DE69529094T2 - Symmetrischer,zweifach gefalteter kaskodenoperationsverstärker - Google Patents

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG Erfindungsgebiet
• Diese Erfindung betrifft Operationsverstärker (Op-Amps) und im Besonderen zweifach gefaltete Kaskoden-Operationsverstärker.
Beschreibung des Standes der Technik
• Faltkaskoden-Operationsverstärker verfügen im Vergleich zu herkömmlichen Operationsverstärkern über ein verbessertes Gleichtaktunterdrückungsverhältnis (CMRR) und einen verbesserten Gleichtaktspannungsbereich (CMVR). In US Patent 4,687,984 beschreibt der vorliegende Erfinder eine Faltkaskodenkonfiguration "JFET Active Load Input Stage". Die beschriebene Schaltung wird bei hohen Anstiegsgeschwindigkeiten ebenfalls kaum in einen Sättigungs- oder Abschaltzustand laufen.
• Fig. 1 zeigt einen Grundaufbau der Eingangs- und Verstärkungsstufen eines Faltkaskoden- Operationsverstärkers. Die Stromkreise ein Paares differentiell geschalteter Transistoren Q1 und Q2, die entweder bipolare Transistoren oder Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs) sein können, sind auf einer Seite miteinander verbunden, um den Ausgang einer Stromquelle Is zu teilen. Wie hierin gebraucht, bezieht sich der "Stromkreis" eines Transistors auf den Kollektor-Emitter-Kreis eines bipolaren Transistors oder den Source-Drain-Kreis eines FET, und der "Steuerkreis" eines Transistors betrifft die Basis eines bipolaren Bauelements oder das Gate eines FET.
• Die Eingangsanschlüsse T1 und T2, die mit den Steuerkreisen für Q1 bzw. Q2 verbunden sind, empfangen ein differentielles Eingangssignal. Q1 und Q2 teilen den Strom von Is in gegenseitiger Konkurrenz, wobei die Strommenge für jeden Transistor sich nach Maßgabe der an ihre Steuerkreise von den Eingangsanschlüssen T1 und T2 angelegten relativen Eingangsspannungssignale ändert.
• Die Eingangsspannungsquelle Is arbeitet von einem positiven Spannungsversorgungsbus Vcc, während die Kollektoren der erklärenden PNP-Eingangstransistoren Q1 und Q2 über betreffende Eingangswiderstände R1 und R2 mit einem relativ negativen Spannungsversorgungsbus (im Allgemeinen Massepotential) verbunden sind.
• Ein Verstärkungsstufe des Verstärkers umfasst einen ersten und zweiten aktiven Bipolar- NPN-Verstärkungslasttransistor Q3 bzw. Q4, deren Emitter mit den Kollektoren der Eingangstransistoren Q1 bzw. Q2 verbunden sind. Die Basen von Q3 und Q4 sind zum gemeinsamen Vorspannen miteinander verbunden. Die Transistoren Q3 und Q4 werden mit Strom von Stromquellen I1 und I2 gespeist, die z. B. durch PNP-Bipolar-Transistoren implementiert werden können. Ein Vorspannungskreis für Q3 und Q4 besteht aus (1) einem weiteren NPN-Bipolar-Transistor Q5, dessen Emitter mit den Basen von Q3 und Q4 verbunden ist, seine Basis mit dem Kollektor von Q3 verbunden ist und sein Kollektor mit Vcc verbunden ist, und (2) einer Stromquelle 13, die Strom von der gemeinsamen Basisverbindung Q31 Q4 zum Massebus zieht. Ein Verstärkungsstufenausgang 2 wird vom Kollektor des Verstärkungstransistors Q4 abgenommen.
• Die Funktion dieser früheren Schaltung kann erklärt werden, indem angenommen wird, dass die Eingangsspannung am Anschluss T2 in Bezug auf die Spannung an T1 hochgeht. Dies hat zur Folge, dass der Strom durch Q1 zunimmt und der Strom durch Q2 abnimmt. Der erhöhte Strom durch Q1 erzeugt einen größeren Spannungsabfall über R1 und somit eine höhere Spannung an den Basen von Q3 und Q4 (durch die Emitterfolgerwirkung von Q3). Die höhere Spannung an der Basis von Q4 bewirkt, dass der Strom durch diesen Transistor ebenfalls hochgeht. Des Weiteren neigt der verringerte Strom durch den zweiten Eingangstransistor Q2 dazu, die Spannung über R2 zu vermindern. Um diesem Effekt entgegenzuwirken und die Spannung über R2 gleich der über R1 zu halten (wegen der Emitterfolgerwirkung von Q3 und Q4), nimmt der Strom durch Q4 zu. Der Nettoeffekt ist, dass es hauptsächlich eine Zunahme des Stroms durch Q4 gleich dem Zweifachen der absoluten Größe der Stromänderung durch entweder Q1 oder Q2 gibt. Da die Stromquelle I2 einen konstanten Strompegel an den Vertsärkungsstufenausgang liefert, wird jede Änderung des Stroms durch Q4 als eine gleiche absolute Änderung im Ausgangsstrom 2 widergespiegelt. Während dieser Zeit hält die Basis-Emitter-Verbindung von Q5 über die Kollektor-Basis-Anschlüsse von Q3 den Strompegel durch Q3 konstant (hauptsächlich) auf dem I1-Pegel.
