DE1036329B - Phasenmodulator und Phasenschieber in Brueckenschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung, welche als Phasenmodulator oder Phasenschieber geeignet ist und es ermöglicht, die Phase eines nichtmodulierten, von einer Trägerstromquelle gelieferten Wechselstroms unter der Wirkung einer Steuerspannung zu verändern, welche eine Modülationssignalspannung oder eine regelbare Gleichspannung sein kann. Die Anordnung enthält einen Vierpol, an dessen Eingangsklemmen eine Quelle eines Trägerwechselstroms mit konstanter Frequenz und Amplitude angeschlossen ist und der einen Widerstand enthält, welcher unter der Wirkung einer Modulationsspannung, die von einer an den Vierpol angeschlossenen Modulationssignalquelle geliefert wird, veränderlich ist,, so daß die Schaltung einem an das Ausgangsklemmenpaar angeschlossenen Verbraucherkreis eine phasenmodulierte Wechselspannung liefert. Dabei ist der Vieipol eine Wheatstonesche Brücke, dessen vier Zweige aus praktisch verlustfreien Blindwiderständen bestehen. Die Trägerstromquelle ist an die eine und der veränderliche Widerstand an die andere der beiden Diagonalen der Brücke angeschlossen.

Aus der deutschen Patentschrift 842 370 sind bereits Phasenmodulatoren bekannt, bei welchen eine aus vier Blindwiderständen gebildete Wheatstonesche Brücke verwendet wird, wobei in dem einen Brückenzweig ein unter der Wirkung der Modulationsspannung veränderlicher Widerstand eingeschaltet ist, während die Trägerspannung der einen Brückendiagonale zugeführt und das phasenmodulierte Signal an der anderen Brückendiagonale abgegriffen werden.

Das Ziel der Erfindung liegt in der Schaffung einer Schaltung, welche gegenüber diesen bekannten Anordnungen den Vorteil besitzt, daß die unerwünschte Amplitudenmodulation auf ein Minimum herabgesetzt wird.

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß zwar die Eingangsklemmen für die Trägerspannung wie in der bekannten Anordnung an der einen Brückendiagonale liegen, daß aber die Ausgangsklemmen des Vierpols die Klemmen eines der Brückenzweige sind und daß die mit X₁, Y₁, X₂, Y₂ bezeichneten Werte der Blindwiderstände so bemessen sind, daß sie die folgende Gleichung erfüllen:

(X₂ + Y₂) (2 X₁ Y₁ + X₂ Y₁) + X₂ Y₂ (X₁ + Y₁) = 0

Die phasenmodulierte Spannung ist in diesem Falle praktisch frei von Amplitudenmodulation, wenn sich der veränderliche Widerstand in der anderen Brückendiagonale unter der Wirkung der Modulationsspannung ändert.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist gegenüber den bisher bekannten Anordnungen ferner die Vorteile auf, daß sie für eine bestimmte, von der Steuerspannung bewirkte Änderung des veränderlichen Widerstands eine größere Phasenänderung liefert und daß sie an eine Trägerstromquelle mit geringem Innenwiderstand angepaßt werden kann, wie sie im allgemeinen in der Phasenmodulator und Phasenschieber
in Brückenschaltung

Anmelder:
Robert Mauduech, Paris

Vertreter:

Dipl.-Ing. E. Prinz und Dr. rer. nat. G. Hauser,
Patentanwälte, München-Pasing, Bodenseestr. 3 a

Beanspruchte Priorität:
Frankreich vom 20. Juli 1956 und 14. Februar 1957

Robert Mauduech, Paris,
ist als Erfinder genannt worden

Praxis auftritt, z. B. wenn es sich um Frequenzen in der Größenordnung von 10 MHz handelt.

Gemäß einer ersten Ausführungsart der Erfindung ist der veränderliche Widerstand ein nichtlinearer Widerstand, dessen Wert sich unter der Wirkung der Modulationssignalspannung ändert. Dieser nichtlineare Widerstand ist zweckmäßig eine Halbleiterdiode.

Bei einer zweiten Ausführungsart der Erfindung ist der veränderliche Widerstand der Innenwiderstand einer elektronischen Verstärkerröhre, deren Anode bzw. Kathode an die beiden Eckpunkte einer Diagonale der Brückenschaltung angeschlossen sind, während das Steuergitter der Röhre an einen dritten Eckpunkt der Brücke über die Modulationsspannungsquelle angeschlossen ist.

Beispielsweise Ausführungen der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt. Darin ist:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild,

Fig. 2 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsart unter Verwendung eines nichtlinearen Widerstands,

Fig. 3 und 4 Schaltbilder weiterer Ausführungsarten der Erfindung, bei welchen als nichtlinearer Widerstand der Innenwiderstand einer Elektronenröhre verwendet wird,

Fig. 5 ein Schaltbild eines Sonderfalls der Ausführungsart von Fig. 4, bei welcher die Steuerspannung eine von Hand regelbare Gleichspannung ist, so daß die Anordnung einen einstellbaren Phasenschieber darstellt, und

Fig. 6 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungen nach Fig. 1 bis 5.

In der folgenden Beschreibung ist ω die Kreisfrequenz der Trägerstromquelle, R die Größe des veränderlichen

809 597/406

Widerstands, g der Wert l/i? und g₀ der Ruhewert von g, der dann besteht, wenn keine Modulationsspannung angelegt ist. Wie gewöhnlich wird die imaginäre Einheit mit j (j = j __ χ) bezeichnet, wobei die Abhängigkeit der Spannung der Trägerstromquelle von der Zeit t durch den Faktor e'"' bestimmt ist.

Gemäß Fig. 1 der Zeichnung wird die von der Trägerstromquelle 11 mit dem Innenwiderstand Z₀ gelieferte Spannung den Eingangsklemmen 1, 2 der Schaltungsanordnung zugeführt. Diese Klemmen sind die Eckpunkte der Diagonale einer Wheatstoneschen Brücke, deren vier Zweige bei der Kreisfrequenz ω die Blindwiderstande Z₁, Z₂, Y₁, Y₂ besitzen. Der Widerstand R ist veränderlich in Abhängigkeit von der Spannung einer Modulationssignalspannungsquelle 9, die an die Klemmen 5 und 6 angeschlossen ist. Der Widerstand R selbst bildet die zweite Diagonale der Brücke. Die phasenmodulierte Spannung wird an den Klemmen 3, 4 des Blindwiderstandes Y₂ abgegriffen, an welche der Verbraucherkreis angeschlossen ist. Es wird angenommen, daß der Verbraucher einen hohen Ohmschen Widerstand besitzt, jedoch kann sein kapazitiver oder induktiver Blindleitwert ohne Nachteil merklich groß sein. Da dieser Blindleitwert parallel zu einem der Blindwiderstände der Brückenschaltung liegt, kann er durch Veränderung der Größe dieses Blindwiderstandes berücksichtigt werden. In der Praxis ist dieser Blindleitwert im allgemeinen kapazitiv, wenn der Verbraucher z. B. der Eingangskreis eines Verstärkers ist.

Wenn folgende Bezeichnungen gewählt werden:

E = EMK der Quelle 11,
Z₀ = Innenwiderstand der Quelle 11,
CZ₁ = Spannung an den Klemmen 1, 2,
U₂ = Spannung an den Klemmen 3, 4,

ist der Wert von U₂ durch folgende Gleichung gegeben:
U₂ = E- MIN (1)

Dabei sind M und N lineare Funktionen von Z₁, Z₂, Y₁, Y₂ und g.
Die Rechnung ergibt:

M=(A +JBg)

N=C- JHZ₀ + jg (D - JFZ₀)
mit: A = (X₁ + Y₁) Y₂

B = (Z₁ + Z₂) Y₁ Y₂ (2)

C - (Z₁ + Y₁) (Z₂ + Y₂)

D = X₁ Y₁ (Z₂ + Y₂) + Z₂ Y₂ (Z₁ + Y₁)

F=(X₁+ Z₂) (Y₁ + Y₂)

H = X₁+X₂+ Y₁+ Y₂

Die Impedanz Z der Phasenverschieberanordnung an den Klemmen 1, 2 bei Leerlauf an den Klemmen 3, 4 beträgt:

Z=(C+ JDg)I(Fg - JH)

Wenn die Impedanz Z₀ der Quelle 11 vernachlässigbar klein ist und in erster Annäherung zu Null angenommen werden kann, gilt:

U₂E = U₂IU₁ = (A+ JBg)I(C + JDg) (3)

Unter Annahme dieses Falls zeigt die Gleichung (3), daß der Betrag der Größe UJU₁ unabhängig von g ist, wenn:

Β/A = - D/C (4)

Der Phasenwinkel Φ von UJU₁ ist dann durch folgende Gleichung gegeben:

Φ = 23xct g (BgI A) (5)

Die Anwendung der Bedingung (4) ergibt dann die folgende Gleichung, welche zwischen X₁, X₂, Y₁, Y₂ eingehalten werden muß:

_s (X₂ + Y₂) (2 X₁ Y₁ + X₂ Y₁) + X₂ Y₂ (X₁ + Y₁) = 0

Wenn es ferner erwünscht ist, daß man für eine gegebene geringe Änderung von g unter der Wirkung der Modulationsspannung der Quelle 9 eine möglichst große ίο Änderung des Winkel Φ erhält, zeigt die Rechnung, daß für den Wert g₀, welchen die Größe g bei der Modulationsspannung Null annimmt, folgendes gelten muß:

= + g₀; CD = ψ g₀ (7)

Der entsprechende Wert des Winkels Φ (im folgenden als »Ruhewert <>■ bezeichnet) ist dann gleich + 90°.

In Fig. 6 ist für diesen Fall das Betriebsdiagramm der Anordnung dargestellt. Der Vektor OP stellt in der komplexen Ebene den Wert des Verhältnisses U₂[U₁ dar. Die Abszissen und Ordinaten sind die Werte der Realteile bzw. der Imaginärteile dieses Verhältnisses. In dem Beispiel von Fig. 6 wurde angenommen, daß AJB = — g₀; der Ruhewert Φ_ο des Winkels Φ bei Fehlen der Modulationsspannung beträgt dann —90° und entspricht dem Punkt P₀ auf dem Kreis mit dem Mittelpunkt O und dem Radius OP₀. Die Änderung dieses Winkels unter dem Einfluß der Modulationsspannung ist durch den Winkel Φ_λ dargestellt.

Die Anwendung der Gleichungen (7) ermöglicht die Berechnung der Größen X₁, X₂, Y₁, Y₂, wenn man zwei von diesen oder zwei zusätzliche Beziehungen zwischen diesen willkürlich vorgibt. Man kann z. B. willkürlich einen der Blindwiderstände wählen und die Bedingung setzen, daß der Betrag der Größe AjC, der gleich dem Betrag des Verhältnisses UJU₁ ist, einen bestimmten Wert besitzt. Man kann ferner als eine der willkürlichen Bedingungen den Wert von Z festlegen. Es ist ferner zu bemerken, daß jeder Lösung der Gleichungen (6) und (7) eine zweite Lösung entspricht, die dadurch erhalten wird, daß das algebraische \^Aorzeichen der Blindwiaerstände X₁, X₂, Y₁, Y₂ umgekehrt wird.

Die vorstehende Theorie ist gültig, wenn R ein nichtlinearer Widerstand ist, welcher sich unter der Wirkung der von der Quelle 9 gelieferten Modulationsspannung ändert.

Wenn 7? der Innenwiderstand einer Elektronenröhre ist, müssen etwas andere Formeln angewendet werden, welche später unter Bezugnahme auf Fig. 3 angegeben werden.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsart des Phasenmodulators, welche dem vereinfachten Schaltbild von Fig. 1 entspricht und als nichtlinearen Widerstand eine Halbleiterdiode 10 enthält. Bei der Anordnung von Fig. 2 speist die Hochfrequenzträgerstromquelle 11 die Eingangsklemmen 21,22 der Brückenschaltung, welche die drei Blindwiderstände 29, 30, 31 enthält, die den Blindwiderständen Z₁, X₂, Y₁ von Fig. 1 entsprechen. Die Rolle des Blindwiderstands Y₂ von Fig. 1 übernimmt der Blindwiderstand der Gruppe 17, 32, 65. Wie allgemein bekannt ist, ist der Blindwiderstand einer solchen Anordnung äquivalent zu einer Induktivität, deren Größe etwas von der Induktivität 32 abweicht. Der veränderliche Kondensator 65 hat den Zweck, eine Einstellung der scheinbaren äquivalenten Induktivität zu ermöglichen. Der Kondensator 17 besitzt eine große Kapazität und hat einfach die Aufgabe, das Übertreten des von der Quelle 11 gelieferten Hochfrequenzstroms in den Kreis des Modulatorstroms der Quelle 9 zu verhindern. 28 ist der als groß angenommene Widerstand des Verbraucherkreises, welcher an die Ausgangsklemmen 19, 20 angeschlossen ist, während der

