CN1148871C - Dbs产品的lnb漂移搜索系统 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种数字信号调谐装置(9)，该装置包括一个频偏校正系统(919)。在所述频偏校正系统中，从其中可能找到该频偏的频段的终点开始搜索一个偏移信号。
Description
技术领域
本发明涉及卫星接收机的调谐系统，特别是能够接收和处理以数字形式发射的电视信号的调谐系统。
背景技术
卫星电视接收系统一般包括一个“室外单元”和一个“室内单元”，其中“室外单元”包括一个盘状接收天线和一个“区段(block)”变频器，“室内单元”包括一个调谐器和一个信号处理部分。区段变频器将由卫星发射的频率相对较高的RF信号的整个范围(“区段”)转换成更易于管理、频率较低的范围。
在传统的卫星电视发射系统中，电视信息以模拟形式发射，而由卫星发射的RF信号位于C频段(例如3.7至4.2GHz)和Ku频段(例如11.7至14.2GHz)。由接收系统的天线从卫星处接收的RF信号由区段变频器转换至L频段(例如900至2000MHz)。室内单元的调谐器的RF滤波器部分相应于所选频道从接收自区段变频器的各RF信号中选择其中一种信号，而调谐器的混频器/本机振荡器将所选RF信号转换成用于滤波和解调的位于较低的中频(IF)范围的信号。
在新型卫星电视系统中，例如在Hughes Corporation ofCalifornia工作的DirecTVTM中，电视信号以数字形式发射。由卫星发射的RF信号位于Ku频段，经区段变频器转换至L频段。由卫星发射的RF信号的频率范围(例如在12.2至12.7GHz之间)略小于模拟卫星电视系统中的对应频率范围，因此由区段变频器产生的RF信号频率范围略小(例如在950至1450GHz之间)。
在数字卫星电视广播系统中，电视信息被数据化、压缩和组织分量别相应于各个视频、音频和电视信息的数据部分的一序列或一串数据包。数字数据以公知的QPSK(正交相移键控)调制方式被调制到RF载波信号上，并且RF信号被发射到位于地球轨道的卫星，其中RF信号又从卫星重新发射回地球。
在QPSK调制中，分别响应于数字数据流中的位(bit)控制两正交相位信号的相位I和Q。例如，响应于低逻辑电平(“0”)将相位设定为0度(°)，而响应于高逻辑电平(“1”)设定为180°。将相移调制的I和Q信号组合，其结果作为QPSK调制的RF载波信号发射。因此，经调制的QPSK载波信号的每个符号代表四种逻辑状态，即00，01，10和11中的一种。
室外单元的区段变频器的转换级一般包括一个RF本机振荡器，该振荡器由于温度变化和使用老化导致不稳定。其结果是区段变频器的本机振荡信号的频率发生变化，从而导致由室内单元的调谐器接收的RF信号的载波信号的频率相应发生变化或产生偏移。随后，由调谐器产生的接近于基带的信号的频率也出现变化或偏离其标称值。如果接近于基带的信号的频率偏离其标称值，调制在接近基带的信号上的数字信号就不能被恰当地解调，并且它们代表的信息就不能被恰当地重建。
当偏移在QPSK调制器的数字载波恢复环路(CTL)的引入(pull in)范围内，则可通过CTL的锁相环操作而适当地校正不期望产生的偏移。如果接近基带的信号的频率变化太偏离其标称值(即在CTL的引入范围之外)，则调谐系统改变调谐器本机振荡器(LO)的频率，以便使偏移信号带入CTL的引入范围内。
但是可以看出，在搜索偏移信号的处理过程中，CTL可以错误地锁定在被称为“假锁定点”的那一点上，在该点上，相位误差足以小到系统看来被锁定，但并不存在真实的偏移信号。其结果是，调谐系统将明显花费相当的时间通过检测其它指示器来确定是否CTL已恰当地获得了真实的偏移信号。这种不希望出现的减慢了调谐系统的整个操作。
发明内容
为了解决上述问题，本发明涉及一种频偏校正系统，该系统用于从可能找到频偏的频段的终点开始搜索一个偏移信号。
