DE69910440T2

DE69910440T2 - Datenimpulsempfänger

Info

Publication number: DE69910440T2
Application number: DE69910440T
Authority: DE
Inventors: K. Anthony BROWN
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1999-01-28
Filing date: 1999-12-16
Publication date: 2004-03-25
Anticipated expiration: 2019-12-17
Also published as: CA2343033C; WO2000045507A1; JP2002536860A; CA2343033A1; EP1145426A1; DE69910440D1; US6529564B1; EP1145426B1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Datenimpulsempfänger.
Hintergrund-Information
In einem digitalen Übertragungssystem wird ein Datensignal übertragen, das ein serielles Binärsignal mit binärem 1 und 0 Werten ist, die jeweils durch das Vorhandensein und Fehlen einer positiven Spannung dargestellt sind. Weil bei der Übertragung des Datensignals der Impulspegel dieses Signals abgesenkt wird, ist es erforderlich, die einen niedrigen Pegel aufweisenden Datenimpulse zu detektieren und zu verstärken oder die Daten zu regenerieren. Ein Datenimpulsempfänger wird zur Datenregeneration und/oder zur Taktrückgewinnung aus einem ankommenden digitalen Signal verwendet. Er stellt eine Datenregenerationsschaltung zur Erzeugung eines Datensignals aus einem ankommenden digitalen Datensignal bereit, und er stellt weiterhin eine Taktrückgewinnungsschaltung zur Rückgewinnung eines Taktsignals, das für Zeitsteuerzwecke bei der Verarbeitung des Datensignals verwendet wird, aus dem ankommenden Digitalsignal bereit.
Mit dem Aufkommen des Informations-Highway und der Explosion von Telekommunikationen wächst die Menge und Geschwindigkeit der Datenübertragung an. In der Telekommunikations-Industrie sowie in der Computer-Industrie besteht eine Notwendigkeit, große Mengen an Daten von einem Punkt zu einem anderen Punkt zu übertragen, beispielsweise zwischen dem Speicher und Prozessoren in Computern mit mehreren Prozessoren. Die große Anzahl von Datenbits verbunden mit der großen Anzahl von Verbindungen ergibt einen Zwischenverbindungs-Flaschenhals, der eine große Anzahl von Datentreibern und eine entsprechend große Menge an elektrischer Leistung erfordert. Eine Möglichkeit, die verwendet wird, um diese Stauschwierigkeit zu überwinden, besteht darin, eine große Anzahl von parallelen Bitströmen zu eine höhere Rate aufweisenden seriellen Bitströmen zu multiplexieren, wodurch die Anzahl von elektrischen Verbindungen verringert wird, die hergestellt werden müssen. Der Bedarf an eine geringe Leistung erfordernden Multiplex- und Demultiplex-Schaltungen, die in der Lage sind, Datensignale bei beispielsweise 50 Mb/s bis zu beispielsweise 1 Gb/s zu kombinieren, hat eine Anzahl von Vertreibern von kommerziellen integrierten Schaltungen angezogen. Dennoch sucht die Computer- und Kommunikations-Industrie weiterhin nach Lösungen mit geringerer Leistung.
Eine Technik, die erfolgreich verwendet wurde, um die Anzahl der Zwischenverbindungen in einer Kommunikations-Vermittlungsausrüstung zu verringern, besteht darin, ein Verfahren zu verwenden, das als kontaktlose Rückwandebene bekannt ist. Ein derartiges Verfahren ermöglicht Punkt-zu-Mehrpunkt- und Mehrpunkt-zu-Punkt-Datenübertragungen über eine passive Rückwandebene ohne Verlust an Signalintegrität aufgrund der Mehrpunkt-Verbindungen. Bei diesem Verfahren verwendet die Verteilung von seriellen Mehr-Gigabit-pro-Sekunde-Daten eine Form einer Wechselspannungskopplung mit derartig kleinen Proportionen, daß die Dateninformation in den Datenübergängen enthalten ist. Bei einer derartigen Verfahrensweise werden die empfangenen Daten an der Demultiplex-Schaltung beträchtlich gedämpft, und Signalpegel von lediglich 70 mV Spitze-Spitze oder weniger sind nicht ungewöhnlich. Ein zuverlässiger Empfang der Daten erfordert spezielle Techniken, unter Einschluß einer Signalverstärkung, einer großen Frequenzbandbreite, einer angepaßten Eingangsimpedanz und einer gewissen Form von Hysterese, um eine Trennung von unerwünschten Störsignalen zu erzielen. Das resultierende Signal muß von einem Format mit Rückkehr auf Null (RZ) auf ein Format ohne Rückkehr auf Null (NRZ) umgewandelt werden.
Das US-Patent 5,852,637 vom 22. Dezember 1998 mit dem Titel „A Serial Multi-Gb/s Data Receiver" von A. K. D. Brown et al offenbart einen Datenimpulsempfänger, der Daten in NRZ-Format aus einem Datensignal mit einem Format mit Rückkehr auf Null (RZ) regeneriert. Der Datenimpulsempfänger schließt einen Datenregenerator mit einer Hystereseschaltung zur Regeneration von Daten aus einem ankommenden Signal und einen Spitzenwertdetektor zur Überwachung des Impulspegels des Datensignals und zur automatischen Steuerung des Stroms ein, der in der Hystereseschaltung fließt. Weiterhin offenbaren die US-Patentanmeldung 09/054,440 mit dem Titel „Multi-Gb/s Data Pulse Receiver" von A. K. D. Brown vom 3. April 1998 (EP-99911558.7, veröffentlicht als EP-A-1 068 667) und die US-Patentanmeldung 09/071,117 mit dem Titel „Method And Apparatus For Performing DATA Pulse Detection" von A. K. D. Brown vom 4. Mai 1998 (EP-99303447.9 - veröffentlicht als EP-A-955 728) Datenimpulsempfänger, die Daten aus Datensignalen im RZ-Format auf das NRZ-Format regenerieren, wobei die Datenimpulsempfänger Williamson-Koppler zur Übertragung von Datensignalen an Datenregeneratoren und Spitzenwertdetektoren einschließen. Bei jedem dieser Datenimpulsempfänger schließen der Datenregenerator und der Spitzenwertdetektor ähnliche Schaltungen ein, die eine Setz-Rücksetz-Flip-Flop-Schaltung (RS-FF) als Hystereseschaltung und eine Summenstromschaltung (Gesamt-Emitterstrom- oder „tail current"- Schaltung) aufweisen. Der Summenstrom wird automatisch in Abhängigkeit von dem Spitzenpegel eingestellt, der von dem Spitzenwertdetektor festgestellt wird. Ein Nachteil dieser Datenimpulsdetektoren besteht darin, daß sie keine präzise Hysteresesteuerung der RS-FF's ergeben. Die Dokumente EP-A-1 068 667 und EP-A-955 728 stellen den Stand der Technik gemäß Artikel 54 (3) EPÜ für die Vertragsstaaten DE, FR, GB dar.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, wie sie in den beigefügten Ansprüchen definiert ist, einen verbesserten Datenimpulsempfänger zu schaffen, der die Forderungen der Detektion serieller Daten mit Gigabit-pro-Sekunde-Raten erfüllt, die über ein Übertragungsmedium empfangen werden, über das die Signalpegel beträchtlich gedämpft wurden.
Gemäß einem Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Datenimpulsempfänger geschaffen, der auf ein getaktetes Datensignal mit einer kontinuierlichen Folge von Übergängen anspricht, wobei der Datenimpulsempfänger Datenregenerationseinrichtungen zur Schaffung einer Hysterese zur Regeneration von Daten in Abhängigkeit von einem ersten Signal, das von dem getakteten Datensignal abgeleitet ist; Pegeldetektoreinrichtungen zum Detektieren eines Signalpegels eines zweiten Eingangssignals, das aus dem getakteten Datensignal abgeleitet ist; und Steuereinrichtungen zur Einstellung der Hysterese der Datenregenerationseinrichtung in Abhängigkeit von dem Signalpegel umfaßt, der von der Pegeldetektoreinrichtung detektiert wird.
Beispielsweise umfaßt die Datenregenerationseinrichtung einen ersten Differenzverstärker, der erste und zweite Transistoren einschließt, deren Basen wechselspannungsmäßig geerdet sind; und eine erste Hystereseeinrichtung, die dritte und vierte Transistoren einschließt, deren Basen mit den Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren verbunden sind, wobei der Betriebsstrom der ersten Hystereseeinrichtung durch eine erste Stromschaltung geliefert wird, wobei die erste Hystereseeinrichtung in Abhängigkeit von ersten Differenz-Eingangssignalen arbeitet, die den Emittern der ersten und zweiten Transistoren zugeführt werden, wobei die ersten Differenz-Eingangssignale von dem Differenz-Eingangssignal abgeleitet werden. Die Pegeldetektoreinrichtung umfaßt: einen zweiten Differenzverstärker, der fünfte und sechste Transistoren einschließt, deren Basen wechselspannungsmäßig geerdet sind; und zweite Hystereseeinrichtungen, die siebte und achte Transistoren einschließen, deren Basen mit den Kollektoren der fünften und sechsten Transistoren verbunden sind, wobei ein Betriebsstrom für die zweiten Hystereseeinrichtungen von einer zweiten Stromschaltung geliefert wird, wobei die zweite Hystereseeinrichtung in Abhängkeit von zweiten Differenz-Eingangssignalen arbeitet, die den Emittern der fünften und sechsten Transistoren zugeführt werden, wobei die zweiten Differenz-Eingangssignale von dem Differenz-Eingangssignal abgeleitet werden und der Ausgang der zweiten Hystereseeinrichtung die Ströme der ersten und zweiten Stromschaltungen ändert. Die Steuereinrichtungen umfassen Einstelleinrichtungen zur Einstellung der Ströme der ersten und zweiten Stromschaltungen durch Vergleichen des Ausgangs der zweiten Hystereseeinrichtung mit einer Bezugsspannung, so daß die Ströme der ersten und zweiten Stromschaltungen im wesentlichen gleich sind.
Die Pegeldetektoreinrichtung arbeitet als ein Spitzenwertdetektor zum Detektieren des Spitzenwerts des Differenz-Eingangssignals, das von dem Datensignal abgeleitet wird. Die Differenz-Eingangssignale werden den Datenregenerationseinrichtungen und den Pegeldetektoreinrichtungen über erste bzw. zweite Impedanznetzwerke zugeführt, die mit Differenz-Eingangsanschlüssen verbunden sind. Die Eingangsimpedanzen der Eingangsanschlüsse sind im wesentlichen gleich (beispielsweise 50 Ohm). Die Impedanz der Impedanzelemente des zweiten Eingangsimpedanz-Netzwerkes ist gleich dem Doppelten des ersten Eingangs-Impedanznetzwerks, so daß die Signaldämpfung des letzteren zweimal so groß ist, wie die des ersteren. Unter Verwendung des gleichen Vorstromes werden nichtlineare Effekte in der Datenregenerationseinrichtung und der Pegeldetektoreinrichtung kompensiert. Die ersten und zweiten Hystereseeinrichtungen wandeln eine RZ-Impulsschwingungsform in eine NRZ-Datenschwingungsform um.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nunmehr in Form eines Beispiels unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 einen bekannten Datenimpulsempfänger zeigt,
2 eine Äquivalenzschaltung für die Emitter-Eingangsimpedanz zeigt,
3 die Eingangsimpedanz eines Verstärkers mit geerdeter Basis zeigt,
4 ein ausführliches Schaltbild einer Stromsteuerung ist, wie sie in 1 gezeigt ist,
5 eine graphische Darstellung des Eingangsimpulses (v) gegenüber dem Hysteresepegel ist,
6 eine graphische Darstellung des Summenstromes gegenüber dem Differenz-Eingangsstrom ist,
7 ein Schaltbild eines Datenimpulsempfängers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
8 ein ausführliches Schaltbild einer Stromsteuerung gemäß 7 ist,
9 ein Schaltbild eines Datenimpulsempfängers gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
10 ein Schaltbild eines Datenimpulsempfängers gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, und
11 ein Schaltbild eines Datenimpulsempfängers gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist.
Ausführliche Beschreibung
I. Stand der Technik
1 zeigt einen bekannten Datenimpulsempfänger, der einen Datenregenerator und einen Spitzenwertdetektor einschließt. In 1 wird ein typisches Datensignal mit einer kontinuierlichen Folge von Übergängen einem Datenregenerator 202 und einem Spitzenwertdetektor 102 zugeführt. Der Datenregenerator 202 regeneriert Daten in Abhängigkeit von dem Datensignal. Der Spitzenwertdetektor 102 überwacht den Impulspegel des Datensignals und liefert ein Pegelsignal an eine Stromsteuerung 12 zur automatischen Einstellung des Stromes, der in Hysterese-Flip-Flop-Schaltungen des Datenregenerators 202 und des Spitzenwertdetektors 102 fließt. Der Datenregenerator 202 und der Spitzenwertdetektor 102 schließen Impulsverstärker mit der gleichen Schaltung ein. Jeder der Impulsverstärker schließt Transistoren 14, 22 ein, die jeweils als ein Verstärker mit geerdeter Basis arbeiten. Die Basen der Transistoren 14, 22 sind mit einem Anschluß 30 verbunden, der typischerweise auf 1,3 Volt Gleichspannung vorgespannt und wechselspannungsmäßig geerdet ist. Die Emitter der Transistoren 14, 22 sind mit negativen und positiven Eingangsanschlüssen 32, 34 über Impedanzanpaßwiderstände 40 bzw. 42 verbunden. Kondensatoren 44, 46 stellen eine Streukapazität dar, die von Natur aus in der Struktur vorhanden ist. Das Datensignal, das eine kontinuierliche Folge von Übergängen aufweist, ist ein Differenzsignal und seine Differenz-Datenimpulse werden den Eingangsanschlüssen 32, 34 zugeführt.
Die Emitter der Transistoren 14, 22 sind mit den Kollektoren der Transistoren 36 bzw. 38 verbunden, deren Emitter mit Erde 20 verbunden sind. Die Basen der Transistoren 36, 38 sind gleichspannungsmäßig derart vorgespannt, daß sie als Stromsenkenschaltungen für die Verstärker mit geerdeter Basis arbeiten. Die Kollektoren der Transistoren 14, 22 sind mit einem Spannungsanschluß 50 für eine positive Versorgungsspannung (beispielsweise + 5 V) über Lastwiderstände 52 bzw. 54 verbunden. Die Widerstände 52, 54 bilden in Kombination mit den emittergekoppelten Transistoren 56, 58 eine Setz-Rücksetz-Flip-Flop-Schaltung (RS-FF) 60, die eine Hysterese aufweist und als eine Datenregenerationsschaltung arbeitet. Die RS-FF 60 wandelt ein RZ-Impulssignal in ein Ausgangssignal im NRZ-Format um. Die gekoppelten Emitter der Transistoren 56, 58 sind mit einer Stromsenke 74 verbunden, die einen Summenstrom an die RS-FF 60 liefert. Das Ausgangssignal im NRZ-Format wird an den komplementären Ausgangsanschlüssen 76, 78 geliefert.
Der Impulsverstärker hat aufgrund der Verwendung der Verstärker mit geerdeter Basis mit den Transistoren 14, 22 die größtmögliche Bandbreite. Die Wirkung der parasitären Kondensatoren 44, 46 an den Eingangsanschlüssen 32, 34, die normalerweise einen Nebenschluß für das Eingangssignal darstellen würden, werden durch eine Induktivität kompensiert, die an den Emittern der Transistoren 14, 22 gesehen wird. Dieser Effekt erweitert wesentlich den Frequenzgang der Verstärker mit geerdeter Basis. Die Konstruktion des Verstärkers mit geerdeter Basis ist bekannt. Die Eingangsimpedanz eines Verstärkers mit geerdeter Basis (äquivalent zu der eines Emitterfolgers) hat eine Äquivalenzschaltung, wie sie in 2 gezeigt ist. Unter Berücksichtigung der Impedanzanpaßwiderstände 40, 42 und der Transistoren 36, 38 ist die Äquivalenzschaltung der Eingangsimpedanz des Verstärkers mit geerdeter Basis in 3 gezeigt. Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß sich diese Eingangsimpedanz in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals ändert, und im Hinblick darauf, daß es wünschenswert ist, eine Eingangsimpedanz von ungefähr 50 Ohm über den vollen Bereich der Eingangsimpulsamplitude zu erreichen, diktiert dies den Emitter-Nennstrom, der in dem Verstärker mit geerdeter Basis erforderlich ist.
Die Transistoren 14, 22 der Verstärker mit geerdeter Basis sind mit der RS-FF 60 verbunden. Die Größe des Summenstromes in der RS-FF 60 kann durch die Stromsenkenschaltung 74 eingestellt werden, um ein kontrolliertes Ausmaß an Hysterese zu erzielen. In der Praxis wird der Summenstrom auf einen Betrag eingestellt, der für die Detektion eines bestimmten Eingangssignalstromes bestimmt ist. Dieser Eingangsstrom durchläuft die Lastwiderstände 52, 54 der RS-FF 60. Gleichzeitig läuft der Summenstrom der RS-FF 60 durch die gleichen Lastwiderstände 52, 54. Daher muß zur Änderung des Zustandes der RS-FF 60 die durch den Eingangsstrom in den Widerständen 52, 54 erzeugte Spannung die Spannung übersteigen, die durch den Summenstrom in den gleichen Widerständen 52, 54 ausgebildet wird.
Der Summenstrom in der RS-FF 60 kann leicht mit Hilfe eines externen Widerstands oder einer fest verdrahteten Verbindung eingestellt werden, um eine Anpassung an eine spezielle Anwendung zu erzielen. Wenn das Eingangssignal ein Differenzsignal ist, so muß der Beitrag der Eingangssignalströme von beiden Eingangsanschlüssen 32, 34 berücksichtigt werden. Wenn jedoch das Eingangssignal lediglich einem Eingang des Impulsverstärkers zugeführt wird, so muß der Summenstrom für die gleiche Größe der Hysterese halbiert werden. In den meisten Fällen ist das Eingangssignal ein Differenzsignal, um dessen erhebliche Unempfindlichkeit gegenüber Gleichtakt-Eingangsstörungen des Impulsverstärkers auszunutzen. Es sei bemerkt, daß gemäß der üblichen Kommunikationstheorie der Eingangsstörpegel gegenüber dem Hysteresepegel in der Größenordnung von - 24 dB sein muß, um eine Übertragungs-Bitfehlerrate von einem Fehler in 10^–14 zu erzielen.
Bei einer speziellen Anwendung des seriellen Datenempfängers kann dieser in Fällen eingesetzt werden, in denen der Eingangssignalpegel entweder nicht bekannt ist oder veränderlich ist. Unter diesen Bedingungen ist ein fester Hysteresepegel unerwünscht, weil eine optimale Bitfehlerrate im allgemeinen nicht erzielt werden kann. Um diese Schwierigkeit zu überwinden, ist es wünschenswert den Pegel des ankommenden Datensignals zu überwachen und den Hysteresepegel durch automatische Einrichtungen einzustellen.
Eine Zielspezifikation für den Impulsverstärker besteht darin, daß dieser in der Lage sein sollte, ankommende Datenimpulse mit einer Spitzenamplitude von 30 mV und mit einer Impulsdauer zu detektieren, die den Hysteresepegel um nicht mehr als 200 ps übersteigt. Die in derartigen Datenimpulsen enthaltene Energie ist so klein, daß die genaue Überwachung des Pegels eine gewisse Schwierigkeit darstellt. In dieser Hinsicht sei daran erinnert, daß die Datenimpulse durch den Impulsverstärker unmittelbar von dem RZ-Format auf das NRZ-Format umgewandelt werden. Eine direkte Überwachung der Amplitude des Eingangsdatenstromes war tatsächlich nicht möglich. Es wurde jedoch ein alternatives Schema verwendet, das die Eingangsimpulshöhe erfolgreich mit hoher Genauigkeit überwacht und eine optimale Einstellung des Hysteresepegels ermöglicht.
Die Impulshöhe an den Ausgangsanschlüssen 76, 78 des Impulsverstärkers wird hauptsächlich durch den Pegel des Hysterese-Vorstromes der RS-FF 60 bestimmt. Die RS-FF 60 kippt, wodurch der Zustand der Ausgangsanschlüsse 76, 78 geändert wird, vorausgesetzt, daß die Größe des Eingangsdatensignals den Hysteresepegel um einen unbekannten Betrag übersteigt. Wenn die Ausgangsanschlüsse 76, 78 mit einem Differenzpaar verbunden sind, so kippt der Ausgang des Differenzpaares ebenfalls, wenn die RS-FF 60 kippt. Weiterhin sind keine Gleichtaktänderungen an den Ausgangsanschlüssen 76, 78 am Ausgang des Differenzpaares vorhanden. Das Vorhandensein oder das Fehlen von Impulsen am Ausgang des Differenzpaares kann dann als Anzeige dafür genommen werden, daß der Hysteresepegel entweder kleiner als oder größer als die Differenz-Amplitude der ankommenden Datenimpulse ist.
