DE69419957T2

DE69419957T2 - Eine Differenzverstärkerschaltung mit automatisch eingestelltem Gleichstrompegel an dem Ausgangsanschluss

Info

Publication number: DE69419957T2
Application number: DE69419957T
Authority: DE
Inventors: Yoshiaki Takahashi
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1993-03-29
Filing date: 1994-03-14
Publication date: 2000-03-09
Anticipated expiration: 2014-03-15
Also published as: KR0142149B1; EP0618673A3; JPH06338738A; EP0618673A2; KR940023011A; EP0618673B1; US5424683A; DE69419957D1; JP3459442B2

Description

Hintergrund der Erfindung

1. Erfindungsgebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Verstärker, der für eine Ausgangsstufe, etc., eines Tonverstärkers geeignet ist.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Fig. 1 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Leistungsverstärkers. In der Fig. 1 ist eine allgemein verwendete OCL- (Ausgang ohne Kondensator)-Komplementär-SEPP-(Symmetrischer einseitiger Gegentakt)-Schaltung gezeigt, wobei IN ein Eingangsanschluß ist, an welchen das Signal von der vorhergehenden Stufe angelegt wird und A ein Verstärker ist. Ein Eingangsanschluß + des Verstärker A ist an den Eingangsanschluß IN angeschlossen und ist auch über einen Widerstand Rg an Masse angeschlossen; der andere Anschluß - ist über einen Widerstand Re an Masse angeschlossen.
+B und -B sind Stromversorgungen mit zueinander entgegengesetzter Polarität und Q1 und Q2 sind Ausgangstransistoren mit zueinander entgegengesetzter Polarität. Q1 ist ein NPN- Transistor und Q2 ist ein PNP-Transistor. Die Netzanschlüsse +B und -B sind an die Kollektoren der Transistoren Q1 und Q2 angeschlossen, so daß diese jeweils bezogen auf die Transistoren Q1 und Q2 Vorspannungspolaritäten werden.
Das heißt, die positive Elektrode des Netzanschlusses +B ist an den Kollektor des Transistors Q1 und die negative Elektrode des Netzanschlusses -B ist an den Kollektor des Transistors Q2 angeschlossen. OUT ist ein Ausgangsanschluß und RL ist eine Last, die an den Ausgangsanschluß OUT angeschlossen ist.
Eine komplementärsymmetrische Schaltung bestehend aus den Transistoren Q1 und Q2 hat Basen, die miteinander verbunden sind, um einen Signaleingangsanschluß zu schaffen, der an den Ausgangsanschluß des Verstärkers A angeschlossen ist, und Emitter, die miteinander verbunden sind, um einen Signalausgangsanschluß zu schaffen, der über einen Widerstand Rf an den Eingangsanschluß des Verstärkers A und auch an den Ausgangsanschluß OUT angeschlossen ist. In der Schaltung arbeiten die Transistoren Q1 oder Q2 als Emitterfolger in Antwort auf die positive oder negative Polarität eines Eingangs.
Ein Eingangssignal von der vorhergehenden Stufe wird an den Eingangsanschluß IN angelegt und durch den Verstärker A verstärkt und der Ausgang des Verstärkers A wird weiterhin durch die Ausgangstransistoren Q1, Q2 in der folgenden Stufe verstärkt, dann wird das Ergebnis der Last RL zugeführt. Das heißt, der Strom, welcher in die Ausgangstransistoren fließt, fließt in die Last RL.
Bei einem derartigen Leistungsverstärker ist jedoch ein Wert, der aus dem Addieren eines Spannungsverlustes an den Transistoren etc., zu der maximalen Ausgangsspannung als eine Versorgungsspannung resultiert, erforderlich. Die Versorgungsspannung minus der Ausgangsspannung ist zwischen den Kollektor und Emitter des Ausgangstransistors angelegt, und die Leistung, die aus dem Multiplizieren des Spannungswertes mit dem Ausgangsstrom resultiert, wird ein Leistungsverlust an dem Ausgangstransistor. Die Kollektor- Emitter-Spannung VCE an dem maximalen Ausgang unterscheidet sich von dem bei Normalbetrieb. Wenn die Kollektor-Emitter- Spannung groß ist, wird ein Leistungsverlust an clem Ausgangstransistor groß und heizt den Ausgangstransistor auf. Somit sind teure Transistoren oder Kühlmittel, die der Erhitzung gewachsen sind, erforderlich. Die Kollektor-Emitter-Haltespannung des Ausgangstransistors muß wenigstens zweimal so hoch wie die Versorgungsspannung sein.
Dann wurde ein Verstärker vorgeschlagen, bei dem eine früher festliegende Versorgungsspannung von einer Netzversorgung variabel gemacht worden ist, und es wird eine Versorgungsspannung zugeführt, die auf einen Eingangssignalpegel antwortet, wodurch ein Kollektorverlust verringert wird.
Fig. 2 zeigt einen derartigen Leistungsverstärker mit positiven und negativen Leistungsversorgungen. Eine erste SW- (Schalt)-Stromversorgung 4 und eine zweite SW-Stromversorgung 5 sind an die Kollektoren eines ersten Transistors 2 und eines zweiten Transistors 3 angelegt, an welche Ausgangssignale eines Leistungsverstärkers 1 angelegt werden. Ein Ausgangssignal, welches an einem Anschluß 7 einer Last 6 erzeugt wird, wird über eine Gleichstromversorgung für Pegelschieben, 8 oder 9, an erste oder zweite Steuerschaltungen 10 oder 11 angelegt.
Es wird nun angenommen, daß ein Ausgangssignal, welches in der Fig. 3 durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist, an der Last 6 erzeugt wird. Während der Zeitspanne eines positiven Halbzyklus des Ausgangssignals schaltet die erste Steuerschaltung 10 einen Schalter 12 ein/aus, um eine Versorgungsspannung VBA zu erzeugen, die eine Größe hat, welche auf den Pegel des Ausgangssignals anspricht, wie dies durch die durchgezogenen Linien der Fig. 3 angegeben ist. Das Schaltverhältnis des Schalters 12, d. h. der Arbeitszyklus des Ausgangssignals vom Schalter 12 ist so eingestellt, daß die Spannung eines Kondensators C bestimmt ist.
Durch den Kondensator C und eine Spule L ist eine Siebschaltung gebildet. Eine Diode D ist vorgesehen, um das Ende der Spule L auf der Seite des Schalters 12 zu einem Massepotential zu schalten, wenn der Schalter 12 abgeschaltet ist. Die zweite Steuerschaltung 11 hält die Ausgangsversorgungsspannung VBB in Abhängigkeit von der Tatsache, daß das Ausgangssignal positiv ist, bei vorgegebenem Pegel auf einem kleinen Wert. Im Gegensatz hierzu hält die erste Steuerschaltung 10 die Versorgungsspannung VBA konstant, wenn das Ausgangssignal, welches an der Last 6 erzeugt wird, in einen negativen Halbzyklus eintritt, und die zweite Steuerschaltung 11 ändert die Versorgungsspannung VBB in Antwort auf den Ausgangssignalpegel. Als Ergebnis ändern die Versorgungsspannungen VBA und VBB sich wie durch die in der Fig. 3 durchgezogenen Linien angegeben. Wie aus der Fig. 3 zu ersehen ist, ändern sich die Versorgungsspannungen dem Pegel des Ausgangssignals folgend, das durch gestrichelte Linien angegeben ist, so daß die Kollektor-Emitter-Spannungen VCE der ersten und zweiten Transistoren 2 und 3 immer auf konstanten Werten VX (Werte der Gleichstromnetzversorgungen 8 und 9) gehalten werden, und ein Kollektorverlust unterdrückt werden kann.
Nebenbei gesagt ist für ein geringeres Gewicht eines Leistungsverstärkers für Autoradio, etc., eine Konfiguration einer einzigen Netzversorgung ohne Ausgangstransformator erforderlich. Daher wird eine BTL-(abgeglichen Transformatorlos)-Antriebsschaltung im allgemeinen verwendet. Die Fig. 4 zeigt einen Leistungsverstärker einer Einzelnetzversorgung unter Verwendung von SW-Netzzuführungen mit einer BTL-Aussteuerung. Der in der Fig. 4 gezeigte Leistungsverstärker hat grundsätzlich zwei Einheiten in Fig. 4 auf der linken und rechten Seite. Der zweite Leistungsverstärker 13 invertiert ein Eingangssignal und legt das resultierende Signal an eine Last 6. Somit werden Wechselstromsignale entgegengesetzter Phase an die beiden Enden der Last 6 an gelegt, wie dies in den Fig. 5 und 6 gezeigt ist. Das Signal, welches in der Fig. 5 durch eine gestrichelte Linie angegeben ist, wird auf der Seite des Anschlusses 7 der Last 6 erzeugt und das Signal, weiches in der Fig. 6 durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist, wird an der Seite des Anschlusses 14 der Last 6 erzeugt. Die Zuführspannungen VBA und VBB, die an den Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren 2 und 3 erzeugt werden, sind in der Fig. 5 durch durchgezogene Linien dargestellt. Die Zuführspannungen VBC und VBD, die an den Kollektoren der dritten und vierten Transistoren 15 und 16 erzeugt werden, sind in der Fig. 6 durch durchgezogene Linien dargestellt.
Daher kann gemäß der in der Fig. 4 gezeigten Schaltung die Leistungsverstärkung des BTL-Treibers mit weniger Stromverbrauch durchgeführt werden.
Bei den vorstehend gegebenen Beispielen sind die Lasten RL/6 ein Lautsprecher, in welchem ein Strom fließt, um einen Klang zu erzeugen.
Der Leistungsverstärker gemäß Fig. 4 erfordert jedoch vier SW-Netzversorgungen. Drosselspulen, die an den SW-Netzversorgungen erforderlich sind, sind teuer und werden Störquellen, weil sie während des Schaltvorganges ein starkes Magnetfeld erzeugen. Somit ist die Verringerung der Anzahl von SW-Netzversorgungen gewünscht.
Der Artikel von L. Tomasini u. a. "A fully differential CMOS line driver for ISDN", in IEEE Journal of Solid State Circuits, April 1990, Seite 546-554, offenbart eine Differenzverstärkerschaltung mit einem ersten Differenzverstärker, einer Negativ-Rückkopplungsschaltung und einem zweiten Differenzverstärker.

Zusammenfassung der Erfindung

Demgemäß ist es eine Aufgabe der Erfindung, einen stabilen Gleichstrom-Ausgangspegel zu schaffen, selbst wenn der Gleichstrom-Ausgangspegel eines Differenzverstärkers sich nach oben oder unten verändert.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen Leistungsverstärker zu schaffen, der die Verringerung des Kollektorverlustes eines Ausgangstransistors ermöglicht und der eine einfache Konfiguration ohne Übersprechverzerrung hat.
Zu diesem Zweck wird gemäß der Erfindung eine Differenzverstärkerschaltung geschaffen, bei der ein Gleichstrompegel an einem Ausgangsanschluß automatisch eingestellt wird, wobei die Schaltung aufweist:
einen ersten Differenzverstärker mit zwei Eingangsanschlüssen, zwei Ausgangsanschlüssen und einem gemeinsamen Eingangsanschluß zum Bestimmen der Gleichstrompegel der zwei Ausgangsanschlüsse zum Verstärken eines Wechselstromsignaleingangs als eine Differenz zwischen den zwei Eingangsanschlüssen und Ausgeben an die zwei Ausgangsanschlüsse als Ausgangssignale zueinander entgegengesetzter Polarität;
eine negative Rückkopplungsschaltung zum Anlegen einer negativen Rückkopplung mit gegenseitig gleicher Größe zwischen einem der zwei Eingangsanschlüsse und einem der zwei Ausgangsanschlüsse und zwischen dem anderen der zwei Eingangsanschlüsse und dem anderen der zwei Ausgangsanschlüsse;
ein nichtlineares Addierwerk zum im wesentlichen Addieren von zwei Ausgangssignalen, die an den zwei Ausgangsanschlüssen erzeugt werden und Klemmen einer Änderung im Additionsergebnis an einen vorbestimmten Wert oder weniger; und
einen zweiten Differenzverstärker zum Anlegen eines Vergleichsausgangssignals, das auf eine Differenz zwischen einem Ausgangssignal des nichtlinearen Addierwerkes und einer Referenzspannung einer Referenznetzversorgung an den gemeinsamen Eingangsanschluß des ersten Differenzverstärkers antwortet.
Gemäß der Erfindung wird eine nichtlineare Additionsverarbeitung der Ausgänge des Differenzverstärkers durchgeführt. Der Gleichstrom-Ausgangspegel des Differenzverstärkers ist in Antwort auf das Ergebnis der nichtlinearen Addierverarbeitung bestimmt. Somit kann der Gleichstrom-Ausgangspegel einer Ausgangsänderung folgend geändert werden. Da die Ausgangsänderung des nichtlinearen Addierwerkes auf einen vorbestimmten Wert oder weniger begrenzt ist, kann ein Halbwellenausgang in Antwort auf eine Signaländerung geschaffen werden. Dann kann der Ausgang dazu verwendet werden, ein bevorzugtes BTL-Treiben durchzuführen.
In der Differenzverstärkerschaltung hat der erste Differenzverstärker ein Paar Transistoren zum Teilen eines Stroms von einer Konstantstromquelle, wobei die Strommenge des Paares Transistoren sich in Übereinstimmung mit den Signalen von den zwei Eingangsanschlüssen ändert, und auf ein Eingangssignal von dem gemeinsamen Eingangsanschluß anspricht, um die Summe der Strommengen zu ändern, die den zwei Transistoren von der Konstantstromquelle zugeführt werden.
Dadurch wird eine effiziente Änderung des Gleichstrompegels am Ausgang möglich.
Das nichtlineare Addierwerk hat zwei Widerstände, die in Reihe geschaltet sind und zwei Dioden, die in Reihe und in zueinander entgegengesetzten Richtungen geschaltet sind, wobei die zwei Widerstände und die zwei Dioden mit beiden Enden an die zwei Ausgangsanschlüsse und die mittleren Punkte der Verbindung der Widerstände angeschlossen sind und diejenigen der Dioden an den zweiten Differenzverstärker angeschlossen sind.
Die zwei Ausgänge des ersten Differenzverstärkers werden zwei Gegentakt-Ausgangsstufen eingegeben, und ein BTL-Treiben einer Last wird durch den Ausgang der zwei Gegentakt- Verstärkerstufen durchgeführt.
Das BTL-Treiben, das es ermöglicht, daß die maximale Leistung großenteils mit einer einzigen Netzversorgung geschaffen wird, kann durch die Konfiguration verwendet werden. Das BTL-Treiben wird durch eine Halbwelle anstatt durch eine normale Sinuswelle getrieben, wodurch ein effizienter Stromverbrauch erzeugt wird, in dem nur eine Schaltleistungsversorgung verwendet wird.
Da der BTL-Verstärker in Antwort auf Ausgangssignale eines Differenzverstärkers betrieben wird, ist nur ein Signalpfad erforderlich und eine an der Last auftretende Überschneidungsverzerrung der Ausgangssignale kann verringert werden.
Jedes Paar der Gegentakt-Ausgangsstufen hat ein Paar Transistoren entgegengesetzter Polarität, die zwischen der Netzversorgung und der Masse in Reihe geschaltet sind und die Last ist zwischen einen Verbindungspunkt des Paares Transistoren einer Gegentakt-Ausgangsstufe und einem Verbindungspunkt des Paares Transistoren der anderen Gegentakt-Ausgangsstufe geschaltet.
Weiterhin ist für das Ändern der Netzversorgung des Paares Gegentakt-Ausgangsstufen in Antwort auf ein Signal, das der Last zugeführt wird, eine Schaltleistungsversorgung vorgesehen.
Das nichtlineare Addierwerk addiert Signale an beiden Enden der Last.
Die zwei Vorspannungsschaltungen jeweils zum Einstellen eines Gleichstrompegels eines Eingangssignals an der Gegentakt-Ausgangsstufe sind ferner zwischen den Ausgangsanschlüssen des ersten Differenzverstärkers und dem Paar Gegentakt-Ausgangsstufen angeordnet.

