DE69332593T2

DE69332593T2 - Übertragung mit mehreren Auflösungen, insbesondere für Mehrträgersysteme

Info

Publication number: DE69332593T2
Application number: DE69332593T
Authority: DE
Inventors: Mitsuaki Oshima
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1992-09-25
Filing date: 1993-09-24
Publication date: 2003-08-14
Anticipated expiration: 2013-09-25
Also published as: ES2316893T3; JP2003158502A; ATE458341T1; EP1257104A2; DK1439678T3; ATE205032T1; PT1993252E; ES2190923T3; EP1439678B8; PT1439679E; DE69332591T2; JP2000312198A; EP1035695A2; ATE230184T1; PT1035698E; ES2188454T3; DE69332590D1; DK1035693T3; EP1439678B1; ATE230182T1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem zur Übertragung/zum Empfang eines digitalen Signals durch Modulation seiner Trägerwelle und Demodulation seiner Trägerwelle.
Digitale Kommunikationssysteme sind auf verschiedenen Gebieten verwendet worden. Insbesondere sind digitale Videosignalübertragungstechniken merklich verbessert worden.
Unter ihnen gibt es ein digitales Signalübertragungsverfahren. Bisher sind solche digitalen Signalübertragungssysteme insbesondere im Einsatz bei z. B. einer Übertragung zwischen Fernsehstationen. Sie werden bald für einen terrestrischen und/oder Satelliten-Fernsehdienst in jedem Land der Welt verwendet.
Die Fernsehsendesysteme einschließlich Hochauflösungsfernsehen, PCM Musik, FAX und andere Informationsdienste sind nun gefragt, die erwünschten Daten nach Menge und Qualität zu erhöhen, um Millionen anspruchsvoller Betrachter zufriedenzustellen. Insbesondere müssen die Daten in einer gegebenen Bandbreite der Frequenz erhöht werden, die dem Fernsehdienst zugeordnet ist. Die zu übertragenden Daten sind immer reichlich und werden soviel geliefert, wie mit den zu der Zeit modernen Techniken verarbeitet werden können. Es ist ideal, das bestehende Signalübertragungssystem entsprechend einer Zunahme der Datenmenge mit der Zeit abzuändern oder zu wechseln.
Jedoch ist der Fernsehdienst ein öffentliches Unternehmen und kann nicht ohne Betrachtung der Interessen und Vorteile der Zuschauer weiter hinausgehen. Es ist wichtig, daß jeder neue Dienst mit vorhandenen Fernsehempfängern und Anzeigegeräten wertgeschätzt werden kann. Insbesondere ist die Verträglichkeit eines Systems besonders erwünscht, um alte und neue Dienste gleichzeitig zu liefern oder einen neuen Dienst, der von bestehenden und fortschrittlichen Empfängern empfangen werden kann.
Es versteht sich, daß irgendein neues digitales Fernsehsendesystem, das eingeführt werden soll, im bezug auf eine Datenzunahme ausgebildet sein muß, um auf zukünftige Anforderungen und technische Vorteile zu antworten und auch in bezug auf eine kompatible Wirkung, damit bestehende Empfänger Übertragungen empfangen können.
Die Erweiterungsmöglichkeit und die Kompatibilitätsleistung von digitalen Fernsehsystemen nach dem Stand der Technik wird erklärt.
Es ist ein digitales Fernsehsatellitensystem bekannt, bei dem NTSC Fernsehsignale, die auf ungefähr 6 Mpbs komprimiert sind, durch Zeitteilungsmodulation von QPSK gemultiplext und auf 4 bis 20 Kanälen übertragen werden, während Hochauflösungs-Fernsehsignale auf einem einzigen Kanal geführt werden. Ein anderes digitales Hochauflösungs-Fernsehsystem ist vorgesehen, bei dem Hochauflösungsfernseh-Videodaten, die auf sowenig wie 15 Mbps komprimiert sind, auf einem 16 oder 32 QAM Signal (Quadraturamplitudenmodulationssignal) durch Bodenstationen übertragen werden.
Ein solches bekanntes Satellitensystem ermöglicht, daß Hochauflösungs-Fernsehsignale auf einem Kanal in einer herkömmlichen Weise getragen werden, so daß ein Frequenzband besetzt wird, das einigen Kanälen von NTSC Signalen äquivalent ist. Dies bewirkt, daß die entsprechenden NTSC Kanäle während der Übertragung des Hochauflösungs-Fernsehsignals nicht verfügbar sind. Auch ist die Kompatibilität zwischen NTSC und Hochauflösungsfernseh-Empfängern oder Anzeigegeräten kaum betroffen, und das Datenerweiterungsvermögen, das zur Anpassung an einen zukünftigen, fortschrittlichen Modus benötigt wird, wird betont unberücksichtigt.
Ein solches allgemeines terrestrisches Hochauflösungs-Fernsehsystem bietet einen Hochauflösungsfernsehdienst auf herkömmlichen 16 oder 32 GAM Signalen ohne irgendeine Abänderung. Bei irgendeinem analogen Fernsehdienst wird eine Menge an signalabschwächenden oder Schattenbereichen in seinem Versorgungsbereich aufgrund struktureller Hindernisse, geographischer Ungeeignetheiten oder eine Signalstörung von einer Nachbarstation erzeugt. Wenn das Fernsehsignal eine analoge Form hat, kann es mehr oder weniger in solchen signalabschwächenden Bereichen empfangen werden, obgleich sein wiedergegebenes Bild von geringer Qualität ist. Wenn das Fernsehsignal eine digitale Form hat, kann es kaum mit einem annehmbaren Pegel innerhalb der Bereich wiedergegeben werden. Dieser Nachteil ist besonders feindlich bei der Entwicklung von irgendeinem digitalen Fernsehsystem.
EP 0 531 046, veröffentlicht am 10. März 1993, offenbart ein hochauflösendes (HDTV) Fernsehsignal, welches von einem Sender mit mehreren Hilfsträgern übertragen wird, indem jeder Hilfsträger benutzt wird, um eine unterschiedliche Klasse von HDTV-Informationen zu tragen.
Es ist eine Zielsetzung der vorliegenden Erfindung, um die vorstehenden Nachteile zu lösen, ein Kommunikationssystem zu schaffen, das zur kompatiblen Verwendung für bestehende NTSC and einzuführende Hochauflösungs-Fernsehdienste, insbesondere über Satellit, ausgestaltet ist, und um auch signalabschwächende oder Schattenbereiche ihres Versorgungsbereiches am Soden zu minimieren.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden eine Signalübertragungsvorrichtung gemäß Anspruch 1, eine Signalempfangsvorrichtung gemäß Anspruch 2, ein Signalübertragungssystem gemäß Anspruch 3 und entsprechende Verfahren gemäß den Ansprüchen 4 bis 6 geschaffen.
Ein Kommunikationssystem gemäß der vorliegender Erfindung variiert absichtlich Signalpunkte, die gewöhnlich in gleichmäßigen Intervallen verteilt sind, um die Signalübertragung/den Signalempfang durchzuführen. Wenn das Kommunikationssystem beispielsweise auf ein QAM-Signal angewendet wird, weist es zwei Hauptbereiche auf: Einen Sender mit einer Signaleingangsschaltung, einer Modulatorschaltung zum Erzeugen Anzahl von m Signalpunkten in einem Signalvektorfeld durch Modulation einer Vielzahl von phasenverschobenen Trägerwellen, wobei ein von der Eingangsschaltung geliefertes Eingangssignal benutzt wird, und einer Sendeschaltung zum Übertragen eines resultierenden modulierten Signals; und einen Empfänger mit einer Eingangsschaltung zum Empfangen des modulierten Signals, einer Demodulatorschaltung zum Demodulieren 1-Bit-Signalpunkten einer QAM-Trägerwelle und einer Ausgangsschaltung.
Beim Betrieb werden das Eingangssignal, das einen ersten Datenstrom von g Werten enthält, und ein zweiter Datenstrom der Modulatorschaltung des Senders zugeführt, wo eine abgeänderte m-Bit QAM Trägerwelle erzeugt wird, die m Signalpunkte in einem Vektorfeld darstellt. Die m Signalpunkte werden in g Signalpunktgruppen unterteilt, denen jeweils die g Werte des ersten Datenstroms zugeordnet werden. Auch werden Daten des zweiten Datenstroms m/g Signalpunkte oder Untergruppen von jeder Signalpunktgruppe zugeordnet. Dann wird ein sich ergebendes Übertragungssignal von der Übertragungsschaltung übertragen. Ebenso kann sich ein dritter Datenstrom ausbreiten.
Bei dem Empfänger wird der erste Datenstrom des Übertragungssignals zuerst demoduliert, indem m Signalpunkte in einem Signalraumdiagramm in g Signalpunktgruppen aufgeteilt werden. Dann wird der zweite Datenstrom demoduliert, indem m/g Werte m/g Signalpunkten von jeder entsprechenden Signalpunktgruppe zur Rekonstruktion des ersten und des zweiten Datenstroms zugeordnet werden. Wenn der Empfänger bei m = g ist, werden die g Signalpunktgruppen wieder verlangt und den g Werten zur Demodulation und Rekonstruktion des ersten Datenstroms zugeordnet.
Beim Empfang des gleichen Übertragungssignals von dem Sender kann ein Empfänger, der mit einer großformatigen Antenne ausgerüstet und der Modulation einer großen Datenmenge fähig ist, den ersten und den zweiten Datenstrom wiedergewinnen. Ein Empfänger, der mit einer kleinformatigen Antenne ausgerüstet und einer Modulation einer kleinen Datenmange fähig ist, kann nur den ersten Datenstrom wiedergewinnen. Demgemäß wird die Kompatibilität das Signalübertragungssystems sichergestellt. Wenn der erste Datenstrom ein NTSC Fernsehsignal oder die niedere Frequenzbandkomponente eines Hochauflösungs-Fernsehsignals ist, und der zweite Datenstrom eine hohe Frequenzbandkomponente des Hochauflösungs-Fernsehsignals ist, kann der Modulationsempfänger für eine kleine Datenmenge das NTSC Fernsehsignal rekonstruieren und der Modulationsempfänger für eine große Datenmenge kann das Hochauflösungs-Fernsehsignal rekonstruieren. Es versteht sich, daß ein digitaler NTSC/Hochauflösungs-
Zum Beispiel erzeugt ein Sender 1 ein abgewandeltes m-Bit QAM Signal, von dem ein erster, zweiter und dritter Datenstrom, von denen jeder g Werte trägt, den bezüglichen Signalpunktgruppen mit einem Modulator 4 zugeordnet werden. Das Signal kann empfangen und wiedergegeben werden, nämlich der erste Datenstrom nur von einem ersten Empfänger 23, der erste und der zweite Datenstrom von einem zweiten Empfänger 33 und insgesamt der erste, zweite und dritte Strom von einem dritten Empfänger 43.
Insbesondere kann ein Empfänger, der einer Demodulation von n-Bit Daten fähig ist, n Bits von einer mit mehreren Bit modulierten Trägerwelle wiedergeben, die m-Bit-Daten trägt, wo m > n, so dass das Kommunikationssystem Kompatibilität und die Möglichkeit einer zukünftigen Erweiterung haben kann. Auch ist eine Mehrpegelsignalübertragung möglich, indem die Signalpunkte der QAM verschoben werden, so dass ein dem Nullpunkt der Koordinaten der I-Achse und der Q-Achse am nahester Signalpunkt von dem Nullpunkt um nδ beabstandet ist, wo δ der Abstand des nahesten Punktes von jeder Achse und n größer als 1 ist.
Demgemäß wird ein kompatibler, digitaler Satellitendienst für das NTSC und das Hochauflösungs-Fernsehsystem machbar, wenn der erste Datenstrom ein NTSC Signal trägt und der zweite Datenstrom ein Differenzsignal zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen trägt. Daher wird die Fähigkeit, einer Zunahme der Datenmenge zu entsprechen, die übertragen werden soll, sichergestellt. Auch am Soden wird sein Versorgungsbereich erhöht, während Bereiche mit Signalabschwächung verringert werden.
Fig. 1 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung des Signalübertragungssystems, wobei eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt ist;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Senders der ersten Ausführungsform;
Fig. 3 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssignal der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 4 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssignal der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 5 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunkten gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 6 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunktgruppen gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 7 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunkten in jeder Signalpunktgruppe gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 8 ist eine Ansicht, die eine andere Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunktgruppen und ihren Signalpunkten gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 9 ist eine Ansicht, die Schwellenwerte der Signalpunktgruppen gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 10 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten Ausführungsform,
Fig. 11 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius r&sub2; und dem Übertragungsenergieverhältnis n gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 12 ist eine Ansicht, die die Signalpunkte eines abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 13 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius r&sub3; und dem Übertragungsenergieverhältnis n gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 14 ist ein Vektordiagramm, das Signalpunktgruppen und ihre Signalpunkte des abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 15 ist eine erläuternde Ansicht, die die Beziehung zwischen A&sub1; und A&sub2; des abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 16 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius r&sub2;, r&sub3; und jeweils dem Übertragungsenergieverhältnis n&sub1;&sub6;, n&sub6;&sub4; gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 17 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Senders der ersten Ausführungsform;
Fig. 18 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten Ausführungsform;
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm eines ersten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 20 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten Ausführungsform;
Fig. 21 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 22 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten Ausführungsform;
Fig. 23 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform
Fig. 24 ist ein Ablaufdiagramm, das eine Wirkung der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 25(a) und 25(b) sind Vektordiagramme, die ein 8 und ein 16 QAM Signal der ersten Ausführungsform jeweils zeigen;
Fig. 26 ist ein Blockdiagramm eines dritten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 27 ist eine Ansicht, die Signalpunkte des abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das eine andere Wirkung der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 29 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems, das eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 30 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 31 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 32 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 33 ist ein Blockdiagramm eines dritten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 34 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein Zeitmultiplexen von D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 35 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein anderes Zeitmultiplexen von D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 36 ist eine beispielhafte Ansicht, die weiteres Zeitmultiplexen von D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 37 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems, das eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 38 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 39 ist ein Vektordiagramm des abgeänderten 16 QAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 40 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 41 ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenten zu einer Zeitbasis gemäß der dritten Ausführungsform;
Fig. 42 ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenten zu einer Zeitbasis mit der Wirkung von Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex gemäß der dritten Ausführungsform;
Fig. 43 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung der dritten Ausführungsform;
Fig. 44 ist ein Diagramm, das das Prinzip der Trägerwellenwiedergabe gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 45 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur umgekehrten Modulation bei der dritten Ausführungsform;
Fig. 46 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 16 QAM Signals der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 47 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 64 QAM Signals der dritten Ausführungsform zeigt,
Fig. 48 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur 16 · Multiplikation der dritten Ausführungsform;
Fig. 49 ist eine beispielhafte Ansicht, die Zeitmultiplexen von DV1, DH1, DV2, DH2, DV3 und DH3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 50 ist eine erklärende Ansicht, die ein Zeitmultiplexen mit Mehrfachzugriff von DV1, DH1, DV2, DH2, DV3 und DH3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 51 ist eine erklärende Ansicht, die ein anderes Zeitmultiplexen mit Mehrfachzugriff von DV1, DH1, DV2, DH2, DV3 und DH3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 52 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich bei einem bekannten Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 53 ist ein Diagramm, das Signalstörungsbereiche bei einem Mehrpegel Signalübertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 54 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem bekannten Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 55 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem Mehrpegel Signalübertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 56 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich zwischen zwei digitalen Fernsehstationen gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 57 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 58 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 59(a) und 59(b) sind Diagramme, die die Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 60 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt, wenn die S/N Rate (Rauschabstandsrate) niedrig ist;
Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders der fünften Ausführungsform;
Fig. 62(a) und 62(b) sind Diagramme, die Frequenzverteilungsprofile eines ASK modulierten Signals der fünften Ausführungsform zeigen;
Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders der fünften Ausführungsform;
Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 66 ist ein Blockdiagramm eines anderen Fernsehempfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 67 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehsatelliten-Bodenempfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 68 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines 8 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 69 ist ein Blockdiagramm eines Videocodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 70 ist ein Blockdiagramm eines Videocodierers der fünften Ausführungsform, der eine Teilerschaltung enthält;
Fig. 71 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 72 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform, der eine Mischschaltung enthält;
Fig. 73 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 74(a) ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 74(b) ist ein Diagramm, das eine andere Zeitzuordnung von Datenkomponenten des Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 75 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 76 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 77 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 78 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 79 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Dreipegel-Übertragungssignals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 80 ist ein Blockdiagramm eines anderen Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 81 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers für ein D&sub1; Signal der fünften Ausführungsform;
Fig. 83 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen der Frequenz und der Zeit eines frequenzmodulierten Signals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 84 ist ein Blockdiagramm einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung gemäß der fünften Ausführungsform;
Fig. 85 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und dem Pegel gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 86 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Übertragungsstrecke gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 87 ist ein Blockdiagramm eines Senders der zweiten Ausführungsform;
Fig. 88 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der zweiten Ausführungsform;
Fig. 89 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 90 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Dreipegel-Übertragung der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 91 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Vierpegel-Übertragung einer sechsten Ausführungsform zeigt;
Fig. 92 ist ein Diagramm, das die Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausfüh¬ rung zeigt;
Fig. 93 ist ein Blockdiagramm eines Teilers der sechsten Ausführungsform;
Fig. 94 ist ein Blockdiagramm einer Mischschaltung der sechsten Ausführungsform;
Fig. 95 ist ein Diagramm, das eine andere Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführung zeigt;
Fig. 96 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines bekannten digitalen Fernsehsendesystems;
Fig. 97 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines digitalen Fernsehsendesystems gemäß der sechsten Ausführungsform;
Fig. 98 ist ein Diagramm, das eine Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführungsform zeigt;
Fig. 99 ist ein Vektordiagramm eines 16 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 100 ist ein Vektordiagramm eines 32 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 101 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 102 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 103 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke n und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der dritten Ausführungsform benötigt wird;
Fig. 104 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke n und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der dritten Ausführungsform benötigt wird;
Fig. 105 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Signalpegel und der Entfernung von einer Senderantenne bei einem terrestrischen Fernsehdienst gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 106 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 107 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 108(a) ist ein Diagramm, das ein Frequenzverteilungsprofil eines konventionellen Fernsehsignals zeigt,
Fig. 108(b) ist ein Diagramm, das ein Frequenzverteilungsprofil eines konventionellen Zweischicht-Fernsehsignals zeigt,
Fig. 108(c) ist ein Diagramm, das Schwellenwerte der dritten Ausführungsform zeigt,
Fig. 108(d) ist ein Diagramm, das ein Frequenzverteilungsprofil von Zweischicht-OFDM-Trägern der neunten Ausführungsform zeigt, und
Fig. 108(e) ist ein Diagramm, das Schwellenwerte für Dreilagen-OFDM der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 109 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung des Fernsehsignals der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 110 ist ein Diagramm, das ein Prinzip von C-CDM der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 111 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Codes gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 112 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung eines erweiterten 36 QAM gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 113 ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Modulationssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 114 ist ein Blockdiagramm, das eine Magnetaufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 115 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger eines tragbaren Telefons gemäß der achten Ausführungsform zeigt;
Fig. 116 ist ein Blockdiagramm, das Basisstationen gemäß der achten Ausführungsform zeigt;
Fig. 117 ist eine Ansicht, die Kommunikationskapazitäten und eine Verkehrsverteilung eines herkömmlichen Systems darstellt;
Fig. 118 ist eine Ansicht, die Kommunikationskapazitäten und eine Verkehrsverteilung gemäß der achten Ausführungsform darstellt;
Fig. 119(a) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung eines herkömmlichen Systems zeigt;
Fig. 119(b) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung gemäß der achten Ausführungsform zeigt;
Fig. 120(a) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung eines herkömmlichen TDMA- Systems zeigt;
Fig. 120(b) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung gemäß einem TDMA-System der achten Ausführungsform zeigt;
Fig. 121 ist ein Blockdiagramm, das einen Einpegel-Sender/Empfänger gemäß der achten Ausführungsform zeigt;
Fig. 122 ist ein Blockdiagramm, das einen Zweipegel-Sender/Empfänger gemäß der achten Ausführungsform zeigt;
Fig. 123 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger vom OFDM-Typ gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 124 ist eine Ansicht, die ein Prinzip des OFDM-Systems gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 125(a) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Modulationssignals eines herkömmlichen Systems zeigt;
Fig. 125(b) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Modulationssignals gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 126(a) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines OFDM- Signals der neunten Ausführungsform zeigt, wobei keine Gewichtung angewendet ist;
Fig. 126(b) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines OFDM- Signals der neunten Ausführungsform zeigt, wobei zwei Kanäle von Zweischicht-OFDM durch die elektrische Übertragungsleistung gewichtet sind;
Fig. 126(c) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines OFDM- Signals der neunten Ausführungsform zeigt, wobei Trägerintervalle durch Gewichtung verdoppelt sind;
Fig. 126(d) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines OFDM- Signals der neunten Ausführungsform zeigt, wobei Trägerintervalle nicht gewichtet sind;
Fig. 127 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 128 ist ein Blockdiagramm, das einen Trellis-Kodierer gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 129 ist eine Ansicht, die eine Zeitzuordnung von effektiven Zeichenanteilen und Schutzintervallen gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 130 ist ein grafisches Diagramm, das eine Beziehung zwischen S/N-Rate und Fehlerrate gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 131 ist ein Blockdiagramm, das eine magnetische Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 132 ist eine Ansicht, die ein Aufzeichnungsformat einer Spur auf dem Magnetband und eine Bewegung eines Kopfes zeigt;
Fig. 133 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 134 ist ein Diagramm, das eine Frequenzzuordnung herkömmlichen Fernsehens zeigt;
Fig. 135 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Versorgungsbereich und Bildqualität in einem Dreipegel-Signalübertragungssystem gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 136 ist ein Diagramm, das eine Frequenzzuordnung für den Fall zeigt, dass das Mehrpegel-Signalübertragungssystem gemäß der dritten Ausführungsform mit einem FDM kombiniert ist;
Fig. 137 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der dritten Ausführungsform zeigt, in dem Trellis-Kodierung angewendet ist;
Fig. 138 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der neunten Ausführungsform zeigt, in dem ein Teil eines Signals im niedrigen Frequenzband durch OFDM übertragen wird;
Fig. 139 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 8- PS-APSK-Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 140 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 16- PS-APSK-Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 141 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 8- PS-PSK-Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 142 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 16- PS-PSK-Signals (PS Typ) der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 143 ist eine graphische Darstellung, die den Zusammenhang zwischen Antennenradius des Satelliten und der Sendekapazität gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 144 ist ein Blockschaltbild, das einen gewichteten OFDM- Sender/Empfänger gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 145(a) ist ein Diagramm, das die Wellenform der Schutzzeit und der Zeichenzeit in dem Mehrpegel-OFDM gemäß der neunten Ausführungsform zeigt, wobei der Mehrweg kurz ist;
Fig. 145(b) ist ein Diagramm, das die Wellenform der Schutzzeit und die Zeichenzeit in dem Mehrpegel-OFDM gemäß der neunten Ausführungsform zeigt, wobei der Mehrweg lang ist;
Fig. 146 ist ein Diagramm, das ein Prinzip der Mehrpegel-OFDM gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 147 ist ein Diagramm, das die Hilfskanal-Zuordnung eines Zweischicht- Signalübertragungssystems zeigt, gewichtet durch elektrische Leistung gemäß der neunten Ausführungsform;
Fig. 148 ist ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen dem D/V- Verhältnis, der Mehrweg-Verzögerungszeit und der Schutzzeit gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 149(a) ist ein Diagramm, das Zeitschlitze entsprechender Schichten gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 149(b) ist ein Diagramm, das die zeitliche Verteilung von Schutzzeiten entsprechender Schichten gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 149(c) ist ein Diagramm, das die zeitliche Verteilung von Schutzzeiten entsprechender Schichten gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 150 ist ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen der Mehrwegverzögerungszeit und der Übertragungsrate gemäß der neunten Ausführungsform zeigt, wobei eine Dreischicht-Signalübertragung, die für Mehrweg effektiv ist, verwirklicht ist; und
Fig. 151 ist ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen der Mehrwegverzögerungszeit und dem C/N-Verhältnis gemäß der neunten Ausführungsform zeigt, wobei ein zweidimensionaler, matrixartiger Mehrschicht- Übertragungsdienst durch Kombination der GTW-OFDM und der C-CDM (oder der CSW-OFDM) realisiert werden kann.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Ausführungsform 1

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 1 zeigt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssystems gemäß der vorliegenden Erfindung. Ein Sender 1 umfaßt eine Eingangseinheit 2, eine Teilereinheit 3, einen Modulator 4 und eine Sendereinheit 5. Im Betrieb wird jedes Eingangsmultiplexersignal durch die Teilerschaltung 3 in drei Gruppen unterteilt, einen ersten Datenstrom D1, einen zweiten Datenstrom D2 und einen dritten Datenstrom D3, die dann durch den Modulator 4 moduliert werden, bevor sie von der Sendereinheit 5 gesendet werden. Das modulierte Signal wird von einer Antenne 6 durch eine Aufwärtsverbindung 7 zu einem Satelliten 10 gesendet, wo es von einer Aufwärtsverbindungsantenne 11 empfangen und von einem Transponder 12 verstärkt wird, bevor es von einer Abwärtsverbindungsantenne 13 in Richtung zum Boden gesendet wird.
Das Übertragungssignal führt dann nach unten durch drei Abwärtsverbindungen 21, 31 und 41 zu einem ersten 23, einem zweiten 33 bzw. einem dritten Empfänger 43 gesendet. In dem ersten Empfänger 23 wird das von einer Antenne 22 empfangene Signal durch Eingangseinheit 24 einem Demodulator 25 zugeführt, und es wird nur sein erster Datenstrom demoduliert, während der zweite und dritte Datenstrom nicht wiedergewonnen werden, bevor sie weiter von der Ausgangseinheit 26 übertragen werden.