Durch Wechselspannungskopplung des Ausgangs des Differenzpaares mit einer Gleichrichterschaltung gewinnt man ein Signal, dessen Größe entweder groß oder sehr klein ist, und zwar in Abhängigkeit davon, ob der Hysteresepegel kleiner oder größer als die Datenimpuls-Spitzenamplitude des ankommenden Signals ist. Zusätzlich wird durch Integration der Gleichrichterschaltung eine Spannung gewonnen, die zur Einstellung des Pegels des Hysterese-Vorstromes verwendet werden kann. Das Endergebnis besteht in einer automatischen Hysteresepegel-Einstelleinrichtung (AHLA), die kontinuierlich den Hysteresepegel des Impulsverstärkers auf den Pegel der Datenimpulse einstellt.
Es ist jedoch unmittelbar klar, daß die Einstellung des Hysteresepegels auf die Spitzenamplitude der Datenimpulse zu einem unzuverlässigen Empfang der Daten führt. Der Empfang wird deshalb unzuverlässig sein, weil selbst eine kleine Verringerung der Amplitude eines Datenimpulses dazu führt, daß dieser nicht erfaßt wird. Die Verwendung eines zweiten Impulsverstärkers parallel zu dem ersten Impulsverstärker ergibt eine Lösung dieses Problems. Der erste Impulsverstärker überwacht die Datenimpuls-Amplitude, während der zweite Impulsverstärker seinen Hysteresepegel auf einen Wert eingestellt hat, der proportional niedriger als der des ersten Impulsverstärkers ist. Tatsächlich ist es möglich, den Hysteresepegel des zweiten Impulsverstärkers auf irgendeinen gewünschten proportionalen Teil der Spitzenhöhe des Datenimpulses einzustellen. Ein Pegel von 50% führt üblicherweise zu einem optimalen Bitfehlerraten-Betriebsverhalten. Selbstverständlich werden, wenn zwei Datenimpulsverstärker parallel geschaltet sind, ihre einzelnen Eingangsimpedanzen so eingestellt, daß sich eine geeignete kombinierte Eingangsabschlußimpedanz ergibt.
4 zeigt die Stromsteuerung 12 in einer ausführlichen Weise, wobei die Steuerung eine automatische Hysterese-Einstellung erzeugt. In 4 werden die Eingangsdatenimpulse zu dem Impulsempfänger über Leitungen 100, 101 übertragen. Die Impulsverstärker 102, 202 entsprechen dem Spitzenwertdetektor 102 bzw. dem Datenregenerator 202 nach 1. Der Differenz-Impulseingang wird den Eingangsanschlüssen 104 und 106 des Impulsverstärkers 102 zugeführt. Der Verstärkerausgang wird von den Anschlüssen 108, 110 abgenommen, während die Stromsenke für diesen Verstärker am Anschluß 112 zugeführt wird. Der Impulsverstärker 102 wird zur Überwachung des Datenpegels verwendet. Der andere Impulsverstärker 202, der Eingangsanschlüsse 204, 206, Ausgangsanschlüsse 208, 210 und einen automatisch eingestellten Hysterese-Summenstrom hat, der am Anschluß 212 geliefert wird, wird zum Empfang der Daten mit einer sehr niedrigen Bitfehlerrate verwendet.
Der Differenz-Ausgang des Impulsverstärkers 102 wird einem Differenzpaar von Transistoren 116, 118 an ihren jeweiligen Basen 120, 122 zugeführt. Die Transistoren 116, 118 weisen jeweilige Emitter 128, 130 auf, die mit einer Stromsenkenschaltung 132 zur Lieferung von Vorstrom an diese verbunden sind. Die Transistoren 116, 118 weisen jeweilige Kollektoren 124, 126 auf, die mit einer positiven Versorgung 135 über zwei jeweilige Lastwiderstände 134, 136 verbunden sind. Die Transistoren 116, 118 schalten, wenn der Ausgang des Impulsverstärkers 102 schaltet. Dies erfolgt, wenn die Datenimpuls-Spitzenamplitude größer als der Hysteresepegel des Impulsverstärkers 102 ist. Ein Ausgang des Differenzpaares der Transistoren 116, 118 wird von den Lastwiderständen 136 abgenommen und wechselspannungsmäßig über einen Kondensator 138 mit einer Detektorschaltung gekoppelt, die zwei Widerstände 140, 142 und einen Transistor 150 umfaßt. In einer praktischen Schaltung könnte man auch den Ausgang von dem Lastwiderstand 134 mit einer zusätzlichen parallel geschalteten Detektorschaltung verwenden, wodurch die Empfindlichkeit der Schaltung vergrößert wird. Die zweite Detektorschaltung ist in 4 aus Vereinfachungsgründen nicht gezeigt.
Es sei angenommen, daß die Transistoren 116, 118, 172, 174, 176 und 178 alle die gleiche Größe haben. P-Kanal-Feldeffekttransistoren (FET's) 166, 168 und 170 weisen unterschiedliche Größen auf. Im einzelnen bestimmt das Verhältnis der Transkonduktanz der FET's 170, 168 das Verhältnis der Stromsenke von den Impulsverstärkern 102 bzw. 202. Die Paare von Transistoren 172, 174 und 176, 178 sind 1 : 1 Spiegel, die zur Spiegelung des Stromes verwendet werden, der von den FET's 170 bzw. 168 gezogen wird. Wenn die Transkonduktanz des FET 166 kleiner als die des FET 168 ist, so weist der P-Kanal-FET-Spiegel der FET's 160, 168 eine Stromverstärkung auf. Diese Stromverstärkung vergrößert die Genauigkeit der Impulshöhendetektion, was einen Vorteil darstellt. Bei einer speziellen Anwendung haben die FET's 166, 168 und 170 gleiche Kanallängen, und ihre Kanalbreiten stehen jeweils in dem Verhältnis von 1 : 5 : 10. Bei dieser Anordnung wird der Hysteresepegel des Impulsverstärkers 202 auf die halbe Datenspitzenamplitude eingestellt.
Die Detektionsschaltung mit den Widerständen 140, 142 und dem Transistor 150 wird mit Hilfe einer Bezugsspannung 144 vorgespannt. Das Verhältnis der Widerstände 140, 142 ist derart ausgewählt, daß die Spannung an der Basis 152 gerade kleiner als ein Diodenspannungsabfall von beispielsweise 0,75 Volt ist. Werden Impulse über den Kondensator 138 an die Basis 152 gekoppelt, vergrößern sie momentan das Potential an der Basis 152 und bewirken damit, daß der Transistor 150 einen Strom leitet, was zu einer Verringerung des Gate-Potentials des FET 166 führt. Der Kondensator 162 wird in Verbindung mit dem Widerstand 160 dazu verwendet, den impulsförmigen Strom von dem Transistor 150 zu integrieren, so daß die FET's 166, 168 und 170 einen sich langsam ändernden Strom führen. Der Minimalwert des Stroms in den FET's 166, 168, 170 wird durch den Widerstand 164 eingestellt, wodurch ein minimaler Pegel der Hysterese festgelegt wird. Dies ist im Fall des Fehlens von Eingangsdaten nützlich, weil dies dazu beiträgt, ein „Prellen" des Ausgangs aufgrund von Störimpulsen zu verhindern. In einem speziellen Beispiel dieser Schaltung, bei der die Datenrate 1,25 Gb/s beträgt, wird die Zeitkonstante des Widerstands 160 und des Kondensators 162 auf ungefähr 20 ns eingestellt.
Gemäß 1 besteht die Funktion der zwei Transistoren 56, 58 der RS-FF 60 des grundlegenden Impulsverstärkers darin, als Regenerations-Vergleichen für den Zweck der Detektion der Eingangsimpulse zu arbeiten. Der Schaltpunkt des Komparators wird durch die Größe des Flip-Flop-Schaltungs-Summenstroms im Vergleich mit der Größe des Impulsstromes bestimmt, der sich aus den Eingangs-Datenimpulsen ergibt. Dieses Merkmal wird in dem Datenimpulsempfänger zur Erzielung eines automatisch eingestellten Hysteresepegels verwendet. Speziell werden in dem US-Patent 5,852,637 zwei Datenimpulsverstärker 102, 202 mit ein Verhältnis aufweisenden Flip-Flop-Schaltungs-Summenströmen verwendet. Eine der Flip-Flop-Schaltungen wirkt als ein Impulsgrößen-Spitzendetektor, während die andere als ein Datenimpulsgenerator arbeitet und typischerweise wird das Verhältnis der Summenströme auf 2 : 1 eingestellt, so daß der Datenimpuls-Regenerator-Hysteresepegel zweckmäßigerweise auf die Hälfte der Eingangsdatenimpulshöhe eingestellt ist, um die Bitfehlerrate zu optimieren. Dieses Verfahren wird weiter in der US-Patentanmeldung 09/071,117 ( EP 99303447 ) ausgenutzt, bei der mehrfache Datenimpulsverstärker ihre Hysteresepegel-Einstellungen von einem einzigen Spitzen-Impulshöhendetektor ableiten, der eine kontinuierliche Eingangstakt-Impulshöhe überwacht.
Auch die US-Patentanmeldungen 09/054,440 ( EP 99911558 .7) und 09/071,117 ( EP 99303447 ) offenbaren Datenimpulsempfänger, die Williamson-Koppler einschließen. Der Williamson-Koppler arbeitet mit einem Hochgeschwindigkeits-Übertragungsmedium, das Daten- und Taktkanäle einschließt. In dem Datenimpulsempfänger wird ein typisches Datensignal mit einer kontinuierlichen Folge von Übergängen in einen Differenz-Datentreiber eingespeist, der die Differenzsignale auf Übertragungsleitungen übersendet, die mit einem Williamson-Koppler verbunden sind. Der Koppler detektiert die Differenzsignale und liefert Differenz-Datenimpulse an einen offenen Kopplerausgang und an einen gleichspannungsmäßig geerdeten Kopplerausgang, die mit einem Impulsverstärker verbunden sind. Jedes Signal, das auf dem Hochgeschwindigkeits-Datenübertragungsmedium detektiert werden soll, erfordert einen getrennten Williamson-Koppler.
