DE69009991T2

DE69009991T2 - Leistungsstarkes wirkungsvolles hörhilfegerät.

Info

Publication number: DE69009991T2
Application number: DE69009991T
Authority: DE
Inventors: Albert Charpentier; David Diorio; Edouard Gauthier; Duane Loeper; Brian Mclaughlin
Original assignee: Ensoniq Corp
Current assignee: Ensoniq Corp
Priority date: 1989-03-02
Filing date: 1990-03-02
Publication date: 1994-09-22
Anticipated expiration: 2010-03-03
Also published as: AU5284290A; JPH04505839A; EP0461196B1; US5321758A; AU634530B2; DE69009991D1; US5111506A; EP0461196A1; WO1990010363A3; WO1990010363A2

Description

Technisches Sachgebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Hörhilfegeräte und insbesondere ein Multifunktions-Hörhilfegerät, das so aufgebaut ist, um eine effiziente Benutzung dessen Energieversorgungsquelle zu erhalten.

Stand der Technik

Beim Aufbau von Hörhilfegeräten ist eine Abwägung zwischen der Funktionalität der Anordnung auf der einen Seite und deren Größe und Leistungserfordernisse auf der anderen Seite vorzunehmen. Zum Beispiel ist es bekannt, verschiedene Signalverarbeitungskanäle in dem Aufbau eines Hörhilfegeräts vorzusehen, wobei jeder Kanal gesondert ein bestimmtes Band hörbarer Frequenzen verarbeitet. Eine Vorrichtung dieses Typs kann flexiblere Eigenschaften und demzufolge besser wahrnehmende Eigenschaften unter einer Gruppe von Benutzern liefern, die unterschiedliche Hörprobleme besitzen, im Gegensatz zu einer Vorrichtung, die sämtliche Frequenzen eines einzelnen Bands verstärkt. Zusätzlich erhöht sich die Wahrnehmungseigenschaft unter der Gruppe der Benutzer in direktem Verhältnis zu der Anzahl der Kanäle, die verwendet werden, bis zu einer begrenzten Anzahl. Allerdings erhöht jeder Kanal, der zu dem Hörhilfegerät hinzugefügt wird, die Größe der Anordnung und deren Energieverbrauch. Demzufolge bestehen wenige Hörhilfegeräte, die Mehrfachfrequenzkanäle einsetzen, und diejenigen, die dies tun, verwenden nur wenige Kanäle.
In den vergangenen Jahren war ein weitverbreiteter Einsatz eines linearen, sehr hohen Integrationsgrads (Very Large Scale Integration - VLSI) bei einem Aufbau von Hörhilfegeräten vorhanden. Diese Schaltkreise ermöglichen einem Designer, die Funktionalität des Hörhilfegeräts ohne wesentliche Erhöhung dessen Baugröße zu erhöhen. Allerdings kann diese Erhöhung der Funktionalität auf Kosten einer unerwünschten Erhöhung des Energieverbrauchs erfolgen. VLSI-Vorrichtungen besitzen einen erhöhten Energieverbrauch relativ zu Vorrichtungen mit kleinerer Skalierung, da sie eine größere Anzahl von Baukomponenten einsetzen. Weiterhin wird ein Typ einer Baukomponente, der Verstärker, oftmals mit einem komplexen Vorspannungsnetzwerk aufgebaut, um Variationen in der Leistung zu vermeiden, die Variationen in den Verarbeitungen, die dazu verwendet werden, um die Verstärker herzustellen, zuzuschreiben sind. Diese Vorspannungsnetzwerke können zu Ineffektivitäten in der Verwendung der Energieversorgungsquelle für eine konsistente Anordnungsleistung führen.
Das US-Patent 4,680,798 für Neumann betrifft ein Mehrfachband-Audiosignalverarbeitungssystem, das in einem Hörhilfegerät verwendet werden kann. Ein Mikroprozessor ermittelt den Signalpegel in jedem Band und bestimmt einen erwünschten Verstärkungsfaktor, der auf das Signal angewandt wird. Der Mikroprozessor stellt dann die Verstärkungen der digital gesteuerten Verstärker in den verschiedenen Kanälen ein, um das Ansprechverhalten des Verarbeitungssystems einzustellen. Dieses Patent schlägt vor, daß die niedrigen Frequenzen gedämpft und die hohen Frequenzen in Umgebungen, wo ein hoher Pegel eines Niedrigfrequenzrauschens vorhanden ist, verstärkt werden.
Das US-Patent Nr. 3,995,114 für Marschinke betrifft einen ultraniedrigen Stromverstärker. Dieser Verstärker verwendet eine negative Rückführung bzw. Rückkopplung, um den Arbeitspunkt des Verstärkers, basierend auf dem DC-Pegel des Ausgangssignals, einzustellen.
Das Deutsche Patent 3 027 953 für Schumann et al beschreibt ein adaptives Filterschema zur Verwendung in Verbindung mit einem Audioverstärker. Gemäß dem Schema kann das Eingangssignal, das zu den Verstärkern in jeweiligen, unterschiedlichen Audiofrequenzkanälen geliefert wird, selektiv basierend auf Signalpegeln in den Kanälen blockiert werden.
Die Energieanforderungen eines Hörhilfegeräts stellen wichtige Konstruktionsparameter dar. Da Batterien für ein Hörhilfegerät relativ teuer sind, ist es hinsichtlich des Hörhilfegeräts erwünscht, diese effektiv zu nutzen. Zusätzlich ist es, da die Batterie eines der größeren Bauteile eines Hörhilfegeräts ist, erwünscht, einen Schaltkreis aufzubauen, der so wenig Batterien wie möglich verwendet.

Beschreibung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung ist in Form eines Hörhilfegeräts aufgebaut, das einen integrierten Schaltkreis umfaßt, der für einen effektiven Energieverbrauch aufgebaut ist. Der integrierte Schaltkreis umfaßt ein Mehrfachkanalnetzwerk, das entsprechende Mehrfachsignale verarbeitet, wobei jeder ein bestimmtes Audiofrequenzband darstellt. Jeder Kanal in dem Netzwerk umfaßt mindestens einen Verstärkerschaltkreis. Um den Energieverbrauch zu verringern, ist jeder der Verstärkerschaltkreise mit einem programmierbaren Vorspannungsschaltkreis verbunden, durch den ein einzelnes Vorspannungspotential, das zu verschiedenen Verstärkern zugeführt wird, eingestellt werden kann, um Unterschiede in den Betriebskennlinien der Verstärkerschaltkreise zu kompensieren, die durch Variation in den Verfahren, die bei der Herstellung der integrierten Schaltkreise eingesetzt werden, hervorgerufen werden.
Gemäß einem weiteren Gedanken der Erfindung werden ausgewählte Kanäle in dem Mehrfachkanalnetzwerk in Umgebungsbedingungen abgeschaltet, die einen relativ hohen Stromfluß durch die Verstärker bewirken können, die die ausgewählten Kanäle bilden. Diese Kanäle werden bei einem niedrigeren Schwellwert als derjenige, der dazu verwendet wird, die Kanäle zu deaktivieren, erneut aktiviert.

