DE69528917T2

DE69528917T2 - Steuerschaltung eines optischen Halbleitermodulators

Info

Publication number: DE69528917T2
Application number: DE69528917T
Authority: DE
Inventors: Shigeo Kawasaki-shi Kanagawa Komatsubara; Hiroshi Kawasaki-shi Kanagawa Kanbayashi; Satoru Kawasaki-shi Kanagawa Sueyoshi
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1994-03-18
Filing date: 1995-03-16
Publication date: 2004-10-28
Anticipated expiration: 2015-03-17
Also published as: DE69531010T2; EP0673093B1; DE69528917D1; EP0673093A2; EP0984534B1; US5546218A; EP0984534A1; DE69531010D1; EP0673093A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung zum Vorsehen der Erregung für einen optischen Modulator einer modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung [modulator-integrate distributed-feedback laser diode] (nachfolgend einfach als MI-DFB-Laserdiode bezeichnet) zur Verwendung in einem Repeater oder dergleichen zur optischen Kommunikation.
Hinsichtlich der Forderungen nach einer Fernübertragung und einer größeren Kapazität eines optischen Kommunikationssystems sind Übertragungscharakteristiken von 100 km oder mehr und 2,5 Gb/s verlangt worden. Um diesen Forderungen zu entsprechen, ist eine modulatorintegrierte Laserdiode mit verteilter Rückführung erforscht und entwickelt worden, in der eine Laserdiode eines Direktmodulationssystems oder ein optischer Modulator des Elektroabsorptionstyps und eine DFB-Laserdiode integriert sind, und einhergehend damit wird eine Schaltung zum Betreiben des relevanten lichtemittierenden Elementes entwickelt.
Hier wird eine Treiberschaltung zum Betreiben einer Laserdiode eines Direktmodulationssystems gemäß einem früheren Vorschlag beschrieben. Diese Treiberschaltung ist, wie in 1 gezeigt, mit einem Eingabepuffer 1A zum Verstärken eines Signals, das zur Direktmodulation erforderlich ist (nachfolgend als Modulationssignal bezeichnet), und einem Differenzverstärker 1B zum Empfangen einer Referenzspannung VREF und eines Modulationssignals SIN und zum Ausgeben der Treiberspannung Vm versehen.
Der Differenzverstärker 1B hat erste bis vierte Feldeffekttransistoren TN1 bis TN4, wie in 2 gezeigt. In dem ersten Feldeffekttransistor TN1 ist dessen Drain mit einer Erdleitung GND verbunden, und die Referenzspannung VREF wird seinem Gate zugeführt. In dem zweiten Feldeffekttransistor TN2 ist dessen Drain mit einem Ende einer Laser diode 2 verbunden, ist dessen Source mit der Source des ersten Feldeffekttransistors TN1 verbunden, und das Modulationssignal SIN wird seinem Gate zugeführt. In dem dritten Feldeffekttransistor TN3 ist dessen Drain mit jeweiligen Sources der ersten und zweiten Feldeffekttransistoren TN1 und TN2 verbunden, ist dessen Source mit einer Energiezufuhrleitung VSS verbunden, und eine Vorspannung VIP wird dessen Gate zugeführt.
In dem vierten Feldeffekttransistor TN4 ist dessen Drain mit dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors TN2 verbunden, und dessen Source ist mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden. Der vierte Feldeffekttransistor TN4 fungiert als Vorspannungselement, um zu bewirken, daß die Laserdiode 2 Licht stabil emittiert, und eine Vorspannung VIB wird dessen Gate zugeführt. Die Vorspannung VIB wird, da der Vorrichtungsschaltungsstrom der Laserdiode 2 auf Grund einer Herstellungsvarianz des Elementes differiert, zum Regeln des Stromes zugeführt. Übrigens die Vorrichtungsschaltung von der Laserdiode 2, und dieser Vorrichtungsschaltungsstrom wird in der Laserdiode 2 eines Direktmodulationssystems als Oszillationsschwellenstrom bezeichnet.
Als nächstes wird die Operation der relevanten Treiberschaltung beschrieben. Wenn das Modulationssignal durch den Eingabepuffer 1A verstärkt wird und das verstärkte Modulationssignal SIN an den Differenzverstärker 1B ausgegeben wird, gelangt zuerst ein Treiberstrom, der auf einem Signal der Differenz zwischen der Referenzspannung VREF und dem Modulationssignal SIN basiert, durch den Differenzverstärker 1B, der auf der Basis der Vorspannung VIP betrieben wird, zu der Laserdiode 2. Wenn zum Beispiel das Modulationssignal SIN auf einem "H"-(hohen)-Pegel ist, ist der zweite Feldeffekttransistor TN2 EINgeschaltet, und ein Treiberstrom gelangt zu der Laserdiode 2. Dadurch wird ein Laserlicht von dem relevanten Element 2 nach außen ausgegeben. Wenn SIN dagegen auf einem "L"-(niedrigen)-Pegel ist, ist der zweite Feldeffekttransistor TN2 AUSgeschaltet. Daher gelangt kein Treiberstrom zu der Laserdiode 2, aber das Laserlicht wird nicht erzeugt.
Nun ist gemäß einem verwandten Vorschlag eine MI-DFB-Laserdiode eines externen Modulationssystems mit einem niedrigeren Energieverbrauch im Vergleich zu der Laserdiode 2 eines Direktmodulationssystems entwickelt worden, und eine Schaltung zum Betreiben dieser Laserdiode wird verlangt.
Die MI-DFB-Laserdiode ist beschrieben in: M. Suzuki et al., "Monolithic Integration of InGaAsP/InP Distributed Feedback Laser and Electroabsorption Modulator by Vapor Phase Epitaxy: JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, Bd. LT-5, Nr. 9, SEPTEMBER 1987", und sie ist ein Element, das erhalten wird, indem ein optischer Modulator und eine DFB-Laserdiode als optisches Multi-Gigabit-Übertragungssystem integriert werden. Die DFB-Laserdiode dient zum Erzeugen eines Laserlichtes, und der optische Modulator dient zum Steuern der externen Ausgabe des Laserlichtes, indem ein Laserlicht, das durch die Laserdiode erzeugt wird, absorbiert oder übertragen wird. Solch eine MI-DFB-Laserdiode läßt sich bei kleinen Abmessungen, einer hohen Leistung und einer niedrigen Spannung mit hoher Geschwindigkeit steuern, und ihre Anwendung wird erwartet.
Als nächstes wird der Fall beschrieben, wenn die Treiberschaltung der Laserdiode 2 eines Direktmodulationssystems auf die MI-DFB-Laserdiode angewendet wird. Erstens sind, wie in 3 gezeigt, ein Ende eines Außenwiderstandes RL und eine Elektrode (P-Seite) für den optischen Modulator der MI-DFB-Laserdiode 3 jeweilig mit dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors TN2 verbunden, und ein anderes Ende des Widerstandes RL ist mit einer Erdleitung GND verbunden. Die Elektrode (P-Seite) für eine Laseroszillation der Laserdiode 3A ist mit einer Energiezufuhrleitung VCC durch eine Konstantstromquelle 4 verbunden, und die Source eines dritten Feldeffekttransistors TN3 ist mit einer Energiezufuhrleitung VSS von etwa –5 V verbunden. Der Widerstand RL ist zum Zweck der Spannungssteuerung des optischen Modulators 3B verbunden. Jede Elektrode ist mit ihrer N-Seite mit einer Erdleitung GND verbunden.
Hier wird die Operation dieser Treiberschaltung beschrieben, so wie sie in 3 gezeigt ist. Zuerst ist, wenn das Modulationssignal SIN einen "H"-(hohen)-Pegel in dem Zustand aufweist, wenn die Laserdiode 3A oszilliert, der zweite Feldeffekttransistor TN2 EINgeschaltet, und ein Strom I gelangt in einen Widerstand RL. Zu dieser Zeit beträgt die Treiberspannung Vm etwa –3 V, die dem optischen Modulator 3B als Sperrvorspannung zugeführt wird. Ein Vorrichtungsschaltungsstrom Imod gelangt zu dieser Zeit von dem optischen Modulator 3B zu der Treiberschaltung. Der Strom I, der in dem Lastwiderstand RL fließt, gelangt in den dritten Feldeffekttransistor TN3 durch den zweiten Feldeffekttransistor TN2, und der Strom Imod gelangt in den vierten Feldeffekttransistor TN4. Dadurch wird das Laserlicht, das aus dem Inneren der Laserdiode 3A emittiert wird, durch ein elektrisches Feld in dem optischen Modulator 3B absorbiert, und das Ausgabelicht nach außen wird unterbrochen.
Im Gegensatz dazu ist der zweite Feldeffekttransistor TN2 AUSgeschaltet, wenn das Modulationssignal SIN einen "L"-(niedrigen)-Pegel aufweist, und der Strom I in dem Widerstand RL wird null. Zu dieser Zeit erreicht auch die Treiberspannung Vm 0 V, und der Strom Imod gelangt von dem optischen Modulator 3B in den vierten Feldeffekttransistor TN4. Da die Sperrvorspannung zu dieser Zeit nicht auf den optischen Modulator 3B angewendet wird, tritt das Laser licht, das von der Laserdiode 3A emittiert wird, hindurch, ohne durch das elektrische Feld in dem optischen Modulator 3B absorbiert zu werden, und wird nach außen ausgegeben.
Die Ströme Imod der Laserdiode 2 und der MI-DFB-Laserdiode 3 unterscheiden sich jedoch voneinander, wie in 4 gezeigt. In 4 stellt die Ordinatenachse den Strom Imod dar, und die Abszissenachse stellt das Modulationssignal SIN dar. Eine gestrichelte Linie kennzeichnet den Strom Imod der Laserdiode 2 für das Modulationssignal SIN des Differenzverstärkers 1B, und eine durchgehende Linie kennzeichnet den Strom Imod der MI-DFB-Laserdiode 3 für das Signal SIN.
Während der Strom Imod der Laserdiode 2 eines Direktmodulationssystems konstant ist, sind demnach der Strom Imod, wenn das Modulationssignal SIN auf einem "H"-Pegel ist, und der Strom Imod, wenn das Modulationssignal SIN auf einem "L"-Pegel ist, im Falle der MI-DFB-Laserdiode 3 eines externen Modulationssystems untereinander verschieden. Solch eine Erscheinung ist durch den jetzigen Erfinder et al. nachgewiesen worden und wird als Umhüllung [wraparound]eines Gleichstromes von der Konstantstromquelle 4 zu dem optischen Modulator 3B zum Betreiben der Laserdiode 3A angesehen.
Bei einem Verfahren, bei dem die Treiberschaltung der Laserdiode 2 auf die MI-DFB-Laserdiode 3 angewendet wird wie sie ist und das Gate des vierten Feldeffekttransistors TN4 durch die Vorspannung VIB fest vorgespannt ist, tritt solch ein Problem auf, daß auf Grund dessen, daß die Treiberspannung (Treibersignal) Vm einer Veränderung unterliegt, die Regelung des Stromes Imod entsprechend dem Modulationssignal mit dem "H"- oder "L"-Pegel unvollständig ist und ein Rauschen in einer Ausgangswellenform enthalten ist oder das Laserlicht instabil wird.
