DE69922798T2

DE69922798T2 - Pufferschaltkreis

Info

Publication number: DE69922798T2
Application number: DE69922798T
Authority: DE
Inventors: Fiona Gillian Malvern MARSHALL; Steven Collins
Original assignee: Qinetiq Ltd
Current assignee: Qinetiq Ltd
Priority date: 1998-03-20
Filing date: 1999-03-19
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2019-03-20
Also published as: DE69922798D1; EP1064722B1; CA2324567A1; WO1999049571A1; US6507519B1; GB0022755D0; KR20010042082A; GB9806094D0; GB2350506A; JP2003526957A; EP1064722A1

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf einen Pufferschaltkreis derjenigen Art, bei der ein Metalloxid-Silizium-Feldeffekttransistor (metal oxidesilicon field-effect transistor, MOSFET) in Pufferschaltkreisen und Sensoren wie Fotoelementen und anderen Messaufnehmern eingesetzt wird.
Pufferschaltkreise sind allgemein bekannt, um Quellen schwacher Signale, sensitive Schaltungen oder Komponenten, insbesondere (aber nicht ausschließlich) auf dem Gebiet von Sensoren wie zum Beispiel Strahlungsdetektoren, zu isolieren. Die Verwendung von MOSFETs in Pufferschaltkreisen wird in US 4 808 822 , Manning und Watton, mit Bezug auf einen thermischen Detektor mit einer oder mehreren Zeilen pyroelektrischer Elemente offenbart. Die Elemente erzeugen Ausgangssignale, die von der modulierten Strahlung aus einem thermischen Beobachtungsbereich abhängen. Die oder jede Zeile weist eine jeweilige gemeinsame Zeilenausgangsleitung für die Ausgabe der Signale von allen Elementen in der Zeile auf. Jedes Element ist gegenüber der Ausgangsleitung durch einen jeweiligen Leistungsverstärker in Form eines MOSFEF-Source-Folgers gepuffert; dadurch wird ein Signalverlust auf Grund der sehr viel höheren Kapazität der Zeilenausgangsleitung (~ 30 pF) gegenüber der jedes einzelnen Elements (~ 1 pF) vermieden, was aber andererseits möglicherweise zu einem Teilereffekt führen kann, durch den das Ausgangssignal um mehr als eine Größenordnung abgeschwächt werden kann.
Der Pufferschaltkreis nach US 4 808 822 hat jedoch den Nachteil, dass Abweichungen in Bezug auf die Eigenschaften der einzelnen MOSFETs (z.B. Schwellenspannungen) auftreten können, so dass ein falscher Kontrast in dem Bild erzeugt wird. Noch wichtiger ist, dass ein fundamentales Problem bei pyroelektrischen Detektor-Arrays völlig unberücksichtigt bleibt, nämlich eine unerwünschte Signalkomponente, die als festes Musterrauschen (fixed pattern noise) bekannt ist. Dieses entsteht auf Grund voneinander abweichender thermischer Reaktionseigenschaften der Detektorelemente; wenn die Elemente perfekt aufeinander abgestimmt wären, sollten bei der Aufnahme eines konstanten Temperaturhintergrundes von ihnen Ausgangssignale erzeugt werden, die einander gleich sind, dies wird jedoch bei weitem nicht erreicht; statt dessen kommt es zu Schwankungen bei den Ausgangssignalen der Elemente, die sehr viel größer sind als der Bildkontrast bei einer typischen thermischen Umgebung im Beobachtungsbereich. Um damit fertig zu werden, ist es notwendig, aufeinander folgende Bildaufnahmen bei Dunkelfeld- (abgedeckter Beobachtungsbereich) bzw. Hellfeld- (nicht abgedeckter Beobachtungsbereich) Bedingungen zu speichern und die ersteren von den letzteren abzuziehen. Dies muss mit großer Genauigkeit erfolgen, um die notwendige Kontrastkomponente bei dem Beobachtungsbereich zu erzeugen, die klein ist und im Subtraktionsfehler untergehen kann.
Ein ähnliches Problem tritt bei Strahlungsdetektoren aus Halbleitern auf, beispielsweise beschrieben in US 5 155 348 , Ballingall und Blenkinsop. Dieses Patent bezieht sich auf einen Ausleseschaltkreis einer Fotodiode; der Schaltkreis speichert das Ausgangssignal der Fotodiode ab, das in einer Kalibrierungsphase erzeugt worden ist, damit es später von einem anderen Ausgangssignal, das in einer Messphase erzeugt wurde, subtrahieren werden kann. Das Ziel ist es auch hier, eine sehr große, unerwünschte Signalkomponente bei der Verarbeitung so früh wie möglich zu entfernen, um die Belastung für folgende Schaltungen durch Anforderungen in Bezug auf Verarbeitungskapazität und -genauigkeit zu vermeiden. Die Bedeutung des Problems wird deutlich auf dem Gebiet von fotoleitfähigen Detektoren, wo die Vorspannung an einer solchen Einrichtung beim Betrieb im Bereich von 1 Volt liegt, die Strahlung aus einem thermischen Beobachtungsbereich bei 290 K ein Signal in der Größenordnung von 1 Millivolt ergibt und der Kontrast im Beobachtungsbereich (d.h. die gewünschte Bildinformation) einige wenige Mikrovolt beträgt. Das Problem der Erfassung kleiner Signale bei sehr großen Änderungen ist seit vielen Jahren bekannt, und seit langem möchte man den Aufwand hierfür bei den Verarbeitungsschaltungen reduzieren.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine alternative Form eines Pufferschaltkreises zu schaffen, der programmiert werden kann, um Offsets, Fehlanpassungen u.dgl. zu kompensieren.
Erfindungsgemäß wird ein Pufferschaltkreis nach Anspruch 1 geschaffen.
MOSFETs mit schwimmendem Gate sind bekannt und werden beispielsweise in US 5 557 234 , Collins, beschrieben und in Sze, "Physics of Semiconductor Devices", 2. Ausgabe, Wily 1981, Seite 496 allgemein erläutert. In IEEE Electron Device Letters, Band 12, Nr. 3, März 1991, wird von Thomsen et al. abgeschätzt, dass ein schwimmendes Gate in einem Silizium-MOSFET seine Ladung mit einer Rate von 0,1 % in 26 Jahren verliert, was bedeutet, dass die Ladung für praktische Zwecke unverändert und permanent in dem Gate verbleibt, es sei denn, es wird neu programmiert.
Durch die Erfindung wird der Vorteil erzielt, dass das Abspeichern von Ladung auf dem schwimmenden Gate die Schwellenspannung des MOSFET verändert und damit auch seine Kanal-Leitfähigkeit, was es ermöglicht, dass Strom durch einen Knoten des Eingangsoder Ausgangsschaltkreises fließen kann, der für ein vorgegebenes Eingangssignal vorher gesetzt werden muss; es wird ein Mechanismus angegeben, um Schaltkreiseigenschaften zu ändern, wenn dies erforderlich ist, um entweder einen einzelnen Schaltkreis oder ein Array von gleichen Schaltkreisen zu trimmen, um die erforderlichen Betriebseigenschaften einzustellen oder anzupassen. Alternativ kann der Mechanismus eingesetzt werden, um unerwünschte Beiträge zu dem Eingangssignal des Schaltkreises zu kompensieren.
Es gibt eine ganze Anzahl von Techniken zum Laden oder Programmieren des schwimmenden Gates des zweiten MOSFET. Eine Technik wird in US 5 557 234 mit Bezug auf einen MOSFET mit einem Fenster beschrieben, durch das Ultraviolett- (UV-) Licht auf eine Isolatorschicht zwischen dem schwimmenden Gate des MOSFET und seinem Steuer-Gate gelenkt werden kann. Wenn eine Spannung an das Steuer-Gate angelegt wird, wird die Isolatorschicht mit UV belichtet und wird dadurch leitfähig, so dass Ladung von dem Steuer-Gate zu dem schwimmenden Gate gelangen kann. Ebenso kann die Injektion heißer Elektronen oder das Fowler-Nordheim-Tunneln eingesetzt werden, um das schwimmende Gate zu laden.
Der zweite MOSFET kann mit einem Sensor in Reihe geschaltet werden, der selbst mit dem Eingangsknoten verbunden ist, wobei der zweite MOSFET verwendet wird, um unerwünschte Sensoreigenschaften zu kompensieren. Der Schaltkreis ist Teil eines Arrays gleicher Schaltkreise, die mit jeweiligen Sensoren zusammenhängen und Einrichtungen bilden, um Unterschiede bei den Eigenschaften der Sensoren oder der Schaltkreise selbst zu kompensieren. Die Sensoren können (ohne Einschränkung darauf) Strahlungssensoren wie pyroelektrische Elemente, Fotoleiter, Fototransistoren oder Fotodioden sein. Jeder Schaltkreis ist trimmbar durch Abspeichern von Ladung auf seinem jeweiligen schwimmenden Gate, so dass er mit einem gemeinsamen Ausgangskriterium übereinstimmt.
