DE836509C

DE836509C - Verstaerkeranordnung fuer lineare Leistungsverstaerkung von amplitudenmodulierten Schwingungen

Info

Publication number: DE836509C
Application number: DEW4424A
Authority: DE
Inventors: William Humphrey Doherty
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1949-11-02
Filing date: 1950-11-03
Publication date: 1952-04-15
Also published as: US2658959A; FR1027429A; GB678777A; NL79855C; NL156682B

Description

Die Erfindung .bezieht sich auf Röhren-Leistungsverstärker für 'modulierte Schwingungen.

Es ist ein Gegenstand der Erfindung, lineare Leistungs verstärkung einer amplitudenmodulierten Trägerwelle mit hohem Wirkungsgrad zu erzielen.

Ein Merkmal der Erfindung ist es, daß il>ei linearen Leistungsverstärkern in parallelen Übertragungswegen Unterneutralisation bzw. Überlieutralisation angewendet wird, wobei die Phasen der modulierten Eingangsschwingungen zusammen mit einer Änderung der Anodenbelastungsscheinwiderstände ül>er einen Bereich von 4 : 1 während der Modulationsperiode verändert werden können.

Wenn Leistungsverstärker mit konstanter Anodenspannung betrieben werden, d. h. wenn die Modulation in einer vorhergehenden Stufe durchgeführt worden ist und die Anoden der folgenden Stufen konstante Spannung besitzen, überschreitet der Anoden wirkungsgrad bei unmoduliertem Trägerpegel gewöhnlich nicht etwa 33 Prozent, wenn der Verstärker einen hohen Grad von linearer Verstärkung der voll modulierten Trägerschwingung beihalten soll. Es sind besondere Schaltungsanordnungen bekanntgeworden, die diese Begrenzung überwinden und Wirkungsgrade von 60 Prozent und mehr erreichen.

Auch hat man Leistungsverstärker mit hohem Wirkungsgrad schon früher mit Schaltungen erreicht, bei denen man ein Prinzip angewandt hat, das als Chireix-Modulation oder Modulation durch Phasenverschiebung bekannt ist. In einer dieser Schaltungsanordnungen arbeiten zwei Röhren oder zwei Röhrensätze als lineare B-Verstärker für alle Werte der hochfrequenten Eingangsschwingung von Null bis zum Trägerpegel. Der Belastungswiderstand, auf den diese Röhren arbeiten, ist so hoch bemessen, daß ein hoher Wirkungsgrad bei dem Ausgangswert erreicht wird, bei dem die Anodenwechselspannung ungefähr ihren Höchstwert hat. Danach wird für die positive Halbwelle der Modulationsschwingungen, auf die die Röhren nicht mit einem Spannungsanstieg reagieren können, der Belastungswiderstand veranlaßt, kleiner zu werden, bis er endlich bei dem Maximum einer voll modulierten Schwingung nur noch den vierten Teil seines ursprünglichen Wertes hat, wobei die Röhren, die ihre Anodenwechselspannungsamplitu.de nicht vergrößern können, trotzdem das Vierfache der Trägerwellenleistung abgel>en können, wie verlangt. Die Verkleinerung des Belastungswiderstandes, der mit der Trägeramplitude beginnt, wird erzielt durch eine automatische Veränderung der Phase der hochfrequenten Spannung der Gitter der 1>eiden Röhren oder Röhrensätze (und damit auch der Anodenspannung) bei den positiven Halbwellen der Modulationsschwingungen. Die Ausgangskreise sind so ausgeführt, daß die beiden Röhren oder Röhrensätze eine widerstandsändernde Wirkung aufeinander haben, die durch die Phasen der Anodenwechselspannung gesteuert wird.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf dieses allgemeine Schema einer Verstärkung mit großem Wirkungsgrad mit Hilfe von Phasenänderung. Sie sieht verbesserte und vereinfachte Mittel vor, um die notwendige Änderung der Phasen der hochfreqenten Gitterspannungen durchzuführen. In der schon bekannten Schaltung, wie sie ol:>en genauer l>eschrieben ist, wird dies erreicht entweder a) durch !besondere Mittel bei den vorhergehenden Verstärkerstufen, wobei die Ausgangsspannung dieser Stufen nicht mehr eine einfache amplitudenmodulierte Schwingung ist, oder b) dadurch, daß den Gittern der Endstufen mit einer Phasenverschiebung von 90⁰ zu der normal modulierten Steuerspannung eine zusätzliche Spannung zugeführt wird, die durch Gegeneinanderschalten zweier hoher Wechselspannungen erhalten wird. Die eine ist von dem Abschlußbelastungskreis hergeleitet, während die andere ein verstärktes Abbild der Schwingungen am Gittereingang ist. Das Verfahren b) kann in der Praxis nicht ohne die Verwendung einer Hilfsverstärkerröhre durchgeführt werden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung liefern vorhergehende Verstärkerstufen eine amplitudenmodulierte Trägerschwingung an die Eingangsklemmen einer Endstufe. Die notwendige Phasenveränderung wird dann dieser Schwingung automatisch dadurch aufgedrückt. daJ3 die Eingangsscheinwiderstände der Gitter selbst verändert werden. Die Änderung der Eingangsscheinwiderstände setzt sich zusammen aus a) dem schnellen Anwachsen des parallel geschalteten elektronischen Wirkleitwertes des Gitters, der dem Gitterstrom zuzuschreiben ist, für Werte der Steuerspannung, die größer sind als die für die Trägerausgangsleistung benötigten, und b) aus einer Veränderung des Eingangsblindleitwertes des Gitters, die sich, wie noch ausgeführt wird, aus der Nichtlinearität der Spannungsverstärikung der Röhre bei diesen höheren Werten der Steuerspannung ergibt. Wie schon angegeben, hat die Hochfrequenzanodenspannung schon irrren größtmöglichen Wert bei Trägerausgangsleistung. Diese Effekte a) und b) vereinigen sich in ihrer Wirkung, um die' gewünschte Veränderung der jeweiligen Phasen der Spannungen an den Gittern der zwei Röhren hervorzubringen.

Im nachfolgenden wird auf die Figuren 'in der Zeichnung eingegangen.

Fig. ι zeigt als Beispiel einen Kreis für einen veränderlichen Belastungsscheinwiderstand;

Fig. 2 und 3 stellen Kennlinien des Kreises nach Fig. ι dar;

Fig. 4 und 5 zeigen Schaltungen von Kreisen, die aus dem Urbild nach Fig. 1 entwickelt sind;

Fig. 6 ist ein Polardiagramm der Gitter- und Anodenspannungen und ihrer Phasenlage gemäß der Erfindung;

Fig. 7 zeigt ein vereinfachtes Schaltschema eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfindung;

Fig. 8 zeigt ein eingehenderes Schaltschema einer anderen Ausführung der Erfindung;

Fig. 9 zeigt eine weitere Ausführung der Schaltung nach Fig. 7;

Fig. 10 zeigt eine andere Ausführung der Schaltung nach Fig. 5.

Bevor die Erfindung im einzelnen beschrieben werden soll, mag es wünschenswert sein, auf das Prinzip einer Verstärkung mit hohem Wirkungsgrad durch Phasenverschiebung näher einzugehen. Dies geschieht hauptsächlich, um die Wirkungsweise zu erklären und um genau festzulegen, welche grundsätzlichen Forderungen an die Gitterspannungen gestellt werden müssen, damit die geeigneten Phasenbeziehungen in den Kreisen der Fig. 7, 8 usw. hergestellt werden.

Die Röhren müssen, wie vor allen Dingen in Fig. 7 und 8 gezeigt ist. auf einen veränderlichen Belastungswiderstand arbeiten. Dieser kann während der Modulationsperiode über einen Bereich von 4:1 veränderlich gemacht werden, wobei er in diesem Bereich im wesentlichen ein Ohmscher Widerstand bleibt.

Dies wird dadurch erreicht, daß man von einer Eigenschaft der Schaltung nach Fig. 1 Gebrauch macht. Hier liegt ein induktiver Widerstand Xj = j₀ · 4 R₁ in Reihe mit einem veränderlichen kapazitiven Widerstand X_c, dem ein Ohmscher Widerstand R_t als Abschluß parallel geschaltet ist. Der Wert von X_c erstreckt sich .über einen Bereich

von Vs R, his 2 R₁ (Verhältnis r :4), um eine Änderung von 4:1 in dem Energie abgebenden Endwirkwiderstand R_s zu erzielen. Der Endiblindwiderstand +jX_s ist iiixr dem gesamten Bereich sehr klein.

In Fig. 2 sind R_s und X_s in Abhängigkeit von X_c aufgetragen für den typischen Fall, daß R, = 1000 Ohm ist. Wenn X_c sich von 500 bis 2000 Ohm ändert, zeigt sich, daß der Blindwiderstand A'_s verhältnismäßig klein bleibt, während der Wirkwiderstand R_s sich von 200 bis 800 Ohm ändert.

Das Zahlenbeispiel zeigt, daß man für eine Änderung des Eingangsscheinwiderstandes itnVerhältnis 4 : 1 einen Abschlußwirkwiderstand braucht, der fünfmal so groß ist wie der kleinste Wert des gewünschten Eingangsscheinwiderstandes.

Fig. 3 zeigt die Phasenverschiebung Φ zwischen der Spannung, die an dem Kreis nach Fig. 1 angelegt wird, und der Spannung, die am Abschlußwiderstand R_t erscheint. Wie ersichtlich, ändert sich der Winkel Φ von 63⁰ bis 27⁰ oder der tg Φ von 2 bis V.,·

Wenn man die Schaltung nach Fig. 1 umkehren würde, so daß die Spule X₁ durch einen Kondensator mit gleichem Scheinwiderstand und der Kondensator X_c durch eine entsprechend veränderliche Spule ersetzt würde, so blieben die Kennlinien des umgekehrten Kreises dieselben, mit Ausnahme davon, daß der kleine Eingangsblindwiderstand nach Fig. 2 positiv statt negativ würde und daß die Phasenverschiebung nach Fig. 3 eine Phasenvoreilung statt einer Phasennacheilung würde.

Fig. 4 zeigt zwei Kreise L₁, C₁ und L₂, C₂, die

entgegengesetzt zusammengesetzt sind und die durch zwei Generatoren G₁ und G₂ erregt sind. Die Kreise haben die gleichen Konstanten; ihre veränderlichen Blindwiderstände C₁, L₂ sind über einen Bereich von 4: 1 einstellbar. Der Kreis L₁, C₁ l)csitzt positive Phasenverschiebung. L₂, C₂ negative.

Die Spannungen an den zwei gleichen Ohmschen Widerständen R₁ und R., haben die gleiche Phase, vorausgesetzt, daß die Generatoren G₁ (voreilend) und G₂ (nacheilend) so arbeiten, daß sich ihre Phase um einen Betrag unterscheidet, der das I)Op[X¹Ue der Phasenverschiebung nach Fig. 3 ausmacht (für jede Einstellung der veränderlichen Blind widerstände).

Wenn dem so ist, so können die beiden Ohmschen Widerstände nicht nur parallel geschaltet und vereinigt werden, ohne die Arbeitsweise der Kreise zu beeinträchtigen, sondern es können auch die Blindwiderstände L₁, C₂ weggelassen werden, da sie in Antiresonanz stehen.

Der sich so ergebende Kreis list in Fig. 5 dargestellt. Die Belastungsscheinwiderstände, von den l>eiden Generatoren aus gesehen, werden nur durch die relative Phasenlage der beiden gleichen Generatorspannungen l^einflußt. In der Tat erzeugt jede Stromquelle den Gegenwert des von der anderen Stromquelle benötigten veränderlichen Widerstandes, und der tatsächliche Wert des Widerstandes ist durch die Phasendifferenz zwischen den beiden Generatoren 'bestimmt.

Mit Hilfe der Fig. 1 und 2 ist gezeigt worden, daß mit Schaltungen der angegebenen Art der Abschlußwiderstand fünfmal so groß sein kann wie der allerkleinste Wert des gewünschten Eingarigsscheinwiderstandes. Infolgedessen wird, wenn die beiden Abschlußwiderstände parallel geschaltet werden, wie beim Übergang von Fig. 4 zu Fig. 5 geschehen, der gemeinsame Widerstand 2,5mal so groß wie der kleinste Wert des Scheinwiderstandes, von jedem Generator aus gesehen. Die Werte, die in Fig. 5 angegeben sind, sind auf einen Scheinwiderstand R₀ bezogen, welcher der niedrigste Scheinwiderstand ist, auf den jeder Generator, d. h. jede Röhre oder jeder Röhrensatz, arbeiten soll, d. h. der Scheinwiderstand, auf den er arbeiten muß, um die größte Leistung beim Modulationsmaximum abzugeben, nämlich dann, wenn der Generator G₁ 63° voreilt und die Wechselspannung des Generators G₂ 63°" nacheilt. Mit den angegebenem Werten wird jeder Generator auf einen Scheinwiderstand von 4 R₀ arbeiten, wenn die Wechselspannung des Generators G₁ 27°' voreilt und die Wechselspannung des Generators G, 27⁰ nadheilt. Dies ist die Bedingung, die für alle Werte des Ausgangs von Null bis zum Trägerpegel eingehalten werden muß, um die Trägerteistung (ein Viertel der maximalen Leistung) bei voller Hochfrequenzanodenspannung zu liefern und damit den höchsten Wirkungsgrad zu erzielen.

Fig. 6 zeigt die Phasen- und Amplitudenbeziehungen der Anodenspannungen E_P1 und Ε_ΡΪ der beiden Generatoren nach Fig. 5 bzw. der entsprechenden Röhren nach Fig. 7, und zwar sowohl fürTrägerschwingungen und für maximale Schwingungen als auch für Zwischenwerte. Die entsprechenden Gitterspannungen E_gl und E_gi sjnd gleichfalls eingetragen. Während die Anodenspannungen in ihrer Größe zwischen Trägerschwingungen und maximalen Schwingungen nicht anwachsen, da sie ihren größten Wert haben, werden die Gitterspannungen größer. Messungen an Leistungsverstärkerröhren haben gezeigt, daß die Steuerspannung am Gitter ungefähr doppelt so groß werden muß, für den Fall, daß die maximale Leistung am größten Belastungswiderstand R₀ erzielt werden soll, als für den Fall, daß die Trägerleistung bzw. ein Viertel der maximalen Leistung am Belastungswiderstand 4 R₀ erreicht werden soll.

Während der negativen Halbwellen der Modülationsschwingungen bleiben die Phasen- und Amplitudenverhältnisse die gleichen,, wie sie für den Träger angegeben sind, nur daß alle Werte im gleichen Maße kleiner werden, so daß der Verstärker als gewöhnlicher linearer B-Verstärker während der Zeit dieser kleineren Ausgangsleistun- iao gen arbeitet.

Die Gitterspannungen sind, wie gezeigt, in Gegenphase mit den entsprechenden Anodenspanntingen, was immer der Fall ist, wenn die Röhren auf eine im wesentlichen Ohmsche Belastung arlieiten. Selbstverständlich bestimmt die Phasenlage

der aufgedruckten Gitterspannungen .die Phasenlage der Anodenspannungen und bewirkt dadurch die veränderliche Charakteristik des Belastungswiderstandes bei dieser Verstärkerart. Nach diesen Eingangsibetrachtungen werden nun verschiedene Schaltungen gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Fig. η 7-eigt einen Zweiröhenverstärker, der als Eingang eine amplitudenmodulierte Schwingung hat, die zwischen der ίο Klemme 21 und Erde angelegt ist. Der Belastungswiderstand 11, der induktive Widerstand 12 und der kapazitive Widerstand 13 stimmen mit den entsprechenden Widerständen der Fig. 5 überein, die Röhren V_x und V_t entsprechen den beiden Generatoren der Fig. 5. Das Gitter 15 der Röhre V_x wird über einen Kreis, der aus den Kondensatoren 3 und 4 und aus dem Widerstand 5 besteht, gesteuert, während das Gitter 16 der Röhre V₂ über einen Kreis gesteuert wird, der aus den Spulen 6 und 7

ao und dem Widerstand 8 besteht. Die Wechselstromwiderstände 3 und 6 sind bei der Trägerfrequenz zahlenmäßig gleich groß und bezüglich der Phasenverschiebungentgegengesetzt wirksam. Die Wechselstromwiderstände 4 und 7 sind bei der Trägerfrequenz el>enfalls zahlenmäßig gleich groß und -bezüglich der Phasenverschiebung entgegengesetzt winksam.DieGitterwiderstände 5 und 8 sind gleidh. Die Aufgalie der Rückkopplungsspulen 9 und 10 ist e"s zum Teil, die Gitter-Anoden-Kapazität der Röhren zu neutralisieren, jedoch haben die Spulen hier eine weitere Aufgabe, die später erklärt wird. Die Anode der Röhre V_x ist an einen üblichen Belastungswiderstand 11 über eine Spule 12 angeschlossen. Die Anode der Röhre F₂ ist an den Belastungswiderstand über einen Kondensator 13 angeschlossen.

Gleichspannungen, Drosseln und Sperrkondensatoren sind der Einfachheit halber in Fig. 7 weggelassen.

Die Phasen und Amplituden der Gitterspannungen der Röhren V_x und V₂ hängen, wenn man sie mit den Phasen und Amplituden der an Klemme 21 angelegten Eingangsspannung vergleicht, nicht nur von den Widerstandswerten der Kondensatoren 3 und 4, der Spulen 6 und 7 und der Widerstände 5 und 8 ab, sondern auch vom Wirk- und Blindleitwert der Röhren 1 und 2, da diese mit den Widerständen 4 und 5 und mit 7 und 8 parallel geschaltet sind.

Es sei zunächst der Wirkleitwert 1>etrachtet. Wenn ein Viertel der Spitzenleistung an den Belastungswiderstand 4 R₀ geliefert wird, ist der Gitterstrom der Leistungsverstärkerröhre sehr klein, und der Gittereingangsleitwert kann vernachlässigt werden im Vergleich zu dem Leitwert des Widerstandes 5, der mit ihr parallel liegt. Wenn aller die Spitzenleistung an den größten Belastungswiderstand geliefert wird, ist der Gitterstrom durchaus nennenswert, wobei Augenblickswerte von 20 Prozent des Anodenstromes vorkommen. Das Anwachsen des Gitterstroms beginnt, wenn sich die Anodenspannungsschwingung ihrem Maximum nähert, wie es bei der Trägeramplitude bei dieser Verstärkerart der Fall ist, da dies die augenblickliche Anodenspannung auf einen Wert herunterdrückt, der die Gitterspannung nicht sehr überschreitet. Wenn die Steuerispannung über diie Trägeramplitude ansteigt, geht das Anwachsen des Wifkleitwertes des Gitters sehr schnell vor sich und hat eine wesentliche Veränderung des Ab-Schlusses des Gitterkreises zur Folge. Gemäß der Erfindung sind die Parallelwiderstände 5 und 8 so gewählt, daß sie von der gleichen Größenordnung sind wie die Hochfrequenz-Eingangswiderstände der Gitter 15 und 16 beim Modulationsmaximum, so daß der wirksame Wert der Widerstände 5 und 8 ungefähr halbiert wird, wenn das Leistungsmaximum geliefert wird.

Nun sei der Eingangsblindleitwert der Gitter näher betrachtet. Die Gitter-Heizfaden-Kapazität, die festliegt und die mit dem Scheinleitwert des Kondensators 4 und der Spule 7 zusammengefaßt werden kann, kann vernachlässigt werden, jedoch ist die Gitter-Anoden-Kapazität der Röhren 1 und 2 von entscheidender Bedeutung. Gemäß einem bekannten Prinzip, Miller-Effekt genannt, ist die Gitter-Anoden-Kapazität C_pe einer Röhre, von der Gitterklemme aus l>etrachtet, in ihrer Wirkung mit einem Faktor (1 + E_p/E_g) zu multiplizieren, wenn die Hochfrequenzspannung der Anode E„ und die Gitterspannung E_g um i8o° phasenverschoben sind. Die Zahl 1 kann in diesem Ausdruck unbeachtet bleiben, da sie eine konstante Kapazität darstellt, die mit der Gitter-Heizfaden-Kapazität zusammengefaßt werden kann. Bei der Arbeitsweise, die' in dieser Erfindung beschrieben ist, ändert sich E_p nicht zwischen einer 'Ausgangsleistung von der Größe des Trägers und einer solchen in der Größe des Maximums, während E_g sich verdoppelt. Ein Beispiel für einen typischen' Wert des Verhältnisses E_p/E_g für einige in dieser Schaltung verwendeten Leistungsverstärkerröhren ist

E
für Trägerausgangsleistungen und

= 9

für maximale Ausgangsleistungen. Infolgedessen ergibt sich eine große Änderung der Eingangskapazität, die bis zu 9 C_pg beträgt. Solche Änderungen müssen vermieden werden, wenn man Verstärkerröhren normalerweise neutralisieren will. Jedoch ist hier die Änderung von Vorteil, indem man den den Widerstandswert der Rückkopplungsspule 9 höher macht, als es für die vollständige Neutralisation der Gitter-Anoden-Kapazität nötig ist, damit eine nicht neutralisierte Kapazität übrigbleibt. Zwischen der Ausgangsleistung in Trägerhöhe und der maximalen Ausgangsleistung nimmt der Multiplikationsfaktor für die Restkapazität von z. B. 18 auf 9 ab. Infolgedessen geht der wirksame Eingangsblindleitwert der Röhre 1 wesentlich herunter. Dieser Effekt, el>enso wie der ansteigende

Gitterwirkleitwert, hat zusammen mit dem Eingangskreis mit dem Kondensator 3 und 4 und j Widerstand 5 die Wirkung, die Phase der Steuerspannung au der Röhre 1 gegenüber der ursprüngliehen Phase voreilen zu lassen, das heißt, um auf die Fig. 6 zurückzukommen, der Vektor, der mit /!«,-Träger l>ezeichiiet ist, nimmt an Größe zu und erhält eine Phasenvoreilung und besitzt zum Schluß sowohl einen neuen Phasenwinkel als auch doppelte Größe, wie der mit E_gl max. bezeichnete Vektor zeigt.

Die Rückkopplungsspule 10, die zur Röhre V₂ gehört, erhält einen Widerstandswert, der kleiner ist als der für die Neutralisation nötige Wert, statt größer als vorher, so daß der wirksame Rückkopplungsscheinleitwert induktiv statt kapazitiv ist. Der Scheinleitwert ist in seiner Wirkung wie vorher mit der Spannungsverstärkung multipliziert. Als Ergebnis ergibt sich ein induktiver Eingangsleitwert an Röhre 2, welcher, genau wie der kapazitive Eingangsleitwert der Röhre 1, mit steigender Steuerspannung abnehmen wird. Dieser Kffekt, e-lxMiso wie der steigende Gitterwirkleitwert, hat zusammen mit dem Eingangskreis mit Spule 6 und 7 und Widerstand 8 die Wirkung, die Phase der Steuerspannung an der Röhre 2 gegenüber der ursprünglichen Phase nacheilen zu lassen. Das heißt, um auf die Fig. 6 zurückzukommen, der Vektor, der mit /!„.,-Träger bezeichnet ist, nimmt an Größe zu und erhält eine Phasennacheilung und l>esitzt zum Schluß, wenn er beim Maximum der modulierten Fingangsschwingung doppelt so groß geworden ist, einen neuen Phasenwinkel, wie er durch die Bezeichnung E₁,, max. dargestellt ist.

Auf diese Weise werden durch Unterneutralisation der einen Röhre und durch Überneutralisation der anderen Röhre Änderungen des Eingangsblindleitwertes erzielt, die zusammen mit der Änderung fies Wirkleitwertes die notwendige Phasenänderung hervorbringen. In der Praxis macht man am lasten von t>eiden Effekten Gebrauch. Wenn man allein den Wirkleitwerteffekt anwenden würde, so l>edeutet das, daß man verhältnismäßig große feste Widerstände 5 und 8 an den Gittern nötig hätte. Dies wäre der Stabilität des Leistungsverstärker* nicht zuträglich. Allein den Blitulleitwerteffekt zu verwenden, würde die Verwendung von sehr kleinen Widerständen zur Folge hal)en. Dies würde eine unnötig hohe Leistung von den vorhergehenden Stufen, die hier nicht gezeichnet sind, verlangen.

Ein anderer l>eachtenswerter Gesichtspunkt l>esteht darin, daß die beiden Effekte, der Wirkleitwerteffekt und der Blindleitwerteffekt, erst dann in Aktion treten, wenn die Anodenwechsels]>annung ihren Grenzwert erreicht hat. Die Effekte regeln sich also weitgehend selbst, indem sie nicht eher als notwendig in Tätigkeit treten.

Es stellt sidh heraus, daß bei der unterneutralisierten Röhre, die einen höheren als üblichen induktiven Widerstand für die Neutralisation nötig hat, bei einer bestimmten Frequenz der erforderliche induktive Widerstand unendlich wird, das heißt, die vorhandene Kapazität C_pg hat gerade die richtige Größe, um die gewünschte Rückkopplung herzugeben. Daher ist es in der Tat notwendig, bei Frequenzen unterhalb der obengenannten, z. B. am Ende des Rundfunkibandes, zu der vorhandenen Gitter-Anoden-iKapazität mit Hilfe der Rückkopplungsspule 9 etwas Kapazität hinzuzufügen, statt sie zu neutralisieren.

Fig. 8 zeigt die praktische Ausführung eines ι-Kilowatt-Verstärkers unter Anwendung des oben beschriebenen Prinzips. In Fig. 8 sind die wichtigen TeMe mit starken Linien dargestellt, während andere Einzelheiten, wie Drosselspulen und Sperrkondensatoren, mit dünnen Linien gezeichnet sind. Schaltelemente, die denen der Fig. 7 entsprechen, sind mit den gleichen Zahlen bezeichnet. Abstimmbare Resonanzkreise 14, 15, 16 und 17 sind an die Gitter- und Anodenkreise angeschlossen, um feste statische Kapazitäten zu eliminieren. Ein gleicher Resonanzkreis 18 ist am Ausgang der steuernden Stufe 19 gezeichnet, die eine amplitudenmodulierte Schwingung an der Klemme 21 des Verstärkers aufdrückt. Die Röhren 1 und 2 sind je zwei parallele Röhren, z. B. die Western Electric 357 A. Jedes Röhrenpaar verlangt einen Belastungswiderstand von 8000 Ohm für Trägerausgangsleistung und 2000 Ohm für die maximale Ausgangsleistung, go Die Werte, die für die Schaltelemente 11,12 und 13 eingezeichnet sind, ergeben die verlangten Widerstände gemäß Fig. 5, wobei der obige Wert von 2000 Obm den Parameter R₀ in Fig. 5 bildet. Die für großen Wirkungsgrad erforderliche Hochfrequenzanodenspannung beträgt 2000 V effektiv (Maximalwert 2800 V) bei einer Anodengleidhspannung von 3500 V, sowohl bei Trägerleistung als auch bei maximaler Leistung. Die Hochfrequenzsteuerspanniung an jedemGitter beträgt 120V effektiv hei Trägerleistung und 240 V effektiv bei Maximalleistung. Das Verhältnis E„/E_g, das den Multiplikationsfaktor für die Gitter-Anoden-Kapazität bestimmt, ist demgemäß 16,7 bei Trägerleistung und 8,4 bei maximaler Leistung.

Der parallele Hochfrequenzgitterwiderstand jedes Röhrenpaares beträgt 1500 Ohm bei Trägerleistung. Die den Gittern parallel liegenden festen Widerstände 5 und 8 haben einen Wert von 15000hm. Auf diese Weise ist der Abschlußwiderstand der Gitterkreise bei der maximalen Modulation tatsächlich durch den Gitterleitwert halbiert.

Zur Erläuterung sei eine Frequenz von 1250 kHz angenommen. Bei dieser Frequenz beträgt die gesamte Gitter-Anoden-Kapazität von zwei der parallelen Röhren 815 Pikofarad und der entsprechende Wechselstromwiderstand 13 500 Ohm. Dieser wird durch das oben angegebene Verhältnis Ep/E_e in seiner Wirkung auf 750 Ohm bei der Trägerleistung und auf 1500 Ohm bei der maximalen Leistung vermindert. Diese Werte sind für die Verwendung im Gitterkreis der Röhre 1 ohne Änderung geeignet. Daher ist kein induktiver Widerstand zur teilweisen Neutrali- 1*5 sation der Röhre 1 vorhanden. Bei niedrigeren Fre-

quenzen müßte die Gitter-Anoden-Kapazität durch eine zusätzliche Kapazität verstärkt werden, wie ol>en beschrieben. Für die Röhre 2 ist eine Neutrali sierungsspule 10 von 6750 Ohm angegeben, die zusammen mit der doppelt so großen Anoden-Gitter-Kapazität einen resultierenden induktiven Widerstand von 135000hm ergibt, gerade so groß wie der Rückkopplungswiderstand der Röhre 1, aber mit entgegengesetzter Wirkung, da er induktiv ist.

Auf diese Weise l>esteht der die Röhre 1 steuernde Gitterkreis aus einem festen Reihenkondensator 3 und einer Parallelschaltung, die sich zwischen Trägerleistung und der Maximalleistung von einem Ohmschen Widerstand von 15000hm mit parallelem negativem Blindwiderstand von 750 Ohm bis zu einem Ohmschen Widerstand von 750 Ohm mit parallelem negativem Blindwiderstand von 15000hm ändert. Der Phasenwinkel Φ dieser Parallelschaltung ändert sich daher von 63⁰ bis 2j^c' oder tg Φ von 2 bis ¹Z*. Mit einem Wert von ungefähr 3000 Ohm für den Wechselstromwiderstand 3, der eine geeignete Herabsetzung der Spannung von der vorhergehenden Stufe bewirkt, die mit hoher Ausgangsspannung, aber mit kleiner Leistung arbeitet, eilt der Strom, der durch den Kondensator 3 und die obenerwähnte Parallelschaltung fließt, der Spannung um ungefähr 90⁰ am Punkt 21 vor. Daher eilt die Spannung am Gitter der Spannung an Klemme 21 ungefähr 90° — 63⁰ = 27° vor 'bei Trägerleistung und 90"—27⁰ = 63° bei maximaler Leistung. Das sind die in Fig. 6 verlangten Werte. Genau so läßt sich zeigen, daß die richtigen Phasenbedingungen im Gitterkreis der Röhre 2 vorliegen.

Bei dieser Ausführung (Fig. 8) sind die Schaltelemente 4 und 7 der Fig. 7 nicht vorgesehen. In Fällen, l>ei denen die Spannungsü'bersetzung von der vorhergehenden Stufe nicht der Art ist, daß 'hohe Werte für die Widerstände 3 und 6 notwendig werden,, so daß der von 3 und 6 zum Gitter fließende Strom nicht 90⁰ gegen die Spannung an 21 phasenverschol>en ist, sind die Werte für die Elemente 4 und 7 endlich. Tn der Praxis werden sie einfach durch eine Änderung der Abstimmung der Resonanzkreise 14 und 16 hervorgebracht.

Ein anderes Verfahren, um die verlangte Entneutralisierung der Röhren zu erreichen, ist in Fig. 9 dargestellt. Hier sind die beiden Röhren 1 und 2 mit der herkömmlichen Art von Neutralisationskreisen 22 und 23 versehen. Ferner sind die Xeutralisationskondensatoren 24 und 25 zwischen den Gittern und den Punkten der Kreise angeschlossen, an denen die Spannung ungefähr gleich und in Gegenphase mit der Anodenspannung ist. Bei dieser Anordnung ist es am besten, zuerst die Neutralisation der Röhren in üblicher Weise durchzuführen und dann die Kondensatoren in entgegengesetzter Richtung zu verdrehen, wie gezeichnet, so daß der eine um so viel größer wird, wie der andere abnimmt, wenn die Entneutralisation durchgeführt wird,

Andere Verfahren der Unter- und Überneutralisation der Gitter-Anoden-Kapazität werden dem Fachkundigen geläufig sein. Ebenso kann man andere Verfahren verwenden, um die Röhren an die Belastung anzuschließen bei Verstärkern, die das Phasenänderungsverfahren für die Verstärkung verwenden. Zum Beispiel läßt sich zeigen, daß die Schaltung der Fig. 10 aus der Schaltung der Fig. 5 entsteht, wobei die Werte der Wirk- und Blindwiderstände die angegebene Größe halxrn. Es !besteht nur der Unterschied, daß eine zusätzliche 9O°-Phasenverschiebung zwischen Röhre und Belastungswiderstand entsteht und daß die Wechselstromwiderstände, von den Röhren aus gesehen, R₀ statt 4 R₀ und umgekehrt werden, weil die 90⁰-Phasenverschiebung bekanntlich eine umkehrende Wirkung auf die Wechselstromwiderstände hat. Infolgedessen müssen bei Verwendung der Ausführung nach Fig. 10 die Gitterspannungen l>ei Amplituden bis zur Größe der Trägeramplitude um 2 mal phasenverschoben sein und bei der maximalen Amplitude 2 mal 27⁰ statt umgekehrt. Dem Fachkundigen wird¹ klar sein, wie die Schaltung und diie entneutralisierenden Mittel angeordnet werden müssen, um dies in Übereinstimmung mit dem hier beschriebenen Prinzip zu verwirklichen.

Claims

PATENTANSPRÜCHE:

1. Verstärkeranordnung für lineare Leistungsverstärkung von amplitudenmodulierten¹ Schwin- gungen, welche zwei parallele Verstärkerwege zwischen der Schwragungsquelle und einem gemeinsamen Belastungswiderstand hat, wobei jeder Weg eine Glühkathodenröhre mit einem Heizfaden, einem Gitter und eine Anode aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Weg am Röhreneingang phasenschiebende Schaltelemente vorgesehen sind, um zwischen der Spannung der Schwingungsquelle und der Spannung am zugehörigen Heizfaden und Gitter eine Phasenverschiebung hervorzubringen, und daß eine Rückkopplung von jeder Anode zu ihrem Gitter-Heizfaden^Kreis vorhanden ist, die dazu bestimmt ist, die Phasenverschiebungen über den Teil des Arbeitebereichs zu ändern, bei dem die Anodenwechselspannungen den Sättigungswert der Röhren erreichen.

2. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzen der Phasenschieber an den zugehörigen Röhreneingängen von solcher Art und Größe sind, daß die Steuerspannungen an den Röhren gleich groß sind, aber eine Phasendifferenz gegeneinander haben.

3. Verstärkeranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsmittel zusammen mit dem Leitwert des Gitters so bemessen sind, daß sie die relative Phase zwischen den zügeführten Spannungen im Bereich von 2 mal 27⁰

•bis 2 mal 63 verändern können, wenn die Röhre im Sättigungsbereich arbeitet zwischen Träger- und Maximalamplitude.

4. Verstärfceranordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsmittel zusammen mit dem Gitterleitwert die relativen Phasen in jedem der beiden parallelen Wege in entgegengesetzter Richtung ändern.

5. Verstärkeranordnung nadh Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderungen der Phasenverschiebung in den parallelen Wegen zahlenmäßig gleich groß sind und daß die verstärkten Schwingungen in einem Ausgangskreis vereinigt werden, derart, daß sich die entgegengesetzt gerichteten, gleich großen Phasenveränderungen in dem Ausgangskreis gegenseitig zu Null ergänzen.

6. Verstänkeranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeich- ao net, daß jeder der Phasenschieber aus einem Wecbselstromwiderstand besteht, dem ein Ohmsoher Gitterwiderstand parallel geschaltet ist, lund daß die Rückkopplunigsmittel einen veränderlichen Gitterwechselstrorrrw iderstand as enthalten, der die Phase des Phasenschiebers automatisch in Abhängigkeit vom Aussteuerungsgrad verändert.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Q 3929 4.