Ähnlich erlaubt der zweite Empfänger 33, daß der erste und der zweite Datenstrom des Signals, das von einer Antenne 32 empfangen und von einer Eingangseinheit 34 zugeführt wurde, von einem Demodulator 35 demoduliert wird, und dann zu einem einzigen Datenstrom durch einen Summierer 37 summiert wird, der dann weiter von einer Ausgangseinheit 36 übertragen wird.
Der dritte Empfänger 43 erlaubt, daß insgesamt der erste, der zweite und dritte Datenstrom des Signals, das von einer Antenne 42 empfangen und von einer Eingangseinheit 44 zugeführt wird, durch einen Demodulator 45 demoduliert wird und dann durch einen Summierer 47 zu einem einzigen Datenstrom summiert wird, der dann weiter von einer Ausgangseinheit 46 übertragen wird.
Man sieht, daß die drei einzelnen Empfänger 23, 33 und 43 ihre jeweiligen Modulatoren unterschiedliche Eigenschaften haben, so daß ihre von demselben Frequenzbandsignal des Senders 1 demodulierten Ausgänge Daten unterschiedlicher Größe enthalten. Insbesondere können drei unterschiedliche, aber kompatible Daten gleichzeitig auf einem gegebenen Frequenzbandsignal zu ihren entsprechenden Empfängern getragen werden. Zum Beispiel wird jedes von drei vorhandenen NTSC, Hochauflösungsfernsehen und Super-Hochauflösungsfernsehen, digitalen Signalen in eine niedrige, eine hohe und eine superhohe Frequenzbandkomponente in bezug auf den ersten, den zweiten bzw. den dritten Datenstrom aufgeteilt. Demgemäß können die drei verschiedenen Fernsehsignale auf einem einkanaligen Frequenzbandträger zur gleichzeitigen Wiedergabe eines Fernsehbildes mit einer mittleren, einer hohen bzw. einer superhohen Auflösung übertragen werden.
Beim Betrieb wird das NTSC Fernsehsignal von einem Empfänger empfangen, der von einer kleinen Antenne zur Demodulation von Daten geringer Menge begleitet ist, das Hochauflösungs-Fernsehsignal wird von einem Empfänger empfangen, der von einer mittleren Antenne zur Demodulation von Daten mittlerer Größe begleitet ist, und das Super-Hochauflösungsfernsehsignal wird von einem Empfänger empfangen, der von einer großen Antenne zur Demodulation von Daten großer Mengen begleitet ist. Auch wird, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, ein digitales NTSC Fernsehsignal, das nur den ersten Datenstrom für den digitalen NTSC Fernsehdienst enthält, einem digitalen Sender 51 zugeführt, wo es von einer Eingangseinheit 52 erhalten und von einem Demodulator 54 moduliert wird, bevor es weiter von einer Sendeeinheit 55 gesendet wird. Das demodulierte Signal wird dann von einer Antenne 56 über eine Aufwärtsverbindung 57 zu dem Satelliten 10 aufwärts gesendet, der seinerseits dasselbe durch eine Abwärtsverbindung 58 zu dem ersten Empfänger 23 am Boden sendet.
Der erste Empfänger 23 demoduliert mit seinem Demodulator 24 das modulierte, digitale Signal, das von dem digitalen Sender 51 zugeführt worden ist, zu dem ursprünglichen, ersten Datenstromsignal. Ebenso kann dasselbe modulierte, digitale Signal von dem zweiten 33 oder dem dritten Empfänger 43 zu dem ersten Datenstrom oder NTSC Fernsehsignal demoduliert werden. Zusammengefaßt können die drei einzelnen Empfänger 23, 33 und 43 alle ein digitales Signal des bestehenden TV Systems zur Wiedergabe empfangen und verarbeiten.
Die Anordnung des Signalübertragungssystems wird mehr im einzelnen beschrieben.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm des Senders 1, in dem ein Eingangssignal über die Eingangseinheit 2 zugeführt und durch die Teilerschaltung 3 in drei digitale Signale geteilt wird, die einen ersten, einen zweiten bzw. einen dritten Datenstrom enthalten.
Unter der Annahme, daß das Eingangssignal ein Videosignal ist, ist seine niedrige Frequenzbandkomponente dem ersten Datenstrom zugeordnet, seine hohe Frequenzbandkomponente dem zweiten Datenstrom und seine superhohe Frequenzbandkomponente dem dritten Datenstrom. Die drei verschiedenen Frequenzbandsignale werden einem Modulatoreingang 61 des Modulators 4 zugeführt. Hier moduliert oder ändert eine Signalpunkt-Modulations/Änderungsschaltung 67 die Positionen der Signalpunkte gemäß einem extern gegebenen Signal. Der Modulator 4 ist zur Amplitudenmodulation auf zwei 90º phasenverschobenen Trägern jeweils angeordnet, die dann zu einem mehrfachen QAM Signal summiert werden. Insbesondere wird das Signal von dem Modulatoreingang 61 einem ersten 62 und einem zweiten AM Modulator 63 zugeführt. Auch wird eine Trägerwelle cos(2πfct), die von einem Trägergenerator erzeugt wird, direkt dem ersten AM Modulator 62 und auch einem π/2 Phasenschieber 66 zugeführt, wo sie um 90º zu einer Form sin(2πfct) phasenverschoben wird, bevor sie zu dem zweiten AM Modulator 63 übertragen wird. Die zwei amplitudenmodulierten Signale von dem ersten und dem zweiten AM Modulator 62, 63 werden von einem Summierer 65 zu einem Übertragungssignal summiert, das dann zu der Sendeeinheit 5 zur Ausgabe übertragen wird. Dieses Verfahren ist gut bekannt und wird nicht weiter erläutert.
Das QAM Signal wird nun in einer allgemeinen 8 · 8 oder 16 Zustandsausbildung beschrieben, wobei auf den ersten Quadranten eines Raumdiagramms in Fig. 3 Bezug genommen wird. Das Ausgangssignal des Modulators 4 wird durch einen Summenvektor von zwei Vektoren einer 81, 82, Acos2πfct und Bcos2πfct, ausgedrückt, die die zwei um 90º phasenverschobenen Träger jeweils darstellen. Wenn der von dem Nullpunkt fernliegende Punkt eines Summenvektors einen Signalpunkt darstellt, hat das 16 QAM Signal 16 Signalpunkte, die durch eine Kombination von vier horizontalen Amplitudenwerten a&sub1;, a&sub2;, a&sub3;, a&sub4; und vier vertikalen Amplitudenwerten b&sub1;, b&sub2;, b&sub3;, b&sub4; bestimmt sind. Der erste Quadrant in Fig. 3 enthält vier Signalpunkte 83 bei C&sub1;&sub1;, 84 bei C&sub1;&sub2;, 85 bei C&sub2;&sub2; und 86 bei C&sub2;&sub1;.
C&sub1;&sub1; ist ein Summenvektor eines Vektors 0-a&sub1; und eines Vektors 0-b&sub1;, und wird somit als C&sub1;&sub1; = a&sub1;cos2πfct - b&sub1;sin2πfct = Acos(2πfct + dπ/2) ausgedrückt.
Es wird nun angenommen, daß der Abstand zwischen 0 und a&sub1; bei den orthogonalen Koordinaten der Fig. 3 A&sub1; ist, zwischen a&sub1; und a&sub2; A&sub2; ist, zwischen 0 und b&sub1; B&sub1; ist und zwischen b&sub1; bis b&sub2; B&sub2; ist.
Wie es in Fig. 4 gezeigt ist, sind die 16 Signalpunkte als Vektorkoordinate zugeordnet, wobei jeder Punkt ein vier-Bit-Muster darstellt, so daß die Übertragung einer vier-Bit Date pro Periode oder Zeitschlitz ermöglicht wird.
Fig. 5 stellt eine gemeinsame Zuordnung von zwei-Bit Mustern zu den 16 Signalpunkten dar.
Wenn der Abstand zwischen zwei benachbarten Signalpunkten groß ist, wird er ohne weiteres von dem Empfänger erkannt. Daher ist es erwünscht, die Signalpunkte mit größeren Intervallen zu beabstanden. Wenn zwei bestimmte Signalpunkte nahe beieinander zugeteilt sind, werden sie kaum unterschieden und die Fehlerrate wird erhöht. Deshalb ist es am bevorzugtesten, die Signalpunkte in gleichen Intervallen beabstandet zu haben, wie es in Fig. 5 gezeigt ist, in der das 16 QAM Signal durch A&sub1; = A&sub2;/2 festgelegt ist.
