DE112005000551T5

DE112005000551T5 - Dualträgermodulator für einen Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger

Info

Publication number: DE112005000551T5
Application number: DE112005000551T
Authority: DE
Inventors: Yossi Erlich; Simon Litsyn; Eran Sharon
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2004-03-08
Filing date: 2005-03-03
Publication date: 2007-01-25
Also published as: WO2005086445A3; CN101366254A; WO2005086445A2; US7512185B2; US20050195765A1; CN101366254B

Abstract

Dualträgermodulator (DCM) für einen Mehrfachband-OFDM- (Orthogonal Frequency Division Multiplexing = orthogonales Frequenzteilungs-Multiplexing) -Sender/Empfänger eines drahtlosen Ultrabreitband-Netzwerks (UWB-Netzwerks) für persönlichen Zugriff, das OFDM-modulierte Symbole überträgt, wobei jedes OFDM-Symbol durch eine vorbestimmte Anzahl (N_CBPS) von codierten Bits moduliert ist,
wobei dieser Dualträgermodulator (1) aufweist:
(d) eine Gruppiereinheit (1-1) zum Gruppieren von N_CBPS codierten Bits eines seriellen Bitstroms in Bitgruppen je mit einer vorbestimmten Anzahl (m) von Bits;
(e) eine Umsetzungseinheit (1-2) zum Umsetzen der von der Gruppiereinheit empfangenen Bitgruppe zu komplexen Symbolen (y); und
(f) eine Neuordnungseinheit (1-3) zum Neuordnen der durch die Umsetzungseinheit umgesetzten komplexen Symbole (y),
wobei jedes komplexe Symbol y zum Modulieren eines entsprechenden Datentons eines OFDM-Symbols vorgesehen ist.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Dualträgermodulator für einen Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger eines drahtlosen Ultrabreitband-Netzwerks (UWB-Netzwerks) für persönlichen Zugriff.
1 zeigt die Datenübertragung eines drahtlosen Systems des Standes der Technik. Mehrere Sender/Empfänger desselben drahtlosen lokalen Netzwerks (WLAN) verwenden denselben Datenübertragungskanal im Wege der zeitlichen Verzahnung (time sharing). Zu jeder besonderen Zeit sendet nur ein einziger Sender/Empfänger. Entsprechend sind die Übertragungen jedes Senders/Empfängers schubweise. Zur Unterstützung des empfangenden Senders/Empfängers bei der Identifizierung eines Datenübertragungsblocks und zum Extrahieren der gelieferten Informationsdaten sendet der sendende Sender/Empfänger ein vorab definiertes Präambelsignal, das dem Datenabschnitt des Datenübertragungsblocks vorausgeht. Der Sender/Empfänger, der den Datenübertragungsblock empfängt, weist eine Präambeldetektierungseinheit auf, die die Präambel identifiziert und somit den Datenübertragungsblock identifiziert. Der Sender/Empfänger verwendet die Präambel ferner zur Schätzung der Datenübertragungs- und der Kanalparameter, beispielsweise der Kanalantwort und der Träger und des Zeitversatzes, die für das Extrahieren der Dateninformationen benötigt werden.
Im Allgemeinen teilen sich mehrere Kommunikationsnetzwerke dieselben Datenübertragungsmedien. Insbesondere nutzen am gleichen Ort angeordnete drahtlose Netzwerke dasselbe Frequenzspektrum.
2 zeigt zwei am gleichen Ort angeordnete drahtlose Netzwerke des Standes der Technik.
Drahtlose lokale Netzwerke (WLAN) stellen eine neue Kommunikationsform neben Personal-Computern oder anderen Einrichtungen dar, die digitale Daten liefern wollen. Ein drahtloses Netzwerk ist ein solches, das nicht auf Kabel als Kommunikationsmedium gestützt ist. Gleichgültig ob verdrillte Faserpaare, Coax-Fasern oder optische Fasern verwendet werden, ist es teuer und beschwerlich, die feste Verkabelung von Datenkommunikationssystemen innerhalb eines Gebäudes zu installieren, zu warten und zu verändern. Zur Vermeidung dieser Nachteile übertragen drahtlose Netzwerke Daten über den Äther unter Verwendung von Signalen, die einen breiten Frequenzbereich von wenigen MHz bis zu wenigen Terahertz abdecken. In Abhängigkeit von der betroffenen Frequenz umfassen drahtlose Netzwerke drahtlose Funknetzwerke, drahtlose Mikrowellen-Netzwerke und drahtlose Infrarot-Netzwerke.
Drahtlose Netzwerke werden hauptsächlich zum Verbinden von Einrichtungen innerhalb eines Gebäudes oder zum Verbinden von tragbaren oder mobilen Einrichtungen mit einem Netzwerk verwendet. Weitere Anwendungen halten mobile Einrichtungen in Kontakt mit einer Datenbank und zu diesem Zweck mit Netzwerken beispielsweise bei Komitee- oder Geschäftstreffen.
Drahtlose lokale Netzwerke (WLAN) und drahtlose persönliche Netzwerke werden dazu verwendet, Informationen über verhältnismäßig kurze Strecken zu liefern. Ein drahtloses persönliches Netzwerk (WPAN) ist in dem IEEE 802.15.3 Standard definiert.
In vielen Situationen und Szenarien werden mehrere drahtlose lokale Netzwerke (WLANs) gleichzeitig mit einander in demselben lokalen Bereich betrieben. eine typische Situation wäre ein großes Büro, in dem viele abgeteilte Büroräume vorgesehen sind, die zu unterschiedlichen Abteilungen derselben Gesellschaft, beispielsweise Forschungsabteilung, Buchhaltungsabteilung, Marketingabteilung, gehören. Die Computer jeder Abteilung sind in einer solchen Situation mittels separater drahtloser lokaler Netzwerke (WLANs) angeschlossen. Ein drahtloses lokales Netzwerk (WLAN), das mehrere Sender/Empfänger aufweist, wird als Piconetz bezeichnet.
2 zeigt ein typisches Szenario, bei dem zwei drahtlose lokale Netzwerke (WLANs) in demselben lokalen Bereich betrieben werden.
Bei dem gezeigten Beispiel überträgt ein erster sendender Sender/Empfänger A2 Daten an einen empfangenden Sender/Empfänger A4 des drahtlosen lokalen Netzwerks WLANA auf dem Datenübertragungskanal des drahtlosen lokalen Netzwerks WLANA. Des Weiteren überträgt ein sendender Sender/Empfänger B3 des zweiten drahtlosen lokalen Netzwerks WLANB Daten an einen empfangenden Sender/Empfänger B1 desselben drahtlosen lokalen Netzwerks WLANB auf dem Datenübertragungskanal dieses drahtlosen lokalen Netzwerks. Der Datenaustausch zwischen Sendern/Empfängern wird halbduplex durchgeführt, d.h. ein Sender/Empfänger kann Daten über eine Datenverbindung zu einem anderen Sender/Empfänger desselben drahtlosen lokalen Netzwerks entweder senden oder empfangen. Die Daten werden über Datenpakete ausgetauscht.
Jedes Piconetz WLANi besitzt seinen jeweiligen Datenübertragungskanal, d.h. der Datenübertragungskanal wird von allen Sendern/Empfängern des entsprechenden Piconetzes WLANi verwendet.
In den meisten Fällen sind die Frequenzressourcen, die für ein drahtloses lokales Netzwerk WLAN zur Verfügung stehen, durch Vorschriften beschränkt. Üblicherweise ist ein bestimmtes Frequenzband den drahtlosen lokalen Netzwerken zugeordnet. Es ist notwendig, dass innerhalb dieses Frequenzbandes jeder Sender/Empfänger nicht mehr als eine spezifizierte durchschnittliche Leistungsspektraldichte (PSD) ausstrahlt.
Für den gleichzeitigen Betrieb mehrerer drahtloser lokaler Netzwerke sind mehrere Vorschläge gemacht worden.
Bei Frequenzteilungs-Multiplexing- (FDM) Systemen des Standes der Technik ist das zugeordnete Frequenzband in mehrere Frequenzteilbänder aufgeteilt. Bei einem FDM-System macht jeder Datenübertragungskanal und folglich jedes Piconetz von einem unterschiedlichen Frequenzteilungsband Gebrauch. Daher kann eine Datenübertragung in unterschiedlichen Piconetzen (WLANs) gleichzeitig ohne Störung durchgeführt werden.
