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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Empfangsabschnitt eines
Telefons des Typs, der in dem Oberbegriff von Anspruch 1 definiert
ist.
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Das
Signal, das durch ein Telefon eines digitalen Telefonnetzes empfangen
wird, wird zuerst demoduliert und dann in digitaler Form verarbeitet,
wird in analoge Form umgewandelt und schließlich verstärkt und an einen elektroakustischen
Wandler angelegt.
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Der
Empfangsabschnitt eines Telefons kann schematisch dargestellt werden,
wie es in 1 gezeigt ist. Ein demoduliertes
Digitalsignal RX-IN, das durch eine Empfangs- und Demodulationseinheit 10 erzeugt
wird, wird an den Eingang einer Schaltungseinheit 11 angelegt,
in der dasselbe in analoge Form umgewandelt und gefiltert wird und
seine Spannung verstärkt
wird. Der Analogsignalausgang von der Einheit 11 wird an
den Eingang eines Leistungsverstärkers 12 angelegt,
der das Signal zu einem elektroakustischen Wandler 13,
wie z. B. einer elektromagnetischen Einheit oder einem Lautsprecher
mit ausreichender elektrischer Leistung für den Betrieb desselben, übertragen
kann. Die Verstärkung
des Leistungsverstärkers 12 wird
durch das Verhältnis
zwischen dem Widerstandswert eines Rückkopplungswiderstandes R2,
der zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Verstärkers geschaltet
ist, und den Widerstandswert eines Widerstandes R1, der zwischen
den Ausgang der Einheit 11 und den invertierenden Eingang
des Verstärkers
geschaltet ist, bestimmt.
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Um
eine Leistungsdissipation zu verhindern, wenn das Telefon nicht
in Gebrauch ist, ist eine Schaltungseinrichtung, die auf eine externe
Aktivierungs- oder Deaktivierungssteu erung anspricht, sowohl in
der Einheit 11 als auch in dem Verstärker 12 bereitgestellt.
Diese Funktion ist dargestellt durch die Verbindungen der Einheit 11 und
des Verstärkers 12 mit
einem Anschluss, an den ein Einbitdigitalsignal PD (power down – Ausschalten)
angelegt werden kann. Herkömmlicherweise
entspricht das Signal PD = 1 einem Nullstromabsorptionszustand,
und das Signal PD = 0 ermöglicht
eine Absorption von Strom von der Versorgung (power up – Einschalten).
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Bekanntlich
unterliegen jedes Mal, wenn eine Änderung von dem „Ausschalt"-Zustand zu dem „Einschalt"-Zustand oder umgekehrt
vorliegt, sowohl die Signalverarbeitungseinheit als auch der Leistungsverstärker einem
abrupten Spannungs- und Stromübergang,
bevor dieselben den stabilen Betriebszustand erreichen. Während dieses Übergangs werden
elektrische Störungen
mit Frequenzkomponenten in dem akustischen Band erzeugt und in hörbares und
störendes
Rauschen in dem elektroakustischen Wandler übersetzt.
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Um
diese Probleme zu umgehen, wurden verschiedene Maßnahmen
getroffen, die eine Reihen- und/oder Parallelschaltung aktiver und
passiver Komponenten mit dem Wandler vorsehen, um die unerwünschten
elektrischen Störungen
herauszufiltern. Eine Lösung
diesen Typs benötigt
aber relativ voluminöse
Komponenten außerhalb
des Leistungsverstärkers,
der normalerweise in der Form einer integrierten Schaltung vorliegt.
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Es
wurde auch vorgeschlagen, Verarbeitungseinheiten und Verstärkungseinheiten
mit symmetrischen Ein- und Ausgängen
zu verwenden, um zumindest einige der möglichen Störungen, insbesondere so genannte
Gleichtaktstörungen,
aufzuheben. Die Verwendung von symmetrischen Verstärkungseinheiten
wurde jedoch gemäß dem Stand
der Technik nur für
vorteilhaft gehalten, wenn der elektroakustische Wandler zwischen
die zwei symmetrischen Ausgänge
geschaltet werden konnte. Wenn dies jedoch nicht möglich war,
weil einer der An schlüsse
des Wandlers mit einem festen Leistungsanschluss verbunden sein
musste, z. B. mit der Masse der Schaltung, war es nicht möglich, den
eigentlichen Vorteil des symmetrischen Verstärkers zu nutzen.
