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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Signalverarbeitung, insbesondere
auf dem Gebiet der asynchronen Transportbetriebsart-Signalübertragung.
Insbesondere bezieht sie sich auf ein Verfahren zur Kompensation
der beträchtlichen
Signalpegel-Dämpfung,
die verteilte Hochgeschwindigkeitsdaten kennzeichnet, die über ein Übertragungsmedium
empfangen werden.
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Hintergrund
der Erfindung
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Seit
dem Beginn des Aufkommens der „Informations-Autobahn" und des explosionsartigen
Anwachsens von Telekommunikationen wächst die Menge und Geschwindigkeit
der Datenübertragung kontinuierlich
an. In der Telekommunikationsindustrie sowie in der Computerindustrie
besteht die Notwendigkeit, große
Mengen an Daten von Punkt zu Punkt zu übertragen, beispielsweise zwischen
Speicher und Prozessoren in Mehrprozessor-Computern. Die große Anzahl
von Datenbits in Verbindung mit der großen Anzahl von Verbindungen
ergibt einen Zwischenverbindungs-Flaschenhals, der eine große Anzahl
von Datentreibern mit dem zugehörigen
großen elektrischen
Leistungsverbrauch erfordert.
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Eine
Möglichkeit,
die verwendet wird, um diese Überlastungs-Schwierigkeit
zu überwinden,
besteht in dem Multiplexieren einer großen Zahl von parallelen Bitströmen in eine
höhere
Rate aufweisende seriellen Bitströme, wodurch die Anzahl von
elektrischen Verbindungen verringert wird, die hergestellt werden
müssen.
Der Bedarf an eine geringe Leistung aufweisenden Multiplexier- und
Demultiplexier-Schaltungen, die in der Lage sind, Datensignale mit
beispielsweise 50 Mb/s bis zu beispielsweise 1 Gb/s zu kombinieren,
hat eine Anzahl von kommerziellen Anbietern für integrierte Schaltungen angezogen.
Dennoch sucht die Computer- und Kommunikationsindustrie immer nach
Lösungen
mit geringerer Leistung.
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Eine
Technik, die erfolgreich verwendet wurde, um die Anzahl von Zwischenverbindungen
in einer Kommunikations-Vermittlungsanordnung zu verringern, besteht
in der Verwendung eines Verfahrens, das als eine kontaktlose Rückwandebene
bekannt ist, eine Technik, die auf Richtkoppler-Prinzipien beruht,
bei denen die Datenübertragung
zwischen einander eng benachbarten Leitern erfolgt. Ein Beispiel einer
derartigen Koppler-Verbindungseinrichtung ist in dem US-Patent 5 432 486
beschrieben, das am 11. Juli 1995 auf den Namen von Wong erteilt
und auf Northern Telecom Limited übertragen wurde. Ein derartiges
Verfahren ermöglicht
die Punkt-zu-Mehrpunkt- und Mehrpunkt-zu-Punkt-Datenübertragung über eine passive Rückwandebene
ohne Verlust an Signalintegrität
aufgrund der Mehrpunkt-Verbindungen. Bei diesem Verfahren verwendet
die Verteilung der seriellen Multi-Gigabit-pro Sekunden-Daten eine Form
einer Wechselspannungskopplung mit derart kleinen Proportionen,
dass die Dateninformation in den Datenübergängen enthalten ist, wodurch
die Notwendigkeit zur Übertragung
von Signalbandbreite unterhalb von beispielsweise 1 GHz beseitigt
wird. Bei dieser Vorgehensweise werden die empfangenen Daten an
der Demultiplexer-Schaltung beträchtlich
gedämpft.
Signalpegel von lediglich 70 mV Spitze-Spitze oder weniger sind
nicht ungewöhnlich.
Ein zuverlässiger
Empfang dieser Daten erfordert daher spezielle Techniken, unter
Einschluss einer Signalverstärkung,
einer großen
Frequenz-Bandbreite, angepasster Eingangsimpedanzen und irgendeiner Form
von Hysterese zur Abtrennung unerwünschter Störsignale. Das resultierende
Signal muss dann in einem NRZ-Format wiederhergestellt werden.
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In
einer anhängigen
Patentanmeldung
US 6016096 mit
dem Titel „Noise
Cancellation Modification to a Non-Contact Bus" von John Williamson et al., die auf
die Northern Telecom Limited übertragen wurde,
ist ein differentieller Mikrowellen-Koppler beschrieben, der eine Wechselspannungskopplung
beträchtlich
gedämpfter
Signale ähnlich
den vorstehend beschriebenen erzielt. Der Koppler ergibt einen Aufhebungseffekt
für unerwünschte Datenimpuls-Reflexionen,
die durch Durchführungen,
Verbindungen und andere Quellen von kontrollierten Impedanz-Diskontinuitäten hervorgerufen
werden. Dieser Effekt wird durch die Konfiguration der Eingänge des
Kopplers geschaffen, von denen einer gegen Erde kurzgeschlossen
ist, während
der andere einen offenen Kreis bildet. Der Zweck dieser offenen-kurzgeschlossenen
Konfiguration der Eingänge
besteht darin, die Polarität
der unerwünschten
Reflexionen an einem Eingang bezüglich
des anderen Einganges umzukehren, wodurch differentielle Reflexionen
in Gleichtakt- Reflexionen
umgewandelt werden. Ein Ergebnis dieser offenen-kurzgeschlossenen
Konfiguration besteht jedoch darin, dass die Ausgänge des
Kopplers fehlangepasste Gleichspannungs-Charakteristiken haben.
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Andere
Dokumente, die auf dem Gebiet der verteilten Hochgeschwindigkeitsdaten
von Interesse sind, schließen
zwei anhängige
US-Patentanmeldungen ein: „Serial
Multi-Gb/s Data Receiver" und „Multi-Gb/s
Data Pulse Receiver",
beide von Anthony K. D. Brown und übertragen auf die Northern
Telecom Limited, entsprechend den US-Anmeldungen
US 5 852 637 bzw.
US 6 058 144 . Diese zwei Dokumente beschreiben
einen seriellen Multi-Gb/s-Datenempfänger, dessen Charakteristiken
eine große
Frequenzbandbreite, eine angepasste Eingangsimpedanz aufweisen,
und insbesondere ein Verfahren zum automatischen Hysterese-Abgleich
für sehr
kleine kontinuierliche Datensignale. Die zweite Beschreibung „Multi-Gb/s
Data Pulse Receiver" verbessert den
ursprünglichen
Empfänger,
weil dieser nicht zum Betrieb in Verbindung mit einem Koppler der
von Williamson beschriebenen Art aufgrund von Gleichspannungs-Vorspannungsproblemen
geeignet war, die durch die fehlangepassten Gleichspannungs-Charakteristiken
der Ausgänge
des Kopplers hervorgerufen wurden.
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Der
verbesserte Empfänger
ist gegenüber
irgendwelchen Gleichspannungs-Vorspannungsproblemen
immun, so dass der Koppler vorhanden sein kann und gleichzeitig
eine Unterdrückung
irgendwelcher Gleichtakt-Reflexionen erzielt wird, die der Koppler
einführt.
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Die
Standard-Kommunikationstheorie sagt aus, dass der Eingangs-Rauschpegel
gegenüber dem
Hysteresepegel in der Größenordnung
von –24 dB
sein muss, um eine Übertragungs-Bitfehlerrate von
einem Fehler in 10–14 zu erreichen. Die
Notwendigkeit des Abgleichs des Hysteresepegels eines Empfängers zur
Erzielung dieser Bitfehlerrate erfordert, dass der Signalpegel der
Daten an dem Empfänger
bekannt ist. Der Signalpegel ändert
sich aufgrund von Änderungen
an dem Datentreiber (Leistungsversorgung, Verarbeitung und Temperatur)
sowie aufgrund von Änderungen
des Übertragungsmediums
und der Dämpfung.
Entsprechend ist es erforderlich, kontinuierlich den Pegel des Signals
an den Empfänger
zu überwachen.
Die Schwäche
des Multi-Gb/s-Datenimpuls-Empfängers
besteht daher darin, dass er zwar einen automatischen Hysterese-Abgleich
für kontinuierliche Datensignale
bietet, jedoch nicht in einfacher Weise einen Hysterese-Abgleich für Daten
vom ATM-Typ unterstützen
kann.
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Die
asynchrone Übertragungsbetriebsart (ATM)
ist eine verbindungsorientierte Paketvermittlungs-Technik, bei der
alle Pakete eine feste Länge (53
Bytes) aufweisen. In verallgemeinerter Form stellen Daten vom ATM-Typ
nicht notwendigerweise eine strikte Einhaltung dieser Definition
sicher, und sie können
sogar aus eine veränderliche
Länge aufweisenden
Paketen bestehen. Diese Art von Daten ist jedoch Burst-artig, und
sie muss mit ihrer Spitzenrate des Bursts übertragen werden, mit der Möglichkeit, dass
die mittlere Ankunftszeit zwischen Bursts ziemlich groß sein kann
und zufällig
verteilt ist. Aufgrund der intermittierenden Art der Daten ist es
schwierig, die Daten zu überwachen,
und die zugehörigen
Zeitkonstanten sind für
einen unmittelbaren Abgleich der Hysterese-Steuerung zu lang. Daher ist es schwierig, kontinuierlich
die Signalstärke
und die Änderung
mit der Zeit und Entfernung zu kompensieren.
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Es
ist aus der
US 5 402 444 bekannt,
eine Daten-Schnittstellenschaltung für NRZ-Signale zu schaffen, die Entzerrer zur
Kompensation der Amplitudenverzerrung der empfangenen Signale aufweist, bevor
sie einem Diskriminator zugeführt
werden. Das Ausmaß der
Entzerrung wird entsprechend einem Ausgang eines Bit-Takt-Amplitudendetektors
eingestellt.
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Die
vorstehend gelieferte Hintergrund-Information zeigt, dass ein Bedarf
in der Industrie an der Schaffung eines Verfahrens und einer Vorrichtung
für einen
Datenimpuls-Empfänger
besteht, das bzw. der in der Lage ist, die verteilte Hochgeschwindigkeitsdatensignal-Dämpfung zu
kompensieren, die über
ein Übertragungsmedium
hervorgerufen wird.
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Ziele und
Angabe der Erfindung
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Ein
Ziel der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung eines Datenimpuls-Empfängers, der zu
einem automatischen Hysterese-Abgleich fähig ist.
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Ein
weiteres Ziel der Erfindung besteht in der Schaffung einer Signalverarbeitungsschaltung,
die in der Lage ist, ein Hysterese-Steuersignal zur Verwendung in
einem Datenimpuls-Empfänger
zu erzeugen.
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Ein
weiteres Ziel der Erfindung besteht in der Schaffung eines neuartigen
Verfahrens zur Durchführung
eines Hysterese-Abgleichs in einem Datenimpuls-Empfänger.
