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Die
Erfindung betrifft eine Zeitmeßschaltung
zur Zeitmessung einer Verzögerung
zwischen Ereignissen. Die Erfindung eignet sich für die Analyse
von Ankunftszeiten zwischen Ereignispaaren und zur Analyse und Speicherung
von kontinuierlichen Datenströmen.
Die Erfindung ist besonders geeignet für Photonenkorrelationsspektroskopiemessungen.
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Die
Analyse von Signalen, die in charakteristischer Weise variieren,
kann durch verschiedene Verfahren ausgeführt werden, zu denen die folgenden
gehören:
digitale elektronische Echtzeit-Korrelation, Speicherung eines Signaldatenstromes
(mit neuerer Analyse nach Hardware/software), Single-stop-Verfahren, Multistop-Verfahren,
Torschaltungen und Fourier-Transformation des Signals.
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Ein
einfaches Verfahren zur Analyse eines Photonenstroms benutzt den
Koinzidenznachweis, wobei zwei Detektoren angeordnet werden, um
die Ankunft einer vorgegebenen festen Verzögerung nachzuweisen (Oliver
C. J., 1973, Correlation Techniques, Photon Correlation and Light
Beating Spectroscopy (Korrelationsverfahren, Photonenkorrelation
und Lichtschwebungsspektroskopie), S. 41–74, Hrsg. Cummins H. Z., Pike
E. R., Plenium Press NY, ISBN 0-306-35703-8). Dieses Verfahren erlaubt
den Nachweis von Photonen mit einer Bandbreite in der Größenordnung
von 1 GHz (Moreno F., Gonzalez F., Lopez R. J., Lavin A., 1988,
Time-interval statistics through a Laplace tranform method in quasi-elastic
light-scattering experiments for low-intensity levels (Zeitintervall-Statistik
mittels Laplace-Transformation bei quasi-elastischen Lichtstreuungsexperimenten für niedrige
Intensitätsniveaus),
Opt. Soc. Am., Bd. 13, S. 637–639).
Die Verzögerung
zwischen Detektoren und die Intensität einer Quelle der Photonen
müssen
so eingestellt werden, daß eine
vernachlässigbare
Wahrscheinlichkeit dafür
besteht, daß zwei
Photonen mit einem Zeitabstand ankommen, der kleiner ist als die
Verzögerungszeit
zwischen den Detektoren. Dieses Verfahren ergibt effektiv einen
Photonenkorrelationswert für eine
einzelne Verzögerungszeit
und erfordert langdauernde Experimente. Eine gewisse Verbesserung
der Arbeitsgeschwindigkeit kann durch Verwendung von mehreren Kanälen erzielt
werden, um ein Zeitintervall zwischen Photonenpaaren zu messen,
obwohl dies zu einer Verzerrung der Korrelation führt.
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Die
durch Mehrkanal-Single-stop-Messungen eingebrachte Verzerrung kann
durch Anwendung von Multistop-Techniken verringert werden, wodurch
eine Anzahl gleichzeitig auftretender Photonen erfaßt werden kann.
Die Datenerfassung ist besonders effektiv, wenn eine Aufzeichnungsperiode
durch ein einfallendes Photon eingeleitet wird. Die Verzerrung von
Daten wird nur beseitigt, wenn Gaußsche Lichtquellen verwendet
werden.
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Die
Multistop-Vorrichtung enthält
herkömmlicherweise
Zeit-Amplitude-Wandler und Impulsspeichergeräte, die für ein sehr schnelles Ansprechen
sorgen, aber teuer sind. Es sind Versuche unternommen worden, diese
Komponenten durch normale Mikroprozessoren zu ersetzen. Es ist eine
auf einem festverdrahteten Computer basierende Multistop-Vorrichtung
hergestellt worden, welche die Speicherung von 3500 aufeinanderfolgenden
Abtastintervallen vor der Analyse ermöglicht, allerdings mit einer
auf 0,1 MHz begrenzten Abtastrate (Hallet F. R., Gray A. L., Rybakowski
A., Hunt J. L., Stevens J. R., 1972, Photon correlation spectroscopy using
a digital PDP-9 computer (Photonenkorrelationsspektroskopie unter
Verwendung eines digitalen PDP-9-Computers), Canada J. of Phys.,
Bd. 50, S. 2368–2372).
Eine spätere
Version dieser Vorrichtung speicherte nur Ankunftszeiten unter Verwendung
eines 8085er Prozessors und konnte mit 1 MHz betrieben werden (Subrahmanyam
V. R., Devraj B., Chopra S., 1987, Microprocessor based photon correlator
for intensity fluctuation studies (Mikroprozessorgestützter Photonenkorrelator
für Intensitätsschwankungsuntersuchungen),
J. Phys. E, Sci. Instru., Bd. 20, S. 340–343).
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Ein
wesentlicher Nachteil von Multistop- oder Single-stop-Zeitmeßschaltungen,
wenn diese zur hochauflösenden
Analyse eingesetzt werden, ist der Umfang der erzeugten Rohdaten.
Nimmt man beispielsweise ein Signal von 104 Ereignissen
pro Sekunde und eine erforderliche Auflösung von 1 ns an, dann ist
die mittlere Anzahl von Taktimpulsen zwischen Ereignissen gleich
105. Selbst wenn Ereignisse mit Abständen von
mehr als 2000 ns ignoriert werden, beträgt die Taktzyklusrate pro Sekunde
20 × 106. Bei vielen Anwendungen liegen die Versuchsdauern
im Bereich von 30 Sekunden bis zu einigen Minuten, und wegen des
Umfangs der zu speichernden Daten und der Verarbeitungsleistung
und/oder -zeit, die zur Verarbeitung von Ergebnissen erforderlich
sind, entstehen wahrscheinlich Probleme. Diese Einschränkung wird
durch Echtzeitkorrelations- und Impulsankunftsverteilungs-Analyseverfahren
vermieden.
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Korrelatoren
zeichnen nicht die Zeit auf, die jeweils zwischen den Ereignissen
einer Ereignisfolge verstrichen ist, sondern liefern statt dessen
eine Aufzeichnung der Verteilung von Zeiten, die aufeinanderfolgende Ereignisse
voneinander trennen. Dies erfolgt durch Definition einer Anzahl
von Kanälen
für verschiedene Trennzeiten,
anschließend
Inkrementieren eines an einem entsprechenden Kanal angeordneten
Zählers,
sobald ein Ereignis registriert wird, das von einem früheren Ereignis
durch eine gegebene Zeit getrennt ist. Da Korrelatoren die Abfolge
der Ereignisse nicht speichern, wird eine erhebliche Verringerung
der zu speichernden Daten erreicht. Ein Nachteil von Korrelatoren
ist, daß eine
spätere
erneute Analyse und/oder weitere digitale Signalverarbeitung der
Ereignisfolge nicht möglich
ist, da die Folge selbst nicht gespeichert wird.
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Falls
die Korrelation ein Signal mißt,
das einen mit der Verzögerungszeit
des Korrelators abnehmenden Gradienten ergibt (d. h. eine Exponentialgröße oder
ein Gemisch von Exponentialgrößen, wie
es oft bei Lichtstreuung der Fall ist), dann werden den Korrelatorkanälen gewöhnlich logarithmisch
oder auf ähnliche Weise
veränderliche
Abstände
zugeordnet (eine bequeme Implementierung in der Elektronik ist häufig, daß jeder
Kanalabstand doppelt so groß wie
der vorhergehende ist). Die Datenpunkte bei längeren Verzögerungszeiten weisen im allgemeinen
größere relative
Fehler auf und erhalten bei der Endanpassung eine geringere Gewichtung,
obwohl alle Datenpunkte vor der Übertragung
zu einem Kanal mit gleicher Auflösung
gemessen werden.
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Elektronische
Echtzeit-Digitalkorrelatoren leiden unter erheblichen Nachteilen.
All Teile der Schaltungsanordnung eines Korrelators müssen mit
der kürzesten
Korrelator-Verzögerungszeit
betrieben werden, da an dem Datenstrom keine Datenkompression auftritt.
Dadurch wird im allgemeinen eine Hochgeschwindigkeitskorrelation
verteuert, und praktische Beschränkungen
lassen darauf schließen,
daß festverdrahtete
elektronische Korrelatoren, die oberhalb 50 MHz arbeiten, für die meisten
Anwendungen nicht wirtschaftlich machbar sind.
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Bei
der Initialisierung muß der
Korrelator eine Datenprobe laden, die der Anzahl von Kanälen vor
dem Rücksetzen
der Akkumulatoren (die diese Informationen effektiv ablegen) äquivalent
ist, um mit minimaler Verzerrung/minimalem Fehler zu arbeiten. Dies
ist eine Beschränkung
der Korrelatorgeschwindigkeit (um ein Rücksetzen der Akkumulatoren
während
einer einzigen Abtastzeit zuzulassen) sowie der endgültigen Länge des
Korrelators und/oder der minimalen Versuchsdauer. Falls der Akkumulator
nicht in einer einzigen Abtastzeit nach dem Vorfüllen zurückgesetzt wird, können signifikante Fehler
oder systematische Fehler eingebracht werden, besonders für kurze
Experimente und/oder Korrelatoren mit vielen Kanälen.
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Ein
Burst- bzw. Impulsfolgenkorrelator kann ermöglichen, daß pro Versuch nur Impulsankünfte innerhalb
einer Anzahl von Verzögerungszeiten
erfaßt
werden, wobei die Anzahl der Verzögerungszeiten durch die Anzahl
verfügbarer
Kanäle
bestimmt wird. Diese vereinfachte Anordnung ermöglicht die Herstellung schneller Korrelatoren,
die mit Geschwindigkeiten von etwa 100 MHz arbeiten. Während Burstkorrelatoren
nahezu in Echtzeit arbeiten, ist ein Mittelwert über viele Ergebnisse erforderlich,
um eine einigermaßen
genaue Messung durchzuführen.
Burstkorrelatoren ermöglichen
die Messung schneller Abklingvorgänge, die allerdings immer noch
kostspielige Hardware erfordert, und ihre Arbeitsgeschwindigkeit
wird grundsätzlich
durch die Zeit begrenzt, die für
auszuführende
Multiplikations-/Additionsprozesse
benötigt
wird.
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Burstkorrelatoren
können
erheblich unter dem oben diskutierten Vorfüllfehler leiden. Die Burstkorrelation
ist hinsichtlich der Datenerfassung sehr ineffizient, da nach einer
Anzahl von Abtastperioden, die der Anzahl der erfaßten Kanäle äquivalent
ist, Daten ausgelesen werden müssen
und der Korrelator zurückgesetzt werden
muß.
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Es
ist ein auf Parallelverarbeitung mit Verwendung von Standard-Transputerplatinen
basierender Korrelator entwickelt worden (Bruge, Biagio, Fornili,
1989, New photon correlator design based on transputer array concurrency
(Neue Photonenkorrelatorkonstruktion, basierend auf dem Parallelbetrieb
einer Transputeranordnung), Rev. Sci. Instrum., Bd. 60, Nr. 11,
S. 3425), der ähnliche
Betriebseigenschaften aufweist wie handelsübliche spezialisierte festverdrahtete
Geräte.
