DE69423983T2 - Wechselstromgenerator für Motorfahrzeuge - Google Patents

Wechselstromgenerator für Motorfahrzeuge

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Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Wechselstromgenerator (AC-Generator) für Motorfahrzeuge nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, wobei der Generator einen Spannungswandler zum Umwandeln einer Wechselspannung in eine Gleichspannung und einen Erregungsstromkontroller zum Steuern einer Erregungsspule aufweist. Insbesondere kann der AC-Generator für Motorfahrzeuge der vorliegenden Erfindung für sogenannte Wechselstromgeneratoren verwendet werden, die von einem Motor angetrieben werden, wobei die Wechselstromgeneratoren zum Regenerieren von kinetischer Energie, die zur Zeit des Bremsens eines Fahrzeugs entsteht, als elektrische Spannung die Erzeugung einer Spannung ermöglicht, und für Fahrzeugantriebsmotoren für elektrische Automobile.
  • Es sind Wechselstromgeneratoren bekannt, welche einen Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter, der an einem heißen Ende befindliche Halbleiterbauelemente zum einzelnen Verbinden jedes Endes einer Dreiphasen-Ankerwicklung (Spule) mit einem Ende eines hohen und einen niedrigen Potentials einer Batterie aufweist, und einen an einem kalten Ende befindlichen Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter, der Halbleiterleistungselemente aufweist, und einen Kontroller zum synchronen Unterbrechen jedes der oben erwähnten Halbleiterleistungselemente enthält. Der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter wandelt eine von der Dreiphasen-Ankerwicklung erzeugte Spannung in einen Gleichstrom um, um der Batterie Elektrizität zuzuführen. Beispielsweise offenbart die JP-A-4- 138030 einen Generator entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1, bei welchem MOS-Leistungstransistoren als Halbleiterleistungselemente verwendet werden.
  • MOS-Leistungstransistoren dieser Art besitzen normalerweise eine vertikale Transistorstruktur, bei welcher ein N- Typ Siliziumsubstrat (Si-Substrat) eine Hauptelektrode auf einet Seite des MOS-Transistors bildet, um eine Haltespannung (withstand voltage) und eine Reduzierung des Widerstands sicherzustellen; ein N&spplus;-Typ Gebiet bildet die andere Hauptelektrode davon, wobei das N&spplus;-Typ Gebiet auf einem Oberflächenteil eines auf der Oberfläche eines Chips gebildeten P-Typ Muldengebiets gebildet ist.
  • Demgegenüber wird ein Ausgangsstrom eines derartigen Wechselstromgenerators für Motorfahrzeuge durch serielles Verbinden einer Erregungsspule und eines Schalttransistors zwischen beiden Ausgangsanschlüssen des Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichters und durch Unterbrechen eines durch die Erregungsspule hindurchtretenden Erregungsstroms mit einem Schalttransistor eines Erregungsstromkontrollers gesteuert. Dieser Erregungsstromkontroller ist normalerweise entweder innerhalb oder außerhalb eines Gehäuses des Wechselstromgenerators zum Schwinden bzw. Schrumpfen von Verdrahtungen und einer Reduzierung der Erzeugung von elektromagnetischem Rauschen angeordnet.
  • Als Schalttransistoren werden aus Silizium gebildete Transistoren, entweder Bipolartransistoren (hiernach als Si-BPT's bezeichnet) oder MOS-Leistungstransistoren (hiernach als Si-MOST's bezeichnet) verwendet.
  • Da der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter, welcher die oben beschriebenen MOS-Leistungstransistoren verwendet, eine Konstruktion aufweist, bei welcher eine parasitäre Diode, welche als PN-Sperrschichtdiode des herkömmlichen Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters dient, und ein MOS-Leistungstransistor parallel miteinander verbunden sind, kann ein Leistungsverlust durch Abwesenheit eines Spannungsabfalls in Durchlaßrichtung der Sperrschichtdiode im Vergleich mit dem Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter, welcher eine herkömmliche Siliziumdiode verwendet, verringert werden.
  • Jedoch besitzt der oben beschriebene Dreiphasen-Voll- weg-Gleichrichter des MOS-Leistungstransistortyps folgende Nachteile.
  • Bei dem Wechselstromgenerator für Motorfahrzeuge ist der aufgespeicherte Betrag der magnetischen Energie in der Wicklung des Dreiphasen-Ankers und der Erregungsspule so groß, daß die Haltespannung jedes Halbleiterleistungselements in dem Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter auf etwa 300 Volt festgelegt werden muß, d. h. auf das zwanzigfache der Batteriespannung oder mehr, oder auf die ausgebene gleichgerichtete Spannung des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters.
  • Des weiteren hat in der Vergangenheit ein Ansteigen der im Fahrzeug befindlichen elektrischen Last (beispielsweise eine Abtauvorrichtung oder dergleichen) einen Ausgangsstrom von 100 A oder mehr erfordert. Da der Leistungsverlust bei dem MOS-Leistungstransistor mit einer derartigen hohen Haltespannung und einer für einen großen Strom geeigneten Konstruktion nahezu gleich demjenigen der Dioden wird, ist die Verwendung der MOS-Leistungstransistoren mit einer derartigen komplizierten Konstruktion anstelle der Dioden unbedeutend geworden.
  • Die Schwierigkeiten bei dem oben beschriebenen Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter des MOS-Transistortyps werden detailliert unter Bezugnahme auf die Fig. 3(a), 3(b), 4 und 5 analysiert. Fig. 3(a) und 3(b) zeigen Ansichten einer Inverterschaltung, wobei die Ansichten den einphasigen Teil des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters des MOS-Leistungstransistortyps darstellen, Fig. 3(a) einen Fall eines N-Typ-Kanal MOS-Leistungstransistors darstellt und Fig. 3(b) einen Fall eines P-Typ-Kanal MOS-Leistungstransistors darstellt. Insbesondere zeigen Fig. 4 und 5 Ansichten, welche ein typisches Beispiel einer Querschnittsstruktur eines typischen MOS-Leistungstransistors darstellen.
  • Bei der Inverterschaltung des N-Kanal-MOS-Leistungstransistors von Fig. 3(a) sind eine Drainelektrode D eines an einem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstranssistors 101 und eine Sourceelektrode S eines an einem kalten Ende eines MOS-Leistungstransistors 102 an einen einphasigen Ausgangsanschluß angeschlossen, eine Drainelektrode D des an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistors 102 ist mit einem Niedrigpotentialanschluß einer (nicht dargestellten) Batterie verbunden, und eine Sourceelektrode S des an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistors 101 ist mit einem Hochpotentialanschluß der Batterie verbunden. Die Richtung des Ladestroms zur Ladungszeit ist entgegengesetzt zu der Bewegungsrichtung der Elektronen.
  • Darüber hinaus ist bei den oben beschriebenen MOS-Leistungstransistoren 101 und 102 eine mit dem Source verbundene parasitäre Diode Ds und dem Drain verbundene parasitäre Diode Dd prinziell zwischen dem Gebiet der P-Typ-Mulde und entweder der Sourceelektrode S oder der Drainelektrode D wie in Fig. 3(a) und 3(b) dargestellt vorhanden.
  • Das Gebiet der P-Typ-Mulde ist normalerweise entweder mit der Sourceelektrode S oder der Drainelektrode D wegen der Notwendigkeit des Hinzufügens eines Potentials dem Gebiet der P-Typ-Mulde verbunden. Wenn diese Inverterschaltung als einphasige Schaltung des Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichters verwendet wird, muß die an den Drain angeschlossene parasitäre Diode Dd, welche das Gebiet der P- Typ-Mulde (beispielsweise in Fig. 4 und 5 an 103) mit der Drainelektrode D (beispielsweise in Fig. 4 und 5 an 104) verbindet, wie in Fig. 3 (a) dargestellt kurzgeschlossen werden.
  • Mit anderen Worten, wenn das Gebiet der P-Typ-Mulde (beispielsweise in Fig. 4 und 5 an 103) mit der Sourceelektrode S (beispielsweise in Fig. 4 und 5 an 106) verbunden ist und die an das Source angeschlossene parasitäre Diode Ds in den Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichtern für Motorfahrzeuge kurzgeschlossen ist, ruft ein Abfall der erzeugten Spannung, die an der Drainelektrode D des an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistors angelegt ist, auf eine Spannung, die geringer als die Batteriespannung ist, einen Sperrstrom durch die an dem Drain angeschlossene parasitäre Diode Dd hervor. Auf dieselbe Weise ruft ein Ansteigen der erzeugten Spannung, welche an der Sourceelektrode S des an dem kalten Ende befindlichen MOS- Leistungstransistors angelegt ist, auf eine Spannung, welche eine niedrige Spannung (Erdungsspannung) überschreitet, einen Sperrstrom durch die mit dem Drain verbundene parasitäre Diode Dd hervor. Daher erfordert das Verhindern des durch die mit dem Drain verbundene parasitäre Diode Dd fließenden Sperrstroms die Verbindung des Gebiets 103 der P-Typ-Mulde mit der Drainelektrode, um den Fluß des Sperrstroms mit der an dem Source angeschlossenen parasitären Diode Ds zu verhindern.
  • Schließlich muß das Gebiet der P-Typ-Mulde (beispielsweise in Fig. 4 und 5 an 103) des MOS-Leistungstransistors, welcher bei dem Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichter in Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge verwendet wird, mit der Drainelektrode D verbunden werden. Dasselbe gilt für den in Fig. 3(b) dargestellten P-Kanal- MOS-Leistungstransistor.
  • Jedoch ist bei der in Fig. 4 und 5 dargestellten herkömmlichen MOS-Leistungstransistorstruktur das Gebiet 103 der P-Typ-Mulde und das N&spplus;-Typ-Gebiet 104, welches auf dem Oberflächenteil des Gebiets 103 der P-Typ-Mulde lokalisiert ist, unvermeidlich kurzgeschlossen, und eine Verarmungsschicht 107, welche zwischen dem Gebiet 103 der P-Typ- Mulde und der epitaxialen N-Typ Haltespannungsschicht 105 lokalisiert ist, ist unvermeidlich auf der epitaxialen N- Typ-Haltespannungsschicht 105 aufschwellend bzw. ausgebaucht angeordnet, um die Haltespannung auszuhalten.
  • Mit anderen Worten, wenn der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter bei dem oben beschriebenen Wechselstromgenerator für Motorfahrzeuge die in Fig. 4 und 5 dargestellte herkömmliche MOS-Leistungstransitorkonstruktion aufweist, dient ein N&spplus;-Typ-Substrat 106 unvermeidlich als Sourcegebiet, wohingegen das N&spplus;-Typ-Gebiet 104 unvermeidlich als Draingebiet dient. Bei einer derartigen Konstruktion ist jedoch großer parasitärer Sourcewiderstand Rs in der N-Typ Haltespannungsschicht 105 in Serie mit einem Sourceanschluß S' und der Sourceelektrode verbunden.
  • Ein gesättigter Drainstrom Idsat in dem MOS-Transistor wird zur Vereinfachung einer Schwellenwertspannung Vt ignoriert. Der gesättigte Drainstrom Idsat wird durch die folgende Gleichung dargestellt:
  • Idsat = K(Vg - Vs')² - K(ΔVgs - Idsat · Rs)²
  • wobei K eine Proportionalitätskonstante, ΔVgs eine Spannung zwischen Gate und Source (Vg -Vs) darstellen und Vs' = Vs + Idsat · Rs gilt und ein Potential des Sourceanschlusses S' darstellt.
  • Mit anderen Worten, der gesättigte Drainstrom (der maximale Strom zu der Zeit der Anwendung einer vorbestimmten Gatespannung) Idsat ist gleich einem Abfall der Gatespannung Vg um Idsat · Rs. Eine Änderung der Schwellenwertspannung, welche von dem Substrateffekt herrührt, wird ebenfalls ignoriert.
  • Wenn beispielsweise die Gatespannung +20 Volt annimmt, eine Sourcespannung (Batteriespannung) +12 Volt annimmt, ein Strom 100 A und ein parasitärer Sourcewiderstand Rs 0,05 Ohm annimmt, wird das tatsächliche Sourcepotential Vs zu 17 Volt mit dem Ergebnis, daß ein Kanalstrom auf 9/64 eines Falles abfällt, bei welchem Rs den Wert 0 aufweist. Mit anderen Worten, es zeigt sich, daß ein leichtes Ansteigen des parasitären Sourcewiderstands Rs den Kanalstrom stark reduziert. Dieser Stromreduzierungseffekt oder Kanalwiderstandsanstiegseffekt wird als Sourcewiderstandsrückkopplungseffekt bezeichnet.
  • Die oben beschriebene Gleichung wird im folgenden auf ein gesättigtes Drainstromgebiet angewandt. Auf dieselbe Weise reduziert ein Ansteigen des parasitären Sourcewiderstands Rs einen ungesättigten Drainstrom in dem ungesättigten Gebiet. Eine derartige Reduzierung des Drainstroms bedeutet ein Ansteigen eines Kanalwiderstands. Ein Ansteigen des oben beschriebenen parasitären Sourcewiderstands ruft selbst einen Leistungsverlust ebenso wie ein Ansteigen des Kanalwiderstands hervor, was zu einem Leistungsverlust führt. Es zeigt sich, daß das oben beschriebene Phänomen zu einem großen Leistungsverlust und zu einer Erwärmung führt.
  • Es ist natürlich möglich, die Dicke der N-Typ Haltespannungsschicht 105 für die Reduzierung des parasitären Sourcewiderstands Rs bei der in Fig. 4 und 5 dargestellten MOS-Leistungstransistorkonstruktion zu reduzieren. Da jedoch Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge eine große Haltespannung von etwa 300 Volt wie oben beschrieben erfordern, ist es schwierig, die Dicke der N-Typ Haltespannungsschicht 105 zu reduzieren.
  • Mit anderen Worten, wenn die elektrische Durchbruchsfeldstärke von Silizium etwa 300 Volt/um bei normalen MOS- Leistungstransistoren beträgt, erfordert die N-Typ Haltespannungsschicht 105 eine Dicke von 10 um mit einer konstanten elektrischen Feldstärke in der N-Typ Haltespannungsschicht 105 unter der Annahme, daß lediglich die N-Typ Haltespannungsschicht 105 die Haltespannung von 300 Volt aushält. Tatsächlich muß die Dicke der N-Typ Haltespannungs schicht 105 auf etwa 20 um oder größer festgelegt werden, so daß die N-Typ Haltespannungsschicht 105 300 Volt mit der auf etwa 30 Volt/pm festgelegten elektrischen Feldstärke in der N-Typ Haltespannungsschicht 105 ausfällt. Die Störstellenkonzentration muß auf etwa 1 · 1015 Atome/cm³ oder weniger festgelegt werden.
  • Die Bildung der N-Typ Haltespannungsschicht 105 mit einer derartigen Dicke und einer Störstellenkonzentration zum Sicherstellen der Haltespannung sorgt für ein Ansteigen des oben beschriebenen parasitären Sourcewiderstands Rs und einen Widerstandsverlust ebenso wie für die oben beschriebene Reduzierung des Drainstroms (ein starkes Ansteigen des Kanalwiderstands). Folglich kann der Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichter des in dem obigen Dokument JP-A-4-138030 offenbarten MOS-Leistungstransistors nicht den Dreiphasen- Vollweg-Gleichrichter der PN-Sperrschichtdiode theoretisch bei der Verwendung von Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge (nämlich im Reaktanzlastgebiet) übertreffen. Daher trägt der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter mit derartigen Defekten sowie einer komplizierten Struktur und Steuerung nicht zur praktischen Verwendung bei.
  • Demgegenüber ist es möglich zu erwägen, daß das N&spplus;-Typ- Gebiet 104 als Sourceelektrode dient und das N&spplus;-Typ- Substrat 106 als Drainelektrode bei der in den oben beschriebenen Fig. 4 und 5 dargestellten MOS-Leistungstransistorkonstruktion dient, um das Gebiet 103 der P-Typ-Mulde und das Gebiet 106 des N&spplus;-Typ-Drains kurzzuschließen.
  • Es ist jedoch bei diesem Verfahren sehr schwierig, eine Haltespannung von 300 Volt zwischen dem N&spplus;-Typ-Gebiet (Sourcegebiet) 104 und dem Gebiet 103 der P-Typ-Mulde sicherzustellen, während die Haltespannung zwischen der Gateelektrode und dem Gebiet 107 der P-Typ-Mulde und dem N&spplus;- Typ-Gebiet 104 sichergestellt wird.
  • Daher führt eine tatsächliche Verbesserung der elektischen Durchbruchsfeldstärke bei der Haltespannungsschicht zu einem spürbaren Leistungsverlust und eine Erwärmung des Spannungswandlers.
  • Der in einem Spannungswandler zum Umwandeln einer erzeugten Wechselspannung in eine Gleichspannung verwendete MOS-Leistungstransistor kann folglich kaum mit den gegenwärtig verfügbaren MOS-Siliziumleistungstransistoren gebildet werden. Die Realisierung des Spannungswandlers des MOS- Leistungstransistors erfordert eine spürbare Reduzierung des Widerstands in der Haltespannungsschicht, eine spürbare Reduzierung der Dicke der Haltespannungsschicht und ein Ansteigen der Störstellenkonzentration, was lediglich realisiert werden kann, nachdem die elektrische Durchbruchsfeldstärke in der Haltespannungsschicht spürbar verbessert worden ist.
  • Die jeweilige Beziehung zwischen einem Ausgangsstrom der Wechselsstromgeneratoren für Motorfahrzeuge und Eigenschaften eines Schalttransistors bei dem oben beschriebenen Erregungsstromkontroller wird im folgenden analysiert.
  • Ein Ansteigen der für die MOS-Leistungstransistoren (MOST's) oder der bipolaren Leistungstransistoren (BPT's) als Schalttransistor gestatteten maximalen Temperatur ist begrenzt (beispielsweise auf Zehnereinheiten von Graden der Oberflächentemperatur). Ein Ansteigen der erlaubten Temperatur ΔT beschränkt die maximal erlaubbare Erwärmungsgröße Qmax des Schalttransistors. Die maximal erlaubbare Erwärmungsgröße wird dargestellt durch die Gleichung:
  • Qmax = r * Imax² = f = (rt, S, ΔT)
  • wobei r ein Widerstandswert im eigeschalteten Zustand des Schalttransistors, Imax der maximale Erregungsstrom durch eine Spule, f eine Funktion, rt ein Wärmestrahlungswiderstand und S eine Wärmestrahlungsfläche darstellen.
  • Ein Widerstand r im eigeschalteten Zustand bei dem herkömmlichen Transistor, welcher den Schalttransistor zum Steuern des Erregungsstroms in den Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge bildet, besitzt einen endlichen minimalen Wert.
  • Mit anderen Worten, da die oben beschriebenen Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge einen großen Betrag aufgespeicherter magnetischer Energie in der Dreiphasen-Ankerwicklung und der Erregungsspule aufweisen, wird eine sehr hohe Stoßspannung an den Schalttransistor über einen Hochpotentialausgangsanschluß des Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichters in Fällen (wie einem Ablösen des Batterieanschlusses und der Erzeugung einer Lastdämpfungsspannung) aufgebracht, wobei die aufgespeicherte magnetische Energie in einem Augenblick entladen wird. Daher muß der Schalttransistor mit der Eigenschaft einer großen Haltespannung entworfen werden (300 Volt oder mehr bei Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge mit einer Nennspannung von 14 Volt).
  • Jedoch besitzen die aus Silizium gebildeten herkömmlichen Transistoren wie Si-BPT's und Si-MOST's eine endliche elektrische Lawinendurchschlagsfeldstärke; daher erfordert ein Aushalten einer Haltespannung in dem Rahmen, bei welchem Transistoren keinen Durchschlag erfahren, unvermeidlich ein Ansteigen der Dicke der Haltespannungsschicht und eine niedrige Störstellenkonzentration. Folglich konnte bis heute der spezifische Widerstand der Schalttransistoren nicht auf einen endlichen Wert oder weniger verringert werden. Ein Ansteigen der Chipgröße ist effektiv, den Widerstand r im eingeschalteten Zustand zu reduzieren. Es ist jedoch schwierig, die Chipgröße auf eine bestimmte Grenze (beispielsweise 10 mm im Quadrat) oder mehr wegen einem re duzierten Ertrag zu erhöhen. Daher ist der Widerstand r im eingeschalteten Zustand des herkömmlichen Schalttransistors auf einen bestimmten Wert oder mehr wegen eines großen spezifischen Widerstands der Haltespannungsschicht und einer begrenzten Chipfläche begrenzt.
  • D. h. Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge erzeugen eine hohe Stoßspannung bei der Entladung von magnetischer Energie mit dem Ergebnis, daß der Schalttransistor einen hohen Widerstand r im eingeschalteten Zustand aufweist. Daher ist es offensichtlich, daß der maximale Erregungsstrom Imax unvermeidlich auf einen relativ kleinen Wert festzulegen ist, um einen Erwärmungsbetrag des Schalttransistors auf weniger als einen endlichen, maximal erlaubten Erwärmungsbetrag Qmax zu reduzieren.
  • Da die maximale Flußgröße φmax der Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge praktisch proportional zu dem maximalen Erregungsstrom Imax ist und die Ausgangsleistung der Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge von der maximalen Flußgröße φmax abhängt, wird geschätzt bzw. bevorzugt, daß eine hohe Haltespannung, welche von den bei den Wechselstromgeneratoren verwendeten Schalttransistoren verlangt wird, eine Verbesserung des Ausgangs der Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge stark begrenzt.
  • Es ist natürlich möglich, eine Mehrzahl von Schalttransistoren parallel zu verwenden, um den maximal erlaubten Erwärmungsbetrag Qmax oder den maximalen Erregungsstrom Imax zu erhöhen. Jedoch erhöht die Verwendung einer Mehrzahl von parallelen Schalttransistoren die Kosten und erfordert einen größeren Raum.
  • Prinzipiell ist es möglich, den maximalen Erregungsstrom Imax durch eine Verbesserung der Strahlungseingenschaften der Schalttransistoren zu erhöhen. Da die Schalttransistoren an der Endoberfläche eines Gehäuses des Wech selstromgenerators angeordnet sind, ist es jedoch schwierig, eine große Strahlungsrippe anzuordnen, da dies zu einem Ansteigen der Größe der Wechselstromgeneratoren und einem Ansteigen des Ventilationswiderstands führen würde.
  • Da die oben beschriebenen Schalttransistoren an der Endoberfläche des Gehäuses der Wechselstromgeneratoren angeordnet sind, werden darüber hinaus die Transistoren durch eine Erwärmung innerhalb der Generatoren und durch Wärme, welche von Motoren über das Gehäuse abgestrahlt wird, beeinträchtigt. Da demgegenüber kühlende Luft einen geringen Windflußbetrag aufweist, wenn der Motor leerläuft, wird die Umgebungstemperatur der Schalttransistoren spürbar hoch (beispielsweise 135ºC), wenn der Motor leerläuft, die Außentemperatur hoch ist und eine elektrische Last groß ist. Dadurch wird der oben beschriebene erlaubbare Temperaturanstieg ΔT, welcher diesbezüglich den Schalttransistoren gestattet ist, strikt beschränkt, wodurch der maximal erlaubbare Erwärmungsbetrag Qmax und der maximale Erregungsstrom Imax und schließlich der Ausgangsstrom der Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge weiter beschränkt werden.
  • Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es die Ausgangseffizienz eines Wechselstromgenerator entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1 derart weiterzubilden, daß die Kühlung leichter durchgeführt werden kann.
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung wird durch die im Anspruch 1 angezeigten vorteilhaften Maßnahmen gelöst. Infolge dieser Maßnahmen wird der SiC-Schalttransistor als getrenntes Gebilde von einem Steuerschaltungsteil des Erregungsstromkontrollers gebildet.
  • Die Grundstruktur einer SiC-Halbleiterstruktur ist beispielsweise bekannt aus "Proceedings of the 28th Intersociety Energy Conversion Engineering Conferrence, August 1993, Seiten 1249-1254. In diesem Artikel wird des weiteren offenbart; daß eine aus SiC gebildete PN-Sperrschichtdiode eine Haltespannung von etwa 1400 V besitzt, ein aus SiC gebildeter Bipolartransistor eine Haltespannung von etwa 200 V und ein aus SiC gebildeter Thyristor eine Haltespannung von 100 V aufweisen. Ein als getrenntes Gebilde von einem Steuerschaltungsteil des Erregungsstromkontrollers gebildeter SiC-Schalttransistor ist jedoch bei diesem Stand der Technik nicht bekannt.
  • Vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
  • Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Wechselstromgenerator für Motorfahrzeuge bereitzustellen, bei welchem der Generator im Vergleich mit einem herkömmlichen Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter einen Leistungsverlust deutlich verringern kann und die Kühlung erleichtert durchgeführt werden kann.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Wechselstromgenerator für Motorfahrzeuge bereitzustellen, bei welchem ein Ausgangssignal stark verbessert wird, ohne daß die Verläßlichkeit bezüglich einer reduzierten Betriebsgrenze der Schalttransistoren oder die Kühlung der Spulen bezüglich eines Ansteigens des Ventilationswiderstands des Generators gestört wird.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Wechselstromgenerator für Motorfahrzeuge zu schaffen, bei welchem der Ventilationswiderstand reduziert wird, wobei ein Raum reduziert wird, in welchem die Schalttransistoren angeordnet sind, und die Wirtschaftlichkeit durch Reduzieren der Größe und Vereinfachen der Schalttransistoren für eine Erregungsstromsteuerung und eine Kühlungskonstruktion davon verbessert wird, ohne daß sich eine Reduzierung des Ausgangs des Generators zeigt.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Wechselstromgenerator für Motorfahrzeuge zu schaffen, bei welchem ein Widerstandsleistungsverlust in einer Haltespannungsschicht oder einem parasitären Sourcewiderstand Rs von MOS-Leistungstransistoren in einem Spannungswandler stark reduziert wird; des weiteren ist dieser Generator zum starken Reduzieren eines Kanalwiderstands als Ergebnis einer Reduzierung des Rückkopplungseffekts des Sourcewiderstands geeignet, wodurch der Leistungsverlust spürbar mit dem Synergieeffekt der Reduzierung des Widerstandsleistungsverlusts und der Reduzierung des Kanalwiderstands reduziert werden kann.
  • Die oben beschriebenen Merkmale und die Charakteristik der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus einem Studium der folgenden detaillierten Beschreibung und der Zeichnung.
  • Fig. 1 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Wechselstromgenerators für Motorfahrzeuge einer ersten Ausführungsform;
  • Fig. 2 zeigt eine Querschnittsansicht des in Fig. 1 dargestellten Wechselstromgenerators;
  • Fig. 3(a) und 3(b) zeigen äquivalente Schaltungsdiagramme einer Struktur einer Inverterschaltung;
  • Fig. 4 zeigt eine teilweise vergrößerte Querschnittsansicht, welche ein Beispiel einer MOS-Leistungstransistorstruktur darstellt, die einen Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter bildet;
  • Fig. 5 zeigt eine teilweise vergrößerte Querschnittsansicht, welche ein Beispiel einer MOS-Leistungstransistorstruktur darstellt, welche den Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter bildet;
  • Fig. 6 zeigt eine Ansicht einer Spannungs/Strom-Beziehung eines aus SiC gebildeten MOS-Leistungstransistors;
  • Fig. 9 zeigt eine Ansicht, welche die Beziehung zwischen einem Kanalwiderstand und einer Haltespannung bei dem in Fig. 7 und 8 dargestellten MOS-Leistungstransistor darstellt;
  • Fig. 10 zeigt eine Ansicht, welche die Beziehung zwischen einem Ausgangsstrom, der Effizienz und der Drehzahl bei dem Wechselstromgenerator darstellt, wenn ein Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter des Si-MOS-Leistungstransistortyps und ein Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter des SiC-MOS- Leistungstransistortyps verwendet werden;
  • Fig. 11 zeigt eine Ansicht, welche die Beziehung zwischen einer Rauschspannung und einer Drehzahl bei dem Wechselstromgenerator darstellt, wenn der Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichter des Si-MOS-Leistungstransistortyps und der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter des SiC-MOS-Leistungstransistors verwendet werden;
  • Fig. 12 zeigt eine Seitenansicht, welche eine Rückseite des Wechselstromgenerators für Motorfahrzeuge darstellt, wobei der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter perspektivisch dargestellt wird;
  • Fig. 13 zeigt eine innere perspektivische Draufsicht auf den Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter von Fig. 12;
  • Fig. 14 zeigt ein äquivalentes Schaltungsdiagramm, welches einen zweiten Wechselstromgenerator darstellt;
  • Fig. 15 zeigt eine Querschnittsansicht, welche eine dritten Wechselstromgenerator darstellt;
  • Fig. 16 zeigt ein äquivalentes Schaltungsdiagramm, welches einen vierten Wechselstromgenerator darstellt;
  • Fig. 17 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines fünften Wechselstromgenerators;
  • Fig. 18 zeigt eine Querschnittsansicht von an einem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren und eines Schalttransistors 20b in dem in Fig. 17 dargestellten Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19;
  • Fig. 19 zeigt Ergebnisse einer tatsächlichen Messung, welche eine Beziehung zwischen der Drehzahl und dem Ausgangsstrom bei dem Wechselstromgenerator darstellt, wobei der Generator einen Schalttransistor unter Verwendung des SiC-MOST's der vorliegenden Erfindung und des herkömmlichen Si-BPT's und des Si-MOST's aufgenommen hat;
  • Fig. 20 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines sechsten Wechselstromgenerators;
  • Fig. 21 zeigt ein äquivalentes Schaltungsdiagramm, welches einen Teil der Schaltung von Fig. 20 darstellt;
  • Fig. 22 zeigt ein äquivalentes Schaltungsdiagramm, welches einen Teil der Schaltung von Fig. 20 darstellt;
  • Fig. 23 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines siebenten Wechselstromgenerators;
  • Fig. 24 zeigt eine Querschnittsansicht von an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren und des Schalttransistors 20d in dem Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter von Fig. 23;
  • Fig. 25 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Wechselstromgenerators einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • Fig. 26 zeigt eine Ansicht, welche einen Zustand darstellt, bei welchem der Vollweg-Gleichrichter und ein Erregungsschalttransistor 20e auf derselben Kühlrippe (radiating fin) angeordnet sind.
  • Fig. 27 zeigt eine Querschnittsansicht, bei welcher eine Freilaufdiode (flywheel diode) 40a und ein Erregungsschalttransistor 41 auf demselben Chip gebildet sind; und
  • Fig. 28 zeigt ein äquivalentes Schaltungsdiagramm, welches eine Schaltung von Fig. 27 darstellt.
  • Da wie oben beschrieben Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge einen großen Betrag aufgespeicherter magnetischer Energie in einer Ankerwicklung und einer Feldspule aufweisen, ist es nötig, eine Halte- bzw. Durchschlagsspannung (withstand voltage) für jedes Halbleiterleistungselement in dem Gleichrichter auf beispielsweise etwa 300 Volt festzulegen, wobei der Betrag größer als das zwanzigfache der ausgebenen gleichgerichteten Spannung in dem Gleichrichter ist.
  • Darüber hinaus wird ein großer Ausgangsstrom von 100A oder mehr als Ergebnis eines Anstiegs der auf Fahrzeugen mitgeführten elektrischen Last verlangt.
  • Dabei beträgt eine elektrische Durchschlagsstärke bei SiC etwa 400 Volt/um, welche etwa 13 Mal größer als bei Si ist. Die Tatsache, daß SiC ein wesentlich größeres elektrisches Durchschlagsfeld als Si besitzt, bedeutet, daß die Verwendung von SiC als Bestandteil bildendes Element des Gleichrichters in Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge den Vorteil des spürbaren Reduzierens einer Verlustlei stung in MOS-Leistungstransistoren besitzt. Der Vorteil des Reduzierens der Verlustleistung, welcher sich aus einem Unterschied der oben beschriebenen elektrischen Durchschlagsstärke ergibt, wird im folgenden weiter detailliert erklärt.
  • Beispielsweise wird ein Fall berücksichtigt, bei welchem SiC-MOS-Leistungstransistoren in dem Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter des Wechselstromgenerators für Motorfahrzeuge verwendet werden, um eine Haltespannung von 300 Volt sicherzustellen. Zur Vereinfachung wird angenommen, daß die N-Typ Haltespannungsschicht 107 (Beispielsweise in Fig. 4 oder 5 dargestellt, wobei die Struktur bei der vorliegenden Erfindung wie vorher bekannt dieselbe ist. Jedoch werden bei der vorliegenden Erfindung unter Verwendung von SiC gegenüber dem reinen Si überlegene Ergebnisse erzielt.), vollständig zu der Haltespannung von 300 Volt beiträgt.
  • Wenn einfach angenommen wird, daß die N-Typ Halte- bzw. Durchschlagsspannungsschicht (withstand voltage layer) 107 die Haltespannung von 300 Volt aushält, beträgt die geforderte Dicke der N-Typ Haltespannungsschicht 105 etwa 4 um, beträgt die Störstellenkonzentration 2 · 10¹&sup6; Atome/cm³ und beträgt der spezifische Widerstand etwa 1,25 Ωcm, wobei die elektrische Durchschlagsfeldstärke von SiC auf 400 Volt/um festgelegt ist. Demgegenüber beträgt die geforderte Dicke der Haltespannungsschicht mit der Haltespannung von 300 Volt in dem oben beschriebenen Si-MOS-Leistungstransistor etwa 20 pm, beträgt die Störstellenkonzentration 1 · 10 Atome/cm³ und der spezifische Widerstand etwa 5 Ωcm. Folglich bedeutet dies, daß der Widerstand der N-Typ Haltespannungsschicht 107 in dem SiC-MOS-Leistungstransistor auf 1/20 des Werts der N-Typ Haltespannungsschicht 107 in dem Si-MOS-Leistungstransistor reduziert werden kann. Es ist jedoch ganz natürlich, daß die Störstellenkonzentration in der N-Typ Haltespannungsschicht 107 in Bezug zu der Stör stellenkonzentration in dem Gebiet 103 der P-Typ Mulde niedflger als der oben beschriebene Wert sein kann.
  • Demgegenüber kann der Widerstand der Haltespannungsschicht des SiC-MOS-Leistungstransistors auf 1/10 des Werts des Si-BPT's und des Si-MOST's reduziert werden, um die von einem Schalttransistor für eine Erregungsstromsteuerung geforderte Haltespannung (beispielsweise 300 Volt oder mehr) zu realisieren.
  • D. h. der Si-MOS-Leistungstransistor besitzt eine elektrische Durchschlagsfeldstärke von etwa 30 Volt/um. Wenn einfach angenommen wird, daß die N-Typ Haltespannungsschicht 105 die Haltespannung von 300 Volt aushält, beträgt die geforderte Dicke der Haltespannungsschicht etwa 20 um, beträgt die Störstellenkonzentration 1 · 10¹&sup5; Atome/cm³ und liegt der spezifische Widerstand bei etwa 5 Ωcm.
  • Da die elektrische Durschlagsfeldstärke von SiC 400 V/um wie oben beschrieben beträgt, beträgt darüber hinaus die geforderte Dicke der N-Typ Haltespannungsschicht 105 etwa 4 um, beträgt die Störstellenkonzentration 2 · 1015 Atome/cm³ und liegt der spezifische Widerstand bei etwa 1,25 Ωcm. Folglich kann der Widerstand der N-Typ Haltespannungsschicht 105 des SiC-MOS-Leistungstransistors als Schalttransistor auf etwa 1/20 des Werts der N-Typ Haltespannungsschicht 105 in dem Si-MOS-Leistungstransistor reduziert werden.
  • Des weiteren werden sogar andere Widerstandskomponenten dem Widerstand der N-Typ Widerstandsschicht 105 bei der Berechnung hinzugefügt, ein Widerstand r im eingeschalteten Zustand des SiC-MOST's wird etwa 1/25 des Werts des Si- MOST's und etwa 1/19 des Werts des Si-BPT's betragen, wenn die Widerstände r im eingeschalteten Zustand des Si-BPTs, des Si-MOST's und des SiC-MOST's berechnet werden, wobei die Entwurfsregeln und die Chipfläche dieselben sind.
  • Wie oben beschrieben reguliert der erlaubbare Temperaturanstieg ΔT, welcher gegenüber der Umgebung erlaubbar ist, die maximal erlaubbare Erwärmungsgröße Qmax, welche durch die folgende Gleichung dargestellt werden kann: Qmax = r · Imax², wobei r einen Widerstand im eingeschalteten Zustand des Schalttransistors und Imax den maximalen Erregungsstrom darstellen. Die Tatsache, daß der Widerstand r im eingeschalteten Zustand wie oben beschrieben reduziert werden kann, bedeutet, daß der maximale Erregungsstrom um etwa 4- bis 4,5-fache (nämlich 1/r0,5) mit einem Chip erhöht werden kann, wenn der maximal erlaubbare Erwärmungsbetrag Qmax endlich. Das bedeutet, daß der maximale Flußbetrag φmax mit einem Schalttransistor steuerbar ist und sogar der Ausgang der Wechselstromgeneratoren für Fahrzeuge spürbar erhöht werden kann. Natürlich erfordert ein derartiges Ansteigen des maximalen Flußbetrags φmax eine Vergrößerung der Feldspule und eines Feld-Eisenkerns. Die Tatsache, daß ein derartig großer Betrag des Feldflusses mit einem Schalttransistor gesteuert werden kann, stellt einen wichtigen Vorteil dar.
  • Es ist offensichtlich, daß der Widerstand im eingeschalteten Zustand auf 1/25 reduziert werden kann und dieselbe Operation realisiert werden kann, wenn 25 Si-MOST's parallel miteinander verbunden sind. Es ist jedoch schwierig, eine derart große Anzahl von Si-MOST's oder Si-BPTs auf der Endoberfläche eines Gehäuses des Generators anzuordnen. Sogar wenn es möglich ist, derartige Transistoren darauf anzuordnen, kann die Innenseite des Generators durch Ventilation kaum gekühlt werden, da die Kühlungsluft innerhalb der Endoberfläche des Gehäuses absorbiert wird. Somit ist es unmöglich, eine derartige Anordnung in einem praktischen Fall zu verwenden.
  • Daher kann wie bei der vorliegenden Erfindung ersichtlich der Ausgang des Wechselstromgenerators für Motorfahr zeuge mit der Annahme eines SiC-MOST's als Schalttransistor spürbar erhöht werden.
  • Wenn demgegenüber der Ausgang der Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge auf denselben Pegel wie das herkömmliche Gegenstück unter der Annahme festgelegt wird, daß der maximale Erregungsstrom Imax denselben Wert beibehält, kann der Widerstand r des Schalttransistors im eingeschaltenten Zustand auf etwa 5% des Werts eines herkömmlichen Schalttransistors reduziert werden. Sogar die Erwärmung kann um etwa 95% mit dem Ergebnis reduziert werden, daß ein Ansteigen der Temperatur des Elements stark reduziert werden kann und ein Kühlsystem wie eine Kühlrippe vereinfacht wird.
  • Da der benötigte Raum stark reduziert wird, kann des weiteren das Kühlvermögen mit einer größeren Öffnung eines Kühlungslufteinlasses an der Endoberfläche des Gehäuses verbessert werden.
  • Unter der Annahme, daß der Erwärmungsbetrag des Schalttransistors derselbe wie bei dem herkömmlichen Gegenstück ist, kann darüber hinaus die Chipfläche auf etwa 1/20 reduziert werden, wodurch der Ertrag der Chips und anderer integrierter Schaltungen stark verbessert wird.
  • Bei der obigen Beschreibung wird der SiC-MOS-Leistungstransistor als der Schalttransistor verwendet. Es ist jedoch offensichtlich, daß derselbe Vorteil unter Verwendung von anderen Leistungselementen als Schalttransistor wie eines SiC-Bipolartransistors und eines MOS-SIT's anstelle des SiC-MOS-Leistungstransistors erzielt werden kann.
  • In Fig. 2 ist eine Gesamtkonstruktion eines motorgetriebenen ersten Wechselstromgenerators für Motorfahrzeuge oder ein sogenannter Alternator veranschaulicht.
  • Eine Hülle des Generators enthält einen Treiber- bzw. Ansteuerungsrahmen 1 und einen Rückseitenrahmen 2, welche direkt mit einer Mehrzahl von Schraubbolzen 15 oder dergleichen verbunden sind.
  • Ein Statorkern 3 ist an einem inneren Umfang der Rahmen 1 und 2 befestigt. Eine Dreiphasen-Generatorwicklung 5 ist um den Statorkern 3 gewickelt. Eine Welle 9 wird von Lagern 13 und 14 drehbar gehalten, die an den Rahmen 1 und 2 befestigt sind. Ein Rotorkern 6 ist an dem inneren Umfang des Statorkerns 3 lokalisiert und an der Welle 9 befestigt. Eine Feldwicklung 10 ist um den Rotorkern 6 gewickelt. An beiden Oberflächenenden der Polkerne 7 und 8 sind Kühlrippen 11 und 12 angeordnet. Darüber hinaus ist ein Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19, welcher den Spannungsregler 18 aufgenommen hat, außerhalb des Rückseitenrahmens 2 vorgesehen. Entsprechend Fig. 2 bezeichnen Bezugszeichen 16 eine Bürste, Bezugszeichen 17 einen Schleiffring und Bezugszeichen 23 eine Rückseitenabdeckung. Des weiteren bezeichnet Bezugszeichen 22a Kühlungsluft, welche in einen Einlaß 24a eintritt und aus einem Auslaß 25a austritt.
  • Eine Schaltungsanordnung des ersten Wechselstromgenerators für Motorfahrzeuge wird in Verbindung mit Fig. 1 erklärt.
  • Der Spannungsregler 18 enthält den Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichter 19 und ein Spannungsreglerteil 20. Der Gleichtrichter 19 ist ein Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter, welcher MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f des N-Kanal- Anreicherungstyps aufweist, die auf einem SiC-Einkristall gebildet sind. In einem derartigen Gleichrichter verbinden die an dem heißen Ende befindlichen Transistoren 19a bis 19c jeden Ausgangsanschluß einer Phase der Dreiphasen-Generatorwicklung 5 mit einem Anschluß eines hohen Potentials der Batterie 21, wohingegen die an dem kalten Ende befindlichen Transistoren 19d bis 19f jeden Ausgangsanschluß ei ner Phase der Dreiphasen-Generatorwicklung 5 mit einem Anschluß eines niedrigen Potentials der Batterie 21 verbinden.
  • Das Spannungsreglerteil 20 ist über eine Bürste 16 und einen Schleifring 17 mit der Feldwicklung 10 verbunden und auf demselben (nicht dargestellten) Substrat wie der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 angebracht. Ein Anbringen eines derartigen Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters 19 und des Spannungsreglerteils 20 auf demselben Substrat ermöglicht das Schrumpfen der Länge der Verdrahtungen. Des weiteren wird jeder Ausgangsphasenanschluß der Dreiphasen-Generatorwicklung 5 mit jeder erzeugten Phasenspannung beaufschlagt. Eine an jede Gateelektrode der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f angelegte Gatespannung wird auf der Grundlage dieser Eingangssignale gesteuert.
  • Im folgenden wird das Spannungssteuerungsverhalten erklärt. Bei einem (nicht dargestellten) Motor liest ein Spannungsreglerteil 20 des Spannungsreglers 18 eine Spannung VB der Batterie 21. Wenn das Öffnen und Schließen der Feldwicklung 10 derart gesteuert wird, daß die Spannung der Batterie 21 einen endlichen Wert annimmt, wird in der Dreiphasen-Generatorwicklung 5 eine Dreiphasen-Wechselspannung mit dem Ergebnis erregt, daß ein durch den Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 bezüglich der vollständigen Welle gleichgerichteter Gleichstrom die Batterie lädt. Andernfalls wird der gleichgerichtete Gleichstrom an der elektronischen Last des Fahrzeugs oder dergleichen verbraucht. Die Kühlrippen 11 und 12 (Fig. 2) drehen sich, um die Feldwicklung 10, die Dreiphasen-Generatorwicklung 5 und den Spannungsregler 18 zu kühlen.
  • Als nächstes wird eine Öffnungs- und Schließsteuerung jedes MOS-Leistungstransistors 19a bis 19f bei den Dreiphasen-MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f durch den Spannungsreglerteil 20 erläutert. Das Spannungsreglerteil 20 liest jede der erzeugten Dreiphasenspannungen Vu, V~ und VW, welche die Potentiale an dem Ausgangsanschluß jeder Phase der Dreiphasen-Generatorwicklung 5 darstellen, so daß eine zwischen Wicklungen erzeugte Spannung, welche größer als die Anschlußspannung der Batterie 21 ist, aus zwischen Wicklungen erzeugten Spannungen VU-VV, VV-VW und VW-VU gewählt wird. Danach wird einer der an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c und einer der an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f eingeschaltet, so daß die ausgewählte erzeugte Spannung zwischen den Wicklungen an die Batterie 21 angelegt wird. Dadurch wird ermöglicht, daß ein Ladestrom von der ausgewählten Dreiphasen-Generatorwicklung der Batterie 21 zugeführt wird.
  • Des weiteren erfaßt das Spannungsreglerteil 20 die Anschlußspannung der Batterie 21 wie normale Regler. Die erfaßte Spannung wird mit der voreinstellten Bezugsspannung verglichen, so daß ein Schalttransistor periodisch den Erregungsstrom steuert, um die Anschlußspannung wie bei dem Stand der Technik auf einem Sollwert zu halten. Der Schalttransistor kann ein SiC-MOS-Transistor sein.
  • Die Details des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters des MOS-Leistungstransistors unter Verwendung des oben beschriebenen SiC wird unten in Verbindung mit Fig. 3(a) und 5 erklärt. Fig. 3(a) zeigt eine Ansicht einer Inverterschaltung, wobei die Ansicht ein Teil einer Phase des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters vom MOS-Leistungstransistortyp der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Fig. 5 zeigt eine Ansicht, welche einen Teil einer Querschnittsstruktur der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f darstellt.
  • Bei der in Fig. 3(a) dargestellten Inverterschaltung der N-Kanal-MOS-Leistungstransistoren sind eine Drainelektrode D des an den heißen Ende befindlichen MOS-Leistungs transistors 101 und eine Sourceelektrode S des an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistors mit einem Ausgangsphasenanschluß der Dreiphasen-Generatorwicklung 5 verbunden, eine Drainelektrode D des an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistors 102 ist mit einem Anschluß eines niedrigen Potentials der Batterie 21 verbunden, und eine Sourceelektrode S des an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistors 101 ist mit einem Anschluß eines hohen Potentials der Batterie 21 verbunden würde. Die Richtung des Ladestroms zur Zeit der Batterieladung ist entgegengesetzt zu der Richtung der Bewegung der Elektronen. Die Sourceelektrode S bezieht sich auf eine Elektrode, an welcher die elektrische Ladung von Ladungsträgern zur Ladezeit in den Kanal geladen wird.
  • Bei den MOS-Leistungstransistoren 101 und 102 sind wie in Fig. 3(a) und 3(b) dargestellt eine mit dem Source an einer Seite verbundene parasitäre Diode Ds und eine mit dem Drain an einer Seite verbundene parasistäre Diode Dd zwischen dem P-Typ Muldengebiet 103, welches später beschrieben wird (nämlich einem Gebiet unmittelbar unter der Gateelektrode 101) und der Sourceelektrode S oder der Drainelektrode D gebildet. Jedoch sind das P-Typ Muldengebiet 103 und die Drainelektrode D wegen der Notwendigkeit des Hinzufügens von Elektronen dem P-Typ Muldengebiet 103 kurzgeschlossen. Der Grund dafür ist bereits beschrieben worden. Dadurch wird ermöglicht, daß die mit dem Source an einer Seite verbundene parasitäre Diode Ds den oben beschriebenen Sperrstrom von der Batterie 21 verhindert.
  • Als nächstes wird ein Teil der Querschnittsstruktur des MOS-Leistungstransistors der ersten Ausführungsform in Verbindung mit Fig. 5 erklärt.
  • Auf dem N&spplus;-Typ SiC-Substrat 106 ist eine N-Typ Haltespannungsschicht 105 epitaxial aufgewachsen und gebildet. Des weiteren ist auf dem Oberflächenteil der N-Typ Halte spannungsschicht 105 ein P-Typ Muldengebiet 103 durch Ionenimplantierung von Aluminium gebildet. Des weiteren ist auf dem Oberflächenteil des p-Typ Muldengebiets 103 ein N&spplus;- Typ-Gebiet 104 durch Ionenimplantierung von Stickstoff gebildet. Danach ist eine Öffnung auf einem Gebiet einer Waferoberfläche gebildet, an welcher ein Graben zu bilden ist, gefolgt von einem Maskieren des Grabens mit einem Resist oder einer Isolierungsschicht, um einen Graben 108 in einer ausgesparten Konfiguration durch das bekannte Trockenätzen, welches als das reaktive Ionenätzen (R. I. E.) bezeichnet wird. Danach ist auf der Oberfläche des Grabens 108 eine aus einer Siliziumoxidschicht gebildete Gateisolierschicht 109 auf der Oberfläche des Grabens 108 mit dem thermischen Oxidationsverfahren gefolgt durch Bildung einer Gateelektrode 110 aus dotiertem Polysilizium in dem Graben 108 gebildet. Danach wird es der Metallelektrode 111 ermöglicht, das N&spplus;-Typ-Gebiet (Drainelektrode) und die Oberfläche 104 des P-Typ Muldengebiets zu kontaktieren, worauf der Metallelektrode 112 ermöglicht wird, die Oberfläche der N&spplus;- Typ Substrats (Sourceelektrode) 106 zu kontaktieren, wodurch ein Element fertiggestellt ist.
  • Wenn daher bei dem ersten Wechselstromgenerator eine hohe Spannung (beispielsweise +300 V) an die Sourceelektrode 106 und die Drainelektrode 111 während des Ausschaltens des MOS-Leistungstransistors angelegt wird, schwillt eine Verarmungsschicht primär auf die n-Typ Druckhaltespannungsschicht 105 zu an, um eine hohe Spannung auszuhalten. Folglich dient die N-Typ Haltespannungsschicht 105 als Sourcerückkopplungswiderstand Rs. Wie oben beschrieben erzeugen der Widerstand selbst und der Kanalwiderstandserhöhungseffekt einen Leistungsverlust.
  • Da jedoch ein SiC-Einkristall als Material bei dem ersten Wechselstromgenerator verwendet wird, kann die Dicke der N-Typ Haltespannungsschicht 105 und die Störstellenkon zentration im Vergleich mit dem herkömmlichen Si stark verbessert werden.
  • Die Entwurfsbedingung bzw. der Entwurfszustand der N- Typ Haltespannungsschicht 105 wird berücksichtigt, wenn die Haltespannung der N-Typ Haltespannungsschicht 105 auf 300 V festgelegt wird.
  • Die elektrische Durchschlagsfeldstärke von Si beträgt etwa 30 V/um. Wenn vereinfacht angenommen wird, daß die N- Typ Haltespannungsschicht 107 die Haltespannung von 300 V aushält, beträgt die geforderte Dicke der Haltespannungsschicht etwa 20 um, beträgt die Störstellenkonzentration davon 1 · 10¹&sup5; Atome/cm² und beträgt der spezifische Widerstand etwa 5 Ωcm.
  • Demgegenüber beträgt die elektrische Durchschlagsfeldstärke von SiC etwa 400 V/um. Wenn vereinfacht angenommen wird, daß die N-Typ Haltespannungsschicht 105 die Haltespannung von 300 V aushält, beträgt die geforderte Dicke der Haltespannungsschicht etwa 4 um, beträgt die Störstellenkonzentration davon 2 · 10 Atome/cm² und beträgt der spezifische Widerstand etwa 1,25 Ωcm.
  • Daher kann der Widerstand der N-Typ Haltespannungsschicht 107 des SiC-MOS-Leistungstransistors auf 1/20 des Werts der N-Typ Haltespannungsschicht 107 des Si-MOS-Leistungstransistors reduziert werden. Wie oben beschrieben, kann zusammen damit der Kanalwiderstand stark reduziert werden. Mit diesem Synergieeffekt kann ein Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter für Motorfahrzeuge mit geringem Verlust realisiert werden.
  • Mit anderen Worten, es ist klar gestellt worden, daß ein Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter mit einer hervorragenden Wirkung, welche aus dem Stand der Technik nicht vorhergesagt werden kann, durch Verbessern der elektrische Durch schlagsfeldstärke der N-Typ Haltespannungsschicht 105 mit der Annahme von SiC realisiert werden kann.
  • Die oben beschriebene Beziehung ist natürlich auch dann dieselbe, wenn eine hohe Spannung außer 300 Volt an die N- Typ Haltespannungsschicht 105 angelegt wird.
  • Fig. 6 bis 8 stellen die Spannungsstromcharakteristik einer Si-Diode, eines Si-MOS-Leistungstransistors und eines SiC-MOS-Leistungstransistors dar, welche mit derselben Chipgröße und Entwurfsregel hergestellt sind. Jedoch ist die Haltespannung auf 250 Volt festgelegt. Fig. 6 stellt die Charakteristik der Si-Diode dar. Fig. 7 stellt die Charakteristik des Si-MOS-Leistungstransistors dar. Fig. 8 stellt die experimentelle Charakteristik eines SiC- MOS-Leistungstransistors dar. Wie in Fig. 6 bis 8 dargestellt kann der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 der ersten Ausführungsform den Leistungsverlust um 90% oder mehr im Vergleich mit dem herkömmlichen Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichter bei einem Ausgangsstrom von 75A reduzieren.
  • Fig. 9 stellt ein Beispiel eines Berechnungsergebnisses bezüglich eines Widerstands im eingeschalteten Zustand dar, wenn die geforderte Haltespannung des MOS-Leistungstransistors geändert wird. Der spezifische Widerstand im eingeschalteten Zustand ist eine Summe des Kanalwiderstands und des Widerstands der N-Typ Haltespannungsschicht 105. Insbesondere ändert sich der Kanalwiderstand mit jeder Art von Filter. Jedoch wird wie in Fig. 9 dargestellt der oben beschriebene Widerstand der N-Typ Haltespannungsschicht 105 in dem gegenüber hohem Druck beständigen Gebiet vorherrschend.
  • Mit anderen Worten, der Kanalwiderstand ändert sich sogar mit einem Ansteigen der Haltespannung nicht (wenn ein Ansteigen des Kanalwiderstands ignoriert wird, was zum oben beschriebenen Rückkopplungseffekt führt, welcher durch ein Ansteigen des parasitären Sourcewiderstands Rs führt), der Widerstand der N-Typ Haltespannungsschicht 105 steigt an, während eine positive Korrelation bezüglich der Haltespannung aufrechterhalten wird. Folglich steigt der spezifische Widerstand im eingeschalteten Zustand proportional zu einem Ansteigen der Haltespannung von einem Pegel in der Nähe einer Haltespannung von 25 Volt an. Es ist jedoch klargestellt worden, daß ein Ansteigen des Widerstands der N-Typ Haltespannungsschicht 105 bis zu einem Pegel einer Haltespannung von 250 Volt bei SiC nahezu ignoriert werden kann, und der spezifische Widerstand im eingeschalteten Zustand erhöht sich langsam, nachdem die Haltespannung einen Wert von 250 Volt überschreitet.
  • Aus Fig. 9 ergibt sich, daß in einem Bereich A, welcher einen gewünschten Haltespannungsbereich für ein in einem Alternator installiertes Stromelement darstellt, ein SiC- Element dieser Ausführungsform effektiver als das obige Stromelement (Bereich C) ist. Der Bereich B (50 Volt oder weniger) stellt einen Bereich dar, bei welchem ein Si-Element wirksam ist.
  • Fig. 10 und 11 zeigen Eigenschaften des Wechselstromgenerators für Motorfahrzeuge der ersten Ausführungsform, wobei ein Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 einen SiC-MOS-Leistungstransistor und einen Si-MOS-Leistungstransistor (Vergleichsbeispiel) enthält, die beide dieselbe Chipgröße aufweisen.
  • Der Ausgangsstrom ist um etwa 10% verbessert (bei 12 Polen und 5000 UpM). Da darüber hinaus der Verlust von gleichgerichtetem Strom nahezu ignoriert werden kann, kann die Gleichrichtungseffizienz um etwa 3 bis 5% verbessert werden.
  • Da die Erwärmung des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters stark herabgesetzt ist, kann darüber hinaus die Abstrah lungsrippe bezüglich ihrer Größe reduziert werden. Wie in Fig. 13 dargestellt kann der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 und das Spannungsreglerteil 20 in demselben Gehäuse 30 integriert sein. Darüber hinaus kann durch Integrieren des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters 19 und des Spannungsreglerteils 20 eine Verdrahtung ausgelassen werden, welche den Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 und das Spannungsreglerteil 20 verbindet. Ein von dieser Verdrahtung erzeugtes elektromagnetisches Abstrahlungsrauschen kann reduziert werden. Im Vergleich mit dem herkömmlichen Generator wie in Fig. 12 dargestellt kann ein Einlaßfenster zum Absorbieren von Kühlungsluft bloßgelegt werden, ohne direkt bedeckt zu sein. Als Folge kann der Anbringungsraum des Dreiphasen- Vollweg-Gleichrichters 19 reduziert werden, und der Ventilationswiderstand und die Ventilationsleistung können ebenfalls reduziert werden.
  • Des weiteren ist bei dem ersten Wechselstromgenerator wie in Fig. 11 dargestellt klargestellt worden, daß dann, wenn ein Generator mit 12 Polen und 100A bei 10000UpM gedreht wird, der SiC-Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 die in der gleichgerichteten Ausgangsspannung enthaltene Rauschspannung um etwa 20% im Vergleich mit dem herkömmlichen Si-Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter reduzieren kann. Dies liegt daran, daß die Potentialänderung zwischen beiden Enden der Dreiphasen-Vollweg-Generatorwicklung 5, welche sich aus dem Ein- und Ausschalten der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f ergibt, unterdrückt wird, da die MOS- Leistungstransistoren 19a bis 19f kleine Widerstände aufweisen.
  • Des weiteren ist bei der oben beschriebenen Ausführungsform der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19, welcher den Spannungsregler 18 enthält, in dem Generator untergebracht. Der oben beschriebene Spannungsregler 18 kann auf der äußeren Wand des Generators oder außerhalb des Generators von dem Generator getrennt angeordnet werden. Jedoch können der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 und das Spannungsreglerteil 20 voneinander getrennt gebildet werden.
  • Des weiteren kann ein externer Phasengenerator außer dem Dreiphasen-Generator auf dieselbe Weise gebildet werden.
  • Fig. 12 zeigt eine Ansicht, welche einen Dreiphasen- Vollweg-Gleichrichter, der einen Spannungsregler 18 enthält, aus axialer Richtung des in Fig. 2 dargestellten Alternators darstellt. Fig. 13 zeigt eine Ansicht, welche eine innere perspektivische vergrößerte Ansicht des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters 19 darstellt, der den in Fig. 12 dargestellten Spannungsregler 18 enthält. Entsprechend Fig. 12 und 13 bezeichnet Bezugszeichen 26 einen Gleichstromausgangsanschluß, Bezugszeichen 27 bezeichnet ein Verbindungsstück für ein Schlüsselschaltersignal und ein Batteriespannungssignal, und Bezugszeichen 29 bezeichnet eine Anschlußbasis zum Verbinden von Generatorwicklungen. Des weiteren bezeichnet Bezugszeichen 22b Kühlungsluft, welche von einem Einlaß 24b zu einem Auslaß 25b fließt.
  • Ein zweiter Wechselstromgenerator wird unter Bezugnahme auf Fig. 14 beschrieben.
  • Bei dem zweiten Wechselstromgenerator sind lediglich an dem heißen Ende befindliche MOS-Transistoren in dem Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 aus SiC gebildet, wohingegen an dem kalten Ende befindliche Halbleiterleistungselemente mit PN-Dioden 19X, 19Y und 19Z aus herkömmlichem Si gebildet sind. Somit bietet der zweite Wechselstromgenerator den Vorteil der Reduzierung eines Leistungsverlusts und der Vereinfachung der Kühlung, obwohl der Vorteil des zweiten Wechselstromgenerators kleiner als derjenige des ersten Wechselstromgenerators ist.
  • Lediglich an dem kalten Ende befindliche MOS-Leistungstransistoren sind aus SiC gebildet, wohingegen an dem heißen Ende befindliche Halbleiterleistungselemente als PN-Dioden ausgebildet sind, die aus herkömmlichen Si gebildet sind. Anstelle der oben beschriebenen PN-Dioden können aus Si gebildete MOS-Leistungstransistoren angenommen werden.
  • Ein dritter Wechselstromgenerator wird unter Bezugnahme auf Fig. 15 beschrieben.
  • Bei dem dritten Wechselstromgenerator bildet das N&spplus;-Typ Substrat 106 eine gemeinsame Sourceelektrode (siehe Fig. 1) jedes an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistors 19a bis 19c. Auf dew Substrat 106 sind P-Typ Muldengebiete 103a bis 103c jeder Phase einzeln gebildet und hinreichend voneinander in einem Abstand derart getrennt, daß ein wechselseitiger Durchschlag ausgeschlossen wird. Auf dem Oberflächenteil jedes P-Typ Muldengebiets 103a bis 103c sind N&spplus;-Typ Draingebiete 104a bis 104c einzeln gebildet, wohingegen auf dem Oberflächenteil jedes P-Typ Muldengebiets 103a bis 103c Gateelektroden 110a bis 110c über einer Isolierschicht 109 angeordnet sind. Die Drainelektroden 104a bis 104c sind einzeln durch eine Leitung zu den Gateelektroden 110a bis 110c mit einer Haltespannungsschicht 105 verbunden.
  • Dies ermöglicht dem dritten Wechselstromgenerator, einen hervorragenden Vorteil dahingehend zu besitzen, daß eine Halbbrücke, welche an dem heißen Ende befindliche MOS- Leistungstransistoren aufweist, auf einem Chip angeordnet werden kann, ohne daß irgendein Schritt des Herstellungsprozesses aufwendiger wird. Darüber hinaus ist der Leistungsverlust in jedem der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c so klein, daß ein Temperaturanstieg in jedem Element als Ergebnis der Integration davon vermieden werden kann.
  • Bei einem in Fig. 16 dargestellten vierten Wechselstromgenerator sind die SiC-MOS-Leistungstransistoren zwischen Anschlüssen eines hohen Potentials einer Batterie 21 und dem Ausgangsanschluß der Generatorwicklung 5 jeder Phase angeordnet. Demgegenüber ist der neutrale Punkt der Dreiphasen-Generatorwicklung mit einem Anschluß eines niedrigen Potentials der Batterie 21 verbunden.
  • Ein Spannungsreglerteil 20 liest die Spannungen und VW jeder Phase der Dreiphasen-Generatorwicklung bezüglich des Anschlusses des niedrigen Potentials der Batterie. Bezüglich der Spannungen wird eine Wicklungsspannung, welche größer als die Anschlußspannung der Batterie 21 ist, derart gewählt, daß der MOS-Leistungstransistor entsprechend der Phase eingeschaltet wird.
  • Dadurch wird es einer durch Einweg-Gleichrichtung des Dreiphasen-Wechselstroms erlangten Ausgangsspannung ermöglicht, der Batterie 21 eingespeist zu werden. Wenn eine große Stoßspannung als Ergebnis einer Unterbrechung einer mit der Batterie verbundenen Ladungsverdrahtung erzeugt wird, wird eine Spannung an zwei Elemente oder an ein an einem heißen Ende befindliches Element und an ein an einem kalten Ende befindliches Element angelegt, welche in Serie mit dem oben beschriebenen Vollweg-Gleichrichter verbunden sind. Demgegenüber wird eine hohe Spannung an ein Element bei der Einweg-Gleichrichtung der dritten Ausführungsform angelegt, wobei das Element eine um etwa zweimal so große Haltespannung erfordert. Folglich ist der Verlustreduzierungseffekt sogar bei der Verwendung von SiC-MOS-Transistoren mit einer hohen Haltespannung und einem geringen Leistungsverlust größer.
  • Es versteht sich, daß die MOS-Leistungstransistoren an dem Anschluß des niedrigen Potentials der Batterie angeschlossen werden können, wohingegen der neutrale Punkt der Wicklung mit dem Anschluß des hohen Potentials der Batterie verbunden werden kann. Dem neutralen Punkt kann ein Floaten gestattet werden. Bei diesem Wechselstromgenerator darf die Generatorwicklung nicht die Dreiphasen-Wicklung sein.
  • Die MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f bei jeder der oben beschriebenen Ausführungsformen sind durch die Verwendung von 6H-SiC als Material und eine Haltespannung von 300 Volt bestimmt. Im folgenden wird das Ergebnis der Analyse (vgl. Fig. 9) der Widerstände in dem Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichter 19 für Motorfahrzeuge unter Verwendung dieser 6H-SiC-MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f und dem Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 für Motorfahrzeuge unter Verwendung von Si-MOS-Leistungstransistoren theoretisch veranschaulicht. Der Kanalwiderstandserhöhungseffekt wird hier ignoriert, welcher von dem Rückkopplungseffekt des parasitären Sourcewiderstands Rs herrührt. Darüber hinaus nimmt die Schaltung eine in Fig. 6 dargestellte vertikale Konstruktion mit derselben Chipfläche an.
  • Der Widerstand R des Transistors ist die Summe des Kanalwiderstands rc und eines Widerstands rb der N&spplus;-Typ Haltespannungsschicht 105.
  • Es gelten die folgenden Gleichungen bzw. die folgenden Gleichungen werden umgesetzt:
  • rc = L/W · (1/us · s · o)&supmin;¹ · (Tox/(Vg - Vt))
  • rb = 4Vb² · (1/u s · o · Ec · A)
  • Danach wird der Widerstand des SiC-MOS-Leistungstransistors auf etwa 1/15 des Widerstands des Si-MOS-Leistungstransistors reduziert.
  • Jedoch besitzt Si eine elektrische Durchschlagsfeldstärke Ec von 3 · 10&sup5; V/cm, und SiC besitzt eine elektrische Durchschlagsfeldstärke Ec von 3 · 10&sup6; V/cm. Demgegenüber besitzt Si eine spezifische dielektrische Rate Es von 11,8, und SiC besitzt eine spezifische dielektrische Rate es von 10.0. Sowohl Si als auch SiC besitzen eine Fläche A von 1 mm². Bezugszeichen Vb bezeichnet eine Durchschlagsspannung (Haltespannung).
  • Des weiteren bezeichnet Bezugszeichen u eine Volumenbeweglichkeit (bulk mobility) von Elektronen. Si besitzt eine Volumenbeweglichkeit u von 1100 cm² (V · C), und SiC besitzt eine Volumenbeweglichkeit u von 370 cm²/(V · C). Sowohl Si als auch SiC besitzen eine Kanallänge L von 1 um und eine Kanalbreite W von 222 um. Bezugszeichen us bezeichnet eine Kanalbeweglichkeit. Die Kanalbeweglichkeit us von Si wird auf 500 cm²/(V · C) festgelegt, und die Kanalbeweglichkeit us von SiC wird auf 100 cm²/(V · C) festgelegt.
  • Die obige Gleichung zeigt, daß SiC einen kleineren Widerstand als Si besitzt, wenn die Haltespannung 50 Volt und mehr beträgt. Da das Substrat als Drain bei der obigen Gleichung dient, sollte der Widerstand von Si wegen eines Ansteigens des Kanalwiderstands infolge des Rückkopplungseffekts des oben beschriebenen parasitären Sourcewiderstands Rs spürbar ansteigen, wenn das Substrat als Source dient.
  • Daher kann angenommen werden, daß der Widerstand der SiC-MOS-Leistungswiderstände ohne Abfallen niedrig wird, wenn die Haltespannung 100 Volt oder mehr beträgt, falls sich die Entwurfsregel etwas ändert.
  • Das P-Typ Muldengebiet 103 wird durch Ionenimplantierung bei jeder der oben beschriebenen Ausführungsformen gebildet. Bei der in Fig. 5 dargestellten Konstruktion kann das P-Typ Muldengebiet 103 epitaxial aufwachsen bzw. gebildet werden.
  • Ein fünfter Wechselstromgenerator wird unter Bezugnahme auf Fig. 17 beschrieben. Ähnlich wie bei dem ersten Wech selstromgenerator enthält ein Spannungsregler 18 einen Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 und ein Spannungsreglerteil 20. Der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 enthält MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c des N-Kanal-Anreicherungstyps, wobei die Transistoren aus einem SiC-Einkristall gebildet sind.
  • Das Spannungsreglerteil 20 enthält einen Kontroller 20a, einen Schalttransistor 20b und eine Freilaufdiode 20c. Der Kontroller 20a sieht eine Pulsbreitenmodulationssteuerung des Schalttransistors 20b auf der Grundlage einer Batteriespannung VB vor. Danach wird ein Erregungsstrom, welcher durch eine Feldwicklung 10 von einer Batterie 21 über eine Bürste 16 und einen Schleifring 17 hindurchtritt, durch den Schalttransistor 20b gesteuert.
  • Wie im folgenden beschrieben ist der Schalttransistor 20b aus einem SiC-Einkristall gebildet. Der Schalttransistor 20b ist auf demselben Chip wie die an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f in dem Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 integriert.
  • Der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter des N-Kanal-MOS- Leistungstransistortyps, welcher den oben beschriebenen 6H- SiC-Einkristall und den Schalttransistor 20b aufweist, wird detailliert unter Bezugnahme auf Fig. 17 und 18 beschrieben. Jedoch stellt Fig. 18 eine Querschnittskonstruktion der MOS-Leistungstransistoren 19d und 19e und des Schalttransistors 20b dar.
  • Jeder der MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f in dem Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 wird darauffolgend mit dem Kontroller 20a ein- und ausgeschaltet, um den Dreiphasen-Vollweg-Strom gleichzurichten.
  • Bezugszeichen 120 bezeichnet einen Körper mit hohem Widerstand welcher dazu dient, dem unmittelbar unter einer Gateelektrode lokalisierten P-Typ Muldengebiet 103 ein Potential hinzuzufügen. Der Körper mit hohem Widerstand nimmt einen Widerstand von 150 Ω und mehr an.
  • Der Körper 120 mit hohem Widerstand bei den an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c ist parallel mit der mit dem Drain verbundenen parasitären Diode Dd verbunden, wohingegen der Körper 120 mit dem hohen Widerstand bei den an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f parallel mit der mit dem Source verbundenen parasitären Diode Ds verbunden ist.
  • Bei einer derartigen Konstruktion kann ein gemeinsames Source der an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c eine Haltespannungsschicht zwischen dem Source und den jeweiligen P-Typ Muldengebieten 103 besitzen. Somit können diese an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c wie in Fig. 15 dargestellt auf demselben Chip integriert sein.
  • Des weiteren kann ein gemeinsamer Drain der an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f eine Haltespannungsschicht zwischen dem Drain und dem jeweiligen P-Typ Muldengebieten 103 besitzen. Somit können die an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f wie in Fig. 18 dargestellt auf demselben Chip integriert sein. Der MOS-Leistungstransistor 19f ist auf Fig. 18 wegen Platzmangel nicht dargestellt.
  • Des weiteren kann bei dieser bestimmten Ausführungsform ein Leistungsverlust oder eine Erwärmung dieser MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19f stark verringert werden, und es kann der benötigte Chipbereich reduziert werden. Somit ist der Schalttransistor 20b auf demselben SiC-Chip wie die an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f integriert. Der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrich ter 19 und der Schalttransistor 20b können nämlich auf zwei Chips integriert sein.
  • Darüber hinaus bezeichnet entsprechend Fig. 18 Bezugszeichen 103 ein P-Typ Muldengebiet, Bezugszeichen 104 bezeichnet ein N&spplus;-Typ Sourcegebiet, Bezugszeichen 105 bezeichnet eine N-Typ Haltespannungsschicht und Bezugszeichen 106 bezeichnet ein N&spplus;-Typ Substrat (gemeinsames Draingebiet).
  • Als nächstes wird ein Verfahren zum Herstellen der MOS- Leistungstransistoren 19a bis 19f und des Schalttransistors 20b der fünften Ausführungsform beschrieben.
  • Auf dem N&spplus;-Typ 6H-SiC-Substrat 106 ist eine N-Typ Haltespannungsschicht 105 epitaxial aufgewachsen bzw. gebildet.
  • Auf dem Oberflächenteil der N-Typ Haltespannungsschicht 105 ist ein P-Typ Muldengebiet 103 durch Ionenimplantierung von Aluminium gebildet. Des weiteren ist auf dem Oberflächenteil des P-Typ Muldengebiets 103 das N&spplus;-Typ-Gebiet 104 durch Ionenimplantierung von Stickstoff gebildet. Danach ist eine Öffnung auf einem Gebiet auf der Waferoberfläche gebildet, an welchem ein Graben zu bilden ist. Danach wird die Öffnung mit einem Resist und einer Isolierungsschicht maskiert, worauf die Bildung eines Grabens in einer Aussparungsgestalt durch ein bekanntes R. I. E.-Trockenätzen folgt. Danach wird eine aus einer Siliziumoxidschicht gebildete Gateisolierschicht 109 durch thermische Oxidation gebildet, worauf die Bildung einer aus dotiertem Polysilizium gebildeten Gateelektrode 110 in dem Graben 108 folgt. Nach dem Verfahren wird der Metallelektrode 111 es ermöglicht, das N&spplus;-Typ Gebiet (Drainelektrode) und die Oberfläche 104 des P-Typ Muldengebiets zu kontaktieren. Danach wird es der Metallelektrode 112 ermöglicht, das N&spplus;-Typ Substrat (Sourceelektrode) 106 zu kontaktieren, wodurch das Element fertiggestellt wird.
  • Tabelle 1 zeigt ein Beispiel einer theroretischen Berechnung jeder Ausführungsart von Si-Bipolartransistoren, Si-MOS-Leistungstransistoren und SiC-MOS-Leistungstransistoren, welche mit derselben Größe und unter derselben Entwurfsregel hergestellt werden.
  • Jedoch wird die theoretische Berechnung davon auf der Grundlage einer in Fig. 22 dargestellten Schaltung unter der Annahme durchgeführt, daß die effektive Chipfläche jedes Elements gleich ist (bei diesem Wechselstromgenerator 16 mm²) und die Entwurfsregel für beide Typen von MOS-Leistungstransistoren gleich ist. Tabelle 1 Spannung B 14 Volt Feldwicklungswiderstand: 2,9 Ω
  • Entsprechend Fig. 22 bezeichnet Bezugszeichen 10 eine Erregungsspule. Es wird dabei angenommen, daß die Erregungsspule 10 einen Widerstand von 2,9 Ω besitzt. Bezugs zeichen 206 bezeichnet einen Schalttransistor 206. Der Widerstand im eingeschalteten Zustand des Bipolartransistors beträgt 270 mΩ, der Widerstand im eingeschalteten Zustand des Si-MOS-Leistungstransistors beträgt 350 mΩ, und der Widerstand im eingeschalteten Zustand des SiC-MOS-Leistungstransistors beträgt 14 mΩ.
  • Der oben beschriebene Wert von 270 mΩ bei dem Si-Bipolartransistor ist ein tatsächlich gemessener Wert, wohingegen der Wert von 350 mΩ bei dem Si-MOS-Leistungstransistor und der Wert von 14 mΩ bei dem SiC-MOS-Leistungstransistor aus den Widerstandswerten im eingeschalteten Zustand (900 m Ω · mm² bei Si, 35 mΩ · mm²) berechnet sind, wobei die in Fig. 9 dargestellte Haltespannung 300 Volt beträgt.
  • Aus dem Berechnungsbeispiel ergibt sich, daß der berechnete Verlust bei dem SiC-Schalttransistor 206 lediglich 340 mW beträgt, was bedeutet, daß der Verlust im Vergleich mit dem berechneten Verlust W des Si-Schalttransistors 206 spürbar reduziert werden kann.
  • Fig. 19 zeigt das Ergebnis einer tatsächlichen Messung eines Verhältnisses zwischen der Drehzahl und dem Ausgangsstrom bei Wechselstromgeneratoren für Motorfahrzeuge unter Verwendung eines Schalttransistors 20b, welcher als Si- MOST, als Si-BPT und als SiC-MOST ausgebildet ist, der unter derselben Entwurfsregel und mit derselben Chipfläche hergestellt worden sind.
  • Aus Fig. 19 ergibt sich, daß der Ausgangsstrom erhöht werden kann.
  • Bei der oben beschriebenen Ausführungsform sind die an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f bei dem Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 und ein Schalttransistor 20b integriert. Die Reduzierung der Wärme des Schalttransistors 20b ermöglicht eine monolithische In tegration des Schalttransistors 20b und des Kontrollers 20a oder die monolithische Integration der MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f, des Schalttransistors 20b und des Kontrollers 20a.
  • In diesem Fall enthält der Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 19 vorzugsweise MOS-Leistungstransistoren oder MOS- SIT's, wobei der Kontroller 20a ebenfalls vorzugsweise in derselben Elementekonstruktion gebildet wird. Bei einer derartigen Konstruktion kann eine Verbindungsverdrahtung zwischen den an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren 19d bis 19f und dem Kontroller 20a mit dem Ergebnis ausgelassen werden, daß das elektromagnetische Strahlungsrauschen ebenfalls reduziert werden kann.
  • Entsprechend Fig. 18 ist das P-Typ Muldengebiet durch Ionenimplantierung gebildet. Jedoch kann das P-Typ Muldengebiet durch Ionenimplantierung gebildet werden. Jedoch kann das P-Typ Muldengebiet epitaxial aufwachsen bzw. gebildet werden.
  • Ein sechster Wechselstromgenerator wird in Verbindung mit Fig. 20 und 21 erklärt.
  • Bei dem sechsten Wechselstromgenerator bildet ein Schalttransistor 41 zur Erregungsstromsteuerung dieselbe integrierte Hybridschaltung mit der anderen Schaltung als Teil des Reglers 20a.
  • Die Konstruktion des sechsten Wechselstromgenerators wird in Verbindung mit Fig. 20 erklärt.
  • Bezugszeichen 1A bezeichnet einen Generator, Bezugszeichen 101 (B) bezeichnet einen Ausgangsanschluss, Bezugszeichen 102 (IG) bezeichnet einen IG-Anschluss, Bezugszeichen 103 (S) bezeichnet einen Eingangsanschluss der Spannung B, Bezugszeichen 104 (L) bezeichnet einen Lade- bzw. Ladungs lampenansteuerungsanschluss, und Bezugszeichen 105 (E) bezeichnet einen Masseanschluss. Der Generator 1A enthält eine Generatorwicklung 5, eine Feldwicklung 10, einen Spannungsregler (hiernach als Regler bezeichnet) 20a und einen Gleichrichter 19. Der Regler 20a enthält Anschlüsse wie einen Ladelampenansteuerunganschluss 401 (L), einen Batteriespannungserfassungsanschluss 402 (S), einen IG-Anschluss 403 (IG), einen Anschluss +B 404 (B), einen Feldwicklungsanschluss 405 (F), einen Phasenspannungseingangsanschluss (406) P der Generatorwicklung und einen Masseanschluss 407 (E), eine Freilaufdiode 40, einen Schalttransistor 41 zur Erregungsstromsteuerung, den Transistor mit einem MOSFET unter Verwendung eines SiC-Materials, einen Steuerungs-IC (hiernach als MIC bezeichnet) 42 und einen Ansteuerungstransistor zur elektrischen Erwärmung eines Chokes (SiC-MOSFET) 43 eines Ladelampenansteuerungstransistors (SiC-MOSFET) 44. Bezugszeichen 60 bezeichnet eine Lade- bzw. Ladungslampe, Bezugszeichen 70 bezeichnet einen elektrisch erwärmbaren Choke, Bezugszeichen 21 bezeichnet eine Batterie, Bezugszeichen 90 bezeichnet eine elektrische Ladung, und Bezugszeichen 100 bezeichnet einen IG-Schalter.
  • Fig. 21 zeigt ein Funktionsblockdiagramm des MIC's von Fig. 20.
  • Bezugszeichen 42a bezeichnet einen IG-Eingangsanschluss, Bezugszeichen 42b bezeichnet einen Batteriespannungsabtastanschluss, Bezugszeichen 42c bezeichnet einen Transistoransteuerungsanschluss zur Ansteuerung des elektrisch erwärmbaren Chokes, Bezugszeichen 42d bezeichnet einen Transistoransteuerungsanschluss zur Ansteuerung der Ladelampe, Bezugszeichen 42e bezeichnet einen Masseanschluss, Bezugszeichen 42f bezeichnet einen Phasenspannungseingangsanschluss der Generatorwicklung, und Bezugszeichen 42g bezeichnet einen Ansteuerungsanschluss zur Ansteuerung einer Erregungsstromsteuerung. Bezugszeichen 421 bezeichnet eine Spannungsquelle zur Ansteuerung des MIC's (42), Bezugszei chen 422 bezeichnet einen Komparator zur Erfassung einer Spannungserzeugung, wobei die Phasenspannung der Generatorwicklung an einem Anschluss eintritt und eine Bezugsspannung Vref1 (423), welche das Vorhandensein des Beginns der Spannungserzeugung erfassen kann, an dem Anschluss + eintritt, wodurch dann, wenn die Phasenspannung kleiner als die Bezugsspannung Vref1 (423) ist, eine Beurteilung dahingehend erfolgt, dass die Spannungserzeugung nicht begonnen hat, wodurch es dem Komparator (422) ermöglicht wird, ein Signal Hi auszugeben, um den Transistor 44 auszuschalten und den Transistor 43 einzuschalten, wodurch die Ladelampe (60) zum Leuchten gebracht wird. Wenn demgegenüber die Phasenspannung ansteigt und der Beginn der Spannungserzeugung bestätigt worden ist, gibt der Komparator (422) Lo aus, um den Transistor 43 auszuschalten und den Transistor 44 einzuschalten, wodurch der Last (70) eine Spannung bzw. Energie zugeführt wird.
  • Der Komparator 424 steuert einen Transistor zur Erregungsstromsteuerung. Eine Spannung entsprechend einer Batteriespannung tritt an einem Anschluss ein, wohingegen eine Spannung entsprechend einer Steuerungszielspannung der Batterie (Vref2) (425) an dem Anschluss + eintritt. Wenn die Batteriespannung größer als eine Zielspannung ist, wird der Ausgang des Komparator zu Lo, und der Transistor 411 für den Erregungsstrom wird ausgeschaltet. Wenn demgegenüber die Batteriespannung niedrig ist, wird der Ausgang des Komparators 422 zu Hi, und der Transistor 41 für den Erregungsstrom wird eingeschaltet.
  • In dem obigen Abschnitt wurde ein Vorteil der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • Ein erster Vorteil eines geringen Einschaltwiderstands besteht darin, dass ein Spannungsabfall des Elements 41 mit dem Ergebnis verringert werden kann, dass die Effizienz als Ergebnis eines verringerten Energieverlusts verbessert wird und die Größe der Kühlrippe (radiating fan) verringert werden kann, da eine Erwärmung unterdrückt werden kann. Ein zweiter Vorteil besteht darin, dass eine Spannung an eine Feldwicklung 10 angelegt wird, da der Spannungsabfall verringert werden kann, mit dem Ergebnis, dass der Erregungsstrom ansteigt und der Ausgang erhöht werden kann. Das Ergebnis der Verifikation der oben beschriebenen Tatsachen ist in Tabelle 1 dargestellt, welche bezüglich des fünften Wechselstromgenerators beschrieben bzw. aufgestellt wurde.
  • Entsprechend der Tabelle 1 sind die Feldwicklung 10 und das Schaltelement 41 wie in Fig. 22 dargestellt in Serie miteinander verbunden. Eine über die Feldwicklung 10 und das Schaltelement 41 angelegte Spannung ist auf 14 V festgelegt. Die Feldwicklung 10 besitzt einen Widerstand von 2,9 0, und ein Einschaltwiderstand des Elements ist bezüglich des derzeit verwendeten Elements mit einer Haltespannung von 300 V als Bezug festgelegt. Der Einschaltwiderstand von Bipolartransistoren beträgt 270 mΩ (eine tatsächliche Messung des Spannungsabfalls in Durchlassrichtung ergibt 1,2 V), und der Einschaltwiderstand des SiC-MOSFETs beträgt 350 mΩ (eine tatsächliche Messung des Spannungsabfalls der Spannung in Durchlassrichtung ergibt 1,5 V). Bezüglich des SIC-MOSFETs wurde der Einschaltwiderstand des SiC-MOSFETs auf 14 mΩ berechnet, da der Einschaltwiderstand des SiC- MOSFETs auf etwa 1/25 von demjenigen des SiC-MOSFETs bei einer Haltespannung von 300 V von einer Beziehung des Einschaltwiderstands bezüglich der Haltespannung von Si und SiC verringert werden kann. Als Folge besitzen der Einschaltwiderstand, der Spannungsabfall (VS), die an die Feldwicklung angelegte Spannung (VF), der Erregungsstrom (IF) und der Elementeverlust (W) Werte wie in Tabelle 1 dargestellt. Es wurde dargelegt, dass der Erregungsstrom des SiC-MOSFETs bei der Ausführungsform um 9% im Vergleich mit Bipolartransistoren und um 12% im Vergleich mit einem SiC-MOSFET verbessert ist. Es wurde ebenfalls dargelegt, dass der Energieverlust des SiC-MOSFETs auf 1/16 von dem jenigen von Bipolartransistoren und auf 1/19 von demjenigen eines Si-MOSFETs verringert ist. Der als Ergebnis eines Anstiegs des Erregungsstroms erwartete Ausgangsanstieg ist in Fig. 19 dargestellt. Fig. 19 zeigt, dass der Ausgang des SiC-MOSFETs um etwa 6% im Vergleich mit Bipolartransistoren und um etwa 9% im Vergleich mit einem Si-MOSFET erhöht werden kann.
  • Fig. 23 und 24 stellen einen siebenten Wechselstromgenerator dar. Bei dem siebenten Wechselstromgenerator sind an einem heißen Ende befindliche MOS-Leistungstransistoren 19a bis 19c und ein Erregungsschalttransistor 20d auf demselben Chip integriert. In diesem Fall ist der Schalttransistor 20d mit dem Anschluß des hohen Potentials der Batterie verbunden.
    • Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
  • Fig. 25 und 26 zeigen eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Bei der Ausführungsform ist ein Erregungsschalttransistor 20e als getrenntes Gebilde von einem Spannungsregler 20a gebildet. Darüber hinaus ist ein Schalttransistor 20e auf derselben Kühlrippe (radiating fin) 31 wie die Vollweg-Gleichrichter 19g bis 19i und 19x bis 19z wie in Fig. 26 dargestellt vorgesehen. Auf diese Weise kann das Hochtemperaturwiderstandsvermögen von SiC weiter hervorgehoben werden, wenn ein Schalttransistor zur Erregungsstromsteuerung, welcher einen Wärmeabschnitt bildet, von einem Spannungsreglerabschnitt bei einer thermischen Konstruktion getrennt ist. Da der Schalttransistor aus SiC gebildet ist, kann darüber hinaus der Schalttransistor bei hohen Temperaturen betrieben werden. Der Schalttransistor kann bezüglich der Kühleffizienz durch Teilen einer Kühlrippe mit dem Vollweg-Gleichrichter verbessert werden, welcher eine hohe Temperatur in der Größenordnung von beispielsweise 170 bis 200ºC besitzen kann. Da der Spannungsregler außer dem Transistor, welcher einen Erwär mungsabschnitt bildet, nicht eine hohe Temperatur aufweist, kann Kühlluft auf eine Generatorwicklung oder dergleichen gerichtet werden, wodurch die Effizienz des Generators weiter verbessert wird.
  • Wenn darüber hinaus lediglich der aus SiC gebildete Erregungsschalttransistor, welcher für einen Betrieb bei hohen Temperaturen geeignet ist, in Generatoren eingebaut ist und eine Steuerschaltung für einen Schalttransistor, welcher einen herkömmlichen Si-IC verwendet, welcher nicht für einen Betrieb unter hoher Temperatur geeignet ist, außerhalb des Generators angeordnet ist, ist die Kühlungseigenschaft des Generators verbessert, und es ist ebenfalls die Zuverlässigkeit davon verbessert.
  • Fig. 27 und 28 zeigen einen achten Wechselstromgenerator der vorliegenden Erfindung. Bei dem achten Wechselstromgenerator ist eine Freilaufdiode 40a durch einen MOS- Leistungstransistor gebildet, und ein Transistor 41 für eine Erregungsstromsteuerung ist durch einen Chip aus SiC gebildet.
  • Die Freilaufdiode, welche aus diesem MOS-Transistor gebildet ist, wird durch Steuerung der Spannung am Gate G des Transistors derart betrieben, daß ein zirkulierender Strom durch eine Feldspule 10 fließt. Das Bilden der Diode mit demselben Chip verbessert die Effizienz der Anordnung, und die Verwendung von MOS-Transistoren mit einem SiC-Material und einem geringen Widerstand im eingeschalteten Zustand anstelle eines Freilaufelements verringert den Verlust des zirkulierenden Stroms.

Claims (12)

1. Motorbetriebener Wechselstromgenerator für ein Motorfahrzeug mit:
[a] einer Ankerspule (5), welche um einen Eisenkern (3) des Generators gewickelt ist, zur Erzeugung einer Wechselspannung, wobei die Ankerspule einen Spulenausgangsanschluss (Vu, Vv, Vw) aufweist;
[b] einer Batterie (21) zur Stromversorgung eines elektrischen Systems des Motorfahrzeugs, wobei die Batterie (21) einen Anschluss eines hohen Potentials (+VB) und einen Anschluss eines niedrigen Potentials (GND) aufweist;
[c] einem Stromrichter (19) mit wenigstens einem von an einem heißen Ende befindlichen Halbleiterleistungselementen (19a, 19b, 19c) und an einem kalten Ende befindlichen Halbleiterleistungselementen (19d, 19e, 19f; 19x, 19y, 19z), wobei die an dem heißen Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente den Spulenausgangsanschluss (Vu, Vv, Vw) an den Anschluss des hohen Potentials (+VB) anschließen, wobei die an dem kalten Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente den Spulenausgangsanschluss (Vu, Vv, Vw) an den Anschluss des niedrigen Potentials (GND) anschließen, wobei der Stromrichter (19) die erzeugte Wechselspannung in eine Gleichspannung umwandelt, welche an die Batterie (21) angelegt wird;
[d] einer Feldspule (10) zur Erzeugung eines magnetischen Flusses in der Ankerspule (5); und
[e] einem Erregungsstromkontroller (20), welcher einen Schalttransistor (20e) aufweist, zur Steuerung eines der Feldspule (c) zugeführten Erregungsstroms;
[f] einem Gehäuse (1, 2, 23) zur Aufnahme wenigstens der Ankerspule und der Feldspule,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Schalttransistor (20e) des Erregungsstromkontrollers (20) eine MOS-Transistorstruktur enthält, wobei die MOS-Transistorstruktur eine Haltespannungsschicht enthält und aus einem SiC-Material einer Verbindung von Si und C gebildet ist;
die Haltespannungsschicht einen spezifischen Widerstand aufweist, der kleiner als derjenige einer MOS-Transistorstruktur ist, die aus Si gebildet ist, um dieselbe Haltespannung sicherzustellen; und
der Schalttransistor als getrenntes Gebilde von einem Steuerschaltungsteil (20a) des Erregungsstromkontrollers (20) gebildet ist.
2. Stromgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
der Generator eine Dreiphasenankerspule (5) enthält, die drei Ausgangsanschlüsse (Vu, Vv, Vw) aufweist; und
der Stromrichter (19) wenigstens einen von an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren (19a, 19b, 19c) als die Halbleiterleistungselementen aus SiC und an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren (19d, 19e, 19f) als Halbleiterleistungselemente aus SiC aufweist, wobei die an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren (19a, 19b, 19c) parallel zwischen den drei Ausgangsanschlüssen der Dreiphasenankerspule (5) und dem Anschluss des hohen Potentials (+VB) der Batterie (21) jeweils angeschlossen sind und die an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren (19d, 19e, 19f) parallel zwischen den drei Ausgangsanschlüssen der Dreiphasenankerspule (5) und dem Anschluss des niedrigen Potentials (GND) der Batterie (21) jeweils angeschlossen sind.
3. Stromgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromrichter (19) sowohl die an dem heißen Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente als auch die an dem kalten Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente enthält, welche alle MOS-Leistungstransistoren sind, wobei wenigstens einer von allen an dem heißen Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren und allen an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren aus SiC gebildet ist.
4. Stromgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromrichter (19) sowohl die an dem heißen Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente als auch die an dem kalten Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente enthält, wobei einer der an dem heißen Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente und der an dem kalten Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente MOS-Leistungstransistoren aus SiC und die an dem anderen Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente PN-Flächendioden sind.
5. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der MOS-Leistungstransistor ein N&spplus;-Typ SiC-Substrat, welches als Sourceelektrode wirkt, wo ein Strom, der durch den Leistungstransistor fließt, hinausfließt, eine N-Typ Haltespannungsschicht, die auf dem Substrat als die Haltespannungsschicht gebildet ist, ein P- Typ Muldengebiet, das auf einem Oberflächenteil der N-Typ Haltespannungsschicht gebildet ist, ein N&spplus;-Typ Draingebiet, das auf einem Oberflächenteil des p-Typ Muldengebiets gebildet ist, das als Drainelektrode wirkt, wo der Strom, welcher durch den MOS-Leistungstransistor fließt, hereinfließt, und eine Gateelektrode aufweist, welche auf einem Oberflächenteil des P-Typ Muldengebiets zwischen dem N&spplus;-Typ Draingebiet und der N-Typ Haltespannungsschicht mit einer dazwischen angeordneten Isolierschicht angeordnet ist, wobei die Gateelektrode einen N-Kanal an dem Oberflächenteil des P-Typ Muldengebiets zwischen dem N&spplus;-Typ Draingebiet und der N-Typ Haltespannungsschicht bildet, wobei das N&spplus;-Typ Draingebiet und das P-Typ Muldengebiet elektrisch kurzgeschlossen sind.
6. Stromgenerator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass
der Generator eine Dreiphasenankerspule (5) enthält, die drei Ausgangsanschlüsse (Vu, Vv, Vw) aufweist;
die an dem heißen Ende befindlichen Halbleiterleistungselemente die MOS-Leistungstransistoren sind; und
die MOS-Leistungstransistoren auf einem einzigen Chip integriert sind, so dass das Substrat für ein gemeinsames Source der MOS-Leistungstransistoren vorgesehen ist, dass das P-Typ Muldengebiet jeder Phase der MOS-Leistungstransistoren einzeln auf dem Substrat gebildet ist, dass das N&spplus;- Typ Draingebiet jeder Phase der MOS-Leistungstransistoren einzeln auf dem Oberflächenteil jedes P-Typ Muldengebiets gebildet ist und dass die Gateelektrode jeder Phase einzeln auf einem Oberflächenteil jedes P-Typ Muldengebiets zur Bildung eines Kanals angeordnet ist, welcher es jedem Draingebiet und der Haltespannungsschicht gestattet Elektrizität zu leiten.
7. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromrichter auf einem gemeinsamen Substrat mit einer Spannungsreglerschaltung zur Steuerung des Schaltens der MOS-Leistungstransistoren in dem Stromrichter angeordnet ist.
8. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromrichter als Zweiweggleichrichter oder als Einweggleichrichter wirkt.
9. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalttransistor in dem Erregungsstromkontroller (20) einen MOS-Leistungstransistor aufweist, wobei die MOS-Leistungstransistoren in dem Stromrichter und der Schalttransistor in dem Erregungsstromkontroller (20) aus einem einkristallinen SiC-Material gebildet sind.
10. Stromgenerator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalttransistor (20b, 20d) in dem Erregungs stromkontroller (20) auf einem gemeinsamen SiC-Chip mit den an dem heißen Ende befindlichen MOS-Transistoren oder den an dem kalten Ende befindlichen MOS-Leistungstransistoren in dem Stromrichter integriert sind.
11. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die MOS-Leistungstransistoren in dem Stromrichter auf einem Gehäuse des Generators angeordnet sind.
12. Stromgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Dicke der Haltespannungsschicht etwa 4 um und die Störstellenkonzentration davon 2 · 10¹&sup6; Atome/cm³ beträgt.
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