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Wie
dies hier verwirklicht und allgemein beschrieben ist, wird gemäß der Erfindung
ein Datenimpuls-Empfänger
gemäß Anspruch
1 geschaffen. Zusätzliche
Merkmale von einigen Ausführungsformen sind
in den abhängigen
Ansprüchen
angegeben.
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Wie
dies hier verwirklicht und allgemein beschrieben ist, wird gemäß der Erfindung
ein Verfahren geschaffen, wie es im Anspruch 17 angegeben ist.
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Die
bevorzugten Merkmale können
in passender Weise miteinander kombiniert werden, wie dies für den Fachmann
zu erkennen ist, und sie können
mit irgendwelchen der Gesichtspunkte der Erfindung kombiniert werden.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Um
zu zeigen, wie die Erfindung praktisch ausgeführt werden kann, werden nunmehr
Ausführungsformen
der Erfindung nachfolgend lediglich in Form eines Beispiels und
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, in denen:
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1 ein
Schaltbild einer Datenimpuls-Detektorschaltung mit einer parallelen
Eingangs-Blindlast gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung ist;
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2 ein
Diagramm auf der System-Ebene einer Datenimpuls-Empfängerschaltung
ist, die ein gemeinsam genutztes Hysterese-Steuersignal, das von
einem Taktsignal abgeleitet ist, gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung einschließt;
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3 ein
Schaltbild eines Williamson-Kopplers ist;
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4 ein
Schaltbild einer Schaltung zur Erzeugung eines Hysterese-Steuersignals ist;
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5 ein
Schaltbild eines seriellen Multi-Gb/s-Datenimpuls-Detektors des
in 4 gezeigten Typs ist.
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Beschreibung
einer bevorzugten Ausführungsform
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1 ist
ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer Datenimpuls-Detektorkomponente
eines Datenimpuls-Empfängers
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Ein Datenimpuls-Detektor 100 schließt einen
Verstärker 102 in
Basisschaltung mit einer Basis 104, einem Emitter 106 und
einem Kollektor 108 sowie einen in Basisschaltung betriebenen
Verstärker 110 mit
einer Basis 112, einem Emitter 114 und einem Kollektor 116 ein.
Die Basen 104 und 112 sind mit einer Wechselspannungs-Erde 118 verbunden
und typischerweise auf 1,3 Volt Gleichspannung vorgespannt.
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Das
Datensignal, das der Datenimpuls-Detektor 100 verarbeitet,
wird an den Eingängen 120 und 122 aufgeprägt. Diese
Eingänge
weisen Blindlasten unter Einschluss eines Wiederstandes und eines
Kondensators in Serie auf. Diese werden weiter unten ausführlich beschrieben.
Die verstärkten
Datenimpulse, die detektiert wurden, erscheinen an den Ausgängen 166 und 168.
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Typischerweise
kann das an den Eingängen 120 und 122 aufgeprägte Datensignal
von einem Williamson-Koppler der in 3 gezeigten
Art gewonnen werden. Dieser Koppler arbeitet mit einem Hochgeschwindigkeits-Übertragungsmedium,
das Daten- und Taktkanäle
einschließt.
Ein Differenz-Datentreiber 302 sendet Differenzsignale
auf Übertragungskanälen 304 und 306.
Der Koppler 300 detektiert die Differenz-Signale und gibt
Differenz-Datenimpulse an einem offenen Kollektorausgang 308 und
einen gleichspannungsmäßig geerdeten
Koppler-Ausgang 310 als
Ausgangssignale ab. Jedes Signal, das auf dem Hochgeschwindigkeits-Datenübertragungsmedium
detektiert werden soll, erfordert einen getrennten Williamson-Koppler.
Bei der Datenimpuls-Empfängerschaltung
der vorliegenden Erfindung sind zumindest zwei Williamson-Koppler
erforderlich, einer zur Aufnahme von Datensignalen und einer zur
Aufnahme eines Taktsignals.
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Unter
erneuter Bezugnahme auf 1 ist zu erkennen, dass der
gleichspannungsmäßig offene Eingang 120 mit
dem Emitter 106 des Verstärkers 102 über einen
Impedanz-Anpasswiderstand 128 verbunden ist. Ein Impedanz-Anpasswiderstand 130 verbindet
einen wechselspannungsmäßig geerdeten Eingang 122 mit
dem Emitter 114 des Verstärkers 110. Differenz-Datenimpulse
werden den Eingängen 120 und 122 von
den Koppler-Ausgängen 308 bzw. 310 zugeführt. Ein
Gleichspannungs-Vorspannwiderstand 124 ist zwischen dem
Emitter 106 und einer externen Erde 172 angeschaltet.
Ein Anpasswiderstand 126, der an einem Anschluss mit dem
Emitter 114 verbunden ist und am anderen Anschluss nicht
angeschlossen ist, kompensiert das auf dem Chip auftretende Substrat-Rauschen, das von
der Streukapazität
des Gleichspannungs-Vorspannungswiderstandes 124 aufgefangen
wird. Im Fall eines minimalen Substrat-Rauschens kann der Widerstand 126 in
der Empfängerschaltung
fortgelassen werden.
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Die
Kollektoren 108 und 116 sind mit einer positiven
Quelle 140 über
Lastwiderstände 142 bzw. 144 verbunden.
Die Lastwiderstände 142 und 144 bilden
in Kombination mit bipolaren Transistoren 146 und 148 eine
rückgekoppelte
Flip-Flop-Schaltung 150.
Die rückgekoppelte
Flip-Flop-Schaltung 150, die den Kern der Datenimpuls-Detektorschaltung
bildet, wandelt ein Impulssignal mit Rückkehr auf Null (RZ) auf ein
Ausgangssignal im Format ohne Rückkehr auf
Null (NRZ) um. Die Transistoren 146 und 148 schließen miteinander
verbundene Emitter 152 und 154, Kollektoren 156 und 158 und
Basen 160 und 162 ein. Den gemeinsam miteinander
verbundenen Emittern 152 und 154 wird ein Abschluss-Strom
von einer Stromquelle 164 geliefert, die einen Rückführungspfad
zu einer internen Erde 170 auf dem Chip hat. Das Ausgangssignal
im NRZ-Format wird an komplementären
Ausgangsanschlüssen 166 und 168 geliefert.
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Der
von der Stromquelle 164 gelieferte Abschluss-Strom ist
ein Hysterese-Steuersignal,
das den Impulsdetektionspegel der Flip-Flop-Schaltung 150 abgleicht.
Dieses Steuersignal wird von dem Taktsignal abgeleitet, wie dies
später
mit weiteren Einzelheiten beschrieben wird.
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Der
Impedanz-Anpasswiderstand 130 ergibt einen Gleichstrompfad
gegen Erde für
den Verstärker 110,
wenn der Eingang 122 mit dem gleichspannungsmäßig geerdeten
Koppler-Ausgang 310 verbunden ist. Gleichstrom, der über diesen
Pfad fließt, ergibt
eine Vorspannung des Verstärkers 110.
Ein typischer Wert von 100 Ohm für
den Impedanz-Anpasswiderstand 130 führt zu einem Vorspannungs-Gleichstrom in der
Größenordnung
von 4 mA, wenn die Basis 112 mit 1,3 Volt Gleichspannung
verbunden ist.
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Der
Gleichspannungs-Vorspannungswiderstand 124 ergibt einen
Gleichstrompfad zu der externen Erde 172 für den Verstärker 102.
Ein typischer Wert von 100 Ohm für
den Gleichspannungs-Vorspannungswiderstand 124 führt zu einem
Vorspannungs-Gleichstrom in der Größenordnung von 4 mA, wenn die
Basis 104 mit 1,3 Volt Gleichspannung verbunden ist. Der
Gleichspannungs-Vorspannungswiderstand 124 ruft keine wesentliche
Unsymmetrie für die
Wechselspannungs-Charakteristiken
der in Basisschaltung betriebenen Verstärker 102 und 110 hervor,
weil er parallel zu der Emitter-Impedanz des in Basisschaltung betriebenen
Verstärkers 102 angeschaltet
ist, die in der Größenordnung
von 5 Ohm liegt. Diese Impedanz hängt von dem Gleichstrom-Vorstrom
des in Basisschaltung betriebenen Verstärkers 102 ab.
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Die
Widerstände 124 und 130 ergeben
einen symmetrischen Gleichspannungs-Vorstrom für die in Basisschaltung betriebenen
Verstärker 102 bzw. 110, wenn
die asymmetrischen Koppler-Ausgänge 308 und 310 mit
ihren jeweiligen Eingängen
verbunden sind.
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Um
die Wirkung des internen Rauschens zu verringern, das an der internen
Erde 170 auf dem Chip vorliegt, wird der Rückführungspfad
für den Gleichspannungs-Vorstrom des Verstärkers 102 von der
externen Erde 172 geliefert. Entsprechend erscheint, wenn
der gegen Erde kurzgeschlossene Ausgang des Kopplers mit der externen
Erde verbunden ist, Rauschen an der externen Erde als Gleichtakt-Rauschen für die Verstärker und
wird daher durch den Empfänger 100 unterdrückt, der
im Wesentlichen immun gegenüber
der Wirkung von Gleichtakt-Störreflexionen
ist. Der Rückführungspfad
zu der externen Erde 172 ergibt eine erhebliche größenordnungsmäßige Verringerung
der Amplitude des Zeitsteuer-Jitters des NRZ-Ausgangssignals verglichen mit
einem Rückführungspfad
zu der internen Erde 170 auf dem Chip.
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Der
Anpassungswiderstand 126 kompensiert das Substrat-Rauschen,
das von der Streukapazität
des Gleichspannungs-Vorshannungswiderstandes 124 aufgefangen
wird. Ein Anschluss des Anpasswiderstandes 126 ist mit
dem Emitter 114 verbunden, und der andere Anschluss bleibt
unverbunden. Als Ergebnis erscheint Substrat-Rauschen, das durch
die Streukapazität
der Widerstände 124 und 126 eingekoppelt
wird, als Gleichtakt-Rauschen und wird daher unterdrückt. Alternativ
kann, wie dies weiter oben erwähnt
wurde, der Widerstand 126 im Fall eines minimalen Substrat-Rauschens
aus der Empfängerschaltung
fortgelassen werden.
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Wie
dies weiter oben erwähnt
wurde, bildet der Widerstand 132 in Serie mit dem Kondensator 134 eine
Blindschaltung, die zwischen dem gleichspannungsmäßig offenen
Eingang 120 und der internen Chip-Erde 170 angeschaltet
ist. In ähnlicher
Weise bildet der Widerstand 136 mit dem Kondensator 138 eine
zweite Blindschaltung, die zwischen dem gleichspannungsmäßig geerdeten
Eingang 122 und der internen Chip-Erde 170 angeschaltet
ist. Entsprechend sind beide Blindschaltungen parallel zu der Datenimpuls-Detektorschaltung
angeschaltet. Diese Charakteristik wird mit weiteren Einzelheiten
später während der
Beschreibung in 2 gezeigten Schaltung berücksichtigt.