Kurze Beschreibung der Figuren

Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Hörhilfegeräteschaltkreises, der eine Ausführungsform der Erfindung umfaßt.
Figuren 2 und 3 zeigen schematische Diagramme von beispielhaften Operationsverstärkern, die zur Verwendung in den Bandpassfiltern und Dämpfungsgliedern des Schaltkreises, der in Figur 1 dargestellt ist, geeignet sind.
Figur 4 zeigt ein Blockschaltbild, das Einzelheiten eines programmierbaren Vorspannungs bzw. Stabilisierungsschaltkreises darstellt, der für eine Verwendung in dem Hörhilfegeräteschaltkreis geeignet ist, der in Figur 1 dargestellt ist.
Figur 5 zeigt ein schematisches Diagramm eines Vorspannungserzeugungsschaltkreises, der für eine Verwendung in dem programmierbaren Vorspannungsschaltkreis, der in Figur 4 dargestellt ist, geeignet ist.
Figur 5A zeigt ein schematisches Schaltbild eines Umschaltschaltkreises, der für eine Vewendung in dem Schaltkreis, wie er in Figur 5 dargestellt ist, geeignet ist.
Figur 6 zeigt ein schematisches Diagramm eines Dämpfungsgliedes, teilweise in Form eines Blockschaltbildes, das für eine Verwendung in dem Schaltkreis, der in Figur 1 dargestellt ist, geeignet ist.
Figur 7 zeigt ein schematisches Diagramm eines Energieversorgungsschaltkreises, der für eine Verwendung in dem Schaltkreis, der in Figur 1 dargestellt ist, geeignet ist.
Figur 8 zeigt ein Blockschaltbild eines Umgebungsgeräusch-Kompensationsschaltkreises, der für eine Verwendung in dem Hörhilfegeräteschaltkreis, der in Figur 1 dargestellt ist, geeignet ist.

Detaillierte Beschreibung der Figuren

Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild eines beispielhaften Hörhilfegeräts, das eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufweist. Dieses Hörhilfegerät umfaßt dreizehn verschiedene bzw. bestimmte Signalverarbeitungskanäle, die Signale in dreizehn entsprechenden Frequenzbändern verarbeiten. Jeder Kanal umfaßt einen Bandpassfilter und ein programmierbares Dämpfungsglied. Die programmierbaren Dämpfungsglieder können unter Verwendung von digitalen Schnittstellenschaltkreisen so eingestellt werden, daß das Hörhilfegerät so konfiguriert werden kann, um eine breite Vielfalt von Hörfehlern zu kompensieren. Zusätzlich können die fünf untersten Frequenzkanäle vollständig beim Vorhandensein von relativ hohen Pegeln von Umgebungsrauschen abgeschaltet werden, um sowohl Energie durch eine Nichtverarbeitung dieses Rauschens zu sparen als auch die Verständlichkeit von gesprochenen Worten gegenüber dem Umgebungsrauschen zu erhöhen.
Das Hörhilfegerät, das in Figur 1 dargestellt ist, umfaßt einen VLSI-integrierten Schaltkreis (IC) 100, der die leistungswirksame, komplementäre Metalloxid-Schaltkreis- (Complementary Metal Oxide Semiconductor - CMOS) Halbleitertechnologie verwendet. Weiterhin wird die Leistungseffektivität durch Verwendung einer programmierbaren Vorspannungstechnik für die Verstärker in dem IC 100 und durch Verwendung geschalteter Kondensatoranordnungen für die Bandpassfilter und programmierbaren Dämpfungsglieder erhöht. Das Hörhilfegerät umfaßt auch eine effektive Energieversorgung, die Schaltkondensatortechniken einsetzt, um Betriebspotentiale von +1,25 Volt und -1,25 Volt aus einer einzelnen Batterie zu erhalten, die selbst nur +1,25 Volt liefert.
In der nachfolgenden Beschreibung wird der Schaltkreis, der in diesem Hörhilfegerät verwendet wird, zuerst allgemein hinsichtlich seiner Funktionsweise und dann in größeren Einzelheiten beschrieben, wobei dessen Leistungseffektivität hervorgehoben wird.
In Figur 1 werden Schallwellen in elektrische Signale mittels eines Mikrophons 10 gewandelt, das die elektrischen Signale zu einem Verstärker 12 mit Dynamikregelung zuführt. Der Verstärker 12 verstärkt relativ leise Töne und dämpft relativ laute Töne derart, daß der Leistungsausgang des Verstärkers im wesentlichen innerhalb eines vorgegebenen, dynamischen Bereichs verbleibt. Der Schaltkreis 12 verstärkt Signale in einem Frequenzbereich von 100 Hz bis 10 KHz. Die Ausgangssignale des Verstärkers 12 mit Dynamikregelung werden zu einem weiteren Verstärker 14 zugeführt, der die 13 Signalverarbeitungskanäle treibt bzw. ansteuert. Die Verstärker 12 und 14, die in dieser Ausführungsform der Erfindung verwendet werden, liefern einen Netto-Verstärkungsfaktor von 56 dB. Diese Verstärker sind jeweils als einzelner, integrierter Schaltkreis, der LD-512, hergestellt durch die Gennum Corp., erhältlich.
Wie vorstehend ausgeführt ist, umfaßt jeder der 13 Signalverarbeitungskanäle einen Bandpassfilter und ein programmierbares Dämpfungsglied. Die Bandpassfilter, die in den entsprechenden Signalverarbeitungskanälen verwendet werden, sind mit 16 bis 28 durchnumeriert, und deren entsprechende Dämpfungsglieder sind mit 40 bis 52 durchnumeriert. Die Bandpassfilter, die in dieser Ausführungsform der Erfindung verwendet werden, sind von einem herkömmlichen Aufbau. Wie in Figur 1 dargestellt ist, besitzt der Bandpassfilter 16 einen einoktavigen Durchlaßbereich, die Filter 17 und 18 besitzen halboktavige Durchlaßbereiche und die Filter 20 bis 28 besitzen dritteloktavige Durchlaßbereiche. Die Mittenfrequenzen der Filter 16 bis 28 sind 178 Hz, 338 Hz, 588 Hz, 776 Hz, 1,04 KHz, 1,44 KHz, 1,8 KHz, 2,3 KHz, 2,9 KHz, 3,6 KHz, 4,6 KHz, 5,8 KHz und 7,2 KHz. Die Ubergangsbereiche der Frequenzansprechkennlinien dieser beispielhaften Filter zeigen eine Dämpfung von etwa 12 dB/Oktave. Ein Schaltkreis, der für eine Verwendung als einer dieser Schaltkondensator- Bandpassfilter geeignet ist, ist in dem US-Patent 4,622,440 mit dem Titel "Differential Hearing Aid With Programmable Frequency Response", das hier unter Bezug darauf eingeschlossen wird, beschrieben.
Jeder der dreizehn Bandpassfilter läßt in einem jeweiligen, unterschiedlichen Band der Frequenzen Signale durch. Allerdings kann eine gewisse Überlappung in den Bändern der Frequenzen, die durch die aufeinanderfolgenden Filter durchgelassen werden, vorhanden sein. Jedes der Dämpfungsglieder 40 bis 52 ist gesondert über eine externe Programmiereinheit 90, eine digitale Schnittstelle 92 und einen elektronisch löschbaren, programmierbaren Lesespeicher (EEPROM) 94 programmierbar, um eine Dämpfung bis zu 40 dB für Signale zu schaffen, die zu deren entsprechenden Eingangsanschlüssen zugeführt werden. Ein beispielhaftes Dämpfungsglied wird nachfolgend unter Bezugnahme auf Figur 6 beschrieben.
Die Ausgangssignale, die durch die Dämpfungsglieder 40 bis 52 gebildet werden, werden zu einem Aufsummier-Abtast-Halteschaltkreis 60 zugeführt. Der Schaltkreis 60 addiert sämtliche Signale, die durch die Dämpfungsglieder geliefert werden, auf und tastet das aufsummierte Signal ab, um irgendwelche abgetasteten, künstlichen Bestandteile, die durch die Schaltkondensator-Bandpassfilter 16 bis 28 und die Dämpfungsglieder 40 bis 52 zugeführt werden, zu entfernen. Das Ausgangssignal des Schaltkreises 60 wird zu einem Verstärker 70 zugeführt. Der Verstärker 70 spricht auf eine Lautstärkeregeleinrichtung 71 an, um dem Benutzer zu ermöglichen, den Lautstärkepegel einzustellen, der durch das Hörhilfegerät erzeugt wird. Dieser Verstärker liefert einen Verstärkungsfaktor zwischen 0 dB und 40 dB. Die Signale, die durch den Verstärker 70 erzeugt werden, werden zu einem Endverstärker 72 zugeführt, der einen Verstärkerungsfaktor von 10 dB liefert. In dieser Ausführungsform der Erfindung ist der Endverstärker 72 kein Teil des IC 100. Die Ausgangssignale des Endverstärkers 72 werden zu einem Enddämpfungsglied 74 zugeführt, das ein Teil des IC 100 ist.
Das Enddämpfungsglied 74 umfaßt drei Widerstände RA, RB und RC und vier Schalter 74A, 74B, 74C und 74D. Jeder dieser Schalter wird durch ein gesondertes Bit gesteuert, das durch den EEPROM 94 gebildet wird. Wenn der Schalter 74D geschlossen ist, wird der Ausgang des Endverstärkers 72 direkt mit dem Empfänger 76 verbunden, so daß dort keine Dämpfung vorliegt. Wenn der Schalter 74D offen ist und irgendeiner der anderen Schalter geschlossen ist, wird ein Widerstand in den Durchgangsweg zwischen dem Endverstärker 72 und einem Empfänger 76 eingefügt. Die Größe der Dämpfung, die durch irgendeine Kombination von Widerständen gebildet wird, hängt von den relativen Impedanzen der kombinierten Widerstände und des Empfängers ab. Das Enddämpfungsglied 74 liefert eine Dämpfung zwischen 0 und 40 dB. Die Größe der Dämpfung, die geliefert wird, ist über die extern programmierbare Einheit 90, die digitale Schnittstelle 92 und den EEPROM 94 einstellbar. Das Ausgangssignal des Enddämpfungsglieds 74 treibt den Empfänger 76, der Schallwellen in dem Ohr des Benutzers bildet.
Ein Ausgangssignal 13 des Verstärkers 12 mit Dynamikregelung, das den Schalldruckpegel an dem Mikrophon 10 anzeigt, wird zu einem Umgebungsgeräusch-Kompensationsschaltkreis 15 zugeführt. Der Schaltkreis 15 ermittelt Umgebungsgeräuschpegel, die Amplituden in einem vorgegebenen Bereich besitzen. Auf diese ermittelten Pegel ansprechend schaltet der Schaltkreis 15 selektiv bis zu fünf der unteren Frequenzkanäle des Hörhilfegeräteschaltkreises ab, wobei Schalter 39 bis 33 verwendet werden. Dieser Schritt schaltet aufeinanderfolgend die niedrigen Frequenzkanäle beim Auftreten von hohen Pegeln eines Umgebungsrauschens ab, um sowohl Energie zu sparen als auch die Verständlichkeit einer Sprache zu erhöhen. Energie wird eingespart, da die Eingangssignale der Bandpassfilter und der Dämpfungsglieder für die niedrigen Frequenzkanäle abgeschaltet werden, wenn Signale mit hohen Pegeln vorhanden sind. Die Verständlichkeit einer Sprache wird erhöht, da die niedrigen Frequenzbänder, die allgemein einen großen Anteil des Umgebungsrauschens enthalten, relativ zu höheren Frequenzbändern, die einen relativ großen Anteil der Sprachinformationen enthalten, herabgesetzt werden.
Der integrierte Schaltkreis 100, der durch den Kasten mit unterbrochener Linie in Figur 1 dargestellt ist, umfaßt viele CMOS-Operationsverstärkerschaltkreise. Jeder Bandpassfilter und jedes Dämpfungsglied umfaßt mindestens einen dieser Schaltkreise. Beispiele von Operationsverstärkerschaltkreisen sind in den Figuren 2 und 3 dargestellt. Der Schaltkreis, der in Figur 2 dargestellt ist, ist herkömmlicher Art mit Ausnahme der Vorspannungs- bzw. Steuertransistoren 200 und 222. Der Schaltkreis umfaßt einen Differenzverstärker 210, der einen Ausgangstransistor 224 treibt bzw. ansteuert. Ein Rückkopplungsnetzwerk, das durch die Transistoren 226 und 228 und den Kondensator 230 gebildet wird, ist eingesetzt, um sicherzustellen, daß die Verstärker nicht instabil werden.
Der Operationsverstärker, der in Figur 3 dargestellt ist, ist ähnlich zu dem einen, der in Figur 2 dargestellt ist, mit der Ausnahme, daß er eine Gegentaktstufe umfaßt, die durch die Transistoren 322 und 324 gebildet wird. Diese Ausgangsstufe ist dazu vorgesehen, dem Verstärker zu ermöglichen, eine relativ niedrige Impedanzlast zu treiben. In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung ist nur der Verstärker 70, der in Figur 1 dargestellt ist, so aufgebaut, um eine niedrige Impedanzlast zu treiben. Sämtliche Verstärker in den Bandpassfiltern 16 bis 28 und in den Dämpfungsgliedern 40 bis 52 sind so aufgebaut, um eine hohe Impedanzlast zu treiben. Es ist möglich, daß sämtliche Operationsverstärker, die in dem IC 100 verwendet werden, Niedrigimpedanzverstärker des Typs sein können, der in Figur 3 dargestellt ist.
Wie vorstehend ausgeführt ist, ist der Aufbau der Vorspannungstransistoren 220 und 222 der Figur 2 und der Vorspannungstransistoren 320 und 322 der Figur 3 unkonventionell. Wie die Figur 2 zeigt, würden die Gate-Anschlüsse der Transistoren 220 und 222 in einem herkömmlichen Operationsverstärker nicht mit dem Vorspannungspotential VBh verbunden werden, sondern anstelle hiervon mit deren entsprechenden Drain-Anschlüssen, wie durch die Verbindungen 226 und 228 in unterbrochenen Linien jeweils dargestellt ist. In diesem herkömmlichen Aufbau würden diese Transistoren als Widerstände wirken, die einen gesteuerten Strom zu dem verbleibenden Teil des Operationsverstärkerschaltkreises zuführen würden. Allerdings könnten aufgrund von Variationen in den Verarbeitungen, die bei der Herstellung des IC 100 auftreten werden, die Vorspannungstransistoren 226 und 228, falls sie in dieser Weise verbunden würden, einen höheren Strom, als dies erforderlich ist, zu dem entsprechenden Differenzverstärker 210 und dem Ausgangstransistor 224 hin liefern.
Da der IC 100 viele Operationsverstärker besitzt, die im wesentlichen dieselben Leistungsanforderungen besitzen, kann die herkömmliche Vorspannungstechnik wesentliche Unterschiede in der Leistungseffektivität von einem IC zu dem nächsten verursachen. Um die IC's gleichmäßiger zu gestalten, schließt diese Ausführungsform der Erfindung eine programmierbare Vorspannungstechnik ein. Gemäß dieser Technik wird, nachdem das Hörhilfegerät zusammengebaut und getestet ist, das Gatepotential, das zu den Vorspannungstransistoren 220 und 222 oder 320 und 322 jedes Operationsverstärkers in dem IC 100 zugeführt wird, eingestellt werden, um optimale Eigenschaften zu erhalten.
Die Einstellung wird über die extern programmierbare Einheit 90, die digitale Schnittstelle 92, den EEPROM 94 und das Vorspannungssystem 96, wie dies in Figur 1 dargestellt ist, durchgeführt. Die digitale Schnittstelle 92, die in dieser Ausführungsform der Erfindung verwendet wird, umfaßt ein (nicht dargestelltes) 106-Bit umfassendes, serielles Eingangs-, paralleles Ausgangs-Register, das alle programmierbaren Werte hält. Wenn ein Hörhilfegerät erneut rekonfiguriert wird, setzt die externe Programmiereinheit 90 den Wert, der geändert werden soll, in seine geeignete Stellung in einem lokalen 106-Bit-Register. Dieses Register wird dann zu der digitalen Schnittstelle 92 geschickt und in das interne Register eingeladen. Wenn dort nicht mehr programmierende Änderungen vorhanden sind, die durchgeführt werden sollen, gibt die externe Programmiereinheit 90 einen Befehl ab, der die digitale Schnittstelle 92 so einrichtet, um die Inhalte des internen 106-Bit-Registers in ein paralleles 106-Bit-EEPROM 94 zu speichern. Während einer normalen Betriebsweise steuern die Werte, die in dem EEPROM gehalten werden, die programmierbaren Funktionen.
Um den optimalen Vorspannungspegel für einen besonderen IC 100 einzustellen, wird ein digitaler Wert, der einen nominalen Vorspannungspegel darstellt, zu der digitalen Schnittstelle 92 durch die externe Programmiert einheit 90 zugeführt. Mit einem Strommesser, der in Reihe mit der Batterie oder einigen anderen, geeigneten Energieversorgungsquellen verbunden ist, wird der Strom, der durch die Einrichtung unter Ruhestrombedingungen gezogen wird, bestimmt. Falls sich dieser Strom außerhalb eines vorgegebenen, optimalen Bereichs befindet, wird die externe, programmierbare Einheit 90 dazu verwendet, den Wert, der zu der digitalen Schnittstelle 92 zugeführt wird, zu erhöhen oder zu erniedrigen, der, wie nachfolgend beschrieben wird, das Vorspannungssystem 96 konditioniert, um jeweils die Größe des Stroms zu erhöhen oder zu erniedrigen, der durch die Einrichtung gezogen wird. Wenn ein Stromfluß innerhalb eines optimalen Bereichs erhalten wird, wird der Wert, der zu der digitalen Schnittstelle 92 zugeführt wird, in dem EEPROM 94 permanent gespeichert. Die Verfahrensschritte, die vorstehend aufgeführt sind, werden zweimal durchgeführt; einmal für die Operationsverstärker, die in Figur 2 dargestellt sind, die eine Hochimpedanzlast treiben, und einmal für die Operationsverstärker, die in Figur 3 dargestellt sind, die eine Niedrigimpedanzlast treiben.
Figur 4 zeigt ein Blockschaltbild eines Schaltkreises, der zur Verwendung als Teil des Vorspannungssystems 96 geeignet ist. Der Schaltkreis, der in Figur 4 dargestellt ist, entwickelt die Vorspannung (Bias-Spannung) Vbh, die zum Vorspannen der Operationsverstärker ähnlich des einen, der in figur 2 dargestellt ist, verwendet wird. Der Schaltkreis, der das Signal BV&sub1; für die Operationsverstärker erzeugt, wie dies in Figur 3 dargestellt ist, kann identisch zu dem Schaltkreis sein, der in Figur 4 dargestellt ist. In Figur 4 wird ein 5-Bit-Digitalwert zu einem Vorspannungspegeldekoder 410 zugeführt, der das Signal in 23 Signale wandelt. Zwei dieser Signale, V&sub1; und V&sub2;, werden direkt zu einem Vorspannungsgenerator 414 und die anderen 21 Signale werden zu einem Vorspannungspegel-Logikschaltkreis 412 zugeführt, der 8 weitere Signale entwickelt, die dem Vorspannungsgeneratorschaltkreis 414 zugeführt werden. Der Vorspannungsgenerator 414 verwendet diese zehn Signale, um die Vor- bzw. Biasspannung BVh zu entwickeln.
In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung werden der Vorspannungspegeldekoder 410 und die Vorspannungspegellogik 412 als eine programmierbare Logikfeldanordnung bzw. -array ausgeführt. Um die Beschreibung dieser Einrichtungen zu vereinfachen, werden die 23 Ausgangssignale, V&sub1;, V&sub2; und M0 bis M20 des Vorspannungspegeldekoders 410 in einer Tabelle 1 in Einheiten von fünf Eingangssignalen A, B, C, D und E beschrieben, die den Fünf-Bit-Wert darstellen, der durch die digitale Schnittstelle 92 und den EEPROM 94 geliefert wird. Ähnlich werden die acht Ausgangssignale des Vorspannungspegel-Logikschaltkreises, V&sub3; bis V&sub1;&sub0;, in Einheiten der Signale M0 bis M20 in einer Tabelle 2 beschrieben. Das Signal A ist das am meisten signifikante Bit (MSB) des Fünf-Bit- Signals, das durch die digitale Schnittstelle 92 über den EEPROM 96 geliefert wird, und das Signal E ist das am wenigsten signifikante Bit (LSB). TABELLE 1 Ausgangssianal Eingangskombination TABELLE 2 Ausganassignal Eingangskombination
Der Kodierungssatz, der vorstehend aufgeführt ist, wurde zu der Tabelle der 32 unterschiedlichen Werte des Fünf-Bit-Signals ausgewählt, das durch die extern programmierende Einheit in 31 etwa gleiche Spannungsstufen für jedes der Vorspannungspotentiale VBh und VB&sub1; geliefert wird, die durch den Vorspannungsgenerator 214 geliefert werden.
Figur 5 zeigt ein schematisches Diagramm des Vorspannungsgenerators 214. Der Schaltkreis, der in Figur 5 dargestellt ist, ist ein programmierbarer Spannungsteiler. Der Spannungsteiler besteht aus einem unteren Schaltkreis, der durch die Signale V&sub1; bis V&sub5; gesteuert wird, und einem oberen Schaltkreis, der durch die Signale V&sub6; bis V&sub1;&sub0; gesteuert wird. In dieser Ausführungsform der Erfindung setzt der untere Schaltkreis relativ große Stufen in den Werten der Vorspannung VBh ein und der obere Schaltkreis setzt relativ kleine Stufen ein. Sowohl der obere als auch der untere Schaltkreis umfassen fünf schaltbare Unter-Schaltkreise. Zusätzlich umfaßt der obere Schaltkreis zwei festgelegte Unter-Schaltkreise. Die zwei festgelegten Unter-Schaltkreise sind die Transistoren 546 und 548. Diese Transistoren haben jeweils Gate-Elektroden, die mit deren Drain-Elektroden verbunden sind. Wie vorstehend unter Bezug auf Figur 2 ausgeführt ist, treten in dieser Anordnung die Transistoren 546 und 548 als parallele Widerstände auf.
Alle anderen Unter-Schaltkreise sind schaltbar; sie können entweder als ein Widerstand oder als ein offener Schaltkreis auftreten. Ein beispielhafter, schaltbarer Unter-Schaltkreis ist derjenige, der durch das Signal V&sub1; gesteuert wird. Dieser Unter-Schaltkreis umfaßt einen Transistor 510 und Schalter 512 und 513. Die Schalter 512 und 513 verbinden das Gate des Transistors 510 entweder mit einer ersten Quelle eines Betriebspotentials, VDD, oder mit einer zweiten Quelle eines Betriebspotentials VSS. Die Schalter werden in einer komplementären Weise durch das Signal V&sub1; und seinem logischen Komplementär &sub1; gesteuert, so daß nur ein Schalter zu irgendeiner vorgegebenen Zeit offen ist. Wenn der Schalter 512 geschlossen ist und der Schalter 514 offen ist, wird das Gate des Transistors 510 mit dem Source VDD verbunden und der Transistor 510 ist im wesentlichen ein offener Schaltkreis. Wenn der Schalter 512 offen ist und der Schalter 514 geschlossen ist, werden die Gate- und die Drain-Elektrode des Transistors 510 verbunden und der Transistor 510 wird als ein Widerstand konfiguriert.
Die Schalter 512 und 514 sind in größerem Detail in figur 5A dargestellt. In Figur 5A umfaßt der Schalter 512 einen P-Kanal-Anreichungstyp-MOS- Transistor, P1, und einen N-Kanal-Anreicherungstyp-MOS-Transistor, N1. Die Gate-Elektrode des Transistors P1 ist so verbunden, um das Steuersignal V&sub1; aufzunehmen, und die Gate-Elektrode des Transistors M1 ist so verbunden, um das Signal &sub1; aufzunehmen, das logische Komplementär des Signals V&sub1;. Der Schalter 515 umfaßt die P-Kanal- und N-Kanal-Anreicherungstyp-MOS-Transistoren P2 und N2, wobei die Gate-Elektroden der Transistoren P2 und N2 so verbunden sind, um die Steuersignal &sub1; und V&sub1; jeweils aufzunehmen. In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung können die Steuersignale V&sub1; bis V&sub1;&sub0; zwei mögliche Werte, VDD, entsprechend logisch-eins, und VSS, entsprechend logisch-null, besitzen. Demzufolge werden, wenn das Signal V&sub1; sein logisch-eins besitzt, beide Transistoren P2 und N2 eingeschaltet, die die Gate-Elektrode des Transistors 510 mit der Quelle VSS verbinden, und beide Transistoren P1 und N1 werden abgeschaltet. Wenn V&sub1; logisch-null ist, werden die Transistoren P1 und N1 eingeschaltet und die Transistoren P2 und N2 werden abgeschaltet.
Jeder dieser geschalteten Unter-Schaltkreise besitzt dieselbe Basisstruktur. In dem unteren Schaltkreis des Vorspannungsgenerators 214 werden die Transistoren 510, 516, 522, 530 und 538 entsprechend den jeweiligen Steuersignalen V&sub1;, V&sub2;, V&sub3;, V&sub4; und V&sub5; geschaltet. Zusätzlich werden die Transistoren 522, 530 und 538 jeweils in Reihe mit entsprechenden Transistoren 528, 536 und 544 verbunden. Jeder der Transistoren 528, 536 und 544 besitzt seine Gate-Elektrode mit seiner Drain-Elektrode verbunden und arbeitet demzufolge als ein Widerstand in Reihe mit dem schaltbaren Widerstand, der durch die entsprechenden Transistoren 522, 530 und 538 gebildet wird. Die Transistoren in dem unteren Schaltkreis sind mit Hauptleitungspfaden aufgebaut, die unterschiedliche Breiten und unterschiedliche Längen besitzen und demzufolge entsprechende, unterschiedliche Widerstandswerte besitzen, wenn sie in den Schaltkreis hineingeschaltet werden. In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung ist der Widerstand des Transistors 510 der niedrigste, gefolgt durch den Widerstand des Transistors 516 und dann durch die Paare der Transistoren 522, 528; 530, 536 und 538, 544. Das wirkliche Verhältnis, das verwendet wird, hängt von den Materialien und Verfahren ab, die verwendet werden, um die Anordnungen herzustellen. Ein Fachmann auf dem Gebiet des Aufbaus integrierter Schaltkreise kann geeignete Längen-zu-Breiten-Verhältnisse ohne übermäßiges Experimentieren bestimmen.
Der obere Schaltkreis besitzt einen ähnlichen Aufbau zu dem unteren Schaltkreis, allerdings werden in dem oberen Schaltkreis unterschiedliche Anzahlen identischer Transistoren parallel angeordnet, um unterschiedliche Widerstandswerte zu erhalten. In dem oberen Schaltkreis wird der einzelne Transistor 550 durch das Signal V&sub6; geschaltet, zwei parallele Transistoren 556 werden durch das Signal V&sub7; geschaltet, drei parallele Transistoren 562 werden durch das Signal V&sub8; geschaltet, vier parallele Transistoren 568 werden durch das Signal V&sub9; geschaltet und fünf parallele Transistoren 574 werden durch das Signal V&sub1;&sub0; geschaltet. In Einheiten der Leitungskanaldimension, die vorstehend in der Tabelle 3 angegeben sind, besitzt jeder der Transistoren in dem oberen Schaltkreis des Vorspannungsgenerators 214 ein Breiten/Längenverhältnis von 5/10.
Wie vorstehend ausgeführt ist, wird der untere Schaltkreis dazu verwendet, relativ große Änderungen in den Werten von VBh zu bilden, und der obere Schaltkreis wird dazu verwendet, relativ kleine Änderungen zu bilden. Der besondere Aufbau der Gates bzw. Gatter, wie dies in Figur 5 dargestellt ist, und das Dekodier- und Kodierschema, das durch die Tabellen 1 und 2 dargestellt ist, ermöglicht, daß die Vorspannungspotentiale, VBh und VB&sub1; in relativ kleinen Stufen eingestellt werden können, und zwar in Abhängigkeit von aufeinanderfolgenden Werten des Fünf-Bit-Signals, das durch die externe Programmiereinheit 90 geliefert wird.
Wie vorstehend ausgeführt ist, können die externe Programmiereinheit 90, die digitale Schnittstelle 92 und der EEPROM 94 auch dazu verwendet werden, die Frequenzansprechcharakteristik für das Hörhilfegerät durch Einstellung eines Dämpfungspegels in jedem der dreizehn signalverarbeitenden Kanäle verwendet werden. Um einen Dämpfungspegel einzustellen, setzt die externe Programmiereinheit 90 zuerst einen Sechs-Bit-Wert ein, der die Verstärkung eines bestimmten Kanals darstellt, und zwar in einer geeigneten Stelle in einer Kopie des Registers, das durch die digitale Schnittstelle 92 verwendet wird, und sendet dann die modifizierte Kopie zu der digitalen Schnittstelle 92. Von der digitalen Schnittstelle 92 wird der Dämpfungsfaktor zu deren jeweiliger Dämpfungseinrichtung über eine Busleitung 95 zugeführt.
Figur 6 stellt ein schematisches Diagramm, insbesondere in Blockdiagrammform, einer beispielhaften Dämpfungseinrichtung dar. Diese Dämpfungseinrichtung umfaßt einen Operationsverstärker 610, der einen festgelegten Kondensator 611 und ein geschaltetes Kondensatornetzwerk 612 in einer Rückkopplungsschleife von dem Ausgangsanschluß, O, des Operationsverstärkers 610 zu dessen Invertier-Eingangsanschluß besitzt. Zusätzlich umfaßt das Dämpfungsglied sechs geschaltete Kondensatornetzwerke 614, 616, 618, 620, 622 und 624, die zwischen einem Eingangsanschluß, I, der Dämpfungseinrichtung und dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 610 verbunden sind. Jeder der geschalteten Kondensatornetzwerke 614, 616, 618, 620, 622 und 624 umfaßt einen Schalter in seinem Eingangsdurchgangspfad. Diese Schalter 628, 630, 632, 634, 636 und 638 werden durch Signale G1, G2, G3, G4, G5 und G6 jeweils gesteuert, um selektive Eingangssignale zuzuführen, die über den Eingangsanschluß I geliefert werden, und zwar durch deren entsprechende, geschaltete Kondensatornetzwerke, zu dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 610.
Die sechs Signale G1 bis G6 sind das Sechs-Bit-Dämpfungssteuersignal, das durch die digitale Schnittstelle 92 geliefert wird. Diese Signale werden durch entsprechende Inverter 640, 642, 644, 646, 648 und 650 invertiert, um sowohl invertierte, als auch nicht invertierte Versionen der Signale zu schaffen, um die jeweiligen Gates 628, 630, 632, 634, 636 und 638 zu steuern. Jedes dieser Gates und jedes Gate in jedem der geschalteten Kondensatornetzwerke kann beispielsweise identisch zu dem Gate-Schaltkreis sein, der vorstehend unter Bezugnahme auf Figur 5A beschrieben ist.
Die geschalteten Kondensatornetzwerke 612, 614, 616, 618, 620, 622 und 624 sprechen jeweils auf zwei gegenphasige Taktsignale C1 und C2 an. Diese Taktsignale besitzen eine Frequenz von beispielsweise 100 KHz und ein Tastverhältnis von etwas geringer als 50%. Mit Ausnahme des Werts deren Kapazitäten sind sämtliche der geschalteten Kondensatornetzwerke identisch. Die Beschreibung des Aufbaus und der Betriebsweise des Netzwerks 612, wie dies nachstehend ausgeführt ist, führt zu den Netzwerken 614, 616, 618, 620, 622 und 624, die, zum Zwecke der Verkürzung der Ausführungen, nicht im Detail beschrieben werden.
Das geschaltete Kondensatornetzwerk 612 umfaßt vier Schalter S1, S2, S3 und S4, die alternierend einen Kondensator 613 zwischen dem Ausgangsanschluß O und einer Quelle eines Referenzpotentials (z.B. Erdung) einerseits und dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 610 und der Erdung andererseits verbinden. Das Taktsignal C1, das die Schalter S1 und S4 steuert, ist zu dem Signal C2 gegenphasig, da es die Schalter S2 und S3 schaltet, derart, daß dann, wenn die Schalter S1 und S4 offen sind, die Schalter S2 und S3 geschlossen sind, und umgekehrt.
In einem ersten Zeitintervall wird, wenn die Schalter S2 und S3 geschlossen sind, der Anschluß A des Kondensators 613 mit Masse verbunden und der Anschluß B wird mit dem Ausgangsanschluß O des Operationsverstärkers 610 verbunden. Während dieses Zeitintervalls entlädt der Strom, der durch den Verstärker 610 geliefert wird, den Kondensator 613 auf ein Potential, das von der Größe des Stroms abhängig ist> das durch den Verstärker 610 geliefert wird. Am Ende des ersten Zeitintervalls werden die Schalter S2 und S3 geöffnet und die Schalter S1 und S4 werden geschlossen, wodurch der Anschluß A des Kondensators 613 mit dem Invertiereingang des Verstärkers 610 und der Anschluß B mit Masse für ein zweites Zeitintervall verbunden werden. In diesem Aufbau wird der Kondensator 613 so verbunden, um die Invertierung des Potentials, das während des vorhergehenden Zeitintervalls entwickelt wird, zu dem Invertiereingangsverstärker 610 zuzuführen. Dieses Potential wird zusammen mit Potentialen aufsummiert, die durch die geschalteten Kondensatornetzwerke 614, 616, 618, 620, 622 und 624 geliefert werden, um ein Eingangspotential zu dem Verstärker 610 zu liefern.
Der festgelegte Kondensator 611, der parallel zu dem geschalteten Kondensatornetzwerk 612 angeordnet ist, wirkt dahingehend, den Verstärker 610 zu stabilisieren und irgendwelche künstlichen Hochfrequenzkomponenten aus der geschalteten Kondensatorverarbeitung zu entfernen. Diese Kondensatorzustände des Schaltkreises, der in Figur 6 dargestellt ist, um als Tiefpassfilter zu arbeiten, besitzt eine abgeschnittene Frequenz, die oberhalb der höchsten, hörbaren Frequenz liegt, die durch das Hörgerät verarbeitet wird, allerdings unterhalb der Abtastfrequenz der geschalteten Kondensatornetzwerke liegt, das bedeutet, unterhalb der Frequenz der Taktsignale C1 und C2. Demzufolge werden künstliche Komponenten der geschalteten Kondensatorverarbeitung durch den Dämpfungsschaltkreis, der in Figur 6 dargestellt ist, abgewiesen bzw. unterdrückt.
Es ist ausreichend bekannt, daß geschaltete Kondensatornetzwerke, wie beispielsweise 612, 614, 616, 618, 620, 622 und 624, als Widerstände zur Analysierung der Eigenschaft des Schaltkreises aufgebaut werden können. Der Wert des Kondensators in einem Netzwerk ist umgekehrt proportional zu dem äquivalenten Widerstandswert für das Netzwerk. Wenn jeder der geschalteten Kondensatornetzwerke in dem Schaltkreis, der in Figur 6 dargestellt ist, durch seinen äquivalenten Widerstand ersetzt werden würde, würde der Schaltkreis als ein herkömmlicher Klasse-A-Verstärker aufgebaut werden, wobei die Verstärkung des Verstärkers durch das Verhältnis des Rückkopplungswiderstands zu dem Eingangswiderstand bestimmt werden würde.
In dem Schaltkreis, der in Figur 6 dargestellt ist, werden die Werte der Kondensatoren in den geschalteten Kondensatornetzwerken derart ausgewählt, daß die Verstärkung des Verstärkers immer fraktioniert ist, und so dämpft der Schaltkreis, der in Figur 6 dargestellt ist, Signale, die zu seinem Eingangsanschluß zugeführt werden. Die Kondensatoren werden derart ausgewählt, daß das Netzwerk 614 eine Dämpfung von 20 dB liefert, und die Netzwerke 616, 618, 620, 622 und 624 eine zusätzliche Dämpfung von 20 dB in Schritten von 0,625 dB unterteilen. Demzufolge kann die Dämpfungseinrichtung, die in Figur 6 dargestellt ist, so programmiert werden, um eine Signaldämpfung zwischen ungefähr 0,5 dB und 40 dB zu liefern.
Wie vorstehend ausgeführt ist, verwenden die Operationsverstärker in jeder der Dämpfungseinrichtung 40 bis 52 und in jedem der Bandpassfilter 16-28 Betriebspotentiale von +1,25 Volt (VDD) und -1,25 Volt (VSS). Wie in Figur 1 dargestellt ist, werden diese Betriebspotentiale von einer einzelnen Spannungsquelle mit +1,25 Volt einer Batterie 82 durch eine Energieversorgung 80 geliefert.
Figur 7 zeigt ein Blockschaltbild, teilweise in schematischer Diagrammform, eines Schaltkreises, der für eine Verwendung als Energieversorgung 80 geeignet ist. Alle Baukomponenten, mit Ausnahme für die Kondensatoren 710, 712 und 714, sind in dem IC 100 enthalten. Diese drei Kondensatoren, die beispielsweise Kapazitätswerte von 0,01 Mikrofarad besitzen, sind getrennt von dem IC 100. Dieser Energieversorgungsschaltkreis verwendet, in einer Ubersicht, den positiven und negativen Anschluß der Batterie 82 jeweils als VDD und als Masse, und lädt, unter Verwendung von geschalteten Kondensatortechniken, einen Kondensator 710 auf, der ein Potential von -1,25 Volt relativ zur Masse besitzt, um VSS zu erhalten. Der Kondensator 710 wird durch Kondensatoren 712 und 714 aufgeladen. Die Kondensatoren 712 und 714 werden alternativ auf +1,25 Volt relativ zur Masse und dann alternativ in Polarität geschaltet, um das -1,25 Volt-Potential zu dem Kondensator 710 hin zu liefern. Während sich der Kondensator 712 auflädt, wird der Kondensator 714 mit dem Kondensator 710 verbunden, und während sich der Kondensator 714 auflädt, wird der Kondensator 712 mit dem Kondensator 710 verbunden. Die Betriebsweise des Umschalt-Schaltkreises wird in größerem Detail nachfolgend beschrieben.
Um die Beschreibung des Schaltkreises, der in Figur 7 dargestellt ist, zu vereinfachen, wird angenommen, daß der Logik-eins-Zustand positiv zur Masse ist und daß der Logik-null-Zustand bei oder nahe Massepotential liegt. Die Logik-eins- und Logik-null-Zustände werden jeweils als "high" und "low" bezeichnet. Sämtliche Transistoren, die in Figur 7 dargestellt sind, sind P-Kanal-Anreicherungstyp-MOSFET's.
Das Taktsignal C1 wird mit einem ersten Eingangsanschluß eines NAND-Gatters 726 und mit einem Inverter 720 verbunden. Wenn das Taktsignal C1 zu "high" übergeht, geht das Ausgangssignal des Inverters 720 zu "low" über. Dieses Ausgangssignal wird zu einem Eingangsanschluß des NAND-Gatters 722 zugeführt. Wenn das Ausgangssignal des Inverters 720 zu "low" übergeht, geht das Ausgangssignal des NAND-Gatters 722 zu "high" über. Das Ausgangssignal des NAND-Gatters 722 wird zu Gatter-Eingangsanschlüssen der entsprechenden Transistoren 748 und 750 zugeführt. Wenn das Signal, das durch das Gatter 722 geliefert wird, zu "high" übergeht, werden die beiden Transistoren 748 und 750 abgeschaltet, indem ein Anschluß A des Kondensators 714 von dem Kondensator 710 und ein Anschluß B des Kondensators 714 von Masse abgetrennt werden.
Das High-Ausgangssignal des NAND-Gatters 722 wird durch das Inverterpaar 724 verzögert. Das Ausgangssignal dieses Inverterpaars wird zu einem Inverterpaar 728, zu einem zweiten Eingangsanschluß des NAND-Gatters 726 und zu dem Gatter-Eingangsanschluß eines Transistors 732 zugeführt. Dieses Signal schaltet den Transistor 732 ab, wobei ein Anschluß A des Kondensators 712 von Masse getrennt wird. Das verzögerte Signal, das durch das Inverterpaar 728 geliefert wird, wird zu einem dritten Eingangsanschluß des NAND-Gatters 726 und zu dem Gatter-Eingangsanschluß eines Transistors 730 zugeführt. Dieses Signal schaltet den Transistor 730 ab, wobei ein Anschluß B des Kondensators 712 von dem Betriebspotential VDD abgetrennt wird. Die drei High-Signale, die zu dem NAND-Gatter 726 zugeführt werden, werden so konditioniert, um ein Low-Ausgangssignal zu bilden. Diese Ausgangssignale werden zu den Gate-Eingangsanschlüssen der Transistoren 734 und 736 zugeführt und konditionieren diese Transistoren so, um sich einzuschalten. Wenn die Transistoren 734 und 736 eingeschaltet werden, werden die Anschlüsse B und A des Kondensators 712 jeweils mit Masse und mit dem Kondensator 710 verbunden. In dieser Konfiguration wird der Kondensator 712 parallel zu dem Kondensator 710 verbunden und besitzt ein Potential von -1,25 Volt gegen Masse.
Das Ausgangssignal des NAND-Gatters 726 wird durch ein Inverterpaar 740 verzögert. Das Ausgangssignal des Inverterpaars 740 wird zu einem zweiten Eingangsanschluß des NAND-Gatters 722, zu einem Inverterpaar 742 und zu dem Gatter-Eingangsanschluß eines Transistors 746 zugeführt. Dieses Low- Signal schaltet den Transistor 746 ein, wobei der Anschluß A des Transistors 714 geerdet wird. Ein verzögertes Low-Signal, das durch das Inverterpaar 742 geliefert wird, wird zu einem dritten Eingangsanschluß des NAND-Gatters 722 und zu dem Gatter-Eingangsanschluß eines Transistors 744 zugeführt. Dieses Signal schaltet den Transistor 744 ein, wobei der Anschluß B des Kondensators 714 mit VDD verbunden wird. In dieser Konfiguration liegt der Kondensator 714 parallel zu der Batterie und entwickelt ein Potential von +1,25 Volt gegen Masse.
Wenn das Taktsignal C1 zu "low" übergeht, trennt der Schaltkreis, der in Figur 7 dargestellt ist, zuerst den Kondensator 712 von dem Kondensator 710 ab, kehrt dann die Polarität des Kondensators 714 um, wobei er parallel zu dem Kondensator 710 verbunden wird, und verbindet schließlich den Kondensator 712 parallel zu der Batterie 82, um ihn auf +1,25 Volt zurückzusetzen. Die Beschreibung des Schaltkreises, der diese Funktionsweisen ausführt, ist im wesentlichen eine spiegelbildliche Abbildung der Beschreibung, wie sie vorstehend ausgeführt ist. Dies bedeutet, daß die Beschreibung dieselbe ist mit Ausnahme, daß die Baukomponenten auf der linken Seite der Figur 7 an Stelle der entsprechenden Baukomponenten auf der rechten Seite und umgekehrt vorhanden sind.
Wie vorstehend ausgeführt ist, ist eine schlüsselfunktionsmäßige Energiesparausführung des Schaltkreises, der in Figur 1 dargestellt ist, die Fähigkeit, sich zwischen einem und fünf der niedrigeren Frequenzkanäle beim Vorhandensein von relativ hohen Pegeln von Umgebungstönen abzutrennen. Dieses Merkmal wird durch den Umgebungsgeräuschkompensator 15 und die Schalter 29 bis 33 durchgeführt.
Figur 8 zeigt ein Blockschaltbild eines bei spiel haften Schaltkreises zur Verwendung als Umgebungsgeräuschkompensator 15. In Figur 8 wird das Signal 13, das durch den Kompressorverstärker (Verstärker mit dynamischer Verstärkung) 12 geliefert wird, zu entsprechenden ersten Eingangsanschlüssen der Komparatoren 832, 834, 836, 838 und 840 zugeführt. Zweite Eingangsanschlüsse jedes der Komparatoren werden so verbunden, um ein Referenzpotential von einem Spannungsteilernetzwerk aufzunehmen. Das Spannungsteilernetzwerk umfaßt 11 seriell verbundene Widerstände, 810 bis 820. Ein Eingangsanschluß des Widerstands 810 verbindet ein Ende des Spannungsteilernetzwerks mit dem Betriebspotential VDD und ein Anschluß des Widerstands 820 verbindet das andere Ende des Spannungsteilernetzwerks mit Masse. Der Komparator 832 nimmt sein Referenzpotential von der Verbindungsstelle der Widerstände 810 und 811 auf; der Komparator 834 von der Verbindungsstelle der Widerstände 812 und 813; der Komparator 836 von der Verbindungsstelle der Widerstände 814 und 815; der Komparator 838 von der Verbindungsstelle der Widerstände 816 und 817; und der Komparator 840 von der Verbindungsstelle der Wiederstände 818 und 819.
Sämtliche der Komparatoren 832, 834, 836, 838 und 840 arbeiten im wesentlichen in derselben Weise. Demgemäß wird nur die Betriebsweise des Komparators 832 im Detail beschrieben. Wenn die Amplitude des Schalldrucksignals 13 größer als das Referenzpotential an der Verbindung der Widerstände 810 und 811 ist, konditioniert das Ausgangssignal des Komparators 832 den Schalter 29 so, um sich öffnen, und konditioniert gleichzeitig einen Schalter 822, um sich zu schließen. Wenn sich der Schalter 29 öffnet, unterbricht er den Eingang des Bandpassfilters 16 von dem Ausgang des Verstärkers 14, wodurch in effektiver Weise der unterste Frequenzkanal des Hörgeräts unterbrochen wird. Wenn sich der Schalter 822 schließt, nimmt er den Widerstand 811 von dem Spannungsteilernetzwerk weg und verringert so das Referenzpotential, das von dem Komparator 832 zugeführt wird. Demzufolge wird der Komparator 832 den Schalter 29 offenhalten, bis die Amplitude des Schalldrucksignals unterhalb des niedrigeren Referenzpotentials abfällt.
Der Schalter 822 liefert dem Komparator 832 eine Hysterese, die dazu führt, den Eingang des Bandpassfilters 16 abgeschaltet zu halten, wodurch eine wiederholte Umschaltung vermieden wird, die auftreten könnte, wenn ein festgelegter Schwellwert benutzt werden würde. Die Komparatoren 834, 836, 838 und 840 werden mit entsprechenden Schaltern 824, 826, 828 und 830 verbunden, die in derselben Art und Weise arbeiten, um eine Hysterese zu liefern.
Während die Erfindung anhand einer beispielhaften Ausführungsform beschrieben worden ist, ist beabsichtigt, daß sie, wie vorstehend ausgeführt, mit Modifikationen innerhalb des Schutzumfangs der anhängigen Ansprüche durchgeführt werden kann.