Der zweite MOSFET kann mit einem Sensor in Reihe geschaltet werden und dazu verwendet werden, den Strom durch den letzteren zu steuern. Er kann ein Steuer-Gate und einen Drain aufweisen, die miteinander verbunden sind, um eine kapazitive Kopplung zwischen Drain und schwimmendem Gate über das Steuer-Gate herzustellen. Der MOSFET-Leistungsverstärker ist ein Source-Folger, und der Sensor ist ein Fototransistor, dessen Emitter mit dem zweiten MOSFET-Drain verbunden ist, der seinerseits mit einem Gate des Source-Folgers verbunden sein kann, der mit einem Schalter in Reihe liegen kann, der betätigt werden kann, um Source-Folger-Ausgangssignale an einen Ausgang zu legen.
Der Schaltkreis kann zwischen Ein-Zustand und Aus-Zustand geschaltet werden, wobei der Source-Folger nur eingeschaltet wird, wenn ein Auslesen erforderlich ist.
In einer Ausführungsform hat der zweite MOSFET ein Steuer-Gate und ist der MOSFET-Leistungsverstärker ein Source-Folger mit einem Gate, das so gestaltet ist, dass darüber Signale von einem Fototransistor empfangen werden, der in Reihe mit einer Last liegt, die wenigstens einen als Diode geschalteten MOSFET umfasst, wobei der zweite MOSFET dazu dient, den Strom durch einen Knoten des Ausgangsschaltkreises mit einer Source eines Source-Folgers, der mit dem Source-Folger und einem Schalter in Reihe liegt, zu steuern, und der Schalter geschaltet werden kann, um den Schaltkreis auszuwählen und Ausgangssignale von ihm an einen Schaltkreisausgang zu legen.
Alternativ kann der zweite MOSFET als Last des MOSFET-Leistungsverstärkers geschaltet werden und als Source-Folger dienen, und er kann in Reihe liegen mit einem Schalter, um den Strom durch einen Knoten des Ausgangsschaltkreises mit einer Source des Source-Folgers zu steuern, und der Schalter und der zweite MOSFET können gemeinsam geschaltet werden, um den Schaltkreis auszuwählen und Ausgangssignale von ihm an einen Schaltkreisausgang zu legen.
Der Puffer gemäß der Erfindung ist ein Teil eines Arrays gleichartiger Source-Folger-Schaltkreise, die trimmbar sind durch Speicherung von Ladung auf den jeweiligen schwimmenden Gates, und die Einrichtung zum Speichern von Ladung umfasst eine Programmiereinrichtung, die sowohl dazu dient, die Ladung auf das jeweilige schwimmende Gate des zweiten MOSFET in Abhängigkeit von der gewünschten Programmierung für diesen Schaltkreis zu laden als auch diesen unempfindlich in Bezug auf die Programmierung eines anderen Schaltkreises zu machen.
Zur vollständigen Erläuterung der Erfindung werden im Folgenden Ausführungsformen als Beispiel beschrieben, wobei auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird.
1 ist eine Darstellung eines MOSFET-Source-Folger-Schaltkreises, bei dem der Strom an einem Ausgangsknoten programmiert werden kann.
2 zeigt schematisch ein Pixel-Array eines Bildgebungssystems nach dem Stand der Technik.
3 zeigt einen Pixel-Schaltkreis in dem Pixel-Array nach 2 nach dem Stand der Technik.
4 und 5 zeigen MOSFET-Source-Folger-Schaltkreise, bei denen der Strom jeweils an dem entsprechenden Eingangsknoten programmierbar ist.
6 und 7 zeigen alternative Formen des Schaltkreises, bei dem der Strom an den Ausgangsknoten programmierbar ist.
8 zeigt einen Schaltkreis, bei dem der Strom an einem Ausgangsknoten programmierbar ist und der Schalter aufweist, um ihn von einer Programmierung abzukoppeln, die andere derartige Schaltkreise in einem Array betrifft.
Wie bereits erwähnt, besteht das Hauptproblem, das dieser Erfindung zu Grunde liegt, darin, dass Signale bei MOSFET-Leistungsverstärkern wie z.B. Source-Folgern und ihren entsprechenden Schaltungen schwanken auf Grund von unerwünschten Beiträgen in deren Eingangssignalen und von Abweichungen der Eigenschaften der aktiven Einrichtungen voneinander, aus denen die Schaltungen bestehen. Mit der Erfindung wird versucht, diese Probleme zu überwinden, indem ein MOSFET mit schwimmendem Gate eingesetzt wird, wobei die Ladung des schwimmenden Gates programmierbar ist, um unerwünschte Effekte zu kompensieren.
Leider hat eine Einrichtung mit schwimmendem Gate eine niedrigere Leitfähigkeit g_m als der vergleichbare MOSFET. Wenn man daher eine Einrichtung mit schwimmendem Gate direkt als Source-Folger verwendet würde, ergäbe sich zwar eine programmierbare Schwellenspannung, jedoch auf Kosten einer Verschlechterung der Verstärkung des Schaltkreises. Eine bessere Lösung besteht erfindungsgemäß darin, eine programmierbare Stromquelle in Bezug auf den Source-Folger mit einem MOSFET mit schwimmendem Gate zur Verfügung zu stellen.
In 1 ist ein Source-Folger-Schaltkreis mit einem ersten n-Kanal-MOSFET M1 gezeigt, der einen Source-Anschluss S1, einen Gate-Anschluss G1 und einen Drain-Anschluss D1 umfasst, der als Source-Folger geschaltet ist, wobei eine Eingangsspannung V_in mit dem Gate G1 verbunden ist und eine Ausgangsspannung V_out an dem Source-Anschluss S1 anliegt. Eine Versorgungsspannung V_DD liegt an dem Drain-Anschluss D1 an. Der MOSFET M1 ist mit zwei anderen MOSFETs, einem zweiten n-Kanal-MOSFET M2 und einem MOSFET MFG3 mit schwimmendem Gate, in Reihe geschaltet; der zweite MOSFET M2 hat einen Drain-Anschluss D2, der mit dem Source-Anschluss S1 verbunden ist, und einen Gate-Anschluss G2, der mit einer Vorspannung V_bias verbunden ist. V_bias wird auf einen Wert gesetzt, bei dem der MOSFET M2 in Sättigung arbeitet. Der MOSFET M2 hat ebenfalls einen Source-Anschluss S2, der mit einem Drain-Anschluss D3 des MOSFET MFG3 mit schwimmendem Gate verbunden ist, der seinerseits einen schwimmenden Gate-Anschluss F3, einen unverbundenen Eingangs-Gate-Anschluss G3 und einen geerdeten Source-Anschluss S3 aufweist. Im Betrieb fließt durch den Source-Folger-MOSFET M1 ein Drain-Source-Strom I_bias, der durch den MOSFET MFG3 mit schwimmendem Gate gesteuert wird, der als eine konstante Stromsenke wirkt, wobei der Strom programmiert wird durch die Ladung, die auf seinem schwimmenden Gate F3 in einem Prozess gespeichert wird, der später beschrieben wird. Der zweite MOSFET M2 isoliert den Drain-Anschluss D3 des MOSFET mit schwimmendem Gate von dem Source-Anschluss S1 des ersten MOSFET, an dem die Ausgangsspannung V_out anliegt; dadurch werden Änderungen von V_out vermieden, durch die I_bias beeinflusst wird.
Der Source-Folger-Schaltkreis nach 1 wird getrimmt durch Anpassen der Ladung auf dem schwimmenden Gate F3; durch Änderung der Ladung auf dem schwimmenden Gate wird die Schwellenspannung des MOSFET MFG3 geändert und I_bias auf einen Pegel getrimmt, der in Bezug auf die beabsichtigte Anwendung geeignet ist, z.B. Kompensation unerwünschter Beiträge des Eingangssignals V_in oder Abweichungen zwischen den Eigenschaften verschiedner Source-Folgeschalterkreise in einem Array.
Als nächstes wird die Erfindung mit Bezug auf ihre Verwendung in elektronischen Kameras erläutert, um ein alternatives Vorgehen aufzuzeigen, um die Einrichtung mit schwimmendem Gate mit dem Source-Folger und der dazugehörigen Schaltung zu verbinden.
CCD-basierende Sensoren beherrschen momentan den Markt für elektronische Kameras. Jedoch sind sie im Vergleich zu konventionellen CMOS-Chips sehr teuer in der Herstellung und bei der Integration in ein System. Die Folge ist, dass die Kosten dieser Kameras sie für den Markt preiswerter Produkte für den Endverbraucher unattraktiv machen. Es besteht daher großes kommerzielles Interesse an der Entwicklung preisgünstiger Kameras für den sichtbaren Bereich, die mit standardmäßigen Endverbraucher-PCs kombiniert werden können. Darüber hinaus könnten diese Kameras dann in einer Reihe von Produkten wie z.B. digitalen Standbildkameras und Videokameras Verwendung finden.
Die jüngere Entwicklung zielt auf Kameras mit einer linearen Reaktion, die somit einen direkten Ersatz für CCD-Kameras darstellen. Jedoch gibt es wenigstens einen Hersteller, der eine CMOS-Kamera mit logarithmischem Verhalten hergestellt hat, um dem Wunsch nach einer beliebig adressierbaren, nichtintegrierenden Kamera nachzukommen.
