DE69809372T2

DE69809372T2 - Radar mit frequenzmodulierten, kontinuierlichen Wellen

Info

Publication number: DE69809372T2
Application number: DE69809372T
Authority: DE
Inventors: Yukinori Yamada
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 1997-10-31
Filing date: 1998-09-28
Publication date: 2003-08-28
Anticipated expiration: 2018-09-29
Also published as: JP3525425B2; EP0913705A2; EP0913705A3; JPH11133142A; DE69809372D1; EP0913705B1; US6121917A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Gegenstand der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein FM-CW-Radar, welches ein übertragenes Signal verwendet, welches eine frequenzmodulierte (FM) kontinuierliche Welle (CW) ist.

Stand der Technik

Das FM-CW-Radar ist zur Erkennung von relativ nahen Objekten im Vergleich zu Pulsradars geeignet, und in den letzten Jahren ging die Forschung und Entwicklung in Richtung der Verwendung eines FM-CW-Radars als Vorrichtung zur Anordnung an einem Kraftfahrzeug, um die Position und Relativgeschwindigkeit eines vorausfahrenden Fahrzeuges oder dergleichen zu erkennen. Die bislang verwendeten FM-CW-Radars waren jedoch so ausgelegt, daß sie Winkelinformationen, Abstandsinformationen und Geschwindigkeitsinformationen eines Ziels durch mechanisches Abtasten eines festen Strahls ermittelten.
Das mechanische Abtasten hat Probleme hinsichtlich einer niedrigen Abtastrate, der Unfähigkeit, eine entsprechende Zuverlässigkeit des mechanischen Teils sicherzustellen und einer hohen Größe der Vorrichtung. Diese Nachteile werden insbesondere bei der Anwendung zur Abtastung eines vorausfahrenden Fahrzeuges wesentlich, wenn das Radar in einem Kraftfahrzeug angeordnet ist. Genauer gesagt, die niedrige Abtastrate neigt zu einer verzögerten Erkennung des Zieles, wenn der Azimuth-Winkel des vorausfahrenden Fahrzeuges sich aufgrund einer Änderung der Fahrbahn ändert und somit wird es schwierig, die Position in Echtzeit zu erfassen. Da der Abtastmechanismus Brüchen aufgrund der Vibrationen des Gehäuses etc. unterliegt, ist es unvermeidlich, die Vorrichtung mit einer großen und schweren Struktur auszulegen, um die Zuverlässigkeit zu erhöhen. Es bestand somit der Wunsch, für ein FM-CW-Radar ohne den mechanischen Strahlabtastmechanismus.
Das Dokument US-5,351,053 offenbart einen FM-CW-Radarprozessor für elektronisch abgetastete Felder unter Verwendung einer analogen Verarbeitung.
Weiterhin gibt es das digitale Strahlenformen (DBF) als Technik zum Erhalten einer Strahlabtastung durch digitale Signalverarbeitung, jedoch keine Technik zur Anwendung dieses DBF auf ein FM-CW-Radar wurde bislang erstellt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung ist ein FM-CW-Radar mit einem Übertragungsabschnitt zur Abstrahlung eines Übertragungssignales, welches aus der Frequenzmodulation einer Grundwelle resultiert, in Form einer elektromagnetischen Welle, einem Empfangsabschnitt zum Empfangen einer elektromagnetischen Welle als Empfangssignal, welches zurückgestrahlt wird, wenn die elektromagnetische Welle des Übertragungssignales ein Objekt in einem Winkelbereich erreicht, der eine Mehrzahl von Strahlrichtungswinkeln beinhaltet und zum Erzeugen eines Überlagerungssignales durch Mischen des Empfangssignales mit einem Teil des Übertragungssignales und einem Signalverarbeitungsabschnitt zum Erkennen eines Abstands zum Objekt und einer Relativgeschwindigkeit des Objektes auf der Grundlage einer Frequenz des Überlagerungssignales, wobei der Empfangsabschnitt eine Reihenantenne hat, in der eine Mehrzahl von Elementantennen reihen-/feldmäßig angeordnet sind und eine Mehrzahl von Mischern zum Mischen des Empfangssignals mit einem Teil des Übertragungssignales für jede der Elementantennen, um ein Überlagerungssignal eines jeden Kanales zu erzeugen, und wobei der Signalverarbeitungsabschnitt aufweist:
eine erste Vorrichtung zur Durchführung einer Analog/Digital-Wandlung des Überlagerungssignales eines jeden Kanales in ein digitales Überlagerungssignal eines jeden Kanales und zum Speichern des digitalen Überlagerungssignales für jeden Kanal, eine zweite Vorrichtung zum Durchführen eines Fourier-Übertragungsvorganges an dem digitalen Überlagerungssignal eines jeden Kanales, um Fourier-transformierte Daten eines jeden Kanales mit einer Überlagerungsfrequenz-Spektrumsinformation zu erhalten, eine dritte Vorrichtung zum Durchführen eines Phasenverschiebungsvorganges gemäß der Mehrzahl von Strahlrichtungswinkeln der Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales und zum nachfolgenden Synthetisieren der Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanals für jeden Srahlrichtungswinkel, um Fourier-transformierte Daten eines jeden Strahlrichtungswinkels mit einer Überlagerungsfrequenz-Spektrumsinformation eines jeden Strahlrichtungswinkels zu erhalten, und eine vierte Vorrichtung zum Berechnen des Abstandes zu dem Objekt und der Relativgeschwindigkeit des Objektes auf der Grundlage der Fourier-transformierten Daten eines jeden Strahlrichtungswinkels.
Die vorliegende Erfindung erlaubt eine elektronische Strahlabtastung in einem FM-CW-Radar durch Durchführung eines Phasenverschiebungsprozesses für Fourier-transformierte Daten in einem Signalverarbeitungsabschnitt.
Der Signalverarbeitungsabschnitt hat wünschenswerterweise eine Vorrichtung zur Auswahl einer Frequenz zur Anzeige einer Intensität nicht niedriger als ein bestimmter Wert aus den Fourier-transformierten Daten eines Kanals. Wenn ein nachfolgender Synthetisierungsvorgang an den Fourier-transformierten Daten eines jeden Strahlrichtungswinkels durchgeführt wird, unter Verwendung nur der Fourier-transformierten Daten der so ausgewählten Frequenzen, können Verarbeitungslasten bei der Bearbeitung erheblich verringert werden.
Der Signalverarbeitungsabschnitt ist wünschenswerterweise so angeordnet, daß er eine Amplitudenverteilungskorrektur an den Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales durchführt. Da die Amplitudenverteilungskorrektur Seitenkeulen unterdrückt und die Einstellung der Strahlbreite des Hauptstrahles erlaubt, kann abhängig von den Anwendungsumständen ein gewünschter Strahl gebildet werden.
Die vorliegende Erfindung ergibt sich vollständig aus der detaillierten Beschreibung, welche nachfolgend aufgeführt ist, und der beigefügten Zeichnung, welche rein illustrativ zu verstehen sind und somit nicht zur Einschränkung der vorliegenden Erfindung beabsichtigt ist.
Ein weiterer Umfang der Anwendungsfähigkeit der vorliegenden Erfindung ergibt sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung. Es sei jedoch verstanden, daß die detaillierte Beschreibung und die speziellen Beispiele, welche bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung aufführen, lediglich illustrativ sind, da verschiedene Änderungen und Abwandlungen im Umfang der Erfindung liegen, welche sich dem Fachmann auf diesem Gebiet aus dieser detaillierten Beschreibung ergeben.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1A und Fig. 1B sind grafische Darstellungen zur Erläuterung des Grundprinzips der Erkennung durch ein FM- CW-Radar;
Fig. 2A und Fig. 2B sind grafische Darstellungen zur Erläuterung des Grundprinzips zur Erläuterung des Grundprinzips der Erkennung durch das FM-CW-Radars;
Fig. 3 ist ein Diagramm des Grundprinzips einer gerichteten Gruppenantenne;
Fig. 4 ist ein Diagramm zur Erläuterung des Grundprinzips einer digitalen Strahlformungsantenne;
Fig. 5 ist ein Diagramm zur Erläuterung des Aufbaus eines FM-CW-Radars als eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 ist ein Flußdiagramm zur Darstellung der Arbeitsweise des FM-CW-Radars;
Fig. 7A und Fig. 7B sind grafische Darstellungen zur Erläuterung eines Nullgliedverfahrens für eine FFT-Arbeitsweise;
Fig. 8A, Fig. 8B und Fig. 8C sind grafische Darstellungen zur Erläuterung einer Phasendrehung in dem Nullgliedverfahren;
Fig. 9 ist ein Flußdiagramm zur Darstellung der Details des DBF-Prozesses;
Fig. 10A und Fig. 10B sind grafische Darstellungen zur Veranschaulichungen der Zustände synthetisierter Strahlen bei Anwendung eines entsprechenden Amplitudenverteilungsvorganges;
Fig. 11 ist eine grafische Darstellung zur Veranschaulichung eines Beispieles von Koeffizienten für einen Prozess an einer sich zuspitzend verlaufenden Amplitudenverteilung;
Fig. 12 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung von Positionen zweier Ziele bezüglich des Radars;
Fig. 13A und Fig. 13B sind grafische Darstellungen zur Veranschaulichung von Reflektionspegeln der synthetisierten Strahlen im Ergebnis von den jeweiligen Amplitudenverteilungsprozessen; und
Fig. 14 ist ein Flußdiagramm zur Darstellung eines Schaltvorganges zwischen den Amplitudenverteilungsvorgängen.

GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Zunächst wird das Grundprinzip der Erkennung mit einem FM-CW-Radar unter Bezugnahme auf die grafischen Darstellungen der Fig. 1A und 1B und die Fig. 2A und 2B beschrieben.
Fig. 1A ist eine grafische Darstellung zur Veranschaulichung der Änderung in der Übertragungsfrequenz und der Änderung in der Empfangsfrequenz eines zurückgestrahlten Strahles von einem Ziel, das in einer Position mit dem Abstand R entfernt angeordnet ist und sich mit einer Relativgeschwindigkeit V gegenüber Null bewegt, wobei die Ordinate die Frequenz und die Abszisse die Zeit darstellt. Die durchgezogene Linie stellt die Frequenz des Übertragungssignals und die gestrichelte Linie stellt die Frequenz des Empfangssignales dar. Wie sich aus dieser Grafik ergibt, ist das Übertragungssignal ein moduliertes Signal, welches aus einer Dreiecks-Frequenzmodulation einer kontinuierlichen Welle resultiert. Die Mittenfrequenz der modulierten Welle ist f0, die Frequenzverschiebungsweite ΔF und die Wiederholfrequenz der Dreieckswelle fm. Fig. 2A ist eine grafische Darstellung zur Anzeige von Änderungen im Empfangssignal, wenn die Relativgeschwindigkeit V des Zieles nicht Null ist, wobei die durchgezogene Linie die Frequenz des Übertragungssignales darstellt und die gestrichelte Linie die Frequenz des Empfangssignales. Die Definitionen von Übertragungssignal und Koordinatenachsen sind gleich wie in Fig. 1A.
Es versteht sich aus den Fig. 1A und 2A, daß das Empfangssignal bei Abstrahlung eines derartigen Übertragungssignals eine Zeitverzögerung T (T = 2R/C: C ist Lichtgeschwindigkeit) abhängig von einer Entfernung R erfährt, wenn die Relativgeschwindigkeit V des Zieles Null ist und daß das Empfangssignal die Zeitverzögerung T gemäß der Entfernung erfährt und die Frequenzverschiebung D entsprechend der Relativgeschwindigkeit ist, wenn die Relativgeschwindigkeit V des Zieles nicht Null ist. Das in Fig. 2A gezeigte Beispiel stellt den Fall dar, bei dem die Frequenz des Empfangssignales hochverschoben wird und sich somit das Ziel annähert.
Wenn dieses Empfangssignal mit einem Teil des Übertragungssignales gemischt wird, ergibt sich ein Überlagerungssignal. Fig. 1B und Fig. 2B sind grafische Darstellungen, welche die Überlagerungsfrequenz zeigen, wenn die Relativgeschwindigkeit V des Zieles Null ist bzw. wenn die Relativgeschwindigkeit V nicht Null ist, wobei die Zeitachse (Abszisse) auf diejenige der Fig. 1A bzw. 2A abgestimmt ist.
Bei der Relativgeschwindigkeit von Null sei die Überlagerungsfrequenz fr, fd sei die Dopplerfrequenz auf der Grundlage der Relativgeschwindigkeit, fb1 sei die Überlagerungsfrequenz von frequenzerhöhten Intervallen (aufwärtsgehenden Intervallen) und fb2 sei die Überlagerungsfrequenz in frequenzverringerten Intervallen (abwärtsgehenden Intervallen). Sodann gelten die folgenden Gleichungen:
fb1 = fr - fd (1
fb2 = fr + fd (2)
Somit können fr und fd aus den folgenden Gleichungen (3) und (4) durch separates Messen der Überlagerungsfrequenzen fb1 und fb2 in dem aufwärtsgehenden Intervall und in dem abwärtsgehenden Intervall der Modulationszyklen berechnet werden:
fr = (fb1 + fb2)/2 (3)
fd = (fb2 - fb1)/2 (4)
Sobald fr und fd erhalten worden sind, können die Entfernung R und die Relativgeschwindigkeit V des Zieles aus den folgenden Gleichungen (5) und (6) berechnet werden.
R = (C/(4·ΔF·fm))·fr (5)
V = (C/(2·f0))·fd (6)
In den obigen Gleichungen bedeutet C die Lichtgeschwindigkeit.
Die Entfernung R und Relativgeschwindigkeit V des Zieles können wie oben beschrieben aus einer beliebigen Strahlrichtung erhalten werden und somit sind Richtung, Entfernung und Relativgeschwindigkeit des Zieles durch nacheinanderfolgendes Berechnen von Entfernung R und Relativgeschwindigkeit V durch Abtasten mit dem Strahl bestimmbar. Dies ist das Prinzip der Erkennung durch das FM-CW-Radar.
Nachfolgend wird das grundlegende Konzept der digitalen Strahlformung (DBF) beschrieben, welches in der vorliegenden Erfindung angewendet wird. Das DBF ist eine Technik zur Aufnahme von Empfangssignalen einer Gruppenantenne bestehend aus einer Mehrzahl von Einzelantennen durch eine Analog/Digital-Umwandlung in einem Digitalsignal-Verarbeitungsabschnitt und zum Aktualisieren der Strahlabtastung und zur Einstellung von Seitenkeulencharakteristiken etc. in dem Digitalsignal-Verarbeitungsabschnitt. Das Prinzip der Strahlabtastung durch DBF ist leichter zu verstehen im Vergleich zu einem gerichteten Gruppenantennenradar, so daß zunächst das gerichtete Gruppenantennenradar beschrieben wird.
Fig. 3 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung des Grundaufbaus eines gerichteten Gruppenantennenradars. Wenn eine Gruppenantenne 31 bestehend aus n Einzelantennen mit einem Abstand d die Radiowelle empfängt, welche aus der Richtung Y kommt, welche einen Winkel θ zur Mittenrichtung des X des Radars einnimmt, ist jede Fortpflanzungspfadlänge zur Einzelantenne (CH&sub2;), ... oder zur Einzelantenne (CHn) dsinθ, ... oder (n-1) dsinθ größer als diejenige der Radiowelle zu der Einzelantenne (CH1) wie in Fig. 3 gezeigt. Somit liegt die Phase der Radiowelle, welche die Einzelantenne (CH&sub2;), ... oder die Einzelantenne (CHn) um diesen Betrag hinter der Phase der Radiowelle, welche die Einzelantenne (CH1) erreicht.