Der Nachteil der FDM-Systeme besteht darin, dass die für jedes Piconetz verfügbare Kapazität im Vergleich zu dem Fall herabgesetzt ist, bei dem es gestattet ist, dass irgendein Piconetz das gesamte zugeordnete Frequenzband benutzt.
Die Kanalkapazität ist durch die folgende Formel bestimmt:
Die Kapazität jedes Piconetzes ist größer, wenn gestattet wird, das gesamte Frequenzband an Stelle nur des zugeordneten Frequenzteilbandes zu benutzen. Die Reduzierung der Kapazität bei FDM-Systemen überträgt sich direkt auf die Reduzierung des Durchsatzes. Folglich ist die erreichbare Datenbitrate für jeden spezifischen Sender-Empfänger-Abstand bei FDM-Systemen verringert.
Bei einem CDMA-DSSS- (Code Division Multiple Acess – Direct Sequence Spread Spectrum = code-getrennter Mehrfachzugriff – direkte Sequenzspreizbandtechnik) System des Standes der Technik wird eine direkte Sequenzspreizbandtechnik als Modulationsschema verwendet. Bei DSSS wird eine Sequenz vieler kurzer Datensymbole für jedes Informationssymbol übertragen. Zur Stützung mehrerer Datenübertragungskanäle oder Piconetze werden unterschiedliche Datensequenzen mit niedriger Kreuzkorrelation zwischen einander für unterschiedliche Datenübertragungskanäle verwendet.
Bei einem SDMA-DSSS-System kann jeder Kanal das gesamte Frequenzband verwenden, bis der maximal mögliche Durchsatz erreicht werden kann. Wenn einige Piconetze innerhalb desselben Bereichs arbeiten, wird die Übertragung eines Piconetzes durch die anderen Piconetze als zusätzliches Rauschen verstanden.
Der Nachteil des SDMA-DSSS-Systems besteht darin, dass es ein so genanntes nah-fern-Problem gibt. Wenn ein Sender/Empfänger in einem Piconetz sendet, wird diese Übertragung durch die anderen Piconetze als zusätzliches Rauschen verstanden. Der Level dieses zusätzlichen Rauschens ist proportional zur Kreuzkorrelation zwischen den Spreizungssequenzen und dem Level der empfangenen Leistung des Störersignals. Wenn sich beispielsweise der störende Sender/Empfänger des Piconetzes A in der Nähe eines empfangenden Senders/Empfängers des Piconetzes B befindet, d.h. näher als ein sendender Empfänger des Piconetzes B, bewirkt dann der erhöhte Rauschlevel, den der empfangende Sender/Empfänger des Piconetzes B feststellt, eine signifikante Verringerung der erreichbaren Bitrate für den Empfänger, so dass sogar eine vollständige Blockierung des Datenübertragungskanals auftreten kann.
Ein weiterer Vorschlag des Standes der Technik für die gleichzeitige Arbeit mit mehreren drahtlosen lokalen Netzwerken (WLANs) besteht in der Verwendung eines CDMA-FH- (Code Division Multiple Acess – Frequency Hopping = code-getrennter Mehrfachzugriff – Frequenzsprung) Systems. Bei diesem CDMA-FH-System wird das ursprüngliche Frequenzband in mehrere Frequenzteilbänder aufgeteilt. Jeder sendende Sender/Empfänger verwendet ein bestimmtes Frequenzteilband für einen bestimmten Zeitraum und geht dann zum nächsten Frequenzband weiter. Eine vorab definierte Frequenzsprungsequenz steuert die Reihenfolge der Frequenzteilbänder derart, dass sowohl der sendende als auch der empfangende Sender/Empfänger eine Information besitzt, wann zu welcher nächsten Frequenz und zu welchem Frequenzteilband umzuschalten ist.
Bei einem herkömmlichen CDMA-FH-System werden den unterschiedlichen Datenübertragungskanälen unterschiedliche Frequenzsprungsequenzen zugewiesen.
3A zeigt ein CDMA-FH-System des Standes der Technik mit Datenübertragungskanälen. Ein CDMA-FH-System mit vier Datenübertragungskanälen kann vier Piconetze oder drahtlose lokale Netzwerke (WLANs) gleichzeitig in demselben lokalen Bereich betreiben. Bei dem dargestellten Beispiel verwendet jeder Sender/Empfänger ein bestimmtes Frequenzband für einen Übertragungsintervall von 242ns, bleibt er für eine vorbestimmte Sperrzeit von 70ns im Leerlauf, und verwendet er das nächste Frequenzband innerhalb des nächsten Übertragungsintervalls etc.
Die Frequenzsprungsequenz ist für jeden Datenübertragungskanal A, B, C, D festgelegt. Bei dem gegebenen Beispiel besitzt der Datenübertragungskanal A die Frequenzsprungsequenz abc, besitzt der Kanal B die Frequenzsprungsequenz acb, besitzt der Kanal C die Frequenzsprungsequenz aabbcc, und besitzt der Kanal D die Frequenzsprungsequenz aaccbb.
Eine Kollision ist eine Situation, bei der zwei Sender/Empfänger gleichzeitig dasselbe Frequenzband verwenden. Beispielsweise tritt eine Kollision zwischen dem Datenübertragungskanal A und dem Datenübertragungskanal B während des ersten Übertragungsintervalls, wenn die beiden Kanäle A, B die Frequenz fa verwenden, und während des vierten Übertragungsintervalls auf, wenn die beiden Kanäle A, B wiederum die Frequenz fa verwenden. Eine weitere Kollision liegt beispielsweise zwischen dem Kanal B und dem Kanal D während des ersten Übertragungsintervalls, wenn beide Kanäle B, D die Frequenz a verwenden, und während des sechsten Übertragungsintervalls vor, wenn beide Kanäle B, D die Frequenz fb verwenden.
Wenn sich die Frequenzsprungreihenfolge der beiden drahtlosen Netzwerke unterscheidet, können die Sender/Empfänger, die zu unterschiedlichen drahtlosen lokalen Netzwerken gehören, gleichzeitig senden. Es kann geschehen, dass beide Sender/Empfänger dieselbe Trägerfrequenz gleichzeitig verwenden.
Eine mögliche CDMA-FH-Lösung beruht auf OFDM und wird Mehrfachband-OFDM genannt. In diesem Fall überträgt der Sender/Empfänger ein einziges OFDM auf einem Band und springt dann zum nächsten Band zum Übertragen des nächsten OFDM-Symbols. 3A zeigt 6 OFDM-Symbole für jeden Kanal.
Wie in 3A dargestellt führt der Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger in einem Zeitfrequenzverschachtelungs- (TFI) Modus einen Bandsprung aus, wobei auf jedem Frequenzband ein OFDM-Symbol übertragen wird. Die Bandsprungsequenz ist durch einen TFC-Code (Time Frequency Code = Zeitfrequenzcode) bestimmt, der in einem Speicher gespeichert ist. Am gleichen Ort angeordnete unterschiedliche Netzwerke verwenden unterschiedliche TFC-Codes. Dies ermöglicht die gleichzeitige Übertragung durch unterschiedliche Netzwerke. OFDM-Symbole von am gleichen Ort angeordneten Netzwerken kollidieren. Bei üblichen Szenarien ermöglicht der Kollisionslevel eine effiziente Kommunikation. Dennoch ist in einigen Fällen die Kollisionssituation ernst, und ist die Kommunikation nicht effizient. Zur Überwindung ernster Kollisionen zwischen Übertragungen unterschiedlicher Netzwerke kann eine Frequenzdomainetrennung (bekannt als FDM) zwischen drahtlosen Netzwerken durchgeführt werden. Dies wird erreicht, indem TFC-Codes mit Verwendung eines konstanten Bandes (festgelegte Frequenzbänder) hinzugefügt werden. Entsprechend ist ein Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger des Standes der Technik zwischen einem Zeitfrequenzverschachtelungs-Modus (TFI-Modus) und einem Festfrequenzverschachtelungs-Modus (FFI-Modus) schaltbar. 3B zeigt 7 Kanäle (7 TFC), von denen 4 Kanäle solche des TFI-Typs und drei Kanäle solche des FFI-Typs sind.
