<Desc/Clms Page number 1>
Verstärkeranlage.
EMI1.1
<Desc/Clms Page number 2>
eine abgeänderte Form des Netzwerkes darstellt. Fig. 9,10 und 11 zeigen Einzelheiten von zwei besonderen Ausführungsbeispielen der Erfindung, während Fig. 12 eine erfindungsgemässe Anordnung unter Verwendung einer Rückkopplungsstabilisierung zeigt.
Das Verstärkersystem in Fig. 1 umfasst zwei parallel angeordnete Übertragungssysteme, die den Schwingungsgenerator S für amplitudenmodulierte Trägerwellen und eine Widerstandsbelastung R miteinander verbinden, wobei jedes Übertragungssystem aus einem Röhrenverstärker mit den zugehörigen Eingangs-und Ausgangsnetzwerken besteht. Der Deutlichkeit halber sind Einzelheiten der Netzwerke und die Energiespeisung fortgelassen. Die Röhrenverstärker sind mit 1 und 2 bezeichnet und als Einzelröhren dargestellt, obwohl auch mehrere parallele Röhren benutzt werden können. Die Netzwerke 3 und 4 sind Phasenschieber zur Steuerung der relativen Phasenlagen der den Verstärkern zugeführten Spannungen.
Die Netzwerke 5 und 6 sind abgestimmte Stromkreise für die selektive Übertragung einer modulierten Trägerwelle und sind vorzugsweise Breitbandfilter, deren Übertragungsbereiche im wesentlichen breiter sind als der von dem Träger und seinen zugehörigen Seitenbändern in Anspruch genommene Frequenzbereich. Auch die Netzwerke 3 und 4 sollen vorzugsweise Breitbandfilter mit relativ breiten Bändern sein. Die Vorspannungsquellen, die den Gitterröhren negative Spannungen zuführen, sind mit B und B2 bezeichnet.
Das Verstärkerrohr 1 erhält von der Quelle Bi eine solche Vorspannung, dass fast kein Anodenruhestrom durch die Röhre fliessen kann. Dieses Rohr ist dauernd bei allen Amplituden der seinem Gitter zugeführten Wechselspannungen wirksam. Das Verstärkerrohr. 2, dessen Gitter eine sehr viel höhere negative Spannung erhält, gestattet nur einen Anodenstromfluss, wenn die Spannung der aufgedrückten Schwingungen die Spannung des unmodulierten Trägers übersteigt.
EMI2.1
EMI2.2
EMI2.3
drückung von Oberschwingungen erwünscht ist, können kompliziertere Netzwerke zwecks erhöhter Siebwirkung benutzt werden.
Das Winkelmass des Netzwerkes 6 im Ausgangskreis des intermittierenden
EMI2.4
EMI2.5
gedrückten Spannungen komplementär zu denen sind, die durch die Kopplungsnetzwerke 5 und 6 hervorgerufen werden, damit die Ausgangskreise sich phasengleich in der Belastungsimpedanz vereinen.
Im allgemeinen können diese Netzwerke einfache bekannte phasenverschiebende Netzwerke sein, die eine 90% ige Spannungsverschiebung bewirken.
Das der Arbeitsweise der erfindungsgemässen Anordnung zugrundeliegende Prinzip soll an
EMI2.6
EMI2.7
EMI2.8
Spannung jE und der Anodenkreis der Röhre 2 durch den Widerstand R2 und die Spannung E2. Die Spannungen EI und E2 unterscheiden sich der Phase nach um denselben Betrag, wie sich die entsprechenden Eingangsspannungen voneinander unterscheiden, und sind der Grösse nach proportional diesen Eingangsspannungen. Die Röhre 2 ist direkt mit dem Belastungswiderstand R verbunden, während die Röhre 1 über ein T-Netzwerk aus reinen Reaktanzen mit der Belastung verbunden ist,
EMI2.9
EMI2.10
EMI2.11
Andere Ausführungsformen sind nachstehend näher beschrieben :
Die Gleichungen für die Reihenströme 7,, 7, und 13 sind wie folgt :
EMI2.12
<Desc/Clms Page number 3>
Hieraus erhält man ;
EMI3.1
und
EMI3.2
wobei
EMI3.3
ist.
11 und 12 sind die Ausgangsströme der Verstärker 1 und 2 und 13 ist der vom Netzwerk 5 an die Belastung abgegebene Strom. Der gesamte Belastungstrom ist die Summe der Ströme 12 und 13.
Wenn die Spannungen Ei und E2 gleichphasig wären, so bestünde jeder der Reihenströme und der Belastungsstrom aus zwei um 90 verschobenen Komponenten. Durch entsprechende Wahl der Phasen der den Verstärkern aufgedruckten Spannungen können die relativen Phasen jssj und E2 so gewählt werden, dass die beiden Komponenten eines jeden Stromes gleichphasig oder gegenphasig sind.
Erfindungsgemäss sind die relativen Phasen der Eingänge derart, dass Ei in Phase mit jE2 ist, so dass -jE1 in Phase mit E2 ist. Die beiden Komponenten des Stromes 11 sind dann gleichphasig mit EI, Auch die Komponenten des Belastungsstromes haben gleiche Vorzeichen und sind phasengleieh mit E2, während die Komponenten von I2 und 13 entgegengesetzte Vorzeichen haben. Unter solchen Bedingungen steigt der Ausgangsstrom des Verstärkers 1, wenn der Verstärker 2 Strom liefert und die Leistungsabgabe des Rohres 1 wird somit für eine gegebene Eingangsspannung erhöht.
Die Werte der Ströme 11 bis 13 in Abhängigkeit der Spannungen V1 und V2 an den Ausgangsklemmen der Verstärkerröhren kann man der Gleichung 2 entnehmen, wenn man die Widerstände Rr und R2 Null setzt. Dann sind die Spannungen E1 und E2 gleich der Ausgangsspannung. Auf Grund der Annahme bezüglich der relativen Phasen von Ei und E2 können nachstehende Grössenverhältnisse bestimmt werden :
EMI3.4
Aus diesen Gleichungen können für 11 die folgenden Ausdrücke abgeleitet werden :
EMI3.5
EMI3.6
EMI3.7
EMI3.8
EMI3.9
EMI3.10
EMI3.11
filtern, steigt das Winkelmass allmählich mit der Frequenz innerhalb des Ubertragungsbereiches und kann bei verschiedenen Frequenzen durch eine Anzahl ungerader Vielfacher von-hindurchgehen.
Bei jeder dieser Frequenzen ist die Eigenschaft der Impedanzumkehr vorhanden. Bei allen solchen Frequenzen ist auch der Eingangsstrom unabhängig vom Wert der Belastungsimpedanz, solange die Spannung an den Eingangsklemmen konstant bleibt. Dies ist auch durch den Ausdruck für 13 in der oben wiedergegebenen Gleichung (3) angedeutet.
Am Scheitel der Modulationsschwingung, wenn nämlich die gesamte Ausgangsleistung ein Maximum erreicht, ist es zweckmässig, dass die Belastung gleichmässig zwischen den beiden Verstärkern
<Desc/Clms Page number 4>
aufgeteilt wird. Dies erfordert jedoch ein gegenseitiges Abgleichen der Werte der Reaktanz X und des Belastungswiderstandes R wie folgt :
Die Gleichung (3) ergibt die Ausgangsleistung der beiden Verstärkerröhren wie folgt :
EMI4.1
und
EMI4.2
Bei den Spitzenwerten der Ausgangsspannungen erfordert die Gleichheit von ViIi und V, dass :
EMI4.3
oder
EMI4.4
ist.
Werden Röhren der gleichen Art in beiden Verstärkern benutzt, die ihre maximale Ausgangsleistung bei gleichen Ausgangsspannungen aufweisen, so ist in diesem Falle das gegebene Verhältnis zwischen X und R
EMI4.5
In besonderen Fällen mag es zweckmässig erscheinen, die beiden Verstärkerrohren bei ver- schiedenen maximalen Spannungen zu betreiben oder die Belastung zwischen denselben anders aufzuteilen. In jedem Falle kann ein geeignetes Verhältnis der Reaktanz zum Widerstand erreicht und die richtigen Kopplungsverhältnisse hergestellt werden.
Bei linearer Verstärkung ist es notwendig, dass die Spannung an der Belastungsimpedanz proportional ist jener Spannung, die dem System von der modulierten Stromquelle aufgedrückt wird. In Fig. 1 ist die Spannung, die vom Generator aufgedrückt wird, an die Klemmen a und a'angeschlossen, während die Belastungsspannung an den Klemmen b und b'gemessen wird. Stehen diese Spannungen in einem linearen Verhältnis, so verändert sieh auch der gesamte Belastungsstrom, der proportional zur Belastungsspannung ist, linear mit der Eingangsspannung. In der vereinfachten Ausführungsform, die in Fig. 2 dargestellt ist, wo die Ausgangsklemmen der Verstärkerröhren 2 direkt mit der Belastung verbunden sind, ist die Belastungsspannung gleich der Ausgangsspannung V2 des Verstärkers.
Auf Grund der Eigenschaft der Kopplungskreise und der Phasenverhältnisse der aufgedrückten Spannungen stehen die Beträge der Ströme und Spannungen in den Ausgangskreisen der Verstärker in einem durch die Gleichung (3) gegebenen Verhältnis. Zur Sicherstellung einer linearen Charakteristik der Ausgangsspannung ist eine weitere Steuerung der Grösse der Eingangsspannungen an den Gittern der Röhren notwendig. Falls diese Linearität der Ausgangsspannung und des gesamten Ausgangsstromes erreicht ist, können die entsprechenden Veränderungen der andern Spannungen und Ströme im Ausgangsnetzwerk leicht bestimmt werden ; aus diesen Daten können dann die erforderlichen Charakteristiken für die Steuerung der Eingangsspannung ermittelt werden.
In Fig. 3 sind die erforderlichen Veränderungen der Ausgangsströme und Spannungen als Funktionen der Generatorspannung Va eingetragen. In dieser Figur sind die Werte von Va als Abszisse dargestellt, wobei (M die Amplitude des unmodulierten Trägers und OB, doppelt so gross als OA, die Amplitudenspitze für eine 100% igue Modulation ist. Die gerade Linie 00 entspricht der Veränderung der Spannung V2, die für eine lineare Verstärkung erforderlich ist, wobei diese Spannung auch die Spannung an den Klemmen der Belastung ist. Der gesamte Ausgangsstrom 12 + 13 ist ebenfalls linear und durch die gerade Linie OD dargestellt.
Der Ausgangsstrom 12 des Verstärkers 2 ist Null bei allen Eingangsspannungen, die kleiner als OA sind, und wird bei höheren Spannungen durch die Linie 4E dargestellt. Er erreicht den Wert des halben Belastungsstromes an der Modulationsspitze. Seine Änderung von A bis E kann zunächst als linear angenommen werden. Der Strom 13 ist gleich dem Unterschied zwischen dem gesamten Belastungsstrom und 12, und die erforderliche Änderung dieses Stromes ist durch die gebrochene Linie OFE be-
EMI4.6
Modulation ist dieser Strom gleich dem Strom 12, vorausgesetzt, dass die beiden Verstärker die gleiche Ausgangsspannung und Ausgangsenergie an diesem Punkt haben.
Die Ausgangsspannufg V ; des Verstärkers 1 ist direkt proportional dem Strom 13, und da sie im Modulationsmaximum gleich V2 angenommen wird, so folgt sie der gebrochenen Linie OHC. Der maximale Wert entsteht bei unmoduliertem Eingangsträger und bleibt bei höheren Werten der Eingangsspannung konstant.
Diese Kurven zeigen die Spannungs-und Stromeharakteristiken, die für eine Linearität des Ausgangs erforderlich sind. Die Mittel, durch die die erforderlichen Charakteristiken mit Hilfe einer Steuerung der Eingangsspannungen erreicht werden, sind nachstehend näher beschrieben.
<Desc/Clms Page number 5>
Der Wirkungsgrad des Verstärkers, wenn dieser unter den in der Fig. 3 gegebenen Ausgangs- spanmmgs-und Stromverhältnissen arbeitet, kann etwa wie folgt bestimmt werden. Es sei angenommen, dass die Röhren der beiden Verstärkeranordnungen gleich sind und mit denselben Anodengleichstromspannungen betrieben werden. Es sei ferner angenommen, dass die Trägerwelle mit sinusförmigen Zeichensehwingungen 100% ig moduliert wird.
Der Augenblickswert der der Belastung während der Modulationsschwingung zugeführten Energie ändert sieh proportional dem Quadrat des Belastungsstromes. Die Durchschnittsenergie hängt vom Modulationsgrad ab und hat den Wert
EMI5.1
wo W x die durchschnittliche Ausgangsleistung und 10 die Amplitude des Belastungsstromes bei der Modulation 0 bedeutet.
Der Anodenstrom des Verstärkers 1 besteht aus einer Reihe von gleichen Stromstössen, deren Amplituden direkt proportional mit der Amplitude des Stromes 11 schwanken. Somit bleibt sein durch- schnittlie, her Wert für alle Modulationsgrade konstant und die Anodenleistung besitzt einen durch- schnittlie, hen Wert von
EMI5.2
worin W1 die Anodenleistung, Eb die Anodengleichspannung und hl den durchschnittlichen Anodenstrom bei der Modulation 0 bezeichnet. Der Anodenstrom im Verstärker 2 fliesst nur während jeder zweiten Halbwelle der Zeichenschwingung und tritt in Form von Stromstössen auf, die auf Grund der stärkeren Gittervorspannung von kürzerer Dauer als die Halbwellen des Trägerstromes sind.
Die Amplituden der Stromstösse folgen den Änderungen des Ausgangsstromes 12, aber ihre Dauer ist nicht konstant und steigt allmählich mit der Amplitude. Wenn die Stromstösse alle die Dauer einer halben Welle besässen, so wäre der durchschnittliche Wert des Anodenstromes = Si/tr, welcher Wert durch den Anodenstrom des Verstärkers 1 ausgedrückt ist, da die Modulationsspitze der Anodenströme in den beiden Röhren gleich sein würde. Auf Grund der kürzeren Dauer der Stromstösse wird jedoch der Verstärker 2 mit etwas höherem Wirkungsgrad betrieben als der Verstärker 1 und der durchschnittliche Wert des Anodenstromes ergibt sich etwas geringer als oben angegeben.
Um diese Verbesserung des Wirkungsgrades zu beriieksiehtigen, kann die vom Verstärker 2 aufgenommene Anodenenergie durch
EMI5.3
ausgedrüekt werden, wobei W2 die Anodenleistung und q ein veränderlicher Faktor ist, der zwischen 0. 7 bei der Modulation 0 und 0-93 bei voller Modulation liegt.
Aus diesen Ausdrücken für die Ausgangsleistung und für den Kraftverbrauch ergibt sich der durchschnittliche Wirkungsgrad, der mit bezeichnet wird, über die ganze Modulationsschwingung mit :
EMI5.4
worin'/o der Wirkungsgrad bei der Modulation 0 ist. Da der Verstärker 1 allein bei der Modulation 0 wirksam ist und Energie bei seiner Maximalspannung abgibt, so kann sein Wirkungsgrad 65% oder mehr betragen. Bei Steigerung des Modulationsgrades neigt der Wirkungsgrad zu einem geringen Abfall in Übereinstimmung mit der Gleichung (12) und kann bei voller Modulation etwa 94% des Wertes bei der Modulation 0 betragen.
Obwohl die in Fig. 3 dargestellten Charakteristiken für die vereinfachte Schaltung nach Fig. 2
EMI5.5
EMI5.6
Stromschwankungen ergibt sich aus dem besonderen Verhältnis der jeweiligen Ausgangsnetzwerke, u. zw. unabhängig von den totalen Phasenwinkeln und von der Unterdrückung der Ausgangsleistung des zweiten Verstärkers bei geringen Eingangsspannungen.
Um bei Ausgangsleistungen, die grösser als die normale Trägerwellenleistung sind, die erforderliche Konstanz der Ausgangsspannung Vi zu erhalten, ist es erforderlich, dass die dem Gitter des ersten Verstärkers zugeführte Spannung in zweckmässiger Weise geändert wird. Für Werte unterhalb einer normalen Trägeramplitude soll die Gitterspannung direkt proportional der Spannung Vider modulierten Stromquelle sein, soll aber bei grösseren Amplituden langsamer ansteigen als die Spannung des Generators.
Bei den meisten Röhrentypen wurde festgestellt, dass die Zunahme der Gitterspannung zwischen dem normalen Trägerwert und dem Wert an der Modulationsspitze etwa 30% betragen soll.
<Desc/Clms Page number 6>
Der Verlauf der Veränderung der aufgedrückfen Gitterspannung ist durch die geknickte, gestrichelte Linie OZjV in Fig. 3 dargestellt.
