DE10101911A1 - Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals - Google Patents

Abstract

Die Erfindung gibt ein Verfahren zur Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals (RF-SIgnal), bei dem das RF-Signal in zwei FM-Signale (FM1 und FM2) durch relative Phasenverschiebung um einen Winkel +beta und -beta zerlegt wird und die FM-Signale verstärkt werden, bevor sie zu einem Sendesignal addiert werden, und eine Schaltungsanordnung an, bei der das rein phasenmodulierte RF-Signal in einem ersten Zweig mit cosbeta und in einem zweiten Zweig mit sinbeta multipliziert wird und die beiden FM-Signale (FM1, FM2) durch jeweilige Summen- und Differenzbildung der multiplizierten Signale gewonnen werden.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Signalverarbei­ tung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hoch­ frequenzsignals (RF-Signal) sowie eine Schaltungsanord­ nung zur Durchführung des Verfahrens.

Es ist bekannt, dass Signale mit einer konstanten Hüll­ kurve sehr leistungseffizient in nichtlinearen Endstufen verstärkt werden können, was z. B. beim GSM-Verfahren aus­ genützt wird. Der Verstärker kann dabei im sog. C-Betrieb betrieben werden, d. h. ohne Ruhestrom. Dadurch werden dann nur die positiven oder negativen Signalanteile zur Aussteuerung der Endstufe verwendet. Im Gegensatz dazu wird bei dem sog. A-Betrieb ein Arbeitspunkt im linearen Bereich der Verstärkerkennlinie gewählt, so dass positive und negative Signalanteile gleichermaßen verstärkt wer­ den, wozu allerdings ein leistungsverbrauchender Arbeits­ punkt gewählt werden muss. In Mobilfunkgeräten, GSM-Gerä­ ten, UMTS-Geräten und anderen ist ein leistungssparender Endstufenbetrieb Voraussetzung für die Nutzungsdauer eines Gerätes mit einer Ladung einer Batterie bzw. eines Akkumulators. Aber nicht nur für Mobilgeräte sind leis­ tungseffiziente Endstufen von Vorteil, sondern auch bei Rundfunksendern, die die Programmsignale mit hoher Leis­ tung abstrahlen.

Die zukünftig vermehrte Nutzung des mobilen Funknetzes durch das UMTS-System (Universal Mobile Telecommunications Systems) sowie der für das UMTS definierten Fre­ quenzbänder wird künftig Bandbreite immer kostbarer er­ scheinen lassen, so dass von Modulationsverfahren mit konstanter Hüllkurve abgegangen werden wird. Um die ent­ sprechenden amplituden- und phasenmodulierten Signale ef­ fizient verstärken zu können, kämen lineare Verstärker in Frage, die aber nicht leistungseffizient sind.

Eine Übersicht über gängige Verstärkungstechniken für Handtelefone oder mobile lineare Rundfunkleistungsver­ stärker sind in der Firmenbroschüre der Fa. Wireless Sys­ tems International Ltd. in Bristol, UK, mit dem Titel "Amplifier and Transmitter Linearisation Techniques Explained" von Peter B. Kennington beschrieben. Unter an­ derem ist im Abschnitt 5 auch eine leistungseffiziente Verstärkung angesprochen, die für Mobilfunkgeräte der nächsten Generation untersucht werden sollte. Der dabei zur Anwendung kommende hocheffiziente RF-Signal-Verstär­ ker wirkt wie ein linearer Verstärker, ist aber aus leis­ tungseffizienten nichtlinearen Verstärkern, z. B. der Klasse D, E oder F, zusammengesetzt. Die bekannte Ver­ stärkertechnologie ist dann einsetzbar, wenn die Hüll­ kurve den Wert 0 nicht erreicht. Wenn die Hüllkurve hin­ gegen zu Null wird, kann der vorgeschlagene Verstärker nicht mehr arbeiten.