Wie aus 3B ersichtlich ist, belegt der Sender/Empfänger im TFI-Modus drei Frequenzbänder, wobei jedes Frequenzband eine vorbestimmte Frequenzbandbreite besitzt.
Entsprechend dem sich entwickelnden Mehrfachband-OFDM-Standard beträgt die Periode eines OFDM-Signals 312,5 nsec, d.h. eine Datenlänge mit 242,5 nsec (128 Abfragen bei 528 Msps) und eine Ruhezeit mit 70 nsec (37 Abfragen bei 528 Msps), zwischen zwei Übertragungen. Folglich gilt für die OFDM-Symbolrate RS = 3,2 MHz = 1/312,5 nsec. Bei der Verwendung von drei Frequenzbändern gibt es sieben mögliche Zeitfrequenzcodes (TFC). Die ersten vier TFC-Codes bestimmen die Frequenzbandsprungsequenz, wenn sich der Sender/Empfänger im TFI-Modus befindet. Wenn der Sender/Empfänger zum FFI-Modus geschaltet ist, sendet der Sender/Empfänger das Signal auf einem Festfrequenzband. Wie in der nachfolgenden Tabelle und in 3B dargestellt ist, gibt der fünfte TFC-Code an, dass der Sender/Empfänger ein Signal auf einem ersten Frequenzband sendet, gibt der sechste TFC-Code an, dass der Sender/Empfänger ein Signal auf einem zweiten Frequenzband sendet, und gibt der siebte TFC-Code an, dass der Sender/Empfänger ein Signal auf einem dritten Frequenzband sendet.
Die folgenden TFC-Codes weisen drei Frequenzbänder auf, wie in der nachfolgenden Tabelle zusammengefasst ist.
Tabelle 1:
Die TFC-Indizes 1–7 in der Tabelle entsprechen den Kanälen A–G in 3B.
Ein einzelnes Bündel einer Übertragung wird als PLCP-Block bezeichnet. 4 zeigt das Datenformat eines PLPC-Blocks, der von einem Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger verwendet wird. Jeder Block besteht aus einem Präambel, einem Header und einem Nutzdatenabschnitt. Der PLPC-Block wird mit einer konstanten Datenrate von 39,4 Mbit je Sekunde gesendet, während die Nutzdaten mit unterschiedlichen Datenraten gesendet werden, die zwischen 53,3 Mbit je Sekunde und 480 Mbit je Sekunde in Abhängigkeit von dem gewählten Betriebsmodus des OFDM-Senders/Empfängers variieren. Der PLCP-Block wie in 4 dargestellt besteht aus einer Vielzahl von OFDM-Symbolen, wobei jedes OFDM-Symbol aus einer vorbestimmten Anzahl (N_CBPS) codierter Datenbits besteht. Jedes OFDM-Symbol weist in Abhängigkeit von der gewählten Datenrate beispielsweise 100 oder 200 codierte Datenbits auf. Wie aus 3B zu ersehen ist, wird jedes OFDM-Symbol innerhalb unterschiedlicher Frequenzbänder f_a, f_b, f_c gemäß einem vorbestimmten Frequenzsprungmuster übertragen. Beispielsweise werden drei Frequenzbänder f_a, f_b, f_c von dem OFDM-Sender/Empfänger verwendet, so dass sieben unterschiedliche Frequenzsprungmuster, wie in 3B dargestellt ist, über eine entsprechende Anzahl von Datenübertragungskanälen A, B, C, D, E, F, G möglich sind. Jedes Frequenzband f_a, f_b, f_c, das von dem OFDM-Sender/Empfänger verwendet wird, weist eine zentrale Frequenz auf, um die herum eine vorbestimmte Anzahl von Hilfsträgern oder Tönen vorgesehen ist. Eine Frequenz weist beispielsweise 122 Hilfsträger auf, die aus Pilot-Hilfsträgern, Sperr-Hilfsträgern und Daten-Hilfsträgern bestehen. Jeder Hilfsträger befindet sich in einem gleichen Abstand zu seinem benachbarten Hilfsträger und kann separat moduliert werden.
5 zeigt einen OFDM-Sender/Empfänger des Standes der Technik. Der Sender/Empfänger weist einen Sender und einen Empfänger auf, die beide an einem höheren Kommunikationsschichtblock angeschlossen sind. Der OFDM-Sender/Empfänger des Standes der Technik wie in 5 dargestellt ist ein Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger, bei dem der Sender OFDM-Symbole über einen Datenübertragungskanal sendet und der Empfänger OFDM-Symbole von dem Datenübertragungskanal empfängt. Der herkömmliche Sender wie in 5 dargestellt ist in 6 detaillierter dargestellt. Die höhere Kommunikationsschichtschaltung liefert einen Bitstrom an einen Headergenerator, der den Header der von der höheren Kommunikationsschicht aus empfangenen Nutzinformation hinzufügt. Der Headergenerator ist an einen Fehlerkorrekturcodierer angeschlossen, der den empfangenen Datenstrom codiert. Der Fehlerkorrekturcodierer ist an seiner Ausgangsseite an eine Verschachtelungsschaltung angeschlossen. Die Verschachtelungsschaltung verschachtelt den empfangenen Bitstrom, um die Leistung der Datenübertragung zu vergrößern. Der verschachtelte Bitstrom wird einer Frequenzspreizungseinheit innerhalb des Senders zugeführt. Die Frequenzspreizungseinheit spreizt die empfangenen Bits in der Frequenzdomaine mit einem Frequenzspreizungsfaktor, FSF, der entsprechend der Datenrate eingestellt ist, die von der höheren Kommunikationsschicht zur Anwendung gebracht wird.
Die Frequenzspreizungseinheit ist an einem OFDM-Symbolmodulator angeschlossen, der jeden Hilfsträger oder Datenton innerhalb des Frequenzbandes in Abhängigkeit von der Datenrate oder dem Übertragungsmodus moduliert. Der OFDM-Symbolmodulator des Standes der Technik wie in 6 dargestellt weist einen QPSK-Modulator, eine IFFT-Einheit, die eine inverse schnelle Fourier-Transformation durchführt, und einen parallel-seriell-Wandler auf. Der Ausgang des OFDM-Symbolmodulators ist an eine Zeitspreizungseinheit des Senders angeschlossen, die die OFDM-Symbole in der Zeitdomaine mit einem Zeitspreizungsfaktor (TSF) in Abhängigkeit von der Datenrate spreizt, die durch die höhere Kommunikationsschicht eingestellt ist.
Schließlich wird der Datenstrom zu einem Frequenzsprungsender geführt, der die verschachtelten und gespreizten OFDM-Symbole auf einem unterschiedlichen oder demselben Frequenzband F_a, F_b, F_c gemäß einem vorbestimmten Frequenzsprungmuster überträgt. Das Frequenzsprungmuster ist durch den gewählten Datenübertragungskanal des OFDM-Senders/Empfängers bestimmt.
7 zeigt einen herkömmlichen Empfänger innerhalb des OFDM-Senders/Empfängers wie in 5 dargestellt. Der in 7 dargestellte Empfänger weist einen Frequenzsprungempfänger auf, an dem ein OFDM-Symboldemodulator angeschlossen ist. Die demodulierten OFDM-Symbole werden in der Frequenzdomaine und in der Zeitdomäne durch eine Frequenzentspreizungseinheit und eine Zeitentspreizungseinheit entspreizt. Der empfangene Bitstrom wird mittels einer Entschachtelungsschaltung entschachtelt, und ein Fehlerkorrekturdecoder, beispielsweise ein Viterbi-Decoder, ist für die Fehlerkorrektur vorgesehen. Schließlich wird der Header des empfangenen Datenpakets mittels einer Headerextraktionseinheit, die die Datenrate des empfangenen Datenstroms erkennt, extrahiert, um die Entschachtelungsschaltung, die Zeit- und die Frequenzentspreizungseinheit und die Fehlerkorrektureinheit einzustellen. Der OFDM-Symbolmodulator wie bei dem herkömmlichen Sender vorgesehen wie in 6 dargestellt weist einige ernste Nachteile auf. Der OFDM-Symbolmodulator weist einen QPSK-Modulator auf. Die codierten und verschachtelten binären Daten werden in Gruppen von Bits aufgeteilt und in komplexe Zahlen umgewandelt, die QPSK-Konstellationspunkte darstellen. Die QPSK-Modulation wird dazu verwendet, Gruppen von 2 codierten Bits in komplexe Symbole umzusetzen. Die OFDM-Symbole werden gruppiert, und Sätze von Pilottönen werden hinzugefügt, und nicht-verwendete Datentöne werden auf Null gesetzt. Die IFFT-Einheit ist zum Umwandeln des Signals in die Zeitdomaine vorgesehen. Die Ausgabe der IFFT-Einheit wird serialisiert und mittels des Frequenzsprungsenders in den Äther gesendet.
