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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf ein Abstimmsystem für
einen Satellitenempfänger, insbesondere
ein System, das in digitaler Form übertragene Fernsehsignale empfangen
und verarbeiten kann.
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ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
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Satelliten-Fernsehempfangssysteme
umfassen normalerweise eine „Außeneinheit"
mit einer schüsselförmigen Empfangsantenne
und einem Blockkonverter sowie eine „Inneneinheit" mit einer Abstimmvorrichtung
und einem Signalverarbeitungsabschnitt. Der Blockkonverter wandelt
den gesamten Bereich („Block")
der von einem Satelliten übertragenen
relativ hochfrequenten HF-Signale in einen leichter handhabbaren
niedrigeren Bereich von Frequenzen um.
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Bei einem herkömmlichen Satelliten-Fernsehübertragungssystem
wird die Fernsehinformation in analoger Form übertragen, und die HF-Signale,
die der Satellit überträgt, liegen
innerhalb der C-Bänder (z.
B. 3,7 bis 4,2 GHz) und Ku-Bänder
(z. B. 11,7 bis 14,2 GHz). Die vom Satelliten über die Antenne des Empfangssystems
empfangenen HF-Signale werden vom Blockkonverter in das L-Band (z.
B. 900 bis 2000 MHz) umgesetzt. Ein HF-Filterabschnitt der Abstimmvorrichtung
der Inneneinheit wählt
aus den vom Blockkonverter empfangenen HF-Signalen dasjenige aus, das dem gewählten Kanal
entspricht, und ein Mischex/Empfangsoszillatorabschnitt der Abstimmvorrichtung
setzt das ausgewählte
HF-Signal zu Filter- und Demodulationszwecken in einen niedrigeren
Zwischenfrequenzbereich (ZF) um.
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Bei moderneren Satelliten-Fernsehsystemen wie
dem von der Hughes Corporation von Kalifornien betriebenen DirectTvTM wird die Fernsehinformation in digitaler
Form übertragen.
Die HF-Signale werden vom Satelliten im Ku-Band übertragen und vom Blockkonverter
in das L-Band umgewandelt. Der Frequenzbereich der vom Satelliten übertragenen HF-Signale
ist etwas kleiner (z. B. zwischen 12,2 und 12,7 GHz) als der des
analogen Satelliten-Fernsehsystems, und der Frequenzbereich der
vom Blockkonverter erzeugten HF-Signale ist dementsprechend auch
etwas kleiner (z. B. zwischen 950 und 1450 MHz).
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Bei einem digitalen Satelliten-Fernsehrundfunksystem
wird die Fernsehinformation digitalisiert, komprimiert und in Form
einer Reihe oder eines Stroms von Datenpaketen entsprechend der
jeweiligen Video-, Audio- und
Datenanteile der Fernsehinformation geordnet. Die digitalen Daten
werden als QPSK-Modulation (Quaternary Phase Shift Keying - Vierphasenumtastung)
auf ein HF-Trägersignal
moduliert, und das HF-Signal wird auf einen die Erde umkreisenden
Satelliten übertragen
und von dort zur Erde zurückgesendet.
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Bei der QPSK-Modulation werden die
Phasen zweier Quadratur-Phasensignale, I und Q, in Abhängigkeit
von den Bits der jeweiligen digitalen Datenströme gesteuert. Beispielsweise
wird die Phase für
einen niedrigen Logikpegel („0")
auf 0 Grad (°)
und für
einen hohen Logikpegel („l")
auf 180° eingestellt. Die
phasenverschobenen modulierten I- und Q-Signale werden kombiniert
und das Ergebnis als QPSK-moduliertes HF-Trägersignal übertragen. Dementsprechend
gibt jedes Symbol des modulierten QPSK-Trägers einen von vier Logikzuständen, d. h.
00, 01, 10 und 11 an.
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Die Umsetzerstufe des Blockkonverters
der Außeneinheit
enthält
normalerweise einen HF-Empfangsoszillator, der gegenüber temperatur-
und alterungsbedingten Veränderungen
nicht stabilisiert ist. Das Ergebnis ist, dass sich die Frequenz
des Empfangsoszillatorsignals des Blockkonverters verändert und
eine entsprechende Veränderung
oder Verschiebung der Frequenzen des Trägersignals der von der Abstimmvorrichtung
der Inneneinheit empfangenen HF-Signale
verursacht. Dies hat zur Folge, dass sich die Frequenz des von der
Abstimmvorrichtung erzeugten basisbandnahen Signals ebenfalls ändert oder
gegenüber
ihrem Nennwert verschiebt. Wenn die Frequenz des basisbandnahen
Signals von ihrem Nennwert abweicht, können die auf das basisbandnahe
Signal modulierten Signale nicht korrekt demoduliert werden, und
die Information, die sie darstellen, kann nicht korrekt rekonstruiert
werden.
