EP1396078A2 - Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten hochfrequenzsignals - Google Patents

Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten hochfrequenzsignals

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Publication number
EP1396078A2
EP1396078A2 EP02715440A EP02715440A EP1396078A2 EP 1396078 A2 EP1396078 A2 EP 1396078A2 EP 02715440 A EP02715440 A EP 02715440A EP 02715440 A EP02715440 A EP 02715440A EP 1396078 A2 EP1396078 A2 EP 1396078A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
signals
input
modulated
output
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP02715440A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Willmut Zschunke
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
IGR GmbH and Co KG
Original Assignee
Interessengemeinschaft fuer Rundfunkschutzrechte GmbH Schutzrechtsverwertung and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Interessengemeinschaft fuer Rundfunkschutzrechte GmbH Schutzrechtsverwertung and Co KG filed Critical Interessengemeinschaft fuer Rundfunkschutzrechte GmbH Schutzrechtsverwertung and Co KG
Publication of EP1396078A2 publication Critical patent/EP1396078A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits

Definitions

  • the invention relates to a method for signal processing of an amplitude- and / or phase-modulated high-frequency signal (RF signal) and a circuit arrangement for carrying out the method.
  • RF signal amplitude- and / or phase-modulated high-frequency signal
  • signals with a constant envelope can be amplified very efficiently in non-linear power amplifiers, which e.g. is used in the GSM method.
  • the amplifier can be operated in so-called C mode, i.e. without quiescent current.
  • C mode i.e. without quiescent current.
  • an operating point in the linear range of the amplifier characteristic is selected in the so-called A mode, so that positive and negative signal components are amplified equally, for which purpose, however, a power-consuming operating point must be selected.
  • power-saving power amplifier operation is a prerequisite for the useful life of a device with one charge of a battery or an accumulator.
  • power-efficient power amplifiers are not only advantageous for mobile devices, but also for radio transmitters that emit program signals with high output.
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  • the adder circuitry is not power efficient.
  • a similar procedure is also described in IEEE Transactions on Circuits and Systems-1: Fundamental and Applications, vol. 42, no. 6, 1995, pages 321-333, by Kam-yuen Chan and Andrew Bateman. These known methods fail when the amplitude A (t) becomes zero.
  • the exact implementation of the two amplifier branches poses problems. These are also the case with the highly efficient RF amplifiers described in IEEE 1998, pages 137 - 140.
  • a method for signal processing of a modulated high-frequency signal is known from US Pat. No. 5,901,346, in which the high-frequency signal is broken down into two FM signals, amplified and added again.
  • the phase-modulated high-frequency signals with a constant envelope are multiplied by signals 0 ° and 90 °.
  • the two FM signals are obtained by forming the respective sums.
  • a transmission device for high-frequency signals which are constructed according to the LINC principle and has two parallel signal branches, each with an amplifier and a phase modulator.
  • the input signal is divided between the two signal branches using a switch.
  • This output Signals from both signal branches are combined into a sum signal using a combiner.
  • the crossover is designed in such a way that it cyclically swaps the allocation of the input signal components to the two signal branches with a predeterminable clock frequency.
  • the amplitude modulation of the sum signal caused by the cyclical interchange of the input signal components is detected and, depending on this, changed in phase in at least one of the signal branches in such a way that the amplitude modulation is minimal.
  • the object of the invention is to specify a method and a circuit which does not have the problems mentioned and is particularly power-efficient and which allows modulated signals to be amplified, even in the event that their envelope curve goes against or through Zero runs.
  • the object is achieved by the method specified in claim 1 and by implementing a circuit according to claim 16 for carrying out the method.
  • the RF signal is also split into two FM signals, as is known from the last-mentioned document, by phase shifting the RF signal by an angle + ⁇ and -ß, the Projection of the FM signal onto the original RF signal results in the sum of the RF signal.
  • These signals are amplified directly and then fed to an adder. Their generation is new.
  • the phase-modulated RF signal which is kept at a constant envelope A (t), is formed with cos /? To form the two FM signals. and sin /?
  • Advantageous method steps which can be taken into account in addition are specified in subclaims 2 to 15 and advantageous configurations of the circuit in subclaims 17 to 22.