本发明提供一种卫星信号接收机中的数字信号调谐系统，该调谐系统显示出允许的LNB频漂范围，该数字信号调谐系统包括：一个调谐器(9)，该调谐器包括一个用于调谐载有数字信息的RF信号的本机振荡器(911)；一个具有一个载波跟踪环路的数字解调器(11)，用于解调由所述调谐器(9)接收到的所述RF信号；所述载波跟踪环路(1111)接收所述RF信号并产生代表所述RF信号的频率和一标称RF频率之间频偏的控制信号；用于响应所述控制信号调节所述本机振荡器(911)的频率的部件(19，921，923，925)；其特征在于，前向纠错解码器(13)产生指示调节后的所述本机振荡器(911)的频率是否允许解码所述数字信息的输出信号(FEC LOCK)；其中，如果所述数字信息不能被所述前向纠错解码器(13)解码，所述前向纠错解码器(13)向用于调节频率的部件(19，921，923，925)提供所述输出信号(FEC LOCK)，以中断所述载波跟踪环路(1111)的锁定；以及通过用于调节的所述部件(19，921，923，925)，从所述允许的LNB频漂范围的高频端点开始，改变所述本机振荡器(911)的所述频率，以便有助于防止所述载波跟踪环路(1111)在调谐所述RF信号的过程中锁定在假锁定点。
附图说明
下面将结合附图详细描述本发明的这些和其它方面。
在附图中：
图1为包括可利用本发明的调谐系统的数字卫星电视接收机方框图；
图2为用于图1所示卫星接收机中的数字解调器的方框图，该图有助于理解从图1所示的调谐系统中恢复数字数据；
图3为图1所示数字卫星电视接收机的简化的方框图，该图有助于理解调谐系统的操作；
图4为代表图1所示调谐系统的操作的附图；以及
图5为依据本发明的一个方面通过图3所示的调谐系统来搜索偏移信号的调谐过程的流程图。
在各个附图中，相同或相似的标号用于标识相同或相似的器件。
具体实施方式
下面将参考数据卫星电视系统来描述本发明，在该系统中，电视信息根据预定数字压缩标准，如MPEG以编码和压缩的形式来发射。MPEG是一种由运动图象专家组开发的国际标准，用于编码表示移动图象和与之相联的音频信息。由the Hughes Corporation of Califomia操作的DorecTvTM卫星电视发射系统就是这样一种数字卫星电视发射系统。
在图1所示的数字卫星电视接收机中，利用表示视频和音频信息的数字信号调制的RF信号由卫星(未示出)发射，并由盘状天线1接收。包括RF放大器3-1、混频器3-3和振荡器3-5的区段变频器3将所接收的频率相对较高(例如在12.2至12.7GHz的Ku频范围内)的RF信号转换成频率相对较低(例如在950至1450MHz的L频段范围内)的RF信号。放大器3-1是“低噪声”放大器，因此区段变频器3常被称为“低噪声区段变频器”，简称为“LNB”。天线1和LNB3包含在所谓的接收系统“室外单元”5内。接收机的其余部分包含在所谓的“室内单元”7内。
室内单元7包括用于选择RF信号和用于将所选RF信息转换成相应较低中频(IF)信号的调谐器9，其中所述RF信号包含从室外单元5接收的多个RF信号中的期望节目的信息包。
室内单元7的其余部分解调、解码和解压以QPSK调制形式传输的数字信息，以产生相应于期望节目的数字视频和音频采样数据流，然后将该数字采样数据流分别转换成适于再现或记录的模拟视频和音频信号。更具体地说，QPSK解调器11解调接近基带的信号，产生两个脉冲信号IP和QP，这两个脉冲信号分别包括对应于由发射机中产生的相移调制I和Q信号所代表的数据的数据比特流。解码器13将IP和QP信号比特组成数据块，基于已嵌入发射机的发射数据中的误码校正数据块中的发射误差，并再现所发射的MPEG视频和音频信息包。视频和音频信息包由传输单元15分别传输到数据处理单元17的视频和音频部分，并在此分别被解压并转换成模拟信号。微处理器19控制室内单元7的各部分的操作。
调谐器9在输入端901接收由LNB3提供的RF信号。RF输入信号由宽带滤波器903滤波，由RF放大器905放大，并由可调带通滤波器907滤波。可调带通滤波器(BPF)907选择期望的RF信号并拒绝不想要的RF信号。形成的RF信号耦合到混频器909的第一输入端。由本机振荡器(LO)911产生的本机振荡器信号耦合到混频器909的第二输入端。混频器909的输出经放大器913放大耦合到包括SAW装置的IF滤波器915的输入端。IF滤波器915的输出端与调谐器9的输入端917连接。
LO911的频率受锁相环(PLL)装置919的控制，该锁相环装置包括PLL集成电路(IC)921、外部频率基准晶体923和外部滤波网络925。LO信号的频率依照由微处理器19产生的指令受PLL919的控制。
