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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Empfängerabschnitt
eines Telefons, wie es in dem Oberbegriff von Anspruch 1 definiert
ist.
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Das
Signal, das durch ein Telefon eines digitalen Telefonnetzwerks empfangen
wird, wird in digitaler Form verarbeitet, in eine analoge Form umgewandelt
und schließlich
verstärkt
und an einen elektroakustischen Wandler angelegt.
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Der
Empfängerabschnitt
eines Mobiltelefons kann schematisch wie in 1 gezeigt
dargestellt werden. Ein demoduliertes Digitalsignal RX-IN, das durch
eine Empfangs- und Demodulationseinheit 10 erzeugt wird,
wird an den Eingang einer Schaltungseinheit 11 angelegt,
in der dasselbe in eine analoge Form umgewandelt und gefiltert wird
und die Spannung desselben verstärkt
wird. Der Analogsignalausgang von der Einheit 11 wird an
den Eingang einer Leistungsverstärkerstufe
angelegt, die das Signal an einen elektroakustischen Wandler 13,
wie z. B. eine elektromagnetische Einheit oder einen Lautsprecher mit
einer ausreichenden elektrischen Leistung für den Betrieb desselben, übertragen
kann. Die Leistungsverstärkerstufe
weist einen Operationsverstärker 16 auf
und weist eine Verstärkung
auf, die bestimmt ist durch das Verhältnis zwischen dem Widerstandswert
eines Rückkopplungswiderstands
R2, der zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers 16 angeordnet
ist, und dem Widerstandswert eines Widerstands R1, der zwischen
dem Ausgang der Einheit 11 und dem invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers angeordnet
ist.
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Um
eine Leistungsdissipation bei Nichtgebrauch des Telefons zu verhindern,
ist eine Schaltungseinrichtung, die auf eine externe Aktivierungs- oder
Deaktivierungssteuerung an spricht, sowohl in der Einheit 11 als
auch in dem Verstärker 16 bereitgestellt.
Diese Funktion ist dargestellt durch die Verbindung der Einheit 11 und
des Verstärkers 16 mit
einem Anschluss, an den ein Ein-Bit-Digitalsignal PD (power down – Ausschalten)
angelegt werden kann. Üblicherweise
wird die Empfangsschaltungseinheit in den Nullstromabsorptionszustand
versetzt, wenn PD = 1, und wird freigegeben, um Strom von der Versorgung
zu absorbieren (power up – Einschalten),
wenn PD = 0.
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Bekanntlich
unterliegen jedes Mal, wenn eine Änderung von dem „Ausschalt"-Zustand zu dem „Einschalt"-Zustand oder umgekehrt
vorliegt, sowohl die Signalverarbeitungseinheit als auch der Leistungsverstärker einem
abrupten Spannungs- und Stromübergang,
bevor dieselben einen stabilen Betriebszustand erreichen. Während dieses Übergangs werden
elektrische Störungen
von Frequenzkomponenten in dem akustischen Band erzeugt und in hörbares und
störendes
Rauschen in dem elektroakustischen Wandler übersetzt.
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Um
diese Probleme zu umgehen, wurden verschiedene Maßnahmen
getroffen, die eine Reihen- und/oder Parallelschaltung aktiver und
passiver Komponenten mit dem Wandler vorsehen, um die unerwünschten
elektrischen Störungen
herauszufiltern. Eine Lösung
diesen Typs benötigt
aber relativ voluminöse
Komponenten außerhalb
des Leistungsverstärkers,
der normalerweise in der Form einer integrierten Schaltung vorliegt.
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Es
wurde auch vorgeschlagen, Verarbeitungseinheiten und Verstärkungseinheiten
mit symmetrischen Ein- und Ausgängen
zu verwenden, um den elektroakustischen Wandler unempfindlich gegenüber zumindest
einigen der möglichen
Störungen,
insbesondere so genannten Gleichtaktstörungen, zu machen. Natürlich ist
aber die Verwendung einer symmetrischen Verstärkungseinheit nur möglich, wenn
der elektroakustische Wandler zwischen die zwei symmetrischen Ausgänge der
Verstärkungseinheit
geschaltet sein kann. Ist dies aber nicht möglich, weil einer der Anschlüsse des
Wandlers mit einem Festleistungsanschluss verbunden sein muss, z.
B. mit der Masse der Schaltung, besteht die einzige Lösung gemäß dem Stand
der Technik darin, die oben genannten externen Filter zu verwenden.
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Die
Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Empfängerabschnitt
des Typs, der in dem Oberbegriff von Anspruch 1 definiert ist, zu schaffen,
bei dem insbesondere der elektroakustische Wandler einen Anschluss
aufweist, der mit dem Masseanschluss verbunden ist, und der keine
Filterkomponenten benötigt,
aber trotzdem frei von den oben beschriebenen Störungen ist.
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Diese
Aufgabe wird durch die Bereitstellung des Empfängerabschnitts, der allgemein
in dem ersten Anspruch definiert und charakterisiert ist, erreicht.
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Die
Erfindung wird aus der folgenden, detaillierten Beschreibung eines
nicht begrenzenden Ausführungsbeispiels
derselben, die mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen gegeben wird,
besser ersichtlich. Es zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm eines allgemeinen Empfängerabschnitts eines Telefons,
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2 ein
Diagramm, teilweise in Blockform, das ein Ausführungsbeispiel der Erfindung
zeigt,
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3 eine
Kennlinie, die die zeitliche Beziehung zwischen zwei Steuersignalen
der Schaltung von 2 zeigt, und
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4 eine
Variante des Diagramms von 2.
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2,
in der Elemente, die mit denen von 1 identisch
sind oder denselben entsprechen, durch die gleichen Bezugszeichen
angezeigt sind, ist ein Diagramm, teilweise in Blockform und teilweise
in Schaltungsform, eines Empfängerabschnitts
gemäß der Erfindung,
der hauptsächlich
in einer integrierten Schaltung gebildet ist.
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Eine
Verarbeitungseinheit 11 empfängt als einen Eingang ein demoduliertes
Digitalsignal RX-IN, das durch eine Empfangs- und Demodulationseinheit 10 erzeugt
wurde, und liefert an zwei Ausgängen
ein symmetrisches Analogsignal. Die Ausgänge der Einheit 11 sind
mit den Differenzeingängen
INP1 und INP2 einer Differenzverstärkerstufe 12 über eine Schalteinheit 15 verbunden.
Letztere weist zwei Schalter 15a und 15b auf,
die bevorzugt durch MOSFET-Transistoren gebildet sein können und
die eine erste Position einnehmen können, bei der dieselben eine
Verbindung zwischen den Ausgängen
der Einheit 11 und den Eingangsanschlüssen der Differenzverstärkerstufe 12 einrichten,
oder eine zweite Position, bei der sie diese Verbindung unterbrechen
und die Differenzeingänge
INP1 und INP2 der Stufe 12 an einem gemeinsamen Anschluss
RF0 miteinander verbinden. Die Schalter 15a und 15b sind
durch eine Steuereinheit 20 gesteuert, wie es im Folgenden
erklärt
ist.
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Die
Steuereinheit 20 empfängt
als einen Eingang ein Binärsignal
PD (Ausschalten) von einer zentralen Steuereinheit 3 der
Telefonschaltungen und spricht auf dieses Signal an, indem dieselbe
gemäß einer
vorbestimmten Zeitsequenz Aktivierungs-/Deaktivierungssignale PD1,
PD2 und PD3 erzeugt, die an die Verarbeitungseinheit 11,
die Differenzverstärkerstufe 12 bzw.
einen Referenzspannungsgenerator 14 angelegt werden.
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Die
Steuereinheit 20 erzeugt auch ein Schaltsignal (SW), das
an die Schalteinheit 15 angelegt wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist die Zeitsequenz, die sich auf die Signale PD2
und SW bezieht, in 3 gezeigt, d. h. die Aktivierung
der Differenzverstärkerstufe 12 und
das Schalten der Einheit 15 zu der Position, in der die
Differenzeingänge
kurzgeschlossen sind, sind simultan.
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Die
Differenzverstärkerstufe 12 weist
einen einzigen Ausgangsanschluss OUT auf, der über einen Entkopplungskondensator
Cest außerhalb
der integrierten Schaltung mit einem elektroakustischen Wandler 13 verbunden
ist, der einen zweiten Anschluss aufweist, der mit dem Masseanschluss
der integrierten Schaltung verbunden ist.
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Die
Stufe 12 weist einen Operationsverstärker 16 auf, dessen
Ausgang mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist, dessen invertierender Eingang über einen
ersten Kondensator C1 mit einem (INP1) der Differenzeingänge verbunden
ist, und dessen nicht invertierender Eingang über einen zweiten Kondensator
C2 mit dem anderen (INP2) der Differenzeingänge verbunden ist. Ein dritter
Kondensator C3 ist zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang
OUT des Operationsverstärkers 16 geschaltet,
und ein vierter Kondensator C4 ist zwischen den nicht invertierenden
Eingang und einen ersten Referenzspannungsanschluss RF1 geschaltet.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist der Referenzanschluss RF1 mit dem Masseanschluss
der Schaltung verbunden, aber derselbe könnte ebenfalls mit einem Anschluss
verbunden sein, der ein anderes Potential als das Massepotential
aufweist.
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Die
Stufe 12 weist auch zwei Schaltkondensatoren auf, von denen
einer, der als C1S bezeichnet ist, mittels zweier Schalter S1 und
S2, die bevorzugt durch MOSFET-Transistoren gebildet sind, alternativ zwischen
zwei Referenzspannungsanschlüsse
RF2 und RF3 oder zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang
des Operationsverstärkers 16 geschaltet
ist. Der andere Schaltkondensator, der als C2S bezeichnet ist, ist
mittels zweier Schalter S3 und S4, die ebenfalls bevorzugt MOSFET-Transistoren sind,
alternativ zwischen weitere zwei Referenzspannungsanschlüsse RF4
und RF5 oder zwischen den nicht invertierenden Eingang und den Referenzspannungsanschluss
RF5 geschaltet.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
sind alle Anschlüsse
RF2–RF5
mit dem Ausgangsanschluss 17 des Referenzspannungsgenerators 14 verbunden,
an dem eine konstante Spannung VCM, deren ausgewählter Wert bevorzugt gleich
der Hälfte
der maximalen Amplitude des jeweiligen Ausgangssignals relativ zu
dem Massepotential ist, eingerichtet wird, wenn der Generator aktiviert
ist.
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Im
Allgemeinen können
sich aber die Referenzspannungen voneinander unterscheiden; z. B. könnten die
Spannungen an RF2 und RF4 miteinander übereinstimmen und geringer
sein als die Spannungen an RF3 und RF5, um den Entwurf der Eingangsstufe
des Operationsverstärkers 16 zu
erleichtern. Die Schalter S1–S4,
die den Schaltkondensatoren C1S, C2S zugeordnet sind, sind, bevorzugt
synchron, durch einen Taktsignalgenerator, der nicht gezeigt ist,
gesteuert.
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Nun
wird der Betrieb der Schaltung betrachtet, angefangen von einer
Situation, in der die Verarbeitungseinheit 11, die Differenzverstärkerstufe 12 und
der Referenzspannungsgenerator 14 mit einer Spannungsversorgung,
die nicht gezeigt ist, verbunden sind, aber deaktiviert sind. Sobald
die zentrale Einheit 3 ein Signal PD = 0, d. h. ein Aktivierungs- (Einschalt-)
Signal, erzeugt, erzeugt die Steuereinheit 20 Aktivierungssignale
PD1, PD2 und PD3, die die Verarbeitungseinheit 11, die
Verstärkerstufe 12 und
den Referenzspannungsgenerator 14 gemäß einer vorbestimmten Zeitsequenz
aktivieren. Die Aktivierung der drei Schaltungen ist bevorzugt nicht
simultan; z. B. kann es für
den Generator 14 geeignet sein, vor der Aktivierung der
Verstärkerstufe 12 aktiviert
zu werden, um eine Referenzspannung an andere Einheiten der integrierten
Schaltung zu liefern. Die Steuereinheit 20 erzeugt auch
ein Signal SW, das simultan mit dem Signal PD2 zur Aktivierung der
Verstärkerstufe 12,
aber von begrenzter Dauer ist, die als Δt in 3 angegeben
ist, und das die Schalter 15a und 15b in die Position
bringt, die als erste Position definiert ist, d. h. bei der die
Differenzeingangsanschlüsse
INP1 und INP2 miteinander und mit dem gemeinsamen Anschluss RF0
verbunden und von den Ausgangsanschlüssen der Verarbeitungseinheit 11 getrennt
sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird
eine Referenzspannung gleich der Gleichtaktspannung des Ausgangs
der Verarbeitungseinheit 11 bevorzugt an den gemeinsamen
Anschluss RF0 angelegt.
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Damit
die Schaltung richtig wirksam ist, weisen die Schaltkondensatoren
C1S und C2S viel niedrigere Kapazitäten auf als die Kondensatoren
C3 und C4. Bei einer praktischen Anwendung waren diese Kapazitäten wie
folgt: C1 = C2 = C3 = C4 = 10 pF (Stufe-l2-Verstärkung = 1), CS1 = CS2 = 0,05
pF.
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Zunächst wird
die Wirkung des Schaltens des Kondensators C1S betrachtet: Während einer Stufe
des Taktsignals weist C1S an beiden Elektroden dieselbe Spannung
VCM auf und wird somit entladen; während der nächsten Stufe des Taktsignals ist
C1S mit C3 parallel geschaltet, so dass dieser Kondensator ebenfalls
dazu tendiert, entladen zu werden, weil jegliche Ladung darin dazu
tendiert, an den Kondensator C1S übertragen zu werden und denselben
zu laden; während
der nächsten
Stufe wird C1S wieder entladen usw., bis C3 entladen ist. Die Wirkung
des Schaltkondensators C1S ist äquivalent
zu der eines Widerstands mit einem hohen Widerstandswert parallel
zu dem Kondensator C3, d. h. einem Rückkopplungswiderstand zwischen
dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 16.
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Die
Wirkung des Schaltens des Kondensators C2S wird nun betrachtet:
Während
einer Stufe des Taktsignals weist C2S ebenfalls an beiden Elektroden
die gleiche Spannung VCM auf, so dass derselbe entladen wird; während der
nächsten
Stufe des Taktsignals weist C2S an einer Elektrode die Spannung
VCM auf, und die andere Elektrode ist mit dem Kondensator C4 verbunden,
so dass letzterer eine Ladung von C2S empfängt. Nach einer bestimmten Anzahl
von Zyklen des Taktsignals ist der Kondensator C4 auf die Spannung
VCM geladen. Die Wirkung des Schaltkondensators C2S ist äquiva lent
zu der eines Widerstands mit einem hohen Widerstandswert zwischen
dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 16 und dem Referenzanschluss
RF4 bei der Spannung VCM.
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Da
der Operationsverstärker 16 bei
offener Schleife eine sehr hohe Verstärkung aufweist, ist die Spannung
zwischen seinen Eingängen
bei geschlossener Schleife so gering, dass die Potentiale seiner zwei
Eingänge
als gleich betrachtet werden können (virtuelle
Masse). Nach einer bestimmten Anzahl von Taktsignalzyklen ist die
Spannung an dem Ausgangsanschluss OUT gleich der Summe der Spannungen
an C3 und C4, d. h. VOUT = 0 + VCM = VCM. Bei dieser Schaltungskonfiguration
ist der Ausgang des Verstärkers 12 somit
innerhalb einer Zeitperiode, die so gewählt sein kann, dass sie ausreichend
lang ist, um Übergänge zu vermeiden,
die hörbares
Rauschen bei dem elektroakustischen Wandler hervorrufen könnten, auf
die Referenzspannung (VCM) gebracht. Diese Anstiegszeit ist bestimmt
durch das Verhältnis
zwischen den Kapazitäten
der Kondensatoren C2S und C4 und durch die Frequenz des Taktsignals,
das das Schalten von C2S steuert. Die Zeitkonstante, die den Anstieg
bestimmt, beträgt τ = C4/(fs·C2S),
wobei fs die Taktsignal-Frequenz angibt und C4 und C2S die Kapazitäten der
Kondensatoren angeben, die mit den gleichen Symbolen bezeichnet sind.
Wenn z. B. fs = 16 kHz, C4 = 10 pF und C2S = 0,05 pF, dann ist τ = 12,5 ms.
Der Anstieg der Ausgangsspannung des Verstärkers auf VCM ist exponentiell
mit einer Zeitkonstante τ.
Der Übergangszustand
des Verstärkers
auf das Einschalten hin wird nach einer Zeit Δt = 4–5τ (50–60 ms) von dem Beginn der
Aktivierung des Verstärkers,
d. h. ab dem Umschalten von PD2 = 1 zu PD2 = 0, als abgeschlossen betrachtet.
Ist diese Zeit verstrichen, bewirkt die Steuereinheit 20,
dass das Signal SW umschaltet, wodurch die Schalter 15a und 15b der
Einheit 15 in die zweite Position gebracht werden, d. h.
in die Position, in der die Ausgänge
der Verarbeitungseinheit 11 mit den Eingängen der
Differenzstufe 12 verbunden sind.
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Unter
diesen Bedingungen wird das analoge Signal, das von der Verarbeitungseinheit 11 kommt, an
die Differenzeingänge
INP1 und INP2 der Verstärkerstufe 12 angelegt.
Letztere verhält
sich bezüglich des
Audio-Frequenz-Signals, das zwischen den Eingängen derselben angelegt ist,
wie ein normaler Verstärker
mit einer Rückkopplung,
bei dem anstatt Widerständen
kapazitive Impedanzen vorliegen.
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Gemäß der in 4 gezeigten
Variante ist die Schalteinheit 15 zwischen den Kondensatoren C1
und C2 und den Eingängen
des Operationsverstärkers 16 angeordnet.
In diesem Fall wird die Spannung VCM bevorzugt an den Anschluss
RF0' angelegt, der
den beiden Elektroden der Kondensatoren C1 und C2 in einer der beiden
Positionen der Schalter 15a und 15b gemeinsam
ist.
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Wie
es ersichtlich ist, ist der Empfängerabschnitt
gemäß der Erfindung
mit derselben Störfestigkeit
wie eine vollsymmetrische Struktur wirksam, obwohl der Wandler nicht
zwischen zwei symmetrische Ausgänge
geschaltet ist. Außerdem
ist derselbe ohne Weiteres herzustellen, nimmt eine sehr begrenzte
Fläche
ein, da derselbe Kondensatoren anstelle von Widerständen verwendet,
und benötigt
keine voluminösen
externen Komponenten, sondern lediglich einige zusätzliche
Komponenten, die ohne Weiteres integriert werden können.