  • the method can also be used for signal processing for pure amplitude modulation (broadcasting). In this case, one of the two input signals (X] _ or X2) is zero.
  • FIG. 1 shows a vector diagram which illustrates how in principle an arbitrary amplitude and phase-modulated RF signal can be broken down into two FM signals.
  • the two FM signals must be shifted in phase by an angle -t-ß and -ß relative to the original signal.
  • Your projection onto the original signal results in the sum of the signal A (t).
  • the actual angular position in relation to the abscissa is determined by the angles ⁇ i and ⁇ 2, not shown, which result from the angles ⁇ + ß and ⁇ - ß, as can be seen from the formula which is given next to FIG. 1.
  • FIG. 2 shows a circuit arrangement from which it can be seen that the two signals FM1 and FM2 which have already been split up and which are in exponential representation ment as e ⁇ lil) - and e ⁇ 2 ⁇ - input variables are given to two nonlinear amplifiers 1 and 2, the outputs of which are connected to the inputs of an adder 3, at the output of which the merged amplified signal composed of the two components is tapped.
  • This signal is also given in an exponential representation (v ⁇ A ⁇ t) e j ⁇ ⁇ '').
  • the orthogonal signals cos (&> 0 t + ⁇ ) and sin ( « 0 t + ⁇ ) are present at the inputs of two multiplication circuits 4 and 5.
  • the output signal is designated at the output of the multiplication circuit 4.
  • the input signal is 2sin /? multiplied.
  • Both outputs of the multiplication circuits 4 and 5 are each connected to an adder 6 and subtractor 7 connected in parallel.
  • the FM1 signal is tapped from one output of the adder 6 and is amplified non-linearly by the amplifier 1 connected downstream.
  • the amplifier circuit 1 corresponds to that shown in FIG. 2.
  • the signal FM2 is tapped from the subtractor 7 and is present at the second input of the adder 3 after amplification by the nonlinear amplifier 2.
  • the signal 2v.4 (t) cos ( ⁇ 0 o t -l - ⁇ (t)) can be tapped. It can be seen from a derived relationship that the multiplication by cos /? can be omitted if the RF signal cos (ö? 0 t • + •?) is used directly.
  • the derivation relationships are given in FIG. 3 for the FM1, FM2 and the output signal.
  • the implementation of the two mutually orthogonal phase- but also amplitude-modulated signals is carried out according to FIGS. 4 and 5.
  • FIG. 4 shows an arrangement for realizing amplitude and phase modulated signals by quadrature modulation.
  • the signals x ⁇ (t) and X2 (t) are usually stored as samples in the mobile radio method in memories (ROM).
  • the modulation with the sine and cosine in the multipliers 4 and 5 is expediently carried out in such a way that the carrier frequency is a quarter of the sampling frequency. This only results in multiplications with +1 and -1 and 0. This means that multiplication and addition become very simple.
  • the signals x ⁇ and X2 are switched through alternately, the sign changing with every second value.
  • the two output signals of the multipliers 4 and 5 are combined in the adder 8 to form the output signal -4 (t) cos ( ⁇ 0 t + ⁇ (t)).
  • FIG. 5 shows how a somewhat different circuit can be used to implement a signal orthogonal to the output signal from FIG. 4 with the same phase modulation.
  • the circuit corresponds essentially to that in FIG. 4. However, the amplitude here is also A (t).
  • the size of the limit is therefore x. lim lnl
  • the modified input signals can either be calculated in a DSP or the converted signals can be stored in a table for the x values occurring (table look-up).
  • the relationship 2cos /? and 2sin? is given in the formulas, as are the modified input signals of the second branch.
  • the output signals of the upper and lower branches are fed to the adder 6 and the subtractor 7, which form the FM1 and FM2 signals in accordance with FIGS. 2 and 3. They are processed as indicated. According to FIG.
  • a push-pull output stage in C mode is proposed as an amplifier for the FM signals, which consists of transistors 9 and 10 and transformer 11.
  • the input signals of such push-pull output stages are usually the same, but their signals are different. This is usually achieved using a differential transformer or complementary transistors.
  • the input signals are the two FM signals (FM1 and FM2), which are amplified in C mode and whose difference appears as an output signal.
  • FIG. 11 An arrangement with a differential transformer 11 is shown in FIG.