Infolge des Mehrfachwegs bei drahtlosen Medien ist die übliche Antwort des Datenübertragungskanals frequenzselektiv. Bei dem Sender des Standes der Technik wie in 7 dargestellt wird jedes codierte Bit auf einen Datenton in einem einzigen OFDM-Symbol geladen. Wenn der Datenton beschädigt ist, wird die in dem codierten Bit enthaltende Information geändert. Wenn der Datenton durch den Datenübertragungskanal vollständig abgeschwächt ist, was zu einer spektralen Null oder einem ernsten Tonsignal/Rausch-Verhältnis führt, geht die von dem codierten Bit getragene Information vollständig verloren. Insbesondere bei hohen Datenraten, wo keine Spreizung stattfindet und die Coderate ziemlich hoch ist, führen die spektralen Nullen zu einer Herabsetzung der Leistung. Bei selektiven Kanalzuständen verhindert der Fehlerkorrekturdecoder nicht wirksam den Verlust von Bits der ernsthaft abgeschwächten Datentöne. Für einen gegebenen Rauschlevel N ist das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) durch die frequenzselektiven Kanalzustände herabgesetzt. Das niedrige Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) des herkömmlichen Senders des Standes der Technik wie in 6 dargestellt bewirkt eine vergrößerte Bitfehlerrate (BER). Bei einer gegebenen Datenrate erreicht der OFDM-Symbolmodulator des Standes der Technik, der innerhalb des herkömmlichen Senders wie in 6 dargestellt vorgesehen ist, keine zuverlässige Kommunikation, d.h. eine niedrige Bitfehlerrate (BER), wenn das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) des Datenübertragungskanals niedrig ist.
Entsprechend ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Modulator für einen Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger zur Verfügung zu stellen, der die Datenübertragung über einen Datenübertragungskanal mit einer minimalem Bitfehlerrate (BER) sogar dann zulässt, wenn das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) des Datenübertragungskanals niedrig ist.
Diese Aufgabe wird mittels eines Dualträgermodulators (DCM) mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst.
Die Erfindung sieht einen Dualträgermodulator (DCM) für einen Mehrfachband-OFDM- (Orthogonal Frequency Division Multiplexing = orthogonales Frequenzteilungs-Multiplexing) Sender/Empfänger eines drahtlosen Ultrabreitband-Netzwerks (UWB-Netzwerks) für persönlichen Zugriff vor, das OFDM-modulierte Symbole überträgt, wobei jedes OFDM-Symbol durch eine vorbestimmte Anzahl (N_CBPS) von codierten Bits moduliert ist, wobei dieser Dualträgermodulator aufweist:

(a) eine Gruppiereinheit zum Gruppieren von N_CBPS codierten Bits eines seriellen Bitstroms in Bitgruppen je mit einer vorbestimmten Anzahl (m) von Bits;
(b) eine Umsetzungseinheit zum Umsetzen der von der Gruppiereinheit empfangenen Bitgruppe zu komplexen Symbolen (y); und
(c) eine Neuordnungseinheit zum Neuordnen der durch die Umsetzungseinheit umgesetzten komplexen Symbole (y), wobei jedes komplexe Symbole (y) zum Modulieren eines entsprechenden Datentons eines OFDM-Symbols vorgesehen ist.

Der Dualträgermodulator (DCM) gemäß der vorliegenden Erfindung erreicht eine niedrige Bitfehlerrate (BER) für ein gegebenes Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) der Datenübertragung bei einer gegebenen Datenrate. Entsprechend kann der Sender/Empfänger, der den Dualträgermodulator (DCM) gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist, unter schwierigeren Datenübertragungszuständen arbeiten und mehr Rauschen oder sogar einen stärker frequenzselektiven Datenübertragungskanal zulassen. Die Leistung ist im Vergleich zu einem herkömmlichen MB-OFDM-Sender/Empfänger verbessert.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Dualträgermodulators gemäß der vorliegenden Erfindung gruppiert die Gruppiereinheit 200 codierte Bits zu Bitgruppen je mit vier Bits.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Dualträgermodulators gemäß der vorliegenden Erfindung setzt die Umsetzeinheit Bitgruppen je mit vier Bits jeweils zu zwei komplexen Symbolen um, um 100 komplexe Symbole zum Modulieren von 100 Datentönen eines OFDM-Symbols zu erzeugen.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Dualträgermodulators gemäß der vorliegenden Erfindung weist die Umsetzeinheit eine erste Umsetzungsstufe zum Umsetzen unipolarer Bitwerte der codierten Bits innerhalb jeder Bitgruppe zu bipolaren Bitwerten und eine zweite Umsetzungsstufe auf, die die vier bipolaren Bits innerhalb jeder Bitgruppe zu zwei komplexen Symbolen wie folgt umsetzt:
wobei b eine Konstante ist.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Dualträgermodulators gemäß der vorliegenden Erfindung ist die Umsetzeinheit durch eine Nachschlagetabelle gebildet, die in einem Speicher gespeichert ist.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Dualträgermodulators gemäß der vorliegenden Erfindung ist die im Speicher gespeicherte Nachschlagetabelle wie folgt angegeben:
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Dualträgermodulators gemäß der vorliegenden Erfindung ist die Konstante b zwei.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Dualträgermodulators gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Skalierungsfaktor K zu K₀/√b² + 1 gewählt, wobei K₀ der entsprechende Skalierungsfaktor der QPSK-Modulation ist.
Die Erfindung sieht ferner eine metrische Berechnungseinheit für einen Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger eines drahtlosen Ultrabreitband-Netzwerks (UWB-Netzwerks) für persönlichen Zugriff vor,
wobei der Sender/Empfänger OFDM-Symbole empfängt, die über einen Datenübertragungskanal übertragen werden, wobei jedes OFDM-Symbol durch eine vorbestimmte Anzahl (N_CBPS) von codierten Bits dualträgermoduliert (DCM) ist, die je zwei Datentöne eines OFDM-Symbols modulieren, wobei die metrische Berechnungseinheit umfasst:

(a) eine Kanal- und Rauschschätzeinheit zum Schätzen einer Kanalantwort und eines Rauschlevels für jeden Datenton n, um ein entsprechendes geschätztes Empfangssymbol (y(n)) zu berechnen;
(b) einen Entzerrer, der jedes geschätzte Empfangssymbol y(n) mit einem Entzerrerkoeffizienten eq(n) multipliziert, um für jeden Datenton ein gewichtetes Empfangssymbol (w(n) = y(n) × eq(n)) zu berechnen;
(c) eine Berechnungseinheit, die für jedes über den Datenübertragungskanal übertragenes Bit einen metrischen Wert für eine Gruppe von Datentönen auf der Grundlage der gewichteten Empfangssymbole (w), die mittels des Entzerrers berechnet worden sind, berechnet.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der metrischen Berechnungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung berechnet die Berechnungseinheit für jedes Bit der Gruppe von vier Bits unter Modulieren von zwei Datentönen eines OFDM-Symbols, das über den Datenübertragungskanal übertragen wird, ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis (LLR) als einen metrischen Wert auf der Grundlage der gewichteten Empfangssymbole (W), die durch den Entzerrer für die beiden Datentöne berechnet werden.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der metrischen Berechnungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung schätzt die Kanal- und Rauschschätzeinheit die Kanalantwort (h) und die Rauschvarianz (V) für jeden Datenton während einer Präambelphase auf der Grundlage eines vorbestimmten Präambelsignals.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der metrischen Berechnungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung sind die geschätzten Empfangssymbole (y), die Entzerrerkoeffizienten (eq) und die gewichteten Empfangssymbole (w) komplex.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der metrischen Berechnungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung werden die Entzerrerkoeffizienten (eq) des Entzerrers während der Präambelphase für jeden Datenton wie folgt gewählt: eq(N) = h*(n)/V(n), wobei V(n) die geschätzte Rauschvarianz des Datentons ist, h*(n) das Konjugat der Kanalantwort h(n) des Datentons n ist.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der metrischen Berechnungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung werden für jeden Datenton n die Werte P(n) = h(n)·h*(n)/V(n) berechnet. Dann wird für jedes Paar der Töne n₁, n₂, die von der Dualträgermodulation zum Modulieren von 4 Bits verwendet werden, der folgende reelle Wert berechnet: dp(n1, n2) = 4·b·[p(n1) – p(n2)]
Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird die Division durch V(n) zur Ableitung von eq(n) und P(n) durch Verschieben nach rechts (Teilen durch 2^k mit k als ganze Zahl) angenähert.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der metrischen Berechnungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung berechnet die Berechnungseinheit das logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis (LLR) der Gruppe von vier Bits auf der Grundlage der gewichteten komplexen Empfangssymbole für zwei Datentöne (n₁, n₂) wie folgt: dwr = 2[b·wr,1 – wr,2] swr = 2[wr,1 + b·wr,2] qr = 2(1+b)·wr,1 + 2(b–1)·wr,2 dwi = 2[b·wi,1 – wi,2] swi = 3[wi,1 – wi,2] qi = 2(1+b)·wi,1 + 2(b–1)·wi,2 LLR(bit#1) = qr+log{1+exp(dp–dwr)}–log{1+exp(dp+dwr)} LLR(bit#2) = qr+log{l+exp(dp–swr)}–log{1+exp(dp+swr)} LLR(bit#3) = qi+log{1+exp(dp–dwi)}–log{1+exp(dp+dwi)} LLR(bit#4) = qi+log{1+exp(dp–swi)}–log{1+exp(dp+swi)}wobei w_r,n der reelle Teil von W(n) ist und w_i,n der imaginäre Teil von W(n) ist
Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen des Dualträgermodulators (DCM) und der metrischen Berechnungseinheit für einen Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger eines drahtlosen Ultrabreitband-Netzwerks (UWB-Netzwerks) für persönlichen Zugriff gemäß der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren beschrieben.
1 zeigt ein drahtloses Datenübertragungssystem ist des Standes der Technik;
2 zeigt zwei an gemeinsamen Ort angeordnete drahtlose Netzwerke des Standes der Technik;
3a zeigt ein TFI-Frequenzsprungmuster eines OFDM-Senders/Empfängers des Standes der Technik;
3b zeigt ein Frequenzsprungmuster eines OFDM-Senders/Empfängers des Standes der Technik mit einem TFI-Modus und einem FFI-Modus;
4 zeigt die Datenstruktur des PLCP-Blocks, wie er von einem herkömmlichen OFDM-Sender/Empfänger verwendet wird;
5 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen OFDM-Senders/Empfängers mit einem Sender und einem Empfänger;
6 zeigt ein Blockdiagramm eines Senders des Standes der Technik;
7 zeigt ein Blockdiagramm eines Empfängers des Standes der Technik;
8 zeigt ein Blockdiagramm eines Senders mit einem DCM-Modulator gemäß der Erfindung;
9 zeigt ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform des DCM-Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung;
10 zeigt ein Blockdiagramm einer Umsetzungseinheit innerhalb des DCM-Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung;
11 zeigt ein Blockdiagramm eines Empfängers mit einer metrischen Berechnungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie aus 8 zu ersehen ist bildet der DCM-Modulator 1 gemäß der vorliegenden Erfindung Teil eines OFDM-Symbolmodulator 2 innerhalb eines Senders 3. Dieser Sender 3 weist einen Eingang 4 auf, dem ein serieller Bitstrom durch einen höheren Kommunikationsschichtblock zugeführt wird. Der von dem höheren Kommunikationsschichtblock kommende Bitstrom wird von einem Headergenerator 5 innerhalb des Senders 3 empfangen, der der Nutzinformation einen PHY-Header hinzugefügt. Innerhalb des PHY-Headers ist die Datenrate voreingestellt. Der Headergenerator 5 ist an seiner Ausgangsseite an einem Fehlerkorrekturcodierer 6 angeschlossen, der einen empfangenen Datenstrom codiert. Diese Bits werden durch den Fehlerkorrekturcodierer mittels eines Faltungscodes unter Durchlöchern (puncturing) codiert. Zusätzlich wird der PLCP-Header des PLCP-Blocks unter Verwendung eines Reed-Solomon-Codes codiert. Der Fehlerkorrekturcodierer 6 ist an seiner Ausgangsseite an eine Verschachtelungsschaltung 7 angeschlossen. Die Bits werden mittels der Verschachtelungsschaltung 7 verschachtelt. Die Verschachtelungsschaltung 7 verschachtelt den empfangenen Bitstrom, um die Leistung der Datenübertragung zu erhöhen, wobei die verschachtelten Bits einer Frequenzspreizeinheit 8 innerhalb des Senders 3 zugeführt werden. Die Frequenzspreizeinheit 8 spreizt die empfangenden Bits in der Frequenzdomäne mit einem Frequenzspreizfaktor FSF, der entsprechend der Datenrate des Senders/Empfängers eingestellt ist.
Die Frequenzspreizeinheit 8 ist an den OFDM-Symbolmodulator 2 innerhalb des Senders 3 angeschlossen, der den DCM-Modulator 1 gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist. Der Dualträgermodulator 1 empfängt den verschachtelten Bitstrom, der durch die Frequenzspreizeinheit 8 gespreizt ist, und führt eine Dualträgermodulator (DCM) für jeden Hilfsträger oder Datenton innerhalb des gewählten Frequenzbandes in Abhängigkeit von der Datenrate des Senders/Empfängers durch.
9 zeigt ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform des DCM-Modulators 1 gemäß der vorliegenden Erfindung innerhalb des OFDM-Modulators 2 des Senders 3. Der Dualträgermodulator 1 wie in 9 dargestellt ist für den Mehrfachband-OFDM-Sender/Empfänger mit einem drahtlosen Ultrabreitband-Netzwerk (UWB-Netzwerk) für persönlichen Zugriff vorgesehen, das die modulierten Symbole überträgt. Jedes der Symbole ist durch eine vorbestimmte Anzahl (N_CBPS) von Bits moduliert, die durch den Fehlerkorrekturcodierer 6 codiert sind.
Der Dualträgermodulator 1 gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine Gruppiereinheit 1-1 auf, die einen Bitstrom von der Frequenzspreizeinheit 8 empfängt und die N_CBPS codierten Bits des seriellen Bitstroms in Bitgruppen je mit einer vorbestimmten Anzahl m von Bits gruppiert. Die Gruppiereinheit 1-1 gruppiert bei einer bevorzugten Ausführungsform 200 codierte Bits (N_CBPS = 200) in Bitgruppen je mit vier Bits (m = 4).
Der DCM-Modulator 1 weist ferner eine Umsetzeinheit 1-2 auf. Die Umsetzeinheit 1-2 ist zum Umsetzen jeder Bitgruppe, die von der Gruppiereinheit 1-1 empfangen wird, zu komplexen Symbolen (y) vorgesehen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform setzt die Umsetzeinheit 1-2 Bitgruppen je mit vier Bits jeweils zu zwei komplexen Symbolen zur Erzeugung von 100 komplexen Symbolen zum Modulieren von 100 Datentönen eines OFDM-Symbols um. Die Gruppiereinheit 1-1 gruppiert den Bitstrom in Quadrate. Jedes Quadrat mit vier Bits wird durch die Umsetzeinheit 1-2 zu zwei komplexen Symbolen y umgewandelt.
10 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Umsetzeinheit 1-2 des DCM-Modulators 1. Die Umsetzeinheit 1-2 weist eine erste Umsetzstufe 1-2a und eine zweite Umsetzstufe 1-2b auf. Die erste Umsetzstufe 1-2a ist zum Umsetzen von unipolaren Bitwerten der codierten Bits innerhalb jeder Bitgruppe zu bipolaren Werten vorgesehen, d.h. die Bits werden von {0,1}-Werten zu bipolaren {–1, +1}-Werten umgesetzt.
Die zweite Umsetzstufe 1-2b setzt die vier bipolaren Bits innerhalb jeder Bitgruppe zu zwei komplexen Symbolen wie folgt um:
wobei b eine Konstante ist.
Die Umsetzeinheit 1-2 gibt Paare von komplexen Symbolen je mit zwei komplexen Symbolen y_n, y_n+50 ab. 100 solche komplexe Symbole y₀, ..., y₉₉ werden zum Modulieren von 100 Datentönen in einem einzigen OFDM-Symbol verwendet.
Das Gruppieren von Bits sorgt für eine gute Leistung in Verbindung mit dem Fehlerkorrekturcode und der Verschachtelungsgestaltung. Der DCM-Modulator 1 gemäß der vorliegenden Erfindung weist weiter eine Neuordnungseinheit 1-3 auf, die an den Ausgang der Umsetzeinheit 1-2 angeschlossen ist. Die Neuordnungseinheit 1-3 ordnet das komplexe Symbol y neu, das durch die Umsetzeinheit 1-2 abgegeben wird.
Wie aus 9 ersichtlich ist, ist durch das Gruppieren der Bits in Gruppen von beispielsweise vier Bits sichergestellt, dass benachbarte Bits in dem codierten Bitstrom, d.h. der durch den Fehlerkorrekturcodierer 6 abgegeben wird, nicht zu derselben Gruppe von vier Bits gehören. Ferner haben die Datentöne, die zu der Dualträgermodulation gehören, einen Abstand in der Frequenzdomäne von N_CBPS/4 Datentönen, was ein halber Bandteil ist.
Wie aus 8 ersichtlich ist, ist der Ausgang des DCM-Modulators 1 gemäß der vorliegenden Erfindung wie in 9 dargestellt an einer IFFT-Einheit 9 innerhalb des OFDM-Symbolmodulators 2 angeschlossen. Die IFFT-Einheit 9 führt eine inverse schnelle Fourier-Transformation zur Umwandlung des Signals in ein Zeitsignal durch. Der Ausgang der IFFT-Einheit 9 ist mittels eines parallel-seriell-Wandlers 10 innerhalb des OFDM-Symbolmodulators 2 serialisiert ist. An der Ausgangsseite ist der OFDM-Symbolmodulator 2 an einer Zeitspreizeinheit 11 angeschlossen, die die Symbole zur Vergrößerung der Verstärkung der Verarbeitung und der Diversität spreizt. Schließlich überträgt der Frequenzsprungsender 12 das OFDM-Symbol über den Datenübertragungskanal.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist der Dualträgermodulator 1 gemäß der vorliegenden Erfindung wie in 9 dargestellt durch eine Nachschlagtabelle, die in einem Speicher gespeichert ist, implementiert.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist der Beginn der Nachschlagtabelle in dem Speicher wie folgt angegeben:
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Dualträgermodulators gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Skalierungsfaktor K zu K₀/√b² + 1 gewählt, wobei K₀ der entsprechende Skalierungsfaktor der QPSK-Modulation ist.
Die Konstante b ist vorzugsweise auf zwei (b=2) eingestellt.
Der optimale Wert des Parameters b hängt von mehreren Charakteristiken und Parametern ab. Er hängt von der Kanalweiterleitungsfunktion und der Gestaltung anderer Modemparameter ab. Beispielsweise gibt es für den MB-OFDM-Sender/Empfänger wie in IEEE 802.15.3.a für ein UWB-Modem vorgeschlagen mehrere Datenratenmodi, wobei jeder Datenratenmodus durch einen Satz von Fehlerkorrekturcoderaten und den Spreizlevel, d.h. die Spreizung der Zeit- und Frequenzdomaine, gekennzeichnet ist. Die Fehlerkorrekturcoderate und die Spreizlevel bestimmen den optionalen Wert von "b". Wenn eine stärkere Spreizung verwendet wird, ist der optimalen Wert von "b" kleiner und näher bei eins. Für höhere Datenraten, die bei höheren Signal/Rausch-Verhältnissen arbeiten, ist der optimale Wert von "b" größer und näher bei zwei. Für ein kleines Signal/Rausch-Verhältnis SNR konvergiert der optimale Wert der Konstante b zu b = 1. Für große Signalschrittrausch-Verhältnisse SNR konvergiert der optimale Wert zu b = 2.
11 zeigt ein Blockdiagramm einer metrischen Berechnungseinheit 13 gemäß der vorliegenden Erfindung innerhalb des Empfängers 14. Der Empfänger 14 führt den inversen Betrieb zum Sender 3 dargestellt in 8 durch. Der Empfänger 14 weist einen Frequenzsprungempfänger 15 auf, der die gemäß einem vorbestimmten Frequenzsprungmuster übertragenen OFDM-Symbole empfängt. Die Ausgabe des Frequenzsprungempfängers 15 ist mittels eines seriell-parallel-Wandlers 16 zu einem parallelen Signal umgewandelt, das an der schnellen Fourier-Transformationseinheit 17 angelegt wird. Die schnelle Fourier-Transformation (FFT) wird an ausgewählten Blöcken des Zeitdomänesignals zur Einwirkung gebracht.
Am Ausgang der FFT-Einheit 17 gibt es ein Signal, das eine verrauschte transformierte Version der Eingabe der inversen FFT am Sender ist.
Für jedes übertragenes Symbol x(n) am Eingang der inversen FFT-Einheit wird ein Symbol y(n) durch die FFT-Einheit 17 wie folgt ausgegeben: y(n) = h(n)·x(n) + γ(n), wobei h(n) die Kanalantwort des jeweiligen Tons ist und γ(n) das Rauschsignal ist.
Die Varianz des Rauschsignals γ(n) ist V(n). Im Allgemeinen ist die Kanalantwort h(n) des Datenübertragungskanals komplex.
Der Ausgang der FFT-Einheit 17 ist an einen Entzerrer 13-1 mit einem Abgriff innerhalb der metrischen Berechnungseinheit 13 gemäß der vorliegenden Erfindung angeschlossen. Die metrische Berechnungseinheit 13 weist den Entzerrer 13-1, einen Kanal und eine Rauschschätzeinheit 13-2, eine Berechnungseinheit 13-3 für das logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis auf, wie aus 11 zu ersehen ist. Der Ausgang des Entzerrers 13-1 ist an die Frequenzentspreizungseinheit 18 und die Zeitentspreizungseinheit 19 angeschlossen, die die inverse Arbeitsweise zu der Frequenzspreizungseinheit 8 und der Zeitspreizungseinheit 11 innerhalb des Senders 3 durchführen, der in 8 dargestellt ist. Der Ausgang der metrischen Berechnungseinheit 13 ist an eine Entschachtelungsschaltung 20 angeschlossen, die die inverse Arbeitsweise zu der Verschachtelungsschaltung 7 durchführt, die in 8 dargestellt ist. Der Ausgang der Verschachtelungsschaltung 20 ist an den Fehlerkorrekturdecoder 21, beispielsweise einen Vitery-Decoder, angeschlossen. Eine Headerextraktionseinrichtung 22 erkennt die Datenrate des empfangenen Datenstroms der OFDM-Symbole und stellt die Datenrate für die Entschachtelungsschaltung 20 und die Zeit- und die Frequenzentspreizungseinheit 18, 19 und den Fehlerkorrekturdecoder 21 ein.
Die metrische Berechnungseinheit 13, die die Kanalrauschätzeinheit 13-2 aufweist, ist zum Schätzen einer Kanalantwort und eines Rauschlevels für jeden Datenton n zum Berechnen eines entsprechenden geschätzten Empfangssymbols Y(n) vorgesehen. An ihrer Eingangseite ist die Kanalrauschschätzeinheit 13-2. an die FFT-Einheit 17 und an ihrer Ausgangsseite an die LLR-Berechnungseinheit 13-3 und die Entzerrereinheit 13-1 angeschlossen. Die Kanal- und Rauschschätzeinheit 13-2 schätzt eine Kanalantwort h und einen Rauschlevel V für jeden Datenton während der Präambelphase auf der Grundlage eines vorbestimmten Präambelsignals und möglicherweise während der Nutznachrichtenphase angepasst. In dieser Präambelverarbeitungsphase werden die Entzerrerkoeffizienten des Entzerrers 13-1 durch die Kanal- und Rauschschätzeinheit 13-2 für jeden Datenton eingestellt: eq(n) = 2 h*(n)/V(n),wobei h*(n) das Konjugat der geschätzten Kanalantwort h(n) ist. Die Entzerrerkoeffizienten eq werden durch die Kanal- und Rauschschätzeinheit 13-2 über Steuerleitungen wie in 11 dargestellt eingestellt.
