JP3907052B2 - 通信端末装置及び増幅回路 - Google Patents
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- H04B1/04—Circuits
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式やＩＳ−９５規格に対応するＣＤＭＡ方式等の携帯電話機，ＰＨＳ電話機（Personal Handyphone System），無線通信機能を備えたＰＤＡ（Personal Digital(Data) Assistant）、或いはパーソナルコンピュータ装置等に設けて好適な通信端末装置及び増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
今日において、携帯電話機等の移動体通信端末装置の通信方式として用いられているＷ−ＣＤＭＡ方式では、全てのユーザが同一周波数の搬送波を使用するようになっている。
【０００３】
しかし、各移動体通信端末装置が基地局に対してそれぞれ同じ送信レベル（送信電力）で信号の送信を行うと、基地局に近い移動体通信端末装置からの信号レベルの方が、基地局から遠い移動体通信端末装置からの信号レベルよりも大きくなるため、基地局側で、基地局から遠い移動体通信端末装置から送信された信号を分離することが困難となる問題を生ずる（遠近問題）。
【０００４】
このため、Ｗ−ＣＤＭＡ方式に対応する基地局は、ＳＩＲ測定値（信号電力対干渉電力比）に基づく適応送信電力制御により、各移動体通信端末装置の送信レベルを、それぞれ必要最小限に制御して通信を行うようになっている。
【０００５】
具体的には、基地局は、各移動体通信端末装置から受信した信号を逆拡散処理し、ＲＡＫＥ合成したうえで上記ＳＩＲ測定値を測定する。そして、測定したＳＩＲ測定値が所定の値（目標値）よりも大きな値である場合は、送信レベルを下げる制御コマンドを、その移動体通信端末装置に対して送信する。また、測定したＳＩＲ測定値が上記目標値よりも小さな値である場合は、送信レベルを上げる制御コマンドを、その移動体通信端末装置に対して送信する。
【０００６】
移動体通信端末装置は、このような制御コマンドに応じて送信レベルを調整し、この調整した送信レベルで基地局に対して信号の送信を行う。
【０００７】
図７に、このような適応送信電力制御を行う移動体通信端末装置に設けられている電力可変増幅部の回路図を示す。
【０００８】
この図７からわかるように、電力可変増幅部は、利得を可変可能な可変利得アンプ１０１，固定利得のドライバアンプ１０２、及び固定利得のパワーアンプ１０３を順に接続した３段構成の増幅部となっている。
【０００９】
各アンプ１０１〜１０３は、電源制御部からのバイアス電圧（電源電圧）が供給されており、当該移動体通信端末装置の制御部（ＣＰＵ）から送信系を駆動状態（アクティブ）とするための信号がハイレベルの間、駆動状態とされる。
【００１０】
また、可変利得アンプ１０１は、上記基地局からの制御コマンドに応じてＣＰＵから供給される制御電圧により利得が可変制御されるようになっている。
【００１１】
このような電力可変増幅部は、入力端子１００を介して拡散変調処理部から拡散変調処理された送信信号が供給されると、まず、可変利得アンプ１０１により、上記基地局からの制御コマンドに対応する利得でこの送信信号を増幅し、続いて固定利得とされたドライバアンプ１０２及びパワーアンプ１０３で、可変利得アンプ１０１からの送信信号をそれぞれ増幅する。そして、この送信信号を出力端子１０４からアンテナを介して上記基地局に送信する。これにより、上記遠近問題を解決することができる。
【００１２】
なお、以下の特開平９−１１６３５７号の公開特許公報に、このような利得増幅回路の先行技術文献が開示されている。
【００１３】
【特許文献】
特開平９−１１６３５７号公報（第３頁〜第４頁、図１）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、図８（ａ）に、上記可変利得アンプ１０１の制御電圧と利得の関係を示す特性図を、同図（ｂ）に、上記ドライバアンプ１０２に供給している電流値と上記可変利得アンプ１０１の制御電圧の関係を示す特性図を示す。
【００１５】
図８（ａ）は、横軸が、ＣＰＵから可変利得アンプ１０１に対して供給される制御電圧（Ｖ）を、縦軸が、この制御電圧で可変される可変利得アンプ１０１の利得（ｄｂ）を示している。この図８（ａ）に示すように、可変利得アンプ１０１の利得は、該可変利得アンプ１０１に印加する制御電圧を大きくするに連れ徐々に大きくなる。
【００１６】
これに対して、図８（ｂ）は、横軸が、ＣＰＵから可変利得アンプ１０１に対して供給される上記制御電圧（Ｖ）を、縦軸が、ドライバアンプ１０２に供給される電流値（Ｉ）を示している。
【００１７】
ドライバアンプ１０２は、当該電力可変増幅部の最大出力時における該電力可変増幅部の特性が上記ＳＩＲ（信号電力対干渉電力比）の他、隣接チャンネル電力漏洩比を満足するように設計されるのであるが、図８（ｂ）に示すように、低出力時も最大出力時と同じ電流量を消費する構成となっている。これは、ドライバアンプ１０２は、低出力時に対して、余計な線形特性を有していることを意味する。
【００１８】
移動体通信端末装置は携帯して使用するものであるため、利用可能時間（連続通話時間，連続待受時間）を長時間化させることは重要である。
【００１９】
しかし、前述のようにドライバアンプ１０２は、低出力時であるにも拘わらず最大出力時と同じ電流量を消費する構成となっているため、無駄な電力を多く消費し、移動体通信端末装置の利用可能時間の長時間化を阻害する要因となっていた。
【００２０】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、消費電力の削減を図り、本発明が適用される移動体通信端末装置等の利用可能時間を長時間化させることができるような通信端末装置及び増幅回路の提供を目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る通信端末装置は、上述の課題を解決するための手段として、送信情報の送信電力を制御するための送信電力制御情報を受信する受信手段と、上記受信手段で受信された送信電力制御情報が、大きな送信電力を指示するものである場合に大きな利得で、また、上記受信手段で受信された送信電力制御情報が、小さな送信電力を指示するものである場合に小さな利得で、それぞれ上記送信情報を増幅して出力する可変利得増幅手段と、上記可変利得増幅手段からの送信情報を固定的な利得で増幅して出力する固定利得増幅手段とを、少なくとも備えた増幅手段とを有する。
【００２２】
また、これら各手段に加えて、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段に対してそれぞれ駆動用の一定電源電圧を供給する駆動電圧供給手段と、上記増幅手段の固定利得増幅手段に対してバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、上記可変利得増幅手段に供給される送信電力制御情報と同じ送信電力制御情報が供給され、この供給された送信電力制御情報が大きな送信電力を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が多くなるように該バイアス電流量を制御し、上記送信電力制御情報が小さな送信電力を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が少なくなるように該バイアス電流をバイパス制御するバイアス電流量制御手段と、上記増幅手段で増幅された上記送信情報を送信する送信手段とを有する。
【００２３】
このような通信端末装置は、駆動電圧供給手段からの一定電源電圧により、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段を常時駆動状態したうえで、上記可変利得増幅手段に供給される送信電力制御情報と同じ送信電力制御情報に基づいて、上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス制御することで、消費電力の削減を図る。
【００２４】
また、本発明に係る増幅回路は、情報を増幅する利得を制御するための利得制御情報に応じた利得で該情報を増幅して出力する可変利得増幅手段と、上記可変利得増幅手段からの情報を固定的な利得で増幅して出力する固定利得増幅手段とを、少なくとも備えた増幅手段を有する。
【００２５】
また、この増幅手段に加え、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段に対してそれぞれ駆動用の一定電源電圧を供給する駆動電圧供給手段と、上記増幅手段の固定利得増幅手段に対してバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、上記可変利得増幅手段に供給される利得制御情報と同じ利得制御情報が供給され、この供給された利得制御情報が大きな利得を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が多くなるように該バイアス電流量を制御し、上記利得制御情報が小さな利得を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が少なくなるように該バイアス電流をバイパス制御するバイアス電流量制御手段とを有する。
【００２６】
このような増幅回路は、駆動電圧供給手段からの一定電源電圧により、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段を常時駆動状態したうえで、上記可変利得増幅手段に供給される利得制御情報と同じ利得制御情報に基づいて、上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス制御することで、消費電力の削減を図る。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式に対応する移動体通信システムに対応する携帯電話機に適用することができる。
【００２８】
［第１の実施の形態］
［移動体通信システムの構成］
まず図１に、本発明の第１の実施の形態となる携帯電話機が適応する移動体通信システムの概略的な構成を示す。なお、移動体通信システム全体としては、携帯電話機，無線基地局（ＢＴＳ），無線システム制御装置（ＲＮＣ），マルチメディア信号処理装置（ＭＰＥ）等により構成されるのであるが、この図１では、携帯電話機及び無線基地局の構成のみ図示している。
【００２９】
〔携帯電話機の構成〕
この図１に示すように、当該実施の形態となる携帯電話機は、送信データに対してＢＰＳＫ（BPSK:Binary Phase Shift Keying），ＨＰＳＫ（HPSK:Hybrid Phase Shift Keying）等の所定の変調処理を施すと共に、所定の拡散符号を用いて拡散処理を施す拡散処理部１と、無線基地局からの受信データに対して、該受信データの拡散符号に同期した拡散符号を用いて逆拡散処理を施す逆拡散処理部２とを有している。
【００３０】
また、この携帯電話機は、逆拡散処理部２からの受信データに対してＲＡＫＥ復調処理を施し、受信データを出力すると共に、該受信データに付加されている送信電力制御ビット（ＴＰＣビット TPC:Transmitter Power Control）抽出し、このＴＰＣビットに対応する制御電圧を出力するＲＡＫＥ復調部３を有している。
【００３１】
また、この携帯電話機は、上記ＴＰＣビットの制御電圧に基づいて利得を変化させ、この変化させた利得で、上記拡散処理部１からの送信データを増幅して出力する電力可変増幅部４と、この電力可変増幅部４からの送信データを無線基地局に送信し、該無線基地局からの受信データを受信して上記逆拡散処理部２に供給するアンテナ５とを有している。
【００３２】
〔無線基地局の構成〕
無線基地局は、上記携帯電話機に対してデータの送受信を行うアンテナ１０と、上記アンテナ１０を介して携帯電話機から受信した受信データに対して逆拡散処理を施す逆拡散処理部１１と、該逆拡散処理された受信データに対してＲＡＫＥ復調処理を施すＲＡＫＥ復調部１２と、該ＲＡＫＥ復調処理された受信データに基づいてＳＩＲ値（SIR:Signal to Interference ratio）を測定するＳＩＲ測定部１３とを有している。
【００３３】
