DE69524234T2 - Spreizbandtelefon mit adaptiver senderverstärkungsregelung - Google Patents

Spreizbandtelefon mit adaptiver senderverstärkungsregelung

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    • HELECTRICITY
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    • H03G3/00Gain control in amplifiers or frequency changers
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Description

  • GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die Erfindung betrifft allgemein Telekommunikationsgeräte, und insbesondere betrifft sie Funktelefone, die mit einem Codemultiplex-Vielfachzugriff(CDMA = Code Division Multiple Access)-Protokoll verträglich sind.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Eine Spreizband-Kommunikationstechnik mit Direktsequenz oder Direktsequenzcodierung kombiniert im Wesentlichen zwei digitale Signale, oder Bitströme, zum Erzeugen eines dritten Signals vor der Übertragung. Das erste Signal ist ein Informationssignal, wie das Ausgangssignal einer Schaltung für digitalisierte Sprache. Das erste Signal kann z. B. eine Bitrate von 10 kb/s aufweisen. Das zweite Signal wird durch einen Zufallsfolge- oder Pseudorauschsignal(PN = Pseudonoise)-Generator erzeugt, und es handelt sich um einen Strom von im Wesentlichen zufälligen Bits mit einer Bitrate, die um mehrere Größenordnungen größer als die Bitrate des digitalisierten Sprachsignals ist. Die Modulation dieser zwei Signale führt zum dritten Signal mit derselben Bitrate wie der des zweiten Signals. Jedoch enthält das dritte Signal auch das digitalisierte Sprachsignal. Im Empfänger erzeugt ein identischer Zufallsfolgegenerator einen Zufallsbitstrom, der die ursprüngliche Zufallsfolge widerspiegelt, die zur Modulation im Sender verwendet wurde. Für korrekten Betrieb muss der PN-Generator des Empfängers nach der Trägerfrequenz-Demodulation mit der eintreffenden PN-Sequenz synchronisiert werden. Durch Entfernen der Zufallsfolge aus dem empfangenen Signal und durch Integrieren desselben über eine Symbolperiode wird ein Signal mit aufgehobenem Spreizband erzielt. In idealer Weise repräsentiert das Signal mit aufgehobenem Spreizband das ursprüngliche Sprachsignal von 10 kb/s.
  • Der TIA/EIA-Interimsstandard 'Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System', TIA/EIA/IS-95 (Juli 1993) spezifiziert im Abschnitt 6.1.2, dass eine Mobilstation zwei unabhängige Techniken zur Einstellung der Ausgangsleistung bereitstellen muss. Diese zwei Techniken sind eine Abschätzung ohne Rückführung, die alleine auf dem Betrieb einer Mobilstation beruht, und eine regelnde Korrektur, die sowohl die Mobilstation als auch die Steuerungseinrichtung am Zellenort, oder die Basisstation, umfasst. Bei der letzteren Technik reagiert die Mobilstation auf Leistungssteuerbits, die über einen Vorwärts-Verkehrskanal empfangen wurden, und sie stellt ihre mittlere Ausgangsleistung entsprechend diesen Bits ein. Bei der ersteren Technik wird eine Messung der empfangenen Signalstärke von der Basisstation dazu verwendet, die Ausgangsleistung zu steuern.
  • Leistungseinstellung im CDMA-System ist auch in einer Veröffentlichung mit dem Titel "Introduction to CDMA and the Proposed Common Air Interface Specification (CAI) for a Spread Spectrum Digital Cellular Standard-An Overview of the Application of Code Division Multiple Access (CDMA) to Digital Cellular Systems and Personal Cellular Networks", QUALCOMM Incorporated, 28. 3. 92 auf den Seiten 10 und 12 beschrieben und allgemein in Fig. 3-2 dargestellt. Wie es in dieser Veröffentlichung beschrieben ist, besteht das Ziel des Sendeleistungs-Steuerungsprozesses für die Mobilstation darin, im Empfänger am Zellenort eine Empfangssignal-Nennleistung von jedem Mobilstationssender, der innerhalb der Zelle arbeitet, zu erzeugen. Wenn alle Mobilstationen auf diese Weise gesteuert werden, besteht das Endergebnis darin, dass die am Zellenort von allen Mobilstationen empfangene Gesamtsignalleistung der empfangenen Nennleistung multipliziert mit der Anzahl der Mobilstationen entspricht.
  • Die folgenden US-Patente und andere Veröffentlichungen sind für die Lehren dieser Erfindung einschlägig.
  • US-Patent 5,168,505 für Akazawa et al., erteilt am 1. Dezember 1992 mit dem Titel "AUTOMATIC GAIN CONTROL DEVICE FOR SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION DEVICE".
  • US-Patent 5,107,225 für Wheatley, III, et al., erteilt am 21. April 1992 mit dem Titel "HIGH DYNAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIR- CUIT".
  • US-Patent 5,099,204 für Wheatley, III, erteilt am 24. März 1992 mit dem Titel "LINEAR GAIN CONTROL AMPLIFIER".
  • US-Patent 5,093,840 für Schilling, erteilt am 3. März 1992 mit dem Titel "ADAPTIVE POWER CONTROL FOR A SPREAD TRANSMITTER".
  • US-Patent 5,132,985 für Hashimoto et al., erteilt am 21. Juli 1992 mit dem Titel "SPREAD SPECTRUM RECEIVER".
  • US-Patent 5,056,109 für Gilhousen et al., erteilt am 8. Oktober 1991 mit dem Titel "METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM".
  • US-Patent 4,993,044 für Akazawa, erteilt am 12. Februar 1991 mit dem Titel "SPREAD-SPECTRUM COMMUNICATION RECEIVER".
  • US-Patent 4,901,307 für Gilhousen et al., erteilt am 13. Februar 1990 mit dem Titel "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS."
  • Internationale PCT-Anmeldung Nr. WO 93/10609, veröffentlicht am 27. Mai 1993 mit dem Titel "ADAPTIVE POWER CONTROL FOR A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATIONS SYSTEM AND METHOD".
  • Internationale PCT-Anmeldung Nr. WO 93/07702, veröffentlicht am 15. April 1993 mit dem Titel "TRANSMITTER POWER CONTROL SYSTEM".
  • Internationale PCT-Anmeldung Nr. WO 93/05585, veröffentlicht am 18. März 1993 mit dem Titel "A METHOD FOR AUTOMATIC TRANSMISSION POWER CONTROL IN A TRANSCEIVER SUITABLE FOR A CDMA ENVIRONMENT EMPLOYING DIRECT SEQUENCE DIFFUSION".
  • Internationale PCT-Anmeldung Nr. WO 92/21196, veröffentlicht am 26. November 1992 mit dem Titel "METHOD AND APPRATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM".
  • AUFGABEN DER ERFINDUNG
  • Es ist eine Aufgabe der Erfindung eine neuartige Schaltungsanordnung und ein Verfahren zu schaffen, die für eine adaptive Sendeleistungssteuerung sorgen.
  • Es ist eine andere Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die für eine adaptive Sendeleistungs-Regelungsfunktion zur Verwendung bei einem Spreizbandsender sorgen.
  • Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Technik zum Vorbelasten eines Senders eines Spreizbandsenders zum Steuern der Linearität über einen Bereich von Sendeleistungen zu schaffen.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorstehenden und andere Probleme werden durch ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung überwunden, und die Aufgaben werden dadurch gelöst. Die Erfindung gibt ein Verfahren, und entsprechend diesem Verfahren arbeitende Schaltungen, zum adaptiven Steuern der Sendeleistung eines Spreizbandsenders an. Das Verfahren verfügt über die folgenden Schritte: (a) Programmieren eines Registers, wie eines Zählers, mit einem Schätzwert für ein Signal zur maximalen Sendeverstärkung, wobei der Zähler einen Zählausgangswert aufweist, der eine Repräsentation eines Signals TX max für die maximale Sendeverstärkung ist; (b) Herleiten eines Signals TX gain für die Sendeverstärkung aus einem empfangenen CDMA- Signal; (c) Vergleichen von TX max mit TX gain und, wenn TX gain größer als TX-max ist, (d) Anlegen eines aus TX max hergeleiteten Verstärkungssteuerungssignals an den Sender und (e) Aktivieren des Zählers zum Erhöhen des Zählwerts desselben; andernfalls, wenn TX gain kleiner als TX max ist, (f) Anlegen eines aus TX gain hergeleiteten Verstärkungssteuerungssignals an den Sender und (g) Sperren des Zählers hinsichtlich einer Erhöhung seines Zählwerts.
  • Das Verfahren umfasst ferner die folgenden Schritte: (h) Erzeugen eines Bezugssendeleistung-Anzeigesignals TXPI-ref; (i) Erzeugen, als Funktion der tatsächlichen Sendeleistung, eines Sendeleistung-Anzeigesignals TXPI; (j) Vergleichen von TXPI mit TXPI-ref und, falls TXPI größer als TXPI-ref ist, (k) veranlassen, dass der Zähler nach unten zählt, ohne dass berücksichtigt wird, ob TX max größer oder kleiner als TX gain ist; (1) andernfalls veranlassen, dass der Zähler hochzählt, solange TX gain größer als TX max ist.
  • Das Verfahren umfasst ferner einen Schritt des selektiven Anlegens eines Steuerungssignals TX ON an den Zähler, um den Zähler dahingehend zu aktivieren, nur dann hoch oder herunter zu zählen, wenn der Sender sendet. Dieser Schritt ist von Nutzen, um den Zählerbetrieb nur dann zu aktivieren, wenn ein Signalpaket an CDMA-Information übertragen wird.
  • Das Verfahren umfasst auch einen Schritt des selektiven Zuführens eines Steuerungssignals Mode Control, um zu veranlassen, dass nur ein aus TX max hergeleitetes Verstärkungssteuerungssignal dem Sender zugeführt wird. Dieser letztere Schritt ist von Nutzen, wenn das Funktelefon in einem analogen (FM) Modus betrieben wird.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die vorstehend dargelegten sowie weitere Merkmale der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung deutlicher, wenn diese in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen gelesen wird.
  • Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Funktelefons, das gemäß der Erfindung aufgebaut ist und gemäß dieser betrieben wird;
  • Fig. 2 ist ein vereinfachtes Gesamtblockdiagramm eines Spreizband-Empfänger/Sender-AGC-Systems;
  • Fig. 3 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines analogen Ausführungsbeispiels des Empfänger/Sender-AGC-Systems;
  • Fig. 4 ist ein Diagramm, das den Empfängerabschnitt des analogen AGC-Systems der Fig. 3 detaillierter veranschaulicht;
  • Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das eine digitale Realisierung des ACC-Systems zeigt;
  • Fig. 6 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen des digitalen AGC-Systems der Fig. 5, das so modifiziert ist, dass es analoge Sender/Empfänger-Nachführung enthält;
  • Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Ausführungsbeispiels zum Erzielen einer direkten AGC-Regelung durch adaptive Rückführung;
  • Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines analogen Ausführungsbeispiels für die direkte AGC-Regelung mit adaptiver Rückführung;
  • Fig. 9 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Spreizbandsenders mit einem Verstärker mit variabler Verstärkung;
  • Fig. 10 zeigt eine Schaltungskonfiguration zum Erzielen einer Sendeleistungsregelung, wenn Betrieb in einem analogen Modus (FM) erfolgt;
  • Fig. 11 veranschaulicht eine derzeit bevorzugte Technik zum Steuern des Betriebs des TX-VGA und des TX-Leistungsverstärkers der Fig. 9 und 10.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Es wird auf Fig. 1 Bezug genommen, in der ein derzeit bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines Spreizband-Funktelefons 10 gemäß der Erfindung dargestellt ist. Wie es erkennbar werden wird, können bestimmte der Blöcke des Funktelefons 10 durch diskrete Schaltelemente oder durch Softwareroutinen realisiert werden, die durch einen geeigneten digitalen Datenprozessor, wie einen Hochgeschwindigkeits-Signalprozessor, ausgeführt werden. Alternativ kann eine Kombination von Schaltungselementen und Softwareroutinen verwendet werden. Infolgedessen soll die folgende Beschreibung die Anwendung der Erfindung nicht auf irgendein spezielles technisches Ausführungsbeispiel beschränken.
  • Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung arbeitet das Spreizband- Funktelefon 10 gemäß dem TIA/EIA-Interimsstandard, dem Mobilstation-Basisstation-Kompatibilitätsstandard für ein im Dualmodus arbeitendes breitbandiges Spreizspektrum-Zellensystem, TIA/EIA/IS-95 (Juli 1993). Jedoch ist Kompatibilität mit diesem speziellen Interimsstandard nicht als Beschränkung hinsichtlich der Ausübung der Erfindung anzusehen.
  • Das Funktelefon 10 verfügt über eine Antenne 12 zum Empfangen von HF-Signalen von einem Zellenort, nachfolgend als Basisstation (nicht dargestellt) bezeichnet, und zum Senden von HF-Signalen an die Basisstation. Wenn Betrieb in digitalem (Spreizband- oder CMDA-) Modus erfolgt, werden die HF- Signale phasenmoduliert, um Sprach- und Signalinformation zu transportieren. Mit der Antenne 12 sind ein Empfänger 14 mit Verstärkungsregelung und Sender 16 mit Verstärkungsregelung zum Empfangen bzw. Senden der phasenmodulierten HF-Signale verbunden. Ein Frequenzsynthesizer 18 sorgt für die erforderlichen Frequenzen an den Empfänger und den Sender unter Steuerung durch eine Steuerungseinrichtung 20. Die Steuerungseinrichtung 20 besteht aus einer MCU langsamerer Geschwindigkeit zur Schnittstellenbildung über einen Codec 22, mit einem Lautsprecher 22a und einem Mikrofon 22b und auch einer Tastatur und einer Anzeigeeinrichtung 24. Im Allgemeinen ist die MCU für die Gesamtsteuerung und den Gesamtbetrieb des Funktelefons 10 zuständig. Die Steuerungseinrichtung 20 besteht auch vorzugsweise aus einem digitalen Signalprozessor (DSP) höherer Geschwindigkeit, der für Echtzeitverarbeitung empfangener und gesendeter Signale geeignet ist.
  • Die empfangenen HF-Signale werden im Empfänger in das Grundband umgesetzt und an einen Phasendemodulator 26 geliefert, der aus dem empfangenen Signal phasengleiche (I) und Quadratur(Q)signale empfängt. Die Signale I und Q werden durch geeignete A/D-Wandler in digitale Repräsentationswerte umgesetzt und an einen dreiteiligen (F1-F3) Demodulator 30 geliefert, wobei jeder Teil einen PN-Ortsgenerator enthält. Das Ausgangssignal des Demodulators 28 wird an einen Kombinierer 30 geliefert, der über eine Entschachtelungs- und Decodiereinrichtung 32 ein Signal an die Steuerungseinrichtung 20 ausgibt. Das in die Steuerungseinrichtung 20 eingegebene digitale Signal gibt Sprachabtastwerte oder Signalinformation wieder. Die weitere Verarbeitung dieses Signals durch die Steuerungseinrichtung 20 ist für ein. Verständnis der Erfindung nicht relevant und wird nicht weiter beschrieben, mit der Ausnahme, dass darauf hingewiesen wird, dass die Signalinformation Sendeleistungs-Steuerbits enthält, die von der Basisstation als kontinuierlicher Strom an das Funktelefon 10 geliefert werden.
  • Die vom I-Q-Demodulator 26 ausgegebenen Signale I und Q werden auch an einen Empfänger-AGC-Block 34 geliefert, der sie verarbeitet, um ein Ausgangssignal für einen Verstärkergradient-Korrekturblock 36 zu liefern. Ein Ausgangssignal des Gradientenkorrekturblocks 36 ist ein Signal RX GAIN SET, das dazu verwendet wird, die Verstärkung des Empfängers 14 automatisch einzustellen.
  • Das Ausgangssignal des Empfänger-AGC-Blocks 34 wird auch an einen TX-Leistungssteuerungsblock 38 mit offener Schleife geliefert. Ein TX-Steuerungsblock 40 mit geschlossener Schleife nimmt die empfangenen Sendeleistungs- Steuerbits von der Steuereinrichtung 20 auf. Ein Addierer 42 addiert das Ausgangssignal des TX-Steuerungsblocks 38 mit offener Schleife zum Ausgangssignal des TX-Steuerungsblocks 40 mit geschlossener Schleife, und er erzeugt ein Summensignal, das das Signal TX-GAIN ist, das über einen Begrenzer 43 (Fig. 7 und 8) selektiv an den Sender 16 gegeben wird, um dessen Ausgangsleistung zu steuern. Vorzugsweise wird der Gradient dieses Signals nach Bedarf für den Sendeverstärker korrigiert.
  • Von der Steuerungseinrichtung 20 wird über einen Faltungscodierer, eine Verschachtelungseinrichtung, einen Walsh-Modulator, einen PN-Modulator und einen I-Q-Modulator, die allgemein als Block 46 dargestellt ist, ein Eingangssignal für den Sender 16 hergeleitet (Sprachsignale von einem Vocoder und/oder Signalinformation).
  • Fig. 2 ist ein Blockdiagramm des Spreizband-AGC-Systems auf einer hoher Ebene. Ein Zweck der Empfänger-AGC-Einrichtung besteht im Optimieren des empfangenen Signalpegels vor der A/D-Umsetzung, während sie ausreichende Geschwindigkeit dafür aufweist, Signalabschwächungen zu folgen. Die Sendeleistung ist mit der empfangenen Leistung entsprechend der folgenden Formel verknüpft:
  • TX_out_dBm = -RX_in_dBm - 73dB + Offset,
  • wobei eine Beschränkung innerhalb des TX-Leistungsbereichs [-49 bis +23 dBm] besteht.
  • Im Ergebnis sorgt im Fall der Leistungseinstellung mit offener Schleife eine Zunahme des Leistungspegels des empfangenen Signals um 1 dB zu einer Abnahme des TX-Leistungspegels um 1 dB.
  • Der Tx-Offset wird dazu verwendet, die TX-Leistung so zu ändern, dass alle auf demselben Kanal sendenden Mobilstationen mit derselben Signalstärke von der Basisstation empfangen werden. Um die erforderliche Regelung zu erzielen, steuert die Basisstation den Offset jeder Mobilstation durch Senden eines konstanten Bitstroms (Leistungsregelungsbits), die die Mobilstation dazu anweisen, den Offsetwert zu erhöhen oder zu verringern. Entsprechend dem Interimsstandard IS-95 kann der Offset alle 1,25 ms um +/-1 dB geändert werden.
  • Die Sendeleistung kann dadurch mit dem empfangenen Signalpegel verknüpft werden, dass derselbe Verstärker mit variabler Verstärkung (VGA) 50 im Sender verwendet wird, wie er dem VGA 52 im Empfänger entspricht. Für diesen Fall, und für eine Zunahme von 1 dB hinsichtlich der Empfängerverstärkung, wird die TX-Verstärkung entsprechend um 1 dB erhöht. Der 30-ms-Block 54 ist ein RC-Tiefpassfilter mit einer Zeitkonstante von 30 ms. Der Filterblock 54 wird verwendet, damit der Sender dem mittleren RX-Pegel folgen kann, aber nicht einer schnellen Signalabschwächung. Ein Detektor 56 wird dazu verwendet, den empfangenen Signalpegel zu erfassen, der dann durch einen Block 58 integriert wird, um das Signal RxAGC zu erzeugen. Dieses Signal RxAGC wird auch an den Filter 54 geliefert, und das gefilterte Signal AGC wird in einem Block 60 zum Signal Tx offset addiert, das aus den Leistungsregelungsbits hergeleitet wird. Das Ausgangssignal des Summierblocks ist das Signal Tx AGC, das an den Tx VGA 50 geliefert wird.
  • Entsprechend dem Interimsstandard IS-95 sind die Spezifikationen für das in Fig. 2 dargestellte Verstärkungsregelungssystem die folgenden. Der RX-VGA- Regelungsbereich beträgt minimal -105 dBm bis -25 dBm (80 dB), der 2'X-VGA- Regelungsbereich beträgt minimal -50 dBm bis +23 dBm (73 dB, portabel), der Leistungsschätzwert in der offenen Schleife sollte innerhalb von +/-6 dB und innerhalb von +/- 9 dB der tatsächlich empfangenen Leistung liegen, der TX-Offsetbereich beträgt minimal +/-32 dB, die Genauigkeit der Zeitkonstante von 30 ms soll besser als +/-20% sein.
  • Für eine Änderung (dFin) des RX-Pegels von +/-20 dB oder weniger muss sich die TX-Leistung innerhalb der folgenden Grenzen befinden:
  • (a) Obergrenze:
  • für 0 < t < 24 ms: MAX [1,2· dPin ·(t/24), dPin ·(t/24) + 0,5dB]
  • für t > 24 ms: MAX [1,2· dPin ·(t/24), dPi + 0,5dB]
  • (b) Untergrenze:
  • für t < 0: MAX [0,8· dPin ·(1 - exp{(1,25 - t)//36}) - 0,5 dB, 0],
  • wobei dPin in dB gemessen wird und t in Millisekunden gemessen wird. Als Beispiel gilt für eine Empfangssignaländerung = 20 dB = > TX-Änderung = 20 dB +4/-4, 5 dB.
  • Der TX-Offset muss die TX-Leistung in Schritten von 1 dB ändern und die Genauigkeit muss innerhalb jedes TX-Offsetbereichs von 10 dB besser als +/- 20% oder +/0,5 dB sein. Beispielsweise gilt Änderung des TX-Offsets von 5 dB = > 5 dB +/-1 dB hinsichtlich der TX-Leistungsänderung, und 1 dB = > 1 dB +/-0,5 dB.
  • Schließlich muss sich die TX-Leistung, einer stufenförmigen Änderung des TX-Offsets von 1 dB folgend, innerhalb von weniger als 500 Mikrosekunden innerhalb von 0,3 dB des Endwerts befinden.
  • Die vorliegende Erfindung gibt ein AGC-System (Rx und Tx) an, das den durch die vorstehende Beschreibung auferlegten Erfordernissen genügt.
  • Eine Funktion des Signalstärkedetektors 56 besteht darin, die Leistung des empfangenen Spreizbandsignals zu messen. Es ist nicht erforderlich, die empfangene Leistung direkt zu messen, solange die Messung eine konstante Beziehung zur empfangenen Leistung hat. Der Detektor 56 verfügt vorzugsweise über einen Dynamikbereich von +/-20 dB, um die Spezifikationen hinsichtlich der Antwort auf eine Stufe zu erfüllen (bis zu +/-20 dB pro RX- Schritt). Das den Detektor ansteuernde Ausgangssignal des Verstärkers 52 weist ebenfalls vorzugsweise einen Dynamikbereich von +/-20 dB auf. Bei einem Dynamikbereich unter +/-20 dB ist die Stufenantwort verzögert, wobei dies jedoch bei bestimmten Anwendungen hingenommen werden kann.
  • Bei der Erfindung kann eine Anzahl verschiedener Ausführungsformen von Detektoren verwendet werden, einschließlich eines logarithmischen Detektors, eines Absolutwertdetektors, eines Effektivleistungsdetektors und eines Annäherungsdetektors. Diese werden nun jeweils beschrieben.
  • Das Ausgangssignal eines logarithmischen Detektors ist: Vdet = Mittelwert(- log( Vsignali)). Dieser Detektor arbeitet bei Signalen ohne AM-Modulation (z. B. FM-Modulation) gut. Bei AM-Modulation zeigt die log-Funktion die Tendenz, die AM-Information zu verzerren, und im Ergebnis kann der Detektor 56 eine zu geringe Signalstärke messen. Der Vorteil eines logarithmischen Detektors besteht darin, dass er über einen großen Dynamikbereich (80 - 100 dB) verfügt. Ein logarithmischer Detektor kann bei der ZF (nicht im Grundband) unter den folgenden Annahmen verwendet werden, um ein Spreizbandsignal zu empfangen. Bei mehr als 10-20 Benutzern kann davon ausgegangen werden, dass die Komponenten I und Q in der Vorwärtsübertragungsstrecke Normalverteilung (ohne Signalabschwächung) aufweisen. Dann zeigt die AM-Information (= d[I² + Q²]) eine Rayleigh-Verteilung. Diese Rayleigh- Verteilung zeigt bei niedrigen Pegeln geringe Dichte. Im Ergebnis hat die logarithmische Verzerrung keine wesentliche Auswirkung auf die Genauigkeit. Bei weniger Benutzern ändert sich das Verhältnis zwischen der Ausgangs- und Eingangsleistung des Detektors, und der Detektor misst einen niedrigeren Leistungspegel. Wenn der Detektor im Grundband verwendet wird, wird für die Eingabe in den Detektor nur der I- oder der Q-Kanal verwendet.
  • Das Ausgangssignal eines Absolutwertdetektors ist durch den folgenden Ausdruck gegeben: Vdet = Mittelwert ( Vsignal ). Dieser Detektor arbeitet bei normal verteilten Signalen wie CDMA-I- und Q-Signalen im Grundband (Vorwärtsübertragungsstrecke) gut. Bei sich ändernder Verteilung (weniger Benutzern) kann der Absolutwertdetektor besser als der logarithmische Detektor arbeiten. Obwohl dieser Detektor einen kleineren Dynamikbereich als ein logarithmischer Detektor aufweist, ist der Bereich für die Spreizbandanwendung ausreichend, mit der sich die Erfindung hauptsächlich beschäftigit.
  • Das Ausgangssignal des Effektivleistungsdetektors ist: Vdet = Mittelwert (Vsignal²). Dies ist ein optimaler Detektor, da er die echte Leistung misst, jedoch ist er schwierig auf praktische Weise zu realisieren. Ferner wandelt die Quadrierungsfunktion einen Bereich von 40 dB in einen solchen von 80 dB, was nachteilige Auswirkungen auf das Störsignalverhalten des Detektors hat.
  • Ein Annäherungsdetektor ist derzeit beim unten beschriebenen digitalen AGC- Detektor bevorzugt. Dieser Detektor liefert optimales Detektorverhalten bei niedrigem Torsignal-Zählwert.
  • Um ein analoges CDMA-AGC-System zu beschreiben, wird nun auf Fig. 3 Bezug genommen. Die RX-Verstärkungsregelung besteht aus zwei Schleifen. Die erste Schleife ist im Wesentlichen analog und umfasst den RX-VGA 52, einen I/Q- Demodulator 62, einen Detektor 56 und einen Integrierer 58. Die erste Schleife wird für eine AGC-Grobeinstellung verwendet. Die zweite Schleife ist im Wesentlichen digital, und sie verfügt über den RX-VGA 52, den. I/Q- Modulator 62, einen A/D-Wandler 64, einen digitalen Steuerblock 66, ein Signal AGC-REF 68 und den Integrierer 58. Das Signal AGC-REF 68 ist ein Rückkopplungssignal von der digitalen Schleife zum Integrierer 58. Die zweite digitale Schleife wird dazu verwendet, Offsetfehler in der ersten, analogen Schleife zu korrigieren. In der Schaltung der Fig. 3 verfügen der RX-VGA 52 und der TX-VGA 50 jeweils über einen Bereich der variablen Verstärkung von 80 dB, der Integrierer 58 stellt die Zeitkonstante für die analoge Schleife ein, und der Detektor 56 ist als logarithmischer Absolutwertdetektor realisiert, bei dem Folgendes gilt:
  • Vout = log(MW Vin ),
  • wobei MW Vin der Mittelwert des Absolutwerts von Vin ist. Die Zeitkonstante des Detektors 56 beträgt 10% der Zeitkonstante der analogen Schleife.
  • Der Block RC-DELAY 70 besteht aus einer RC-Schaltung mit einer Zeitkonstante von 30 ms. Im Ergebnis folgt der TX-VGA 50 dem RX-VGA 52 mit einer Verzögerung mit einer Zeitkonstante von 30 ms.
  • Das Signal TX_GAIN_ADJ 72 wird in Zusammenhang mit dem Multiplizierer 61 und dem Signal TX_SLOPE 74 dazu verwendet, die Verstärkung des TX-VGA 50 gegenüber der Verstärkung des RX-VGA 52 zu versetzen. Die Stärke dieses Signals TX_GAIN_ADJ 72 wird mittels der Leistungssteuerungsbits durch die Basisstation gesteuert. Die minimale Auflösung eines D/A-Wandlers (nicht dargestellt), der das Signal TX_GAIN_ADJ erzeugt, entspricht vorzugsweise einer Änderung der Verstärkung von 1 dB.
  • Das Signal TX_SLOPE 74 wird dazu verwendet, den Gradienten des TX-VGA 52 unter Bezugnahme auf das Signal TX_GAIN_ADJ zu korrigieren. Dieses Signal ist dazu erforderlich, eine vorgegebene Änderung des Signals TX_GAIN_ADJ 72 genau in eine vorgegebene Änderung der TX-Leistung umzusetzen, wobei dies zum Kompensieren von Variationen zwischen VGAs von Nutzen ist.
  • Das Signal RX_SLOPE 56 ist das komplementäre empfängerseitige Signal zum Signal TX_SLOPE 74, und es wird zu Kompensationszwecken verwendet, um den Gradienten des RX-VGA 52 so zu korrigieren, dass er im Wesentlichen mit dem Gradienten des TX-VGA 50 übereinstimmt. Der Multiplizierer 59 wird dazu verwendet, das Signal RX_SLOPE 76 mit dem Ausgangssignal des Integrierers 58 zu multiplizieren.
  • Der Multiplizierer 61 multipliziert das Signal TX_SLOPE mit dem Signal TX_GAIN_ADJ und liefert das Produkt an den Summierer 60 zur Addition zum Ausgangssignal des Blocks RC-DELAY 70, um das Signal TX_AGC zu erzeugen, das in Fig. 3 als Sender-Verstärkungsregelungssignal TX-GSET dargestellt ist. Das Eingangssignal des TX-VGA 50 wird mit Information geliefert, wie von einem D/A-Wandler 80 und einem I/g-Modulator 82 zu übertragen.
  • Ein Vorsteuerungsblock 106 empfängt ebenfalls das Signal TX-GSET, und er wird dazu verwendet, ein Vorspannungssignal für einen TX-Leistungsverstärker 102 zu erzeugen. Der Betrieb der Blöcke 102 und 106 wird anhand der Fig. 9 und 10 detaillierter beschrieben.
  • Fi. 4 ist ein Blockdiagramm, das die RX-AGC-Schaltungen der Fig. 3 detaillierter zeigt. Die Übertragungsfunktion für den Block exp 58a ist die folgende:
  • lc = exp(VC) oder VC = log[lc].
  • Der RX-VGA 52 arbeitet als Multiplizierer, so dass Folgendes gilt:
  • RX_out = Ic_RX in, wobei Ic das Verstärkungsregelungs signal ist, und im dB-Format gilt:
  • LOG[Rx_out] = Log[Ic] + Log[RX_in] oder
  • dBout = Vc + dBin.
  • Der Detektorblock 56 misst den Wert RX-our in dB, so dass Folgendes gilt:
  • Vd = k1·log[P(RX_out)] = k1·dBout = k1·(Vc + dBin),
  • wobei k1 eine Skalierungskonstante ist.
  • Im Ergebnis wird die Schleife dadurch linear gemacht, dass RX_in und RX_out in dB (10 g) gemessen werden und der Block exp 58a verwendet wird.
  • Der Integrierer 58 arbeitet auf solche Weise, dass die Verstärkung so eingestellt wird, dass Vd = AGC-REF gilt. Die Übertragungsfunktion des Integrierers ist:
  • Vc(s) = Vd(S)/(s&tau;),
  • wobei &tau; die Integrations-Zeitkonstante ist.
  • Durch Kombinieren des RX-VGA 52 und des Blocks exp 58a sowie durch Addieren einer Skalierungskonstante k2 wird Folgendes erhalten:
  • dBout = dBin + k2·Vc.
  • Dann ist die Wechselspannungs-Schleifenverstärkung T(s) die folgende:
  • T(s) = k1·k2/(s&tau;) = 1/(s&tau;2), mit &tau;2 = &tau;/(k1·k2).
  • Demgemäß ist die AGC-Übertragungsfunktion:
  • dBout/dBin = s&tau;2/(1 + &tau;2),
  • die einem einpoligen Hochpassfilter mit der Zeitkonstante &tau;2 entspricht.
  • Es wird nun auf die Fig. 5, 6 und 7 Bezug genommen, um das digitale AGC- System zu beschreiben.
  • Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das ein erstes Ausführungsbeispiel eines ersten digitalen AGC-Systems veranschaulicht, genauer gesagt, eines vollständig digitalen AGC-Regelungssystems. Die zwei Verstärker VGA 50 und 52 mit variabler Verstärkung werden direkt vom digitalen Block 90 gesteuert. Bei einem derzeit bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der digitale Block 90 innerhalb einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) realisiert. Er könnte auch unter Verwendung diskreter integrierter Schaltungen realisiert werden, wie durch eine geeignet programmierte Verarbeitungsvorrichtung mit hoher Geschwindigkeit. Der Detektor 56, der Integrierer 58, der Multiplizierer 59, der Summierer 60 und die Verzögerungseinrichtung 70 der Fig. 3 sind innerhalb des digitalen Blocks 90 als digitale Schaltungen realisiert.
  • Die VGAs 50 und 52 können entweder digital gesteuerte Schritt-VGAs oder kontinuierlich variable VGAs sein, die durch die Ausgangssignale geeigneter D/A-Wandler gesteuert werden. Die letztere Vorgehensweise, die bevorzugt ist, ist in Fig. 5 als TX-VGA-D/A 92 und RX-VGA-D/A 94 veranschaulicht. Die Genauigkeit der Verstärkung jedes VGA wird durch den zugehörigen steuernden D/A-Wandler 92 und 94 und durch die Linearität des VGA-Steuerungsgradienten eingestellt. Eine Nichtlinearität des Gradienten ist durch den digitalen Block 90 korrigierbar. Die Verstärkungsinkrementgröße für den RX-VGA 52 ist durch den Dynamikbereich des RX-VGA-D/A-Wandlers 64 bestimmt, und sie ist vorzugsweise nicht kleiner als 1 dB, um die Anzahl erforderlicher Bits für den Wandler RX-VGA-D/A 94 zu begrenzen. Die Verstärkungsinkrementgröße für den TX-VGA 50 beträgt gemäß der aktuellen Interimsspezifikation IS-95 maximal 0,75 dB. Damit der TX-Leistungspegel dem RX-Leistungspegel folgt, wird der RX-Leistungspegel mit einer Auflösung besser als 0,05 dB gemessen.
  • Eine Korrektur der VGA-Gradienten kann entweder durch Multiplikation oder durch Nachschlagen in einer Tabelle bewerkstelligt werden. Derzeit ist eine Nachschlagetabelle (90a) wegen der erforderlichen Anzahl von Gattern zum Realisieren der Speicherregister für die Nachschlagewerte nicht bevorzugt.
  • Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel kann der Multiplizierer 90b entweder analoge oder digitale Techniken verwenden. Ein analoges Multiplizieren erfordert einen gesonderten D/A zum Einstellen der Bezugsspannung für den Primär-D/A 92. Obwohl ein digitaler Multiplizierer die Realisierung einer gewissen Anzahl von Gattern erfordert, ist ein digitaler Multiplizierer derzeit bevorzugt, da er geringere Kompliziertheit gegenüber der analogen Vorgehensweise aufweist. Die Korrektur des nichtlinearen Gradienten (Änderung des Gradienten über der Verstärkung) erfolgt für den VGA 50 unter Verwendung der drei höchstsignifikanten Bits des TX-Verstärkungsworts zum Auswählen eines von fünf Skalierungswörtern. Dies sorgt für fünf Bereiche von 16 dB, von denen jeder individuell skaliert werden kann. Die Anzahl der Bits jedes Skalierungsworts ist eine Funktion des gewünschten Bereichs und der Auflösung.
  • Fig. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die digitale AGC-Einrichtung mit analoger TX-RX-Nachführung versehen ist. Im Vergleich mit Fig. 5 sind der Verzögerungsblock 70 und der Summierblock 60 nach außerhalb des digitalen Blocks 90 verschoben, und sie sind wie in Fig. 3 durch analoge Schaltungen realisiert. Im Ergebnis trägt die Genauigkeit des RX-VGA-D/A 94 nicht zur Genauigkeit bei der TX-Verstärkungseinstellung bei. Der TX-VGA-D/A 92 liefert ein Minimum von 1 dB Auflösung bei einer Genauigkeit von +/-0,5 dB über einen Bereich von +/-32 dB.
  • Das Ausführungsbeispiel der Fig. 6 einer digitalen AGC-Einrichtung mit analoger TX/RX-Nachführung ist dem analogen AGC-System der Fig. 3 ähnlich. Hauptunterschiede bestehen darin, dass der Detektor 56 und der Integrierer 58 digital realisiert sind (wie in Fig. 5) und dass der nichtlineare Gradient des TX-VGA 52 korrigierbar ist.
  • Es wird nun auf Fig. 9 Bezug genommen, um ein Ausführungsbeispiel der Senderschaltung mit dem TX-VGA 50 detaillierter zu veranschaulichen. Die Funktion der Senderausgangsleistung-Regelungsschaltung besteht, wenn im Spreizspektrum-CDMA-Modus gearbeitet wird, darin, die maximale Ausgangsleistung zu begrenzen, so dass der Sendeleistungs-Verstärker 102 im linearen Modus arbeitet.
  • Bei einem Dualmodus (CDMA digital/FM analog)-Funktelefon wird vorzugsweise dieselbe Schaltung auch dazu verwendet, den Sender-Leistungspegel auch bei Betrieb im analogen Modus einzustellen. Die Ausgangsleistung wird unter Verwendung des TX-VGA 50 vor der abschließenden Sendeleistungsstufe (102) eingestellt.
  • Dies ist in Fig. 10 dargestellt, bei der die RX-AGC-Einrichtung nicht aktiviert ist, der TX-VGA 50 durch ein analoges AGC-Signal gesteuert wird und der I/Q-Modulator 82 nicht verwendet ist. Ein Audiosignal wird dazu verwendet, die Ausgangsfrequenz einer ZF-PLL (Phase Locked Loop) 130 zu steuern, die ein FM-Signal von 90 MHz erzeugt. Das Ausgangssignal der ZF-PLL 130 wird auf den Eingang des TX-VGA 50 gegeben. In diesem Betriebsmodus wird das Vorspannungssignal für den TX-Leistungsverstärker 102 nur zum Kompensieren von Temperaturänderungen geändert. Dies bildet einen Unterschied zur Vorspannungssteuerung, wie sie verwendet wird, wenn Betrieb im digitalen (Spreizband-) Modus erfolgt, wie dies unten unter Bezugnahme auf Fig. 11 detailliert angegeben wird.
  • Es wird erneut auf Fig. 9 Bezug genommen, gemäß der die maximale Ausgangsleistung beim Arbeiten im Spreizbandmodus dadurch begrenzt werden kann, dass die Steuerspannung für den VGA 50 auf einen vorbestimmten Pegel begrenzt wird. Dies ist ein einfaches Verfahren, das jedoch der Art nach wegen einer möglichen großen Schwankung der Verstärkung bei einem vorgegebenen VGA-Steuerungspegel ungenau ist.
  • Alternativ erzeugt ein Regelungsverfahren für eine TX-Leistungsanzeigeeinrichtung 104 ein Ausgangssignal TXPI, das dazu verwendet wird, die maximale Ausgangsleistung zu begrenzen. Wenn die Stärke des Signals TXPI größer als ein vorgegebener Einstellpunkt ist, wird das VGA-Steuerungssignal so modifiziert, dass die TX-Ausgangsleistung dem Einstellpunkt entspricht. Dies wird vorzugsweise durch nichtlineare Rückführung bewerkstelligt.
  • Obwohl diese Technik für ein kontinuierlich gesendetes Signal leicht realisiert werden kann, ist es für Spreizbandübertragungen mit variabler Datenrate zu langsam zum Begrenzen der maximalen Ausgangsleistung. D. h., dass im CDMA-Modus jedes TX-Signalpaket einen anderen Leistungspegel als das vorige Signalpaket aufweisen kann, da eine Leistungsregelung mit offener Schleife verwendet wird, bei der der RX-Pegel dazu verwendet wird, den TX- Pegel abzuschätzen. Im Ergebnis kann der PX-Leistungsverstärker 102 zu Beginn jedes Signalpakets in Sättigung gehen, bis die TXPI-Anzeigeeinrichtung 104 das Signal TXPI eingestellt hat. Wenn das Ansprechverhalten des Signals TXPI zu hoch ist, kann der Schätzwert für die TX-Leistung übermäßig viele Störsignale enthalten.
  • Eine derzeit bevorzugte Technik zum Erzielen einer Regelung für die Ausgangsleistung des Senders ist in Fig. 7 dargestellt, in der der Begrenzer 43 der Fig. 1 detaillierter dargestellt ist. Diese Technik wird hier als Direktsteuerungsverfahren mit adaptiver Rückkopplung bezeichnet. Im Allgemeinen wird, wenn die Leistungsbegrenzung aktiviert ist, der Einstellpunkt für die Begrenzung modifiziert, bis die Stärke des Signals TXPI ungefähr einem TXPI-Einstellpunkt entspricht. Als erster Schätzwert wird ein Einstellpunkt für direkte Steuerung verwendet, und das Signal TXPI wird anschließend dazu verwendet, diesen Einstellpunkt adaptiv zu aktualisieren. Obwohl dieses Verfahren den TX-Leistungsverstärker 102 (Fig. 9) in Sättigung bringen kann, tritt dies nur während der ersten wenigen Millisekunden eines neuen Anrufs auf.
  • Fig. 7 zeigt eine digitale Realisierung des Direktsteuerungsverfahrens mit adaptiver Rückführung. Das Systemtaktsignal wird dazu verwendet, alle Schaltkreise zu synchronisieren. Das Signal TX-GAIN-SET stellt die Verstärkung des Sender-VGA 50 und, im Ergebnis, die Senderausgangsleistung ein. In dieser Beschreibung ist angenommen, dass eine Erhöhung von TX-GAIN-SET zu einer Erhöhung der Sendeverstärkung und -leistung führt. Wie in Fig. 9 ist das Signal TXPI ein Maß für die Sendeleistung am Ausgang. Für diese Beschreibung ist angenommen, dass eine Erhöhung der Sendeleistung eine Erhöhung der Stärke des Signals TXPI hervorruft.
  • Der Block 110 AGC-Ctrl ist eine Steuerungsschaltung, die die Senderausgangsleistung im Spreizbandmodus einstellt. Dieser Block 110 AGC-Ctrl kann auf eine Weise arbeiten, wie sie in Fig. 2 des US-Patents US-A-5,566,201 mit derselben Rechtsnachfolgerin, mit dem Titel "Digital AGC for a CDMA Radiotelephone" von Kjell Östmann (Anwaltsaktenzeichen Nr. 309-934766-NA) veranschaulicht ist. Diesbezüglich kann auch auf das US-Patent 5,107,225 Bezug genommen werden, das eine andere Lösung und Realisierung angibt.
  • Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das Signal TX-GAIN von einer Kombination einer Leistungssteuerungsschaltung 38 mit offener Schleife und einer Leistungssteuerungsschaltung 40 mit geschlossener Schleife hergeleitet, wobei der Teil mit offener Schleife ein Signal erzeugt, das aus dem empfangenen Signalpegel hergeleitet wird, und wobei der Teil mit geschlossener Schleife den Beitrag der Leistungssteuerungsbits enthält, die kontinuierlich von der Basisstation gesendet werden (siehe Fig. 1). Das Signal TX-GAIN wird an den Begrenzerblock 43 geliefert, der in den Fig. 7 und 8 dargestellt und hier unter Bezugnahme auf diese beschrieben wird.
  • Gemäß Fig. 7 wird die Sendeleistung dadurch eingestellt, dass die Verstärkung im Sender mit dem Signal TX-GAIN gesteuert wird. Das Register oder der Zähler 112 für das Signal TX limit erzeugt ein Signal TX-MAX, das den Maximalwert des Signals TX-GAIN repräsentiert. Das Eingangssignal Setup wird dazu verwendet, den Zähler 112 vorab mit einem Einstellwert Setup des Maximalwerts des Signals TX-GAIN zu versehen. Wenn das Signal TX ON aktiv ist, zählt der Zähler 114 mit jedem Systemtakt abhängig vom Zustand eines von einem Komparator 114 gelieferten Auf/Ab-Zählsignals nach oben oder nach unten. Wenn das Signal up-enable nicht aufgeschaltet wird, zählt der Zähler 112 nur nach unten. Wenn das Signal up-enable aufgeschaltet wird, wird der Zähler 112 dazu aktiviert, auch nach oben zu zählen. Der Multiplexer (MUX) 116 wird dazu verwendet, entweder das Signal TX-GAIN oder das Signal TX-MAX zur Verstärkungssteuerung für den TX-VGA 50 über den Gradientenkorrektor (in Fig. 2 allgemein als Block 36 dargestellt) und den TX-VGA-D/A 92 (Fig. 5 und 6) auszuwählen. Ein digitaler Komparator 118 arbeitet auf solche Weise, dass dann, wenn TX-GAIN größer als TX-MAX ist: (a) der Zähler 112 für TX limit aktiviert wird (durch das Signal up-enable), um nach oben zu zählen, und (b) der Auswähleingang (SEL) des MUX 116 so gesteuert wird, dass TX-MAX ausgewählt wird. Andernfalls zählt der Zähler 112 nur nach unten, und es wird das digitale Signal X-GAIN vom MUX 116 ausgewählt.
  • Der oben genannte Komparator 114 bestimmt, ob der Zähler 114 für TX limit nach oben oder unten zählt. Wenn TXPI größer als TXPI-ref ist, zählt der Zähler 112 nach unten, andernfalls zählt er nach oben (falls er durch TX-ON aktiviert ist). Die Eingangssignale TXPI und TXPI-ref in den Komparator 114 sind analog, und das Ausgangssignal aus dem Zähler nach oben/unten ist digital (hoch oder niedrig). Der D/A 120 wird dazu verwendet, den analogen Bezugspegel des Signals TXPI-ref zu erzeugen.
  • Das Modussteuerungs-Eingangssignal zwingt den digitalen Komparator 118 dazu, den Begrenzungsmodus zu aktivieren, so wie dann, wenn TX-GAIN höher als TX-MAX wäre. Dieses Eingangssignal ist dann von Nutzen, wenn das Funktelefon im analogen FM-Modus betrieben wird, in dem die Sendeleistung durch TX-MAX gesteuert wird. TX-MAX stellt sich auf einen Wert ein, in dem TXPI dem Signal TXPI-ref entspricht, und im Ergebnis bestimmt TXPI-ref den Sendeleistungspegel.
  • Wenn die Sendeausgangsleistung kleiner als der Maximalwert ist, wird die Leistung vom AGC-Steuerblock 110 eingestellt (die Leistung wird durch die Verstärkung im Sender eingestellt). Die Leistungsbegrenzung wird entweder dadurch aktiviert, dass TXPI größer als TXPI-ref ist oder dass TX-GAIN höher als TX-MAX ist. Wenn TXPI höher als TXPI-ref ist, zählt der Zähler 112 für TX limit nach unten, um dadurch TX-MAX abzusenken, bis TX-GAIN höher als TX-MAX ist. Wenn TX-GAIN höher als TX-MAX ist, wird angenommen, dass die Sendeleistung die Maximalgrenze überschritten hat. Dieser Zustand sorgt dafür, dass der Komparator 118 den Multiplexer 116 so umschaltet, dass die Sendeleistung durch den aktuellen Wert von TX-MAX eingestellt wird und gleichzeitig der Zähler 112 für TX-limit aktiviert wird, um ebenfalls nach oben zu zählen (ohne Aufschaltung des Signals up-enable kann er nur nach unten zählen).
  • TX-MAX ist ein Schätzwert für die Maximalverstärkung, die dazu erforderlich ist, die maximale Leistung einzustellen. Wegen Temperaturschwankungen wird die Sendeverstärkung TX-Max für verschiedene Temperaturen optimiert, um die Beziehung zwischen der Verstärkung und der Ausgangsleistung zu bestimmen. Die adaptive Einstellung von TX-MAX erfolgt mittels TXPI, wobei es sich um einen Messwert der tatsächlichen Sendeausgangsleistung handelt. Wenn TXPI kleiner als TXPI-ref ist, ist die Ausgangsleistung kleiner als das Maximum, wenn TX-GAIN > TX-MAX gilt. In diesem Fall wird der Zähler 112 für TX-limit inkrementiert, bis TXPI höher als TXPI-ref ist. Auf diese Weise wird TX-MAX adaptiv aktualisiert, bis dieser Wert die maximale Ausgangsleistung repräsentiert. Wenn TXPI anfangs kleiner als TXPI-ref ist, zählt der Zähler 112 für TX-limit nach unten statt nach oben. Der Zähler 112 hört solange nicht zu zählen auf, wie TX-GAIN höher als TX-MAX ist. Im Ergebnis schwingt der Zähler 112 für TX limit, wenn sich der Schaltkreis stabilisiert hat, zwischen zwei Pegeln. D. h., dass dann, wenn TXPI höher als TXPI ef ist, der Zähler 112 um einen Zählwert nach unten zählt, wodurch die Sendeleistung und TXPI abgesenkt werden. Beim nächsten Takt kann TXPI niedriger als TXPIref sein. Im Ergebnis zählt der Zähler 112 um einen Zählwert nach oben, wodurch der Zähler 112 auf den vorigen Zustand zurückgebracht wird und sich der Zyklus wiederholt.
  • Das Signal TX-ON wird dazu verwendet, anzuzeigen, ob die Messung von TXPI gültig ist. Wenn der Sender im Signalpaketmodus (Ein/Aus-Schalten des Senders für kurze Zeitperioden wie bei den TDMA- und CDMA-Zellenstandards) betrieben wird, misst das Anzeigesignal TXPI während der Aus-Periode keinerlei Leistung. Jedoch wird der vorige Zählwert TX limit im Zähler 112 während der Ausschaltzeit des Senders aufrechterhalten, und so dient der Zähler 112 als Speicher, der den Sendeleistungs-Steuerungszustand für den anfänglichen Gebrauch während des nächsten Signalpakets aufrechterhält.
  • Fig. 8 veranschaulicht ein analoges Ausführungsbeispiel der in Fig. 7 dargestellten Schaltung. Beim analogen Ausführungsbeispiel werden die digitalen Signale TX-Gain und TX-max durch D/As 122 und 124 in entsprechende analoge Spannungen umgesetzt. Das analoge Ausführungsbeispiel verwendet auch einen durch TX max gesteuerten Analogbegrenzer 126 anstelle des digitalen Multiplexers 116 und des digitalen Komparators 118.
  • Es ist zu beachten, dass die Lehre dieser Erfindung für ein Sendeleistungs- Rückführungssignal sorgt, das zum Steuern des Einstellwerts der maximalen Sendeleistung, aber nicht zum Erzielen einer Leistungsregelung verwendet wird. D. h., dass das Signal TXPI in Kombination mit dem Signal TXPI-ref dazu verwendet wird, die Verstärkung des Senders so zu begrenzen, dass sie einen Einstellpunkt nicht überschreitet.