Die elektronische Echtzeit-Korrelation ist jedoch hinsichtlich der Geschwindigkeit
und der Kosten immer noch begrenzt.
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die obigen Nachteile
zu überwinden
oder weitgehend abzumildern und dadurch eine Vorrichtung bereitzustellen,
die Zeitintervalle zwischen Impulsen auf effiziente Weise messen
kann.
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Erfindungsgemäß wird eine
Zeitmeßschaltung
zur Aufzeichnung der Dauer von Intervallen zwischen einer großen Anzahl
von Ereignissen in einem Datenstrom bereitgestellt, die mindestens
zwei Zeitmeßkanäle aufweist,
die jeweils so eingerichtet sind, daß sie ein Signal erzeugen,
das die zwischen Ereignissen verstrichene Zeit repräsentiert,
wobei die Änderungsgeschwindigkeit
des durch jeden Zeitmeßkanal
erzeugten Signals mit zunehmender Intervalldauer variiert und die
Zeitmeßkanäle so gestaltet
sind, daß jedes
Ereignis den Betrieb eines Zeitmeßkanals beendet und den Betrieb
eines anderen Zeitmeßkanals
einleitet.
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In
vielen Fällen
ist die Zeitmeßschaltung
vorzugsweise so konfiguriert, daß sich die Anstiegsgeschwindigkeit
des Signals wie eine vorgegebene Reihe ändert, besonders wie eine im
wesentlichen geometrische Reihe, obwohl für andere Anwendungen andere
Verteilungen nützlich
sein können.
Der Begriff "im
wesentlichen geometrische Reihe" soll
Fälle einschließen, wo
eine elektronische Schaltung eine Folge erzeugt, die nahezu geometrisch
ist. Eine alternative Verteilung kann mittels einer vorprogrammierten
Folge bereitgestellt werden, die nicht eine einzige einfache mathematische
Funktion ist.
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Mindestens
einer von den Zeitmeßkanälen kann
eine Taktimpulsquelle und einen Zähler aufweisen, wobei das Signal
die Taktimpulse aufweist, die zwischen Ereignissen durch den Zähler akkumuliert
bzw. aufsummiert werden.
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Vorzugsweise
wird die Anstiegsgeschwindigkeit des akkumulierten Zählwerts
durch einen internen Zähler
und eine Logikschaltung bestimmt, wobei die Logikschaltung durch
den internen Zähler
so programmiert wird, daß der
akkumulierte Zählwert
erhöht
wird, wenn eine vorgegebene Anzahl von Zyklen eines linearen Taktgebers
aufgetreten ist.
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Mindestens
einer der Zeitmeßkanäle kann
ein Analogtaktgeber sein.
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Der
Analogtaktgeber weist vorzugsweise eine Ladungskomponente auf, die
zwischen Ereignissen aufgeladen oder entladen wird, wobei die Ladungskomponente
eine nichtlineare komplexe Eigenimpedanz aufweist.
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Vorzugsweise
weist die Zeitmeßschaltung
ferner auf: einen Analog-Digital-Wandler zum Umwandeln eines an
der Ladungskomponente anliegenden Analogsignals in ein Digitalsignal
sowie eine Einrichtung zum Rücksetzen
der Ladung an der Ladungskomponente nach dem Eintreffen eines Ereignisses.
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Vorzugsweise
ist die Ladungskomponente eine elektronische Komponente, die ein
Ausgangssignal zu einem Komparator übermittelt, das eine an der
Ladungskomponente abfallende Spannung oder eine in der Ladungskomponente
akkumulierte Ladung aufweist.
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Aufladen
oder Entladen der Ladungskomponente können von einem nichtverschwindenden
Anfangswert aus begonnen werden, wobei der Anfangswert so gewählt wird,
daß eine
erforderliche Lade- oder
Entladeänderungsgeschwindigkeit
bereitgestellt wird.
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Die
komplexe Impedanz kann durch Umschalten zwischen Kombinationen von
Ladekomponenten ausgewählt
werden.
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Vorzugsweise
ist die Ladungskomponente eine im wesentlichen kapazitive Schaltung.
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Das
Laden oder Entladen der Ladungskomponente kann durch optische Anregung
ausgelöst
werden.
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Die
Ladungskomponente kann einen oder mehrere optische Halbleiterdetektoren
aufweisen, die durch Überfüllen des
einen oder der mehreren Detektoren eine Nichtlinearitätsfunktion
bereitstellen.
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Vorzugsweise
weist die Zeitmeßschaltung
mehrere Zeitmeßkanäle auf,
die so eingerichtet sind, daß sie
in einer vorgegebenen Reihenfolge arbeiten, wobei jedes Ereignis
den Betrieb eines Kanals beendet und den Betrieb des nächsten Kanals
in der Reihenfolge startet.
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Vorzugsweise
ist die Schaltung so konfiguriert, daß ein erfaßtes Ereignis bewirkt, daß der Inhalt
des Kanals, dessen Betrieb beendet werden soll, zu einer Speicherschaltung übertragen
wird, während
die Erzeugung eines Taktsignals durch den nächsten Kanal ausgelöst wird.
Diese Anordnung reduziert die Auswirkung der 'Totzeit', während
der ein Kanal zurückgesetzt
wird.
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Zur
Aufzeichnung von Verzögerungen
zwischen aufeinanderfolgenden Ereignissen kann eine Speichereinrichtung
vorgesehen werden, wobei die Speichereinrichtung einen ersten Speicher
und einen zweiten Speicher aufweist, wobei Daten in dem ersten Speicher
erfaßt
werden, bevor sie zu dem zweiten Speicher übertragen werden. Diese Anordnung
ist vorteilhaft, wenn die Auslesegeschwindigkeit eines gespeicherten
Impulsstroms im Vergleich zur Geschwindigkeit der aufzuzeichnenden
Ereignisse niedrig ist, da der Inhalt eines Kanals schnell zum ersten
Speicher übertragen
werden kann, wodurch das Rücksetzen
und der schnelle Neustart dieses Kanals ermöglicht werden. Die Daten können dann
nach dem Neustart des Kanals zu dem zweiten Speicher übertragen
werden. Die erste und die zweite Speichereinrichtung sind außerdem nützlich,
wenn eine weitere Signalverarbeitung erforderlich ist, die nicht
mit der Ereignisgeschwindigkeit erfolgen kann, da Daten im ersten
Speicher gehalten und dann über
irgendeine erforderliche Signalverarbeitungsvorrichtung zum zweiten
Speicher übertragen
werden können.
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Die
zweite Speicherschaltung kann eine FIFO-Pufferspeicherschaltung
sein.
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Die
Schaltung kann zwei Detektoren zum Erfassen von Ereignissen im Datenstrom
aufweisen, wobei die Detektoren so eingerichtet sind, daß ein an
einem ersten Detektor eintreffendes Ereignis den Betrieb eines ersten
Zeitmeßkanals
beendet und den Betrieb eines zweiten Zeitmeßkanals einleitet, und daß ein nachfolgendes,
an einem zweiten Detektor eintreffendes Ereignis den Betrieb des
zweiten Zeitmeßkanals
beendet und den Betrieb des ersten Zeitmeßkanals oder eines dritten
Zeitmeßkanals
einleitet.
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Die
zwei Detektoren zur Erfassung von Ereignissen in dem Datenstrom
können
unterschiedliche charakteristische Rauschsignaturen aufweisen, so
daß eine
Kreuzkorrelation der Detektoren eine charakteristische Rauschsignatur
erzeugt, die erheblich unter derjenigen der Autokorrelation des
einen oder des anderen Detektors liegt.
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Die
zwei Detektoren können
auf unterschiedlichen physikalischen Erfassungsphänomenen
basieren, so daß eine
etwaige Ähnlichkeit
in den charakteristischen Rauschsignaturen der Detektoren minimiert
wird. Die beiden Detektoren weisen vorzugsweise eine Photonenvervielfacherröhre und
einen Halbleiterdetektor auf. Der Halbleiterdetektor kann beispielsweise
eine Lawinenphotodiode oder eine PIN-Diode sein.
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Vorzugsweise
kann eine Temperatur des Halbleiterdetektors unabhängig von
der Temperatur der Photonenvervielfacherröhre modifiziert werden, um
die charakteristische Rauschsignatur des Halbleiterdetektors zu
modifizieren und dadurch die Differenz zwischen der charakteristischen
Rauschsignatur des Halbleiterdetektors und der charakteristischen
Rauschsignatur der Photonenvervielfacherröhre zu erhöhen.
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Vorzugsweise
ist die Schaltung mit einer Einrichtung zum Erhalten einer Messung
versehen, die eine Korrelation einer Anregungssignalverteilung mit
einer Verteilung von erfaßten
Ereignissen aufweist, die von einer Stichprobe durch die Anregung
ausgelöst
werden. Die Korrelation wird vorzugsweise in Echtzeit ausgeführt. Die
Schaltung kann außerdem
mit einer Einrichtung zum Erzeugen von Impulsankunftsverteilungen, Fourier-Transformierten
oder zur Bereitstellung einer digitalen Filterung ausgestattet werden.
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Vorzugsweise
sind die Ereignisse, deren Abstand durch die Zeitmeßschaltung
gemessen wird, Photonen, die durch eine geeignete Detektoreinrichtung
erfaßt
werden. Die erfaßten
Photonen können
von einer einzigen Quelle oder von mehreren Quellen herrühren.
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Falls
zeitlich zu messende Ereignisse nicht durch Einzelbits (1 oder 0)
dargestellt werden, kann die Zeitmeßschaltung in Verbindung mit
einem Komparator implementiert werden, um ein erfaßtes Ereignis
zu bestimmen.
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Falls
zeitlich zu messende Ereignisse nicht durch Einzelbits (1 oder 0)
dargestellt werden, kann die Zeitmeßschaltung in Verbindung mit
einer Analog-Digital-Wandlerschaltung implementiert werden, die
es ermöglicht,
Attribute eines Ereignisses (zum Beispiel die Impulshöhe) in Verbindung
mit der Zeitmessung des Ereignisses zu speichern.
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Die
Schaltung kann so konfiguriert werden, daß sie die Zeitdauer von Impulsen
mißt,
wobei ein Anfangsteil einer ansteigenden Flanke eines Impulses als
erstes Ereignis und ein Endteil einer abfallenden Flanke des Impulses
als zweites Ereignis behandelt werden.
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Falls
die Impulsdauer im Gegensatz zur Impulsankunftszeit gemessen werden
muß, kann
die Zeitmeßschaltung
direkt für
die Messung der Impulsdauer verdrahtet werden, oder alternativ kann
das Signal invertiert werden. Vorzugsweise wäre eine Inversionsschaltung
ein integrierender Bestandteil der Zeitmeßschaltung, wodurch eine schnelle
Umschaltung zwischen der Messung von Impulsdauern und der Messung
von Impulsankunftszeiten ermöglicht
wird.
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Falls
Informationen in einem anderen Kennwert eines Impulses enthalten
sind, wie z. B. in der Höhe, der
Fläche
oder dem Gradienten, ermöglicht
die Umwandlung des Kennwerts in eine Impulsdauer die Messung des
Kennwerts durch die Zeitmeßschaltung.