Diese Kamera umfasst ein zweidimensionales, adressierbares Array aus Sensoren 1 nach 2. Eine Bitleitung 2-1, 2-2 etc. ist jeder Spalte von Sensoren 1 zugeordnet, und eine Zeilen-Enable-Leitung 3-1, 3-2 etc. ist jeder Zeile von Sensoren 1 zugeordnet. Der Ausgang jeder Bitleitung wird in einem jeweiligen Verstärker 4-1, 4-2 etc. verstärkt, bevor er an einen Eingang eines Spalten-Decodierer-Multiplexers 5 weitergeleitet wird, so dass zu jedem Zeitpunkt eine ganze Spalte adressiert werden kann. Ein Spalten-Decodierer-Schaltkreis 6 kann so betrieben werden, dass jeder Sensor 1 in einer ausgewählten Zeile derart geschaltet wird, dass sein Ausgang auf die jeweilige Bitleitung 2-1, 2-2 etc. gelegt wird. Der Multiplexer 5 adressiert die Spalten individuell, und auf diese Art kann der Ausgang jedes individuellen Sensors ausgewählt werden. Im Betrieb können individuelle Sensoren auf die übliche Art abgetastet werden, um an dem Ausgang des Multiplexers 5 ein zusammengesetztes Bildsignal zu erzeugen, das dann auf konventionelle Art und Weise weiter verarbeitet wird.
Wie schematisch in der Vergrößerung in 2 dargestellt, umfasst jeder Sensor 1 ein lichtempfindliches CMOS-Element 7, z.B. eine Fotodiode oder einen Fototransistor, und einen Puffer B. Ein vollständiger Pixel-Schaltkreis nach dem Stand der Technik, wie er in dem bekannten Array nach 2 verwendet wird, ist in 3 gezeigt und umfasst eine Fotodiode D21 in Reihe mit einem n-Kanal- MOSFET-Lasttransistor M21 mit einem Source-Anschluss 521, einem Gate-Anschluss G21 und einem Drain-Anschluss D21. Eine feste Vorspannung V_bias wird an das Gate G21 angelegt. Die Fotodiode D21 reagiert auf einfallende Strahlung, indem eine Ausgangsspannung V_x an dem Source-Anschluss S21 erzeugt wird, die an ein Eingangs-Gate G22 eines n-Kanal-MOSFET M22 angelegt wird, der als Source-Folger geschaltet ist. Der MOSFET M22 hat eine Source S22 (an der der Source-Folger-Ausgang anliegt), die über einen n-Kanal-MOSFET-Schalter M23 mit einer jeweiligen Bitleitung 2 (2-1, 2-2 etc. in 2) verbunden ist. Der MOSFET-Schalter M23 wird durch ein Signal geschaltet, das an seinem Gate G23 von einer jeweiligen Zeilen-Enable-Leitung 3 (3-1, 3-2 etc. in 2) angelegt wird.
Im Betrieb fällt die Strahlung, die durch einen Pfeil angedeutet ist, auf die Fotodiode D21, die reagiert, indem ein Fotostrom I_photo am Ausgang erzeugt wird; dieser Strom wird von dem Source-Anschluss das Lasttransistors M21 abgegriffen, an dem eine bekannte Gate-Spannung V_bias anliegt. Da der typische Fotostrom kleiner als 1 Mikro-Ampere ist, wird der Lasttransistor M21 in einem Bereich unterhalb des Schwellenwertes betrieben, wo die Stromspannungsbeziehung gilt: Ids = Ioexp[Vgs/nUT] (1),wobei I_ds der Drain-Source-Strom ist, V_gs die Gate-Source-Spannung ist, U_T = kT/q und I_o und n Parameter sind. Innerhalb dieses Schaltkreises wird die Gate-Spannung konstant gehalten, und folglich reagiert die Source-Spannung auf Änderungen beim Eingangsstrom. Die Ausgangseigenschaften lassen sich bestimmen, wenn man V_gs = V_bias – V_x ersetzt, so dass gilt: Vx = Vbias – n UT 1n[Iphoto/Io] (2).
Der Strom, der durch den Pixel-Schaltkreis fließt, ist zu klein, um als Signal verwendet werden zu können, wenn er direkt mit der großen Kapazität der gemeinsamen Ausgangsleitung 2-1, 2-2 etc. abgegriffen wird, die verwendet wird, um Daten aus einem Array von Fotosensoren auszulesen. Der Source-Folger-MOSFET M22 puffert den Pixel-Schaltkreis gegenüber der gemeinsamen Ausgangsleitung, um dafür zu sorgen, dass brauchbare Ausgangssignalpegel erzeugt werden.
Im Idealfall wird durch den Source-Folger sichergestellt, dass die Ausgangsleitungsspannung linear von der Ausgangsspannung V_x des Pixels abhängt. Wenn dies der Fall ist, so ist es die Last M21 unterhalb des Schwellenwertes, auf die die logarithmische Abhängigkeit zurückzuführen ist. Da der Transistor M21 so aufgebaut werden kann, dass er im Bereich unterhalb des Schwellenwertes verbleibt, während sich der Fotostrom um sechs Größenordnungen ändert, verhält sich der Pixel-Schaltkreis über einen großen Dynamikbereich der einfallenden Strahlungsintensität logarithmisch. Es ist dieser sehr große Dynamikbereich, auf Grund dessen der logarithmische Detektor für das Abbilden externer Beobachtungsbereiche geeignet ist.
Darüber hinaus sind Detektoren mit logarithmischer Abhängigkeit Schlüsselelemente von Silizium-Retina-Schaltkreisen. Obgleich Silizium-Retinas primär entwickelt wurden, um Untersuchungen der Funktion von Säugetier-Retinas zu ermöglichen, haben Experimente jedoch gezeigt, dass die logarithmische Abhängigkeit kritisch ist, wenn man eine robuste, zuverlässige Objekterkennung ermöglichen will.
Eine logarithmische Kamera dieser Art hat mehrere potentielle Vorteile, hat jedoch einen Hauptnachteil. Die Abweichungen zwischen den aktiven Einrichtungen bei verschiedenen Pixeln erzeugen zufällige Variationen in Bezug auf die Pixelreaktionen. Die typischen Spitze-Spitze-Abweichungen (festes Musterrauschen) sollen bei einem Sensor, dessen Empfindlichkeit 40 – 50 mV pro Dekade der Lichtintensität beträgt, zwischen 100 mV und 130 mV liegen. Dies bedeutet, dass das feste Musterrauschen zwei Größenordnungen bei der Änderung des Photonenflusses auf die Fotodiode D21 entspricht. Diese zufälligen Abweichungen decken daher den Kontrast in dem Beobachtungsbereich zu und führen zu einer wesentlichen Erhöhung des Bereichs der Ausgangsdynamik, der erforderlich ist, um einen Beobachtungsbereich abzubilden.
Obgleich lineare CMOS-Detektor-Arrays das gleiche Problem in Bezug auf Abweichungen zwischen den Pixeln haben, kann eine Technik zur Kalibrierung verwendet werden, die als korrelierte Doppelabtastung bekannt ist. Dies ist nicht möglich bei dem logarithmischen Pixel-Schaltkreis. Ein Verfahren, das in Betracht gezogen wurde, beinhaltet das Einführen einer Schwellenspannungsverschiebung in dem Source-Folger-Aufbau zur Kompensation von Abweichungen zwischen den Pixeln (siehe N. Ricquier und B. Dierickx, "Active pixel CMOS image sensor with on chip non-uniformity correction", IEEE Workshop on CCD and Advanced Image Sensors, 1995). In dem 2,4-Mikrometer-Prozess, der für einen Test-Chip eingesetzt wurde, wurde die Schwellenspannungsverschiebung bewirkt durch Schädigung der Source-Folger-Einrichtung. Obgleich die gewünschte Funktionalität demonstriert werden konnte, war der Prozess zu langsam für kommerzielle Anwendungen. In der Praxis hat sich herausgestellt, dass Korrekturen von Abweichungen zwischen Pixeln entweder außerhalb der Kamera stattfinden oder durch Änderung der Pixel erfolgen, um einen Sensor herzustellen, der eine lineare Reaktion zeigt, die korrigiert werden kann. Der erste Ansatz steigert die Kosten der Kamera, während der zweite Ansatz die logarithmische Reaktion zerstört, die erforderlich ist, um sowohl einen hohen Dynamikbereich als auch eine robuste Objekterkennung sicherzustellen.
