DE1967366C3

DE1967366C3 - Operationsverstärker

Info

Publication number: DE1967366C3
Application number: DE1967366A
Authority: DE
Inventors: Carl Franklin Somerset N.J. Wheatley Jun.
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1968-09-27
Filing date: 1969-09-26
Publication date: 1987-12-03
Also published as: DK142386C; DE1948850A1; HU163139B; BE738221A; US3614645A; DE1948850C3; NL161632B; ES371704A1; JPS5635367B1; SE359989B; FR2019034A1; YU32327B; NL6914641A; DK142386B; BR6912611D0; NL161632C; YU241169A; DE1948850B2; MY7500093A; AT312050B

Description

Gegenstand des Hauptpatents ist ein Operationsverstärker, der als emittergekoppelter Differenzverstärker einen ersten und einen zweiten Transistor eines ersten Leitungstyps enthält, deren Emitter vom Kollektor eines Stromquellentransistors des ersten Leitungstyps Betriebsslrom empfangen, und der ferner einen dritten, einen vierten, einen fünften und einen sechsten jeweils als Verstärker in Emitterschaltung geschalteten Transistor eines zweiten Leitungstyps sowie eine Ausgangsklemme aufweist, an welcher Ausgangssignale als Antwort auf zwischen die Basen des ersten und zweiten Transistors gelegte Eingangssignale erscheinen, wobei folgende Verbindungen bestehen:
Gleichstromkopplung der Kollektoren des ersten und dritten Transistors miteinander und mit der Basis des fünften Transistors;

Gleichstromkopplung der Kollektoren des zweiten und vierten Transistors miteinander und mit r"er Basis des sechsten Transistors;

Gleichstromkopplung der Emitter des dritten und vierten Transistors mit einem ersten Betriebspotential;
Gleichstromkopplungen zwischen Kollektor und Basis des dritten Transistors und zwischen Kollektor und Basis des vierten Transistors;

Gleichstromkopplung der Emitter des fünften und des sechsten Transistors mit dem ersten Betriebspotential, wobei

die Basis des dritten Transistors mit dem Emitter des fünften Transistors und daß die Basis des vierten Transistors mit dem Emitter des sechsten Transistors verbunden ist;

ein in Durchlaßrichtung gepolter Halbleitergleichrichter die Emitter des fünften und sechsten Transistors mit dem ersten Betriebspotential koppelt;
ein siebter und ein achter Transistor vom ersten Leitungstyp jeweils in Emitterschaltung vorgesehen sind, deren Emitter mit einem zweiten Betriebspotential verbunden sind, mit welchem auch der Emitter des Stromquellentransistors verbunden ist, während die Basis des siebten Transistors mit dem Kollektor dieses Transistors und mit der Basis des achten Transistors verbunden ist; der Kollektor des fünften Transistors mit der Verbindung zwischen den Basen des siebten und achten Transistors verbunden ist; und

daß die Kollektoren des sechsten und des achten Transistors mit der Ausgangsklemme verbunden sind.

Es ist bekannt, Operationsverstärker in Form integrierter Schaltungen herzustellen. Jedoch ist die Anwendbarkeit derartiger Verstärker in unterschiedlichen Schaltungsanordnungen beschränkt. Der Konstrukteur integrierter Schaltungen stellt im allgemeinen den Frequenzgang der Spannungsverstärkung auf Kriterien ab, die sich nach dem zu erwartenden Anwendungszweck richten. Der Eingangs- und der Ausgangswiderstand stellen eine feste Schaltungsgröße des integrierten Halbleiterschaltungsplättchens dar. Man hat daher zahlreiche Operationsverstärker für spezielle unterschiedliche Anwendungsgebiete entwickelt, die einen hohen bzw. niedrigen Eingangswiderstand, eine niedrig" l··'™' hnVip ^nannunocvprstärlnirHJ eine hohe 61) bzw. niedrige Ausgangsleitung für verschiedene Lasten erfordern.

Die Möglichkeil einer Rückkopplung bzw. Gegenkopplung bei Operationsverstärkern ergibt zwar eine gewisse Flexibilität der Anwendbarkeil. Die Anpassungsmöglichkeit an verschiedene Anwendungen ist jedoch durch die Spannungsverstärkung sowie den Frequenzgang wegen möglicher Instabilität oder Selbsterregung stark eingeschränkt.

Operationsverstärker, wie sie in Fachbüchern definiert sind, haben einen hohen Eingangswiderstand, einen niedrigen Ausgangswiderstand und eine charakteristische Spannungsverstärkung. Außerdem müssen die Spannungsverstärkung und die Phasenverschiebung in Abhängigkeit von der Frequenz bemessen werden, daß ein stabiler Betrieb unter Anwendung von Gegenkopplung möglich ist. Die Leistung von Operationsverstärkern mit Gegenkopplung wird in Fachbüchern herkömmlicherweise durch Formeln für die Spannungsverstärkungscharakteristik beschrieben. Man stützt sich auf diese Charakteristik deshalb, weil Verstärker gewöhnlich einen eigenen Arbeitswiderstand haben, durch den die verfügbare Spannungsverstärkung definiert oder festgelegt ist.

Für hohe Spannungsverstärkungen verwendet man gewöhnlich einen großen Arbeitswiderstand. Dies erfordert jedoch im allgemeinen höhere Betriebs- oder Speisespannungen, was den Nachteil eines erhöhten Leistungs- oder Energieverbrauchs hat. Bei integrierten Schaltungen erfordern große Widerstände in normalerweise kritischen Schaltungsbereichen, wie z. B. Kollektorarbeitswiderslände, außerdem einen sogenannten »Basisdiffusionswiderstand«. Die Abmessungen eines solchen integrierten Widerstands ist seinem ohmschen Wert direkt proportional. Ein hochohmiger Widerstand dieser Art benötigt also viel Platz, so daß sich die Kosten der integrierten Schaltung entsprechend erhöhen.