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Die
Schaltung kann so konfiguriert werden, daß sie statt der zwischen Ereignissen
verstrichenen Zeit die Anzahl von Ereignissen mißt, die innerhalb einer bestimmten
Zeit auftreten.
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Ein
Auslöser
bzw. Trigger von einer externen Quelle kann so eingerichtet werden,
daß er
den Betrieb der Schaltung auslöst.
Alternativ kann ein Trigger von einer externen Quelle so eingerichtet
werden, daß der den
Betrieb der Schaltung aktiviert, aber nicht auslöst.
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Mindestens
einer der Zeitmeßkanäle kann
einen linearen Taktgeber aufweisen, der über einen internen Zähler mit
einem Eingang eines Multiplexers verbunden ist, wobei der Multiplexer
Ausgänge
aufweist, die mit einer Reihe von Akkumulatoren verbunden sind,
von denen nur einer als Ergebnis eines überwachten Intervalls inkrementiert
wird, wobei die Intervallzeit, die benötigt wird, um eine Inkrementierung
eines zweiten Akkumulators eines Paares von aufeinanderfolgenden
Akkumulatoren zu bewirken, größer ist
als das Intervall, das benötigt
wird, um eine Inkrementierung des ersten Akkumulators des Paares
herbeizuführen.
Der interne Zähler
kann eine Zählerkaskade
aufweisen.
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Die
Schaltung kann so konfiguriert werden, daß ein Ereignis die Akkumulation
von Ladung von einem Detektor aufweist, bis die Ladung größer ist
als ein vorgegebener Wert, wonach der Betrieb eines Zeitmeßkanals
beendet und der Betrieb eines anderen Zeitmeßkanals eingeleitet wird. In
dieser Anordnung kann ein an dem Detektor eintreffendes Signal analog
oder digital sein.
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Die
beschriebene Zeitmeßschaltung
kann unter Verwendung herkömmlicher
elektronischer Schaltungen mit einer Auflösung in der Größenordnung
von Nanosekunden betrieben werden. Zu bemerken ist, daß andere
als elektronische Medien, wie z. B. Licht, zur Herstellung einer
schnelleren Zeitmeßschaltung
verwendet werden könnten.
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Zu
beachten ist, daß für die Korrelation
optischer Signale die Verwendung des optischen Mediums (im Gegensatz
zum elektronischen Medium) für
logische Operationen vorzuziehen wäre. Dies würde die Notwendigkeit eines
Detektors beseitigen und eine weitere Integration ermöglichen.
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Zur
Darstellung eines Zeitabstands zwischen Ereignissen während der
Messung der Zeitabstände zwischen
Ereignissen kann ein Echtzeit-Sichtgerät verwendet werden.
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Die
bei herkömmlichen
Korrelatoren übliche
systematische Abweichung bei der Initialisierung ist höchstens
auf die erste gespeicherte Verzögerung
beschränkt
(die entfernt werden kann, wenn eine Impulsspeicherung erfolgt),
da kein Bedarf für
ein Vorfüllen
besteht, wie das bei der Korrelation der Fall ist.
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Bei
bestimmten Anwendungen, zum Beispiel für den Nachweis von Impulsfluoreszenz,
kann ein Trigger mit einer Quelle verbunden werden, wodurch ermöglicht wird,
daß die
Zeitmeßschaltung
nur zu bestimmten ausgewählten
Zeiten in Bezug auf die Konfiguration einer Fluoreszenzquelle arbeitet.
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Bei
bestimmten Anwendungen ist es unter Umständen vorzuziehen, den Betrieb
der Zeitmeßschaltung
mit Hilfe eines Signals auszulösen,
das sich von dem zu zählenden
Signal unterscheidet.
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Um
ein Zurücksetzen
der Zeitmeßschaltung
nach dem Füllen
der Speichereinrichtung zu verzögern, kann
eine voreingestellte Verzögerung
oder eine Zeit bis zu einer separaten externen Neuauslösung benutzt werden.
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Zu
beachten ist, daß die
Zeitmeßschaltung
angepaßt
(oder mit einem geeigneten Multiplexer ausgestattet) werden könnte, um
eine nichtlineare Zählung
der Anzahl von Ereignissen zu ermöglichen, die innerhalb einer
festen Zeitspanne auftreten.
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Es
gibt zwei unterschiedliche Implementierungen der Erfindung: diejenige,
bei der ein Datenstrom gemessen und gespeichert wird, der den Abstand
einer Reihe von Ereignissen darstellt, und diejenige, bei der die
Impulsankunftsverteilung gespeichert wird (d. h, äquivalent
einem Korrelator). Im letzteren Fall kann die eigentliche Zeitmessung
auf lineare Weise durch einen Zähler
erfolgen und in eine nichtlineare Form umgewandelt werden, indem
nur das höchstwertige
Bit der Zahl gespeichert wird, welche die Ankunftszeit des Impulses
repräsentiert.
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Der
Zähler
kann eine einzelne elektronische Zähleinrichtung oder eine Kaskade
von Zähleinrichtungen sein.
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Die
Erfindung kann ganz oder teilweise als Computerprogramm implementiert
werden, derart, daß ein Computer
für die
Ausführung
der Erfindung konfiguriert wird. Falls zumindest ein Teil der Erfindung
in Hardware implementiert wird, kann diese eine optische Komponente
aufweisen.
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Nachstehend
werden konkrete Ausführungsformen
der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Dabei zeigen:
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1 eine
schematische Darstellung eines Kanals einer Zeitmeßschaltung
nach einer ersten Ausführungsform
der Erfindung;
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2 eine
schematische Darstellung eines Kanals einer Zeitmeßschaltung
nach einer zweiten Ausführungsform
der Erfindung;
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3 eine
schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Zeitmeßschaltung;
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4 eine
schematische Darstellung eines Kanals einer Zeitmeßschaltung
nach einer dritten Ausführungsform
der Erfindung;
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5 eine
schematische Darstellung eines Kanals einer Zeitmeßschaltung
nach einer vierten Ausführungsform
der Erfindung;
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6 eine
schematische Darstellung eines Kanals einer Zeitmeßschaltung
nach einer fünften
Ausführungsform
der Erfindung;
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7 eine
schematische Darstellung eines Kanals einer Zeitmeßschaltung
nach einer sechsten Ausführungsform
der Erfindung;
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8 eine
schematische Darstellung einer Signalaufbereitungsvorstufe einer
erfindungsgemäßen Zeitmeßschaltung;
und
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9 ein
Ausgangssignal, das von einer erfindungsgemäßen Zeitmeßschaltung bereitgestellt wird.
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1 zeigt
einen Kanal einer Zeitmeßschaltung,
die sich zur Verwendung in Verbindung mit der Speicherung eines
Datenstroms eignet, der eine Serie von Ereignissen aufweist, die
durch eine variable Verzögerung
voneinander getrennt sind.
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In 1 weist
ein Kanal einer Zeitmeßschaltung
auf: einen Taktgeber 1, einen Ausgangszähler 2, ein 'N-Dividierchip' 3, einen
Taktzähler 4 und
eine Flip-Flop-Schaltung 5. Der Taktgeber 1 durchläuft ständig einen Zyklus
mit vorgegebener Geschwindigkeit. Der N-Dividierchip erzeugt als
Reaktion auf mehrere durch den Taktgeber 1 erzeugte Impulse
einen einzelnen Ausgangsimpuls. Die Anzahl der Taktimpulse, die
zur Auslösung
eines Ausgangsimpulses von dem N-Dividierchip 3 erforderlich
sind, wächst
mit jedem Ausgangsimpuls vom Chip 3 wie die geometrische
Reihe 1, 2, 4, 8, 16, 32, ... . Der Taktzähler 4 hat die Funktion,
die Anzahl der Taktimpulse zu inkrementieren, die vom N-Dividierchip 3 benötigt werden,
bevor dieser einen Ausgangsimpuls erzeugt. Den Taktzähler 4 kann
man sich so vorstellen, daß er
einen Nennerwert für
einen im N-Dividierchip 3 aufgezeichneten Bruch liefert,
wobei der Chip 3 einen Zählerwert aufzeichnet, welcher
der Anzahl der vom Taktgeber 1 erzeugten Taktimpulse entspricht.
Ein Ausgangssignal vom N-Dividierchip 3 wird jedesmal dann erzeugt,
wenn der Zähler
und der Nenner einander gleich sind.
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Ein
Ereignis an einem Eingang zum Flip-Flop veranlaßt eine Zustandsänderung
des Flip-Flops; zum Beispiel schaltet ein erster Ausgang 6 des
Flip-Flops 5 auf H, und ein zweiter Ausgang 7 schaltet
auf L. Dies ermöglicht,
daß der
Ausgangszähler 2 und
der Taktzähler 4 Impulse
vom Taktgeber zu zählen
beginnen. Da der N-Dividierchip 3 zurückgesetzt worden ist, wird
der erste Impuls vom Taktgeber 1 effektiv durch eins dividiert.
Der N-Dividierchip 3 erzeugt einen Ausgangsimpuls, der
eine Inkrementierung sowohl des Ausgangszählers 2 als auch des
Taktzählers 4 bewirkt.
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Im
Anschluß an
die erste Inkrementierung des N-Dividierchips 3 programmiert
der Taktzähler 4 einen Nennerwert
von zwei in den N-Dividierchip 3. Es werden zwei Zyklen
des Taktgebers 1 benötigt,
um eine Ausgabe aus dem N-Dividierchip 3 herbeizuführen, die
durch den Ausgangszähler 2 und
den Taktzähler 4 als
zweiter Impuls aufgezeichnet wird. Im Anschluß an die zweite Inkrementierung
des N-Dividierchips 3 programmiert der
Taktzähler
einen Nennerwert von vier in den N-Dividierchip 3. Auf
diese Weise repräsentiert
jede Inkrementierung des Ausgangszählers 2 eine verstrichene
Zeit, die doppelt so groß ist
wie die zwischen vorhergehenden Inkrementierungen verstrichene Zeit.
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Ein
späteres
Ereignis am Eingang zum Flip-Flop 5 bewirkt, daß der erste
Ausgang 6 auf L und der zweite Ausgang 7 auf H
schaltet. Der Inhalt des Ausgangszählers 2 wird irgendeine
Speichereinrichtung übertragen,
zum Beispiel in einen Computerspeicher, und der Ausgangszähler 2 und
der Taktzähler 4 werden
dann zurückgesetzt.
Eine Verzögerungsschaltung 8,
die durch eine Flankenerkennungsschaltung 9 getriggert
wird, sperrt die Zähler 2, 4,
bis sie zurückgesetzt
worden sind, wonach das Meßverfahren
von neuem beginnt.
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Bei
hoher Taktgeschwindigkeit des Taktgebers 1 reicht die Zeit
zwischen Taktzyklen nicht aus, damit der Taktzähler 4 den N-Dividierchip 3 zurücksetzt.
Wenn dies der Fall ist, wird ein auf das Rücksetzen folgender Anfangstaktzyklus
nicht durch die Schaltung aufgezeichnet. Diese Beschränkung läßt sich überwinden,
indem ein N-Dividierchip 3 bereitgestellt wird, der so
eingerichtet ist, daß er
nach einem anderen Taktraster arbeitet, zum Beispiel 2, 3, 5, 9,
17, ...