Diese Phasenverzögerung beträgt (2πdsinθ)/λ, ..., oder (2(n-1)πdsinθ/λ für jede der Einzelantennen. Hierbei beträgt λ die Wellenlänge der Radiowelle. Diese Verzögerung wird durch einen Phasenverschieber 32-1 bis 32-n an der Ausgangsseite einer jeden Einzelantenne zurückgestellt, um die Phase vorwärts zu versetzen, wodurch die Radiowelle aus der Richtung Y durch alle Einzelantennen mit gleicher Phase empfangen wird. Dies bedeutet, daß die Richtwirkung in Richtung λ gesetzt wird. Die Signalverarbeitung nach der Synthese der Empfangssignale, welche durch die jeweiligen Phasenverschieber laufen, ist gleich wie im Falle einer mechanischen Abtastung, das Signal wird durch einen Verstärker 33 mit niederem Rauschen verstärkt, sodann wird das Signal durch Mischung mit dem Übertragungssignal, welches von einem Oszillator 35 in einem Mischer 34 gemischt wurde, heruntergewandelt und das Signal wird dem Signalverarbeitungsschaltkreis 36 zugeführt.
Bezugszeichen 37 bezeichnet eine Übertragungsantenne.
Bei diesem gerichteten Gruppenantennenradar kann die Richtwirkung bei einem festen Zustand der Gruppenantenne bestehend aus den Einzelantennen durch geeignete Steuerung der Phasenverschiebungsbeträge der jeweiligen Phasenverschieber beliebig geändert werden.
Das DBF-Radar verwendet eine digitale Signalverarbeitung, um die Funktion der Phasenschieber des gerichteten Gruppenantennenradars zu erhalten. Fig. 4 zeigt den Grundaufbau eines DBF-Radars. Ein Verstärker 42-1 bis 42- n mit niedrigem Rauschpegel ist für jede Einzelantenne 41-1 bis 41n vorgesehen und das Signal von jedem Verstärker wird in einem zugeordneten Mischer 43-1 bis 43-n heruntergewandelt. Das Signal nach der Herunterwandlung wird in Filtern 45-1 bis 45-n ausgefiltert und danach wird das Analogsignal durch A/D-Wandler 46-1 bis 46-n in ein digitales Signal umgewandelt und das digitale Signal wird einem digitalen Signalverarbeitungsschaltkreis (DSP) 47 zugeführt. Bezugszeichen 48 bezeichnet die Übertragungsantenne.
Da der DSP-Schaltkreis 47 Phase und Amplitude frei ändern kann, kann die Richtwirkung der Antenne in eine beliebige Richtung bestimmt werden und in eine beliebige Form bestimmt werden, indem die digitalen Empfangssignale der jeweiligen Kanäle abhängig von einer bestimmten Regelung einer Phasen- und Amplitudenwandlung unterworfen werden und die Signale aller Kanäle synthetisiert werden. Dies wird digitale Strahlformung (DBF) genannt.
Ein grundlegendes Merkmal der DBF ist, daß, sobald die Signale aller Einzelantennen (alle Empfangskanäle) als digitale Signale angekommen sind, ein Strahl in eine beliebige Richtung synthetisiert werden kann und von daher kann eine Mehrzahl von Strahlen von einem Signalerzeuger erzeugt werden.
Da die Abtastrate des Strahls abhängig von der Verarbeitungszeit des DSP-Schaltkreises ist, ist es Aufgabe, die Verarbeitungszeit kürzer zu machen und es wird notwendig, eine Verarbeitung abhängig vom Radarsystem zu verwenden.
Das FM-CW-Radar der vorliegenden Erfindung ist eine Anwendung des Prinzips der DBF gemäß obiger Beschreibung bei einem FM-Cw-Radar. Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dieses FM-CW-Radar ist ein DBF-Radar mit einem Kanal zum Senden und acht Kanälen zum Empfang. Infolgedessen ist die Gruppenantenne 1 zum Empfang mit acht Einzelantennen entsprechenden jeweiligen Kanälen versehen. Jede Einzelantenne ist mit einem entsprechenden Mischer 11-0 bis 11-7 über einen individuellen Isolator verbunden, welche eine Isolatorgruppe 12 bilden.
Die Mischer 11-0 bis 11-7 mischen das Empfangssignal, welches jede Einzelantenne erreicht, mit einem Teil des Übertragungssignales, um ein Überlagungssignal zu erhalten. Die Übertragungssignalkomponente wird dem Mischer 11-0 bis 11-7 als lokales Signal übertragen und wird von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 14 über einen Verzweigungsschaltkreis 15 und eine Isolatorgruppe 13 zugeführt.
Der Oszillator 14 ist ein Gunn-Oszillator des Varactor-Steuertyps mit einer Mittelfrequenz von f0 (beispielsweise 60 GHz), der die modulierte Welle im Bereich von f0 ± (1/2)ΔF der Steuerspannung ausgibt, welche von einer Gleichstrom-Energieversorgung 22 für die Modulation ausgegeben wird. Die hierbei verwendete Frequenzmodulation (FM) ist eine Dreieckswellenmodulation, wie in Fig. 1A beschrieben. Diese frequenzmodulierte Welle wird über den Verzweigungsschaltkreis 15 der Übertragungsantenne 21 zugeführt, um als Übertragungssignal abgestrahlt zu werden, und wird, wie oben beschrieben, in die acht Kanäle als örtliche Signale aufgezweigt, um mit jedem Empfangssignal der acht Kanäle in jedem Mischer 11-0 bis 11-7 gemischt zu werden, um für jeden Kanal ein Überlagerungssignal zu erzeugen. Die Gleichspannungsenergieversorgung 22 ändert regelmäßig die Ausgangsspannung unter Steuerung einer Signalquelle zur Modulation 23.
Am Ausgangsende des Hochfrequenzschaltkreises 10 bestehend aus der Mischergruppe 11, den Isolatorgruppen 12 und 13, dem Oszillator 14 und dem Verzweigungsschaltkreis 15 sind ein Verstärker 24 mit niederem Rauschpegel, ein schneller A/D-wandler 25, der DBF-Signalverarbeitungsabschnitt 26 und ein komplexer FFT-Betriebsabschnitt 27. Der Verstärker (amp) 24 mit niedrigem Rauschpegel verstärkt die Überlagerungssignale der acht Kanäle, welche von den Mischern 11-0 bis 11-7 ausgegeben werden parallel. Der amp 24 beinhaltet einen Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von 77 hHz für eine Endpseudonymisierung.
Der schnelle A/D-Wandler ist ein Schaltkreis zur Durchführung einer Analog/Digital-Wandlung der Überlagerungssignale von den acht Kanälen parallel und gleichzeitig, wobei eine Abtastung bei 200 kHz durchgeführt wird. Diese Abtastung bei dieser Abtastfrequenz wird durchgeführt, um 128 Punkte jeweils in einem Frequenzansteigeintervall und einem Frequenzabnehmeintervall der modulierten Welle durch die Dreiecksmodulation durchzuführen.
Der DBF-Signalverarbeitungsabschnitt 26 übernimmt die digitalen Überlagerungssignale der jeweiligen Kanäle von dem schnellen A/D-wandler 25 und führt den DBF-Prozeß und die Entfernungs- und Geschwindigkeitsberechnung gemäß dem Flußdiagramm von Fig. 6 durch, um einen Erkennungsprozeß des Zieles (Objektes) durchzuführen.
Der komplexe FFT-Bearbeitungsabschnitt 27 ist eine arithmetische Einheit zur Durchführung des komplexen FFT- Vorganges in einer Folge von Abläufen in dem DBF-Signalverarbeitungsabschnitt 26, der hierfür die digitalen Überlagerungssignale der jeweiligen Kanäle vom DBF-Signalverarbeitungsabschnitt 26 empfängt, den komplexen FFT-Vorgang durchführt und das Ergebnis an den DBF-Signalverarbeitungsabschnitt 26 zurückführt.
Nachfolgend wird die Signalverarbeitung durch eine synergistische Arbeitsweise des DBF-Signalverarbeitungsabschnittes 26 und des komplexen FFT-Arbeitsabschnittes 27 unter Bezugnahme auf das Flußdiagramm von Fig. 6 beschrieben. Im Schritt 101 werden die digitalen Überlagerungssignale der jeweiligen Kanäle eingegeben. Die digitalen Überlagerungssignale der jeweiligen Kanäle werden durch Abtasten an 128 Punkten in jedem frequenzansteigenden Intervall (aufwärtsgehendes Intervall) und einem frequenzverringernden Intervall (abwärtsgehendes Intervall) der modulierten Welle durch die dreiecksförmige Modulation für jeden Kanal erhalten. Somit sind die gesamt einzugebenden Daten an 128 (Punkten) mal 2 (Intervallen) mal 8 (Kanälen) gleich 2048 Punkte. Diese Daten werden alle im Schritt 102 gespeichert, um vor dem nächsten FFT-Prozeß und DPF-Prozeß gehalten zu werden.
Sodann werden die Schritte 103 bis 110 wiederholt durchgeführt, um eine Überlagerungsfrequenz-Spektrumsinformation für jedes aufwärtsgehende und abwärtsgehende Intervall eines jeden Kanales zu erhalten, was für den DPF-Prozeß im Schritt 111 notwendig ist.
Zunächst ist ein Schritt 103 vorgesehen, um einen Extrapolationsvorgang durchzuführen, der Nullglied-Vorgang genannt wird, um eine Null-Datenfolge den Daten an 128 Punkten des aufwärtsgehenden Intervalls des ersten Kanales anzufügen. Dies ist, um offensichtlich die Anzahl von Eingangsdaten für den schnellen Fouriertransformationsvorgang (FFT) zu erhöhen, um die Leseauflösung der FFT- Frequenz zu verbessern. Dies verbessert die Meßauflösung an dem Frequenzscheitelpunkt. Die Fig. 7A und 7B zeigen diesen Nullglied-Vorgang (Nullpunkt-Extrapolationsvorgang), bei welchem eine Abtastung an 128 Punkten durchgeführt wird, wie im Intervall α von Fig. 7B gezeigt; beispielsweise im Signal der Wellenform in dem aufwärtsgehenden Intervall α von Fig. 7a werden die analogen Daten in digitale Daten umgewandelt und die Null- Datenfolge, beispielsweise für 896 Punkte wird an die digitalen Daten angehängt, wie im Intervall β in Fig. 7B gezeigt, so daß insgesamt Daten von 1024 Punkten erhalten werden. Dieser offensichtliche Anstieg in der Anzahl von Daten erlaubt, daß die Spitzenwertfrequenz, d. h. die Frequenz zur Anzeige einer Spitze des Frequenzspektrums, mit Genauigkeit erkannt werden kann.
Die Durchführung dieses Nullglied-Prozesses bringt jedoch ein Problem insofern mit sich, als sich die Phase nahe der Spitze des Frequenzspektrums kontinuierlich dreht. Die Fig. 8A bis 8C sind graphische Darstellungen zum Veranschaulichen des Ergebnisses der Durchführung von FFT an den Daten, welche dem Nullglied-Prozeß unterworfen wurden. Es sei beispielsweise angenommen, daß die Frequenzcharakteristiken von Fig. 8A erhalten worden sind, dann dreht sich die Phase nahe der Frequenzspitzen gemäß Fig. 8B. In der vorliegenden Erfindung wird der Phasenverschiebungsvorgang auf einer Kanal-zu-Kanal-Basis unter Verwendung der Daten nach Durchführung des FFT-Prozesses durchgeführt, was in dem nachfolgenden noch zu beschreibenden DBF-Prozeß durchgeführt wird, so daß die Phasendrehung aufgrund des Nullgliedes nicht bevorzugt ist. Nach Untersuchungen und Experimenten durch die Erfinder hat sich jedoch gezeigt, daß, wenn die Phasendifferenz zwischen den Kanälen genommen wird, diese nahe jeder Frequenzspitze konstant wird, wie in Fig. 8C gezeigt. Somit kann das DBF nach dessen Prinzipien durchgeführt wird, wenn der Phasenverschiebungsprozeß auf der Grundlage der relativen Phasendifferenz zwischen den Kanälen durchgeführt wird.
