JP3664224B2

JP3664224B2 - パワードライブ回路

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Publication number: JP3664224B2
Application number: JP34711399A
Authority: JP
Inventors: 利郎大久保
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1999-12-07
Filing date: 1999-12-07
Publication date: 2005-06-22
Anticipated expiration: 2019-12-07
Also published as: US6369638B2; JP2001168657A; US20010002801A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤ、ＣＤ−ＲＯＭ、ＭＤなどのディスクシステムを駆動するパワードライブ回路、特にバランスドトランスレスプッシュプル：ＢＴＬ（ＢａｌａｎｃｅｄＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＬｅｓｓ）構成のパワードライブ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤ、ＣＤ−ＲＯＭ、ＭＤなどのディスクシステムをＢＴＬ構成のパワードライブ回路で駆動するものが多く使用されており、図５は、そのような従来のパワードライブ回路を示す図である。
【０００３】
図５において、主電源電圧ＰｏｗＶｃｃと接地電圧Ｅ間にＮＰＮ型出力トランジスタＱ１とＮＰＮ型出力トランジスタＱ２とが直列接続され、その中間接続点が出力端子ＯＵＴとされ、出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。このＮＰＮ型出力トランジスタＱ１のベース−エミッタ間に抵抗Ｒ１が接続され、ＮＰＮ型出力トランジスタＱ２のコレクターベース間にＰＮＰ形トランジスタＱ４、ベース−エミッタ間に抵抗Ｒ２が接続される。また、出力端子ＯＵＴが抵抗Ｒ５を介して出力の基準電圧Ｖｒｅｆ（以下、内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆ、という）の電位点に接続される。
【０００４】
そして、プリバッファ回路Ｂ１の入力端子ＩＮに入力電圧Ｖｉｎが入力され、この入力電圧Ｖｉｎに応じて制御されるＰＮＰ形トランジスタＱ３の出力信号が、プリバッファ回路Ｂ１を通して、ＮＰＮ型出力トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに供給される。このプリバッファ回路Ｂ１は、ＰＮＰ形トランジスタＱ３の他に図示されるように、ＰＮＰ形トランジスタＱ５，ＰＮＰ形トランジスタＱ６と、ＮＰＮ形トランジスタＱ７，ＮＰＮ形トランジスタＱ８と、抵抗Ｒ３，抵抗Ｒ４と、定電流源Ｉ１，定電流源Ｉ２とから、構成されている。
【０００５】
さて、図５のパワードライブ回路において、無信号時、すなわち入力電圧Ｖｉｎが零のときには出力電圧Ｖｏｕｔは予め設定されている内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆになっている。そして、入力電圧Ｖｉｎが正方向あるいは負方向に振れると、その値に応じてＮＰＮ型出力トランジスタＱ１，Ｑ２が制御され、その結果、出力電圧Ｖｏｕｔが内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆを中心として負方向あるいは正方向に振られ、入力電圧Ｖｉｎに応じた出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子ＯＵＴから出力される。
【０００６】
このパワードライブ回路の出力電圧Ｖｏｕｔの上限は、ＰＮＰ形トランジスタＱ３の飽和電圧ＶｓａｔとＮＰＮ型出力トランジスタＱ１のベース−エミッタ間順方向降下電圧Ｖｆとで制限され、その上限値は［ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｓａｔ−Ｖｆ］となる。また、同じく出力電圧Ｖｏｕｔの下限は、ＮＰＮ型出力トランジスタＱ２の飽和電圧Ｖｓａｔで制限され、その下限値は［Ｖｓａｔ］となる。
【０００７】
この結果出力電圧Ｖｏｕｔのダイナミックレンジは、［ＰｏｗＶｃｃ−２Ｖｓａｔ−Ｖｆ］となり、内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆはその中心の値である［（ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｆ）／２］に設定されている。
【０００８】
図６は、図５のパワードライブ回路を２つ用いて、ＢＴＬ構成としたものである。一方のパワードライブ回路の出力端子ＯＵＴと他方のパワードライブ回路の出力端子ＯＵＴ′間に負荷Ｌを接続すると共に、入力電圧Ｖｉｎが反転された電圧Ｖｉｎ／（Ｖｉｎ／はＶｉｎの反転を示す）を他方のパワードライブ回路の入力端子ＩＮ／（Ｉｎ／はＩｎの反転を示す）に供給している。なお、他方のパワードライブ回路の構成要素は、一方のものと同様であり、ダッシュ記号（′）を付している。
【０００９】
この図６のＢＴＬ構成のパワードライブ回路では、出力端子ＯＵＴと出力端子ＯＵＴ′の出力電圧Ｖｏｕｔは、内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆを中心として相互に逆方向に振れるから、そのダイナミックレンジは図５のパワードライブ回路の２倍になり、負荷駆動能力が高められている。
【００１０】
しかし、図５のパワードライブ回路及び図６のＢＴＬ構成のパワードライブ回路では、出力電圧Ｖｏｕｔの上限が、ＰＮＰ形トランジスタＱ３の飽和電圧ＶｓａｔとＮＰＮ型出力トランジスタＱ１のベース−エミッタ間順方向降下電圧Ｖｆとで制限され、特に、飽和電圧Ｖｓａｔに比べ大きく且つほぼ固定値であるベース−エミッタ間順方向降下電圧Ｖｆの影響が大きい。したがって、主電源電圧ＰｏｗＶｃｃが低いパワードライブ回路では、このベース−エミッタ間順方向降下電圧Ｖｆの影響を除去し、ダイナミックレンジを大きくすることが望まれる。
【００１１】
図７は、図５に示されたパワードライブ回路における出力電圧Ｖｏｕｔの上限値を大きくし、ダイナミックレンジを拡大した、パワードライブ回路の改良例を示すものである。
【００１２】
図７では、ＮＰＮ型出力トランジスタＱ１及びＮＰＮ型出力トランジスタＱ２の電源は主電源電圧ＰｏｗＶｃｃを使用しているが、ＰＮＰ形トランジスタＱ３，プリバッファ回路Ｂ１などその他の回路部分の電源として、補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを使用している。なお、ＮＰＮ型出力トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間にコンデンサＣ１が接続され、またプリバッファ回路Ｂ１においてダイオードＤ１、抵抗Ｒ６、定電流源Ｉ３が付加されている。そして、ＣＤ−ＲＯＭなどのディスクシステムでは、通常の電源電圧である５［ｖ］の他に、これより高い電圧、例えば１２［ｖ］の電源を備えているので、この高い電圧１２［ｖ］を補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃとして使用する。
【００１３】
図５のように、補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃが主電源電圧ＰｏｗＶｃｃと同じ電圧の時には、出力電圧Ｖｏｕｔの上限値は、ＰＮＰ形トランジスタＱ３の飽和電圧ＶｓａｔとＮＰＮ型出力トランジスタＱ１のベース−エミッタ間順方向降下電圧Ｖｆとの和と、ＮＰＮ型出力トランジスタＱ１のｓａｔとの内の、大きい方の電圧である、ＰＮＰ形トランジスタＱ３の飽和電圧ＶｓａｔとＮＰＮ型出力トランジスタＱ１のベース−エミッタ間順方向降下電圧Ｖｆとの和で決まり、［ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｓａｔ−Ｖｆ］となっていた。
【００１４】
これに対して、図７では、出力電圧Ｖｏｕｔの上限値は、補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃからＰＮＰ形トランジスタＱ３の飽和電圧ＶｓａｔとＮＰＮ型出力トランジスタＱ１のベース−エミッタ間順方向降下電圧Ｖｆとの和を引いた値と、主電源電圧ＰｏｗＶｃｃからＮＰＮ型出力トランジスタＱ１の飽和電圧Ｖｓａｔを引いた値との内の、低い方の電圧である、主電源電圧ＰｏｗＶｃｃからＮＰＮ型出力トランジスタＱ１の飽和電圧Ｖｓａｔを引いた値で決まり、［ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｓａｔ］となる。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔの上限値が大きくなり、ダイナミックレンジが拡大されている。
【００１５】
ただ、図７では、補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃとして、高い電圧１２［ｖ］を使用することから、ダイナミックレンジは拡大される一方、プリバッファ回路Ｂ１など補助電源を使用する回路部分における電力消費が大きくなることは避けられない。
【００１６】
この図７のように、出力電圧Ｖｏｕｔの上限値が大きくなり、ダイナミックレンジが拡大されたパワードライブ回路も、図８に示されるように、２つ用いて、ＢＴＬ構成とすることができる。そのＢＴＬ構成とされた図８のパワードライブ回路の動作は、基本的に図６のＢＴＬ構成のパワードライブ回路と同様であるので、説明を省略する。
【００１７】
図９は、これら図５と図７のパワードライブ回路における、入力電圧Ｖｉｎ対出力電圧Ｖｏｕｔの特性を表す図であり、同図中「ｉ」は図５の特性を示し、「ｉｉ」は図７の特性を示している。
【００１８】
この図９からも分かるように、特性［ｉｉ］のように図７のパワードライブ回路では出力電圧Ｖｏｕｔの上限値がベース−エミッタ間順方向降下電圧Ｖｆだけ大きくなっている。
【００１９】
また、図１０は、図６と図８のＢＴＬ構成とされたパワードライブ回路における、入力電圧Ｖｉｎ対出力間電圧Ｖｏｏの特性を表す図であり、同図中「ｉ」は図６の特性を示し、「ｉｉ」は図８の特性を示している。
【００２０】
この図１０から分かるように、出力間電圧Ｖｏｏのダイナミックレンジは、特性［ｉ］のように図６のＢＴＬ構成とされたパワードライブ回路では、±［ＰｏｗＶｃｃ−２Ｖｓａｔ−Ｖｆ］であるのに対して、特性［ｉｉ］のように図８のＢＴＬ構成とされたパワードライブ回路では、±［ＰｏｗＶｃｃ−２Ｖｓａｔ］であり、拡大されている。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０の特性［ｉｉ］においては、特性［ｉ］が飽和した点（入力電圧ｖｉ）から特性［ｉｉ］が飽和する点（入力電圧ｖｉｉ）までの電圧ΔＶｉｎの間で、すなわち出力電圧Ｖｏｕｔが飽和する以前に、入出力のゲインがそれまでの半分になってしまっている。これは、特性［ｉｉ］の場合には、特性「ｉ」に比べて、内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆから主電源電圧ＰｏｗＶｃｃ側への飽和電圧が、接地電圧Ｅ側への飽和電圧に比べて、大きくなっていることによる。
【００２２】
このため、図６、図７のパワードライブ回路は、ダイナミックレンジは拡大することができるものの、入出力特性のリニアリティが損なわれるという問題がある。
【００２３】
そこで、本発明は、ＢＴＬ構成のパワードライブ回路において、補助電源電圧を主電源電圧と同じ電圧とするか主電源電圧より高い電圧とするかを選択してダイナミックレンジを決定すると共に、いずれの場合においても入出力特性のリニアリティを確保することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１のパワードライブ回路は、主電源電圧に接続されるプッシュプル構成の出力トランジスタ部と、
補助電源電圧に接続され、入力信号に応じて前記プッシュプル構成の出力トランジスタ部に制御信号を供給する入力制御部と、を備え、
前記補助電源電圧が、前記主電源電圧と同じか、或いは高いかによって、前記出力トランジスタ部の出力ダイナミックレンジが異なる、ＢＴＬ構成のパワードライブ回路において、
前記出力トランジスタ部の出力基準電圧として用いる、異なった２つの電圧を選択して発生し得る基準電圧設定回路部を有し、
前記補助電源電圧を、主電源電圧と同じ電圧にするか、あるいは主電源電圧より高い電圧にするかを選択すると共に、
前記補助電源電圧の選択に応じて、前記基準電位設定回路部の異なった２つの電圧のいずれか一方の電圧を前記出力基準電圧として発生させ、該発生された出力基準電圧が前記出力トランジスタ部のダイナミックレンジの中心値に設定されていることを特徴とする。
【００２５】
請求項１のパワードライブ回路によれば、ＢＴＬ構成のパワードライブ回路において、必要とするダイナミックレンジとこの回路が消費する電力とを勘案して、補助電源電圧を主電源電圧と同じとするか主電源電圧より高い電圧とするかを選択してダイナミックレンジを決定すると共に、補助電源電圧の選択に応じて定まるダイナミックレンジの中心値に出力基準電圧（すなわち内部リファレンス電圧）を設定し、いずれの場合においても入出力特性のリニアリティを確保する。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例について、図１〜図４を参照して説明する。
【００２７】
図１は、本発明の実施例に係る内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆを設定する回路を示す図である。同図において、主電源電圧ＰｏｗＶｃｃと接地電圧Ｅ間にダイオードＤ１１とＰＮＰ形トランジスタＱ１１の並列接続回路及び抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２を直列に接続する。この抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の接続点がボルテージフォロア構成に接続されたオペアンプＣＰ１１の非反転入力端子＋に接続され、このオペアンプＣＰ１１の出力が内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆとなる。
【００２８】
そして、主電源電圧ＰｏｗＶｃｃと接地電圧Ｅ間に、スイッチＳＷ１１，抵抗Ｒ１５，抵抗Ｒ１６の直列回路と、同じく抵抗Ｒ１３，抵抗Ｒ１４、ＮＰＮ形トランジスタＱ１２の直列回路を接続する。抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６の接続点をＮＰＮ形トランジスタＱ１２のベースに接続し、また抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４の接続点をＰＮＰ形トランジスタＱ１１のベースに接続する。
【００２９】
この図１において、スイッチＳＷ１１が開放状態ではＮＰＮ形トランジスタＱ１２，ＰＮＰ形トランジスタＱ１１がオフしており、ダイオードＤ１１とＰＮＰ形トランジスタＱ１１の並列接続回路の電圧降下はダイオードＤ１１の順方向降下電圧Ｖｆとなるから、内部リファレンス電圧ＶｒｅｆはＶｒｅｆｉ＝（ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｆ）／２となる。なお、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の各抵抗値は等しく設定されている。
【００３０】
また、スイッチＳＷ１１が閉成状態ではＮＰＮ形トランジスタＱ１２，ＰＮＰ形トランジスタＱ１１がオンしており、ダイオードＤ１１とＰＮＰ形トランジスタＱ１１の並列接続回路の電圧降下はＰＮＰ形トランジスタＱ１１の飽和電圧Ｖｓａｔとなるから、内部リファレンス電圧ＶｒｅｆはＶｒｅｆｉｉ＝（ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｓａｔ）／２となる。ここで、ベース−エミッタ間順方向降下電圧Ｖｆが、０．６ないし０．７ｖと大きく且つほぼ固定値であるのに対して、ＰＮＰ形トランジスタＱ１１の飽和電圧Ｖｓａｔは小さく、Ｖｓａｔ≪Ｖｆとできるから、この場合の内部リファレンス電圧ＶｒｅｆｉｉはＰｏｗＶｃｃ／２とみなすことができる。
【００３１】
さて、図７及び図８も参照して、本発明の実施例に係るパワードライブ回路の動作を説明する。
【００３２】
このパワードライブ回路の使用に際して、補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを主電源電圧ＰｏｗＶｃｃと等しくして（例えば５ｖ）使用するか、あるいは補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを主電源電圧ＰｏｗＶｃｃより高くして（例えば１２ｖ）使用するかを、決めなければならない。
【００３３】
補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを主電源電圧ＰｏｗＶｃｃと等しくする使用形態は、通常よく用いられる使用形態であり、電力消費も少ないことから、ダイナミックレンジの大きさに問題がない場合には、こちらの使用形態とされる。
【００３４】
一方、補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを主電源電圧ＰｏｗＶｃｃより高くする使用形態は、その負荷駆動のためのダイナミックレンジが不足する場合に用いられ、高い補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを用いることに依る電力消費はあっても、ダイナミックレンジを拡大することができる。
【００３５】
ＢＴＬ構成のパワードライブ回路を形成する際に、最終段階において補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃの値をどうするか、換言すればダイナミックレンジの拡大のために補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを高くするかどうかを決定することになる。
【００３６】
さて、図７，図８における補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを主電源電圧ＰｏｗＶｃｃと等しくする場合には、図１のスイッチＳＷ１１をオフとし、内部リファレンス電圧ＶｒｅｆをＶｒｅｆｉ（＝（ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｆ）／２）とする。
【００３７】
この場合に、図７のパワードライブ回路の入力電圧Ｖｉｎ、飽和電圧Ｖｓａｔ及び内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆｉの関係は、図２の入出力電圧を示す特性図のようになる。図２において、出力電圧Ｖｏｕｔの上限値は［ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｆ−Ｖｓａｔ］であり、下限値は［Ｖｓａｔ］である。そのダイナミックレンジは［ＰｏｗＶｃｃ−２Ｖｓａｔ−Ｖｆ］となり、内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆｉは［（ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｆ）／２］であるから、このダイナミックレンジの中心値に設定されている。
【００３８】
このように補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを主電源電圧ＰｏｗＶｃｃと等しくしたとき、図８のＢＴＬ構成のパワードライブ回路の入力電圧Ｖｉｎ、出力間電圧Ｖｏｏ及び内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆｉの関係は、図４の入力電圧ー出力間電圧を示す特性図の特性［ｉ］のようになる。
【００３９】
この図４の特性［ｉ］を見ると、正負両方向の入力電圧Ｖｉｎに対して、その上限値は［±（ＰｏｗＶｃｃ−２Ｖｓａｔ−Ｖｆ）］となっており、ダイナミックレンジはすこし少ないものの、その入出力特性のリニアリティには問題がない。また、消費電力の増加という問題も生じない。
【００４０】
つぎに、図７，図８における補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを主電源電圧ＰｏｗＶｃｃより高くする場合には、図１のスイッチＳＷ１１をオンとし、内部リファレンス電圧ＶｒｅｆをＶｒｅｆｉｉ（＝ＰｏｗＶｃｃ／２）とする。
【００４１】
この場合に、図７のパワードライブ回路の入力電圧Ｖｉｎ、飽和電圧Ｖｓａｔ及び内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆｉｉの関係は、図３の入出力電圧を示す特性図のようになる。図３において、出力電圧Ｖｏｕｔの上限値は［ＰｏｗＶｃｃ−Ｖｓａｔ］であり、下限値は［Ｖｓａｔ］である。そのダイナミックレンジは［ＰｏｗＶｃｃ−２Ｖｓａｔ］となり、内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆｉｉは［ＰｏｗＶｃｃ／２］であるから、このダイナミックレンジの中心値に設定されている。
【００４２】
このように補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃを主電源電圧ＰｏｗＶｃｃより大きくしたとき、図８のＢＴＬ構成のパワードライブ回路の入力電圧Ｖｉｎ、出力間電圧Ｖｏｏ及び内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆｉの関係は、図４の入力電圧ー出力間電圧を示す特性図の特性［ｉｉ］のようになる。
【００４３】
この図４の特性［ｉｉ］を見ると、正負両方向の入力電圧Ｖｉｎに対して、その上限値は［±（ＰｏｗＶｃｃ−２Ｖｓａｔ）］となっており、消費電力は増加するものの、ダイナミックレンジが拡大され、且つその入出力特性も直線性が保たれ、リニアリティの問題も解消されている。
【００４４】
なお、図１では、内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆを切り換える指令をスイッチＳＷ１１で与えることとして説明しているが、この切換指令手段としては補助電源電圧ＰｒｅＶｃｃの電圧設定に合わせて外部より内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆを切り換えできるものであればよい。
【００４５】
以上のように、本発明実施例によれば、ＢＴＬ構成のパワードライブ回路における、出力飽和電圧の電源電圧依存性を利用して、必要に応じてそのダイナミックレンジを拡大することができる。また、このダイナミックレンジの拡大に応じて、内部リファレンス電圧Ｖｒｅｆを最適値に切り換えているから、入力電圧Ｖｉｎに対する出力間電圧Ｖｏｏの直線性が保たれる。
【００４６】
【発明の効果】
本発明のパワードライブ回路によれば、ＢＴＬ構成のパワードライブ回路において、必要とするダイナミックレンジとこの回路が消費する電力とを勘案して、補助電源電圧を主電源電圧と同じとするか主電源電圧より高い電圧とするかを選択してダイナミックレンジを決定することができ、この補助電源電圧の選択に応じて定まるダイナミックレンジの中心値に出力基準電圧（すなわち内部リファレンス電圧）を設定することで、いずれの場合においても入出力特性のリニアリティを確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係る、内部リファレンス電圧設定回路を示す図。
【図２】本発明の実施例に係る、入力電圧−出力電圧特性を示す図。
【図３】本発明の実施例に係る、入力電圧−出力電圧特性を示す図。
【図４】本発明の実施例に係る、入力電圧−出力間電圧特性を示す図。
【図５】従来のパワードライブ回路の構成を示す図。
【図６】従来のＢＴＬ構成のパワードライブ回路の構成を示す図。
【図７】パワードライブ回路の改良例の構成を示す図。
【図８】ＢＴＬ構成のパワードライブ回路の改良例の構成を示す図。
【図９】従来及び改良例の、入力電圧−出力電圧特性を示す図。
【図１０】従来及び改良例の、入力電圧−出力間電圧特性を示す図。
【符号の説明】
ＰｏｗＶｃｃ主電源電圧
ｒｅＶｃｃ補助電源電圧Ｖｉｎ入力電圧
Ｖｏｕｔ出力電圧
Ｖｏｏ出力間電圧
Ｑ１、Ｑ２ＮＰＮ型出力トランジスタ
Ｌ負荷
ＩＮＶ１インバータ
Ｖｒｅｆ、Ｖｒｅｆｉ，Ｖｒｅｆｉｉ内部リファレンス電圧
Ｂ１プリバッファ回路
ＳＷ１切り換えスイッチ

Claims

主電源電圧に接続されるプッシュプル構成の出力トランジスタ部と、
補助電源電圧に接続され、入力信号に応じて前記プッシュプル構成の出力トランジスタ部に制御信号を供給する入力制御部と、を備え、
前記補助電源電圧が、前記主電源電圧と同じか、或いは高いかによって、前記出力トランジスタ部の出力ダイナミックレンジが異なる、ＢＴＬ構成のパワードライブ回路において、
前記出力トランジスタ部の出力基準電圧として用いる、異なった２つの電圧を選択して発生し得る基準電圧設定回路部を有し、
前記補助電源電圧を、主電源電圧と同じ電圧にするか、あるいは主電源電圧より高い電圧にするかを選択すると共に、
前記補助電源電圧の選択に応じて、前記基準電位設定回路部の異なった２つの電圧のいずれか一方の電圧を前記出力基準電圧として発生させ、該発生された出力基準電圧が前記出力トランジスタ部のダイナミックレンジの中心値に設定されていることを特徴とするパワードライブ回路。