Obwohl die Datenimpulsempfänger, die in dem US-Patent 5,852,637 und der US-Anmeldungen 09/054,440 und 09/071,117 ( EP 99911558 .7 und 99303447.9) erwähnt sind, eine ausreichende Datenimpuls-Rückgewinnungsfunktion unter den meisten Umständen ausführen, wurde festgestellt, daß aufgrund der Art der endlichen Verstärkung der Flip-Flop-Schaltung sich ein gewisses Maß an Annäherung hinsichtlich der Genauigkeit der Hysterese-Einstellung für den Datenregenerator ergibt.
Die folgende mathematische Analyse bestimmt den Grad der Näherung aufgrund der endlichen Verstärkung der Flip-Flop-Schaltung. Es ist zu erkennen, daß die Verstärkung des Differenzpaares von Transistoren, die die Flip-Flop-Schaltung bilden, durch eine transzendente Gleichung bestimmt ist, für die es keine allgemeine mathematische Lösung in geschlossener Form gibt. Der Erfinder war jedoch in der Lage, eine mathematische Lösung in geschlossener Form an dem tatsächlichen Schaltpunkt des Vergleichers zu gewinnen, die durch die Flip-Flop-Schaltung gebildet ist.
II. Mathematische Analyse des Impulsempfänger-AHLA-Systems
Das Impulsempfänger-AHLA-System ist so ausgelegt, daß es die Impulshöhe der ankommenden Impulse mißt und den Hysteresepegel auf ungefähr 50% der Impulshöhe einstellt. In der Praxis wird dieses Ziel nicht vollständig erzielt, und zwar aufgrund von verschiedenen Faktoren, die folgendes einschließen:

– die Änderung der Impulshöhenmessung aufgrund der Schalteigenart der Steuerschaltung. Dieser Fehler kann dadurch unterdrückt werden, daß ein ausreichend großer Integrationskondensator verwendet wird, wie dies beim Stand der Technik beschrieben ist;
– die Art der Detektionsschaltung ist derart, daß die regenerative Flip-Flop-Schaltung nicht als ein idealer Vergleichen anspricht, insbesondere bei niedrigen Signalpegeln.

Im folgenden ist eine mathematische Analyse des nicht-linearen Ansprechverhaltens der Detektionsschaltung angegeben. Diese Analyse ist schwierig, weil die betreffenden Gleichungen transzendent sind und sich daher einer allgemeinen Lösung in geschlossener Form verschließen. Die Möglichkeit einer Lösung in geschlossener Form ist jedoch für bestimmte Punkte auf der Betriebsebene vorhanden. Die spezielle Lösung, die hier gesucht wird, besteht darin, den Wert der Schaltungsströme am Schaltpunkt zu identifizieren, wobei die zusätzliche Zwangsbedingung verwendet wird daß dies ein unstabiler Betriebspunkt ist. Zunächst müssen die transzendenten Gleichungen wie folgt geschrieben werden: –(v/R) = i1 + i2 – i3 (1)
Aus dem Kirchoff'schen Stromgesetz sind alle Größen „positiv", die in den Summierknoten gehen. Hier stellt v die Differenzspannung dar, die an dem Eingang der Flip-Flop-Schaltung in der Widerstandslast R ausgebildet wird, während i₁ den Eingangsimpulsstrom darstellt und i₂ und i₃ die Kollektorströme der Regenerator-Flip-Flop-Schaltung sind. v = (kT/q) × 1n(i3/i2) (2)
Die Eingangsspannung definiert ein Stromverhältnis.
Die Hauptbedingung für die Lösung des erforderlichen unstabilen Arbeitspunktes besteht in einer Identifikation der unabhängigen Variablen. Beispielsweise ist der Eingangsstrom i, eine unabhängige Variable, die durch die Impulshöhe der ankommenden Impulse vorgegeben ist.
An dem unstabilen Schaltpunkt ist die Verstärkung der Schaltung gleich Null, weil sie von einer negativen Rückführung zu einer positiven Rückführung bezüglich des Eingangsstromes i₁ schaltet. Eine Rastwirkung folgt dem Beginn der positiven Rückführung. Somit muß die Änderungsgeschwindigkeit des Eingangsstromes i₁ exakt mit der Änderungsgeschwindigkeit des Rückführungsstromes (i₃ – i₂) ausgeglichen werden, worin i₂ und i₃ die Flip-Flop-Schaltungs-Kollektorströme sind. Die Forderung ist daher, die Werte von i₂ und i₃ für einen bestimmten Wert i, derart zu finden, daß δ(i₃ – i₂) – δ(i₁) gleich Null ist, das heißt, daß eine Rastwirkung erfolgt. Dies sollte zu einer Lösung für den Flip-Flop-Schaltungs-Summenstrom (i₂ + i₃) führen, der den Hysteresepegel festlegt. Für den Prozeß der Differenzierung ist es zulässig (i₂ + i₃) = i₄ als konstant zu betrachten. Daher gilt: δi2 = –δi3 (3) δi1 = –δ(i3 – i2) = 2δi3 (4)
Ein Einsetzen der Gleichung (3) ergibt:
Eine Vereinfachung ergibt:
Somit kann für einen bestimmten Wert von i₂ der Wert von i₃ aus der Gleichung 9 und damit der Summenstrom (i₂ + i₃) berechnet werden. Weiterhin kann aus der Gleichung 1 der Eingangsstrom i₁ nunmehr berechnet werden und damit die Eingangsspannung. Auf diese Weise kann eine graphische Darstellung der Eingangsspannung gegenüber dem Hysterese-Summenstrom aufgebaut werden. Dies kann für verschiedene Temperaturen wiederholt werden.
Die vorstehende mathematische Lösung für die transzendenten Gleichungen an dem Schaltpunkt für den Datenimpulsempfänger wurde auf einen bestimmten Datenimpulsempfänger angewandt. Die Ergebnisse sind in der graphischen Darstellung nach 6 für 27°C und 100°C gezeigt. Der Hysteresepegel ist nominell 50% für einen Lastwiderstand von 150 Ohm und 25°C. Der berechnete Hysteresewert für eine nominelle 50% Hystereseeinstellung ist gegen die Eintakt-Eingangsimpulsamplitude aufgetragen. Es ist klar, daß der tatsächliche Hysteresewert bei einer Impulsamplitude von 50 mV ungefähr 45% beträgt. Es sei bemerkt, daß für große Impulspegel der Hysteresepegel sich asymptotisch dem idealen Wert von 50% nähert. Zusätzlich zeigt eine Kurve in 6 die nichtlineare Beziehung zwischen dem Eingangsimpuls-Strompegel und dem Summenstrom der Vergleichet-Flip-Flop-Schaltung an.
Die Beschränkungen hinsichtlich der Genauigkeit der Steuerung des Hysteresepegels des Impulsdatenempfängers, wie dies im vorstehenden Abschnitt beschrieben wurde, hängen hauptsächlich von der Tatsache ab, daß die Spitzendetektor-Flip-Flop-Schaltung und die Datenregenerator-Flip-Flop-Schaltung mit unterschiedlichen Summenstrompegeln betrieben werden, typischerweise in dem Verhältnis von 2 : 1. Weil gemäß der vorhergehenden Analyse die Beziehung zwischen dem Eingangsstrompegel und dem Flip-Flop-Schaltungs-Summenstrom an dem Schaltpunkt nichtlinear ist, folgt hieraus, daß die Spitzendetektor-Flip-Flop-Schaltung und die Datenregenerator-Flip-Flop-Schaltung einander nicht präzise bei niedrigen Datenimpulspegeln folgen. Dies ist in der graphischen Darstellung nach 6 gezeigt. Die vorliegende Erfindung ist bestrebt, alle die Vorteile des Datenimpulsempfängers nach dem US-Patent 5,852,637 und den Anmeldungen 09/054,440 und 09/071,117 ( EP 99911558 .7 und 99303447.9) einzufügen und vollständig die Wirkung der Nichtlinearität auf den vorgeschriebenen Hysteresepegel zu beseitigen.
Es ist zu erkennen, daß, wenn die Datenregenerations-Flip-Flop-Schaltung und die Spitzendetektor-Flip-Flop-Schaltung mit präzise den gleichen Summenströmen vorgespannt werden, ihr Betrieb an dem Schaltpunkt identisch ist. Eine derartige Anordnung ermöglicht es der Spitzendetektor-Flip-Flop-Schaltung, eine Präzisions-Meßfunktion für die Datenregenerations-Flip-Flop-Schaltung zu schaffen, unabhängig von deren Nichtlinearitäten, weil die erstere präzise die letztere nachahmt. Weil jedoch die Spitzendetektor-Flip-Flop-Schaltung auf die Spitzenamplitude des ankommenden Impulses anspricht, würde eine derartige Anordnung bewirken, daß die Datenregenerator-Flip-Flop-Schaltung in unzuverlässiger Weise an den Spitzen der Eingangsimpulse und nicht bei 50% der Amplitude der ankommenden Impulse schalten würde. Entsprechend werden die Eingangsschaltungen des Spitzendetektors und des Datenregenerators durch die Anpassung der Eingangsabschlußwiderstände in einer derartigen Weise modifiziert, daß der Datenregenerator Stromimpulse mit der doppelten Amplitude von den Impulsen empfängt, die von dem Spitzenwertdetektor empfangen werden. Gleichzeitig muß die von diesen Widerständen vorgegebene Eingangsimpedanz für den Datenimpulseempfänger aufrechterhalten werden. Vier mögliche Anordnungen für die Eingangswiderstände werden nachfolgend beschrieben.
III. Struktur und Betriebsweise von Ausführungsformen
III-1. Erste Ausführungsform
7 zeigt einen Datenimpulsempfänger gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 7 sind Differenz-Dateneingangsanschlüsse 711, 713 mit einem Datenregenerator 715 über ein Eingangsimpedanz-Netzwerk 716 verbunden, das Widerstände 717, 719 einschließt. Weiterhin sind die Dateneingangsanschlüsse 711, 713 mit einem Spitzendetektor 721 über ein Eingangsimpedanz-Netzwerk 722 verbunden, das Widerstände 723, 725 einschließt.
Der Datenregenerator 715 schließt einen Impulsverstärker mit zwei Transistoren 731, 733 ein, die jeweils einen Verstärker mit geerdeter Basis bilden. Die Basen der Transistoren 731, 733 sind wechselspannungsmäßig geerdet und typischerweise durch eine (nicht gezeigte) Gleichspannungsversorgung auf 1,3 Volt Gleichspannung vorgespannt. Der Emitter des Transistors 731 ist über den Widerstand 717 mit dem Differenz-Dateneingangsanschluß 711 des Eingangsimpedanz-Netzwerkes verbunden. Weiterhin ist der Emitter des Transistors 731 mit dem Kollektor eines Transistors 737 verbunden, dessen Emitter mit einer internen Chip-Erde 735 verbunden ist. In ähnlicher Weise ist der Emitter des Transistors 733 mit dem Differenz-Dateneingangsanschluß 713 über den Widerstand 719 des Eingangsimpedanz-Netzwerkes 716 verbunden. Weiterhin ist der Emitter des Transistors 733 mit dem Kollektor eines Transistors 739 verbunden, dessen Emitter mit der Erde 735 verbunden ist. Die Basen der Transistoren 737, 739 sind mit Hilfe von (nicht gezeigten) Gleichspannungseinrichtungen so vorgespannt, daß sie als Stromsenkenschaltungen arbeiten. Der Datenregenerator 715 schließt eine RS-FF-740 mit einem Transistorpaar 741, 743 ein, deren Kollektoren mit einem Spannungsanschluß 745 einer Versorgungsgleichspannung Vcc (beispielsweise +5 Volt) über Lastwiderstände 747 bzw. 749 verbunden sind. Die RS-FF 740, die durch die Lastwiderstände 747, 749 in Kombination mit den Transistoren 741, 743 gebildet ist, wandelt ein RZ-Impulssignal zurück in ein NRZ-Ausgangssignal. Die Emitter der Transistoren 741 und 743 sind miteinander gekoppelt, und die gekoppelten Emitter werden durch einen Summenstrom mit Hilfe einer Stromsenkenschaltung 751 gespeist, die einen Rückführungspfad zur Erde 735 aufweist.
Der Spitzenwertdetektor 721 schließt ebenfalls einen Impulsverstärker mit emittergekoppelten Transistoren 761, 763 ein, deren Kollektoren mit einem Spannungsanschluß 765 der Versorgungsgleichspannung Vcc über Lastwiderstände 767 bzw. 769 verbunden sind. Die Transistoren 761, 763 und die Widerstände 767, 769 bilden eine RS-FF-Schaltung 770. Die gekoppelten Emitter der Transistoren 761, 763 sind mit einer Stromsenkenschaltung 771 verbunden. Der Impulsverstärker schließt zwei Transistoren 773, 775 ein, die jeweils einen Verstärker mit geerdeter Basis bilden. Die Basen der Transistoren 773, 775 sind wechselspannungsmäßig geerdet und typischerweise durch eine (nicht gezeigte) Gleichspannungsversorgung auf 1,3 Volt Gleichspannung vorgespannt. Der Emitter des Transistors 773 ist mit dem Differenz-Dateneingangsanschluß 711 über einen Widerstand 723 des Eingangsimpedanz-Netzwerks 722 verbunden. Der Emitter des Transistors 773 ist mit dem Kollektor eines Transistors 779 verbunden, dessen Emitter mit Erde 777 verbunden ist. In ähnlicher Weise ist der Emitter des Transistors 775 mit dem Differenz-Dateneingangsanschluß 713 über den Widerstand 725 des Eingangsimpedanz-Netzwerks 722 verbunden. Der Emitter des Transistors 775 ist mit dem Kollektor eines Transistors 781 verbunden, dessen Emitter mit Erde 777 verbunden ist. Die Basen der Transistoren 779, 781 werden durch eine (nicht gezeigte) Gleichspannungseinrichtung vorgespannt. Die Kollektoren der Transistoren 773, 775 (das heißt die Ausgänge der RS-FF 721) sind mit einer Stromsteuerung 790 verbunden, die die Summenströme der Stromsenkenschaltungen 751, 771 steuert.
Die Widerstände der Widerstände 717, 719, 723 und 725 sind mit 75 Ohm, 75 Ohm, 150 Ohm bzw. 150 Ohm ausgewählt. Die Eingangsimpedanzen an den Differenz-Dateneingangsanschlüssen 711, 713 sind 50 Ohm. Die Eingangsanschlüsse 711, 713 sind mit einer üblichen (nicht gezeigten) Datensignal-Ausgangsschaltung verbunden, um Differenz-Datenimpulse zu empfangen, die von einem getakteten Datensignal abgeleitet werden, das eine kontinuierliche Folge von Übergängen aufweist.
8 zeigt eine ausführliche Schaltung der Stromsteuerung 790 nach 7. Gemäß den 8 und 7 sind die Ausgangsanschlüsse 753, 755 der RS-FF 770 des Spitzendetektors 721 mit den Basen von emittergekoppelten Transistoren 416, 418 verbunden, deren Kollektoren mit einem Spannungsanschluß 435 einer Versorgungsspannung Vcc (beispielsweise +5 Volt) über zwei jeweilige Lastwiderstände 434, 436 verbunden sind. Eine Stromsenkenschaltung 432 ist zwischen den gekoppelten Emittern der Transistoren 416, 418 und dem Erdanschluß eingeschaltet. Die gekoppelten Emitter der Transistoren 741, 743 der RS-FF-740 des Datenregenerators 715 sind mit dem Kollektor eines Transistors 476 verbunden, dessen Emitter und Basis direkt geerdet bzw. über einen als Diode geschalteten Transistor 478 geerdet sind. Der Transistor 476 bildet einen Teil der Stromsenkenschaltung 751. In ähnlicher Weise sind die gekoppelten Emitter der Transistoren 761, 763 der RS-FF 770 des Spitzenwertdetektors 721 mit dem Kollektor eines Transistors 472 verbunden, dessen Emitter und Basis direkt bzw. über einen als Diode geschalteten Transistor 474 geerdet sind. Der Transistor 472 bildet einen Teil der Stromsenkenschaltung 771. Der Kollektor des Transistors 418 ist über einen Kondensator 438 mit einem Verbindungspunkt von zwei Widerständen 442, 440 verbunden, die in Serie zwischen einem Spannungsanschluß 444 einer Bezugsspannung Vr und dem Erdanschluß eingeschaltet sind. Der Verbindungspunkt ist weiterhin mit der Basis eines Transistors 450 verbunden, dessen Emitter geerdet ist. Der Kollektor des Transistors 450 ist mit den Gate-Elektroden von drei P-Kanal FET's 466, 468 und 470 über einen Widerstand 460 verbunden. Die Source-Elektroden der FET's 466, 468 und 470 sind mit dem Vcc-Anschluß 435 verbunden. Die Gate-Anschlüsse der FET's 466, 468, 470 und der Drainanschluß des FET 466 sind mit dem Erdanschluß über die Parallelschaltung eines Kondensators 462 und eines Widerstands 464 verbunden. Der Drainanschluß des FET 470 ist mit den Basen der Transistoren 472, 474 verbunden. Der Drainanschluß des FET 468 ist mit den Basen der Transistoren 467, 478 verbunden.
Die Transistoren 416, 418, 472, 474, 476 und 478 weisen die gleiche Größe auf. Die FET's 466, 468 und 470 weisen die gleichen Größe auf. Insbesondere bestimmt das Verhältnis der Transkonduktanz der FET's 468 und 470 das Verhältnis der Stromsenke von dem Datenregenerator 715 bzw. dem Spitzenwertdetektor 721. Die FET's 466 und 468 bilden einen Stromspiegel, und die FET's 466 und 470 bilden einen weiteren Stromspiegel. Das Transistor-Paar 472, 474, das mit dem FET 470 verbunden ist, und das Transistor-Paar 476, 478, das mit dem FET 468 verbunden ist, sind 1 : 1-Spiegel, die zur Spiegelung oder Abbildung des Stromes verwendet werden, der von den FET's 470 bzw. 468 geliefert werden kann. Wenn die Transkonduktanz des FET 466 kleiner als die des FET 468 ist, so weist der P-Kanal-FET-Spiegel der FET's 466, 468 eine Stromverstärkung auf. Diese Stromverstärkung bestimmt die Genauigkeit der Impulshöhendetektion, was einen Vorteil darstellt. Bei einer speziellen Ausführungsform der Erfindung weisen die FET's 466, 468 und 470 gleiche Kanallängen auf, und ihre Kanalbreiten stehen im Verhältnis von 5 : 5 : 10 zueinander. Bei dieser Anordnung wird der Hysteresepegel des Spitzenwertdetektors 721 auf die halbe Daten-Spitzenamplitude eingestellt.
Der Differenzausgang des Spitzenwertdetektors 721 wird einem Differenz-Transistorpaar 416, 418 an deren jeweiligen Basisanschlüssen zugeführt. Die Transistoren 416, 418 schalten, wenn der Ausgang des Spitzenwertdetektors 721 schaltet. Dies tritt ein, wenn die Datenimpuls-Spitzenamplitude größer als der Hysteresepegel des Spitzenwertdetektors 721 ist. Der Ausgang der Differenz-Transistorpaare 416, 418 wird von einem Lastwiderstand 436 abgenommen und wird wechselspannungsgekoppelt über den Kondensator 438 einer Detektorschaltung zu geführt, die die zwei Widerstände 440, 442 und den Transistor 450 umfaßt. In einer praktischen Schaltung könnte man auch den Ausgang von dem Lastwiderstand 434 mit einer zusätzlichen parallel geschalteten Detektorschaltung verwenden, wodurch die Empfindlichkeit der Schaltung vergrößert wird. Die zweite Detektorschaltung ist in 8 aus Vereinfachungsgründen nicht gezeigt.
Die Detektions- oder Detektorschaltung schließt die Widerstände 440, 442 und den Transistor 450 ein. Das Widerstandsverhältnis der Widerstände 440, 442 ist derart ausgewählt, daß die Spannung an der Basis des Transistors 450 gerade kleiner als ein Diodenspannungsabfall ist, beispielsweise ungefähr 0,75 Volt. Wenn Impulse über den Kondensator 438 an die Basis des Transistors 450 angekoppelt werden, vergrößern sie momentan das Potential seiner Basis und bewirken daher, daß der Transistor 450 leitet, was eine Verringerung des Gate-Potential des FET 466 hervorruft. Der Kondensator 462 wird in Verbindung mit dem Widerstand 460 zur Integration des impulsförmigen Stromes von dem Transistor 450 verwendet, so daß die FET's 466, 468 und 470 einen sich langsam ändernden Strom leiten. Der Minimalwert des Stromes in den FET's 466, 468 und 470 wird durch den Widerstand 464 eingestellt, wodurch ein minimaler Hysteresepegel festgelegt wird. Dies ist im Fall des Fehlens von Eingangsdaten nützlich, weil dies dazu beiträgt, ein „Prellen" oder „Flattern" des Ausgangs aufgrund von Störimpulsen zu verhindern. In einem speziellen Beispiel dieser Schaltung, in der die Datenrate 1,25 Gb/s beträgt, ist die Zeitkonstante des Widerstands 460 und des Kondensators 462 auf ungefähr 20 ns eingestellt.