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Die
Europäische
Patentanmeldung EP-A-0 642 247 offenbart eine Lautsprechvorrichtung
für Telefonschaltungen.
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Die
Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Empfangsabschnitt
für ein
Telefon zu schaffen, der eine Endstufe und einen elektroakustischen
Wandler, bei dem einer der Anschlüsse desselben mit dem Masseanschluss
verbunden ist, aufweist und der frei von den oben beschriebenen Störungen ist
und keine Filterkomponenten benötigt.
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Diese
Aufgabe wird durch die Bereitstellung des Empfangsabschnitts, der
allgemein in dem ersten Anspruch definiert und charakterisiert ist,
erreicht.
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Die
Erfindung wird aus der folgenden, detaillierten Beschreibung eines
nicht beschränkenden Ausführungsbeispiels
derselben, die mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen gegeben wird,
besser ersichtlich. Es zeigen
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1 ein
Blockdiagramm eines allgemeinen Empfangsabschnitts eines Telefons,
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2 ein
Blockdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt, und
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3 eine
Kennlinie, die die zeitliche Beziehung zwischen den zwei Steuersignalen
der Schaltung von 2 zeigt.
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Mit
Bezugnahme auf 2, bei der Elemente, die mit
denjenigen von 1 identisch sind oder denselben
entsprechen, durch die gleichen Bezugszeichen angezeigt sind, empfängt eine
Verarbeitungseinheit 11 mit einer symmetrischen Struk tur
ein demoduliertes Digitalsignal RX-IN als einen Eingang und liefert
ein symmetrisches Analogsignal an zwei Ausgängen. Die Ausgänge der
Einheit 11 sind mit den Eingängen einer Endleistungsstufe
verbunden, die durch einen symmetrischen Differenzverstärker oder
einen Volldifferenzverstärker 12 gebildet
ist; insbesondere ist jeder Ausgang mit einem der Eingänge des
Verstärkers 12 über einen
Widerstand R1A oder R1B in Reihe mit einem n-Kanal-MOSFET-Transistor M1A
oder M1B, der die Funktion eines elektronischen Schalters aufweist,
verbunden. Die Differenzausgänge 15 und 16 des
Verstärkers 12 sind
in einer Rückkopplungsanordnung
mit dem invertierenden bzw. dem nicht-invertierenden Eingang desselben über jeweilige
Widerstände
R2A, R2B, jeder in Reihe mit einem MOSFET-Transistor M2A, M2B, der
zur Leitung vorgespannt ist, verbunden.
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Bei
dem gezeigten Ausführungsbeispiel
bilden die Schaltungseinheiten 10, 11 und 12 und
die Verbindungselemente zwischen denselben Teile einer monolithischen
integrierten Schaltung, die allgemein mit 5 bezeichnet
ist.
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Ein
Ausgang des Verstärkers 12,
der mit 15 bezeichnet ist, ist mit einem Anschluss OUT
der integrierten Schaltung 5 verbunden. Ein Schalter 21 außerhalb
der integrierten Schaltung, der z. B. durch zwei MOSFET-Transistoren
gebildet ist, kann einen elektroakustischen Wandler 13 mit
dem Anschluss OUT oder einem anderen Anschluss der integrierten Schaltung,
der mit REF bezeichnet ist, mittels eines Entkopplungskondensators
Cest verbinden. Der Schalter 21 weist einen Steuerungsanschluss 7 auf, der
mit einer Steuerungseinheit 20 verbunden ist, die ebenfalls
in der integrierten Schaltung 5 enthalten ist. Der Anschluss
REF ist mit dem Zwischenabgriff eines Spannungsteilers verbunden,
der durch zwei Widerstände
Rcm1 und Rcm2 gebildet ist, die zwischen den Ausgang eines Operationsverstärkers 30 und den
Masseanschluss der integrierten Schaltung geschaltet sind. Der invertierende
Anschluss des Operationsverstärkers 30 ist
mit seinem Ausgang verbunden und der nicht-invertierende Anschluss
desselben ist mit einem Generator (nicht gezeigt) einer Referenzspannung
Vref verbunden. Der Anschluss REF ist auch mit dem nicht-invertierenden
Eingang eines Operationsverstärkers 31 verbunden,
dessen invertierender Eingang mit dem anderen Ausgang 16 des Differenzverstärkers 12 verbunden
ist. Der Verstärker 31 stellt
eine Gleichtaktrückkopplungsschaltung
dar, die normalerweise in einem symmetrischen Verstärker bereitgestellt
ist zum Steuern der Gleichtaktreferenzspannung des Ausgangssignals.
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Die
Verarbeitungseinheit 11 und der Differenzverstärker 12 werden
durch eine Spannungsversorgung Vcc, die nicht gezeigt ist, versorgt
und weisen jeweils eine Schaltungseinrichtung auf, die die Versorgung
derselben in Abhängigkeit
von einem Signal, das an einen jeweiligen Aktivierungsanschluss 17 oder 18 angelegt
wird, freigibt oder sperrt.
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Die
Steuerungseinheit 20 weist einen Eingangsanschluss 19 auf,
der ein Binärsignal
PD (Ausschalten) empfängt,
das durch eine zentrale Steuerungseinheit 3 der Telefonschaltungen
erzeugt wird, die unter anderem den Ein-/Aus-Zustand der Schaltungen
des Empfangsabschnitts steuert. Die Steuerungseinheit 20 spricht
auf das Signal PD an und erzeugt gemäß einem vorbestimmten Zeitprogramm das
Signal SW zum Steuern des Schalters 21 und zwei Aktivierungs-/Deaktivierungssignale
PD1 und PD2 an den Aktivierungsanschlüssen 17 und 18 der Verarbeitungseinheit 11 bzw.
der Verstärkungseinheit 12.
Das Signal PD1 wird auch an einen Aktivierungs-/Deaktivierungsanschluss 9 des
Operationsverstärkers 30 und über einen
Inverter 25 an die Gate-Anschlüsse der
n-Kanal-MOSFET-Transistoren M1A und M1B angelegt. (Der Inverter 25 ist
nötig,
da die n-Kanal-Transistoren
M1A und M1B geschlossen werden müssen,
wenn der Verstärker 12 aktiviert wird;
da dies geschieht, wenn das Binärsignal
PD1 bei einem niedrigen Pegel ist (PD1 = 0), muss dieses Signal
invertiert werden, um die positive Spannung aufzuweisen, die notwendig
ist, um die n-Kanal-Transistoren
M1A und M1B zu steuern; falls p-Kanal- Transistoren statt n-Kanal-Transistoren
verwendet würden,
wäre der
Inverter nicht notwendig).
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Die
Widerstände
R1A, R1B und R2A, R2B dienen dazu, die Verstärkung des Verstärkers 12 zu bestimmen.
Die Funktion der Transistoren M2A und M2B, die zur Leitung vorgespannt
sind, besteht ausschließlich
darin, zum Bestimmen der Verstärkung
einen zusätzlichen
Widerstandswert in die Rückkopplungsschaltung
einzubringen, der gleich demjenigen der leitfähigen Transistoren M1A und
M1B ist. Die Verstärkung
des Verstärkers
wird durch das Verhältnis
zwischen dem Rückkopplungswiderstandwert und
dem Widerstandswert in Reihe mit dem Eingangsanschluss bestimmt.
Bekanntlich ist es wegen der großen Veränderlichkeit der Herstellparameter während des
Entwurfs einer integrierten Schaltung nicht möglich, den Widerstandswert
eines einzelnes Widerstandes genau vorherzusagen, es ist jedoch möglich, zwei
Widerstände
mit einem exakten Verhältnis
zwischen ihren Widerstandswerten herzustellen. Die Verbindung eines
Transistors (M1A, M1B) mit einem gegebenen Widerstandswert, wenn
er leitfähig
ist, in Reihe mit jedem der Eingänge,
modifiziert das Verhältnis,
das bei der Entwurfsstufe zwischen dem Rückkopplungswiderstandswert
und dem Widerstandswert in Reihe mit den Eingängen eingestellt wurde. Der
Widerstandswert jedes der leitfähigen Transistoren
M2A und M2B in Reihe mit den Rückkopplungswiderständen gleicht
die Modifizierung dieses Verhältnisses
aus.
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Der
Betrieb der Schaltung wird nun betrachtet. Wenn das Signal PD sich
von 1 zu 0 ändert,
d. h. von einem ausgeschalteten Zustand zu einem eingeschalteten
Zustand (Einschalten), erzeugt die Steuerungseinheit 20 ein
Signal PD2 = 0. Die Verarbeitungseinheit 11 wird durch
dieses Signal an dem Aktivierungs-/Deaktivierungsanschluss 17 aktiviert. Nach
einer vorbestimmten Verzögerung
erzeugt die Steuerungseinheit 20 ein Signal PD1 = 0, das
an den Aktivierungs-/Deaktivierungsanschluss 18 der Verstärkungseinheit 12 angelegt
wird. Die ausgewählte Verzögerung ist
lang genug, um zu ermöglichen, dass
sich die Verarbeitungseinheit 11 einschwingt; die Störungen,
die an dem Ausgang der Einheit 11 vorhanden sind, haben
somit keine Wirkung auf den Verstärker 12 oder auf den
elektroakustischen Wandler 13, da der Verstärker ausgeschaltet
ist und die Transistoren M1A und M1B sich wie Leerlaufschaltungen
verhalten, während
die Einheit 11 sich einschwingt. Zeitgleich mit der Aktivierung
des Verstärkers 12 werden
die Ausgänge
der Einheit 11 über
die leitfähigen
MOSFET-Transistoren M1A und M1B mit den Eingängen des Verstärkers 12 verbunden.
Wenn das Eingangssignal des Differenzverstärkers 12 stabil ist,
kann nur eine Gleichtaktstörung
aufgrund des Einschwingens des Verstärkers selbst an den Ausgängen 15 und 16 des
Verstärkers
vorhanden sein.
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Wie
es bereits zu Beginn erwähnt
wurde, würden
die Gleichtaktstörungen
aufgehoben, wenn der elektroakustische Wandler zwischen die zwei Ausgangsanschlüsse des
symmetrischen Verstärkers
geschaltet werden könnte.
Wenn derselbe jedoch gemäß dem Stand
der Technik zwischen einen der Ausgänge und die Masse geschaltet
werden muss, können
die Störungen,
die an dem Ausgang vorhanden sind, nur durch geeignete Filter beseitigt werden.
Im Gegensatz dazu ermöglicht
es die Erfindung, dass die Störungen
beseitigt werden, obwohl der Wandler zwischen einen der Ausgänge und
Masse geschaltet ist. Dies wird ersichtlich durch ein Betrachten
des Betriebs der Endstufe des Empfängerabschnitts gemäß dem Ausführungsbeispiel
der Erfindung, das in 2 gezeigt ist.
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Während der
Ausschaltstufe, d. h. wenn PD = 1 und PD1 = 1, sind die Verstärkungseinheit 12 und der
Operationsverstärker 30 inaktiv
und weisen im Wesentlichen das Massepotential auf, obwohl ihre Ausgänge eine
hohe Impedanz zu der Masse der Schaltung aufweisen. Die Zeitgebung
der Signale, die durch die Steuerungseinheit 20 bestimmt
ist, ist derart, dass sich in dieser Situation der Schalter 21 in der
Stellung befindet, die in 2 gezeigt
ist, so dass der Kondensator Cest mit dem Zwischenabgriff 4 des Teilers
Rcm1, Rcm2 verbunden ist und deshalb entladen wird.
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Auf
einen Wechsel von dem Ausschaltzustand zu dem Einschaltzustand hin,
d. h. von PD = 1 zu PD = 0, wird der Schalter 21 mit einer
vorbestimmten Verzögerung
umgeschaltet zu der Stellung, bei der der Kondensator Cest mit dem
Anschluss OUT verbunden ist, d. h. mit dem Ausgang 15 der
Verstärkungseinheit 12.
Die Beziehung zwischen dem Signal PD und dem Signal SW ist in der
Kennlinie von 3 gezeigt, bei der Δt die Schaltverzögerung anzeigt.
Während
der Periode Δt,
in der die Einheit 12 und der Operationsverstärker eingeschaltet
sind, steigt die Spannung an dem Zwischenabgriff 4 des Teilers
von 0 (Massepotential) zu einem Wert Vcm, der durch die Eingangsspannung
Vref bestimmt ist, mit einer Zeitkonstante τ1 = Rp·Cest, bei der Rp der Widerstandswert
der parallelen Widerstände
Rcm1 und Rcm2 ist, und Cest die Kapazität des Kondensators ist, der
durch das gleiche Symbol bezeichnet ist. Die Widerstände und
der Kondensator sowie die Versorgungsspannung Vcc und die Referenzspannung Vref
sind derart ausgewählt,
dass die folgende Gleichung zutrifft: Vcm = Vref·Rcm2/(Rcm1
+ Rcm2) = Vcc/2
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Typische
Werte für
dieses Ausführungsbeispiel
sind Vcc = 2,7 V, Vref = 2,3 V, Rcm1 = 22 Kohm, Rcm2 = 32 Kohm,
so dass Vcm = 1,36 V, Cest 10 μF und τ1 = 130ms.
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Unter
diesen Bedingungen ist die Spannung an dem Ausgang 15 in
Ruhe gleich Vcm (dem Gleichtaktreferenzspannungswert) aufgrund der
Wirkung der Gleichtaktrückkopplungsschaltung.
Die Auswahl der Werte ist nicht entscheidend, da der Spannungswert
in Ruhe auch von der Hälfte
der Versorgungsspannung Vcc versetzt werden kann, wobei dieser Wert
ausschließlich
ausgewählt
wird, um einen maximalen Ausgangsvolumenbereich zu gewährleisten.
Hinsichtlich der Zeitkonstante reicht es aus, dass dieser größer ist
als ein Mini malwert, z. B. 100 ms, der die Abwesenheit von Akustikbandfrequenzen
bei dem Kondensatorladeeinschwingvorgang gewährleistet. Die Verzögerung Δt, die für das Umschalten
des Schalters 21 (SW von 1 zu 0) ausgewählt ist, ist ziemlich lang,
um zu gewährleisten,
dass der Kondensator Cest auf die Spannung Vcm geladen wird, z.
B. Δt =
1 s. Aufgrund der Wirkung der Gleichtaktrückkopplungsschaltung nimmt
die Spannung in Abwesenheit eines Eingangssignals an die Einheit 12 an
dem Anschluss OUT mit der gleichen Geschwindigkeit wie die Spannung
in dem Kondensator Cest zu. Erst nachdem die Spannung an dem Ausgangsanschluss
OUT ihren Ruhewert Vcm erreicht hat, d. h. nach etwa 1 s, ändert sich
das Steuersignal SW von 1 zu 0 und führt ein Umschalten des Schalters
herbei, um den Ausgangsanschluss OUT in Kommunikation mit dem Kondensator
Cest zu setzen. Da der Kondensator Cest bereits auf eine Spannung
geladen ist, die gleich der Spannung Vcm ist, bei der es sich um
die Spannung an dem Ausgang 15 des Verstärkers 12 in
Ruhe handelt, kann das verstärkte
Sprachsignal zu dem elektroakustischen Wandler 13 in einer
linearen Weise übertragen
werden, d. h. ohne die Überlagerung
von Akustikbandkomponenten, die nicht zu dem Signal gehören.
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Auf
einen Wechsel von dem Einschaltzustand (PD = 0) zu dem Ausschaltzustand
(PD = 1) hin, erzeugt die Steuerungseinheit 20 ein Signal
SW = 1, das ein sofortiges Umschalten des Schalters 21 herbeiführt, der
somit zu der Stellung, die in 2 gezeigt
ist, zurückkehrt.
Der Kondensator Cest wird durch den Widerstand Rcm2 mit einer Zeitkonstante τ2 = Rcm2·Cest,
die größer ist
als die Ladezeitkonstante, entladen, wodurch es ermöglicht wird,
dass der Kondensator Cest ohne Hochfrequenzeinschwingvorgänge entladen
wird.
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Zur
Zusammenfassung, jegliche Störungen, die
zwischen den Ausgängen 15 und 16 des
Verstärkers 12 aufgrund
des Einschwingens der Spannungen und der Ströme, wenn der Verstärker aktiviert oder
deaktiviert wird, vorhanden sind, weisen keine Wirkung auf den Wandler 13 auf,
da dieselben auftre ten, wenn der Wandler nicht mit dem Ausgang OUT verbunden
ist. Außerdem
wird während
der Aktivierung/Deaktivierung des Verstärkers 12 der Kopplungskondensator
Cest graduell und somit ohne ein Erzeugen von Spannungs- oder Stromschwankungen,
die hörbares
Rauschen in dem Wandler 13 erzeugen, geladen/entladen.
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Ein
Empfängerabschnitt,
der mit der gleichen Störfestigkeit
wirksam ist wie eine vollsymmetrische Struktur, obwohl der elektroakustische
Wandler nicht zwischen zwei symmetrische Ausgänge geschaltet ist, wird somit
hergestellt.
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Obwohl
nur ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung beschrieben und veranschaulicht wurde, sind offensichtlich
viele Variationen und Modifizierungen innerhalb des Schutzbereiches
des gleichen erfindungsgemäßen Konzeptes
möglich.