Claims

1. Hörhilfegerät, das ein Mikrophon (10) zum Umformen akustischer Energie in elektrische Signale, mit dem Mikrophon gekoppelte Signalverstärkungseinrichtungen (12, 14) zum Verstärken der Signale und Erzeugen von verstärkten elektrischen Signalen, und eine Vielzahl von Signalverarbeitungseinrichtungen (16, 17, 18, 19, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27 und 28) zum spektralen Formen der verstärkten elektrischen Signale umfaßt, wobei jede der Signalverarbeitungseinrichtungen Verstärkereinrichtungen (212, 214, 216, 218, 224, 226, 228 und 230) umfaßt, die erste und zweite Anschlüsse haben, die mit jeweiligen ersten und zweiten Quellen eines Speisepotentials (VDD und VSS) gekoppelt sind,

dadurch gekennzeichnet, daß jede der Verstärkereinrichtungen einen Vorspannungseingangsanschluß (VBh) zum Anlegen eines Vorspannungspotentials umfaßt, um einen Ruhestromfluß durch die Vielzahl von Verstärkereinrichtungen von der ersten Quelle von Speisepotential zu der zweiten Quelle von Speisepotential zu bewirken, und

weiterhin eine Einrichtung zum Erzeugen des Vorspannungspotentials (96) und zum gleichzeitigen Anlegen des Vorspannungspotentials an jede der Vielzahl von Verstärkereinrichtungen umfaßt, um den Ruhestrom innerhalb eines vorbestimmten Bereichs von Werten zu bewirken, der einen annehmbaren Pegel von Speiseleistung des Hörhilfegerätes angibt.

2. Hörhilfegerät nach Anspruch 1, wobei die Einrichtung zum Erzeugen des Vorspannungspotentials umfaßt:

einen programmierenden Eingangsanschluß (92) zum Anlegen eines Digitalwertes an das Hörhilfegerät;

eine nicht flüchtige Speichereinrichtung (94) zum Halten des Digitalwertes, und

eine auf den Digitalwert zum Entwickeln eines Vorspannungspotentials ansprechende Einrichtung (96) zum Anlegen des Vorspannungspotentials an die Vorspannungseingangsanschlüsse der Verstärkereinrichtungen.

3. Hörhilfegerät nach Anspruch 2, wobei

die Signalverarbeitungseinrichtungen weiterhin Verstärkereinrichtungen (312, 314, 316, 318, 324, 326, 328, 330, 332 und 334) umfassen, die erste und zweite Anschlüsse haben, die zwischen jeweilige erste und zweite Quellen von Speisepotentialen (VDD und VSS) geschaltet sind, und einen Vorspannungseingangsanschluß (VB&sub1;) zum Zuführen eines weiteren Vorspannungspotentials an die weiteren Verstärkereinrichtungen haben, um einen Ruhestromfluß durch die weiteren Verstärkereinrichtungen von der ersten Quelle von Speisepotential zu der zweiten Quelle von Speisepotential zu bewirken, und

die Einrichtung zum Erzeugen des Vorspannungspotentials weiterhin umfaßt:

eine weitere nicht flüchtige Speichereinrichtung (94) zum Halten eines weiteren Digitalwertes, der über den programmierenden Eingangsanschluß vorgegeben wird, und

eine weitere Einrichtung (96), die auf den weiteren Digitalwert zum Entwickeln eines weiteren Vorspannungspotentials anspricht, und zum Anlegen des weiteren Vorspannungspotentials an den Vorspannungseingangsanschluß der weiteren Verstärkereinrichtungen.

4. Hörhilfegerät nach Anspruch 2, wobei der Digitalwert an den programmierenden Eingangsanschluß als ein bit-serieller Mehr-Bit-Binärwert angelegt wird.

5. Hörhilfegerät nach Anspruch 4, wobei die auf den Digitalwert zum Entwickeln des Vorspannungspotentials ansprechende Einrichtung eine Einrichtung (410, 412 und 414) zum Erzeugen des Vorspannungspotentials umfaßt, die Operationsstromwerte erzeugt, die annähernd direkt proportional dem Wert des digitalen Signals sind.

6. Hörhilfegerät nach Anspruch 1, wobei

die Signalverstärkungseinrichtungen komplementäre Metalloxidhalbleiter (CMOS)-Schaltungen umfaßt und

die Einrichtung zum Einstellen des Vorspannungspotentials ein erstes CMOS-Durchlaßtransistor-Netzwerk (516, 548, 550, 556, 562, 568 und 574) und ein zweites CMOS-Durchlaßtransistor-Netzwerk (510, 516, 522, 528, 530, 536, 538 und 544) umfaßt, die als einstellbarer Spannungsteiler angeordnet sind.

7. Verfahren zum Betreiben eines Hörhilfegerätes, das ein Mikrophon (10) zum Aufnehmen von akustischer Energie und zum Umformen dieser akustischen Energie in elektrische Signale, die ein vorbestimmtes Frequenzband einnehmen, und Signalverarbeitungseinrichtungen (16, 17, 18, 19, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27 und 28) umfaßt, die einen ersten Signalverarbeitungskanal (16) und einen zweiten Signalverarbeitungskanal (22) umfassen, die jeweilige erste und zweite Frequenzansprechkennlinien zum Verarbeiten von elektrischen Signalen in jeweiligen ersten und zweiten Unterbändern des vorbestimmten Frequenzbandes haben, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die Schritte:

Überwachen der elektrischen Signale zum Ändern des Zustandes eines Steuersignals von einem ersten Zustand auf einen zweiten Zustand, wenn die elektrischen Signale angeben, daß die durchschnittliche akustische Energie, die von dem Mikrophon empfangen wird, größer als ein erster Schwellenwert geworden ist;

Sperren des ersten Signalverarbeitungskanals im Ansprechen auf das sich im zweiten Zustand befindende Steuersignal;

Ändern des Zustandes des Steuersignals vom zweiten Zustand auf den ersten Zustand, wenn die elektrischen Signale angeben, daß die durchschnittliche akustische Energie, die von dem Mikrophon empfangen wird, geringer als ein zweiter Schwellenwert geworden ist, der geringer als der erste Schwellenwert ist, und

Wiedereinschalten des ersten Signalverarbeitungskanals im Ansprechen auf das Steuersignal, das einen Übergang vom zweiten Zustand auf den ersten Zustand zeigt.

8. Hörhilfegerät, das ein Mikrophon (10) zum Empfangen von akustischer Energie und zum Umformen dieser akustischen Energie in elektrische Signale, die ein vorbestimmtes Frequenzband einnehmen, und Signalverarbeitungseinrichtungen (16, 17, 18, 19, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27 und 28) umfaßt, die einen ersten Signalverarbeitungskanal (16) und einen zweiten Signalverarbeitungskanal (22) zum Verarbeiten von elektrischen Signalen in erste und zweite Unterbänder des vorbestimmten Frequenzbandes umfassen, dadurch gekennzeichnet, daß

das Hörhilfegerät eine Überwachungseinrichtung (832), die auf die elektrischen Signale zum Erzeugen eines Steuersignals anspricht, das sich von einem ersten Zustand auf einen zweiten Zustand ändert, wenn die elektrischen Signale angeben, daß die von dem Mikrophon empfangene durchschnittliche akustische Energie größer als ein erster Schwellenwert geworden ist, und das sich vom zweiten Zustand auf den ersten Zustand ändert, wenn die elektrischen Signale angeben, daß die von dem Mikrophon empfangene durchschnittliche akustische Energie geringer als ein zweiter Schwellenwert geworden ist, der geringer als der erste Schwellenwert ist, und

eine Schaltereinrichtung (29) umfaßt, die auf das einen Übergang von dem ersten Zustand auf den zweiten Zustand ausführende Steuersignal anspricht, um den ersten Signalverarbeitungskanal zu sperren, und auf das einen Übergang von dem zweiten Zustand auf den ersten Zustand ausführende Steuersignal anspricht, um den ersten Signalverarbeitungskanal wieder einzuschalten.

9. Hörhilfegerät nach Anspruch 8, wobei:

die Überwachungseinrichtung eine Einrichtung (834) zum Erzeugen eines weiteren Steuersignals umfaßt, das sich von einem ersten Zustand auf einen zweiten Zustand ändert, wenn die elektrischen Signale angeben, daß die von dem Mikrophon empfangene durchschnittliche akustische Energie größer als ein dritter Schwellenwert ist, der größer als der erste Schwellenwert ist, und

die Schaltereinrichtung eine Einrichtung (30) umfaßt, mit der der zweite Signalverarbeitungskanal im Ansprechen auf einen Übergang des weiteren Steuersignals von dem ersten Zustand auf den zweiten Zustand gesperrt wird.