Deshalb wird solch ein Lasertreiber verlangt, der so strukturiert ist, um für das Betreiben des optischen Modula tors 3B der Laserdiode 3 hinreichend zu sein, und die optische Leistung der Laserdiode 3 mit hoher Präzision steuern kann.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sieht eine Treiberschaltung für einen optischen Halbleitermodulator vor, in der, ohne den Widerstand eines Bypass- oder Umleitungskanals für den Strom zu fixieren, der aus dem optischen Halbleitermodulator austritt, der Widerstandswert flexibel geregelt wird, um alternierende Treiberspannungspegel zu verwenden, von denen jeder konstant ist, wodurch es möglich wird, die optische Modulation zu stabilisieren.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, wie in Anspruch 1 definiert, eine Schaltung zum Betreiben eines optischen Halbleitermodulators vorgesehen, der eine erste Halbleiterschicht mit einem ersten Leitungstyps hat, eine zweite Halbleiterschicht mit einem zweiten Leitungstyp und eine aktive Modulationsschicht, die zwischen den ersten und zweiten Halbleiterschichten sandwichartig angeordnet ist, bei der der optische Halbleitermodulator die Lichtemission von einer Halbleiterlaserdiode moduliert, die wenigstens eine dritte Halbleiterschicht mit dem ersten Leitfähigkeitstyp hat, welche dritte Halbleiterschicht mit der ersten Halbleiterschicht des optischen Halbleitermodulators elektrisch verbunden ist, wobei die Treiberschaltung umfaßt: eine Ausgabeschaltung zum Ausgeben eines Treibersignals an den optischen Halbleitermodulator auf der Basis eines Signals zur optischen Modulation, das von außen eingegeben wird; und eine Kompensationsschaltung zum Regeln des Widerstandes eines Umleitungskanals für den Strom, der durch ein Treibersignal der Ausgabeschaltung aus dem optischen Halbleitermodulator austritt, auf der Basis des Signals zur optischen Modulation und zum Kompensieren des Spannungspegels des Treibersignals, um alternierende Spannungspegel einzusetzen, von denen jeder im Wert konstant ist; bei der die Ausgabeschaltung aus einem Differenzverstärker zum Empfangen des Signals zur optischen Modulation und einer Referenzspannung gebildet ist, um die Treiberspannung zu erzeugen und die Treiberspannung an den optischen Halbleitermodulator auszugeben; und bei der die Kompensationsschaltung einen Differenzverstärker umfaßt, zum Empfangen des Signals zur optischen Modulation und einer Referenzspannung, zum Bypassen oder Umleiten eines Stromes, der aus dem optischen Halbleitermodulator austritt, gemäß dem Signal zur optischen Modulation und zum Regeln der Treiberspannung von der Ausgabeschaltung.
Gemäß solch einer ersten Treiberschaltung, wie sie oben beschrieben ist, kann das Treibersignal des optischen Halbleitermodulators optimiert werden, da die Ausgangsspannung (Treibersignal) der Ausgabeschaltung durch die Kompensationsschaltung geregelt wird, wodurch es möglich wird, ein stabiles Laserlicht von dem lichtemittierenden Element zu erzeugen.
Dadurch kann dann, wenn das Signal zur optischen Modulation ein digitales Signal ist, eine Schaltung zum Betreiben eines optischen Halbleitermodulators vorgesehen werden, in der sich ein Strom, der fließt, wenn das Signal auf einem "H"-Pegel ist, und ein Strom, der fließt, wenn das Signal auf einem "L"-Pegel ist, auf optimale weise voneinander unterscheiden.
In einer Ausführungsform umfaßt die Ausgabeschaltung einen ersten Differenzverstärker, wird die Treiberspannung an den optischen Halbleitermodulator von einem ersten Differenzverstärker ausgegeben, dem das Signal zur optischen Modulation und die Referenzspannung eingegeben werden. Ferner umfaßt die Kompensationsschaltung einen zweiten Differenzverstärker, der das Signal zur optischen Modulation und die Referenzspannung empfängt, den Strom umleitet, der aus dem optischen Halbleitermodulator austritt, und die Treiberspannung von der Ausgabeschaltung regelt, um dementsprechend alternierende konstante Spannungspegel einzusetzen.
Eine zweite Ausführungsform einer Treiberschaltung, die hierin nicht beansprucht wird, kann einen Differenzverstärker umfassen, zum Ausgeben eines Differenzsignals gemäß einem ersten Steuersignal zur optischen Modulation des optischen Halbleitermodulators und einem zweiten Steuersignal, das erhalten wird, indem das erste Steuersignal invertiert wird, und eine Ausgabeschaltung zum Erzeugen der Treiberspannung gemäß dem Differenzsignal von dem Differenzverstärker und zum Ausgeben der Treiberspannung an den optischen Halbleitermodulator.
Gemäß solch einer zweiten Treiberschaltung können zwei Spannungen, die eine große Spannungsdifferenz aufweisen, als Treiberspannung unter Verwendung eines Steuersignals erhalten werden, das aus einem Binärsignal gebildet ist. Als Resultat können eine Spannung mit einem "H"-Pegel und eine Spannung mit einem "L"-Pegel erhalten werden, die für das Betreiben des Moduls des optischen Halbleitermodulators hinreichend sind, wodurch es möglich wird, eine optische Leistung des optischen Halbleitermodulators mit hoher Präzision zu steuern.
Eine dritte Ausführungsform einer Treiberschaltung, die hierin auch nicht beansprucht wird, kann einen Differenzverstärker umfassen, zum Ausgeben eines ersten und eines zweiten Differenzsignals gemäß einem ersten Steuersignal zur optischen Modulation des optischen Halbleitermodulators und einem zweiten Steuersignal, das erhalten wird, indem das erste Steuersignal invertiert wird, eine erste Source-Folger-Schaltung zum Ausgeben eines nichtinvertierten Ausgangs signals gemäß dem ersten Differenzsignal von dem Differenzverstärker, eine zweite Source-Folger-Schaltung zum Ausgeben eines invertierten Ausgangssignals gemäß dem zweiten Differenzsignal von dem Differenzverstärker und eine Gegentaktschaltung zum Erzeugen einer Treiberspannung gemäß einem nichtinvertierten Ausgangssignal von der ersten Source-Folger-Schaltung und einem invertierten Ausgangssignal von der zweiten Source-Folger-Schaltung und zum Ausgeben der Treiberspannung an den optischen Halbleitermodulator, wie es als dritte bevorzugte Ausführungsform gezeigt ist.
Gemäß solch einer dritten Treiberschaltung können zwei Spannungen, die eine Spannungsdifferenz haben, die größer als bei der zweiten Treiberschaltung ist, als Treiberspannung unter Verwendung der ersten und zweiten Steuersignale erhalten werden. Als Resultat können eine Spannung mit einem "H"-Pegel und eine Spannung mit einem "L"-Pegel erhalten werden, die zum Betreiben des Moduls des optischen Halbleitermodulators hinreichend sind, wodurch es möglich wird, die optische Leistung des optischen Halbleitermodulators mit hoher Präzision zu steuern.
Eine vierte Ausführungsform einer Treiberschaltung, die hierin auch nicht beansprucht wird, kann eine erste Source-Folger-Schaltung umfassen, zum Ausgeben eines nichtinvertierten Ausgangssignals und eines invertierten Ausgangssignals gemäß einem ersten Steuersignal zur optischen Modulation des optischen Halbleitermodulators, eine zweite Source-Folger-Schaltung zum Ausgeben eines nichtinvertierten Ausgangssignals und eines invertierten Ausgangssignals gemäß einem zweiten Steuersignal, das erhalten wird, indem das erste Steuersignal invertiert wird, einen ersten Differenzverstärker zum Ausgeben einer ersten Spannung gemäß jeweiligen nichtinvertierten Ausgangssignalen von den ersten und zweiten Source-Folger-Schaltungen, einen zweiten Differenz verstärker zum Ausgeben einer zweiten Spannung gemäß jeweiligen invertierten Ausgangssignalen von den ersten und zweiten Source-Folger-Schaltungen und eine Gegentaktschaltung zum Erzeugen einer Treiberspannung gemäß den ersten und zweiten Ausgangsspannungen von den ersten und zweiten Differenzverstärkern und zum Ausgeben der Treiberspannung an den optischen Halbleitermodulator.
Gemäß solch einer vierten Treiberschaltung können zwei Spannungen, die eine Spannungsdifferenz haben, die größer als bei den zweiten und dritten Treiberschaltungen ist, als Treiberspannung unter Verwendung der ersten und zweiten Steuersignale erhalten werden. Als Resultat können eine Spannung mit einem "H"-Pegel und eine Spannung mit einem "L"-Pegel erhalten werden, die zum Betreiben des Moduls des optischen Halbleitermodulators hinreichend sind, wodurch es möglich wird, die optische Leistung des optischen Halbleitermodulators mit hoher Präzision zu steuern.
Dadurch wird eine optimale Treiberschaltung für einen optischen Halbleitermodulator vorgesehen, von dem Übertragungscharakteristiken von 100 km oder mehr und 2,5 Gb/s erwartet werden, die zu einer Verbesserung eines optischen Kommunikationssystems mit Fernübertragung und großer Kapazität beiträgt.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Vorrichtung gemäß dem beigefügten Anspruch 7 vorgesehen.
Zum besseren Verstehen der Erfindung und um zu zeigen, wie dieselbe verwirklicht werden kann, wird nun lediglich als Beispiel Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen genommen, in denen:
1 ein Blockdiagramm ist, das eine Treiberschaltung einer Laserdiode eines Direktmodulationssystems gemäß einem früheren Vorschlag zeigt;
2 ein Blockdiagramm eines Differenzverstärkers ist, der in der Treiberschaltung von 1 verwendet wird;
3 ein Blockdiagramm ist, wobei der Differenzverstärker, der in 2 gezeigt ist, zum Betreiben eines optischen Halbleitermodulators ausgelegt ist;
4 ein Vergleichsdiagramm eines Stromes zwischen der in 1 gezeigten Laserdiode und dem in 3 gezeigten optischen Halbleitermodulator;
5 ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform einer Treiberschaltung eines optischen Halbleitermodulators;
6A ein internes Schaltungsdiagramm einer Ausgabeschaltung der Treiberschaltung ist, die in 5 gezeigt ist;
6B ein internes Schaltungsdiagramm einer Kompensationsschaltung der Treiberschaltung ist, die in 5 gezeigt ist;
7 eine perspektivische Ansicht einer modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung ist, die durch Treiberschaltungen betätigt wird;
8 ein Ersatzschaltungsdiagramm der modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung von 7 ist;
9 ein Schaltungsdiagramm zum Erläutern eines Verfahrens zum Betreiben der modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung von 7 zeigt;
10 ein Blockdiagramm einer Treiberschaltung einer modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform ist;
11 ein Ersatzschaltungsdiagramm zum Erläutern der Operation der Treiberschaltung von 10 ist (wenn SIN = "H"-Pegel);
12 ein Ersatzschaltungsdiagramm zum Erläutern der Operation der Treiberschaltung von 10 ist (wenn SIN = "L"-Pegel);
13 ein Ersatzschaltungsdiagramm zum Erläutern der Operation der Treiberschaltung von 10 ist (wenn SIN = "H"- → "L"-Pegel);
14 ein Ersatzschaltungsdiagramm zum Erläutern der Operation der Treiberschaltung von 10 ist (wenn SIN = "L"- → "H"-Pegel);
15 ein Blockdiagramm einer Treiberschaltung einer modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung gemäß einer zweiten Ausführungsform ist, die hierin nicht beansprucht wird, aber der Vollständigkeit halber gezeigt wird;
16 ein Schaltungsdiagramm ist, in dem eine IC mit der integrierten, in 15 gezeigten Treiberschaltung und eine modulatorintegrierte Laserdiode mit verteilter Rückführung miteinander verbunden sind;
17 ein Blockdiagramm einer Treiberschaltung einer modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung gemäß einer dritten Ausführungsform ist, die hierin nicht beansprucht wird, aber wieder der Vollständigkeit halber gezeigt wird;
18 ein Schaltungsdiagramm ist, in dem eine IC mit der integrierten, in 17 gezeigten Treiberschaltung und eine modulatorintegrierte Laserdiode mit verteilter Rückführung miteinander verbunden sind;
19 ein Blockdiagramm einer Treiberschaltung einer modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung gemäß einer vierten Ausführungsform ist, die hierin nicht beansprucht wird, aber wieder der Vollständigkeit halber gezeigt wird;
20 ein Schaltungsdiagramm ist, in dem eine IC mit der integrierten, in 19 gezeigten Treiberschaltung und eine modulatorintegrierte Laserdiode mit verteilter Rückführung miteinander verbunden sind; eine modulatorintegrierte Laserdiode mit verteilter Rückführung miteinander verbunden sind;
21 eine Schnittansicht ist, die eine Laserdiode und einen optischen Modulator zeigt, mit einer modulatorintegrierte Laserdiode mit verteilter Rückführung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform; und
22 eine Schnittansicht ist, die eine modulatorintegrierte Laserdiode mit verteilter Rückführung zeigt, die erhalten wird, indem die Laserdiode und der optische Modulator, die in 21 gezeigt sind, integriert werden.
Hinsichtlich einer ersten Schaltung zum Betreiben eines optischen Halbleitermodulators, der eine erste Halbleiterschicht mit einem ersten Leitungstyp, eine zweite Halbleiterschicht mit einem zweiten Leitungstyp und eine aktive Modulationsschicht hat, die zwischen den ersten und zweiten Halbleiterschichten sandwichartig angeordnet ist, bei der der optische Halbleitermodulator die Lichtemission von einer Halbleiterlaserdiode moduliert, die wenigstens eine dritte Halbleiterschicht mit dem ersten Leitfähigkeitstyp hat, welche dritte Halbleiterschicht mit der ersten Halbleiterschicht des optischen Halbleitermodulators elektrisch verbunden ist, ist die Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung mit einer Ausgabeschaltung 11 versehen, zum Ausgeben eines Treibersignals an den optischen Halbleitermodulator auf der Basis eines Signals zur optischen Modulation, das von außen eingegeben wird, und mit einer Kompensationsschaltung 12 zum Regeln eines Widerstandes eines Umleitungskanals des Stroms, der durch ein Treibersignal der Ausgabeschaltung in dem optischen Halbleitermodulator fließt, auf der Basis des Signals zur optischen Modulation und zum Kompensieren eines Spannungspegels des Treibersignals, um konstant zu sein, wie in 5 gezeigt.
Text fehlt
tritt, in Abhängigkeit von dem Fall, wenn das Treibersignal auf einem "H"-(hohen)-Pegel ist, und dem Fall, wenn es auf einem "L"-(niedrigen)-Pegel ist, unterscheidet, wird die Spannung Vm des Treibersignals durch die Kompensationsschaltung 12 kompensiert, um konstant zu sein. Somit wird die optische Modulationsoperation des optischen Halbleitermodulators stabil.
Die Ausgabeschaltung 11 bildet einen ersten Differenzverstärker, und dieser Differenzverstärker 11 empfängt das Signal SIN zur optischen Modulation und die Referenzspannung VREF und erzeugt die Treiberspannung Vm und gibt die Treiberspannung Vm an den optischen Halbleitermodulator 23 aus.
Dieser Differenzverstärker 11 hat, wie in 6A gezeigt, ein erstes Lastelement RL, das mit einer Energiezufuhrleitung GND an seinem einen Ende verbunden ist, einen ersten Transistor T1, dessen Drain mit der ersten Energiezufuhrleitung GND verbunden ist, einen zweiten Transistor T2, dessen Drain mit dem anderen Ende des Lastelementes RL bzw. mit einem Ende des optischen Halbleitermodulators 23 verbunden ist und dessen Source mit der Source des ersten Transistors T1 verbunden ist, und einen dritten Transistor T3, dessen Drain mit jeweiligen Sources der ersten und zweiten Transistoren T1 und T2 verbunden ist und dessen Source mit einer zweiten Energiezufuhrleitung VSS verbunden ist.
Die Kompensationsschaltung 12 bildet einen zweiten Differenzverstärker, und dieser Differenzverstärker 12 empfängt das Signal SIN zur optischen Modulation und die Referenzspannung VREF und leitet einen Strom Imod, der in dem optischen Halbleitermodulator 23 fließt, gemäß dem Signal SIN zur optischen Modulation um. Dieser Differenzverstärker 12 hat, wie in 6B gezeigt, einen vierten Transistor T4, dessen Gate mit dem Gate des zweiten Transistors T2 verbunden ist und dessen Drain mit dem Drain des zweiten Transi stors T2 verbunden ist, ein zweites Lastelement RO, das mit der ersten Energiezufuhrleitung GND an einem Ende verbunden ist, einen fünften Transistor T5, dessen Drain mit einem anderen Ende des Lastelementes RO verbunden ist und dessen Source mit der Source des vierten Transistors T4 verbunden ist, und einen sechsten Transistor T6, dessen Drain mit den jeweiligen Sources der vierten und fünften Transistoren T4 und T5 verbunden ist und dessen Source mit der zweiten Energiezufuhrleitung VSS verbunden ist.
Ferner wird die Referenzspannung VREF zur optischen Modulation, wie in 6A und 6B gezeigt, jeweiligen Gates der ersten und fünften Transistoren T1 und T5 zugeführt, wird das Signal SIN zur optischen Modulation jeweiligen Gates der zweiten und vierten Transistoren T2 und T4 zugeführt und werden Vorspannungen VIP und VIB zum Bestimmen eines Arbeitsstromes der Schaltung jeweiligen Gates der dritten und sechsten Transistoren T3 bzw. T6 zugeführt. Die Gatebreite des fünften Transistors T5 ist schmaler als die Gatebreite des vierten Transistors T4 gebildet.
Als nächstes wird die Operation der ersten Treiberschaltung beschrieben.
In 5 wird das Differenzsignal zwischen der Referenzspannung VREF und dem Signal SIN, das zur Modulation erforderlich ist, durch die Ausgabeschaltung 11 verstärkt, die auf der Basis der ersten Vorspannung VIP betrieben wird. Als Resultat wird die Treiberspannung Vm über das Lastelement RL erzeugt und dem optischen Halbleitermodulator 23 stabil zugeführt. Zu dieser Zeit wird der Strom, der in dem optischen Halbleitermodulator 23 fließt, gemäß der Referenzspannung VREF und dem Signal SIN zur optischen Modulation durch die Kompensationsschaltung 12, die auf der Basis der zweiten Vorspannung VIB arbeitet, umgeleitet, wodurch die zweiten Vorspannung VIB arbeitet, umgeleitet, wodurch die Treiberspannung Vm von der Ausgabeschaltung 11 geregelt wird.
Als Resultat wird, auch wenn sich der Strom Imod des optischen Halbleitermodulators 23, wenn das Signal SIN zur optischen Modulation auf einem "H"-Pegel ist, und der Strom Imod, wenn das Signal SIN auf einem "L"-Pegel ist, voneinander unterscheiden, die Schwankung der Treiberspannung Vm durch die Kompensationsschaltung 12 auf der Basis des Signals SIN gesteuert, wodurch es möglich wird, dem optischen Halbleitermodulator 23 eine stabilisierte Treiberspannung Vm zuzuführen, ohne daß in einer Ausgangswellenform ein Rauschen enthalten ist.
Im folgenden wird die detaillierte Operation beschrieben. Wenn das Signal SIN einen "H"-Pegel aufweist, ist zuerst der zweite Transistor T2, wie in 6A gezeigt, EINgeschaltet, und ein Strom I fließt in dem Widerstand RL. Zu dieser Zeit wird die Treiberspannung Vm über das Lastelement RL erzeugt, und der Strom Imod fließt in dem optischen Halbleitermodulator 23. Der Strom I gelangt durch den zweiten Transistor T2 in den dritten Transistor T3, und der Strom Imod gelangt in den vierten Transistor T4, wie in 6B gezeigt. Dadurch wird das Laserlicht, das aus dem Inneren einer Laserdiode emittiert wird, durch ein elektrisches Feld in dem optischen Modulator 23 absorbiert, und das Ausgabelicht nach außen wird unterbrochen.
Wenn im Gegensatz dazu das Signal SIN zur optischen Modulation einen "L"-Pegel aufweist, ist der zweite Transistor T2 AUSgeschaltet, ist der vierte Transistor T4 AUSgeschaltet, und der Strom I fließt nicht in dem Widerstand RL. Zu dieser Zeit beträgt die Treiberspannung Vm 0 V. Ferner fließt der Strom Imod in dem optischen Halbleitermodulator 23, aber dieser Strom Imod gelangt in den Transistor T4.
Dies geschieht aus dem Grund, weil der Strom Imod in den Transistor T4 gezogen wird, auch wenn das Signal SIN zur optischen Modulation einen "L"-Pegel aufweist, auf Grund der Tatsache, daß der vierte Transistor T4 nicht vollständig AUSgeschaltet ist, da die Größe des Transistors T4 größer als die Größe des Transistors T5 gebildet ist, aber dessen Aus-Widerstand im Vergleich zu dem Ein-Widerstand zunimmt. Der Aus-Widerstand des Transistors T4 weist einen Wert in einem Grad des Anwendens des Stromes Imod von dem optischen Halbleitermodulator 23 auf.
Da das Laserlicht, das von der Laserdiode emittiert wird, hindurchtritt, ohne durch das elektrische Feld in dem optischen Halbleitermodulator 23 absorbiert zu werden, wird es als Resultat nach außen ausgegeben. Auf Grund der Tatsache, daß der Strom Imod des optischen Halbleitermodulators 23 durch den vierten Transistor T4 entsprechend dem "H"-Pegel oder dem "L"-Pegel des Signals SIN zur optischen Modulation fließend umgeleitet wird, wie oben beschrieben, wird die Schwankung der Treiberspannung Vm gesteuert, und eine stabilisierte Treiberspannung wird dem optischen Modulator des optischen Halbleitermodulators 23 zugeführt, ohne in der Ausgangswellenform ein Rauschen zu enthalten. Als Resultat ist es möglich, ein stabiles Laserlicht von dem optischen Halbleitermodulator 23 zu erzeugen.
Dadurch wird eine Treiberschaltung vorgesehen, die für einen optischen Halbleitermodulator optimal ist, von dem Übertragungscharakteristiken von 100 km oder mehr und 2,5 Gb/s erwartet werden, wodurch zu der Verbesserung der Zuverlässigkeit eines optischen Kommunikationssystems mit Fernübertragung und großer Kapazität beigetragen wird.
Als nächstes werden die gezeigten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
Erste Ausführungsform
In einer modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung (im folgenden als MI-DFB-Laserdiode bezeichnet) 13, auf die eine Treiberschaltung angewendet wird, wie sie in 5 gezeigt ist, sind ein DFB-Laserlichtemissionselement 22 und ein optischer Modulator 23 integral auf demselben n-InP-Substrat 21 vorgesehen, und eine Laserelektrode 22A und eine Elektrode 23A zur optischen Modulation sind auf jeweiligen Elementen 22 und 23 vorgesehen, wie in 7 gezeigt.
Das DFB-Laserlichtemissionselement 22 erzeugt ein Laserlicht mit einer Wellenlänge von 1,55 μm und ist aus einer n-InGaAsP-Führungsschicht 21A, einer aktiven InGaP-Schicht 21B, einer p-InGaAsP-Mantelschicht 21D und einer p-InGaAsP-Kontaktschicht 21E gebildet, die auf einem n-InP-Substrat 21 übereinander laminiert sind.
Auf einer Endfläche des Laserlichtemissionselementes 22 ist eine Spaltungsebene oder eine hochreflektierende Beschichtung 20A vorgesehen. Die Laserelektrode 22A, die auf dem relevanten Element 22 vorgesehen ist, dient zum Zuführen eines Stromes zum Erzeugen eines Laserlichtes. Die Elektrode 22A ist bei Gebrauch mit einer Konstantstromquelle (Gleichstromquelle) 14 verbunden.
Der optische Modulator 23 dient zum Modulieren eines Laserlichtes und wird vorgesehen, indem er auf demselben n-InP-Substrat 21 mit dem Laserlichtemissionselement 22 optisch verbunden wird. Der optische Modulator 23 ist aus einer n-InGaAsP-Führungsschicht 21A, einer InGaP-Absorptionsschicht 21C, einer p-InGaAsP-Mantelschicht 21D und einer p-InGaAsP-Kontaktschicht 21E gebildet, die auf dem n-InP-Substrat 21 übereinander laminiert sind. Hochohmige vergrabene Schichten 21F sind auf beiden Seiten der aktiven Schicht 21B und der Absorptionsschicht 21C vorgesehen.
Auf der Endfläche des optischen Modulators 23 ist eine reflexionsfreie Beschichtung 20B vorgesehen. Die Elektrode 23A zur optischen Modulation, die auf dem optischen Modulator 23 vorgesehen ist, dient zum Zuführen eines Signals zur Lasermodulation (Modulationssignal). In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Treiberspannung Vm, wie sie unter Bezugnahme 5 beschrieben ist, der Elektrode 23A bei Gebrauch zugeführt.
Solch eine MI-DFB-Laserdiode 13 wird unter Bezugnahme auf eine Ersatzschaltung beschrieben, in der das Laserlichtemissionselement 22 und der optische Modulator 23 verbunden sind, wie in 8 gezeigt, oder auf eine Ersatzschaltung, die in 5 gezeigt ist.
Wenn die MI-DFB-Laserdiode 13 mit Modulation betrieben wird, wird eine Modulationstreiberschaltung gebildet, indem ein Außenwiderstand RL mit einer Treiberschaltung (nachfolgend als Lasertreiber bezeichnet) 15 verbunden wird und eine Gleichstromquelle 14 zum Erzeugen von Laserlicht mit einem DFB-Laserlichtemissionselement 22 verbunden wird, wie in 9 gezeigt. Ferner ist der Wert des Vorrichtungsschaltungsstromes Imod, der aus dem optischen Modulator 23 austritt, in Abhängigkeit von dem "H"-Pegel und dem "L"-Pegel des Signals verschieden, das von dem Lasertreiber bei solch einer MI-DFB-Laserdiode 13 ausgegeben wird. Hier wird angenommen, daß der Strom, der aus dem optischen Modulator 23 austritt, wenn das Signal auf einem "H"-Pegel ist, Imod1 ist und der Strom, der aus dem optischen Modulator 23 austritt, wenn das Signal auf einem "L"-Pegel ist, Imod2 ist. Daher wird solch ein Lasertreiber gebildet, der den Wert des Stromes, der in den optischen Modulator 23 fließt, gemäß dem "H"- oder "L"-Pegel des Eingangssignals konstant macht.
Der Lasertreiber 15 ist, wie in 10 gezeigt, mit einem Differenzverstärker 11 zum Erzeugen der Treiberspan nung Vm zur optischen Modulation und zum Ausgeben der Treiberspannung Vm an die MI-DFB-Laserdiode 13 versehen, und mit einem Differenzverstärker 12 zum Regeln der Treiberspannung Vm von dem Differenzverstärker 11 gemäß dem Strom, der in dieser Diode 13 fließt.
Der Differenzverstärker 11 ist ein Beispiel für die in 5 gezeigte Ausgabeschaltung, die aus den Transistoren TN1 bis TN3 gebildet ist, verstärkt das Differenzsignal zwischen der Referenzspannung VREF und dem Signal SIN zur optischen Modulation, um die Treiberspannung Vm zu erzeugen, und gibt die Treiberspannung Vm an die MI-DFB-Laserdiode 13 aus. Der Arbeitsstrom des Differenzverstärkers 11 wird auf der Basis der Vorspannung VIP bestimmt.
Der Transistor TN1 ist ein Beispiel für den ersten Transistor T1, der in 6A gezeigt ist, und ist aus einem n-Typ-Feldeffekttransistor gebildet. Das Drain des Transistors TN1 ist mit der Erdleitung GND verbunden, sein Gate ist mit der Referenzspannungsleitung verbunden, und die Referenzspannung VREF wird dem Gate zugeführt. Die Source des Transistors TN1 ist mit der Source des Transistors TN2 bzw. dem Drain des Transistors TN3 verbunden.
Der Transistor TN2 ist ein Beispiel für den zweiten Transistor T2, der in 6A gezeigt ist, und ist aus einem n-Typ-Feldeffekttransistor gebildet. Das Drain des Transistors TN2 ist mit einem Ende des Außenwiderstandes RL verbunden, sein Gate ist mit der Signalleitung zur optischen Modulation verbunden, und das Modulationssignal SIN wird seinem Gate zugeführt.
Der Transistor TN3 ist ein Beispiel für den dritten Transistor T3, der in 6A gezeigt ist, und ist aus einem n-Typ-Feldeffekttransistor gebildet. Die Source des Transistors TN3 ist mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden, und sein Gate ist mit einer Zufuhrquelle der Vorspannung VIP verbunden. Diese Transistoren TN1 bis TN3 können aus einem Verbindungshalbleiter wie etwa einem GaAs-MES-Transistor gebildet sein.
Der Außenwiderstand RL ist ein Beispiel für das erste Lastelement und ist ein Element zum Betreiben mit der Spannung der MI-DFB-Laserdiode 13. In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Außenwiderstand RL mit einem externen Anschluß der IC verbunden, die bei Gebrauch den Lasertreiber 15 bildet. Der Widerstandswert ist auf etwa 50 Ω eingestellt, und eine Impedanzanpassung wird für die Diode 13 erhalten.
Der Differenzverstärker 12 ist ein Beispiel für die in 5 gezeigte Kompensationsschaltung. Er ist aus den Transistoren TN4 bis TN5 und dem Widerstand RO gebildet und empfängt die Referenzspannung VREF und das Signal SIN zur optischen Modulation und regelt die Treiberspannung Vm von dem Differenzverstärker 11 gemäß dem Vorspannungsstrom Imod, der in der MI-DFB-Laserdiode 13 fließt. Der Arbeitsstrom des Differenzverstärkers 12 wird auf der Basis der Vorspannung VIB bestimmt.
Der Widerstand RO ist ein Beispiel für das zweite Lastelement und ist verbunden, um eine Symmetrie zu dem Außenwiderstand RL zu erhalten. Der Widerstand RO ist ähnlich wie der Widerstand RL außen vorgesehen und an seinem einen Ende mit der Erdleitung GND verbunden.
Der Transistor TN4 ist ein Beispiel für den vierten Transistor T4, der in 6B gezeigt ist, und ist aus einem n-Typ-Feldeffekttransistor gebildet. Das Drain des Transistors TN4 ist mit einem Ende des Widerstandes RL verbunden, sein Gate ist mit dem Gate des Transistors T2 verbunden, und das Modulationssignal SIN wird seinem Gate zugeführt. Die Source des Transistors TN4 ist mit der Source des Transistors TN5 bzw. dem Drain des Transistors TN6 verbunden.
Der Transistor TN5 ist ein Beispiel für den fünften Transistor T5, der in 6B gezeigt ist, und ist aus einem n-Typ-Feldeffekttransistor gebildet. Das Drain des Transistors TN5 ist mit einem anderen Ende des Widerstandes RO verbunden, sein Gate ist mit der Referenzspannungsleitung verbunden, und die Referenzspannung VREF wird seinem Gate zugeführt.
Der Transistor TN6 ist ein Beispiel für den sechsten Transistor T6, der in 6B gezeigt ist, und ist aus einem n-Typ-Feldeffekttransistor gebildet. Die Source des Transistors TN6 ist mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden, und sein Gate ist mit der Zufuhrquelle der Vorspannung VIB verbunden. Diese Transistoren TN4 bis TN6 können aus Verbindungshalbleitern wie etwa GaAs-MES-Transistoren gebildet sein. Die Gatebreite des Transistors TN5 ist schmaler als die Gatebreite des Transistors TN4 gebildet. Zum Beispiel ist TN4 : TN5 auf 10 : 1 festgelegt. Dadurch weist der Transistor TN4 Charakteristiken eines Verarmungstyps auf, und die Konduktanz von TN4 wird im Vergleich zu der Konduktanz von TN5 größer. Die Referenzspannung VREF wird dem Gate des Transistors TN5 zugeführt, und das Modulationssignal SIN wird dem Gate des Transistors TN4 zugeführt.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf 11 bis 14 die Operation des Lasertreibers gemäß der ersten Ausführungsform beschrieben. In 11 ist die Energiezufuhrleitung VSS zuerst auf etwa –5 V eingestellt, werden die Vorspannung VIP des Transistors TN3 und die Vorspannung VIB des Transistors TN6 so geregelt, daß die Treiberspannung Vm –3 V beträgt, und wird die Referenzspannung VREF eingestellt. In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Strom I, der in den Widerständen RL und RO fließt, auf 60 mA festgelegt.
