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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf einen Spreizspektrumempfänger. Insbesondere bezieht
sich die Erfindung auf ein Schwundperioden-Erfassungssystem für einen
Synchronisationserwerb und auf eine Übertragungsleistungssteuerung.
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Beschreibung
des Standes der Technik
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In
einem Mehrfachzugriffssystem für
die wechselweise Kommunikation zwischen mehreren Stationen, die
ein zugewiesenes Frequenzband nutzen, sind verschiedene Kommunikationssysteme
wie etwa ein Frequenzvielfachzugriffssystem (FDMA-System), ein Zeitvielfachzugriffssystem
(TDMA-System), ein Codevielfachzugriffssystem (CDMA-System) usw.
vorgeschlagen worden. In den meisten dieser Systeme ist in jeder der
Zellen, die durch Teilung eines Versorgungsbereichs in kleine Bereiche
festgesetzt werden, eine Basisstation angeordnet, wobei ein Teilnehmerendgerät über die
Basisstation mit einem weiteren Teilnehmerendgerät kommuniziert.
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Darunter
ist das CDMA-System, das keine Bündelsynchronisation
erfordert, für
ein Kommunikationssystem mit einer großen Anzahl von Teilnehmern
geeignet und störungs-
und stauungsfest. Somit hat das CDMA-System auf sich aufmerksam
gemacht. Das CDMA-System, das ein Spreizspektrum-Kommunikationssystem
nutzt, ist ein Mehrfachzugriffssystem, das für die jeweiligen Nutzer wechselweise
verschiedene Reihen spreizender Codes zuweist und unter Nutzung
derselben eine Spreizmodulation ausführt. Dementsprechend kann selbst
in einer Zelle von mehreren Nutzern dieselbe Frequenz verwendet
werden.
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Wie
gut bekannt ist, setzt die Spreizspektrumkommunikation bei der Demodulation
eines Empfangssignals durch Entspreizen die Verwendung eines spreizenden
Codes voraus, der mit dem spreizenden Code, der auf der Sendeseite
verwendet wird, synchronisiert ist. Wenn z. B. das Streusignal wegen
des Einflusses der Schwankung der Ausbreitungspfadverzögerung oder
so weiter wegen Mehrfachpfad oder so weiter über einen Chip verschoben ist,
wird es schwierig, die Daten genau zu demodulieren. Somit ist eine
Technologie für die
Synchronisation des Erwerbs (der Anfangssynchronisation) zum Verringern
einer Phasendifferenz der Reihen gespreizter Codes der Sendeseite
und der Empfangsseite (normalerweise kleiner oder gleich einem halben
Chip) und für
die Synchronisationsverfolgung (Synchronisationshaltung) unverzichtbar,
um eine notwendige Chipgenauigkeit aufrechtzuerhalten, um die einmal
erworbene Synchronisationsposition nicht wegen des Einflusses von
Rauschen oder Demodulation zu verlieren.
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Wie
z. B. in der japanischen ungeprüften
Patentveröffentlichung
Nr. Heisei 7-202843 (
EP 0661830 ) offenbart
ist, wird diese Art einer Synchronisationserwerbsschaltung herkömmlich in
dem Spreizspektrumempfänger
für den
Erwerb der Chipphasensynchronisation des spreizenden Codes genutzt.
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11 ist
ein Blockschaltplan, der ein Beispiel des herkömmlichen Spreizspektrumempfängers und seiner
Synchronisationserwerbsschaltung zeigt. Wie in 11 gezeigt
ist, besitzt der herkömmliche
Spreizspektrumempfänger
einen orthogonalen Demodulator 11, der mit einer Empfangsantenne 10 verbunden
ist, einen A/D-Umsetzer 12 zum Ausführen einer Analog/Digital-Umsetzung
einer Ausgabe des orthogonalen Demodulators 11, einen RAKE-Demodulator 30,
der mit einem Ausgang des A/D-Umsetzers 12 verbunden ist, eine
Synchronisationserwerb-Verfolgungseinheit 40, die ähnlich mit
dem Ausgang des A/D-Umsetzers 12 verbunden ist, und einen
Decodierer 14, der mit dem Ausgang des RAKE-Demodulators 30 verbunden
ist.
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Der
RAKE-Demodulator 30 führt
unter der korrelierten Demodulationsausgabe eine Maximalverhältnissynthese
der oberen drei Ausgaben in der Reihenfolge elektrischer Leistung
aus. Jede korrelierte Demodulationsausgabe durch jede der drei Demodulationsschaltungen 31-1 bis 31-3,
die auf der Grundlage von Phaseninformationen, die von der Synchronisationserwerb-Verfolgungseinheit
erhalten werden, eine korrelierte Demodulation ausführen, wird
mit einer Synthese durch eine RAKE-Synthetisierungsschaltung 32 ausgegeben.
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In
der Synchronisationserwerb-Verfolgungseinheit 40 wird durch
einen Korrelator 41 eine korrelierte Leistung berechnet.
Die korrelierte Leistung wird durch einen Integrator 42 integriert.
Eine integrierte Ausgabe des Integrators 42 wird durch
einen Schalter 43 mit einer Periode Tr (etwa Tw/100), die
genügend
kürzer
als eine Rayleigh-Schwundperiode Tw (etwa mehrere Hz bis 100 Hz)
ist, aufeinander folgend geschaltet. Die über jede dieser Perioden integrierten
korrelierten Leistungen werden durch Eingeben in N an der Zahl von
Integratoren 44-1 bis 44-N integriert. Daraufhin
wird zu einem Zeitpunkt, zu dem eine vorläufig bestimmte feste Integrationsperiode
erreicht ist, ein Schalter 45 geschaltet, um jene Phasenverschiebungsbeträge auszugeben, die
denjenigen Integratoren unter den Integratoren 44-1 bis 44-N entsprechen,
die die größten drei
integrierten Werte ausgeben. Der Synchronisationserwerb wird in
einer oben dargelegten Weise ausgeführt.
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Ein
Problem, das in dem oben dargelegten Stand der Technik festgestellt
wird, ist, dass die vorausbestimmte und feste Integrationsperiode
nicht an die tatsächliche
Schwundperiode angepasst ist. Falls die gesetzte feste Integrationsperiode
kurz ist, wenn die Schwundperiode lang ist, ist es möglich, eine
Integration für einen
abfallenden Abschnitt des Schwundes auszuführen. Falls die gesetzte Integrationsperiode
andererseits lang ist, wenn die Schwundperiode kurz ist, kann die
Integration für
eine unnötig
lange Periode ausgeführt
werden, was das Verfolgen des Pfades verlangsamt und dadurch eine
Verschlechterung der Synchronisationserwerbsfähigkeit veranlasst.
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Der
Grund dafür
ist, dass keine Integrationsperiode eines optimalen korrelierten
Wertes erhalten werden kann, da die Schwundfrequenz in Abhängigkeit
von der Bewegungsgeschwindigkeit eines Mobilendgeräts aufeinander
folgend geändert
wird.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines Spreizspektrumempfängers, der
die Empfangseigenschaften dadurch verbessern kann, dass er selbst
bei Schwankung der Schwundperiode eine Integrationsperiode eines
optimalen korrelierten Wertes zu erhalten ermöglicht.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Spreizspektrum-Empfänger zum
Empfangen eines Spreizspektrum-Signals und zum Demodulieren des
empfangenen Signals auf der Grundlage einer Synchronisationsphase,
die durch Entspreizen des empfangenen Signals erfasst wird:
eine
Korrelationsberechnungseinrichtung zum Steuern einer Phase eines
spreizenden Codes über
einem Suchbereich und zum Ableiten einer Korrelation zwischen dem
empfangenen Signal und dem spreizenden Code;
eine Integrationseinrichtung
zum Integrieren von Korrelationsausgängen der Korrelationsberechnungseinrichtung
in jedem Phasenzustand des spreizenden Codes über eine Integrationsperiode;
eine
Peak-Erfassungseinrichtung zum Ableiten einer Synchronisationsphase
durch Erfassen eines Peak-Pfades vom Ausgang der Integrationseinrichtung;
eine
Demodulationseinrichtung zum Demodulieren des empfangenen Signals
in Übereinstimmung
mit der Synchronisationsphase;
eine Schwundperioden-Berechnungseinrichtung
zum Ableiten einer relativen Übertragungsleistung
auf der Grundlage eines Übertragungsleistungsversatzes
unter Extraktion von Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
einer vorgegebenen Periode, die von einem Gegenelement gesendet
werden, um die Übertragungsleistung
zu steuern, und zum Ableiten der Integrationsperiode in Abhängigkeit
von der relativen Übertragungsleistung;
und
eine Übertragungseinrichtung
zum Ableiten der Übertragungsleistung
in Übereinstimmung
mit den Übertragungsleistungsinformationen
und zum Übertragen
der abgeleiteten Übertragungsleistung.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt umfasst ein Übertragungsleistungs-Steuerverfahren
in einem Spreizspektrum-Empfänger
zum Empfangen eines Spreizspektrum-Signals und zum Demodulieren des empfangenen
Signals auf der Grundlage einer Synchronisationsphase, die durch
Entspreizen des empfangenen Signals erfasst wird:
einen Korrelationsberechnungsschritt
zum Steuern einer Phase eines spreizenden Codes über einem Suchbereich und zum
Ableiten einer Korrelation zwischen dem empfangenen Signal und dem
spreizenden Code;
einen Integrationsschritt zum Integrieren
von Korrelationsausgängen
des Korrelationsberechnungsschritts in jedem Phasenzustand des spreizenden
Codes über
eine Integrationsperiode;
einen Peak-Erfassungsschritt zum
Ableiten einer Synchronisationsphase durch Erfassen eines Peak-Pfades aus
dem Ausgang des Integrationsschrittes;
einen Demodulationsschritt
zum Demodulieren des empfangenen Signals in Übereinstimmung mit der Synchronisationsphase;
einen
Schwundperioden-Berechnungsschritt zum Ableiten einer relativen Übertragungsleistung
auf der Grundlage eines Übertragungsleistungsversatzes
unter Extraktion von Übertragungsleistungs-Steuerinformationen einer
vorgegebenen Periode, die von einem Gegenelement gesendet werden,
um eine Übertra gungsleistung zu
steuern, und zum Ableiten der Integrationsperiode in Abhängigkeit
von der relativen Übertragungsleistung; und
einen Übertragungsschritt
zum Ableiten der Übertragungsleistung
in Übereinstimmung
mit den Übertragungsleistungsinformationen
und zum Senden der abgeleiteten Übertragungsleistung.
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Die
wie oben dargelegt konstruierte vorliegende Erfindung verbessert
angesichts des Einflusses von Schwund durch Ableiten der relativen Übertragungsleistung
aus dem Übertragungsleistungsversatz,
der in den Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
enthalten ist, und durch Integrieren des Profils des entsprechenden
Pegels des Suchbereichs über
die Integrationsperiode, die der Schwundperiode entspricht, die
Peak-Erfassungscharakteristik. Wenn die Übertragungsleistungssteuerung
der Schwundperiode nicht folgen kann, wird die Aktualisierung der
momentanen Übertragungsleistung
gesperrt, um die Übertragungsleistung
maßvoll zu
aktualisieren, um eine Verschlechterung der Übertragungsleistungs-Steuercharakteristiken
zu vermeiden.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
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Die
vorliegende Erfindung wird umfassender verständlich aus der im Folgenden
gegebenen ausführlichen
Beschreibung und aus der beigefügten
Zeichnung der bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, die aber nicht als Beschränkung der
Erfindung, sondern nur zur Erläuterung
und zum Verständnis verwendet
werden sollten.
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In
der Zeichnung ist:
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1 ein
Blockschaltplan der bevorzugten Ausführungsform eines Spreizspektrumempfängers gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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2 ein
Ablaufplan, der eine Operation der Blöcke in 1 zeigt;
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3 ein
Zeitablaufplan, der ein Beispiel des Betriebs der bevorzugten Ausführungsform
des Spreizspektrumempfängers
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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4 ein
Zeitablaufplan, der ein Beispiel des Betriebs der bevorzugten Ausfüh rungsform
des Spreizspektrumempfängers
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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5 ein
Zeitablaufplan, der ein Beispiel des Betriebs der bevorzugten Ausführungsform
des Spreizspektrumempfängers
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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6 eine
Veranschaulichung, die einen Schwund eines Ausbreitungspfades in
einem Fall einer kurzen Schwundperiode zeigt, der eine Übertragungsleistungssteuerung
nicht folgen kann;
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7 eine
Veranschaulichung, die eine Operation einer weiteren Ausführungsform
des Spreizspektrumempfängers
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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8 ein
Blockschaltplan, der eine weitere Ausführungsform des Spreizspektrumempfängers gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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9 eine
Veranschaulichung, die eine Operation des Falls zeigt, in dem die
Blöcke
in 8 genutzt werden;
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10 eine
Veranschaulichung, die eine Operation einer nochmals weiteren Ausführungsform
des Spreizspektrumempfängers
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt; und
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11 ein
Blockschaltplan, der ein Beispiel des herkömmlichen Spreizspektrumempfängers zeigt.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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Im
Folgenden wird die vorliegende Erfindung anhand der beigefügten Zeichnung
ausführlich
hinsichtlich der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung diskutiert. Um ein gründliches
Verständnis der
vorliegenden Erfindung zu schaffen, sind in der folgenden Beschreibung
zahlreiche spezifische Einzelheiten dargelegt. Allerdings ist für den Fachmann
auf dem Gebiet offensichtlich, dass die vorliegende Erfindung ohne
diese spezifischen Einzelheiten verwirklicht werden kann. In anderen
Fällen
sind gut bekannte Strukturen nicht ausführlich gezeigt, um eine unnötige Verdeckung
der vorliegenden Erfindung zu vermeiden.
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1 ist
ein Blockschaltplan der bevorzugten Ausführungsform eines Spreizspektrumempfängers gemäß der vorliegenden
Erfindung. In der folgenden Offenbarung sind gleiche Einheiten wie
in 11 durch gleiche Bezugszeichen angegeben. Anhand
von 1 enthält
die bevorzugte Ausführungsform
des Spreizspektrumempfängers
gemäß der vorliegenden
Erfindung den orthogonalen Demodulator 11, der mit der
Antenne 10 verbunden ist, den A/D-Umsetzer 12,
der eine A/D-Umsetzung
der Ausgabe des orthogonalen Demodulators 11 ausführt, den
RAKE-Demodulator 30,
der eine Synchronisationsphase von einem Peak-Detektor 18 erhält und eine
Entspreizung, Erfassung und RAKE-Synthese ausführt, um demodulierte Daten
auszugeben, eine Verzögerungsprofil-Berechnungseinheit 16,
die mit einem Ausgang des A/D-Umsetzers verbunden ist und einen
Korrelationspegel eines Suchbereichs berechnet, und einen Decodierer 14,
der mit dem RAKE-Demodulator 30 verbunden ist und durch
Decodieren demodulierter Daten Decodierungsdaten erzeugt und in
den decodierten Daten enthaltene Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
extrahiert.
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Außerdem enthält die gezeigte
Ausführungsform
des Spreizspektrumempfängers
gemäß der Erfindung
eine Schwundperioden-Berechnungseinheit 15, die mit einem
Ausgang des Decodierers 14 verbunden ist und eine Schwundperiode
ableitet und auf der Grundlage von Übertragungsleistungs-Steuerinformationen eine
Aktualisierung einer momentanen Übertragungsleistung
bewirkt oder nicht bewirkt, eine Integrationsverzögerungsprofil-Berechnungseinheit 17,
die mit einem Ausgang der Verzögerungsprofil-Berechnungseinheit 16 verbunden
ist und durch Integrieren des Verzögerungsprofils über eine
Integrationsperiode ein Integrationsverzögerungsprofil ableitet, und
einen Peak-Detektor 18, der mit einem Ausgang der Integrationsverzögerungsprofil-Berechnungseinheit 17 verbunden
ist und unter Verwendung des Integrationsverzögerungsprofils einen Peak erfasst,
der als eine Synchronisationsphase der Entspreizung des RAKE-Demodulators 30 genommen
werden soll.
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Darüber hinaus
enthält
die gezeigte Ausführungsform
des Spreizspektrumempfängers
gemäß der Erfindung
einen Codierer 19 zum Codieren von Übertragungsinformationsdaten,
eine Übertragungsleistungs-Berechnungseinheit 20,
die mit einem Ausgang des Codierers 19 verbunden ist und
auf der Grundlage der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
und von Informationen, die betreffen, ob die Aktualisierung der
momentanen Übertragungsleistung
wirksam oder unwirk sam ist, eine Übertragungsleistung ableitet,
einen Digital/Analog-Umsetzer (D/A-Umsetzer) 21, der mit einem
Ausgang der Übertragungsleistungs-Berechnungseinheit 20 verbunden
ist und ein von dem Ausgang der Übertragungsleistungs-Berechnungseinheit 20 ausgegebenes
digitales Signal in ein analoges Signal umsetzt, einen Modulator 22,
der mit einem Ausgang des D/A-Umsetzers 21 verbunden ist
und das analoge Signal in eine Sendefrequenz moduliert, und eine
Sendeantenne 23 zum Senden eines Ausgangssignals des Modulators 22.
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Die
Verzögerungsprofil-Berechnungseinheit 16 ist
mit einem Phasenschieber 49 für ein Verzögerungsprofil, mit einem Generator 47 spreizender
Codes, mit einem Korrelator 41, mit einem Integrator 42,
mit einem Schalter 43 und mit einem Speicher 48 konstruiert.
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In
der Verzögerungsprofil-Berechnungseinheit 16 wird
durch einen Generator 47 spreizender Codes ein spreizender
Code erzeugt, dessen Phase entsprechend einem Phasenverschiebungsbetrag
verschoben ist. Daraufhin wird durch den Korrelator 41 eine
korrelierte Leistung berechnet. Daraufhin wird die korrelierte Leistung
durch den Integrator 42 integriert. Somit wird der Phasenverschiebungsbetrag
durch den Phasenschieber 49 periodisch aktualisiert. Daraufhin
wird die Verbindung zwischen dem Integrator 42 und dem
Speicher 48 gemäß dem Phasenverschiebungsbetrag
durch den Schalter 43 geschaltet, wobei die Verzögerungsprofildaten
periodisch in dem Speicher gespeichert werden.
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Die
Berechnungseinheit 17 integrierter Verzögerungsprofile ist mit mehreren
Speichern mit Integrationsfunktion konstruiert. Die Verzögerungsprofil-Berechnungseinheit 17 integriert
einen Ausgangswert von dem Speicher 48, der die Verzögerungsprofildaten
speichert, und einen Wert des Speichers der Berechnungseinheit 17 integrierter
Verzögerungsprofile über eine
Periode, die durch die Schwundperioden-Berechnungseinheit mitgeteilt
wird, um das Integrationsergebnis in einem Speicher zu speichern.
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Mit
jedem Speicher der Berechnungseinheit 17 integrierter Verzögerungsprofile
ist der Peak-Detektor 18 verbunden, der die größten M an
der Zahl integrierten Verzögerungsprofile
erfasst und die erfassten M an der Zahl integrierten Verzögerungsprofile
an den RAKE-Demodulator 30 ausgibt. Der Peak-Detektor 18 leitet die
Phasenverschiebungsbeträge
der größten M an
der Zahl integrierten Verzögerungsprofile
unter den integrierten Verzögerungsprofilen,
die über
die Integration integriert worden sind, ab, um diesen Phasenverschiebungsbetrag
der größten M an
der Zahl integrierten Werte als Synchronisationsphase an den RAKE-Demodulator 30 zu übermitteln.
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Der
RAKE-Demodulator 30 hat die gleiche Konstruktion wie der
in 11 gezeigte des Standes der Technik. In der gezeigten
Ausführungsform
sind M an der Zahl Demodulationsschaltungen (31-1 bis 31-M)
vorgesehen. Der RAKE-Demodulator 30 führt eine Maximalverhältnissynthese
der oberen M an der Zahl der korrelierten Demodulationsleistung
in der Reihenfolge elektrischer Leistung aus. Jede korrelierte Demodulationsausgabe
durch jede der M an der Zahl korrelierter Demodulationsschaltungen 31-1 bis 31-M,
die auf der Grundlage der von dem Peak-Detektor 18 erhaltenen Synchronisationsphase
die korrelierte Demodulation ausführen, wird synthetisiert und
ausgegeben. Eine Anzahl M von etwa acht kann hier ausreichen.
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2 ist
ein Ablaufplan, der eine Operation der bevorzugten Ausführungsform
des Spreizspektrumempfängers
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt. Anhand von 2 wird die
Operation der gezeigten Ausführungsform
des Spreizspektrumempfängers
aus 1 diskutiert.
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Der
Decodierer 14 codiert die von dem Anrufgegenelement gesendeten Übertragungssteuerinformationen.
Die Schwundperioden-Berechnungseinheit 15 leitet einen Übertragungsleistungsversatz
der Übertagungsleistungs-Steuerinformationen
ab (Schritt A1), leitet auf der Grundlage des qÜbertagungsleistungsversatzes
eine relative Übertagungsleistung
ab (Schritt A2) und leitet einen Durchschnittswert der Übertagungsleistung
in einer Periode, die einer genügend
langen Schwundperiode entspricht, ab (Schritt A3). Außerdem werden
das Vorzeichen (positiv oder negativ) der relativen Übertragungsleistung
relativ zu dem Durchschnittswert der relativen Übertragungsleistung (Schritt
A4) und Perioden, in denen positive Vorzeichen fortdauern und dann
negative Vorzeichen fortdauern oder in denen negative Vorzeichen
fortdauern und dann positive Vorzeichen fortdauern, abgeleitet (Schritt
A5), um den Durchschnittswert jeder Periode abzuleiten.
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Außerdem wird
der Durchschnittswert als die Schwundperiode genommen (Schritt A6).
Wenn die Schwundperiode kurz und nahe einer Übertragungsleistungs-Steuerperiode
ist (Schritt A7), wird eine Beurteilung vorgenommen, dass die Über tragungsleistungssteuerung
nicht folgen kann, um eine momentane Aktualisierung der Übertragungsleistung
null vorzunehmen (Schritt A8), und daraufhin die Integrationsperiode
verkürzt
(Schritt A9). Zum Beispiel wird die Integrationsperiode auf eine
Periode gesetzt, die einer Periode (0,625 ms) etwa eines Schlitzes
entspricht. Falls die Antwort in Schritt A7 negativ (NEIN) ist,
wird eine Spreizung der relativen Übertragungsleistung abgeleitet
(Schritt A10).
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Falls
die Spreizung der relativen Übertragungsleistung
angenähert
gleich dem Spreizwert in dem stationären Zustand ist (Schritt A11),
wird eine Beurteilung vorgenommen, dass kein Schwund verursacht
wird, um die Integrationsperiode auf eine Periode zu setzen, die
genügend
länger
als die Übertragungsleistungs-Steuerperiode ist
(Schritt A12). Falls die Schwundperiode genügend länger als die Übertragungsleistungs-Steuerperiode
ist (Schritt A7), wird die Schwundperiode als die Integrationsperiode
gesetzt (Schritt A13), wenn die Spreizung der relativen Übertragungsleistung
größer als
der Spreizwert des Falls ist, in dem kein Schwund verursacht wird
(Schritt A11).
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Die
Berechnungseinheit 17 integrierter Verzögerungsprofile integriert das
Verzögerungsprofil über eine
Integrationsperiode, die von der Schwundperioden-Berechnungseinheit 15 erhalten
wird (Schritt A14). Der Peak-Detektor 18 leitet mehrere
Synchronisationsphasen ab, die der Erfassung mehrerer Peak-Pfade
von dem integrierten Verzögerungsprofil
entsprechen (Schritt A15).
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In
dem RAKE-Demodulator 30 werden die Empfangssignale mehrerer
Pfade auf der Grundlage der Synchronisationsphasen mehrerer durch
den Peak-Detektor 18 abgeleiteter Peak-Pfade demoduliert.
Die Übertragungsleistungs-Berechnungseinheit 20 steuert
die Übertragungsleistung,
um eine maßvolle
Aktualisierung der Übertragungsleistung
vorzunehmen, wenn die momentane Aktualisierung der Übertragungsleistung null
ist (Schritt A8).
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Anhand
der 3 und 4 wird der Betrieb diskutiert,
wenn kein Schwund verursacht wird. 3 zeigt
ein Beispiel der Übertragungsleistungssteuerung.
In dem gezeigten Beispiel ist der Schlitz, in dem die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
widerspiegelt werden, der Schlitz zwei Schlitze später.
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In
dem (N)-ten Schlitz sendet das Mobilendgerät einen Pilotabschnitt (T1
aus 3). Ähnlich
empfängt
die Basisstation in dem (N)-ten Schlitz den Pilotabschnitt (T2 aus 3).
Nach dem Empfang werden auf der Grundlage des Pilotempfangspegels
und eines Soll-Empfangspegels die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
berechnet. Wenn z. B. der Pilotempfangspegel kleiner als der Soll-Empfangspegel ist,
wird die Übertragungsleistung
um 1 dB angehoben, während
die Übertragungsleistung
um 1 dB abgesenkt wird, wenn der Pilotempfangspegel größer als
der Soll-Empfangspegel ist (T3 aus 3).
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Bei
dem (N + 1)-ten Schlitz sendet die Basisstation die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen (T4
aus 3). In dem (N + 1)-ten Schlitz empfängt das
Mobilendgerät
den Übertragungsleistungs-Steuerinformationsabschnitt
(T5 aus 3). Nach dem Empfang werden
die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
decodiert (T6 aus 3). Nach dem Decodieren wird
die Übertragungsleistung
berechnet. Falls der Inhalt der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
das Anheben von 1 dB ist, wird die Übertragungsleistung auf einen
Wert gesetzt, der gegenüber
der Übertragungsleistung
des vorherigen Schlitzes um 1 dB angehoben ist. Wenn der Inhalt
der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
andererseits das Absenken von 1 dB ist, wird die Übertragungsleistung
auf einen Wert gesetzt, der durch Subtrahieren von 1 dB von der Übertragungsleistung
des vorherigen Schlitzes abgeleitet wird (T7 aus 3).
Im (N + 2)-ten Schlitz sendet das Mobilendgerät die Übertragungsleistung, die die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
widerspiegelt (T8 aus 3).
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Anhand
von 4 ist ein Beispiel des relativen Übertragungsleistungspegels
auf der Grundlage des Empfangsleistungspegels, des Übertragungsleistungspegels
und der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
in dem Fall veranschaulicht, dass kein Schwund verursacht wird.
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Der
Empfangspegel wiederholt das Anheben und Absenken, wie gezeigt ist,
bei dem Sollwert des Empfangspegels zentriert, schrittweise in einer
Sechs-Schlitze-Periode.
Dies liegt daran, dass die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
zwei Schlitze später
widerspiegelt werden. Zum Beispiel wird durch das Senden der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen,
dass die Übertragungsleistung
für 1 dB
anzuheben ist, der Empfangspegel nach zwei Schlitzen in S1 für 1 dB angehoben.
Da der Empfangspegel bei S2 größer als
der Soll-Empfangspegel ist, werden z. B. Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
zum Absenken der Übertragungsleistung
für 1 dB
gesendet, um den Empfangspegel zwei Schlitze später für 1 dB abzusenken. S3 wird ähnlich S2.
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Der Übertragungsleistungspegel
und der relative Übertragungsleistungspegel,
die auf den Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
beruhen, wiederholen ähnlich
dem Empfangspegel ebenfalls das schrittweise Anheben und Absenken
mit der Sechs-Schlitze-Periode. Wegen der oben dargelegten Eigenschaft
kann dann, wenn ein Verfahren zum Ableiten der Schwundperiode gemäß der vorliegenden
Erfindung genutzt wird, eine Beurteilung vorgenommen werden, dass
in der Sechs-Schlitze-Periode ein Schwund verursacht wird (Schritt
A6).
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Wenn
die Spreizung der relativen Übertragungsleistung
dagegen auf der Grundlage der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
abgeleitet wird, wird die Spreizung in dem Umfang von etwa 1 dB
zu einem kleinen Wert. In dem in 4 gezeigten
Beispiel ist die Spreizung etwa 0,94 dB. Wenn der Schwund verursacht
wird, wird die Spreizung der relativen Übertragungsleistung in Abhängigkeit
von den Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
zu einem großen
Wert, während
dann, wenn der Spreizwert der Spreizwert in dem Fall ist, in dem
der Schwund nicht verursacht wird, z. B. etwa 1 dB, eine Beurteilung
erfolgt, dass kein Schwund verursacht wird. Dass kein Schwund verursacht
wird, bedeutet keine relative Änderung
der Positionsbeziehung zwischen der Sende- und der Empfangsseite.
Die Integrationsperiode wird auf eine Periode gesetzt, die in dem
Umfang genügend
lang ist, dass die Genauigkeit des Integrationsprofils genügend gut
wird (Schritte A11, A12).
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Anhand
von 5 ist der Betrieb in dem Fall gezeigt, dass die
Schwundperiode genügend
lang ist, wo die Übertragungsleistungssteuerung
dem Schwund im Wesentlichen folgen kann.
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Wenn,
wie in 5 gezeigt ist, wie bei B2 veranschaulicht ist,
ein Schwund verursacht wird, wird die relative Übertragungsleistung auf der
Grundlage der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
so, wie durch B3 gezeigt ist, da der Soll-Empfangspegel zu einem bestimmten besonderen
Wert B1 mit langer Periode wird. Zum Beispiel wird durch eine Abtastung
der Periode, die in 5 gezeigt ist, ein Durchschnittswert
der relativen Übertragungsleistung
berechnet, der auf den Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
beruht (Schritt A3). In diesem Fall wird der Durchschnittswert etwa
9,5.
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Nachfolgend
wird auf der Grundlage der Übertragungsleistungs-Steuerinforma tionen
ein Vorzeichen der relativen Übertragungsleistung
in Bezug auf den Durchschnittswert erfasst (Schritt A4). Es wird
die fortdauernde Anzahl positiver Vorzeichen und danach die fortdauernde
Anzahl negativer Vorzeichen oder die fortdauernde Anzahl negativer
Vorzeichen und danach die fortdauernde Anzahl positiver Vorzeichen
abgeleitet. Da der vordere Endabschnitt und der hintere Endabschnitt
der fortgesetzten Vorzeichen in Übergangsabschnitten sind,
werden die Vorzeichen neben den Übergangsabschnitten
als effektive Vorzeichen genommen. In diesem Fall dauern sieben
positive Vorzeichen fort und dauern danach zwölf negative Vorzeichen fort
und dauern danach sieben positive Vorzeichen fort.
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In
diesem Beispiel ist die effektive Abtastung der Fortdauer des positiven
Vorzeichens und danach der Fortdauer des negativen Vorzeichens eins,
wobei ein Durchschnitt der Periode fortdauernder positiver und danach
negativer Vorzeichen (7 + 12)/1 = 19 wird. Da in diesem Beispiel
1 Schlitz 1 ms ist, wird die Schwundperiode als 19 ms abgeleitet.
Durch Umsetzen der Schwundperiode in eine Schwundfrequenz wird die
Schwundfrequenz etwa 52,6 Hz (Schritt A6).
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Im
tatsächlichen
Fall wird die Periode zum Ableiten der Schwundfrequenz etwa auf
das Doppelte der Schwundperiode gesetzt, sodass die Schwundfrequenz
selbst bei niedriger Frequenz zufrieden stellend abgeleitet werden
kann. Wenn z. B. eine Schwundfrequenz so tief wie 10 Hz abgeleitet
wird, wird die Schwundperiode etwa 200 ms.
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Im
Fall der langen Schwundperiode, in dem die Übertragungsleistungssteuerung
dem Schwund im Wesentlichen folgen kann, wird die Spreizung der
relativen Übertragungsleistung
auf der Grundlage der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
etwa 82,94 dB, d. h. größer als
in dem Fall, dass kein Schwund verursacht wird (Schritte A10 und
A11). Da in diesem Fall die Schwundperiode gemessen worden ist,
wird die Schwundperiode als die Integrationsperiode zum Ableiten
des Integrationsverzögerungsprofils
genommen (Schritt A13).
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Anhand
von 6 wird der Betrieb im Fall eines kurzen Schwundes
diskutiert, in dem die Übertragungsleistungssteuerung
dem Schwund nicht folgen kann.
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Wenn
die Schwundperiode kürzer
als die durch die Übertragungsleistung
steuerbare Periode ist, wird die abzuleitende Schwundperiode im
Wesentlichen gleich der Übertragungsleistungs-Steuerperiode.
Somit wird die Beurteilung vorgenommen, dass die Steuerung pro Übertragungsleistungs-Steuerperiode
keine maßvolle
Aktualisierung der Übertragungsleistung
bewirkt, sodass der durchschnittliche Empfangspegel angenähert gleich
dem Sollwert des Empfangspegels wird (Schritt A8). Da die Schwundperiode
andererseits zu kurz ist, um der Übertragungsleistungssteuerung
zu folgen, wird die Integrationsperiode zum Ableiten des integrierten
Verzögerungsprofils
auf eine kurze Periode gesetzt (Schritt A9).
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In
der vorstehenden Ausführungsform
steuert die Übertragungsleistungs-Berechnungseinheit 20 die Übertragungsleistung
so, dass die Übertragungsleistung
maßvoll
aktualisiert wird, wenn die Aktualisierung der momentanen Übertragungsleistung
unwirksam ist (Schritt A8 aus 2), wobei
es möglich
ist, ein Verfahren, die Übertragungsleistungssteuerung
nicht auszuführen,
oder ein Verfahren, die Steuerschlitze dünner zu machen, zu wählen.
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Wie
in 7 gezeigt ist, kann zum Aktualisieren der Übertragungsleistung
andererseits als ein weiteres Verfahren ein Verfahren zum periodischen
Eingeben der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
mit einer Periode (für
M Schlitze), die genügend
länger
als die Übertragungsleistungs-Steuerperiode
ist, genutzt werden.
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Als
ein weiteres Verfahren können
die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen über die
letzte Periode mit einer Wichtung berechnet werden, um die Übertragungsleistung
zu aktualisieren. In diesem Fall wird den momentanen Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
ein höheres
Gewicht verliehen.
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Anhand
der 8 und 9 wird dieses Verfahren besonders
diskutiert. In diesem Fall wird eine Schaltung genutzt, wie sie
in dem Blockschaltplan in 8 veranschaulicht
ist. In 8 bezeichnet "a" einen Gewichtungskoeffizienten in einem
Bereich von 0 ≤ a ≤ 1 und bezeichnet "D" eine Verzögerung für einen Schlitz. Wenn durch
die in 8 gezeigte Schaltung ein Prozess ausgeführt wird,
wird eine Beziehung zwischen den Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
und den gewichteten Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
durch: Pout[N] = (1-a)·Pout[N-1] + a·Pin[N]ausgedrückt, wobei
Pin[N] die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
in dem Schlitz Nr. N sind und Pout[N] die gewichteten Übertragungsleistungs-Steuerin formationen
in dem Schlitz Nr. N sind.
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Zum
Beispiel ist im Fall des Gewichtungskoeffizienten a = 0,1 die Übertragungsleistungs-Steuerinformationskomponente
jedes Schlitzes
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N | 10,0
% |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-1 | 9,0
% |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-2 | 8,1
% |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-3 | 7,3
% |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-4 | 6,6
% |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-5 | 6,0
% |
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Wie
aus dem Obigen zu sehen ist, ist der Einfluss des unmittelbar vorangehenden
Schlitzes größer und
wird der Einfluss früherer
Schlitze auf exponentielle Weise kleiner. Der Grad des Einflusses
wird dadurch widerspiegelt, dass periodisch die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
genommen werden, die durch den Gewichtungskoeffizienten "a" mit einer Periode von M Schlitzen,
die genügend
länger
als die Übertragungsleistungs-Steuerperiode
ist, gewichtet werden, die gewichteten Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
z. B. gerundet werden und die Übertragungsleistung
unter Verwendung des gerundeten Wertes mit der Periode von M Schlitzen
aktualisiert wird.
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Wie
in 10 gezeigt ist, werden andererseits als ein nochmals
weiteres Verfahren die Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
in einer Periode (für
M Schlitze) gemittelt, die genügend
länger
als die Übertragungsleistungs-Steuerperiode
ist, um die Übertragungsleistung
durch den Durchschnittswert der Übertragungsleistungs-Steuerinformationen
zu steuern, die in der Periode abgeleitet wurden, die genügend länger als die Übertragungsleistungs-Steuerperiode
ist.
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In
diesem Fall wird der Grad des Einflusses jedes Schlitzes gleich
dem jedes anderen. Zum Beispiel ist im Fall der Übertragungsleistungs-Aktualisierungsperiode
M
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N | 1/M·100 % |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-1 | 1/M·100 % |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-2 | 1/M·100 % |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-3 | 1/M·100 % |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-4 | 1/M·100 % |
| Einfluss
des Schlitzes Nr. N-M+1 | 1/M·100 % |
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Mit
der wie oben dargelegten vorliegenden Erfindung kann eine fehlerhafte
Erfassung des Pfades wegen Schwundes bei Synchronisationserwerb
durch Einstellen der Integrationsperiode des Verzögerungsprofils des
Empfangspegels in dem Suchbereich auf der Grundlage der Schwundperiode
beschränkt
werden, um die Pfaderfassungscharakteristiken zu verbessern und
dadurch die Empfangscharakteristiken zu verbessern.
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Der
Grund ist, dass durch Integrieren des Verzögerungsprofils des Empfangspegels über die Schwundperiode
ein Abfall des Empfangspegels wegen Schwundes verhindert wird. Außerdem kann
die Erfassungsperiode des Pfades für eine kurze Schwundperiode
auf kurz gesetzt werden, um die Verfolgungsfähigkeit für eine Pfadänderung zu verbessern, wenn
die Bewegungsgeschwindigkeit des Mobilendgeräts hoch ist. Andererseits kann
die Genauigkeit der Pfaderfassung durch Setzen der Erfassungsperiode
des Pfades für eine
lange Schwundperiode verbessert werden, wenn die Bewegungsgeschwindigkeit
niedrig ist.
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Um
die Verbesserung der Übertragungsleistungs-Steuercharakteristiken
zu ermöglichen,
bewirkt zweitens durch die vorliegende Erfindung die Aktualisierung
der momentanen Übertragungsleistung
keine maßvolle
Steuerung der Übertragungsleistung,
wenn die momentane Übertragungsleistungssteuerung
dem Schwund nicht folgen kann.
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Der
Grund ist, dass dann, wenn die Schwundperiode kurz ist, damit sie
angenähert
gleich der Übertragungsleistungs-Steuerperiode
ist, eine Beurteilung erfolgt, dass die Übertragungsleistungssteuerung
dem Schwund nicht folgen kann, um eine Verschlechterung der Übertragungsleistungs-Steuercharakteristik
durch die momentane Übertragungsleistungssteuerung
zu vermeiden.
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Obgleich
die vorliegende Erfindung in Bezug auf eine beispielhafte Ausführungsform
davon veranschaulicht und beschrieben wurde, ist für den Fachmann
auf dem Gebiet selbstverständlich,
dass das Vorstehende und verschiedene weitere Änderungen, Weglassungen und
Hinzufügungen
darin und daran vorgenommen werden können, ohne von dem Umfang der
vorliegenden Erfindung abzuweichen.