Ein Verfahren, um die erwünschte Steuerung zu erreichen, besteht darin, den Eingangskreis derart einzustellen, dass im Gitterkreis des ersten Verstärkers ein Strom zu fliessen beginnt, sobald die Amplitude der Eirgargsspanjiung den Wert des normalen Trägers übersteigt. Sobald das Gitter leitend wird, verringert sich die Eingangsimpedanz des Verstärkers und daraus folgt ein Abfall der wirksamen Gitterwechselspannurg. Die Gleichstromkomponente des Gitterstromes kann auch dazu verwendet werden, um die negative Vorspannung des Gitters zu erhöhen, was ausserdem zur Folge hat, dass die Ausgangsspannung weiter verringert wird. Diese beiden Wirkurgen können gleichzeitig oder, falls erwünscht, jede für sich getrennt ausgenutzt werden.
Weitere Einzelheiten dieses Steuerungs- verfahrens sind nachstehend in Verbindung mit den übrigen Figuren näher beschrieben.
Der zweite Verstärker soll anfangen, Strom zu liefern, sobald die Spannur. g des Generators die Amplitude des normalen Trägers übersteigt, und bei der Modulationsspitze eir. en maximalen Strom liefern, der gleich dem Ausgangsstrom des ersten Verstärkers ist. Für diese zweifache Einstellung des
EMI6.1
fügung, nämlieh die Gittervorspannung und die Amplitude der dem Gitter vom Generator aufgedrückten Spannung. Durch entsprechende Einstellung dieser Parameter kann die erwünschte Ausgangseharakte- ristik erreicht werden.
Hinsichtlich des Aufbaus der phasenschiebenden und der selektiven Netzwerke können mehrere Anordnungen einschliesslich der in Fig. 2 dargestellten T-Glied-Type benutzt werden, aber die in Fig. 4 dargestellte Anordnung ist für die Praxis vorzuziehen. Dieses Netzwerk hat genau wie das in Fig. 2
EMI6.2
aufweisen. Eine Veränderung des Vorzeichens einer jeden der Reaktanzen verär. dert das Vorzeichen des Winkelmasses, wobei eine Phasenumkehr des Ausgangsstromes und der Spannung hervorgerufen wird.
Eine bestimmte Ausfuhrurgsform eines Netzwerkes der in Fig. 4 dargestellten Art zeigt Fig. 5, deren Aufbau eine Reiheninduktivität Li und zwei gleiche Paral1elkondensatoren der Kapazität C2
EMI6.3
EMI6.4
EMI6.5
EMI6.6
und Parallelzweige gleich gross sind.
Die Frequenzabhängigkeit des Winkelmasses der Netzwerke in Fig. 5 und 6 sind durch die Kurven 7 bzw. 8 der Fig. 7 dargestellt ; die ihre Werte als Funktionen des Verhältnisses der verändern-
EMI6.7
EMI6.8
EMI6.9
1'414 hat.
Wird die Frequenz innerhalb des Durchlassbereiches verändert, so erfahren die Phasenwinkel der einzelnen Abschnitte der dargestellten Netzwerke eine Veränderung von oder 180. Wenn mehrere Abschnitte aneinander geschlossen sind, so steigt das Winkelmass bei jeder Frequenz proportional der Anzahl der Abschnitte. Da es ein Charakteristikum der meisten eingliedrigen Filter-ob Tiefpass-, Hochpass-oder Bandfilter-ist, dass sieh der Phasenwinkel um 1800 innerhalb des Durchlassbereiches ändert, so folgt daraus, dass die relative Änderung der Phasenverschiebung schnell zunimmt, wenn die Breite des Durchlassbereiches verkleinert wird.
Werden sehr schmale Bandfilter für die selektiven Schaltungen 3, 4, 5 und 6 der Fig. 1 benutzt, so kann die daraus sich ergebende Phasenverschiebung sehr schnell mit Frequenzen in der Nähe der Betriebsfrequenz schwanken mit dem Ergebnis, dass nicht alle dem modulierenden Zeichen entsprechenden Seitenbänder die erwünschte Phasenverschiebung von 900 erhalten. Aus diesem Grunde sollen vorzugsweise Netzwerke benutzt werden, deren Durchlass- bereich so gross ist wie möglich und die eine angemessene Unterdrückung der Oberschwingungen der Trägerwelle aufweisen. In der Praxis sind Bandbreiten von etwa 60 kHz oder mehr als günstig bei mit Sprechfrequenzen modulierten Wellen anzusehen.
Bei Trägerfrequenzen von 500 kHz aufwärts ist dabei eine fast vollständige Unterdrückung von Oberschwingungen möglich.
Ein für die Praxis geeignetes Bandpassnetzwerk ist in Fig. 8 gezeigt, das der Anordnung in Fig. 5 entspricht, unter Hinzufügung von unabgestimmten Stromkreisen LO parallel zu jedem Nebenschlusszweig. Werden diese unabgestimmten Kreise auf die Trägerfrequenz abgestimmt, so werden ihre wirksamen Reaktanzen unendlich und das gesamte Reaktanzverhältnis der Reihen-und Parallelzweige
<Desc/Clms Page number 7>
bleibt bei dieser Frequenz unverändert. Die abgestimmten Kreise können, wie dargestellt, an jedem Ende, oder auch ein einziger abgestimmter Kreis kann allein an einer Seite hinzugefügt werden, falls dies gewünscht wird. Auch das Netzwerk in Fig. 6 kann in ähnlicher Weise geändert werden, ohne dass die Abhängigkeit der gesamten Reaktanz irgendwie eine Veränderung erfährt.
In derartigen Netz-
EMI7.1
EMI7.2
EMI7.3
und Erzielung der Selektivität sowie entsprechende Schaltungen zur Erzielung der erwiiLschten Steuerung der Eingangsspannungen. Das Netzwerk 5 im Ausgangskreis des Verstärkers 1 ist ein Bandfilter der in Fig. 8 dargestellten Art und das Netzwerk 4 im Eingangskreis des Verstärkers 2 ist von derselben Art, wobei die Winkelmasse der beiden Netzwerke dem Vorzeichen und der Grösse nach gleich sind, so dass die gesamte Phasenänderung in den beiden Stromzweigen gleich ist. Eingangsseitig sind die beiden Stromzweig mit verstellbaren Anzapfungen eines Potentiometers 9 an den Ausgangskreis des Generators S, der modulierte Wellen erzeugt, angeschlossen.
Die Gittervorspannungen der Verstärker liefern die Stromquellen Bi und B2 über die Widerstände 10 und 11, während die Kondensatoren 12 und 13 die Gitter von den andern Teilen der Schaltung trennen. Der Anodenstrom für die
EMI7.4
verbunden sind.
Die Vorspannung des Gitters des Verstärkers 1 ist so eingestellt, dass kein Anodenruhestrom durch das Rohr fliesst, während die Eingangsspannung des Generators derart geregelt wird, dass das Gitter bei der normalen Trägeramplitude gerade merkbar leitend ist. Mit steigender Eingangsspannung über diesen Wert hinaus entwickelt der erhöhte, durch den Widerstand 10 fliessende Gitterstrom eine erhöhte negative Vorspannung dieses Gitters und eine entsprechende Herabsetzung der Ausgangsspannung. Gleichzeitig sinkt die Impedanz des Eingangskreises auf Grund der erhöhten Leitfähigkeit des Gitters und die Amplitude der am Gitter wirkenden Schwingungen ist ebenfalls verkleinert.
Beide Wirkungen erfolgen in derselben Richtung und können durch entsprechende Einstellung die erwünschte Charakteristik der Ausgangsspannung hervorrufen. Die erforderliche Charakteristik des Ausgangsstromes des Verstärkers 2 wird durch eine Einstellung der Spannung der Stromquelle B2 und der Amplitude der Eingangsspannung erreicht, wie im vorhergehenden bereits beschrieben.
In der Ausführung nach Fig. 10 ist das phasenverschiebende Eingangsnetzwerk vor dem Ver- stärker 1 anstatt im Eingangskreis des Verstärkers 2 angeordnet. Ein Ausgleich der gesamten Winkelmasse der beiden Wege wird dadurch erreicht, dass die Winkelmasse der beiden Netzwerke gleich gross gemacht und mit entgegengesetzten Vorzeichen versehen sind. Das Ausgangsnetzwerk 5 ist von derselben Art wie das in Fig. 9, während das Eingangsnetzwerk 3 dem in Fig. 6 unter Hinzufügung eines nicht abgestimmten Resonanzkreises an einem Ende entspricht. Die Vorspannung gelangt über eine Spule in der unmittelbaren Nähe des Netzwerkes zum Gitter, anstatt über den Abschlusswiderstand. 10.
Auf diese Weise ist die Gittervorspannung im wesentlichen unbeeinflusst vom Gitterstrom.
Die Ausgangsbelastung ist durch eine mit dem Verstärker über ein abgestimmtes Netzwerk 18 gekoppelte Antenne 19 dargestellt, wobei diese Kombination derart bemessen und abgestimmt ist, dass sie für den Verstärker einen reinen Wirkwiderstand der gewünschten Grösse bei der Betriebsfrequenz bildet. Das Netzwerk 18 kann ein Wellenfilter mit engem Durchlassbereich oder irgendein bekannter Kopplungskreis sein, der, falls erwünscht, scharf abgestimmt ist.
Die Steuerung der Ausgangsspannung hängt vollkommen von der Veränderung der Eingangsimpedanz der Rohre ab, sobald die Leitfähigkeit des Gitters eintritt. Die Theorie der Arbeitsweise dieser Anordnung der Steuerung ist wie folgt :
Der Eingangskreis kann als ein Netzwerk nach Fig. 4 aufgefasst werden, das am Ausgangsende mittels eines Widerstandes R2 abgeschlossen ist, der dem Widerstand 10 parallel zum Gitter-Kathodenweg entspricht und von einem Generator der Spannung JE und einem wirksamen inneren Widerstand Sj gespeist ist.
EMI7.5
EMI7.6
EMI7.7
EMI7.8
<Desc/Clms Page number 8>
EMI8.1
charakteristik entsteht.
Die Spannung an den Eingangsklemmen des Netzwerkes, die auch die dem Gitter des Ver-
EMI8.2
EMI8.3
Hier bedeutet E1 die Eingangsspannung. Die Verringerung von R2 auf Grund des Gitterstromflusses, wenn die Spannung des Generators über den Wert des normalen Trägers hinausgellt, führt zu einer ent-
EMI8.4
bei, den Verstärker 2 schneller in Tätigkeit zu bringen, und diese Spannungssteigerung genügt in vielen Fällen, um die beiden Verstärkungswege bei gleicher Eingangsspannung zu betreiben.
Ein weiteres erfindungsgemässes Ausführungsbeispiel zeigt Fig. 11, in der die Steuerung der Eingangsspannungen durch Rückkopplung erfolgt. Die beiden Wege sind über einen abgestimmten Transformator 23 mit dem Generator S gekoppelt, während ein Rückkopplungskreis die Mittelanzapfung der Sekundärwicklung dieses Transformators über ein Phasendrehwerk M mit einem Transformator 20 im Anodenkreis des Verstärkers 2 verbindet. Der Rückkopplungskreis ist so eingestellt, dass die Rück- kopplungsspannung gegenphasig zu der Eingangsspannung des Verstärkers 1 und phasengleich mit der Eingangsspannung des Verstärkers 2 bei der Betriebsfrequenz ist.
Da kein Strom im Anodenkreis des Verstärkers 2 fliesst, solange die Eingangsspannung geringer als der normale Wert des Trägers ist, wird die Rückkopplung nur dann wirksam, wenn die Eingangsspannung diesen Wert übersteigt und ver- ursacht dann eine Herabsetzung der Gitterspannung am Rohr 1 und eine Erhöhung derselben beim Rohr 2. Durch eine entsprechende Einstellung der Grösse der Rückkopplung kann man die erwünschte Charakteristik der Ausgangsspannung erreichen.
Die primäre Wicklung des Transformators 20 soll vorzugsweise eine recht niedrige Induktivität besitzen, damit ihr Vorhandensein im Anodenstromkreis
EMI8.5
Die beiden Netzwerke 3 und 5 in Fig. 11 ergeben eine positive Phasenverschiebung von-, wobei die gesamte Phasenänderung gleich 11 : zuzüglich der Phasenänderung in der Vakuumröhre ist. Um diese Phasenänderung auszugleichen, wird die Phase der Eingangsspannurg des zweiten Verstärkerweges dadurch umgekehrt, dass dieser mit der Sekundärwicklung des abgestimmten Transformators 23, wie in der Figur dargestellt, verbunden wird.
Beim Betrieb der erfindungsgemässen Verstärker kann es vorkommen, dass eine geringe Abweichung von der idealen linearen Verstärkereharakteristik bei Spannungen auftritt, die in der Nähe der Höhe des normalen Trägers liegen, was auf eine ungenügende Übereinstimmung der Charakteristiken der beiden Röhren und auf einen Mangel an Linearität ihrer individuellen Charakteristiken zurück- zuführen ist. Solehe Unregelmässigkeiten lassen sich jedoch mit Hilfe einer negativen Rückkopplung nach der von H. S. Black in einem Artikel über "Stabilized Feedback Amplifiers" im Bell System Technical Journal, Band XIII, Jänner 1934, beschriebenen Art im wesentlichen belieben.
Eine Anordnung zur Stabilisierung der Rückkopplung ist in Fig. 12 dargestellt. Hier erhält der Verstärker 24, der irgendeiner Ausführung der vorhergehenden Figuren entspricht, seine Eingangsspannung von einem vorgeschalteten Verstärker 25, der über einen abgestimmten Kopplungstransformator 26 mit einem geeigneten Generator gekoppelt ist. Die Kopplung zwischen den Verstärkern 24 und 25 wird durch einen abgestimmten Kreis 27 und einen Kondensator 28 gebildet. Die Rückkopplung erfolgt über die Leitung 29, die mit der Hochspannungsseite des Verstärkerausganges verbunden ist, über den Widerstand 32 und ein die Phase steuerndes Filter, bestehend aus der Induktivität 30 und dem Kondensator 31 zum Eingang der Röhre 25.
Da zwei Verstärkerstufen in dieser Anordnung benutzt werden, so ist eine Phasenumkehr der Rückkopplung notwendig. Dies geschieht dadurch, dass die Reaktanz der Spule 30 bei der Betriebsfrequenz im Vergleich zu der des Kondensators gross ist.
Der Betrag der Rückkopplung kann durch Veränderung der Induktivität dieser Spule geregelt werden.
Durch die negative Rückkopplung kann auch der Eingangskreis vereinfacht werden, da jede Abweichung von der Linearität infolge eines unrichtigen Verhältnisses der Eingangsspannungen in den beiden Verstärkerwegen durch die negative Rückkopplung unterdrückt wird. Es ist somit möglich, die gleiche Eingangsspannung, wie in der Figur dargestellt, für beide Verstärkerwege zu benutzen.
Die Fig. J. a zeigt eine andere Schaltungsanordnung des rechts von der Linie Y-X'in Fig. 1 gezeigten Teiles, wobei die Belastungsimpedanz von zwei Verstärkerröhren in Reihe anstatt parallel zueinander mit Strom gespeist wird. In dieser Anordnung werden die gleichen Betriebseharakteristiken erreicht und dieselben Anforderungen an die Eingangsspannungen wie in der Schaltung der Fig. 1 gestellt. Auf Grund der Reihenschaltung der Belastung ist es jedoch erforderlich, dass die Kopplungsnetzwerke 3, 4, 5 und 6 vertauscht Phasencharakteristiken erhalten.
So muss der Verstärker 2, der
<Desc/Clms Page number 9>
EMI9.1
ein ungerades Vielfaches davon ist, während das Winkelmass des Ausgangskreises des Verstärkers 1 Null
EMI9.2
abgeänderten Ausführung nicht direkt an die Belastung angeschlossen werden kann, da diese dann
Strom nur in den Zeitintervallen erhalten würde, wenn dieser Verstärker erregt ist. Durch die gezeigte Veränderung des Winkelmasses kann jedoch die Belastung in jedem Augenblick Energie empfangen.
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Verstärkeranlage für modulierte Trägerwellen, bestehend aus zwei Verstärkern, die auf eine gemeinsame Last arbeiten, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den einen Verstärker und die Last ein Impedanzumkehrnetzwerk (5, Fig. 1) eingeschaltet ist und der zweite Verstärker bei Steigerung der Erregerspannung über einen vorgegebenen Wert unter Leistungsabgabe an die Last die Abschlussimpedanz des Impedanzumkehrnetzwerkes ändert und dadurch die Ausgangsimpedanz des ersten Verstärkers verringert, dessen Antriebsspannung gegenüber der Antriebsspannung des zweiten Verstärkers eine Phasenverschiebung aufweist, um die Phasendrehung des Impedanzumkehrnetzwerkes auszugleichen.