Zuerst ist, wenn das Modulationssignal SIN einen "H"-Pegel in einem Zustand hat, wenn ein Laserlichtemissionselement 22 oszilliert, der Transistor TN2 EINgeschaltet, und der Strom I = 60 mA fließt in dem Widerstand RL, wie in 11 gezeigt. Zu dieser Zeit wird die Treiberspannung Vm = –3 V über das Lastelement RL erzeugt. Diese wird dem optischen Modulator 23 als Sperrvorspannung zugeführt. Ferner gelangt der Strom Imod1 von etwa 10 mA von dem optischen Modulator 23 zu dem Lasertreiber. Ein Strom I = 60 mA, der in dem Widerstand RL fließt, gelangt durch den Transistor TN2 in den Transistor TN3, und der Strom Imod1 von dem optischen Modulator 23 fließt in den Transistor TN4. Dadurch wird das Laserlicht, das aus dem Inneren des Laserlichtemissionselementes 22 emittiert wird, durch das elektrische Feld in dem optischen Modulator 23 absorbiert, und das Ausgabelicht nach außen wird unterbrochen.
Im Gegensatz dazu ist, wie in 12 gezeigt, wenn das Modulationssignal SIN einen "L"-Pegel hat, der Transistor TN2 AUSgeschaltet, ist der Transistor TN4 unvollständig AUSgeschaltet, und der Strom I fließt nicht in dem Widerstand RL. Zu dieser Zeit beträgt die Treiberspannung Vm fast 0 V. Ferner gelangt der Strom Imod2 (etwa 20 mA) von dem optischen Modulator 23 zu dem Lasertreiber, aber dieser Strom Imod2 wird eingezogen, selbst wenn das Modulationssignal SIN auf einem "L"-Pegel ist, auf Grund der Tatsache, daß die Größe des Transistors TN4 im Vergleich zu der Größe des Transistors TN5 größer gebildet ist. Da dem optischen Modulator 23 zu dieser Zeit kein Sperrvorspannungsstrom zugeführt wird, gelangt das Laserlicht, das von dem Laserlichtemissionselement 22 emittiert wird, hindurch, ohne durch das elektrische Feld in dem optischen Modulator 23 absorbiert zu werden, und wird nach außen ausgegeben.
Ferner wird, wie in 13 gezeigt, wenn das Modulationssignal SIN von einem "H"-Pegel auf einen "L"-Pegel wechselt, der Transistor TN2 von EIN auf AUS geschaltet, und der Strom I, der in dem Widerstand RL fließt, verändert sich von 60 mA auf fast 0 mA. Zu dieser Zeit verändert sich die Treiberspannung Vm über dem Lastelement RL von –3 V auf 0 V. Des weiteren verändert sich der Strom des optischen Modulators 23 von Imod1 auf Imod2. Der Veränderungsabschnitt von Imod1 zu Imod2 wird durch den Transistor TN4 eingezogen, und die Laserleistung unterliegt dem Übergang von AUS auf EIN.
Weiterhin wird, wie in 14 gezeigt, wenn das Modulationssignal SIN von dem "L"-Pegel auf den "H"-Pegel wechselt, der Transistor TN2 von AUS auf EIN geschaltet, und der Strom I, der durch den Widerstand RL fließt, verändert sich von 0 mA auf etwa 60 mA. Zu dieser Zeit verändert sich die Treiberspannung Vm über dem Lastelement RL von 0 V auf –3 V. Ferner verändert sich der Strom des optischen Modulators 23 von Imod2 auf Imod1. Der Veränderungsabschnitt von Imod2 zu Imod1 wird durch den Transistor TN4 eingezogen, und die Laserleistung unterliegt dem Übergang von EIN auf AUS.
Auf solch eine Weise beträgt der Strom, der von dem optischen Modulator 23 zu dem Lasertreiber fließt, Imod1, wenn das Modulationssignal SIN auf einem "H"-Pegel ist, und Imod2, wenn das Modulationssignal SIN auf einem "L"-Pegel ist, wie es unter Bezugnahme auf 11 bis 14 beschrieben wurde, aber er wird so geregelt, daß die Treiberspannung Vm durch den vierten Transistor TN4 konstant wird, auch wenn sich Imod1 und Imod2 gemäß dem oben beschriebenen Lasertreiber voneinander unterscheiden.
Dies geschieht aus folgenden Gründen. Da der Transistor TN2 AUSgeschaltet ist, wenn das Modulationssignal SIN auf einem "L"-Pegel ist, wie in 12 gezeigt, fließt der Strom I in dem Widerstand RL kaum. Obwohl der Transistor TN4 gleichzeitig mit dem obigen AUSgeschaltet wird, wird der Transistor TN4 nicht vollständig AUSgeschaltet, da die Größe des Transistors TN4 größer als die Größe des Transistors TN5 gebildet ist, aber sein Aus-Widerstand nimmt im Vergleich zu dem Ein-Widerstand zu. Der Aus-Widerstand des Transistors TN4 hat einen wert in einem Grad des Anwendens des Stromes Imod2 (etwa 20 mA) von dem optischen Modulator 23. Dadurch zieht der Transistor TN4 den Strom Imod2, der einem Strom gleich ist, der über dem liegt, den der Transistor TN5 zu dem Transistor TN6 durchlassen kann. Da das Potential am Ausgabepunkt des Differenzverstärkers 11, wenn das Modulationssignal SIN auf einem "L"-Pegel ist, praktisch durch ein Teilungsverhältnis des Widerstandes bestimmt wird, der durch Kombinieren eines Innenwiderstandes (in einer Vorwärtsrichtung) des Laserlichtemissionselementes 22 und des Widerstandes des Transistors TN4 erhalten wird, beträgt die Treiberspannung Vm (Treibersignal) fast 0 V.
Übrigens wird das Potential des Ausgabepunktes des Differenzverstärkers 11, wenn das Modulationssignal SIN auf einem "H"-Pegel ist, praktisch durch RL × I bestimmt, d. h., das Verhältnis des Lastwiderstandes RL zu dem Ein-Widerstand des Transistors TN2. Ferner gelangt der Strom Imod1 (etwa 10 mA) von dem optischen Modulator 23 durch die Ein-Operation des Transistors TN4 zu dem Transistor TN6.
Da der Widerstand des Umleitungskanals des Stromes, der durch das Treibersignal des Differenzverstärkers 11 aus dem optischen Modulator 23 austritt, durch den Transistor TN4 des Differenzverstärkers 12 auf der Basis des Modulationssignals SIN so geregelt wird, daß die Treiberspannung Vm konstant wird, wird die Schwankung der Treiberspannung Vm gesteuert, und die Modulationsoperation des optischen Modulators 23 wird stabilisiert.
Dadurch wird eine Treiberschaltung vorgesehen, die für eine MI-DFB-Laserdiode optimal ist, bei der Übertragungscharakteristiken von 100 km oder mehr und 2,5 Gb/s erwartet werden, wodurch zu der Verbesserung eines optischen Kommunikationssystems mit Fernübertragung und großer Kapazität beigetragen wird.
Zweite Ausführungsform, die nicht Teil der Erfindung ist
Ein zweiter Lasertreiber wird erhalten, indem die Ausgabeschaltung des ersten Lasertreibers ausgearbeitet wird. Der zweite Lasertreiber ist mit einem Differenzverstärker 24 und einer Source-Folger-Schaltung 25 versehen, wie in 15 gezeigt.
Der Differenzverstärker, der eine sourcegekoppelte Feldeffekttransistorlogikschaltung [source coupled field effect transistor logic circuit] (nachfolgend als SCFL-Schaltung bezeichnet) 24 ist, gibt ein Differenzsignal an die Source-Folger-Schaltung 25 gemäß einem ersten Steuersignal CL zur optischen Modulation von solch einer MI-DFB-Laserdiode 13 aus, wie in 16 gezeigt, und ein zweites Steuersignal CL, das erhalten wird, indem dieses Steuersignal CL invertiert wird.
Die SCFL-Schaltung 24 enthält einen Pegelumsetzer D1, der an seinem einen Ende mit der Energiezufuhrleitung GND verbunden ist, Lastwiderstände R1 und R2, die mit dem anderen Ende des Pegelumsetzers D1 an einem Ende von jedem Widerstand verbunden sind, einen Transistor T1, dessen Drain mit dem anderen Ende des Lastwiderstandes R1 verbunden ist, einen Transistor T2, dessen Drain mit dem anderen Ende des Lastwiderstandes R2 verbunden ist, und einen Transistor T3, dessen Drain mit jeweiligen Sources der Transistoren T1 und T2 verbunden ist und dessen Source mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden ist.
Die Transistoren T1 und T2 sind aus GaAs-Metall-Halbleiter-[metal semiconductor (MES)]-Transistoren des Anreicherungstyps gebildet, und der Transistor T3 ist aus einem GaAs-MES-Transistor des Verarmungstyps gebildet. Der Transistor T3 bildet eine Konstantstromquelle, und der Pegelumsetzer D1 ist aus einer Schottky-Diode gebildet. Die Energiezufuhrleitung GND führt eine Spannung von 0 V zu, und die Energiezufuhrleitung VSS führt zum Beispiel –5,2 V zu.
Das Steuersignal CL wird dem Gate des Transistors T1 zugeführt, das Steuersignal CL wird dem Gate des Transistors T2 zugeführt, und die Vorspannung Vcs zum Bestimmen eines Arbeitsstromes der Schaltung wird dem Gate des Transistors T3 zugeführt.
Die Source-Folger-Schaltung 25 erzeugt die Treiberspannung Vm gemäß dem Differenzsignal von der SCFL-Schaltung 24 und gibt die Treiberspannung Vm an die MI-DFB-Laserdiode 13 aus. Die Treiberspannung Vm wird von einem Ausgangsanschluß 26 ausgegeben.
Die Source-Folger-Schaltung 25 enthält einen Transistor T4, dessen Drain mit der Energiezufuhrleitung GND verbunden ist und dessen Gate mit dem Drain des Transistors T2 verbunden ist, einen Pegelumsetzer D2, der mit der Source des Transistors T4 an einem Ende verbunden ist, und einen Transistor T5, dessen Drain mit dem anderen Ende des Pegelumsetzers D2 und mit einem Ende der MI-DFB-Laserdiode 13 verbunden ist und dessen Gate und Source jeweilig mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden sind.
Der Transistor T4 ist aus einem GaAs-MES-Transistor des Anreicherungstyps gebildet, und der Transistor T5 ist aus einem GaAs-MES-Transistor des Verarmungstyps gebildet. Der Transistor T5 bildet eine Konstantstromquelle, und der Pegelumsetzer D2 ist aus einer Schottky-Diode gebildet.
Ein Lastwiderstand RL, eine MI-DFB-Laserdiode 13, eine Gleichstromquelle 14 und eine automatische Leistungssteuerschaltung [auto-power-control (APC) circuit] 27, wie sie in 16 gezeigt sind, sind mit einer IC 28 verbunden, in der der zweite Lasertreiber auf einem Verbindungshalbleitersubstrat integriert ist, um die Laserdiode 13 mit Modulation zu betreiben. In 16 führt die Gleichstromquelle 14 einem Laserlichtemissionselement 22 der Laserdiode 13 einen Gleichstrom zu.
Die APC-Schaltung 27 steuert die Ausgabe der Gleichstromquelle 14 auf der Basis der Daten, die eine Abnormität der optischen Leistung oder dergleichen aufweisen.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf 16 die Operation des zweiten Lasertreibers beschrieben. Wenn das Signal CL auf einem "H"-Pegel ist und das Steuersignal CL auf einem "L"-Pegel ist, ist der Transistor T1 EINgeschaltet, ist der Transistor T2 AUSgeschaltet, und das Drain des Transistors T2 weist einen "H"-Pegel auf.
Da in diesem Fall ein Strom hauptsächlich von der Energiezufuhrleitung GND durch den Transistor T4 und die Diode D2 in den Transistor T5 fließt, kann die Treiberspannung Vm von fast 0 V als Spannung mit einem "H"-Pegel von dem Ausgangsanschluß 26 erhalten werden, die erreicht wird, indem die Drain-Source-Spannung V_DC des Transistors T4 und die Vorwärtsspannung V_F des Pegelumsetzers D2 von 0 V subtrahiert werden.
Im Gegensatz dazu ist, wenn das Steuersignal CL auf einem "L"-Pegel ist und das Steuersignal CL auf einem "H"-Pegel ist, der Transistor T1 AUSgeschaltet, ist der Transistor T2 EINgeschaltet, und das Drain des Transistors T2 weist einen "L"-Pegel auf.
In diesem Fall fließt ein Strom hauptsächlich von dem Lastwiderstand RL und dem optischen Modulator 23 in den Transistor T5, um dadurch die Spannung mit einem "L"-Pegel an dem Ausgangsanschluß 26 zu bestimmen. In der vorliegenden Ausführungsform wird die Treiberspannung Vm von etwa –3 V von dem Ausgangsanschluß 26 als Spannung mit einem "L"-Pegel erhalten.
Gemäß einem Lasertreiber bezüglich der zweiten Ausführungsform sind somit die Spannung von nahezu 0 V als Spannung mit einem "H"-Pegel und von etwa –3 V als Spannung mit einem "L"-Pegel von dem Ausgangsanschluß 26 erhältlich.
Daher ist es möglich, den optischen Modulator 23 der MI-DFB-Laserdiode 13 hinreichend zu betreiben und die optische Leistung mit hoher Präzision zu steuern.
Übrigens ist es möglich, die Spannung mit einem "H"-Pegel, die von dem Ausgangsanschluß 26 erhältlich ist, näher an 0 V heranzubringen, indem der Wert des Lastwiderstandes R2 variiert wird oder der Widerstand R2 durch einen GaAs-MES-Transistor des Verarmungstyps ersetzt wird oder indem die Schottky-Diode D2 eliminiert wird.
Wenn der Widerstand R2 durch einen GaAs-MES-Transistor ersetzt wird und die Gatespannung von außen auf diesen Transistor angewendet wird, wird ferner der EIN-Widerstandswert des Transistors variabel geregelt, wodurch es möglich wird, die Spannung mit einem "H"-Pegel von außen zu steuern, die durch den Ausgangsanschluß 26 erhältlich ist.
Dritte Ausführungsform, die nicht Teil der Erfindung ist
Ein dritter Lasertreiber wird erhalten, indem die Ausgabeschaltung des ersten Lasertreibers ausgearbeitet wird. Der dritte Lasertreiber ist, wie in 17 gezeigt, mit einem Differenzverstärker 29, ersten und zweiten Source- Folger-Schaltungen 30 und 31 und einer Gegentaktschaltung 32 versehen.
Der Differenzverstärker (nachfolgend als SCFL-Schaltung bezeichnet) 29 gibt ein erstes Differenzsignal S1 an die Source-Folger-Schaltung 30 gemäß einem ersten Steuersignal CL zur optischen Modulation von solch einer MI-DFB-Laserdiode 13 aus, wie in 18 gezeigt, und ein zweites Steuersignal CL, das durch Invertieren des Steuersignals CL erhalten wird, und gibt ein zweites Differenzsignal S2 an die Source-Folger-Schaltung 31 aus. Da die SCFL-Schaltung 29 dieselbe Struktur wie die SCFL-Schaltung 24 des zweiten Lasertreibers hat, wird deren Beschreibung weggelassen.
Die Source-Folger-Schaltung 30 gibt ein nichtinvertiertes Ausgangssignal V0 an die Gegentaktschaltung 32 gemäß dem ersten Differenzsignal S1 von der SCFL-Schaltung 29 aus. Die Source-Folger-Schaltung 30 enthält einen Transistor T4, dessen Drain mit der Energiezufuhrleitung GND verbunden ist und dessen Gate mit dem Drain des Transistors T1 verbunden ist, einen Pegelumsetzer D2, der mit der Source des Transistors T4 an einem Ende verbunden ist, und einen Transistor T5, dessen Drain mit dem anderen Ende des Pegelumsetzers D2 verbunden ist und dessen Gate und Source mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden sind. Der Pegelumsetzer D2 ist aus kaskadierten Schottky-Dioden D21 bis D24 gebildet.
Die Source-Folger-Schaltung 31 gibt ein invertiertes Ausgangssignal V0 an die Gegentaktschaltung 32 gemäß einem zweiten Differenzsignal S2 von der SCFL-Schaltung 29 aus. Die Source-Folger-Schaltung 31 enthält einen Transistor T6, dessen Drain mit der Energiezufuhrleitung GND verbunden ist und dessen Gate mit dem Drain des Transistors T2 verbunden ist, einen Pegelumsetzer D3, der mit der Source des Transistors T6 an einem Ende verbunden ist, und einen Transistor T7, dessen Drain mit einem anderen Ende des Pegelumsetzers D3 verbunden ist und dessen Gate und Source mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden sind.
Die Gegentaktschaltung 32 erzeugt eine Treiberspannung Vm gemäß dem nichtinvertierten Ausgangssignal V0 von der Source-Folger-Schaltung 30 und dem invertierten Ausgangssignal V0 von der Source-Folger-Schaltung 31 und gibt die Treiberspannung Vm an die MI-DFB-Laserdiode 13 aus. Die Treiberspannung Vm ist von einem Ausgangsanschluß 33 erhältlich.
Die Gegentaktschaltung 32 enthält einen Transistor T8, dessen Drain mit der Energiezufuhrleitung GND verbunden ist und dessen Gate mit der Source des Transistors T6 verbunden ist, einen Pegelumsetzer D4, der mit der Source des Transistors T8 an einem Ende verbunden ist, und einen Transistor T9, dessen Drain mit einem anderen Ende des Pegelumsetzers D4 und mit einem Ende der MI-DFB-Laserdiode 13 verbunden ist und dessen Gate mit dem Drain des Transistors T5 verbunden ist.
Ferner sind die Transistoren T4, T6, T8 und T9 aus GaAs-MES-Transistoren des Anreicherungstyps gebildet, und die Transistoren T5 und T7 sind aus GaAs-MES-Transistoren des Verarmungstyps gebildet.
Die Transistoren T5 und T7 bilden Konstantstromquellen, der Transistor T8 bildet ein Pull-up-Element, dessen EIN/AUS durch die Sourcespannung des Transistors T6 gesteuert wird, und der Transistor T9 bildet ein Pull-down-Element, dessen EIN/AUS durch die Kathodenspannung der Diode D5 gesteuert wird. Jeweilige Pegelumsetzer D1 bis D4 sind aus Schottky-Dioden gebildet. Die Energiezufuhrleitung GND führt eine Spannung von 0 V zu, und die Energiezufuhrleitung VSS führt zum Beispiel –5,2 V zu.
Ein Lastwiderstand RL, eine MI-DFB-Laserdiode 13, eine Gleichstromquelle 14 und eine automatische Leistungssteuer(APC)-Schaltung 27, wie sie in 18 gezeigt sind, sind mit einer IC 34 verbunden, in der solch ein dritter Lasertreiber auf einem Verbindungshalbleitersubstrat integriert ist, um dadurch die Laserdiode 13 mit Modulation zu betreiben. In 18 wird die Beschreibung von Funktionen der Gleichstromquelle 14 und der APC-Schaltung 27 weggelassen, da sie zuvor erfolgt ist.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf 18 die Operation des dritten Lasertreibers beschrieben. Wenn das Steuersignal CL auf einem "H"-Pegel ist und das Steuersignal CL auf einem "L"-Pegel ist, ist der Transistor T1 EINgeschaltet, ist der Transistor T2 AUSgeschaltet, weist das Drain des Transistors T1 einen "L"-Pegel auf und weist das Drain des Transistors T2 einen "H"-Pegel auf.
Als Resultat weist die Kathode einer Diode D24 des Pegelumsetzers D2 einen "L"-Pegel auf, und die Source des Transistors T6 hat einen "H"-Pegel, und der Transistor T8 ist EINgeschaltet, und der Transistor T9 ist AUSgeschaltet. Daher sind, wenn in diesem Fall ein Kriechstrom des Transistors T9 berücksichtigt wird, 0 V als Treiberspannung Vm mit einem "H"-Pegel an dem Ausgangsanschluß 33 nicht erreichbar, aber etwa 0 V können dort erhalten werden.
Wenn im Gegensatz dazu das Steuersignal CL auf einem "L"-Pegel ist und das Steuersignal CL auf einem "H"-Pegel ist, ist der Transistor T1 AUSgeschaltet, ist der Transistor T2 EINgeschaltet, hat das Drain des Transistors T1 einen "H"-Pegel und hat das Drain des Transistors T2 einen "L"-Pegel.
Als Resultat weist die Kathode der Diode D24 einen "H"-Pegel auf, hat die Source des Transistors T6 einen "L"- Pegel, ist der Transistor T8 AUSgeschaltet und ist der Transistor T9 EINgeschaltet. In diesem Fall können zum Beispiel –3 V als Treiberspannung Vm mit einem "L"-Pegel am Ausgangsanschluß 33 erhalten werden.
Auf diese Weise sind gemäß einem Lasertreiber bezüglich der dritten Ausführungsform etwa 0 V als Treiberspannung Vm mit einem "H"-Pegel und –3 V als Spannung mit einem "L"-Pegel an dem Ausgangsanschluß 33 erhältlich. Deshalb ist es möglich, den optischen Modulator 23 der MI-DFB-Laserdiode 13 hinreichender als in der zweiten Ausführungsform zu betreiben und die optische Leistung mit hoher Präzision zu steuern.
Wenn übrigens der Widerstand R2 durch einen GaAs-MES-Transistor ersetzt wird und die Gatespannung auf diesen Transistor von außen angewendet wird, ist es möglich, die Spannung mit einem "H"-Pegel, der am Ausgangsanschluß 33 erhältlich ist, von außen zu steuern.