In 4 ist eine Alternative zu dem Schaltkreis nach 3 für die Verwendung im Zusammenhang mit dem Array aus 2 gezeigt. In dem Schaltkreis nach 4 ist die Fotodiode D21 ersetzt worden durch einen Fotosensor P40 in Form einer verallgemeinerten lichtempfindlichen Quelle eines Stroms I_photo, und der MOSFET M21 wurde ersetzt durch einen p-Kanal-MOSFET MFG41 mit schwimmendem Gate, der ein schwimmendes Gate F41 aufweist. Die 3 und 4 sind im Übrigen gleich, und äquivalente Elemente darin sind mit gleichen Bezugszeichen und einem Präfix 40 statt 20 (z.B. M42/M22) versehen. 4 beinhaltet daher einen MOSFET-Source-Folger M42 in Reihe mit einem MOSFET-Schalter M43, wobei letzterer verwendet wird, um das Source-Folger-Ausgangssignal auf die Ausgangsleitung 2 zu legen. Der MOSFET mit schwimmendem Gate MFG41 hat die folgenden beiden Wirkungen: Zuerst kann er programmiert werden durch Aufladung seines schwimmenden Gates F41, um ein vorgegebenes Ausgangssignal in Abhängigkeit von einer gegebenen Intensität der einfallenden Strahlung auf dem Fotosensor P40 zu erzeugen; dies ermöglicht es, dass alle Pixel-Source-Folger-Schaltkreise in einem Array beispielsweise derart programmiert werden, dass sie die gleiche Reaktion bei gleicher einfallender Strahlungsintensität zeigen. Es kann außerdem dazu genutzt werden, um festes Musterrauschen auf Grund abweichender Reaktionseigenschaften der Fotosensoren in Zusammenhang mit verschiedenen Schaltkreisen oder alternativ Abweichungen zwischen den Eigenschaften der Schaltkreise selbst zu unterdrücken.
Die zweite Folge des Ersatzes vom MOSFET M21 durch den MOSFET MFG41 mit schwimmendem Gate ergibt sich in Zusammenhang mit der Änderung bezüglich der Art der Einrichtung, nämlich dass sich das Potential des schwimmenden Gates F41 ändern muss, damit der Fotostrom fließen kann. Der Mechanismus zum Ändern des Potentials des schwimmenden Gates ist die kleine parasitäre Koppelkapazität C_para zwischen Drain und Gate, die man bei allen MOSFETs hat. Für eine Änderung ΔV_x des Potentials V_x des Gates des Source-Folger-Transistors M42 ist die Änderung des Potentials des schwimmenden Gates ΔV_fg gegeben durch: ΔVfg = Cpara ΔVx/CTOT (3),wobei C_ToT die Gesamtkapazität in Zusammenhang mit dem schwimmenden Gate F42 ist und Beiträge zwischen dem schwimmenden Gate und der Source, dem Drain, dem Steuer-Gate, der Ladungsinjektion bzw. dem Substrat beinhaltet.
Eines der Probleme bei jedem Hochimpedanzknoten wie dem schwimmenden Gate ist es, dass es eine kapazitive Kopplung mit Durchgangssignalen geben kann, wie dem digitalen Auswahlsignal, das an jedes Pixel angelegt wird. Die dadurch hervorgerufenen Effekte können durch Abschirmung des schwimmenden Gates gegenüber diesen Durchgangssignalen mit Einrichtungen minimiert werden, die auf einer konstanten Spannung gehalten werden. Zum Beispiel kann die Einrichtung mit schwimmendem Gate zusätzlich ein Steuer-Gate mit einer Außenverbindung umfassen, das dann auf Masse oder einem anderen geeigneten Potential gehalten werden kann, um das schwimmende Gate abzuschirmen. Zusätzlich kann bei vorhersagbaren, vorübergehenden Änderungen wie bei den Auswahlsignalen der Auslesebetrieb mit der vorübergehenden Änderung phasengekoppelt werden, um die Störung bei jedem Pixel gleich bleiben zu lassen.
Die Prozeduren zum Aufbringen von Ladung auf die schwimmenden Gates F3 und F41 in 1 und 4 werden später erläutert.
Unmittelbar nach der Herstellung der Schaltkreise, wie sie in den 1 und 4 gezeigt sind, speichert jeder MOSFET mit schwimmendem Gate F3 oder F41 eine beliebige Ladung und befindet sich daher auf einer beliebigen Spannung. Bevor irgendeine Programmierung stattfindet, werden die schwimmenden Gates vorzugsweise entladen, so dass sie sich auf einem in etwa bekannten Anfangszustand befinden. Wie es z.B. aus dem Stand der Technik bekannt ist, kann Ultraviolett-Strahlung verwendet werden, um einen Leitungsvorgang in einer Schicht hervorzurufen, die ein schwimmendes Gate F3 von einem vorspannbaren Schaltkreiselement wie z.B. einem Steuer-Gate G3 des MOSFET isoliert, wodurch ersteres gegen die Spannung von letzterem tendiert. Schwimmende Gates können daher durch Bestrahlung mit Ultraviolettstrahlen initialisiert werden. Da ein Kamera-Chip größtenteils durch eine Metallschicht abgeschirmt wird, ist ein Loch oder Fenster in der Schicht erforderlich, um Zugang für die Strahlung zur Belichtung der Isolatorschicht zu schaffen.
In 5 ist eine Ausführungsform der Erfindung in Form eines Pixel-Schaltkreises gezeigt, der allgemein mit 50 bezeichnet ist. Der Schaltkreis 50 ist nach ähnlichen Prinzipien wie der in 4 aufgebaut, nämlich dass Strom an einem Knoten des Eingangsschaltkreises bei definierten Belichtungsbedingungen vorgegeben werden kann. Er beinhaltet einen Abschnitt des Eingangsschaltkreises mit einem npn-Fototransistor PT51, der mit Strahlung belichtet wird, die durch einen Pfeil 52 angedeutet ist, und mit einem MOSFET MFG53 mit einem schwimmenden Gate in Reihe geschaltet ist, der einen Source-Anschluss S53, ein schwimmendes Gate F53, ein Steuer-Gate G53, einen Ladungsinjektor I53 und einen Drain D53 aufweist. Die Source S53 ist geerdet, das Steuer-Gate C53 und der Drain D53 sind über eine Leitung L53 miteinander verbunden, und sowohl Gate C53 als auch Drain D53 sind mit dem Fototransistor-Emitter PC51 verbunden.
Der Schaltkreis 50 beinhaltet außerdem einen Abschnitt des Ausgangsschaltkreises mit einem p-Kanal-MOSFET-Source-Folger M54 mit einer Source S54, einem Gate G54 und einem Drain D54; das Gate G54 ist mit dem Drain D53 des MOSFET mit schwimmendem Gate verbunden, der Drain D54 ist geerdet, und die Source S54 ist mit einem MOSFET-Schalter M55 verbunden, der mit dem Source-Folger M54 in Reihe liegt. Der Schalter M55 wird durch ein Signal an seinem Gate G55 betätigt, so dass die Source-Folger-Ausgangssignale an eine Ausgangsleitung 56 weitergeschaltet werden können.
Die Betriebsart des Schaltkreises 50 ist wie folgt. Strahlung, die auf den Fototransistor PT51 fällt, bewirkt einen Fotostrom I_photo, der als Kollektor-Strom fließt, und zwar auch als Drain-Source-Strom in dem MOSFET MFG53 mit schwimmendem Gate. Bei irgendeinem bestimmten Wert der einfallenden Strahlungsintensität wird die Größe der Spannung an dem Drain D53 des MOSFET mit schwimmendem Gate durch die Kanalleitfähigkeit des MOSFET bestimmt, und damit durch die Ladung auf dem schwimmenden Gate F53. Die Ladung auf dem schwimmenden Gate wird daher so getrimmt, dass eine festgelegte Strahlungsintensität an dem Fototransistor PT51 zu einer vorgegebenen Spannung an dem Drain D53 des MOSFET mit schwimmendem Gate führt. Der Schaltkreis 50 wird durch Betätigen des Schalters M55 in Abhängigkeit von einer angelegten Spannung an seinem Gate G55 eingeschaltet; dann fließt der Drain-Strom in den Source-Folger-MOSFET M54, und die Spannung an dem Drain D53 des MOSFET MFG53 mit schwimmendem Gate wird über den Source-Folger M54 auf die Schaltkreisausgangsleitung 56 gelegt.
Der Schaltkreis 50 ist äquivalent zu dem in 4, wenn man die Kanalpolaritäten des schwimmenden Gates umkehrt, und äquivalent zu den Source-Folger-MOSFETs MFG53 und M54, zusammen mit der Verbindung L53 zwischen dem Steuer-Gate G53 und Drain D53. Diese Verbindung führt effektiv zur Verdrahtung der Kapazität C_cgfg zwischen dem Steuer-Gate G53 und dem schwimmenden Gate F53 parallel zu der Kapazität C_para zwischen dem schwimmenden Gate F53 und Drain D53, worauf sich Gleichung (3) bezieht. Bei einer Änderung ΔV_x des Gate-Potentials V_x des Source-Folger-Transistors M65 ist die Änderung ΔV_fg des Potentials bei dem schwimmenden Gate F53 gegeben durch Gleichung (3), wenn C_para ersetzt wird durch (C_cgfg + C_para): ΔVfg = (Ccgfg + Cpara) ΔVx/CTOT (4),wobei C_ToT die Gesamtkapazität des schwimmenden Gates F53 ist und Beiträge zwischen dem schwimmenden Gate und der Source, dem Drain, dem Steuer-Gate, dem Injektor bzw. dem Substrat beinhaltet. Die Gleichung (4) zeigt, dass der Mechanismus für die Änderung des Potentials des schwimmenden Gates F53 der Summe der Kopplungskapazitäten C_cgfg + C_para zwischen dem Drain D53 und beiden Gates G53 und F53 entspricht. Um die Empfindlichkeit zu maximieren, d.h. die Änderung der Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Änderung des Fotostroms zu maximieren, sollte diese Kopplung so klein wie möglich sein.
In 6 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung in Form eines Pixel-Schaltkreises gezeigt, der allgemein mit 60 bezeichnet ist. Wie in dem Schaltkreis nach 1 ermöglicht der Schaltkreis 60, dass Strom an einem Knoten des Ausgangsschaltkreises vorgegeben werden kann. Er hat einen Abschnitt des Eingangsschaltkreises mit einem npn-Fototransistor PT61, der einfallende Strahlung 62 empfängt, und einen Emitter PC61, der in Reihe mit dem ersten und zweiten n-Kanal-MOSFET M63 und M64 mit den jeweiligen Source-Anschlüssen S63/564, Gate-Anschlüssen G63/G64 und Drain-Anschlüssen D63/D64 geschaltet ist. Die MOSFETs M63 und M64 stellen gemeinsam eine Last für den Fototransistor PT61 dar. Obgleich einer von ihnen ausreichen würde, werden diese beiden MOSFETs in Reihe eingesetzt, um das Ausgangssignal von dem Fototransistor PT61 auf einen geeigneten Pegel in Bezug auf Masse anzuheben. Der erste Drain-Anschluss D63 ist mit dem Emitter PC61 und dem ersten Gate-Anschluss G63 verbunden; der zweite Drain-Anschluss D64 ist mit dem zweiten Gate G64 und dem ersten Source-Anschluss S63 verbunden, und der zweite Source-Anschluss S64 liegt auf Masse.
Der Schaltkreis 60 umfasst außerdem einen Abschnitt des Ausgangsschaltkreises mit einem p-Kanal-MOSFET-Source-Folger M65 mit einem Source-Anschluss 565, einem Gate-Anschluss G65 und einem Drain-Anschluss D65; der Gate-Anschluss G65 ist mit dem Fototransistor-Emitter PC61 und dem Drain-Anschluss D63 des ersten MOSFET verbunden, der Drain-Anschluss D65 ist geerdet, und der Source-Anschluss S65 ist mit einem p-Kanal-MOSFET-Schalter M66 verbunden, der in Reihe mit dem Source-Folger M65 liegt. Der Schalter M66 hat einen Gate-Anschluss G66 und liegt selbst in Reihe mit einem p-Kanal-MOSFET MFG67 mit schwimmendem Gate, der ein schwimmendes Gate F67, ein Steuer-Gate G67 und einen Ladungsinjektor I67 aufweist; ein Kreis UV67 zeigt schematisch ein Fenster in einer (nicht gezeigten) Abdeckungsschicht, durch das ultraviolettes Licht auf die (nicht dargestellte) Isolierung zwischen dem schwimmenden Gate F67 und dem Ladungsinjektor I67 gerichtet werden kann, um einen Leitungsvorgang zwischen ihnen hervorzurufen, so dass das schwimmende Gate aufgeladen werden kann. Der Schalter M66 und der MOSFET MFG67 werden durch eine "Auswahl-"Spannung aktiviert bzw. deaktiviert, die an das Gate G66 und das Steuer-Gate G67 durch eine gemeinsame Auswahlleitung 68 angelegt wird. Die Ausgangssignale erscheinen auf einer Ausgangsleitung 69.
Der Schaltkreis 60 wird wie folgt betrieben. Ohne Belichtung fließt in dem Fototransistor PT61 ein kleiner Dunkelstrom. Strahlung, die auf den Fototransistor PT61 fällt, bewirkt einen größeren Fotostrom I_photo, der als Kollektor-Strom fließt, auch in dem ersten und zweiten MOSFET M63 und M64 als ihr gemeinsamer Drain-Source-Strom. Folglich ergibt sich eine Fotospannung an dem ersten Drain-Anschluss D63 und an dem Source-Folger-Gate-Anschluss G65. Wenn das Auswahlsignal hoch ist (5 Volt), werden der Schalter M66 und der MOSFET MFG67 ausgeschaltet. Wenn das Auswahlsignal auf niedrig wechselt (null Volt), werden der Schalter M66 und der MOSFET MFG67 eingeschaltet, so dass ein Strom in Abhängigkeit von der Fotospannung als Drain-Source-Strom des in Reihe geschalteten Source-Folgers M65, Schalters M66 und MOSFET MFG67 mit schwimmendem Gate fließen kann. Für einen bestimmten Wert der einfallenden Strahlungsintensität und der dazugehörigen Fotospannung wird die Größe dieses Drain-Source-Stroms durch die Kanalleitfähigkeit des MOSFET MFG67 mit schwimmendem Gate gesteuert, und damit durch die Ladung auf dem schwimmenden Gate F67. Die Ladung auf dem schwimmenden Gate wird durch den Injektor I67 getrimmt, was später mit weiteren Einzelheiten erläutert wird; die Ladung wird so getrimmt, dass bei Schalten des Gates G66 und des Steuer-Gates G67 eine vorgegebene Strahlungsintensität, die auf den Fototransistor PT61 trifft, zu einer vorgegebenen Source-Folger-Ausgangsspannung an dem Source-Anschluss S65 führt, und diese Spannung wird auf die Ausgangsleitung 69 gelegt. Auf diese Art können alle Teile eines Arrays von Schaltkreisen derart getrimmt werden, dass sie gleiche Eigenschaften haben. Bei einem Array kann der Schaltkreis 60 gegenüber der Programmierung von anderen Schaltkreisen unempfindlich gemacht werden, indem die Auswahlspannung (Spannung am Steuer-Gate) auf einen hohen Wert gelegt wird, was später weiter im Einzelnen erläutert werden wird.
In 7 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung mit einem allgemein als 70 bezeichneten Schaltkreis gezeigt. Er ist allgemein von derselben Art wie der in 1, d.h. es ist möglich, dass Strom an einem Knoten des Ausgangsschaltkreises vorgegeben wird. Er umfasst einen n-Kanal-MOSFET-Source-Folger M71 mit Source-Anschluss S71, Gate-Anschluss G71 und Drain-Anschluss D71; der Source-Anschluss S71 ist über einen n-Kanal-MOSFET-Schalter M73 mit einem n-Kanal-MOSFET MFG72 mit schwimmendem Gate in Reihe geschaltet. Die MOSFETs MFG72 und M73 haben jeweils Source-Anschlüsse S72/S73, Steuer-Gate-Anschlüsse G72 / G73 und Drain-Anschlüsse D72 / D73, und der erstere hat außerdem ein schwimmendes Gate F72 mit einem Injektoreingang I72 und einem Steuereingang C72 zu seinem Steuer-Gate G72. Der Schalter M73 hat einen Steuereingang C73, der mit dem gleichen Eingang C72 des MOSFET MFG72 mit schwimmendem Gate verbunden ist, und beide sind mit einer (nicht dargestellten) Quelle für das Auswahlsignal verbunden. Der Schaltkreis hat eine Ausgangsleitung 74, die mit dem Schalter-Source-Anschluss S73 und dem Drain-Anschluss D72 des MOSFET mit schwimmendem Gate verbunden ist.
Der Schaltkreis 70 wird wie folgt betrieben. Der MOSFET MFG72 mit schwimmendem Gate dient als variable Stromquelle für den Source-Folger M71, wenn der Schalter M73 eingeschaltet wird (Auswahlspannung hoch). Der Drain-Source-Strom des Source-Folgers M71 wird mit dem Injektor I72 vorgegeben, der verwendet wird, um Ladung auf das schwimmende Gate F72 zu bringen, bis ein erforderlicher Wert des Stroms bei einer vorgegebenen Eingangsspannung V_in erreicht wird, die an dem Source-Folger-Gate-Anschluss G71 anliegt. Die Drain-Spannung des MOSFET MFG72 mit schwimmendem Gate sorgt für das erforderliche Ausgangssignal bei 74. Wenn der Schaltkreis 70 ein Teil eines Arrays ist und programmiert worden ist, so kann er gegenüber der Programmierung anderer Schaltkreise unempfindlich gemacht werden, indem die Auswahlspannung (Spannung zum Hochziehen (pull-up) des Steuer-Gates) auf einen hohen Wert (5 oder mehr Volt) gesetzt wird, was später mit weiteren Einzelheiten erläutert werden wird.
In 8 wird ein weiterer Schaltkreis der Erfindung gezeigt und allgemein mit 80 bezeichnet. Er ist allgemein von derselben Art wie der in 7, d.h. er ermöglicht es, dass der Ausgangsstrom vorgegeben wird; er ist außerdem ausgelegt für ein einfaches Trimmen, wenn er Teil eines Arrays solcher Schaltkreise ist. Er umfasst einen ersten MOSFET M81, eine n-Kanal-Einrichtung, die als Source-Folger geschaltet ist, und weist einen Source-Anschluss S81, Gate-Anschluss G81 und Drain-Anschluss D81 auf; der Source-Anschluss S81 ist in Reihe geschaltet mit einem zweiten MOSFET MFG82, einer n-Kanal-Einrichtung mit schwimmendem Gate mit einem Source-Anschluss 582, Drain-Anschluss D82, schwimmendem Gate F82 mit dazugehörigem Injektor I82 und einem Steuer-Gate G82 mit Eingang C82. Der zweite MOSFET-Gate-Anschluss ist mit einer Ausgangsleitung 83 verbunden und liegt daher über einen ersten Schalter M84, einen p-Kanal-MOSFET mit einem Gate G84, auf einer Spannung V_high; bei CMOS-Technik mit einer 2 μm-Geometrie (minimale Größe der Elemente) liegt V_high im Bereich von mindestes 7 – 8 Volt und liegt vorzugsweise so hoch, dass der Schaltkreis 80 noch nicht zerstört wird. Diese Spannung kann zu hoch sein, um Beschädigungen des Schaltkreises bei kleineren Geometrien auszuschließen, z.B. bei Submikron-Prozessen, wo V_DD 3,3 oder weniger beträgt; einfache Tests wären nötig, um die geeignete Spannung festzulegen, d.h. eine Anzahl von Schaltkreisen müsste hergestellt werden, und es müsste eine Reihe von Spannungen angelegt werden und diejenige Spannung festgestellt werden, bei der eine Schädigung auftritt. Ein zweiter Schalter M85, ein n-Kanal-MOSFET mit einem Gate G85, ist zwischen das Gate G82 des zweiten MOSFET und dessen Drain D82 geschaltet. Die Schalt-Gates G84 und G85 sind mit einem Anschluss T86 verbunden, an dem eine Auswahlspannung angelegt werden kann.
Im normalen Betrieb wirkt der Schaltkreis 80 als Source-Folger, wobei der MOSFET MFG82 mit schwimmendem Gate als variable Stromquelle für den Source-Folger-MOSFET M81 dient. Bei dieser Art wird V_select beim Anschluss T86 auf ein hohes Potential (5 Volt) gelegt, wodurch der erste Schalter M84 aus- und der zweite Schalter M85 eingeschaltet wird; dadurch wird V_high gegenüber dem zweiten Gate G82 isoliert und werden das zweite Gate und der Drain G82/D82 miteinander verbunden. Der Schaltkreis 80 wird hierbei auch programmiert oder getrimmt: Der Drain-Source-Strom des Source-Folgers M81 wird mit dem Injektor I82 vorgegeben, an den eine Programmierspannung V_prog angelegt wird, um Ladung auf das schwimmende Gate F82 zu bringen; die Ladung wird auf diese Art übertragen, bis ein erforderlicher Wert der Ausgangsspannung an dem Drain D82 des MOSFET mit schwimmendem Gate (und auch bei 83 über den Schalter M85) bei einer vorgegebenen Eingangsspannung V_in erzeugt wird, die an dem Gate G81 des ersten MOSFET anliegt.
Wenn es erforderlich ist, einen einzelnen Schaltkreis in einem Array zu trimmen oder zu programmieren, so muss sichergestellt werden, dass andere Schaltkreise in dem Array davon nicht betroffen oder "ausgeschlossen" sind, wenn sie alle mit einer gemeinsamen Programmierspannungsquelle verbunden sind; dies erfolgt in dem Schaltkreis 80 in dem Ausschlussmodus durch Setzen von V_select am Anschluss T86 auf ein niedriges Potential (null Volt), wodurch der erste Schalter M84 ein- und der zweite Schalter M85 ausgeschaltet bleibt. Dadurch wird der Source-Folger M81/MFG82 gegenüber der Ausgangsleitung 83 isoliert und V_high mit dem zweiten Gate G82 verbunden; wie bereits erwähnt, liegt V_high bei 7 – 8 Volt bei einer 2 μm-CMOS-Geometrie oder einer ähnlichen so hoch, wie es der Schaltkreis ohne Beschädigung zulässt. Im Ausschlussmodus bleibt die Ladung des schwimmenden Gates im Wesentlichen unbetroffen vom Anlegen von V_prog; in der Praxis ist der Schaltkreis 80 nun unempfindlich gegenüber der Programmierung oder dem Trimmen, das in einem anderen derartigen Teilschaltkreis eines Arrays vorgenommen werden kann, der mit derselben Quelle für V_prog verbunden ist und in den Auswahlmodus geschaltet worden ist.
Ein Verfahren zum Programmieren eines Source-Folgepufferschaltkreises, um zu trimmbaren Pixeln in einem Abbildungssystem zu gelangen, wird im Folgenden beschrieben, wobei einmal mehr auf den Schaltkreis 60 in 6 Bezug genommen wird. Wenn ein Array von Schaltkreisen 60 hergestellt wird, hat jedes schwimmende Gate F67 eine unbekannte Menge von Ladung, die darauf gefangen ist, und daher ist das Potential des schwimmenden Gates unbekannt. Der erste Schritt in der Programmierungsabfolge ist eine Grobeinstellung zum Entfernen dieser festen Ladung, vorzugsweise Minimierung der Alterung des Injektors I67. Ultraviolettes (UV) Licht wird auf das Fenster UV67 zwischen dem schwimmenden Gate F67 und dem Injektor I67 gelenkt, um einen Leitungsvorgang zwischen ihnen hervorzurufen; über einen Zeitabschnitt (von möglicherweise wenigen Stunden) entweicht Ladung durch Lecks, so dass das schwimmende Gate F67 am Ende das gleiche Potential wie der Injektor I67 hat. Alternativ wäre es mit einem Schaltkreis mit einem ähnlichen Fenster, durch das UV-Licht auf die Isolation zwischen einem schwimmenden Gate und einem Steuer-Gate gelenkt werden kann, möglich, das schwimmende Gate auf das Potential des Steuer-Gates zu bringen, ohne den Injektor zu altern.
Das Potential des schwimmenden Gates kann alternativ auf einen Wert in der Nähe des korrekten Wertes mit Hilfe des Injektors I67 grob eingestellt werden. Bei einem Bildgebungssystem kann es Tausende von trimmbaren Pixeln geben, bei denen die endgültigen Spannungen des schwimmenden Gates alle innerhalb eines Intervalls von einigen zehntel Millivolt liegen und alle durch den Herstellungsprozess für den integrierten Schaltkreis (und/oder UV-Initialisierung) auf einen Punkt initialisiert werden, der einige Volt unterhalb ihrer gewünschten Werte liegt. Es wäre möglich, jedoch zeitaufwendig, jede Einrichtung individuell zu programmieren. Stattdessen werden alle schwimmenden Gates zuerst näherungsweise programmiert.
Eine ziemlich niedrige Spannung (14 Volt bei einer 2 μm-CMOS-Geometrie) wird an den Injektor I67 angelegt. Wenn zunächst die Spannung an dem schwimmenden Gate F67 bei null Volt liegt, was der Fall wäre, wenn Ultraviolett-Löschvorgang stattgefunden hätte, dann liegt zwischen diesem Gate und dem Injektor I67 eine effektive Programmierspannung ΔV_inj von 14 V. Wenn am Anfang die Spannung an dem schwimmenden Gate F67 bei V_fg liegt, so ist die effektive Programmierspannung ΔV_inj (14 V – V_fg). Die Programmierspannung führt zum Fowler-Nordheim-Tunnelprozess, d.h. Elektronen tunneln aus dem schwimmenden Gate F67, und durch das Potential des schwimmenden Gates wird ΔV_inj weiter reduziert. Da der Fowler-Nordheim-Tunnelprozess exponentiell von der Programmierspannung abhängt, reißt der Tunnelprozess schnell ab, und die Programmierung ist selbstbeschränkend. Die ursprüngliche Programmierspannung wird derart gewählt, dass sich die Programmierung mit einem ausreichenden Fehlerbereich selbst beschränkt, selbst wenn man die nachteiligste Kombination aus der größten zu erwartenden Feldzunahme (d.h. schnellste erwartete Programmierungsrate) und der niedrigsten zu erwartenden und erwünschten getrimmten Spannung des schwimmenden Gates zu Grunde legt.
Dieser Ablauf hat den Vorteil, dass auf Grund seiner Selbstbeschränkung keine Rückkopplungsschleife erforderlich ist, um zu entscheiden, ob die Programmierung angehalten werden soll oder nicht. Es besteht daher kein Bedarf, Pulse mit hoher Injektorspannung zu verwenden, da zwischen den Pulsen keine Entscheidungen getroffen werden müssen, ob die Programmierung angehalten werden soll oder nicht. Stattdessen wird eine konstante Injektorspannung verwendet, die auch schneller ist, da es keine Haltepunkte bei der Programmierung gibt, wie es zwischen den Pulsen der Fall wäre.
In einem abschließenden Programmierungsschritt wird jeder Schaltkreis 60 feineingestellt oder individuell getrimmt, unabhängig von den andern in dem Array, die daher ausgeschlossen werden müssen, so dass sie nicht programmiert werden. Der Ausschluss kann durch Schaltungen erreicht werden, wie sie mit Bezug auf 8 beschrieben wurden. Die Feintrimmung sollte in einer Rückkopplungsschleife erfolgen, wobei die Programmierung beendet wird, wenn die Ausgabe korrekt ist, wie es zum Beispiel in dem europäischen Patent EP 0 758 467 beschrieben wird, das der internationalen Anmeldung PCT/GB95/00741 entspricht und als WO 95/30963 veröffentlicht ist.
Es ist bekannt, Pulse zu verwenden, um die Potentiale von schwimmenden Gates fein zu trimmen; in EP 0 758 467 , die oben erwähnt wurde, wurden viele Hundert Pulse verwendet, um einen speziellen Schaltkreis zu trimmen. Untersuchungen im Rahmen der vorliegenden Erfindung haben zu der Erkenntnis geführt, dass dies Nachteile hat, da anscheinend langsam zerfallende Ladungsträgerfallen unbekannter Art aktiviert werden, wobei es sich um Grenzflächenzustände oder eventuell Oberflächenzustände handeln könnte; man beobachtet den Effekt, dass das scheinbare Potential des schwimmenden Gates relaxiert oder über einen Zeitraum von einigen Minuten bis zu einigen Stunden driftet. Daher wird der letztendlich programmierte Wert des Potentials des schwimmenden Gates erst Minuten oder Stunden nach dem Ende der Programmierungssequenz der Pulse erreicht.
Man fand überraschenderweise heraus, dass mit relativ wenigen (< 100) Pulsen langer Dauer (> 1 Sekunde), d.h. pseudokontinuierlichen Spannungen, die Aktivierung langsam zerfallender Ladungsträgerfallen anscheinend weniger wahrscheinlich ist und das Potential des schwimmenden Gates für eine Drift nach dem Ende der Programmierung sehr viel weniger anfällig ist. Folglich beschleunigt sich die Programmierung.
Die Abschlussprogrammierung erfolgt daher vorzugsweise mit pseudokontinuierlichen Spannungen. Um den Source-Folger M65 fortlassen zu können, damit eine große Kapazität in der Messeinrichtung eingesetzt werden kann, wird der Ausgang 69 des Schaltkreises 60 auf einer gewünschten Endpunktspannung gehalten. Der Schaltkreis 60 wird dann durch Anlegen einer Spannung V_inj an den Injektor I67 des MOSFET MFG67 mit schwimmendem Gate programmiert, bis der Ausgangsstrom des Source-Folgers null ist, was zur Folge hat, dass sich der MOSFET M65 im Gleichgewicht mit dem anliegenden Eingangssignal (z.B. eine gleichförmige Lichtquelle) befindet, so dass sich der gewünschte Ausgangswert ergibt. Diese Ausgangsspannung ist beim Programmieren niedriger als die endgültig getrimmte Ausgangsspannung, da das Injektorpotential bei der Programmierung auf das schwimmende Gate durchkoppelt. Eine einfache Rückkopplungsschleife wird benötigt, um die gewünschte getrimmte Ausgangsspannung mit der äquivalenten Zielspannung bei der Programmierung anzugleichen, ähnlich wie es in der oben erwähnten EP 0 758 467 beschrieben wird.
Wenn die Ausgangsspannung bei der Programmierung V_OP ist, die endgültige getrimmte Ausgangsspannung V_T ist und V_T – V_OP = δV eine Spannung ist, dann gilt:
wobei C_inj die Kapazität zwischen dem schwimmenden Gate F67 und dem Injektor I67 ist und C_ToT die Gesamtkapazität des schwimmenden Gates ist.
Die Fehlerspannung δV hängt daher von der Injektorspannung V_inj, die bekannt ist, und von dem Kopplungsverhältnis
ab; obgleich das Verhältnis
tatsächlich leicht von Einrichtung zu Einrichtung variiert, kann es in erster Näherung einmal abgeleitet oder berechnet werden, und bei allen schwimmenden Gates auf dem Chip kann angenommen werden, dass sie dasselbe Kopplungsverhältnis haben.
Das Kopplungsverhältnis kann experimentell bestimmt werden, indem man beobachtet, in welchem Maß sich die Ausgangsknotenspannung bewegt, wenn ein bekanntes V_inj angelegt und abgekoppelt wird. V_inj ist vorzugsweise ziemlich niedrig (z.B. 5 Volt), um eine zufällige Programmierung des schwimmenden Gates F67 zu vermeiden.
Alternativ kann man
erhalten durch Extrahieren aller relevanten Kapazitätswerte aus dem Schaltkreis 60 und Berechnen von δV aus diesen extrahierten Werten.
δV wird beim Programmieren des Schaltkreises 60 berücksichtigt. Mit einer Simulation kann man bestimmen, welcher Ausgangsstrom bei einem bekannten δV erwartet werden kann, und die Programmierung wird mit diesem Zielstrom als Endpunkt fortgeführt. Wenn die Injektorspannung abgenommen wird, sollte sich das schwimmende Gate auf oder sehr nahe bei dem korrekten Potential befinden, und der Ausgangsstrom sollte sehr nahe bei null liegen.
Bei steigender Spannung des schwimmenden Gates eines ausgewählten MOSFET MFG67 und konstantem V_inj nimmt ΔV_inj ab, und die Programmierungsrate fällt exponentiell ab. Es ist daher besser, V_inj mit dem Ziel, ein konstantes ΔV_inj und damit eine konstante Programmierungsrate beizubehalten, graduell anzuheben. Dies ist umso wünschenswerter, selbst wenn man eine gepulste Programmierungsabfolge enthält, da anderenfalls Einrichtungen, die länger zur Konvergenz brauchen, kleinere ΔV_inj-Werte haben als die, die bereits konvergiert sind, und daher länger benötigen, um ihre erforderlichen Endpunkte zu erreichen.
Idealerweise sollte jeder Schaltkreis 60 unter Verwendung derselben endgültigen Injektorspannung (d.h. der Spannung, die für die letzten Millivolt der Programmierung benötigt werden) programmiert werden. Dies ist der Fall, weil die Injektorspannung auf das schwimmende Gate durchkoppelt und dessen Potential verändert. Damit wird bei der Programmierung jegliche Differenz bei der Injektorspannung zwischen zwei Einrichtungen zu verschiedenen Spannungen des schwimmenden Gates führen und damit zu Differenzen bei den programmierten Spannungen des schwimmenden Gates nach Abkopplung der Injektorspannung.
Selbst wenn dieselben Injektorspannungen verwendet werden, wird es einige Unterschiede auf Grund verschiedener Injektorgrößen geben. Somit ist es für die maximale Genauigkeit beim Trimmen der letzten Millivolt oder ähnlich von Vorteil, wenn dies in einer Rückkopplungsschleife erfolgt, um die erforderliche Ausgangsspannung einzustellen. Dies entspricht der Verwendung von Pulsen, aber es werden nur sehr wenige (nur vierundzwanzig zum Beispiel) und die von langer Dauer sein (zwischen Sekunden und Zehnteln von Sekunden, je nach Größe der angelegten Injektorspannung). Unter normalen Umständen gibt es weniger als einhundert Pulse mit jeweils mehr als einer Sekunde Dauer.
Wie bereits erwähnt, ist es zum Programmieren eines Arrays von Schaltkreisen 60 notwendig, diejenigen Einrichtungen nicht auszuwählen, die bereits auf ihre erforderlichen Ausgänge getrimmt worden sind. Eine Option besteht darin, die Schaltung nach 8 zu verwenden oder alternativ das Steuer-Gate G67 auf eine hohe Spannung zu ziehen, d.h. auf die Versorgungsspannung V_DD des Schaltkreises oder höher, was später erläutert werden wird (das Gate G67 befindet sich auf einem niedrigen Potential, d.h. Masse, zum Programmieren). Diese Spannung koppelt auf das schwimmende Gate durch und hebt dessen Potential um V_DDC_cgfg/ C_ToT an (Parameter werden definiert mit Bezug auf die Gleichung (4)), was etwa 2,5 V bedeutet, wodurch ΔV_inj um diesen Betrag abgesenkt wird. Um eine Umprogrammierung ausgeschlossener Schaltkreise zu vermeiden, wird ΔV_inj ausreichend reduziert, um dafür zu sorgen, dass die Tunnelung vernachlässigbar ist, selbst wenn die Injektorspannung über eine längere Zeit angelegt wird. Dies hat zur Folge, dass ΔV_inj so niedrig wie möglich sein muss, zum Beispiel 13 V anstelle von 15 V. Dadurch wird die Rate der Programmierung ausgewählter Einrichtungen stark (exponentiell) verlangsamt und ist unter Umständen nicht mehr praktikabel, wenn große Zahlen von Schaltkreisen getrimmt werden sollen.