5 6

Widerstand 33 parallel zu den Klemmen 21, 22 geschaltet Wenn man die bei 21, 22 anliegende Spannung immer

ist, um gegebenenfalls den Eingangswiderstand der An- noch mit CZ₁ bezeichnet, gilt: Ordnung, gesehen von den Klemmen 21, 22, einstellen zu

können. Die Modulationsspannungsquelle 9, welche ein U₂IU₁ = (A -f- j Bg) I (C + ]D_xg) (8)

Wechselstromsignal, z. B. ein Fernsprechsignal, liefert, 5 _mj_t η ₌ χ γ (χ + γ ) liegt parallel zum. Widerstand 27, der dazu dient, den

Innenwiderstand der Quelle gegebenenfalls auf einen Ebenso ist der Wert der Eingangsimpedanz Z der Angeeigneten Wert einstellen zu können. Die an den Klem- Ordnung an den Klemmen 21, 22: men 25, 26 liegende Modulationsspannung wird der Primärwicklung 62 eines Übertragers 61 zugeführt, dessen i° ^i = (C + j Dig) j (F₁^g— jH) (9) Sekundärwicklung 63 in dem Kreis der Diode 10 liegt. _mjt ρ __ ι χ + χ ) γ Dieser Kreis enthält in Serienschaltung die Gleichspannungsquelle 68, den einstellbaren Widerstand 67, die Die mit A, B, C, H bezeichneten Größen besitzen die Wicklung 63, die Induktivität 32, die Diode 10 und den gleichen Werte wie oben.

Widerstand 33. Der einstellbare Widerstand 67 ermöglicht 15 Wenn man den Innenwiderstand der Trägerstromquelle

es, den durch die Diode 10 fließenden Polarisationsgleich- 11 als vernachlässigbar klein annimmt, erhält man an den

strom auf einen geeigneten Wert einzustellen, d. h. auf Klemmen 19, 20, wenn sich g unter dem Einfluß der an

einen Wert, bei welchem der differentielle Widerstand den Klemmen 25, 26 angelegten Modulationsspannung

dieser Diode sich unter der Wirkung der an den Klemmen ändert, eine phasenmodulierte, jedoch nicht amplituden-

der Wicklung 63 auftretenden Modulationsspannung sehr 20 modulierte Spannung, wenn folgende Bedingung

schnell ändert. Der Kondensator 17 mit großer Kapazität erfüllt ist:

verhindert, daß die der Gruppe31, 32, 65 zugeführten AIB = CID (10)

Hochfrequenzströme zur Wicklung 63 und zur Modulationsspannungsquelle 9 hin fließen. Der Kondensator 64 Die Gleichung entspricht der Gleichung (4), welche für mit großer Kapazität verhindert in gleicher Weise das 25 den Fall von Fig. 2 gültig ist. Das Betriebsdiagramm Übertreten der aus der Quelle 9 kommenden Ströme auf dieser Anordnung entspiicht der Darstellung von Fig. 6. die Elemente 67 und 68. Ebenso ist die Empfindlichkeit der Anordnung am

Die phasenmodulierte Spannung wird an den Klemmen größten (d. h. daß man das Maximum der Phasenänderung

19, 20 abgegriffen, die einerseits mit dem Verbraucherkreis für eine gegebene Änderung von g erhält), wenn: 28 und andererseits mit den Klemmen der Gruppe 17, 30

32, 65 verbunden sind, deren Blindwiderstand gleich A/B = ± g₀; CfD₁ = ψ g₀ (11) demjenigen des Schaltungselements Y₂ von Fig. 1 ist.