Wenn ferner die Schottky-Dioden D21 bis D24 durch GaAs-MES-Transistoren ersetzt werden und die Gatespannung von außen auf diese Transistoren angewendet wird, werden die EIN-Widerstandswerte der Transistoren variabel geregelt, wodurch es möglich wird, die Spannung mit einem "L"-Pegel von außen zu steuern, die an dem Ausgangsanschluß 33 erhältlich ist.
Vierte Ausführungsform, die nicht Teil der Erfindung ist
Ein vierter Lasertreiber wird durch Betreiben der Ausgabeschaltung des ersten Lasertreibers erhalten. Der vierte Lasertreiber ist versehen mit ersten und zweiten Source-Folger-Schaltungen 35 und 36, ersten und zweiten Differenzverstärkern (nachfolgend als SCFL-Schaltungen bezeichnet) 37.
Die Source-Folger-Schaltung 35 erzeugt ein nichtinvertiertes Ausgangssignal S11 und ein invertiertes Ausgangssignal S12 gemäß einem ersten Steuersignal CL zur optischen Modulation einer MI-DFB-Laserdiode 13. Das Signal S11 wird an eine SCFL-Schaltung 37 ausgegeben, und das Signal S12 wird an eine SCFL-Schaltung 38 ausgegeben. Die Source-Folger-Schaltung 35 enthält einen Transistor T1, dessen Drain mit einer Energiezufuhrleitung GND verbunden ist, einen Pegelumsetzer D1, der an seinem einen Ende mit der Source des Transistors T1 verbunden ist, und einen Transistor T2, dessen Drain mit einem anderen Ende des Pegelumsetzers D1 verbunden ist und dessen Gate und Source mit einer Energiezufuhrleitung VSS verbunden sind.
Der Transistor T1 ist aus einem GaAs-MES-Transistor des Anreicherungstyps gebildet, und der Transistor T2 ist aus einem GaAs-MES-Transistor des Verarmungstyps gebildet. Der Transistor T2 bildet eine Konstantstromquelle, und der Pegelumsetzer D1 ist aus Schottky-Dioden D11 und D12 gebildet. Die Energiezufuhrleitung GND führt die Spannung von 0 V zu, und die Energiezufuhrleitung VSS führt zum Beispiel –5,2 V zu. Ein Steuersignal CL wird dem Gate des Transistors T1 zugeführt.
Die Source-Folger-Schaltung 36 erzeugt ein nichtinvertiertes Ausgangssignal S21 und ein invertiertes Ausgangssignal S22 gemäß einem zweiten Steuersignal CL, das erhalten wird, indem das erste Steuersignal CL invertiert wird. Das Signal S21 wird an eine SCFL-Schaltung 37 ausgegeben, und das Signal S22 wird an eine SCFL-Schaltung 38 ausgegeben. Die Source-Folger-Schaltung 36 enthält einen Transistor T3, dessen Drain mit der Energiezufuhrleitung GND verbunden ist, einen Pegelumsetzer D2, der an seinem einen Ende mit der Source des Transistors T3 verbunden ist, und einen Transistor T4, dessen Drain mit dem anderen Ende des Pegel umsetzers D2 verbunden ist und dessen Gate und Source mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden sind.
Der Transistor T3 ist aus einem GaAs-MES-Transistor des Anreicherungstyps gebildet, und der Transistor T4 ist aus einem GaAs-MES-Transistor des Verarmungstyps gebildet. Der Transistor T4 bildet eine Konstantstromquelle, und der Pegelumsetzer D2 ist aus Schottky-Dioden D21 und D22 gebildet.
Die SCFL-Schaltung 37 erzeugt V0 gemäß jeweiligen nichtinvertierten Ausgangssignalen S11 und S21 von den Source-Folger-Schaltungen 35 und 36 und gibt diese Spannung V0 an die Gegentaktschaltung 39 aus. Die SCFL-Schaltung 37 enthält einen Pegelumsetzer D3, der an seinem einen Ende mit der Energiezufuhrleitung GND verbunden ist, Lastwiderstände R1 und R2, die mit dem anderen Ende des Pegelumsetzers D3 an einem Ende von jedem Widerstand verbunden sind, einen Transistor T5, dessen Drain mit einem Ende des Lastwiderstandes R1 verbunden ist und dessen Gate mit der Source des Transistors T1 verbunden ist, einen Transistor T6, dessen Drain mit einem anderen Ende des Lastwiderstandes R2 verbunden ist und dessen Gate mit der Source des Transistors T3 verbunden ist, und einen Transistor T7, dessen Drain mit jeweiligen Sources der Transistoren T5 und T6 verbunden ist und dessen Source mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden ist.
Die Transistoren T5 und T6 sind aus GaAs-MES-Transistoren des Anreicherungstyps gebildet, und der Transistor T7 ist aus einem GaAs-MES-Transistor des Verarmungstyps gebildet. Der Transistor T7 bildet eine Konstantstromquelle, und der Pegelumsetzer D3 ist aus einer Schottky-Diode gebildet.
Das Signal S11 wird dem Gate des Transistors T5 zugeführt, das Signal S21 wird dem Gate des Transistors T6 zugeführt, und die Vorspannung V_CS1, die einen Arbeitsstrom der Schaltung bestimmt, wird dem Gate des Transistors T7 zugeführt.
Die SCFL-Schaltung 38 erzeugt V0 gemäß jeweiligen invertierten Ausgangssignalen S12 und S22 von den Source-Folger-Schaltungen 35 und 36 und gibt diese Spannung V0 an die Gegentaktschaltung 39 aus. Die SCFL-Schaltung 38 enthält einen Pegelumsetzer D4, der an seinem einen Ende mit der Energiezufuhrleitung VSS verbunden ist, Lastwiderstände R3 und R4, die jeweilig mit einem Ende mit dem anderen Ende des Pegelumsetzers D4 verbunden sind, einen Transistor T8, dessen Source mit dem anderen Ende des Lastwiderstandes R3 verbunden ist und dessen Gate mit dem Drain des Transistors T2 verbunden ist, einen Transistor T9, dessen Source mit dem anderen Ende des Lastwiderstandes R4 verbunden ist und dessen Gate mit dem Drain des Transistors T4 verbunden ist, und einen Transistor T10, dessen Source mit jeweiligen Drains der Transistoren T8 und T9 verbunden ist und dessen Drain mit der Energiezufuhrleitung GND verbunden ist.
Die Transistoren T8 und T9 sind aus GaAs-MES-Transistoren des Anreicherungstyps gebildet, und der Transistor T10 ist aus einem GaAs-MES-Transistor des Verarmungstyps gebildet. Der Transistor T10 bildet eine Konstantstromquelle, und der Pegelumsetzer D4 ist aus einer Schottky-Diode gebildet.
Das Signal S12 wird dem Gate des Transistors T8 zugeführt, das Signal S22 wird dem Gate des Transistors T9 zugeführt, und die Vorspannung V_CS2, die den Arbeitsstrom der Schaltung bestimmt, wird dem Gate des Transistors T10 zugeführt.
Die Gegentaktschaltung 39 erzeugt eine Treiberspannung Vm gemäß V0 und V0 von den SCFL-Schaltungen 37 und 38 und gibt die Treiberspannung Vm an die MI-DFB-Laserdiode 13 aus. Die Treiberspannung Vm ist von einem Ausgangsanschluß 40 erhältlich.
Die Gegentaktschaltung 39 enthält einen Transistor T11, dessen Drain mit der Energiezufuhrleitung GND verbunden ist und dessen Gate mit dem Drain des Transistors T6 verbunden ist, einen Pegelumsetzer D5, der an seinem einen Ende mit der Source des Transistors T11 verbunden ist, und einen Transistor T12, dessen Drain mit dem anderen Ende des Pegelumsetzers D5 und mit einem Ende der MI-DFB-Laserdiode 13 verbunden ist und dessen Gate mit der Source des Transistors T9 verbunden ist.
Die Transistoren T11 und T12 sind aus GaAs-MES-Transistoren des Anreicherungstyps gebildet, und der Transistor T11 bildet ein Pull-up-Element, dessen EIN/AUS durch die Drainspannung des Transistors T6 gesteuert wird, und der Transistor T12 bildet ein Pull-down-Element, dessen EIN/AUS durch die Drainspannung des Transistors T9 gesteuert wird. Der Pegelumsetzer D5 ist aus einer Schottky-Diode gebildet. Die Spannung V0 wird dem Gate des Transistors T11 zugeführt, die Spannung V0 wird dem Gate des Transistors T12 zugeführt.
Ein Lastwiderstand RL, eine MI-DFB-Laserdiode 23, eine Gleichstromquelle 14 und eine automatische Leistungssteuer(APC)-Schaltung 27, wie sie in 20 gezeigt sind, sind mit einer IC 41 verbunden, in der solch ein vierter Lasertreiber auf einem Verbindungshalbleitersubstrat integriert ist, um dadurch die Laserdiode 23 mit Modulation zu betreiben. Für 20 wird die Beschreibung davon weggelassen, da die Funktionen der Gleichstromquelle 14 und der APC-Schaltung 27 schon zuvor beschrieben worden sind.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf 20 die Operation des vierten Lasertreibers beschrieben. Wenn ein Steuersignal CL auf einem "H"-Pegel ist und ein Steuersignal CL auf einem "L"-Pegel ist, ist der Transistor T1 EINgeschaltet, ist der Transistor T2 AUSgeschaltet, hat die Source des Transistors T1 einen "H"-Pegel und die Source des Transistors T3 einen "L"-Pegel.
Als Resultat ist der Transistor T5 EINgeschaltet, ist der Transistor T6 AUSgeschaltet, hat das Drain des Transistors T6 einen "H"-Pegel und wird der Transistor T11 EINgeschaltet.
Ferner ist der Transistor T8 EINgeschaltet, ist der Transistor T9 AUSgeschaltet, hat die Source des Transistors T9 einen "L"-Pegel und ist der Transistor T11 AUSgeschaltet.
Da es in diesem Fall möglich ist, die Gatespannung des Transistors T12 kleiner als die Gatespannung des Transistors T9 zu machen, der in der dritten Ausführungsform gezeigt ist, ist es möglich, den Transistor T12 vollständig zu sperren.
Damit ist es möglich, 0 V als Spannung mit "H"-Pegel an dem Ausgangsanschluß 40 zu erhalten.
Wenn das Steuersignal CL im Gegensatz dazu auf einem "L"-Pegel ist und das Steuersignal CL auf einem "H"-Pegel ist, ist der Transistor T1 AUSgeschaltet, ist der Transistor T3 EINgeschaltet, hat die Source des Transistors T1 einen "L"-Pegel und hat die Source des Transistors T3 einen "H"-Pegel.
Als Resultat ist der Transistor T5 AUSgeschaltet, ist der Transistor T6 EINgeschaltet, hat das Drain des Transistors T6 einen "L"-Pegel und ist der Transistor T11 AUSgeschaltet.
Ferner ist der Transistor T8 AUSgeschaltet, ist der Transistor T9 EINgeschaltet, hat die Source des Transistors T9 einen "H"-Pegel und ist der Transistor T11 EINgeschaltet.