Als eine Alternative lässt sich die Spannung des ausgeschlossenen schwimmenden Gates anheben, so dass die Differenz ΔV_inj zwischen ihr und der Spannung V_inj an dem Injektor I67 verringert wird. Dies kann durch Anheben von C_cgfg/C_TOT erfolgen, um dafür zu sorgen, dass die angelegte Spannung besser zu dem schwimmenden Gate durchkoppelt, aber dies geschieht auf Kosten der Vergrößerung des Schaltkreises. Ein anderer Ansatz besteht darin, die Pull-up-Spannung an dem Steuer-Gate G67 von einer Schaltkreisversorgungsspannung V_DD von 5 Volt, wie oben erwähnt, auf einen höheren Wert für die Nichtauswahlspannung V_desel von beispielsweise 7 – 8 Volt anzuheben. Dies hat den Effekt, dass ΔV_inj bei ausgeschlossenen Schaltkreisen abgesenkt wird und daher ein größeres ΔV_inj bei den ausgewählten Schaltkreisen und somit kürzere Programmierungszeiten möglich werden. Der p-Kanal-Transistorschalter M66, durch den die Schaltkreisausgangsspannung mit einer gemeinsamen Leitung verbunden ist, wird hart abgeschaltet und erträgt leicht ein Anheben der Spannung über seinem Gate um 2 – 3 Volt. Die hohe "Aus"-Spannung V_desel wird nur während der Programmierung benötigt. Im Normalbetrieb wäre V_desel gleich V_DD, wenn der Schaltkreisausgang nicht gelesen wird, und null Volt im anderen Fall.
Es wurden integrierte Schaltkreise oder Chips gemäß der Erfindung jeweils mit zwei trimmbaren Pixel-Schaltkreisen 60 und jeweils mit einem Fototransistor PT61 hergestellt. Jeder Schaltkreis wurde erst durch Initialisieren mit ultraviolettem Licht und dann danach mit einer kontinuierlichen und langsam zunehmenden angelegten Injektorspannung getrimmt, bis der Schaltkreisausgangsstrom bei der gewünschten Zielausgangsspannung null war. Diese Zielspannung wurde in Rückkopplung gesetzt, so dass die letztendlich getrimmte Ausgangsspannung (ohne angelegte Injektorspannung) korrekt war.
Eine Analyse des Pixel-Schaltkreises 60 zeigt, dass der Fehler ΔV_out beim Trimmen einer Ausgangsspannung V_out von der Form
ist, wobei U_T die thermische Spannung ist, κ der Neigungsparameter unterhalb des Schwellenwertes des MOSFETs M63 und M64 ist, I_ph der Fotostrom ist und I_tr der Fotostrom ist, bei dem die Vorrichtung getrimmt worden ist.
Ein erster Pixel-Schaltkreis auf einem Chip wurde bei einem ziemlich hohen Umgebungslichtpegel getrimmt, der einem Fotostrom von etwa 10,5 nA entspricht. Der zweite wurde bei einem Fotostrom etwa eine Dekade darunter bei 1,5 nA getrimmt. Die Ergebnisse lagen in derselben Form wie Gleichung (6) vor, wobei der Fehler bei V_out bei dem getrimmten Fotostrompegel null betrug und ansonsten proportional zum natürlichen Logarithmus des Verhältnisses des Fotostroms zu dem getrimmten Fotostromwert war.
Die Ergebnisse wurden für zwei Pixel-Schaltkreise auf einem speziellen Chip über einen Bereich von fünf Dekaden des Fotostroms gemessen. Dies ist in Übereinstimmung mit dem vorhergesagten Betriebsbereich. Bei einem bestimmten Pegel der Strahlungsintensität an jedem Pixel-Schaltkreis war es möglich, die Schaltkreisausgangsspannungen innerhalb von 0,5 mV aneinander anzupassen.
Diese Ergebnisse legen es nahe, dass bei maximaler Genauigkeit über den größten Bereich ein Pixel-Schaltkreis gemäß der Erfindung in der Mitte seines Betriebsbereiches auf einer logarithmischen Skala getrimmt werden sollte. Wenn er alternativ bei niedrigen Umgebungslichtpegeln eingesetzt werden soll, sollte er auf diesen Pegel getrimmt werden, was zur Folge hätte, dass der größte Teil der Fehler zum hell erleuchteten Ende des Betriebsbereiches verschoben wird. Dadurch würden folglich die hellsten Merkmale in einem generell schlecht beleuchteten Beobachtungsbereich gestört. Wenn die gesamte Umgebungsbelichtung gegenüber dem Pegel angehoben wird, bei dem die Pixel getrimmt wurden, würden Pixel-Fehler eher bemerkt. Eine Art der Einstellung der Apertur kann dann eingesetzt werden, um die Menge des einfallenden Lichtes bei hell erleuchteten Szenarien zu reduzieren, um die gewünschte Empfindlichkeit wieder herzustellen.

Claims

Pufferschaltkreis mit einem MOSFET-Leistungsverstärkerpuffer (M1, M42) und einem zweiten MOSFET (MFG3, MFG41) zum Steuern von Strom durch einen Eingangs- oder Ausgangsknoten (V_x, V_out) des Schaltkreises, wobei der zweite MOSFET (MFG3, MFG41) ein schwimmendes Gate (F3, F41) umfasst, das aufgeladen werden kann, um die Schaltkreiseigenschaften zu verändern, und der Schaltkreis eine Einrichtung zum Speichern von Ladung auf dem schwimmenden Gate (F3, F41) in der Weise umfasst, dass die Schwellenspannung des zweiten MOSFETs geändert wird, dadurch gekennzeichnet, dass der MOSFET-Leistungsverstärker ein Source-Folger (M1, M42) ist und dazu dient, einen Sensor zu puffern, und dass der Schaltkreis Teil eines Arrays von gleichartigen Pufferschaltkreisen ist, von denen jeder in Bezug auf die anderen durch Abspeicherung von Ladung auf seinem jeweiligen schwimmenden Gate derart getrimmt wurde, dass unerwünschte Beiträge zu Pufferschaltkreiseingangssignalen oder Abweichungen voneinander zwischen den Eigenschaften der verschiedenen Source-Folger-Schaltkreise in dem Array kompensiert werden.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sensor ein fotoempfindliches Element (PT61) und der Schaltkreis (60) ein Pixel-Schaltkreis ist.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite MOSFET (MFG53) zur Steuerung des Strom durch einen Knoten des Eingangsschaltkreises (D53) dient und mit einem Sensor (PT51) in Reihe geschaltet ist, durch den der Strom im Normalbetrieb fließt.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite MOSFET (MFG67) zum Steuern des Strom durch einen Knoten des Ausgangsschaltkreises (S65) dient und schaltbar zwischen ausgewähltem und ausgeschlossenen Zustand ist.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite MOSFET (MFG53, MFG67) ein Steuer-Gate (G53, G67) umfasst und der Schaltkreis (50, 60): a) ausgewählt werden kann, um Ladung auf dem schwimmenden Gate (F53, F67) im Programmierungsbetrieb zu speichern, und b) ausgeschlossen werden kann, um eine Speicherung von Ladung auf dem schwimmenden Gate (F67) bei einem Programmierungsbetrieb in Bezug auf andere Schaltkreise des Arrays zu vermieden.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite MOSFET (MFG53) zum Steuern von Strom durch einen Knoten des Eingangsschaltkreises (D53) und durch einen Fototransistor (PT51), der damit in Reihe geschaltet ist, dient, wobei der zweite MOSFET (MFG53) ein Steuer-Gate (G53) und einen Drain (D53) aufweist, die miteinander verbunden sind, um eine kapazitive Kopplung zwischen dem Drain (D53) und dem schwimmenden Gate (F53) über das Steuer-Gate (G53) zu ermöglichen.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Fototransistor (PT51) einen Emitter (PC51) aufweist, der mit dem Drain (D53) des zweiten MOSFET verbunden ist, der seinerseits mit einem Gate (G65) des Source-Folgers (M65) verbunden ist, und der Source-Folger (M65) in Reihe mit einem Schalter (M55) angeordnet ist, der betätigt werden kann, um Ausgangssignale des Source-Folgers an einen Schaltkreisausgang (56) zu legen.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Source-Folger (M65) ein Gate (G65) aufweist, das geschaltet ist, um Signale von einem Fototransistor (PT61) in Reihe mit einer Last mit wenigstens einem als Diode geschalteten MOSFET (M63, M64) geschaltet ist, wobei der zweite MOSFET (MFG67) zum Steuern des Stroms durch einen Knoten des Ausgangsschaltkreises mit einer Source (S65) des Source-Folgers (M65) dient und in Reihe geschaltet ist mit dem Source-Folger (M65) und einem Schalter (M66) und der Schalter (M66) betätigt werden kann, um den Schaltkreis (60) auszuwählen und Ausgangssignale davon an einen Schaltkreisausgang (69) zu legen.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite MOSFET (MFG72) als Last des Source-Folgers (M71) geschaltet ist und Strom durch einen Knoten des Ausgangsschaltkreises mit einer Source (S71) des Source-Folgers (M71) steuert und in Reihe geschaltet ist mit einem Schalter (M73) und der Schalter (M73) und der zweite MOSFET (MFG72) gemeinsam betätigt werden können, um den Schaltkreis (70) auszuwählen und Ausgangssignale von dort an einen Ausgang (74) zu legen.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zum Speichern von Ladung eine Programmiervorrichtung (I82, M84, M85, T86) umfasst sowohl zum Speichern von Ladung auf dem schwimmenden Gate (F82) des zweiten MOSFET in Abhängigkeit von der beabsichtigten Programmierung des Schaltkreises (80) als auch zu seinem Ausschluss von der gewollten Programmierung anderer Schaltkreise.