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Zu
beachten ist, daß erfaßte Ereignisse
nicht selbst gezählt
werden, sondern als die Start- und Stopimpulse für Zähler wirken, die auf der Basis
des Taktgebers 1 ein Signal akkumulieren.
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Die
beschriebene Schaltung eignet sich besonders gut für die Photonenkorrelation,
da Folgen wie z. B. 1, 2, 4, 8, 16, 64 oft für Grundlinienmessungen mit
einer minimalen Anzahl von Kanälen
benutzt werden.
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2 veranschaulicht
eine alternative Ausführungsform
eines Kanals einer erfindungsgemäßen Zeitmeßschaltung.
Die Schaltung weist einen Chip auf, der mit einer Gruppe von Verzögerungsleitungen 10 ausgestattet
ist, die jeweils über
ein logisches ODER-Gatter 11 mit einem Zähler 12 verbunden
sind. Ein Ereignis an einem Eingang zu der Schaltung wird in jede
der Verzögerungsleitungen
eingegeben. Eine erste Verzögerungsleitung überträgt einen
Impuls zu dem ODER-Gatter nach einer Verzögerung von 2,5 (willkürlichen
Einheiten) und bewirkt eine Inkrementierung des Zählers 12.
Eine zweite Verzögerungsleitung überträgt einen
Impuls zum ODER-Gatter nach einer Verzögerung von 5,0 (willkürlichen
Einheiten) und bewirkt eine zweite Inkrementierung des Zählers 12,
wobei eine dritte Inkrementierung nach einer Verzögerung von
7,5 auftritt usw. Ein nachfolgendes Ereignis am Eingang zur Schaltung
modifiziert den Zustand eines Flip-Flops 13, das die nachfolgende
Inkrementierung des Zählers 12 deaktiviert.
Der Inhalt des Zählers 12 wird
dann zu einer Speichereinrichtung übertragen.
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Ein
in 2 dargestellter zweiter Chip mit einer zweiten
Gruppe von Verzögerungsleitungen 14 kann benutzt
werden, um einen alternativen Satz von Verzögerungszeiten bereitzustellen,
indem der mit der ersten Gruppe von Verzögerungsleitungen 10 verbundene
Eingang gesperrt und der mit der zweiten Gruppe 14 verbundene
Eingang freigegeben wird. Dies ermöglicht es, die Auflösung des
Kanals zu ändern.
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Eine
Beschränkung
der dargestellten Ausführungsform
des Kanals ist, daß die
Gruppen von Verzögerungsleitungen 10, 14 nach
dem Sperren des Zählers 12 weiter
funktionieren. Dies bedeutet, daß die Schaltung erst dann zurückgesetzt
wird, wenn die Verzögerungsleitungen 10, 14 jeden
Verzögerungswert
durchlaufen haben. Dieses Problem könnte überwunden werden, indem eine
Rücksetzfunktion
in die Verzögerungsleitungen
eingeführt
wird, entweder direkt oder durch Trennen der Stromversorgung von
der gesamten Schaltung. Alternativ könnte eine große Anzahl
von Verzögerungsleitungsgruppen
mit dem gleichen Satz von Verzögerungen
so eingerichtet werden, daß jedes
Eingangsereignis den Betrieb einer neuen Gruppe auslöst.
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Obwohl
die Gruppen von Verzögerungsleitungen 10, 14 Verzögerungsleitungen
enthalten, die in einer linearen Folge angeordnet sind, ist es eine
einfache Sache, sie durch eine nichtlineare Folge von Verzögerungsleitungen
auszutauschen.
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3 zeigt
eine erfindungsgemäße Zweikanalspeicherschaltung.
Ausgezogene Linien in 3 kennzeichnen einen ersten
Kanal der Schaltung, und gestrichelte Linien kennzeichnen einen
zweiten Kanal der Schaltung. Nachstehend wird die Funktionsweise
der in 3 dargestellten Schaltung beschrieben.
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Ein
durch eine Erkennungselektronik (nicht dargestellt) erfaßtes Ereignis
bewirkt, daß ein
Signal zu einem Eingang 15 der Schaltung übertragen
wird. Das Signal kann durch ein NICHT-Gatter 16 oder eine
andere Schaltung invertiert werden. Das Eingangssignal wird die
Konfiguration einer Flip-Flop-Schaltung modifizieren, was in dem
in 3 dargestellten Beispiel dazu führt, daß ein erster
Ausgang 18 des Flip-Flops 17 auf H
schaltet und ein zweiter Ausgang 19 des Flip-Flops 17 auf
L schaltet.
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Wenn
der erste Ausgang 18 des Flip-Flops 17 auf H steht,
beginnt ein erster nichtlinearer Taktgeber 20 (wie zum
Beispiel in Verbindung mit den 1 und 2 beschrieben),
Taktimpulse zu erzeugen. Die Taktimpulse werden durch einen ersten
Zähler 21 akkumuliert
bzw. aufsummiert.
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Gleichzeitig
mit dem Beginn der Erzeugung von Taktimpulsen durch den ersten nichtlinearen
Taktgeber 20 hört
ein zweiter nichtlinearer Taktgeber 22 mit der Zählung auf
und wird zurückgesetzt.
Ein in einem zweiten Zähler 23 gespeicherter
Wert, welcher der Anzahl der durch den zweiten Taktgeber 22 emittierten
Taktimpulse entspricht, wird in eine erste Durchlaufspeicherschaltung 24 (FIFO-Speicher)
eingelesen, aus der sie in einen Computerspeicher eingelesen wird.
Eine Verzögerungsschaltung 25 gewährleistet,
daß sich
der zweite Zähler 23 stabilisiert
hat, bevor sein Inhalt zu dem FIFO-Speicher 24 übertragen
wird. Eine weitere Verzögerungsschaltung 26 kann
verwendet werden, um sicherzustellen, daß der FIFO-Speicher 24 nicht
versucht, Daten zu dem Computerspeicher zu übertragen, bis eine vorgegebene
Zeit seit der vorhergehenden Übertragung
vom FIFO-Speicher 24 abgelaufen ist oder ein Signal vom
Computer empfangen wird, das anzeigt, daß dieser zum Empfang von Daten
bereit ist. Ein alternatives Verfahren zur Erzeugung einer Verzögerung zwischen
Datenübertragungen
vom FIFO-Speicher 24 ist die Verwendung eines UND-Gatters 27,
das mit einem geeigneten Taktgeber 28 verbunden ist.
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Der
FIFO-Speicher 24 wird zurückgesetzt, nachdem er den Inhalt
des zweiten Zählers 23 gelesen
hat. In die Rücksetzung
kann eine Verzögerung
(nicht dargestellt) eingebaut werden, um sicherzustellen, daß sich der
FIFO-Speicher 24 stabilisiert hat, bevor er zurückgesetzt
wird.
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Durch
die Erfassung eines nachfolgenden Ereignisses durch die Erkennungselektronik
(nicht dargestellt) wird ein zweites Eingangssignal erzeugt, das
bewirkt, daß der
zweite nichtlineare Taktgeber 22 und der zweite Zähler 23 aktiviert
werden, während
der erste nichtlineare Taktgeber 20 deaktiviert wird und
der Inhalt des ersten Zählers 21 zu
einem ersten FIFO-Speicher 29 und weiter zu dem Computerspeicher übertragen wird.
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Beim
Auslesen können
die FIFO-Speicher 24, 29 Daten vor deren Übertragung
in den Computerspeicher zu geeigneten Logikfiltern oder anderen
Schaltungen 30 übermitteln.
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Man
wird erkennen, daß die
Verwendung von zwei Kanälen,
jeweils mit einem separaten linearen Taktgeber 20, 22,
die Messung von sehr kurzen Zeitverzögerungen zwischen zwei benachbarten
Ereignissen ermöglicht.
Wenn nur ein einziger Taktgeber benutzt würde, dann wäre die Verzögerung, die zum Lesen des Inhalts
eines Zählers
und zu dessen Rücksetzung
erforderlich ist, eine "Totzeit", während der
keine Erfassung von Ereignissen stattfinden könnte. Dagegen wird durch Verwendung
von zwei Kanälen
die auflösbare
Zeitverzögerung
zwischen zwei benachbarten Ereignissen durch die Ansprechzeit des
Detektors (nicht dargestellt) und die Schaltgeschwindigkeit des
Flip-Flops 17 zwischen den Ausgängen 18, 19 begrenzt.
Die Bandbreite der Erkennungselektronik (nicht dargestellt) kann
so eingestellt werden, daß sie
gleich der Schaltgeschwindigkeit des Flip-Flops 17 ist,
um sicherzustellen, daß die
zwei Ereignisse nicht während
einer Zeitspanne erfaßt werden
können,
die kürzer
ist als die Auflösung
der Speicherschaltung.
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Die
Vorrichtung ist insofern beschränkt,
als ein drittes Ereignis, das sehr schnell nach den beiden benachbarten
Ereignissen eintrifft, nicht erfaßt wird, da keiner der beiden
Kanäle
rekonfiguriert worden ist. Der Schaltung von 3 können mehr
Kanäle
hinzugefügt
werden, um die Erfassung einer eng beabstandeten Serie von drei
oder mehr Ereignissen zu ermöglichen.
Wenn nur zwei Kanäle
verwendet werden, kann ein taktgesteuertes Additionsfreigabesignal
(nicht dargestellt) an dem Flip-Flop 17 eingeführt werden,
um sicherzustellen, daß ein
drittes Ereignis kein Umschalten des Flip-Flops 17 bewirkt,
bevor ein Kanal zurückgesetzt
wird und bereit zur Aufzeichnung eines Ereignisses ist. Die Additionsfreigabe
könnte
durch eine Verzögerung
und einen Zwischenspeicher von dem Flip-Flop 17 zu einem
letzten Kanal 18, 19 aktiviert werden. Falls der
Speicherpuffer erheblich niedriger ist als der Betrieb der Schaltung,
könnte
der Ausgang von jedem Kanal zum Puffer auch zu mehreren parallelen
Puffern multiplexiert werden.
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Zu
beachten ist, daß in
vielen Situationen die Impulsankunftsverteilung gemäß einer
Poisson-Verteilung,
Bose-Einstein-Verteilung oder ähnlichen
gut verstandenen Modellen modelliert werden kann. Es ist zwar unter
Umständen
wichtig, daß irgend
zwei Photonen mit hoher Zeitauflösung
voneinander unterschieden werden können, aber die Wahrscheinlichkeit
von mehreren Photonen innerhalb einer kurzen Verzögerung nimmt mit
der Photonenzahl erheblich ab. Daher kann ein System, das zwei Photonen
mit einer Auflösung
N auflösen kann,
aber eine Totzeit von (beispielsweise) 10 N vor dem dritten Photon
aufweist, von erheblichem Nutzen sein.