Der Sender 1 der Ausführungsform ist ausgestaltet, ein eingegebenes, digitales Signal in einen ersten, einen zweiten und einen dritten Daten- oder Bitstrom zu unterteilen. Die 16 Signalpunkte oder Gruppen von Signalpunkten werden in vier Gruppen unterteilt. Dann werden 4 zwei-Bit Mustern des ersten Datenstroms den vier Signalpunktgruppen jeweils zugeordnet, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Insbesondere wird, wenn das zwei-Bit Muster des ersten Datenstroms 11 ist, einer von vier Signalpunkten der ersten Signalpunktgruppe 91 in dem ersten Quadranten in Abhängigkeit von dem Inhalt des zweiten Datenstroms zur Übertragung ausgewählt. Ebenso wird, wenn es 01 ist, ein Signalpunkt der zweiten Signalpunktgruppe 92 in dem zweiten Quadranten ausgewählt und gesendet. Wenn es 00 ist, wird ein Signalpunkt der dritten Signalpunktgruppe 93 in dem dritten Quadranten gesendet, und wenn es 10 ist, wird ein Signalpunkt der vierten Signalpunktgruppe 94 in dem vierten Quadranten gesendet. Auch werden 4 zwei-Bit Muster in dem zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals, oder z. B. 16 vier-Bit Muster in dem zweiten Datenstrom eines 64-Zustand QAM Signals, vier Signalpunkten oder Signalpunktuntergruppen von jeder der vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 jeweils zugeordnet, wie es in Fig. 7 gezeigt ist. Es sollte sich verstehen, daß die Zuordnung zwischen irgendwelchen zwei Quadranten symmetrisch ist. Die Zuordnung der Signalpunkte zu den vier Gruppen 91, 92, 93, 94 wird durch die Priorität bei den zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms bestimmt. Als Ergebnis können zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms und zwei-Bit Daten des zweiten Datenstroms unabhängig übertragen werden. Auch wird der erste Datenstrom bei der Verwendung eines allgemeinen QPSK Empfängers demoduliert, der eine gegebene Antennenempfindlichkeit aufweist. Wenn die Antennenempfindlichkeit größer ist, empfängt eine abgeänderte Art des 16 QAM Empfängers der vorliegenden Erfindung den ersten und den zweiten Datenstrom mit gleichem Erfolg und demoduliert sie.
Fig. 8 zeigt ein Beispiel der Zuordnung des ersten und des zweiten Datenstroms zu zwei-Bit Mustern.
Wenn die niedere Frequenzbandkomponente eines Hochauflösungsfernseh-Videosignals dem ersten Datenstrom und die hohe Frequenzkomponente dem zweiten Datenstrom zugeordnet wird, kann der QPSK Empfänger ein Bild mit NTSC-Pegel aus dem ersten Datenstrom erzeugen, und der 16- oder 64-Zustand QAM Empfänger kann ein Hochauflösungsfernsehbild von einem zusammengesetzten Wiedergabesignal des ersten und des zweiten Datenstroms erzeugen.
Da die Signalpunkte in gleichen Intervallen zugeteilt werden, wird in dem QPSK Empfänger ein Schwellenabstand zwischen den Koordinatenachsen und dem abgeschatteten Bereich des ersten Quadranten entwickelt, wie es in Fig. 9 gezeigt ist. Wenn der Schwellenabstand AT0 ist, wird ein QPSK Signal mit einer Amplitude von AT0 erfolgreich empfangen. Jedoch muß die Amplitude auf einen dreimal größeren Wert oder 3AT0 zur Übertragung eines 16 QAM Signals erhöht werden, während der Schwellenabstand AT0 beibehalten wird. Insbesondere ist die zur Übertragung des 16 QAM Signals benötigte Energie neunmal größer als die zum Senden des QPSK Signals. Auch ist, wenn das QPSK Signal in einem 16 QAM Modus gesendet wird, die Energieverschwendung hoch und die Wiedergabe eines Trägersignals wird mühsam. Vor allem ist die zur Satellitenübertragung verfügbare Energie nicht reichlich, sondern auf eine minimale Verwendung streng begrenzt. Daher werden keine Signalübertragungssysteme mit großem Energieverbrauch praktisch eingesetzt, bis mehr Energie zur Satellitenübertragung zur Verfügung steht. Es wird erwartet, daß eine große Anzahl von QPSK Empfängern auf dem Markt eingeführt wird, wenn das digitale Fernsehen bald im Einsatz ist. Nach der Einführung auf dem Markt werden die QPSK Empfänger kaum zu Modellen größerer Empfindlichkeit verschoben, weil der Abstand der Signalempfangseigenschaft zwischen den beiden Modellen, dem alten und dem neuen, groß ist. Deshalb darf die Übertragung der QPSK Signale nicht aufgegeben werden. In dieser Beziehung wird ein neues System unbedingt zur Übertragung von Signalpunktdaten eines quasi QPSK Signals in dem 16 QAM Modus unter Verwendung von weniger Energie benötigt. Andererseits verschlechtert die beschränkte Energie bei einer Satellitenstation das gesamte Übertragungssystem.
Die vorliegenden Erfindung liegt in einer mehrfachen Signalpegelanordnung, bei der die vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 in einem größeren Anstand voneinander zugeteilt werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist, um den Energieverbrauch zu minimieren, der für eine 16 QAM Modulation von quasi QPSK Signalen verlangt wird.
Zur Klarlegung der Beziehung zwischen der Signalempfangsempfindlichkeit und der Übertragungsenergie wird die Ausgestaltung des digitalen Senders 51 und des ersten Empfängers 23 mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.
Der digitale Sender 51 und der erste Empfänger 23 sind von bekannter Art zur Datenübertragung oder Videosignalübertragung, z. B. bei einem Fernsehdienst, gebildet. Wie es in Fig. 17 gezeigt, ist der digitale Sender 51 ein QPSK Sender, der dem vielfach-Bit QAM Sender 1, der in Fig. 2 gezeigt ist, ohne AM Modulationsfähigkeit äquivalent ist. Beim Betrieb wird ein Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 52 einem Modulator 54 zugeführt, wo es durch einen Modulatoreingang 121 in zwei Komponenten geteilt wird. Die zwei Komponenten werden dann zu einer ersten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung 122 zur Phasenmodulation eines Basisträgers und einer zweiten Zwei-Phasen- Modulatorschaltung 123 zur Phasenmodulation eines Trägers übertragen, der gegenüber dem Basisträger um 90º phasenverschoben ist. Die zwei Ausgänge der ersten und der zweiten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung 122, 123 werden dann durch einen Summierer 65 zu einem zusammengesetzten, modulierten Signal addiert, das weiter von einer Sendereinheit 55 übertragen wird.
Das sich ergebende, modulierte Signal ist in dem Raumdiagramm der Fig. 18 gezeigt.
Es ist bekannt, daß die vier Signalpunkte bei gleichen Abständen zugeteilt sind, um eine optimale Energieverwendung zu erzielen. Fig. 18 stellt ein Beispiel dar, wo die vier Signalpunkte 125, 126, 127, 128 4 zwei-Bit Muster 11, 01, 00 bzw. 10 darstellen. Es ist auch zur erfolgreichen Datenübertragung von dem digitalen Sender 51 zu dem ersten Empfänger 23 erwünscht, daß das QPSK Signal von dem digitalen Sender 51 eine Amplitude von nicht weniger als einem gegebenen Pegel hat. Insbesondere kann, wenn die minimale Amplitude des QPSK Signals, das zur Übertragung von dem digitalen Sender 51 zu dem ersten Empfänger 23 mit dem QPSK Modus benötigt wird, oder der Abstand zwischen 0 und a&sub1; in Fig. 18 gleich AT0 ist, der erste Empfänger 23 erfolgreich irgendein QPSK Signal empfangen, das eine Amplitude hat, die größer als AT0 ist.
Der erste Empfänger 23 ist ausgebildet, daß er mit seiner Antenne 22 geringen Durchmessers ein erwünschtes oder QPSK Signal empfängt, das von dem Sender 1 oder dem digitalen Sender 51 jeweils durch den Transponder 12 des Satelliten 10 gesendet und mit dem Demodulator 24 demoduliert wird. Insbesondere ist der erste Empfänger 23 im wesentlichen zum Empfang eines digitalen Fernseh oder Datenkommunikationssignals im QPSK oder 2 PSK Modus konstruiert.
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm des ersten Empfängers 23, in dem ein Eingangssignal, das von der Antenne 22 von dem Satelliten 12 empfangen worden ist, einer Trägergewinnungsschaltung 131, wo eine Trägerwelle demoduliert wird, und einem π/2 Phasenschieber 132 zugeführt wird, wo eine um 90º phasenverschobene Trägerwelle demoduliert wird. Auch werden die zwei um 90º phasenverschobenen Komponenten des Eingangssignals von einer ersten 133 und einer zweiten Phasenbestimmungsschaltung 134 jeweils erfaßt und jeweils einer ersten 136 und einer zweiten Diskriminator/Demodu¬ lationsschaltung 137 zugeführt. Die zwei demodulierten Komponenten werden von ihrer jeweiligen Diskriminator/Demodulationsschaltung 136 und 137, die getrennt in Zeitschlitzeinheiten mittels Synchronisiersignalen von einer Synchronisiergewinnungsschaltung 135 unterschieden worden sind, einer ersten Datenstromgewinnungseinheit 232 zugeführt, wo sie zu einem ersten Datenstromsignal summiert werden, das dann als ein Ausgang von der Ausgangseinheit 26 geliefert wird.
Das Eingangssignal zu dem ersten Empfänger 23 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm der Fig. 20 erläutert. Das von dem ersten Empfänger 23 von dem digitalen Sender 51 empfangene QPSK Signal wird in einer idealen Form ohne Übertragungsverzerrung und Rauschen ausgedrückt, wobei vier Signalpunkte 151, 152, 153, 154 verwendet werden, die in Fig. 20 gezeigt sind.
In der Praxis erscheinen die realen vier Signalpunkte insbesondere als jeweils ausgedehnte Bereiche um die idealen Signalpositionen 151, 152, 153, 154 herum wegen Rauschens, Amplitudenverzerrung oder eines während der Übertragung entwickelten Phasenfehlers. Wenn ein Signalpunkt ungünstig von seiner Ursprungsposition verschoben ist, wird er kaum von seinem benachbarten Signalpunkt unterschieden und die Fehlerrate wird somit erhöht. Wenn die Fehlerrate auf einen kritischen Wert zunimmt, wird die Wiedergabe der Daten weniger genau. Um die Datenwiedergabe auf einen maximal annehmbaren Wert der Fehlerrate zu ermöglichen, sollte der Abstand zwischen irgendzwei Signalpunkten weit genug sein, um voneinander unterschieden zu werden. Wenn der Abstand 2A&sub2;&sub0; ist, muß der Signalpunkt 151 eines QPSK Signals nahe bei einem kritischen Fehlerwert in einem ersten Unterscheidungsbereich 155 bleiben, der durch die Schraffur der Fig. 20 bezeichnet ist und durch 0 - aR1 ≥ A0 und 0 - bR1 ≥ AR0 bestimmt ist. Dies erlaubt dem Signalübertragungssystem, Trägerwellen wiederzugeben, und somit ein gewünschtes Signal zu demodulieren. Wenn der minimale Radius der Antenne 22 auf r&sub0; gesetzt wird, kann das Übertragungssignal mit einem größeren als einem gegebenen Wert von irgendeinem Empfänger des Systems empfangen werden. Die Amplitude eines QPSK Signals des digitalen Senders 51, die in Fig. 18 gezeigt ist, ist minimal bei AT0, und somit wird die minimale Amplitude AR0 eines QPSK Signals, das von dem ersten Empfänger 23 empfangen werden soll, zu gleich AT0 bestimmt. Als Ergebnis kann der erste Empfänger 23 empfangen und das QPSK Signal von dem digitalen Sender 51 bei dem maximal annehmbaren Wert der Fehlerrate demodulieren, wenn der Radius der Antenne 22 größer als r&sub0; ist. Wenn das Übertragungssignal in einem abgeänderten 16- oder 64-Zustand QAM Modus ist, kann es der erste Empfänger 23 schwierig finden, seine Trägerwelle wiederzugeben. Zum Ausgleich werden die Signalpunkte auf acht erhöht, die unter Winkeln von (π/4 + nπ/2) zugeteilt werden, wie es in Fig. 25-a gezeigt ist, und seine Trägerwelle wird durch eine 16 · Multiplikationstechnik wiedergegeben. Auch kann, wenn die Signalpunkte 16 Stellen unter Winkeln von nπ/8 zugeteilt werden, wie es in Fig. 25-b gezeigt ist, der Träger eines quasi QPSK Modus 16 QAM modulierten Signals mit der Trägergewinnungsschaltung 131 wiedergegeben werden, die zur Durchführung einer 16 · Frequenzmultiplikation abgeändert ist. Zu dieser Zeit sollten die Signalpunkte in dem Sender 1 angeordnet sein, um A&sub1;/(A&sub1; + A&sub2;) = tan(π/8) zu erfüllen.
Hier wird ein Fall des Empfangs eines QPSK Signals betrachtet. Ebenso wie bei der Art, die von der Signalpunktmodulations/Änderungsschaltung 67 in dem Sender ausgeführt wird, der in Fig. 2 gezeigt ist, ist es auch möglich, die Positionen der Signalpunkte des QPSK Signals zu modulieren, das in Fig. 18 gezeigt ist (Amplitudenmodulation, Pulsmodulation oder Ähnliches). In diesem Fall demoduliert die Signalpunktdemodulationseinheit 138 in dem ersten Empfänger 23 das positionsmodulierte oder positionsgeänderte Signal. Das demodulierte Signal wird zusammen mit dem ersten Datenstrom ausgegeben.
Das 16 PSK Signal des Senders 1 wird nun unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm der Fig. 9 erläutert. Wenn der horizontale Vektorabstand A&sub1; des Signalpunkts 83 größer als AT0 der minimalen Amplitude des QPSK Signals des digitalen Senders 51 ist, bleiben die vier Signalpunkte 83, 84, 85, 86 in dem ersten Quadranten der Fig. 9 in dem abgeschatteten oder ersten Empfangsbereich 87 des QPSK Signals. Wenn es von dem ersten Empfänger 23 empfangen wird, erscheinen die vier Punkte des Signals in dem ersten Unterscheidungsbereich des Vektorfeldes, das in Fig. 20 gezeigt ist. Daher kann irgendeiner der Signalpunkte 83, 84, 85, 86 der Fig. 9 auf den Signalpegel 151 der Fig. 20 durch den ersten Empfänger 23 verschoben werden, so daß das zwei-Bit Muster von 11 einem entsprechenden Zeitschlitz zugeordnet wird. Das zwei-Bit Muster von 11 ist identisch dem 11 der ersten Signalpunktgruppe 91 oder dem ersten Datenstrom eines Signals von dem Sender 1. In gleicherweise wird der erste Datenstrom bei dem zweiten, dritten oder vierten Quadranten wiedergegeben. Als Ergebnis wiedergewinnt der erste Empfänger 23 zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms aus der Mehrzahl von Datenströmen in einem 16-, 32- oder 64-Zustand QAM Signal, das von dem Sender 1 übertragen wird. Der zweite und dritte Datenstrom sind in vier Segmenten der Signalpunktgruppe 91 enthalten, und beeinflussen somit die Demodulation des ersten Datenstroms nicht. Sie können jedoch die Wiedergabe einer Trägerwelle beeinflussen, und eine Einstellung, die später beschrieben wird, wird benötigt.
Wenn der Transponder eines Satelliten reichlich Energie zuführt, wird die vorgenannte Technik der 16- bis 64-Zustand QAM Modus Übertragung machbar. Jedoch ist der Transponder des Satelliten in irgendeinem bestehenden Satellitenübertragungssystem streng in der Energiezufuhr aufgrund seiner kompakten Größe und der Fähigkeit der Sonnenbatterien beschränkt. Wenn der Transponder oder der Satellit in ihrer Größe, somit im Gewicht, vergrößert wird, gehen die Abschußkosten in die Höhe. Diese Nachteile werden kaum durch herkömmliche Techniken ausgeschlossen, bis die Abschußkosten einer Satellitenrakete auf einen beträchtlichen Wert verringert werden. Bei dem bestehenden System liefert ein üblicher Kommunikationssatellit so wenig wie 20 W an Energiezufuhr, und ein üblicher Fernseh/Fernsehsatellit bietet 100 W bis 200 W im Bestfall. Zur Übertragung eines solchen QPSK Signals im symmetrischen 16-Zustand QAM Modus, wie es in Fig. 9 gezeigt ist, wird der minimale Signalpunktabstand von 3AT0 benötigt, wenn die 16 QAM Amplitude durch 2A&sub1; = A&sub2; ausgedrückt wird. Somit ist die für den Zweck benötigte Energie neunmal größer als die zur Übertragung eines herkömmlichen QPSK Signals, um die Kompatibilität aufrechtzuerhalten. Auch kann auch ein herkömmlicher Satellitentransponder kaum eine Energie liefern, um eine solche kleine Antenne bei dem ersten QPSK Empfänger zu ermöglichen, um von jenem ein übertragenes Signal zu empfangen. Zum Beispiel werden in dem bestehenden 40 W System 360 W für eine geeignete Signalübertragung benötigt und dies wird in bezug auf die Kosten unrealistisch.
Es versteht sich, das die QAM Technik mit symmetrischem Signalzustand am wirksamsten ist, wenn die Empfänger, die mit gleich großen Antennen ausgerüstet sind, entsprechend einer gegebenen Sendeleistung verwendet werden. Eine andere neuartige Technik wird jedoch zur Verwendung mit den Empfängern, die mit unterschiedlich großen Antennen ausgerüstet sind, bevorzugt.
Genauer gesagt soll, während das QPSK Signal von einem allgemeinen preiswerten Empfängersystem mit einer kleinen Antenne empfangen werden kann, das 16 QAM Signal von einem teueren mehr-Bit Modulationsempfängersystem hoher Qualität mit einer mittleren oder großformatigen Antenne empfangen werden. Das konstruiert ist, äußerst wertvolle Dienste, z. B. Hochauflösungsfernseh-Unterhaltungen einer bestimmten Person zu liefern, die mehr Geld investiert. Dies ermöglicht, daß QPSK und 16 QAM Signale, wenn es erwünscht ist, mit 64 DMA gleichzeitig mit Hilfe einer geringen Zunahme der Sendeleistung übertragen werden können.
Zum Beispiel kann die Sendeleistung niedrig beibehalten werden, wenn die Signalpunkte bei A&sub1; = A&sub2; zugeteilt werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist. Die Amplitude A(4) zur Übertragung von QPSK Daten wird durch einen Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel von 2A&sub1;² äquivalent ist. Die Amplitude A(16) des gesamten Signals wird durch einen Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel aus (A&sub1; + A&sub2;)² + (B&sub1; + B&sub2;)² äquivalent ist. Dann
A(4) ² = A&sub1;² + B&sub1;² = ATO² + ATO² = 2ATO²
A(16) ² = (A&sub1; + A&sub2;)² + (B&sub1; + B&sub2;)² = 4ATO² + 4ATO² = 28ATO²
A(16) / A(4) = 2
Demgemäß kann das 16 QAM Signal mit einer zweimal größeren Amplitude und einer viermal größeren Sendeleistung als jene Übertragen werden, die für das QPSK Signal benötigt werden. Ein abgeändertes 16 QAM Signal gemäß der vorliegenden Erfindung wird nicht von einem üblichen Empfänger demoduliert, der für eine symmetrische, gleichbeabstandete Signalpunkt QAM entworfen ist. Jedoch kann es mit dem zweiten Empfänger 33 demoduliert werden, wenn zwei Schwellen A&sub1; und A&sub2; vorbestimmt werden, geeignete Werte zu haben. In Fig. 10 ist der minimale Abstand zwischen zwei Signalpunkten in dem ersten Abschnitt der ersten Signalpunktgruppe 91 A&sub1;, und A&sub2;/2A&sub1; wird verglichen mit dem Abstand von 2A&sub1; von QPSK hergestellt. Dann, da A&sub1; = A&sub2;, wird der Abstand 1/2. Dies erklärt, daß die Signalempfangsempfindlichkeit zweimal größer für die gleiche Fehlerrate und viermal größer für den gleichen Signalpegel sein muß. Um einen viermal größeren Wert der Empfindlichkeit zu haben, muß der Radius r&sub2; der Antenne 32 des zweiten Empfängers 33 zweimal größer als der Radius r&sub1; der Antenne 22 des ersten Empfängers 23 sein, so daß r&sub2; = 2r&sub1; erfüllt ist. Zum Beispiel hat die Antenne 32 des zweiten Empfängers 33 einen Durchmesser von 60 cm, wenn die Antenne 22 des ersten Empfängers 23 gleich 30 cm ist. Auf diese Weise wird der zweite Datenstrom, der die hohe Frequenzkomponente eines Hochauflösungs-Fernsehsignals darstellt, auf einem einzigen Kanal geführt und erfolgreich demoduliert. Wenn der zweite Empfänger 33 den zweiten Datenstrom oder ein höheres Datensignal empfängt, kann sich sein Besitzer über einen Gewinn seiner größeren Investition erfreuen. Daher kann der zweite Empfänger 33 mit einem höheren Preis angenommen werden. Da die minimale Energie zur Übertragung von QPSK Daten vorbestimmt ist, wird das Verhältnis n&sub1;&sub6; der abgeänderten 16 APSK Sendeenergie zu der QPSK Sendeenergie bezüglich des Antennenradius r&sub2; des zweiten Empfängers 33 unter Verwendung eines Verhältnisses zwischen A&sub1; und A&sub2; berechnet, wie es in Fig. 10 gezeigt ist.
Insbesondere wird n&sub1;&sub6; durch ((A&sub1; + A&sub2;)/A&sub1;)² ausgedrückt, was die minimale Energie zur Übertragung von QPSK Daten ist. Da der Signalpunktabstand, der für einen abgeänderten 16 QAM Empfang geeignet ist, A&sub2; ist, ist der Singnalpunktabstand für einen QPSK Empfang gleich 2A&sub1; und das Signalpunktabstandsverhältnis ist A&sub2;/2A&sub1;, so daß der Antennenradius r&sub2; bestimmt wird, wie es in Fig. 11 gezeigt ist, in der die Kurve 101 die Beziehung zwischen dem Sendeleistungsverhältnis n&sub1;&sub6; und dem Radius r&sub2; der Antenne 22 des zweiten Empfängers 23 darstellt.
Auch gibt der Punkt 102 die Übertragung eines üblichen 16 QAM in dem gleich beabstandeten Signalzustandsmodus an, wo die Sendeleistung neunmal größer und somit nicht mehr praktisch ist. Wie es aus der Kurve der Fig. 11 offensichtlich ist, kann der Antennenradius r&sub2; des zweiten Empfängers 23 nicht weiter verringert werden, selbst wenn n&sub1;&sub6; mehr als fünfmal erhöht wird.
Die Übertragungsenergie bei dem Satelliten ist auf einen kleinen Wert begrenzt, und somit bleibt n&sub1;&sub6; vorzugsweise bei nicht mehr als dem Fünffachen des Werts, wie es durch Schraffur der Fig. 11 angegeben ist. Der Punkt 104 innerhalb des schraffierten Bereichs 103 gibt z. B. an, daß der Antennenradius r&sub2; mit einem zweimal größeren Wert an einen 4 · Wert der Sendeleistung angepaßt ist. Auch stellt der Punkt 105 dar, daß die Übertragungsleistung verdoppelt werden sollte, wenn r&sub2; ungefähr 5 · größer ist. Diese Werte sind alle innerhalb eines machbaren Bereiches.
Der Wert von n&sub1;&sub6;, der nicht größer als 5 · der Wert ist, wird unter Verwendung von A&sub1; und A&sub2; ausgedrückt als:
n&sub1;&sub6; = ((A&sub1; + A&sub2;)/A&sub1;)² ≤ 5
daher A&sub2; ≤ 1,23A&sub1;.
Wenn der Abstand zwischen irgendzwei Signalpunktgruppenabschnitten, die in Fig. 10 gezeigt sind, gleich 2A(4) ist und die maximale Amplitude gleich 2A(16) ist, sind A(4) und A(16)-A(4) proportional zu A&sub1; bzw. A&sub2;. Daher wird (A(16))² ≤ 5(A(14))² hergestellt.
Die Wirkung einer abgeänderten 64 ASPK Übertragung wird beschrieben, da der dritte Empfänger 43 eine 64-Zustand QAM Demodulation ausführen kann.
Fig. 12 ist ein Vektordiagramm, in dem jeder Signalpunktgruppenabschnitt 16 Signalpunkte verglichen mit 4 Signalpunkten der Fig. 10 enthält. Der erste Signalpunktgruppenabschnitt 91 in Fig. 12 hat eine 4 · 4 Matrix von 16 Signalpunkten, die in gleichen Intervallen einschließlich des Punkts 170 zugeteilt sind. Um eine Kompatibilität mit QPSK zu schaffen, muß A&sub1; ≥ AT0 erfüllt werden. Wenn der Radius der Antenne des dritten Empfängers 43 gleich R&sub3; ist und die Sendeleistung n&sub6;&sub4; ist, wird die Gleichung ausgedrückt als:
r&sub3;² = {6²/(n - 1)}r&sub1;²
Diese Beziehung zwischen r&sub3; und n bei einem 64 QAM Signal ist auch in der graphischen Darstellung der Fig. 13 gezeigt.
Es versteht sich, daß die Signalpunktzuordnung, die in der Fig. 12 gezeigt ist, ermöglicht, daß der zweite Empfänger 33 nur zwei-Bit Muster der QPSK Daten demoduliert. Daher ist es erwünscht, um eine Kompatibilität zwischen dem ersten, dem zweiten und dem dritten Empfänger zu haben, daß der zweite Empfänger 33 ausgebildet ist, daß er ein abgeändertes 16 QAM Format von dem 64 QAM modulierten Signale demodulieren kann.