Kurze Beschreibung der Figuren

In den begleitenden Figuren zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild eines herkömmlichen Leistungsverstärkers;
Fig. 2 ein Schaltbild eines herkömmlichen Leistungsverstärkers;
Fig. 3 die graphische Darstellung der Signalform zur Beschreibung der Fig. 2;
Fig. 4 ein Schaltbild eines herkömmlichen Leistungsverstärkers;
Fig. 5 die graphische Darstellung einer Signalform zur Beschreibung der Fig. 4;
Fig. 6 die graphische Darstellung der Signalform zur Beschreibung der Fig. 4;
Fig. 7 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfindung;
Fig. 8 ein spezifisches Schaltbild der Schaltung gemäß Fig. 7;
Fig. 9 eine spezifische Schaltung als Beispiel eines nicht- linearen Addierwerkes gemäß Fig. 7;
Fig. 10 die graphische Darstellung einer Signalform zur Beschreibung der Fig. 9;
Fig. 11 die graphische Darstellung einer Signalform zur Beschreibung der Fig. 7;
Fig. 12 ein spezifisches Schaltbild eines Addierwerkes gemäß Fig. 7;
Fig. 13 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 14 eine graphische Darstellung der Signalform zur Beschreibung der Fig. 9.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Es wird nun auf die begleitenden Figuren Bezug genommen, die bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung zeigen. Fig. 7 ist ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung, wobei die Bezugsziffer 17 einen ersten Differenzverstärker bezeichnet, der positive und negative Eingangsanschlüsse 18 und 19, einen gemeinsamen Anschluß 20 zum Setzen eines Gleichstrompegels eines Ausgangssignals und positive und negative Ausgangsanschlüsse 21 und 22 hat und ein Eingangssignal durch einen Eingangsanschluß gemäß einem Verstärkungsfaktor, der durch das Verhältnis der zwei Widerstände R1 und R2 bestimmt ist, verstärkt. Die Bezugsziffern 23 und 24 sind Vorspannungsschaltungen, in welche die zwei Ausgangssignale mit einander entgegengesetzter Phase des ersten Differenzverstärkers 17 angelegt werden, die Bezugsziffer 25 bezeichnet einen BTL-Verstärker, der aus einer ersten einseitigen, kondensatorlosen Gegentakt-Ausgangsstufe (SEPP-OCL) 26 und einer zweiten kondensatorlosen Gegentakt-Stufe 27 gebildet ist und eine Last 28 treibt, die Bezugsziffer 29 bezeichnet ein nichtlineares Addierwerk, welches eine Addieroperation durchführt, wenn der Pegel der zwei Ausgangssignale, die an der Last 28 erzeugt werden, gleich oder kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, und führt eine Klemmoperation zwischen Eingangs- und Ausgangsanschlüssen durch, wenn der Pegel größer als der vorbestimmte Wert ist, die Bezugsziffer 30 bezeichnet ein Addierwerk, das zwei Ausgangssignale addiert, die über die Last 28 erzeugt werden, die Bezugsziffer 31 bezeichnet einen zweiten Differenzverstärker, der ein Vergleichsausgangssignal an den gemeinsamen Anschluß 20 des ersten Differenzverstärkers anlegt, das auf die Differenz zwischen einem Ausgangssignal des nichtlinearen Addierwerks 29 und einer Referenzspannung einer Referenznetzversorgung 32 an spricht, und die Bezugsziffer 33 ist eine Schalt-Netzversorgung zum Anlegen einer Versorgungsspannung, deren Pegel sich in Antwort auf den Ausgangssignalpegel des Addierwerks 30 an den BTL-Verstärker 25 ändert.
Ein Eingangssignal von einer Signalquelle 34 in der Fig. 7 (ein Wechselstromsignal von der vorhergehenden Stufe) wird an einen Inversions-Eingangsanschluß 19 des ersten Differenzverstärkers 17 angelegt, der dann das Signal verstärkt und zwei Ausgangssignale mit einander entgegengesetzter Phase an den Ausgangsanschlüssen 21 und 22 erzeugt. Die zwei Ausgangssignale werden über die Vorspannungsschaltungen 23 und 24 an die erste SEPP OCL 26 und zweite SEPP OCL 27 angelegt. Bei Betrieb der Transistoren, die die erste SEPP OCL 26 und zweite SEPP OCL 27 bilden, werden, wenn beide, die ersten und zweiten Transistoren 35 und 36 eingeschaltet sind, der dritte und vierte Transistor 37 und 38, abgeschaltet; wenn der dritte und vierte Transistor 37 und 38 eingeschaltet sind, werden der erste und zweite Transistor 35 und 36 abgeschaltet.
Fig. 8 zeigt ein spezifisches Schaltbild des ersten Differenzverstärkers 17, der Vorspannungsschaltungen 23 und 24 und des BTL-Verstärkers 25 gemäß Fig. 7. Die Schaltungsteile, die mit den vorstehend anhand der Fig. 7 beschriebenen identisch sind, sind in der Fig. 8 durch dieselben Bezugsziffern bezeichnet.
Als nächstes wird beschrieben, wie die Gleichspannungen der Anschlüsse 39 und 40 bestimmt werden. Die Gleichspannungen der Anschlüsse 39 und 40 werden durch eine Rückkopplungsschleife bestimmt, die aus einem nichtlinearen Addierwerk 29 und dem zweiten Differenzverstärker 31 besteht. Die Fig. 9 zeigt eine spezifische Schaltung des nichtlinearen Addierwerkes 29. Ein Ausgangssignal des zweiten Differenzverstärkers 31 in der Fig. 9 steuert einen Stromwert einer va riablen Stromquelle 41 gemäß Fig. 4. Wenn der Stromwert der variablen Stromquelle 41 geändert ist, fließt durch den Emitter-Kollektor-Pfad der Transistoren 42 und 43 ein Gleichstrom und ändert die Basisspannungen der Transistoren 44 und 45, die in den Vorspannungsschaltungen 23 und 24 enthalten sind. Als ein Ergebnis ändern sich die Basisspannungen der ersten bis vierten Transistoren 35 bis 38 und die Gleichspannungspegel der Anschlüsse 39 und 40 ändern sich gleichermaßen. Die zwei Eingangsanschlüsse des zweiten Differenzverstärkers 31 in Fig. 9 sind eine imaginäre Kurzschluß- und Rückkopplungs-Operation, die durchgeführt wird, so daß die Pegel der zwei Eingangssignale einander gleich werden. Dann wird die Spannung Vc gleichzeitig an die Spannung VBC angeglichen, der Gleichstrompegel der Spannungen Vo1 und Vo2 gleicht sich ebenfalls an die Spannung VBC an. Das heißt, die Widerstände 46 und 47 in der Fig. 9 dienen dazu, die Rückkopplungsoperation durchzuführen. Die Dioden 48 und 49 in der Fig. 9 sind dazu vorgesehen, die Differenz zwischen den Spannungen Vo1 und Vo2 der Anschlüsse 39 und 40 zu verhindern und zu verhindern, daß die Spannung VBC unter die Vorwärtsspannung der Diode VF fällt. Fig. 10 zeigt die Eingangs-/Ausgangs-Charakteristik der Schaltung gemäß Fig. 9. Wie aus der Fig. 10 zu ersehen ist, arbeitet die Schaltung gemäß Fig. 9, wenn die Spannung Vo1 in der Nähe der Spannung V&sub0;&sub2; ist, (der Absolutwert von "V&sub0;&sub1; - V&sub0;&sub2;" ist gleich 2VF oder weniger) als ein Addierwerk; ansonsten arbeitet die Schaltung als eine Klemmschaltung. Das heißt, da die Neigung in dem Abschnitt, in welchem der Wert 2VF oder weniger ist, 1/2 ist, arbeitet die Schaltung als ein Addierwerk von VC = 1/2 (V&sub0;&sub1; + V&sub0;&sub2;).
Daher können die Gleichspannungen der Anschlüsse 39 und 40 in Fig. 7 wie gewünscht in Antwort auf die Spannung der Referenznetzversorgung 32 VBC bestimmt werden.
Die Erfindung ist durch die Tatsache charakterisiert, daß die Last 28 durch ein Halbwellensignal getrieben wird. Somit ist der Spannungswert der Referenznetzversorgung 32 auf einen niedrigen Wert in der Nähe des Massepegels gesetzt, wie dies in der Fig. 11(a) und (b) gezeigt ist.
In diesem Zustand wird angenommen, daß ein AC-Signal am Eingangsanschluß 19 eingegeben wird und daß sowohl der erste als auch zweite Transistor 35 und 36 eingeschaltet sind. Dann fließt ein Strom vom Anschluß 39 in den Anschluß 40; die Spannung des Anschlusses 39 steigt von der Gheichspannung VBC und die Spannung des Anschlusses 40 senkt sich von der Gleichspannung VBC, fällt jedoch nicht unter die Spannung (VBC - VF), und zwar in Antwort auf die Klemmoperation des nichtlinearen Addierwerkes 29, und die Spannung des Anschlusses 39 steigt in Antwort auf den Signalpegel, wie dies zum Zeitpunkt t&sub1; in Fig. 11(a) und (b) gezeigt ist. Die Fig. 11(a) zeigt den Spannungspegel des Anschlusses 39; in der Zeitspanne t&sub1; entwickelt sich ein halber Zyklus des Signals. Fig. 11(b) zeigt den Spannungspegel des Anschlusses 40; während der Zeitspanne t&sub1; sollte sich ein negativer halber Zyklus entwickeln, die Spannung ist an den Pegel geklemmt, bei welchem sie sich um die Spannung VF gegenüber der Spannung VBC senkt (VBC - VF).
Wie aus der Zeitspanne t&sub1; in Fig. 11 (a) und (b) zu ersehen ist, wird die Last durch die ersten und zweiten Transistoren 35 und 36 getrieben, die eine B-Klasse-Operation durchführen.
Als nächstes werden unter der Annahme, daß in die Zeitspanne t&sub2; gemäß Fig. 11, eingetreten ist, die beiden dritten und vierten Transistoren 37 und 38 eingeschaltet und es fließt vom Anschluß 40 ein Strom in den Anschluß 39. Dieser Vorgang wird wie vorstehend beschrieben durchgeführt; gemäß Fig. 11(a) entwickelt sich die Klemmspannung und gemäß Fig. 11(b) ein Signal.
Daher wird die Last 28 durch ein Halbwellensignal von beiden Enden her anstatt durch ein Sinuswellensignal getrieben. Da das Ausgangssignal, welches an der Last 28 erzeugt wird, eine Gleichstromkomponente ist, die sich zwischen den beiden Enden der Anschlüsse 39 und 40 entwickelt, ist das Gleichstromsignal gemäß Fig. 11(c), das aus der Subtraktion der Spannung V&sub0;&sub2; von der Spannung V&sub0;&sub1; resultiert, das Ausgangssignal.
Die Schaltung gemäß Fig. 9 wird im einzelnen beschrieben.
Es wird nun angenommen, daß sich an den Anschlüssen 39 und 40 gemäß Fig. 7 Sinuswellen mit einander entgegengesetzten Polaritäten, wie den Fig. 14(a) und (b) entwickeln. Die Gleichstromkomponenten, die in der Fig. 14 durch durchgezogene Linien dargestellt sind, werden durch die Funktion der Widerstände 46 und 47 in Fig. 9 gelöscht, und die Gleichstromkomponenten, die in der Fig. 14 durch strichpunktierte Linien dargestellt sind, werden addiert, woraus die in der Fig. 14(c) gezeigte Signalform resultiert; die Spannung gemäß Fig. 14(c) ist gleich der Gleichspannung (VBC). Zu diesem Zeitpunkt arbeiten die Dioden 48 und 49 gemäß Fig. 9 nicht.
Als nächstes wird angenommen, daß die Dioden 48 und 49 gemäß Fig. 9 nicht existieren und daß in diesem Zustand Signale, deren Gleichstrompegel, wie in der Fig. 11(a) und (b) gezeigt, abweichen, an den Anschlüssen 39 und 40 gemäß Fig. 7 erzeugt werden. Wenn die Dioden 48 und 49 nicht existieren, wird eine Spannung VY gemäß Fig. 11(b) an den zweiten Differenzverstärker 31 gemäß Fig. 9 angelegt.
Da jedoch der zweite Differenzverstärker 31 eine solche Steuerung durchführt, daß die Spannung Vy gleich der Gleichspannung VBC ist, ist die Ausgangs-Gleichspannung des ersten Differenzverstärkers 17 nicht stabil bestimmt.
Daher sind gemäß der Erfindung die Dioden 48 und 49 in Fig. 9 vorgesehen, um eine Klemmoperation durchzuführen, um die Gleichspannung zu bestimmen.
Die Dioden 48 und 49 in der Ausführungsform gemäß Fig. 9 können ihre Kathoden und Anoden in entgegengesetzte Richtungen haben. In diesem Fall wird jedoch der Nichtsignalpegel VBC, der in den Fig. 11(a) und (b) gezeigt wird, in die Nähe des Netzspannungspegels (+VCC) gelangen.
Die Funktionsweise der Dioden 48 und 49 gemäß Fig. 9 ist für die ersten und zweiten Differenzverstärker 17 und 31 wirksam, so daß in diesem Fall die Netzversorgung nicht eine Schaltnetzversorgung sein muß.
Um den Stromverbrauch in der Schaltung gemäß Fig. 7 zu verringern, muß nur eine analoge Versorgungsspannung bezogen auf ein Eingangssignal an den Kollektor-Emitter-Weg eines Transistors angelegt werden, dessen Spannung VCE sich in Antwort auf das Eingangssignal stark verändert. Dann werden gemäß der Erfindung Spannungen, die an der Last 28 erzeugt werden, V&sub0;&sub1; und V&sub0;&sub2; detektiert und durch das Addierwerk 30 addiert, und das resultierende Signal (V&sub0;&sub1; + V&sub0;&sub2;) bewirkt, daß ein Transistorschalter 50 der Schalt-Netzversorgung 33 ein- oder ausgeschaltet wird. Dann entwickelt sich die Spannung VX gemäß Fig. 11(d) am Ausgang des Addierwerkes 30 gemäß Fig. 7, und treibt Tr52 über eine Pegelshiftdiode 51. Dann treibt Tr52 seinerseits Tr50 und eine Spannung von einer Batterie VB wird durch ein Tiefpaßfilter (LPF) geglättet, welches eine Spule L und einen Kondensator C enthält: Die Ausgangsspannung (VX) des Kondensators ändert sich in Antwort auf die Leitfähigkeit des Tr50. Da die Spannung VX gemäß Fig. 11 (d) basierend auf der Spannung, welche sich an der Last 28 entwickelt, erzeugt wird, kann ein Versorgungsspannungswert erzeugt werden, der sicher auf den Ausgangssignalpegel antwortet, was zu einer stabilen Verringerung des Stromverbrauches führt. Für die Pegelverschiebung wird eine Zehner-Diode 51 verwendet. Wie aus der Fig. 11(d) zu ersehen, wird die Spannung VX analog zur Signalspannung V&sub0;&sub1; an den Kollektor des ersten Transistors 35 angelegt; es ist klar zu ersehen, daß der Kollektorverlust des ersten Transistors 35 gering ist, (VX - V&sub0;&sub1;).
Fig. 11(e) zeigt eine Versorgungsspannungsänderung bezogen auf das Signal gemäß Fig. 11(b); es ist offensichtlich, daß die gesamte Änderung der Versorgungsspannung VX wirksam genutzt wird.
Daher schafft die Schaltung gemäß Fig. 7 einen Leistungsverstärker mit einer einzelnen Netzversorgung mit geringerem Stromverbrauch.
Im allgemeinen ist die Zeitansprechbarkeit einer schaltenden Netzversorgung beschränkt und kann nicht in der Lage sein, Signalen (Ein/Aus-Signalen), die sich schnell ändern, zu folgen. In einem solchen Fall besteht die Möglichkeit, daß die ersten und dritten Transistoren 35 und 37 in den Sättigungszustand eintreten. Dann ist gemäß der Erfindung der Transistor 52 vorgesehen, um zu verhindern, daß die Kollektorspannungen der ersten und dritten Transistoren 35 und 37 sich senken.
Fig. 12 zeigt ein spezifisches Schaltungsbeispiel des Addierwerkes 30, wobei positive Signale von Signalen, die an den Eingangsanschlüssen 53 und 54 angelegt sind, addiert werden und durch einen Ausgangsanschluß 55 ausgegeben werden.
Nebenbei gesagt, kann ein Verfahren wie in der Fig. 13 gezeigt sowie auch das in der Fig. 7 gezeigte BTL-Treiben als ein Verfahren zum Treiben der Last 28 verwendet werden. Unter der Annahme, daß in der Fig. 13 an den Eingangsanschluß 56 ein positives Halbwellensignal angelegt wird, wird ein erster Schalter 57 ausgeschaltet und ein zweiter Schalter 58 eingeschaltet, was bewirkt, daß ein Strom vom Emitter des ersten Transistors 59 in den zweiten Schalter 58 fließt. Im Gegensatz hierzu wird, wenn an einen Eingangsanschluß 60 ein positives Halbwellensignal angelegt wird, der erste Schalter 57 eingeschaltet, und der zweite Schalter 58 ausgeschaltet, was bewirkt, daß ein umgekehrter Strom von einem zweiten Transistor 61 in eine Last 62 fließt. Auf eine solche Art und Weise kann die Last 62 durch Halbwellensignale getrieben werden.
Wie vorstehend beschrieben, kann gemäß der Ausführungsform ein Leistungsverstärker mit einem kleinen Kollektorverlust und einer hohen Effizienz und einem stabilen Stromverbrauch einfach dadurch geschaffen werden, indem eine einzelne schaltende Netzversorgung verwendet wird.
Insbesondere bezogen auf die Ausführungsform wird die Last basierend auf einem einzigen Differenzverstärker getrieben und daher können Ausgangssignale ohne Überschneidungsverzerrung selbst dann geschaffen werden, wenn diese durch Halbwellen getrieben wird.
Weiterhin kann der Gleichstrom-Ausgangspegel des Differenzverstärkers stabil auf irgendeinen gewünschten Wert ungeachtet des Pegels gesetzt werden.

Claims

1. Differenzverstärkerschaltung mit automatisch eingestelltem Gleichstrompegel an dem Ausgangsanschluß, wobei die Schaltung aufweist:

einen ersten Differenzverstärker (17) mit zwei Eingangsanschlüssen (18, 19), zwei Ausgangsanschlüssen (21, 22) und einem gemeinsamen Eingangsanschluß (20) zum Bestimmen der Gleichstrompegel der zwei Ausgangsanschlüsse zum Verstärken eines Wechselstromsignaleingangs als eine Differenz zwischen den zwei Eingangsanschlüssen und Ausgeben an die zwei Ausgangsanschlüsse als Ausgangssignale entgegengesetzter Polarität;

eine negative Rückkopplungsschaltung zum Anlegen einer negativen Rückkopplung mit gegenseitig gleicher Größe zwischen einem der zwei Eingangsanschlüsse (19, 20) und einem der zwei Ausgangsanschlüsse (21, 22), und zwischen dem anderen der zwei Eingangsanschlüsse (20, 19) und dem anderen der zwei Ausgangsanschlüsse (22, 21);

ein nichtlineares Addierwerk (29) zum im wesentlichen Addieren von zwei Ausgangssignalen, die an den zwei Ausgangsanschlüssen erzeugt werden und Klemmen einer Änderung im Additionsergebnis an einen vorbestimmten Wert oder weniger; und

einen zweiten Differenzverstärker (31) zum Anlegen eines Vergleichsausgangssignals, das auf eine Differenz zwischen einem Ausgangssignal des nichtlinearen Addierwerkes (29) und einer Referenzspannung einer Referenznetzversorgung (32) an den gemeinsamen Eingangsanschluß (20) des ersten Differenzverstärkers, antwortet.

2. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Differenzverstärker (17) zwei Transistoren (42, 43) zum Teilen und Leiten eines Stromes von einer Konstantstromquelle hat, wobei der Stromwert der zwei Transistoren gemäß der Signale von den zwei Eingangsanschlüssen (19, 20) sich ändert und auf ein Eingangssignal von dem gemeinsamen Eingangsanschluß (20) antwortet, um die Summe der Strommengen, die den zwei Transistoren von der Konstantstromquelle zugeführt werden, zu ändern.

3. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei das nichtlineare Addierwerk (29) zwei in Reihe geschaltete Widerstände (46, 47) und zwei Dioden (48, 49) hat, die in entgegengesetzten Richtungen zueinander in Reihe geschaltet sind, wobei die zwei Widerstände und die zwei Dioden mit einem Ende mit jedem der zwei Ausgangsanschlüssen verbunden sind und Zwischenpunkte der Verbindung von Widerständen und Dioden mit dem zweiten Differenzverstärker (31) verbunden sind.

4. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei die zwei Ausgänge des ersten Differenzverstärkers (17) zwei Gegentakt-Ausgangsstufen (26, 27) eingegeben werden, und durch den Ausgang der zwei Gegentakt-Verstärkerstufen ein BTL- Treiben einer Last durchgeführt wird.

5. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 4, wobei jede der zwei Gegentakt-Ausgangsstufen (26, 27) zwei Transistoren (35, 38; 36, 37) mit zueinander entgegengesetzter Polarität, zwischen der Netzversorgung (Vcc) und der Masse in Reihe geschaltet hat, und die Last (28) zwischen einem Verbindungspunkt (39) der zwei Transistoren einer Gegentakt- Ausgangsstufe und einem Verbindungspunkt (40) der zwei Transistoren der anderen Gegentakt-Ausgangsstufe geschaltet ist.

6. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 5 weiterhin mit einer Schaltnetzversorgung zum Ändern einer Netzversorgung der zwei Gegentakt-Ausgangsstufen (26, 27) in Antwort auf ein Signal, welches der Last (28) zugeführt wird.

7. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 6, wobei das nichtlineare Addierwerk (29) Signale an beiden Enden der Last (28) addiert.

8. Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 7, wobei weiterhin zwei Vorspannschaltungen (23, 24) jeweils zum Einstellen eines Gleichstrompegels eines Eingangssignals an die Gegentakt-Ausgangsstufe (26, 27) zwischen den zwei Ausgangsanschlüssen (21, 22) des ersten Differenzverstärkers (17) und den zwei Gegentakt-Ausgangsstufen (26, 27) angeordnet sind.