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Wenn die Abweichung innerhalb eines
Fangbereichs der digitalen Trägerwiederherstellungsschleife
(CTL) des QPSK-Demodulators liegt, kann die unerwünschte Verschiebung
mit dem Phasenregelkreis der CTL (carrier track loop) angemessen
korrigiert werden. Wenn die Frequenz des basisbandnahen Signals
zu weit von ihrem Nennwert abweicht (d. h. außerhalb des Fangbereichs der
CTL liegt), verändert
das Abstimmsystem die Frequenz des Empfangsoszillators (EO) der
Abstimmvorrichtung, um das verschobene Signal in den Fangbereich
der CTL zurückzubringen.
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Es kommt jedoch vor, dass während der
Suche nach dem verschobenen Signal die CTL an einem als „falscher
Verriegelungspunkt" bekannten Punkt irrtümlich verriegelt wird, an dem
der Phasenfehler so klein ist, dass das System den Anschein einer
Verriegelung erweckt, ein echtes verschobenes Signal jedoch nicht
existiert. Dies führt
dazu, dass das Abstimmsystem eine beträchtliche Zeit mit der Prüfung anderer
Indikatoren verbringt, um zu bestimmen, ob die CTL wirklich das
echte verschobene Signal erfasst hat oder nicht. Dies hat eine unerwünschte Verlangsamung
des gesamten Betriebs des Abstimmsystems zur Folge.
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Die EP-A 0 782 271 offenbart eine
Anordnung zur selektiven Steuerung der Ansprechzeit eines Typ II
Phasenregelkreises (PLL), insbesondere eines Kreises, der einen
Phasendetektor und einen Verstärker
eines rückkopplungsartigen
Integrators innerhalb einer integrierten Schaltung enthält. Die
Anordnung umfasst eine steuerbare Filterstufe, die in Kaskade mit
dem Verstärker
gekoppelt ist. Die steuerbare Filterstufe enthält einen Filterabschnitt und eine
Schaltanordnung, um den Filterabschnitt selektiv durch Ansprechen
auf ein den Modus bestimmendes Steuersignal zu umgehen. In der beschriebenen Ausführungsform
steuert der PLL die Frequenz eines Empfangsoszillators einer Abstimmvorrichtung,
und der Filterabschnitt reagiert auf das Amplitude/Frequenz-Verhältnis, um
die Ansprechzeit des PLLs im Feinabstimmungs-Modus zu erhöhen, damit
ein Demodulator im Feinabstimmungs-Modus weiterhin korrekt funktionieren
kann.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Zur Lösung der oben genannten Probleme schlägt die vorliegende
Erfindung ein digitales Signalabstimmsystem gemäß Anspruch 1 vor.
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Dieser und andere Aspekte der Erfindung werden
im Folgenden ausführlich
unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild eines digitalen Satelliten-Fernsehempfängers mit einem Abstimmsystem,
das für
den Einsatz der Erfindung geeignet ist;
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2 ein
Blockschaltbild eines digitalen Demodulators, der sich zum Einsatz
in dem in 1 dargestellten
Satellitenempfänger
eignet, und welches dem Verständnis
der Wiederherstellung digitaler Daten aus dem in 1 dargestellten Abstimmsystem dient;
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3 ein
vereinfachtes Blockschaltbild eines in 1 dargestellten digitalen Satelliten-Fernsehempfängers, das
dem Verständnis
der Funktionsweise des Abstimmsystems dient;
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4 eine
bildliche Darstellung der Funktionsweise des in 1 dargestellten Abstimmsystems; und
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5 ein
Ablaufdiagramm der Abstimmroutine bei der Suche des in 3 dargestellten Abstimmsystems
nach einem verschobenen Signal gemäß einem Aspekt der vorliegenden
Erfindung.
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In den verschiedenen Figuren werden
gleiche oder ähnliche
Bezugszeichen zur Kennzeichnung gleicher oder ähnlicher Elemente verwendet.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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Die Erfindung wird unter Bezugnahme
auf ein digitales Satelliten-Fernsehsystem beschrieben, in dem Fernsehinformationen
in kodierter und komprimierter Form gemäß einem vorbestimmten digitalen
Kompressionsstandard wie beispielsweise MPEG übertragen werden. MPEG ist
ein von der Motion Pictures Expert Group entwickelter internationaler
Standard für
die kodierte Darstellung von Film- und damit verbundenen Audioinformationen.
