DK142386B - Operationsforstærker. - Google Patents

Description

142386

Opfindelsen angår en operationsforstærker af den i krav l's indledning angivne art. Sådanne operationsforstærkere er specielt egnet for den integrerede kredsløbsteknik.

Integrerede forstærkere af den type, der betegnes som 5 operationsforstærkere, har været fremstillet under anvendelse af integreret kredsløbsteknik. Imidlertid har muligheden for at anvende disse forstærkere i forskellige kredsløbsomgivelser været begrænset. Konstruktøren af det integrerede kredsløb etablerer almindeligvis spændingsforstærknin-10 gen i forhold til frekvensgangen ud fra kriterier, der er bestemt af en forventet anvendelse. Indgangs- og udgangsimpedanser er faste dele af kredsløbskonstruktionen, der er indeholdt på det integrerede kredsløbs halvlederplade. Der er derfor konstrueret mange operationsforstærkere til forskel-15 lige anvendelser, der henholdsvis kræver høj eller lav indgangsimpedans, lille eller stor spændingsforstærkning, og/-eller stor eller lille effektudgang for forskellige belastninger.

Anvendelsen af tilbagekobling i operationsforstærkere 20 har tilvejebragt nogen fleksibilitet i anvendelsen. Imidlertid sætter såvel spændingsforstærkningen som frekvensgangen strenge grænser for evnen til at tilpasses forskellige anvendelser på grund af muligheden for ustabilitet eller selvsvingning.

25 Operationsforstærkere har, som de defineres i lærebøger, høj indgangsimpedans, lav udgangsimpedans og en karakteristisk spændingsforstærkning. Desuden må spændingsforstærkningen og faseforskydningen som funktion af frekvensen angives for at tillade anvendelsen af modkoblingskredsløb med stabil 30 funktion. Operationsforstærkeres optræden med tilbagekoblingskredsløb har traditionelt været beskrevet i lærebøgerne ved formler udtrykt ved spændingsforstærkningskarakteristikken. Man har sat sin lid til disse karakteristikker, fordi forstærkere almindeligvis har indbygget en helast-35 ningsmodstand, som bestemmer den til rådighed stående spændingsforstærkning.

2 142386

Til en stor spændingsforstærkning anvendes almindeligvis en belastningsmodstand med stor værdi. Dette kræver imidlertid almindeligvis højere forsyningsspændinger, hvilket har den ulempe, at apparatets effektforbrug vokser. Til integrerede kredsløb vil store modstande i normalt kritiske 5 kredsløbsområder, såsom kollektormodstande, også være såkaldte basis-diffusionsmodstande. Den fysiske størrelse af en sådan integreret modstand er direkte proportional med dens værdi. En stor modstand af denne art ville således bruge mere plads og forøge det endelige integrerede kreds-10 løbs pris.

Det ville være muligt at anvende integrerede operationsforstærkere til mange flere formål, hvis den integrerede forstærkers driftskarakteristikker kunne tilpasses efter en anvendelses behov ved hjælp af midler uden for indkapslin-15 gen. Denne mulighed opnås ved en operationsforstærker, som tillige udviser de i krav l's kendetegnende del angivne træk.

Den integrerede del af en sådan operationsforstærker vil arbejde som en såkaldt stejlhedsforstærker eller trans-20 konduktansforstærker, idet den reagerer på indgangssignalspændingsvariationer ved tilvejebringelse af udgangsstrømvariationer fra en kildeimpedans, der er forholdsvis høj sammenlignet med den drevne belastnings impedans, til forskel fra en spændingsforstærker, dvs. en forstærker, der 25 reagerer på indgangssignalspændingsvariationer ved tilvejebringelse af udgangsspændingsvariationer fra en kildeimpedans, der er forholdsvis lav sammenlignet med impedansen af den belastning, der skal drives.

I en operationsforstærker, der er udformet ifølge op-30 findelsen, vil den i krav l's afsnit cl omhandlede foranstaltning betinge den femte og den sjette transistor til at lede kollektorstrømme, hvis hvile-værdier står i et proportionalt forhold til kollektorstrømmene i den tredje og fjerde transistor og dermed til kollektorstrømmene i 35 den første og anden transistor, og den i afsnit c_4 omhand- 142386 3 lede foranstaltning vil betinge kollektorstrømmene i den syvende og den ottende transistor til at være proportionale med kollektorstrømmen i den femte transistor, så at der som reaktion på indgangssignaler tilført mellem den første 5 og den anden transistors basis-elektroder ved udgangsklemmen tilvejebringes udgangssignaler, som i hovedsagen er fri for ledsagende hvilestrøm, mens den i afsnit c5 omhandlede foranstaltning vil bevirke, at en til den niende transistors basiselektrode tilført styrespænding ikke alene styrer hvi-10 le-værdierne for kollektorstrømmene i den første, anden, tredje og fjerde transistor, men også i den femte, sjette, syvende og ottende transistor.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken 15 fig. 1 viser et skematisk kredsløbsdiagram af forstærke ren ifølge opfindelsen, fig. 2 et skematisk diagram af forstærkeren ifølge fig.

1 omfattende et indgangsforstærkertrin med stor forstærkning og et forspændingsnetværk, og 20 fig. 3 et skematisk diagram af forstærkeren i fig. 2 omfattende et andet forstærkertrin med stor forstærkning og et forspændingskredsløb.

I fig. 1 er alle de inden for det punkterede rektangel 10 viste elementer udformet som et integreret kredsløb på 25 en enkelt halvlederplade. Det integrerede kredsløb indeholder en differentialforstærker, der indeholder et par transistorer 11 og 12, en strømkildetransistor 13 og et aktivt belastningskredsløb omfattende de fem transistorer 14, 15, 16 og 17 og dioden 18. En ydre, ikke vist strømkilde kan 30 være koblet mellem terminalen 19 og fællesterminalen 20 for at etablere en spænding over dioden 21, idet dioden 21 er forbundet mellem basen og emitterelektroden på transistoren 13.

Dioden 21 består af en transistor, hvis kollektor og 35 basiselektroder er forbundet sammen. Eftersom transistoren 13 og dioden 21 er fremstillet på den samme halvlederplade på samme tid under fabrikationen, er deres elektriske karak- 142386 4 teristikker nøjagtigt sammenpassede. Hvis transistoren 13 og dioden 21 er organer med samme areal fremstillet på en enkelt halvlederplade, vil emitterstrøminjektionerne i basisområderne være ens.

Strømmen, som forspænder transistoren 13 og dioden 21 5 i gennemgangsretningen, skaber ens basis-emitterspændings-fald og derfor ens emitterstrømme. Emitterstrømmen i transistoren 13 er lig med summen af dens basis- og kollektor-strømme, og det meste af emitterstrømmen løber til dens kollektor.

10 Strømmen mellem terminalerne 19 og 20 er lig med dio den 21's emitterstrøm plus den svage basisstrøm i transistoren 13. Som følge af det store forhold mellem basisstrømmen og kollektorstrømmen i transistoren 13 og de lige store arealer i transistoren 13 og dioden 21, er strømmen, der 10-15 ber gennem terminalerne 19 og 20, og strømmen i kollekto- ren på transistoren 13 i hovedsagen lig med hinanden. Strømmen, der tilføres ved strømkildetransistoren 13, bestemmes derfor nemt og nøjagtigt ved parametrene af en ydre, ikke vist kilde, som kan være koblet mellem terminalen 19 og 20 den fælles referenceterminal 20.

Kombinationen af en diodekoblet transistor mellem base-og emitterelektroden på en anden transistor skal her betegnes som en diode-transistorsammensætning. Spændingsfaldet mellem basis- og emitterelektroderne på en transistor, når 25- transistoren udsættes for en betydelig forspændingsstrøm i gennemgangsretningen, skal heri betegnes med ν^6·

Transistoren 13's kollektorstrøm føres til emitterelektroderne på transistorerne 11 og 12. Strømmen vil dele sig mellem transistorerne 11 og 12 afhængig af differencen 30 mellem de signalindgangsspændinger, der føres til basiselektroderne på transistorerne 11 og 12 gennem indgangsterminalerne henholdsvis 22 og 23. Hvis de spændinger, der føres til indgangsterminalerne 22 og 23, er lige store, vil den strøm, der tilføres fra transistoren 13, dele sig li-35 142386 5 geligt mellem transistorerne 11 og 12. Det vil altså sige, at transistorerne 11 og 12 også har ens karakteristikker, eftersom de er fabrikeret på samme integrerede kredsløbsplade på samme tid.

5 Det aktive belastningskredsløb, der omfatter transisto rerne 14, 15, 16 og 17, forbinder kollektorelektroderne på transistorerne 11 og 12 med en ikke vist arbejdspotential-kilde, der er koblet mellem terminalerne 24 og 20. Ledningstypen af transistorerne 14, 15, 16 og 17 er den modsatte 10 af transistorerne 11 og 12's.

Transistorerne 14 og 15 er koblet i serie med tran-· sistorerne henholdsvis 11 og 12. Transistorerne 16 og 17, som er forbundet i differentialopstilling, har deres emit-terelektroder forbundet indbyrdes og med basiselektroderne 15 på transistorerne 14 og 15, og gennem en diodeforbundet transistor 18 med arbejdspotentialforsyningsterminalen 24. Transistorerne 16 og 17's basiselektroder er koblet til transistorerne 11 og 12's respektive kollektorelektroder.

Kollektorelektroden på transistoren 16 er gennem en 20 diodekoblet transistor 25 koblet til referenceterminalen 20. Dioden 25 er koblet mellem en udgangstransistor 26's basis og emitterelektrode. Transistoren 26 og transistoren 17, som er af modsatte ledningstyper, er koblet i serie, og en udgangsterminal 27 er koblet til disse transistorers 25 kollektorelektroder.

Koblingen af transistorerne 14, 16, 15 og 17 tilvejebringer en opstilling, hvorved transistorerne 14 og 15's konduktanser automatisk indstilles til at indstille sig efter strømmen fra transistoren 13, hvilken strøm frembringes 30 af den ydre kilde, der er koblet mellem terminalerne 19 og 20. Dette sker på grund af, at basisdriften til transistorerne 14 og 15 styres af transistorerne 16 og 17 som funktioner af strømmen gennem transistorerne 11 og 12. Selv om der kan etableres strøm gennem transistoren 13 ved et-35 hvert punkt inden for et relativt stort strømområde, vil spændingen over belastningstransistorerne 14 og 15 ikke 6 142386 ændre sig nævneværdigt. Transistoren 14's kollektor-emit-terspænding er 2, som er summen af spændingen over transistorerne 14 og 16's basis-emitterforbindelser. På lignende måde er transistoren 15's kollektor-emitterspænding 2ν^6 5 som følger af spændingen over transistorerne 15 og 17*s basisemitterforbindelser. Resultatet er, at der kan fremkaldes en ubetydelig fællessignalspænding over transistorerne 14 og 15.

Transistorerne 14 og 15's kollektorimpedans er for-10 holdsvis lav for fællesstrøm, idet disse transistorers koMektor-emitterspænding i hovedsagen er konstant for en bred ændring i fællesstrøm. For differentialstrømme udviser transistorerne 16 og 17 ens og modsatte ændringer i strømmen, så basisdriften til transistorerne 14 og 15 for-15 bliver den samme og uændret. Resultatet er, at transistorerne 14 og 15's kollektorimpedans over for differentialstrømme er meget høj, og alle differentialstrømme løber gennem transistorerne 16 og 17's basis-emitterstrækninger.

Belastningskredsløbet skaber som beskrevet en moduleret 20 konduktans i overensstemmelse med fællesstrømændringer og skaber en høj belastningsimpedans for differentialstrøm.

Dette belastningskredsløb skaber en bedre fællesstrømsignal-undertrykkelse, end hvad der normalt opnås ved differentialforstærkerkredsløbsopstillinger.

25 Som ovenfor nævnt er transistorerne 16 og 17 koblet med deres emittere fælles, og fungerer som en anden differentialforstærker. Amplituden af denne differentialforstærkers kollektorstrømme er lig med strømforstærkningen £J gange den differenssignalstrøm, der føres til dens basiselek-30 troder. En transistor, der er koblet som en diode 18, er vist i fig. 1 koblet i serie med transistorerne 16 og 17's emitter-kollektorstrømvej og mellem basis og emitterelek-troderne på både transistoren 14 og transistoren 15.

Dioden 18 er forspændt i gennemgangsretningen ved tran-35 sistorerne 16 og 17's emitter-kollektorfællessignalstrøm og danner i forbindelse med transistorerne 14 og 15 en 142386 7 diode-transistorsammensætning. Når dioden 18's overgangsareal gøres dobbelt så stort som overgangsarealet i transistor 14 og transistor 15, vil en strøm på 2 mikroampere i dioden 18 skabe en strøm på 1 mikroampere i hver af transistorerne 14 og 15.

5 Hvis der f.eks. skabes en forspændingsstrøm på 2 mikro ampere i dioden 21, vil der løbe 1 mikroampere i hver af transistorerne 11 og 12, og der vil løbe 1 mikroampere i hver af transistorerne 14 og 15. Eftersom dioden 18's overgangsareal er to gange så stort som basisemitterovergangs-10 arealet i transistor 14 og 15 og seriekoblet med transistorerne 16 og 17, er strømmen i dioden 18 2 mikroampere og lig med summen af 1 mikroampere i hver af transistorerne 16 og 17.

Den som diode 25 koblede transistor og transistoren 26 15 danner en diode-transistorsammensætning, der har en strømforstærkning på én. Lige store hvilestrømme, der løber fra kollektorerne på transistorerne 16 og 17, giver en kollektor-strøm i transistoren 26, der er lig med transistoren 16's kollektorstrøm. Udgangsimpedansen af transistorerne 17 og 20 26's kollektorer kan være meget høj afhængig af apparatfrem stillingen. Et belastningskredsløb til transistorer er derpå koblet til en udgangsterminal 27, som er forbundet sammen med kollektorerne på transistorerne 17 og 26.

Som ovenfor beskrevet kan der i transistorerne 11, 12, 25 13, 14, 15, 16, 17, 25 og 26 og dioden 18 skabes brede arbejdsstrømområder. Det integrerede kredsløb i fig. 1 har f.eks. været anvendt inden for emitter-kollektorstrømom-rådet fra 20 nanoampere til 400 mikroampere.

Eftersom udgangskollektorimpedansen i transistorerne 30 17 og 26 er høj, er spændingsforstærkningen for den i fig. 1 viste forstærker bestemt ved den anvendte ydre belastningsmodstand, og kan bestemmes ved beregning ved anvendelsen af forstærkerens stejlhed. Stejlheden kan defineres som ændringen i udgangsstrømmen for en ændring i differens-35 spændingen over indgangsterminalerne 22 og 23.

142386 8

Stejlheden g af den del af den i fig. 1 viste forstærker, der kun indeholder transistorerne 11 og 12, er

39 · I

g_ = e mA

5 ” —- “ hvor Ig er emitterstrømmen i mA i en af transistorerne 11 og 12, og hvor stejlheden er defineret som ændringen i en kollek-torudgangsstrøm for en ændring i spændingen mellem termina- 10 lerne 22 og 23.

Eftersom kollektordifferéntialstrømmen løber gennem transistorerne 16 og 17's basis-emitterstrækninger, reagerer transistorerne 16 og 17 med kollektor-differentialstrøm-me, der er større i forhold hertil med faktorer, der er 15 lig med deres respektive strømforstærkningsfaktorer i emitter-jordet opstilling, eller (3'er. Udgangsstrømmen fra transistoren 16 løber gennem dioden 25 for at fremkalde et lige så stort udgangssignal i modfase fra transistoren 26. Udgangsstrømmen fra transistoren 17 sammensættes derpå med 20 udgangsstrømmen fra transistoren 26 for at drive en belastning, der er koblet til dem gennem terminalen 27. Den samlede stejlhed er da: g = 39 D I mA ym 3 e — 25 hvor 3 er transistorerne 16 og 17's strømforstærkning i lederetningen i emitterjordet opstilling, og I er en af transistorerne 11 og 12's emitterstrøm.

3Q F.eks. fås for den til rådighed stående forstsrkerstejl- hed ved en strøm på 1 mikroampere i transistoren 11, hvis transistoren 16's beta er lig med 50: g = 39 x 50 x 1 x 10-3 = 1,95

3m V V

Spændingsforstærkningen er da simpelthen udgangsspændingen divideret med indgangsspændinger eller 35 142386 9 vi ml, hvor R er udgangsbelastningsmodstanden, der er koblet til 5 terminalen 27.

Det maksimale fællesindgangssignal, som forstyrrer funktionen af differentialforstærkerindgangstrinnet, er bestemt ved forsyningsspændingskarakteristikkerne for strømkilden, der omfatter transistoren 13, og det nødvendige spændings-10 fald over belastningstransistorerne 14 og 15, som begge trækkes fra forsyningens til rådighed stående spænding.

I det i fig. 1 viste kredsløb kan fællesindgangsspændinger ved terminalerne 22 og 23 svinge til en negativ grænse, der er lig med den negative kildespænding ved terminalen 15 20 plus 0,8 volt, og til en positiv signalgrænse ved den positive kildespænding ved terminalen 24 minus 1,4 volt uden at forstyrre differentialforstærkerfunktionen.

Det maksimale fællesindgangssignal er først og fremmest bestemt af forsyningsspændingen reduceret med meget små 20 størrelser, eftersom både kildetransistoren 13 og belastningstransistorerne 14 og 15 kræver meget små spændingsfald til effektiv funktion.

Fig. 2 viser en differentialforstærker omfattende kas-kodekoblede par af transistorer 28, 29 og 30, 31, som ska-25 ber en forbedret undertrykkelse af fællesstrømsignaler og en forbedret støjsvag funktion. Transistorerne 28 og 30 er specielt udformede indgangstransistorer, der er koblet til indgangsterminaler 22' og 23'. Transistorerne 28 og 30 er transistorer med høj β-værdi, idet de har β-værdier af 30 størrelsesordenen 1000, og meget lave kollektor-emittergen- nemslagsspændinger af størrelsesordenen €n volt. I almindelige transistorer, for højere spændinger, er transistorens β-værdi i hovedsagen konstant som funktion af kollektorspændingen i lavspændingsfunktionsområdet. Ved højere spændinger i 35 området af værdier, der nærmer sig VceQ, er kollektorstrøm-men imidlertid både en funktion af basisstrømmen og af 10 142386 kollektorspændingen. ^ceQ er defineret som kollektor-emitter-gennemslagsspændingen, med basiselektroden fri og ukoblet.

Transistorer er almindeligvis kendetegnet ved en kollek-tor-baselækstrøm proportional med kollektor-basisspændingen for værdier mindre end 50 millivolt. Denne kollektor-basis-5 lækkarakteristik bevirker dårlige støjegenskaber for små indgangssignaler og har en uønsket temperaturafhængighedskarakteristik .

Dårlige støjegenskaber og temperaturafhængighed undertrykkes ved et specielt forspændingskredsløb, som ikke alene 10 skaber en forholdsvis fast, lav ko1lektorspænding til transistorerne 28 og 30's drift, men skaber en kollektor-basis-.spænding i hovedsagen lig med 0 i transistorerne 28 og 30, således at kollektor-basislækstrømmen også reduceres til 0.

Støjegenskaberne forbedres stærkt, og anvendelsen af tran-15 sistoren med høj β-værdi er derfor mulig i en operationsforstærkers indgangstrin.

Transistorerne 28, 29 og 30, 31 er kaskodekoblede, hvorhos transistorerne 28 og 30 arbejder emitterjordet, idet de trækker emitterstrøm fra kildetransistoren 13', som kan 20 være magen til den i fig. 1 beskrevne. Transistorerne 29 og 31 arbejder basisjordet, idet basiselektroderne føres tilbage til transistorerne 28 og 30*s emittere gennem en forspændingsforsyning omfattende dioder 32 og 33, der er vist som selvforspændte transistorer. Kollektorudgangen 25 på transistorerne 29 og 31 er koblet til et belastningskredsløb omfattende transistorerne 14', 15', 16' og 17' og dioden 18', ligesom beskrevet i fig. 1.

Dioderne 32 og 33 er forspændt i gennemgangsretningen og fremkalder en forspænding på 2V^e mellem de jordede ba-30 siselektroder på transistorerne 29 og 31 og transistorerne 28 og 30's emittere. Spændingsfaldet over basis-emitterover-gangen på transistorerne 29 og 31 er ν^0, således at V^e udvikles mellem transistorerne 28 og 30's kollektor- og emitterelektroder. Transistorerne 28 og 30 forspændes til 35 ledning, således at der fremkaldes en forspænding i gennem- 1A2386 11 gangsretningen på ν^β mellem deres basis- og emitterelek-troder. Der optræder da forsvindende spændinger mellem transistorerne 28 og 30's kollektor og basis, hvilket resulterer i meget lave lækstrømme som ovenfor beskrevet.

5 For at formindske spændingen mellem kollektor- og basiselektroderne på transistorerne 28 og 30, er transistorerne 29, 31 og 33's basis-emitterovergangsarealer gjort ens og behandlet på samme måde, og dioden 32 er en selvforspændt transistor med høj β-værdi og lav gen-10 nemslagsspænding og med samme areal og behandlet på samme måde som transistorerne 28 og 30 med høj β-værdi. Gennemsnitsstrømmen, der går gennem de to strækninger 28, 29 og 30, 31, er hver især gjort lig med strømmen gennem dioderne 33 og 32.

15 Vj3e-spændingsfaldet over transistorerne 28 og 30's kollektoremitterstrækning er lig med et V^-spændingsfald fremkaldt over dioden 32. Eftersom basis-emitterspændingen på transistorerne 2 8 og 30 også er lig med V^-spændingen, der fremkaldes over dioden 32, er spændingsfaldet mellem 20 kollektor og basiselektroderne på transistorerne 28 og 30 lig med nul.

Forspændingsforsyningen omfattende dioderne 32 og 33 aktiveres ved strøm, der tilføres ved hjælp af en yderligere transistor 34, som er forspændt i gennemgangsret-25 ningen ved spændingsfaldet over dioden 18'. Forholdet mellem overgangsarealet i dioden 18' og basis-emitterovergangs-arealet i transistoren 34 skaber den strøm, der løber gennem dioderne 32 og 33, og som også må løbe i kildetransistoren 13'. Derfor gøres basis-emitterovergangen i kilde-30 transistoren 13' 50% større i areal end i transistoren 13 som beskrevet i fig. 1, fordi den må tilføre 50% mere strøm.

Med 3 mikroampere løbende i transistoren 13', løber 1 mikroampere i hver af transistorerne 28 og 30 og i dioden 32. Strømmen i transistorerne 14' og 15' er 1 mikro-35 ampere i hver, og transistorerne 16' og 17' fører hver især 1 mikroampere. Med transistorerne 16' og 17' hver førende 12 142386 1 mikroampere fører dioden 18' 2 mikroampere.

Transistoren 34's basis-emitterovergangsareal er halvdelen af arealet i dioden 18' og bringes således til at føre 1 mikroampere, som derefter løber gennem forspændingsdioderne 32 og 33. Størrelsen af alle disse strømme 5 styres fra den enkelte indgangsterminal 19', hvor forspændings strøm føres til dioden 21* for at styre strømmen, der tilføres af transistoren 13*.

Når en kildespænding føres til terminalerne 24r, og en arbejdsforspænding føres til dioden 21', vil transisto-10 ren 13' føre strøm ind i transistorerne 28 og 30. Når der føres en kildespænding til terminalerne 24' og 20', vil der imidlertid ikke blive ført nogen begyndelsesforspændingsstrøm til forspændingsdioderne 32 og 33 for at bevirke ledning i transistorerne 29 og 31, og der vil derfor 15 ikke optræde nogen ledning i transistorerne 14, 15 og 18.

I fravær af ledning i dioden 18' og deraf følgende ledning i transistoren 34, vil der over transistorerne 28 og 30 blive udviklet en kollektor-emitterspænding lig med nul. Hele strømmen fra transistoren 13' vil derfor 20 i fravær af kollektor-emitterspænding løbe i transistorerne 28 og 30's basis-emitterstrækning og ind i til terminalerne 22' og 23' koblede signalkilder.

For at tilvejebringe begyndelsesledning i dioden 18' er der tilføjet en transistor 41 med lille overgangs-25 areal, som har sin basis-emitterindgang koblet over dioden 21 og sin kollektor koblet til dioden 18'. Transistoren 41 behøver kun at føre en meget lille startstrøm til dioden 18' for at indlede startcyklen, og dens strømbidrag behøver kun at være så lille, at det ikke behøver at ind-30 virke på arealforholdspecifikationerne for dioden 18' og transistorerne 14, 15, 16 og 17.

Eftersom spændingsfaldet over transistorerne 28 og 30 er lavt, kan fællessignalindgangsspændinger ved terminalerne 22' og 23' fra spids til spids være næsten lige 35 så store som den anvendte strømforsyningsspænding uden at 142386 13 påvirke forstærkerens funktion som tidligere beskrevet.

Med en indgangstransistor med høj β-værdi er indgangsimpedanserne tilsvarende højere, så at der i et givet tilfælde fremkaldes en stærkere emitterstrøm, og der 5 kan derfor skabes en større stejlhed svarende til den stærke emitterstrøm. Man har med tilfredsstillende lave støjegenskaber opnået en β-værdi af størrelsesorden 1000. Denne praktisk anvendelige ydelse afhænger af to faktorer: (1) at kollektorspændingen holdes konstant inden for et 10 snævert område, og (2) at der etableres kollektor-ba-sisspændinger lig med nul for lækstrømme lig med nul.

Der opretholdes en CMR eller fællessignalundertrykkelse af høj orden, fordi anvendelsen af integrerede kredsløb medfører, at det er let at opnå balance mellem 15 differentialforstærkerens to halvdele. Transistoropbygningen, der anvendes til fabrikation af PNP-transistorer i integreret kredsløbsform, er en lateral opbygning langs overfladen af halvlederpladen. Laterale PNP-transistorer er kendetegnet ved lav β-værdi og ved emitter-kollektor-20 strømme, der er en funktion af emitter-kollektorspæn- dingen. Forstærkningen af transistoren 17’ kan derfor være en funktion af udgangsspændingssignalsving, der forstyrrer balancen af ens forstærkning i transistorerne 16' og 17'. For forholdsvis små udgangsspændingssving, som kan 25 opnås ved anvendelse af en belastning med forholdsvis lav udgangsimpedans, der er koblet til terminalen 27', kan balancen mellem de forskellige halvdele imidlertid bevares .

Fig. 3 viser et yderligere par kaskodekoblede tran-30 sistorer 16" og 17" med transistorer 35 og 36 til at etablere konstant kollektor-emltterspænding i transistorerne 16" og 17" for at opretholde samme forstærkning i hver halvdel af differentialforstærkeren. Et forspændingskredsløb omfattende dioderne 37, 38 og 39 skaber basisforspæn-35 ding til transistorerne 35 og 36, når der i dioderne lø- 14 142386 ber en strøm, der er uddraget fra en anden strømforsynings-transistor 40.

Størrelsen af forspændingsstrømmen gennem dioderne 37, 38 og 39 er ikke kritisk for tilvejebringelsen af ba-5 sisspænding til transistorerne 35 og 36. Ved forspænding af transistoren 40 fra dioden 21", som transistoren 13' i fig. 2, kan strømmen i dioderne 37, 38 og 39 imidlertid bringes til at følge strømmen i alle de andre transistorer.

10 Der findes et startkredsløb omfattende transistoren 41* for at skabe startstrøm som beskrevet under henvisning til fig. 2. Der kan indstilles en lav forspændings-strøm til drift med lavt effekttab, når alle de andre transistorer styres således, og modsat en stærk strøm til 15 stærkstrømdrift.

Transistorerne 35 og 36 er koblet til udgangsterminalen 27" ved hjælp af en diode-transistorsammensætning 25", 26" som beskrevet under henvisning til fig. 1 for at drive en belastning i modtakt i forhold til en jord-20 reference. Forstærkerens spændingsforstærkning bestemmes af den anvendte ydre belastning.

Claims (5)

142386

1. Operationsforstærker af den art, der omfatter a) en første (11) og en anden (12) transistor af en første ledningsevnetype i en emitterbunden differentialforstærkerkobling med en indbyrdes forbindelse mellem 5 deres emitter-elektroder, samt b) tredje (14), fjerde (15), femte (16) og sjette (17) transistorer af en anden ledningsevnetype, idet bl) den tredje (14) og den fjerde (15) transistor hver har sin emitter-elektrode forbundet med et første punkt 10 (24) til modtagelse af en første arbejdsspænding, idet b2) den første (11) og den tredje (14) transistors kollek-tor-elektroder står i jævnstrømsledende forbindelse med et andet punkt, der er forbundet med den femte (16) transistors basis-elektrode, idet 15 b3) den anden (12) og den fjerde (15) transistors kollek- tor-elektroder står i jævnstrømsledende forbindelse med et tredje punkt, der er forbundet med den sjette (17) transistors basis-elektrode, idet b4) den tredje (14) transistors kollektor-elektrode står 20. jævnstrømsledende forbindelse med dens basis-elektro de b5) den fjerde (15) transistors kollektor-elektrode står i jævnstrømsledende forbindelse med dens basis-elektrode og idet 25 b6) den femte (16) og sjette (17) transistor har en indbyr des forbindelse mellem deres emitter-elektroder, kendetegnet ved c) syvende (25), ottende (26) og niende (13) transistorer af den første ledningsevnetype, hvis emitter-elektro- 30 der er forbundet med et punkt (20) til modtagelse af en anden arbejdsspænding, idet cl) indretningen er en sådan, at den indbyrdes forbindelse mellem den femte (16) og den sjette (17) transistors emitter-elektroder holdes på en bestemt spænding i for- 35 hold til den første arbejdsspænding, og 142386 o c2) hver af den femte (16) og syvende (25) transistors kollektor-elektroder står i jævnstrømsledende forbindelse med et fjerde punkt, og c3) hver af den sjette (17) og ottende (26) transistors 5 kollektor-elektroder står i jævnstrømsledende forbin delse med en udgangsklemme (27), og c4) det fjerde punkt står i jævnstrømsledende forbindelse med en indbyrdes forbindelse mellem den syvende (25) og ottende (26) transistors basis-elektroder, og idet 10 c5) den niende (13) transistors kollektor-elektrode er forbundet med den indbyrdes forbindelse mellem den første (11) og den anden (12) transistors emitter-elektroder.

2. Forstærker ifølge krav 1, kendetegnet 15 ved, at den tredje (14) og den fjerde (15) transistors basis-elektroder er forbundet med den femte (16) henholdsvis den sjette (17) transistors emitter-elektroder.

3. Forstærker ifølge krav 2, kendetegnet ved en halvleder-ensretter (18), som er polrettet til frem- 20 adrettet strømgennemgang og forbinder den femte (16) og den sjette (17) transistors emitter-elektroder med den første arbejdsspænding.

4. Forstærker ifølge krav 1-3, kendetegnet ved en halvleder-ensretter (21), der er forbundet parallelt med 25 den niende (13) transistors emitter-basis-strækning.

5. Forstærker ifølge krav 1-4, kendetegnet ved, a) at en første yderligere transistors (29) emitter- og kollektor-elektroder er forbundet med den første (28) 30 transistors henholdsvis den tredje (14') transistors kollektor-elektrode, b) at et forspændingsnetvark (32,33) er forbundet mellem den første yderligere (29) transistors basis-elektrode og den første (28) transistors emitter-elektrode, 35