  • An arrangement with complementary transistors can of course also be used.
  • the push-pull output stage can also work in switching mode only. Since the difference is now formed instead of the sum as in FIG. 6, the inputs of the subtractor 7 drawn at the top right must be exchanged.
  • the amplified signals also have harmonics. These should be suppressed by a filter 12.
  • the fundamental frequency is, for example, in the range of 900 MHz and the first harmonic at 1800 MHz. This means that the filtering can be carried out with very simple means.
  • a resonant circuit, existing parasitic capacitances or additional capacitances, possibly also an antenna matching network, can be used.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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  • Transmitters (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

Die Erfindung gibt ein Verfahren zur Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals (RF-Signal), bei dem das RF-Signal in zwei Signale (FM1 und FM2) durch relative Phasenverschiebung um einen Winkel + beta und - beta zerlegt wird und die Signale verstärkt werden, bevor sie zu einem Sendesignal addiert werden, und eine Schaltungsanordnung an, bei der das rein phasenmodulierte RF-Signal in einem ersten Zweig mit cos DOLLAR g(b) und in einem zweiten Zweig mit sin DOLLAR g(b) multipliziert wird und die beiden Signale (FM1, FM2) durch jeweilige Summen- und Differenzbildung der multiplizierten Signale gewonnen werden.

Description

Signal erarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals (RF-Signal) sowie eine Schaltungsanord- nung zur Durchführung des Verfahrens .
Es ist bekannt, dass Signale mit einer konstanten Hüllkurve sehr leistungseffizient in nichtlinearen Endstufen verstärkt werden können, was z.B. beim GSM-Verfahren aus- genützt wird. Der Verstärker kann dabei im sog. C-Betrieb betrieben werden, d.h. ohne Ruhestrom. Dadurch werden dann nur die positiven oder negativen Signalanteile zur Aussteuerung der Endstufe verwendet. Im Gegensatz dazu wird bei dem sog. A-Betrieb ein Arbeitspunkt im linearen Bereich der Verstärkerkennlinie gewählt, so dass positive und negative Signalanteile gleichermaßen verstärkt werden, wozu allerdings ein leistungsverbrauchender Arbeitspunkt gewählt werden muss. In Mobilfunkgeräten, GSM-Geräten, UMTS-Geräten und anderen ist ein leistungssparender Endstufenbetrieb Voraussetzung für die Nutzungsdauer eines Gerätes mit einer Ladung einer Batterie bzw. eines Akkumulators . Aber nicht nur für Mobilgeräte sind leistungseffiziente Endstufen von Vorteil, sondern auch bei Rundfunksendern, die die Programmsignale mit hoher Leis- tung abstrahlen.
Die zukünftig vermehrte Nutzung des mobilen Funknetzes durch das UMTS-System (Universal Mobile Telecommunica- u- t u> C>x o Ox
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1
strahlen zu können. Die Schaltung des Addierers ist nicht leistungseffizient .
Eine Technik zur Realisierung einer linearen Bandpassver- Stärkung mit nichtlinearen Komponenten (LINC) ist in der IEEE Transactions on Communications, Deceitiber 1974, Seiten 1942 - 1948, von D.C. Cox beschrieben. Dem RF-Signal werden dabei mittels eines Komponentenseparators das
Hüllkurvensignal A(t) und das phasenmodulierte Signal cos(ω0t + φ(t)) entnommen, was durch eine Begrenzung und Syn- chrondemodulation des RF-Signals erfolgt. Ein ähnliches Verfahren ist auch in IEEE Transactions on Circuits and Systems-1: Fundamental and Applications, vol. 42, no. 6, 1995, Seiten 321 - 333, von Kam-yuen Chan und Andrew Bateman angegeben. Diese bekannten Verfahren versagen, wenn die Amplitude A(t) zu Null wird. Weiterhin wirft die exakte Realisierung der beiden Verstärkerzweige Probleme auf. Diese sind auch bei den hocheffizienten RF-Verstär- kern gegeben, die in der IEEE 1998, Seiten 137 - 140, be- schrieben sind.