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Der
Detektor 100 hat aufgrund der Verwendung der in Basisschaltung
betriebenen Verstärker 102 und 110 eine
große
Bandbreite. Die Wirkung der Streukapazität an den Eingangsanschlüssen 120 und 122,
die normalerweise in einem Nebenschluss des Eingangssignals bestehen
würde,
wird durch eine Induktivität
kompensiert, die an den Emittern 106 und 114 der
in Basisschaltung betriebenen Verstärker 102 und 110 erscheint.
Dieser Effekt erweitert erheblich den Frequenzgang der Verstärker 102 und 110.
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Die
Transistoren des in Basisschaltung betriebenen Verstärkers sind
im Allgemeinen ziemlich groß,
um elektrostatischen Entladungspotentialen zu widerstehen. Dieser
Schutz könnte
mit Hilfe (nicht gezeigter) paralleler Dioden vergrößert werden.
Als Ergebnis wurde aufgrund der Größe der Transistoren die Wirkung
der parasitären
Emitter- und Basiswiderstände
vernachlässigt,
weil diese sehr klein sein werden. Die Auslegung des in Basisschaltung
betriebenen Verstärkers
wird nicht mit weiteren Einzelheiten beschrieben, weil sie für den Fachmann
gut bekannt ist und für
den Erfolg dieser Erfindung nicht kritisch ist.
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Wie
dies weiter oben erläutert
wurde, sind die in Basisschaltung betriebenen Verstärker 102 und 110 mit
einer Setz-Rücksetz-Flip-Flop-Schaltung 150 verbunden.
Die Größe des Abschluss-Stromes der
Flip-Flop-Schaltung 150 kann durch die Stromversorgung 164 eingestellt
werden, die das Hysterese-Steuersignal zum Erzielen einer gesteuerten
Größe der Hysterese
bildet. In der Praxis wird das Hysterese-Steuersignal auf einen
Betrag eingestellt, der für
die Detektion eines bestimmten Eingangssignalstromes spezifiziert
ist. Dieser Eingangsstrom fließt durch
die Kollektor-Lastwiderstände 142 und 144 der Flip-Flop-Schaltung 150.
Gleichzeitig läuft
das Hysterese-Steuersignal der Flip-Flop-Schaltung 150 durch die
gleichen Kollektor-Lastwiderstände.
Daher muss zur Änderung
des Zustandes der RS-Flip-Flop-Schaltung 150 die von den
Stromimpulsen in den Kollektor-Widerständen 142 und 144 erzeugte
Spannung die Spannung übersteigen,
die durch das Hysterese-Steuersignal der Flip-Flop-Schaltung 150 in
den gleichen Widerständen
ausgebildet wird.
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In
der Theorie ist es möglich,
das Hysterese-Steuersignal mit Hilfe eines externen Widerstandes
oder einer Drahtverbindung abzugleichen, um eine Anpassung an eine
bestimmte Anwendung zu erzielen. Wenn das Eingangssignal ein Differenzsignal
ist, so muss der Beitrag der Eingangssignal-Ströme von beiden Eingängen 120 und 122 berücksichtigt
werden. Wenn jedoch das Eingangssignal lediglich an einen Eingang
des Empfängers 100 angelegt wird,
muss der Abschluss-Strom für
die gleiche Größe der Hysterese
halbiert werden. In den meisten Fällen ist das Eingangssignal
ein Differenzsignal, um den Vorteil der erheblichen Immunität gegenüber Gleichtakt-Eingangsstörungen des
Empfängers 100 auszunutzen.
Es sei weiterhin bemerkt, dass gemäß der Standard-Kommunikationstheorie
der Eingangs-Rauschpegel gegenüber
dem Hysteresepegel in der Größenordnung
von –24
dB sein muss, um eine Übertragungs-Bitfehlerrate
von einem Fehler in 10–14 zu erreichen.
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In
einer speziellen Anwendung des Signaldatenempfängers ist der Pegel des Eingangssignals oder
der Daten entweder nicht bekannt oder variabel. Unter diesen Umständen ist
ein fester Hysteresepegel unerwünscht,
weil eine optimale Bitfehlerrate im Allgemeinen nicht erreicht werden
kann. Um diese Schwierigkeit zu überwinden,
schlägt
der Stand der Technik Techniken vor, die auf der Überwachung
des Pegels des ankommenden Datensignals beruhen, um den Hysteresepegel
durch automatische Einrichtungen abzugleichen.
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Eine
mögliche
Ziel-Spezifikation für
den Empfänger 100 besteht
darin, dass er in der Lage sein sollte, ankommende Datenimpulse
zu detektieren, die eine Spitzenamplitude von 30 mV und eine Impulsdauer
haben, die den Hysteresepegel um nicht weniger als 200 ps übersteigt.
Die in derartigen Datenimpulsen enthaltene Energie ist so klein,
dass die genaue Überwachung
des Pegels eine gewisse Schwierigkeit darstellt. In dieser Hinsicht
sei daran erinnert, dass die Datenimpulse durch den Detektor 100 unmittelbar
von dem RZ- (Rückkehr
auf Null- ) Format auf das NRZ- (ohne Rückkehr auf Null-) Format umgewandelt
werden. Eine direkte Überwachung
der Amplitude des Eingangs-Datenstromes war tatsächlich schwierig gerätemäßig zu realisieren.
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Es
gibt ein alternatives Schema, das erfolgreich die Eingangsimpulshöhe sehr
genau überwacht und
eine optimale Einstellung des Hysteresepegel ermöglicht. Die Impulshöhe an den
Ausgängen 166 und 168 des
Detektors 100 ist hauptsächlich durch den Pegel des
Hysterese-Vorstromes der Flip-Flop-Schaltung 150 bestimmt.
Die Flip-Flop-Schaltung 150 kippt und ändert damit den Zustand der
Ausgänge 166 und 168,
vorausgesetzt, dass die Amplitude des Eingangs-Datensignals den Hysteresepegel
um einen unbekannten Betrag übersteigt.
Wenn die Ausgänge 166 und 168 mit
einem Differenz-Paar verbunden sind, so kippt auch der Ausgang des
Differenz-Paares, wenn die Flip-Flop-Schaltung 150 kippt.
Weiterhin sind Gleichtakt-Änderungen
an den Ausgängen 166 und 168 nicht
am Ausgang des Differenz-Paares vorhanden. Somit kann das Vorhandensein
oder Fehlen von Impulsen an dem Ausgang des Differenz-Paares genommen
werden, um anzuzeigen, dass der Hysteresepegel entweder kleiner
oder größer als
die Differenz-Amplitude des ankommenden Datenimpulses ist.
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Durch
eine Wechselspannungs-Kopplung des Ausganges des Differenz-Paares
mit einer Gleichrichterschaltung wird ein Signal gewonnen, dessen
Amplitude entweder groß oder
sehr klein ist, in Abhängigkeit
davon, ob der Hysteresepegel kleiner oder größer als die Spitzenamplitude
des ankommenden Datenimpulses ist. Zusätzlich wird durch Integrieren
des Ausganges der Gleichrichterschaltung eine Spannung gewonnen,
die zum Abgleich des Pegels des Hysterese-Vorstromes verwendet werden kann.
Das Endergebnis besteht in einem automatischen Hysterese-Abgleich, der kontinuierlich
den Hysteresepegel des Detektors 100 auf den Pegel der Datenimpulse
abgleicht.
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Ein
Problem bei dieser Lösung
besteht jedoch darin, dass der Abgleich des Hysteresepegels auf
die Spitzenamplitude der Datenimpulse zu einem unzuverlässigen Empfang
der Daten führt.
Dieser ist unzuverlässig,
weil selbst eine kleine Verringerung der Amplitude eines Datenimpulses
dazu führen könnte, dass
er nicht detektiert wird. Die Verwendung eines zweiten Datenimpuls-Detektors
parallel zu dem ersten ergibt eine Lösung für dieses Problem. Der erste
Detektor überwacht
die Datenimpuls-Amplitude, während
der Hysteresepegel des zweiten Detektors auf einen Wert eingestellt
wird, der proportional niedriger als der des ersten Empfängers ist.
Tatsächlich
ist es möglich,
den Hysteresepegel des zweiten Detektors so einzustellen, dass er
irgendeinen gewünschten
proportionalen Anteil der Spitzenhöhe des Datenimpulses darstellt.
Ein Pegel von 50% würde üblicherweise
ein optimales Bitfehlerraten-Betriebsverhalten ergeben.
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Spezifisch
für die
bevorzugte Ausführungsform
dieser Erfindung könnte
die direkte Anwendung dieser bekannten Hysterese-Steuerung zu möglichen
Funktionsfehlern aufgrund der Burst-artigen Eigenart der ausgesandten
Daten führen.
Unter Umständen,
bei denen das tatsächliche
Vorhandensein von Daten sporadisch ist und zu irgendeinem bestimmten
Zeitpunkt nicht bekannt ist, beruhen Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung unter Ausnutzung des Merkmals der Rückwandebenen-Systemarchitektur,
die erfordert, dass ein Takt mit der gleichen Bitrate wie die Daten
gleichzeitig mit dem Datensignal ausgesandt werden sollte, auf dem Taktsignal
anstatt auf dem Datensignal, um eine geeignete Steuerung des Hysteresepegels
zu ermöglichen.
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In
einem typischen Hochgeschwindigkeits-Datenübertragungsmedium, das die
Rückwandebenen-Architektur
aufweist, übertragen
vier Differenz-Datensignalkanäle
vier Bits an Daten in einem 4-Bit-Datenbus von einem Datensender
zu den Mehr-Punkt-Datenempfängern.
Ein fünftes
Bit, das einen synchronisierten Takt-Differenzsignalkanal umfasst, begleitet
den 4-Bit-Datenbus und ist physikalisch in der Mitte des 4-Bit-Datenbus
angeordnet, wodurch ein symmetrischer 5-Bit-Takt- und Datenbus gebildet wird. Diese Konfiguration
wird angewandt, um den Zeitsteuerungsversatz zwischen dem Takt-Differenzanschluss
und irgendeinem der vier Daten-Differenzanschlüsse zu einem Minimum zu machen.
Mit Hilfe vorhandener physikalischer Rückwandebenen-Auslegungstechniken
können
die Takt- und Datenkanal-Charakteristiken genau aneinander angepasst
werden, wobei das Ergebnis darin besteht, dass die Takt- und Datensignale
in einem einzigen 5-Bit-Bus
an dem Datenempfänger
mit im Wesentlichen der gleichen Amplitude ankommen. Ein Merkmal
des asynchronen Übertragungssystems
besteht darin, dass, obwohl die Daten in einer Burst-Betriebsart
betrieben werden, sie in Bit-Synchronismus mit
dem begleitenden Takt gehalten werden und die Übertragung des Taktes kontinuierlich
ist.