  • Nun wird auf Fig. 11 Bezug genommen, die eine derzeit bevorzugte Technik zum Steuern des Betriebs des TX-VGA 50 und des TX-Leistungsverstärkers 102 veranschaulicht.
  • Dem Eingang des TX-VGA 50 wird eine feste Eingangsleistung (Signal TX) zugeführt. Das Signal TX-GAIN SET vom D/A 92 (Fig. 7) wird dazu verwendet, die Verstärkung des TX-VGA 50 einzustellen und, mittels des Vorspannungs- Steuerungsblocks 106, die Linearität des Sendeleistungsverstärkers 102 zu steuern.
  • Das Vorspannungs-Steuerungssignal (BCS) wird dazu verwendet, den Vorgleichspannungspunkt des Sendeleistungsverstärkers 102 so einzustellen, dass der Verstärker dauernd in einem linearen Modus (Klasse A oder Klasse AB) arbeitet. Die Linearität des Sendeleistungsverstärkers wird dadurch aufrechterhalten, dass der Verbrauch an Gleichstromenergie (Volt und/oder Strom) von der Gleichspannungsversorgung (nicht dargestellt) kontrolliert wird.
  • Wenn das Signal TX-GAIN SET die Ausgangsleistung des TX-VGA 50 erhöht, nimmt der Gleichstrombedarf des Sendeleistungsverstärkers 102 entsprechend zu. Infolgedessen erzeugt die Vorspannungssteuerung 106 ein Vorspannungssignal, um dem erhöhten Gleichstrombedarf des Sendeleistungsverstärkers 102 zu genügen, um dadurch die gewünschte Linearität desselben aufrechtzuerhalten. Dies dient zum Optimieren des Stromverbrauchs und der Linearität des Sendeleistungsverstärkers 102 über den erforderlichen Bereich der Ausgangsleistung.
  • Der Vorspannungs-Steuerblock 106 kann durch einen Operationsverstärker mit geeigneten Skalierungswiderständen zum Erzeugen des Gleichvorspannungssignals in analoger Form realisiert sein. Der Vorspannungs-Steuerblock 106 kann das Vorspannungssignal auch in digitaler Form erzeugen. Für diesen letzteren Fall kann ein Digital-Analog-Wandler (DAC) 107 verwendet werden, um das digitale Vorspannungssignal in analoge Form umzusetzen, falls dies für den Sendeleistungsverstärker 102 erforderlich ist.
  • In jedem Fall wird der Vorspannungspunkt des Sendeleistungsverstärkers 102 entsprechend dem an den TX-VGA 50 gelieferten Signal TX-GAIN SET eingestellt. Es wird in Erinnerung gerufen, dass der Pegel des Signals TX-GAIN SET teilweise abhängig vom Signal TXPI bestimmt wird, das die tatsächliche Sendeleistung widerspiegelt.
  • Während die Erfindung unter Bezugnahme auf die bevorzugten Ausführungsbeispiele derselben speziell dargestellt und beschrieben wurde, erkennt es der Fachmann, dass darin Änderungen hinsichtlich der Form und Einzelheiten vorgenommen werden können, ohne vom Schutzumfang der Erfindung abzuweichen.

Claims (24)

1. Verfahren zum adaptiven Steuern der Sendeleistung eines Senders mit den folgenden Schritten:
- Programmieren einer Registereinrichtung zum Speichern eines Schätzwerts für ein Signal für die maximale Sendeverstärkung, wobei die Registereinrichtung ein Ausgangssignal aufweist, das eine Repräsentation eines Signals TX max für die maximale Sendeverstärkung ist;
- Herleiten eines Sendeverstärkungssignals TX gain aus einem empfangenen Signal;
- Vergleichen von TX max mit TX gain und, falls TX gain größer als TX max ist,
- - Anlegen eines Verstärkungssteuerungssignals an den Sender, das aus TX max hergeleitet wird, und
- - Aktivieren der Registereinrichtung zum Erhöhen des gespeicherten Werts;
- andernfalls, wenn TX gain kleiner als TX max ist,
- - Anlegen eines Verstärkungssteuerungssignals an den Sender, das aus TX gain hergeleitet ist, und
- - Sperren des Registers hinsichtlich einer Erhöhung des gespeicherten Werts.
2. Verfahren nach Anspruch 1, ferner mit den folgenden Schritten:
- Erzeugen eines Bezugssendeleistungs-Anzeigesignals TXPI-ref;
- Erzeugen, als Funktion der tatsächlichen Sendeleistung, eines Sendeleistungs-Anzeigesignals TXPI;
- Vergleichen von TXPI mit TXPI-ref und, falls TXPI größer als TXPI-ref ist, Veranlassen, dass die Registereinrichtung den gespeicherten Wert unabhängig davon absenkt, ob TX max größer oder kleiner als TX gain ist;
- andernfalls, Veranlassen der Registereinrichtung, den gespeicherten Wert zu erhöhen, solange TX gain größer als TX max ist.
3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem die Registereinrichtung aus einer Auf/Ab-Zählereinrichtung besteht und es ferner einen Schritt des selektiven Zuführens eines Steuerungssignals TX ON zur Zählereinrichtung zum Aktivieren derselben aufweist, damit diese nur dann nach oben oder unten zählt, wenn der Sender sendet.
4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem das Signal TX ON nur während des Sendens eines Informations-Signalpakets angelegt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 1, ferner mit dem Schritt des selektiven Anlegens eines Steuerungssignals Mode Control, um dafür zu sorgen, dass nur ein aus TX max hergeleitetes Verstärkungssteuerungssignal an den Sender gelegt wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem das Signal Mode Control nur dann angelegt wird, wenn in einem Modus mit Frequenzmodulation (FM) gearbeitet wird.
7. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Anlegens eines Verstärkungssteuerungssignals einen Schritt des Umsetzens des Signals TX max oder TX gain aus einem digitalen Format in eine analoge Repräsentation dieses digitalen Formats beinhaltet.
8. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Schritte des Anlegens jeweils einen Schritt des Anwendens einer Sendeverstärker-Gradientenkorrektur für das Sendeverstärkungs-Steuerungssignal beinhalten.
9. Verfahren nach Anspruch 1, ferner mit den folgenden Schritten:
- Anlegen des Sendeverstärkungs-Steuerungssignals an einen Sendeverstärker mit variabler Verstärkung;
- Modifizieren des Sendeverstärkungs-Steuerungssignals zum Erzeugen eines Vorspannungssignals und
- Anlegen des Vorspannungssignals an einen Sendeleistungsverstärker zum Steuern der Linearität desselben.
10. Verfahren zum adaptiven Begrenzen der Sendeleistung eines Senders, mit den folgenden Schritten:
- Einspeichern eines Schätzwerts für ein Signal TX max zur maximalen Sendeverstärkung;
- Herleiten eines Sendeverstärkungssignals TX gain aus einem empfangenen Signal;
- Vergleichen von TX max mit TX gain und, falls TX gain größer als TX max ist,
- - Anlegen eines aus TX max hergeleiteten Verstärkungssteuerungssignals an den Sender;
- andernfalls, falls TX gain kleiner als TX max ist, Anlegen eines aus TX gain hergeleiteten Verstärkungssteuerungssignals an den Sender;
- Erzeugen eines Bezugssendeleistungs-Anzeigesignals TXPI-ref;
- Erzeugen, als Funktion der tatsächlichen Sendeleistung, eines Sendeleistungs-Anzeigesignals TXPI;
- Vergleichen von TXPI mit TXPI-ref, und falls TXPI größer als TXPI-ref ist, Verringern des gespeicherten Schätzwerts;
- andernfalls, Erhöhen des gespeicherten Schätzwerts, solange TX gain größer als TX max ist.
11. Vorrichtung zum adaptiven Steuern der Sendeleistung eines Senders, mit:
- einer Registereinrichtung mit einem Eingang, damit es mit einem Schätzwert eines Signals für die maximale Sendeverstärkung programmiert wird, wobei die Registereinrichtung ein Ausgangssignal aufweist, das eine Repräsentation eines Signals TX max für die maximale Sendeverstärkung ist;
- einer Einrichtung zum Herleiten eines Sendeverstärkungssignals TX gain aus einem empfangenen Signal und
- einer ersten Komparatoreinrichtung zum Vergleichen von TX max mit TX gain, wobei diese erste Komparatoreinrichtung auf einen Zustand reagiert, in dem TX gain größer als TX max ist, um an den Sender ein aus TX max hergeleitetes Verstärkungssteuerungssignal anzulegen, und um auch die Registereinrichtung zum Erhöhen des gespeicherten Werts zu aktivieren, wobei diese erste Komparatoreinrichtung ferner auf einen Zustand reagiert, in dem TX gain kleiner als TX max ist, um ein aus TX gain hergeleitetes Verstärkungssteuerungssignal an den Sender anzulegen und um auch die Registereinrichtung hinsichtlich einer Erhöhung des gespeicherten Werts zu sperren.
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, ferner mit:
- einer Einrichtung zum Erzeugen eines Bezugssendeleistungs-Anzeigesignals TXPI-ref;
- einer Einrichtung zum Erzeugen, als Funktion der tatsächlichen Sendeleistung, eines Sendeleistungs-Anzeigesignals TXPI; und
- einer zweiten Komparatoreinrichtung zum Vergleichen von TXPI mit TXPI-ref, wobei diese zweite Komparatoreinrichtung auf TXPI über TXPI-ref so reagiert, dass sie die Registereinrichtung dazu veranlasst, den gespeicherten Wert ohne Berücksichtigung dahingehend, ob TX max größer oder kleiner als TX gain ist, zu verringern, und sie ferner auf TXPI unter TXPI-ref so reagiert, dass sie die Registereinrichtung dazu veranlasst, den gespeicherten Wert zu erhöhen, solange TX gain größer als TX max ist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, bei der die Registereinrichtung auf ein Steuerungssignal TX ON zum Erhöhen oder Verringern des gespeicherten Werts nur dann, wenn das Steuerungssignal aufgeschaltet ist, reagiert.
14. Vorrichtung nach Anspruch 13, bei der das Signal TX ON nur während des Sendens eines Informations-Signalpakets aufgeschaltet wird.
15. Vorrichtung nach Anspruch 11, ferner mit einer Einrichtung zum selektiven Aufschalten eines Steuerungssignals Mode Control, um dafür zu sorgen, dass nur ein aus TX max hergeleitetes Verstärkungssteuerungssignal an den Sender gelegt wird.
16. Vorrichtung nach Anspruch 15, bei der das Signal Mode Control nur dann aufgeschaltet wird, wenn Betrieb in einem Modus mit Frequenzmodulation (FM) erfolgt.
17. Vorrichtung nach Anspruch 11, ferner mit einer Einrichtung zum Umsetzen des Signals TX max oder TX gain von einem digitalen Format in eine analoge Repräsentation des digitalen Formats.
18. Verfahren zum adaptiven Steuern der Sendeleistung eines Senders, mit den folgenden Schritten:
- Programmieren einer Registereinrichtung mit einem Schätzwert für ein Signal zur maximalen Sendeverstärkung, wobei diese Registereinrichtung ein Ausgangssignal aufweist, das eine Repräsentation des Signals TX max der maximalen Sendeverstärkung ist;
- Anlegen eines aus TX max hergeleiteten Verstärkungssteuerungssignals an den Sender;
- Erzeugen eines Bezugssendeleistungs-Anzeigesignals TXP ref;
- Erzeugen, als Funktion der tatsächlichen Sendeleistung, eines Sendeleistungs-Anzeigesignals TXPI;
- Vergleichen von TXPI mit TXPI-ref und
- Einstellen des gespeicherten Schätzwerts entsprechend dem Vergleich in solcher Weise, dass die Differenz zwischen TXPI und TXPI-ref minimiert wird.
19. Verfahren nach Anspruch 18, ferner mit einem Anfangsschritt des Erzeugens eines Steuerungssignals Mode Control, um dafür zu sorgen, dass nur ein aus TX max hergeleitetes Verstärkungssteuerungssignal an den Sender gelegt wird, wobei das Signal Mode Control nur dann erzeugt wird, wenn in einem Betriebsmodus mit Frequenzmodulation (FM) gearbeitet wird.
20. Verfahren zum adaptiven Steuern der Sendeleistung eines Senders, mit den folgenden Schritten:
- Messen der tatsächlichen gesendeten Leistung zum Erzeugen eines Sendeleistungs-Anzeigesignals;
- Vergleichen des Sendeleistungs-Anzeigesignals mit einem Bezugssignal zum Erzeugen eines Steuerungssignals;
- adaptives Steuern, in einem ersten Betriebsmodus, der Sendeleistung entsprechend entweder einem erzeugten Leistungssteuerungssignals, das eine Kombination aus einem Sendeleistungs-Steuerungssignal aus einer offenen Schleife und einem Sendeleistungs-Steuerungssignal aus einer geschlossenen Schleife ist oder einem einstellbaren Leistungssteuerungssignal, das steuerbar abhängig vom Steuerungssignal und entsprechend der Differenz zwischen dem Wert des erzeugten Leistungssteuerungssignals und dem Wert des einstellbaren Leistungssteuerungssignals erhöht und erniedrigt wird; und
- adaptives Steuern, in einem zweiten Betriebsmodus, der Sendeleistung entsprechend nur dem einstellbaren Leistungssteuerungssignal, das entsprechend dem Steuerungssignal steuerbar erhöht und erniedrigt wird.
21. Verfahren nach Anspruch 20, bei dem die Schritte des adaptiven Steuerns die folgenden Schritte beinhalten:
- Anlegen eines Sendeverstärkungs-Steuerungssignals an einen Sendeverstärker mit variabler Verstärkung;
- Modifizieren des Sendeverstärkungs-Steuerungssignals zum Erzeugen eines Vorspannungssignals; und
- Anlegen des Vorspannungssignals an einen Sendeleistungsverstärker zum Steuern der Linearität desselben.
22. Verfahren nach Anspruch 20, ferner mit den folgenden Schritten:
- Empfangen eines Signals Vin durch einen Empfangsverstärker;
- Erfassen des empfangenen Signals durch einen logarithmischen Absolutwertdetektor mit
Vout = 10g(MW -Vin ),
wobei MW Vin der Mittelwert des Absolutwerts von Vin ist;
- Integrieren von Vout;
- Anwenden einer Empfängergradient-Korrektur auf Vout zum Erzeugen eines Empfängerverstärkungs-Einstellsignals; und
- Steuern der Verstärkung des Empfangsverstärkers durch das Empfängerverstärkungs-Einstellsignal.
23. Verfahren nach Anspruch 22, ferner mit dem folgenden Schritt:
- Filtern des integrierten Werts Vout zum Erzeugen des Sendeleistungs- Steuerungssignals aus der offenen Schleife.
24. Verfahren nach Anspruch 22, bei dem der Erfassungsschritt einen anfänglichen Schritt des Umsetzens des empfangenen Signals in ein Grundband umfasst.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5790587A (en) 1991-05-13 1998-08-04 Omnipoint Corporation Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system
US5815525A (en) 1991-05-13 1998-09-29 Omnipoint Corporation Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system
US5887020A (en) 1991-05-13 1999-03-23 Omnipoint Corporation Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system
US5796772A (en) 1991-05-13 1998-08-18 Omnipoint Corporation Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system
FI97179C (fi) * 1994-06-15 1996-10-25 Nokia Mobile Phones Ltd Pulssitetun lähettimen lähtötehon säätö ja tehon verhokäyrän muotoilu
US6137840A (en) * 1995-03-31 2000-10-24 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system
TW347616B (en) 1995-03-31 1998-12-11 Qualcomm Inc Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system a method and apparatus for controlling transmission power in a mobile communication system is disclosed.
US6977967B1 (en) 1995-03-31 2005-12-20 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system
JPH08331625A (ja) * 1995-05-29 1996-12-13 Nec Corp 移動通信セルラシステム
GB2302240B (en) * 1995-06-02 2000-01-12 Dsc Communications Apparatus and method of frame aligning information in a wireless telecommunications system
ZA965340B (en) 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
US5694431A (en) * 1996-01-17 1997-12-02 Motorola, Inc. Method and apparatus for average power control
JPH09270723A (ja) 1996-03-29 1997-10-14 Alps Electric Co Ltd 携帯電話機の受信回路用ic
FI101659B1 (fi) 1996-07-12 1998-07-31 Nokia Mobile Phones Ltd Viiveen estimointimenetelmä ja vastaanotin
FI963389A (fi) * 1996-08-30 1998-03-01 Nokia Mobile Phones Ltd Käsipuhelimen opastusjärjestelmä
KR100193843B1 (ko) * 1996-09-13 1999-06-15 윤종용 이동통신시스템 송수신기의 디지탈 자동이득제어방법 및 장치
KR100193848B1 (ko) * 1996-10-05 1999-06-15 윤종용 대역확산통신기에 있어서 수신신호 이득 자동제어장치 및 방법
FI106759B (fi) 1996-11-13 2001-03-30 Nokia Mobile Phones Ltd Matkaviestimen lähetystehon rajoitinjärjestelmä
FI108177B (fi) 1997-01-03 2001-11-30 Nokia Mobile Phones Ltd Matkaviestinlaitteiden lähetin
US5884149A (en) * 1997-02-13 1999-03-16 Nokia Mobile Phones Limited Mobile station having dual band RF detector and gain control
DE19705735A1 (de) * 1997-02-14 1998-08-20 Nokia Mobile Phones Ltd Verfahren und Vorrichtung zur Inspektion wenigstens eines Antennenzweigs, insbesondere in einem Fahrzeug
FI109735B (fi) 1997-02-28 2002-09-30 Nokia Corp Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin
DE59802906D1 (de) * 1997-05-22 2002-03-14 Siemens Ag Verfahren und vorrichtung zur sendeleistungsregelung für verbindungen zwischen einer basisstation und mobilstationen eines funk-kommunikationssystems
GB2328584B (en) 1997-08-22 2002-05-29 Nokia Mobile Phones Ltd Switching control method and apparatus for wireless telecommunications
US6097972A (en) * 1997-08-29 2000-08-01 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing power control signals in CDMA mobile telephone system
US20020051434A1 (en) * 1997-10-23 2002-05-02 Ozluturk Fatih M. Method for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
JPH11145899A (ja) * 1997-11-10 1999-05-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送受信装置及び無線伝送システム
US6137826A (en) * 1997-11-17 2000-10-24 Ericsson Inc. Dual-mode modulation systems and methods including oversampling of narrow bandwidth signals
US6253092B1 (en) * 1997-11-25 2001-06-26 Uniden Financial, Inc. Closed loop transmitter with DAC sensitivity adjusted to detector nonlinearity
US6154455A (en) * 1997-12-24 2000-11-28 Nokia Mobile Phones Limited Prioritizing pilot set searching for a CDMA telecommunications system
FI105611B (fi) * 1998-03-13 2000-09-15 Nokia Mobile Phones Ltd Radiotajuusvahvistimet
US6434186B2 (en) 1998-03-27 2002-08-13 Nokia Mobile Phones Limited Priority channel search based on spectral analysis and signal recognition
US6370187B1 (en) * 1998-04-01 2002-04-09 Texas Instruments Incorporated Adaptive power dissipation for data communications system
FI107365B (fi) 1998-04-27 2001-07-13 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä ja järjestelmä muuttuvan datankäsittelyn ilmaisemiseksi tiedonsiirtoyhteydessä
US6353626B1 (en) 1998-05-04 2002-03-05 Nokia Mobile Phones Limited Methods and apparatus for providing non-uniform de-multiplexing in a multi-carrier wide band CDMA system
GB2337413A (en) 1998-05-15 1999-11-17 Nokia Mobile Phones Ltd alternative Channel Measurement in a Radio Communication system
US6081161A (en) * 1998-05-18 2000-06-27 Omnipoint Corporation Amplifier with dynamatically adaptable supply voltage
US6008698A (en) * 1998-05-18 1999-12-28 Omnipoint Corporation Amplifier with dynamically adaptable supply current
US6137354A (en) * 1998-05-18 2000-10-24 Omnipoint Corporation Bypassable amplifier
GB9811382D0 (en) 1998-05-27 1998-07-22 Nokia Mobile Phones Ltd A transmitter
GB9811380D0 (en) 1998-05-27 1998-07-22 Nokia Mobile Phones Ltd A transciever for wireless communication
GB9811381D0 (en) 1998-05-27 1998-07-22 Nokia Mobile Phones Ltd Predistortion control for power reduction