Differenz-Datenimpulse werden den Eingängen 711, 713 zugeführt. Das Ausgangssignal im NRZ-Format wird an den komplementären Ausgangsanschlüssen 752, 754 der RS-FF 740 des Datenregenerators 715 geliefert. Die Ausgangsanschlüsse 752, 754 sind mit den Kollektoren der Transistoren 731, 733 verbunden.
In dem Fall, in dem die Impulsamplitude des Datenstroms direkt gemessen wird, sind sowohl der Datenregenerator 715 als auch der Spitzendetektor 721 mit dem gleichen Differenz-Dateneingang verbunden. In diesem Fall ist die kombinierte Eingangsimpedanz der zwei Empfänger 715, 721 in wünschenswerter Weise 50 Ohm. Unter Berücksichtigung der Emitterimpedanz der Verstärker mit geerdeter Basis mit den Transistoren 731, 733 und 773, 775 ist der Eingangs-Serienwiderstand für den Spitzenwertdetektor 721 so ausgelegt, daß er gleich dem Doppelten des angeschalteten Datenregenerators 715 ist. In dem Beispiel einer Eingangsimpedanz von 50 Ohm ist die Eingangsimpedanz des Spitzendetektors 721 nominell 150 Ohm und die Eingangsimpedanz des Datenregenerators 715 ist nominell 75 Ohm für eine kombinierte Eingangsimpedanz von 50 Ohm. Als Ergebnis ist der in dem Datenregenerator 715 induzierte Stromimpuls doppelt so groß wie der des Spitzendetektors 721 und der Spitzendetektor 721 stellt daher genau den Hysteresepegel derart ein, daß der Schwellenwert der Detektion für den Datenregenerator 715 präzise die halbe Impulsamplitude ist. Auf diese Weise heben sich die Nicht-Linearitäten des Spitzenwertdetektors 721 und des Datenregenerators 715 auf.
III-2. Zweite Ausführungsform
9 zeigt einen Datenimpulsempfänger gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 9 weisen ein Datenregenerator 815 und ein Spitzenwertdetektor 821 die gleichen Schaltungen wie der Datenregenerator 715 und der Spitzenwertdetektor 721 nach 8 auf. Der Datenregenerator 815 ist mit Differenzdateneingangsanschlüssen 811, 813 über ein Eingangsimpedanz-Netzwerk 816 verbunden, das Widerstände 817, 819 mit 50 Ohm einschließt. Der Spitzenwertdetektor 821 ist mit Differenz-Takteingangsanschlüssen 891, 893 über ein weiteres Eingangsimpedanz-Netzwerk 822 verbunden, das Widerstände 823, 825 mit 100 Ohm und einen Widerstand 895 mit 200 Ohm einschließt. Der Spitzenwertdetektor 821 ist so angeordnet, daß er die Amplitude eines kontinuierlichen Taktstromes mit der gleichen Datenrate und Amplitude wie die Datenimpulse überwacht, die regeneriert werden sollen. Die Ausgänge der RS-FF des Spitzenwertdetektors 821 sind mit einer Stromsteuerung 890 verbunden, die die Summenströme der Stromsenkenschaltungen des Datenregenerators 815 und des Spitzenwertdetektors 821 steuert. Die Stromsteuerung 890 weist die gleiche Schaltung wie die in 8 gezeigte Steuerung 790 auf.
In diesem Fall werden unterschiedliche Eingangssignale an den Spitzenwertdetektor 821 und den Datenregenerator 815 geliefert, und sowohl der Spitzenwertdetektor 821 als auch der Datenregenerator 815 müssen die Signale typischerweise mit 50 Ohm abschließen. Die Forderung, daß das dem Spitzenwertdetektor 821 zugeführte Signal die halbe Amplitude des Signals hat, das dem Datenregenerator 815 zugeführt wird, wird in diesem Fall dadurch erfüllt, daß der Spitzenwertdetektor 821 mit einem Netzwerk von Widerständen versehen wird, die eine Dämpfung von 6 dB des kontinuierlichen Takteingangssignals gegenüber dem Datenimpuls-Eingangssignal ergeben, während gleichzeitig der Eingang mit einer Impedanz von 50 Ohm abgeschlossen wird. Ein derartiges Eingangsabschluß-Netzwerk ist bekannt und spezielle Bauteilwerte können so geändert werden, daß das gleiche gewünschte Ergebnis erzielt wird. Beispielsweise kann der Datenimpulsempfänger mit einem 50 Ohm Serienwiderstand abgeschlossen werden (wobei die Emitterimpedanz des mit geerdeter Basis betriebenen Verstärkers wie vorher berücksichtigt wird). Das Eingangswiderstandsnetzwerk des Spitzendetektors könnte beispielsweise aus drei 33,3 Ohm-Widerständen bestehen, die in einem Stern-Netzwerk angeordnet sind, wobei ein Anschluß mit dem Emitter des Verstärkers (unter Berücksichtigung der Emitterimpedanz) verbunden ist, während ein zweiter Anschluß mit dem Signaleingang verbunden ist, und ein dritter Anschluß mit Wechselspannungserde verbunden ist. Die Wechselspannungserde könnte dadurch geschaffen werden, daß dieser dritte Anschluß mit dem dritten Anschluß des entsprechenden Netzwerks des anderen Differenzeingangs des Spitzendetektors 821 verbunden wird. Eine alternative und einfachere Anordnung des Spitzenwertdetektor-Eingangswiderstands-Netzwerks, wie sie in 9 gezeigt ist, würde darin bestehen, einen Nebenschlußwiderstand von 200 Ohm zwischen die Differenzeingänge und Serienwiderstände von 100 Ohm zu schalten, die mit den Eingängen der Emitter der mit geerdeten Basen betriebenen Verstärker verbunden ist (unter Berücksichtigung der Emitter-Impedanz).
III-3. Dritte Ausführungsform
10 zeigt einen Datenimpulsempfänger gemäß einer weiteren Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei der Datenimpulsempfänger einen Williamson- Koppler einschließt. Der Williamson-Koppler arbeitet mit einem Hochgeschwindigkeits-Übertragungsmedium, unter Einschluß von Daten- und Taktkanälen.
In 10 wird ein typisches Datensignal mit einer kontinuierlichen Folge von Übergängen einem Differenz-Datentreiber 502 zugeführt, der Differenzsignale von Daten an Übertragungsleitungen 504, 506 überträgt, die mit einem Williamson-Koppler 500 verbunden sind. Der Koppler 500 detektiert die Differenzsignale und liefert Differenz-Datenimpulse an einen offenen Kopplerausgang 508 und einen gleichspannungsmäßig geerdeten Kopplerausgang 510, die mit einem Paar der Differenzdaten-Eingangsanschlüsse 911, 913 verbunden sind. Gleichzeitig wird das Datensignal einem weiteren Differenz-Datentreiber 532 zugeführt, der Differenzsignale des Taktes an Übertragungsleitungen 534, 536 überträgt, die mit einem weiteren Williamson-Koppler 530 verbunden sind. Der Koppler 530 detektiert die Differenzsignale und liefert Differenzdatenimpulse an einem offenen Kopplerausgang 538 und einem gleichspannungsmäßig geerdeten Kopplerausgang 540, die mit einem weiteren Paar von Differenztakteingangsanschlüssen 991, 993 verbunden sind. Die Differenzdateneingangsanschlüsse 911, 913 sind mit einem Datenregenerator 915 über ein Eingangsimpedanz-Netzwerk 916 mit Widerständen 917, 919 von 50 Ohm verbunden. Die Differenz-Takteingangsanschlüsse 991, 993 sind mit einem Spitzenwertdetektor 921 über ein weiteres Eingangsimpedanz-Netzwerk 922 mit Widerständen 923, 925 von 100 Ohm und einem Widerstand 995 von 200 Ohm verbunden.
Der Datenregenerator 915 schließt zwei Transistoren 931, 933 ein, die jeweils einen Verstärker mit geerdeter Basis bilden. Die Basen der Transistoren 931, 933 sind wechselspannungsmäßig geerdet und werden typischerweise durch eine (nicht gezeigte) Gleichspannungsversorgung auf 1,3 Volt vorgespannt. Der Emitter des Transistors 933 ist mit dem Differenzdateneingangsanschluß 911 über den Widerstand 917 des Impedanznetzwerks 916 verbunden. Der Emitter des Transistors 933 ist mit dem Differenzdateneingangsanschluß 913 über den Widerstand 919 des Netzwerks 916 und mit dem Erdanschluß 935 über einen Vorspannungs-Widerstand 939 von 50 Ohm verbunden. Der Datenregenerator 915 schließt eine RS-FF 940 mit emittergekoppelten Transistoren 941, 943 ein, deren Kollektoren mit einem Spannungsanschluß 945 der Gleichspannungs-Versorgungsspannung Vcc über Lastwiderstände 947 bzw. 949 verbunden sind. Die RS-FF 940, die durch die Lastwiderstände 947, 949 in Kombination mit den Transistoren 941, 943 gebildet ist, wandelt ein RZ-Impulssignal in ein Ausgangssignal im NRZ-Format um. Die Emitter der Transistoren 941, 943 sind mit einer Stromsenkenschaltung 951 zur Lieferung eines Summenstroms an die RS-FF-940 verbunden.
Der Spitzenwertdetektor 921 schließt emittergekoppelte Transistoren 961, 963 ein, deren Kollektoren mit einem Spannungsanschluß 965 einer Gleichspannungsversorgung Vcc über Lastwiderstände 967 bzw. 969 verbunden sind. Die Transistoren 961, 963 und die Widerstände 967, 969 bilden eine RS-FF 970. Die gekoppelten Emitter der Transistoren 961, 963 sind mit einer Stromsenkenschaltung 971 verbunden, die einen Summenstrom liefert. Zwei Transistoren 973, 975 bilden jeweils einen Verstärker mit geerdeter Basis. Die Basen der Transistoren 973, 975 sind wechselspannungsmäßig geerdet und typischerweise durch eine (nicht gezeigte) Gleichspannungsversorgung auf 1,3 Volt vorgespannt. Der Emitter des Transistors 973 ist mit dem Differenztakteingangsanschluß 991 über die Widerstände 923 des Impedanznetzwerks 922 verbunden. Der Emitter des Transistors 975 ist mit dem Differenztakteingangsanschluß 993 über den Widerstand 925 des Netzwerks 922 und mit Erde 977 über einen Vorspannwiderstand 981 von 150 Ohm verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 973, 975 (das heißt die Ausgänge der RS-FF 921), sind mit einer Stromsteuerung 990 verbunden, die die Ströme der Stromsenkenschaltungen 951, 971 steuert. Die Stromsteuerung 990 weist die gleiche Schaltung auf, wie die in 8 gezeigte Steuerung 790.
In dem Datenimpulsempfänger kann die Anordnung modifiziert werden, um irgendeine Anzahl von Datenregenerator-Impulsempfängern anzuwenden, deren Hysteresepegel durch eine einzige Spitzendetektorschaltung eingestellt wird, die ein kontinuierliches Taktsignal überwacht, wie dies in der US-Patentanmeldung 09/071,117 (EP 99303447.9) beschrieben ist.
III-4. Andere Einzelheiten
Alle die vorstehend beschriebenen und in den 7 und 8 gezeigten Anordnungen nehmen an, daß die mit den Impulsempfängereingängen verbundenen Rückwandebenen-Kopplerschaltungen keinen Gleichspannungs-Pfad zur Erde aufweisen, und entsprechend wird, wie dies in diesen Figuren gezeigt ist, der Vorstrom für die Verstärker mit geerdeter Basis durch Stromsenken geliefert, wie zum Beispiel bipolare Stromspiegel. Im Prinzip können diese Anordnungen jedoch auch auf den Fall angewandt werden, bei dem die Rückwandebenen-Mikrowellen-Kopplerschaltungen an der Impulsempfängerseite mit einem 50 Ohm-Abschlußwiderstand abgeschlossen sind. In diesem letzteren Schema sind die den Vorstrom für die Verstärker mit geerdeter Basis liefernden Stromsenken nicht erforderlich.
Keine der vorstehend beschriebenen Anordnungen schließt die Möglichkeit der Anwendung dieser Verbesserungen auf die Eingangsschaltungsanordnungen aus, die in der US-Patentanmeldung 09/054,440 (EP 99911558.7) beschrieben sind. Diese sieht eine neuartige Koppleranordnung vor, bei der eine Hälfte des Differenz-Kopplers gegen Erde kurzgeschlossen ist, während die andere Seite schwimmend gelassen wird. Somit hat eine Seite der Differenz-Eingangssignale einen Gleichspannungspfad nach Erde, während die andere eine gleichspannungsmäßig offfene Schaltung ist. Diese Art von Koppleranordnung ist als der Williamson-Koppler bekannt und durch seine Fähigkeit gekennzeichnet, unerwünschte Impulssignalreflexionen zu kompensieren. In der US-Patentanmeldung 09/054,440 (EP 99911558.7) wird der Vorstrom für den schwimmenden Eingang durch einen Widerstand von dem zugehörigen Emitter nach Erde geliefert, der den Gleichspannungspfad durch den Abschlußwiderstand des gleichspannungsmäßig kurzgeschlossenen Eingangs ausgleicht. Um diese Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung zu berücksichtigen, ist eine mögliche Lösung in 10 gezeigt. Es sei bemerkt, daß die Gleichspannungsimpedanz gegen Erde von den Emittern der Empfänger aus symmetrisch ist, wobei sich symmetrische Vorspannungsströme an die Verstärker mit geerdeter Basis ergeben. Weiterhin ist die Impedanz von den Emittern der Datenregeneratoren nach Erde gleich der Hälfte der des Spitzendetektors.
Eine weitere mögliche Anordnung für den Williamson-Koppler ist in 11 gezeigt. In diesem Fall überwacht der Spitzenwertdetektor die Amplitude des Datenimpulses direkt, oder der Regenerator regeneriert das Taktsignal, wenn der Eingang ein kontinuierlicher Takt ist. Wie bei dem vorhergehenden Beispiel ist die Gleichspannungsimpedanz gegen Erde für beide Verstärker mit geerdeter Basis symmetrisch, so daß sich symmetrische Vorströme an die Verstärker mit geerdeter Basis ergeben. Bei dieser Anordnung sind die Widerstandswerte der Vorspannungswiderstände eines Datenregenerators und eines Spitzenwertdetektors 75 Ohm bzw. 150 Ohm. Die Widerstandswerte sind so ausgelegt, daß sich ein gleicher Vorstrom an die Transistoren der Verstärker mit geerdeter Basis ergibt. Die Gleichspannungs-Vorspannung des Verstärkers mit geerdeter Basis des Spitzenwertdetektors weist den halben Wert wie bei den Verstärkern mit geerdeter Basis des Datenregenerators auf, doch ist dies in diesem Fall ohne Folgen, weil die Impulsamplitude in jedem Fall das gleiche 1 : 2-Verhältnis aufweist. Die Summenströme für den Datenregenerator und den Spitzenwertdetektor sind identisch, wodurch sich eine präzise Kompensation nichtlinearer Effekte ergibt.
Obwohl spezielle Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ausführlich beschrieben wurden, ist es verständlich, daß vielfältige Abänderungen, Modifikationen und Anpassungen durchgeführt werden können, ohne den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung zu verlassen, wie er in den Ansprüchen definiert ist. Die Typen der bipolaren Transistoren und der FET's können für entgegengesetzte Typen von passenden Anwendungen umgekehrt sein.

Claims

Datenimpulsempfänger zum Regenerieren von Daten in Abhängigkeit von einem getakteten Datensignal, das eine kontinuierliche Folge von Übergängen aufweist, wobei der Datenimpulsempfänger folgendes umfaßt: – eine Datenregenerationseinrichtung (715, 815, 915), die eine erste Setz-Rücksetz-Flip-Flop-Schaltung (RS-FF) (740, 940), eine erste Stromschaltung (751, 951), die einen Summenstrom liefert und mit der ersten RS-FF (740, 940) verbunden ist, um die Hysterese der RS-FF einzustellen, und ein erstes Paar von Verstärkern (731, 733; 931, 933) mit geerdeter Basis einschließt, wobei die erste RS-FF (740, 940) die Daten in Abhängigkeit von einem ersten Differenz-Eingangssignal regeneriert, das über das erste Paar von Verstärkern (731, 733, 931, 933) mit geerdeter Basis zugeführt wird; – eine Pegeldetektoreinrichtung (721, 821, 921), die eine zweite RS-FF (770, 970), eine zweite Stromschaltung (771, 971), die einen Summenstrom an die zweite RS-FF (770, 970) zur Einstellung der Hysterese der RS-FF liefert, und ein zweites Paar von geerdeten Basisverstärkern (773, 775; 973, 975) einschließt, wobei die Pegeldetektoreinrichtung (721, 821, 921) einen Signalpegel eines zweiten Differenz-Eingangssignals feststellt, das über das zweite Paar von Verstärkern (773, 775; 973, 975) mit geerdeter Basis eingespeist wird; und – eine Steuereinrichtung (790, 890, 990), die erste und zweite Stromspiegel (466, 468, 470) einschließt, wobei die Steuereinrichtung (790, 890, 990) die Ströme der ersten und zweiten Stromschaltungen (751, 771; 951, 971) entsprechend den Spiegelraten der ersten und zweiten Spiegeleinrichtungen in Abhängigkeit von dem festgestellten Signalpegel ändern, – dadurch gekennzeichnet, daß – die Spiegelraten der ersten und zweiten Stromspiegeleinrichtungen (466, 468, 470) im wesentlichen gleich sind, so daß die durch die Steuereinrichtung (790, 890, 990) geänderten Ströme der ersten und zweiten Stromschaltungen (751, 771; 951, 971) einander im wesentlichen gleich sind; und – eine Signaleingangseinrichtung (716, 722; 816, 822; 916, 922) zur Lieferung der ersten und zweiten Differenz-Eingangssignale an die ersten und zweiten Paare von geerdeten Basisverstärkern (731, 733, 773, 775 bzw. 931, 933, 973, 975) vorgesehen ist, wobei die ersten und zweiten Differenz-Eingangssignale von dem getakteten Datensignal abgeleitet sind, wobei die Datenregenerationseinrichtung Eingangsstromimpulse mit der doppelten Amplitude von denen empfängt, die von der Pegeldetektoreinrichtung empfangen werden, und eine vorgegebene Eingangsimpedanz hierdurch aufrechterhalten wird.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signaleingangseinrichtung folgendes umfaßt: – ein erstes Eingangsimpedanz-Netzwerk (716, 816) zur Übertragung des ersten Differenz-Eingangssignals an das erste Paar von Verstärkern (731, 733) mit geerdeter Basis der Datenregenerationseinrichtung (715, 815); und – ein zweites Impedanz-Netzwerk (722, 822) zur Übertragung des zweiten Differenz-Eingangssignals an das zweite Paar von Verstärkern (773, 775) mit geerdeter Basis der Pegeldetektoreinrichtung (721, 821).