Die Werte L₁ der Induktivität 29, C₁ der Kapazität d. h. wenn der Ruhewert Φ_ο des Phasenwinkels Φ von

des Kondensators 30, C₂ der Kapazität des Konden- U₂[U₁ gleich ± 90° ist.

sators 31 und L₂ der scheinbaren Induktivität der Gruppe 35 Die an der Anode der Röhre 10 entstehende phasen-

17, 32, 65 müssen so gewählt werden, daß die Größen: modulierte Spannung wird der Klemme 19 und dem Ver-

Y-L(W Y = llC ω braucherkreis 28 über den Kondensator 14 zugeführt,

χ¹ ~ .^IjC _ω γ¹ = L ω * dessen Zweck einfach darin besteht, die Anodengleich-²² 22 spannung der Röhre 10 (+ B in Fig. 3) von den Klemmen entsprechende numerische Beziehungen erfüllen. Wenn 40 19, 20 fernzuhalten. Die Schaltungselemente 12, 13, 15 die Impedanz Z₀ der Quelle 11 als vernachlässigbar klein dienen dazu, den verschiedenen Elektroden der Röhre die angenommen wird, sind diese numerischen Beziehungen richtigen Spannungen zuzuführen. Die Schältungsdie Gleichung (6) oder die Gleichungen (7). Wenn Z₀ nicht elemente 17, 27, 29, 30, 31, 32, 33 spielen die gleiche Rolle vernachlässigbar ist, müssen die Werte VOnL₁, C₁, L₂, C₂ wie die mit den gleichen Bezugszeichen in Fig. 2 vergeringfügig verändert werden, damit die an den Klemmen 45 sehenen Schaltungselemente.

19, 20 auftretende Spannung bei einer beträchtlichen In Fig. 4 ist eine abgeänderte Ausführungsart der Phasenmodulation dennoch eine praktisch konstante Schaltung von Fig. 3 dargestellt, bei welcher zum leich-Amplitude behält. Am bequemsten läßt sich ein Abgleich teren Abgleich der Festkondensator 31 durch einen einexperimentell dadurch erzielen, daß zunächst den Größen stellbaren Kondensator ersetzt ist. Der einstellbare Kon-L₁, C₁, L₂, C₂ die Werte gegeben werden, die sie für Z₀ 50 densator 35 ermöglicht eine geringfügige Änderung der = Null besitzen müßten, und daß dann diese Größen scheinbaren Größe der Induktivität 34 in Fig. 4, welche etwas geändert werden. Man stellt dann fest, daß es in die gleiche Rolle wie die Induktivität 32 in Fig. 3 hat. der Praxis genügt, zwei dieser Größen, z. B. L₂ und C₂, In Fig. 5 ist ein von Hand einstellbarer Phasenschieber mittels der regelbaren Kondensatoren 31, 65 einzustellen. dargestellt, welcher nach dem Prinzip der Erfindung aus-

Die Schaltung von Fig. 3 ist analog zu derjenigen von 55 geführt ist. Das Schaltbild von Fig. 5 ist mit demjenigen

Fig. 2 mit dem Unterschied, daß die Diode 10 durch die von Fig. 4 identisch mit der Ausnahme, daß die Modu-

Anoden-Kathoden-Strecke der Elektronenröhre 10ersetzt lationssignalspannungsquelle 9 von Fig. 4 durch eine

ist und daß die an den Klemmen 25, 26 zugeführte Gleichspannungsquelle 79 ersetzt ist, die an die Klem-

Spannung der Modulationssignalspannungsquelle 9 zwi- men 75, 76 eines Potentiometers 77 angeschlossen ist.

sehen einen Punkt 22 mit festem Potential in der Schal- 60 Mit diesem kann der Wert der Polarisationsgleichspan-

tung und das Steuergitter der Röhre 10 gelegt wird. nung eingestellt werden, die zwischen der Kathode und

Wenn nun mit g- der differentielle Innenleitwert dieser dem Steuergitter der Elektronenröhre 10 liegt. Wenn

Röhre bezeichnet wird, welche eine Pentode ist und deren man durch Verstelrung des Potentiometers 77 diese PoIa-

Innenwiderstand als sehr groß angesehen werden kann risationsspannung ändert, ändert sich dementsprechend

(wobei der differentielle Innenleitwert als das Maß der 65 die Phase der Spannung mit der Frequenz ω, welche von

Änderung des Anodenstroms als Funktion von der der Trägerstromquelle 11 über die Schaltung den Klem-

Steuergitterspannung der Röhre definiert ist), ergibt die men 19, 20 zugeführt wird.

Rechnung für den Wert der Spannung U₂ an den Klem- Im folgenden werden zwei Zahlenbeispiele gegeben,

men 19, 20 der Schaltung eine etwas andere Gleichung als um die praktische Berechnung der Schaltungselemente

die für den Fall der Diode von Fig. 2 gültige. 70 der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung verstand-

lieh zu machen. Das erste Beispiel bezieht sich auf den Fall von Fig. 2, das zweite auf den Fall von Fig. 3.

Beispiel 1

Im Falle von Fig. 2 soll der differentielle Ruhewiderstand der Diode bei dem gewählten Arbeitspunkt zu 200 Ω angenommen werden.

Die scheinbare Impedanz der Spannungsquelle 11 parallel zum Widerstand 33, gesehen von der Schaltung aus, ist dann:

75 · 120/(75 + 120) = 46 Ω

Der Wert von EjU₂ nach der Gleichung (1) beträgt dann:

I^JjL = 46 J-+

Die Kreisfrequenz to sei zu 2 π · 10 MHz angenommen, so daß gilt:

ω = 2 π ■ ΙΟ⁷ = 6,28 · ΙΟ⁷

Zur Bestimmung der vier Blindwiderstände X₁, X₂, Y₁, Y₂ werden die folgenden Bedingungen vorgegeben:

a) für g = g₀ sei der Eingangswiderstand Z der Schaltung reell;

b) dieser Widerstand soll einen bestimmten Wert A₁ besitzen;

c) die obige Bedingung (4) soll erfüllt sein. Unter Verwendung des obengegebenen Werts von Z

lassen sich die Bedingungen a) und b) folgendermaßen schreiben:

CiFg₀ = - DgJH = A₁ (12)

25

Zur vollständigen Bestimmung des Vierpols muß noch eine zusätzliche Bedingung gestellt werden. Zu diesem Zweck wählt man beispielsweise einen unendlich großen Wert iür Y₂. Da der an die Ausgangsklemmen angeschlossene Verbraucherwiderstand im wesentlichen rein kapazitiv ist, wenn er der Eingangswiderstand eines Verstärkers ist, genügt es, zu diesem Zweck in dem Zweig Y₂ der Schaltung eine Induktivität vorzusehen, welche bei der Kreisfrequenz ω mit der Kapazität C₀ des Verbraucherkreises in Resonanz ist. Wenn z. B. C₀ zu 20 pF angenommen wird, findet man

L₂ = 1/C₀ ω²= 12,6 μΗ

Die Bedingung (6) vereinfacht sich dadurch, daß Y₂ als unendlich groß angenommen wird. Sie läßt sich folgendermaßen schreiben:

2 (X₁ + X₂) Y₁+X₁ X₂ = O (13)

-231 jg

1-231/g

Es läßt sich leicht nachprüfen, daß der zweite Ausdruck, der allein für die Amplitudenmodulation verantwortlich ist, den Wert nur sehr geringfügig beeinflußt. Die relative Amplitudenänderung EIU₂ überschreitet bei einer Änderung von g zwischen den Werten Null und Unendlich ± 6 °/₀ des Mittelswerts nicht.

Beispiel 2 Im Falle von Fig. 3 ergeben die Gleichung (10) und (11):

- (Xi + Yi) = (Xi + X2) wobei: X₂ = -2X₁

(17)

(18)

das heißt: L₁ C₂ ω² = 1; L₁ ω g„ = 1 — C₁L₁ ω²

Um L₁, L₂, C₁, C₂ zu bestimmen, fehlen noch zwei zusätzliche Bedingungen. Man kann z. B. willkürlich festlegen:

L₂ C₁ ω² = 2 (19)

und willkürlich die Spannungsverstärkung G der Schaltung gleich AlC wählen. Wenn man mit g₀ den differentiellen Innenleitwert der Elektronenröhre an dem gewählten Arbeitspunkt bezeichnet, werden folgende Beziehungen gefunden:

-1) (20)

L₁ ω = l/G g₀ C₁ ω = (G — 1) g₀

L₂W = 2/(G-I) g₀ C₂a> = Gg₀/2

Andererseits lauten dann die Bedingungen (12) folgendermaßen :

X₁+ Y₁ = S₀A₁ (X₁ + X₂)
(Z₁ + Y₁) X₂+ X₁Y₁ = - RJg₀

(14)
(15)

Die Berechnung der Werte von X₁, X₂, Y₁ ist im allgemeinen ziemlich kompliziert, jedoch vereinfacht sie sich beträchtlich, wenn man R₁ = l/g₀ wählt. In diesem Falle findet man:

X₂IX₁ = - 3/2; Y₁ = X₂ =-R₁ ]/3; X₁ = 2R₁I^Z

(16)
daraus: X₁ = 154 Ω X₂ = Y₁ = —231 Ω

Dies ergibt:

L₁ = 24,6 μΗ

C₁ = C₂= 10,9 pF

Da der Ausgangswiderstand der Schaltung bei Fehlen eines Modulationssignals 200 Ω beträgt, muß man, um die Schaltung an eine Trägerstromquelle 11 mit einem Innenwiderstand von 75 Ω (üblicher Wert einer Koaxialleitung) anzupassen, für den Widerstand 33 einen Wert von 120 Ω wählen, da dann gilt:

120 · 200/(120 + 200) = 75 Wenn G = 3, g₀ = 5 · 10-*5 und ω = 2 π ■ 10 MHz gewählt werden, ergibt sich:

L₁ = 10,27 μΗ C₁ = 16 pF

L₂ = 30,8 μΗ C₂ = 12 pF

Praktisch wird, wie in Fig. 4 dargestellt ist, der Wert von L₂ kleiner als der errechnete Wert gewählt, um die Kapazität C₀ des parallel zu L₂ (34 in Fig. 4) geschalteten Verbraucherkreises zu berücksichtigen, und man stellt den einstellbaren Kondensator 35 so ein, daß ein richtiger Betrieb erzielt wird.

Claims (7)

Patentansprüche=

1. Phasenmodulator mit einem Vierpol, an dessen Eingangsklemmen eine Quelle eines nichtmodulierten Trägerwechselstroms mit fester Frequenz angeschlossen ist und der einen Widerstand enthält, welcher unter der Wirkung einer Modulationsspannung, die von einer an den Vierpol angeschlossenen Modulationssignalquelle geliefert wird, veränderlich ist, so daß die Schaltung einem an das Ausgangsklemmenpaar angeschlossenen Verbraucherkreis eine phasenmodulierte Wechselspannung liefert, wobei der Vierpol eine Wheatstonesche Brücke ist, dessen vier Zweige aus praktisch verlustfreien Blindwiderständen

60

bestehen, und die Trägerstromquelle an die eine der beiden Diagonalen der Brücke angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der veränderliche Widerstand in der anderen Brückendiagonale liegt, daß die Ausgangsklemmen des Vierpols die Klemmen eines der Brückenzweige sind und daß die Werte (X₁, Y₁, X₂, Y₂, Fig. 1) der Blindwiderstände so bemessen sind, daß sie die folgende Gleichung erfüllen:

(Z₂ + Y₂) (2 X₁Y₁ + X₂ Y₁) + X₂ Y₂ (X₁ + Y₁) = o.

2. Phasenmodulator gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der veränderliche Widerstand der Innenwiderstand einer elektronischen Verstärkerröhre ist, deren Anode bzw. Kathode an die beiden Eckpunkte einer Diagonale der Brücke angeschlossen sind, während das Steuergitter der Röhre mit einem dritten Eckpunkt der Brücke verbunden ist, wobei die Modulationsspannung in den Kathoden-Steuergitter-Kreis der Elektronenröhre eingeführt wird.

3. Phasenmodulator gemäß Anspruch 1, dadurch ao gekennzeichnet, daß der Widerstand ein nichtlinearer Widerstand ist.

4. Phasenmodulator gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Widerstand eine Halbleiterdiode ist.

5. Phasenmodulator gemäß Anspruch 1, dadurch, gekennzeichnet, daß ein Kondensator parallel zu der Modulationssignalquelle geschaltet ist, um das Übertreten des Trägerstroms auf diese zu verhindern.

6. Phasenmodulator gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Blindwiderstände von zwei in gegenüberliegenden Zweigen der Brücke liegenden Induktivitäten und von zwei in den anderen Zweigen der Brücke liegenden Kondensatoren gebildet werden.

7. Phasenmodulator gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein einstellbarer Kondensator parallel zu wenigstens einer der Induktivitäten geschaltet ist, um eine Veränderung des scheinbaren Blindwiderstands dieser Induktivität bei der festen Frequenz zu ermöglichen.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Patentschrift Nr. 842 370.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

© 809 597/406 8.