Da es in diesem Fall möglich ist, die Gatespannung des Transistors T12 höher als die Gatespannung des Transistors T9 zu machen, der in der dritten Ausführungsform gezeigt ist, ist es möglich, den EIN-Zustand des Transistors T12 stärker als jenen des Transistors T9 zu machen, der in der dritten Ausführungsform gezeigt ist.
Daher ist es in diesem Fall möglich, die Spannung, die niedriger als –3 V ist, als Spannung mit einem "L"-Pegel an dem Ausgangsanschluß 40 zu erhalten.
Gemäß einem Lasertreiber bezüglich der vierten Ausführungsform ist es daher möglich, 0 V als Spannung mit "H"-Pegel und die Spannung, die kleiner als –3 V ist, als Spannung mit "L"-Pegel an dem Ausgangsanschluß 40 zu erhalten. Deshalb ist es möglich, den optischen Modulator 23 der MI-DFB-Laserdiode 13 hinreichender als der Lasertreiber der dritten Ausführungsform zu betreiben und die optische Leistung mit hoher Präzision zu steuern.
Wenn übrigens die Schottky-Diode D4 eliminiert wird, ist eine niedrigere Spannung am Ausgangsanschluß 40 als Spannung mit "L"-Pegel erhältlich.
Wenn ferner der Lastwiderstand R2 der SCFL-Schaltung 37 durch einen GaAs-MES-Transistor ersetzt wird und die Gatespannung auf diesen Transistor von außen angewendet wird, wird der EIN-Widerstandswert des Transistors variabel geregelt, wodurch es möglich wird, die Spannung mit "H"-Pegel, die am Ausgangsanschluß 40 erhältlich ist, von außen zu steuern.
Wenn ähnlich der Lastwiderstand R4 der SCFL-Schaltung 38 durch einen GaAs-MES-Transistor ersetzt wird und die Gatespannung auf diesen Transistor von außen angewendet wird, wird der EIN-Widerstandswert des Transistors variabel geregelt, wodurch es möglich wird, die Spannung mit "L"- Pegel, die am Ausgangsanschluß 40 erhältlich ist, von außen zu steuern.
Fünfte Ausführungsform
In den obigen Ausführungsformen wird eine modulatorintegrierte Laserdiode mit verteilter Rückführung (MI-DFB-Laserdiode) offenbart, in der das Laserlichtemissionselement 22 und der optische Modulator 23 auf einem gemeinsamen Substrat zusammen integriert sind. Um jedoch das Laserlicht mit dem Lasertreiber gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zu modulieren, können das Laserlichtemissionselement 22, das die Laserelektrode (p-Elektrode) 22A und eine Erdelektrode (n-Elektrode) hat, und der optische Modulator 23, der die optische Modulationselektrode (p-Elektrode) 23A und die Erdelektrode (n-Elektrode) hat, separat gebildet sein, wie in 21 gezeigt. Und dann können, wie in 22 gezeigt, das Laserlichtemissionselement 22 und der optische Modulator 23 durch das gemeinsame n-InP-Substrat 21 optisch kombiniert sein. In diesem Fall sind beide Erdelektroden (n-Elektroden) zusammen verbunden. Ferner sollte eine von der p-Elektrode und der n-Elektrode des Laserlichtemissionselementes 22 zusammen mit der Elektrode, die dieselbe Leitfähigkeit wie die Elektrode des Elementes 22 hat, elektrisch verbunden sein.
In der obigen modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung (MI-DFB-Laserdiode) wird der Widerstand bei der Umleitung des Stromes, der durch den optischen Modulator 23 fließt, durch die Kompensationsschaltung des Lasertreibers gemäß dem Modulationssignal automatisch geregelt. Als Resultat wird der Spannungspegel des Treibersignals des Modulators 23 bei einem konstanten Pegel kompensiert. Daher werden die "H"- und "L"-Pegel der Treiberspannung für den optischen Modulator 23 optimiert, um das Aus gabelicht von dem MI-DFB-Laserlichtemissionselement 22 zu stabilisieren.

Claims

Schaltung zum Betreiben eines optischen Halbleitermodulators (23), der eine erste Halbleiterschicht mit einem ersten Leitungstyps hat, eine zweite Halbleiterschicht mit einem zweiten Leitungstyp und eine aktive Modulationsschicht, die zwischen den ersten und zweiten Halbleiterschichten sandwichartig angeordnet ist, bei der der optische Halbleitermodulator (23) die Lichtemission von einer Halbleiterlaserdiode (22) moduliert, die wenigstens eine dritte Halbleiterschicht mit dem ersten Leitfähigkeitstyp hat, welche dritte Halbleiterschicht mit der ersten Halbleiterschicht des optischen Halbleitermodulators (23) elektrisch verbunden ist, wobei die Treiberschaltung umfaßt: eine Ausgabeschaltung (11) zum Ausgeben eines Treibersignals an den optischen Halbleitermodulator (23) auf der Basis eines Signals zur optischen Modulation (SIN), das von außen eingegeben wird; und eine Kompensationsschaltung (12) zum Regeln des Widerstandes eines Umleitungskanals für den Strom, der durch ein Treibersignal der Ausgabeschaltung (11) aus dem optischen Halbleitermodulator (23) austritt, auf der Basis des Signals zur optischen Modulation (SIN) und zum Kompensieren des Spannungspegels des Treibersignals, um alternierende Spannungspegel einzusetzen, von denen jeder im Wert konstant ist; bei der die Ausgabeschaltung (11) aus einem Differenzverstärker gebildet ist, zum Empfangen des Signals zur optischen Modulation (SIN) und einer Referenzspannung (VREF), um die Treiberspannung zu erzeugen und die Treiberspannung an den optischen Halbleitermodulator (23) auszugeben; und bei der die Kompensationsschaltung (12) einen Differenzverstärker umfaßt, zum Empfangen des Signals zur optischen Modulation (SIN) und einer Referenzspannung (VREF), zum Umleiten eines Stromes, der aus dem optischen Halbleitermodulator (23) austritt, gemäß dem Signal zur optischen Modulation (SIN) und zum Regeln der Treiberspannung von der Ausgabeschaltung (11).
Treiberschaltung eines optischen Halbleitermodulators nach Anspruch 1, bei der die Ausgabeschaltung (11) und die Kompensationsschaltung (12) aus integrierten Verbindungshalbleiterschaltungen gebildet sind.
Treiberschaltung eines optischen Halbleitermodulators nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, bei der die Ausgabeschaltung (11) enthält: ein erstes Lastelement (RL), das mit einem Ende mit einer ersten Energiezufuhrleitung verbunden ist; einen ersten Transistor (T1), dessen Drain mit der ersten Energiezufuhrleitung verbunden ist; einen zweiten Transistor (T2), dessen Drain jeweilig mit dem anderen Ende des ersten Lastelementes (RL) und mit einem Ende des optischen Halbleitermodulators (23) verbunden ist und dessen Source mit der Source des ersten Transistors (T1) verbunden ist; und einen dritten Transistor (T3), dessen Drain mit jeweiligen Sources der ersten und zweiten Transistoren (T1, T2) verbunden ist und dessen Source mit einer zweiten Energiezufuhrleitung verbunden ist; und die Kompensationsschaltung (12) enthält: einen vierten Transistor (T4), dessen Gate mit dem Gate des zweiten Transistors (T2) verbunden ist und dessen Drain mit dem Drain des zweiten Transistors (T2) verbunden ist; ein zweites Lastelement (RO), das mit der ersten Energiezufuhrleitung an seinem einen Ende verbunden ist; einen fünften Transistor (T5), dessen Drain mit dem anderen Ende des zweiten Lastelementes (RO) verbunden ist und dessen Source mit der Source des vierten Transistors (T4) verbunden ist und einen sechsten Transistor (T6), dessen Drain mit jeweiligen Sources der vierten und fünften Transistoren (T4, T5) verbunden ist und dessen Source mit einer zweiten Energiezufuhrleitung verbunden ist.
Treiberschaltung eines optischen Halbleitermodulators nach Anspruch 3, bei der: eine Referenzspannung zur optischen Modulation jeweiligen Gates der ersten und fünften Transistoren (T1, T5) zugeführt wird; ein Signal zur optischen Modulation jeweiligen Gates der zweiten und vierten Transistoren (T2, T4) zugeführt wird und eine Vorspannung, die einen Arbeitsstrom der Schaltung bestimmt, jeweiligen Gates der dritten und sechsten Transistoren (T3, T6) zugeführt wird.
Treiberschaltung eines optischen Halbleitermodulators nach Anspruch 3 oder Anspruch 4, bei der die Gatebreite des fünften Transistors (T5) schmaler als die Gatebreite des vierten Transistors (T4) gebildet ist.
Treiberschaltung eines optischen Halbleitermodulators nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, bei der, zum Betreiben des optischen Halbleitermodulators (23) einer modulatorintegrierten Laserdiode mit verteilter Rückführung, der optische Halbleitermodulator (23) und eine Halbleiter laserdiode (22), die eine aktive Schicht haben, die zwischen einer Halbleiterschicht mit einem Leitungstyp und einer Halbleiterschicht mit einem umgekehrten Leitungstyp angeordnet ist, auf einem gemeinsamen Substrat (21) integriert sind.
Konvertierungsvorrichtung für ein elektrisches Signal in Licht, zum Konvertieren eines elektrischen Signals in Licht zur Kommunikation, die umfaßt: eine Halbleiterlaserdiode (22) zum Erzeugen von Laserlicht; einen optischen Halbleitermodulator (23) zum Modulieren des Ausgabelichtes der Halbleiterlaserdiode; und eine Treiberschaltung (15) zum Ausgeben einer Treiberspannung an den optischen Halbleitermodulator (23); welche Treiberschaltung (15) gebildet ist aus: einer Ausgabeschaltung (11) zum Ausgeben eines Treibersignals an den optischen Halbleitermodulator (23) auf der Basis eines Signals zur optischen Modulation (SIN), das von außen eingegeben wird; und einer Kompensationsschaltung (12) zum Regeln des Widerstandes eines Umleitungskanals für den Strom, der durch ein Treibersignal der Ausgabeschaltung (11) aus dem optischen Halbleitermodulator (23) austritt, auf der Basis des Signals zur optischen Modulation (SIN) und zum Kompensieren des Spannungspegels des Treibersignals, um alternierende Spannungspegel einzusetzen, von denen jeder im Wert konstant ist; bei der die Ausgabeschaltung (11) aus einem Differenzverstärker gebildet ist, zum Empfangen des Signals zur optischen Modulation (SIN) und einer Referenzspannung (VREF), um die Treiberspannung zu erzeugen und die Treiber spannung an den optischen Halbleitermodulator (23) auszugeben; und bei der die Kompensationsschaltung (12) einen Differenzverstärker umfaßt, zum Empfangen des Signals zur optischen Modulation (SIN) und einer Referenzspannung (VREF), zum Umleiten eines Stromes, der aus dem optischen Halbleitermodulator (23) austritt, gemäß dem Signal zur optischen Modulation (SIN) und zum Regeln der Treiberspannung von der Ausgabeschaltung (11).