Nach Abschluß des Nullgliedprozesses im Schritt 103 wird Schritt 104 vorgesehen, um den FFT-Prozeß der 1024 Punkte in dem aufwärtsgehenden Intervall des ersten Kanales durchzuführen. Dies führt zu einer Eingangsphasenkomponente i und einer Quadraturkomponente q für jeden der 512 Frequenzpunkte und sie werden als Fourier-Transformationsdaten eines jeden Kanales mit der Überlagerungsfrequenzspektrum-Information eines jeden Kanals gespeichert. Nachfolgend ist Schritt 105 vorgesehen, um Absolutwerte von i und q der kleinsten Frequenz (Frequenzzahl 0) aus den 512 Sätzen von Daten i und q vom Schritt 104 aufzusummieren. Genauer gesagt, die Berechnung von i + q wird durchgeführt. Im Schritt 106 wird der Wert von i + q mit einem Setzwert C verglichen, der vorab bestimmt worden ist. Wenn die Summe den Setzwert C übersteigt, wird die Frequenzzahl von 0 im Schritt 107 gespeichert. Wenn der Wert von i + q nicht größer als der Setzwert C ist, überspringt das Programm Schritt 107 und geht zum Schritt 108.
Schritt 108 ist zur Bestimmung, ob die Frequenzzahl des bearbeiteten Objektes in den Schritten 105 bis 107 die letzte Zahl von 511 ist. Momentan ist die Frequenzzahl 0 und somit kehrt das Programm zum Schritt 105 zurück. Für die nächste Frequenz, d. h. die Frequenzzahl 1 fährt das Programm fort, den Wert von i + q zu berechnen, den Vergleichsprozeß mit dem Setzwert C im Schritt 106 durchzuführen und die Speicherung der Frequenzzahl 107 abhängig vom Ergebnis des Vergleichs durchzuführen.
Nach Abarbeitung der Schritte 105 bis 108 für alle 512 Frequenzpunkte werden alle Frequenzzahlen für Frequenzen zur Anzeige einer relativ hohen Leistung (Amplitude) für das aufwärtsgehende Intervall des ersten Kanales gespeichert. Genauer, die Berechnung im Schritt 105 und der Vergleichsprozeß im Schritt 106 sind zum leichten Auswählen von Frequenzen zur Darstellung relativ hoher Amplituden und die Belastungen im DBF-Ablaufprozeß werden durch Durchführung des DBF unter Verwendung nur der Daten der Frequenzzahlen, welche so ausgewählt wurden, im Schritt 111 gemäß nachfolgender Beschreibung verringert.
Schritt 109 ist zum Bestimmen, ob der FFT-Vorgang und der Aufnahmevorgang (Schritte 103 bis 108) der Frequenzzahlen, welche im DBF verwendet werden, sowohl für das aufwärtsgehende Intervall als auch das abwärtsgehende Intervall eines Kanales abgeschlossen sind. Momentan ist der Ablauf nur für das aufwärtsgehende Intervall des ersten Kanales abgeschlossen. Von daher kehrt das Programm zum Schritt 103 zurück, um den Nullgliedprozeß für das abwärtsgehende Intervall des ersten Kanales durchzuführen und um dann den FFT-Ablauf und die Frequenzzahlwahl in den folgenden Schritten 104 bis 108 durchzuführen.
Nach Abschluß des FFT-Vorganges und der Frequenzzahlauswahl für das aufwärtsgehende Intervall und das abwärtsgehende Intervall des ersten Kanales kehrt das Programm vom Schritt 110 zum Schritt 113 zurück, um wiederholt den gleichen Ablauf durchzuführen, um den FFT-Vorgang und die Frequenzzahlwahl für das aufwärtsgehende Intervall und das abwärtsgehende Intervall des zweiten bis achten Kanales durchzuführen. Der bis zu diesem Punkt stattfindende Ablauf ist die Vorbereitung für das DBF und nachfolgend wird das DBF im Schritt 111 durchgeführt.
In der vorliegenden Ausführungsform reichen die Abtastwinkel θ des Strahlers von -10º bis +10º und die Ausbildung von 41 Strahlen mit einer Winkelauflösung von 0,5º wird durchgeführt. Genauer gesagt, die Strahlbildung wird im Schritt 111 für einen Strahlrichtungswinkel aus den 41 Winkeln im Bereich von -10º bis +10º durchgeführt.
Fig. 9 ist ein Flußdiagramm zur Veranschaulichung eines im Schritt 111 ablaufenden internen Ablaufes. Zunächst wird ein Phasendrehungsvorgang (Phasenverschiebungsvorgang) bei jedem Kanal und bei jedem aufwärtsgehenden Intervall oder abwärtsgehenden Intervall im Schritt 201 durchgeführt. In diesem Schritt werden Daten i und q für einen Strahlrichtungswinkel θ aus den 41 winkeln durch Multiplizieren der Daten i und q (Vektoren) aller vorab im Schritt 107 ausgewählten Frequenzzahlen im m-ten Modulationsintervall (m = 0 (aufwärtsgehendes Intervall) oder 1 (abwärtsgehendes Intervall)) des l-ten (l = 0 bis 7) Kanal durch eine Phasendrehungsmatrix gemäß nachfolgender Gleichung (7) erhalten.
φ: 2πdsinθ/λ
p: gewählt Frequenzzahl
l: Kanalzahl (0 bis 7)
m: Modulationintervallzahl (0 oder 1)