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Der
Datenimpuls-Empfänger
gemäß der vorliegenden
Erfindung weist ein neuartiges gemeinsam genutztes Hysterese-Steuersignal
auf, das das Gewinnen eines geeigneten Hysteresepegels für die Datensignale
ermöglicht,
wobei dieses Signal weniger Änderungen
als Ergebnis der Burst-artigen Datencharakteristik unterworfen ist.
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2 ist
ein Diagramm eines Datenimpuls-Empfängers auf der Systemebene,
unter Einschluss eines gemeinsam genutzten Hysterese-Steuersignals
gemäß der Erfindung.
Allgemein gesprochen, schließt
der Datenimpuls-Empfänger zwei
Hauptfunktionsblöcke
ein, nämlich
einen Hysterese-Steuersignal-Generator und einen oder mehrere Datenimpuls-Detektoren
(von der Art, wie sie in Verbindung mit 1 beschrieben
wurden), die einen Detektions-Schwellenwert in Abhängigkeit
von dem Hysterese-Steuersignalwert realisieren. Der Hysterese-Steuersignal-Generator ist mit
der Bezugsziffer 208 bezeichnet und schließt einen
Impulsdetektor 200 für
die Spitzenwert-Detektion ein, der das Taktsignal als Eingang empfängt. Das
Taktsignal wird tatsächlich
von zwei parallelen Impulsdetektoren 200 und 202 empfangen.
Der Ausgang des Impulsdetektors 200 steuert einen Spitzenwertdetektor 206 an,
der in einer Rückführungs-Betriebsweise
den Hysteresepegel beider Impulsdetektoren 200 und 202 steuert,
wobei der Impulsdetektor 202 tatsächlich für die Rückgewinnung des Taktsignals
verantwortlich ist. Als Ergebnis wird der Hysteresepegel des Impulsdetektors 200 so
eingestellt, dass er in ausreichender Weise die Spitzenamplitude
des Taktsignals überwacht.
Der gleiche Spitzenwertdetektor 206 hat weitere Ausgänge, die
so eingestellt sind, dass sie andere Impulsdetektoren mit einem
niedrigeren festgelegten Hysteresepegel ansteuern. Beispielsweise
könnte
das Verhältnis
dieser anderen Hysteresepegel zu dem ersten Hysteresepegel typischerweise
50% betragen, so dass die anderen Impulsdetektoren das Datenauge
am Mittelpunkt aufteilen. Diese letzteren Impulsdetektoren werden
wie folgt verwendet: einer ist der zweite Taktimpuls-Detektor 204,
der das Taktsignal zurückgewinnt,
während
die anderen die Impulsdetektoren 100 sind, die der Taktrückgewinnungsschaltung
dahingehend nachgeführt
sind, dass sie Datensignale mit dem gleichen Hysteresepegel wie
die Takt-Rückgewinnungsschaltung
empfangen. Entsprechend kann der Hysteresepegel der Datenimpuls-Detektoren
auf 50% des Spitzenwert-Datensignals
auf einer kontinuierlichen Basis eingestellt werden, selbst wenn
die Daten Burst-artig sind.
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Das
Schaltbild des Hysterese-Steuersignal-Generators 208, das
auch die Taktrückgewinnungsschaltung
einschließt,
ist mit weiteren Einzelheiten in 4 gezeigt,
und dies ist speziell ein Datenimpuls-Empfänger, der einen automatischen
Hystereseabgleich aufweist. Weil die Taktamplitude an der Quelle
so festgelegt ist, dass sie identisch zu der der Daten ist, und
weil die Datenrate gleich ist, sind die Übertragungsqualitäten für Takt und
Daten identisch. Als Ergebnis kann der Takt, der mehr oder weniger
kontinuierlich ist, an dem Datenempfänger überwacht werden, und es kann
von dem Pegel des Taktes auf den Pegel der Daten zurückgeschlossen werden.
Dies wird dann zur Einstellung des Hysteresepegels der Datenleitungen
verwendet, die dem Takt zugeordnet sind.
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Die
Impulsdetektoren 200 und 202, die einen Teil des
Hysterese-Steuersignal-Generators 208 bilden,
sind identisch. Ein Schaltbild des Impulsdetektors 200 ist
in 5 gezeigt. Das Schaltbild des Impulsdetektors 200 ist
identisch zu dem Schaltbild der Impulsdetektionsstufe 200 und
wird aus diesem Grund nicht ausführlich
beschrieben. Diese seriellen Multi-Gb/s-Impulsdetektoren sind identisch
zu dem in 1 gezeigten Impulsdetektor 100,
mit der Ausnahme, dass sie nicht die Blind-RC-Schaltungen einschließen, die
durch einfache Kondensatoren ersetzt sind. Im Übrigen ist die gesamte Funktionalität gleich der,
die vorstehend für
das Schaltbild nach 1 beschrieben wurde.
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Unter
Rückkehr
auf 4 wird angenommen, dass die Transistoren 406, 408, 410, 412, 432 und 434 alle
die gleiche Größe aufweisen.
Die P-Kanal-Feldeffekt- Transistoren
(FET) 414, 416 und 418 haben unterschiedliche
Größen: insbesondere
bestimmt das Verhältnis
der Transkonduktanz der Transistoren 414 und 416 das
Verhältnis
der Stromsenke von den Detektoren 200 bzw. 202.
Die Transistor-Paare 410, 412 und 432, 434 sind
1:1-Spiegel, die zur Spiegelung des Stromes verwendet werden, für den die
Transistoren 414 bzw. 416 die Quelle bilden. Wenn
die Transkonduktanz des Transistors 418 kleiner als die
des Transistors 416 ist, so zeigt der P-Kanal-FET-Spiegel
der Transistoren 418, 416 eine Stromverstärkung. Diese
Stromverstärkung
vergrößert die
Genauigkeit der Impulshöhen-Detektionen, was
ein Vorteil ist. In einem speziellen Ausführungsbeispiel der Erfindung
weisen die Transistoren 418, 416 und 414 gleiche
Kanallängen
auf, und ihre Kanalbreiten weisen das Verhältnis von 1:5:10 auf. Bei dieser
Anordnung wird der Hysteresepegel des Detektors 202 auf
die Hälfte
der Daten-Spitzenamplitude eingestellt.
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Der
Differenzausgang des Impulsdetektors 200 wird einem Differenz-Paar
der Transistoren 406 und 408 zugeführt. Diese
Transistoren schalten, wenn der Ausgang des Impulsdetektors 200 schaltet. Dies
erfolgt, wenn die Taktimpuls-Spitzenamplitude größer als
der Hysteresepegel des Impulsdetektors 200 ist. Ein Ausgang
des Differenz-Paares der Transistoren 406, 408 wird
von dem Lastwiderstand 404 abgenommen und wechselspannungsmäßig über einen
Kondensator 438 an eine Detektionseinheit angekoppelt,
die zwei Widerstände 424 und 426 und
einen Transistor 422 umfasst. In einer praktisch ausgeführten Schaltung
könnte
man den Ausgang von dem Lastwiderstand 400 mit einer zusätzlichen
parallel geschalteten Detektionseinheit verwenden, wodurch die Empfindlichkeit
der Detektionseinheit vergrößert wird.
Die zweite Detektionseinheit ist aus Gründen der Einfachheit in 4 nicht
gezeigt.
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Die
die Widerstände 424 und 426 und
den Transistor 422 umfassende Detektionseinheit wird mit
Hilfe einer Bezugsspannung 442 vorgespannt. Das Verhältnis der
Widerstände 424 und 426 ist
so ausgewählt,
dass die Spannung an der Basis des Transistors 422 gerade
kleiner als ein Dioden-Spannungsabfall ist, beispielsweise ungefähr 0,75
Volt. Wenn Impulse über
den Kondensator 438 an die Basis des Transistors 422 angekoppelt
werden, vergrößern sie
momentan das Potential an der Basis und bewirken damit, dass der
Transistor 422 einen Strom leitet, der eine Verringerung
des Gate-Potentials des FET 418 hervorruft. Der Kondensator 428 in
Verbindung mit dem Widerstand 420 wird zur Integration des
impulsförmigen
Stromes von dem Transistor 422 verwendet, so dass die Transistoren 418, 416 und 414 einen
sich langsam ändernden
Strom leiten. Der Minimalwert des Stromes in diesen Transistoren
wird durch den Widerstand 430 eingestellt, wodurch ein minimaler
Hysteresepegel ausgebildet wird. Dies ist im Fall des Fehlens von
Eingangsdaten nützlich,
weil es dazu beiträgt,
ein „Prellen" des Ausganges aufgrund
von Störimpulsen
zu verhindern.
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Damit
der Hysteresepegel, der von dem Taktsignal abgeleitet wird, korrekt
den Datenimpuls-Detektoren zugeführt
wird, wird es bevorzugt, dass alle fünf Takt- und Datenimpuls-Detektoren identisch
sind. Wie dies in 2 gezeigt ist, umfasst der Hysterese-Steuersignal-Generator 208 zwei
parallele Impulsdetektoren, einen für die Spitzenwertdetektion
und einen für
die Takt-Rückgewinnung.
Die Datenimpuls-Detektoren
benötigen
nicht ihre eigenen Spitzenwert-Detektionsschaltungen, weil diese Detektion
strikt anhand des kontinuierlichen Takt-Eingangssignals ausgeführt wird.
Um Impedanz-Unsymmetrien zu vermeiden, sind die seriellen Datenimpuls-Detektoren mit Blind-RC-Schaltungen
versehen, wie dies vorstehend erwähnt und in 1 gezeigt
wurde. Die primäre
Funktion dieser Blindschaltungen besteht darin, sicherzustellen,
dass die Eingangsimpedanzen der Daten- und Taktimpuls-Detektoren, wie sie
dem externen Bus dargeboten werden, alle identisch sind und in idealer
Weise jeweils 50 Ohm betragen. Eine geeignete Blindschaltung, wie sie
in 1 gezeigt ist, stellt sicher, dass die volle Veränderbarkeit
der Signalstärke über die
Rückwandebene
kontinuierlich für
eine Burst-artige Datenübertragung
kompensiert werden kann.
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Zusammenfassend
ist festzustellen, dass sich die vorliegende Erfindung auf einen
Datenimpuls-Empfänger
zum Empfang von Datensignalen bezieht, die sich auf einem Hochgeschwindigkeits-Datenübertragungs-Medium
ausbreiten, wobei das Medium sowohl Daten- als auch Taktkanäle einschließt. Ein
Hysterese-Steuersignal wird aus dem Taktsignal erzeugt und zur Diskrimination
gegen unerwünschte
Störsignale
während
der Detektion der Datenimpulse verwendet, die von dem Datensignal übertragen
werden.
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Die
vorstehende Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung
sollte nicht als beschränkend
gelesen werden, weil Verfeinerungen, Äquivalente und Abänderungen
innerhalb des Schutzumfanges der Ansprüche möglich sind.