また、この無線基地局は、目標となるＳＩＲ値（＝基準となるＳＩＲ値）を出力する目標ＳＩＲ値出力部１４と、上記ＳＩＲ測定部１３により測定された受信データのＳＩＲ値及び上記目標ＳＩＲ値出力部１４からの目標となるＳＩＲ値の差分に基づいて、携帯電話機から送信される送信データの送信電力を制御するための上記ＴＰＣビットを形成する比較部１５と、このＴＰＣビット及び送信データを所定の拡散符号を用いて拡散処理し、また、ＱＰＳＫ（QPSK:Quadrature Phase Shift Keying）等の所定の変調処理を施し、これをアンテナ１０を介して携帯電話機に送信する拡散処理部１６とを有している。
【００３４】
〔システム動作〕
このような移動体通信システムは、無線基地局側で携帯電話機からの送信データを受信すると、無線基地局が、逆拡散処理部１１及びＲＡＫＥ復調部１２でこの受信データを逆拡散処理及びＲＡＫＥ復調処理し、ＳＩＲ測定部１３で該受信データのＳＩＲ値を測定する。そして、比較部１５において、この受信データのＳＩＲ値と、目標となるＳＩＲ値とを比較し、両者の差分に対応するＴＰＣビットを形成し、このＴＰＣビットを送信データと共に拡散処理部１６及びアンテナ１０を介して携帯電話機に送信する。
【００３５】
携帯電話機は、この無線基地局からのデータを受信すると、逆拡散処理部２において、この受信したデータに対して逆拡散処理を施し、ＲＡＫＥ復調部３において、この逆拡散処理を施した受信データに対してＲＡＫＥ復調処理を施し、該受信データから上記ＴＰＣビットを抽出する。そして、ＲＡＫＥ復調部３で、このＴＰＣビットに対応する制御電圧を形成し、これを電力可変増幅部４に供給する。
【００３６】
電力可変増幅部４は、拡散処理部１により拡散処理された送信データを、上記ＲＡＫＥ復調部３から供給される制御電圧に基づいて可変した利得で増幅し、これをアンテナ５を介して無線基地局に送信する。
【００３７】
これにより、携帯電話機と無線基地局との間の距離に応じて、常に最適な送信電力レベルでデータの送受信を行うことができる（適応送信電力制御）。
【００３８】
［電力可変増幅部の構成］
次に、図２に、このような適応送信電力制御を可能とするために上記携帯電話機に設けられている電力可変増幅部４のブロック図を示す。
【００３９】
この図２に示すように、電力可変増幅部４は、可変利得アンプ２１，ドライバアンプ２２及びパワーアンプ２３を有する３段構成の増幅部となっている。各アンプ２１〜２３は、電源制御部からのバイアス電圧（電源電圧）が供給されており、当該移動体通信端末装置の制御部（ＣＰＵ）から送信系を駆動状態（アクティブ）とするための信号がハイレベルの間、駆動状態とされる。
【００４０】
また、ドライバアンプ２２は、当該電力可変増幅部４の最大出力時において、該電力可変増幅部４の全体的な特性が上記ＳＩＲ（信号電力対干渉電力比）及び隣接チャンネル電力漏洩比を満足するように設計されている。
【００４１】
このような電力可変増幅部４は、入力端子２０を介して上記拡散処理部１から供給された送信データを、可変利得アンプ２１において、上記ＴＰＣビットに応じた制御電圧で可変された利得で増幅する。また、固定利得となっているドライバアンプ２２及びパワーアンプ２３により、この可変利得アンプ２１で増幅された送信データをさらに増幅し、これを出力端子２４からアンテナ５を介して無線基地局に送信する。
【００４２】
〔ドライバアンプの特徴的な構成〕
ここで、前述のように各アンプ２１〜２３には、電源制御部からのバイアス電圧（電源電圧）が常時印加されることで、該各アンプ２１〜２３は常時駆動状態となっているのであるが、低出力時にも最大出力時と同じ電流量を消費していては、携帯電話機のバッテリーに蓄電されている限りある電力が無駄に消費されることとなる。
【００４３】
このため、この電力可変増幅部４のドライバアンプ２２には、供給電力可変回路が設けられており、この供給電力可変回路により、ドライバアンプ２２に供給される電力量を、当該電力可変増幅部４の出力レベルに応じて可変制御することにより、該ドライバアンプ２２に供給する電力の削減を通じて無駄な消費電力の削減を図るようになっている。
【００４４】
〔供給電力可変回路〕
図２に、このような供給電力可変回路の一例を示す。この例の場合、供給電力可変回路を、ドライバアンプ２２のトランジスタ２６に供給する電流をバイパスする可変抵抗２５で構成している。
【００４５】
上記ＴＰＣビットに応じて可変利得アンプ２１に供給される制御電圧は、この可変抵抗２５にも供給されるようになっており、この制御電圧で可変抵抗２５の抵抗値を可変制御する。そして、上記ドライバアンプ２２に供給される電流のうち、この抵抗値に応じた電流量の電流を該可変抵抗２５でバイパスすることにより、ドライバアンプ２２に供給される電流の電流量を、当該電力可変増幅部４の出力レベルに応じて調整して無駄な消費電力の削減を図っている。
【００４６】
具体的には、携帯電話機と無線基地局との間の通信距離が遠い場合、該無線基地局から携帯電話機に対して、高出力での送信を指示するＴＰＣビットが送信される。これにより、ＲＡＫＥ復調部３から可変利得アンプ２１及びドライバアンプ２２の可変抵抗２５に対して、上記高出力での送信を指示するＴＰＣビットに対応する高めの制御電圧が印加される。そして、この制御電圧により大きな利得とされた可変アンプ２１により送信データが増幅される。
【００４７】
また、上記制御電圧によりドライバアンプ２２の可変抵抗２５の抵抗値が、大きな抵抗値に制御される。この可変抵抗２５の抵抗値が大きな抵抗値に制御されると、該可変抵抗２５に対して電流が流れ難くなり、殆どの電流が制限されることなくドライバアンプ２２のトランジスタ２６に流れることとなる。これにより、ドライバアンプ２２は、デフォルトとして固定的に設定された利得で可変利得アンプ２１からの送信データを増幅して出力することとなる。
【００４８】
これに対して、携帯電話機と無線基地局との間の通信距離が近い場合、該無線基地局から携帯電話機に対して、低出力での送信を指示するＴＰＣビットが送信される。これにより、ＲＡＫＥ復調部３から可変利得アンプ２１及びドライバアンプ２２の可変抵抗２５に対して、上記低出力での送信を指示するＴＰＣビットに対応する低めの制御電圧が印加される。そして、この制御電圧により小さな利得とされた可変アンプ２１により送信データが増幅される。
【００４９】
また、上記制御電圧によりドライバアンプ２２の可変抵抗２５の抵抗値が、小さな抵抗値に制御される。この可変抵抗２５の抵抗値が小さな抵抗値に制御されると、該可変抵抗２５に対して電流が流れ易くなり、ドライバアンプ２２のトランジスタ２６に流れるはずの電流の殆どが該可変抵抗２５側に流れることとなる。
【００５０】
これにより、低出力時において、ドライバアンプ２２に無駄に流れる電流を抑制することができる。この場合ドライバアンプ２２は、このように抑制された電流量に応じた利得で可変利得アンプ２１からの送信データを増幅して出力することとなる。
【００５１】
〔ドライバアンプの詳細な構成〕
次に、図３に上記ドライバアンプ２２の回路図を示す。この図３に示すようにドライバアンプ２２は、それぞれ上記可変利得アンプ２１からの送信データが差動入力（Ｐｉｎ，Ｐｉｎ＿Ｘ）されるトランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ２で構成された差動増幅回路３０と、トランジスタＴｒ３，トランジスタＴｒ４及びトランジスタＴｒ５からなる多連形とされたカレントミラー回路３１と上記可変抵抗２５を有している。
【００５２】
（差動増幅回路）
上記差動増幅回路３０を構成するトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の各ベースは、入力結合コンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ介して、送信データの差動入力が行われる差動入力端子Ｐｉｎ，Ｐｉｎ＿Ｘに接続されている。
【００５３】
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の各ベースは、バイアス電圧用抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２をそれぞれ介して、バイアス電圧が供給されるバイアス入力端子Ｖｂｉａｓに接続されている。
【００５４】
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタは、それぞれコレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２を介して定電圧源ＶＣＣに接続されている。
【００５５】
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタは、それぞれ上記カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタは、それぞれエミッタ抵抗Ｒｅ１の一端及び他端に接続されている。
【００５６】
このような差動増幅回路３０は、トランジスタＴｒ１のコレクタとコレクタ抵抗Ｒｃ１との接続点、及びトランジスタＴｒ２のコレクタとコレクタ抵抗Ｒｃ２との接続点から、それぞれ出力結合コンデンサＣ３，Ｃ４を介して差動出力が取り出されるようになっている。この差動出力は、差動出力端子Ｐｏｕｔ，Ｐｏｕｔ＿Ｘを介して上記パワーアンプ２３に供給されるようになっている。
【００５７】
なお、上記トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタ負荷として、インダクタ或いはキャパシタを用いた交流負荷を用いるようにしてもよい。
【００５８】
また、上記トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタ抵抗として、インダクタ或いはキャパシタを用いたリアクタンス成分を用いるようにしてもよい。
【００５９】
（カレントミラー回路）
次に、カレントミラー回路３１は、トランジスタＴｒ５のコレクタが、上記定電圧源ＶＣＣに接続された定電流源Ｉｒｅｆに接続されている。
【００６０】
また、各トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ５のエミッタは、それぞれ接地されており、各ベースは、それぞれ共通接続されている。そして、各ベース同士の共通接続点が、上記トランジスタＴｒ５のコレクタと上記定電流源Ｉｒｅｆとの接続点に接続されている。
【００６１】
この例の場合、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５のエミッタサイズと、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４のエミッタサイズとの比が「１：Ｎ」に設定されている。このため、トランジスタＴｒ５の増幅率を「１」とした場合、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の増幅率は、該トランジスタＴｒ５の増幅率の「Ｎ倍」の増幅率となっている。
【００６２】
なお、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ５のエミッタのエミッタサイズに反比例する抵抗値の抵抗を負帰還用として設けることで、増幅率の相対バラツキを改善することができる。
【００６３】
（可変抵抗）
可変抵抗２５は、上記カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５に対して並列的に設けられており、一端が接地され、他端が、上記トランジスタＴｒ５と定電流源Ｉｒｅｆとの接続点に接続されている。また、この可変抵抗２５は、ＲＡＫＥ復調部３に接続されており、前述のようにこのＲＡＫＥ復調部３から供給される制御電圧に応じて抵抗値が可変制御されるようになっている。
【００６４】
〔ドライバアンプの詳細な動作〕
このようなドライバアンプ２２において、上記ＴＰＣビットが高出力でのデータ送信を指示するものである場合、ＲＡＫＥ復調部３から高い制御電圧が可変抵抗２５に印加され、該可変抵抗２５の抵抗値が大きな抵抗値に可変制御される。
【００６５】
定電流源Ｉｒｅｆからの電流は、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５側（Ｉ１）及び可変抵抗２５側（Ｉ２）にそれぞれ流れるのであるが、可変抵抗２５の抵抗値が大きな抵抗値に制御されると、可変抵抗２５側に対して電流が流れ難くなり、定電流源Ｉｒｅｆからの電流の殆どが、トランジスタＴｒ５側に流れるようになる。
【００６６】
これにより、トランジスタＴｒ５により増幅された電流Ｉ１が、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の各ベースに供給され、該トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の各コレクタに流れる電流が増加することとなる。
【００６７】
これに対して、差動増幅回路３０のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の各ベースには、各差動入力端子Ｐｉｎ，Ｐｉｎ＿Ｘを介して送信データが差動入力されている。このため、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、上記差動入力される送信データに応じてスイッチング動作することとなる。
【００６８】
差動増幅回路３０の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に交流差動入力電圧が印加されると、上記カレントミラー回路３１の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４により、上記定電流源Ｉｒｅｆからの電流Ｉ１が略々Ｎ倍に増幅された電流Ｉｃ１，Ｉｃ２が、差動入力電圧に応じて変化する。
【００６９】
従って、この電流Ｉｃ１を、差動増幅回路３０のトランジスタＴｒ１のコレクタとコレクタ抵抗Ｒｃ１との接続点から出力結合コンデンサＣ３を介して取り出し、また、電流Ｉｃ２を、差動増幅回路３０のトランジスタＴｒ２のコレクタとコレクタ抵抗Ｒｃ２との接続点から出力結合コンデンサＣ４を介して取り出すことで、当該ドライバアンプ２２の略々最大増幅出力である送信データを、各差動出力端子Ｐｏｕｔ，Ｐｏｕｔ＿Ｘを介して取り出すことができる。この送信データは、パワーアンプ２３に供給されることとなる。
【００７０】
次に、上記ＴＰＣビットが低出力でのデータ送信を指示するものである場合、ＲＡＫＥ復調部３から低い制御電圧が可変抵抗２５に印加され、該可変抵抗２５の抵抗値が小さな抵抗値に可変制御される。
【００７１】
可変抵抗２５の抵抗値が小さな抵抗値に制御されると、可変抵抗２５側に対して電流が流れ易くなり、定電流源Ｉｒｅｆからの電流の殆どが、電流Ｉ２として可変抵抗２５側に流れ、カレントミラー回路３１の各トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ５により、電流量が減少した電流Ｉ１をＮ倍した電流Ｉｃ１，Ｉｃ２がバイアス電流として流れる。
【００７２】
そして、差動増幅回路３０に供給された送信データが増幅され、上記各差動出力端子Ｐｏｕｔ，Ｐｏｕｔ＿Ｘを介して取り出されることとなる。
【００７３】
図４（ａ）に、可変抵抗２５に供給される制御電圧と当該ドライバアンプ２２の前段に設けられた可変利得アンプ２１の利得の関係を示す特性図を、同図（ｂ）に、上記可変利得アンプ２１及び可変抵抗２５に供給される制御電圧（＝可変利得アンプ２１の利得を制御するための制御電圧）と当該ドライバアンプ２２のバイアス電流との関係を示す特性図を示す。
【００７４】
図４（ａ）は、横軸が、上記ＲＡＫＥ復調部３から可変抵抗２５に供給される制御電圧（Ｖ）を、縦軸が、この制御電圧で可変される可変利得アンプ２１の利得（ｄｂ）を示している。この図４（ａ）に示すように、可変利得アンプ２１の利得は、該可変利得アンプ２１に印加する制御電圧を大きくするに連れ徐々に大きくなる。
【００７５】
これに対して、図４（ｂ）は、横軸が、上記ＲＡＫＥ復調部３から可変抵抗２５に供給される上記制御電圧（Ｖ）を、縦軸が、当該ドライバアンプ２２のバイアス電流値（Ｉ）を示している。
【００７６】
また、この図４（ｂ）のうち、点線は、低出力時も最大出力時と同じ電流量を消費する構成となっていた従来のドライバアンプの特性を示し、実線は、出力レベルに応じて電流量が制御される当該ドライバアンプ２２の特性を示している。
【００７７】
この図４（ａ），（ｂ）からわかるように、当該ドライバアンプ２２は、制御電圧に応じて上記可変抵抗２５の抵抗値を可変制御して、当該ドライバアンプ２２のバイアス電流の電流量を可変制御しているため、従来と比較して、図４（ｂ）中、斜線で示すように大幅に消費電流量の削減を図ることができる。
【００７８】
［第１の実施の形態の効果］
以上の説明から明らかなように、当該第１の実施の形態の携帯電話機は、ドライバアンプ２２に対して可変抵抗２５を設け、この可変抵抗２５の抵抗値を、上記ＴＰＣビットに対応する制御電圧で可変制御することで、ドライバアンプ２２に供給される電流をバイパスして、該ドライバアンプ２２に供給される電流の電流量を制御する。
【００７９】
これにより、低出力時におけるドライバアンプ２２に供給される電流の電流量を大幅に削減することができ、ＳＩＲ（信号電力対干渉電力比）及び隣接チャンネル漏洩比に悪影響を与えることなく、当該携帯電話機の大幅な消費電力の削減を図ることができる。
【００８０】
このため、この消費電力の削減を通じて、当該携帯電話機の利用可能時間（連続通話時間，連続待受時間）を長時間化させることができる。
【００８１】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態の説明をする。上述の第１の実施の形態は、ドライバアンプ２２の供給電力可変回路として可変抵抗２５を設け、この可変抵抗２５の抵抗値を可変制御して、該ドライバアンプ２２に流れる電流の電流量を制御するものであったが、この第２の実施の形態は、ドライバアンプ２２の供給電力可変回路としてＭＯＳトランジスタ（MOS:Metal Oxide Semiconductor）を設け、このＭＯＳトランジスタのゲートに上記制御電圧を印加して、該ドライバアンプ２２に流れる電流の電流量を制御するようにしたものである。
【００８２】
図５に、この第２の実施の形態の携帯電話機におけるドライバアンプ２２の回路図を示す。なお、この図５において、上述の第１の実施の形態で説明したドライバアンプ２２の各箇所と同じ動作を示す箇所にはそれぞれ同じ符号を付し、重複説明は省略することとする。
【００８３】
〔第２の実施の形態の構成〕
図５において、このドライバアンプ２２は、供給電力可変回路として、カレントミラー回路３１の各トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ５と定電流源Ｉｒｅｆとの接続点にソースが接続されドレインが接地されると共に、ゲートが上記ＲＡＫＥ復調部３に接続されたＭＯＳトランジスタ３５を有している。
【００８４】
〔第２の実施の形態の動作〕
このようなＭＯＳトランジスタ３５は、ゲートに対して上記ＲＡＫＥ復調部３からの制御電圧の極性が反転されて入力されるようになっており、この反転入力された電圧値に応じてソース−ドレイン間を流れる電流の電流量を変化させるようになっている。
【００８５】
例えば、ＭＯＳトランジスタ３５として、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ（＝ＮＭＯＳ）が設けられているとすると、ゲートに印加される正極性の上記制御電圧の電圧値に応じて、ソース−ドレイン間を流れる、上記定電流源Ｉｒｅｆからの電流の電流量が制御される。
【００８６】
また、ＭＯＳトランジスタ３５として、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ（＝ＰＭＯＳ）が設けられているとすると、ゲートに印加される負極性の上記制御電圧の電圧値に応じて、ソース−ドレイン間を流れる、上記定電流源Ｉｒｅｆからの電流の電流量が制御される。
【００８７】
さらに具体的には、上記ＴＰＣビットが、大きな送信電力を指示するものであった場合、ＭＯＳトランジスタ３５のゲートには、この大きな送信電力を指示する制御電圧が、極性が反転されて供給される。
【００８８】
これにより、ＭＯＳトランジスタ３５のゲートには、小さな制御電圧が供給されることとなり、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５側に流れる電流Ｉ１の電流量が増加することとなる。
【００８９】
これに対して、上記ＴＰＣビットが、小さな送信電力を指示するものであった場合、ＭＯＳトランジスタ３５のゲートには、この小さな送信電力を指示する制御電圧が、極性が反転されて供給される。
【００９０】
これにより、ＭＯＳトランジスタ３５のゲートには、大きな制御電圧が供給されることとなり、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５側に流れる電流Ｉ１に対して、当該ＭＯＳトランジスタ３５側に流れる電流Ｉ２の電流量が増加することとなる。
【００９１】
〔第２の実施の形態の効果〕
以上の説明から明らかなように、当該第２の実施の形態の携帯電話機は、ＭＯＳトランジスタ３５のベースに上記制御電圧を供給することで、上記カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５に流れる電流の電流量を制御することができる。
【００９２】
これにより、上述の第１の実施の形態と同じ効果を得ることができる他、供給電力可変回路をＭＯＳトランジスタ３５一つのみで小規模に構成することができる。
【００９３】
［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態の説明をする。上述の第２の実施の形態は、ドライバアンプ２２の供給電力可変回路としてＭＯＳトランジスタ３５を設け、このＭＯＳトランジスタ３５のゲートに上記制御電圧を印加して、ドライバアンプ２２に流れる電流の電流量を制御するものであった。
【００９４】
しかし、ＭＯＳトランジスタは、例えば同じ３Ｖの制御電圧を印加した場合でも、例えば一方のＭＯＳトランジスタは０．５ｍＡの電流が流れ、他方のＭＯＳトランジスタは０．７ｍＡの電流が流れる等のように、個々に特性のバラツキを有している。このため、各ドライバアンプ２２毎に、同じ電圧値の制御電圧であるにも拘わらず、制御される電流量に違いが生ずることとなる。
【００９５】
この第３の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプ２２は、このように特性のバラツキを有するＭＯＳトランジスタを用いた場合でも、上記制御電圧により安定した電流量の制御を可能としたものである。
【００９６】
図６に、この第３の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプ２２の回路図を示す。なお、この図６において、上述の第１の実施の形態で説明したドライバアンプ２２の各箇所と同じ動作を示す箇所にはそれぞれ同じ符号を付し、重複説明は省略することとする。
【００９７】
〔第３の実施の形態の構成〕
図６において、このドライバアンプ２２は、供給電力可変回路を、差動電圧−電流変換回路４０、第１のカレントミラー回路４１及び第２のカレントミラー回路４２で構成している。
【００９８】
差動電圧−電流変換回路４０は、それぞれベースに上記ＲＡＫＥ復調部３からの制御電圧が差動入力されるトランジスタＴｒ６及びトランジスタＴｒ７で構成されている。この差動電圧−電流変換回路４０は、アクティブ素子であるＭＯＳトランジスタＭｏｓ１，Ｍｏｓ２を電子負荷（アクティブダミーロード）として有している。
【００９９】
具体的には、ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１は、ソースが上記定電圧源ＶＣＣに接続されており、ドレインが自己のゲート及び差動電圧−電流変換回路４０のトランジスタＴｒ６のコレクタに接続されている。また、このＭＯＳトランジスタＭｏｓ１は、ゲートが、上記定電圧源ＶＣＣにソースが接続されたＭＯＳトランジスタＭｏｓ３のゲートに接続されている。
【０１００】
ＭＯＳトランジスタＭｏｓ２は、ソースが上記定電圧源ＶＣＣに接続されており、ドレインが自己のゲート及び差動電圧−電流変換回路４０のトランジスタＴｒ７のコレクタに接続されている。
【０１０１】
すなわち、各ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１，Ｍｏｓ２は、差動電圧−電流変換回路４０のアクティブコレクタ負荷となっている。
【０１０２】
なお、この例では、差動電圧−電流変換回路４０の各トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７のベースに対して、差動入力となる上記制御電圧を供給する構成（デュアルコントロールライン）としたが、シングルコントロールラインで上記各トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７を制御する場合には、トランジスタＴｒ６に対して制御電圧を供給し、トランジスタＴｒ７には、固定バイアス電圧を供給すればよい。
【０１０３】
第１のカレントミラー回路４１は、それぞれベース同士が接続されたトランジスタＴｒ９及びトランジスタＴｒ８を有している。このうち、トランジスタＴｒ８は、エミッタが接地されており、コレクタが、上記差動電圧−電流変換回路４０の各トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７のエミッタに接続されている。
【０１０４】
また、第１のカレントミラー回路４１のトランジスタＴｒ９は、エミッタが接地されており、コレクタが定電流源Ｉｒｅｆ２に接続されている。また、この第１のカレントミラー回路４１のトランジスタＴｒ９のコレクタは、当該トランジスタＴｒ９と上記トランジスタＴｒ８の各ベースの接続点に接続されている。
【０１０５】
第２のカレントミラー回路４２は、それぞれベース同士が接続されたトランジスタＴｒ１０及びトランジスタＴｒ１１を有している。このうち、トランジスタＴｒ１０は、エミッタが接地されており、コレクタが、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５と定電流源Ｉｒｅｆ１との接続点に接続されている。
【０１０６】
また、第２のカレントミラー回路４２のトランジスタＴｒ１１は、エミッタが接地されており、コレクタが、自己のベース及び上記ＭＯＳトランジスタＭｏｓ３のドレインに接続されている。
【０１０７】
〔第３の実施の形態の動作〕
このような供給電力可変回路は、差動電圧−電流変換回路４０に対して上記ＲＡＫＥ復調部３からの制御電圧を差動入力として供給すると、定電流源Ｉｒｅｆ２を有する第１のカレントミラー回路４１により、この制御電圧の電圧値に対応する電流値の電流を、ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１のドレイン電流として得ることができる。
【０１０８】
上記制御電圧の電圧値に対応する電流値の電流が、上記ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１のドレイン電流として流れると、ＭＯＳトランジスタＭｏｓ３を介して第２のカレントミラー回路４２の各トランジスタＴｒ１０，Ｔｒ１１がオン動作する。すなわち、カレントミラー回路４２の各トランジスタＴｒ１０，Ｔｒ１１は、上記制御電圧と等価の電流によりオン動作する。
【０１０９】
これにより、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５に流れる電流が、第２のカレントミラー回路４２のトランジスタＴｒ１０を介してバイパスされることとなる。このため、制御電圧に応じて当該ドライバアンプ２２に流れる電流の電流量を制御することができる。
【０１１０】
〔第３の実施の形態の効果〕
この第３の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプ２２の供給電力可変回路は、上記定電流源Ｉｒｅｆ１が接続されている定電圧源ＶＣＣに接続されたＩｒｅｆ２を有しており、差動電圧−電流変換回路４０を制御電圧でオンオフ制御して、この定電流源Ｉｒｅｆ２から、該制御電圧に対応した電流値の電流を得る。そして、この制御電圧に対応した電流値の電流を、第１，第２のカレントミラー回路４１，４２でミラーリングし、該第２のカレントミラー回路４２で、当該ドライバアンプ２２に流れる電流をバイパスする。
【０１１１】
これにより、同じ定電圧源ＶＣＣに接続された定電流源Ｉｒｅｆ１及び定電流源Ｉｒｅｆ２を用いて上記バイパス制御をすることができることから、各ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１〜Ｍｏｓ３の特性に絶対バラツキが生じている場合でも、精度良く当該ドライバアンプ２２の消費電力を制御することができる他、上述の各実施の形態と同じ効果を得ることができる。
【０１１２】
なお、ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１〜Ｍｏｓ３の相対バラツキは、該ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１〜Ｍｏｓ３が同じウェハ上から形成されたものである場合、ある程度保証されるため、問題にはならない。
【０１１３】
〔他の適用分野〕
上述の実施の形態の説明では、本発明をＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機に適用することとしたが、本発明は、出力レベルの制御を行う機器であれば、例えばＩＳ−９５規格に対応するＣＤＭＡ方式の携帯電話機、ＰＨＳ電話機（Personal Handyphone System），通信機能を有するＰＤＡ装置（Personal Digital(Data) Assistant）やパーソナルコンピュータ装置等の他の機器に適用してもよく、この場合でも上述と同様の効果を得ることができる。
【０１１４】
また、ドライバアンプ２２に対して電力制御を行うこととしたが、これは、パワーアンプ等の他のアンプに対して電力制御を行うようにしてもよい。
【０１１５】
最後に、上述の各実施の形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の各実施形態に限定されることはなく、該各実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論であることを付け加えておく。
【０１１６】
【発明の効果】
本発明は、駆動電圧供給手段からの一定電源電圧により、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段を常時駆動状態したうえで、上記可変利得増幅手段に供給される利得制御情報と同じ利得制御情報に基づいて、上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス制御する。
【０１１７】
これにより、増幅手段の低出力時に固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量を大幅に削減することができ、特性に悪影響を与えることなく、大幅な消費電力の削減を図ることができる。
【０１１８】
このため、この消費電力の削減を通じて、本発明が適用される機器のバッテリーを長持ちさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した第１〜第３の実施の形態となる携帯電話機が適応する移動体通信システムの主要部のブロック図である。
【図２】上記第１の実施の形態の携帯電話機に設けられている電力可変増幅部のブロック図である。
【図３】上記第１の実施の形態の携帯電話機の電力可変増幅部に設けられているドライバアンプの回路図である。
【図４】上記ドライバアンプにおける電流量の制御により、消費電力の削減が図られる様子を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプの回路図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプの回路図である。
【図７】適応送信電力制御を行う従来の移動体通信端末装置に設けられている電力可変増幅部の回路図である。
【図８】従来の移動体通信端末装置に設けられている電力可変増幅部の消費電力を説明するための図である。
【符号の説明】
１…携帯電話機の拡散処理部、２…携帯電話機の逆拡散処理部、３…携帯電話機のＲＡＫＥ復調部、４…携帯電話機の電力可変増幅部、５…携帯電話機のアンテナ、１０…無線基地局のアンテナ、１１…無線基地局の逆拡散処理部、１２…無線基地局のＲＡＫＥ復調部、１３…ＳＩＲ測定部、１４…目標ＳＩＲ値出力部、１５…比較部、１６…無線基地局の拡散処理部、２１…可変利得アンプ、２２…ドライバアンプ、２３…パワーアンプ、２５…ドライバアンプの可変抵抗、２６…ドライバアンプのトランジスタ、３０…ドライバアンプの差動増幅回路、３１…ドライバアンプのカレントミラー回路、３５…ＭＯＳトランジスタ、４０…差動電圧−電流変換回路、４１…第１のカレントミラー回路、４２…第２のカレントミラー回路、Ｍｏｓ１…ＭＯＳトランジスタ、Ｍｏｓ２…ＭＯＳトランジスタ、Ｍｏｓ３…ＭＯＳトランジスタ、Ｉｒｅｆ…定電流源、Ｉｒｅｆ１…定電流源、Ｉｒｅｆ２…定電流源
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式やＩＳ−９５規格に対応するＣＤＭＡ方式等の携帯電話機，ＰＨＳ電話機（Personal Handyphone System），無線通信機能を備えたＰＤＡ（Personal Digital(Data) Assistant）、或いはパーソナルコンピュータ装置等に設けて好適な通信端末装置及び増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
今日において、携帯電話機等の移動体通信端末装置の通信方式として用いられているＷ−ＣＤＭＡ方式では、全てのユーザが同一周波数の搬送波を使用するようになっている。
【０００３】
しかし、各移動体通信端末装置が基地局に対してそれぞれ同じ送信レベル（送信電力）で信号の送信を行うと、基地局に近い移動体通信端末装置からの信号レベルの方が、基地局から遠い移動体通信端末装置からの信号レベルよりも大きくなるため、基地局側で、基地局から遠い移動体通信端末装置から送信された信号を分離することが困難となる問題を生ずる（遠近問題）。
【０００４】
このため、Ｗ−ＣＤＭＡ方式に対応する基地局は、ＳＩＲ測定値（信号電力対干渉電力比）に基づく適応送信電力制御により、各移動体通信端末装置の送信レベルを、それぞれ必要最小限に制御して通信を行うようになっている。
【０００５】
具体的には、基地局は、各移動体通信端末装置から受信した信号を逆拡散処理し、ＲＡＫＥ合成したうえで上記ＳＩＲ測定値を測定する。そして、測定したＳＩＲ測定値が所定の値（目標値）よりも大きな値である場合は、送信レベルを下げる制御コマンドを、その移動体通信端末装置に対して送信する。また、測定したＳＩＲ測定値が上記目標値よりも小さな値である場合は、送信レベルを上げる制御コマンドを、その移動体通信端末装置に対して送信する。
【０００６】
移動体通信端末装置は、このような制御コマンドに応じて送信レベルを調整し、この調整した送信レベルで基地局に対して信号の送信を行う。
【０００７】
図７に、このような適応送信電力制御を行う移動体通信端末装置に設けられている電力可変増幅部の回路図を示す。
【０００８】
この図７からわかるように、電力可変増幅部は、利得を可変可能な可変利得アンプ１０１，固定利得のドライバアンプ１０２、及び固定利得のパワーアンプ１０３を順に接続した３段構成の増幅部となっている。
【０００９】
各アンプ１０１〜１０３は、電源制御部からのバイアス電圧（電源電圧）が供給されており、当該移動体通信端末装置の制御部（ＣＰＵ）から送信系を駆動状態（アクティブ）とするための信号がハイレベルの間、駆動状態とされる。
【００１０】
また、可変利得アンプ１０１は、上記基地局からの制御コマンドに応じてＣＰＵから供給される制御電圧により利得が可変制御されるようになっている。
【００１１】
このような電力可変増幅部は、入力端子１００を介して拡散変調処理部から拡散変調処理された送信信号が供給されると、まず、可変利得アンプ１０１により、上記基地局からの制御コマンドに対応する利得でこの送信信号を増幅し、続いて固定利得とされたドライバアンプ１０２及びパワーアンプ１０３で、可変利得アンプ１０１からの送信信号をそれぞれ増幅する。そして、この送信信号を出力端子１０４からアンテナを介して上記基地局に送信する。これにより、上記遠近問題を解決することができる。
【００１２】
なお、以下の特開平９−１１６３５７号の公開特許公報に、このような利得増幅回路の先行技術文献が開示されている。
【００１３】
【特許文献】
特開平９−１１６３５７号公報（第３頁〜第４頁、図１）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、図８（ａ）に、上記可変利得アンプ１０１の制御電圧と利得の関係を示す特性図を、同図（ｂ）に、上記ドライバアンプ１０２に供給している電流値と上記可変利得アンプ１０１の制御電圧の関係を示す特性図を示す。
【００１５】
図８（ａ）は、横軸が、ＣＰＵから可変利得アンプ１０１に対して供給される制御電圧（Ｖ）を、縦軸が、この制御電圧で可変される可変利得アンプ１０１の利得（ｄｂ）を示している。この図８（ａ）に示すように、可変利得アンプ１０１の利得は、該可変利得アンプ１０１に印加する制御電圧を大きくするに連れ徐々に大きくなる。
【００１６】
これに対して、図８（ｂ）は、横軸が、ＣＰＵから可変利得アンプ１０１に対して供給される上記制御電圧（Ｖ）を、縦軸が、ドライバアンプ１０２に供給される電流値（Ｉ）を示している。
【００１７】
ドライバアンプ１０２は、当該電力可変増幅部の最大出力時における該電力可変増幅部の特性が上記ＳＩＲ（信号電力対干渉電力比）の他、隣接チャンネル電力漏洩比を満足するように設計されるのであるが、図８（ｂ）に示すように、低出力時も最大出力時と同じ電流量を消費する構成となっている。これは、ドライバアンプ１０２は、低出力時に対して、余計な線形特性を有していることを意味する。
【００１８】
移動体通信端末装置は携帯して使用するものであるため、利用可能時間（連続通話時間，連続待受時間）を長時間化させることは重要である。
【００１９】
しかし、前述のようにドライバアンプ１０２は、低出力時であるにも拘わらず最大出力時と同じ電流量を消費する構成となっているため、無駄な電力を多く消費し、移動体通信端末装置の利用可能時間の長時間化を阻害する要因となっていた。
【００２０】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、消費電力の削減を図り、本発明が適用される移動体通信端末装置等の利用可能時間を長時間化させることができるような通信端末装置及び増幅回路の提供を目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る通信端末装置は、上述の課題を解決するための手段として、送信情報の送信電力を制御するための送信電力制御情報を受信する受信手段と、上記受信手段で受信された送信電力制御情報が、大きな送信電力を指示するものである場合に大きな利得で、また、上記受信手段で受信された送信電力制御情報が、小さな送信電力を指示するものである場合に小さな利得で、それぞれ上記送信情報を増幅して出力する可変利得増幅手段と、上記可変利得増幅手段からの送信情報を固定的な利得で増幅して出力する固定利得増幅手段とを、少なくとも備えた増幅手段とを有する。
【００２２】
また、これら各手段に加えて、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段に対してそれぞれ駆動用の一定電源電圧を供給する駆動電圧供給手段と、上記増幅手段の固定利得増幅手段に対してバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、上記可変利得増幅手段に供給される送信電力制御情報と同じ送信電力制御情報が供給され、この供給された送信電力制御情報が大きな送信電力を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が多くなるように該バイアス電流量を制御し、上記送信電力制御情報が小さな送信電力を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が少なくなるように該バイアス電流をバイパス制御するバイアス電流量制御手段と、上記増幅手段で増幅された上記送信情報を送信する送信手段とを有する。
【００２３】
このような通信端末装置は、駆動電圧供給手段からの一定電源電圧により、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段を常時駆動状態したうえで、上記可変利得増幅手段に供給される送信電力制御情報と同じ送信電力制御情報に基づいて、上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス制御することで、消費電力の削減を図る。
【００２４】
また、本発明に係る増幅回路は、情報を増幅する利得を制御するための利得制御情報に応じた利得で該情報を増幅して出力する可変利得増幅手段と、上記可変利得増幅手段からの情報を固定的な利得で増幅して出力する固定利得増幅手段とを、少なくとも備えた増幅手段を有する。
【００２５】
また、この増幅手段に加え、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段に対してそれぞれ駆動用の一定電源電圧を供給する駆動電圧供給手段と、上記増幅手段の固定利得増幅手段に対してバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、上記可変利得増幅手段に供給される利得制御情報と同じ利得制御情報が供給され、この供給された利得制御情報が大きな利得を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が多くなるように該バイアス電流量を制御し、上記利得制御情報が小さな利得を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が少なくなるように該バイアス電流をバイパス制御するバイアス電流量制御手段とを有する。
【００２６】
このような増幅回路は、駆動電圧供給手段からの一定電源電圧により、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段を常時駆動状態したうえで、上記可変利得増幅手段に供給される利得制御情報と同じ利得制御情報に基づいて、上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス制御することで、消費電力の削減を図る。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式に対応する移動体通信システムに対応する携帯電話機に適用することができる。
【００２８】
［第１の実施の形態］
［移動体通信システムの構成］
まず図１に、本発明の第１の実施の形態となる携帯電話機が適応する移動体通信システムの概略的な構成を示す。なお、移動体通信システム全体としては、携帯電話機，無線基地局（ＢＴＳ），無線システム制御装置（ＲＮＣ），マルチメディア信号処理装置（ＭＰＥ）等により構成されるのであるが、この図１では、携帯電話機及び無線基地局の構成のみ図示している。
【００２９】
〔携帯電話機の構成〕
この図１に示すように、当該実施の形態となる携帯電話機は、送信データに対してＢＰＳＫ（BPSK:Binary Phase Shift Keying），ＨＰＳＫ（HPSK:Hybrid Phase Shift Keying）等の所定の変調処理を施すと共に、所定の拡散符号を用いて拡散処理を施す拡散処理部１と、無線基地局からの受信データに対して、該受信データの拡散符号に同期した拡散符号を用いて逆拡散処理を施す逆拡散処理部２とを有している。
【００３０】
また、この携帯電話機は、逆拡散処理部２からの受信データに対してＲＡＫＥ復調処理を施し、受信データを出力すると共に、該受信データに付加されている送信電力制御ビット（ＴＰＣビット TPC:Transmitter Power Control）抽出し、このＴＰＣビットに対応する制御電圧を出力するＲＡＫＥ復調部３を有している。
【００３１】
また、この携帯電話機は、上記ＴＰＣビットの制御電圧に基づいて利得を変化させ、この変化させた利得で、上記拡散処理部１からの送信データを増幅して出力する電力可変増幅部４と、この電力可変増幅部４からの送信データを無線基地局に送信し、該無線基地局からの受信データを受信して上記逆拡散処理部２に供給するアンテナ５とを有している。
【００３２】
〔無線基地局の構成〕
無線基地局は、上記携帯電話機に対してデータの送受信を行うアンテナ１０と、上記アンテナ１０を介して携帯電話機から受信した受信データに対して逆拡散処理を施す逆拡散処理部１１と、該逆拡散処理された受信データに対してＲＡＫＥ復調処理を施すＲＡＫＥ復調部１２と、該ＲＡＫＥ復調処理された受信データに基づいてＳＩＲ値（SIR:Signal to Interference ratio）を測定するＳＩＲ測定部１３とを有している。
【００３３】
また、この無線基地局は、目標となるＳＩＲ値（＝基準となるＳＩＲ値）を出力する目標ＳＩＲ値出力部１４と、上記ＳＩＲ測定部１３により測定された受信データのＳＩＲ値及び上記目標ＳＩＲ値出力部１４からの目標となるＳＩＲ値の差分に基づいて、携帯電話機から送信される送信データの送信電力を制御するための上記ＴＰＣビットを形成する比較部１５と、このＴＰＣビット及び送信データを所定の拡散符号を用いて拡散処理し、また、ＱＰＳＫ（QPSK:Quadrature Phase Shift Keying）等の所定の変調処理を施し、これをアンテナ１０を介して携帯電話機に送信する拡散処理部１６とを有している。
【００３４】
〔システム動作〕
このような移動体通信システムは、無線基地局側で携帯電話機からの送信データを受信すると、無線基地局が、逆拡散処理部１１及びＲＡＫＥ復調部１２でこの受信データを逆拡散処理及びＲＡＫＥ復調処理し、ＳＩＲ測定部１３で該受信データのＳＩＲ値を測定する。そして、比較部１５において、この受信データのＳＩＲ値と、目標となるＳＩＲ値とを比較し、両者の差分に対応するＴＰＣビットを形成し、このＴＰＣビットを送信データと共に拡散処理部１６及びアンテナ１０を介して携帯電話機に送信する。
【００３５】
携帯電話機は、この無線基地局からのデータを受信すると、逆拡散処理部２において、この受信したデータに対して逆拡散処理を施し、ＲＡＫＥ復調部３において、この逆拡散処理を施した受信データに対してＲＡＫＥ復調処理を施し、該受信データから上記ＴＰＣビットを抽出する。そして、ＲＡＫＥ復調部３で、このＴＰＣビットに対応する制御電圧を形成し、これを電力可変増幅部４に供給する。
【００３６】
電力可変増幅部４は、拡散処理部１により拡散処理された送信データを、上記ＲＡＫＥ復調部３から供給される制御電圧に基づいて可変した利得で増幅し、これをアンテナ５を介して無線基地局に送信する。
【００３７】
これにより、携帯電話機と無線基地局との間の距離に応じて、常に最適な送信電力レベルでデータの送受信を行うことができる（適応送信電力制御）。
【００３８】
［電力可変増幅部の構成］
次に、図２に、このような適応送信電力制御を可能とするために上記携帯電話機に設けられている電力可変増幅部４のブロック図を示す。
【００３９】
この図２に示すように、電力可変増幅部４は、可変利得アンプ２１，ドライバアンプ２２及びパワーアンプ２３を有する３段構成の増幅部となっている。各アンプ２１〜２３は、電源制御部からのバイアス電圧（電源電圧）が供給されており、当該移動体通信端末装置の制御部（ＣＰＵ）から送信系を駆動状態（アクティブ）とするための信号がハイレベルの間、駆動状態とされる。
【００４０】
また、ドライバアンプ２２は、当該電力可変増幅部４の最大出力時において、該電力可変増幅部４の全体的な特性が上記ＳＩＲ（信号電力対干渉電力比）及び隣接チャンネル電力漏洩比を満足するように設計されている。
【００４１】
このような電力可変増幅部４は、入力端子２０を介して上記拡散処理部１から供給された送信データを、可変利得アンプ２１において、上記ＴＰＣビットに応じた制御電圧で可変された利得で増幅する。また、固定利得となっているドライバアンプ２２及びパワーアンプ２３により、この可変利得アンプ２１で増幅された送信データをさらに増幅し、これを出力端子２４からアンテナ５を介して無線基地局に送信する。
【００４２】
〔ドライバアンプの特徴的な構成〕
ここで、前述のように各アンプ２１〜２３には、電源制御部からのバイアス電圧（電源電圧）が常時印加されることで、該各アンプ２１〜２３は常時駆動状態となっているのであるが、低出力時にも最大出力時と同じ電流量を消費していては、携帯電話機のバッテリーに蓄電されている限りある電力が無駄に消費されることとなる。
【００４３】
このため、この電力可変増幅部４のドライバアンプ２２には、供給電力可変回路が設けられており、この供給電力可変回路により、ドライバアンプ２２に供給される電力量を、当該電力可変増幅部４の出力レベルに応じて可変制御することにより、該ドライバアンプ２２に供給する電力の削減を通じて無駄な消費電力の削減を図るようになっている。
【００４４】
〔供給電力可変回路〕
図２に、このような供給電力可変回路の一例を示す。この例の場合、供給電力可変回路を、ドライバアンプ２２のトランジスタ２６に供給する電流をバイパスする可変抵抗２５で構成している。
【００４５】
上記ＴＰＣビットに応じて可変利得アンプ２１に供給される制御電圧は、この可変抵抗２５にも供給されるようになっており、この制御電圧で可変抵抗２５の抵抗値を可変制御する。そして、上記ドライバアンプ２２に供給される電流のうち、この抵抗値に応じた電流量の電流を該可変抵抗２５でバイパスすることにより、ドライバアンプ２２に供給される電流の電流量を、当該電力可変増幅部４の出力レベルに応じて調整して無駄な消費電力の削減を図っている。
【００４６】
具体的には、携帯電話機と無線基地局との間の通信距離が遠い場合、該無線基地局から携帯電話機に対して、高出力での送信を指示するＴＰＣビットが送信される。これにより、ＲＡＫＥ復調部３から可変利得アンプ２１及びドライバアンプ２２の可変抵抗２５に対して、上記高出力での送信を指示するＴＰＣビットに対応する高めの制御電圧が印加される。そして、この制御電圧により大きな利得とされた可変アンプ２１により送信データが増幅される。
【００４７】
また、上記制御電圧によりドライバアンプ２２の可変抵抗２５の抵抗値が、大きな抵抗値に制御される。この可変抵抗２５の抵抗値が大きな抵抗値に制御されると、該可変抵抗２５に対して電流が流れ難くなり、殆どの電流が制限されることなくドライバアンプ２２のトランジスタ２６に流れることとなる。これにより、ドライバアンプ２２は、デフォルトとして固定的に設定された利得で可変利得アンプ２１からの送信データを増幅して出力することとなる。
【００４８】
これに対して、携帯電話機と無線基地局との間の通信距離が近い場合、該無線基地局から携帯電話機に対して、低出力での送信を指示するＴＰＣビットが送信される。これにより、ＲＡＫＥ復調部３から可変利得アンプ２１及びドライバアンプ２２の可変抵抗２５に対して、上記低出力での送信を指示するＴＰＣビットに対応する低めの制御電圧が印加される。そして、この制御電圧により小さな利得とされた可変アンプ２１により送信データが増幅される。
【００４９】
また、上記制御電圧によりドライバアンプ２２の可変抵抗２５の抵抗値が、小さな抵抗値に制御される。この可変抵抗２５の抵抗値が小さな抵抗値に制御されると、該可変抵抗２５に対して電流が流れ易くなり、ドライバアンプ２２のトランジスタ２６に流れるはずの電流の殆どが該可変抵抗２５側に流れることとなる。
【００５０】
これにより、低出力時において、ドライバアンプ２２に無駄に流れる電流を抑制することができる。この場合ドライバアンプ２２は、このように抑制された電流量に応じた利得で可変利得アンプ２１からの送信データを増幅して出力することとなる。
【００５１】
〔ドライバアンプの詳細な構成〕
次に、図３に上記ドライバアンプ２２の回路図を示す。この図３に示すようにドライバアンプ２２は、それぞれ上記可変利得アンプ２１からの送信データが差動入力（Ｐｉｎ，Ｐｉｎ＿Ｘ）されるトランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ２で構成された差動増幅回路３０と、トランジスタＴｒ３，トランジスタＴｒ４及びトランジスタＴｒ５からなる多連形とされたカレントミラー回路３１と上記可変抵抗２５を有している。
【００５２】
（差動増幅回路）
上記差動増幅回路３０を構成するトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の各ベースは、入力結合コンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ介して、送信データの差動入力が行われる差動入力端子Ｐｉｎ，Ｐｉｎ＿Ｘに接続されている。
【００５３】
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の各ベースは、バイアス電圧用抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２をそれぞれ介して、バイアス電圧が供給されるバイアス入力端子Ｖｂｉａｓに接続されている。
【００５４】
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタは、それぞれコレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２を介して定電圧源ＶＣＣに接続されている。
【００５５】
トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタは、それぞれ上記カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタは、それぞれエミッタ抵抗Ｒｅ１の一端及び他端に接続されている。
【００５６】
このような差動増幅回路３０は、トランジスタＴｒ１のコレクタとコレクタ抵抗Ｒｃ１との接続点、及びトランジスタＴｒ２のコレクタとコレクタ抵抗Ｒｃ２との接続点から、それぞれ出力結合コンデンサＣ３，Ｃ４を介して差動出力が取り出されるようになっている。この差動出力は、差動出力端子Ｐｏｕｔ，Ｐｏｕｔ＿Ｘを介して上記パワーアンプ２３に供給されるようになっている。
【００５７】
なお、上記トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタ負荷として、インダクタ或いはキャパシタを用いた交流負荷を用いるようにしてもよい。
【００５８】
また、上記トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタ抵抗として、インダクタ或いはキャパシタを用いたリアクタンス成分を用いるようにしてもよい。
【００５９】
（カレントミラー回路）
次に、カレントミラー回路３１は、トランジスタＴｒ５のコレクタが、上記定電圧源ＶＣＣに接続された定電流源Ｉｒｅｆに接続されている。
【００６０】
また、各トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ５のエミッタは、それぞれ接地されており、各ベースは、それぞれ共通接続されている。そして、各ベース同士の共通接続点が、上記トランジスタＴｒ５のコレクタと上記定電流源Ｉｒｅｆとの接続点に接続されている。
【００６１】
この例の場合、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５のエミッタサイズと、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４のエミッタサイズとの比が「１：Ｎ」に設定されている。このため、トランジスタＴｒ５の増幅率を「１」とした場合、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の増幅率は、該トランジスタＴｒ５の増幅率の「Ｎ倍」の増幅率となっている。
【００６２】
なお、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ５のエミッタのエミッタサイズに反比例する抵抗値の抵抗を負帰還用として設けることで、増幅率の相対バラツキを改善することができる。
【００６３】
（可変抵抗）
可変抵抗２５は、上記カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５に対して並列的に設けられており、一端が接地され、他端が、上記トランジスタＴｒ５と定電流源Ｉｒｅｆとの接続点に接続されている。また、この可変抵抗２５は、ＲＡＫＥ復調部３に接続されており、前述のようにこのＲＡＫＥ復調部３から供給される制御電圧に応じて抵抗値が可変制御されるようになっている。
【００６４】
〔ドライバアンプの詳細な動作〕
このようなドライバアンプ２２において、上記ＴＰＣビットが高出力でのデータ送信を指示するものである場合、ＲＡＫＥ復調部３から高い制御電圧が可変抵抗２５に印加され、該可変抵抗２５の抵抗値が大きな抵抗値に可変制御される。
【００６５】
定電流源Ｉｒｅｆからの電流は、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５側（Ｉ１）及び可変抵抗２５側（Ｉ２）にそれぞれ流れるのであるが、可変抵抗２５の抵抗値が大きな抵抗値に制御されると、可変抵抗２５側に対して電流が流れ難くなり、定電流源Ｉｒｅｆからの電流の殆どが、トランジスタＴｒ５側に流れるようになる。
【００６６】
これにより、トランジスタＴｒ５により増幅された電流Ｉ１が、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の各ベースに供給され、該トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の各コレクタに流れる電流が増加することとなる。
【００６７】
これに対して、差動増幅回路３０のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の各ベースには、各差動入力端子Ｐｉｎ，Ｐｉｎ＿Ｘを介して送信データが差動入力されている。このため、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、上記差動入力される送信データに応じてスイッチング動作することとなる。
【００６８】
差動増幅回路３０の各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に交流差動入力電圧が印加されると、上記カレントミラー回路３１の各トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４により、上記定電流源Ｉｒｅｆからの電流Ｉ１が略々Ｎ倍に増幅された電流Ｉｃ１，Ｉｃ２が、差動入力電圧に応じて変化する。
【００６９】
従って、この電流Ｉｃ１を、差動増幅回路３０のトランジスタＴｒ１のコレクタとコレクタ抵抗Ｒｃ１との接続点から出力結合コンデンサＣ３を介して取り出し、また、電流Ｉｃ２を、差動増幅回路３０のトランジスタＴｒ２のコレクタとコレクタ抵抗Ｒｃ２との接続点から出力結合コンデンサＣ４を介して取り出すことで、当該ドライバアンプ２２の略々最大増幅出力である送信データを、各差動出力端子Ｐｏｕｔ，Ｐｏｕｔ＿Ｘを介して取り出すことができる。この送信データは、パワーアンプ２３に供給されることとなる。
【００７０】
次に、上記ＴＰＣビットが低出力でのデータ送信を指示するものである場合、ＲＡＫＥ復調部３から低い制御電圧が可変抵抗２５に印加され、該可変抵抗２５の抵抗値が小さな抵抗値に可変制御される。
【００７１】
可変抵抗２５の抵抗値が小さな抵抗値に制御されると、可変抵抗２５側に対して電流が流れ易くなり、定電流源Ｉｒｅｆからの電流の殆どが、電流Ｉ２として可変抵抗２５側に流れ、カレントミラー回路３１の各トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ５により、電流量が減少した電流Ｉ１をＮ倍した電流Ｉｃ１，Ｉｃ２がバイアス電流として流れる。
【００７２】
そして、差動増幅回路３０に供給された送信データが増幅され、上記各差動出力端子Ｐｏｕｔ，Ｐｏｕｔ＿Ｘを介して取り出されることとなる。
【００７３】
図４（ａ）に、可変抵抗２５に供給される制御電圧と当該ドライバアンプ２２の前段に設けられた可変利得アンプ２１の利得の関係を示す特性図を、同図（ｂ）に、上記可変利得アンプ２１及び可変抵抗２５に供給される制御電圧（＝可変利得アンプ２１の利得を制御するための制御電圧）と当該ドライバアンプ２２のバイアス電流との関係を示す特性図を示す。
【００７４】
図４（ａ）は、横軸が、上記ＲＡＫＥ復調部３から可変抵抗２５に供給される制御電圧（Ｖ）を、縦軸が、この制御電圧で可変される可変利得アンプ２１の利得（ｄｂ）を示している。この図４（ａ）に示すように、可変利得アンプ２１の利得は、該可変利得アンプ２１に印加する制御電圧を大きくするに連れ徐々に大きくなる。
【００７５】
これに対して、図４（ｂ）は、横軸が、上記ＲＡＫＥ復調部３から可変抵抗２５に供給される上記制御電圧（Ｖ）を、縦軸が、当該ドライバアンプ２２のバイアス電流値（Ｉ）を示している。
【００７６】
また、この図４（ｂ）のうち、点線は、低出力時も最大出力時と同じ電流量を消費する構成となっていた従来のドライバアンプの特性を示し、実線は、出力レベルに応じて電流量が制御される当該ドライバアンプ２２の特性を示している。
【００７７】
この図４（ａ），（ｂ）からわかるように、当該ドライバアンプ２２は、制御電圧に応じて上記可変抵抗２５の抵抗値を可変制御して、当該ドライバアンプ２２のバイアス電流の電流量を可変制御しているため、従来と比較して、図４（ｂ）中、斜線で示すように大幅に消費電流量の削減を図ることができる。
【００７８】
［第１の実施の形態の効果］
以上の説明から明らかなように、当該第１の実施の形態の携帯電話機は、ドライバアンプ２２に対して可変抵抗２５を設け、この可変抵抗２５の抵抗値を、上記ＴＰＣビットに対応する制御電圧で可変制御することで、ドライバアンプ２２に供給される電流をバイパスして、該ドライバアンプ２２に供給される電流の電流量を制御する。
【００７９】
これにより、低出力時におけるドライバアンプ２２に供給される電流の電流量を大幅に削減することができ、ＳＩＲ（信号電力対干渉電力比）及び隣接チャンネル漏洩比に悪影響を与えることなく、当該携帯電話機の大幅な消費電力の削減を図ることができる。
【００８０】
このため、この消費電力の削減を通じて、当該携帯電話機の利用可能時間（連続通話時間，連続待受時間）を長時間化させることができる。
【００８１】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態の説明をする。上述の第１の実施の形態は、ドライバアンプ２２の供給電力可変回路として可変抵抗２５を設け、この可変抵抗２５の抵抗値を可変制御して、該ドライバアンプ２２に流れる電流の電流量を制御するものであったが、この第２の実施の形態は、ドライバアンプ２２の供給電力可変回路としてＭＯＳトランジスタ（MOS:Metal Oxide Semiconductor）を設け、このＭＯＳトランジスタのゲートに上記制御電圧を印加して、該ドライバアンプ２２に流れる電流の電流量を制御するようにしたものである。
【００８２】
図５に、この第２の実施の形態の携帯電話機におけるドライバアンプ２２の回路図を示す。なお、この図５において、上述の第１の実施の形態で説明したドライバアンプ２２の各箇所と同じ動作を示す箇所にはそれぞれ同じ符号を付し、重複説明は省略することとする。
【００８３】
〔第２の実施の形態の構成〕
図５において、このドライバアンプ２２は、供給電力可変回路として、カレントミラー回路３１の各トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ５と定電流源Ｉｒｅｆとの接続点にソースが接続されドレインが接地されると共に、ゲートが上記ＲＡＫＥ復調部３に接続されたＭＯＳトランジスタ３５を有している。
【００８４】
〔第２の実施の形態の動作〕
このようなＭＯＳトランジスタ３５は、ゲートに対して上記ＲＡＫＥ復調部３からの制御電圧の極性が反転されて入力されるようになっており、この反転入力された電圧値に応じてソース−ドレイン間を流れる電流の電流量を変化させるようになっている。
【００８５】
例えば、ＭＯＳトランジスタ３５として、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ（＝ＮＭＯＳ）が設けられているとすると、ゲートに印加される正極性の上記制御電圧の電圧値に応じて、ソース−ドレイン間を流れる、上記定電流源Ｉｒｅｆからの電流の電流量が制御される。
【００８６】
また、ＭＯＳトランジスタ３５として、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ（＝ＰＭＯＳ）が設けられているとすると、ゲートに印加される負極性の上記制御電圧の電圧値に応じて、ソース−ドレイン間を流れる、上記定電流源Ｉｒｅｆからの電流の電流量が制御される。
【００８７】
さらに具体的には、上記ＴＰＣビットが、大きな送信電力を指示するものであった場合、ＭＯＳトランジスタ３５のゲートには、この大きな送信電力を指示する制御電圧が、極性が反転されて供給される。
【００８８】
これにより、ＭＯＳトランジスタ３５のゲートには、小さな制御電圧が供給されることとなり、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５側に流れる電流Ｉ１の電流量が増加することとなる。
【００８９】
これに対して、上記ＴＰＣビットが、小さな送信電力を指示するものであった場合、ＭＯＳトランジスタ３５のゲートには、この小さな送信電力を指示する制御電圧が、極性が反転されて供給される。
【００９０】
これにより、ＭＯＳトランジスタ３５のゲートには、大きな制御電圧が供給されることとなり、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５側に流れる電流Ｉ１に対して、当該ＭＯＳトランジスタ３５側に流れる電流Ｉ２の電流量が増加することとなる。
【００９１】
〔第２の実施の形態の効果〕
以上の説明から明らかなように、当該第２の実施の形態の携帯電話機は、ＭＯＳトランジスタ３５のベースに上記制御電圧を供給することで、上記カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５に流れる電流の電流量を制御することができる。
【００９２】
これにより、上述の第１の実施の形態と同じ効果を得ることができる他、供給電力可変回路をＭＯＳトランジスタ３５一つのみで小規模に構成することができる。
【００９３】
［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態の説明をする。上述の第２の実施の形態は、ドライバアンプ２２の供給電力可変回路としてＭＯＳトランジスタ３５を設け、このＭＯＳトランジスタ３５のゲートに上記制御電圧を印加して、ドライバアンプ２２に流れる電流の電流量を制御するものであった。
【００９４】
しかし、ＭＯＳトランジスタは、例えば同じ３Ｖの制御電圧を印加した場合でも、例えば一方のＭＯＳトランジスタは０．５ｍＡの電流が流れ、他方のＭＯＳトランジスタは０．７ｍＡの電流が流れる等のように、個々に特性のバラツキを有している。このため、各ドライバアンプ２２毎に、同じ電圧値の制御電圧であるにも拘わらず、制御される電流量に違いが生ずることとなる。
【００９５】
この第３の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプ２２は、このように特性のバラツキを有するＭＯＳトランジスタを用いた場合でも、上記制御電圧により安定した電流量の制御を可能としたものである。
【００９６】
図６に、この第３の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプ２２の回路図を示す。なお、この図６において、上述の第１の実施の形態で説明したドライバアンプ２２の各箇所と同じ動作を示す箇所にはそれぞれ同じ符号を付し、重複説明は省略することとする。
【００９７】
〔第３の実施の形態の構成〕
図６において、このドライバアンプ２２は、供給電力可変回路を、差動電圧−電流変換回路４０、第１のカレントミラー回路４１及び第２のカレントミラー回路４２で構成している。
【００９８】
差動電圧−電流変換回路４０は、それぞれベースに上記ＲＡＫＥ復調部３からの制御電圧が差動入力されるトランジスタＴｒ６及びトランジスタＴｒ７で構成されている。この差動電圧−電流変換回路４０は、アクティブ素子であるＭＯＳトランジスタＭｏｓ１，Ｍｏｓ２を電子負荷（アクティブダミーロード）として有している。
【００９９】
具体的には、ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１は、ソースが上記定電圧源ＶＣＣに接続されており、ドレインが自己のゲート及び差動電圧−電流変換回路４０のトランジスタＴｒ６のコレクタに接続されている。また、このＭＯＳトランジスタＭｏｓ１は、ゲートが、上記定電圧源ＶＣＣにソースが接続されたＭＯＳトランジスタＭｏｓ３のゲートに接続されている。
【０１００】
ＭＯＳトランジスタＭｏｓ２は、ソースが上記定電圧源ＶＣＣに接続されており、ドレインが自己のゲート及び差動電圧−電流変換回路４０のトランジスタＴｒ７のコレクタに接続されている。
【０１０１】
すなわち、各ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１，Ｍｏｓ２は、差動電圧−電流変換回路４０のアクティブコレクタ負荷となっている。
【０１０２】
なお、この例では、差動電圧−電流変換回路４０の各トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７のベースに対して、差動入力となる上記制御電圧を供給する構成（デュアルコントロールライン）としたが、シングルコントロールラインで上記各トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７を制御する場合には、トランジスタＴｒ６に対して制御電圧を供給し、トランジスタＴｒ７には、固定バイアス電圧を供給すればよい。
【０１０３】
第１のカレントミラー回路４１は、それぞれベース同士が接続されたトランジスタＴｒ９及びトランジスタＴｒ８を有している。このうち、トランジスタＴｒ８は、エミッタが接地されており、コレクタが、上記差動電圧−電流変換回路４０の各トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７のエミッタに接続されている。
【０１０４】
また、第１のカレントミラー回路４１のトランジスタＴｒ９は、エミッタが接地されており、コレクタが定電流源Ｉｒｅｆ２に接続されている。また、この第１のカレントミラー回路４１のトランジスタＴｒ９のコレクタは、当該トランジスタＴｒ９と上記トランジスタＴｒ８の各ベースの接続点に接続されている。
【０１０５】
第２のカレントミラー回路４２は、それぞれベース同士が接続されたトランジスタＴｒ１０及びトランジスタＴｒ１１を有している。このうち、トランジスタＴｒ１０は、エミッタが接地されており、コレクタが、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５と定電流源Ｉｒｅｆ１との接続点に接続されている。
【０１０６】
また、第２のカレントミラー回路４２のトランジスタＴｒ１１は、エミッタが接地されており、コレクタが、自己のベース及び上記ＭＯＳトランジスタＭｏｓ３のドレインに接続されている。
【０１０７】
〔第３の実施の形態の動作〕
このような供給電力可変回路は、差動電圧−電流変換回路４０に対して上記ＲＡＫＥ復調部３からの制御電圧を差動入力として供給すると、定電流源Ｉｒｅｆ２を有する第１のカレントミラー回路４１により、この制御電圧の電圧値に対応する電流値の電流を、ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１のドレイン電流として得ることができる。
【０１０８】
上記制御電圧の電圧値に対応する電流値の電流が、上記ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１のドレイン電流として流れると、ＭＯＳトランジスタＭｏｓ３を介して第２のカレントミラー回路４２の各トランジスタＴｒ１０，Ｔｒ１１がオン動作する。すなわち、カレントミラー回路４２の各トランジスタＴｒ１０，Ｔｒ１１は、上記制御電圧と等価の電流によりオン動作する。
【０１０９】
これにより、カレントミラー回路３１のトランジスタＴｒ５に流れる電流が、第２のカレントミラー回路４２のトランジスタＴｒ１０を介してバイパスされることとなる。このため、制御電圧に応じて当該ドライバアンプ２２に流れる電流の電流量を制御することができる。
【０１１０】
〔第３の実施の形態の効果〕
この第３の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプ２２の供給電力可変回路は、上記定電流源Ｉｒｅｆ１が接続されている定電圧源ＶＣＣに接続されたＩｒｅｆ２を有しており、差動電圧−電流変換回路４０を制御電圧でオンオフ制御して、この定電流源Ｉｒｅｆ２から、該制御電圧に対応した電流値の電流を得る。そして、この制御電圧に対応した電流値の電流を、第１，第２のカレントミラー回路４１，４２でミラーリングし、該第２のカレントミラー回路４２で、当該ドライバアンプ２２に流れる電流をバイパスする。
【０１１１】
これにより、同じ定電圧源ＶＣＣに接続された定電流源Ｉｒｅｆ１及び定電流源Ｉｒｅｆ２を用いて上記バイパス制御をすることができることから、各ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１〜Ｍｏｓ３の特性に絶対バラツキが生じている場合でも、精度良く当該ドライバアンプ２２の消費電力を制御することができる他、上述の各実施の形態と同じ効果を得ることができる。
【０１１２】
なお、ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１〜Ｍｏｓ３の相対バラツキは、該ＭＯＳトランジスタＭｏｓ１〜Ｍｏｓ３が同じウェハ上から形成されたものである場合、ある程度保証されるため、問題にはならない。
【０１１３】
〔他の適用分野〕
上述の実施の形態の説明では、本発明をＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機に適用することとしたが、本発明は、出力レベルの制御を行う機器であれば、例えばＩＳ−９５規格に対応するＣＤＭＡ方式の携帯電話機、ＰＨＳ電話機（Personal Handyphone System），通信機能を有するＰＤＡ装置（Personal Digital(Data) Assistant）やパーソナルコンピュータ装置等の他の機器に適用してもよく、この場合でも上述と同様の効果を得ることができる。
【０１１４】
また、ドライバアンプ２２に対して電力制御を行うこととしたが、これは、パワーアンプ等の他のアンプに対して電力制御を行うようにしてもよい。
【０１１５】
最後に、上述の各実施の形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の各実施形態に限定されることはなく、該各実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論であることを付け加えておく。
【０１１６】
【発明の効果】
本発明は、駆動電圧供給手段からの一定電源電圧により、上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段を常時駆動状態したうえで、上記可変利得増幅手段に供給される利得制御情報と同じ利得制御情報に基づいて、上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス制御する。
【０１１７】
これにより、増幅手段の低出力時に固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量を大幅に削減することができ、特性に悪影響を与えることなく、大幅な消費電力の削減を図ることができる。
【０１１８】
このため、この消費電力の削減を通じて、本発明が適用される機器のバッテリーを長持ちさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した第１〜第３の実施の形態となる携帯電話機が適応する移動体通信システムの主要部のブロック図である。
【図２】上記第１の実施の形態の携帯電話機に設けられている電力可変増幅部のブロック図である。
【図３】上記第１の実施の形態の携帯電話機の電力可変増幅部に設けられているドライバアンプの回路図である。
【図４】上記ドライバアンプにおける電流量の制御により、消費電力の削減が図られる様子を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプの回路図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態の携帯電話機に設けられているドライバアンプの回路図である。
【図７】適応送信電力制御を行う従来の移動体通信端末装置に設けられている電力可変増幅部の回路図である。
【図８】従来の移動体通信端末装置に設けられている電力可変増幅部の消費電力を説明するための図である。
【符号の説明】
１…携帯電話機の拡散処理部、２…携帯電話機の逆拡散処理部、３…携帯電話機のＲＡＫＥ復調部、４…携帯電話機の電力可変増幅部、５…携帯電話機のアンテナ、１０…無線基地局のアンテナ、１１…無線基地局の逆拡散処理部、１２…無線基地局のＲＡＫＥ復調部、１３…ＳＩＲ測定部、１４…目標ＳＩＲ値出力部、１５…比較部、１６…無線基地局の拡散処理部、２１…可変利得アンプ、２２…ドライバアンプ、２３…パワーアンプ、２５…ドライバアンプの可変抵抗、２６…ドライバアンプのトランジスタ、３０…ドライバアンプの差動増幅回路、３１…ドライバアンプのカレントミラー回路、３５…ＭＯＳトランジスタ、４０…差動電圧−電流変換回路、４１…第１のカレントミラー回路、４２…第２のカレントミラー回路、Ｍｏｓ１…ＭＯＳトランジスタ、Ｍｏｓ２…ＭＯＳトランジスタ、Ｍｏｓ３…ＭＯＳトランジスタ、Ｉｒｅｆ…定電流源、Ｉｒｅｆ１…定電流源、Ｉｒｅｆ２…定電流源
Claims (8)
- 送信情報の送信電力を制御するための送信電力制御情報を受信する受信手段と、
上記受信手段で受信された送信電力制御情報が、大きな送信電力を指示するものである場合に大きな利得で、また、上記受信手段で受信された送信電力制御情報が、小さな送信電力を指示するものである場合に小さな利得で、それぞれ上記送信情報を増幅して出力する可変利得増幅手段と、上記可変利得増幅手段からの送信情報を固定的な利得で増幅して出力する固定利得増幅手段とを、少なくとも備えた増幅手段と、
上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段に対してそれぞれ駆動用の一定電源電圧を供給する駆動電圧供給手段と、
上記増幅手段の固定利得増幅手段に対してバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、
上記可変利得増幅手段に供給される送信電力制御情報と同じ送信電力制御情報が供給され、この供給された送信電力制御情報が大きな送信電力を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が多くなるように該バイアス電流量を制御し、上記送信電力制御情報が小さな送信電力を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が少なくなるように該バイアス電流をバイパス制御するバイアス電流量制御手段と、
上記増幅手段で増幅された上記送信情報を送信する送信手段と
を有する通信端末装置。 - 請求項１に記載の通信端末装置であって、
上記バイアス電流量制御手段は、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に接続されたバイアス電流供給ラインに対して並列に接続され、上記送信電力制御情報が大きな送信電力を指示するものである場合に、大きな抵抗値に制御され、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流の電流量を多くし、上記送信電力制御情報が小さな送信電力を指示するものである場合に、小さな抵抗値に制御され、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス処理することで該バイアス電流量を少なくするバイパス用の可変抵抗であること
を特徴とする通信端末装置。 - 請求項１に記載の通信端末装置であって、
上記バイアス電流量制御手段は、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に接続されたバイアス電流供給ラインに対してソース及びドレインが並列に接続され、ゲートに対して、極性が反転された上記送信電力制御情報が供給されるＭＯＳトランジスタであり、
上記ＭＯＳトランジスタは、大きな送信電力を指示する上記送信電力制御情報の極性が反転されてゲートに供給された場合に、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流の電流量を多くし、小さな送信電力を指示する上記送信電力制御情報の極性が反転されてゲートに供給された場合に、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス処理することで該バイアス電流量を少なくすること
を特徴とする通信端末装置。 - 請求項１に記載の通信端末装置であって、
上記バイアス電流量制御手段は、
上記バイアス電流供給手段からのバイアス電流を、上記受信手段で受信された上記送信電力制御情報と等価の送信電力制御電流に変換する送信電力制御電流形成手段を有し、上記送信電力制御電流形成手段からの送信電力制御電流に基づいて、該送信電力制御電流が大きな送信電力を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が多くなるように該バイアス電流量を制御し、上記送信電力制御電流が小さな送信電力を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が少なくなるように該バイアス電流をバイパス制御すること
を特徴とする通信端末装置。 - 情報を増幅する利得を制御するための利得制御情報に応じた利得で該情報を増幅して出力する可変利得増幅手段と、上記可変利得増幅手段からの情報を固定的な利得で増幅して出力する固定利得増幅手段とを、少なくとも備えた増幅手段と、
上記増幅手段の可変利得増幅手段及び固定利得増幅手段に対してそれぞれ駆動用の一定電源電圧を供給する駆動電圧供給手段と、
上記増幅手段の固定利得増幅手段に対してバイアス電流を供給するバイアス電流供給手段と、
上記可変利得増幅手段に供給される利得制御情報と同じ利得制御情報が供給され、この供給された利得制御情報が大きな利得を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が多くなるように該バイアス電流量を制御し、上記利得制御情報が小さな利得を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が少なくなるように該バイアス電流をバイパス制御するバイアス電流量制御手段と
を有する増幅回路。 - 請求項５に記載の増幅回路であって、
上記バイアス電流量制御手段は、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に接続されたバイアス電流供給ラインに対して並列に接続され、上記利得制御情報が大きな利得を指示するものである場合に、大きな抵抗値に制御され、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流の電流量を多くし、上記利得制御情報が小さな利得を指示するものである場合に、小さな抵抗値に制御され、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス処理することで該バイアス電流量を少なくするバイパス用の可変抵抗であること
を特徴とする増幅回路。 - 請求項５に記載の増幅回路であって、
上記バイアス電流量制御手段は、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に接続されたバイアス電流供給ラインに対してソース及びドレインが並列に接続され、ゲートに対して、極性が反転された上記利得制御情報が供給されるＭＯＳトランジスタであり、
上記ＭＯＳトランジスタは、大きな利得を指示する上記利得制御情報の極性が反転されてゲートに供給された場合に、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流の電流量を多くし、小さな利得を指示する上記利得制御情報の極性が反転されてゲートに供給された場合に、上記バイアス電流供給手段から上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流をバイパス処理することで該バイアス電流量を少なくすること
を特徴とする増幅回路。 - 請求項５に記載の増幅回路であって、
上記バイアス電流量制御手段は、
上記バイアス電流供給手段からのバイアス電流を、上記利得制御情報と等価の利得制御電流に変換する利得制御電流形成手段を有し、上記利得制御電流形成手段からの利得制御電流に基づいて、該利得制御電流が大きな利得を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が多くなるように該バイアス電流量を制御し、上記利得制御電流が小さな利得を指示するものである場合に、上記バイアス電流供給手段から上記増幅手段の上記固定利得増幅手段に供給されるバイアス電流量が少なくなるように該バイアス電流をバイパス制御すること
を特徴とする増幅回路。
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