V(n) kann für Gruppen von benachbarten Tönen oder sogar für das gesamte Band zur Verringerung der Komplexität berechnet werden.
Des Weiteren wird für jeden Datenton die nachfolgende reelle Zahl berechnet:
Die Sätze der Entzerrerkoeffizienten eq und Kanalantworten h(n) und die reellen Werte p(n) für jeden Datenton n in jedem verwendeten Band werden mittels der Kanal- und Rauschschätzeinheit 13-2 berechnet.
Innerhalb der Einheit 13-2 wird für jedes Paar von Tönen n₁, n₂, die von der Dualträgermodulation zum Modulieren von 4 Bits verwendet werden, der nachfolgende reelle Wert berechnet: dp(n1, n2) = 4·b·[p(n1) – p(n2)]
Bei der bevorzugten Ausführungsform gilt n₂ = n₁ + N_CBPS/2 = n₁₊₅₀.
Der Entzerrer 13-2 multipliziert jedes geschätzte Empfangssymbol y(n), das von der FFT-Einheit 17 empfangen wird, um für jeden Datenton n ein gewichtetes Empfangssymbol w(n) zu berechnen: w(n) = y(n)·eq(n) = y(n)·2h*(n)/v(n).
Der Wert des Entzerrerkoeffizienten hängt von dem Tonindex, dem Bandindex (in der Sprungsequenz) und möglicherweise von vorübergehenden Rauschschätzeinrichtungen ab.
Die LLR-Berechnungseinheit 13-3 berechnet für jedes Bit, das über den Datenübertragungskanal übertragen wird, einen metrischen Wert auf der Grundlage der gewichteten Empfangssymbole (w), die von dem Entzerrer 13-1 für eine Gruppe von Datentönen abgegeben werden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform berechnet die Berechnungseinheit 13-3 für jedes Bit innerhalb einer Gruppe von vier Bits, die zwei Datentöne eines OFDM-Symbols moduliert, das über den Datenübertragungskanal übertragen wird, ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis (LLR) als einen metrischen Wert auf der Grundlage der gewichtetes Empfangssymbole (w), die durch den Entzerrer 13-1 für die beiden Datentöne berechnet werden.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform berechnet die Berechnungseinheit 13-1 logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnisse (LLR) der genannten Gruppen von vier Bits auf der Grundlage der gewichteten komplexen Empfangssymbole (w(n₁), w(n₂)) für zwei Datentöne (n₁, n₂) wie folgt: dwr = 2[b·wr,1 – wr,2] swr = 2[wr,1 + b·wr,2] qr = 2(1+b)·wr,1 + 2(b–1)·wr,2 dwi = 2[b·wi,1 – wi,2] swi = 3[wi,1 – wi,2] qi = 2(1+b)·wi,1 + 2(b–1)·wi,2 LLR(bit#1) = qr+log(1+exp(dp–dwr)}–log{1+exp(dp+dwr)} LLR(bit#2) = qr+log{1+exp(dp–swr)}–log{1+exp(dp+swr)} LLR(bit#3) = qi+log{1+exp(dp–dwi)}-log{1+exp(dp+dwi)} LLR(bit#4) = qi+log{1+exp(dp–swi)}–log{1+exp(dp+swi)}
Die Berechnung von log{1+exp(x)} wird bei einer Ausführungsform mittels einer Nachschlagetabelle durchgeführt. Bei einer alternativen Ausführungsform wird die obige Funktion durch die folgende Annäherung ersetzt
Die metrische Berechnungseinheit 13 gemäß der vorliegenden Erfindung weist den Vorteil auf, dass sie von vergleichsweise niedriger technischer Komplexität ist. Die benötigte zusätzliche Berechnung für die Herleitung des logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnisses (LLR) je codiertem Bit umfasst Multiplikationen mit Konstanten, einige reelle Operationsvorgänge und zwei Umsetzungsvorgänge mit Nachschlagetabelle. Für den besonderen Fall von b=1 ist die Komplexität noch geringer, weil sie nur 5 reelle Additionen und zwei Umsetzungsvorgänge mit Nachschlagetabelle umfasst. Unter dem Gesichtspunkt der Komplexität liefert die Ausführungsform mit der Konstanten b=1 die niedrigste Komplexität. Für eine bessere Leistung können andere Werte von b gewählt werden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Skalierungsfaktor zu b=2 gewählt. Bei dieser Ausführungsform besteht die zusätzliche Berechnung zur Herleitung der logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnisse je Bit in 6 Additionen und zwei Umsetzungsvorgängen mit Nachschlagetabelle.
Die Erfindung schafft ein Mittel zur Verbesserung der Leistung für codierte OFDM-Symbole und insbesondere für Mehrfachband-OFDM-Symbole. Die Leistung ist im Vergleich zu Sendern/Empfängern verbessert, bei denen ein herkömmlicher QPSK-Modulator verwendet wir, und wobei die Fehlerkorrekturschicht aus frequenzselektiven Kanälen zurückgewonnen werden muss. Der Dualträgermodulator (DCM) gemäß der vorliegenden Erfindung vergrößert die Frequenzdiversität, um eine geringere Variabilität zu erhalten, und verbessert die Gesamtleistung der Fehlerkorrekturschicht. Bei einer bevorzugten Ausführungsform basiert der Dualträgermodulator auf der Gruppierung eines Paars von Tönen und dem Laden von vier Bits auf jedem Paar von Tönen. Dies hat zur Folge, dass die Eigenschaften, d.h. die Signal/Rausch-Verhältnisse (SNR) der Bitmetrik, ähnlich sind. Bei der spezifischen Ausführungsform, bei der ein Datenton zu null abgeschwächt ist (spektral null), statt zwei gelöschte Bits am Eingang der Fehlerkorrekturschicht zu haben, werden bei dem Dualträgermodulator gemäß der vorliegenden Erfindung und der korrespondierenden metrischen Berechnungseinheit 13 zwei Töne für jedes Bit verwendet, und liefert sehr wahrscheinlich der andere Ton eine hilfreiche Information. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird bei dem DCM-Modulator eine 2 × 2 orthogonale Umsetzung für die Erzeugung von zwei Symbolen verwendet, die zwei Töne modulieren. Eine wesentliche Verbesserung ist erreicht, wenn bei der Fehlerkorrekturschicht hohe Datenraten verwendet werden.
Zusammenfassung
Dualträgermodulator (DCM) für einen Mehrfachband-OFDM- (Orthogonal Frequency Division Multiplexing = orthogonales Frequenzteilungs-Multiplexing) -Sender/Empfänger eines drahtlosen Ultrabreitband-Netzwerks (UWB-Netzwerks) für persönlichen Zugriff, das OFDM-modulierte Symbole überträgt, wobei jedes OFDM-Symbol durch eine vorbestimmte Anzahl (N_CBPS) von codierten Bits moduliert ist,
wobei dieser Dualträgermodulator (1) aufweist:
(g) eine Gruppiereinheit (1-1) zum Gruppieren von N_CBPS codierten Bits eines seriellen Bitstroms in Bitgruppen je mit einer vorbestimmten Anzahl (m) von Bits;
(h) eine Umsetzungseinheit (1-2) zum Umsetzen der von der Gruppiereinheit empfangenen Bitgruppe zu komplexen Symbolen (y) unter Verwendung einer orthogonalen Transformation; und
(i) eine Neuordnungseinheit (1-3) zum Neuordnen der durch die Umsetzungseinheit umgesetzten komplexen Symbole (y),
wobei jedes komplexe Symbole (y) zum Modulieren eines entsprechenden Datentons eines OFDM-Symbols vorgesehen ist.