• Die Schaltung von Fig. 1 hat einen begrenzten Gleichtakt-Eingangsbereich, der von der tiefen Spannungsversorgungsleitung (typisch Masse) bis zwei Basis-Emitter-Spannungsabfälle (etwa 1.4 Volt) unter Vcc reicht. Dies war für frühere Anwendungen ausreichend, bei denen postive und negative 15 Volt Versorgungen ("Schienen") typisch waren. Gegenwärtig werden jedoch Verstärker entworfen, um mit Schienen von +5 Volt und Masse und sogar mit Schienen von +3 Volt und Masse zu arbeiten. Ein Hauptgrund für diese stetige Verringerung der Stromversorgungspegel ist die Forderung nach geringerer Verlustleistung bei batteriebetriebenen Geräten, z. B. Laptop-Computer und Zellentelefone. Der Abzug von über 1 Volt von einem vollen Schiene-zu-Schiene-Gleichtakt-Eingangsbereich ist bei diesen Niederspannungs-Schaltkreisen ein bedeutsamer und unerwünschter Verlust.
• Es wurde ein zweifach gefalteter Kaskoden-Operationsverstärker entwickelt, der eine Schiene-zu-Schiene-Eingangstauglichkeit bereitstellt. Ein Transistorpaar in der Verstärkungsstufe handhabt Eingänge bis herunter zur unteren Schiene oder darunter, während ein weiteres Verstärkungsstufen-Transistorpaar Eingangssignale bis herauf zur oberen Schiene oder darüber wahrnimmt. Siehe Goodenough, "Circuit Lets IC OP AMP Handle +/-0.9 V Rail-To-Rail Signals", Electronic Design, 1. Oktober 1992, Seite 31; Vyne et al., "A Quad Low Voltage Rail-To-Rail Operational Amplifier", IEEE 1992 Bipolar Circuits and Technology Meeting, Seiten 242-245. Während diese Schaltung einen größeren Arbeitsbereich als herkömmlichere gefaltete Kaskoden-Op-Amps aufweist, ist der Schaltkreis ziemlich komplex und benötigt eine relativ große Zahl von Transistoren, die eine unerwünscht große Gesamtfläche belegen und die Kosten der Schaltung erhöhen.
• Außerdem ist es wichtig, Eingangssignal-Spannungsoffsets zu unterbinde, besonders bei Anwendungen mit niedrigen Spannungsversorgungsgrenzen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung erstrebt, einen Op-Amp mit einem Schiene-zu-Schiene-Eingangsbereich, aber mit einer wirkungsvollen Schaltungskonstruktion, bereitzustellen, die eine relativ kleine Fläche belegt, relativ wenige Transistoren benötigt und einen niedrigen Eingangsspannungsoffset zeigt.
• Diese Ziele werden mit einem zweifach gefalteten Kaskoden-Op-Amp mit einer Eingangsstufe erreicht, die ein erstes und zweites Differenztransistorpaar mit entgegengesetzter Leitfähigkeit umfasst, die mit betreffenden Differenzströmen gespeist werden. Zwei Eingangswiderstandspaare sind zwischen die Stromkreise der Transistoren und sich gegenüberliegende Spannungsversorgungsleitungen geschaltet, während zwei zusammengeschaltete Paare gefalteter Kaskoden-Transistoren in der Verstärkungsstufe einen Verstärkungsstufenausgang bereitstellen. Die Verstärkungsstufentransistoren sind mit den zwei Eingangswiderstandspaaren verbunden, so dass eine Änderung des Differenzeingangssignals eine entsprechende Änderung im Verstärkungsstufenausgang über diese Widerstände erzeugt. Für jedes Eingangsdifferenzpaar werden Stromquellen bereitgestellt, wobei eine Stromquelle umwirksam gemacht wird, wenn sich das Differenzeingangssignal einer Spannungsversorgung nähert, und die andere Stromquelle unwirksam gemacht wird, wenn sich das Eingangssignal der anderen Spannungsversorgung nähert.
• Die Verstärkungsstufentransistoren sind vorzugsweise zwei Paare von Bipolar-Transistoren mit entgegengesetzter Leitfähigkeit, wobei die Basen jedes Paares miteinander verbunden und die Kollektoren eines Paares mit den Kollektoren des anderen Paares verbunden sind. Eine Stromausgleichsschaltung hält den Strom durch den ersten Verstärkungstransistor eines Paares gleich dem Strom durch den ersten Verstärkungstransistor des anderen Paares. Die Verstärkungstransistoren sind mit den Eingangswiderständen verbunden, so dass sich die Ströme durch die zweiten Transistoren jedes Verstärkungspaares als Reaktion auf eine Änderung des Differenzeingangssignals in entgegengestzten Richtungen ändern; der Verstärkungsstufenausgang wird von den Kollektoren des zweiten Verstärkungspaares abgenommen.
• Eine von der Verstärkungsstufe getriebene Ausgangsstufe umfasst ein Paar Ausgangs-Bipolar-Transistoren, die so geschaltet sind, dass als Reaktion auf eine Änderung der Ausgangsspannung der Verstärkungsstufe der Strom durch einen Ausgangstransistor zunimmt und der Strom durch den anderen Ausgangstransistor abfällt. Ein Pegelverschiebungswiderstand ist zwischen den Verstärkungsstufenausgang und und die Basis eines der Ausgangstransistoren geschaltet, während ein anderer Pegelverschiebungswiderstand zwischen den Verstärkungsstufenausgang und eine Vorspannungs-Umkehrschaltung geschaltet, die den anderen Ausgangstransistor vorspannt, um seinen Stromfluss in einer Richtung entgegengesetzt zum ersten Ausgangstransistor zu ändern. Der endgültige Ausgang des Verstärkers wird an der Verbindung zwischen den zwei Ausgangstransistoren abgenommen, wobei sich der Strom durch jeden Ausgangstransistor dynamisch ändert, um zu dem Ausgangsstrom beizutragen.
• Die Kollektoren der Verstärkungstransistoren sind symmetriert, um Eingangsspannungsoffsets zu unterbinden. Die Spannungssymmetrierung wird vorzugsweise zustande gebracht, indem der Kollektor eines Verstärkungstransistors über zwei Basis-Emitter-Abfälle und einen der Pegelverschiebungswiderstände auf eine der Spannungsschienen bezogen wird, der Kollektor seines gepaarten Verstärkungstransistors über zwei Basis-Emitter Abfälle und einen der Eingangswiderstände auf dieselbe Schiene bezogen wird und ein Strom durch den Pegelverschiebungswiderstand so hergestellt wird, dass er eine Spannung aufrechterhält, die gleich der Spannung über dem Eingangswiderstand ist.
• Diese und andere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden den Fachleuten aus der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen ersichtlich sein.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Fig. 1, oben beschrieben, ist ein Schaltbild eines früheren gefalteten Kaskoden-Op-Amps, und
• Fig. 2 ist ein Schaltbild eines zweifach gefalteten Kaskoden-Op-Amps, der die Erfindung verwendet.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
• Fig. 2 ist ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführung der Erfindung. Bestimmte ihrer Elemente erscheinen auch in Fig. 1 und sind durch dieselben Verweiszeichen gekennzeichnet. Der Op-Amp kann begrifflich in mehrere verschiedene Stufen geteilt werden, wie durch gestrichelte Linien angedeutet. Eine Eingangsstufe 4 empfängt ein differentielles Eingangsspannungssignal an Anschlüssen T1 und T2 und liefert einer Verstärkungsstufe 6 ein entsprechendes Paar Differenzsignale. Eine Ausgangsstufe 8 empfängt ein verstärktes Signal von der Verstärkungsstufe und konvertiert es am Ausgangsknoten oder Anschluss T3 in ein Ausgangssignal. Ein Vorspannungskreis 10 liefert Stromquellen-Vorspannungssignale für den Rest des Schaltkreises.
• Die Schaltung verwendet zwei Paare Eingangs-Differenztransistoren Q1, Q2 und Q6, Q7 mit entgegengesetzter Leitfähigkeit. Q1 und Q2 werden als PNP-Bipolar-Transistoren und Q6 und Q7 als NPN-Bipolar-Transistoren veranschaulicht, aber die Eingangsbauelemente könnten auch mit FETs implementiert werden. Der Eingangsanschluss T1 ist mit den Basen von Q1 und Q6 verbunden, während der gegenüberliegende Eingangsanschluss T2 mit den Basen von Q2 und Q7 verbunden ist. Spannungsbegrenzungstransistoren QL1 und QL2 sind als Diode geschaltet, um um in entgesetzten Richtungen zwischen den Basen von Q1, Q6 und den Basen von Q2, Q7 zu leiten, um zu verhindern, dass die Eingangs-Differenzspannung einen Basis-Emitter-Spannungsabfall (etwa 0.7 Volt) in jeder Richtung übersteigt, und dadurch die Eingangstransistoren vor Beschädigung zu schützen.
• Eingangswiderstände R1 und R2 sind zwischen die Kollektoren von Q1 bzw. Q2 und den tiefen Spannungsversorgungsbus Vee geschaltet, der entweder Masse oder eine negative Spannung sein kann. Ein zweites Paar Eingangswiderstände R6 und R7 liegt zwischen den Kollektoren von Q6 bzw. Q7 und der hohen Spannungsversorgungsleitung Vcc. Ein Stromquellentransistor Q8, gezeigt als ein PNP-Bipolar-Transistor, liefert einen Strom, der zwischen Q1 und Q2 geteilt wird, während ein zweiter Stromquellentransistor Q9, gezeigt als ein NPN-Bipolar-Transistor, einen gleichen Strom liefert, den sich Q6 und Q7 teilen. Q8 arbeitet von Vcc, während Q9 von Vee arbeitet. Die Eingangstransistoren sind angepasst, so dass die Stromteilung zwischen Q1 und Q2 gleich der zwischen Q6 und Q7 ist, wobei der Strom durch Q1 etwa gleich dem durch Q7 ist, und der Strom durch Q2 etwa gleich dem durch Q6 ist (außer, wenn der Gleichtakteingang nahe bei Vcc oder Vee ist).
• In der Verstärkungsstufe 6 sind sind die Basen der aktiven bipolaren NPN-Lasttransistoren Q3 und Q4 zum gemeinsamen Vorspannen miteinander verbunden, und ihre Emitter sind, wie in der früheren Schaltung von Fig. 1, mit R1 bzw. R2 verbunden. Ein Vorspannungskreis für diese Transistoren besteht (1) aus dem oben beschriebenen Transistor Q5, wobei ein Frequenzkompensationskondensator CC1 zwischen seine Basis und Vee geschaltet ist, und (2) einem Stromquellenwiderstand R5, der Strom von der gemeinsamen Basisverbindung Q3IQ4 nach Vee zieht; vorzugsweise wird ein Stromquellenwiderstand anstelle eines Transistors benutzt, um eine Transistorsättigung unter bestimmten Betriebsbedingungen zu vermeiden. Der Kollektor von Q4 ist mit der Basis eines NPN-Verstärkungstransistors Q10 verbunden, dessen Emitter über einen Pegelverschiebungswiderstand R10 mit dem Kollektor eines weiteren NPN-Stromquellentransistors Q11 verbunden ist. Der Emitter von Q10 wird durch einen als Diode geschalteten Transistor D1 auf etwa 1 Diodenspannungspegel über der Basis von Q5 begrenzt.
• Ein zweites Paar PNP-Verstärkungstransistoren Q12 und Q13 ist mit R6 bzw. R7 in einer Weise ähnlich den Verbindungen zwischen Q3, Q4 und R1, R2 verbunden. Die Stromkreise von Q3 und Q12 liegen in Reihe, wobei ihre Kollektoren miteinander verbunden sind, ebenso sind die Stromkreise von Q4 und Q13, Q5 arbeitet als Emitterfolger, der die Basisspannung von Q3 automatisch so einstellt, dass der Strom durch Q3 trotz Änderungen des Eingangssignals gleich dem Strom durch Q12 bleibt. Andererseits werden die Ströme durch Q4 und Q13 nicht gleich zueinander gehalten, und tatsächlich ändert sich die Stromdifferenz zwischen diesen zwei Transistoren, sobald sich sich die Eingangsspannungsdifferenz an T1-T2 ändert. Das Ergebnis ist ein Verstärkungsstufen-Ausgangsstrom auf Leitung 12, die die Kollektorverbindung von Q4 und Q13 anzapft. Q3, Q4 einerseits und Q12, Q13 andererseits arbeiten als zwei gefaltete Kaskodenkreise, die sich auf Leitung 12 und der Kollektorverbindung von Q3 und Q12 miteinander vereinen.
• Die Kollektoren von Q5 und Q10 könnten direkt mit Vcc verbunden werden. Bevorzugt werden sie aber über die Kollektor-Emitter-Kreise von NPN-Transistoren Q14 bzw. Q15 mit Vcc verbunden. Die Basen von Q14 und Q15 sind mit R7 bzw. R6 verbunden, um einen Stromkompensationskreis zu errichten, dessen endgültige Wirkung ist, Veränderungen in dem Basisstrom des Verstärkungstransistors Q10 zu liefern, wenn sich die Ausgangslast ändert, um so das Differenzspannungssignal an den Eingangsanschlüssen T1, T2 vom Liefern dieses Zuwachs-Basisstroms zu entlasten. Das Nettoergebnis ist, dass relativ große Ausschläge im Ausgangsstrom mit geringer Änderung in der Eingangsspannungsdifferenz akkomodiert werden können. Definitionsgemäß wird dies in eine signifikante Zunahme im Gesamtvorwärtsleitwert der Schaltung mit einer entsprechenden Zunahme ihres Verstärkungsgrades umgesetzt. Die Art und Weise, wie diese Stromkompensation erreicht wird, wird in US 5323121, ebenfalls an Analog Devices, Inc. abgetreten, ausführlich beschrieben.
• Der Vorspannungsabschnitt 10 verwendet herkömmliche Techniken zum Errichten von Referenzströmen, die durch die Stromquellen in den anderen Stufen gespiegelt werden. Die Basis eines NPN-Vorspannungstransistors Q16 ist über die Basis-Emitter-Strecke von NPN- Transistor Q18 auf Vee bezogen, um einen Referenzstrom für einen als Diode geschalteten Transistor Q17 zu errichten, der mit Q16 in Reihe geschaltet ist. Die Basis und der Kollektor von Q17 sind mit der Basis von Q8 verbunden, so dass Q8 den Strom durch Q17 spiegelt. Q18 legt auch die Basisspannung für Q11 und, über einen Widerstand R9, für Q9 fest. Der Strom durch Q8 wird durch einen Vorspannungskreis hergestellt, der aus einem Widerstand R11, der in Reihe mit dem Source-Drain-Kreis eines JFET J2 und dem Kollektor-Emitter- Kreis Q18 zwischen Vcc und Vee geschaltet ist, und einem weiteren NPN-Transistor Q19 besteht, der seine Basis mit dem Kollektor von Q18 und dem Drain von J2, seinen Emitter mit der Basis von Q18 und seinen Kollektor gemeinsam mit dem Gate von J2 mit Vcc ververbunden hat.
• Die Funktion der Schaltung, wie bisher beschrieben, kann am besten durch Beschreiben ihrer Reaktion auf eine Änderung im Differenzeingangssignal an den Anschlüssen T1 und T2 verstanden werden. Angenommen dass die Spannung am Anschluss T2 relativ zu der Spannung an T1 zunimmt. Dies erzeugt eine Zunahme des Stroms durch Q1 und Q7 relativ zu den Strömen durch Q2 bzw. Q6. Der erhöhte Strom durch Q7 erhöht den Spannungsabfall über R7 und vermindert somit sowohl die Kollektorspannung von Q7 als auch die Emitterspannung von Q13. Dies bewirkt eine Abnahme des Stroms durch Q13. In erster Näherung ist die Zunahme im Strom von Q7 etwa gleich der Abnahme im Strom von Q13.
• Der Abfall des Stromes in Q6 verringert den Spannungsabfall über R6, wodurch die Emitterspannung von Q12 zunimmt, um den Strom durch Q12 und Q3 zu erhöhen. Zur selben Zeit geht der Strom durch Q1 infolge der relativen Abnahme seines Basispotentials hoch. Die Stromzunahmen durch Q1 und Q3 tragen beide zu einer Erhöhung des Stromes durch R1 bei, was wiederum den Spannungsabfall über R1 erhöht und die Emitter- und Basisspannung von Q3 (und somit auch die Basisspannung von Q4) durch die Emitterfolgerwirkung von Q3 anhebt. Das Anheben der Basisspannung von Q4 erhöht den Strom durch diesen Transistor. Außerdem vermindert die Abnahme des Stromes durch Q2 den Spannungsabfall über R2, wodurch die Basis-Emitter-Spannungsdifferenz für Q4 zunimmt, um den Strom in Q4 weiter zu erhöhen. Somit gibt es in erster Näherung eine zweifache Zunahme in dem Strom durch Q4, die sich aus der Stromzunahme durch Q1 und der Stromabnahme durch Q2 ergibt. Es gibt daher ein Ungleichgewicht zwischen dem vergrößerten Q4-Strom und dem verminderten Q13-Strom. Die Spannung an den angeschlossenen Kollektoren von Q4 und Q13 stellt sich ein, um dieses Strom-Ungleichgewicht widerzuspiegeln, was einen unsymmetrischen Verstärkungsstufen-Spannungsausgang erzeugt, wobei eine Nettostrom auf der Verstärkungsstufen-Ausgangsleitung 12 fließt.
• Wenn die Gleichtakt-Eingangsspannung auf Vee fällt, schalten die Eingangstransistoren Q6 und Q7 zusammen mit ihrer Stromquelle Q9 wirksam ab. Die Transistoren Q1 und Q2 und ihre Stromquelle Q8 sind jedoch noch funktionsfähig, was dem Verstärker weiterzuarbeiten erlaubt, wenngleich mit einer etwas reduzierten Bandbreite und Verstärkung. Umgekehrt, wenn der Gleichtakteingang auf Vcc zunimmt, schalten die Eingangstransistoren Q1, Q2 und ihre Stromquelle Q8 ab, während die Eingangstransistoren Q6, Q7 und ihre Stromquelle Q9 weiterarbeiten und den Verstärker in Betrieb halten.
• Die Konstruktion der Ausgangsstufe 8 ist ebenfalls einmalig. Die Verstärkungsstufen-Ausgangsleitung 12 ist über einen Frequenzkompensationskondensator CC2 mit dem Ausgangsanschluss T3 verbunden, wobei der Stromkreis eines PNP-Bipolar-Transistors Q20 zwischen Vcc und T3 geschaltet und der Stromkreis eines NPN-Bipolar-Transistors Q21 zwischen T3 und Vee geschaltet sind. Wie oben beschrieben, ändern sich die Ströme durch Q20 und Q21 in entgegengesetzten Richtungen als Reaktion auf eine Änderung im Verstärkungsstufenausgang, um am Anschluss T3 einen Netto-Ausgangsstrom zu erzeugen.
• Der Ausgangstransistor Q21 spielt auch eine Rolle beim Symmetrieren der Spannungen an den Kollektoren der Verstärkungstransistoren Q3 und Q4 (und somit auch der Spannungen an den Kollektoren der Verstärkungstransistoren Q12 und Q13). Dies ist wichtig, weil, wenn es ein Spannungs-Ungleichgewicht zwischen den Kollektoren von Q3 und Q4 bei einem stabilen Eingangssignal gibt, Frühspannungseffekte eine Offsetspannung (Vos) an den Eingangsanschlüssen T1 und T2 erzeugen würden, die auch einen Nicht-Null-Temperaturkoeffizienten haben und die Schaltung weniger temperaturstabil machen würde.
• Die Spannung am Kollektor von Q3 ist gleich der Summe der Spannung über dem Eingangswiderstand R1, des Basis-Emitter-Spannungsabfalls von Q3 und des Basis-Emitter-Spannungsabfalls von Q5 (der Basis-Emitter-Spannungsabfall ist bei einem NPN-Transistor etwa 0.7 Volt). Desgleichen ist die Spannung am Kollektor von Q4 gleich der Summe von zwei Basis-Emitter-Spannungsabfällen (für Q21 und Q10) und der Spannung über dem Pegelverschiebungswiderstand R10. Q11 ist so vorgespannt, dass er einen Strom durch R10 zieht, der die Spannung über R10 gleich der Spannung über R1 setzt, um so die Kollektorspannungen von Q3 und Q4 etwa gleich den Summen von zwei Basis-Emitter-Abfällen und gleichen Widerstandsspannungen zu errichten. In einer bevorzugten Ausführung sind die Strompegel I (Basisströme werden ignoriert und Transistor-Emitter- und Kollektorströme werden als gleich angenommen) und die Widerstandswerte, die diese Spannungssymmetrierung zu Stande bringen:
• IQ8 = IQ9 = 50 uA R1 = R2 = 3kOhm
• IQ1 = IQ2 = 25 uA 110 = 4.5kOhm
• IQ3 = IQ4 = 50uA
• IR1 = IQ1 + IQ3 = 75uA
• IR2 = IQ2 + IQ4 = 75uA
• IQ11 = IR10 = 50uA
• Ein Stromquellentransistor Q22 in der Ausgangsstufe ist gemeinsam mit Q11 vorgespannt, um einen Referenzstrom für einer Stromspiegel zu erzeugen, der aus einem als Diode geschalteten Transistor Q23 in Reihe mit Widerstand R23 und einem Spiegelungstransistor Q24 in Reihe mit Widerstand R24 besteht. Um den Referenzstrom herzustellen, ist Q22 in Reihe mit Q23 und R23 zwischen Vee und Vcc geschaltet. Der Strom in dieser Reihenschaltung wird durch Q4 gespiegelt, der seinen Strom an ein Paar differenzgeschalteter NPN- Transistoren Q25 und Q26 liefert. Die Basis von Q25 ist mit der Verstärkungsstufen-Ausgangsleitung 12 über einen Pegelverschiebungswiderstand R12 und einen Vorwärtskopplungskondensator CF1 verbunden, der AC-Signalen erlaubt, R10 zu umgehen, während sein Kollektor Strom von Q24 empfängt und sein Emitter über einen Widerstand R25 mit Vee verbunden ist. Der Differenztransistor Q26 ist als Diode geschaltet und liefert einen Referenzstrom über einen Widerstand R26 für einen spiegelnden NPN-Transistor Q27, dessen Emitter mit der entgegengesetzten Seite von R26 und über einen weiteren Widerstand R27 mit Vee verbunden ist. Der Strom durch Q27 liefert einen Bezug für einen weiteren Stromspiegel, der aus einem als Diode geschalteten Transistor Q28 und einem Widerstand R28 in Reihe zwischen Q27 und Vcc sowie dem zuvor erwähnten Transistor Q20 besteht, der geschaltet ist, den Strom durch Q28 zu spiegeln. Die Transistoren Q25-Q28 arbeiten als ein Vorspannungs-Umkehrkreis, der die Vorspannung für den Ausgangstransistor Q20 so einstellt, dass der Strom durch Q20 sich als Reaktion auf eine Änderung im Verstärkungsstufenausgang in einer Richtung entgegen der Stromänderung durch den Ausgangstransistor Q21 ändert. Die restlichen Elemente der Ausgangsstufe umfassen einen zweite Vorwärtskopplungskondensator CF2, der AC-Signalen auf der Verstärkungsstufen-Ausgangsleitung 12 gestattet, die Transistoren Q25 und Q26 zu umgehen, einen zwischen T3 und den Emitter von Q27 geschalteten Ausgangsfrequenz-Kompensationskondensator C01 und einen weiteren Ausgangsfrequenz-Kompensationskondensator C02, der zwischen T3 und die Basis von Q21 geschaltet ist.
• Die Funktion der Ausgangstufe wird nun erklärt, indem ihre Reaktion auf eine Zunahme der Verstärkungsstufen-Ausgangsspannung auf Leitung 12 beschrieben wird. Eine Zunahme der Spannung auf Leitung 12 bewirkt, dass die Basisspannungen beider Transistoren Q21 und Q25 hochgehen, was die Stromflüsse durch diese NPN-Bauteile erhöht. Die Zunahme des Stromes durch Q25 zieht Strom von der Konstantstromquelle Q24 weg von Q26, was bewirkt, dass der Strom duch Q213 und sein gespiegelter Strom durch Q27 abnimmt. Dies wiederum vermindert die Ströme durch Q28 und seinen spiegelnden Ausgangstransistor Q20. Die Zunahme des Stromes durch Q21 verbunden mit der Abnahme des Stromes durch Q20 erzeugt eine Nettoänderung im Ausgangsstrom an T3. Ein ähnliche Änderung im Ausgangsstrom begleitet eine Abnahme der Spannung auf der Verstärkungsstufen-Ausgangsleitung 12, aber in der entgegensetzten Richtung.
• Die beschriebene Schaltung stellt sowohl eine Schiene-zu-Schiene-Eingangstauglichkeit als auch einen Schiene-zu-Schiene-Ausgangsbereich zur Verfügung, aber mit erheblich weniger aktiven Elementen als der vorerwähnte zweifach gefaltete Kaskoden-Op-Amp. Während eine einzelene Ausführung der Erfindung gezeigt und beschrieben wurde, werden den Fachleuten Technik zahlreiche Veränderungen und alternative Ausführungen einfallen.
• Zum Beispiel könnte die Schaltung rekonfiguriert werden, um NPN- durch PNP-Transistoren und umgekehrt zu ersetzen, ohne ihre Funktion wesentlich zu beeinflussen. Es ist folglich beabsichtigt, die Erfindung nur in Form der anliegenden Ansprüche einzuschränken.

Claims (5)

1. Operationsverstärker, der umfasst:

Versorgungsleitungen mit hoher und tiefer Spannung (Vcc, Vee),

eine Eingangsstufe (4) mit wenigstens einem Differenzeingangstransistorpaar, so geschaltet, dass ihre Ströme durch ein Differenzeingangssignal, eine betreffende Stromquelle für jedes Eingangstransistorpaar, die einen Differenzstrom von einer betreffenden der Spannungsversorgungsleitungen an ihre betreffenden Eingangstransistoren liefert, und ein betreffendes Paar von Eingangswiderständen für jedes Eingangstransistorpaar, die zwischen seine betreffenden Transistoren und die andere der Spannungsversorgungsleitungen geschaltet sind, gesteuert werden,

eine Kaskodenverstärkungsstufe (6) mit wenigstens einem Paar in Kaskode geschalteter Verstärkungstransistoren, die einen unsymmetrischen Verstärkungsstufen-Spannungsausgang bereitstellen und mit den Eingangstransistorpaaren und den Eingangswiderständen verbunden sind, so dass eine Änderung in dem Differenzeingangssignal entsprechende Änderungen in den Strömen durch die Eingangswiderstände und in dem Verstärkungsstufen- Spannungsausgang erzeugt,

einen Ausgangsknoten,

eine Ausgangsstufe (8), die den Ausgangsknoten mit dem Verstärkungsstufenausgang verbindet, wobei die Ausgangsstufe Transistor-Widerstand-Schaltkreise umfasst, die an dem Ausgangsknoten einen Ausgangsstrom erzeugen, der sich als Reaktion auf Änderungen in dem Verstärkungsstufen-Spannungsausgang ändert, und

einen Spannungsausgleichskreis (R1, Q3, Q5, R10, Q4, Q21), der die Spannungspegel der Kaskodenschattungen des wenigstens einen Paares von Verstärkungstransistoren ungefähr ausgleicht, um einen Eingangssignalspannungsoffset zu unterbinden, wobei der Spannungsausgleichskreis einen Pegelverschiebungskreis umfasst, der den Spannungspegel eines der Transistoren in dem wenigstens einen Transistorpaar auf den Spannungspegel des anderen Transistors in dem wenigstens einen Verstärkungstransistorpaar verschiebt.

2. Verstärker nach Anspruch 1, wobei die Ausgangsstufe ein Paar bipolarer Ausgangstransistoren (Q20, Q21) von entgegengesetzter Leitfähigkeit, deren Emitter mit betreffenden der Spannungsversorgungsleitungen verbunden sind und deren Kollektoren miteinander mit dem Ausgangsknoten verbunden sind, und Transistor-Widerstand-Vorspannungskreise umfasst, die mit den Basen der Ausgangstransistoren verbunden sind, um die Ausgangstransistoren so vorzuspannen, dass als Reaktion auf eine Änderung in dem Verstärkungsstufen-Spannungsausgang der eine seinen Stromfluss erhöht und andere seinen Stromfluss verringert, wobei der Pegelverschiebungskreis einen Pegelverschiebungswiderstand (R10) umfasst, der zwischen den Verstärkungsstufenausgang und die Basis eines der Ausgangstransistoren geschaltet ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1, worin in der Eingangsstufe das wenigstens eine Differenzeingangstransistorpaar ein erstes und zweites Differenztransistorpaar umfasst, die Stromquellen eine erste und zweite Stromquelle umfassen und die Paare von Eingangswiderständen ein erstes und zweites Paar von Eingangswiderständen umfassen, wobei die Eingangsstufe weiter umfasst:

das erste Differenztransistorpaar (Q1, Q2) mit einer ersten Leitfähigkeit, Steuerelektroden, geschaltet, um das Differenzeingangssignal zu empfangen, und betreffende Stromkreise,

die erste Stromquelle (Q8), geschaltet, um einen Differenzstrom von einer der Spannungsversorgungsleitungen an die Stromkreise der ersten Differenzpaartransistoren zu liefern,

das erste Paar Eingangswiderstände (R1, R2), das zwischen die Stromkreise der ersten Differenzpaartransistoren und die andere der Spannungsversorgungsleitungen geschaltet ist,

das zweite Differenztransistorpaar (Q6, Q7) von gegenüber dem ersten Differenzpaar gegensätzlicher Leitfähigkeit mit Steuerelektroden, geschaltet, um das Differenzeingangssignal zu empfangen, und betreffenden Stromkreisen,

die zweite Stromquelle (Q9), geschaltet, um einen Differenzstrom von der anderen Spannungsversorgungsleitung an die Stromkreise der zweiten Differenzpaartransistoren zu liefern, und

das zweite Paar Eingangswiderstände (R6, R7), das zwischen die Stromkreise der zweiten Differenzpaartransistoren und die eine Spannungsversorgungsleitung geschaltet ist, und

die Verstärkungsstufe umfasst:

ein erstes und zweites zusammengeschaltetes Paar gefalteter Kaskoden-Verstärkungstransistoren, die den Verstärkungsstufenausgang bereitstellen und mit dem ersten und zweiten Paar Eingangswiderstände verbunden sind, so dass eine Änderung in dem Differenzeingangssignal eine entsprechende Änderung in dem Verstärkungsstufenausgang über die Eingangswiderstände erzeugt.

4. Verstärker nach Anspruch 3, worin das erste Paar von Verstärkungstransistoren einen ersten (Q12) und zweiten (Q13) Bipolar-Transistor mit derselben Leitfähigkeit und miteinander verbundenen Basen umfasst, das zweite Paar von Verstärkungstransistoren einen dritten (Q5) und vierten (Q10) Bipolar-Transistor mit gegenüber dem ersten Paar von Verstärkungstransistoren entgegengesetzter Leitfähigkeit und miteinander verbundenen Basen umfasst, wobei die Kollektoren des ersten und dritten Verstärkungstransistors miteinander verbunden sind, die Kollektoren des zweiten und vierten Verstärkungstransistors miteinander verbunden sind und der Verstärkungsstufenausgang von den Kollektoren des zweiten und vierten Verstärkungstransistors abgenommen wird, weiter umfassend:

einen Stromausgleichskreis, geschaltet, um im Wesentlichen gleiche Stromflüsse durch den ersten und dritten Verstärkungstransistor über einen Bereich von Differenzeingangssignalen aufrechtzuerhalten, wobei der Stromausgleichskreis einen Bipolar-Transistor (Q5) umfasst, dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Verstärkungstransistors verbunden ist, sein Emitter mit der Basis des dritten Verstärkungstransistors verbunden ist und sein Kollektor in Reihe mit der einen Spannungsversorgungsleitung geschaltet ist, den Pegelverschiebungskreis, geschaltet, um die Kollektorspannungen des zweiten und vierten Verstärkungstransistors mit den Kollektorspannungen des ersten und dritten Verstärkungstransistors ins Gleichgewicht zu bringen.

5. Verstärker nach Anspruch 4, worin die Kollektorspannungen des ersten und dritten Verstärkungstransistors im Wesentlichen gleich der Summe der Spannung über einem des ersten Paares von Eingangswiderständen und der Basis-Emitter-Spannungen des ersten Verstärkungstransistors und des Bipolar-Transistors des Stromausgleichskreises sind, und der Pegelverschiebungskreis einen Ausgangs-Bipolar-Transistor (Q21), der geschaltet ist, um eine Basis-Emitter-Spannung zu erzeugen, einen Pegelverschiebungswiderstand (R10), geschaltet, um eine Spannung zu unterhalten, die sich zu der Basis-Emitter-Spannung des Ausgangstransistors addiert, eine Stromquelle (Q11), geschaltet, um einen Strom durch den Pegelverschiebungswlderstand zu treiben, so dass die Spannung über dem Pegelverschiebungswiderstand im Wesentlichen gleich der Spannung über dem einen Eingangswiderstand ist, und einen Pegelverschiebungs-Bipolar-Transistor (D1) umfasst, dessen Basis-Emitter- Kreis zwischen die Kollektoren des zweiten und vierten Verstärkungstransistors geschaltet ist, so dass die Kollektorspannungen des zweiten und vierten Verstärkungstransistors im Wesentlichen gleich der Summe der Basis-Emitter-Spannungen der Ausgangs- und Pegelverschiebungstransistoren und der Spannung über dem Pegelverschiebungswiderstand sind.