DE69711214T2

DE69711214T2 - Verfahren und gerät zur verwendung mit phasenmodulierten signalen

Info

Publication number: DE69711214T2
Application number: DE69711214T
Authority: DE
Inventors: Dan Weinholt
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1996-06-28
Filing date: 1997-06-27
Publication date: 2002-11-07
Anticipated expiration: 2017-06-28
Also published as: US6091789A; SE9602563D0; DE69711214D1; SE506847C2; WO1998000906A1; BR9710057A; CN1111943C; EP0940005A1; EP0940005B1; JP3850887B2; AU3471197A; JP2000514261A; CN1228884A; NO985995D0; NO985995L; CA2258349A1; SE9602563L

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und Vorrichtung zum Erkennen und Korrigieren von Modulationsfehlern eines informationstragenden modulierten Signals.

STAND DER TECHNIK

Für die Übertragung von digitalen Signalen über lange Strecken zwischen einer Sendeeinheit und einer Empfangseinheit ist es angemessen, das digitale Signal irgendwie zu kodieren. Das Kodieren erfolgt, um eine zuverlässige Informationsübertragung trotz Interferenz sicherzustellen. Für Übertragung per Draht kann eine der einfachsten Formen des Kodierens sein, die Signalpegel zu erhöhen und eine erweiterte Form kann irgendeine Variation von Phasenverschiebung oder Frequenzverschiebung einer Trägerwelle sein. Die Verwendung von optischen Fasern zur Informationsübertragung erfordert die Verwendung einer Lichtquelle, welche durch digitale Signale kodiert wird.
Informationsübertragung über Draht oder optische Fasern ist wegen geographischer Standorte, Kosten oder anderer Umstände nicht immer möglich. Im derartigen Fällen kann es geeigneter sein, drahtlose Übertragung der Information zu verwenden, beispielsweise mit Hilfe irgendeines Typs von Funkwellen. Sogar in diesem Fall ist es geeignet, eine Trägerwelle zu gebrauchen, welche durch die digitale Information moduliert wird.
Die drei Hauptverfahren des Modulierens einer Trägerwelle mit Hilfe von digitaler Information sind mittels einer Modifikation, eines Schritts, von entweder der Amplitude, Frequenz oder Phase der Trägerwelle. Die drei Grundverfahren des Modulierens einer Trägerwelle werden normalerweise Amplitudenverschiebungsmodulation, Frequenzverschiebungsmodulation bzw. Phasenverschiebungsmodulation genannt. Welches Verfahren verwendet werden kann, kann auf einem beliebigen der folgenden Wünsche und/oder Anforderungen basieren: Erkennungsleistung, Datengeschwindigkeit, verfügbares Frequenzband/Bandbreite, Komplexität der Hardware, Frequenzbereich, Kosten etc. Einige dieser Anforderungen/Wünsche stehen in direktem Widerspruch miteinander, aus diesem Grund muss eine Priorisierung in Abhängigkeit von der Applikation stattfinden. Bei Amplitudenverschiebungsmodulation variiert die Amplitude der Trägerwelle, d. h. Amplitudenverschiebungsmodulation hat keine konstante Hüllkurve. Sowohl Frequenz- als auch Phasenmodulation haben eine konstante Hüllkurve, welche sie gegenüber Nichtlinearitäten der Amplitude, welche bei der Übertragung zwischen einem Sender und einem Empfänger auftreten können, unempfindlich macht. Beispiele dafür, wo Amplituden-Nichtlinearitäten auftreten können, sind bei der Verwendung von Mikrowellenfunkverbindungen und Satellitenkanälen. Folglich sind Frequenz- und Phasenverschiebungsmodulation gebräuchlicher als Amplitudenverschiebungsmodulation.
Frequenzverschiebungsmodulation ist meist die am leichtesten praktisch zu verwirklichende, d. h. die notwendige Hardware ist sowohl auf der Senderseite als auch auf der Empfangsseite einfach, was niedrige Kosten bereitet. Phasenverschiebungsmodulation andererseits ergibt ein besseres System im Sinne von Leistungsverhalten, erfordert aber einen komplizierteren Sender und Empfänger. Aufgrund dieser Unterschiede hat die Entwicklung einen Hybridtyp hervorgebracht, welcher Vorteile von beiden Modulationsverfahren nutzt. Unter diesen können erwähnt werden TFM (gezähmte Frequenzmodulation, Tamed Frequency Modulation) und C-QPSK (konstante QPSK, Constant envelope offset Quadrature Phase -Shift Key), die grundsätzlich das gleiche Modulationsverfahren sind, was aber aufgrund der verschiedenen Namen die Tatsache hervorhebt, dass es eine Hybridlösung betrifft. Bei Verwendung des Modulationsverfahrens werden ein technisch einfacher Sender, ähnlich dem, der bei Frequenzverschiebungsmodulation verwendet wird, und ein erweiterter Empfänger, ähnlich dem, der bei Phasenverschiebungsmodulation verwendet wird, verwendet. Auf diese Weise wird ein System erreicht mit Vorteilen von Frequenzverschiebungsmodulation, einfacher und billiger, und Phasenverschiebungsmodulation, besseres Leistungsverhalten.
Es entstehen jedoch gewisse Probleme, wenn Modulationsverfahren verwendet werden, in denen das Sendersignal durch Steuern eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO, voltage-controlled oscillator) generiert wird und wo das Signal im Empfänger phasendemoduliert wird. Wenn ein spannungsgesteuerter Oszillator verwendet wird, um ein moduliertes Sendersignal zu generieren, welches in einem Empfänger phasenmoduliert wird, sind die Anforderungen an die Frequenzen, die der spannungsgesteuerte Oszillator generiert, besonders hoch, wenn eine richtige Phasenmodulation im Empfänger auftreten können muss. Die Anforderungen wachsen zusätzlich bei Applikationen, wo die Phaseninformation über eine Anzahl von Informationsbits verwendet wird, um eine Trägerwellenfrequenz im Empfänger, sogenannte kohärente Phasendemodulation, zu generieren. Der Phasenfehler ist derselbe wie das Zeitintegral des Frequenzfehlers.
Bei der Erzeugung der Sendesignalfrequenzen wird ein Impulsformer verwendet, welcher das informationstragende Signal, häufig ein digitaler Bitstrom, in ein modulierendes Basisbandsignal umwandelt, das den spannungsgesteuerten Oszillator steuert. Der Pegel des modulierenden Basisbandsignals legt fest, welche Frequenz das Sendersignal unter bestimmten Umständen haben sollte. Wenn der Impulsformer einen Verstärkungsfehler hat, welcher durch Temperaturschwankungen, Altern der Komponenten, schlechte Ausgangseinstellung der Pegel etc. verursacht werden kann, bedeutet dies, dass der spannungsgesteuerte Oszillator ein falsches Eingangssignal erhält und wird als eine Folge falsche Frequenzen erzeugen. Auf Grund von Verstärkungsfehlern werden die erzeugten Frequenzen mit einem Faktor skaliert, der in Beziehung zum Verstärkungsfehler steht. Das Skalieren bedeutet, dass die Breite des Frequenzspektrums, welches alle generierten Frequenzen erzeugen, in einem Maße verringert oder erhöht wird, welches dem Skalieren entspricht.
Das Skalieren kann auf folgende Weise erläutert werden: angenommen, das gewünschte modulierende Basisbandsignal hat einen Bereich, der zwischen vier und acht Volt liegt. Wenn der Verstärkungsfehler einen Faktor von zwei verursacht, wird das Eingangssignal an den spannungsgesteuerten Oszillator zwischen acht und sechzehn Volt liegen. Der Ausgangssteuerbereich wird somit nicht nur verschoben, sondern auch von vier auf acht Volt erhöht und die Frequenzen des Ausgangssignals haben sich somit auf eine ähnliche Weise verändert. Alle der Frequenzen haben sich somit nicht um den gleichen Betrag erhöht, sondern die Frequenzen sind statt dessen in Bezug auf den Verstärkungsfehler skaliert. Dies erzeugt eine fehlerhafte Abweichung des Ausgangssignals. Mit Abweichung ist die augenblickliche Veränderung in der Frequenz von einer beabsichtigten Mittelfrequenz einer Trägerwelle gemeint.
Probleme bei der Frequenzerzeugung können auch im spannungsgesteuerten Oszillator entstehen, d. h. sogar in jenen Fällen, in denen das modulierende Basisbandsignal richtig ist, kann der spannungsgesteuerte Oszillator die falsche Frequenz generieren. Der spannungsgesteuerte Oszillator kann durch Verstärkungsfehler beeinträchtigt werden, die durch Temperaturschwankungen, Altern von Komponenten, schlechte Grundeinstellung der Pegel und Verstärkungsfaktoren etc. verursacht werden können. Auch hier werden die erzeugten Frequenzen mit einen Faktor skaliert, der sich in Beziehung zum Verstärkungsfehler befindet.
Um Probleme beim Erzeugen richtiger Frequenzen zu lösen, kann der Sender mit einem Abweichungsdetektor versehen werden, welcher die Abweichung des modulierten Sendersignals misst und dadurch den Pegel des Basisbandsignals in einer derartigen Weise reguliert, dass richtige Frequenzen und damit auch richtige Modulation erreicht wird. Um dies zu realisieren, wird der Sender mit einem Demodulator versehen, der das Sendersignal vom spannungsgesteuerten Oszillator demoduliert. Das demodulierte Sendersignal wird dann an einen Abweichungsdetektor übertragen, welcher die Abweichung erkennt und die Größe des Verstärkungsfehlers berechnet und eine Abweichungsfehlerkonstante abgibt. Die Abweichungsfehlerkonstante wird dann zur Korrektur des Pegels des Basisbandsignals verwendet.
Ein sich ergebendes Problem ist, wie die Abweichung und die Abweichungsfehlererkennung selbst in einer zuverlässigen und einfachen Weise ausgeführt werden kann. Ein großes Problem bei Abweichungsermittlung ist, wenn es keinen Hinweis darüber gibt, was die Phasenänderungen sein sollen. Ein Sender ohne einen Abweichungsdetektor kann beispielsweise eine Umstrukturierung/Aufrüstung mit einem Abweichungsdetektor benötigen. Ein Sender, der zuvor keinen Abweichungsdetektor hatte, kann in einer derartigen Weise aufgebaut und eingebaut sein, dass es mit einem vernünftigen Arbeitsaufwand nicht möglich ist, ein Signal mit der digitalen Information zu erhalten, welche über den Sender gesendet wird, d.h. die digitale Information, die tatsächlich durch den Sender gesendet wird und die nicht notwendigerweise dieselbe wie die digitale Information ist, die dem Sender zugeführt wird. Wenn es keine Möglichkeit gibt, ein Signal mit der digitalen Information, die in den Sender übertragen wird, zu erhalten, gibt es auch keine Angabe zum Eingeben in einen Abweichungsdetektor betreffend, was die Phasenänderungen, die gesendet wurden, sein sollten.
Die Abweichung muss mit einer ausreichend hohen Genauigkeit gemessen und korrigiert werden können, damit beispielsweise eine kohärente Phasendemodulation, die normalerweise verwendet wird, ausgeführt werden kann.
Ein Verfahren des Erkennens der Abweichung und des Berechnens des Abweichungsfehlers ist es, die empfangenen Phasenänderungen pro Symbol zu berechnen und danach eine Schwellwerterkennung für eine Bestimmung der nominalen Phasenänderungszuweisung des Symbols durchzuführen. Ein Symbol ist die Informationsmenge, ein oder mehr Datenbits, die eine einzelne Phasenänderung repräsentiert. Das heißt, wenn die Phasenänderung pro Symbol nominal -90º (-π/2), -45º (-π/4), 0º, 45º (π/4), oder 90º (π/2) ist, kann es angemessen sein, -67,5º, -22,5º, 22,5º und 67,5º als Schwellwertpegel zur Bestimmung der Phasenänderungszuweisung zu verwenden.
Wenn die erkannte Phasenänderung größer als 67,5º ist, wird die nominale Phasenänderung als 90º angenommen. Wenn die erkannte Phasenänderung zwischen 22,5º und 67,5º liegt, wird die nominale Phasenänderung als 45º angenommen. Wenn die erkannte Phasenänderung zwischen -22,5º und 22,5º liegt, wird die nominale Phasenänderung als 0º angenommen, und so weiter. Dies ist unter der Bedingung gültig, dass kein oder nur ein kleiner Mittelfrequenzfehler existiert.
Das oben beschriebene Verfahren zum Erkennen von Abweichungsfehlern hat wenigstens zwei wesentliche Probleme, nämlich dass es einen begrenzten Erkennungsbereich hat und dass die Abweichungserkennung filterabhängig ist. Wenn der Abweichungsfehler groß ist, wird die Schwellwerterkennung und damit die Abweichungserkennung fehlerhaft. Wenn der Abweichungsfehler, der als ein faktorieller oder als skalierender Fehler gesehen werden kann, kleiner als 0,75 (0,75 · 90º = 67,5º) oder größer als 1,5 (1,5 · 45º = 67,5º) ist, wird die Bestimmung der Phasenzuweisung bei Schwellwerterkennung ungenau. Die Filterabhängigkeit ergibt sich aus der Tatsache, dass Sender und Empfänger normalerweise signalangepasste Filter zum Optimieren des Signal/Rauschverhältnisses umfassen und diese Filter in einem hohen Maße die erkannte Phasenänderung pro Symbol wegen Zwischen-Symbol-Interferenz beeinträchtigen. Der Effekt ist nicht symmetrisch, da er von den vorherigen Symbolen und den Filtern mit Tiefpasscharakteristika abhängt. Bei einer zufälligen Reihenfolge von Daten wird deshalb der Mittelwert der erkannten Phasenänderungen in Bezug auf einen nominalen theoretischen Mittelwert reduziert. Da die Zwischen-Symbol- Interferenz filterabhängig ist, bedeutet dies, dass die Abweichungserkennung auch eine unerwünschte Filterabhängigkeit hat.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist ein Ziel der Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung bereitzustellen, mittels welcher die Abweichung eines phasenverschiebungsmodulierten Signals in einer einfachen und zuverlässigen Weise erkannt werden kann.
Ein anderes Ziel der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung bereitzustellen, mittels welcher eine Abweichungserkennung mit einem großen Erkennungsbereich und mit einem kleinen Einfluss der Zwischen-Symbol-Interferenz durchgeführt werden kann.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung bereitzustellen, mittels welcher die Abweichungserkennung und Korrektur von Abweichungsfehlern in einem Empfänger durchgeführt werden kann.
Die obigen Ziele werden erreicht in Übereinstimmung mit einem Abweichungserkennungsprinzip gemäß der Erfindung, welches die Tatsache nutzt, dass gewisse Modulationstypen phasenlineare Sequenzen verursachen können. Dies bedeutet, dass phasenlineare Segmente, d. h. ein Teil einer Sequenz, in den informationstragenden phasenverschiebungsmodulierten Signalen bei Phasenänderungen mit fortlaufend der gleichen Phasenänderung auftreten. Es ist hier angebracht, gewisse Ausdrücke und Worte zu erklären, die verwendet werden. Eine Phasenänderung ist ein Wert, um wieviel sich die Phase eines Signals von einem vorherigen Wert verschiebt, und dies kann auch null sein. Normalerweise ist Phasenänderung pro Symbol gemeint. Ein Symbol ist die Menge von Information, welche eine einzelne Phasenänderung repräsentiert. Die Informationsmenge kann ein oder mehr Datenbits sein. Bei Verwenden einer Phasenverschiebungsmodulation gemäß C-QPSK, welche in den Beispielen verwendet wird, ist die Informationsmenge ein Bit und somit ist es eine Phasenänderung pro Bit. Eine Sequenz besteht aus einer Anzahl von Phasenänderungen. In einer phasenlinearen Sequenz sind alle Phasenänderungen theoretisch die gleichen, und praktisch sind die Phasenänderungen innerhalb einer bestimmten Abweichung. Ein Segment ist ein Teil einer Sequenz. Sogar in einem phasenlinearen Segment sind alle Phasenänderungen theoretisch die gleichen, obwohl in der Praxis die Phasenänderungen etwas variieren. Um bestimmen zu können, ob die Phasenänderungen in einem Segment innerhalb einer gewissen Abweichung die gleichen sind, wird der Ausdruck "gleich bestimmt" verwendet, d. h. die Vorrichtung oder Verfahren bestimmt, dass die Phasenänderungen die gleichen sind, ungeachtet der Tatsache, dass sie numerisch nicht genau die gleichen sind.
Ein Detektor, der auf dem Abweichungserkennungsprinzip gemäß der Erfindung basiert, filtert aus/extrahiert phasenlineare Segmente aus dem informationstragenden phasenmodulierten Signal und bestimmt, welchen nominalen phasenlinearen Sequenzen die herausgefilterten Segmente entsprechen. Nachdem der Detektor bestimmt hat, welcher nominalen phasenlinearen Sequenz das herausgefilterte phasenlineare Segment angehört (zugewiesen ist), kann der Detektor bestimmen, welche Phasenänderung das phasenlineare Segment haben sollte, d. h. die Phasenänderung, welche die entsprechende nominale phasenlineare Sequenz hat. Mit der Kenntnis dessen, welche Phasenänderung das phasenlineare Segment hat und welche Phasenänderung es haben sollte, kann der Detektor die Abweichung des informationstragenden phasenverschiebungsmodulierten Signals und dadurch auch den Abweichungsfehler berechnen und kann eventuell auch eine Abweichungsfehlerkonstante/Korrektursignal erzeugen.
Das oben erwähnte Ziel kann außerdem erreicht werden durch ein Verfahren gemäß der Erfindung zur Abweichungserkennung eines phasenverschiebungsmodulierten Signals, welches phasenlineare Sequenzen umfasst. Gemäß dem Verfahren werden zuerst Segmente mit wenigstens drei aufeinanderfolgenden Werten, wo jeder Wert einer Phasenänderung vom phasenverschiebungsmodulierten Signal entspricht, herausgefiltert. Die herausgefilterten Segmente werden dahingehend bewertet, ob die aufeinanderfolgenden Werte, die Phasenänderungen in den Segmenten entsprechen, gleich bestimmt sind und, wenn die Werte, die Phasenänderungen in einem Segment entsprechen, als gleich bestimmt sind, wird ein phasenlineares Segment dieses Segments erstellt und andernfalls wird das Segment verworfen. Die herausgefilterten Segmente können möglicherweise bezüglich dessen bewertet werden, ob sie einer phasenlinearen Sequenz, deren Phasenänderung pro Symbol null Grad ist, angehören, und wenn ein Segment einer phasenlinearen Sequenz angehört, deren Phasenänderung pro Symbol null Grad ist, wird das Segment verworfen. Danach wird die Phasenänderungszuweisung des phasenlinearen Segments bestimmt. Die Phasenänderungszuweisung der phasenlinearen Segmente wird bestimmt die gleiche zu sein wie die nominale Phasenänderung, welche die entsprechende nominale phasenlineare Sequenz besitzt, als deren ein Teil das phasenlineare Segment beurteilt wird. Die Abweichung wird aus der bestimmten Phasenänderungszuweisung der phasenlinearen Segmente berechnet.
Das oben erwähnte Ziel wird außerdem erreicht durch eine Vorrichtung gemäß der Erfindung zur Abweichungserkennung eines phasenverschiebungsmodulierten Signals, welches phasenlineare Sequenzen umfasst. Die Vorrichtung umfasst Mittel zum Ausfiltern, ein erstes und möglicherweise ein zweites Bewertungsmittel, Bestimmungsmittel und Berechnungsmittel. Das Mittel zum Ausfiltern filtert Segmente heraus/extrahiert Segmente mit wenigstens drei aufeinanderfolgenden Werten, welche Phasenänderungen vom phasenverschiebungsmodulierten Signal entsprechen. Das erste Bewertungsmittel bewertet, ob die aufeinanderfolgenden Werte, welche Phasenänderungen in den Segmenten entsprechen, gleich bestimmt sind. Wenn die Werte, welche Phasenänderungen in einem Segment entsprechen, gleich bestimmt sind, erzeugt das erste Bewertungsmittel ein phasenlineares Segment von diesem Segment und anderenfalls verwirft es das Segment. Das optionale zweite Bewertungsmittel bewertet, ob herausgefilterte Segmente einer phasenlinearen Sequenz angehören, deren Phasenänderungen null Grad sind. Wenn ein Segment einer phasenlinearen Sequenz angehört, deren Phasenänderungen null Grad sind, verwirft das zweite Bewertungsmittel das Segment. Das Bestimmungsmittel bestimmt die Phasenänderungszuweisung des phasenlinearen Segments. Die Phasenänderungszuweisung wird bestimmt die gleiche zu sein wie die nominale Phasenänderung, welche die entsprechende nominale phasenlineare Sequenz besitzt, als deren ein Teil das phasenlineare Segment beurteilt wird, d. h. es entscheidet, welcher phasenlinearen Sequenz das phasenlineare Segment entspricht. Das Berechnungsmittel berechnet die Abweichung von der bestimmten Phasenänderungszuweisung des phasenlinearen Segments und die aufeinanderfolgenden Werte des phasenlinearen Segments.
Ein Vorteil der Erfindung ist, dass der Abweichungsdetektor einen großen Erkennungsbereich hat.
Ein anderer Vorteil der Erfindung ist, dass die Wirkung von der Zwischen-Symbol-Interferenz auf die Abweichungserkennung sehr klein gestaltet werden kann.
Ein zusätzlicher Vorteil der Erfindung ist, dass das Prinzip des Abweichungsdetektors eine Unterbringung eines Abweichungsdetektors gemäß der Erfindung entweder im Sender oder im Empfänger erlaubt.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist, dass sie in eine oder mehr Schaltungen integriert oder in einer Prozessorvorrichtung implementiert werden kann und dass sie in dem Fall, wo sie im Empfänger implementiert ist, nicht von einem zusätzlichen Demodulator abhängt.

BESCHREIBUNG DER FIGUREN

Die Erfindung wird nun zu einem erklärenden und keinesfalls begrenzenden Zweck detaillierter beschrieben, unter Bezug auf die begleitenden Figuren, in denen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Übertragungssystems zeigt,
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Senders zeigt, wo eine Implementierung eines Abweichungsdetektors gemäß der Erfindung passend ist,
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines Empfängers zeigt; wo eine Implementierung eines Abweichungsdetektors gemäß der Erfindung passend ist,
Fig. 4 ein Blockdiagramm eines weiteren Empfängers zeigt, wo eine Implementierung eines Abweichungsdetektors gemäß der Erfindung passend ist,
Fig. 5 ein Phasendiagramm zeigt,
Fig. 6 einen Phasenbaum zeigt,
Fig. 7 ein Blockdiagramm eines Impulsformers zum Generieren eines modulierenden Basisbandsignals zeigt,
Fig. 8 ein Blockdiagramm eines Abweichungsdetektors gemäß der Erfindung zeigt,
Fig. 9 ein Flussdiagramm eines Abweichungserkennungsverfahrens gemäß der Erfindung zeigt,
Fig. 10A eine Frequenzfunktion zum Wegfiltern von nahezu phasenlinearen Segmenten zeigt, und
Fig. 10B einen Maximalgruppenfilter (maximum-group filter) zum Ausfiltern von nahe phasenlinearen Segmenten zeigt.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Um zum Verstehen der Erfindung beizutragen, wird nun als eine Einführung ein Übertragungssystem in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben. Das Übertragungssystem gemäß Fig. 1 ist ein Beispiel eines Systems, welches von einer Abweichungserkennung gemäß der Erfindung Gebrauch machen kann. Danach werden ein Sender und zwei Empfänger mit Abweichungskorrektur in Verbindung mit Fig. 2 bis 4 beschrieben, wo ein Abweichungsdetektor gemäß der Erfindung passend implementiert werden kann. Zuerst sollte es jedoch erwähnt werden, dass die Erfindung Probleme, die mit Erkennung und Korrektur von Mittelfrequenzfehlern zu tun haben, nicht betrifft. Mittelfrequenzfehler bestehen einfach gesagt nur aus einer Verschiebung von Frequenzen (verschiedene Frequenzen werden um den gleichen Betrag verlagert/verschoben), während Abweichungsfehler ein skalierender Fehler sind, welcher Frequenzen entweder zusammenschiebt oder auseinanderzieht (verschiedene Frequenzen werden um verschiedene Beträge verlagert/verschoben).
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Systems, auf welches die Erfindung zielt. Ein informationstragendes Signal 110, welches ein Datenbitstrom sein kann, wird in einem Impulsformer 140 umgewandelt, um ein modulierendes Basisbandsignal 112 zu erzeugen. Das modulierende Basisbandsignal 112 ist idealerweise gesehen derart ausgelegt, dass es einen spannungsgesteuerten Oszillator 142 über einen signalangepassten Filter 141 in einer derartigen Weise steuern kann, dass ein moduliertes informationstragendes Signal 114 eine gewünschte Modulation und damit auch eine gewünschte Abweichung hat, so dass es in einem Empfänger dekodiert werden kann. Der signalangepasste Filter 141 ist vorzugsweise ein Tiefpassfilter zum Optimieren des Signal/Rausch-Verhältnisses. Die Übertragung des informationstragenden Signals 114 zu einem Empfänger kann beispielsweise über ein frei wählbares drahtloses Medium stattfinden, wie etwa einen oder mehr Funkkanäle, eine Mikrowellenverbindung, einen Satellitenkanal oder über ein anderes Medium.
Der Empfänger, der in Fig. 1 gezeigt ist, besteht teilweise aus einem Quadraturdemodulator. Der Quadraturdemodulator umfasst einen Signalteiler 150, der das modulierte informationstragende Signal 114 zwischen einem I- (phasengleichen, In-phase) und einem Q-(Quadraturphasen, Quadratur-phase)-Kanal aufteilt. Die informationstragenden Signale in den I- und Q-Kanälen werden demoduliert, jedes in seinem eigenen Demodulator 151, 152, mit einer Demodulationsfrequenz, welche zwischen den Kanälen um 90º phasenverschoben ist. Die Demodulationsfrequenz wird in einem Signalgenerator 154 generiert und in einem Phasenschieber 153 phasenverschoben, um den Demodulatoren 151, 152 der I- und Q- Kanäle zugeführt werden zu können. Die demodulierten informationstragenden Signale der I- und Q-Kanäle werden, jedes durch seinen eigenen signalangepassten Filter 155, 156, in einen Datendetektor 157 eingespeist, um eine Kopie 130 des informationstragenden Signals 110 nachzubilden.
Wie zuvor erwähnt kann es vorkommen, dass der Pegel des modulierenden Basisbandsignals 112 in Fig. 1 nicht richtig ist, beispielsweise wegen Verstärkungsfehlern im Impulsformer 140 oder im spannungsgesteuerten Oszillator 142, was bewirkt, dass die Modulation, die Abweichung, des modulierten informationstragenden Signals 114 unrichtig ist. In jenen Fällen, wo Fehler im modulierten informationstragenden Signal 114 auftreten, kann es vorkommen, dass der Datendetektor 157 keine Kopie 130 des informationstragenden Signals 110 erzeugen kann.
Eine bekannte Lösung zum Korrigieren der Abweichung ist, das Basisbandsignal im Sender auf eine derartige Weise zu korrigieren, um eine richtige Abweichung zu erhalten. Fig. 2 zeigt einen derartigen Sender, der vorteilhafterweise einen Abweichungsdetektor gemäß der Erfindung verwendet. Hier wird ein informationstragendes Signal 210 in einem Impulsformer 240 umgewandelt, um ein modulierendes Basisbandsignal 212 zu erzeugen. Das modulierende Basisbandsignal 212 wird mit einem Korrektursignal 220 (Abweichungsfehlerkonstante) in einem Multiplizierer 246 multipliziert, um ein skaliertes modulierendes Basisbandsignal 222 zu generieren. Das skalierte modulierende Basisbandsignal 222 steuert über einen signalangepassten Filter 241 einen spannungsgesteuerten Oszillator 242, der ein moduliertes informationstragendes Signal 214 generiert.
Das modulierte informationstragende Signal 214 wird in einem Teiler 243 geteilt, wodurch ein Teil 224 zu einem Empfänger übertragen und ein Teil 216 in einem Demodulator 244 demoduliert wird, um einen Abweichungsdetektor 245 im Sender mit einem demodulierten informationstragenden Signal 218 zu versehen. Das demodulierte informationstragende Signal 218 wird in den Abweichungsdetektor 245 eingegeben, der die Abweichung des demodulierten informationstragenden Signals 218 misst. Der Abweichungsdetektor 245 ergibt ein Maß, eine Abweichungsfehlerkonstante in der Form des Korrektursignals 220, des Verstärkungsfehlers. Da das modulierende Basisbandsignal 212 mit dem Korrektursignal 220 im Multiplizierer 246 multipliziert wird, ergibt dies ein modifiziertes, oder mit anderen Worten, das skalierte modulierende Basisbandsignal 222. Das skalierte modulierende Basisbandsignal 222 steuert danach den spannungsgesteuerten Oszillator 242 auf eine derartige Weise, dass ein moduliertes informationstragendes Signal 214 mit der richtigen Abweichung erhalten wird.
Diese Lösung funktioniert aus technischer Sicht her gut, ist aber besonders wegen dem Demodulator 244 aufwendig und erfordert viel Raum, um realisiert zu werden. Diese Nachteile können vorzugsweise durch Verwenden eines Empfängers gemäß einer beliebigen der Fig. 3 oder 4 gelöst werden. Ein Empfänger gemäß Fig. 3 oder 4 erstellt zusammen mit einem Abweichungsdetektor gemäß der Erfindung ein optimiertes System.
Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm eines Empfängers, der die obigen Nachteile eliminiert, welche mit dem Abweichungsdetektor und der Abweichungsfehlerkorrektur nur im Sender entstehen. Ein moduliertes informationstragendes Signal 314 kann in einem Sender des Typs, welcher in Fig. 1 gezeigt ist, passend generiert werden.
Das modulierte informationstragende Signal 314 wird zuerst in einem Demodulator demoduliert. Der Demodulator kann ein Quadraturdemodulator ähnlich dem, der in Fig. 1 gezeigt wird, sein, kann aber auch von irgendeinem anderen Typ sein. Das modulierte informationstragende Signal 314 wird zuerst in einem Signalteiler 350 geteilt, welcher das modulierte informationstragende Signal 314 in einen I- und einen Q-Kanal trennt. Die informationstragenden Signale in den I- und Q- Kanälen werden demoduliert, jedes in seinem eigenen Demodulator 351, 352, mit einer Demodulationsfrequenz, die zwischen den Kanälen um 90º phasenverschoben ist. Die Demodulationsfrequenz wird in einem Signalgenerator 354 generiert und in einem Phasenschieber 353 phasenverschoben, um in die Demodulatoren 351, 352 der I- und Q-Kanäle eingespeist werden zu können.
Die demodulierten informationstragenden Signale der I- und Q- Kanäle werden, jedes über seinen eigenen signalangepassten Filter 355, 356, in einen Phasenwandler 358 eingespeist, welcher ein informationstragendes Phasensignal 311 abgibt. Das informationstragende Phasensignal 311 wird in einem Differenzierer 359 differenziert, um ein informationstragendes Frequenzsignal zu erzeugen, einen Momentanfrequenzwert 313. Es ist notwendig, den Momentanfrequenzwert 313 zu erhalten, um die Abweichung korrigieren zu können.
Abweichungsfehler, welche durch die Erfindung erkannt und korrigiert werden, sind beispielsweise wegen Verstärkungsfehlern im Basisband in Verbindung mit Frequenzerzeugung des modulierten informationstragenden Signals 314 aufgetreten, aus welchem Grund Korrektur an einem Signal im Basisband vorgenommen wird.
Der Momentanfrequenzwert 313 wird in einem Multiplizierer 360 mit einer Abweichungsfehlerkonstante in der Form eines Korrektursignals 320 multipliziert, wodurch ein skaliertes informationstragendes Frequenzsignal, ein amplitudenskaliertes Signal 321, erzeugt wird. Das amplitudenskalierte Signal 321 wird in einem Integrierer 361 integriert, um ein skaliertes informationstragendes Phasensignal zu ergeben, ein skaliertes Phasensignal 315, das im Phasendemodulator 362 phasendemoduliert werden kann, welcher dadurch eine Kopie 330 des informationstragenden Signals nachbildet.
Das Korrektursignal 320 wird durch einen Abweichungsdetektor 363 generiert, welcher ein Abweichungsdetektor passend gemäß der vorliegenden Erfindung ist (siehe die folgende Beschreibung). Der Abweichungsdetektor erkennt die Abweichung des modulierten informationstragenden Signals 314 entweder über das amplitudenskalierte Signal 321, über das skalierte Phasensignal 315 oder über eine Kombination von beiden.
Durch Eingliedern einer Abweichungserkennung und Abweichungskorrektur in einen Empfänger kann die Notwendigkeit, einen Demodulator im Sender zu haben, was auftritt, wenn die Abweichungserkennung im Sender angeordnet ist, vermieden werden. Zusätzliche Vorteile werden auch erreicht, da im Prinzip der ganze Empfänger mit dem Abweichungsdetektor mit der Ausnahme von möglicherweise den Hochfrequenzteilen in einen oder mehr integrierte(n) Schaltkreis(en) eingegliedert werden kann.
Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Empfängers, der vorteilhafterweise eine Abweichungserkennung gemäß der Erfindung verwendet. In diesem Empfänger kann auch ein moduliertes informationstragendes Signal in einem Sender des in Fig. 1 gezeigten Typs generiert werden, wo ein informationstragendes Signal 110 in einem Impulsformer 140 umgewandelt wird, welches wiederum einen spannungsgesteuerten Oszillator 142 über einen Filter 141 steuert. Der Empfänger macht auch von einem Quadraturdemulator Gebrauch, aber natürlich kann er durch einen Demodulator irgendeines anderen Typs ersetzt werden.
Wie zuvor wird ein moduliertes informationstragendes Signal 414 in einem Teiler 450 in einen I- und Q-Kanal unterteilt, demoduliert mit der Hilfe der Demodulatoren 451, 452, Signalgenerator 454 und Phasenschieber 453. Nach der Demodulation werden jeder der I- und Q-Kanäle in ihren eigenen signalangepassten Filtern 455, 456 gefiltert und dann werden die Signale in den I- und Q-Kanälen analog/digital umgewandelt, jedes in seinem eigenen Analog/Digital-Wandler 466, 465, deren digitale Ausgänge einen digitalen kundenspezifizierten integrierten Schaltkreis 467 (ASIC- Application Specific Integrated Circuit, applikationsspezifischer integrierter Schaltkreis) versorgen.
Die Platzierung der analog zu digital Schnittstelle ist natürlich nicht auf die Platzierung begrenzt, die in Fig. 4 gezeigt wird. Die Platzierung der Schnittstelle hängt normalerweise von der Verarbeitungsgeschwindigkeit der verfügbaren digitalen Technologie ab. Die Schnittstelle wird vorzugsweise so weit wie möglich zum modulierten informationstragenden Signal 414 hin platziert und in einem. Idealfall möglicherweise nur nach irgendeinem Typ von Empfangsverstärker. Mit der heute verfügbaren Technologie ist eine Platzierung der Schnittstelle nach Demodulation am geeignetsten, besonders in jenen Fällen, wo das modulierte informationstragende Signal innerhalb des Mikrowellenbereichs oder höher ist.
Der digital kundenspezifizierte Schaltkreis 467 umfasst die meisten der Funktionen aus Fig. 3, d. h. die Funktionen eines Phasenwandlers 358, eines Differenzierers 359, eines Multiplizierers 360, eines Integrierers 361, eines Phasendemodulators 362 und eines Abweichungsdetektors 363. Als ein Ausgangssignal generiert die Schaltung passend mindestens eine Kopie 430 des informationstragenden Signals 110.
Die Funktionen im digitalen kundespezifizierten Schaltkreis 467 gemäß Fig. 4 können natürlich auch mit Hilfe einer Anzahl von kundenspezifizierten Schaltkreisen oder einer Anzahl von Standardschaltkreisen oder einer Mischung von kundenspezifizierten Schaltkreisen und Standardschaltkreisen realisiert werden. Die Funktionen können auch ein kleiner Teil eines größeren kundenspezifizierten Schaltkreises sein, welcher andere notwendige Funktionen für den Empfänger umfasst. In Fällen, wo die Modulationsverfahren und die Datengeschwindigkeit es erlauben, kann der digitale kundenspezifizierte Schaltkreis 467 auch durch eine oder möglicherweise mehr Prozessorvorrichtungen ersetzt werden. Eine Prozessorvorrichtung umfasst normalerweise eine oder mehr Berechnungseinheiten (Prozessoren), Speichermittel für sowohl Programme als auch Daten und zusätzlich irgendeine Art von Eingabe- und Ausgabeeinheiten. Die Prozessorvorrichtung(en) muss (müssen) natürlich nicht nur für die obigen Funktionen bestimmt sein.
Eine mögliche Erweiterung eines Systems mit Abweichungskorrektur im Empfänger ist, Information über das Korrektursignal zum Sender des modulierten informationstragenden Signals über beispielsweise einen Datenkanal zu senden. Da die meisten Kommunikationsverbindungen in irgendeiner Form bidirektional sind, kann deshalb eine Anpassung an das modulierende Basisbandsignal im Sender vorgenommen werden. Die Anpassung kann dadurch durchgeführt werden, dass der Sender mit einem Multiplizierer gemäß dem in Fig. 2 gezeigten versehen wird, welchem statt dessen aber ein Signal zugeführt wird, das beispielsweise über einen Datenkanal vom Abweichungsdetektor im Empfänger gesendet wurde. Eine Variation ist, Information über Abweichungsfehler zum Sender übertragen zu lassen, wo eine Grobanpassung vorgenommen wird und nur eine Feinanpassung im Empfänger durchzuführen.
Wie zuvor erwähnt ist ein Verfahren des Erkennens der Abweichung und des Berechnens der Abweichungsfehler, die empfangene Phasenänderung pro Symbol zu berechnen und danach eine Schwellwerterkennung durchzuführen, um zu bestimmen, welche nominale Phasenänderungszuweisung das Symbol haben sollte. Das bekannte Verfahren zum Erkennen von Abweichungsfehlern hat, wie erwähnt, wenigstens zwei wesentliche Probleme, nämlich, dass es einen begrenzten Erkennungsbereich hat und dass die Abweichungserkennung filterabhängig ist.
Die Erfindung überwindet die oben beschriebenen Probleme, Fehler und Begrenzungen, die konventionelle Abweichungsdetektoren darbieten. Die Erfindung zielt auf das Bereitstellen eines Abweichungsdetektors und eines Verfahrens zur Abweichungserkennung, welche einen großen Erkennungsbereich und eine Erkennung mit einem geringen Filtereinfluss bieten. Die Erfindung bietet auch andere Vorteile, die in der weiteren Beschreibung offenkundig werden. Die Abweichungserkennung gemäß der Erfindung ist zur Verwendung unter anderem in Funkkommunikation, mobiler Telephonie, dem Satellitenbereich und Mikrowellenverbindungen auf sowohl der Sende- als auch der Empfangsseite geeignet. Um die Abweichungserkennung gemäß der Erfindung zu verdeutlichen, werden nachstehend einige Beispiele ihrer Verwendung in Verbindung mit Fig. 5 bis 10 beschrieben.
Wie erwähnt ist das Problem bei Abweichungs- /Abweichungsfehlererkennung am größten, wenn es keine Angabe darüber gibt, welche nominalen Phasenänderungen die gesendeten Phasenänderungen besitzen sollten, wie in dem bevorzugten Fall bei der Abweichungserkennung im Empfänger. Das informationstragende Signal verhält sich zufällig zum Abweichungs-/Abweichungsfehlerdetektor (dem Detektor), da die Sequenz der Phasenänderungen beim Detektor nicht bekannt ist. Der Detektor hat keine Information darüber, was die Phasenänderungen sein sollten. Für eine zuverlässige Übertragung von Information muss es möglich sein, die Abweichung zu messen und sie danach möglicherweise mit ausreichend hoher Genauigkeit zu korrigieren, damit beispielsweise eine kohärente Phasendemodulation stattfinden kann.
Da der Detektor keine Information darüber hat, welche Phasenänderungen kommen, muss er in irgendeiner Weise in der Lage sein, die Phasenänderungen zu identifizieren, um die Abweichung und dadurch auch den Abweichungsfehler zu bestimmen. Fig. 5 zeigt ein polares Phasendiagramm der acht verschiedenen nominalen normalisierten Phasen bei Phasenverschiebungsmodulation gemäß C-QPSK. Die Amplitude 503 ist die gleiche für alle verschiedenen Signalphasen (Phasenwinkel) bei 0º 510, +45º 520, +90º 530, +135º 540, +180º 550, -450 560, -90º 570 und 135º 580. Die Signalphasen sind somit bei ±n 45º, wobei n eine ganze Zahl ist. Die Phasenänderung pro Symbol kann entweder -90º, -45º, 0º, +45º oder +90º sein. Die Erfindung ist keineswegs auf die Übertragung unter Verwendung einer Phasenverschiebungsmodulation gemäß C-QPSK begrenzt. Andere Modulationstypen können natürlich andere phasenlineare Sequenzen umfassen. Der Detektor gemäß der Erfindung verwendet die Tatsache, dass Segmente von phasenlinearen Sequenzen im informationstragenden Signal auftreten, d. h. Segmente von Sequenzen, welche Phasenänderungen mit aufeinanderfolgend der gleichen Phasenänderung haben. Die einzige Begrenzung, die die Erfindung dem Übertragungsverfahren auferlegt, ist, dass es unterscheidbare phasenlineare Sequenzen geben muss.
Fig. 6 zeigt rein schematisch einen Teil von einem für die Erfindung geeigneten Phasenbaum von vielen möglichen, welchem das modulierte informationstragende Signal 114 in Fig. 1 geeigneterweise in einem Idealfall folgt. Der Phasenbaum zeigt die Beziehung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Signalphasen gemäß der Beziehung:
Φn = Φn-1 + π/8 (an + 2an-1 + an-2) (1)
worin:
an entspricht aufeinanderfolgenden Eingangsdaten, welche ganzzahlige Werte annehmen können, die zur Menge {1; -1} gehören;
an-1 entspricht den vorherigen Eingabedaten vor an;
an-2 entspricht den noch früheren Eingabedaten vor an1;
Φn entspricht der gesuchten Signalphase; und
Φn-1 entspricht der vorherigen Signalphase.
Fig. 6 zeigt, wie sich die Signalphase nominell im Zeitablauf ändern kann. Wie aus der Beziehung (1) deutlich wird, kann die Signalphase nur entlang der Linien geändert werden. In den Phasenpositionen 45º ± n · 90º (n = eine ganze Zahl), welche mit Kreisen markiert sind, kann die Phase nur mit dem gleichen Vorzeichen der ersten Ableitung (Steigung) fortfahren. Dies bedeutet, dass wenn die Signalphase in Punkt C ist, ist die nächste Signalphase unter den Punkten K, L, M und N nicht frei wählbar, sondern ist begrenzt dadurch, was die vorherige Signalphase war. Gemäß der Beziehung (1) (und auch dem Phasenbaum) kann die Signalphase nach Signalphase C nur zu einer beliebigen der Signalphasen M oder N führen, wenn die Signalphase eine beliebige der Signalphasen A oder B vor der Signalphase C war. In einer entsprechenden Weise kann die Signalphase nach der Signalphase C nur zu einer beliebigen der Signalphasen K oder L in jenen Fällen führen, wo die Signalphase vor der Signalphase C entweder D oder E war.
Gemäß der Beziehung (1), welche in Fig. 6 gesehen werden kann, werden nur drei verschiedene Sequenzen mit aufeinanderfolgend der gleichen Phasenänderung gebildet, nämlich Sequenzen mit -90º Phasenänderung pro Symbol z. B. gemäß Linie R, Sequenzen mit +90º Phasenänderung pro Symbol zum Beispiel gemäß Linie S und die Sequenz gemäß Linie T mit 0º Phasenänderung pro Symbol. Die Abweichungsfehlererkennung gemäß der Erfindung nutzt nur -90º (zum Beispiel gemäß Linie R) und +90º (gemäß Linie S) Sequenzen zum Entscheiden bei Phasenzuweisung und Berechnung der Abweichung, des Abweichungsfehlers und einer Abweichungsfehlerkonstante.
Um die Beziehung (1) zu realisieren und damit den Phasenbaum gemäß Fig. 6 zu generieren, kann beispielsweise ein Impulsformer gemäß Fig. 7 verwendet werden. Der Impulsformer gemäß Fig. 7 wandelt zuerst die digitalen Daten 710 des informationstragenden Signals in einem Wandler 731 um, wo:
1 in +1 umgewandelt wird und
0 in -1 umgewandelt wird.
Dann wird das Signal in zwei Teile geteilt, von denen ein Teil in eine erste Verzögerungseinheit 732 geht, welche das Signal mit einer Symboldauer verzögert, und ein zweiter Teil geht zu einem ersten Multiplizierer 735. Der erste Multiplizierer 735 multipliziert das Signal mit einem Faktor F.
Das Ausgangssignal der ersten Verzögerungseinheit 732 wird weiter in zwei Teile geteilt, von denen ein Teil in eine zweite Verzögerungseinheit 733 geht, welche ihr Eingangssignal auch eine Symboldauer verzögert und ein zweiter Teil geht in einen zweiten Multiplizierer 736. Der zweite Multiplizierer 736 multipliziert sein Eingangssignal mit einem Faktor 2F. Das Signal aus der zweiten Verzögerungseinheit 733 geht nur zu einem dritten Multiplizierer 737. Der dritte Multiplizierer 737 multipliziert sein Eingangssignal mit einem Faktor F. Die Größe von F hängt unter anderem von der Empfindlichkeit des späteren spannungsgesteuerten Oszillators ab. Im gezeigten Beispiel ist F gleich 1, was die Multiplikationsfaktoren 1, 2 bzw. 1 ergibt.
Die Ausgangssignale von den Multiplizierern 735, 736, 737 gehen in eine Summeneinheit 739, die die Eingangssignale addiert und dadurch das modulierende Basisbandsignal 712 generiert. Dadurch wurde der erste Teil der Beziehung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Signalphasen realisiert, nämlich:
an + 2an-1 + an-2 (2)
Das modulierende Basisbandsignal 712 kann somit idealerweise die Werte {-4, -2, 0, 2, 4} annehmen. Die VCO-Empfindlichkeit muss in diesem Fall in einer derartigen Weise ausgelegt werden, dass, wenn das modulierende Basisbandsignal 312 die Amplitude {4} hat, die additive Signalphase des VCO-Signals 90º (90º = π/2 = π/8 · 4) während einer Symboldauer sein sollte.
Wenn die Phasenverschiebungsmodulation des informationstragenden Signals gemäß dem Phasenbaum in Fig. 6 und beispielsweise einem Impulsformer gemäß Fig. 7 stattfindet, gibt es nur drei verschiedene Sequenzen mit aufeinanderfolgend der gleichen Phasenänderung. Diese können in Fig. 6 als Linie T und auch zum Beispiel Linie R und S gesehen werden, wie zuvor erwähnt. Die Phasenänderung pro Symbol für diese Sequenzen ist 0 Grad, -90 Grad und +90 Grad als Nominalwerte.
Drei oder mehr aufeinanderfolgende Phasenänderungen mit der gleichen Phasenänderung, d. h. phasenlineare Segmente, im modulierten informationstragenden Signal müssen einer beliebigen der drei phasenlinearen Sequenzen mit nominell -90º, 0 oder +90 Grad pro Symbol angehören. Der Detektor macht nur vom Auftreten der nominalen phasenlinearen Sequenzen mit Phasenänderungen von -90º pro Symbol und +90º pro Symbol Gebrauch, welche im modulierten informationstragenden Signal gemäß dem Beispiel auftreten. Der Detektor filtert heraus/extrahiert phasenlineare Segmente und bestimmt, welchen nominalen phasenlinearen Sequenzen die herausgefilterten Segmente entsprechen. Da im Beispiel nur die nominalen phasenlinearen Sequenzen mit -90 und +90 Grad nominaler Phasenänderung pro Symbol verwendet werden, ist es im Idealfall nur notwendig, eine Identifikation/Schwellwertbestimmung durchzuführen, ob es eine positive oder negative Phasenänderung ist, um zu bestimmen, welche phasenlineare Sequenz es ist. Wenn der Detektor bestimmt hat, welcher nominalen phasenlinearen Sequenz das herausgefilterte phasenlineare Segment angehört, kann er mit dem Wissen darüber, welche Phasenänderung das phasenlineare Segment hat und welche Phasenänderung es haben sollte, die Abweichung und den Abweichungsfehler berechnen und möglicherweise eine Abweichungsfehlerkonstante erzeugen, d. h. ein Korrektursignal.
Ein Grund dafür, 0 Grad phasenlineare Sequenzen nicht zu verwenden, ist, dass es nicht möglich ist, die Abweichung noch Abweichungsfehler oder Korrektursignale aus diesen 0 Grad phasenlinearen Sequenzen zu berechnen. In einem Fall ohne Mittelfrequenzfehler und ohne Rauschen, aber mit einem Abweichungsfehler werden 0 Grad phasenlineare Sequenzen immer 0 Grad Phasenänderungen haben, unabhängig von der Größe des Abweichungsfehlers. Die Phasenänderungen in einer nominell +90 Grad phasenlinearen Sequenz mit Abweichungsfehlern werden nicht +90 Grad sein, sondern können beispielsweise +45º, +23º, +67º oder +123º sein, wobei alles von der Größe des Abweichungsfehlers abhängt.
Die meisten der folgenden Beispiele von Verfahren und Vorrichtungen gemäß der Erfindung befassen sich nur mit Ausfiltern/Extraktion von phasenlinearen Segmenten, welche nominalen phasenlinearen Sequenzen mit +90 Grad nominaler Phasenänderung pro Symbol angehören. Natürlich wird auch ein Ausfiltern/Extraktion von Segmenten, welche nominalen phasenlinearen -90 Grad Sequenzen entsprechen, vorgenommen und dies geschieht in einer Weise, welche völlig der zum Ausfiltern/Extrahieren von Segmenten entspricht, die +90 Grad Sequenzen angehören, aus welchem Grunde dies nicht detailliert beschrieben wird. Durch ein Ausfiltern/Extraktion von Segmenten von beiden Sequenztypen kann eine bessere Berechnung der Abweichung und damit des Abweichungsfehlers vorgenommen werden.
Das Ausfiltern/Extraktion geschieht passenderweise durch Bilden von phasenlinearen Segmenten einer gewünschten Länge, die jedoch länger oder gleich wie drei Phasenänderungen von gleich bestimmten aufeinanderfolgenden Phasenänderungen sind. Es sind nur die phasenlinearen Sequenzen, welche drei oder mehr aufeinanderfolgende Phasenänderungen haben, die die gleichen sind. Dass die aufeinanderfolgenden Phasenänderungen in den gebildeten phasenlinearen Segmenten gleich bestimmt sind bedeutet nicht, dass die aufeinanderfolgenden Phasenänderungen genau die gleichen sein müssen. Es bedeutet obschon, dass die Phasenänderungen innerhalb einer vorbestimmten Divergenz voneinander sein müssen. Die Phasenänderungen müssen außerdem von null verschieden sein, da 0 Grad Phasenlineare Sequenzen nicht verwendet werden. Die Phasenänderungen annähernd und gleich null Grad werden weggefiltert. Der Detektor vergleicht die gebildeten phasenlinearen Segmente mit Schwellwerten, um die Zuweisung der Phasenänderung zu bestimmen. Positiv gebildete Segmente gehören zu (werden zugewiesen zu) +90º phasenlinearen Sequenzen und negativ gebildete Segmente gehören zu -90º phasenlinearen Sequenzen.
Wenn der Mittelfrequenzfehler klein ist, kann die Schwellwertbestimmung für die Zuweisung der Phasenänderung nahe zu 0º gesetzt werden, was einen großen Erkennungsbereich von Abweichungsfehlern bedeutet. Mit einem Mittelfrequenzfehler zum Beispiel, der eine Phasenverschiebung von 5º pro Symbol verursacht, kann die Schwellwertbestimmung der Zuweisung der Phasenänderung auf 10º pro Symbol gesetzt werden. Im Vergleich zum oben beschriebenen Verfahren des Standes der Technik mit fixierten Schwellwertvergleichen zur Bestimmung der Zuweisung der Phasenänderung hat ein Detektor gemäß der Erfindung einen großen Erkennungsbereich. Für den Erkennungsfehler, der als ein faktorieller Fehler oder skalierender Fehler gesehen werden kann, kann es in diesem Beispiel bei einem Detektor gemäß der Erfindung mit einer Schwellwertbestimmung der Zuweisung der Phasenänderung bei 10º zulässig sein, so klein wie 0,12 (0,12 · 90º > 10º) zu sein, bevor Fehler in der Bestimmung der Phasenzuweisung auftreten. Ein Detektor gemäß der Erfindung hat im Prinzip keine obere Grenze, aber wenn die Phasenänderungen größer oder gleich 180 Grad sind, ist es erforderlich, dass der Detektor die Phasenänderungen ausreichend schnell misst, um bestimmen zu können, ob die Phasenänderungen im Uhrzeigersinn (-) oder entgegen dem Uhrzeigersinn (+) gehen. In den meisten Fällen ist es jedoch ausreichend, wenn der Detektor Phasenänderungen behandeln kann, die kleiner als 180 Grad sind. Bei den zuvor erwähnten Bedingungen und einer oberen Grenze für die Phasenänderungen von 180º bewältigt ein Detektor gemäß der Erfindung Abweichungsfehler mit einer oberen Grenze, die 1,88 (1,88 · < 170º) ist. Wie erwähnt hat das Verfahren des Standes der Technik mit fixierten Schwellwertvergleichen zur Bestimmung der Zuweisung der Phasenänderung eine untere Grenze von 0,75 (0,75 · 90º = 67,5º) und eine obere Grenze von 1,5 (1,5 · 45º = 67,5º) für einen zulässigen Abweichungsfehler, bevor in der Bestimmung der Phasenzuweisung Fehler auftreten.
Gemäß einem Grundverfahren der Erfindung wird eine Bestimmung bezüglich dessen vorgenommen, ob Phasenänderungen oder die Werte, die Phasenänderungen in einem Segment entsprechen, gleich bestimmt werden, zum Bilden phasenlinearer Segmente durch Prüfen einer Phasenänderung oder eines Wertes, welcher einer Phasenänderung im Segment entspricht, bezüglich dessen, ob sie/er innerhalb eines vorgegebenen Bereiches ist. Die Grenzen des Bereichs werden durch eine maximal erlaubte Spreizung von einer vorherigen Phasenänderung im Segment oder einem vorherigen Wert, der einer Phasenänderung im Segment entspricht, bestimmt. Eine Variation der Erfindung ist, dass die Grenzen des Bereichs durch eine maximal erlaubte Spreizung von einem Mittelwert von allen Phasenänderungen oder den Werten, die Phasenänderungen innerhalb des Segments entsprechen, bestimmt werden.
Die Zwischen-Symbol-Interferenz in einem signalangepassten Filter hat eine begrenzte Zeitdauer. Zwischen-Symbol- Interferenz entsteht bei einer Änderung in der folgenden Phasenänderung. Zwischen-Symbol-Interferenz wird deshalb eine begrenzte Länge um den Start und das Ende eines phasenlinearen Segments herum haben. Durch Auswählen und Ausfiltern/Extrahieren und Bilden ausreichend langer phasenlinearer Segmente und dann Auswählen eines Teils, vorzugsweise eines Mittelteils, von diesen gebildeten phasenlinearen Segmenten zum Berechnen der erkannten Phasenänderung pro Symbol kann der Filtereinfluss auf die Abweichungserkennung im Prinzip willkürlich klein gemacht werden. Die Wahrscheinlichkeit jedoch, phasenlineare Segmente aus dem informationstragenden Signal ausfiltern zu können, wird reduziert, je länger das gewünschte Segment ist. Die Segmentlänge ist ein Kompromiss zwischen der Genauigkeit und der Zeit, die es braucht, um ein Segment mit einer gewünschten Länge ausfiltern zu können. Dies kann typischerweise bei einer gebildeten phasenlinearen Segmentlänge, die länger als fünf Phasenänderungen ist, passend sein. Vorzugsweise ist ein gebildetes phasenlineares Segment mit acht Phasenänderungen Länge geeignet. Bei der Verwendung von einem acht Phasenänderungen langen Segment werden vorzugsweise die zwei Phasenänderungen, die der Mitte am nächsten sind, verwendet. Um die Abweichung und damit auch den Abweichungsfehler zu berechnen, ist es passend, dann den Mittelwert dieser Phasenänderungen, die der Mitte im Segment am nächsten sind, zu berechnen.
Fig. 8 zeigt ein einfaches Blockdiagramm von einer Variation eines Abweichungs-/Abweichungsfehlerdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Detektor erhält zum Beispiel seine Eingangssignale gemäß Fig. 3 passenderweise vom modulierten informationstragenden Signal 314 über ein amplitudenskaliertes Signal 321 oder ein skaliertes Phasensignal 315 oder eine Kombination von beiden. Zuerst werden Segmente des Signals im segmentbildenden Block 810 gebildet, der Mittel zum Bilden von Phasenänderungssegmenten von einer gewünschten Länge umfasst. Das Bilden der Segmente kann möglicherweise mit der Hilfe eines Mittels zur Seriell- Parallel-Umwandlung stattfinden, welche ein Schieberegister umfasst. Für jedes neue Segment, das gebildet wird, wird eine neue Phasenänderung in das Schieberegister verschoben und ein Segment mit der bestimmten Länge wird aus dem Seriell- Parallel-Umsetzer extrahiert.
Danach kann ein optionaler Mittelwertblock 820 mit Mittelwertmitteln einen Mittelwert aus den Phasenänderungen in einem gebildeten Phasenänderungssegment bilden. Ein Phasenänderungssegment und möglicherweise ein entsprechender optional gebildeter Mittelwert werden in einen ersten Bewertungsblock 830 eingespeist. Der erste Bewertungsblock 830 umfasst Mittel zum Bewerten, ob alle Phasenänderungen im Segment innerhalb einer bestimmten maximalen Spreizung voneinander oder von dem optional gebildeten Mittelwert sind. Wenn alle Phasenänderungen im Segment innerhalb der maximalen Spreizung liegen, wird beurteilt (entschieden), dass das Segment ein phasenlineares Segment ist und es wird dadurch zum Extraktionsblock 840 gesandt. Wenn andererseits nicht alle Phasenänderungen im Segment innerhalb der maximalen Spreizung liegen, wird das Segment als ein nicht phasenlineares beurteilt und es wird in seiner Gesamtheit, verworfen. Nach dem ersten Bewertungsblock 830 kommt ein optionaler zweiter Bewertungsblock 835. Der zweite Bewertungsblock 835 umfasst Mittel zum Bewerten, ob gebildete Segmente einer phasenlinearen Sequenz angehören, deren Phasenänderungen pro Symbol null sind und wenn ein Segment einer phasenlinearen Sequenz angehöre, deren Phasenänderungen pro Symbol null Grad sind, wird das Segment verworfen. Der zweite Bewertungsblock 835 kann, wenn er enthalten ist, auch nach dem Extraktionsblock 840 oder einem Bestimmungsblock 850 platziert sein.
Der Extraktionsblock 840 extrahiert eine oder mehrere Phasenänderungen in der Mitte des Segments, um die Wirkung von Zwischen-Symbol-Interferenz zu reduzieren (siehe oben). Diesem folgend ist der Bestimmungsblock 850, der die Werte aus dem Extraktionsblock 840 zum Erreichen einer Bestimmung der Phasenänderungszuweisung verwendet. Zuletzt gibt es einen Berechnungsblock 860, der eine Berechnung der Abweichung und möglicherweise des Abweichungsfehlers mit der Hilfe von dazu gehörenden Berechnungsmitteln ausführt.
Fig. 9 zeigt ein Flussdiagramm einer Variation eines Verfahrens gemäß der Erfindung. Das Verfahren beginnt mit einem Startschritt 910, der ein Prozeduraufruf und/oder Initialisierung von Variablen oder dergleichen zum Beginn der Prozedur sein kann. Dann kommt ein Segmentschritt 920, der Segmente mit einer vorbestimmten Länge von Phasenänderungen bildet/erzeugt. Das Bilden von Segmenten kann zum Beispiel mit der Hilfe einer Seriell-Parallel-Umwandlungsfunktion stattfinden, die eine Schieberegisterfunktion umfasst. Für jedes neue Segment, das gebildet wird, wird eine neue Phasenänderung in die Schieberegisterfunktion verschoben und ein Segment mit der vorbestimmten Länge daraus extrahiert. Es wird ein Mittelwert von allen Phasenänderungen in einem Segment gebildet, möglicherweise in einem optionalen Mittelwertschritt 930. Der optional gebildete Mittelwert wird dann möglicherweise in einem Segmentprüfungsschritt 940 verwendet, der überprüft, ob das gebildete Segment ein phasenlineares Segment ist.
Der Segmentprüfungsschritt 940 überprüft, ob jede Phasenänderung, die in dem Segment enthalten ist, innerhalb einer vorbestimmten maximalen Spreizung voneinander oder dem optional berechneten Mittelwert liegt. Wenn mindestens ein Phasenänderungswert außerhalb der bestimmten maximalen Spreizung liegt, wird das Segment als nicht phasenlinear beurteilt und die Prozedur kehrt dadurch zum Bildungsschritt 920 zurück, um ein neues Segment zu bilden. Wenn andererseits alle Phasenänderungswerte in dem Segment innerhalb der maximal zulässigen Spreizung liegen, wird entschieden, dass das Segment ein phasenlineares Segment ist und die Prozedur fährt zu einem Extraktionsschritt 950 fort. Der Extraktionsschritt 950 extrahiert einen oder mehrere der Phasenänderungswerte, die der Mitte am nächsten sind, um die Wirkung der Zwischen-Symbol-Interferenz zu reduzieren (siehe oben).
Der Berechnungsschritt 960 verwendet diese Phasenänderungswerte, die der Mitte am nächsten sind, um eine Bestimmung der Phasenänderungszuweisung und danach eine Berechnung der Abweichung, des Abweichungsfehlers und einer Abweichungsfehlerkonstante vornehme zu können. Dann wird in einem Prüfungsschritt 970 eine Prüfung bezüglich dessen, ob mehrere phasenlineare Segmente ausgefiltert werden sollten, vorgenommen. Wenn dies der Fall ist, fährt die Prozedur zum Segmentschritt 920 nach dem Prüfungsschritt 970 fort. Wenn andererseits keine phasenlinearen Segmente mehr herauszufiltern sind, fährt die Prozedur zu einem Stoppschritt 980 fort, der möglicherweise Variablen und Register löschen und zurücksetzen und der Hardware erlauben kann, gänzlich anders geartete Berechnungen vorzunehmen.
Die Prinzipien der Basiserfindung wurden bisher nur während idealer Bedingungen beschrieben. Abweichungserkennung mit niedrigen Signal/Rauschverhältnissen kann erfordern, dass die in Verbindung mit Fig. 8 und 9 beschriebenen Erkennungsprinzipien verbessert werden müssen, um eine zuverlässige Erkennung zu erhalten. Mit der Hilfe von einer oder weiterer der folgenden weiteren Entwicklungen der Erfindung kann die Zuverlässigkeit der Erkennung verbessert werden.
Eine weitere Entwicklung, die die Zuverlässigkeit der Erkennung verbessert, ist, den Mittelwert von einer Anzahl von Phasenänderungen beim Bilden von Segmenten zu berechnen. Da nach phasenlinearen Sequenzen gesucht wird, wird eine kleinere Spreizung in Phasenänderung pro Symbol erhalten, wenn die Phasenänderungen als Mittelwerte über eine Vielzahl von Phasenänderungen berechnet werden. Eine Gefahr jedoch ist, dass der Unterschied zwischen phasenlinearen und anderen Phasenbaumsegmenten verringert wird, was dazu führen kann, dass nahezu phasenlineare Sequenzen als wirklich phasenlinear erkannt werden. Es stellt sich heraus, dass es in einem Abweichungsdetektor optimal ist, den Mittelwert über zwei Phasenänderungen während Bildung/Erstellung von Segmenten zu verwenden.
Da Rauschen auch eine Spreizung der Phasenänderungen innerhalb von phasenlinearen Phasenbaumsegmenten ergibt, muss der Bereich der maximal zulässigen Spreizung innerhalb der phasenlinearen Segmente erhöht werden, damit eine Erkennung dieser stattfinden kann. Wenn die maximal zulässige Spreizung von Phasenänderungen innerhalb eines Segments nicht ausreichend groß ist, kann es passieren, dass auch wirklich phasenlineare Segmente hinausgeworfen werden, da Rauschen die Phasenänderungen in den Segmenten ausbreitet. Wenn die maximal zulässige Spreizung erhöht wird, kann dies bedeuten, dass Segmente aus Sequenzen im Phasenbaum, die nahezu phasenlinear sind, als wirklich phasenlinear erkannt werden können. Da signalangepasste Filter normalerweise Tiefpasscharakteristika haben, werden schnelle Änderungen verschwinden. Ein nahezu phasenlineares Segment wie etwa 45- 45-0-45-45-0-45-45 Grad wird deshalb nach einem signalangepassten Filter zusätzlich phasenlinear werden, zum Beispiel 35-35-20-35-35-20-35-35 Grad. Aus diesem herrührende irrtümliche Erkennung kann reduziert werden durch entweder eine oder beide der folgenden weiteren Entwicklungen der Erfindung.
Eine weitere Entwicklung der Erfindung ist, die Grenze für maximal zulässige Spreizung der Größe von den Phasenänderungen proportional zu machen, die in einem erkannten Phasenbaumsegment auftreten. Wenn die Phasenänderungen pro Symbol in einem Segment groß sind, ist eine große Spreizung zulässig und wenn die Phasenänderungen pro Symbol klein sind, ist nur eine kleine Spreizung zulässig. Für ein Segment mit Phasenänderungen von ungefähr 90º pro Symbol kann zum Beispiel eine Spreizung von 10 Grad innerhalb des Segments zulässig sein, um als phasenlinear anerkannt zu werden, während für ein Segment mit Phasenänderungen von ungefähr 60º pro Symbol zum Beispiel nur eine Spreizung von 6 Grad innerhalb des Segments zulässig ist. Dies bedeutet, dass es für wirklich phasenlineare Segmente zulässig ist, innerhalb eines Segments eine größere Spreizung zu haben, als für nahezu phasenlineare, da die nahezu phasenlinearen gemäß dem Modulationsverfahren in diesem Beispiel eine niedrigere Phasenänderung pro Symbol haben. Wenn die Abweichung derart ist, dass wirklich phasenlineare Segmente (d. h. jene, die nominell den phasenlinearen +90 oder -90 Grad Sequenzen angehören) Phasenänderungen von ungefähr 50º haben, werden nahezu phasenlineare Segmente Phasenänderungen von ungefähr 30º haben. Die nahezu phasenlinearen Sequenzen haben ursprünglich eine größere Spreizung als wirklich phasenlineare, aus welchem Grund sie deshalb während der Erkennung effektiver unterdrückt werden.
Um zusätzlich die Unterdrückung von nahezu phasenlinearen Segmenten zu verbessern, kann die Erfindung mit einem Nachlauffilter für die erkannten Phasenänderungswerte weiter entwickelt werden (Maximalgruppenfilter). Fig. 10A zeigt das Ergebnis als eine Frequenzfunktion für die erkannten Phasenänderungswerte von bestätigten phasenlinearen Segmenten einschließlich irrtümlicher Erkennungen von nahezu phasenlinearen Phasenbaumsegmenten. Fig. 10B zeigt ein Blockdiagramm eines Maximalgruppenfilters zum Reduzieren des Detektoreinflusses von diesen irrtümlichen Erkennungen. Fig. 10A und 10B zeigen nur den Fall für positive Phasenänderungssegmente, aber das gleiche kann natürlich auch für negative Phasenänderungssegmente getan werden. In Fig. 10A zeigt die Y-Achse 1005 eine Anzahl von Phasenänderungserkennungen und die X-Achse 1015 zeigt erkannte Phasenänderung pro Symbol. Die Figur zeigt die Frequenzfunktion für irrtümliche Erkennungen 1010 von phasenlinearen Segmenten (jene, die einer beliebigen nahezu phasenlinearen Sequenz angehören) und die Frequenzfunktion für Erkennungen 1020 von wirklich phasenlinearen Sequenzen (jene, die +90º phasenlinearen Sequenzen angehören). Die Rauschabweichung 1022, die aufgrund einer verrauschten Informationsübertragungsumgebung auftritt, und eine Linie 1024, wo die Filterfunktion gemäß Fig. 10B arbeitet, wird auch in Fig. 10A angezeigt.
Der Maximalgruppenfilter in Fig. 10B nimmt erkannte Phasenänderungen 1035 entweder von, zum Beispiel gemäß Fig. 8, der Bewertung 830 oder der Extraktion 840 ein. Das Ausgangssignal S wird von den erkannten Phasenänderungen 1035 in einem Subtrahierer 1040 abgezogen, dessen Ausgangssignal durch einem Teilungsfaktor N in einem Teiler 1050 dividiert wird. Das Ausgangssignal des Teilers 1050 wird in einem Akkumulator 1060 dem Ausgangssignal S des Filters hinzugefügt. Das Ausgangssignal S des Akkumulators wird eine Symboldauer in einem Register 1070 verzögert. Das Ausgangssignal des Registers 1070 bildet das Ausgangssignal S des Filters. Das Ausgangssignal 5 des Filters wird in einem Multiplizierer 1080 mit einer Konstante A multipliziert, um dann einer Berechnungseinheit 1090 zugeführt zu werden. Die Berechnungseinheit 1090 verwendet auch die erkannten Phasenänderungen 1035 zum Berechnen des Teilungsfaktors N, der im Teiler 1050 verwendet wird. Wenn das Eingangssignal zum Filter, eine erkannte Phasenänderung 1035, größer oder gleich dem Ausgangssignal vom Multiplizierer, S · A, ist, dann wird der Teilungsfaktor N gleich einer Konstante B gemacht. Wenn andererseits das Eingangssignal zum Filter, eine erkannte Phasenänderung 1035, kleiner als das Ausgangssignal vom Multiplizierer, S · A, ist, dann wird der Teilungsfaktor N gleich einer Konstante C gemacht.
Durch Wählen der Zeitkonstante B < < C und der Konstante A (< 1, typischerweise ungefähr 0,8) in einer derartigen Weise, dass S · A kleiner als die Maximalgruppe (erkannte wirklich phasenlineare Segmente einschließlich Rauschens), aber größer als die nahezu phasenlinearen Segmente ist, werden diese nahezu phasenlinearen Segmente unterdrückt, gleichzeitig wie die Rauschabweichung innerhalb der Maximalgruppe durch die Auswahl der Zeitkonstante B reduziert werden kann. Es wurde gezeigt, dass C in der Größenordnung von 10&supmin;¹&sup0;000 mal größer als B sein sollte, und B kann typischerweise gleich 64 und C gleich 4096 sein. Der gleiche Typ des Filterns wird für negative Detektorwerte vorgenommen. Der Faktor A kann durch eine konstante Reduzierung des Filterwerts S ersetzt werden.
Wenn die Abweichung erkannt wird mit der Hilfe von sehr langen phasenlinearen Segmenten zur gleichen Zeit, wie die Erkennung in zum Beispiel einer verrauschten Umgebung mit der Hilfe eines Maximalgruppenfilters gemäß dem obigen verbessert wird, wird die Zeitkonstante des Detektors ungünstig groß.
Dies kann durch Aufteilen der Erkennung in eine Groberkennung und eine Feinerkennung behoben werden. Die Groberkennung geschieht in derartigen Fällen durch das Prinzip mit einem Maximalgruppenfilter, aber mit kürzeren phasenlinearen Segmenten. Dies ergibt mehr Erkennungsergebnisse und deshalb kürzere und schnellere Anstiegszeiten für den Maximalgruppenfilter. Die Feinerkennung verwendet längere phasenlineare Segmente
Für die Feinerkennung wird der aus dem Maximalgruppenfilter erhaltene Wert verwendet (+ bzw. -, was eine grobe Messung von der tatsächlichen Abweichung für die 90 Grad Phasenänderungen ist). Der Wert wird mit einer Konstante D (< 1, typischerweise 0,75 oder reduziert um einen konstanten Wert) multipliziert und wird als ein Schwellwert für simultanes Erkennen verwendet, ob die aufeinanderfolgenden Phasenänderungen pro Symbol größer als dieser Schwellwert sind und daher ein Teil von einer 90 Grad pro Symbol phasenlinearen Sequenz. Die Feinerkennung wird mit phasenlinearen Segmenten mit der ursprünglichen Segmentlängenanforderung durchgeführt, damit eine genaue Abweichung berechnet werden kann.
Da ein großer Teil des Verfahrens vorzugsweise digital durchgeführt wird, kann eine vorteilhafte Implementierung des Verfahrens sein, die digitale Signalverarbeitung gemäß dem Verfahren in einer oder möglicherweise mehr integrierten Schaltkreisen eines Standardtyps oder eines kundenspezifizierten Typs oder einer Mischung von diesen zu implementieren. Wenn die Informationsmenge ausreichend niedrig ist, kann die Implementierung der digitalen Signalverarbeitung gemäß dem Verfahren auch in einer Prozessorvorrichtung mit zugehörigem Programm und Datenspeicher ins Auge gefasst werden. Die Prozessorvorrichtung kann natürlich einen konventionellen Prozessor oder einen dedizierten Signalprozessor (DSP - Digitaler Signalprozessor) umfassen.
Die Erfindung ist besonders in jenen Fällen geeignet, wo das modulierte informationstragende Signal innerhalb des Mikrowellenbereichs oder höher ist.
Die Erfindung ist nicht auf die oben erwähnten Ausführungsformen begrenzt, sondern kann innerhalb des Bereichs der folgenden Ansprüche variiert werden.

Claims

1. Verfahren zur Abweichungserkennung eines phasenverschiebungsmodulierten Signals, welches gemäß einem Modulationsverfahren moduliert wird, das Sequenzen von Phasenänderungen mit aufeinanderfolgend der gleichen Phasenänderung, d. h. phasenlineare Sequenzen, generieren kann, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:

- Ausfiltern von Segmenten mit mindestens drei aufeinanderfolgenden Werten, die Phasenänderungen des phasenverschiebungsmodulierten Signals entsprechen,

- Bewerten der ausgefilterten Segmente bezüglich dessen, ob die aufeinanderfolgenden Werte, die Phasenänderungen in den Segmenten entsprechen, gleich bestimmt werden und wenn die Werte, die Phasenänderungen in einem Segment entsprechen, gleich bestimmt werden, wird ein phasenlineares Segment aus dem Segment erzeugt, anderenfalls wird das Segment verworfen,

- Zuweisen einer Phasenänderung eines phasenlinearen Segments gleich zu sein wie die nominale Phasenänderung, die im Besitz einer phasenlinearen Sequenz ist, von der das phasenlineare Segment als ein Teil zu sein beurteilt wird,

- Berechnen der Abweichung von den zugewiesenen Phasenänderungen der phasenlinearen Segmente und der aufeinanderfolgenden Werte der phasenlinearen Segmente.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren auch die folgenden Schritte umfasst:

- Bewerten der ausgefilterten Segmente bezüglich dessen, ob sie einer phasenlinearen Sequenz angehören, deren Phasenänderung pro Symbol null Grad ist und wenn ein Segment einer phasenlinearen Sequenz angehört, deren Phasenänderung pro Symbol null. Grad ist, wird das Segment verworfen.

3. Verfahren zum Erstellen eines Korrektursignals, das auf eine berechnete Abweichung bezogen ist und dadurch Korrigieren von Abweichungsfehlern beim Übertragen eines informationstragenden Signals zwischen einem Sender, wo ein moduliertes informationstragendes Signal mit der Hilfe des informationstragenden Signals generiert wird durch ein Verfahren, das Sequenzen von Phasenänderungen mit aufeinanderfolgend der gleichen Phasenänderung generieren kann, und einen Empfänger zur Phasendemodulation, der das modulierte informationstragende Signal demoduliert, wodurch ein demoduliertes Signal erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Abweichung des modulierten informationstragenden Signals gemäß dem Verfahren von Anspruch 1 berechnet wird und dadurch, dass das Verfahren weiter die folgenden Schritte umfasst:

- Beurteilen des phasenlinearen Segments, ein Teil einer Sequenz von Phasenänderungen mit aufeinanderfolgend der gleichen Phasenänderung zu sein,

- Berechnen des Korrektursignals aus der berechneten Abweichung.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:

- Bewerten der ausgefilterten Segmente bezüglich dessen, ob sie einer phasenlinearen Sequenz angehören, deren Phasenänderungen pro Symbol null Grad sind und wenn ein Segment einer phasenlinearen Sequenz angehört, deren Phasenänderung pro Symbol null Grad ist, wird das Segment verworfen.

5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrektur von Abweichungsfehlern des modulierten informationstragenden Signals im Empfänger stattfindet und dadurch, dass das Verfahren auch die folgenden Schritte umfasst:

- Differenzieren des demodulierten Signals, um dadurch einen Momentanfrequenzwert zu erzeugen, Multiplizieren des Momentanfrequenzwerts mit dem Korrektursignal, um dadurch ein amplitudenskaliertes Signal zu erzeugen;

- Integrieren des amplitudenskalierten Signals, um dadurch ein skaliertes Phasensignal zu erzeugen,

- Phasendemodulieren des skalierten Phasensignals, um dadurch eine Kopie des informationstragenden Signals nachzubilden.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausfiltern von Segmenten aus dem modulierten informationstragenden Signal mit mindestens drei aufeinanderfolgenden Werten, die Phasenänderungen entsprechen, mit der Hilfe des amplitudenskalierten Signals ausgeführt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausfiltern von Segmenten aus dem modulierten informationstragenden Signal mit mindestens drei aufeinanderfolgenden Werten, die Phasenänderungen entsprechen, mit der Hilfe des skalierten Phasensignals ausgeführt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausfiltern von Segmenten aus dem modulierten informationstragenden Signal mit mindestens drei aufeinanderfolgenden Werten, die Phasenänderungen entsprechen, mit der Hilfe des amplitudenskalierten Signals und des skalierten Phasensignals ausgeführt wird.

Verfahren nach einem der beliebigen der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Bewertung, ob die aufeinanderfolgenden Werte, die Phasenänderungen entsprechen, gleich bestimmt sind, stattfindet durch eine bestimmte maximale Spreizung von den Werten, die Phasenänderungen entsprechen, die in dem Segment zulässig sind.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die bestimmte maximale Spreizung den Werten proportional ist, die Phasenänderungen in dem Segment entsprechen.

11. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die bestimmte maximale Spreizung von den Werten, die Phasenänderungen entsprechen, welche im Segment zulässig sind, auf einem Mittelwert von allen Werten basiert, die Phasenänderungen in dem Segment entsprechen.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die bestimmte maximale Spreizung dem Mittelwert von den Werten, die Phasenänderungen in dem Segment entsprechen, proportional ist.

13. Verfahren nach einem beliebigen der Ansprüche 3 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Abweichung mit der Hilfe von einem oder mehr Werten, die Phasenänderungen in der Mitte von dem phasenlinearen Segment entsprechen, berechnet wird.

14. Verfahren nach einem beliebigen der Ansprüche 3 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass beim Ausfiltern von Segmenten mit aufeinanderfolgenden Werten, die Phasenänderungen entsprechen, jeder Wert, der einer Phasenänderung entspricht, ein. Mittelwert von mindestens zwei Werten ist, die Phasenänderungen entsprechen.

15. Verfahren nach einem beliebigen der Ansprüche 3 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass phasenlineare Segmente, die nahezu phasenlinearen Sequenzen angehören und die daher irrtümlich als phasenlineare Segmente erzeugt wurden, durch einen Maximalgruppenfilter weggefiltert werden.

16. Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung der Abweichung in zwei Schritten stattfindet, einer groben Berechnung und einer genauen Berechnung.

17. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass Information über das Korrektursignal vom Empfänger zum Sender des modulierten informationstragenden Signals über einen Datenkanal übertragen wird.

18. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das demodulierte Signal analog/digital gewandelt wird, wobei sämtliche Signalverarbeitung danach gemäß dem Verfahren digital stattfindet und in mindestens einem integrierten Schaltkreis implementiert ist.

19. Vorrichtung zur Abweichungserkennung von einem phasenverschiebungsmodulierten Signal, das gemäß einem Modulationsverfahren moduliert ist, welches Sequenzen von Phasenänderungen mit aufeinanderfolgend der gleichen Phasenänderung, das heißt phasenlineare Sequenzen, generieren kann, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung umfasst:

- Mittel (810) angeordnet, um aus dem phasenverschiebungsmodulierten Signal Segmente mit mindestens drei aufeinanderfolgenden Werten auszufiltern, die Phasenänderungen entsprechen,

- Mittel (830) angeordnet, um zu bewerten, ob die aufeinanderfolgenden Werte, die Phasenänderungen in Segmenten entsprechen, gleich bestimmt sind und wenn die Werte, die Phasenänderungen in einem Segment entsprechen, gleich bestimmt sind, um ein phasenlineares Segment aus diesem Segment zu erzeugen, und wenn nicht, um das Segment zu verwerfen,

- Mittel (850) angeordnet, um die Phasenänderung des phasenlinearen Segments zu bestimmen die gleiche zu sein wie die nominale Phasenänderung, die im Besitz von einer phasenlinearen Sequenz ist, von der das phasenlineare Segment ein Teil zu sein beurteilt wird,

- Mittel (860) angeordnet, um die Abweichung von der zugewiesenen Phasenänderung voln dem phasenlinearen Segment und den aufeinanderfolgenden Werten des phasenlinearen Segments zu berechnen.

20. Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung auch umfasst:

- Mittel (835) angeordnet, um zu bewerten, ob ausgefilterte Segmente einer phasenlinearen Sequenz angehören, deren Phasenänderungen pro Symbol null Grad sind und wenn ein Segment einer phasenlinearen Sequenz angehört, deren Phasenänderungen pro Symbol null Grad sind, um das Segment zu verwerfen.

21. Vorrichtung, angeordnet, um eine Abweichung von einem modulierten informationstragenden Signal nach Anspruch 19 zu berechnen und davon ein Korrektursignal (220, 320) zu erzeugen, dass bezogen ist auf die berechnete Abweichung und dadurch Abweichungsfehler zu korrigieren bei Übertragen eines informatiionstragenden Signals (110) zwischen einem Sender, wo das modulierte informationstragende Signal generiert wird mit der Hilfe eines spannungsgesteuerten Oszillators (142) und des informationstragenden Signals (110) durch ein Verfahren, welches Sequenzen von Phasenänderungen mit aufeinanderfolgend der gleichen Phasenänderung generieren kann, und einem Empfänger, wo ein demoduliertes informationstragendes Signal erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung weiter umfasst:

- Mittel, angeordnet, um das phasenlineare Segment zu beurteilen, um ein Teil einer Sequenz von Phasenänderungen mit aufeinanderfolgend der gleichen Phasenänderung zu sein,

- Mittel (860), angeordnet, um das Korrektursignal (220, 320) aus der berechneten Abweichung zu berechnen.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung auch umfasst:

- Mittel (835) angeordnet, um zu bewerten, ob die Segmente einer phasenlinearen Sequenz angehören, deren Phasenänderungen pro Symbol null Grad sind und, wenn ein Segment einer phasenlinearen Sequenz angehört, deren Phasenänderungen pro Symbol null Grad sind, um das Segment zu verwerfen.

23. Vorrichtung nach Anspruch 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung im Empfänger angeordnet ist und wo der Empfänger umfasst:

- Mittel, angeordnet, um zu quadraturdemodulieren (350, 351, 352, 353, 354, 450, 451, 452, 453, 454) das modulierte informationstragende Signal (314, 414), um dadurch das demodulierte informationstragende Signal zu erzeugen,

- Mittel (359), angeordnet, um das demodulierte informationstragende Signal abzuleiten, um dadurch einen Momentanfrequenzwert (313) zu erzeugen,

- Mittel (360), angeordnet, um den Momentanfrequenzwert (313) mit dem Korrektursignal (320) zu multiplizieren, um dadurch ein amplitudenskaliertes Signal (321) zu erzeugen,

- Mittel (361), angeordnet, um das amplitudenskalierte Signal (321) zu integrieren, um dadurch ein skaliertes Phasensignal (315) zu erzeugen,

- Mittel (362), angeordnet, um das skalierte Phasensignal zu phasendemodulieren, um dadurch eine Kopie (330) des informationstragenden Signals (110) nachzubilden.

24. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel (810) zum Ausfiltern von Segmenten aus dem modulierten informationstragenden Signal angeordnet ist, um mit der Hilfe des amplitudenskalierten Signals (321) das Ausfiltern von Segmenten mit mindestens drei aufeinanderfolgenden Werten, die Phasenänderungen entsprechen, auszuführen.

25. Vorrichtung gemäß Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel (810) zum Ausfiltern von Segmenten aus dem modulierten informationstragenden Signal angeordnet ist, um mit der Hilfe des skalierten Phasensignals (315) dieses Ausfiltern von Segmenten mit mindestens drei aufeinanderfolgenden Werten, die Phasenänderungen entsprechen, auszuführen.

26. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel (810) zum Ausfiltern von Segmenten aus dem modulierten informationstragenden Signal angeordnet ist, um mit der Hilfe des amplitudenskalierten Signals (321) und des skalierten Phasensignals (315) dieses Ausfiltern von Segmenten mit mindestens drei aufeinanderfolgenden Werten, die Phasenänderungen entsprechen, auszuführen.

27. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 21 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass die Bewertung, ob die aufeinanderfolgenden Werte, die Phasenänderungen entsprechen, gleich bestimmt sind, stattfindet durch eine bestimmte maximale Spreizung von den Werten, die Phasenänderungen entsprechen, die im Segment zulässig sind.

28. Vorrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die bestimmte maximale Spreizung den Werten proportional ist, die Phasenänderungen im Segment entsprechen.

29. Vorrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die bestimmte maximale Spreizung von Werten, die Phasenänderungen entsprechen, welche in dem Segment zulässig sind, auf einem Mittelwert von allen Werten, die Phasenänderungen in dem Segment entsprechen, basiert.

30. Vorrichtung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, dass die bestimmte maximale Spreizung dem Mittelwert von den Werten, die Phasenänderungen in dem Segment entsprechen, proportional ist.

31. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 21 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Abweichung mit der Hilfe von einem oder mehr Werten berechnet wird, die Phasenänderungen in der Mitte des phasenlinearen Segments entsprechen.

32. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 21 bis 31, dadurch gekennzeichnet, dass beim Ausfiltern von Segmenten mit aufeinanderfolgenden Werten, die Phasenänderungen entsprechen, jeder Wert, der einer Phasenänderung entspricht, ein Mittelwert ist von mindestens zwei Werten, die Phasenänderungen entsprechen.

33. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 21 bis 32, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung einen Maximalgruppenfilter umfasst, angeordnet zum Wegfiltern phasenlinearer Segmente, die nahezu phasenlinearen Sequenzen angehören und deshalb irrtümlich als phasenlineare Segmente erzeugt wurden.

34. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung der Abweichung in zwei Schritten stattfindet, einer groben Berechnung und einer genauen Berechnung, wo die grobe Berechnung kurze phasenlineare Segmente verwendet und die genaue Berechnung längere phasenlineare Segmente verwendet.

35. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 21 bis 34, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger Mittel (465, 466) umfasst, angeordnet, um das demodulierte informationstragende Signal analog/digital umzuwandeln, wobei sämtliche Signalverarbeitung danach in der Signalkette des Empfängers digital stattfindet und in mindestens einem integrierten Schaltkreis (467) implementiert ist.

36. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 21 bis 34, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger Mittel (465, 466) umfasst, angeordnet, um das demodulierte informationstragende Signal analog/digital umzuwandeln, wobei sämtliche Signalverarbeitung danach in der Signalkette des Empfängers digital stattfindet und mit der Hilfe von einer Prozessorvorrichtung, die Berechnungsmittel und Speichermittel umfasst, implementiert ist.

37. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 21 bis 36, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger Mittel zum Übertragen von Information über das Korrektursignal zum Sender des modulierten informationstragenden Signals umfasst.