Aus der gleichen Schrift ist aus dem Abschnitt 6 (Seite 13 beginnend) eine Technik bekannt, bei der das zu ver­ stärkende Basisband Ton- oder Datensignale zunächst mit­ tels eines digitalen Signalprozessors in zweiphasenmodu­ lierte FM-Schwingungen aufteilt. Diese FM-Signale werden sodann mittels nichtlinearer Leistungsverstärker ver­ stärkt und mittels Addierer zu einem linearen Ausgangs­ signal zusammengeführt. Die Verstärker können dabei als hocheffiziente Schaltverstärker zum Einsatz kommen. Der Ausgang des Addierers gibt das verstärkte Signal über eine Antennenanpassschaltung an die Antenne ab, um es abstrahlen zu können. Die Schaltung des Addierers ist nicht leistungseffizient.

Eine Technik zur Realisierung einer linearen Bandpassver­ stärkung mit nichtlinearen Komponenten (LINC) ist in der IEEE Transactions on Communications, December 1974, Sei­ ten 1942-1948, von D. C. Cox beschrieben. Dem RF-Signal werden dabei mittels eines Komponentenseparators das Hüllkurvensignal A(t) und das phasenmodulierte Signal cos(ω₀t + ϕ(t)) entnommen, was durch eine Begrenzung und Syn­ chrondemodulation des RF-Signals erfolgt. Ein ähnliches Verfahren ist auch in IEEE Transactions on Circuits and Systems-1: Fundamental and Applications, vol. 42, no. 6, 1995, Seiten 321-333, von Kam-yuen Chan und Andrew Bateman angegeben. Diese bekannten Verfahren versagen, wenn die Amplitude A(t) zu Null wird. Weiterhin wirft die auf. Diese sind auch bei den hocheffizienten RF-Verstär­ kern gegeben, die in der IEEE 1998, Seiten 137-140, be­ schrieben sind.

Ausgehend vom Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltung an­ zugeben, die die angesprochenen Probleme nicht aufweist und besonders leistungseffizient ist.

Gelöst wird die Aufgabe durch das im Anspruch 1 angege­ bene Verfahren sowie durch Realisierung einer Schaltung gemäß Anspruch 16 zur Durchführung des Verfahrens.

Grundsätzlich wird beim erfindungsgemäßen Verfahren eben­ falls das RF-Signal in zwei FM-Signale aufgespaltet, und zwar, wie dies aus der zuletzt genannten Schrift bekannt ist, durch Phasenverschiebung gegenüber dem RF-Signal um einen Winkel +β und -β, wobei die Projektion des FM-Sig­ nals auf das ursprüngliche RF-Signal in der Summe das RF- Signal ergibt. Diese Signale werden direkt verstärkt und dann einem Addierer zugeführt. Neuartig ist ihre Erzeugung. Wie später noch anhand der Figuren erläutert wird, wird zur Bildung der beiden FM-Signale im Prinzip das phasenmodulierte RF-Signal, das auf eine konstante Hüll­ kurve A(t) gehalten wird, mit cosβ und sinβ multipliziert und die so gewonnenen orthogonalen Komponenten je einem Addierer und einem Subtrahierer zugeführt, von dessen Ausgängen die beiden FM-Signale (FM1 und FM2) abgreifbar sind. Diese Multiplikationen werden jedoch, wie noch ge­ zeigt wird, auf der niederfrequenten Seite durchgeführt. Durch dieses Verfahren ist bei der digitalen Signalaufbe­ reitung der Vorteil gegeben, dass die Signalverarbeitung im niederfrequenten Basisbandbereich erfolgt und damit voll digital und driftfrei realisiert werden kann. Es ist dadurch eine wesentlich höhere Stabilität gegeben. Durch die besondere Frequenzbeziehung zwischen der Abtastfre­ quenz und der Trägerfrequenz ist ein einfache Multiplika­ tion realisierbar.

Vorteilhafte Verfahrensschritte, die ergänzend berück­ sichtigt werden können, sind in den Unteransprüchen 2 bis 15 und vorteilhafte Ausgestaltungen der Schaltung in den Unteransprüchen 17 bis 23 angegeben. Das Verfahren ist auch für eine Signalverarbeitung für reine Amplitudenmo­ dulation (Rundfunk) verwendbar. Für diesen Fall ist eines der beiden Eingangssignale (x₁ oder x₂) Null.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in der Zeich­ nung dargestellten Figuren ergänzend erläutert.