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß: – die ersten und zweiten Eingangsimpedanz-Netzwerke (716, 722) gemeinsam mit einem Paar von ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (711, 713) verbunden sind, zwischen denen Differenz-Datenimpulse zugeführt werden, wobei die Differenz-Datenimpulse von dem getakteten Datensignal abgeleitet werden, wobei das erste Eingangs-Impedanznetzwerk (716) die Differenz-Datenimpulse als das erste Differenz-Eingangssignal dem ersten Paar von Verstärkern (731, 733) mit geerdeter Basis der Datenregenerationseinrichtung (715) zuführen, und wobei das zweite Eingangs-Impedanznetzwerk (722) die Differenz-Datenimpulse als das zweite Differenz-Eingangssignal an das zweite Paar von Verstärkern (773, 775) mit geerdeter Basis der Pegeldetektionseinrichtung (721) überträgt.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß: – das erste Eingangsimpedanz-Netzwerk (716) erste und zweite Impedanzelemente (717, 719) umfaßt, die zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (711, 713) und dem ersten Paar von Verstärkern (731, 733) mit geerdeter Basis einngeschaltet sind; und – das zweite Eingangsimpedanznetzwerk (722) dritte und vierte Impedanzelemente (723, 725) umfaßt, die zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (711, 713) und dem zweiten Paar von Verstärkern (773, 775) mit geerdeter Basis eingeschaltet sind.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß: –jedes der ersten und zweiten Impedanzelemente (717, 719) ein Widerstandselement mit einem ersten Widerstandswert umfaßt; und – jedes der dritten und vierten Impedanzelemente (723, 725) ein Widerstandselement mit einem zweiten Widerstandswert umfaßt, wobei der zweite Widerstandswert doppelt so groß wie der ersten Widerstandswert ist.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß: – die ersten und zweiten Widerstandswerte 75 Ohm bzw. 150 Ohm sind, und daß die Eingangsimpedanzen der ersten und zweiten Eingangsanschlüsse 50 Ohm sind.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß: – die ersten und zweiten Eingangsimpedanz-Netzwerke (816, 822) mit ersten bzw. zweiten Differenzpaaren von ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (811, 813; 891, 893) verbunden sind, wobei Differenz-Datenimpulse zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (811, 813) des ersten Differenzpaares geliefert werden, wobei Differenz-Taktimpulse zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (891, 893) des zweiten Differenzpaares geliefert werden, wobei die Differenz-Datenimpulse und die Differenztaktimpulse von dem getakteten Datensignal abgeleitet sind, wobei das erste Eingangsimpedanz-Netzwerk (816) die Differenz-Datenimpulse als das erste Differenz-Eingangssignal an das erste Paar von Verstärkern (731, 733) mit geerdeter Basis der Datenregenerationseinrichtung (815) überträgt, und das zweite Eingangsimpedanz-Netzwerk (822) die Differenz-Taktimpulse als das zweite Differenz-Eingangssignal an das zweite Paar von Verstärkern (773, 775) mit geerdeter Basis der Pegeldetektoreinrichtung (821) überträgt.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß: – das erste Eingangsimpedanz-Netzwerk (816) erste und zweite Impedanzelemente (817, 819) umfaßt, die zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (811, 813) des ersten Differenzpaares und dem ersten Paar von Verstärkern (731, 733) mit geerdeter Basis angeschaltet sind; und – das zweite Eingangsimpedanz-Netzwerk (822) dritte, vierte und fünfte Impedanzelemente (823, 825, 895) umfaßt, wobei die dritten und vierten Impedanzelemente (823, 825) zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (891, 893) des zweiten Differenzpaares und dem zweiten Paar von Verstärkern (773, 775) mit geerdeter Basis angeschaltet sind, während das fünfte Impedanzelement (895) zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (891, 893) des zweiten Differenzpaares angeschaltet ist.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß: – jedes der ersten und zweiten Impendanzelemente (817, 819) ein Widerstandselement mit einem ersten Widerstandswert umfaßt, – jedes der dritten und vierten Impedanzelemente (823, 825) ein Widerstandselement mit einem zweiten Widerstandswert umfaßt, wobei der zweite Widerstandswert gleich dem Doppelten des ersten Widerstandswerts ist; und – das fünfte Impendanzelement (895) ein Widerstandselement umfaßt, das einen dritten Widerstandswert aufweist, wobei der dritte Widerstandswert gleich dem Doppelten des zweiten Widerstandswerts ist.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten, zweiten und dritten Widerstandswerte 50 Ohm, 100 Ohm bzw. 200 Ohm sind.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch: – ein erstes Vorspann-Widerstandselement (939), das mit einem des ersten Paares von Verstärkern (931, 933) mit geerdeter Basis der Datenregenerationseinrichtung (915) verbunden ist; – ein zweites Vorspann-Widerstandselement (981), das mit einem des zweiten Paares von Verstärkern (973, 975) mit geerdeter Basis der Pegeldetektoreinrichtung (921) verbunden ist.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Signaleingangseinrichtung folgendes umfaßt: – ein erstes Eingangsimpedanz-Netzwerk (916) zur Übertragung des ersten Differenz-Eingangssignals an das erste Paar von Verstärkern (931, 933) mit geerdeter Basis der Datenregenerationseinrichtung (915) und – ein zweites Impedanz-Netzwerk (922) zur Übertragung des zweiten Differenz-Eingangssignals an die zweiten Verstärker (973, 975) mit geerdeter Basis der Pegeldetektoreinrichtung (921), – wobei die ersten und zweiten Differenz-Eingangssignale über eine Signal-Kopplungseinrichtung eingespeist werden.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß: – die ersten und zweiten Eingangsimpedanz-Netzwerke (916, 922) mit ersten bzw. zweiten Differenzpaaren von ersten bzw. zweiten Eingangsanschlüssen (911, 913; 991, 993) verbunden sind, und – die Signal-Kopplungseinrichtung erste und zweite Williamson-Koppler (500, 530) umfaßt, die jeweils ein jeweiliges Differenzsignal detektieren und Differenz-Datenimpulse an ihren gleichspannungsmäßig geerdeten Kopplerausgang (510, 540) und an ihren offenen Koppler-Ausgang (508, 538) in Abhängigkeit von dem getakteten Datensignal liefern, wobei der erste Williamson-Koppler (500) Differenz-Datenimpulse zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (911, 913) des ersten Differenzpaares liefert, wobei der zweite Williamson-Koppler (530) Differenz-Taktimpulse zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (991, 993) des zweiten Differenzpaares liefert; – wobei das erste Eingangsimpedanz-Netzwerk (916) die Differenz-Datenimpulse als das erste Differenz-Eingangssignal an das erste Paar von Verstärkern (931, 933) mit geerdeter Basis der Datenregenerationseinrichtung (915) überträgt, wobei das zweite Eingangsimpedanz-Netzwerk (922) die Differenz-Taktimpulse als das zweite Differenz- Eingangssignal an die zweiten Verstärker (973, 975) mit geerdeter Basis der Pegeldetektoreinrichtung (921) überträgt.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß: – das erste Eingangsimpedanz-Netzwerk (916) erste und zweite Impedanzelemente (917, 919) umfaßt, daß das zweite Impedanzelement (919) zwischen dem offenen Kopplerausgang (508) des ersten Williamson-Kopplers (500) und dem einen Verstärker (933) mit geerdeter Basis des ersten Paares der Datenregenerationseinrichtung (915) angeschaltet ist, wobei das erste Impedanzelement (917) zwischen dem gleichspannungsmäßig geerdeten Kopplerausgang (510) des ersten Williamson-Kopplers (500) und dem anderen Verstärker (931) mit geerdeter Basis des ersten Paares der Datenregenerationseinrichtung (915) angeschaltet ist; – das zweite Eingangsimpedanz-Netzwerk (922) dritte, vierte und fünfte Impedanzelemente (923, 925, 995) umfaßt, wobei das vierte Impedanzelement (925) zwischen dem offenen Kopplerausgang (538) des zweiten Williamson-Kopplers (530) und dem einen Verstärker (975) mit geerdeter Basis des zweiten Paares der Pegeldetektoreinrichtung (921) angeschaltet ist, wobei das dritte Impedanzelement (923) zwischen dem gleichspannungsmäßig geerdeten Kopplerausgang (540) des zweiten Williamson-Kopplers (530) und dem anderen Verstärker (973) mit geerdeter Basis des zweiten Paares der Pegeldetektoreinrichtung (921) angeschaltet ist, wobei das fünfte Impedanzelement (995) zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (991, 993) des zweiten Differenzpaares angeschaltet ist.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß: – jedes der ersten und zweiten Impendanzelemente (917, 919) ein Widerstandselement mit einem ersten Widerstandswert umfaßt; – jedes der dritten und vierten Impedanzelemente (923, 925) ein Widerstandselement mit einem zweiten Widerstandswert umfaßt, wobei der zweite Widerstandswert gleich dem Doppelten des ersten Widerstandswerts ist; und – das fünfte Impendanzelement (995) ein Widerstandselement mit einem dritten Widerstandswert aufweist, wobei der dritte Widerstandswert gleich dem Doppelten des zweiten Widerstandswerts ist.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten, zweiten und dritten Widerstandswerte 50 Ohm, 100 Ohm bzw. 200 Ohm sind.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß: – die ersten und zweiten Eingangsimpedanz-Netzwerke gemeinsam mit einem Paar von ersten und zweiten Eingangsanschlüssen verbunden sind; und – die Signalkopplungseinrichtung einen Williamson-Koppler zur Detektion des Differenzsignals und zur Lieferung von Differenz-Datenimpulsen an seinem gleichspannungsmäßig geerdeten Kopplerausgang und an seinem offenen Koppler-Ausgang in Abhängigkeit von dem getakteten Datensignal umfaßt, wobei der Williamson-Koppler Differenz-Datenimpulse zwischen den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen liefert, wobei das erste Eingangsimpedanz-Netzwerk die Difterenzdatenimpulse als das erste Differenz-Eingangssignal an das erste Paar von Verstärkern mit geerdeter Basis der Datenregenerationseinrichtung überträgt, wobei das zweite Eingangsimpedanz-Netzwerk die Differenz-Datenimpulse als das zweite Differenz-Eingangssignal an die zweiten Verstärker mit geerdeter Basis der Pegeldetektoreinrichtung überträgt.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß: – das erste Eingangsimpedanz-Netzwerk erste und zweite Impedanzelemente umfaßt, die zwischen dem Paar von ersten und zweiten Eingangsanschlüssen des ersten Paars von Verstärkern mit geerdeter Basis angeschaltet sind, wobei das zweite Impedanzelement zwischen dem offenen Koppler-Ausgang des Williamson-Kopplers und dem einen Verstärker mit geerdeter Basis des ersten Paares der Datenregenerationseinrichtung angeschaltet ist, wobei das erste Impedanzelement zwischen dem gleichspannungsmäßig geerdeten Koppler-Ausgang des Williamson-Kopplers und dem anderen Verstärker mit geerdeter Basis des ersten Paares der Datenregenerationseinrichtung eingeschaltet ist; und – das zweite Eingangsimpedanz-Netzwerk dritte und vierte Impedanzelemente umfaßt, die zwischen dem Paar von ersten und zweiten Eingangsanschlüssen und denn zweiten Paar von Verstärkern mit geerdeter Basis eingeschaltet sind, wobei das vierte Impedanzelement zwischen dem offenen Koppler-Ausgang des Williamson-Kopplers und dem einen Verstärker mit geerdeter Basis des ersten Paares der Pegeldetektoreinrichtung eingeschaltet ist, während das dritte Impedanzelement zwischen dem gleichspannungsmäßig geerdeten Koppler-Ausgang des Williamson-Kopplers und dem anderen Verstärker mit geerdeter Basis des ersten Paares der Pegeldetektoreinrichtung angeschaltet ist.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß: – jedes der ersten und zweiten Impedanzelemente ein Widerstandselement mit einem ersten Widerstandswert umfaßt; und – jedes der dritten und vierten Impedanzelemente ein Widerstandselement mit einem zweiten Widerstandswert umfaßt, wobei der zweite Widerstandswert gleich dem Doppelten des ersten Widerstandswertes ist.
Datenimpulsempfänger nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß: die ersten und zweiten Widerstandswerte 75 Ohm bzw. 150 Ohm sind, wobei die Eingangsimpedanzen der ersten und zweiten Eingangsanschlüsse 50 Ohm betragen.