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Die
Erfindung eignet sich besonders gut für die Messung spärlicher
Daten. Wenn die mittlere Ankunftsrate von Daten, die durch eine
Detektionseinrichtung erfaßt
werden sollen, kleiner ist als die Abtastrate der Detektionseinrichtung,
werden die Daten als spärlich
bezeichnet. In vielen Fällen
kann die Differenz zwischen der Abtastrate und der Datenankunftsrate
viele Größenordnungen
betragen. Spärliche
Daten sind auf herkömmliche
Weise schwer zu speichern und/oder zu analysieren, da die überwältigende
Mehrheit der Daten wenig oder gar keine Information enthält (d. h.
das Signal kann zu 99,99% aus Nullen bestehen) und die herkömmliche
Speicherung solcher Daten besonders unwirtschaftlich ist.
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Die
erfindungsgemäße Zeitmeßschaltung
ist mit zwei, drei, vier oder mehr Kanälen ausgestattet, je nach der
Verteilung der zu erfassenden Daten. Falls zum Beispiel die Wahrscheinlichkeit
für das
Eintreffen von zwei Photonen innerhalb einer Kanalrücksetzperiode
klein und die Wahrscheinlichkeit für das Eintreffen von drei Photonen
innerhalb einer Kanalrücksetzperiode
verschwindend klein ist, dann ist eine erfindungsgemäße Zeitmeßschaltung
mit zwei Kanälen
erforderlich. Wenn die Wahrscheinlichkeit für das Eintreffen von drei Photonen
innerhalb einer Kanalrücksetzperiode
signifikant ist, dann sollte eine erfindungsgemäße Zeitmeßschaltung mit drei Kanälen benutzt
werden, und so weiter.
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Zu
beachten ist, daß durch
Verwendung einer Zeitmeßschaltung
mit mehr als der notwendigen Anzahl von Kanälen kein Leistungsverlust entsteht.
Falls beispielsweise eine Zeitmeßschaltung mit zwei Kanälen erforderlich
ist, funktioniert eine Zeitmeßschaltung
mit vier Kanälen
ebenso gut. Der einzige Nachteil ist die zusätzliche Komplexität und daher
die zusätzlichen
Kosten der Vierkanalschaltung gegenüber der Zweikanalschaltung.
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Da
die Erfindung eine nichtlineare Zeitmessung von Ereignissen bietet,
ist die Größe der während der Messung
erzeugten Zahlen minimal. Dies ist besonders vorteilhaft, wenn die
Erfindung benutzt wird, um Ereignisse mit spärlicher Datenverteilung zu
erfassen, da die zwischen Ereignissen verstrichene Zeit sehr lang sein
kann und die Verwendung eines linearen Taktgebers zur Erzeugung
sehr großer
Zahlen führen
würde, was
für die
Geschwindigkeit der Messung nachteilig wäre. Zum Beispiel weist die
in 3 dargestellte Schaltung zwei FIFO-Speicher 24, 29 auf,
von denen jedesmal, wenn ein Zeitmeßkanal zurückgesetzt wird, Daten zu einem
Speicher übertragen
werden. Die Kanalrücksetzzeit
wird in hohem Maße
durch die Zeit bestimmt, die zum Auslesen von Daten aus den FIFO-Speichern 24, 29 und
zu deren Rücksetzung
benötigt
wird. Wenn ein linearer Taktgeber zu verwenden wäre, dann wäre die zur Übertragung der resultierenden
sehr großen
Zahlen aus den FIFO-Speichern 24, 29 zu dem Speicher
benötigte
Zeit beträchtlich,
und die Kanalrücksetzzeit
wäre entsprechend
groß.
Die Verwendung der nichtlinearen Taktgeberanordnung ermöglicht daher,
daß die
Kanalrücksetzzeit
minimal gehalten wird, wodurch die Auflösung der Zeitmeßschaltung
maximiert wird.
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Bei
der Messung von Ereignisverteilungen (oder Impulsbreiten), die immer
einen minimalen Abstand aufweisen (d. h. sie variieren zwischen
X und Y, und X ist niemals gleich null) kann eine Verzögerungsleitung mit
dem Wert X in das Flip-Flop 17 der in 3 dargestellten
Ausführungsform
eingebaut werden, um sicherzustellen, daß der entsprechende Taktgeber 20, 22 bzw.
Zähler 21, 23 erst
nach Ablauf der Zeit X aktiv ist. Dadurch wird sichergestellt, daß nur Signale,
die Informationen enthalten, gemessen werden, wodurch der Bereich
der Speicherschaltung vergrößert wird.
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Zu
beachten ist, daß eine
Speichereinrichtung direkt hinter den Zählern 21, 23 angeschlossen
werden könnte,
aber daß keine
Datenkompression erfolgen würde,
da jeder Zeitabstand zwischen Ereignissen noch immer durch eine
Binärzahl
von vorgegebener Länge
dargestellt werden müßte. Eine
Nachschlagetabelle (wie weiter unten in Tabelle 1 veranschaulicht)
könnte
benutzt werden, um die zur Darstellung der Binärzahl erforderliche Bitzahl
vor der Speicherung in einem Computer zu verringern.
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Informationsverlust
in der Zeitmeßschaltung
gemäß 3 tritt
nur bei längeren
Impulsankunftszeiten auf. Bei vielen Anwendungen wird den von diesen
erzeugten endgültigen
Datenpunkten (den langen Abklingzeiten in der Korrelation) bei der
Analyse ein geringeres Gewicht gegeben, da diese, wenn sie als Prozentsatz ihrer
Größe ausgedrückt werden,
einen größeren Fehler
aufweisen. Ferner nimmt in vielen Fällen die Änderungsgeschwindigkeit der
Korrelationskurvenform in längeren
Zeitmaßstäben ab,
so daß Daten,
die lange Verzögerungen
zwischen Ereignissen repräsentieren,
auch weniger Information enthalten.
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Die
in Bezug auf 3 beschriebene Schaltung kann
an den Betrieb bei Häufigkeiten
angepaßt
werden, die normalerweise wegen einer endlichen Impulsbreite des
Ausgangssignals der Detektorelektronik ausgeschlossen wären (dies
läßt sich
nur erreichen, wenn die Geschwindigkeit der Taktgeber 20, 22 wesentlich höher ist
als die Impulsbreite der Detektorelektronik).
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Die
Detektorelektronik wird so modifiziert, daß ein Ereignis an einem von
zwei Detektoren (nicht dargestellt) eintrifft. Das Flip-Flop 17 wird
aus der Schaltung entfernt. Es wird veranlaßt, daß eine Vorderflanke eines Ausgangssignals
vom ersten Detektor als Reaktion auf ein eintreffendes Ereignis
den ersten Zähler 21 startet,
während
der zweite Zähler 23 gestoppt
und gelesen wird. Ein am zweiten Detektor eintreffendes, nachfolgendes
Ereignis erzeugt ein Ausgangssignal von diesem Detektor, wobei veranlaßt wird,
daß dessen
Vorderflanke den ersten Zähler 21 stoppt,
diesen Zähler
ausliest und den zweiten Zähler 23 startet.
Auf diese Weise startet ein Signal, das einem Ereignis am ersten
Detektor entspricht, eine Zählung,
die durch ein Signal gestoppt wird, das einem nachfolgenden Ereignis
am zweiten Detektor entspricht. Die kürzeste auflösbare Zeit zwischen diesen
zwei Ereignissen ist ausschließlich
von den Schwankungszeiten der Detektoren und nicht von den Impulsbreiten
der Detektoren abhängig.
Zu beachten ist jedoch, daß die
kürzeste
Zeit zwischen drei oder mehr Ereignissen von der Impulsbreite der
Detektorausgangssignale abhängig
bleibt.
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Im
Anschluß an
ein am ersten Detektor eintreffendes Ereignis mißt die Schaltung weiter die
verstrichene Zeit, bis ein Ereignis am zweiten Detektor eintrifft.
Ein dazwischenliegendes Ereignis, das während dieser Zeit am ersten
Detektor eintrifft, hat keine Auswirkung. Daher vermindert sich
die Anzahl der durch die Schaltung zeitlich gemessenen Ereignisse
im Mittel um 50%. Dies kann jedoch als Vorteil der Erfindung gesehen werden,
da es den Effekt der Nachimpulserzeugung des Detektors vermindert,
das heißt
eines Falschsignals, das durch einen Detektor zu einer charakteristischen
Zeit nach Erfassung eines eintreffenden Ereignisses erzeugt wird
(die Nachimpulserzeugung ist besonders in Photonendetektoren vorherrschend).
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Zu
beachten ist, daß Halbleiterdetektoren
infolge von "Fangstellen", die durch Verunreinigungen
und Oberflächendefekte
verursacht werden, an Nachimpulserzeugung leiden, während Photonenvervielfacherröhren (PMT)
wegen Ionisation von Verunreinigungen an Nachimpulserzeugung leiden.
Die zugrunde liegenden Prinzipien der Nachimpulserzeugung in diesen
beiden Detektortypen beruhen daher auf unterschiedlichen physikalischen
Phänomenen,
und im Grunde genommen sind ihre charakteristischen Nachimpulssignaturen verschieden.
Falls zwei Detektoren eines Typs verwendet werden, enthält eine
Korrelation (oder andere Kombination) von Signalen, die durch die
beiden Detektoren erfaßt
werden, ein durch Nachimpulserzeugung verursachtes Artefakt. Dieses
Artefakt kann eine signifikante Verzerrung der Korrelation verursachen.
Wenn dagegen zwei Detektortypen eingesetzt werden, enthält eine
Korrelation von Signalen statistisches Rauschen, das durch Nachimpulserzeugung
an jedem Detektor verursacht wird. Das statistische Rauschen hat
keine signifikante Auswirkung auf die Korrelation, und eine Verzerrung
der Korrelation wird vermieden.
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Durch
Kühlung
kann die Stärke
der Nachimpulserzeugung in einem Halbleiterdetektor vermindert und ihr
Zeitmaßstab
vergrößert werden.
Die Signatur einer Photonenvervielfacherröhre (PMT) und die Signatur
eines Halbleiterdetektors, zum Beispiel einer Lawinenphotodiode,
können
daher durch Steuerung der Temperatur der Lawinenphotodiode von Grund
auf unterschiedlich gestaltet werden. Die Verwendung eines Detektors mit
einer Photonenvervielfacherröhre
(PMT) und einer Photodiode ermöglicht
daher die Beseitigung von Nachimpulseffekten und die Unterdrückung von
anderem Rauschen, das nicht von einem eintreffenden Erignis herrührt, das
an einem geteilten Detektor ankommt.
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Ein
zusammenwirkender Detektor gemäß der obigen
Beschreibung kann in jeder geeigneten Anwendung eingesetzt werden,
und es können
andere Parameter als die Temperatur benutzt werden, um die Differenz
zwischen der charakteristischen Rauschsignatur der Detektoren zu
vergrößern.
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Falls
zwei oder mehr parallele Datenpuffer pro Detektor vorhanden sind,
würde ein
einfacher Schalter ermöglichen,
den Schaltungsbetrieb von einer Anordnung, die Nachimpulse minimiert
und die Zeitauflösung maximiert,
zu einer Anordnung umzuschalten, die zwei Signale völlig unabhängig messen
kann.
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4 zeigt
einen Kanal einer Zeitmeßschaltung,
die einen Multiplexer enthält.
Der Kanal weist einen Zähler 31 auf,
der mit einem Zwischenspeicher 32 und einem Taktgeber 33 und über eine
Reihe von Ausgangsleitungen (nicht dargestellt) mit einem Multiplexer 34 verbunden
ist, der mit einer Reihe von Ausgangszählern 35 verbunden
ist.
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Ein
an einem Eingang des Zwischenspeichers 32 eintreffendes
Ereignis schaltet einen ersten Ausgang 36 des Zwischenspeichers 32 auf
H und ermöglicht,
daß der
Zähler 31 Taktimpulse
vom Taktgeber 33 zu akkumulieren bzw. summieren beginnt.
Ein nachfolgendes Ereignis schaltet einen zweiten Ausgang 37 des Zwischenspeichers 32 auf
H, sperrt die Inkrementierung des Zählers 31 und veranlaßt, daß der Multiplexer 34 den
Inhalt eines Ausgangszählers 35 inkrementiert.
Nach einer geeigneten Verzögerung,
die durch eine Verzögerungsschaltung 38 festgelegt
wird, wird der Zähler 31 zurückgesetzt.
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Die
Arbeitsweise des Multiplexers 34 wird durch die Art ihrer
Verbindung mit den vom Zähler 31 ausgehenden
Ausgangsleitungen bestimmt. Zum Beispiel könnten die Ausgangsleitungen
so angeordnet sein, daß der
Multiplexer 34 als Reaktion ausschließlich auf das höchstwertige
Bit einer im Zähler 31 gespeicherten Zahl
einen Ausgangszähler 35 inkrementiert.
Dies kann erfolgen, indem eine erste Multiplexerausgangsleitung mit
einem ersten Zähler,
eine zweite und eine dritte Multiplexerausgangsleitung mit einem
zweiten Zähler,
eine vierte, fünfte,
sechste und siebente Multiplexerausgangsleitung mit einem dritten
Zähler
usw. verbunden werden.
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Für die oben
beschriebene Anordnung des Multiplexers 34 empfängt der
erste Ausgangszähler
nur dann ein Signal, wenn zwei Ereignisse um einen einzigen Taktimpuls
und nicht um 1, 3, 5, 7 usw. Taktimpulse voneinander beabstandet
sind, wie das für
gewöhnliche
Binärzählung der
Fall ist. Daher braucht der erste Ausgangszähler keine großen Zahlen
zu akkumulieren und wird nicht schnell gesättigt.
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Zu
beachten ist, daß die
Datenkompression für
die Zähler,
welche die schnellsten Ereignisse messen, besonders effektiv ist.
Diese Zähler
müssen
mit hoher Geschwindigkeit arbeiten und sind folglich teuer. Die Datenkompression
vermindert die Anzahl von Ereignissen, die durch die schnellen Zähler zu
speichern sind.
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Die
in 4 dargestellte Schaltung eignet sich zur Verwendung
in Verbindung mit der Speicherung von Zeitverteilungen zwischen
Ereignissen.
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5 zeigt
einen Kanal einer Zeitmeßschaltung,
die verwendet werden kann, um eine Ereignisankunftsverteilung mit
Hilfe einfacher Zwischenspeicher und logischer NICHT-Gatter auf
eine Codierung mit höchstwertigen
Bits (MSB-Codierung) zu komprimieren. Der Kanal weist einen Taktgeber 40 auf,
der einen linearen Zähler 41 programmiert,
der mit einer Reihe von Zwischenspeichern 42 verbunden
ist. Zahlen vom Zähler 41 werden
in binärer
Form zu den Zwischenspeichern 42 übertragen, und ein Ausgangssignal
vom Zähler,
das die lineare Folge 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9 repräsentiert,
wird durch die Ausgangsleitungen der Zwischenspeicher 42 in
Form von 1, 3, 3, 7, 7, 7, 7, 15, 15, 15, 15 (d. h. die Ausgangsleitung
des höchstwertigen
Bits) gehalten.
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Ein
Logikchip 43 ist mit den Ausgangsleitungen der Zwischenspeicher 42 verbunden,
so daß als
Reaktion auf die Ausgangsleitungen der Zwischenspeicher 42 vier
Ausgänge 44 des
Logikchips 43 wie folgt inkrementiert werden:
Ausgang
1 = {1} NICHT {2}
Ausgang 2 = {2} NICHT {4}
Ausgang 3
= {4} NICHT {8}
Ausgang 4 = {8} NICHT {Ausgang 5}
Ausgang
5 = wird nachstehend diskutiert
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Ausgang
5 steht bei einem Ausgangssignal 0000 vom Zähler 41 auf H und
bei allen anderen Ausgangssignalen auf L. Ausgang 5 ist über ein
NICHT-ODER- bzw. NOR-Gatter 45 mit einem ersten Eingang
zu einem UND-Gatter 46 verbunden. Der zweite Eingang zu
dem UND-Gatter 46 ist ein verzögerter Anschluß von einem
Triggerflipflop (nicht dargestellt). Dadurch wird verhindert, daß ein Ausgang 47 von
dem UND-Gatter innerhalb eines einzigen Taktimpulses auf H schaltet.
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Eine
Kaskade von kleineren Zählern
(nicht dargestellt), die in Reihe geschaltet sind, würde ein Äquivalent
zu dem Zähler 41 bieten.
Die Kaskade wäre
so angeordnet, daß ein
zweiter Zähler
messen würde,
wie oft das höchstwertige
Bit in einem ersten Zähler
aufgetreten ist. Nur der erste Zähler
müßte mit
der maximalen Taktfrequenz arbeiten, der zweite Zähler müßte mit
der folgenden Rate bzw. Geschwindigkeit arbeiten:
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Die
Zählerkaskade kann entweder für Überlauf
eingerichtet werden, oder alternativ könnte die Folge 1111 als Rücksetzwert
benutzt und beim Betrachten der Daten die Rücksetzzeit zum höchstwertigen
Bit hinzugefügt werden.
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Es
sind viele Zählerschaltungen
verfügbar,
die direkt in Kaskade geschaltet werden können. Falls dies wegen der
Verwendung unterschiedlicher Typen/Geschwindigkeiten von Zählern nicht
zweckmäßig ist,
würde ein
Flip-Flop an dem Ausgang (höchstwertiges
Bit), der an einen nachfolgenden Zähler angeschlossen ist, einen ähnlichen
Effekt erzeugen. Wenn man mehr als ein Flip-Flop zwischen den Zählern arbeiten
läßt, würde dies
eine weitere Dehnung der Impulsabstände ermöglichen – unter Verwendung der gleichen
Zähleranschlußstifte.
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Der
in 5 dargestellte Kanal eignet sich zur Verwendung
in Verbindung mit der Speicherung eines Datenstroms, der eine Reihe
von Ereignissen repräsentiert,
die durch eine variable Verzögerung
voneinander getrennt sind.
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6 zeigt
einen Kanal einer Zeitmeßschaltung,
welche die Umwandlung einer MSB-Codierung in eine nichtlineare Impulsfolge
ermöglicht,
die sich für
die Speicherung eines Impulsstroms eignet. Dies ermöglicht sowohl
die Echtzeit-Information über
Impulsankunftsverteilungen als auch die Speicherung von nichtlinearen
Impulsströmen.
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Ausgangsleitungen
von einer Reihe von Zwischenspeichern oder einem linearen Zähler, wie
in Bezug auf 5 diskutiert, werden als Eingänge 48a–d mit einer
Anordnung von Logikgattern verbunden. Ein erster Eingang 48a ist
mit einem UND-Gatter 49 verbunden, ein zweiter Eingang
ist über
ein NICHT-Gatter 50 mit dem
gleichen UND-Gatter 49 verbunden, Wenn der erste Eingang 48a auf
H geschaltet wird, steht der zweite Eingang 48b auf L,
und ein Ausgang 51 des UND-Gatters 49 steht auf
H.
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Wenn
der zweite Eingang 48b auf H geschaltet wird, schalten
der Ausgang 51 und das UND-Gatter 49 sofort auf L.
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Der
zweite Eingang 48b ist über
eine Verzögerungsschaltung 52 mit
einem zweiten UND-Gatter 53 verbunden. Wenn der zweite
Eingang 48b auf H schaltet, geht ein Ausgang 54 vom
zweiten UND-Gatter nach einer durch die Verzögerungsschaltung 52 auferlegten
Verzögerung
auf H. Der Ausgang 54 vom zweiten UND-Gatter bleibt auf
H, bis ein dritter Eingang 48c auf H schaltet.
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Die
Verzögerungsschaltungen 48 bewirken
die Vorgabe einer Zeitspanne, in der keine Ausgangsleitung auf H
steht. Die Logikgatter wandeln auf diese Weise eine Reihe von H-Eingängen 48a, 48b, 48c, 48d in eine
Impulsreihe an Ausgangsleitungen 51a, 51b, 51c, 51d um.
Die Ausgangsleitungen 51a–d werden mit Hilfe eines ODER-Gatters 54 zu
einer einzigen Ausgangsleitung 53 kombiniert.
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Die
Breiten bzw. Dauern der durch die Schaltung erzeugten Impulse nehmen
mit der Zeit zu, wenn die Eingänge 48a–d mit Ausgängen der
in 5 dargestellten Schaltung verbunden sind. Zum
Einstellen der Impulsdauern auf einen konstanten Wert kann ein selbstrücksetzendes
Flip-Flop (nicht dargestellt) verwendet werden.
-
Der
in 6 dargestellte Kanal eignet sich zur Verwendung
in Verbindung mit der Speicherung eines Datenstroms, der eine Reihe
von Ereignissen repräsentiert,
die durch eine variable Verzögerung
voneinander getrennt sind.
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In
jeder der Schaltungen, die oben in Bezug auf die 1 bis 6 beschrieben
wurden, kann ein durch die Erfindung verwendeter linearer Taktgeber
so eingestellt werden, daß er
die Wahl einer erforderlichen Zeitauflösung mittels der Impulsfrequenz
des Taktgebers ermöglicht.
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Die
obigen Ausführungsformen
der Erfindung sind sämtlich
Digitalschaltungen. Es wird jedoch einleuchten, daß Analogschaltungen
aufgebaut werden können,
die den Digitalschaltungen äquivalent
sind. Insbesondere in Fällen,
wo digitale Taktgeber- und Zähler-Kombinationen
beschrieben werden, die nichtlinear arbeiten, zum Beispiel bei dem
Zähler,
der im Hinblick auf durch den Taktgeber erzeugte Impulse wie eine
geometrische Reihe inkrementiert, könnte eine analoge Komponente
benutzt werden, um eine Spannung bereitzustellen, die mit geometrisch
abnehmender Geschwindigkeit ansteigt.
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Eine
einfache Implementierung eines analogen nichtlinearen Taktgebers
kann unter Verwendung eines Kondensators oder einer Kombination
von Kondensatoren und anderen Komponenten bereitgestellt werden.
Die materialeigene Nichtlinearität
des Ladungsaufbaus eines Kondensators liefert eine Spannung, die
mit abnehmender Geschwindigkeit ansteigt und daher besonders für nichtlineare
Zeitmeßschaltungen
geeignet ist. Die Verwendung eines Kondensators in einer nichtlinearen
Zeitmeßschaltung
hat den zusätzlichen
Vorteil, daß die
Schaltung keinen oberen Grenzwert hat, der dazu führen könnte, daß eine Schaltung
instabil wird oder die Inkrementierung stoppt (was bei bestimmten
Digitalschaltungen auftreten kann). Die Verwendung eines Kondensators
zur Bereitstellung eines nichtlinearen analogen Zeitmessers hat
die weiteren Vorteile, daß dieser
zur Bereitstellung einer ultraschnellen Zeitmessung benutzt werden
kann und sehr kostengünstig
ist.