DirecTvTM, das von der Hughes Corporation
von Kalifornien betriebene Satelliten-Fernsehübertragungssystem, ist solch
ein digitales Satelliten-Fernsehübertragungssystem.
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Bei dem in 1 dargestellten digitalen Satelliten-Fernsehempfänger werden
mit digitalen Signalen modulierte HF-Signale, die von einem (nicht dargestellten)
Satelliten übertragene
Video- und Audioinformationen darstellen, von einer schüsselförmigen Antenne 1 empfangen.
Die empfangenen, relativ hochfrequenten HF-Signale (beispielsweise
im Ku-Frequenzbereich zwischen 12,2 und 12,7 GHz), werden von einem
Blockkonverter 3 mit einem HF-Verstärker 3-1, einem Mischer 3-3 und
einem Oszillator 3-5 in HF-Signale mit relativ niedrigerer Frequenz
(beispielsweise im L-Band zwischen 950 und 1450 MHz) umgesetzt.
Verstärker 3-1 ist
ein „rauscharmer"
Verstärker,
deshalb spricht man beim Blockkonverter 3 oft von „LNB",
den Initialen für „Low Noise Block
Converter" (rauscharmer Blockkonverter). Antenne 1 und
LNB 3 gehören
zu einer sogenannten „Außeneinheit"
5 des Empfangssystems. Der restliche Anteil des Empfängers ist
in einer sogenannten „Inneneinheit"
7 enthalten.
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Die Inneneinheit 7 enthält eine
Abstimmvorrichtung 9, die das HF-Signal, welches die Pakete
mit den gewünschten
Programmen enthält,
aus der Vielzahl der von der Außeneinheit 5 empfangenen
HF-Signale auswählt
und das ausgewählte
HF-Signal in ein entsprechendes Signal mit einer niedrigeren Zwischenfrequenz
(ZF) umsetzt.
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Der restliche Anteil der Inneneinheit 7 demoduliert,
dekodiert und dekomprimiert die als QPSK-Modulation übertragene
digitale Information, um Ströme
digitaler Video- und Audio-Abtastdaten zu erzeugen, die dem gewünschten
Programm entsprechen, und wandelt anschließend die digitalen Abtastdatenströme in entsprechende
analoge Video- und Audiosignale um, die für die Wiedergabe oder Aufzeichnung
geeignet sind. Genauer gesagt demoduliert die QPSK-Demodulation 11 das
basisbandnahe Signal, um zwei Impulssignale IP und QP zu erzeugen,
die jeweils Datenbitströme
enthalten, die den Daten der durch die Phasenverschiebung modulierten
I- und Q-Signale entsprechen, die im Sender erzeugt wurden. Ein
Dekodierer 13 ordnet die Bits der IP- und QP-Signale in
Datenblöcke,
korrigiert Übertragungsfehler
in den Datenblöcken
aufgrund von Fehlercodes, die am Sender in die übertragenen Daten eingebettet
wurden, und reproduziert die übertragenen
MPEG Video- und Audiopakete. Die Video- und Audiopakete werden von
einer Transporteinheit 15 zu den jeweiligen Video- und
Audioabschnitten einer Datenverarbeitungseinheit 17 geleitet,
wo sie dekomprimiert und in entsprechende analoge Signale umgewandelt
werden. Ein Mikroprozessor 19 steuert den Betrieb der verschiedenen
Abschnitte der Inneneinheit 7.
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Abstimmvorrichtung 9 empfängt das
von LNB 3 an einem Eingang 901 bereitgestellte
HF-Signal. Die HF-Eingangssignale
werden vom Breitbandfilter 903 gefiltert, vom HF-Verstärker 905 verstärkt und
vom abstimmbaren Bandpassfilter 907 gefiltert. Das abstimmbare
Bandpassfilter 907 (BPF) wählt das gewünschte HF-Signal aus und unterdrückt unerwünschte HF-Signale.
Das resultierende HF-Signal wird mit einem ersten Eingang von Mischer 909 verbunden.
Ein vom Empfangsoszillator (EO) 911 erzeugtes Empfangsoszillatorsignal
wird mit einem zweiten Eingang von Mischer 909 verbunden.
Der Ausgang von Mischer 909 wird vom Verstärker 913 verstärkt und
mit dem Eingang von ZF-Filter 915 verbunden, das ein SAW-Bauteil
enthält.
Der Ausgang von ZF-Filter 915 wird mit dem Ausgang 917 der
Abstimmvorrichtung 9 verbunden.
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Die Frequenz von EO 911 wird von
der PLL-Anordnung 919 (PLL = Phasenregelkreis) gesteuert,
die den integrierten Schaltkreis PLL IC 921, den externen Bezugsfrequenzquarz 923 und
das externe Filternetzwerk 925 umfasst. Die Frequenz des EO-Signals
wird von PLL 919 gemäß der vom
Mikroprozessor 19 empfangenen Anweisungen gesteuert.
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Die Träger der vom Satelliten übertragenen und
von Antenne 1 empfangenen HF-Signale haben sehr konstante
Frequenzen, die auf ihren „Nennwerten"
bleiben. Solange daher die Frequenz des Oszillators 3-5 von
LNB 3 konstant ist und auf ihrem Nennwert bleibt, bleiben
auch die Trägerfrequenzen
der von der Abstimmvorrichtung 9 der Inneneinheit 7 empfangenen
HF-Signale auf ihrem
Nennwert. Leider kann sich die Frequenz von Oszillator 3-5 mit
der Zeit und infolge von Temperaturschwankungen ändern. Die Frequenzverschiebung
von Oszillator 3-5 gegenüber seiner nominalen Frequenz
verursacht entsprechende Verschiebungen in den Trägerfrequenzen
der von der Abstimmvorrichtung 9 empfangenen HF-Signale.
Um diese Frequenzverschiebungen auszugleichen, wird die Frequenz
von EO 911 der Abstimmvorrichtung 9 unter Kontrolle von
Mikroprozessor 19 in Abhängigkeit der von der QPSK-Demodulation 11 empfangenen
Frequenzstatusinformation geändert.
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Wie aus 2 ersichtlich wird das vom ZF SAW Filter 915 erzeugte
ZF-Signal mit den jeweiligen ersten Eingängen der Mischer 1101I und 1101Q verbunden.
Die Buchstaben „I"
und „Q"
bedeuten „In-Phase"
und „Quadratur".
Das Ausgangssignal des relativ frequenzkonstanten Oszillators 1103 ist direkt
mit Mischer 1101I und indirekt mit Mischer 1101Q über das
um 90 Grad (90°)
phasendrehende Netzwerk 1105 verbunden. Mischer 1101I erzeugt eine „Inphasen"-,
eine sogenannte „basisbandnahe", (wesentlich niederfrequentere)
Version (IA) des ZF-Signals, während
Mischer 1101Q eine basisbandnahe „Quadratur"-version (QA) des
ZF-Signals erzeugt, die gegenüber
dem „Inphasensignal"
(IA) um 90 Grad verschoben ist. Der Buchstabe „A" bedeutet „Analog".
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Die IA- und QA-Signale werden mit
Analog-Digital-Umsetzer
(ADUs) 1107I und 1107Q gekoppelt. Die Analog-Digital-Umsetzer 1107I und 1107Q empfangen
auch ein Taktsignal von der STR-Schleife 1109 („Symbol
Timing Recovery Loop" – Symbolfolge-Wiederherstellungsschleife)
und erzeugen eine entsprechende Reihe von digitalen Abtastwerten
ID und QD. Der Buchstabe „D"
bedeutet „Digital".
STR-Schleife 1109 enthält
einen (nicht dargestellten) gesteuerten Oszillator, von dem das
Taktsignal für
die ADUs 1107I und 1107Q abgeleitet wird. Der
gesteuerte Oszillator wird von einem (nicht dargestellten) teilweise
digitalen und teilweise analogen Hybrid-Phasenregelkreis gesteuert, so dass
die digitalen Abtastwerte mit der eingehenden Symbolgeschwindigkeit
und -phase synchronisiert sind. Die analogen Signale können als
Impulsstrom angezeigt werden. Die Funktion der STR-Schleife 1109 besteht darin,
den Taktgeber phasenstarr zu verriegeln, so dass die ADU das analoge
Signal im Scheitelpunkt der Impulse abtastet. Mit anderen Worten – die STR-Schleife 1109 synchronisiert
die Abtastung der ADUs 1107I und 1107Q mit der
Ankunft jedes empfangenen Symbols.
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Die ID- und QD-Signale werden auch
von einer CTL 1111 (Trägerverfolgungsschleife)
verarbeitet. Die CTL 1111 demoduliert die digitalen Stichprobensignale
ID und QD und bildet daraus entsprechende Impulssignale IP und QP.
Der Buchstabe „P" bedeutet „Impuls".
Obwohl die Signale demoduliert, d. h. in IA- und QA-Bestandteile
zerlegt wurden, wurden sie mit einem nicht synchronen Träger demoduliert.
Da der demodulierende Träger
nicht mit dem übertragenen
Träger
synchronisiert wurde, rotiert die Konstellation weiter. An diesem
Punkt spricht man typisch von einem basisbandnahen Signal. Wenn
die Rotation gestoppt ist, spricht man von einem „Basisbandsignal".
Daher die Bezeichnungen IBB und QBB am Ausgang des Derotators 1111-4.
Die Basisbandsignale können
in ein I-zu-Q-Diagramm eingetragen werden, woraus sich das „Konstellations-Diagramm" ergibt.
Das Basisbandsignal geht in den Doppelbegrenzer (slicer) 1111-2 ein,
der abschätzt,
welcher der vier Konstellationspunkte übertragen wurde. Jedes der
IP- und QP-Impulssignale
enthält
eine Reihe von Datenbits entsprechenden Impulsen. Die Datenbits
haben entweder einen niedrigen („0") oder einen hohen („1") Logikpegel,
entsprechend den 0° bzw. 180° Phasenverschiebungen
der I- und Q-Signale des übertragenen
QPSK HF-Trägers.
Die IP- und QP-Signalbestandteile sind mit Dekodierer 13 gekoppelt,
in dem die Datenbit in Pakete formatiert werden und wo eine Vorwärts-Fehlerkorrektur (VFK)
durchgeführt
wird.
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CTL 1111 umfasst den komplexen
Derotator 1111-4, den Doppelbegrenzer (slicer) 1111-2,
den numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) 1111-1, den Phasendetektor 1111-3 und
das Schleifenfilter 1111-5. Der komplexe Derotator 1111-4 ist
ein komplexer Multiplikator, der die Rotation der drehenden Konstellation
anhält,
um eine konstante Konstellation auszugeben. Das Anhalten der Rotation
wird durch Multiplikation der digitalen Eingangssignale ID und QD
mit dem geschätzten
Sinus und Cosinus der geschätzten
Frequenzverschiebung und -phase bewerkstelligt. Die geschätzte Frequenzverschiebung ist
die Geschwindigkeit, mit der das basisbandnahe Signal „dreht".
Wie diese geschätzte
Verschiebung erzeugt wird, ist im Folgenden beschrieben.
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Doppelbegrenzer (slicer) 1111-2 empfängt die
angehaltene Konstellation und gibt Entscheidungen aus, die auf dem
Quadranten der Eingangsinformation basieren. Jedes I-, Q-Paar, das
der Doppelbegrenzer (slicer) 1111-2 ausgibt, ist eine Schätzung, welches
Symbol übertragen
wurde. Phasendetektor 1111-3 empfängt die Eingangs- und Ausgangsinformation
von Doppelbegrenzer (slicer) 1111-2 und erzeugt ein Phasenfehlersignal
für jedes
Symbol. Dieses Phasenfehlersignal wird an das Schleifenfilter 1111-5 angelegt.
Schleifenfilter 111-5 steuert den numerisch gesteuerten
Oszillator (NCO) 1111-1 und liefert eine Schätzung der
verschobenen Frequenz. Diese Schätzung
steht auch dem Mikroprozessor 19 als Steuersignal zur Verfügung.
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Beispielsweise verursacht ein Frequenzfehler
aufgrund einer von einer LNB herrührenden Frequenzverschiebung
des ausgewählten
HF-Signals mit der Zeit eine so genannte „Rotation" oder ein „Drehen"
der Position der demodulierten Zweibit-Daten des QPSK-Signals. Die
Richtung der Rotation richtet sich danach, ob die Frequenzverschiebung positiv
oder negativ ist. Wie in 2 dargestellt,
hat die Datenkonstellation für
die QPSK-Modulation vier Punkte, entsprechend der vier möglichen
Logikkombinationen (00, 01, 10 und 11)
der jeweiligen zwei möglichen
Logikpegel, die durch die zwei möglichen Phasenverschiebungswerte
der I- und Q-Signale dargestellt
werden. Phasendetektor 1111-3 misst die Position der demodulierten
Daten bezogen auf die ideale Position in der Datenkonstellation.
Zur Korrektur von Datenrotation und Schräglage wird die Frequenz und
somit die Phase von NCO 1111-1 von Schleifenfilter 1111-5 in
Abhängigkeit
des Ausgangssignals von Phasendetektor 1111-3 geändert, bis
die Rotation aufhört
und die Schräglage
eliminiert wird.
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Nach Anhalten dieser Rotation ist
die Konstellation stabilisiert, und die CTL 1111 wird als „verriegelt" betrachtet.
In diesem eingeschwungenen Zustand hat Schleifenfilter 1111-5 die
Frequenz und Phasenverschiebungen, die für das Anhalten der Datenrotation
benötigt
werden, korrekt eingeschätzt,
so dass die Konstellation erfolgreich stabilisiert wird. Schleifenfilter 1111-5 hat
proportionale und integrierende Anteile, die summiert die Steuerung
für NCO 1111-1 bilden.
Der Wert des integrierenden Anteils (der den Phasenfehler integriert)
stellt die Frequenzverschiebung dar, die die Rotation verursacht.
Dieser Wert steht Mikroprozessor 19 als Steuersignal zur Verfügung, das
in 1 und 2 als FREQUENZ-Signal dargestellt wird. Mikroprozessor 19 vergleicht aufeinander
folgende Abtastwerte des FREQUENZ-Signals, um festzustellen, ob
die Konstellation stabilisiert wurde. Wenn die Differenz zwischen aufeinander
folgenden Stichproben klein ist, wird die Demodulation als „VERRIEGELT"
erkannt. In diesem eingeschwungenen Zustand sind die demodulierten Daten
IP und QP zuverlässig
und werden an den VFK-Dekodierer 13 weitergegeben. Wenn
während der
Erfassung eines Kanals die aktuelle Frequenz von EO 911 keine erfolgreiche
Verriegelung von CTL 1111 zulässt, stellt der Mikroprozessor 19 die
Frequenz von EO 911 so lange nach, bis entweder ein VERRIEGELTER
Zustand gefunden oder ein geeigneter Frequenzbereich abgedeckt wird.
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In Grenzen kann die CTL 1111 die
QPSK-Daten selbst dann demodulieren, wenn die Frequenz des ZF-Signals
und somit die Frequenz der IA- und QA-Signale inkorrekt oder verschoben
ist. Wenn jedoch die Frequenzverschiebung zu groß ist, fällt ein Anteil des Frequenzspektrums
des ZF-Signals aus dem Durchlassbereich des SAW Filters 915 heraus, was
auf die Verschiebung des ZF-Signals bezogen auf die Mittenfrequenz
von SAW Filter 915 zurückzuführen ist.
Dies verursacht eine Verschlechterung des Signal/Rauschverhältnisses
des Empfängers. Demzufolge überwacht,
wie oben angegeben, Mikroprozessor 19 ein von CTL 1111 erzeugtes,
die Frequenzverschiebung des ZF-Signals anzeigendes FREQUENZ-Signal.
Die durch die LNB-Drift Veränderungen
verursachte Frequenzverschiebung wird von der CTL 1111 verfolgt
und das vom Mikroprozessor 19 überwachte FREQUENZ-Signal wird
aktualisiert. Nach dem nächsten
Einstellen des Kanals benutzt Mikroprozessor 19 die zuletzt
aufgezeichnete Frequenzverschiebung, um eine genauere Platzierung
von EO 911 bereitzustellen. Dies müsste eine schnelle Erfassung
des Signals gestatten, ohne durch Nachstellen von EO 911 weiter
suchen zu müssen.
Wenn die Frequenzverschiebung so groß ist, dass eine Verschlechterung
in der Zuverlässigkeit der
demodulierten Daten eintritt, ist VFK-Dekodierer 13 schließlich nicht
mehr in der Lage, die Fehler zu korrigieren und hebt die Verriegelung
auf. Mikroprozessor 19 fordert eine Neueinstellung des
gleichen Kanals an, und die letzte Frequenzverschiebung wird wiederum
zur akkuraten Platzierung von EO 911 für eine Neueinstellung benutzt.
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Wie oben angegeben, werden die nicht
mehr rotierenden Datenströme
IP und QP durch den in 1 dargestellten
VFK-Dekodierer 13 verarbeitet. Die Funktion des VFK-Dekodierers 13 besteht
darin, bei Übertragung
der Daten eingetretene Fehler zu korrigieren. Damit der Dekodierer
Fehler korrigieren kann, muss das demodulierte Signal stabilisiert
werden. Ferner muss VFK-Dekodierer 13, um die Daten korrigieren
zu können,
auf die gleiche Codegeschwindigkeit wie die Übertragungscodegeschwindigkeit
eingestellt und mit den Paketgrenzen synchronisiert werden. Das
vom VFK-Dekodierer 13 erzeugte
und vom Mikroprozessor 19 überwachte VFK-Verriegelungssignal
zeigt an, ob alle oben genannten Bedingungen erfüllt wurden und VFK-Dekodierer 13 mit
Erfolg fehlerfreie Daten übermittelt.
Beispielsweise hat das VFK-Verriegelungssignal einen niedrigen Logikpegel,
wenn VFK-Dekodierer 13 die Daten nicht korrigieren kann,
und einen hohen Logikpegel, wenn VFK-Dekodierer 13 die
Daten korrigieren kann. Mit dem VFK-Verriegelungssignal wird endgültig bestimmt,
ob Abstimmvorrichtung 9, QPSK-Demodulation 11 und
VFK-Dekodierer 13 erfolgreich verriegelt wurden, weil die
Stabilisierung von CTL 1111 an einem „falschen Verriegelungspunkt"
erfolgen kann. An einem „falschen
Verriegelungspunkt" scheint die Konstellation nicht zu drehen. Aber
tatsächlich
rotiert die Konstellation um 90 Grad (oder um ein Vielfaches von
90 Grad) pro Symbol. Da ein anderer, um 90 Grad entfernter Konstellationspunkt
existiert, scheint sie stabilisiert zu sein. Die „falschen
Verriegelungspunkte" treten bei Vielfachen der Symbolgeschwindigkeit,
dividiert durch acht, ein. Wenn CTL 1111 an einem falschen
Verriegelungspunkt stabilisiert wird, ist der VFK-Dekodierer nicht fähig, die
Daten zu dekodieren. Somit bleibt das VFK-Verriegelungssignal auf
einem niedrigen Logikpegel (unverriegelt).
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Zusammenfassend ist zu sagen, dass
wann immer CTL 1111 auf einen falschen Verriegelungspunkt
trifft, Zeit damit verschwendet wird, (1) CTL 1111 auf
einen falschen Verriegelungspunkt einzustellen, und (2) das System
das VFK-Verriegelungssignal prüfen
zu lassen, um die Gültigkeit
des Verriegelungspunktes zu bestimmen. Dies bewirkt eine Verlangsamung
des Suchprozesses des gesamten Abstimmsystems.
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Die vorliegende Erfindung befasst
sich speziell damit, wie die Verlangsamung des Suchprozesses gehandhabt
wird. Die Erfindung beruht zum Teil auf der Erkenntnis, dass der
Suchprozess beschleunigt wird, wenn die Suche an einem Endpunkt
eines Frequenzbandes beginnt, in dem das verschobene Signal vorkommen
kann. Dies liegt daran, weil (1) die unerwünschte Verriegelung von CTL
1111 anscheinend
nicht an einem falschen Verriegelungspunkt erfolgt, und weil (2)
der Betrieb von CTL 1111 durch eine arithmetische Verzerrung
beeinflußt
wird. Es ist anzunehmen, dass sich diese arithmetische Verzerrung
aus der bei der Verarbeitung digitaler Signale verwendeten arithmetischen
Berechnungsweise ergibt, wozu beispielsweise Zweierkomplement-Arithmetik
und Rundung mit zugehörigen
Rundungsfehlern gehören
kann.
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Bei einem herkömmlichen digitalen Abstimmsystem
beginnt die Suche nach dem verschobenen Signal ungefähr in der
Mitte eines Frequenzbandes, in dem das verschobene Signal vorkommen kann.
Bei einem System könnte
die Suche in der Mitte beginnen und in einer positiven Richtung
verlaufen, während
bei einem anderen System die Suche in der entgegengesetzten Richtung,
d. h. in einer negativen Richtung verlaufen könnte. Wenn bei keinem der beiden
Systeme ein Verriegelungspunkt, d. h. ein verschobenes Signal in
einer Richtung gefunden wird, beginnt die Suche nochmals in der
Mitte, verläuft
aber diesmal in der entgegengesetzten Richtung.