In Fig. 1 ist ein Zeigerdiagramm dargestellt, das veran­ schaulicht, wie sich prinzipiell ein beliebiges amplitu­ den- und phasenmoduliertes RF-Signal in zwei FM-Signale zerlegen lässt. Wie zu erkennen ist, müssen dazu die bei­ den FM-Signale gegenüber dem ursprünglichen Signal um einen Winkel +β und -β in der Phase verschoben werden. Ihre Projektion auf das ursprüngliche Signal ergibt in der Summe das Signal A(t). Die tatsächliche Winkellage gegenüber der Abszisse ist durch die nicht dargestellten Winkel ϕ₁ und ϕ₂ bestimmt, die sich aus dem Winkel ϕ + β und ϕ - β ergeben, wie aus der Formel ersichtlich ist, die neben der Fig. 1 angegeben ist.

In Fig. 2 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, aus der ersichtlich ist, dass die beiden bereits aufgespalte­ ten Signale FM1 und FM2, die in exponentieller Darstel­ lung als e^jϕ₁(t) - und e^jϕ₂(t) - Eingangsgrößen angegeben sind, an zwei nichtlinearen Verstärkern 1 und 2 anliegen, deren Ausgänge mit den Eingängen eines Addierers 3 verbunden sind, an dessen Ausgang das zusammengeführte verstärkte Signal, das aus den beiden Komponenten zusammengesetzt ist, abgreifbar ist. Auch dieses Signal ist in exponen­ tieller Darstellung angegeben (ν.A(t)e^{j ϕ (t)}).

Aus dem Schaltbild in Fig. 3 ist ersichtlich, wie aus zwei orthogonalen phasenmodulierten Signalen konstanter Hüllkurve durch Multiplikation mit cosβ und sinβ durch Summen- und Differenzbildung die beiden FM-Signale gewon­ nen werden. Die orthogonalen Signale cos(ω₀t + ϕ) und sin(ω₀t + ϕ) liegen an den Eingängen von zwei Multiplika­ tionsschaltungen 4 und 5 an. In der Multiplikationsschal­ tung 4 werden die Signale mit 2cosβ = A(t) amplitudenmodu­ liert. Das Ausgangssignal ist am Ausgang der Multiplika­ tionsschaltung 4 bezeichnet. In der Multiplikationsschal­ tung 5 wird das Eingangssignal mit 2sinβ multipliziert. Beide Ausgänge der Multiplikationsschaltungen 4 und 5 sind mit je einem parallel geschalteten Addierer 6 und Subtrahierer 7 verbunden. Von dem einen Ausgang des Ad­ dierers 6 wird das FM1-Signal abgegriffen, das nicht­ linear durch den nachgeschalteten Verstärker 1 verstärkt wird. Die Verstärkerschaltung 1 entspricht der in Fig. 2 dargestellten. Vom Subtrahierer 7 wird das Signal FM2 ab­ gegriffen, das nach der Verstärkung durch den nichtlinea­ ren Verstärker 2 am zweiten Eingang des Addierers 3 an­ liegt. Am Ausgang dieses Addierers 3 ist das Signal 2νA(t)cos(ω₀t + ϕ(t)) abgreifbar. Aus einer abgeleiteten Bezie­ hung ist ersichtlich, dass die Multiplikation mit cosβ entfallen kann, wenn das RF-Signal cos(ω₀t + ϕ) direkt ver­ wendet wird. Die Ableitbeziehungen sind in Fig. 3 formelmäßig für die FM1-, FM2- und das Ausgangssignal angegeben.

Die Realisierung der beiden zueinander orthogonalen pha­ sen- aber auch amplitudenmodulierten Signale erfolgt ge­ mäß den Fig. 4 und 5.

Fig. 4 zeigt eine Anordnung zur Realisierung amplituden- und phasenmodulierter Signale durch eine Quadraturmodula­ tion. Die Signale x₁(t) und x₂(t) sind beim Mobilfunkver­ fahren üblicherweise in Speichern (ROM) als Abtastwerte abgelegt. Die Modulation mit dem Sinus und dem Cosinus in den Multiplizierern 4 und 5 wird sinnvoller Weise so durchgeführt, dass die Trägerfrequenz ein Viertel der Ab­ tastfrequenz beträgt. Dadurch ergeben sich nur Multipli­ kationen mit +1 und -1 und 0. Das bedeutet, dass Multi­ plikation und Addition sehr einfach werden: Es werden die Signale x₁ und x₂ abwechselnd durchgeschaltet, wobei sich bei jedem zweiten Wert das Vorzeichen ändert. Die beiden Ausgangssignale der Multiplizierer 4 und 5 werden im Ad­ dierer 8 zum Ausgangssignal A(t)cos(ω₀t + ϕ(t)) zusammenge­ führt.

Fig. 5 zeigt, wie sich durch eine etwas andere Beschal­ tung ein zum Ausgangssignal aus Fig. 4 orthogonales Sig­ nal mit der gleichen Phasenmodulation realisieren lässt. Die Schaltung entspricht im wesentlichen der in Fig. 4. Allerdings ist die Amplitude ebenfalls A(t).

Um ein Signal konstanter Amplitude 1 zu erhalten, müsste man durch A(t) dividieren, was aber zu Problemen führt, wenn dies an der Stelle der Multiplikation mit sinβ durchgeführt wird, wenn die Amplitude A(t) gegen Null geht. Die Multiplikation mit sinβ und Division durch A(t) wird deshalb an den Signaleingängen bei den Signalen x₁ und x₂ durchgeführt. Dies ist auch deshalb sinnvoll, weil man sich an dieser Stelle im niederfrequenten Bereich be­ findet.

Die Anordnung gemäß dieser Idee ist in Fig. 6 im unteren Zweig der Schaltung gezeigt. Nähern sich x₁ und x₂ dem Wert Null (A(t) geht gegen Null), so ergeben sich Ausdrü­ cke der Form 0/0. Bei einem Grenzübergang müssen folglich x₁(t) und x₂(t) durch Differenzwerte ersetzt werden:

Diese Ableitungen kann man aus den abgespeicherten Ab­ tastwerten der Signale x durch Differenzbildung benach­ barter x-Werte gewinnen. Wenn also die x-Werte unter eine nicht mehr verarbeitbare Schwelle fallen, wird man statt ihrer die Differenzwerte einsetzen. Die Berechnung der modifizierten Eingangssignale kann entweder in einem DSP erfolgen oder man kann für die vorkommenden x-Werte die umgerechneten Signale in einer Tabelle ablegen (Table- Look-Up). Die Beziehung 2cosβ und 2sinβ ist in den For­ meln angegeben, ebenso die modifizierten Eingangssignale des zweiten Zweigs. Die Ausgangssignale des oberen und des unteren Zweigs werden dem Addierer 6 und dem Subtra­ hierer 7 zugeführt, die die FM1- und FM2-Signale entspre­ chend Fig. 2 und 3 bilden. Deren Verarbeitung erfolgt wie angegeben.

Als Verstärker für die FM-Signale wird nach Fig. 7 eine Gegentaktendstufe im C-Betrieb vorgeschlagen, die aus den Transistoren 9 und 10 und dem Übertrager 11 besteht. Die Eingangssignale solcher Gegentaktendstufen sind üblicher­ weise gleiche, aber im Vorzeichen verschiedene Signale. Dies wird üblicherweise durch einen Differentialübertra­ ger oder komplementäre Transistoren erreicht. Hier sind die Eingangssignale die beiden FM-Signale (FM1 und FM2), die im C-Betrieb verstärkt werden und deren Differenz als Ausgangssignal erscheint.

In der Fig. 7 ist eine Anordnung mit einem Differen­ tialübertrager 11 gezeigt. Selbstverständlich kann auch eine Anordnung mit komplementären Transistoren verwendet werden. Die Gegentaktendstufe kann auch im reinen Schalt­ betrieb arbeiten. Da nun die Differenz, statt wie in Fig. 6 die Summe, gebildet wird, müssen die Eingänge des oben rechts gezeichneten Subtrahierers 7 vertauscht werden. Die verstärkten Signale weisen außer der Grund­ schwingung auch noch Harmonische auf. Diese sollten durch einen Tiefpassfilter 12 unterdrückt werden. Die Grundfre­ quenz liegt beispielsweise im Bereich von 900 MHz und da­ mit die erste Harmonische bei 1800 MHz. Dies bedeutet, dass die Tiefpassfilterung mit sehr einfachen Mitteln durchgeführt werden kann. So können vorhandene parasitäre Kapazitäten oder zusätzliche Kapazitäten, unter Umständen auch ein Antennenanpassnetzwerk, verwendet werden. Da der Innenwiderstand der Gegentaktendstufe sich bei der Aus­ steuerung eventuell stark ändert und damit die Antennen­ anpassung nicht über den ganzen Aussteuerbereich gewähr­ leistet ist, muss unter Umständen eine Pufferstufe vor­ gesehen werden.

Claims (23)

1. Verfahren zur Signalverarbeitung eines amplituden- und/oder phasenmodulierten Hochfrequenzsignals (RF-Sig­ nal), bei dem das RF-Signal in zwei FM-Signale (FM1 und FM2) durch relative Phasenverschiebung um einen Winkel +β und -β zerlegt wird und die FM-Signale verstärkt werden, bevor sie zu einem Sendesignal addiert werden, dadurch gekennzeichnet, dass das phasenmodulierte RF-Signal mit konstanter Hüllkurve in einem ersten Zweig mit cosβ und in einem zweiten Zweig mit sinβ multipliziert wird und die beiden FM-Signale (FM1, FM2) durch jeweilige Sum­ men- und Differenzbildung der multiplizierten Signale ge­ wonnen werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, dass die Multiplikation mit cosβ im ersten Zweig entfällt und das RF-Signal direkt angelegt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Signal ein orthogonales phasenmoduliertes Signal mit konstanter oder sich ändern­ der Hüllkurve ist.

4. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Signal aus zwei ampli­ tuden- und phasenmodulierten Eingangssignalen durch Qua­ draturmodulation gewonnen wird, wobei die Einzelsignale nach der Modulation mit einem Sinus und einem Cosinus ad­ diert werden.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Signal aus zwei orthogonalen phasenmodulierten Eingangssignalen ge­ bildet wird, die nach der Modulation mit einem Sinus oder Cosinus voneinander subtrahiert werden.

6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangssignale (x₁ (t) und x₂(t)) Abtastwerte sind.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass bei Anwendung des Verfahrens für ein rein amplitudenmoduliertes Signal eines der beiden Signale Null ist.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation trägerfrequent erfolgt und dass die Trägerfrequenz ein Viertel der Ab­ tastfrequenz beträgt.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass das phasenmodu­ lierte orthogonale Signal, das mit dem sinβ multipliziert wird, durch die Amplitude (A(t)) dividiert wird.

10. Verfahren nach Anspruch 6 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass bei Annäherung der Abtastwerte der Eingangssignale (x₁ und x₂) gegen Null (A(t) geht ge­ gen Null) diese durch Differenzbildung benachbarter Ab­ tastwerte ersetzt werden.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekenn­ zeichnet, dass die Berechnung der Abtastwerte der mo­ difizierten Eingangssignale in einem digitalen Signalpro­ zessor erfolgt.

12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastwerte der Eingangs­ signale und die zugehörigen modifizierten Eingangssignale in einer Tabelle abgelegt sind und die modifizierten Ein­ gangsabtastwerte bei Unterschreiten einer bestimmten vor­ gegebenen Schwelle des Amplitudenwertes als Ersatzwert aus der Tabelle ausgelesen werden.