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Um
einen Kondensator in einer Zeitmeßschaltung zurückzusetzen,
wird der Kondensator einfach geerdet. Alternativ kann der Kondensator
an irgendeinen Zwischenwert angeschlossen werden, wodurch die Verwendung
eines ausgewählten
Bereichs der Ladungskurve eines Kondensators ermöglicht wird. Außerdem kann
eine Kondensatorzeitmeßschaltung
zurückgesetzt
werden, indem sie mit einer hohen Spannung verbunden wird; der Ladungsabfall
an dem Kondensator kann dann zur Bereitstellung der Zeitmessung
benutzt werden.
-
Obwohl
der Kondensator eine besonders gut verwendbare Komponente zur Bereitstellung
einer analogen nichtlinearen Zeitmessung ist, kann auch jede andere
Komponente oder Schaltung verwendet werden, die eine komplexe Impedanz
aufweist (wobei "komplex" imaginäre Zahlen
bezeichnet). Kondensatoren sind insofern vorteilhaft, als sie leicht
auf Halbleiterchips bereitgestellt werden können.
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Der
Wert einer aktiven Komponente, die benutzt wird, um eine analoge
Zeitmessung bereitzustellen, kann variiert werden, indem einfach
zwischen aktiven Komponenten mit unterschiedlichen Werten umgeschaltet
wird, oder indem weitere Komponenten parallel oder in Reihe zu einer
Grundkomponente geschaltet werden.
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Falls
eine analoge Zeitmeßschaltung
verwendet wird, kann es nützlich
sein, einen oder mehrere digitale Taktimpulse zu haben, die an einen
Schaltungseingang anlegt werden können, um die Schaltung in regelmäßigen Intervallen
oder automatisch vor einem oder mehreren Experimenten zu eichen.
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7 zeigt
einen Kanal einer erfindungsgemäßen Zeitmeßschaltung
mit analogen Komponenten. Der in 7 dargestellte
Kanal entspricht der in 1 dargestellten Digitalschaltung.
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Während des
Betriebs veranlaßt
ein Impuls an einer Eingangsleitung 55 die Umschaltung
eines Flip-Flops 56 und damit das Schalten des Transistors 57.
Dadurch wird eine Verbindung zwischen Ladespannungen, die mit Hilfe
eines Schalters 58 ausgewählt werden, und einer Kombination
von Kondensatoren 59 ermöglicht. Die Kondensatoren 59 werden über Schalter
verbunden, die in einem Kasten 60 des Schaltschemas dargestellt
sind, und können
einzeln, in Reihe oder parallel geschaltet werden. Ein späterer Impuls
an der Eingangsleitung 55 bewirkt wieder das Umschalten
des Flip-Flops 56, der Transistor 57 stoppt das
Aufladen der Kondensatoren 59, und ein Analog-Digital-Wandler 61 liest
eine Spannung an der im Kasten 60 des Schaltschemas dargestellten
Kondensatorschaltung aus. Nach einer Verzögerung, die durch eine Verzögerungsschaltung 62 hervorgerufen
wird, wird ein zweiter Transistor 63 geschaltet. Falls
der Transistor 63 über
einen Schalter 64 mit null Volt verbunden wird, wird die
Spannung, die an den Kondensatoren innerhalb des Kastens 60 des
Schaltschemas anliegt, auf null gesetzt. Der Schalter 64 kann
benutzt werden, um die an den Kondensatoren 59 anliegende
Spannung auf einen anderen Wert zu setzen.
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Die
untenstehende Tabelle 1 zeigt Datenkompression und Codierung für einen
nichtlinearen Taktgeber unter Verwendung einer Binärdarstellung.
Die neue Codierung selbst gilt nur für Schaltungen, die eine Speicherung
verwenden. Wenn die Impulsverteilung gemessen wird, erfordert eine
Binärzahl
von 15 Bits 15 Zähler. Die
Datenkompression tritt jedoch bei den Größen der Werte auf, die in der
RH-Spalte der unteren Zähler
gehalten werden.
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Die
erfindungsgemäße Zeitmeßschaltung
erzielt eine signifikante Echtzeit-Datenkompression bei der zur
Darstellung einer Zahl benötigten
Bitzahl. Ein 4-Bit-Speicherelement ersetzt ein 13-Bit-Speicherelement, was
eine Verkleinerung des benötigten
RAM-Speichers um einen Faktor von mehr als 3,5 in der zur Darstellung
der Verzögerung
benötigten
Bitzahl ergibt.
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Die
Speicherung des höchstwertigen
Bits einer Verzögerungszeit
erzielt eine signifikante Echtzeit-Datenkompression bei den in Zählern gespeicherten
Werten in Bezug auf schnelle Ereignisse in einer Impulsankunftsverteilung.
Die durch die Bitzahl ausgedrückte
Größe jedes
Zählers
ist unter Umständen
nicht für
jede Zählereinheit
gleich, wird aber so ausgewählt,
daß sie
am besten zu der durch die Anwendung erzeugten mittleren Impulsankunfts-Wahrscheinlichkeitsverteilung
paßt.
Die Ausgangssignale jedes Zählers
können
zu einem UND-Gatter übermittelt
werden, und dann werden diese Ausgangssignale zu einem ODER-Gatter übermittelt,
wodurch ein Ende eines Versuchssignals erzeugt wird, wenn ein erster
Zähler
gefüllt
ist. Dieser Impuls könnte
zur Übertragung
einer zu einem Puffer ausgegebenen Impulsankunftsverteilung PAD
und zum Neustart der Messung benutzt werden. Daher kann jede Messung
aus vielen kleinen Teilmessungen zusammengesetzt sein. Dies kann
in Fällen,
wo Zähler
mit sehr hoher Geschwindigkeit (und daher niedriger Bitzahl) erforderlich sind
und/oder wo Rauschen vorhanden ist, von besonderem Nutzen sein,
wobei die Teilexperimente eine Mittelung und das Aussondern von
verzerrten Informationen ermöglichen.
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Die
oben eingeführte
MSB-Kompression kann in Verbindung mit der Kompression zur RAM-Speicherung benutzt
werden. In 7 sind aus dem Analog-Digital-Wandler 61 ausgegebene
Daten bereits komprimiert, so daß die Daten, die von binärem, dezimalem
oder irgendeinem anderen Format sein können, direkt zum RAM übermittelt
werden können.
Eine Reihe von Zählern,
die den Speicher ersetzen oder in Verbindung damit arbeiten, können dann
eine Impulsankunftsverteilung messen und dabei eine MSB-Kompression ausführen.
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Ein
Beispiel wären
die Zahlen 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, die bei der Ausgabe aus dem Analog-Digital-Wandler Verzögerungen
von 1, 2, 7, 15, 31, 63, 127 Zeitperioden darstellen können. Endzähler können zur
Anwendung einer weiteren Kompression auf eine Impulsankunftsverteilung
verwendet werden, die Zeitzonen für 1, 2, 15, 127 Zeitperioden
ergibt. Dies kann besonders nützlich
sein, da eine hochkomprimierte Echtzeit-Impulsankunftsverteilung
mit niedriger Bitzahl benutzt werden kann, um zu entscheiden, ob 'korrelierbare' Daten vorhanden
sind, und daher, ob die gespeicherten Daten eine Analyse wert sind.
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Bei
bestimmten Anwendungen (zum Beispiel analogen Fluoreszenzabklingzeitmessungen
mit Verwendung einer Impulsquelle) approximiert ein Datenstrom keine
Zufallsverteilung, sondern bildet vielmehr Blöcke von H- und L-Zuständen mit
der Tendenz, sequentiell aufeinander zu folgen. In diesem Fall kann
die Zeit zwischen Zustandsänderungen
(d. h. von L nach H und von H nach L) gemessen werden. Eine Messung
dieser Art kann als Zustandsänderungstriggerung
bezeichnet werden und ist dem Fachmann bekannt. Man wird erkennen,
daß die
erfindungsgemäße nichtlineare
Zeitmeßschaltung
so konfiguriert werden kann, daß sie
durch Zustandsänderungstriggerung
Zeitmeßdaten
liefert. Zum Beispiel kann ein Analogsignal über einen Schwellwert digitalisiert
werden, der zu Digitalisierungspegeln führt, die als Zustandsänderungsinformationen
betrachtet werden können.
Diese Informationen können
dann unter Verwendung der erfindungsgemäßen nichtlinearen Zeitmeßschaltung
gemessen werden. Die Anregung kann zwar impulsförmig sein, aber in Fällen, wo
mehrere Impulse durch die eine Anregung erzeugt werden und/oder
wo die Probe in regelmäßigen Intervallen
neu angeregt wird und die Anregung selbst einen Datenimpuls erzeugt,
kann der Datenstrom dann als kontinuierlich angesehen werden.
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Die
Erfindung ermöglicht
eine Echtzeitanalyse von Signalen bis zu GHz-Frequenzen.
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Die
Erfindung wird in Bezug auf Messungen der Zeit zwischen Ereignissen
beschrieben. Diese Ereignisse können
Impulse von gleichartiger Breite oder Impulse von veränderlicher
Breite sein. Alternativ könnte die
Erfindung zur Messung der Breite bzw. Dauer von Impulsen oder anderen
Ereignissen benutzt werden.
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Die
Erfindung beschreibt zwar die Verwendung der Schaltungen zur Messung
der Zeit zwischen Ereignissen auf nichtlineare Weise, aber es ist
zu beachten, daß einer
alternative Konfiguration der Erfindung so eingerichtet werden könnte, daß sie auf
nichtlineare Weise die Anzahl von Ereignissen zählt, die innerhalb einer gegebenen
Zeitspanne auftreten.
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Die
Erfindung kann so konfiguriert werden, daß ein erstes erfaßtes Ereignis
als Auslöser
wirkt, der die Speicherung von nachfolgenden erfaßten Ereignissen
initiiert. Die Ereignisse können
Impulse sein, die von einer einzigen Quelle emittiert werden, oder
Impulse, die von zwei oder mehr getrennten Quellen emittiert werden.
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Bei
vielen Anwendungen, wo Analogsignale gemessen werden, läßt sich
die Erfindung anwenden, wenn die Signale durch Reduktion der Signalstärke digitalisiert
werden, um sicherzustellen, daß nur
einzelne Quanten erfaßt
werden, und/oder durch Verwendung eines Komparators. Bei anderen
Anwendungen kann die Schaltung neben einem Digital-Analog-Wandler
arbeiten, der die Messung der Impulsankunftszeit (oder der Impulsbreite)
und der Impulshöhe
(oder des Quotienten Impulsfläche/-steilheit
unter Verwendung von Integrations- oder Differentiationsschaltungen)
ermöglicht.
