CN1524337A - 调幅和/或调相的高频信号的信号处理 - Google Patents

Abstract

本发明涉及对调幅和/或调相的高频信号(RF信号)进行信号处理的一种方法，其中RF信号通过相对移相一个角度+β和－β而分解为两个信号(FM1和FM2)，并且这两个信号在相加为一个合成信号之前被放大。本发明还涉及一个电路结构，其中纯相位调制的RF信号在第一支路中乘以cosβ，在第二支路中乘以sinβ，两个信号(FM1，FM2)分别通过已乘信号的求和和求差电路而获得。

Description

调幅和/或调相的高频信号的信号处理

本发明涉及调幅和/或调相的高频信号(RF信号)的信号处理方法和用于实现此方法的电路结构。

众所周知，具有恒定包络曲线的信号可以很高的功率效率在非线性的末级中被放大，这一点例如被用在GSM方法中。这时，放大器可工作在所谓C类工作状态下，即没有静态电流。因而只有正的或负的信号部分被用于末级的控制。与此相反，在所谓A类工作状态中一个工作点被选在放大器特性曲线的线性区域中，使得正的和负的信号部分被同样地放大，为此必须选择一个消耗功率的工作点。在移动无线设备、GSM设备、UMTS设备和其它设备中，节省功率的末级工作状态是采用电池或蓄电池工作的设备的使用寿命的前提。但是有高功率效率的末级不仅仅对移动设备有优点，而且在以很高的功率发射节目信号的广播无线发射机中也是有好处的。

移动无线网中UMTS系统(通用移动通信系统)以及为UMTS定义的频带将来不断增长的利用使得带宽在将来愈来愈有价值，从而具有恒定包络曲线的调制方法将被放弃使用。为了能有效地放大相应的调幅和调相信号，可考虑使用线性放大器，然而它的功率效率不高。

关于开始时提到的用于手持电话的放大技术或移动线性广播无线功率放大器的概述由Peter B.Kennington以题目“放大器和发射机线性化技术”发表在英国Bristol的无线系统国际有限公司的公司小册子上。此外在第5段提到一种具有较高功率效率的放大，它应是为下一代移动无线设备开发的。其中应用的高效RF信号放大器像一个线性放大器那样工作，但是它是由功率效率很高的非线性放大器，例如D类、E类或F类放大器组合得到的。如果包络曲线没有达到值0，已知的放大技术是可以应用的。如果包络曲线达到零，这里所提出的放大器不再能工作。

在同一文章中第六段(开始于第13页)公开了一种技术，其中被放大的基带音频或数据信号首先借助于一个数字信号处理器划分为双相位调制的FM(调频)振荡。这些FM信号然后借助于非线性功率放大器放大并用相加器合成为一个线性输出信号。其中放大器可以采用高效的开关放大器。相加器的输出端通过天线匹配电路将已放大的信号传送到天线上，以发射此信号。相加器电路的功率效率不高。

用非线性元件(LINC)实现线性带通放大的一种技术被D.C.Cox发表在IEEE Transactions on communications，1974年12月，第1942-1948页。其中借助于一个分量分离器由RF信号推导出包络信号A(t)和相位调制信号cos(ω₀t+φ(t))，这通过RF信号的限幅和同步解调实现。一种类似的方法也由Kam-Yuen Chan和Andrew Bateman发表在IEEE Transaction on circuits and Systems-1：Fundamental andApplications，第42卷，第6期，1995年，第321-333页。所公开的这种方法在振幅A(t)达到零的情况下失效。此外还提出了精确地实现这两个放大器支路的问题。这些问题在IEEE 1998，第137-140页所描述的高效RF放大器中给出。

US-5901346公开了一种用于已调高频信号的信号处理的方法，其中高频信号被分解为两个FM信号，它们被放大，再被相加。具有恒定包络曲线的调相高频信号与0°和90°信号相乘。这两个FM信号分别通过相应的求和电路结构获得。通过应用非线性放大器，调幅和调相信号可以用现有电路有效地放大。