In Gleichung (7) bedeutet das i und q zugefügte Hochzeichen (1) Daten i und q in einem Zustand nach der Durchführung der Phasendrehung. Bei der Definition von φ bedeutet d den Abstand zwischen den Einzelantennen und λ die Wellenlänge bei der Mittelfrequenz des Übertragungssignales.
Nach Abschluß der Berechnung gemäß Gleichung (7) wie oben gezeigt hinsichtlich der Daten i und q in dem aufwärtsgehenden Intervall und dem abwärtsgehenen Intervall eines Kanales wird dann in einem Schritt 202 eine Amplitudenverteilungskorrektur durchgeführt. Wenn die Amplituden der jeweiligen Einzelantennen in einem gleichförmigen gleichen Muster in der Gruppenantenne verteilt sind, hat ein synthetisiertes Strahlungsmuster der Antenne hohe Seitenkeulen an jeder Seite des Hauptstrahles im Mittelpunkt, wie in einem gleichförmigen synthetischen Strahl gemäß Fig. 10B gezeigt. Wenn in der Winkelrichtung, in der eine Seitenkeule vorhanden ist, ein Objekt besteht, wird die Antenne so erkennen, als ob das Objekt in der Winkelrichtung des Hauptstrahles vorhanden ist. Es ist somit wünschenswert, die Seitenkeulen zu minimieren.
Um die Seitenkeulen zu verringern, verwendet die vorliegende Ausführungsform eine zugespitzt oder abgeschrägte Amplitudenverteilung, bei der die Amplitude für die Einzelantennen in dem mittigen Teil hoch ist und in Richtung der beiden Enden abnimmt, wie in Fig. 11 gezeigt. In der gleichen Figur gibt die Abszisse die Anzahl einer jeden Einzelantenne wieder und die Ordinate eine Größe (Verhältnis) von Amplituden verteilten Konstanten für jede Einzelantenne. Wenn die schräg verlaufende Amplitudenverteilung gemäß obiger Beschreibung verwendet wird, erhält der synthetische Strahl kleine Seitenkeulen, wie in Fig. 10A gezeigt. Diese abgeschrägt verlaufende Amplitudenverteilung wird im Schritt 202 durch den Datenberechnungsprozeß auf der Grundlage der nachfolgenden Gleichung (8) erhalten.
Hierbei bedeutet die Hochstellung bei i und q die Daten i und q im Zustand nach Durchführung der Amplitudenverteilungskorrektur.
Nachdem diese Amplitudenverteilungskorrektur sowohl für das aufwärtsgehende Intervalldas als auch das aufwärtsgehende Intervall eines Kanales durchgeführt worden ist, werden im Schritt 203 die Ergebnisse der Daten i und q gespeichert.
Nachdem der Kanal-zu-Kanal-Phasendrehungsvorgang (Kanal-zu-Kanal-Phasenverschiebungsvorgang) und der Amplitudenverteilungskorrekturvorgang gemäß obiger Beschreibung für alle Kanäle (acht Kanäle) abgeschlossen sind, geht der Programmablauf vom Schritt 204 zum Schritt 205, um eine Strahlsynthetisierung für jede Frequenzzahl in jedem Modulationsintervall gemäß der nächsten Gleichung (9) durchzuführen.
Durch obigen Ablauf wird im Schritt 111 der DBF-Prozeß vervollständigt und dann wird eine synthetische Amplitude gemäß der nachfolgenden Gleichung (10) für jede Frequenzzahl in jedem Modulationsintervall im Schritt 112 berechnet.
Diese synthetischen Amplituden sind die Fouriertransformierten Daten eines jeden Strahlrichtungswinkels mit der Frequenzspektrumsinformation eines jeden Strahlrichtungswinkels.
Nachfolgend ist der Schritt 113 vorgesehen, um Abstand und Relativgeschwindigkeit des Ziels zu berechnen. Der erste Schritt ist eine Paarung zwischen einer Spitzenfrequenz des Frequenzspektrums im aufwärtsgehenden Intervall und einer Spitzenfrequenz des Frequenzspektrums in dem abwärtsgehenden Intervall. Es gibt eine Vielzahl von üblichen Paarungsverfahren, beispielsweise ein Verfahren zum einfachen Anordnen der Spitzen in der Reihenfolge der Frequenzen von der kleinsten eines jeden Intervalls und zum Verbinden der Spitzen mit einer gleichen Reihenfolge miteinander.
Aus der Frequenz des aufwärtsgehenden Intervalls (der Überlagerungsfrequenz fb1) und der somit hiermit gepaarten Frequenz des abwärtsgehenden Intervalls (Überlagerungsfrequenz fb2) werden die Überlagerungsfrequenz fr bei der Relativgeschwindigkeit von 0 und die Dopplerfrequenz fd auf der Grundlage der obigen Gleichungen (3) und (4) berechnet und fr und fd werden in die Gleichungen (5) und (6) eingesetzt, um die Entfernung R zum Ziel und die Relativgeschwindigkeit V des Ziels zu erhalten. Dies ermittelt Entfernung und Relativgeschwindigkeit des Ziels für eine Strahlrichtung.
Dann geht das Programm zum Schritt 114, um zu bestimmen, ob Entfernung und Relativgeschwindigkeit des Ziels für alle Richtungen in den 41 Winkeln im Bereich von -10º bis +10º erhalten worden sind. Im negativen Fall kehrt das Programm zum Schritt 111 zurück, um den DBF-Prozeß für eine weitere noch nicht bearbeitete Richtung durchzuführen. Auf diese Weise führt das Programm den Schritt 111 bis zum Schritt 114 für alle Richtungen (die 41 Richtungen) in dem festgesetzten Bereich durch, um alle Entfernungen und Relativgeschwindigkeiten bei den jeweiligen Strahlrichtungswinkeln zu erhalten. Im letzten Schritt 115 erfolgt ein Erkennungsprozeß des Zieles aus dieser Entferungsinformationen und Relativgeschwindigkeitsinformationen der jeweiligen Winkel. Die Zielerkennung kann durch Verwenden irgendeiner üblichen Technik abhängig vom jeweiligen Anwendungsfall erfolgen.
Die vorliegende Ausführungsform ist dafür angeordnet, den Verteilungskorrekturvorgang der spitzenförmig zulaufenden Amplitude durchzuführen, um die Seitenkeulen auf niedrigen Pegel zu regeln, was in dem Amplitudenverteilungskorrekturprozeß vom Schritt 202 erfolgt. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß die Verteilungskorrektur der spitz zulaufenden Amplitude in einer Erhöhung der Strahlweite des Hauptstrahles resultiert im Vergleich zu einer gleichförmigen Amplitudenverteilung mit gleichförmigen Amplituden. Unter der Annahme, daß es zwei Ziele gibt, und daß die zwei Ziele nahe beieinander sind, wie in Fig. 12 gezeigt, könnten sie als einzelnes Ziel bei Verwendung eines breiten Hauptstrahles fehlerhaft beurteilt werden.
Wenn andererseits die beiden Ziele in fehlerhafter Weise als eines interpretiert werden, erweitert sich die Winkelbreite des Reflektionspegels von den Zielen gemäß Fig. 13A. Wenn die Winkelbreite des Reflektionspegels nicht als kleiner als ein bestimmter Wert in dem Zielerkennungsvorgang vom Schritt 115 erkannt wird, wird die Amplitudenverteilung somit in die gleichförmige Amplitudenverteilung gemäß dem Ablauf eines Amplitudenverteilungsschaltprozesses von Fig. 14 umgeschaltet.
Wenn im Schritt 301 die Winkelbreite eines Ziels (Objektes), welches erkannt worden ist, nicht kleiner als der bestimmte Wert ist, wird ein Schritt 302 durchgeführt, um ein Flag zu setzen, um die gleichförmige Amplitudenverteilung unter Auslassung des Verteilungskorrekturprozesses der schräg zulaufenden Amplitude gemäß Schritt 202 durchzuführen. Bei Vorhandensein dieses Flags wird Schritt 202 in dem Unterprogrammablauf nicht im Schritt 111 des Hauptablaufes durchgeführt. Dies macht den Hauptstrahl dünner und im Falle zweier existierender Ziele hat das Reflektionspegelspektrum zwei Spitzen, wie in Fig. 13B gezeigt, so daß ermöglicht wird, diese als separate Objekte zu erkennen.
Wenn das Ziel so erkannt wird, daß es nicht separat ist, kann das Ziel als ein großes Ziel betrachtet werden mit einer großen Breite (Erstreckungswinkel) und sodann bewegt sich der Programmablauf vom Schritt 303 zum Schritt 305, um das Flag für die Bildung der gleichförmigen Amplitudenverteilung durch ein Flag für eine spitz zulaufende Amplitudenverteilungsformung zu ersetzen. Wenn im Schritt 303 das Ziel so erkannt wird, daß es separat ist und eine Winkeldifferenz zwischen den beiden Zielen nicht kleiner als ein gewisser Wert ist, wird das Flag für die gleichförmige Amplitudenverteilungsbildung aufrecht erhalten; wenn die Winkeldifferenz kleiner als der bestimmte Wert ist, wird das Flag durch ein Flag für die Verteilungsausbildung der spitz zulaufenden Amplitude ersetzt.
Wie oben im Detail ausgeführt, ist das FM-CW-Radar der vorliegenden Erfindung dafür ausgelegt, den Phasenverschiebungsprozeß für die Fourier-transformierten Daten in dem Signalverarbeitungsabschnitt durchzuführen, wodurch eine elektronische Strahlabtastung im FM-CW-Radar ermöglicht ist. Die Abtastrate und die Zuverlässigkeit hinsichtlich Vibrationen sind höher als bei der mechanischen Abtastung. Da eine Antriebsvorrichtung für die Abtastung unnötig ist, kann die Größe der Vorrichtung verringert werden.
Wenn das Radar weiterhin mit der Vorrichtung zur Frequenzauswahl versehen ist, um eine Intensität anzuzeigen, welche nicht kleiner als der bestimmte Wert ist - jeweils aus den Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales - kann die nachfolgende Überlagerungssignalfrequenzberechnung eines jeden Strahlrichtungswinkels unter Verwendung nur der Fourier-Transformationsdaten der ausgewählten Frequenzen durchgeführt werden, wodurch die Bearbeitungslasten bei der Berechnung erheblich verringert sind. Mit anderen Worten, die Berechnungsablaufzeit kann verkürzt werden und das Ziel kann in kürzerer Zeit erkannt werden. Dies ist äußerst wirksam, wenn die Bewegungsgeschwindigkeit des Zieles hoch ist.
Wenn die Kanal-zu-Kanal-Amplitudenverteilungskorrektur weiterhin an den Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales durchgeführt wird, können die Seitenkeulen gesteuert werden und die Strahlbreite des Hauptstrahles kann eingestellt werden; somit kann ein gewünschter Strahl abhängig von der Anwendungsbedingung ausgebildet werden. Beispielsweise wird es möglich, einen Prozeß durchzuführen, in dem eine Zielgrobsuche durchgeführt wird mit einem Strahl mit einem Hauptstrahl relativ großer Strahlbreite und ausreichend gesteuerten Seitenkeulen und dann, sobald ein Ziel erkannt worden ist, den genauen Status des Zieles durch Schalten der Amplitudenverteilung auf eine andere Verteilung mit engerer Bandbreite des Hauptstrahles zu erfassen.
Aus der bislang beschriebenen Erfindung ergibt sich, daß die Erfindung auf manche Weise abgewandelt werden kann. Sämtliche derartige Modifikationen, wie sie für einen Fachmann auf diesem Gebiet offensichtlich sind, sind als im Umfang der nachfolgenden Ansprüche enthaltend beabsichtigt.

Claims

1. Ein FM-CW-Radar mit einem Übertragungsabschnitt zum Abstrahlen eines Übertragungssignals, welches aus einer Frequenzmodulation einer Grundwelle resultiert, in Form einer elektromagnetischen Welle;

einem Empfangsabschnitt zum Empfangen einer elektromagnetischen Welle als Empfangssignal, welche zurückgestrahlt wird, wenn die elektromagnetische Welle des Übertragungssignales ein Objekt in einem Winkelbereich erreicht, der eine Mehrzahl von Strahlrichtungswinkeln beinhaltet und zum Erzeugen eines Überlagerungssignales durch Mischen des Empfangssignales mit einem Teil des Übertragungssignales; und

einem Signalverarbeitungsabschnitt zum Erkennen eines Abstandes zu dem Objekt und einer Relativgeschwindigkeit des Objektes auf der Grundlage einer Frequenz des Überlagerungssignales,

wobei der Empfangsabschnitt eine Gruppenantenne hat, in der eine Mehrzahl von Einzelantennen angeordnet ist, sowie eine Mehrzahl von Mischern zum Mischen des Empfangssignals mit einem Teil des Übertragungssignales für jede der Einzelantennen, um ein Überlagerungssignal für jeden Kanal zu erzeugen, und

wobei der Signalverarbeitungsabschnitt aufweist:

eine erste Vorrichtung zur Durchführung einer analog/digital-Wandlung des Übertragungssignales eines jeden Kanales in ein digitales Überlagerungssignal für jeden Kanal und zum Speichern des digitalen Überlagerungssignales eines jeden Kanals;

eine zweite Vorrichtung zur Durchführung einer Fourier- Transformation an dem digitalen Überlagerungssignal für jeden Kanal zum Erhalt von Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales mit einer Überlagerungsfrequenz-Spektrumsinformation;

eine dritte Vorrichtung zur Durchführung eines Phasenverschiebungsvorganges abhängig von der Mehrzahl von Strahlrichtungswinkeln an den Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales und zum nachfolgenden Synthetisieren der Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales für jeden Strahlrichtungswinkel, um Fourier-transformierte Daten eines jeden Strahlrichtungswinkels mit einer Überlagerungsfrequenz-Spektrumsinformation eines jeden Strahlrichtungswinkels zu erhalten; und

eine vierte Vorrichtung zum Berechnen des Abstandes zu dem Objekt und der Relativgeschwindigkeit des Objektes auf der Grundlage der Fourier-transformierten Daten eines jeden Strahlrichtungswinkels.

2. Das FM-CW-Radar nach Anspruch 1, wobei das Übertragungssignal ein Signal ist, welches einer Dreiecksform-Modulation unterworfen ist, in welcher frequenzansteigende Intervalle und frequenzabfallende Intervalle abwechselnd auftreten, und wobei die vierte Vorrichtung dafür ausgelegt ist, eine Frequenz zur Anzeige eines Spitzenwertes der Fouriertransformierten Daten in jedem Strahlrichtungswinkel in dem frequenzansteigenden Intervall mit einer Frequenz zur Anzeige eines Spitzenwertes der Fourier-transformierten Daten in jedem Strahlrichtungswinkel des frequenzabfallenden Intervalles zu paaren und um den Abstand zu dem Objekt zu berechnen und die Relativgeschwindigkeit des Objektes in dem Strahlrichtungswinkel, der von Interesse ist, aus den so gepaarten beiden Frequenzen zu berechnen.

3. Das FM-CW-Radar nach Anspruch 2, wobei der Signalverarbeitungsabschnitt weiterhin eine fünfte Einrichtung zur Auswahl einer Frequenz zur Anzeige eines Intensitätswertes nicht geringer als ein bestimmter Wert aus den Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales, erhalten durch die zweite Vorrichtung, aufweist, und wobei die dritte Vorrichtung dafür ausgelegt ist, den Phasenverschiebungsvorgang abhängig von der Mehrzahl von Strahlrichtungswinkeln an den Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales durchzuführen, ausgewählt durch die fünfte Vorrichtung und zum nachfolgenden Synthetisieren der Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales in jeden Strahlrichtungswinkel, um die Fourier-transformierten Daten eines jeden Strahlrichtungswinkel zu erhalten.

4. Das FM-CW-Radar nach Anspruch 2 oder 3, wobei die dritte Vorrichtung dafür ausgelegt ist, einen Amplitudenverteilungskorrekturprozeß bei Auftreten eines Phasenverschiebungsprozesses an den Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales durchzuführen.

5. Das FM-CW-Radar nach Anspruch 4, wobei der Amplitudenverteilungskorrekturprozeß durchgeführt wird, indem die Fourier-transformierten Daten eines jeden Kanales, erhalten durch die zweite Vorrichtung, mit einem vorgesetzten Amplitudenverteilungsmuster multipliziert werden.

6. Das FM-CW-Radar nach Anspruch 5, wobei der Amplitudenverteilungskorrekturprozeß auf selektiver Basis durchgeführt wird.

7. Das FM-CW-Radar nach Anspruch 6, wobei das Amplitudenverteilungsmuster ein spitz zulaufendes Amplitudenverteilungsmuster mit abnehmenden Amplituden von einem Kanal in einem mittigen Teil in Richtung Kanälen an den beiden Enden ist.