teil 205a mit einer Durchbruchspannung von beispielsweise 350 V und einen nied- rigsperrenden Teil 205b mit einer Durchbruchspannung von beispielsweise 50 V aufgeteilt ist, wobei der hochsperrende Teil 205a mit der Halbleiter-Schaltereinrichtung 402 überbrückbar ist. Bei offener Schaltereinrichtung 402 liegt die volle Klammerspannung VKL = 400 V vor, während bei ge- schlossener Schaltereinrichtung 402 die reduzierte Klammerspannung VKL' vorliegt.
Die Wahl des Schaltzustandes der Schaltereinrichtung 402 kann durch eine entsprechend gestaltete Steuerschaltung 403 nach vorbestimmten Kriterien geschehen. Beispielsweise erfolgt bei der ersten Ausführungsform eine Temperatursteuerung basierend auf der Chiptemperatur unter Verwendung eines Temperatursensors TS.
Bei der temperaturgesteuerten Schaltungsversion ist die Schaltereinrichtung 402 bei t = 0 zunächst offen. Übersteigt die durch den Temperatursensor erfaßte Chiptemperatur wegen des Vorliegens des Impulsfalls einen vorgegebenen Temperaturwert, wird die Schaltereinriuchtung 402 durch die Steuerschaltung 403 geschlossen, wodurch die Klammerspannung auf die Spannung VKL' bis zum Ende des Impulsfalls herabgesetzt wird. Dieses Ende kann entweder ebenfalls über die Temperatur erfaßt werden, z.B. Unterschreiten eines vorgegebenen Temperaturwerts, oder es kann automatisch nach Ablauf einer vorbestimmten Zeit festgelegt werden.
Der für eine solche temperaturabhängige Steuerung notwendi- ge Temperatursensor TS kann beispielsweise mittels Polysi- liziumdioden dargestellt werden, deren temperaturabhängige Flussspannung ausgewertet wird. Siehe dazu Z. J. Shen et al., PCIM '96, Conf. Proc. , S. 11-16. Außerdem ist generell die Auswertung des temperaturabhängigen Sperrstroms von PN- Übergängen oder der temperaturabhängigen Schwellspannung von MOS-Transistoren als Temperatursensor TS denkbar. Der Temperatursensor TS ist vorzugsweise in der Mitte des aktiven Gebiets 130 anzuordnen, da der Chip dort am heißesten wird. Berücksichtigt man einen bestimmten Temperaturgra- dienten, so ist jedoch eine von der Chipmitte bzw. vom aktiven Gebiet 130 entfernte Platzierung mit geeigneter Auslegung der Auswertung in der Steuerschaltung 403 ebenfalls möglich. Die Spannungsversorgung des Temperatursensors TS samt zugehöriger Steuerschaltung 403 kann beispielsweise aus der Anodenspannung oder den Schaltungsknoten 405, 406 gemäß dem Stand der Technik abgeleitet werden.
Fig. 2 zeigt eine schematische Querschnittsdarstellung des Steuer- und Schalterteils 401 der Halbleiter-Schaltungs- anordnung für Zündungsverwendungen gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Bei der zweiten Ausführzungsform findet eine zeitgesteuerte Wahl des Schaltzustandes der Schaltereinrichtung 402 gemäß gemäß Fig 1 statt, welche hier durch den NMOS-Transistor 650 mit dem Steueranschluß 653 realisiert ist, wobei der weitere Schaltungsteil außerhalb des Blocks 403 einen Spannungspegelumsetzer darstellt.
Allgemein ist bei der zeitgesteuerten Wahl die Schaltereinrichtung 402 zum Zeitpunkt t = 0 ebenfalls offen. Eine vorgegebene Zeit t2 nach Abschalten der Spannung des Ansteuersignais ST am Verbindungsknoten 201 bei t = 0 wird die Schaltereinrichtung 402 geschlossen und die Klammerspannung auf VKL' reduziert.
Die spezielle Steuerschaltung 403 gemäß Fig. 2 umfasst ein RC-Zeitglied bestehend aus einem Widerstand 510 und einem Kondensator 511, wobei letzterer aus einer nur durch das dünne Gateoxid 109 vom Halbleiter getrennten Polysilizium- elektrode gebildet werden kann. Das RC-Zeitglied wird während t < 0 von der an dem Verbindungsknoten 201 anliegenden positiven Spannung des Ansteuersignais ST über die Diode 509 und den Entkopplungswiderstand 514 maximal bis zu der durch die Diode 504 definierten Spannung aufgeladen.
Ein erster NMOS-Transistor 570 mit einem ersten und zweiten Hauptanschlluß 571 bzw. 572 und einem Steueranschluß 573 ist dadurch während t < 0 eingeschaltet. Zum Zeitpunkt t = 0 wird durch Anlegen von 0 V an den Verbindungsknoten 201 der V-IGBT 100 ausgeschaltet. Der Schaltungsknoten 406 liegt dann ebenfalls auf 0 V, und die Diode 509 verhindert eine schlagartige Entladung des RC-Zeitgliedes, weshalb der erste NMOS-Transistor 570 zunächst eingeschaltet bleibt.
Durch das Abschalten der Spannung am Verbindungsknoten 201 steigt die Spannung VA am Hauptanschluß 102 bis auf die hohe Klammerspannung VKL von 400 V an. Diese Klammerspannung VKL liegt ungefähr auch an der Metallisierung 152 und demzufolge am Schaltungsknoten 404, während am Knoten 405 und am Knoten 513 ungefähr die niedrigere Klammerspannung VK ' anliegt. Hierzu ist die Durchbruchspannung von der Diode 505 identisch zu derjenigen der zweiten Teildiodenkette 205b zu wählen. Weiterhin sind Gateschutzdioden 507a, 507b für einen im Randbereich des IGBT-Chips angeordneten zweiten NMOS-Transistor 650 vorgesehen, der zunächst gesperrt bleibt.
Der Kondensator 511 des RC-Zeitglieds entlädt sich in der Folgezeit über den Widerstand 510, was zum vorgegebenen Zeitpunkt t = t2 ein Abschalten des ersten NMOS-Transistors 570 zur Folge hat. Infolge des Stromflusses über den hochspannungsfesten Polysiliziumwiderstand 659, der beispielsweise mäanderförmig im V-IGBT-Randbereich angeordnet ist, steigt die Spannung am Knoten 513 an und steuert den zweiten NMOS-Transistor 650 auf. Da dieser dem Schalterelement 402 in Fig. 1 entspricht, wird daraufhin der hochsperrende Teil 205a der Klammerdiodenkette überbrückt und demzufolge die Klammerspannung auf VK ' reduziert. Von der erläuterten Schaltungsanordnung gemäß der ersten bzw. zweiten Ausführungsform sind prinzipiell alle verwendeten Komponenten monolithisch mit dem V-IGBT 100 integrierbar.
Fig. 4 zeigt eine schematische Querschnittsdarstellung einer schaltungstechnischen Integrationslösung der Halbleiter-Schaltungsanordnung für Zündungsverwendungen gemäß den Ausführungsformen der Erfindung.
In Fig. 4 bezeichnet 600 allgemein eine integrierte Schaltungsanordnung mit dem aktiven Gebiet 130, einem Logikschaltungsbereich 670 und einem Randabschlussbereich 150 \ wobei die n-Bufferschicht 140 optional ist.
Der bekannte Randabschluss mit den Bestandteilen 152, 153b, 155 gemäß Fig. 6 wird um den hochspannungsfesten Polysili- ziummäanderwiderstand 659 und den zweiten NMOS-Transistor 650 gemäß Fig. 2 ergänzt.
Der zweite NMOS-Transistor 650 besteht aus einer Sourceme- tallisierung 651, die zur Darstellung einer hohen Sperrfähigkeit ebenso mit einer Feldplatte ausgerüstet ist wie ein zugehöriges Polysiliziumgate 653. 656 bezeichnet ein n+- Sourcegebiet, 657 eine p+-Kontaktdiffusion und 658 ein Bo- dygebiet, an dessen unter dem Gate 653 gelegenen Oberfläche ein Inversionskanal ausbildbar ist. Im zwischen den Schnitten BB ' und CC angeordneten Logikbereich mit der p-Logikwanne 577 ist stellvertretend für die anderen darstellbaren Komponenten der erste NMOS-Transistor 570 dargestellt. Dieser besteht aus einer Sourcemetallisie- rung 571, einem n+-Sourcegebiet 576, einer n+-Drainmetalli- sierung 572, einem n+-Draingebiet 575 und einer Gateelektrode 573. 577 bezeichnet eine zugehörige p-Wanne.
Um eine größere Freiheit bei der Verschaltung zu haben, ist das n+-Sourcegebiet 576 über die Sourcemetallisierung 521 einzeln kontaktierbar und nicht mit der p-Wanne 577 kurzgeschlossen. Die p-Wanne 577 befindet sich auf gleichem Potenzial wie der Kathodenbereich 101, 107, 108 des V-IGBT. Dadurch fängt sie wie dieser vom anodenseitigen Emitter 105 emittierte Löcher ein. Um eine möglichst störungsfreie
Funktion der Logik sicherzustellen, sollte die p-Logikwanne 577 an möglichst vielen Stellen über die p+-Kontakt- diffusion 107 an die Kathode 101 angebunden werden. Eine optimale Lösung stellt das vollständig ringförmige Um- schließen jedes einzelnen NMOS-Transistors mit an 101 angeschlossenen p+-Kontaktdiffusionen und Bodydiffusionen 107, 108 dar, wie es im Querschnitt gemäß Fig. 4 skizziert ist.
Fig. 5 zeigt eine schematische Aufsicht der schaltungstech- nischen Integrationslösung der Halbleiter-Schaltungsanordnung für Zündungsverwendungen gemäß den Ausführungsformen der Erfindung. In Fig. 5 bezeichnet zusätzlich zu den bereits eingeführten Bezugszeichen 703 ein Gebiet, in dem die Polysiliziu dio- denketten 205a, 205b, 505, 506 angeordnet sind. 702 bezeichnet ein metallisches Gatebondland, das mit dem Gate 103 elektrisch verbunden ist. 701 bezeichnet ein Kathoden- bondland, das ein Teilbereich der Kathodenmetallisierung der Kathode 101 im aktiven Teil 130 des V-IGBT ist.
Obwohl die vorliegende Erfindung vorstehend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifizierbar.
Obwohl die Erfindung an einem planaren n-Kanal-PT-IGBT er- läutert wurde, ist sie prinzipiell auf andere Leistungsschalter, wie z.B. planare p-Kanal-PT-IGBTs, planare NPT- IGBTs, Trench-PT-IGBTs, Trench-NPT-IGBTs, SPT-IGBTs, MOS- Transistoren mit planarem Gate oder Trench-Gate etc. übertragbar.
Vertauscht man z.B. die Dotierungsarten und die Vorzeichen der anzulegenden Spannung, erhält man aus dem n-Kanal-IGBT einen entsprechenden p-Kanal-IGBT. Allgemein ist dieser dem n-Kanal-NPT-IGBT hinsichtlich der Latch-up-Festigkeit über- legen, aber hinsichtlich der Avalanche-Festigkeit unterlegen.
Die Darstellung von RC-Zeitgliedern mit Zeitkonstanten im μs-Bereich ist platzintensiv. Eine ebenfalls integrierbare Alternative wäre die Verwendung eines Multivibrators mit nachgeschaltetem Frequenzteiler, beispielsweise in NMOS- Widerstands-Logik anstelle des RC-Zeitgliedes in der Steuerschaltung. Die oben erläuterten Ausführungsbeispiele einer geschalteten Klammerung können in einer weiteren nicht illustrierten Ausführungsform noch verfeinert werden. Dazu betrachtet man den Fall, dass mehrere Funken in Folge nicht erzeugbar sind. In diesem Fall einer längeren Impulsfolge gemäß Kurve 303 von Fig. 3 steigt die mittlere Ver- lustleistung im Vergleich zu einer Kette von Impulsen gemäß Kurve 302 von Fig. 3 an. Um daraus resultierende Schäden in der Aufbau- und Verbindungstechnik der Schaltungsanordnung zu vermeiden, sollte daher bei diesem Betrieb durch eine Zusatzlogik ein Warnsignal generiert werden, das die weite- re Endstufenansteuerung unterbindet.
Beispielsweise kann zu einer Zeit t, welche zwischen dem Zeitpunkt t2 und dem Zeitpunkt t5 liegt, der Spannungs zustand von dem Knoten 405 oder dem Gateanschluss 103 abge- fragt werden. Liegt dieser über einem bestimmten Schwellenwert, so dass er auf einen Impulsfall gemäß Kurve 303 von Fig. 3 hindeutet, kann entweder direkt eine Unterdrückung des nächsten positiven Ansteuersignais an dem Knoten 406 oder ein Eintrag in einen Fehlerzähler erfolgen, der erst beim Erreichen einer bestimmten Zahl von Impulsen gemäß Kurve 303 von Fig. 3 weitere positive Ansteuersignale an den Knoten 406 unterbindet. Die nötige Logik und der gegebenenfalls nötige Fehlerzähler können in üblicher Weise ebenfalls monolithisch integriert werden bzw. extern angeordnet werden.
Halbleiter-Schaltungsanordnung, insbesondere für Zündungs- Verwendungen, und Verwendung
BEZUGSZEICHENLISTE:

Claims

Halbleiter-Schaltungsanordnung, insbesondere für Zundungs- Verwendungen, und VerwendungPATENTANSPRÜCHE
1. Halbleiter-Schaltungsanordnung, insbesondere für Zun- dungsverwendungen, mit:
einer Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung (100), welche einen ersten Hauptanschluß (102), einen zweiten Hauptanschluß (101) und einen Steueranschluß (103) aufweist;
einer Klammerdiodeneinrichtung (205a, 205b) , welche zwischen der ersten Hauptanschluß (102) und den Steueranschluß (103) geschaltet ist, zum Klammern einer am ersten Hauptanschluß (202) anliegenden externen Spannung (VA) ;
wobei die Klammerdiodeneinrichtung (205a, 205b) einen ersten Teil (205a) mit einer ersten Klammerspannung und einen zweiten Teil (205b) mit einer zweiten Klammerspannung (VK ) aufweit, wobei der zweite Teil (205b) in Serie zum ersten Teil (205a) geschaltet ist;
einer steuerbaren Halbleiter-Schaltereinrichtung (402, 650), welche parallel zum ersten Teil (205a) geschaltet ist, zum steuerbaren Überbrücken des ersten Teils (205a) , so daß entweder die Summenspannung (VKL) der ersten und zweiten Klammerspanung oder die zweite Klammerspannung (Vκι ) zum Klammern der am ersten Hauptanschluß (202) anliegenden externen Spannung (VA) vorgesehen ist; und
einer Steuerschaltung (403) zum Steuern der steuerbaren Halbleiter-Schaltereinrichtung (402) in Abhängigkeit von einem vorbestimmten Betriebszustand der Halbleiter- Leistungsschaltereinrichtung (100) .
2. Halbleiter-Schaltungsanordnung gemäss Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der vorbestimmte Betriebszustand eine Betriebstemperatur der Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung (100) ist.
3. Halbleiter-Schaltungsanordnung gemäss Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Temperatursensor (TS) zur Erfassung der Betriebstemperatur der Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung (100) vorgesehen ist und die Steuer- Schaltung derart gestaltet ist, daß sie die Halbleiter- Schaltereinrichtung (402, 650) dann zum Überbrücken ansteuert, wenn die Betriebstemperatur der Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung (100) eine vorbestimmte Temperatur überschreitet .
4. Halbleiter-Schaltungsanordnung gemäss Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der vorbestimmte Betriebszustand ein Zustand ist, der nach einer vorbestimmten Zeitverzöge- rung nach einem Zustandswechsel eines am Steueranschluß (103) anliegenden Steuersignals (ST) vorliegt.
5. Halbleiter-Schaltungsanordnung gemäss Anspruch 4, da- durch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (403) ein
Zeitglied zur Erfassung der Zeitverzögerung nach dem Zustandswechsel aufweist und derart gestaltet ist, daß sie die Halbleiter-Schaltereinrichtung (402, 650) dann zum Überbrücken ansteuert, wenn die erfaßte Zeitverzögerung die vorbestimmte Zeitverzögerung überschreitet.
6. Halbleiter-Schaltungsanordnung gemäss einem der vorhergehenden Absprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die steuerbare Halbleiter-Schaltereinrichtung (402, 650) ein zweiter NMOS-Transistor (650) ist, dessen Steueranschluß
(653) über eine Widerstandseinrichtung (659) mit dem ersten Hauptanschluß (102) verbunden ist.
7. Halbleiter-Schaltungsanordnung gemäss Anspruch 6, da- durch gekennzeichnet, dass zwischen der Steuerschaltung
(403) und der steuerbaren Halbleiter-Schaltereinrichtung (402, 650) eine Ξpannungsumsetzungseinrichtung vorgesehen ist, welche einen ersten NMOS-Transistor (570) , dessen erster Hauptanschluß (571) mit dem Steueranschluß (653) des zweiten NMOS-Transistors (650) verbunden ist und über dessen zweitem Hauptanschluß (572) und Steueranschluß (573) die Steuerschaltung (403) angeschlossen ist, aufweist.
8. Halbleiter-Schaltungsanordnung gemäss einem der vorhergehenden Absprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung (100) ein vertikaler IGBT ist, der aufweist:
einen rückseitigen Emitterbereich (105) eines zweiten Leitungstyps (p+) , ein Driftgebiet (104) des ersten Leitungstyps (n~) und einen rückseitigen Anodenkontakt als ersten Hauptanschluß (102);
ein optionelles Buffergebiet (140) zwischen dem Driftgebiet (104) und dem rückseitigen Emitterbereich (105);
eine vorderseitige MOS-Steuerstruktur mit einem vordersei- tigen Sourcebereich (106) und einem Bodybereich (108), welche in das Driftgebiet (104) eingebracht sind, und einen über dem Bodybereich (107, 108) und über einem daran angrenzenden Teil des Driftgebiets (104) isoliert angeordneten Steuerkontakt als Steueranschluß (103) ; und
einen vorderseitigen Kathodenkontakt (101) , welcher mit dem vorderseitigen Sourcebereich (106) und dem Bodybereich (108) verbunden ist;
wobei die Klammerdiodeneinrichtung (205a, 205b) , die Halbleiter-Schaltereinrichtung (402, 650) und die Steuerschaltung (403) vorderseitig zwischen einem aktiven Bereich (130) und einer Randabschlußmetallisierung (152) der Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung (100) integriert sind.
9. Verwendung einer Halbleiter-Schaltungsanordnung gemäss einem der vorhergehenden Absprüche in einer Zündung, wobei der erste Hauptanschluß (102) an eine Primärwicklung einer Zündspule (211) angeschlossen wird und wobei der vorbestimmte Betriebszustand der Halbleiter-Leistungsschaltereinrichtung (100) derart gewählt wird, daß er zeitlich nach einem Zeitpunkt (tf) auftritt, der für die Erzeugung eines Zündfunkens an einer mit der Sekundärwicklung der Zündspule (211) verbundenen Zündkerze (212) vorgesehen ist.
10. Verwendung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Summenspannung (VKL) zwischen 200 und 650 V liegt und die zweite Klammerspannung (VKL Λ) zwischen 35 und 75 V liegt.
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