DE 19730086 A1公开了一种高频信号发送装置，它按照LINC原理构成，而且两个并行的信号支路分别具有一个放大器和一个相位调制器。输入信号借助于一个双工器分配到两个信号支路上。两个信号支路的输出信号借助于一个合成器合成为一个和信号。为了调整两个信号支路中的相位误差，如此设计双工器，它以可预定的时钟频率周期地交替将输入信号分量分配到两个信号支路上。由输入信号分量的周期交替而引起的和信号的幅度调制被检测到，并且与此相关地，它在至少一个信号支路中如此改变相位，使得幅度调制为最小。

从现有技术出发，本发明的目的在于给出一种方法和一种电路，它们没有上面提到的问题，特别是功率效率很高，即使在它们的包络曲线趋于零或经过零的情况下也能放大已调制的信号。

上述任务由权利要求1给出的方法，以及用于实现此方法的、如权利要求16所述的电路完成。

理论上，在本发明的方法中RF信号同样被分解为两个FM信号，并且像上面最后所提到的文章所公开的那样，这两个FM信号相对于RF信号相移一个角度+β和-β，其中FM信号在原来的RF信号上的投影相加后给出RF信号。这些信号被直接放大，然后送入一个相加器。它们的产生是有新颖性。如后面还要借助附图说明的，为了形成这两个FM信号，理论上相位调制的RF信号(此信号被保持在恒定的包络A(t)上)与cosβ和sinβ相乘，并且由此获得的正交分量分别被送至一个相加器和一个相减器，由它们的输出可得到两个FM信号(FM1和FM2)。然而如还要指出的，这个乘法在低频上实现。在数字信号处理时此方法有这样的优点：信号处理在低频基带范围内进行，从而可以全数字地和无偏差地实现。因而得到了明显更高的稳定性。通过采样频率与载频之间的特殊频率关系可实现简单的相乘。

可以补充考虑的有优点的方法步骤在从属权利要求2至15中给出，电路的有优点的结构在从属权利要求17至22中给出。此方法也可用于对纯幅度调制(广播)的信号处理。对于这种情况，两个输入信号中的一个(x₁或x₂)为零。

下面借助于附图进一步说明本发明。

图1示出一个矢量图，它说明理论上任意一个调幅和调相的RF信号如何可被分解成两个FM信号。如已知道的，为此两个FM信号必须相对于原来的信号相移一个角度+β和-β。它们在原来信号上的投影求和后得到信号A(t)。相对于横座标的实际角度由图中未示出的角度φ₁和φ₂确定，它们分别等于角度φ+β和φ-β，如在图1旁边给出的等式所示。

图2示出一个电路结构，由它可见，两个已经分解出的信号FM1和FM2(它们以指数形式表示的输入量为 和

)被输入到两个非线性放大器1和2，放大器的输出端与一个相加器3的输入端相连接，在相加器的输出端得到合成的被放大的信号，它是两个分量的合成。这个信号也以指数形式给出(v·A(t)e^jφ(t)。

由图3所示电路图可见，如何由两个恒定包络的正交调相信号通过与cosβ和sinβ相乘，并通过求和和求差电路得到两个FM信号。正交信号cos(ω₀t+φ)和sin(ω₀t+φ)送至两个乘法电路4和5的输入端上。在乘法电路4中信号用2cosβ＝A(t)调幅，在乘法电路4的输出端上得到输出信号。在乘法电路5中输入信号与2sinβ相乘。乘法电路4和5的两个输出端分别与并联连接的一个相加器6和一个相减器7相连接。从相加器6的输出端输出FM1信号，此信号被后接的放大器1非线性放大。放大器1对应图2所示的放大器。信号FM2从相减器7得到，它在经非线性放大器2放大后送至相加器3的第二个输入端。在此相加器3的输出端上可得到信号2vA(t)cos(ω₀t+φ(t))。由推导出的关系可见，如果直接使用RF信号cos(ω₀t+φ)，与cosβ的相乘可被取消。图3中以等式形式给出了FM1、FM2和输出信号的推导关系式。

两个相互正交的调相并调幅的信号的产生按图4和图5进行。

图4示出一个用于通过正交调制产生调幅和调相的信号的电路结构。在移动无线系统中信号x₁(t)和x₂(t)通常作为采样值存贮在存贮器(ROM)中。在乘法器4和5中用正弦和余弦信号的调制这样实现的：载频取为采样频率的四分之一。这样，只有与+1和-1和0相乘。这意味着乘法和加法将非常简单。信号x₁和x₂被交替导通，并且每隔一个值改变一次符号。乘法器4和5的两个输出信号在相加器8中合成为输出信号A(t)cos(ω₀t+φ(t))。

图5示出如何用另一个电路产生与图4的输出信号正交的信号，此信号与图4输出信号有相同的相位调制。这个电路基本上与图4的电路相同。这里振幅同样是A(t)。

为了得到振幅恒定为1的信号，需要用A(t)去除图4和图5的输出信号，但是在除法在与sinβ相乘的位置上实现时，当振幅A(t)接近零时会带来问题。所以，与sinβ的相乘和除以A(t)的除法在信号x₁和x₂的信号输入端进行。这也是有意义的，因为上述工作在低频范围内进行。

图6中电路下面的一个支路示出根据上述想法的结构。如果x₁和x₂的值接近零(A(t)趋近于零)，则产生形式为0/0的表达式，如下面数学式所示：

x₁；x₂→0

$\underset{x_1,x_2\→0}{\lim }\frac{x_1\left(t\right)}{A\left(t\right)}$ 和 $\underset{x_1,x_2\→0}{\lim }\frac{x_2\left(t\right)}{A\left(t\right)}$

这可以简单方式通过利用在x₁(t)和x₂(t)的时刻t的泰勒级数展开得到，注意到 $\underset{A\left(t\right)\&RightArrow;0}{\lim }\frac{\mathrm{dA}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}<0,$ 当振幅减小时，由上述表达式可导出：

$\underset{x_1,x_2\&RightArrow;0}{\lim }\frac{x_1}{\sqrt{x_1^2+x_2^2}}=\frac{{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_1}{-\sqrt{{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_2^2+{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_2^2}}$

$\underset{x_1,x_2\&RightArrow;0}{\lim }\frac{x_2}{\sqrt{x_1^2+x_2^2}}=\frac{{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_2}{-\sqrt{{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_1^2+{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_2^2}}$

其中， $\stackrel{\&CenterDot;}{x}=\frac{\mathrm{dx}}{\mathrm{dt}}$

如果x₁和x₂是一段时间间隔T内的采样值，并且第n个采样值为0(x₁，n＝x₂，n＝0)，可得到下列推导：

${\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_{1,n}=\frac{x_{1,n}-x_{1,n-1}}{T}=\frac{-x_{1,n-1}}{T}$

${\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_{2,n}=\frac{x_{2,n}-x_{2,n-1}}{T}=\frac{-x_{2,n-1}}{T}$

所以极限值大小为

$\underset{x_1,x_2\&RightArrow;0}{\lim }\frac{x_1}{\sqrt{x_1^2+x_2^2}}=\frac{x_{1,n-1}}{\sqrt{x_{1,n-1}^2+x_{2,n-1}^2}}$

$\underset{x_1,x_2\&RightArrow;0}{\lim }\frac{x_1}{\sqrt{x_1^2+x_2^2}}=\frac{x_{2,n-1}}{\sqrt{x_{1,n-1}^2+x_{2,n-1}^2}}$

它们是在x₁＝x₂＝0的情况下最后的采样值的值。在包络信号A(t)趋近于零的情况下，可以做同样的极限考虑。

在过渡到极限的情况下必须用差分值代替下面的x₁(t)和x₂(t)：对于x₁，x₂→0， $x_1\&RightArrow;\frac{-{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_1}{\sqrt{{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_1^2+{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_2^2}}$ 并且 $x_2\&RightArrow;\frac{-{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_2^2}{\sqrt{{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_1^2+{\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_2^2}}$

${\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_1=\frac{{\mathrm{dx}}_1}{\mathrm{dt}}$ ${\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_2=\frac{{\mathrm{dx}}_2}{\mathrm{dt}}$

这些推导可以由暂存的信号x的采样值与相邻x值的差分而得到。如果x值落在一个不再可处理的门限值以下，则使用差分值来代替它。改变的输入信号的计算可以在DSP(数字信号处理器)中完成，或者可以对于已有的x值将换算信号存贮在一个表格中(查表法)。关系式2cosβ和2sinβ在公式中给出，同样给出了两个支路的改变了的输入信号。上支路和下支路的输出信号被送到相加器6和相减器7，它们形成对应图2和图3的FM1和FM2信号。这两个信号的处理同上述。

建议图7所示的工作在c类的推换电路作为FM信号放大器，此电路包括晶体管9和10以及变压器11。这种推换电路的输入信号通常是相同但符号相反的信号。它通常通过一个差分变压器或补偿晶体管产生。这里输入信号是两个FM信号(FM1和FM2)，它们以C类工作状态被放大，并且它们的差作为输出信号输出。

图7示出一个具有差分变压器11的电路结构。当然也可以采用具有补偿晶体管的电路结构。推挽电路也可工作在纯开关工作状态下。因为现在形成的是差，而不是图6中的和，图6中右上方所示的减法器，的两个输入信号需要互换。放大后的信号除具有基波外还具有谐波。谐波应由滤波器12抑制。基频例如在900MHz区域中，因此第一个谐波在1800MHz附近。这意味着滤波可用简单的方法实现，可以采用一个振荡回路，现有的寄生电容或附加的电容器，也可以直接采用天线匹配网路。

Claims (22)

1.用于对调幅和/或调相的高频信号(RF信号)进行信号处理的方法，其中RF信号通过相对相移一个角度+β和-β而分解为两个信号(FM1和FM2)，并且这两个信号在相加为一个发送信号之前被放大，其特征在于，具有恒定包络曲线的调相后的RF信号在第一支路中与cosβ相乘，在第二支路中与sinβ相乘，并且上述两个信号(FM1，FM2)分别通过相乘后的信号相加和相减而获得。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，取消第一支路中与cosβ的相乘，直接接入RF信号。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，RF信号是一个具恒定的或变化的包络曲线的正交调相信号。

4.如权利要求1、2或3中任一项所述的方法，其特征在于，RF信号由两个调幅和调相的输入信号(x₁(t)，x₂(t))通过正交调制获得，其中用正弦波和余弦波调制后的各个信号被相加。

5.如权利要求1、2或3中任一项所述的方法，其特征在于，RF信号由两个正交相位调剂的输入信号(x₁(t)，x₂(t))形成，它们在用正弦波或余弦波调制后彼此相减。

6.如权利要求4或5所述的方法，其特征在于，输入信号(x₁(t)和x₂(t))是取样值。

7.如权利要求4或6所述的方法，其特征在于，在此方法应用于纯调幅信号时，两个输入信号中的一个为零。

8.如权利要求6或7所述的方法，其特征在于，调制在载频上实现，且载效是采样频率的四分之一。

9.如权利要求4至6中任一项或权利要求8所述的方法，其特征在于，与sinβ相乘和/或与cosβ相乘的相位调制的正交信号借助于总数检测由两个输入信号(x₁，x₂)产生的包络信号(A(t))来除。

10.如权利要求6或9所述的方法，其特征在于，当输入信号(x₁和x₂)的采样值趋近于零或经过零时，或者当包络信号(A(t))趋近于或者经过零时，接收信号(x₁，x₂)由利用相邻采样值的求差而改变的输入信号来代替。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，改变的输入信号的采样值计算在数字信号处理器中完成。

12.如权利要求10或11所述的方法，其特征在于，输入信号的采样值和相应的改变后的输入信号存贮在一个表格中，并且在低于振幅值的一个预定门限时，改变后输入信号的采样值从该表格中读出作为替代值。

13.如上述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，这些信号在经特定的放大后相加为一个合成信号，并且彼此相减。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，经放大的信号的基波的谐波通过滤波被抑制。

15.如上述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，已调RF信号被发送。

16.用于实现权利要求1所述方法的电路结构，其特征在于一个信号分解电路，它将RF信号分解为两个信号(FM1和FM2)，以及两个后接的非线性放大器(1，2)，其输出端与一个相加器(3)或相减器(11)的输出端相连接，在其输出端可得到所要的信号，其中在信号分解电路中的第一支路上包括一个乘法器(4)，它将RF信号与cosβ相乘，在第二支路上有一个乘法器(5)，它将RF信号与sinβ相乘，并且一个相加器(6)和一个与之并联的相减器(7)的输入端分别与乘法器(4，5)的输出端相连接，它们的输出端连接于非线性放大器(1，2)。

17.如权利要求16所述，并且用于实现权利要求4所述方法的电路结构，其特征在于，RF信号由两个输入信号(x₁(t)和x₂(t))形成，在第一输入信号(x₁(t))的第一支路中有一个乘法器，在其一个输入端接入第一输入信号(x₁(t))，在其另一个输入端上接入一个sinω₀t信号作为乘数，并且输出信号接至一个相加器(8)的一个输入端上，在第二支路中第二输入信号(x₂(t))接入到一个乘法器(4)的一个输入端上，该乘法器的另一个输入端上接入cosω₀t信号作为乘数，乘法器(4)的输出端与相加器的另一个输入端相连接，在相加器输出端可得到FM信号(A(t)cos(ω₀t+φ))，此信号分别接入到后接相加器(6)或相减器(7)的输入端。

18.如权利要求16所述，并且用于实现权利要求4所述方法的的电路结构，其特征在于，在另一个电路结构的两个输入端接入两个输入信号，它们主要通过用总数值(A(t))去除输入信号(x₂(t)和x₁(t))而形成，在第一支路中有一个乘法器(5)，在其中由输入信号(x₂(t))推导出的已除信号与乘数sinω₀t相乘，该乘法器的输出端连接于一个相减器(8)的输入端(+)，并且在第二支路中有一个乘法器(4)，它将由输入信号(x₁(t))推导出的第二个已除信号与乘数cosω₀t相乘，该乘法器的输出端与相减器(8)的另一个输入端(-)相连接，此外在这个相减器的输出端上可得到RF信号(A(t)sin(ω₀t+φ))。

19.如权利要求17和18所述的电路结构，其特征在于，两个电路通过相加器(6)和相减器(7)相互耦合，由它们的输出端可得到信号(FM1和FM2)。

20.如权利要求16至19中任一项所述的电路结构，其特征在于，用于信号(FM1和FM2)的放大器(1，2)是推挽电路(9，10，11)，它们工作在c类状态下，输入的FM信号是两个相同但符号相反的信号，并且在放大器的输出端可得到一个输出差分信号，此信号分别接入到相加器或相减器的相应输入端上。

21.如权利要求20所述的电路结构，其特征在于推挽电路(9，10，11)具有一个输出变压器(11)，它与一个滤波器相连接，滤波器抑制已放大信号中基波的谐波。

22.如权利要求20所述的电路结构，其特征在于，推挽电路(9，10，11)以纯开关工作方式工作。

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