Claims

Dualträgermodulator (DCM) für einen Mehrfachband-OFDM- (Orthogonal Frequency Division Multiplexing = orthogonales Frequenzteilungs-Multiplexing) -Sender/Empfänger eines drahtlosen Ultrabreitband-Netzwerks (UWB-Netzwerks) für persönlichen Zugriff, das OFDM-modulierte Symbole überträgt, wobei jedes OFDM-Symbol durch eine vorbestimmte Anzahl (N_CBPS) von codierten Bits moduliert ist, wobei dieser Dualträgermodulator (1) aufweist: (d) eine Gruppiereinheit (1-1) zum Gruppieren von N_CBPS codierten Bits eines seriellen Bitstroms in Bitgruppen je mit einer vorbestimmten Anzahl (m) von Bits; (e) eine Umsetzungseinheit (1-2) zum Umsetzen der von der Gruppiereinheit empfangenen Bitgruppe zu komplexen Symbolen (y); und (f) eine Neuordnungseinheit (1-3) zum Neuordnen der durch die Umsetzungseinheit umgesetzten komplexen Symbole (y), wobei jedes komplexe Symbol y zum Modulieren eines entsprechenden Datentons eines OFDM-Symbols vorgesehen ist.
Dualträgermodulator nach Anspruch 1, wobei die Gruppiereinheit (1-1) zweihundert codierte Bits (N_CBPS = 200) zu Bitgruppen je mit vier Bits (m = 4) gruppiert.
Dualträgermodulator nach Anspruch 2, wobei die Umsetzeinheit (1-2) Bitgruppen je mit vier Bits jeweils zu zwei komplexen Symbolen (y_n; y_n+NCSPS/4) umsetzt, um N_CBPS/2 komplexe Symbole (y₀ ... y_NCBPS/2) zum Modulieren von Datentönen eines OFDM-Symbols zu erzeugen.
Dualträgermodulator (DCM) nach Anspruch 1, wobei die Umsetzeinheit (1-2) aufweist: eine erste Umsetzungsstufe zum Umsetzen unipolarer Bitwerte der codierten Bits innerhalb jeder Bitgruppe zu bipolaren Bitwerten und eine zweite Umsetzungsstufe, die eine orthogonale 2 × 2 Umsetzung von zwei komplexen Zahlen zusammengesetzt aus den 4 bipolaren Bits zu zwei komplexen Symbolen schafft, wobei die 2 × 2 orthogonale Umsetzung in einer allgemeinen Weise bestimmt ist durch:
wobei b eine Konstante ist. Jede äquivalente Matrix, die aus der obigen 2 × 2 Matrix durch Permutieren der Zeilen oder Spalten oder durch Invertieren der Zeilen oder Spalten hergeleitet ist, ist durch diesen Anspruch abgedeckt ist.
Dualträgermodulator (DCM) nach Anspruch 4, wobei die Umsetzeinheit durch eine Nachschlagetabelle gebildet ist, die in einem Speicher gespeichert ist.
Dualträgermodulator (DCM) nach Anspruch 5, wobei die im Speicher gespeicherte Nachschlagetabelle wie folgt ist:

wobei K₀/√b² +1 eine reele Konstante ist.
Dualträgermodulator (DCM) nach Anspruch 6 oder Anspruch 4, wobei die Konstante b zwei ist (b = 2).
Metrische Berechnungseinheit für einen Mehrfachband-OFDM- (Orthogonal Frequency Division Multiplexing = orthogonales Frequenzteilungs-Multiplexing) -Sender/Empfänger eines drahtlosen Ultrabreitband-Netzwerks (UWB-Netzwerks) für persönlichen Zugriff, wobei der Sender/Empfänger OFDM-Symbole empfängt, die über einen Datenübertragungskanal übertragen werden, wobei jedes OFDM-Symbol durch eine vorbestimmte Anzahl (N_CBPS) von codierten Bits dualträgermoduliert (DCM) ist, die je zwei Datentöne eines OFDM-Symbols modulieren, wobei die metrische Berechnungseinheit umfasst: (d) eine Kanal- und Rauschschätzeinheit zum Schätzen einer Kanalantwort und eines Rauschlevels für jeden Datenton n (oder eine Gruppe von benachbarten Tönen), um ein entsprechendes geschätztes Empfangssymbol (y(n)) zu berechnen; (e) einen Entzerrer (13-1), der jedes geschätzte Empfangssymbol y(n) mit einem Entzerrerkoeffizienten eq(n) multipliziert, um für jeden Datenton n ein gewichtetes Empfangssymbol (w(n) = y(n) × eq(n)) zu berechnen; (f) eine Berechnungseinheit (13-2), die für jedes über den Datenübertragungskanal übertragenes Bit einen metrischen Wert für eine Gruppe von Datentönen auf der Grundlage der gewichteten Empfangssymbole (w), die mittels des Entzerrers berechnet worden sind, berechnet.
Metrische Berechnungseinheit nach Anspruch 8, wobei die Berechnungseinheit (13-3) für jedes Bit der Gruppe von vier Bits unter Modulieren von zwei Datentönen eines OFDM-Symbols, das über den Datenübertragungskanal übertragen wird, ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis (LLR) als einen metrischen Wert auf der Grundlage der gewichteten Empfangssymbole (w) berechnet, die durch den Entzerrer für die beiden Datentöne berechnet werden.
Metrische Berechnungseinheit nach Anspruch 8, wobei die Kanal- und Rauschschätzeinheit die Kanalantwort h und die Rauschvarianz V für jeden Datenton während einer Präambelphase auf der Grundlage eines vorbestimmten Präambelsignals, und möglicherweise während der Nutzinformationsphase aktualisiert, erkennt. V(n) kann für Gruppen von benachbarten Tönen, anstelle eines einzigen Wertes je Datenton, berechnet werden.
Metrische Berechnungseinheit nach Anspruch 1, wobei die geschätzten Empfangssymbole (y), die Entzerrerkoeffizienten (eq) und die gewichteten Empfangssymbole (w) komplex sind.
Metrische Berechnungseinheit nach Anspruch 10 und 11, wobei die Entzerrerkoeffizienten (eq) des Entzerrers (13-2) während der Präambelphase für jeden Datenton wie folgt gewählt werden: eq(N) = 2h*(n)/v(n), wobei v(n) der geschätzte Rauschpegel des Datentons ist, h*(n) das Konjugat der Kanalantwort h(n) des Datentons n ist. Die Metrische Berechnungseinheit, bei der für jeden Datenton die folgenden Werte berechnet werden: P(n) = h(n)·h*(n)/V(n). Die Metrische Berechnungseinheit, bei der für jedes Paar der Töne n₁, n₂, die von der Dualträgermodulation zum Modulieren von 4 Bits verwendet werden, der folgende reelle Wert berechnet wird: dp(n1, n2) = 4·b·[p(n1) – p(n2)].Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird die Division durch V(n) zur Herleitung von eq(n) und P(n) durch Verschieben nach rechts (Teilen durch 2^k mit k als ganze Zahl) angenähert. Die Metrische Berechnungseinheit, bei der V(n) nicht geschätzt wird und stattdessen eine datenratenabhängige Rauschvarianz angenommen wird.
Metrische Berechnungseinheit nach Anspruch 8 und 9, wobei die Berechnungseinheit (13-3) das logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis (LLR) der Gruppe von vier Bits auf der Grundlage der gewichteten komplexen Empfangssymbole (w(n₁), w(n₂)) für zwei Datentöne (n₁, n₂) wie folgt berechnet: dwr = 2[b·wr,1 – wr,2] swr = 2[wr,1 + b·wr,2] qr = 2(1+b)·wr,1 + 2(b–1)·wr,2 dwi = 2[b·wi,1 – wi,2] swi = 3[wi,1 – wi,2] qi = 2(1+b)·wi,1 + 2(b–1)·wi,2 LLR(bit#1) = qr+log{1+exp(dp–dwr)}–log{1+exp(dp+dwr)} LLR(bit#2) = qr+log{1+exp(dp–swr)}–log{1+exp(dp+swr)} LLR(bit#3) = qi+log{1+exp(dp–dwi)}–log{1+exp(dp+dwi)} LLR(bit#4) = qi+log{1+exp(dp–swi)}–log{1+exp(dp+swi)}wobei w_r,n der reelle Teil von W(n) ist und w_i,n der imaginäre Teil von W(n) ist. Die Metrische Berechnungseinheit nach Anspruch 13, wobei die Funktion log{1+exp(x)} durch eine Nachschlagetabelle realisiert wird. Die Metrische Berechnungseinheit nach Anspruch 13, wobei die Funktion log{1+exp(x)} angenähert wird durch: