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Die vorliegende Erfindung betrifft
eine Phasenregelkreisschaltung, die ausgebildet ist, der Phase eines
Eingangssignals nachzulaufen.
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Bisher wird eine Phasenregelkreisschaltung (PLL)
zum Extrahieren von Synchronisationssignalen oder Takten bei einem
VTR oder bei einem Plattenwiedergabegerät verwendet.
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Dieser Phasenregelkreis ist eine
Schaltung, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches phasengleich
oder frequenzmäßig mit
einem Referenzsignal synchronisiert ist. Dieser ist eine Frequenzrückführungsschaltung,
welche einen Phasenkomparator 251, um die Phasenbeziehung
zwischen zwei Signalen zu vergleichen und um das Vergleichsergebnis auszugeben,
ein Tiefpassfilter, um Niedrigfrequenzkomponenten des Ausgangssignals
des Phasenkomparators 251 herauszunehmen, und einen spannungs-gesteuerten
Oszillator (VCO) 256 hat, um die Schwingungsfrequenz in
Abhängigkeit
vom Ausgangssignal des Tiefpassfilters zu variieren.
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Gemäß 1 wird ein Frequenzsignal, welches eine
Frequenz gleich fin hat, zu einem Eingangsanschluss 258 und
von dort zum oben beschriebenen REF-Eingangsanschluss des Phasenkomparators 251 geliefert.
Außerdem
wird ein VCO-Ausgangssignal vom VCO 256, welches eine Frequenz
fVOC hat, über eine Frequenzteilerschaltung 257 zu
einem VER-Eingangsanschluss
des Phasenkomparators 251 geliefert.
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Der Phasenkomparator 251 vergleicht
die Phase des Referenzsignals und das Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung 257 und
gibt das Vergleichergebnis über
einen Anschluss U oder einen Anschluss V aus, wenn das Referenzsignal
bezüglich
der Phase vorläuft
oder das Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung 257 bezüglich der
Phase vorläuft.
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Außerdem ist ein Widerstand 252 vorgesehen,
bei dem ein Anschluss mit dem Anschluss U und der andere Anschluss
mit dem VCO 256 verbunden ist, und ein Widerstand 253,
bei dem ein Anschluss mit dem Anschluss V und der andere Anschluss
mit dem VCO 256 verbunden ist. Außerdem ist ein Widerstand 254 vorgesehen,
von dem ein Anschluss mit den Ausgangsseiten der Widerstände 252, 253 und
von dem das andere Ende mit einem Kondensator 255, dessen
entgegengesetztes Ende geerdet ist, verbunden ist.
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Die Widerstände 252, 253,
der Widerstand 254 und der Kondensator 255 bilden
das Tiefpassfilter.
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Dieses Tiefpassfilter schneidet die
Hochfrequenzkomponenten des obigen Vergleichergebnisses ab, wonach
die DC-Komponenten zum VCO 256 weitergeleitet werden. Der
VCO 256 spricht auf das Liefern der DC-Komponente an, um
zu schwingen und ein Signal mit einer Frequenz fVOC auszugeben, welches
so festgelegt ist, dass gilt: fVCO = fin × N.
Das Schwingungsausgangssignal wird zu einem Ausgangsanschluss 259 und
zur VCO-Schaltung 257 weitergeleitet.
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Die Frequenzteilerschaltung 257 setzt
das Schwingungsausgangssignal mit der Frequenz fVCO in
ein Signal mit einer Frequenz gleich 1/N um, d. h., in das Signal,
welches die Frequenz fin hat. Dieses Signal
wird zum Anschluss VER des Phasenkomparators 251 geführt.
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Bei dem obigen Aufbau der Phasenverriegelungsschleife
ist das VCO-Ausgangssignal immer mit dem Referenzsignal mit einer
vorher festgelegten konstanten Frequenz synchronisiert.
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Außerdem ist ein dafür bestimmter
IC bekannt, der durch Gate-Array oder Integration mit dem Phasenkomparator 251 und
dem VCO 256 hergestellt ist. Dieser IC ist als kleiner
Baustein verfügbar.
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Der Phasenkomparator 251 ist
durch eine Kombination von Logikschaltungen aufgebaut, wie in 2 gezeigt ist. 3 zeigt ein Zeitablaufdiagramm
von Referenzdaten (REF), Eingangsdaten (VER) und anderen Daten.
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Gemäß 3 werden ND-Daten vom Anstieg der Eingangsdaten
bis zum Anstieg der nächsten
Referenzdaten ausgegeben, während
NU-Daten vom Anstieg der nächsten
Eingangdaten bis zum Anstieg der nächsten Referenzdaten ausgegeben
werden. Die ND-Daten und NU-Daten werden durch den Phasenkomparator 251 erzeugt
und ausgegeben.
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Wenn somit der Phasenkomparator zum Ausgeben
der ND-Daten oder der NU-Daten
wie in 2 gezeigt aufgebaut
ist, bestehen Möglichkeiten, wo
unterschiedliche Rückführungen
oder Rückführschleifen
vom Eingang zum Ausgang existieren, wobei diese Schleifen nichtsymmetrische
Verzögerungen
im IC zeigen.
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Beispielsweise wird dem einen Eingangsanschluss
des ODER-Gates 103 der ersten Stufe unmittelbar das Referenzsignal
von einem REF-Eingangsanschluss 201 zugeführt, während dessen
Eingangsanschluss auf der gegenüberliegenden
Seite mit beispielsweise einem Ausgangssignal von einem Inverter 213 beliefert
wird. Zwischen diesen beiden Signalen wird eine Verzögerungsdifferenz
von zumindest drei Stufen erzeugt.
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In einigen Fällen unterscheiden sich somit die
Verzögerungen
von zwei Signalen, die den Logikschaltungen zugeführt werden,
voneinander. Diese unterschiedliche Verzögerung ist für das Erzeugen von
sogenannten Barthaaren in den NU-Daten oder den ND-Daten im Zeitablaufdiagramm
von 3 verantwortlich,
wodurch die Neigung besteht, Fehlfunktionen der PLL-Schaltung insgesamt
zu erzeugen.
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Obwohl in Erwägung der obigen Verzögerungen
Zwischenschaltungen entworfen werden können, gibt es Schwierigkeiten
insbesondere bei der Zwischenverbindungsverwaltung in einer Gate-Matrixschaltung.
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Die EP-A 0 637 137 beschreibt eine
verbrauchsarme PLL-Schaltung, die in der Lage ist, diese Barthaare
im Ausgangssignal zu unterdrücken. Der
beschriebene Phasendetektor ermittelt einen metastabilen Zustand
in bezug auf die Phasenermittlungsspeicherung und stellt sicher,
dass dieser in einem gleichbleibenden "Aufwärts"- oder "Abwärts"-Impuls
aufgelöst
wird. Die Potentialschwingung im Ausgangssignal auf Grund des Auftretens des
metastabilen Zustands wird daher überwunden.
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Im Hinblick auf den oben beschriebenen Stand
der Technik ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Phasenregelkreisschaltung
bereitzustellen, die einen einfacheren Aufbau hat und in bezug auf
Fehlfunktionen der Gesamtschaltung nicht empfindlich ist.
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Die obige Aufgabe kann gemäß der vorliegenden
Erfindung durch eine Phasenregelkreisschaltung gelöst werden,
die ausgebildet ist, der Phase eines Eingangssignals nachzulaufen,
welche aufweist:
einen Phasenkomparator, um ein Eingangsreferenzsignal
mit einem Eingangssignal bezüglich
der Phase zu vergleichen, welches als Gegenstück zum Vergleich synchron mit
vorher festgelegten Betriebstakten eingegeben wird; wobei der Phasenkomparator aufweist:
eine
erste Ermittlungseinrichtung, um einen Anstiegsbereich von Referenzdaten
zu ermitteln, welche auf der Basis des Referenzsignals erhalten
werden, und eine zweite Ermittlungseinrichtung, um einen Anstiegsbereich
von Eingangsdaten zu ermitteln, welche auf der Basis des Eingangssignals
erhalten werden; gekennzeichnet dadurch, dass
die erste Ermittlungseinrichtung
einen Anstiegsbereich von Referenzdaten synchron mit den Betriebstakten
ermittelt; und
die zweite Ermitlungseinrichtung einen Anstiegsbereich
von Eingangsdaten synchron mit den Betriebstakten ermittelt.
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Da die beiden Eingangssignale, nämlich das Referenzsignal
und das Eingangssignal miteinander synchron mit dem vorher eingestellten
Betriebstakten bezüglich
der Phase verglichen werden, werden die Vergleichsdaten, die als
Ergebnis des Phasenvergleichs erhalten werden, mit einer vorher
festgelegten Periode ausgegeben.
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1 ist
ein schematisches Blockdiagramm, welches eine herkömmliche
Phasenregelkreisschaltung zeigt;
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2 ist
ein Blockschaltungsdiagramm, welches ein Beispiel eines Phasenkomparators
zeigt, der bei der herkömmlichen
Phasenregelkreisschaltung, die in 1 gezeigt
ist, verwendet wird;
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3 zeigt
ein Zeitablaufdiagramm von Eingangs- und Ausgangsdaten zu oder von
dem Phasenkomparator;
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4 ist
ein Blockschaltungsdiagramm, welches einen beispielhaften Aufbau
eines Phasenkomparators zeigt, der in der Phasenregelkreisschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung verwendet wird;
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5 ist
ein Blockschaltungsdiagramm, welches einen beispielhaften Aufbau
eines Flankenermittlungsbereichs zeigt, der beim Phasenkomparator,
der in 4 gezeigt ist,
verwendet wird;
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6 zeigt
ein Zeitablaufdiagramm von Eingangs- und Ausgangsdaten zu oder von
dem Phasenkomparator, der in 4 gezeigt
ist; und
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7 ist
ein Blockschaltungsdiagramm, welches ein Beispiel einer Anwendung
der Phasenregelkreisschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Mit Hilfe der Zeichnungen werden
bevorzugte Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung ausführlich
erläutert.
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Die Phasenregelkreisschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung ist so ausgebildet, der Phase eines Eingangssignals nachzueilen,
und umfasst einen Phasenkomparator 150, der in 4 gezeigt ist, um einen
Phasenvergleich zwischen einem Eingangsreferenzsignal und einem
Eingangssignal als Objekt für
den Vergleich synchron mit vorher festgelegten Betriebstakten durchzuführen.
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Der Phasenkomparator 150 besitzt
einen ersten Detektor 154, um den ansteigenden Bereich von
Referenzdaten (REF), die auf der Basis des obigen Referenzsignals
erhalten werden, synchron mit den obigen Betriebstakten zu ermitteln,
und einen zweiten Detektor 155, um den ansteigenden Bereich von
Eingangsdaten (VER), die auf der Basis des obigen Eingangssignals
erhalten werden, synchron mit dem obigen Betriebstakten zu ermitteln.
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Gemäß 5 besitzen der erste bzw. zweite Detektor 154, 155 ein
D-Flipflop 184 als erste Logikschaltung, um die Referenzdaten
oder die Eingangsdaten DATA als Antwort auf die Betriebstakte (CK)
zu speichern und auszugeben, und ein D-Flipflop 185 als
zweite Logikschaltung, um Ausgangsdaten des D-Flipflops 184 als
Antwort auf ein Eingangssignal der Betriebstakte zu speichern und
auszugeben. Der erste bzw. zweite Detektor 154, 155 besitzen
außerdem
einen D-Flipflop 186 als dritte Logikschaltung, um Ausgangsdaten
des D-Flipflops 195 als
Antwort auf das Eingangssignal der Betriebstakte zu speichern und
auszugeben, und eine vierte Logikschaltung 187, um einen
UND-Betrieb in Bezug auf Ausgangsdaten des D-Flipflops 185 auszuführen und
auf ein Komplementärausgangssignal
von Ausgangsdaten des D-Flipflops 186.
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Die Referenzdaten, die vom REF-Anschluss 151 in 4 geliefert werden, werden
zum ersten Detektor 154 geliefert. Diese Referenzdaten
haben eine Frequenz von beispielsweise 96 Hz, wie in einer beispielhaften
Ausführungsform,
die später
erläutert wird,
gezeigt ist, und werden zum REF-Anschluss 151 geliefert.
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Der erste Detektor 154 wird
mit Betriebstakten von einem CK-Eingangsanschluss 153 beliefert. Die
ansteigende Flanke der Referenzdaten wird als Antwort auf das Eingangssignal
der Betriebstakte ermittelt. Die ersten Flankendaten (P-EDG) werden
als diese ermittelten Daten zu einem ersten Flankenausgangsanschluss
(REF-EDG) 156, zu einem ersten UND-Gate 160, zu
einem J-Anschluss des ersten JK-Flipflops 163 und zu einem
ersten Inverter 159 geliefert.
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Die Frequenz dieser Betriebstakte
liegt außerhalb
des Bandes des Tiefpassfilters aller Daten, welches an einem Ausgangsanschluss
(nicht gezeigt) vorgesehen ist. Diese Frequenz ist beispielsweise
auf 1,764 MHz eingestellt, wie bei einer beispielhaften Ausführungsform,
die nachfolgend erläutert
wird. Dies beseitigt die Gefahr eines Auftretens des Quantisierungsfehlers.
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Die Eingangsdaten von einem VER-Eingangsanschluss 152 werden
zu einem zweiten Detektor 155 geliefert. Diese Eingangsdaten
haben ähnlich
wie die Eingangsreferenzdaten eine Frequenz von 96 Hz.
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Der zweite Detektor 155 wird
mit Betriebstakten von einem CK-Eingangsanschluss 153 beliefert. Der
Anstieg der Referenzdaten wird als Antwort auf das Eingangssignal
der Betriebstakte ermittelt. Die zweiten Flankendaten (P-EDG) werden
wie diese ermittelten Daten zu einem zweiten Flankenausgangsanschluss
(VER-EDG) 157, einem zweiten UND-Gate 156, einem J-Anschluss
des zweiten JK-Flipflops 162 und zu einem zweiten Inverter 158 geliefert.
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Der erste Inverter 159 ergänzt die
ersten Eingangsflankendaten, wobei die ergänzten Flankendaten zu einem
zweiten UND-Gate 161 geliefert werden. Der zweite Inverter 158 ergänzt die
zweiten Eingangsflankendaten, um die ergänzten Flankendaten dann zu
einem ersten UND-Gate 160 zu liefern.
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Das erste UND-Gate 160 spricht
auf die ersten Flankendaten, die ergänzten Daten der zweiten Flankendaten
und auf die ersten Flankenstatusdaten vom ersten JK-Flipflop 163 an,
wie später
erläutert wird,
um Daten "1" zum K-Anschluss des JK-Flipflops 162 nur dann
auszugeben, wenn alle Daten "1" sind, und um Daten "0" an den K-Anschluss
auszugeben, wenn dies umgekehrt ist.
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Das zweite UND-Gate 161 spricht
auf die zweiten Flankendaten, auf die ergänzten Daten der ersten Flankendaten
und auf die zweiten Flankenstatusdaten vom zweiten JK-Flipflop 162 an,
wie später erläutert wird,
um Daten "1" an den K-Anschluss des ersten JK-FIipflops 163 nur
dann auszugeben, wenn alle Daten "1" sind, und um Daten "0" an den
K-Anschluss auszugeben, wenn dies umgekehrt ist.
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Das erste JK-Flipflop 163 spricht
auf die Eingabe der Betriebstakte vom CK-Eingangsanschluss 153 an,
um die Phase der Eingangsdaten mit der der Referenzdaten zu vergleichen,
um die Phasenabweichung zu liefern, insbesondere die Phasennacheilung
der Eingangsdaten gegenüber
den Referenzdaten, als Vergleichsergebnis. Die ND-Daten werden als
Vergleichsergebnis über
das zweite UND-Gate 160 und einen dritten Inverter 165 zu
einer dritten Logikschaltung 167, die ausgebildet ist,
um den Eingangs-Negativlogik-UND-Betrieb durchzuführen, zu einer
vierten Logikschaltung 166 und einem ND-Ausgangsanschluss 172 geliefert.
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Das zweite JK-Flipflop 162 spricht
auf die Lieferung der Betriebstakte an, die vom CK-Eingangsanschluss 153 geliefer
werden, um die Phase der Eingangsdaten mit der der Referenzdaten
zu vergleichen, um die Phasenabweichung zu erzielen, insbesondere
die Phasenvoreilung der Eingangsdaten in bezog auf die Referenzdaten
als Vergleichsergebnis. Die NU-Daten werden als Ergebnis dieses
Vergleichs über
die erste UND-Schaltung 161 und den vierten Inverter 164 zu
einer vierten Logikschaltung 166, einer dritten Logikschaltung 167 und
zu einem Ausgangsanschluss 170 geliefert.
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Das heißt, die ND-Daten sind äquivalent
der Phasennacheilung der Eingangsdaten gegenüber den Referenzdaten, während die
NU-Daten äquivalent
der Phasenvoreilung der Eingangsdaten gegenüber den Referenzdaten sind.
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Der dritte Inverter 165 ergänzt das
Vergleichsergebnis vom ersten JK-Flipflop 163, um die ergänzten Daten
an die dritte Logikschaltung 167 auszugeben. Der vierte
Inverter
164 ergänzt
das Vergleichsergebnis vom zweiten JK-Flipflop 162, um
dann die die ergänzten
Daten an die vierte Logikschaltung 166 auszugeben.
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Die dritte Logikschaltung 167 und
die vierte Logikschaltung 166 sind jeweils Schaltungen,
die ausgebildet sind, um eine negative Eingangs-Logik-UND-Operation
auszuführen.
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Die dritte Logikschaltung 167 gibt
"1" oder "0" an einen Dreizustandspuffer 169 aus, wenn
die NU-Daten "1 " und die ND-Daten "0" oder entsprechend anders
sind, aus. Dieses "1"- oder "0"-Ausgangssignal zeigt ein Einschaltzustands-
bzw. Ausschalterzustandssteuersignal für den Dreizustandspuffer 169.
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Die vierte Logikschaltung 166 gibt
"1" oder "0" an den Dreizustandspuffer 168 aus, wenn die NU-Daten
"0" und den ND-Daten "1" sind, oder wenn dies entsprechend anders
ist. Dieses "1 "- oder "0"-Ausgangssignal zeigt ein Einschaltzustands- oder
Ausschalterzustandssteuersignal für den Dreizustandspuffer 168.
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Wenn das Ausgangssignal der dritten
Logikschaltung 167 "1" oder "0" ist, gibt der Dreizustandspuffer 169 an
einem Dreizustands-Ausgangsanschluss 173 (TRI-D) einen
Wert aus, der einer vorher festgelegten Spannung entspricht, beispielsweise eine
Erdspannung (GND), oder geht entsprechend zu einem Fliesszustand über.
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Wenn das Ausgangssignal der vierten
Logikschaltung 166 gleich "1" oder "0" ist, gibt der Dreizustandspuffer 168 an
einem Dreizustandsausgangsanschluss 171 (TRI-U) einen Wert
aus, der einer vorher festgelegten Spannung entspricht, beispielsweise
eine Erdspannung (GND) oder geht zu einem Fliesszustand über.
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Im Phasenkomparator, der in 4 gezeigt ist, sprechen
der erste Detektor 154, der zweite Detektor 155,
das erste bzw. zweite JK-Flipflop 163, 162 auf
vorher festgelegte Betriebstakte an, um einen Datenausgabebetrieb
auszuführen.
Daher wird die Phasenabweichung zwischen den NU-Daten und den ND-Daten,
die aufgrund der Differentialverzögerung der Eingangsdaten erzeugt
wird, die dem Schleifen- oder Rückführbereich
zuschreibbar ist, oder die Phasenabweichung zwischen den zwei Dreizustands-Logikausgangssignalen
nicht erzeugt.
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Anschließend werden der erste und der zweite
Detektor 154, 155 erläutert.
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Im ersten bzw. im zweiten Detektor 154, 155 werden
Referenz-/Eingangsdaten, die vom REF/VER-Eingangsanschluss geliefert
werden, zu einem D-Anschluss des D-Flipflops 184 geliefert,
wie in 5 gezeigt ist.
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Die Betriebstakte, welche vom CK-Eingangsanschluss 182 geliefert
werden, werden zu einem Inverter 183, einem D-Flipflop 185 und
zu einem D-Flipflop 186 geliefert. Die Betriebstakte werden
außerdem
durch einen Inverter 183 ergänzt, bevor sie zum D-Flipflop 184 geliefert
werden.
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Das D-Flipflop 184 spricht
auf das Liefern der ergänzten
Betriebstakte vom Inverter 183 an, um die obigen Referenz-/Eingangsdaten
zum D-Flipflop 185 zu liefern.
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Das D-Flipflop 185 spricht
auf das Liefern der Betriebstakte an und liefert das Ausgangssignal
des D-Flipflops 184, d. h., die obigen Referenz-/Eingangsdaten
zum D-Flipflop 186 und zur vierten Logikschaltung 187.
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Das D-Flipflop 186 spricht
auf das Zuführen der
Betriebstakte an, um das Ausgangssignal des D-Flipflops 185,
d. h., die obigen Referenz-/Eingangsdaten zum D-Flipflop 186 und
zur vierten Logikschaltung 187 zu liefern.
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Die vierte Logikschaltung 187 gibt
die "1" an einen Flankendaten-Ausgangsanschluss 188 (P-EDG)
nur dann aus, wenn das Ausgangssignal des D-Flipflops 185 gleich
"1" ist und das Ausgangssignal des D-Flipflops 186 gleich
"0" ist. Die Ausgangsdaten sind in diesem Fall die oben erwähnten ersten/zweiten
Flankendaten.
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Im ersten bzw. zweiten Detektor 154, 155, der
wie in 5 gezeigt aufgebaut
ist, geschieht die Ausgabe der D-Flipflops als Antwort auf die vorher festgelegten
Betriebstakte. Somit werden die beiden Eingangsdaten zur vierten
Logikschaltung 187 synchron mit den obigen Betriebstakten
ausgegeben.
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6 zeigt
ein Zeitablaufdiagramm entsprechender Ausgangssignale des Phasenkomparators 150.
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In dieser Figur zeigen VER, REF,
CK, NU, ND, VER-EDG, REF-EDG, TRI-U und TRI-D die Eingangsdaten,
die Referenzdaten, die Betriebstakte, die NU-Daten, die ND-Daten, die zweiten
Flankendaten von dem zweiten Flankenausgangsanschluss 157 (VER-EDG), die ersten
Flankendaten vom ersten Flankenausgangsanschluss 156 (REF-EDG), das
Dreizustands-Logikausgangssignal vom Dreizustands-Ausgangsanschluss 171 (TRI-U)
bzw. ein Dreizustands-Logikausgangssignal vom Dreizustands-Ausgangsanschluss 173 (TRI-D).
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Der Phasenkomparator gibt die zweiten Flankendaten
(VER-EDG) mit einer Nacheilung einer halben Periode der Betriebstakte
aus, wie vom Anstieg der Eingangsdaten (VER), während die ersten Flankendaten
(VER-EDG) mit einer Nacheilung einer halben Periode der Betriebstakte
ausgegeben werden, wie vom Anstieg der Referenzdaten (REF), wie in 6 gezeigt ist.
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Außerdem werden NU-Daten "0"
oder " 1 " nur dann ausgegeben, wenn die ersten Flankendaten (REF-EDG)
früher
als die zweiten Flankendaten (VER EDG) ausgegeben werden, d. h.,
wenn die Referenzdaten (REF) eine Phasenvoreilung in bezog auf die
Eingangsda ten (VER) haben, oder entsprechend umgekehrt. Außerdem wird
der Wert entsprechend der Spannung VCC als
Dreizustands-Logikausgangssignal (TRI-U) nur dann ausgegeben, wenn
die "0"-NU-Daten ausgegeben werden.
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Ähnlich
werden ND-Daten "0" oder "1" nur dann ausgegeben, wenn die zweiten
Flankendaten (VER-EDG) früher
als die ersten Flankendaten (REF-EDG) ausgegeben werden, d. h.,
wenn die Referenzdaten (REF) eine Phasennacheilung in bezog auf
die Eingangsdaten (VER) haben, oder wenn dies entsprechend umgekehrt
ist. Außerdem
wird der Wert entsprechend dem Erdpotential als Dreizustands-Logikausgangssignal
(TRI-D) nur dann ausgegeben, wenn die "0"-ND-Daten ausgegeben werden.
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Da die Flipflops im ersten bzw. zweiten
Detektor 154, 155 auf die vorher festgelegten
Betriebstakte zu Ausgangsdaten ansprechen, sind die Flankendaten,
die durch die Detektoren ausgegeben werden, in Phase miteinander
im Ausgabezeitpunkt.
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Da außerdem der Ausgabebetrieb des
ersten bzw. zweiten JK-Flipflops 163, 162 ähnlich als Antwort
auf die vorher festgelegten Betriebstakte gesteuert wird, wird keine
Phasenabweichung zwischen den Vergleichergebnissen erzeugt, d. h.,
zwischen den NU- und ND-Daten,
die durch die JK-Flipflops ausgegeben werden.
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Dies ermöglicht eine Unterdrückung der Fehlfunktion,
die andernfalls durch Phasenabweichung im Ausgabezeitpunkt der Vergleichsergebnisse
beim VCO-Spannungssteuerbetrieb verursacht wird, bei dem die obigen
Vergleichsergebnisse verwendet werden.
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Ein Beispiel der Phasenregelkreisschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung, ein Bewegtbildfilm-Wiedergabegerät, bei dem die Lehre der vorliegenden
Erfindung auf einen Wiedergabetakt-Erzeugungsbereich angewandt wird,
der während
des Aufzeichnungsbetriebs der digitial-aufgezeichneten Sprachausgabe
im Wiedergabezeitpunkt des Bewegtbildfilms angewandt wird, wird
nun erläutert.
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Das Bewegtbildfilm-Wiedergabegerät ist so aufgebaut,
um einen sogenannten Umschaltebetrieb zu Speichern eines Einzelbewegtbilds
in mehreren Filmrollen durchzuführen,
und die Wiedergabe wird von einer ersten Filmrolle zu einer zweiten
Filmrolle übertragen.
Die Phasenregelkreisschaltung nach der vorliegenden Erfindung wird
bei einem Geräteteil
angewandt, welches ausgebildet ist, um korrekte Systemtakte zu erzeugen,
d. h., Wiedergabetakte für
das Wiedergabegerät
selbst im Zeitpunkt des obigen Umschaltebetriebs.
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Gemäß 7 wird der in 4 gezeigte Aufbau bei einem Phasenkomparator 150 in
einer Voreil-PLL-Schaltung 13 angewandt, die zum Voreilen
des Betriebs einer externen PLL-Schaltung 14 ausgebildet
ist, die ausgebildet ist, die Wiedergabetakte zu erzeugen, um das
Ausgeben zu bewirken, die bestimmt ist, die Zeitkonstante der externen
Phasenregelkreisschaltung 14 abzusenken.
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Der Bewegtbildfilm ist mit Perforationen
versehen, die sich auf beiden Seiten eines Bildaufzeichnungsbereichs
in vorher festgelegten Intervallen längs der Filmtransportrichtung
erstrecken. Zwischen den Perforationen und den damit verbundenen
Filmrändern
sind digitale Tonspuren für
den rechten Kanal und diejenigen für den linken Kanal gebildet,
die sich längs
der Transportrichtung des Bewegtbildfilms erstrecken. Die Rahmensignale
FG1, FG2 für
die Wiederholungsfrequenz der Perforationen liegen bei einer Frequenz
von 96 Hz.
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Wenn in 7 ein einzelner Bewegtbildfilm auf zwei
Filmrollen aufgezeichnet ist, nämlich
einer ersten Filmrolle und einer zweiten Filmrolle, wird die erste
Filmrolle, auf welcher der erste halbe Bereich des Bewegtbilds aufgezeichnet
ist, auf einem ersten Filmleser 1 angeordnet, während die
zweite Filmrolle, auf welcher die zweite Hälfte des Bewegtbilds aufgezeichnet
ist, auf einer zweiten Filmrolle 2 angeordnet wird. Zunächst wird
lediglich der erste Filmleser 1 durch den Steuerbetrieb
durch eine Umschaltsteuerung 3 betriebswirksam, um den
Bewegtbildfilm wiederzugeben.
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Der erste Filmleser 1 ermittelt
die Perforationen von der ersten Filmrolle, während das Rahmensignal FG1
ausgegeben wird.
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Das Rahmensignal FG1 wird zu einem
Fensterbereich 6 und zu einem B-Anschluss eines Multiplexers 10 geliefert.
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Der zweite Filmleser 1 ermittelt
in ähnlicher Weise
die Perforationen von der zweiten Filmrolle, während das Rahmensignal FG2
ausgegeben wird. Das Rahmensignal FG2 wird zu einem Fensterbereich 8 und
zu einem B-Anschluss eines Multiplexers 12 geliefert.
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Die Umschaltsteuerung 3 ist
ausgebildet, um Daten von zwei Pegeldaten "L" oder "H" auszugeben, um
die erste bzw. zweite Filmrolle auszuwählen, und sendet den "L"-Pegel
oder den "H"-Pegel zu einem Umschaltanschluss (CHG) des Multiplexer 4 und
zu einem Steueranschluss 15 (CNTI CHG), wenn die Wiedergabetakte
gebildet werden müssen,
wobei das Rahmensignal FGl verwendet wird, welches von der ersten
Filmrolle erhalten wird, oder wenn die Wiedergabetakte zu bilden
sind, wobei das Rahmensignal FG2 verwendet wird, welches entsprechend
von der zweiten Filmrolle erhalten wird.
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Der Multiplexer 4 wählt die
Wiedergabetakte CK1 aus, die zu einem Anschluss A geliefert werden, oder
die Wiedergabetakte CK2, die zu einem Anschluss B geliefert werden,
als Antwort auf die "L"- oder "H"-Daten, die zum Umschaltanschluss
CHG geliefert werden, um die ausgewählten Daten zu einer Frequenzteilerschaltung 5 zu
liefern. Die Wiedergabetakte CK1, CK2 haben jeweils eine Frequenz von
beispielsweise 1,764 MHz.
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Wenn der "L"- oder der "H"-Wert zum
Umschalteanschluss CHG geliefert wird, wird der Anschluss A oder
der Anschluss B entsprechend ausgewählt.
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Die Wiedergabetakte CK1 sind Taktdaten, welche
durch einen VCO 36 erzeugt werden, was nachfolgend erläutert wird. Ähnlich werden
Wiedergabetakte CK2 zu Taktdaten, welche durch einen VCO einer externen
PLL-Schaltung 14 erzeugt werden, was nachfolgend erläutert wird.
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Die Frequenzteilerschaltung 5 teilt
die Frequenz der Wiedergabetakte CK1 oder CK2, die durch den Multiplexer 4 ausgewählt werden
und zur Schaltung 5 geliefert werden, auf 1/6125, d. h.,
auf 1,764 MHz/6125 = 288 Hz, um die resultierenden Mastertaktdaten
zu einem Mastertakt-Ausgangsanschluss 19 (MCK 288)
auszugeben.
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Der Referenztakt (X) wird mit einer
Frequenz von beispielsweise 192 Hz, der vom Referenzeingangsanschluss 16 geliefert
wird, zu den Fensterbereichen 6 und 8 und zur
Frequenzteilerschaltung 7 geliefert.
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Die Frequenzteilerschaltung 7 halbiert
die Referenztakte und sendet die Daten mit 192 × ½ = 96 Hz zum Anschluss A
des Multiplexers 10 und zum Anschluss A des Muttiplexers 12.
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Der fenster-bildende Bereich 6 bildet
das Rahmensignal FGI unter Verwendung der Referenztaktsignale von
192 Hz zu einem Fenster und sendet die zu einem fenstergebildeten
"L"- oder "H"-Pegeldaten (WND) zu einem Umschaltanschluss (WND) des
Multiplexer 10, einem NOR-Gate 21 der Voreil-PLL-Schaltung 13 und
zu einem Fensterdaten-Ausgangsanschluss 20 (CNT2 WND).
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Die Fensterbildungseinheit 8 ist
ausgebildet, das Rahmensignal FG2 unter Verwendung der obigen Referenztakte
zu einem Fenster zu bilden und sendet die zu einem Fenster gebildeten
"L"- oder "H"-Pegeldaten (WND) zu einem Umschaltanschluss (WND)
des Multiplexers 12, zu einem NOR-Gate 21 der
Voreil-PLL-Schaltung 13 und zu einem Fensterdaten-Ausgangsanschluss 30 (CNT3
WND).
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Die Frequenzteilerschaltung 9 ist
ausgebildet, die Frequenz der Wiedergabetakte CK1 um 18375 zu teilen.
Das heißt,
die Frequenzteilerschaltung 9 unterteilt die Wiedergabetakte
von 1,764 MHz um 18375 auf 96 Hz und sendet die Frequenzteilungsdaten
zu einem Eingangsdatenanschluss (VER) des Phasenkomparators 150 der
Voreil-PLL-Schaltung 13 und zu einem Eingangsdatenanschluss
(VER) des Phasenkomparators 31 der externen PLL-Schaltung 13.
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Der Multiplexer 10 wählt die
Daten von 96 Hz aus, welche auf der Basis der Referenztakte erhalten werden,
die zum Anschluss A geliefert werden, oder das obige Rahmensignal
FG1, welches zum Anschluss B geliefert wird, auf der Basis der zu
einem Fenster gebildeten Daten, die zum Umschaltanschluss (WND)
geliefert werden, und liefert die ausgewählten Daten zu einem Referenzdatenanschluss (REF)
des Phasenkomparators 150 oder zu einem Referenzdatenanschluss
(REF) des Phasenkomparators 31.
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Wenn die gelieferten zu Fenstern
gebildeten Daten den "L"- oder "H"-Wert haben, wird der Anschluss
A, d. h., die Daten, die auf der Basis der Referenztakte erhalten
werden, bzw. der Anschluss B, d. h., das obige Rahmensignal FG1
ausgewählt.
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Die Frequenzteilerschaltung 11 ist
so ausgebildet, um die Frequenz der Wiedergabetakte CK2 durch 18375
zu teilen. Das heißt,
die Frequenzteilerschaltung 11 teilt die Wiedergabetakte
von 1,764 MHz durch 18375 auf 96 Hz, um die frequenz-geteilten Daten
zu einem Eingangsdatenanschluss (VER) des Phasenkomparators 150 der
Voreil-PLL-Schaltung 13 und zum Phasenkomparator 31 der
externen PLL-Schaltung 14 zu liefern.
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Der Multiplexer 12 wählt die
Daten von 96 Hz aus, die auf der Basis der Referenztakte erhalten werden,
die zum Anschluss A geliefert werden, oder das obige Rahmensignal
FG2, welches zum Anschluss B geliefert wird, auf der Basis der zu
Fenstern gebildeten Daten, die zum Umschaltanschluss (WND) geliefert
werden, und liefert die ausgewählten Daten
zu einem Referenzdatenanschluss (REF) des Phasenkomparators 150 und
zum Phasenkomparator 31 des externen PLL-Schaltung 14.
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Die Voreil-PLL-Schaltung 13 mit
dem gleichen Aufbau ist separat dazu vorgesehen, um das Rahmensignal
FGl und das Rahmensignal FG2 zu verarbeiten, und umfasst den oben
erwähnten
Phasenkomparator 150.
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In jeder Voreil-PLL-Schaltung 13 wird
ein Ausgangssignal des Multiplexers 10 zu einem Referenzdatenanschluss
REF des Phasenkomparators 150 geliefert, während ein
Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung 9 zu einem Eingangsdatenanschluss
VER geliefert wird, und die oben erwähnten Wiedergabetakte CK1 werden
zu einem Taktanschluss CK geliefert.
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Der Phasenkomparator 150 vergleicht
die Referenzdaten und die Eingangsdaten auf der Basis der Wiedergabetakte
bezüglich
der Phase. Die resultierenden NU-Daten werden zur NOR-Schaltung 21 geliefert,
während
die ND-Daten zu einem ODER-Gate 22 geliefert werden.
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Die Logikschaltung 21 gibt
"1" oder "0" an eine Diode 25 aus, wenn die NU-Daten und
die zu Fenstern gebildeten Daten "0" sind, oder entsprechend umgekehrt.
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Das ODER-Gate 22 gibt "0"
oder "1" an eine Diode 25 aus, wenn die NU-Daten und die
zu Fenstern gebildeten Daten "0" sind oder entsprechend umgekehrt.
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Die Diode 23 erlaubt es,
dass lediglich die positive Seite des Ausgangssignals das NOR-Gate 21 durchläuft und
als Ansteuerspannung an einen VCO 36 der externen PLL-Schaltung 14 über den
Widerstand 24 und einem Tiefpassfilter ausgegeben wird,
welches aus einem Widerstand 34 in der externen PLL-Schaltung 14 besteht,
wie später
erläutert wird,
und einem Elektrolyt-Kondensator 35, wie nachfolgend erläutert wird.
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Die Diode 25 erlaubt es,
dass lediglich die negative Seite des Ausgangssignals des ODER-Gates 22 durchläuft und
als eine Ansteuerspannung zum VCO 36 über den Widerstand 26 und einem
Tiefpassfilter ausgegeben wird, welches aus dem Widerstand 34 und
dem Elektrolyt-Kondensator 35 besteht, wie nachfolgend
erläutert
wird.
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Jede externe PLL-Schaltung 14 mit
dem gleichen Aufbau ist dazu vorgesehen, um das Rahmensignal FG1
und das Rahmensignal FG2 zu verarbeiten. Jede externe PLL-Schaltung 14 weist
einen Phasenkomparator 31, Widerstände 32, 33,
ein Tiefpassfilter, welches aus den Widerstand 34 und dem
Elektrolyt-Kondensator 35 besteht, und einen VCO 36 auf.
Die externe PLL-Schaltung, die das Rahmensignal FG1 verarbeitet,
erzeugt die Wiedergabetakte CK1, während diejenige, die das Rahmensignal
FG2 verarbeitet, die Wiedergabetrakte CK2 erzeugt.
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In der externen PLL-Schaltung 14 ist
der Phasenkomparator 31 ähnlich wie der übliche Phasenkomparator
aufgebaut und arbeitet so, um die Phase der Referenzdaten mit der
der Eingangsdaten zu vergleichen, um U- und D-Daten als Vergleichergebnisse
auszugeben. Die U-Daten und D-Daten geben die Phasenvoreilung und
die Phasenacheilung, welche die Eingangsdatenphase hat, in bezug
auf die Referenzdaten an.
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Dieser Phasenkomparator 31 kann ähnlich wie
der obige Phasenkomparator 150 ausgebildet sein.
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Das obige Tiefpassfilter arbeitet
so, um Hochfrequenzkomponenten der U- und D-Daten abzuschneiden, um lediglich zu
erlauben, dass die Niedrigfrequenzkomponenten durchlaufen. Diese Niedrigfrequenzkomponenten
werden zum oben erwähnten
VCO 36 geliefert.
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Der VCO 36 erzeugt eine
Schwingung auf der Basis der Niedrigfrequenzkomponenten von Daten,
welche von der Voreil-PLL-Schaltung 13 geliefert werden,
oder der Niedrigfrequenzkomponenten der U- und D-Daten vom Phasenkomparator 31.
Die Schwingung, die vom VCO ausgegeben wird, wird auf der FG1-Verarbeitungsseite
und auf der FG2-Verarbeitungsseite zu einem Ausgangsanschluss 17 bzw.
zu einem Ausgangsanschluss 18 gelie fert, um dazu verwendet
zu werden, Wiedergabetakte zu erzeugen, die verwendet werden, den
Bewegtbildfilm zu reproduzieren, beispielsweise die Wiedergabefrequenz
von 44,1 kHz für
den Wiedergabeton.
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Dieses Schwingungsausgangssignal
auf der FG1-Verarbeitungsseite wird als oben erwähnte Wiedergabetakte CK1 zum
Multiplexer 4, zur Frequenzteilerschaltung 9, 11 und
zur Voreil-PLL-Schaltung geliefert, um so als Rückführausgangssignal für die entsprechenden
Bereiche verwendet zu werden. Ähnlich
wird die Schwingung, die auf der FG2-Verarbeitungsseite ausgegeben
wird, als oben erwähnte Wiedergabetakte
CK2 zum Multiplexer 4, zur Frequenzteilerschaltung 9, 11 und
zur Voreil-PLL-Schaltung 13 geliefert, um so als Rückführausgangssignal für die jeweiligen
Bereiche verwendet zu werden.
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Durch Anwenden des Aufbaus, der in 4 gezeigt ist, auf den Phasenkomparator 150 in
der Voreil-PLL-Schaltung, wie bei der Bewegtbildfilm-Wiedergabeeinrichtung,
die in 7 gezeigt ist, wird
keine Phasennacheilung zwischen Ausgangssignalen der Voreil-PLL-Schaltungen 13 erzeugt,
d. h., den NU- und ND-Daten, durch den Phasenkomparator 150 ausgegeben
werden, wie oben beschrieben, wodurch eine Unterdrückung von
Fehlfunktionen, die ansonsten beim VCO-Spannungssteuerbetrieb erzeugt
werden, bei dem die NU- und ND-Daten auf Grund der Phasenabweichung
verwendet werden, die im Ausgabezeitpunkt der Vergleichsergebnisse erzeugt
wird, ermöglicht
wird.
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Außerdem wird der Betrieb der
Voreil-PLL-Schaltung lediglich nach Ablauf einer bestimmten Zeit
wegen der langen Zeitkonstante der PLL-Schaltung 14 stabilisiert.
Somit wird ein Ausgangssignal der Voreil-PLL-Schaltung 13 mit
einer kürzeren
Zeitkonstante bis zur Stabilisierung des VCO 36 zum Erzeugen
von Wiedergabetakten verwendet.
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Auf diese Art und Weise wird das
Ausgangssignal des VCO 36 während der Betriebszeit in einer kürzeren Zeit
stabilisiert.
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Bei der Phasenregelkreisschaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung werden wie oben beschrieben die beiden Eingangssignale,
d. h., das Referenz- und Eingangssignal synchron mit den vorher festgelegten
Betriebstakten bezüglich
der Phase verglichen, so dass die Vergleichsdaten, die von dem Phasenvergleich
resultieren, mit einer vorher festgelegten Periode ausgegeben werden
können,
wodurch ein vereinfachter Aufbau sicher gestellt wird und Fehlfunktionen
der Gesamtschaltung reduziert werden.