由卫星发射并由天线1接收的RF信号的载波信号具有十分稳定的频率，该频率保持“标称”值。因此，只要LNB3的振荡器3-5的频率是稳定的，并且保持在其标称值下，由室内单元7的调谐器9接收的RF信号的载波信号将在其标称值下。遗憾的是，振荡器3-5的频率会随着时间和温度的变化而改变。振荡器3-5相对其标称频率的频偏引起调谐器9接收的RF信号的载波信号相应的偏移。为了补偿这些频偏，调谐器9的LO911的频率在微处理器19的控制下响应于从QPSK解调器11接收的频率状态信息而改变。
如图2所示，由IF SAW滤波器915产生的IF信号分别耦合到混频器1101I和1101Q的第一输入端。字母“I”和“Q”代表“同相”和“正交”。频率相对稳定的振荡器1103的输出信号直接耦合到混频器1101I，并通过90°相移网络1105间接耦合到混频器1101Q。混频器1101I产生“同相”，即所谓的IF信号的“接近”基带(频率很低)(version)变型信号(IA)，同时混频器1101Q产生“正交”，即IF信号的接近基带的变型信号(QA)，该变型信号相对于“同相”信号(IA)转动了90度。字母“A”代表“模拟”。
IA和QA信号分别耦合到模数转换器(ADCs)1107I和1107Q。模数转换器1107I和1107Q还接收来自“符号(symbol)定时恢复环路”1109的时钟信号，并分别产生一序列数字采样ID和QD。字母“D”代表“数字”。符号定时恢复(STR)环路1109包括一个受控振荡器(未示出)，用于ADC 1107I和1107Q的时钟信号来自于该受控振荡器。受控振荡器受混合(部分数字与部分模拟)锁相环(未示出)的控制，因而数字采样与输入符号率(incoming symbolrate)和相位同步。可将模拟信号视为一脉冲流。STR环路1109的作用是对时钟锁相，从而ADC在脉冲的峰值对模拟信号进行采样。换言之，STR环路1109与ADC 1107I和1107Q的采样操作和每个所接收符号的到达同步。
另外还采用“载波跟踪环路”(CTL)1111对ID和QD信号进行处理。CTL1111对数字采样信号ID和QB进行解调，从而分别形成脉冲信号IP和QP。字母“P”代表“脉冲”。尽管信号已经过解调(分解成IA和QA分量)，但它们可经非同步载波解调。由于解调载波信号与发射的载波信号不同步，星座(constellation)将仍旧旋转。出于这种原因，此时的信号一般被称为接近基带信号。一旦星座已退旋(derotate)，此时称为“基带信号”。这样用IBB和QBB来命名退旋器1111-4的输出。基带信号可绘在构成“星座”图的I-Q图上。基带信号被输入到脉冲限幅器(slicer)1111-2中，该脉冲限幅器估算出四个星座点中的哪一个将被发射。每个IP和QP脉冲信号包括一序列对应于数据比特的脉冲。数据比特分别对应于发射的QPSK RF载波信号的I和Q信号的0°和180°相移，或具有逻辑低电平(“0”)，或具有逻辑高电平(“1”)。IP和QP信号分量耦合到解码器13，在该解码器处，数据比特格式化成数据包，并进行前向纠错(FEC)。
CTL1111包括复合退旋器1111-4、脉冲限幅器1111-2、数控振荡器(NCO)1111-1、相位检测器1111-3和环路滤波器111-5。复合退旋器1111-4为一个复合乘法器，它退旋自旋的星座，输出一稳定的星座。将数字输入ID和QD信号与估算的频偏和相位的估算正弦和余弦值相乘实现退旋。估算的频偏为一个速率，接近基带信号以该速率旋转。后面将说明该估算的偏移是如何产生的。
脉冲限幅器1111-2基于输入的象限承担退旋星座和输出判定。出自脉冲限幅器1111-2的每对I、Q信号为一种用于判断哪种符号被发射的估算值。相位检测器1111-3取脉冲限幅器1111-2的输入和输出，并针对每个符号产生相位误差信号。该相位误差信号被提供给环路滤波器1111-5。环路滤波器1111-5控制数控振荡器(NCO)1111-1，并提供频偏估算值。这种估算值作为控制信号对微处理器19也有用。
例如由于LNB导致的所选RF信号的频偏而产生的频率误差引起QPSK信号的两比特解调数据的位置随时间发生所谓的“转动”或“自旋”。旋转的方向取决于频偏为正或为负。如图2所示，用于QPSK调制的数据星座具有相应于由I和Q信号的两个可能移相值所代表的两个可能逻辑电平的四种可能逻辑组合(00，01，10和11)的四个点。相位检测器1111-3测量解调数据相对于数据星座中的理想位置的实际位置。为了对数据旋转和倾斜进行校正，NCO1111-1的频率以及相位响应于相位检测器1111-3的输出信号由环路滤波器1111-5来改变，直到旋转停止并且倾斜消除。
随着旋转的停止，星座被稳定，并且认为CTL1111“被锁定”。在这种稳定状态的条件下，环路滤波器1111-5已正确估算出了需要退旋数据的频移和相移，这样星座被成功稳定。环路滤波器1111-5具有比例和积分线路，它们累加在一起形成对NCO1111-1的控制。积分线路(积分相位误差)的值代表引起“旋转”的频偏。该值作为控制信号可用于微处理器19中，该控制信号在图1和2中表示成频率信号。微处理器19比较频率信号的顺序采样，以确定星座是否已稳定。如果顺序采样的差别很小，则认为解调“被锁定”。在这种稳定状态情况下，解调的数据IP和QP为可靠的，并传输至FEC解码器13。在频道(chanmel)搜索过程中，如果LO911的当前频率无法使CTL1111成功锁定，则微处理器19将调节LO911的频率，直到找到锁定条件，并且已覆盖合适的频率范围。
在这种限制下，CTL1111即使在IF信号频率，并且因此在IA和QA信号频率不正确或有偏移的情况下也能解调QPSK数据。但是，如果频偏太大，则由于IF信号相对于SAW滤波器915的中心频率出现频移而使IF信号的频谱的一部分将落到SAW滤波器915的通频带之外。这将引起接收机的信噪比恶化。因此，如前所述，微处理器19监视由CTL1111产生的表明IF信号频偏的频率信号。如果由LNB漂移引起的频偏发生变化，则由CTL1111跟踪该变化，并且微处理器19监视的频率信号被更新。在下一次频道搜索时，微处理器19采用最后记录的频偏以提供LO911的更精确位置。这样会使在不需再次移动LO911以进行搜索的情况下快速获得信号。如果频偏变得大到引起解调数据的可靠性降低，则最终FEC解码器13将不能校正误差，并且锁定被破坏。微处理器19将需要对同一频道进行重新搜索，并且最后的频偏将再次用于重新搜索精确确定LO911的位置。
如前所述，退旋数据流、IP和QP由图1所示的FEC解码器13处理。FEC解码器13的作用是校正在数据发射中出现的误差。为了使解码器能够校正误差，解调信号必须稳定。另外，为了校正数据，FEC解码器13必须按发射编码速率设定为相同的编码速率，并且与数据包的边界同步。由FEC解码器13产生和受微处理器19监视的FEC锁定信号表明如果满足所有前述条件，则FEC解码器13成功传输没有误差的数据。例如，当FEC解码器13不能校正数据时，FEC锁定信号具有低逻辑电平，而当FEC解码器13能够校正数据时，FEC锁定信号具有高逻辑电平。
FEC锁定信号用于最终确定调谐器9、QPSK解调器11和FEC解码器13是否被成功锁定，因为CTL1111可虚假地稳定在“假锁定点”上。在“假锁定点”，星座看来似乎不旋转。但是星座实际上每个符号旋转了90度(或多个90度)。由于有离开90度的另一星座点，它看来稳定的。“假锁定点”出现在除以8的多个符号率上。当CTL1111被稳定在假锁定点时，FEC解码器将不能解码该数据。这样，FEC锁定信号将保持在低逻辑电平(未被锁定)。
概括地说，无论CTL1111遇到何种假锁定点，总要将时间浪费在(1)用于CTL1111引入假锁定点，以及(2)用于系统检查FEC锁定信号，以确定锁定点的正确性。这样减慢了整个调谐系统的搜索过程。
本发明专门处理搜索过程如何减慢的问题。部分本发明基于这种认识，即当搜索开始于其中可能找到偏移信号的频段的终点时搜索过程可以加快。这是由于(1)CTL1111的不期望锁定不会看来发生在一假锁定点，以及(2)CTL1111的操作受运算偏差的影响。该运算偏差被认为是数字信号处理中应用的算术运算的结果，这种数字信号处理例如可包含2的补码运算(two′scomplement arithmetic)和按相关的误差取整的舍位(truncatoin)。
在传统的数字调谐系统中，偏移信号的搜索开始于接近可能找到偏移信号的频段的中间点。在一个系统中，搜索可开始于中间点，并在正向继续搜索，而在另一系统中，可以反向(即在负向)开始搜索。在又一种系统中，当在一个方向上没有找到锁定点时(即没有找到偏移信号)，继续从中间点开始再次搜索，并以相反方向继续。
与之对比，根据本发明的系统在可能找到偏移信号的频段的终点开始搜索。例如，如果搜索从频段的最顶端频率开始，则CTL搜索的开始点总是在偏移信号的频率之上。因此，系统总是试图引入负频偏。
在典型的实施例中，数字解调系统中采用的算法运算方法看来能够加速引入负频偏的整个过程，因为计算(例如2的补码运算)可产生算术偏值(bias)，该算术偏值使CTL1111的操作产生偏移，从而有利于搜索负偏移信号。另外，算术偏值可有助于防止CTL1111不正确地确定在假锁定点处。这就是说，算术偏值看来有助于使CTL1111在假锁定点上不稳定。其结果是，调谐系统在确定它是否已获得真实偏移信号时在假锁定点上不浪费时间。因此，整个搜索过程将加快。
图3示出了适于实现前述系统的示例性调谐系统。如图3所示，调谐器9接收RF输入信号，并给数字解调器18提供一个接近基带的信号。数字解调器18产生代表偏移ΔF估算值的控制信号，并将该估算值提供给微处理器19。微处理器19为LO911产生调谐电压，从而利用估算值等于Fi+ΔF来重新调谐，以达到实际信号中心频率(Fc)。
图4示出了调谐系统的操作。这里微处理器19，LO911，调谐器9和包括数字解调器18的解调集成电路如图所示均连接在一个环路中。图4的右上部示出了中心频率(CF)为Fc的输入信号的频谱。输入频谱图的下面示出了调谐器的输入的频谱，可以看出，调谐器的输出具有一个频偏ΔF，ΔF等于Fc-Fi。
图5为图3所示系统的操作流程图。如图5所示，搜索被逐步进行。这就是说，调谐器9在允许的LNB漂移区域内(例如+/-5MHz)移动至预定频率(多个步骤)。下标“i”的每个值与频率Fi中的每一步骤相联系。在每个步骤中，使CTL1111在某一段时间内朝一稳定锁定点引入。读取CTL1111并设置调谐器9，以便对无论什么偏移对CTL1111进行校正迫使引入。进一步地检查前向纠错(FEC)输出，确定LNB漂移估算是否精确到可以接受，或是否继续搜索。
尽管上面已根据特定实施例对本发明进行了描述，但应该清楚的是，在本发明的范围内可对该特定实施例进行修改。例如，可以预见，其它实施例中的可能有益的一种是从频段的最低频率开始进行搜索，并在每个步骤中增加频率。例如，可以在数字信号处理中可进行各种形式的算法运算，其中一种计算是如前所述采用2的补码。这些其它形式的算法运算可产生与前述形式不同的算术偏值，因此可期望从频段的最低频率开始而不是从最高频率开始进行搜索。
Claims (2)
1.一种卫星信号接收机中的数字信号调谐系统，该调谐系统显示出允许的LNB频漂范围，该数字信号调谐系统包括：
一个调谐器(9)，该调谐器包括一个用于调谐载有数字信息的RF信号的本机振荡器(911)；
一个具有一个载波跟踪环路的数字解调器(11)，用于解调由所述调谐器(9)接收到的所述RF信号；
所述载波跟踪环路(1111)接收所述RF信号并产生代表所述RF信号的频率和一标称RF频率之间频偏的控制信号；
用于响应所述控制信号调节所述本机振荡器(911)的频率的部件(19，921，923，925)；其特征在于，
前向纠错解码器(13)产生指示调节后的所述本机振荡器(911)的频率是否允许解码所述数字信息的输出信号(FEC LOCK)；
其中，如果所述数字信息不能被所述前向纠错解码器(13)解码，所述前向纠错解码器(13)向用于调节频率的部件(19，921，923，925)提供所述输出信号(FEC LOCK)，以中断所述载波跟踪环路(1111)的锁定；以及
通过用于调节的所述部件(19，921，923，925)，从所述允许的LNB频漂范围的高频端点开始，改变所述本机振荡器(911)的所述频率，以便有助于防止所述载波跟踪环路(1111)在调谐所述RF信号的过程中锁定在假锁定点。
2.如权利要求1的数字信号调谐系统，其特征在于：
所述载波跟踪环路(1111)采用数字锁相环处理(1111-1，1111-2，1111-3，1111-4，1111-5)。
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