JP3493424B2 (ja) * 1998-05-29 2004-02-03 京セラ株式会社 Cdma方式の送信電力制御方法
US8072915B1 (en) * 1998-06-12 2011-12-06 Ericsson Ab Common power control channel in a CDMA system and a system and method for using such a channel
GB2339113B (en) 1998-06-30 2003-05-21 Nokia Mobile Phones Ltd Data transmission in tdma system
FI981518A (fi) 1998-07-01 2000-01-02 Nokia Mobile Phones Ltd Tiedonsiirtomenetelmä ja radiojärjestelmä
US6278701B1 (en) 1998-07-10 2001-08-21 Verizon Laboratories Inc. Capacity enhancement for multi-code CDMA with integrated services through quality of services and admission control
JP3240998B2 (ja) * 1998-07-27 2001-12-25 日本電気株式会社 送信パワー制御回路
JP3587346B2 (ja) * 1998-08-07 2004-11-10 松下電器産業株式会社 無線通信装置および無線通信装置における送信電力制御方法
US6252915B1 (en) * 1998-09-09 2001-06-26 Qualcomm Incorporated System and method for gaining control of individual narrowband channels using a wideband power measurement
US6721293B1 (en) 1999-03-10 2004-04-13 Nokia Corporation Unsupervised adaptive chip separation filter for CDMA terminal
US6658047B1 (en) 1999-03-10 2003-12-02 Nokia Corporation Adaptive channel equalizer
US6370364B1 (en) 1999-06-22 2002-04-09 Nokia Mobile Phones, Ltd. Mobile station having power control loop offset alignment without requiring RF power measurement
JP3991543B2 (ja) 2000-01-11 2007-10-17 株式会社日立製作所 撮像装置
US6859443B1 (en) * 2000-02-14 2005-02-22 Teledata Networks Ltd. Bandwidth allocation for communication systems
US6876697B2 (en) * 2000-12-12 2005-04-05 Sierra Wireless, Inc. Apparatus and method for power ramp up of wireless modem transmitter
US6980786B1 (en) * 2001-01-16 2005-12-27 Sequoia Communications Corp. Adaptive receiver system that adjusts to the level of interfering signals
US6711389B2 (en) * 2001-02-16 2004-03-23 Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson Power controller for a mobile terminal
US6674999B2 (en) * 2001-03-16 2004-01-06 Skyworks Solutions, Inc Dynamically varying linearity system for an RF front-end of a communication device
US8199696B2 (en) * 2001-03-29 2012-06-12 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for power control in a wireless communication system
US20020146993A1 (en) * 2001-04-04 2002-10-10 Charles Persico Bias adjustment for power amplifier
US6889038B2 (en) 2001-04-06 2005-05-03 Koninklijke Philips Electronics N.V. Dynamic biasing of a transmitter
US7245725B1 (en) * 2001-05-17 2007-07-17 Cypress Semiconductor Corp. Dual processor framer
US7385949B1 (en) 2001-06-05 2008-06-10 Broadcom Corporation System and method for de-interleaving data in a wireless receiver
US6819938B2 (en) * 2001-06-26 2004-11-16 Qualcomm Incorporated System and method for power control calibration and a wireless communication device
DE10132352A1 (de) * 2001-07-04 2003-01-23 Infineon Technologies Ag Vorrichtung und Verfahren zur Konstanthaltung der Sendeleistung von Funkgeräten
JP3586267B2 (ja) * 2002-06-18 2004-11-10 沖電気工業株式会社 自動利得制御回路
US7372928B1 (en) 2002-11-15 2008-05-13 Cypress Semiconductor Corporation Method and system of cycle slip framing in a deserializer
DE10255606A1 (de) * 2002-11-28 2004-06-17 Infineon Technologies Ag Verstärkeranordnung, Empfänger mit der Verstärkeranordnung und Verfahren zum Betrieb eines programmierbaren Verstärkers
JP3970177B2 (ja) * 2002-12-26 2007-09-05 パナソニック モバイルコミュニケーションズ株式会社 無線通信装置
US7026874B2 (en) * 2003-02-24 2006-04-11 Nokia Corporation Methods and apparatus for improving the operation of a variable gain amplifier (VGA)
US7027783B2 (en) 2003-02-24 2006-04-11 Sami Vilhonen Method and apparatus providing reduction in transmitter current consumption using signal derived from rectified input signal
JP3907052B2 (ja) * 2003-03-07 2007-04-18 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 通信端末装置及び増幅回路
GB2400272B (en) * 2003-04-04 2006-08-02 Ubinetics Ltd Method of controlling the transmit power of a mobile communications device
JP2006526916A (ja) * 2003-05-09 2006-11-24 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 移動体通信装置の送信電力を設定するための方法および装置
US7310381B2 (en) * 2003-06-16 2007-12-18 Intel Corporation Power amplifier pre-distortion device and method for orthogonal frequency division multiplexing
DE102004023441A1 (de) * 2004-05-12 2005-12-08 Infineon Technologies Ag Leistungsregelung in Hochfrequenz-Sendern
WO2006066628A1 (en) * 2004-12-23 2006-06-29 Freescale Semiconductor, Inc Power control system for a wireless communication unit
EP2296412B1 (de) * 2004-12-23 2014-02-26 Freescale Semiconductor, Inc. Schnurlose Kommunikationseinheit und Leistungsregelungssystem derselben
US20060183509A1 (en) * 2005-02-16 2006-08-17 Shuyong Shao DC power source for an accessory of a portable communication device
US7974596B2 (en) * 2006-09-22 2011-07-05 Silicon Laboratories Inc. Power control scheme for a power amplifier
US20080152183A1 (en) * 2006-10-10 2008-06-26 Craig Janik Compact wireless headset
US7769380B2 (en) * 2006-12-20 2010-08-03 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Method for reducing the rate of registration in CDMA-based mobile networks
DE102008018914A1 (de) * 2008-04-14 2010-01-21 Atmel Automotive Gmbh Sendeschaltung, Verfahren zum Senden und Verwendung
US8447595B2 (en) * 2010-06-03 2013-05-21 Apple Inc. Echo-related decisions on automatic gain control of uplink speech signal in a communications device
US8471629B2 (en) 2011-06-30 2013-06-25 Silicon Laboratories Inc Providing automatic power control for a power amplifier
CN113726364B (zh) * 2021-09-01 2022-09-13 广州开信通讯系统有限公司 一种多频段信号收发系统的远端装置、多频段信号收发系统及功耗计量方法
US11870512B2 (en) 2022-04-27 2024-01-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Distributed closed-loop power control with VGA gain update

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS54104760A (en) * 1978-02-03 1979-08-17 Nec Corp Amplifier of low power consumption type
US4225976A (en) * 1978-02-28 1980-09-30 Harris Corporation Pre-calibration of gain control circuit in spread-spectrum demodulator
US4387465A (en) * 1981-04-13 1983-06-07 Trw Inc. Sequential threshold detector
US4613990A (en) * 1984-06-25 1986-09-23 At&T Bell Laboratories Radiotelephone transmission power control
US4901307A (en) * 1986-10-17 1990-02-13 Qualcomm, Inc. Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters
US4899364A (en) * 1987-07-31 1990-02-06 Clarion Co., Ltd. Automatic gain control system
JPH0748674B2 (ja) * 1988-09-02 1995-05-24 クラリオン株式会社 スペクトラム拡散受信機
US4972430A (en) * 1989-03-06 1990-11-20 Raytheon Company Spread spectrum signal detector
FI86013C (fi) * 1989-03-29 1992-06-25 Nokia Mobira Oy Foerfarande foer omvandling av en operationsklass av en saendare.
US4924191A (en) * 1989-04-18 1990-05-08 Erbtec Engineering, Inc. Amplifier having digital bias control apparatus
US5257283A (en) * 1989-11-07 1993-10-26 Qualcomm Incorporated Spread spectrum transmitter power control method and system
US5056109A (en) * 1989-11-07 1991-10-08 Qualcomm, Inc. Method and apparatus for controlling transmission power in a cdma cellular mobile telephone system
US5267262A (en) * 1989-11-07 1993-11-30 Qualcomm Incorporated Transmitter power control system
US5265119A (en) * 1989-11-07 1993-11-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA cellular mobile telephone system
JPH0777361B2 (ja) * 1990-07-04 1995-08-16 クラリオン株式会社 スペクトラム拡散受信装置
US5134631A (en) * 1990-07-26 1992-07-28 Unisys Corp. Digital gain controller
JPH0783292B2 (ja) * 1990-09-21 1995-09-06 クラリオン株式会社 スペクトラム拡散通信機
US5129098A (en) * 1990-09-24 1992-07-07 Novatel Communication Ltd. Radio telephone using received signal strength in controlling transmission power
US5099204A (en) * 1990-10-15 1992-03-24 Qualcomm Incorporated Linear gain control amplifier
US5093840A (en) * 1990-11-16 1992-03-03 Scs Mobilecom, Inc. Adaptive power control for a spread spectrum transmitter
US5299226A (en) * 1990-11-16 1994-03-29 Interdigital Technology Corporation Adaptive power control for a spread spectrum communications system and method
US5107225A (en) * 1990-11-30 1992-04-21 Qualcomm Incorporated High dynamic range closed loop automatic gain control circuit
US5204970A (en) * 1991-01-31 1993-04-20 Motorola, Inc. Communication system capable of adjusting transmit power of a subscriber unit
US5107487A (en) * 1991-05-28 1992-04-21 Motorola, Inc. Power control of a direct sequence CDMA radio
FI88981C (fi) * 1991-09-09 1993-07-26 Elektrobit Oy Foerfarande foer automatisk reglering av saendningseffekten i en saendar-mottagarenhet laempad foer en koduppdelad multipelaotkomstomgivning som utnyttjar direktsekvensspridning
US5222104A (en) * 1991-12-30 1993-06-22 Motorola, Inc. Gain control circuit for radio transmitter
JPH05191896A (ja) * 1992-01-13 1993-07-30 Pioneer Electron Corp 擬似ステレオ装置
US5452473A (en) * 1994-02-28 1995-09-19 Qualcomm Incorporated Reverse link, transmit power correction and limitation in a radiotelephone system

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Publication number Publication date
WO1996008080A1 (en) 1996-03-14
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AU3546295A (en) 1996-03-27
US5548616A (en) 1996-08-20
EP0777933A4 (de) 1999-08-11
EP0777933B1 (de) 2001-11-28
DE69524234D1 (de) 2002-01-10

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