Aus der US-5, 901,346 ist ein Verfahren zur Signalverarbeiten eines modulierten Hochfrequenzsignals bekannt, bei dem das Hochfrequenzsignal in zwei FM-Signale zerlegt, verstärkt und wieder addiert werden. Die phasenmodulierten Hochfrequenzsignale mit konstanter Hüllkurve werden mit Signalen 0° und 90° multipliziert. Die beiden FM-Signale werden durch jeweilige Summenbildung gewonnen. Durch die Verwendung nichtlinearer Verstärker können mit der aus der bekannten Schaltung amplituden- und phasenmodu- liereten Signale effizient verstärkt werden.
Aus der DE 197 30 086 AI ist eine Sendeeinrichtung für Hochfrequenzsignale bekannt, die nach dem LINC-Prinzip aufgebaut sind und zwei parallele Signalzweige mit jeweils einem Verstärker und einem Phasenmodulator aufweist. Das Eingangssignal wird auf die beiden Signalzweige mittels einer Weiche aufgeteilt. Diese Ausgangs- Signale beider Signalzweige werden mittels eines Kombina- tors zu einem Summensignal zusammen geführt. Um Phasenfehler in den beiden Signalzweigen auszuregeln ist die Weiche so ausgelegt, dass sie mit einer vorgebbaren Takt- frequenz die Zuteilung der Eingangssignal-Anteile auf die beiden Signalzweige zyklisch vertauscht. Die durch die zyklische Vertauschung der Eingangssignal-Anteile hervorgerufene Amplitudenmodulation des Summensignals wird de- tektiert und in Abhängigkeit davon in die Phase in min- destens einem der Signalzweige so verändert, dass die Amplitudenmodulation minimal wird.
Ausgehend vom Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltung an- zugeben, die die angesprochenen Probleme nicht aufweist und besonders leistungseffizient istund es erlaubt, modulierte Signale zu verstärken, sogar für den Fall, dass ihre Hüllkurve gegen oder durch Null läuft.
Gelöst wird die Aufgabe durch das im Anspruch 1 angegebene Verfahren sowie durch Realisierung einer Schaltung gemäß Anspruch 16 zur Durchführung des Verfahrens.
Grundsätzlich wird beim erfindungsgemäßen Verfahren eben- falls das RF-Signal in zwei FM-Signale aufgespaltet, und zwar, wie dies aus der zuletzt genannten Schrift bekannt ist, durch Phasenverschiebung gegenüber dem RF-Signal um einen Winkel +ß und -ß, wobei die Projektion des FM-Sig- nals auf das ursprüngliche RF-Signal in der Summe das RF- Signal ergibt. Diese Signale werden direkt verstärkt und dann einem Addierer zugeführt. Neuartig ist ihre Erzeugung. Wie später noch anhand der Figuren erläutert wird, wird zur Bildung der beiden FM-Signale im Prinzip das phasenmodulierte RF-Signal, das auf eine konstante Hüll- kurve A(t) gehalten wird, mit cos/? und sin/? multipliziert und die so gewonnenen orthogonalen Komponenten je einem Addierer und einem Subtrahierer zugeführt, von dessen Ausgängen die beiden FM-Signale (FMl und FM2) abgreifbar sind. Diese Multiplikationen werden jedoch, wie noch gezeigt wird, auf der niederfrequenten Seite durchgeführt. Durch dieses Verfahren ist bei der digitalen Signalaufbereitung der Vorteil gegeben, dass -die Signalverarbeitung im niederfrequenten Basisbandbereich erfolgt und damit voll digital und driftfrei realisiert werden kann. Es ist dadurch eine wesentlich .höhere Stabilität gegeben. Durch die besondere Frequenzbeziehung zwischen der Abtastfrequenz und der Trägerfrequenz ist ein einfache Multiplika- tion realisierbar.
Vorteilhafte Verfahrensschritte, die ergänzend berücksichtigt werden können, sind in den Unteransprüchen 2 bis 15 und vorteilhafte Ausgestaltungen der Schaltung in den Unteransprüchen 17 bis 22 angegeben. Das Verfahren ist auch für eine Signalverarbeitung für reine Amplitudenmodulation (Rundfunk) verwendbar. Für diesen Fall ist eines der beiden Eingangssignale (X]_ oder X2) Null.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in der Zeichnung dargestellten Figuren ergänzend erläutert.
In Figur 1 ist ein Zeigerdiagramm dargestellt, das veran-, schaulicht, wie sich prinzipiell ein beliebiges amplitu- den- und phasenmoduliertes RF-Signal in zwei FM-Signale zerlegen lässt. Wie zu erkennen ist, müssen dazu die beiden FM-Signale gegenüber dem ursprünglichen Signal um einen Winkel -t-ß und -ß in der Phase verschoben werden. Ihre Projektion auf das ursprüngliche Signal ergibt in der Summe das Signal A(t). Die tatsächliche Winkellage gegenüber der Abszisse ist durch die nicht dargestellten Winkel φi und φ2 bestimmt, die sich aus dem Winkel φ + ß und φ - ß ergeben, wie aus der Formel ersichtlich ist, die neben der Figur 1 angegeben ist.
In Figur 2 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, aus der ersichtlich ist, dass die beiden bereits aufgespalteten Signale FMl und FM2, die in exponentieller Darstel- lung als e Ψlil) - und e^2^ - Eingangsgrößen angegeben sind, an zwei nichtlinearen Verstärkern 1 und 2 anliegen, deren Ausgänge mit den Eingängen eines Addierers 3 verbunden sind, an dessen Ausgang das zusammengeführte verstärkte Signal, das aus den beiden Komponenten zusammengesetzt ist, abgreifbar ist. Auch dieses Signal ist in exponen- tieller Darstellung angegeben ( v ■ A{t)ejφ^'' ) .
Aus dem Schaltbild in Figur 3 ist ersichtlich, wie aus zwei orthogonalen phasenmodulierten Signalen konstanter Hüllkurve durch Multiplikation mit cos/? und sin/? durch
Summen- und Differenzbildung die beiden FM-Signale gewonnen werden. Die orthogonalen Signale cos(&>0t+ φ) und sin(«0t+^) liegen an den Eingängen von zwei Multiplika- tionsschaltungen 4 und 5 an. In der Multiplikationsschaltung 4 werden die Signale mit 2cosß = A(i) amplitudenmoduliert. Das Ausgangssignal ist am Ausgang der Multiplikationsschaltung 4 bezeichnet. In der Multiplikationsschaltung 5 wird das Eingangssignal mit 2sin/? multipliziert. Beide Ausgänge der Multiplikationsschaltungen 4 und 5 sind mit je einem parallel geschalteten Addierer 6 und Subtrahierer 7 verbunden. Von dem einen Ausgang des Addierers 6 wird das FMl-Signal abgegriffen, das nichtlinear durch den nachgeschalteten Verstärker 1 verstärkt wird. Die Verstärkerschaltung 1 entspricht der in Figur 2 dargestellten. Vom Subtrahierer 7 wird das Signal FM2 abgegriffen, das nach der Verstärkung durch den nichtlinearen Verstärker 2 am zweiten Eingang des Addierers 3 anliegt. Am Ausgang dieses Addierers 3 ist das Signal 2v.4(t)cos(<0ot -l-^(t)) abgreifbar. Aus einer abgeleiteten Beziehung ist ersichtlich, dass die Multiplikation mit cos/? entfallen kann, wenn das RF-Signal cos(ö?0t•+• ?) direkt verwendet wird. Die Ableitbeziehungen sind in Figur 3 formelmäßig für die FMl-, FM2- und das Ausgangssignal ange- geben. Die Realisierung der beiden zueinander orthogonalen pha- sen- aber auch amplitudenmodulierten Signale erfolgt gemäß den Figuren 4 und 5.
Figur 4 zeigt eine Anordnung zur Realisierung amplituden- und phasenmodulierter Signale durch eine Quadraturmodulation. Die Signale xχ(t) und X2 (t) sind beim Mobilfunkverfahren üblicherweise in Speichern (ROM) als Abtastwerte abgelegt. Die Modulation mit dem Sinus und dem Cosinus in den Multiplizierern 4 und 5 wird sinnvoller Weise so durchgeführt, dass die Trägerfrequenz ein Viertel der Abtastfrequenz beträgt. Dadurch ergeben sich nur Multiplikationen mit +1 und -1 und 0. Das bedeutet, dass Multiplikation und Addition sehr einfach werden. Es werden die Signale x^ und X2 abwechselnd durchgeschaltet, wobei sich bei jedem zweiten Wert das Vorzeichen ändert. Die beiden Ausgangssignale der Multiplizierer 4 und 5 werden im Addierer 8 zum Ausgangssignal -4(t)cos(ß 0t+ ^(t)) zusammengeführt .
Figur 5 zeigt, wie sich durch eine etwas andere Beschal- tung ein zum Ausgangssignal aus Figur 4 orthogonales Signal mit der gleichen Phasenmodulation realisieren lässt. Die Schaltung entspricht im wesentlichen der in Figur 4. Allerdings ist die Amplitude hierin ebenfalls A(t) .
Um ein Signal konstanter Amplitude 1 zu erhalten, müsste man durch A(t) dividieren, was aber zu Problemen führt, wenn dies an der Stelle der Multiplikation mit sin/? durchgeführt wird, wenn die Amplitude A(t) gegen Null geht. Die Multiplikation mit sin/? und Division durch A(t) wird deshalb an den Signaleingängen bei den Signalen X]_ und X2 durchgeführt. Dies ist auch deshalb sinnvoll, weil man sich an dieser Stelle im niederfrequenten Bereich be- findet .
Die Anordnung gemäß dieser Idee ist in Figur 6 im unteren Zweig der Schaltung gezeigt. Nähern sich X]_ und 2 dem Wert Null (A(t) geht gegen Null), so ergeben sich Ausdrücke der Form 0/0, wie nachfolgende mathematische Abhandlung belegt.
Dies kann auf einfache Weise durch Anwendung der Taylor- 10 Reihenexpansion in der Zeit t von x-(t) und x2(t) erreicht werden. Beachtend, dass
→o dt
15 wird, wenn die Amplitude verringert wird, ist aus obigen Ausdrücken ableitbar:
0 lim _ X2
'lA→O / γ2 - v2 — - j + X2
Wenn X! und x2 Abtastwerte während eines Zeitintervalls T
25 sind und 0 bei der Probe n Xι n =x2 „ = v) sind, lassen sich folgende Ableitungen aufstellen:
und
,n • _ X2,n ~ 2,π-1 _ ~ X2,n-1 ό{) X2,n T T
Die Größe des Grenzwertes ist mithin x. lim l-n-l
2
ΛJ XΪ -P χ2 Xl,n-l ~^ .2,n-l und
Dies sind die Werte der letzten Proben im Fall χ.=x2=0. Im Falle, dass das Hüllkurvensignal A(t) gegen Null geht, können dieselben Grenzbetrachtungen angestellt werden.
Bei einem Grenzübergang müssen folglich x (t) und X2 (t) durch Differenzwerte ersetzt werden:
E,. ——>»-τ--= 1 '=■ uunndα xx-2, --»— 1=X_== für x,,JxΛ.2,—»0
■
Diese Ableitungen kann man aus den abgespeicherten Abtastwerten der Signale x durch Differenzbildung benachbarter x-Werte gewinnen. Wenn also die x-Werte unter eine nicht mehr verarbeitbare Schwelle fallen, wird man statt ihrer die Differenzwerte einsetzen. Die Berechnung der modifizierten Eingangssignale kann entweder in einem DSP erfolgen oder man kann für die vorkommenden x-Werte die umgerechneten Signale in einer Tabelle ablegen (Table- Look-Up) . Die Beziehung 2cos/? und 2sin ? ist in den Formeln angegeben, ebenso die modifizierten Eingangssignale des zweiten Zweigs. Die Ausgangssignale des oberen und des unteren Zweigs werden dem Addierer 6 und dem Subtrahierer 7 zugeführt, die die FMl- und FM2-Signale entspre- chend Figuren 2 und 3 bilden. Deren Verarbeitung erfolgt wie angegeben. Als Verstärker für die FM-Signale wird nach Figur 7 eine Gegentaktendstufe im C-Betrieb vorgeschlagen, die aus den Transistoren 9 und 10 und dem Übertrager 11 besteht. -Die Eingangssignale solcher Gegentaktendstufen sind üblicher- weise gleiche, aber im Vorzeichen verschiedene Signale. Dies wird üblicherweise durch einen Differentialübertrager oder komplementäre Transistoren erreicht. Hier sind die Eingangssignale die beiden FM-Signale (FMl und FM2), die im C-Betrieb verstärkt werden und deren Differenz als Ausgangssignal erscheint.
In der Figur 7 ist eine Anordnung mit einem Differentialübertrager 11 gezeigt. Selbstverständlich kann auch eine Anordnung mit komplementären Transistoren verwendet werden. Die Gegentaktendstufe kann auch im reinen Schaltbetrieb arbeiten. Da nun die Differenz, statt wie in- Figur 6 die Summe, gebildet wird, müssen die Eingänge des oben rechts gezeichneten Subtrahierers 7 vertauscht werden. Die verstärkten Signale weisen außer der Grund- Schwingung auch noch Harmonische auf. Diese sollten durch ein Filter 12 unterdrückt werden. Die Grundfrequenz liegt beispielsweise im Bereich von 900 MHz und damit die erste Harmonische bei 1800 MHz. Dies bedeutet, dass die Filterung mit sehr einfachen Mitteln durchgeführt werden kann. So können ein Schwingkreis, vorhandene parasitäre Kapazitäten oder zusätzliche Kapazitäten, unter Umständen auch ein Antennenanpassnetzwerk, verwendet werden.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals (RF-Signal) , bei dem das RF-Signal in zwei Signale (FMl und FM2) durch relative Phasenverschiebung um einen Winkel +ß und -ß zerlegt wird und die Signale verstärkt werden, bevor sie zu einem Sendesignal addiert werden, dadurch ge- kennzeichnet, dass das phasenmodulierte RF-Signal mit konstanter Hüllkurve in einem ersten Zweig mit cos/? und in einem zweiten Zweig mit sin/? multipliziert wird und die beiden Signale (FMl, FM2) durch jeweilige Summen- und Differenzbildung der multiplizierten Signale gewonnen werden.
2 . Verfahren nach Anspruch 1 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Multiplikation mit cos/? im ersten
Zweig entfällt und das RF-Signal direkt angelegt wird .
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Signal ein orthogonales phasenmoduliertes Signal mit konstanter oder sich ändernder Hüllkurve ist.
4. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Signal aus zwei amplituden- und phasenmodulierten Eingangssignalen (xx(t), x2(t)) durch Quadraturmodulation gewonnen wird, wobei die Einzelsignale nach der Modulation mit einem Sinus und einem Cosinus addiert werden.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Signal aus zwei orthogonalen phasenmodulierten Eingangssignalen
(xι(t), x2(t)) gebildet wird, die nach der Modulation mit einem Sinus oder Cosinus voneinander subtrahiert werden.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangssignale (xχ(t)und X2(t)) Abtastwerte sind.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass bei Anwendung des Verfahrens für ein rein amplitudenmoduliertes Signal eines der beiden Eingangssignale Null ist.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation trägerfrequent erfolgt und dass die Trägerfrequenz ein Viertel der Abtastfrequenz beträgt.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass das phasenmodulierte orthogonale Signal, das mit dem sin/? und/oder das mit dem cos/? multipliziert wird, durch das mittels. Betragsdetektion aus den beiden Eingangssignalen ( i, x2) ermittelte Hüllkurvensignal (A(t)) dividiert wird.
10. Verfahren nach Anspruch 6 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass bei Annäherung der Abtastwerte der Eingangssignale (x]_ und X2) gegen oder durch Null oder wenn das Hüllkurvensignal (A(t)) gegen oder durch Null geht, die Empfangssignale (x 2) durch mittels Differenzbildung benachbarter Abtastwerte modifizierte Eingangssignale ersetzt werden.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung der Abtastwerte der modifizierten Eingangssignale in einem digitalen Signalprozessor erfolgt.
12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastwerte der Eingangssignale und die zugehörigen modifizierten Eingangssignale in einer Tabelle abgelegt sind und die modifizierten Ein- gangsabtastwerte bei Unterschreiten einer bestimmten vorgegebenen Schwelle des Amplitudenwertes als Ersatzwert aus der Tabelle ausgelesen werden.
13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Signale nach gesonderter Verstärkung zu einem gemeinsamen Signal addiert und voneinander subtrahiert werden.
14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die harmonischen Oberwellen der Grundschwingungen des verstärkten Signals durch Filterung unterdrückt werden.
15. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte RF- Signal gepuffert wird.
16. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Signalaufspaltschaltung, die die RF-Signale in zwei Signale (FMl und FM2) aufspaltet, und durch zwei nachgeschaltete, nichtlineare Verstärker (1, 2) , deren Ausgänge mit Eingängen eines Addierers (3) oder Subtrahierers (11) ver- bunden sind, an dessen Ausgang das gewünschte Signal abgreifbar ist, wobei in der Signal-Aufspaltschaltung im ersten Zweig ein Multiplizierer (4) enthalten ist, der das RF-Signal mit cos/? multipliziert, und im zweiten
Zweig ein Multiplizierer (5) vorhanden ist, der das RF- Signal mit sin/? multipliziert, und dass mit den Ausgängen der Multiplizierer (4, 5) jeweils die Eingänge eines Addierers (6) und eines dazu parallel angeordneten Subtrahierers (7) verbunden sind, deren Ausgänge mit den nichtlinearen Verstärkern (1, 2) verbunden sind.
17 . Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 in Verbindung mit einem Verfahren nach Anspruch 4 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass das RF-Eingangssignal aus zwei Eingangssignalen (xχ(t) und X2(t)) gebildet ist, dass im ersten Zweig des ersten Eingangssignals (x (t)) ein Multiplizierer vorgesehen ist, an dessen einem Eingang das erste Eingangssignal (x]_ (t) ) anliegt und an dessen zwei- tem Eingang ein sinß?0t-Signal als Multiplikant anliegt, und dass das Ausgangssignal an einem Eingang eines Addierers (8) anliegt und dass das zweite Eingangssignal (X2 (t) ) im zweiten Zweig an einem Eingang eines Multiplizierers (4) anliegt, an dessen zweitem Eingang als Mul- tiplikant ein cosω0t -Signal anliegt, und dass der Ausgang des Multiplizierers (4) mit dem zweiten Eingang des Addierers verbunden ist und dass am Ausgang das FM-Signal ( A(t)cos(ω0t + φ(t) ) abgreifbar ist, das am Eingang des nachgeschalteten Addierers (6) bzw. Subtrahierers (7) jeweils anliegt.
18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 in Verbindung mit der Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass an zwei Eingängen einer weiteren Schaltungsanordnung zwei Eingangssignale anliegen, die im wesentlichen durch Division der Eingangssignale (X2(t) und x (t)) durch den Betragswert (A(t)) gebildet werden, dass in dem einen Zweig ein Multiplizierer (5) vorgesehen ist, in welchem das aus dem Eingangssignal (X2 (t) ) abgeleitete Divisionssignal mit dem Multiplikant sin-a0t multipliziert wird und dessen
Ausgang mit dem Eingang (+) eines Subtrahierers (8) verbunden ist, und dass im zweiten Zweig ein Multiplizierer (4) vorgesehen ist, der das zweite aus dem Eingangssignal (x (t)) abgeleitete Divisionssignal mit dem Multiplikan- ten coscy0t multipliziert und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang (-) des Subtrahierers (8) verbunden ist, und dass am Ausgang des Subtrahierers das RF-Signal { A(t)sm(ω0t + φ(t) ) abgreifbar ist._
19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17 und 18 , d a d u r c h • g e k e n n z e i c h n e t , dass die beiden Schaltungen über Addierer ( 6) und Subtrahierer ( 7 ) miteinander gekoppelt sind, von deren Ausgängen die Signale (FMl und FM2) abgreifbar sind.
20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärker (1, 2) für die Signale (FMl und FM2) Gegentaktendstufen (9, 10, 11) sind, die im C-Betrieb arbeiten,- dass die Eingangs-FM-Signale zwei gleiche, aber im Vorzeichen verschiedene Signale sind und dass am Ausgang des Verstär- kers ein Ausgangsdifferenzsignal abgreifbar ist, das an dem jeweiligen Eingang des Addierers oder Subtrahierers anliegt .
21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Gegentaktendstufe (9, 10, 11) einen Ausgangsübertrager (11) aufweist, der mit einem Filter gekoppelt ist, der die Harmonischen der Grundschwingung der verstärkten Signale unterdrückt.
22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Gegentaktendstufe (9, 10, 11) im reinen Schaltbetrieb arbeitet.
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