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Demgegenüber beginnt bei einem System gemäß Aspekten
der vorliegenden Erfindung die Suche an einem Endpunkt des Frequenzbandes,
in dem das verschobene Signal vorkommen kann. Wenn beispielsweise
die Suche am Punkt der obersten Frequenz des Bandes beginnt, liegt
der Startpunkt der CTL-Suche immer über der Frequenz des verschobenen
Signals. Deshalb versucht das System immer, eine negative Frequenzverschiebung
einzufangen.
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Bei einer typischen Ausführungsform
scheint der Ansatz der im digitalen Demodulationssystem verwendeten
arithmetischen Berechnungsweise den gesamten Prozess des Einfangens
negativer Frequenzverschiebungen zu beschleunigen, weil die Berechnung
(wie beispielsweise Zweierkomplement-Arithmetik) eine arithmetische Verzerrung
erzeugen kann, die den Betrieb von CTL 1111 zugunsten der
Suche nach dem negativ verschobenen Signal beeinflusst. Weiterhin
kann die arithmetische Verzerrung dazu beitragen zu verhindern,
dass die Stabilisierung von CTL 1111 irrtümlicherweise
an einem falschen Verriegelungspunkt erfolgt. Das heißt, dass die
arithmetische Verzerrung dazu beizutragen scheint, die CTL 1111 an
einem falschen Verriegelungspunkt zu destabilisieren. Daraus ergibt
sich, dass das Abstimmsystem an einem falschen Verriegelungspunkt
keine Zeit damit verliert zu bestimmen, ob es das echte verschobene
Signal erfasst hat. Folglich wird der gesamte Suchprozess beschleunigt.
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In 3 ist
ein beispielhaftes Abstimmsystem dargestellt, das zur Realisierung
des beschriebenen Systems geeignet ist. Wie 3 zeigt, empfängt Abstimmvorrichtung 9 das
HF-Eingangssignal und liefert ein basisbandnahes Signal an den digitalen Demodulator 18.
Der digitale Demodulator 18 erzeugt ein Steuersignal, das
eine Schätzung
der Verschiebung ΔF
darstellt, und liefert die Schätzung
an den Mikroprozessor 19. Mikroprozessor 19 erzeugt eine
Abstimmspannung für
EO 911, was eine Neuabstimmung der Mittenfrequenz (Fc) des tatsächlichen Signals
verursacht, wobei ein Schätzwert
verwendet wird, die gleich Fi + ΔF
ist.
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In 4 ist
die Funktionsweise des Abstimmsystems dargestellt. Hier sind, wie
dargestellt, Mikroprozessor 19, EO 911, Abstimmvorrichtung 9 und
die integrierte Demodulationsschaltung einschließlich digitalem Demodulator 18 in
einer Schleife gekoppelt. Oben rechts in 4 ist das Frequenzspektrum des Eingangssignals
mit einer Mittenfrequenz (CF), die bei Frequenz Fc liegt, dargestellt. Das
Frequenzspektrum des Ausgangs der Abstimmvorrichtung wurde unter
dem Eingangsfrequenzspektrum eingezeichnet und zeigt, dass der Ausgang
der Abstimmvorrichtung eine Verschiebung ΔF aufweist, die gleich Fc–Fi ist.
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In 5 ist
ein Ablaufdiagramm dargestellt, das die Funktionsweise des in 3 dargestellten Systems
veranschaulicht. Wie aus 5 ersichtlich, erfolgt
die Suche schrittweise. Das heißt,
Abstimmvorrichtung 9 wird auf vorherbestimmte Frequenzen (Schritte)
innerhalb des zulässigen
LNB-Driftbereiches (z. B. +/– 5
MHz) eingestellt. Mit jedem Schritt in Frequenz Fi ist ein Wert
des Index „i"
verbunden. Bei jedem Schritt wird der CTL 1111 eine gewisse
Zeit für das
Fangen eines stabilen Verriegelungspunktes eingeräumt. Die
CTL 1111 wird gelesen und die Abstimmvorrichtung 9 so
positioniert, dass jede von CTL 1111 eingefangene Verschiebung
korrigiert wird. Mit weiteren Prüfungen
des VFK-Ausgangs (Vorwärts-Fehlerkorrektur)
wird bestimmt, ob die Schätzung
der LNB-Drift als akkurat akzeptiert wird, oder ob die Suche fortgesetzt
wird.
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Obwohl die vorliegende Erfindung
im Sinne einer spezifischen Ausführungsform
beschrieben wurde, versteht sich, dass Modifikationen vorgenommen
werden können,
die in den Geltungsbereich der Erfindung, wie in den beigefügten Ansprüchen definiert,
fallen.