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Falls
die Erfindung für
die Echtzeit-Aufzeichnung von Ereignisverteilungen eingesetzt wird,
reduziert eine nichtlineare Messung von Zeiten zwischen Daten die
Anzahl der Zählwerte,
die in Zählern
gespeichert sind, die für
die schnellsten Ereignisse benutzt werden. Dies ist praktisch eine
alternative Form der Datenkompression (im Gegensatz zur Datenkompression
durch Verminderung der zur Darstellung eines Ereignissstroms benötigten Bitzahl).
Die Kompression der Anzahl der Zählwerte
in Zählern,
die für
die schnellsten Ereignisse benutzt werden, gewährleistet, daß diese
Zähler
nicht schnell gesättigt
werden (im Gegensatz zur Kompression der zur Darstellung einer Zahl
benötigten
Datenbitzahl, durch die eine zur Speicherung der Zahl benötigte RAM-Menge
vermindert wird).
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Die
Erfindung zeigt Methoden der Echtzeitcodierung/-decodierung zwischen
der Kompression bezüglich
der Datenbitzahl, der Kompression bezüglich der Impulsverteilung
und der linearen Binärdarstellung
unter Verwendung von Nachschlagetabellen (LUT) oder anderer äquivalenter
Logikschaltungen.
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Die
Erfindung kann auf jedem Gebiet von Nutzen sein, wo ein Datenstrom
analysiert werden muß und die
mittlere Datenflußrate
pro Taktzyklus kleiner als 0,5 ist.
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Die
Verwendung einer externen Triggerleitung zum ersten Kanal, so daß die Zeitmessung
nach einem Triggerimpuls beginnt oder durch einen Triggerimpuls
aktiviert, aber nicht gestartet wird, würde eine Verwendung der Schaltung
bei Anwendungen ermöglichen,
wo eine gepulste Quelle benutzt wird. Wenn zum Beispiel bei der
zeitaufgelösten
Fluorimetrie bzw. Fluoreszenzanalyse der Takt 0 durch die abfallende
Flanke des Quellenimpulses getriggert wird, erfassen die nachfolgenden
Kanäle
die Zeit zwischen emittierten Fluoreszenzphotonen. Wenn alle Kanäle getriggert
worden sind, wird die Schaltung zum ersten Kanal in Bereitschaft
für den nächsten Laserimpuls
zurückgesetzt.
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Um
den Betrieb der Zeitmeßschaltung
zu beenden, kann ein Komparator benutzt werden. Zum Beispiel könnte in
einer Einkanal-Zeitmeßschaltung,
welche die zeitaufgelöste
Fluoreszenz mißt,
ein Taktimpuls durch eine abfallende Flanke eines eintreffenden
Laserimpulses getriggert und gestoppt werden, wenn die erfaßte Fluoreszenz
unter einen am Komparator voreingestellten kritischen Wert abgefallen
ist.
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Die
Schaltung kann als schnelle Datenerfassungsmethode genutzt werden.
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In 8 ist
eine Signalaufbereitungsvorstufe für eine erfindungsgemäße Zeitmeßschaltung
dargestellt. Die Vorstufe enthält
mögliche
Vorverarbeitungsfunktionen für
die Impulserzeugung vor dem nichtlinearen Teil der Zeitmeßschaltung.
Sechs Eingänge
sind dargestellt, wobei der oberste Eingang 65 eine Triggerfieigabe
ist; ein Signal auf diesem Kanal aktiviert das UND-Gatter 66,
um eine Impulsausgabe zuzulassen. Diese Schaltung läßt sich
kurzschließen,
indem ein Schalter 67 mit einer oberen Spannungsleitung 68 verbunden wird.
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Der
nächste
Eingang 69 ist ein Triggereingang; ein Impuls auf dieser
Leitung aktiviert ein ODER-Gatter 70 und
erzeugt einen Impuls, vorausgesetzt, daß der Freigabe-Eingang 65 auf
H steht oder kurzgeschlossen ist.
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Ein
Standard-Gleichstromeingang 71 tritt in einen Multiplexer 72 ein
und gelangt zu einem Komparator 73, der ein Zweipegelkomparator 74 sein
kann. Der resultierende Impuls kann in Abhängigkeit von der Schalterstellung 77 durch
einen Inverter 75 invertiert werden oder direkt zu einer
N-Schaltung 76 gelangen. Die N-Dividierschaltung 76 kann
nötigenfalls
als Vorteiler eingesetzt werden.
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Der
Multiplexer 72 kann gleichfalls einen getrennten Gs-Eingang
in Form eines Optokopplers 78 oder auf andere Weise aufweisen.
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Falls
das Signal und/oder der Detektor in einem bestimmten Abstand von
der Schaltung erzeugt wird, kann das Signal über Lichtleiter oder durch
den freien Raum übertragen
werden, wenn die Schaltung mit einem geeigneten optischen Detektor 79 ausgestattet
ist.
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Eine
Endeingangsschaltung 80 kann auf zwei Arten eingesetzt
werden; in ihrer einfachsten Form mit geöffnetem Schalter 81 ist
sie ein wechselstromgekoppelter Eingang für Digitalimpulse. Wenn der
Schalter 81 geschlossen ist, wirkt die Eingangsschaltung 80 wie
eine Art von Integrator, der eine stabile Umwandlung von schwachen
Analogsignalen in Digitalsignale ermöglicht. Wenn die Eingangsschaltung 80 aktiviert
wird, schaltet ein Schalter 82 von der Erdung der Eingangsseite
eines Kondensators 83 auf offenen Stromkreis um, und der
Kondensator 83 wird aufgeladen. Wenn der Kondensator 83 entsprechend
dem Wert des Komparators 73 bis zu einem vorgegebenen Nivea
aufgeladen ist, erzeugt der Komparator 73 einen Digitalimpuls,
der den Komparator wieder über
den Schalter 82 erdet. Auf diese Weise mißt die Eingangsschaltung 80,
wieviel Zeit durch ein Signal benötigt wird, um die zur Erzeugung
der erforderlichen Komparatorspannung notwendige Ladung zu erzeugen.
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Die
oben beschriebenen Vorverarbeitungsfunktionen können auch auf andere Schaltungen
als die hierin beschriebenen angewandt werden.
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Die
in 8 dargestellte Vorstufe könnte auf einem einzigen Halbleitersubstrat
hergestellt werden. Der Schaltkreis kann aktiv oder passiv gelöschte Lawinenphotodioden,
nichtlineare MSB-Schaltungen, MSB-komprimierte und speicherkomprimierte
Schaltungen, Zähler,
Puffer und Nachverarbeitungsschaltungen aufweisen, wie z. B. herkömmliche
festverdrahtete Korrelatoren und/oder Fourier-Transformationsschaltungen und/oder
Digitalfilter. Resultierende Daten können nach der Dekomprimierung
oder im komprimierten Zustand analysiert werden.
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Die
in den beschriebenen Ausführungsformen
enthaltenen Logikschaltungen werden zwar nur in elektronischer Form
beschrieben, könnten
aber unter Verwendung eines anderen Mediums aufgebaut werden, wie z.
B. von Licht oder als Computersimulation. Eine Implementierung unter
Verwendung eines anderen Logikmediums, d. h. von Licht, würde eine
viel höhere
Zeitauflösung
ermöglichen.
Die Implementierung unter Verwendung eines anderen Logikmediums
würde für viele
Anwendungen eine weitere Integration ermöglichen, d. h. die Implementierung
unter Verwendung von Licht kann die Implementierung der Quelle,
der erforderlichen optischen Abtastzelle und der oben beschriebenen
Schaltungen in/auf einem einzigen Substrat ermöglichen.
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Die
erforderliche Nichtlinearität
kann durch viele Verfahren und in vielen Medien erzeugt werden und ist
dabei Teil einer elektronischen Digitalschaltung. Eine Schaltung
kann so konfiguriert werden, daß ein
erster Detektorimpuls eine Lichtemissionskomponente einschaltet,
die direkt mit einem Halbleiterdetektor gekoppelt ist. Ein Aufbau
des Detektors kann bezüglich
der Zeit nichtlinear ausgeführt
werden, wenn der Detektor in Sättigungsnähe verwendet
wird und/oder die Lichtemissionskomponente einen nichtlinearen Aufwärmvorgang aufweist.
Eine Detektoranordnung, zum Beispiel eine Matrix von ladungsgekoppelten
Elementen (CCD-Matrix) kann auf diese Weise eingesetzt werden.
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CCD-Matrizen
können
wegen der Überstrahlung
und des daraus folgenden Streuverlusts an umgebende Detektoren,
den sie im Sättigungszustand
erzeugen, auch benutzt werden, um ein weiteres nichtlineares Zeitmeßverfahren
bereitzustellen. Ein einzelnes CCD-Element kann mehr als 106 Pixel aufweisen, wobei jedes Pixel potentiell
ein separater Taktgeber ist, und das CCD-Element bietet dadurch
eine Parallelverarbeitung mit einer großen Anzahl von Kanälen. Lichtemissionskomponenten
können
benutzt werden, um nichtlineare Reaktionen für andere Schaltungen als die
hierin beschriebenen bereitzustellen.
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Schnelle
Nachschlagetabellen werden bei Bildverarbeitungsanwendungen in großem Umfang
eingesetzt, um Fehlfarbe aus Intensitätssignalen zu erzeugen. Diese
kann verwendet werden, um das Ausgangssignal eines nichtlinearen
Taktgebers zu einer MSB-Kompression zu codieren und eine Verteilung
von Zeitabständen
zwischen Ereignissen oder binären
Ausgangssignalen darzustellen, oder um die MSB-Kompression direkt aus dem linearen
Taktimpuls zu erzeugen.
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Ein
Ausgangssignal, das von einer erfindungsgemäßen Schaltung bereitgestellt
wird, die aus herkömmlicher
Hardware aufgebaut wurde, ist in 9 dargestellt.
Es wurde nur ein einziger Kanal konstruiert. 9 zeigt
ein Ausgangssignal von einem Oszilloskop (Tektronix TDS 744A), das
Daten von einem Ablenksignalgenerator (Tektronix CFG280) erfaßt. Die
obere Kurve (a) zeigt das ausgegebene Signal, die untere Kurve (b)
die Ablenksteuerung. Nach einer Impulseingabe (c) beginnt die Ablenkspannung
anzusteigen, und daher vermindert sich der Impulsabstand. Ein zweiter
Impuls (d) stoppt den Zähler.
Das gemessene Zeitintervall von 13 ms wird durch die Serie von nur
7 Impulsen beschrieben, während
die hohe Zeitauflösung
erhalten bleibt.
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Diese
Implementierung zeigt, daß die Änderungsgeschwindigkeit
des Zeitmessers nicht wie eine geometrische Reihe abzunehmen braucht,
sondern irgendeine vorgewählte
Funktion sein kann. Die in 9 dargestellte
Implementierung weist einen linearen Anstieg der Zeitauflösung auf.
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Anwendungen
der Erfindung sind unter anderem die Bildverarbeitung, Impulslichterfassungssysteme, zeitlich
aufgelöste
Fluoreszenz, Laufzeituntersuchungen, Datenerfassung und der Einsatz
in Verbindung mit dynamischer Lichtstreuung, quasielastischer Lichtstreuung,
faseroptischer dynamischer Lichtstreuung, faseroptischer dynamischer
Anemometrie und Laser-Doppler-Experimenten.