DE4410498A1 - Leistungsverstärker - Google Patents
LeistungsverstärkerInfo
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- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
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Description
Die Erfindung betrifft einen Leistungsverstärker, der für
Musikanlagen, Videogeräte, Lautsprecher elektronische
Musikinstrumente Wiedergabeeinrichtungen und dergleichen
verwendet wird.
Unter den konventionellen Ton-Leistungsverstärkern verwen
den HiFi-Verstärker eine SEPP-(Single End Push-Pull-/Ein
takt-Gegentakt-) Verstärkerschaltung. Falls kein Verlust an
den Schaltungselementen auftritt, wird die Ausgangsleistung
solch einer Schaltung durch die nachfolgende Gleichung 1
ausgedrückt,
Pout = (Vcc)2 : (8 × R1), Gleichung 1
wobei Pout die Ausgangsleistungs (W), Vcc die Versorgungs
spannung (V) und R1 den Lastwiderstand (Ω) darstellt.
Wie es aus Gleichung 1 ersichtlich ist, wird die Ausgangs
leistung Pout durch die Versorgungsspannung Vcc bestimmt.
Es ist daher notwendig, ein Netzgerät zu verwenden, das
eine hohe Spannung erzeugt, um ein großes Ausgangssignal zu
erhalten.
Dies bedingt beim Herstellen eines Verstärkers, der eine
hohe Ausgangsleistung erzeugt, die nachfolgenden Probleme.
- (1) Da die Versorgungsspannung hoch ist, wird eine große Wärmemenge selbst dann erzeugt, wenn die Ausgangsleistung gering ist, was einen großen Energieverlust bewirkt.
- (2) Große und besondere Bauteile müssen für eine Netzgerät schaltung verwendet werden, um die hohe Versorgungsspannung zu erzeugen.
- (3) Es ist schwierig, ein solches Gerät kompakt und mit ei nem geringen Gewicht herzustellen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem
Leistungsverstärker die Wärmeerzeugung durch eine Verbes
serung der Leistungsfähigkeit bei tatsächlicher Verwendung
zu unterdrücken und die in der Energieversorgungsschaltung
(Netzgerätschaltung) verwendeten Bauteile klein zu machen,
so daß das Gerät einen kompakten Aufbau und ein geringes
Gewicht aufweist.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1
gelöst.
Da der Schaltkreis der Verstärkerschaltung ein Signal zu
führt, dem die an den Kondensatoren anliegende Spannung
überlagert wird, wenn der Signalpegel den vorbestimmten
Wert überschreitet, kann die Verstärkerschaltung eine Aus
gangsspannung erzeugen, die größer als die Ausgangsspannung
der Energieversorgungsschaltung ist. Theoretisch gleicht
die Spannung, die an den Kondensatoren anliegt, der Aus
gangsspannung der Energieversorgungsschaltung und die
Spannung, die durch das Überlagern dieser erzeugt wird und
der Verstärkerschaltung angelegt wird, entspricht dem
Zweifachen der Ausgangsspannung der Energieversorgungs
schaltung. Dies macht es möglich, eine vierfach größere
Ausgangsleistung als die zu erhalten, die durch einen
konventionellen Leistungsverstärker erzeugt wird, der die
Ausgangsspannung einer Energieversorgungsschaltung direkt
an eine Verstärkerschaltung anlegt. Auf experimentelle
Weise wurde eine dreifach größere Ausgangsleistung als beim
Stand der Technik erzielt.
Mit anderen Worten, die Ausgangsspannung einer Energiever
sorgungsschaltung kann im Vergleich zum Stand der Technik
halbiert werden, um die gleiche Ausgangsleistung zu erhal
ten. Dies beseitigt die vorstehenden Probleme, auf die man
beim Beschaffen der Versorgungsspannung stößt und ermög
licht es, Wärmeerzeugung durch Verbesserung der Leistungs
fähigkeit bei tatsächlicher Verwendung zu unterdrücken und
die in der Energieversorgungsschaltung verwendeten Bauteile
klein zu halten, so daß sich ein Gerät mit kompaktem Aufbau
und geringem Gewicht herstellen läßt.
Die Erfindung wird nachstehend beispielsweise anhand der
Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm für einen Verstärker eines
Ausführungsbeispiels,
Fig. 2 das Verhältnis zwischen der Vorspannung und der
Ausgangsspannung einer erfindungsgemäßen Verstär
kerschaltung bei großem Ausgangssignal,
Fig. 3 das Verhältnis zwischen der Vorspannung und der
Ausgangsspannung einer konventionellen Verstär
kerschaltung bei großem Ausgangssignal,
Fig. 4 das Verhältnis zwischen der Vorspannung und der
Ausgangsspannung einer erfindungsgemäßen Verstär
kerschaltung bei kleinem Ausgangssignal und
Fig. 5 das Verhältnis zwischen der Vorspannung und der
Ausgangsspannung einer konventionellen Verstär
kerschaltung bei kleinem Ausgangssignal.
Das Schaltbild einer komplementären SEPP- (Single End Push-
Pull-/Eintakt-Mehrtakt-) Verstärkerschaltung 1 ist in der
Fig. 1 schematisch dargestellt. Transistoren Q1 und Q2 be
finden sich an der Endausgangsstufe der Verstärkerschaltung
1. Die Emitter des Transistors Q1 vom NPN-Typ und des Tran
sistors Q2 vom PNP-Typ sind miteinander verbunden, um eine
Ausgangsklemme P1 der Verstärkerschaltung 1 zu bilden, die
über einen Lastwiderstand R1, beispielsweise einen Laut
sprecher, geerdet ist.
Wenn man annimmt, daß der Strom, der durch den Lastwider
stand R1 fließt, Io ist und die Spannung, die an der Aus
gangsklemme P1 anliegt, Vo ist, genügen Io und Vo der Be
ziehung Vo = Io × R1. An den Kollektoren der Transistoren
Q1 und Q2 liegen Vorspannungen V1a bzw. V1b an. Zur Verein
fachung der Erläuterung wird angenommen, daß das Eingangs-
und das Ausgangssignal der Verstärkerschaltung 1 gleich
phasig sind.
Eine Energieversorgungsschaltung in Form einer Netzgerät
schaltung liefert elektrische Leistung zu der Verstärker
schaltung 1, die eine positive und eine negative Spannung
V2a bzw. V2b ausgibt, die der Beziehung V2a = -V2b genügen.
Eine positive Ausgangsklemme wird mit dem Bezugszeichen P2
und eine negative Ausgangsklemme mit dem Bezugszeichen P3
bezeichnet.
Eingangsklemmen P4 und P5 von Schaltkreisen 3 bzw. 4 sind
mit der Ausgangsklemme P1 der Verstärkerschaltung 1 verbun
den.
Der Schaltkreis 3 besteht aus einer Zenerdiode D1 zum Er
zeugen einer Bezugsspannung, einer Diode D2 zum Verhindern
eines Gegenstroms, einer Diode D3, einem Widerstand R2, ei
nem Transistor Q4 vom NPN-Typ und einem Transistor Q5 vom
PNP-Typ.
Die Eingangsklemme P4 des Schaltkreises 3 ist mit der
Kathode der Zenerdiode D1 verbunden. Die Anode der Zener
diode D1 ist mit der Anode der Diode D2 verbunden und die
Kathode der Diode D2 ist über den Widerstand R2 geerdet.
Die Kathode der Diode D2 ist mit den Basen der Transistoren
Q4 und Q5 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q4 steht
mit der positiven Ausgangsklemme P2 der Netzgerätschaltung
2 und der Anode der Diode D3 in Verbindung. Der Emitter des
Transistors Q4 ist mit dem Emitter des Transistors Q5 ver
bunden und der Kollektor des Transistors Q5 ist geerdet.
Die Kathode der Diode D3 steht mit dem Kollektor des Tran
sistors Q1 der Verstärkerschaltung 1 in Verbindung.
Eine positive Signalspannung wird an die Eingangsklemme P4
angelegt, um einen Strom zu erzeugen, der über die Zener
diode D1, die Diode D2 und den Widerstand R2 zur Erde
fließt. Es wird angenommen, daß die Spannung, die an der
Eingangsklemme P4 auftritt, wenn die Zenerdiode D1 in einem
Zenerspannungsbereich liegt, die Bezugsspannung V3 ist. Der
Widerstandswert des Widerstands R2 ist so gewählt, daß die
über den Widerstand R2 erzeugte Spannung durch diesen Strom
den Transistor Q4 ein- und den Transistor Q5 ausschaltet.
Wenn die Spannung an der Eingangsklemme P4 unter der
Bezugsspannung V3 liegt, ist der Transistor Q4 aus- und der
Transistor Q5 eingeschaltet. Als Zenerdiode D1 wird ein
Bauteile ausgewählt, das einen solchen Zenerspannungswert
aufweist, daß ein Strom im Zenerspannungsbereich fließt,
wenn die Spannung an der Eingangsklemme P4 gleich oder hö
her der Bezugsspannung V3 ist. Die Diode D2 soll einen
Strom verhindern, wenn die Zenerdiode D1 durch eine nega
tive Signalspannung, die an die Eingangsklemme P4 angelegt
wird, durch die Sperrvorspannung gesperrt wird. Die Diode
D2 verhindert einen Stromfluß, falls die Zenerdiode D1
durch eine negative Signalspannung, die an die Eingangs
klemme P4 angelegt wird, in Sperrichtung vorgespannt wird.
Andererseits wird der Schaltkreis 4 durch eine Zenerdiode
D4, eine Diode D5 zum Verhindern eines Gegenstroms, eine
Diode D6, einen Widerstand R3, einen Transistor Q6 vom PNP-
Typ und einen Transistor Q7 von NPN-Typ gebildet.
Die Eingangsklemme PS des Schaltkreises 4 ist mit der Anode
der Zenerdiode D4 verbunden. Die Kathode der Zenerdiode D4
steht mit der Kathode der Diode D5 in Verbindung. Die Anode
der Diode D5 ist über den Widerstand R3 geerdet. Die Anode
der Diode D5 ist mit den Basen der Transistoren Q6 und Q7
verbunden. Der Kollektor des Transistors Q6 ist mit der ne
gativen Ausgangsklemme P3 der Netzgerätschaltung 2 und der
Kathode der Diode D6 verbunden. Der Emitter des Transistors
Q6 steht mit dem Emitter des Transistors Q7 in Verbindung.
Der Kollektor des Transistors Q7 ist geerdet. Die Anode der
Diode D6 steht mit dem Kollektor des Transistors Q2 der
Verstärkerschaltung 1 in Verbindung.
Der Schaltkreis 4 ist eine Schaltung, die den gleichen Be
trieb durchführt, wie der Schaltkreis 3, mit jedoch umge
kehrter Phase. Da gleiche Teile in den entsprechenden
Stellen dieser Schaltungen verwendet werden, wobei die
Transistoren vom PNP-Typ und NPN-Typ vertauscht sind, wird
im einzelnen der Transistor Q6 ein- und der Transistor Q7
ausgeschaltet, wenn die negative Bezugsspannung V3 zur
Spannung an der Eingangsklemme P5 hinzugefügt wird und der
Transistor Q6 wird aus- und der Transistor Q7 eingeschal
tet, wenn die Spannung an der Eingangsklemme P4 geringer
als die negative Bezugsspannung V3 ist.
Der positive Anschluß eines Leistungskondensators C1 ist
mit der Kathode der Diode D3 und sein negativer Anschluß
mit dem Emitter des Transistors Q4 verbunden. Der negative
Anschluß eines Leistungskondensators C2 ist mit der Anode
der Diode D6 und sein positiver Anschluß mit dem Emitter
des Transistors Q6 verbunden.
Die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels wird nun nach
folgend, beginnend mit der des Schaltkreises 3 beschrieben.
Die Bezugsspannung V3 des Schaltkreises 3 ist im wesentli
chen gleich oder geringfügig geringer eingestellt als die
Spannung V2a der Ausgangsklemme P2 der Netzgerätschaltung
2.
Nachfolgend wird angenommen, daß ein positives Signal am
Eingang der Verstärkerschaltung 1 angelegt wird, um eine
Spannung Vo zu erzeugen, die geringer als die Bezugsspan
nung V3 an der Ausgangsklemme P1 der Verstärkerschaltung 1
ist.
Die Spannung Vo wird an die Eingangsklemme P4 des Schalt
kreises 3 angelegt. Da die Spannung Vo geringer als die
Bezugsspannung V3 ist, fließt kein Strom über die Zener
diode D1. Deshalb ist der Transistor Q4 aus- und der Tran
sistor Q5 eingeschaltet. Demzufolge wird die Spannung V2a
an der Ausgangsklemme P2 der Netzgerätschaltung 2 als die
Vorspannung V1a über die Diode 3 an den Kollektor des
Transistors Q1 der Verstärkerschaltung 1 angelegt. Da der
negative Anschluß des Leistungskondensators C1 über den
Transistor Q5 geerdet ist und sein positiver Anschluß über
die Diode D3 mit der Ausgangsklemme C2 der Netzgerätschal
tung 2 in Verbindung steht, wird der Leistungskondensator
C1 durch die Ausgangsspannung V2a der Netzgerätschaltung 2
aufgeladen.
Als nächstes wird angenommen, daß ein größeres positives
Signal dem Eingang der Verstärkerschaltung 1 zugeführt
wird, um eine Spannung Vo zu erzeugen, die gleich oder
größer der Bezugsspannung V3 an der Ausgangsklemme P1 der
Verstärkerschaltung 1 ist. Die Spannung Vo wird an die
Eingangsklemme P4 des Schaltkreises 3 angelegt. Da die
Spannung Vo gleich der Bezugsspannung V3 oder größer als
diese ist, fließt ein Strom über die Zenerdiode D1, wodurch
der Transistor Q4 ein- und der Transistor Q5 ausgeschaltet
wird.
Das Einschalten des Transistors Q4 bewirkt, daß die
Spannung, die an den Kollektor des Transistors Q1 der
Verstärkerschaltung 1 als die Vorspannung V1a angelegt
wird, einen Wert gleich der Emitterspannung des Transistors
Q4 zuzüglich der Spannung am Leistungskondensator C1 an
nimmt. Die Emitterspannung des Transistors Q4 entspricht
einem Wert, der durch das Abziehen der Zenerspannung der
Zenerdiode D1, der Vorwärtsspannung P2 und der Spannung an
der Basis und dem Emitter des Transistors Q4 von der
Spannung Vo an der Ausgangsklemme P1 der Verstärkerschal
tung 1 erhalten wird. Die Werte der Zenerspannung an der
Zenerdiode DI, der Vorwärtsspannung der Diode D2 und der
Spannung an der Basis und dem Emitter des Transistors Q4
sind im wesentlichen unabhängig vom Wert der Spannung an
der Ausgangsklemme P1 konstant.
Deshalb nimmt die Spannung, die an den Kollektor des Tran
sistors Q1 der Verstärkerschaltung 1 als die Vorspannung
V1a angelegt wird, einen Wert an, der gleich der Spannung
am Leistungskondensator C1 zuzüglich der Spannung ist, die
durch das Subtrahieren eines vorbestimmten Wertes von der
Spannung Vo an der Ausgangsklemme P1 der Verstärkerschal
tung 1 erhalten wird. Demzufolge variiert sie, um der
Spannung Vo an der Ausgangsklemme nachzufolgen, was wichtig
ist und bemerkt werden sollte.
Die Spannung am Leistungskondensator C1 ist gleich der Aus
gangsspannung V2a der Netzgerätschaltung 2, falls der Kon
densator aufgrund des Ladens durch die Ausgangsspannung V2a
genügend aufgeladen ist. Deshalb entspricht die Vorspannung
V1a dem Doppelten der Ausgangsspannung V2a der Netzgerät
schaltung 2 an deren Maximum.
Die Diode D3 wird nichtleitend, da sie durch die Spannung
am Kondensator C1 in Sperrichtung betrieben wird, wodurch
die über die Diode D3 erfolgende Verbindung des Kollektors
des Transistors Q1 und der Ausgangsklemme P2 der Netzgerät
schaltung 2 unterbrochen wird.
Ferner nimmt man an, daß dann ein negatives Signal an den
Eingang der Verstärkerschaltung 1 angelegt wird, um eine
negative Spannung Vo an der Ausgangsklemme D1 der Verstär
kerschaltung 1 zu erzeugen.
In diesem Fall ist die Funktionsweise gleich der im vorste
henden Fall, insofern als ein positives Signal dem Eingang
der Verstärkerschaltung 1 zugeführt wird, um eine Spannung
Vo zu erzeugen, die kleiner als die Bezugsspannung V3 an
der Ausgangsklemme P1 der Verstärkerschaltung 1 ist. Der
Unterschied besteht lediglich in der Tatsache, daß der
Strom dazu neigt, über die Zenerdiode D1 in umgekehrter
Richtung zu fließen, jedoch demzufolge nicht fließt, da die
Diode D2 damit in Reihe geschaltet ist und in Sperrichtung
betrieben wird.
Nachfolgend wird von einer Beschreibung der Funktionsweise
des Schaltkreises 4 abgesehen, da sie die gleiche ist, wie
die des Schaltkreises 3, jedoch mit umgekehrter Phase.
Andere Vorteile werden nun beschrieben.
Die Wellenformdiagramme in den Fig. 2 bis 4 stellen ledig
lich die positive Hälfte der Wellenformen dar.
Die Fig. 2 stellt das Verhältnis zwischen der Vorspannung
und der Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung bei einem
großem Ausgangssignal dar. Die Fig. 3 stellt das Verhältnis
zwischen der Vorspannung und der Ausgangsspannung einer
konventionellen Verstärkerschaltung bei großem Ausgangs
signal dar. Die schraffierten Bereiche zeigen die Verlust
anteile der Schaltungen. Es ist ersichtlich, daß die erfin
dungsgemäße Schaltung einen geringeren Verlust aufweist.
Die Fig. 4 stellt das Verhältnis zwischen der Vorspannung
und der Ausgangsspannung der erfindungsgemäßen Verstärker
schaltung bei kleinem Ausgangssignal dar. Die Fig. 5 stellt
das Verhältnis zwischen der Vorspannung und der Ausgangs
spannung einer konventionellen Verstärkerschaltung bei
kleinem Ausgangssignal dar. Die schraffierten Bereiche zei
gen wiederum die Verlustanteile der Schaltung. Die konven
tionelle Schaltung weist einen größeren Verlust auf, da die
Vorspannung auf einem hohen Pegel verbleibt, wenn die
Schaltung ein kleines Ausgangssignal erzeugt. Andererseits
weist der erfindungsgemäße Verstärker einen geringeren
Verlustanteil auf, da er mit einer geringen Vorspannung be
trieben wird, wenn die Ausgangsspannung gering ist.
Während des Betriebs ändern sich die Vorspannungen V1a und
V1b abhängig vom Ausgangssignal, wenn ein Signal verstärkt
wird, das gleich oder größer der Bezugsspannung V3 ist.
Demzufolge ist die Spannung (Vce) am Kollektor und Emitter
des Transistors der Verstärkerschaltung konstant. Dies
bringt die nachfolgenden Vorteile mit sich.
- A. Da der Betrieb nicht selten außerhalb des sicheren Arbeitsbereichs (SOAR) des Transistors durchgeführt wird, wird die Zuverlässigkeit verbessert.
- B. Die Eingangskapazität der Transistoren verändert sich abhängig von der Spannung Vce, ändert sich jedoch nicht, falls die Spannung Vce konstant ist. Dies ermöglicht eine Verstärkung mit einer geringen Verzerrung. Ferner wird die Stabilität des Betriebs verbessert, da die Eingangskapazität stabil ist.
Ein Beispiel, bei dem die vorliegende Schaltung für einen
Musikanlagenverstärker zum Verstärken eines Musiksignals
verwendet wird, wird nun betrachtet. Der Unterschied zwi
schen einem Spitzenpegel eines Musiksignals und einem
Effektivwert beträgt 15 dB bis 25 dB. Jedoch beträgt der
Anteil der Zeit, zu dem große Spitzenpegel auftreten 0,1%
oder weniger, während das Ausgangssignal zum größten Teil
einen geringeren Wert aufweist. Dies zeigt, daß die
Schaltung für einen Verstärker für Musikwiedergabe geeignet
ist.
Obwohl ein Beispiel eines Verstärkers mit zweifacher, d. h.
positiver und negativer Spannungszufuhr beim vorstehenden
Ausführungsbeispiel beschrieben wurde, ist darin keine
Beschränkung der Erfindung zu sehen, da sie auch auf einen
Verstärker mit einfacher Leistungszufuhr angewendet werden
kann. Obwohl der Eingangssignalpegel durch die Ausgangs
klemme P1 der Verstärkerschaltung 1 erfaßt wird, ist dies
nicht in einer beschränkenden Weise zu betrachten. Die
Erfassung kann auch an der Eingangsseite oder in der Mitte
der Verstärkerschaltung 1 durchgeführt werden.
Claims (1)
- Leistungsverstärker mit einer Verstärkerschaltung (1), einer Energieversorgungsschaltung (2), Kondensatoren (C1, C2) und Schaltkreisen (3, 4), die abhängig von einem Signalpegel schalten, wobei die Schaltkreise (3, 4) das Laden der Kondensatoren (C1, C2) durch die Energieversorgungsschaltung (2) bewirken, wenn der Signalpegel einen vorbestimmten Wert nicht überschreitet, und das Signal, dem die Spannung an den Kondensatoren (C1, C2) darauf überlagert ist, der Verstärkerschaltung (1) zuführen, wenn der Signalpegel den vorbestimmten Wert überschreitet.
Applications Claiming Priority (1)
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US9438181B1 (en) | 2015-07-21 | 2016-09-06 | Rockford Corporation | Amplification of signals output from bridge-tied load audio amplifiers |
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Families Citing this family (1)
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1993
- 1993-03-30 JP JP5096900A patent/JPH06291559A/ja active Pending
-
1994
- 1994-03-25 DE DE19944410498 patent/DE4410498A1/de not_active Withdrawn
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Also Published As
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Legal Events
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---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |