DE102005021518B4

DE102005021518B4 - Präambelgenerator für ein Multiband-OFDM- Sende-Empfangs-Gerät und Verfahren zum Erzeugen einer Präambel für ein Multiband-OFDM- Sende-Empfangs-Gerät

Info

Publication number: DE102005021518B4
Application number: DE102005021518A
Authority: DE
Inventors: Yossi Erlich; Assaf Gurevitz; Eyal Hochdorf
Original assignee: Lantiq Deutschland GmbH
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 2004-05-10
Filing date: 2005-05-10
Publication date: 2013-05-16
Anticipated expiration: 2025-05-11
Also published as: CN1697438A; US20050265220A1; US7411898B2; CN1697438B; DE102005021518A1

Abstract

Präambelgenerator für ein Multiband-Frequenzteilungs-Multiplex-(OFDM-)Sende-Empfangs-Gerät eines drahtlosen persönlichen Netzwerks (WPAN), welches zwischen einem Zeit-Frequenz-Verschachtelungs-Modus (TFI), in dem Datenpakete von dem Sende-Empfangs-Gerät in unterschiedlichen Frequenzbändern gemäß einem vorher festgelegten Frequenz-Hopping-Muster gesendet werden, und einem Festfrequenz-Verschachtelungs-Modus (FFI) umschaltbar ist, in welchem Datenpakete von dem Sende-Empfangs-Gerät in mindestens einem Festfrequenzband gesendet werden, wobei der Präambelgenerator in dem Festfrequenz-Verschachtelungs-Modus (FFI) eine vorher festgelegte Präambel von Datenpaketen verwürfelt bzw. scrambelt, indem die Präambel mit einer Pseudo-Zufallsdatensequenz multipliziert wird, wobei der Präambelgenerator eine erste Auswahleinheit zur Auswahl der Präambel in Abhängigkeit von einem Kanalauswahlsignal, eine zweite Auswahleinheit zur Auswahl einer langen Pseudo-Zufallsdatensequenz in Abhängigkeit von dem Kanalauswahlsignal und eine dritte Auswahleinheit zur Auswahl einer kurzen Pseudo-Zufallsdatensequenz in Abhängigkeit von dem Kanalauswahlsignal aufweist.

Description

Die Erfindung betrifft im Allgemeinen ein Sende-Empfangs-Gerät für ein drahtloses lokales Netzwerk (WLAN), welches gleichzeitig mit weiteren lokalen Netzwerken (WLANs) in dem gleichen lokalen Bereich betrieben wird, und insbesondere einen Präambelgenerator und einen Präambelabtaster des Sende-Empfangs-Geräts.
Die WO 2005/104393 A2 offenbart ein Wireless-Gerät mit mehreren Pikonetz. Das beschriebene Wireless-Gerät verfügt über eine Präambelkomponente, welche in einem Frequenz-Interleaving-Modus betrieben werden kann. Ferner verfügt das Wireless-Gerät über eine Korrelatorvor-richtung, welche unterschiedliche Betriebsarten des Wireless-Geräts unterscheiden kann. Die Präambel ist auf einer 128 Bitsequenz aufgebaut und in mehrere einzelne Sequenzen unterteilt.
Die Druckschrift von Battra, A. u. a. mit dem Titel ”Design of a Multiband OFDM System for Realistic UWB Channel Environments.”, erschienen in: ”IEEE Transactions an Microwave Theory and Techniques”, Ausgabe 52, Nr. 9, September 2004, auf den Seiten 2123–2138 beschreibt ein Zeropadding(”Anfügen von Nullen”)-Verfahren für Präfixe eines Multicarrier-Übertragungsverfahrens als eine Alternativmöglichkeit zum herkömmlichen orthogonal frequencydivision multiplexing. Dabei wird die beschriebenen Methoden mit konventionellen Frequenzmultiplexverfahren verglichen und das Leistungsvermögen der beiden Verfahren gegenübergestellt.
In der ”Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transitions?” betitelten Druckschrift von E. Muquet u. a., erschienen in ”IEEE Transactions an Communications”, Ausgabe 50, Nr. 12, im Dezember 2002, auf den Seiten 2136–2148 ist ein Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) als eine spezielle Implementierung der Multicarrier-Modulation für ein Modulationsverfahren offenbart. Dabei werden mehrere orthogonale Trägersignale zur digitalen Datenübertragung verwendet. Ferner wird die Adaptierung eines solchen Systems für den Einsatz in der Ultrabreitbandtechnologie für die Nutzung in extrem großen Frequenzbereichen mit einer Bandbreite von mindestens 500 MHz oder mehr beschrieben.
1 zeigt die Übertragung von Daten in einem drahtlosen System gemäß dem Stand der Technik. Verschiedene zu dem gleichen drahtlosen lokalen Netzwerk (WLAN) gehörende Sende-Empfangs-Geräte benutzen denselben Datenübertragungskanal mittels Timesharing. Zu irgendeinem bestimmten Zeitpunkt sendet nur ein Sende-Empfangs-Gerät. Dementsprechend sind die Übertragungen von jedem Sende-Empfangs-Gerät burstähnlich. Zur Unterstützung des empfangenden Sende-Empfangs-Geräts zur Identifizierung eines Datenübertragungsbursts und zur Extraktion der gelieferten Informationsdaten sendet das sendende Sende-Empfangs-Gerät ein vorher festgelegtes Präambelsignal, welches dem Datenabschnitt des Datenübertragungsbursts vorangeht. Das Sende-Empfangs-Gerät, welches den Datenübertragungsburst empfängt, weist eine Präambelabtasteinheit auf, die die Präambel identifiziert und somit den Datenübertragungsburst identifiziert. Das Sende-Empfangs-Gerät verwendet die Präambel weiterhin zur Abschätzung von Datenübertragungs- und Kanalparametern, solche wie Kanalantwort und Träger und Zeitsteuerungs- bzw. Timingoffsets, welche für die Extraktion von Dateninformationen benötigt werden.
Üblicherweise teilen sich verschiedene Kommunikationsnetzwerke das gleiche Datenübertragungsmedium.
Speziell zusammengestellte drahtlose Netzwerke verwenden das gleiche Frequenzspektrum.
2 zeigt zwei zusammengestellte drahtlose Netzwerke nach dem Stand der Technik.
Drahtlose lokale Netzwerke (WLAN) stellen eine neue Form von Kommunikation zwischen Personalcomputern oder anderen Einrichtungen dar, welche digitale Daten liefern wollen. Ein drahtloses Netzwerk ist ein solches, das nicht auf Kabel als das Kommunikationsmedium baut. Ob verdrilltes Paar, Koax oder optische Fasern, eine Festverdrahtung für Datenkommunikationssysteme innerhalb einer Gebäudeumgebung ist kostspielig und aufwändig zu installieren, zu warten und zu andern. Zur Vermeidung dieser Nachteile übertragen drahtlose Netzwerke Daten durch die Luft unter Verwendung von Signalen, die einen breiten Frequenzbereich von einigen MHz bis zu einigen Terahertz abdecken. In Abhängigkeit von der Frequenz weisen beteiligte drahtlose Netzwerke drahtlose Funknetzwerke, drahtlose Mikrowellennetzwerke und drahtlose Infrarotnetzwerke auf.
Drahtlose Netzwerke werden hauptsächlich zum Anschluss von Einrichtungen innerhalb eines Gebäudes oder zum Anschluss von tragbaren oder mobilen Einrichtungen an ein Netzwerk benutzt. Weitere Anwendungen bestehen darin, mobile Einrichtungen in Kontakt mit einer Datenbasis und Adhoc-Netzwerken zu halten, zum Beispiel in Komitees oder Geschäftstreffen.
Drahtlose lokale Netzwerke (WLAN) und drahtlose persönliche Netzwerke (WPAN) werden verwendet, um Informationen über relativ kurze Bereiche zu ubertragen. Ein drahtloses persönliches Netzwerk (WPAN) ist in der Norm IEEE 802.15.3 definiert.
In vielen Situationen und Szenarien werden verschiedene drahtlose lokale Netzwerke (WLANs) gleichzeitig miteinander in dem gleichen lokalen Bereich betrieben. Eine typische Situation konnte ein Großraumbüro sein, in dem viele abgetrennte Burozellen angeordnet sind, die zu unterschiedlichen Abteilungen der gleichen Firma gehoren, zum Beispiel Such- bzw. Recherchenabteilung, Buchhaltungsabteilung, Marketingabteilung. Die Computer jeder Abteilung sind in einer solchen Gegebenheit mittels separater drahtloser lokaler Netzwerke (WLANs) verbunden. Ein drahtloses lokales Netzwerk (WLAN) mit verschiedenen Sende-Empfangs-Geraten wird als ein Piconet bezeichnet.
2 zeigt ein typisches Szenario, in dem zwei drahtlose lokale Netzwerke (WLANs) in dem gleichen lokalen Bereich betrieben werden.
In dem dargestellten Beispiel sendet ein erstes sendendes Sende-Empfangs-Gerät A2 Daten zu einem empfangenden Sende-Empfangs-Gerät A4 des ersten drahtlosen lokalen Netzwerks WLAN_A auf dem Datenübertragungskanal des drahtlosen lokalen Netzwerks WLAN_A. Weiterhin sendet ein sendendes Sende-Empfangs-Gerät B3 des zweiten drahtlosen lokalen Netzwerks WLAN_B zu einem empfangenden Sende-Empfangs-Gerat B1 des gleichen drahtlosen lokalen Netzwerks WLAN_B auf dem Datenubertragungskanal dieses drahtlosen lokalen Netzwerks. Der Datenaustausch zwischen Sende-Empfangs-Geräten wird im Halbduplexverfahren ausgeführt, das heißt ein Sende-Empfangs-Gerät kann Daten uber einen Datenlink bzw. eine Datenverbindung zu einem anderen Sende-Empfangs-Gerät des gleichen drahtlosen lokalen Netzwerks entweder senden oder empfangen. Die Daten werden über Datenpakete ausgetauscht.
Jedes Piconet WLAN₁ weist seinen jeweiligen Datenubertragungskanal auf, das heißt, der Datenubertragungskanal wird von allen Sende-Empfangs-Geräten des korrespondierenden Piconets WLAN₁ benutzt.
In den meisten Fallen sind die für ein drahtloses lokales Netzwerk WLAN verfügbaren Frequenzressourcen durch Vorschriften beschränkt. Gewohnlich ist einem drahtlosen lokalen Netzwerk WLAN ein bestimmtes Frequenzband zugewiesen. Innerhalb dieses Frequenzbands darf jedes Sende-Empfangs-Gerat nicht mehr als eine bestimmte spektrale Leistungsdichte (PSD = Power Spectral Density) ausstrahlen.
Zum gleichzeitigen Betrieb von verschiedenen drahtlosen lokalen Netzwerken sind verschiedene Vorschläge gemacht worden.
Bei Frequenzteilungsmultiplex-Systemen (FDM) nach dem Stand der Technik ist das zugewiesene Frequenzband in verschiedene Subfrequenzbänder aufgeteilt. Beim FDM-System benutzt jeder Datenübertragungskanal und folglich jedes Piconet ein unterschiedliches Subfrequenzband. So kann Datenübertragung in unterschiedlichen Piconets (WLANs) gleichzeitig ohne Interferenz ausgeführt werden.
Der Nachteil von FDM-Systemen besteht darin, dass die für jedes Piconet verfügbare Kapazität im Vergleich zu dem Fall reduziert ist, in dem es irgendeinem Piconet erlaubt ist, das gesamte zugewiesene Frequenzband zu benutzen.
Die Kanalkapazitat ist durch die folgende Gleichung bzw. Formel gegeben: cap = ∫log (1 + PSD(f) / N(f))df
Die Kapazität eines jeden Piconet ist großer, wenn ihm erlaubt ist, das vollständige Frequenzband zu benutzen anstelle von nur gerade dem zugewiesenen Subfrequenzband. Die Reduktion in der Kapazität bei FDM-Systemen übertragt sich direkt auf eine Durchsatzreduktion. Folglich wird die erreichbare Datenbitrate für irgendeinen spezifischen Sender-Empfänger-Abstand bei FDM-Systemen reduziert.
Bei einem CDMA-DSSS-System (Code Division Multiple Access – Direct Sequence Spread System) nach dem Stand der Technik wird ein Direct Sequence Spread System als ein Modulationsschema benutzt. Bei DSSS wird eine Folge von vielen kurzen Datensymbolen für jedes Informationssymbol übertragen. Um unterschiedliche Datenübertragungskanäle oder Piconets zu unterstützen, werden unterschiedliche Datenfolgen mit geringer Kreuzkorrelation zwischen ihnen für unterschiedliche Datenübertragungskanäle verwendet.
Bei einem CDMA-DSSS-System kann jeder Kanal das gesamte Frequenzband nutzen, bis der größtmögliche Durchsatz erreicht werden kann. Wenn einige Piconets in dem gleichen Bereich arbeiten, wird die Übertragung von einem Piconet als zusätzliches Rauschen von den anderen Piconets gesehen.
Der Nachteil des CDMA-DSSS-Systems besteht darin, dass es ein so genanntes Nah-Fern-Problem gibt. Wenn ein Sende-Empfangs-Gerat in einem Piconet sendet, wird diese Sendung als zusatzliches Rauschen von den anderen Piconets gesehen. Der Pegel des zusätzlichen Rauschens ist proportional zu der Kreuzkorrelation zwischen den Spreading Sequences und dem empfangenen Leistungspegel des Signals der Interferierenden. Wenn zum Beispiel das interferierende Sende-Empfangs-Gerät des Piconets A dicht an einem empfangenden Sende-Empfangs-Gerät des Piconets B steht, das heißt, näher als ein sendender Empfänger von Piconet B, dann bewirk der zusätzliche Rauschpegel, den das empfangende Sende-Empfangs-Gerät von Piconet B sieht, eine bedeutende Verringerung in der erreichbaren Bitrate fur den Empfanger dergestalt, dass sogar eine vollstandige Blockierung des Datenubertragungskanals auftreten kann.
Ein weiterer Vorschlag gemäß dem Stand der Technik zum gleichzeitigen Betrieb von verschiedenen drahtlosen lokalen Netzwerken (WLANs) besteht darin, ein CDMA-FH-System (Code Division Multiple Access – Frequency Hopping) zu verwenden. Bei diesem CDMA-FH-System wird das ursprungliche Frequenzband in verschiedene Subfrequenzbander aufgeteilt. Jedes sendende Sende-Empfangs-Gerat benutzt ein bestimmtes Subfrequenzband fur einen bestimmten Zeitabschnitt und springt dann auf das nachste Frequenzband uber. Eine vorher festgelegte Frequenz-Hoppingsequenz steuert die Rangfolge von Subfrequenzbändern dergestalt, dass sowohl das sendende als auch das empfangende Sende-Empfangs-Gerät die Information besitzt, wann auf des nächste Frequenzband zu schalten ist und welches Subfrequenzband dieses ist.
Bei einem herkömmlichen CDMA-FH-System sind den unterschiedlichen Datenübertragungskanalen unterschiedliche Frequenz-Hoppingsequenzen zugeordnet.
3 zeigt ein CDMA-FH-System gemäß dem Stand der Technik mit Datenubertragungskanälen. Ein CDMA-FH-System mit vier Datenübertragungskanälen kann vier Piconets oder drahtlose lokale Netzwerke (WLANs) gleichzeitig in dem gleichen lokalen Bereich betreiben. Bei dem dargestellten Beispiel benutzt irgendein Sende-Empfangs-Gerät ein bestimmtes Frequenzband fur ein Sendeintervall von 242 ns, bleibt für eine vorher festgelegte Schutzzeit von 70 ns im Leerlauf und benutzt das nächste Frequenzband innerhalb des nachsten Sendeintervalls, usw.
Die Frequenz-Hoppingsequenz ist für jeden Datenubertragungskanal A, B, C, D festgelegt. Bei dem gegebenen Beispiel besitzt Datenübertragungskanal A die Frequenz-Hoppingsequenz abc, Kanal B hat die Frequenz-Hoppingsequenz acb, Kanal C besitzt die Frequenz-Hoppingsequenz aabbcc und Kanal hat die Frequenz-Hoppingsequenz aaccbb.
Eine Kollision ist die Situation, wenn zwei Sende-Empfangs-Gerate dasselbe Frequenzband zur gleichen Zeit benutzen. Zum Beispiel tritt eine Kollision zwischen Datenubertragungskanal A und Datenubertragungskanal B während des ersten Sendeintervalls auf, wenn beide Kanäle A, B Frequenz fa benutzen, und während des vierten Sendeintervalls, wenn beide Kanale A, B wieder Frequenz fa benutzen. Eine weitere Kollision gibt es zum Beispiel zwischen Kanal B und Kanal D während des ersten Sendeintervalls, wenn beide Kanäle B, D Frequenz fa benutzen, und während des sechsten Sendeintervalls, wenn beide Kanäle B, D Frequenz fb benutzen.
Wenn die Frequenz-Hopping Rangfolge von zwei drahtlosen Netzwerken sich unterscheidet, können zwei Sende-Empfangs-Geräte, die zu unterschiedlichen drahtlosen lokalen Netzwerken gehören, zur gleichen Zeit senden. Es kann vorkommen, dass beide Sende-Empfangs-Geräte die gleiche Tragerfrequenz zur gleichen Zeit benutzen.
4 stellt simultane Datenubertragung von Sende-Empfangs-Geraten in zwei unterschiedlichen Netzwerken WLAN A, WLAN B zur gleichen Zeit dar. Jeder Datenübertragungsburst weist ein Praambelsignal und ein Datensignal auf. Das Datensignal beinhaltet Headerdaten und Nutzdaten.
Der Präambelabtaster in einem Sende-Empfangs-Gerat, das beabsichtigt, Bursts im Netzwerk A zu dekodieren, muss Praambeln für Netzwerk B diskriminieren. Weiterhin ist das empfangende Sende-Empfangs-Gerät dazu geeignet, relevante Parameter von einer berechtigten Präambel bei möglichem gleichzeitigem Vorhandensein von anderen Sendungen abzutasten und einzuschätzen.
Eine mogliche CDMA-FH Losung basiert auf OFDM und wird Multiband-OFDM genannt. In diesem Fall sendet das Sende-Empfangs-Gerat ein einzelnes OFDM in einem Band und springt dann zum nachsten Band zur Sendung des nachsten OFDM-Symbols. 3A stellt 6 OFDM-Symbole für jeden Kanal dar.
Wie in 3A gezeigt ist, führt das Multiband-OFDM-Sende-Empfangs-Gerät in einem Zeit-Frequenz-Verschachtelungs-Modus (TFI = Time Frequency Interleaving) ein Band-Hopping aus, wobei in jedem Frequenzband ein OFDM-Symbol gesendet wird. Die Band-Hoppingsequenz ist durch einen TFC-Kode (Zeitfrequenzkode) festgelegt, der in einem Speicher abgelegt ist. Unterschiedliche zusammengestellte Netzwerke benutzen unterschiedliche TFC-Kodes. Dieses ermöglicht simultanes Senden von unterschiedlichen Netzwerken. OFDM-Symbole von zusammengestellten Netzwerken kollidieren. In üblichen Szenarien ermöglicht der Kollisionspegel wirkungsvolle Kommunikation. Doch in einigen Fallen ist die Kollisionssituation schwerwiegend, und die Kommunikation ist nicht wirkungsvoll. Zur Behebung von schwerwiegenden Kollisionen zwischen Senden von unterschiedlichen Netzwerken kann eine Frequenzdomänentrennung (bekannt als FDM = Frequency Domain Separation) zwischen den drahtlosen Netzwerken eingesetzt werden. Dieses wird dadurch erreicht, dass TFC-Kodes mit konstanter Bandbenutzung (Fixed Frequency Bands = Festfrequenzbänder) hinzugefügt werden. Dementsprechend ist ein Multiband-OFDM-Sende-Empfangs-Gerät nach dem Stand der Technik zwischen einem Zeit-Frequenz-Verschachtelungs-Modus (TFI) und einem Festfrequenz-Verschachtelungs-Modus (FFI = Fixed Frequency Interleaving) umschaltbar. 3B zeigt 7 Kanäle (7 TFC), wobei 4 Kanäle vom TFI-Typ und 3 Kanäle vom FFI-Typ sind.
Wie in 3 ersichtlich ist, belegt das Sende-Empfangs-Gerat im TFI-Modus drei Frequenzbänder, wobei jedes Frequenzband einer vorher festgelegte Frequenzbandbreite aufweist. In einem sich entwickelnden Multiband-OFDM-Standard, der den physikalischen Layer eines auf Ultra-Breitband basierenden drahtlosen persönlichen Zugriffsnetzwerks definiert, sendet das Sende-Empfangs-Gerät in beiden Modi, das heißt im TFI-Modus und im FFI-Modus, die gleiche Präambel, wie in 5 dargestellt ist. 5 zeigt eine so genannte lange Praambel mit N = 24 + 6 OFDM-Symbolen. Die Praambel gemäß dem Stand der Technik wie in 5 gezeigt ist in zwei Abschnitte unterteilt. Der erste Präambelabschnitt (24 OFDM-Symbole) wird typischerweise zur Raketabtastung/-erfassung, Grobfrequenzeinschätzung, verstärkungssteuerung, Synchronisation, Zeitsteuerung- und Offsetabschätzung verwendet. Der erste Abschnitt der herkömmlichen Präambel wie in 5 gezeigt weist 24 OFDM-Symbole auf, wobei die ersten einundzwanzig OFDM-Symbole identisch und die letzten drei OFDM-Symbole invertiert sind. Diese drei OFDM-Symbole werden zur Synchronisation innerhalb eines Datenpakets benutzt. Der zweite Präambelabschnitt wird typischerweise zur Kanaleinschätzung verwendet, wobei die Kanaleinschätzungssequenz sechs OFDM-Symbole aufweist. Nach dem sich entwickelnden Multiband-OFDM-Standard beträgt die Periode eines OFDM-Symbols 312,5 ns, das heißt eine Datenlange von 242,5 ns (128 Samples bei 528 Msps) und eine Ruhezeit von 70 ns (37 Samples bei 528 Msps) zwischen zwei Sendungen. Folglich betragt die OFDM-Symbolrate R_S = 3,2 MHz 1/312,5 ns. Wenn drei Frequenzbänder benutzt werden, gibt es sieben mögliche Zeitfrequenzkodes (TFC). Die ersten vier TFC-Kodes definieren die Frequenzband-Hoppingsequenz, wenn das Sende-Empfangsgerat in dem TFI-Modus ist. Wenn das Sende-Empfangs-Gerät in den FFI-Modus geschaltet wird, sendet das Sende-Empfangs-Gerät das Signal in einem Festfrequenzband. Wie in der folgenden Tabelle und in 3A gezeigt ist, zeigt der fünfte TFC-Kode an, dass das Sende-Empfangs-Gerät ein Signal in einem ersten Frequenzband sendet, der sechste TFC-Kode zeigt an, dass das Sende-Empfangs-Gerät das Signal in einem zweiten Frequenzband sendet, und der siebente TFC-Kode zeigt an, dass das Sende-Empfangs-Gerät das Signal in einem dritten Frequenzband sendet.
Der folgende TFC-Kode weist drei Frequenzbander auf, wie in der folgenden Tabelle zusammengefasst ist: Tabelle 1

TFC Index Kode Typ

1 [1, 2, 3] TFI

2 [1, 3, 2] TFI

3 [1, 1, 2, 2, 3, 3] TFI

4 [1, 1, 3, 3, 2, 2] TFI

5 [1] TFI

6 [2] TFI

7 [3] TFI
Das (Multiband Frequency Division Multiplexing) Multiband-Frequenzteilungs-Multiplex-Sende-Empfangs-Gerät gemäß dem Stand der Technik verwendet zwei Arten von Präambeln. Der erste Typ des ersten Abschnitts der in 5 gezeigten Präambel beinhaltet N = 24 OFDM-Symbole und wird als lange Präambel bezeichnet. Die zweite Präambel wird als kurze Präambel bezeichnet und weist N = 12 OFDM-Symbole in dem ersten Praambelabschnitt auf.
Die kurze Präambel wird benutzt, wenn von dem gleichen Sende-Empfangs-Gerät eine Sequenz von Paketen in Szenarios gesendet wird, in denen die Abtastung relativ leicht auszuführen ist, das heißt, wenn ein gutes Verhältnis von Signal zu Rauschen gegeben ist und die Zwischenpaketschutzzeit bekannt ist.
Innerhalb des ersten Abschnitts der Präambel, welcher N OFDM-Symbole enthält, ist jedes OFDM-Symbol typischerweise kein Frequenzdomänensignal. Das Symbol ist ein Zeitdomänensignal, welches durch eine Zeitdomänensequenz festgelegt ist. Dennoch behalten diese Symbole die gleiche Dauer und Leistung wie die OFDM-Symbole bei, und auf sie wird in diesem Dokument als OFDM-Symbole Bezug genommen.
Bei den herkömmlichen OFDM-Sende-Empfangs-Geräten für drahtlose Netzwerke sind die Präambeln sowohl im FFI-Modus als auch im TFI-Modus identisch. Der Beginn der Präambel wird in 5 dargestellt, das heißt, wobei die ersten N-K-Symbole zur Präambelabtastung durch das empfangende Sende-Empfangs-Gerat benutzt werden. Der Abschnitt der K = 3 Praambel OFDM-Symbole, der auch als ein Delimiter bzw. Begrenzer bezeichnet wird, ist für die Identifikation des Endes des ersten Abschnitts der Präambel vorgesehen. Die OFDM-Symbole der in 5 gezeigten Rahmensynchronisationssequenz sind in Bezug auf die OFDM-Symbole der ersten 21 OFDM-Symbole invertiert. Eine OFDM-Symbolinversion ermöglicht eine Identifikation des Delimiters auf der empfangenden Seite durch Beobachtung eines einzelnen Frequenzbands aus den drei Frequenzbändern.
Das OFDM-Sende-Empfangs-Gerat nach dem Stand der Technik, welches die gleiche Präambelsequenz in dem TFI-Modus und in dem FFI-Modus verwendet, hat jedoch zwei Hauptnachteile. Da die Periode eines OFDM-Symbols innerhalb der in 5 gezeigten Paketsynchronisationssequenz mit 21 OFDM-Symbolen 312,5 ns beträgt, gibt es einen Ripple bzw. eine Welligkeit in der Frequenzdomäne mit Frequenzspitzen bei jeden 3,2 MHz. Das Welligkeit aufweisende Leistungsspektrum der Präambel hat Auswirkungen auf das über Alles gemessene Sendefrequenzspektrum, welches die Präambel und die Daten umfasst. Die Wirkung des Welligkeit aufweisenden Präambelspektrums ist insbesondere in dem FFI-Modus des Sende-Empfangs-Gerats schwerwiegend, da das Präambelsignal einen langen Abschnitt von wiederholten OFDM-Symbolen in dem gleichen Frequenzband bei einer Periodizitäsrate RS = 3,2 MHz beinhaltet. Zur Maximierung der Leistung des Sende-Empfangs-Geräts wird die maximal zulassige Sendeleistung benutzt. Regulierungsbehörden wie die Federal Communication Commission (FCC) in den USA beschränken die PSD in einer Auflösungsbandbreite R_PSD = 1 MHz. Das bedeutet, dass innerhalb irgendeines 1 MHz-Bands die Leistung begrenzt ist. Da die PSD des FFI-Modus gemäß dem Stand der Technik Ripple aufweist, reduziert das Sende-Empfangs-Gerät die Gesamtsendeleistung verglichen mit einem Szenario, in welchem die PSD so geglättet ist, dass die spektralen Spitzen bzw. Peaks den gesetzlich zulassigen Pegel nicht überschreiten. Die vom FCC festgelegte PSD für Ultra-Breitband-Kommunikation beträgt zum Beispiel –41,3 dBm/MHz. Die reduzierte Sendeleistung des Sende-Empfangs-Geräts resultiert aktuell in einem reduzierten Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (SNR) am empfangenden Sende-Empfangs-Gerät dergestalt, dass die Leistung der Datenübertragung verschlechtert ist. Die notwendige Sendeleistungsreduktion ergibt eine reduzierte Datenrate, einen verringerten unterstützten Bereich und eine erhöhte Bit-Error-Rate BER.
Ein weiterer Nachteil für ein herkömmliches Sende-Empfangs-Gerät nach dem Stand der Technik, welches die gleiche Präambel im TFI-Modus und im FFI-Modus verwendet, besteht darin, dass die Abtastung bzw. Erfassung des Delimiters im FFI-Modus unsicher ist. Der in 5 gezeigte Delimiter weist 3 OFDM-Symbole auf, das heißt, ein OFDM-Symbol für jede im TFI-Modus für Frequenz-Hopping benutzte Frequenz. Die Abtastung des Delimiters ist für die nächsten Stufen des Paketempfangs wesentlich. Dieses wird durch die Abtastung der letzten K = 3 OFDM-Symbole in dem ersten Abschnitt der Präambel ausgeführt. Im TFI-Modus identifiziert ein einzelnes invertiertes OFDM-Symbol innerhalb des Delimiters einmalig den Zeitablauf des Delimiters. Im FFI-Modus wird jedoch eine Festfrequenz benutzt, und ein verlorenes Symbol beim empfangenden Sende-Empfangs-Gerät, zum Beispiel durch ein kollidierendes Symbol ausgelöst, kann Unsicherheit beim Delimitertiming des empfangenden Sende-Empfangs-Geräts verursachen. Wenn zum Beispiel das OFDM-Symbol N – 2 schlecht empfangen wird konnte der Delimiterabtaster in dem empfangenden Sende-Empfangs-Gerat irrtümlich annehmen, dass das OFDM-Symbol N – 1 das Symbol N – 2 ist, und dementsprechend eine falsche Entscheidung ausgeben. Bei einem Szenario von gleichzeitig arbeitenden Netzwerken könnte diese Situation einen Paketverlust bewirken, da einige der Symbole kollidieren und falsch abgetastet werden können.
Demgemäß ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Präambelgenerator für ein Multiband-Orthogonal-Frequenzteilungs-Multiplex-Sende-Empfangs-Gerät zu schaffen, welcher die oben aufgeführten Nachteile behebt, und insbesondere einen Präambelgenerator, wobei das Präambelspektrum in einem FFI-Modus geglätteter ausgebildet ist.
Diese Aufgabe wird von einem Präambelgenerator mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und durch ein Verfahren zum Erzeugen einer Präambel gemäß Anspruch 12 gelöst.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Pseudo-Zufallsdatensequenz binär ausgebildet.
In einer bevorzugten Ausführungsform des Präambelgenerators der vorliegenden Erfindung weist die Präambel eine vorher festgelegte Zahl N von OFDM-Symbolen auf.
In einer bevorzugten Ausführungsform des Präambelgenerators der vorliegenden Erfindung weist der Präambelgenerator einen Speicher zur Speicherung mindestens einer Präambel, einen Speicher zur Speicherung mindestens einer Pseudo-Zufallsdatensequenz, und eine Berechnungseinheit zur Verwürfelung der Präambel mit der Pseudo-Zufallsdatensequenz auf, wenn ein Steuersignal anzeigt, dass sich das Sende-Empfangs-Gerät im FFI-Modus befindet.
In einer bevorzugten Ausführungsform des Präambelgenerators der vorliegenden Erfindung weist die binare Pseudo-Zufallsdatensequenz eine vorher festgelegte Anzahl von binären Datenwerten auf,
wobei die Anzahl von binären Datenwerten zu der Zahl von N OFDM-Symbolen innerhalb dieser Präambel korrespondiert.
In einer bevorzugten Ausführungsform des Präambelgenerators besteht jedes OFDM-Symbol der Präambel aus einer Sequenz von Datensamples.
In einer bevorzugten Ausführungsform besteht jedes OFDM-Symbol aus 128 Datensamples.
In einer bevorzugten Ausführungsform des Präambelgenerators der vorliegenden Erfindung lautet die lange Pseudo-Zufallsdatensequenz (XLONG)
XLONG = (–1, –1, –1, –1, –1, –1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, 1, 1, 1).
In einer bevorzugten Ausführungsform des Präambelgenerators der vorliegenden Erfindung lautet die kurze Pseudo-Zufallsdatensequenz (XSHORT)
XSHORT = (–1, –1, –1, 1, 1, –1, –1, 1, –1, 1, 1, 1)
Im Folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen des Präambelgenerators für ein Multiband-Orthogonal-Frequenzteilungs-Multiplex-OFDM-Sende-Empfangs-Gerät mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen:
1 zeigt die Sendung von analogen Datenübertragungsburstsignalen durch ein drahtloses Netzwerk gemäß dem Stand der Technik;
2 zeigt schematisch zwei unterschiedliche drahtlose lokale Netzwerke mit gleichzeitig betriebenen verschiedenen Sende-Empfangs-Geräten nach dem Stand der Technik;
3a, 3b zeigt Frequenz-Hopping Schemen, die von einem drahtlosen lokalen Netzwerk nach dem Stand der Technik angewandt werden und vier unterschiedliche TFI-Datenubertragungskanale und drei unterschiedliche FFI-Datenubertragungskanale benutzen;
4 zeigt die Sendung von analogen Datenübertragungsburstsignalen durch zwei drahtlose lokale Netzwerke, die in dem gleichen lokalen Bereich gleichzeitig betrieben werden;
5 zeigt eine Praambel, wie sie von einem herkömmlichen Multiband-OFDN-Sende-Empfangs-Gerät gemäß der Stand der Technik verwendet wird;
6 zeigt ein Blockdiagramm eines Sende-Empfangs-Geräts mit dem Präambelgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung;
7 zeigt ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform des Präambelgenerators gemäß der vorliegenden Erfindung;
8 zeigt ein Blockdiagramm eines Delimiterabtasters innerhalb des Präambelabtasters des in 6 gezeigten Sende-Empfangs-Gerats;
9 zeigt eine alternative Ausfuhrungsform eines Delimiterabtasters innerhalb des Präambelabtasters des in 6 gezeigten Sende-Empfangs-Geräts;
10 zeigt das Format eines PLCP-Rahmens mit einer Präambel gemaß der vorliegenden Erfindung;
11 zeigt die Basisband-Leistungsspektrumsdichte (PSD) einer von dem Präambelgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugten Präambel;
12 zeigt die Basisband-Leistungsspektrumsdichte (PSD) eines Datenübertragungskanals;
13 zeigt die Basisband-Leistungsspektrumsdichte (PSD) einer Präambel nach dem Stand der Technik für einen FFI-Kanal für einen Abschnitt des Frequenzbands;
14 zeigt die Basisband-Leistungsspektrumsdichte (PSD) einer von dem Präambelgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugten Präambel;
15 zeigt Abdeckungssequenzen für die Zeitdomänenpräambel, wie sie von dem Präambelgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden;
16 zeigt Abdeckungssequenzen für eine verkürzte Zeitdomänenpraambel, wie sie von dem Präambelgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden;
17 zeigt die Datensamples eines OFDM-Symbols im FFI-Modus, wie sie in einer bevorzugten Ausfuhrungsform des Präambelgenerators gern der vorliegenden Erfindung benutzt werden.
Wie aus 6 ersichtlich ist, weist das Sende-Empfangs-Gerät 1 für ein drahtloses lokales Netzwerk (WLAN) mit dem Präambelgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung einen Sender und einen Empfänger auf.
Der Sender wandelt Dateninformationspakete von höheren Kommunikationslayern in RF-(Radiofrequenz- bzw. Funk-)Signale um. Der Empfänger des Sende-Empfangs-Geräts extrahiert Paketinformationen aus empfangenen RF-Signalen.
Wie aus 6 zu sehen ist, weist der in dem Sende-Empfangs-Gerat 1 gemäß der vorliegenden Erfindung enthaltene Sender die folgenden Einheiten auf. Der Sender weist eine Kodier- und Modulationseinheit 3 auf, welche die von einer Steuereinheit 2 für höhere Kommunikationslayer empfangenen Datenbits durch Hinzufügung redundanter Bits kodiert und das digitale Datensignal somit moduliert, indem ein gesampeltes Zeitdomänensignal erzeugt wird. Dieses gesampelte Zeitdomanensignal ist in einer bevorzugten Ausführungsform als ein Dualsignal oder komplexes Signal ausgebildet. Das komplexe Signal (I + IQ) wird von der Kodier- und Modulationseinheit 3 an einen Scheduler 4 weitergeleitet.
Der in dem Sende-Empfangs-Gerät 1 enthaltene Sender weist weiterhin einen Präambelgenerator 5 gemäß der vorliegenden Erfindung auf. Der Praambelgenerator 5 liefert eine Präambeldatensequenz an den Scheduler 4. Die Präambeldatensequenz ist für den von dem Sende-Empfangs-Gerat verwendeten Datenübertragungskanal spezifisch, das bedeutet, dass die von dem Präambelgenerator erzeugte Präambel einmalig für ein drahtloses lokales Netzwerk (WLAN) ist, welches das in 6 gezeigte Sende-Empfangs-Gerät einschließt.
Der Scheduler 4 des Sende-Empfangs-Geräts 1 stellt die von der Kodier- und Modulationseinheit 3 gelieferte Datensamplesequenz und die von dem Präambelgenerator 5 erzeugte Präambel zusammen, um einen digitalen Datenübertragungsburst auszuführen, welcher an mindestens einen Digital-Analog-Umsetzer 6 ausgegeben wird. Der Digital-Analog-Umsetzer 6 konvertiert das von dem Scheduler 4 empfangene digitale Zeitdomänensignal in ein kontinuierliches Analogsignal. Der Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 6 ist an einen Aufwärtswandler 7 angeschlossen. Der Aufwärtswandler 7 wandelt das von dem Digital-Analog-Umsetzer 6 generierte kontinuierliche Basisband-Analogsignal in ein Funksignal um, indem er das empfangene Signal mit einem Trägersignal moduliert, um ein analoges Datenübertragungsburstsignal zu erzeugen. Das erzeugte analoge Datenübertragungsburstsignal wird von dem Sende-Empfangs-Gerat 1 über eine Antenne an ein empfangendes Sende-Empfangs-Gerat des gleichen drahtlosen lokalen Netzwerks gesendet, welches den gleichen Datenübertragungskanal benutzt. Wenn Frequenz-Hopping eingesetzt wird (das heißt im TFI-Modus), wird der Modulationsträger periodisch geandert.
Das Sende-Empfangs-Gerät 1 weist weiterhin einen Empfänger auf, welcher ein Bandpassfilter 8 zur Filterung des empfangenen Funksignals besitzt, das von der Antenne des Sende-Empfangs-Gerats 1 geliefert wird.
Der Ausgang des Bandpassfilters 8 ist an einen Abwärtswandler 9 angeschlossen. Der Abwartswandler 9 demoduliert das gefilterte Funksignal und wandelt das Funksignal in ein komplexes Basisbandsignal um. Wenn Frequenz-Hopping eingesetzt wird, wird die von dem Abwartswandler 9 verwendete Demodulationsfrequenz periodisch geandert.
An der Ausgangsseite des Abwärtswandlers 9 ist ein Tiefpassfilter 10 vorgesehen.
Zumindest ein Analog-Digital-Umsetzer 11 sampelt das von dem Tiefpassfilter 10 gelieferte kontinuierliche Zeitsignal, um ein diskretes Zeitdomänensingnal herzustellen.
Das Sende-Empfangs-Gerat 1 weist weiterhin einen Präambelabtaster 12 auf, welcher zur Abtastung des Vorhandenseins einer vorher festgelegten Präambel vorgesehen ist, die für das drahtlose lokale Netzwerk (WLAN) spezifisch ist, zu dem das Sende-Empfangs-Gerät 1 gehört. Weiterhin extrahiert der Praambelabtaster 12 Parameter zur Demodulation des empfangenen Datenübertragungsbursts. Diese Parameter werden von dem Präambelabtaster 12 an eine Demodulations- und Fehlerkorrektureinheit 13 geliefert.
Die Demodulations- und Fehlerkorrektureinheit 13 demoduliert den empfangenen Datenabschnitt des Datenübertragungsbursts unter Verwendung der kodierten Redundanz, um den Informationsinhalt des empfangenen Datenpakets abzuschätzen.
Wie ersichtlich ist, beinhaltet das Sende-Empfangs-Gerät 1 den Präambelgenerator 5 gemäß der vorliegenden Erfindung und einen Präambelabtaster 12, welche von der Steuereinheit 2 für höhere Kommunikationslayer gesteuert werden.
7 stellt eine bevorzugte Ausführungsform des Präambelgenerators 5 gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Der Präambelgenerator 5 empfängt ein Kanalauswahlsignal von der Steuereinheit 2 für höhere Kommunikationslayer des in 6 gezeigten Sende-Empfangs-Geräts 1. Das Kanalauswahlsignal legt die von dem TFC-Kode definierte Hopping-Sequenz fest. In einer bevorzugten Ausführungsform gibt es sieben Kanäle, wobei die ersten vier Kanäle ein reales Frequenz-Hopping in einem TFI-Modus durchführen, und die verbleibenden drei Kanäle die Datenpakete in einem Festfrequenzband ohne Frequenz-Hopping in einem FFI-Modus übertragen.
In einem Symbolspeicher des Präambelgenerators sind fünf Satz von Datensamples gespeichert, wobei die ersten vier Sätze für die ersten vier Datenübertragungskanäle benutzt werden, die reales Frequenz-Hopping einsetzen, und der fünfte Satz von Datensamples für alle drei FFI-Datenkanäle zur Anwendung kommen, die den gleichen Satz von Datensamples benutzen. 17 zeigt einen Satz von 128 Datensamples, die in dem Symbolspeicher gespeichert sind und für die drei FFI-Datenübertragungskanäle benutzt werden. Eine erste Auswahleinheit A wahlt in Abhängigkeit von dem Kanalauswahlsignal einen Satz von in dem Symbolspeicher gespeicherten Datensamples aus und liefert diese 128 Datensamples an eine Berechnungseinheit, die zur Multiplikation von zwei Datenvektoren vorgesehen ist.
In einem weiteren Speicher des Präambelgenerators 5 sind drei lange Pseudo-Zufallssequenzen (X_LONG) gespeichert. Die ersten zwei Datenkanäle benutzen eine lange Pseudo-Zufallssequenz (X_LONG 1/2), und Kanal drei und vier benutzen eine unterschiedliche Pseudo-Zufallssequenz (X_LONG 3/4). Die FFI-Datenübertragungskanale verwenden eine dritte lange Pseudo-Zufallssequenz (X_LONG 5/6/7) zur Verwurfelung bzw. zum Scrambling der Präambel. Die Auswahleinheit B wahlt eine in dem zweiten Speicher des Praambelgenerators 5 gespeicherte Pseudo-Zufallssequenz in Abhängigkeit von dem Kanalauswahlsignal aus und leitet sie weiter an eine vierte Auswahleinheit D.
Der Präambelgenerator 5 weist einen dritten Speicher zur Speicherung von drei kurzen Pseudo-Zufallssequenzen (X_SHORT) auf. Die FFI-Datenübertragungskanäle benutzen die in dem Speicher gespeicherte dritte kurze Pseudo-Zufallssequenz (X_SHORT 5/6/7). Eine Auswahleinheit C des Präambelgenerators 5 wählt in Abhängigkeit von dem Kanalauswahlsignal die relevante kurze Pseudo-Zufallssequenz aus, die in dem dritten Speicher gespeichert ist. Die Datenubertragungskanäle 1 und 2 benutzen die erste kurze Pseudo-Zufallssequenz (X_SHORT 1/2), die in dem Speicher gespeichert ist, und die Datenubertragungskanäle 3 und 4 verwenden die in dem dritten Speicher gespeicherte zweite kurze Pseudo-Zufallssequenz (X_SHORT 3/4).
In Abhängigkeit von einem Präambelauswahlsignal wahlt die vierte Auswahleinheit D aus, ob die lange Pseudo-Zufallssequenz (X_LONG) oder die kurze Pseudo-Zufallssequenz (X_SHORT) des Datenübertragungskanals von der Berechnungseinheit des Präambelgenerators 5 benutzt wird. Die Berechnungseinheit multipliziert den von der Auswahleinheit A ausgewählten Datensamplevektor mit der von der Auswahleinheit D weitergeleiteten Pseudo-Zufallssequenz. Die Berechnungseinheit multipliziert beide Vektoren in einem so genanntem Kronecker-Produkt: In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Sequenzen X_SHORT für jeden TFC identisch zu den letzten 12 Elementen in X_LONG. Daher ist in dieser Ausführungsform der dritte Speicher in 5 nicht notwendig.
Die Ausgabe der Berechnungseinheit ist für zwei Vektoren mit einer Lange von 128 Datensamples und einer Pseudo-Zufallssequenz (X_LONG) mit 24 wie folgt gegeben: Ausgabe = x(1)·y(1), x(2)·y(1), ..., x(128)·y(1), ... x(1)·y(2), x(2)·y(2), ..., x(128)·y(2), ... x(1)·y(24), x(2)·y(24), ..., x(128)·y(24), (1)
15 zeigt den Dateninhalt des zweiten Speichers (X_{LONG MEMORY}) des in 7 dargestellten Präambelgenerators 5.
16 zeigt den Dateninhalt des dritten Speichers (X_{SHORT MEMORY}) des Präambelgenerators 5 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Die dritte Spalte von 15, 16 sind die Pseudo-Zufallsdatensequenzen, die in dem FFI-Modus des Sende-Empfangs-Gerats 1 verwendet werden. Die letzten zwölf Dateneintragungen bzw. -entries einer langen Pseudo-Zufallsdatensequenz (mit 24 Dateneingangen) sind identisch zu den zwölf Dateneingängen der korrespondierenden Pseudo-Zufallsdatensequenzen (X_SHORT) wie in 16 gezeigt.
Da die kurze Pseudo-Zufallsdatensequenz mit zwölf Dateneintragungen eines Datenübertragungskanals identisch mit den letzten zwolf Dateneintragungen der korrespondierenden langen Pseudo-Zufallsdatensequenz (X_LONG) ist, ist es moglich, das Sende-Empfangs-Gerät zu vereinfachen, da die gleiche Konstruktion für den Delimiterabtaster sowohl fur lange und kurze Präambeln verwendet werden kann.
Der in 7 gezeigte erfindungsgemaße Präambelgenerator 5 erzeugt in dem Festfrequenz-Verschachtelungs-Modus (FFI) eine Präambel des Datenpakets durch Multiplikation einer vorher festgelegten Präambel mit einer ausgewählten Pseudo-Zufallsdatensequenz (X_LONG/X_SHORT) zur Glattung eines Leistungsspektrums der Präambel. Die in dem Speicher des Präambelgenerators 5 gespeicherten Pseudo-Zufallsdatensequenzen (X) oder Verwürfelungsvektoren ermöglichen eine robuste Delimiterabtastung. Wie aus 6 ersichtlich ist, weist das Sende-Empfangs-Gerät 1 einen Präambelabtaster 12 auf. Der Präambelabtaster 12 beinhaltet eine Delimiterabtasteinheit.
8 zeigt eine erste Ausführungsform eines in dem Präambelabtaster 12 des Sende-Empfangs-Geräts 1 verwendeten Delimiterabtasters. 8 stellt einen so genannten Delimiterabtaster größter Wahrscheinlichkeit (Maximum Likelihood Delimiter Detector) dar. Das von der Antenne empfangene Signal wird an einem analogen Empfangs- bzw. Eingangsteil des Sende-Empfangs-Geräts 1 verarbeitet, welches das Signal verstärkt, das gewünschte Frequenzband filtert und das gewünschte Frequenzband auf ein Basisband herunterwandelt. Das analoge Empfangsausgabesignal wird beim Analog-Digital-Umsetzer 11 gesampelt. Zwei Analog-Digital-Umsetzer werden zum Sampling des Basisband-I/Q-Signals benutzt.
Zu dem Zeitpunkt, an dem der in 8 gezeigte Delimiterabtaster aktiviert wird, ist die Präambel bereits abgetastet, und eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) ist schon abgestimmt. Das I/Q-umgesetzte Ausgabesignal des Analog-Digital-Umsetzers 11 ist ein komplexes Signal, welches mit einem Präambelsymbol mit einer 128er Länge korreliert wird. Für die spezifische Definition des wie in 17 gezeigten Praambelsymbols wird die Korrelation wirkungsvoll mit einer verringerten Komplexität so ausgeführt, dass für einen Korrelator mit einer 128er Länge keine Notwendigkeit besteht. Die Ausgabe des Symbolkorrelators wird alle 312,5 ns erzeugt und von einem Delimiterkorrelator zur Korrelation mit den K-Delimiterbinärsamples benutzt, das heißt: die letzten K-Elemente in der Pseudo-Zufallsdatensequenz X.
Eine weitere Schaltung erzeugt den absoluten Wert des Ausgabesignals des Delimiterkorrelators. Ein von der Schaltung erzeugter höherer Wert zeigt eine hohe Delimiterwahrscheinlichkeit an. Ein kleiner Wert zeigt eine kleine Delimiterwahrscheinlichkeit an. Der absolute Wert wird von einem Komparator mit einem einstellbaren Schwellwert zum Treffen einer Entscheidung und zur Identifikation der Praambel verglichen.
8 zeigt eine besondere Ausführungsform eines auf einer größten Wahrscheinlichkeit basierenden Delimiterabtasters. Das gemeinsame Merkmal aller solcher Delimiterabtaster besteht darin, dass die Leistung des Abtastsystems von den Merkmalen der folgenden Korrelation beherrscht wird:
Für eine gegebene Sequenz X, wenn Z = (z₁, z₂, ..., z_k) = (X_N-K+1, X_N-K, X_N) der Delimiter von X ist, welcher eine Sequenz der letzten K Elemente von X ist.
R(n) ist gegeben durch die folgende absolute Kreuzkorrelationsfunktion:
Das Maximum von R(n) wird bei n = N – K erhalten, und das Maximum ist R(N – K) = K. Eine gute Auswahl von X besteht darin, dass R(n) für n = 0, 1, ... N – K – 1 kleine Werte im Vergleich zu dem maximalen Wert R(N – K) = K erreicht. Dieses Kriterium verbessert die Leistung von auf größter Wahrscheinlichkeit basierender Delimiterabtastung.
Für X_LONG, was oben spezifiziert wurde, und für K = 6 ist die Korrelation nach oben begrenzt R(n) ≤ 2 für alle n = 0, 1, ... N – 7, verglichen zur Spitze bzw. zum Peak (R(N – 6) = 6). Dieses wird auch für X_SHORT angewandt, was oben spezifiziert wurde, und für K = 6, R(n) ≤ 2 für n = 0, 1, ..., N – 7, verglichen zur Spitze (R(N – 6) = 6). Eine Differenz von mindestens 4 zwischen der Spitze R(N – K) und irgendeinem vorhergehenden Wert von R(n) ergibt Robustheit für den Delimiterabtaster mit größter Wahrscheinlichkeit in einer Störungsumgebung.
9 zeigt eine alternative Ausführungsform eines Delimiterabtasters innerhalb des Präambelabtasters 12. Die Ausgabe des Symbolkorrelators wird alle 312,5 ns an eine Differentialeinheit zur Berechnung eines Differentialwerts geliefert. In einer bevorzugten Ausführungsform wird die komplexe Korrelatorausgabe mit dem Konjugierten der vorherigen Korrelatorausgabe multipliziert. Out(t) = Input(t)·konjugiert(Input(t – 1)) (4)
Das „t” ist ein Zeitindex, welcher 312,5 ns als Einheit verwendet. Wenn Ẑ = (ẑ₁, ẑ₂, ..., ẑ_K-1) = (z₂z₁, z₃z₂, ..., z_Kz_K-1) der Differentialdelimiter von X ist, korreliert der Delimiterkorrelator den Realteil seiner Eingabesequenz mit Ẑ.
Die Delimiterkorrelatorausgabe wird mit einem Schwellwert verglichen, um eine Delimiterentscheidung zu treffen.
Das obige Schema stellt eine spezielle Realisierung eines Differential-Delimiterabtasters dar. Es gibt weitere Varianten eines moglichen Abtasters. Das gemeinsame Merkmal fur alle diese Abtaster besteht darin, dass die Leistung des Abtasters von den Merkmalen der folgenden Differentialkorrelation beherrscht wird.
Für eine gegebenen Sequenz X ^ = (x ^₁, x ^₂, ..., x ^_N-1) = (x₂x₁, x₃x₂, ..., x_Nx_N-1) ist die Differentialversion von X, welche eine Länge N – 1 Sequenz ist, wobei jedes Element eine Multiplikation von zwei beieinander liegenden Elementen in X ist.
Gleichermaßen ist Ẑ = (ẑ₁, ẑ₂, ..., ẑ_k-1) = (z₂z₁, z₃z₂, ..., z_Kz_K-1) der Differentialdelimiter von X, welcher eine Sequenz der letzten K – 1 Elemente ist von X ^.
Eine Differentialkorrelation D_(n) ist durch die folgende Kreuzkorrelationsfunktion gegeben:
Das Maximum von D(n) wird bei n = N – K erhalten, und das Maximum ist D(N – K) = K – 1. Eine gute Auswahl von X besteht darin, dass D(n) für n = 0, 1, ... N – K – 1 kleine Werte erlangt, vergleichen mit dem Maximalwert D(N – K) = K – 1. Dieses Kriterium verbessert die Leistung eines Differential-Delimiterabtasters.
Für das X_LONG, was oben spezifiziert wurde, und für K = 6 ist die Differentialkorrelation nach oben begrenzt D(n) ≤ 1 für n = 0, 1, ..., N – 7, verglichen zur Spitze bzw. zum Peak (D(N – 6) = 5) für X_SHORT, was oben spezifiziert wurde, und für K = 6, D(n) ≤ 2 für n = 0, 1, ..., N – 7, verglichen zur Spitze (D(N – 6) = 5) gibt diese Differenz von mindestens 4 zwischen der Spitze D(N – K) und irgendeinem vorhergehenden Wert von D(n) Robustheit für den Differential-Wahrscheinlichkeits-Delimiterabtaster in einer Störungsumgebung. Obwohl dieser Schutz kleiner ist als für den Fall größter Wahrscheinlichkeit, weist der Differential-Delimiterabtaster noch einige andere Vorteile gegenüber der Annäherung an größte Wahrscheinlichkeit auf, da es keine Notwendigkeit für eine Trägeroffset-Kompensation gibt.
10 zeigt das Datenformat des Rahmens mit einer Praambel gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Präambel steht vor einem PCLP-Header und einem Datennutzlastabschnitt. Die gewünschte Informationsdatenrate liegt dabei zwischen 53,3 und 480 MB/s. Die PCLP-Praambelsequenz ist mit einem besonderen Zeitfrequenzkode (TFC) verbunden Das Präambelsignal ist ein reelles Signal auf dem Basisband, aber für Moden mit höheren Datenraten als ungefähr 100 mbps ist das übertragene Signal auf dem Basisband komplex. Die PCLP-Präambel ist in den realen Abschnitt des komplexen Basisbandsignals eingefügt.
11 zeigt die spektrale Basisband-Leistungsdichte (PSD) des Präambelgenerators, die von dem Präambelgenerator gemäß der vorliegenden Erfindung fur das gesamte Frequenzband von ungefahr 500 MHz erzeugt wird.
12 zeigt die spektrale Basisband-Leistungsdichte (PSD) des Datenubertragungskanals 1.
13 zeigt die spektrale Basisband-Leistungsdichte (PSD) eines Präambel-FFI-Datenübertragungskanals, das heißt Datenkanäle 5 bis 7, die von einem Präambelgenerator nach dem Stand der Technik zwischen 0 und 60 MHz erzeugt werden.
14 zeigt die spektrale Basisband-Leistungsdichte (PSD) des Präambelgenerators, die von dem Präambelgenerator 5 gemäß der vorliegenden Erfindung in dem gleichen Frequenzband erzeugt wird. Beim Vergleich von 13 und 14 wird es offensichtlich, dass die spektralen Peaks, die durch die von dem erfindungsgemäßen Präambelgenerator 5 erzeugte Präambel verursacht werden, bedeutend kleiner sind als die Peaks, welche von dem Präambelgenerator nach dem Stand der Technik erzeugt werden. Das Leistungsspektrum der von dem Präambelgenerator 5 gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugten Präambel ist geglattet und ermöglicht eine höhere ubertragene Leistung in dem Festfrequenz-Verschachtelungs-Modus (FFI) des Sende-Empfangs-Gerats.
Das Multiband-OFDM-Sende-Empfangs-Gerat 1 weist einen speziellen FFI-Modus auf und verwendet eine Pseudo-Zufallssequenz einer Länge N zur Verwürfelung der Präambel. Durch eine Auswahl einer speziellen Pseudo-Zufallssequenz X wird das Leistungsspektrum der Präambel zur Verbesserung der Leistung unter einer Auflösungsbandbreitenspezifikation geglattet, die kleiner ist als die OFDM-Symbolrate. Besondere Pseudo-Zufallssequenzen werden von dem Präambelgenerator 5 benutzt und verbessern die Leistung des Delimiterabtasters des Sende-Empfangs-Geräts 1.

Claims

Präambelgenerator für ein Multiband-Frequenzteilungs-Multiplex-(OFDM-)Sende-Empfangs-Gerät eines drahtlosen persönlichen Netzwerks (WPAN), welches zwischen einem Zeit-Frequenz-Verschachtelungs-Modus (TFI), in dem Datenpakete von dem Sende-Empfangs-Gerät in unterschiedlichen Frequenzbändern gemäß einem vorher festgelegten Frequenz-Hopping-Muster gesendet werden, und einem Festfrequenz-Verschachtelungs-Modus (FFI) umschaltbar ist, in welchem Datenpakete von dem Sende-Empfangs-Gerät in mindestens einem Festfrequenzband gesendet werden, wobei der Präambelgenerator in dem Festfrequenz-Verschachtelungs-Modus (FFI) eine vorher festgelegte Präambel von Datenpaketen verwürfelt bzw. scrambelt, indem die Präambel mit einer Pseudo-Zufallsdatensequenz multipliziert wird, wobei der Präambelgenerator eine erste Auswahleinheit zur Auswahl der Präambel in Abhängigkeit von einem Kanalauswahlsignal, eine zweite Auswahleinheit zur Auswahl einer langen Pseudo-Zufallsdatensequenz in Abhängigkeit von dem Kanalauswahlsignal und eine dritte Auswahleinheit zur Auswahl einer kurzen Pseudo-Zufallsdatensequenz in Abhängigkeit von dem Kanalauswahlsignal aufweist.
Präambelgenerator nach Anspruch 1, wobei die Pseudo-Zufallsdatensequenz binär ausgebildet ist.
Präambelgenerator nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Präambel eine vorher festgelegte Zahl (N) von (OFDM-)Symbolen aufweist.
Präambelgenerator nach Anspruch 1, wobei der Präambelgenerator Folgendes aufweist: einen ersten Speicher zur Speicherung mindestens einer Präambel; einen zweiten Speicher zur Speicherung mindestens einer langen Pseudo-Zufallsdatensequenz; einen dritten Speicher zur Speicherung mindestens einer kurzen Pseudo-Zufallsdatensequenz; und eine Berechnungseinheit zur Verwürfelung der Präambel mit einer ausgewählten Pseudo-Zufallsdatensequenz.
Präambelgenerator nach Anspruch 1, wobei der Präambelgenerator eine vierte Auswahleinheit aufweist, welche in Abhängigkeit von einem Präambelauswahlsignal entweder eine von der zweiten Auswahleinheit ausgegebene lange Pseudo-Zufallsdatensequenz oder eine von der dritten Auswahleinheit ausgegebene kurze Pseudo-Zufallsdatensequenz auswählt.
Präambelgenerator nach Anspruch 4, wobei die Berechnungseinheit die ausgewählte Präambel mit der ausgewählten Pseudo-Zufallsdatensequenz in einem Kronecker-Produkt multipliziert.
Präambelgenerator nach Anspruch 2, wobei die binären Pseudeo-Zufallsdatensequenzen jeweils eine vorher festgelegte Anzahl von binären Datenwerten aufweisen, wobei die Anzahl von binären Datenwerten zu der Zahl (N) von (OFDM-)Symbolen innerhalb dieser Präambel korrespondiert.
Präambelgenerator nach Anspruch 7, wobei jedes OFDM-Symbol der Präambel aus einer Sequenz von Datensamples besteht.
Präambelgenerator nach Anspruch 8, wobei jedes OFDM-Symbol aus 128 Datensamples besteht.
Präambelgenerator nach Anspruch 4, wobei in dem zweiten Speicher eine lange Pseudo-Zufallssequenz für die FFI-Datenübertragung wie folgt gespeichert ist: X_LONG = (–1, –1, –1, –1, –1, –1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, 1, 1, 1)
Präambelgenerator nach Anspruch 4, wobei in dem dritten Speicher eine kurze Pseudo-Zufallsdatensequenz für die FFI-Datenübertragung wie folgt gespeichert ist: X_SHORT = (–1, –1, –1, 1, 1, –1, –1, 1, –1, 1, 1, 1)
Verfahren zum Erzeugen einer Präambel für ein Multiband-Frequenzteilungs-Multipler-(OFDM-)Sende-Empfangs-Gerät eines drahtlosen persönlichen Netzwerks (WPAN), mit den folgenden Verfahrensschritten: (a) Umschalten auf einen Festfrequenz-Verschachtelungs-Modus (FFI), wobei Datenpakete von dem Sende-Empfangs-Gerät in mindestens einem Festfrequenzband gesendet werden; (b) Auswählen der Präambel in Abhängigkeit von einem Kanalauswahlsignal durch eine erste Auswahleinheit, Auswählen einer langen Pseudo-Zufallsdatensequenz in Abhängigkeit von dem Kanalauswahlsignal durch eine zweite Auswahleinheit und Auswählen einer kurzen Pseudo-Zufallsdatensequenz in Abhängigkeit von dem Kanalauswahlsignal durch eine dritte Auswahleinheit; und (c) Verwürfeln bzw. Scrambling einer vorher festgelegten Präambel von Datenpaketen durch Multiplizieren der Präambel mit einer Pseudo-Zufallsdatensequenz in dem Festfrequenz-Verschachtelungs-Modus (FFI) zum Glätten eines Leistungsspektrums der Präambel.