Ähnliches gilt auch für eine aus der US-Patentschrift 32 78 761 bekannte Verstärkeranordnung, welche die im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Merkmale aufweist. Diese Verstärkeranordnung enthält als Eingangsstufe einen aus einem ersten und einem zweiten Transistor gebildeten Differenzverstärker, deren Kollektorlasten jeweils aus einer gesonderten Konstantstromschaltung bestehen, deren jede einen Emitterverstärker (dritter bzw. vierter Transistor) mit Emitter-Gegenkopplungswiderstand und einer über einen großen Widerstand gehenden Kollektor-Basis-Kopplung aufweist. Die Kollektor-Ausgangssignale dieses Differenzverstärkers steuern einen weiteren Differenzverstärker (fünfter und sechster Transistor) an, dessen Kollektorlasten ebenfalls relativ große Widerstände sein müssen, wenn die Verstärkung hoch sein soll.

Aus der Veröffentlichung »1968 International Solid-State Circuits Conference, Digest of Technical Papers«, New York, Februar 1968, S. 20, 21, ist ein Operationsverstärker bekannt, dessen erste Stufe zwei als Differenzverstärker geschaltete Feldeffekttransistoren enthält, deren Source-Elektroden miteinander und mit einer ersten Stromquelle verbunden sind. Die Drain-Elektroden sind jeweils mit dem Kollektor eines npn-Lasttransistors und der Basis eines weiteren npn-Transistors verbunden, der zu einer zweiten Differenzverstärkerstufe gehört. Die Emitter der Lasttransistoren sind miteinander und über zwei in Flußrichtung gepolte Dioden mit einer negativen Spannungsquelle verbunden. Die Emitter der Transistoren der zweiten Differenzverstärkerstufe sind jeweils mit der Basis des zugehörigen Lasttransistors sowie über eine eigene Diode mit einer zwc'ten Stromquelle verbunden. Der Kollektor des einen Differenzverstärkertransistors der zweiten Stufe liegt an Masse, der Kollektor des anderen Transistors der zweiten Stufe ist mit dem Eingang einer dritten Stufe verbunden. Bei dieser Schaltung ist für jede Differenzverstärkerstufe eine eigene getrennte Stromquelle

vorgesehen, die jeweils den Ruhestrom der betreffenden Stufe bestimmt.

Aus dem Datenblatt der Firma National Semiconductors »A VERSATILE, MONOLITHIC VOLTAGE REGULATOR« S. AN 1-2 - AN 1^, insbesondere Fig. 3, ist ein vereinfachtes Schaltbild einer Spannungsregelschaltung bekannt, die einen Differenzverstärker mit nachgeschaltetem Darlington-Emitterfolger enthält. Der Differenzverstärker enthält zwei emittergekoppelte npn-Transistoren, von denen eine eine fest Basisspannung und der andere eine gegekoppelnde Basisspannung erhält. Der Kollektor des einen Transistors ist über einen als Diode geschalteten Transistor entgegengesetzten Leitungstyp mit einer Betriebsspannungsklemme verbunden, während der Kollektor des anderen Transistors mit dem Kollektor eines Lasttransistors und dem Eingang des Emitterfolgers verbunden ist. Der Lasttransistor hat einen Leitungstyp, der dem der Transistoren des Differenzvestärkers entgegengesetzt ist, er ist mit seiner Basis an den Kollektor des ersten Differenzverstärkertransistors und seinem Emitter an die Beiriebsspannungsklemme angeschlossen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen neuen Operationsverstärker zu schaffen, der sowohl eine hohe Eingangsimpedanz als auch eine hohe Ausgangsimpedanz hat und dessen Verstärkung sich leicht an die jeweiligen Anforderungen anpassen läßt.

Bei dem gattungsgemäßen Operationsverstärker wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch die im Kennzeichnungsteil des Patentanspruchs 1 angegebenen schaltungstechnischen Merkmalen gelöst.

Der vorliegende Operationsverstärker hat nicht wie die zur Zeit bekannten Anordnungen eine relativ hohe Eingangsimpedanz und eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz, sondern eine Eingangsimpedanz und eine Ausgangsimpedanz, die beide relativ hoch sind. Die ausschlaggebende Betriebsgröße des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers ist daher das Verhältnis der Änderung seines Ausgangsstroms zur Änderung seiner Eingangsspannung, die man als »Steilheit« doer »Transkonduktanz« bezeichnen kann. Um mit einem solchen »Transkonduktanz-Operationsverstärker« eine brauchbare Ausgangsspannung zu erzeugen, wird zwischen seine Stromausgangsklemmen ein Widerstand geschaltet, der als äußeres Mittel die Verstärkung bestimmt.

Weitere Einzelheiten, Vorzüge und vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gehen aus der nachstehendem Beschreibung hervor, in welcher einige Ausführungsbeispiele an Hand von Zeichnungen erläutert sind.

Fig. 1 zeigt in einem schematischen Schaltbild einen nach dem Prinzip der Erfindung arbeitenden Operationsverstärker;

Fig. 2 veranschaulicht eine Ausgestaltung des Verstärkers nach Fig. 1, der zur Verbesserung des Rauschverhaltens und zur Erhöhung der Verstärkung einen modifizierten Differenzverstärker als Eingangsstufe aufweist;

Fig. 3 zeigt eine Ausgestaltung des in Fig. 2 dargestellten Verstärkers, bei dem jedoch zur Erhöhung der Bandbreite die andere Differenzverstärkerstufe aus einer Kaskadenschaltung besteht.

In Fig. 1 sind sämtliche Schaltungselemente innerhalb des gestrichelten Rechtecks 10 als integrierte Schaltung auf einem einzigen Halbleiterplättchen ausgeführt. Die integrierte Schaltung bildet einen Differenzverstärker mit zwei Transistoren 11 und 12, einem Stromauellentransistor 13 und einer aktiven Lastschaltung mit Transistoren 14, 15, 16 und 17 sowie einer Diode 18. Eine äußere Stromquelle (nicht gezeigt) ist zwischen die Klemme 19 und die gemeinsame Klemme 20 schaltbar, so daß an eine zwischen Basis und Emitter des Transistors 13 geschaltete Diode 21 eine Spannung gelegt werden kann. Die Diode 21 besteht ebenso wie die Diode 18 aus einem Transistor, dessen Kollektor und Basis zusammengeschaltet sind. Diese Anordnung kann als diodengeschalteter Transistor bezeichnet werden. Da der die Diode 21 bildende Transistor gleichzeitig mit dem Transistor 13 durch denselben Herstellungsprozeß auf demselben integrierten Schaltungsplättchen gebildet wird, haben beide Transistoren gleiche Stromdichte (Strom pro wirksamer Durchgangsfläche) an

ihren Basis-Emittcr-Übergängen, wenn an diesen Halbleiterübergängen die gleiche Spannung liegt. Wie aus Fig. 1 ersichtlich, liegen die Basis-Emitter-Strecken des Transistors 13 und des als Diode geschalteten Transistors 21 einander parallel, wodurch zwangläufig die gleiche Spannung an diesen beiden Strecken abfällt. Wenn daher die wirksamen Übergangsflächen der Basis-Emitter-Halbleiterübergänge des Transistors 13 und des diodengeschalteten Transistors 21 gleich sind, fließt in beiden Elementen jeweils der gleiche Basis-, Kollektor- und Emitterstrom.

Bei einem gut ausgelegten Transistor ist der Kollektorstrom mehrere zehnmal so groß wie der Basisstrom. Das Verhältnis von Kollektor- zu Basisstrom ist bei dem Transistor 13 und dem als Diode geschalteten Transistor 21 etwa gleich groß, da sie durch dasselbe Verfahren gleichzeitig hergestellt worden sind.

Der Stromfluß in die Klemme 19 ist die Summe des Basisstroms des diodengeschalteten Transistors 21 (/_fl2i), seines Kollektorstroms (/_C2i) und des Basis-Stroms des Transistors 13 (Ib n)- Das Verhältnis des Kollektorstroms des Transistors 13 (/_C13) zum Strom in die Klemme 19(Z₁₉) beträgt:

Bei einem guten Transistor mit hoher Stromverstärkung kann /_B21 und /_B13 gegenüber dem Wert für /_C2, vernachlässigt werden. Hieraus ergibt sich

Im Im 'cn

Ic 19

Das Verhältnis der Kollektorströme der Transistoren 13 und 21 ist jedoch gleich dem Verhältnis der wirksamen Flächen an ihren Basis-Emitter-Halbleiterübergängen (der sogenannten «wirksamen Emitterflächen»). Daher gilt

__ wirksame Emitterfläche ₁₃

eis ~ C19 _wirksame Emitterfläche₂,"

Der Kollektorstrom /_CI3 des Transistors 13 kann bestimmt werden durch den Strom Z₁₉, welcher der Klemme 19 von einer (nicht gezeigten) äußeren Stromquelle zugeführt wird. Wenn unterstellt wird, daß die wirksamen Flächen der Basis-Emitter-Halbleiterübergänge gleich sind, dann ist der Kollektorstrom /_C13 des Transistors 13 in guter Annäherung gleich dem an der Klemme 19 zugeführten Strom.

Der Spannungsabfal zwischen Basis und Emitter eines Transistors bei mit einem beträchtlichen Durch-

laßvorstrom beaufschlagten Transistor soll als V_hc bezeichnet werden.

Der Kollektorstrom des Transistors 13 speist die Emitter der Transistoren 11 und 12. Der Strom verteilt sich dabei auf die Transistoren 11 und 12, je nach der Differenz der den Basen der Transistoren 11 und 12 über die Eingangsklemmen 22 bzw. 23 zugeführten Eingangssignalspannungen. Wenn die den Eingangsklemmen 22 und 23 zugeführten Spannungen gleich sind, verteilt sich der vom Transistor 13 gelieferte Strom zu gleichen Teilen zwischen den Transistoren 11 und 12. Das heißt, die Transistoren 11 und 12 haben auch gleiche Charakteristiken, da sie im gleichen integrierten Schaltungsplättchen gleichzeitig hergestellt worden sind.

Die aktive Lastschaltung mit den Transistoren 14,15, 16 und 17 verbindet die Kollektoren der Transistoren 11 und 12 mit einer zwischen die Klemmen 24 und 20 geschalteten Betriebsspannungsquelle (nicht gezeigt). Die Transistoren 14, 15, 16 und 17 sind vom entgegengesetzten Leitungstyp wie die Transistoren 11 und 12.

Die Transistoren 14 und 15 sind in Reihe mit den Transistoren 11 bzw. 12 geschaltet. Die in Differenzschaltung ausgelegten Transistoren 16 und 17 sind mit ihren Emittern gemeinsam an die Basen der Transistoren 14 und 15 sowie über den als Diode geschalteten Transistor 18 an die Betriebsspannungsspeiseklemme 24 angeschlossen. Die Basen der Transistoren 16 und 17 sind an den Kollektor des Transistors U bzw. den Kollektor des Transistors 12 angeschlossen.

Der Kollektor des Transistors 16 ist über einen als Diode geschalteten Transistor 25 mit der Bezugsklemme 20 verbunden. Der als Diode geschaltete Transistor 25 ist zwischen die Basis und den Emitter eines Ausgangstransistors 26 geschaltet. Der Transistor 26 und der Transistor 17, der vom entgegengesetzten Leitungstyp ist, sind in Reihe geschaltet. An die Kollektoren dieser Transistoren ist eine Ausgangsklemme 27 angeschlossen.

Durch die Verschaltung der Transistoren 14, 16, 15 und 17 ergibt sich ein Mechanismus, demzufolge die Leitwerte der Transistoren 14 und 15 automatisch so eingestellt werden, daß sie dem vom Transistor 13 gelieferten Strom, der durch die zwischen die Klemmen 19 und 20 geschaltete äußere Quelle bestimmt ist, angepaßt sind. Dies kommt dadurch zustande, daß die Basisansteuerung für die Transistoren 14 und 15 durch die Transistoren 16 und 17 in Abhängigkeit vom Strom in den Transistoren 11 und 12 gesteuert wird. Obwohl der Strom des Transistors 13 innerhalb eines verhältnismäßig weiten Bereiches beliebig eingestellt werden kann, ändert sich die Spannung an den Lasttransistoren 14 und 15 nicht nennenswert. Die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 14 beträgt 2 V_bc, d. h. die Summe der Spannungen an den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 14 und 16. Ebenso ist die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 15 gleich 2V_bc, und zwar auf Grund der Spannungen an den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 15 und 17. Infolgedessen wird an den Transistoren 14 und 15 keine nennenswerte Gleichtaktsignalspannung entwickelt.

Der Kollektorwiderstand der Transistoren 14 und 15 ist für Gleichtaktstrom verhältnismäßig niedrig, indem die Kollektor-Emitter-Spannung dieser Transistoren über einen weiten Änderungsbereich des Gleichtaktstroms im wesentlichen konstant ist. Für Differenzströme weisen die Transistoren 16 und 17 gleich große und gegensinnige Stromänderungen auf, so daß die Basisansteuerung der Transistoren 14 und 15 gleich und unverändert bleibt. Als Folge davon ist der Kollektorwiderstand der Transistoren 14 und 15 für Differenzströme sehr hoch, und es fließt im wesentlichen der gesamte Differenzstrom durch die Basis-Emitter-Strekken der Transistoren 16 und 17.

Die beschriebene Lastschaltung ergibt einen modulierten Leitwert entsprechend Gleichtaktstromänderungen sowie einen hohen Lastwiderstand für Differenzstromfluß. Diese Lastschaltung liefert gegenüber normalen Differenzverstärkerschaltungen eine erhöhte Gleichtaktsignalunterdrückung.

Wie erwähnt, sind die Transistoren 16 und 17 mit ihren Emittern zusammengeschaltet und arbeiten als

is zweiter Differenzverstärker. Die Amplitude der Kollcktorströme dieses Differenzverstärkers ist gleich dem ß-Wert mal dem den Basen dieser Transistoren zugeführten Differenzsignalstrom. Der als Diode geschaltete Transistor 18 liegt in Reihe mit der Emitter-Kollektor-Strecke der Transistoren 16 und 17 sowie zwischen Basis und Emitter sowohl des Transistors 14 als auch des Transistors 15.

Der als Diode geschaltete Transistor 18 wird durch den Emitter-Kollektor-GieichtaktstTom der Transistoren 16 und 17 in Durchlaßrichtung gespannt und bildet zusammen mit den Transistoren 14 und 15 eine Dioden-Transistoreinheit. Wenn die Übergangsfläche der Diode 18 zweimal so groß ist wie die Übergängsfläche des Transistors 14 und des Transistors 15, so erzeugt ein Stromfluß in dem als Diode geschalteten Transistor 18 von 2 Mikroampere in den Transistoren 14 und 15 einen Stromfluß von je 1 Mikroampere.

Wenn beispielsweise ein Vorstrom von 2 Mikroampere in dem als Diode geschalteten Transistor 21 besteht, so fließt in den Transistoren 11 und 12 sowie in den Transistoren 14 und 15 ein Strom von je 1 Mikroampere. Da die Übergangsfläche des als Diode geschalteten Transistors 18 doppelt so groß ist wie die Basis-Emitter-Übergangsfläche der Transistoren 14 und 15 und in Reihe mit den Transistoren 16 und 17 liegt, fließt in dem als Diode geschalteten Transistor 18 ein Strom von 2 Mikroampere, der gleich ist der Summe der Ströme der Transistoren 16 und 17 von je 1 Mikroampere.

Der als Diode geschaltete Transistor 25 und der Transistor 26 bilden eine Dioden-Transistoreinheit mit Stromverstärkungsgrad 1. Durch gleich große Kollektorruheströme der Transistoren 16 und 17 wird im Transistor 26 ein Kollektorstrom erzeugt, der gleich ist dem Kollektorstrom des Transistors 16. Der Kollektorausgangswiderstand der Transistoren 17 und 26 kann je nach der Herstellungsweise sehr hoch sein. An die gemeinsam an die Kollektoren der Transistoren 17 und 26 angeschlossene Ausgangsklemme 27 wird dann eine Transistorlastschaltung angeschaltet.

Wie erwähnt, können weite Bereiche unterschiedlichen Betriebsstroms für die Transistoren U, 12,13,14, 15, 16, 17, 18, 25 und 26 eingestellt werden. Beispielsweise wurde die integrierte Schaltung nach Fig. 1 mit einem Emitter-Kollektor-Strombereich von 20 Nanoampere bis 400 Mikroampere betrieben.

Da der Kollektorausgangswiderstand der Transistoren 17 und 26 hoch ist, wird die Spannungsverstärkung des Operationsverstärkers durch den verwendeten äußeren Lastwiderstand bestimmt, was durch Berechnungen unter Zuhilfenahme der Transkonduktanz (Steilheit) des Verstärkers geschehen kann. Die Transkonduktanz kann als Änderung des Ausgangsstromes

bei Änderung der Differenzspannung an den Eingangsklemmen 22 und 23 definiert werden.

Die Transkonduktan.z (g_m) des Teils des Differenzverstärkers mit lediglich den Transistoren 11 und 12 beträgt

&ogr;&eeacgr;

39 ■ I_c

Siemens,

worin I_e der Emitterstrom für einen der Transistoren 11 und 12 in Ampere ist und die Transkonduktanz als Änderung des einen Kollektorausgangsstromes bei Änderung der Spannung zwischen den Klemmen 22 und 23 definiert ist.

Da der Kollektordifferenzstrom durch die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 16 und 17 fließt, steuern die Transistoren 16 und 17 einen /3-Multiplilkator zur Stromverstärkung des Differenzverstärkers bei. Der Ausgangsstrom des Transistors 16 fließt durch den als Diode geschalteten Transistor 25 und erzeugt einen gleich großen, gegenphasigen Ausgangsstrom des Transistors 26. Der Ausigangsstrom des Transistors 17 addiert sich dann zum Ausgangsstrom des Transistors 26 zur Aussteuerung eines über die Klemme 27 angekoppelten Lastelements. Die Gesamttranskonduktanz beträgt dann

g_m = 39 ßl_c Siemens,

worin &bgr; der /3-Wert der Transistoren 16 und 17 und I_c der Emitterstrom eines der Transistoren 11 und 12 bedeuten.

Bei einem Strom des Transistors 11 von 1 Mikroampere und bei einem /3-Wert des Transistors 16 von 50 beträgt beispielsweise die verfügbare Verstärkertranskonduktanz:

g_m = 39 · 50 ■ 1 · 10-⁴ Siemens - 1950 Mikrosiemens.

Die Spannungsverstärkung ist dann einfach gleich der Ausgangsspannung, dividiert durch die Eingangsspannung, oder

Vo

&Ggr; = 8&eegr;

Vi

worin R_L der an die Klemme 27 angeschlossene Ausgangslastwiderstand ist.

Die maximale Gleichtakteingangsgröße, welche den Betrieb der Eingangsstufe des Differenzverstärkers aus dem Gleichgewicht bringt, wird durch die Dauerspannungseigenschaften der Stromquelle mit dem Transistor 13 und den erforderlichen Spannungsabfall an den Lasttransistoren 14 und 15, die sich beide von der verfügbaren Spannung der Versorgungsquelle subtrahieren, bestimmt. In der Schaltung nach Fig. 1 können Gleichtakteingangsspannungen an den Klemmen 22 und 23 bis zu einer negativen Grenze, die gleich ist der negativen Quellenspannung an der Klemme 20 plus 0,8 Volt, und bis zu einer positiven Signalgrenze, die gleich ist der positiven Quellenspannung an der Klemme 24 minus 1,4 Volt, ausschwingen, ohne daß der Betrieb des Differenzverstärkers gestört wird.

Die maximale Gleichtakteingangsgröße wird hauptsächlich bestimmt durch die Betriebsspannung, verrinpert um sehr kleine Werte, da sowohl der Quellentransistor 13 als auch die Lasttransistoren 14 und 15 nur sehr kleine Spannungsabfälle benötigen, um wirksam zu arbeiten.
Fig. 2 zeigt einen Differenzverstärker mit in Kaskode geschalteten Transistorpaaren 28, 29 und 30, 31, die eine verbesserte Gleichtaktunterdrückung sowie einen verbesserten rauscharmen Betrieb ergeben. Die Transistoren 28 und 30 sind Eingangsverstärkertransistoren spezieller Konstruktion, die an die Eingangsklemmen

&iacgr;&ogr; 22' und 23' angekoppelt sind. Die Transistoren 28 und 30 sind Hochbeta-Transistoren (Superbeta-Transistoren) mit /3-Werten in der Größenordnung von 1000 sowie sehr niedrigen Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannungen in der Größenordnung von 1 Volt. Bei herkömmlichen höhervoltigen Transistoren ist der ß-Wert des Transistors im wesentlichen konstant als Funktion der Kollektorspannung im Niederspannungsarbeitsbereich. Dagegen bei höheren Spannungen im Bereich von V&ldquor;_o angenäherten Werten ist der Kollektorstrom sowohl vom Basisstrom als auch von der Kollektorspannung abhängig. V_ce0 ist definiert als die Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung bei offenem Basiskreis mit nicht angeschlossener Basis.
Transistoren sind im allgemeinen durch einen Kollektor-Basis-Leckstrom gekennzeichnet, der bei Werten von weniger als 50 Millivolt der Kollektor-Basis-Spannung proportional ist. Diese Eigenschaft ergibt ein schlechtes Rauschverhalten bei kleinen Eingangssignalen sowie eine unerwünschte Temperaturabhängigkeit.

Das schlechte Rauschverhalten und die Temperaturabhängigkeit werden im vorliegenden Falle durch eine spezielle Vorspannschaltung behoben, die nicht nur eine relativ feste niedrige Kollektorspannung für den Betrieb der Transistoren 28 und 30, sondern auch eine Kollektor-Basis-Spannung in den Transistoren 28 und 30 von im wesentlichen null herstellt, so daß auch der Kollektor-Basis-Leckstrom auf null herabgedrückt wird. Das Rauschverhalten wird damit stark verbessert, so daß der Hochbeta-Transistor in der Eingangsstufe eines Operationsverstärkers verwendet werden kann.

Die Transistoren 28, 29 und 30, 31 sind in Kaskode geschaltet, wobei 28 und 30 in Emitterschaltung arbeiten und ihren Emitterstrom vom Quellentransistor 13', der dem Quellentransistor in Fig. 1 gleichartig sein kann, beziehen. Die Transistoren 29 und 31 arbeiten in Basisschaltung, wobei die Basen der Transistoren 28 und 30 über eine Vorspannschaltung mit den als Dioden geschalteten Transistoren 32 und 33 mit den Emittern der Transistoren 28 und 30 verbunden sind. Der Kollektorausgang der Transistoren 29 und 31 ist an eine Lastschaltung mit den Transistoren 14', 15', 16', 17' und 18', die der Lastschaltung in Fig. 1 gleichartig ist, angekoppelt.
Die als Diode geschalteten Transistoren 32 und 33 sind in der Durchlaßrichtung gespannt und erzeugen eine Vorspannung 2 V_b€ zwischen den zusammengeschalteten Basen der Transistoren 29 und 31 und den Emittern der Transistoren 28 und 30. Der Spannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang der Transistoren 29 und 31 beträgt V_be, so daß zwischen Kollektor und Emitter der Transistor 28 und 30 eine Spannung von V_be herrscht. Die Transistoren 28 und 30 sind in den leitenden Zustand gespannt, so daß zwischen ihren Basen und Emittern eine Durchlaßvorspannung von V_be herrscht.

Es erscheint dann eine vernachlässigbar kleine Spannung zwischen Kollektor und Basis der Transistoren 28 und 30, so daß sich ein sehr geringer Leckstrom ergibt, wie oben erläutert.

Um die Spannung zwischen Kollektor und Basis der Transistoren 28 und 30 minimal klein zu machen, sieht man gleich große und identisch hergestellte Basis-Emitter-Übergangsflächen bei den Transistoren 29, 31 und

33 vor, und für den Transistor 32 verwendet man ein Bauelement mit hohem /J-Wert und niedriger Druchbruchsspannung von gleicher Fläche und identischer Herstellungsweise wie die Hochbeta-Transistoren 28 und 30. Die mittleren Ströme, die durch die beiden Zweige 28, 29 und 30, 31 fließen, macht man jeweils gleich dem Strom in den als Diode geschalteten Transistoren 33, 32.

Die Spannungsabfälle V_he an den Kollektor-Emitter-Übergängen der Transistoren 28, 30 sind gleich dem Spannungsabfall V_ht am Hochbeta-Transistor 32. Da die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren 28 und 30 ebenfalls gleich der Spannung V_hc an dem als Diode geschalteten Transistor 32 ist, beträgt der Spannungsabfall zwischen Kollektor und Basis der Transistoren 28 und 30 null.

Die Vorspannschaltung mit den als Diode geschalteten Transistoren 32 und 33 wird durch Strom von einem zusätzlichen Transistor 34 gespeist, der durch den Spannungsabfall an der Diode 18' in der Durchlaßrichtung gespannt ist. Das Übergangsflächenverhältnis des als Diode geschalteten Transistors 18' zum Basis-Emitter-Übergang des Transistors 34 bestimmt den durch die als Diode geschalteten Transistoren 32 und 33 fließenden Strom, der auch in den Quellen transistor 13' fließen muß. Man macht daher den Basis-Emitter-Übergang des Quellentransistors 13' in seiner Fläche um 50% größer als bei dem Transistor 13 in Fig. 1, da der Transistor 13' um 50% mehr Strom liefern muß. Bei einem Stromfluß im Transistor 13' von 3 Mikroampere fließt in den Transistoren 28 und 30 sowie in dem als Diode geschalteten Transistor 32 ein Strom von je 1 Mikroampere. Der Stromfluß in den Transistoren 14' und 15' sowie in den Transistoren 16' und 17' beträgt jeweils 1 Mikroampere. Bei einem Stromfluß von je 1 Mikroampere in den Transistoren 16' und 17' leitet die Diode 18' einen Strom von 2 Mikroampere.

Die Basis-Emitter-Übergangsfläche des Transistors

34 beträgt die Hälfte der Übergangs- oder Sperrschichtfläche der Diode 18, so daß er einen Strom von 1 Mikroampere leitet, der dann durch die zur Vorspannung dienenden, als Diode geschalteten Transistoren 32 und 33 fließt. Die Größe aller dieser Ströme wird von der einzigen Eingangsklemme 19' aus gesteuert, wo der Vorstrom für als Diode geschalteten Transistoren 21' angeliefert wird, der den vom Transistor 13' gelieferten Strom steuert.

Wenn die Klemmen 24' und 20' eine Quellenspannung und dem als Diode geschalteten Transistor 21' eine Betriebsspannung zugeführt wird, leitet der Transistor 13 Strom in die Transistoren 28 und 30. Beim Anschalten einer Quelle an die Klemmen 24' und 20' wird jedoch kein anfänglicher Vorstrom den als Diode geschalteten Transistoren 32 und 33 geliefert, so daß die Transistoren 29 und 31 und folglich die Transistoren 14, 15 und 18 keinen Strom leiten.

Wenn der als Diode geschaltete Transistor 18' und folglich der Transistor 34 nicht leiten, beträgt die Kollektor-Emitter-Spannung der Transistoren 28 und 30 null. Bei fehlender Kollektor-Emitter-Spannung fließt daher der gesamte Strom vom Transistor 13' in der Basis-Emitter-Strecke der Transistoren 28 und 30 und in die an die Klemmen 22' und 23' angekoppelten Signalmipllpn

Um eine anfängliche Leitung in dem als Diode geschalteten Transistor 18' herzustellen, ist zusätzlich ein kleinflächiger Transistor 41 vorgesehen, der mit seinem Basis-Emitter-Eingang über den als Diode geschalteten Transistor 21' gekoppelt und mit seinem Kollektor an den als Diode geschalteten Transistor 18' angeschlossen ist. Der Transistor 41 braucht nur einen sehr kleinen Anfangsstrom an den als Diode geschalteten Transistor 18' zu liefern, um den Einschaltzyklus

&iacgr;&ogr; einzuleiten, wobei dieser Stromanteil nur so klein zu sein braucht, daß die Flächenverhältnisse des als Diode geschalteten Transistors 18' und der Transistoren 14, 15, 16, 17 dadurch nicht gestört werden.

Da der Spannungsabfall an den Transistoren 28 und 30 niedrig ist, können Spitze-Spitze-Gleichtakteingangsspannungen an den Klemmen 22' und 23' nahezu so groß sein wie die verwendete Versorgungsspannung, ohne daß der Betrieb des Verstärkers beeinträchtigt wird, wie bereits erläutert.

Bei einem Eingangstransistor mit hohem /3-Wert sind die Eingangswiderstände entsprechend höher, so daß ein höherer Emitterstrom in einem gegebenen Anwendungsfall erzeugt und folglich eine entsprechend höhere Transkonduktanz erhalten werden kann. /3-Werte im Bereich von 1000 wurden bei zufriedenstellend niedrigem Rauschen erhalten. Dieses praktische Verhalten hängt von zwei Faktoren ab: erstens, daß die Kollektorspannung auf einen engen Bereich konstant gehalten wird, und zweitens, daß für Null-Leckströme die KoI-lektor-Basis-Spannung null beträgt.

Es wird eine bessere Gleichtaktunterdrückung erhalten, da bei Verwendung von integrierten Schaltungen die beiden Hälften des Differenzverstärkers ohne Schwierigkeit symmetrisch ausgebildet werden können.

Die für die Herstellung der pnp-Transistoren in integrierter Schaltungsform verwendeten Transistoren sind als Seiten- oder Lateralkonstruktion entlang der Oberfläche des Halbleiterplättchens ausgebildet. pnp-Lateraltransistoren zeichnen sich durch einen niedrigen ß-Wert sowie durch von der Emitter-Kollektor-Spannung abhängige Emitter-Kollektor-Ströme aus. Der Verstärkungsgrad des Transistors 17' kann daher eine Funktion der Ausgangsspannungs-Signalamplitude sein, wodurch die Symmetrie der gleichen Verstärkung der Transistoren 16' und 17' gestört werden kann. Bei relativ niedrigen Ausgangsspannungsamplituden, die durch Verwendung einer relativ niedrigen Ausgangswiderstandslast an der Klemme 27' erreicht werden kann, bleibt jedoch die Symmetrie der beiden Differenzverstärkerhälften

so erhalten.

Fig. 3 zeigt ein zusätzliches Paar von in Kaskode geschalteten Transistoren 16" und 17" mit Transistoren 35 und 36. um eine konstante Kollektor-Emitter-Spannung in den Transistoren 16" und 17" herzustellen, so daß die beiden Hälften des Differentialverstärkers gleiche Verstärkung aufweisen. Durch eine Vorspannschaltung mit den als Diode geschalteten Transistoren 37, 38 und 39 wird die Basis der Transistoren 35 und 36 vorgespannt, wenn in diesen als Diode geschalteten Transistoren ein von einem zweiten Stromquellentransistor 40 entnommener Strom fließt.

Die Größe des Vorstromes in den als Diode geschalteten Transistoren 37, 38 und 39 ist im Hinblick auf die Erzeugung der Basisspannung für die Transistoren 35 und 36 nicht kritisch. Indem man jedoch den Transistor 40 wie den Transistor 13" mittels des als Diode geschalteten Transistors 21" vorspannt, kann man erreichen, daß der Strom der als Diode eeschalteten Transistoren

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37, 38 und 39 die Ströme sämtlicher arderen Transistoren gleich hält.

Wie bei der Anordnung .-ach Fig. 2 liefert eine Startschaltung mit dem Transistor 41' den Anfangsstrom. Ein niedriger Vorstrom kann für leistungsarmen Betrieb eingestellt werden, wenn alle anderen Transistoren in dieser Weise betrieben werden, und umgekehrt ein hoher Vorstrom für Hochstrombetrieb.

Dit· Transistoren 35 und 36 sind wie in Fig. 1 mittels einer Dioden-Transistoreinheit 25", 26" an die Ausgangsklemme 27" angekoppelt, um eine Last im Gegentakt in bezug auf Bezugsnullpotential auszusteuern. Der Verstärker ist dadurch gekennzeichnet, daß er einen Transkonduktanzvestärkungsfaktor aufweist, da die Spannungsverstärkung durch die verwendete äußere Last bestimmt wird. Ein derartiger Betrieb ergibt einen zusätzlichen Freiheitsgrad für den Benutzer, durch den der Bereich der möglichen Anwendbarkeit für unterschiedliche Zwecke stark erweitert wird.

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Claims

Patentansprüche:

1. Operationsverstärker nach Patent IS¹ 48 850, der als einittergekoppelter Differenzverstärker einen ersten und einen zweiten Transistor (11, 12) eines ersten Leitungstyps enthält, deren Emitter vom Kollektor eines Stromqueilentransistors (13) des ersten Leitungstyps Betriebsstrom empfangen, und der ferner einen dritten, einen vierten, einen fünften und einen sechsten jeweils als Verstärker in Emitterschaltung geschalteten Transistors (14, 15, 16, 17) eine zweiten Leitungstyps sowie eine Ausgangsklemme (27) aufweist, an welcher Ausgangssignale als Antwort auf jwischen die Basen des ernten und zweiten Transistors gelegte Eingangssignale erscheinen, wobei folgende Verbindungen oestehen:
Gleichstromkopplung der Kollektoren des ersten und dritten Transistors (11,14) miteinander und mit der Basis des fünften Transistors (16);
Gleichstromkopplung der Kollektoren des zweiten und vierten Transistors (12,15) miteinander und mit der Basis des sechsten Transistors (17);
Gleichstromkopplung der Emitter des dritten und vierten Transistors (14, 15) mit einem ersten Betriebspotential (24);

Gleichstromkopplungen zwischen Kollektor und Basis des dritten Transistors (14) und zwischen Kollektor und Basis des vierten Transistors (IS);
Gleichstromkopplung der Emitter des fünften und des sechsten Transistors (16, 17) mit dem ersten Betriebspotential (24),
dadurch gekennzeichnet,
daß die Gleichstromkopplung (18) der Emitter des fünften und des sechsten Transistors (16 und 17) mit dem ersten Betriebspotential (24) die Emitter dieser beiden Transistoren gegenüber dem ersten Betriebspotential derart spannt, daß die Ruhewerte der Kollektorströme des fünften und sechsten Transistors (16 und 17) in proportionaler Beziehung zu den Kollektorruneströmen des dritten bzw. vierten Transistors (14 bzw. 1:5) und somit zu den Kollektorruheströmen des ersten bzw. zweiten Transistors (11 bzw. 12) stehen;

daß ein siebter und ein achter Transistor (25 und 26) vom ersten Leitungstyp jeweils in Emitterschaltung vorgesehen sind, deren Emitter mit einem zweiten Betriebspotential (20) gleichstromgekoppelt sind, mit welchem auch der Emitter des Stromquellentransistors (13) gleichstromgekoppelt ist, während die Basis des siebten Transistors (25) mit dem Kollektor dieses Transistors und mit der Basis des achten Transistors (26) gleichstromgekoppelt ist;
daß der Kollektor des fünften Transistors (16) mit der gleichstromkoppelnden Verbindung zwischen den Basen des siebten und achten Transistors (25, 26) gleichstromgekoppelt ist, um die Kollektorströme des siebten und ac ilen Transistors proportional dem Kollektorstrom des fünften Transistors ein-

3. Operationsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des dritten Transistors (14) mit dem Emitter des fünften Transistors (16) und daß die Basis des vierten Transistors (15) mit dem Emitter des sechsten Transistors (17) verbunden ist.

4. Operationsverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein in Durchlaßrichtung gepolter Halbleitergleichrichter (18) die Emitter des fünften und sechsten Transistors (16 und 17) mit dem ersten Betriebspotential koppelt (24).

5. Operationsverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem Basis-Emitter-Übergang des Stromquellentransistors (13) ein Halbleitergleichrichter (21) parallelgeschaltet ist und daß die Basis des Stromquellentransistors an eine äußere Steuersignalquelle anschließbar ist.

6. Operationsverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen weiteren Transistor (29), dessen Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors (28) und dessen Kollektor mit dem Kollektor des dritten Transistors (14') verbunden ist, und durch eine zwischen der Basis des weiteren Transistors und dem Emitter des ersten Transistors liegende Vorspannschaltung (32, 33).

7. Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis. 5, gekennzeichnet durch einen weiteren Transistor (31), dessen Emitter mit dem Kollektor des zweiten Transistors (30) und dessen Kollektor mit dem Kollektor des vierten Transistors (15') verbunden ist, und durch eine zwischen der Basis des weiteren Transistors und dem Emitter des zweiten Transistors liegende Vorspannschaltung (32, 33).

8. Operationsverstärker nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste oder zweite Transistor (28 oder 30) ein Hochbeta-Transistor mit einer Vorwärts-Stromverstärkung in der Größenordnung von 500 oder mehr und mit einer Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung von weniger als 1 Volt ist und daß die Vorspannschaltung (32,33) eine Spannung erzeugt, die proportional zu und im wesentlichen zweimal so groß ist wie die Spannung an einem in Durchlaßrichtung gespannten Halbleiterübergang.

9. Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch einen neunten Transistor (36), dessen Emitter mit dem Kollektor des sechsten Transistors (17") und dessen Kollektor mit dem Kollektor des achten Transistors (26") verbunden ist, und durch eine zwischen der Basis des neunten Transistors und dem Emitter des sechsten Transistors liegende Vorspannschaltung (37,38,39).

10. Operationsverstärker nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen zehnten Transistor (35), dessen Basis mit der Basis des neunten Transistors (36) und dessen Emitter mit dem Kollektor des fünften Transistors (16") und dessen Kollektor mit dem Kollektor des siebten Kollektors (25") verbunden ist

daß die Kollektoren des sechsten und des achten Transistors (17 und 26) mit der Ausgangs.klemme (27) gleichstromgekoppelt sind.

2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der fünfte und der sechste Transistors (16 und 17) gemeinsam einen zweiten emittergekoppelten Differenzverstärker bilden.

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Operationsverstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Insbesondere betrifft die Erfindung eine weitere Ausbildung des Operationsverstärkers gemäß dem Hauptpatent 19 48 850.