DE838147C

DE838147C - Anordnung zur Phasenmodulation

Info

Publication number: DE838147C
Application number: DENDAT838147D
Authority: DE
Inventors: Solothurn Dipl.-Ing. Diethelm Zschokke (Schweiz)
Original assignee: Autophon Aktiengesellschaft, Solothurn (Schweiz)
Priority date: 1947-03-10
Publication date: 1952-03-27
Also published as: US2561455A; BE481048A; FR962988A; CH267231A; GB660645A; GB660579A; CH270715A; DE838913C

Description

(WiGBI. S. 175)

AUSGEGEBEN AM 5. MAI 1952

Es sind Schaltungsanordnungen l>ekannt, welche gestatten, eine Wechselspannung in der Frequenz zu modulieren, indem man deren Phase moduliert, wobei die momentane Phasenverschiebung bezüglich der Trägerfrec|uenz bei positiver Modulierspannung voreilend, l>ei negativer Modulierspannung nacheilend ist.

Für Zwecke der Nachrichtenübermittlung ist es erwünscht, Phasenhül>e von 8oo oder noch mehr YVinkelgraden anzuwenden, d. h. die momentane Vor- oder Nacheilung der Phase soll mehrere Perioden ausmachen. Die bisher bekannten technischen Modulationsverfahren gestatten nicht, große Hülx? direkt zu erzeugen. Die erreichbaren Phasenhub l>ei hinreichend linearer Modulation betragen bei den lx?kannten Schaltungsanordnungen nur einige Winkelgrade. Um auf Phasenhübe von einigen hundert Winkelgraden zu gelangen, hilft man sich dadurch, daß man die Tragerfrequenz klein wählt und nach der erreichten Modulation verviel- ao facht, wobei sic*h der Phasenhub im gleichen Verhältnis vervielfacht. Um nicht zu große Vervielfachung anwenden zu müssen, bleibt die Forderung, möglichst große Phasenhübe in der Modulation zu erreichen, weiterhin bestehen. Gleichzeitig besteht weiter die Forderung, daß die Phasenverschiebung dem Momentanwert der Modulierspannung weitgehend direkt oder indirekt proportional ist, d. h. daß die Modulation möglichst linear sein soll.

Die meisten Phasenmodulatoren besitzen ein eigentliches phasenbestimmendes Element, im allgemeinen eine variable Impedanz. Die durch diese Elemente erzeugte Phase steht mit der Modulierspannung in einem nichtlinearen Zusammenhang, z. B. Arcus Sinus oder Arcus Tangens. Der Modulator wirkt deshalb nur praktisch linear für arc

sin <p-r~ arc (g φ^φ— O. Je nach der Art, wie das phasenbestimmende Element aufgebaut ist und wie es mit anderen konstanten Elementen zusammengeschaltet wird, läßt sich der erreichbare Hub des Modulators variieren. Es ist deshalb klar, daß eine Schaltung, die für gleiche Aussteuerung des phasenbestimmenden Elementes größeren HuI) liefert, bei gleicher Linearität größeren Hub oder, was gleichbedeutend ist, bei gleichem Hub bessere Linearität

ίο gewährleistet. Die vorliegende Erfindung gibt'eine Schaltung an, die es erlaubt, bei gleicher Linearität gegenüber bekannten Schaltungen mindestens doppelte Hübe zu erzeugen.

Erfindungsgemäße Beispiele werden an Hand der Zeichnung näher erläutert.

Fig. ι zeigt die Schaltung einer Phasenbrücke mit einem veränderbaren Scheinwiderstand;

Fig. 2 und 2 a zeigen veränderbare verlustfreie Reaktanzen;

F'R· 3 ^un'd 3 a zeigen veränderbare verlustl >ehaftete Reaktanzen;

Fig. 4 zeigt das Vektordiagramm der Phasenbrücke mit veränderbarer verlustfreier Reaktanz; Fig. 5 zeigt das Vektordiagramm mit veränderbarer verlustbehafteter Reaktanz;

Fig. 6 zeigt die Schaltung einer Phasenbrücke' mit zwei veränderbaren Reaktanzen;

Fig. 7 zeigt das zugehörige Vektordiagramm.
Die Phasenbrücke nach Fig. 1 weist zwischen den Punkten α und b einen Spannungsteiler auf, bestehend aus den beiden festen Widerständen 5R₃ und 5R₄. Der Zweig a-e enthält einen Widerstand R_x und der Zweig e-b eine veränderbare Reaktanz 5R₂. Es ist für die Schaltung ohne Belang, ob die beiden Widerstände 5R₃ und 5R₄ reell oder komplex sind, aber es ist Bedingung, daß die l>eiden Widerstände sowohl im Betrag als auch in der Phase einander gleich sind. Der Widerstand R₁ ist ein reiner Wirkwiderstand. Für die veränderbare Reaktanz besteht die Bedingung, daß sie positive wie auch negative Werte annehmen kann. Diese Reaktanz sei zunächst verlustfrei angenommen. Die Fig. 2 und 2 a zeigen zwei Beispiele solcher Reaktanzen, wobei es ohne Einfluß ist, ob die Induktivität L und die Kapazitat C parallel oder hintereinandergeschaltet sind; es ist lediglich praktisch, die beiden Größen parallel zu wählen, wenn man mit dem Blindleitwert rechnet, und sie hintereinander anzuordnen, wenn man mit dem Blindwiderstand rechnet. Rein beispielsweise äst die Kapazität C veränderbar angenommen. Man kann aber ebensogut die Induktivität veränderbar wählen oder beide gleichzeitig verändern.

Wird an die Punkte α und b eine sinusförmige Wechselspannung 1l_e gelegt, so entstehen über den Widerständen 5R₃ und 5R₄ zwei in Größe und Phase gleiche Spannungen U₃ und U₄, die in Fig. 4 als Strecken A-D und D-B auf einer Geraden liegen. Im Brückenzweig a-e entsteht eine Spannung U₁ und im Brückenzweig e-b eine Spannung U₂- Da R₁ einen reinen Wirkwiderstand und 5R₂ einen reinen Blindwiderstand darstellt, sind die beiden Spannungen U₁ und U₂ in ihrer Phase um 90⁰ verschol>en. Die Vektoren U₁ und U₂ stehen deshalb senkrecht zueinander. Zwischen den Punkten d und e der Brücke kann nun eine Spannung U_a abgegriffen werden,, die in der Größe den Spannungen U₃ und U₄ gleich ist und die in der Phase diesen Spannungen gegenüber um den Wirakel φ gedreht ist. Wird die Reaktanz 5R₂ verändert, so ändert sich die Spannung U₂ in Größe und Phase gegenüber der Eingangsspannung U_f; die Phasenverschiebung von 90⁰ gegen die Spannung U₁ bleibt bestehen, und die Spannung U₁ ändert ebenfalls Größe und Phase gegenüber der Eingangsspannung \[_e. Dabei bleibt die Spannung U₈ in der Größe unverändert und dreht in der Phase gegenüber der Eingangsspannung \[_e. Die Pfeilspitze von U₀ (Punkt Ey dreht auf einem Kreis um die Spannungsmitte D. In der gezeichneten Lage entspricht der Punkt E einer negativen Reaktanz JR₂. Wird die Reaktanz unendlich groß, so wandert die Pfeilspitze U„ in den Punkt A, und die Phasenverschiebung ψ wird + i8o^c; für die Reaktanz Null wird die Phasenverschiebung auch Null, und die Pfeilspitze fällt auf B. Wird die Reaktanz 5R₂ positiv, so wandert die Pfeilspitze von U„ weiter nach Punkt E₁, und die Phasenverschiebung wird negativ, d. h. nacheilend. Wird die Reaktanz wieder, unendlich groß, aber positiv, so dreht die Pfeilspitze weiter bis A, und die Phasenverschiebung wird — i8o°. Diese Erörterung gilt für eine verlustfreie Reaktanz.

Ist die Reaktanz verlustbehaftet, so läßt sie sich als komplexer Scheinwiderstand mit einem Real- und einem Imaginäranteil darstellen. Die Fig. 3 und 3a zeigen beispielsweise Schaltbilder, wobei wieder vorteilhafterweise die drei Größen parallel angenommen werden, wenn man mit dem Leitwert rechnet, oder hintereinander, wenn man mit dem Widerstand rechnet. Fig. 5 zeigt das diesbezügliche Vektordiagramm bei Serienschaltung. Die Spannung U₂ über der verlustbehafteten Reaktanz setzt sich zusammen aus einer Komponente U^ entsprechend dem reellen Widerstandsanteil R und einer Komponente U₂' entsprechend dem imaginären Widerstandsanteil, und diese leiden Komponenten sind in der Phase um 90⁰ verschoben, ihre Vektoren stehen senkrecht aufeinander. Die Komponente U^ ist in Phase mit der Spannung U₁, weil beide Spannungen über hintereinandergeschalteten Wirkwiderständen erzeugt werden. Die Vektoren U₁ und U/{ liegen auf einer Geraden. Der fiktive Spannungspun'kt E' liegt auf einem Kreis, mit der Strecke A-B als Durchmesser, wobei die Strecke A-B wieder die Summe der beiden phasengleichen Spannungen U₃ und U₄ darstellt. Bei verlustbehafteter Reaktanz 5R₂ ist es erforderlich, den Widerstand 5R₄ größer als SR₃ zu wählen, und zwar so, daß für die Spannungen folgende Proportion gilt:

IU₁H-IU

U₁I

Durch diese Proportionalität wird erreicht, daß die Pfeilspitze des Spannungsvektors U₃ im Mittel-

puiikt eines Kreises liegt, welcher durch die Punkte A und E geht. Zwischen den Punkten d und e der Brücke kann jetzt wieder eine um den Winkel φ verschobene Spannung il_a abgegriffen werden. Durch Veränderung der Reaktanz 5R₂ von + co über Null bis — oc wird wieder eine Phasendrehung der Spannung U_a von — i8o°' durch die Achse AB auf + i8o° erreicht, und die Pfeilspitze des Vektors \i_a wandert auf einem Kreis durch die Punkte A, E um

ίο den Mittelpunkt D. Daraus ist ersichtlich, daß der Verlustanteil der Reaktanz 5R₂ keinen nachteiligen Einfluß auf die Phasenmodulation bewirkt, sondern lediglich einen Verlust am Absolutwert der abgegriffenen Spannung zur Folge hat.

Je nach der Verwendungsart der Brücke kann es unter Umständen erwünscht sein, eine Ausgangsspannung zu erhalten, welche gleich groß wie die Eingangsspannung, aber um einen gewissen Winkel verdreht ist. Schaltet man zwei Brücken nach Fig. 1 gegengleich parallel, so wird der feste Spannungsteiler hinfällig, und es entsteht eine Brücke nach Fig. 6, bei welcher R₁ und R₄ zwei gleiche, rein Ohmsche Widerstände, 5K₂ und 5R₃ zwei gleiche veränderbare Reaktanzen, z. B. nach Fig. 2 oder 2 a, darstellen, beide Zweige also komplex sind. Legt man eine Wechselspannung U_e an die Klemmen α und b, so bilden sich in den Brückenzweigen Spannungen analog wie bei der Brücke Fig. 1, wol>ei jedoch in l>eiden Brückenzweigen eine Phasenverschiebung zwischen den beiden Teilspannungen auftritt. Infolge der Symmetrie der Zweige bilden die Spannungsvektoren ein Rechteck, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Zwischen den Punkten d und e der Brücke entsteht eine Spannung ll_a, die gleich groß ist wie die Eingangsspannung Vi_e, die aber in der Phase gegenüber U₁, um den Winkel φ gedreht ist.

" Der Phasenhub ist gleich groß wie bei der Brücke Fig. ι und beträgt im Maximum eine halbe Periode vor- oder nacheilend, total als 360⁰.

Dadurch, daß bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung der maximal erreichbare Phasenhub in jedem Fall größer ist als i8o°, wird erreicht, daß der praktisch benutzbare Phasenhub bei maximal zulässiger Verzerrung ein Mehrfaches, mindestens das Doppelte des Phasenhubs ^bisher bekannter Schaltungsanordnungen beträgt.

Claims

PATENTANSPRÜCHE:

1. Anordnung zur Phasenmodulation, bestehend aus einer Brückensdhaltung mit vier Brückenzweigen, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Brückenzweig einen Schwingkreis mit veränderbarer Resonanzfrequenz enthält, wobei die Eingangsträgerfrequenz innerhalb des Variationsbereiches der Resonanzfrequenz liegt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Zweig einen reinen Wirkwiderstand aufweist und zwei in seriengeschalteten Brückenzweigen liegende Impedanzen gleicher Phase einen Spannungsteiler bilden, welcher an der Eingangsspannung liegt.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingkreis verlustfrei ist und die beiden einen an der Eingangsspannung liegenden Spannungsteiler bildenden Impedanzen sowohl in der Phase als auch im Betrag gleich sind.

4. Anordnung zur Phasenmodulation nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingkreis verlustbehaftet ist und die beiden einen an der Eingangsspannung liegenden· Spannungsteiler bildenden Impedanzen nur in der Phase gleich, im Betrag jedoch verschieden sind, und zwar so, daß die dem Schwingkreis benachbarte Impedanz im Betrag um so viel größer ist als die andere Impedanz, daß die resultierende Ausgangsspannung für jeden Phasenwinkel konstante Amplitude aufweist.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die vier Brückenzweige aus je zwei gleichen Ohmschen Widerständen und je zwei gleichen veränderbaren Impedanzen bestehen, wobei die gleichen Brückenzweige einander gegenüberliegen.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Q 5137 4.52