13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die FM-Signale nach gesonderter Verstärkung zu einem gemeinsamen Signal addiert oder voneinander subtrahiert werden.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekenn­ zeichnet, dass die harmonischen Oberwellen der Grund­ schwingungen des verstärkten Signals durch Tiefpassfilte­ rung unterdrückt werden.

15. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte RF- Signal gepuffert wird.

16. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Signal­ aufspaltschaltung, die die RF-Signale in zwei FM-Signale (FM1 und FM2) aufspaltet, und durch zwei nachgeschaltete, nichtlineare Verstärker, deren Ausgänge mit Eingängen eines Addierers oder Subtrahierers verbunden sind, an dessen Ausgang das vorhandene Signal abgreifbar ist, wo­ bei in der Aufspaltschaltung im ersten Zweig ein Multi­ plizierer enthalten ist, der das RF-Signal mit cosβ mul­ tipliziert, und im zweiten Zweig ein Multiplizierer vor­ handen ist, der das RF-Signal mit sinβ multipliziert, und dass mit den Ausgängen der Multiplizierer jeweils die Eingänge eines Addierers und eines dazu parallel angeord­ neten Subtrahierers verbunden sind, deren Ausgänge mit den nichtlinearen Verstärkern verbunden sind.

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 in Verbindung mit einem Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das RF-Eingangssignal aus zwei Eingangssignalen (x₁(t) und x₂(t)) gebildet ist, dass im ersten Zweig des ersten Eingangssignals (x₁(t)) ein Mul­ tiplizierer vorgesehen ist, an dessen einem Eingang das erste Eingangssignal (x₁(t)) anliegt und an dessen zwei­ tem Eingang ein sinω₀t-Signal als Multiplikant anliegt, und dass das Ausgangssignal an einem Eingang eines Addie­ rers anliegt und dass das zweite Eingangssignal (x₂(t)) im zweiten Zweig an einem Eingang eines Multiplizierers anliegt, an dessen zweitem Eingang als Multiplikant ein cosω₀t-Signal anliegt, und dass der Ausgang des Multipli­ zierers mit dem zweiten Eingang des Addierers verbunden ist und dass am Ausgang das FM-Signal (A(t)cos(ω₀t + ϕ(t)) abgreifbar ist, das am Eingang des nachgeschalteten Addierers bzw. Subtrahierers jeweils anliegt.

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 in Verbindung mit der Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zwei Eingangssig­ nale an zwei Eingängen einer Schaltungsanordnung anliegen (x₂(t) und x₁(t)), dass in dem einen Zweig ein Multipli­ zierer vorgesehen ist, in welchem das Signal (x₂(t)) mit dem Multiplikant sinω₀t multipliziert wird und dessen Ausgang mit dem Eingang (+) eines. Subtrahierers verbunden ist, und dass im zweiten Zweig ein Multiplizierer vorge­ sehen ist, der das zweite Eingangssignal (x₁(t)) mit dem Multiplikanten cosω₀t multipliziert und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang (-) des Subtrahierers verbunden ist, und dass am Ausgang des Subtrahierers das RF-Signal (A(t)sin(ω₀t + ϕ(t)) abgreifbar ist.

19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17 und 18, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Schal­ tungen über Addierer und Subtrahierer miteinander gekop­ pelt sind, von deren Ausgängen die FM-Signale (FM1 und FM2) abgreifbar sind.

20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärker für die FM-Signale (FM1 Und FM2) Gegentaktendstufen sind, die im C-Betrieb arbeiten, dass die Eingangs-FM-Signale zwei gleiche, aber im Vorzeichen verschiedene Signale sind und dass am Ausgang des Verstärkers ein Ausgangsdifferenzsignal abgreifbar ist, das an dem jeweiligen Ein­ gang des Addierers oder Subtrahierers anliegt.

21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Gegentaktendstufe einen Ausgangsübertrager aufweist, der mit einem Tiefpassfilter gekoppelt ist, der die Harmonischen der Grundschwingung der verstärkten Signale unterdrückt.

22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Gegentaktendstufe im rei­ nen Schaltbetrieb arbeitet.

23. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass eine Puffer­ stufe zur Antennenanpassung des Ausgangs vorgesehen ist.