Die Kompatibilität zwischen den drei einzelnen Empfängern kann durch eine Drei-Pegel- Gruppierung der Signalpunkte ausgeführt werden, wie es in Fig. 14 dargestellt ist. Die Beschreibung wird in bezug auf den ersten Quadranten gemacht, indem der erste Signalpunktgruppenabschnitt 91 das zwei-Bit Muster mit 11 des ersten Datenstroms darstellt.
Insbesondere wird ein erster Unterabschnitt 181 in dem ersten Signalpunktgruppenabschnitt 91 dem zwei-Bit Muster mit 11 des zweiten Datenstroms zugeordnet. Ebenso werden ein zweiter 182, ein dritter 183 und ein vierter Unterabschnitt 184 jeweils 01, 00 bzw. 10 davon zugeordnet. Diese Zuordnung ist identisch mit der, die in Fig. 7 gezeigt ist.
Die Signalpunktzuteilung des dritten Datenstroms wird nun unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm der Fig. 15 erklärt, das den ersten Quadranten zeigt. Wie es gezeigt ist, stellen die vier Signalpunkte 201, 205, 209, 213 zwei-Bit Muster mit 11 dar, die Signalpunkte 202, 206, 210, 214 stellen 01 dar, die Signalpunkte 203, 207, 211, 215 stellen 00 dar und die Signalpunkte 204, 208, 212, 216 stellen 10 dar. Demgemäß können die zwei-Bit Muster des dritten Datenstroms getrennt von dem ersten und dem zweiten Datenstrom übertragen werden. Mit anderen Worten können zwei-Bit Daten von drei verschiedenen Signalpegeln jeweils übertragen werden.
Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht nur die Übertragung von sechs- Bit Daten erlaubt, sondern auch den Empfang von drei, zwei-Bit, vier-Bit und sechs-Bit Daten mit unterschiedlicher Bitlänge mit ihren entsprechenden Empfängern erlaubt, während die Signalkompatibilität zwischen den drei Niveaus beibehalten bleibt.
Die Signalpunktzuteilung zur Bereitstellung von Kompatibilität zwischen den drei Niveaus wird beschrieben.
Wie es in Fig. 15 gezeigt ist, ist A&sub1; ≥ AT0 wesentlich dafür, damit der erste Empfänger 23 den ersten Datenstrom empfangen kann.
Es ist notwendig, irgendwelche zwei Signalpunkte voneinander mit einem solchen Abstand zu beabstanden, daß die Unterabschnittssignalpunkt, z. B. 182, 183, 184 des zweiten Datenstroms, der in Fig. 15 gezeigt ist, von dem Signalpunkt 91 unterschieden werden kann, der in Fig. 10 gezeigt ist.
Fig. 15 zeigt, daß sie mit 2/3A&sub2; beabstandet sind. In diesem Fall ist der Abstand zwischen zwei Signalpunkten 201 und 202 in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A&sub2;/6. Die Sendeleistung, die für den Signalempfang mit dem dritten Empfänger 43 benötigt wird, wird nun berechnet. Wenn der Radius der Antenne 32 r&sub3; ist und die benötige Sendeleistung gleich n&sub6;&sub4; mal der QPSK Sendeleistung ist, wird die Gleichung ausgedrückt als;
r&sub3;² = (12r&sub1;)²/(n - 1)
Diese Beziehung wird auch durch die Kurve 211 in Fig. 16 bezeichnet. Zum Beispiel kann, wenn die Sendeleistung 6 oder 9 mal größer als die für eine QPSK Übertragung an dem Punkt 223 oder 222 ist, die Antenne 32, die einen Radius von 8 · bzw. 6 · dem Wert hat, den ersten, zweiten und dritten Datenstrom zur Demodulation empfangen. Wenn der Signalpunktabstand des zweiten Datenstroms nahe bei 2/3A&sub2; ist, wird die Beziehung zwischen r&sub1; und r&sub2; ausgedruckt zu:
r&sub2;² = (3r&sub1;)²/(n - 1)
Deshalb muß die Antenne 32 des zweiten Empfängers 33 etwas mit ihrem Radius vergrößert werden, wie es durch die Kurve 223 angegeben ist.
Es versteht sich, daß, während der erste und der zweite Datenstrom durch einen herkömmlichen Satelliten übertragen werden, der eine kleine Signalsendeleistung liefert, der dritte Datenstrom auch durch einen zukünftigen Satelliten übertragen werden kann, der eine größere Signalsendeleistung liefert, ohne die Wirkung des ersten und zweiten Empfängers 23, 33 zu unterbrechen oder ohne Notwendigkeit einer Abänderung desselben, so daß die Kompatibilität und der Fortschritt höchst sichergestellt werden.
Die Signalempfangswirkung des zweiten Empfängers 33 wird zuerst beschrieben. Verglichen mit dem ersten Empfänger 23, der zum Empfang mit einer Antenne mit kleinem Radius r&sub1; und zur Demodulation des QPSK modulierten Signals des digitalen Senders 51 oder des ersten Datenstroms des Signals des Senders 1 ausgebildet ist, ist der zweite Empfänger 33 angepaßt, die 16 Signalzustand zwei-Bit Daten perfekt zu demodulieren, die in Fig. 10 gezeigt sind, oder den zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals von dem Sender 1. Insgesamt können vier-Bit Daten einschließlich des ersten Datenstroms demoduliert werden. Das Verhältnis zwischen A&sub1; und A&sub2; ist jedoch bei den zwei Sendern unterschiedlich. Die zwei unterschiedlichen Daten werden auf eine Demodulationssteuerung 231 des zweiten Empfängers 33 geladen, der in Fig. 21 gezeigt ist, der wiederum ihre entsprechenden Schwellenwerte der Demodulationsschaltung zur AM Demodulation zuführt.
Das Blockdiagramm des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21 ist in der Grundkonstruktion ähnlich der des ersten Empfängers 23, der in Fig. 19 gezeigt ist. Der Unterschied ist, daß der Radius r&sub2; der Antenne 32 größer als r&sub1; der Antenne 22 ist. Dies ermöglicht, daß der zweite Empfänger 33 eine Signalkomponente erkennt, die einen kleineren Signalpunktabstand einschließt. Der Demodulator 35 des zweiten Empfängers 33 enthält auch eine einen ersten 232 und einen zweiten Datenstrom wiedergebende Einheit 233 zusätzlich zu der Demodulationssteuerung 231. Es ist eine erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung 136 zur AM Demodulation der abgeänderten 16 QAM Signale vorgesehen. Es versteht sich, daß jeder Träger ein vier-Bit Signal ist, das zwei, einen positiven und einen negativen, Schwellenwerte über dem Nullpegel hat. Wie es aus dem Vektordiagramm der Fig. 22 offensichtlich ist, ändern sich die Schwellenwerte in Abhängigkeit von der Sendeleistung eines Senders, da das Sendesignal der Ausführungsform ein abgeändertes 16 QAM Signal ist. Wenn die Bezugsschwelle gleich groß TH&sub1;&sub6; ist, wird sie bestimmt, wie es in Fig. 22 gezeigt ist:
TH&sub1;&sub6; = (A&sub1; + A&sub2;/2)/(A&sub1; + A&sub2;)
Die verschiedenen Daten zur Demodulation einschließlich A&sub1; und A&sub2; oder TH&sub1;&sub6; und der Wert m für die mehr-Bit Modulation werden auch von dem Sender 1 übertragen, wie sie in dem ersten Datenstrom getragen werden. Die Demodulationssteuerung 231 kann ausgebildet sein, um solche Demodulationsdaten durch ein statistisches Verfahren des empfangenen Signals wiederzugewinnen.
Eine Möglichkeit den Verschiebungsfaktor A&sub1;/A&sub2; zu bestimmen, wird unter Bezugnahme auf Fig. 26 beschrieben. Eine Änderung des Verschiebungsfaktors A&sub1;/A&sub2; bewirkt eine Änderung des Schwellenwerts. Eine Zunahme eines Unterschiedes eines Wertes A&sub1;/A&sub2;, der auf der Empfängerseite eingestellt ist, von einem Wert A&sub1;/A&sub2;, der auf der Senderseite eingestellt ist, erhöht die Fehlerrate. Bezugnehmend auf Fig. 26 kann das demodulierte Signal von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrom zu der Demodulationssteuerung 231 rückgekoppelt werden, um den Verschiebungsfaktor A&sub1;/A&sub2; in einer Richtung zu verschieben, um die Fehlerrate zu verringern. Mit dieser Ausgestaltung kann der dritte Empfänger 43 den Verschiebungsfaktor A&sub1;/A&sub2; nicht demodulieren, so daß die Schaltungskonstruktion vereinfacht werden kann. Ferner kann der Sender den Verschiebungsfaktor A&sub1;/A&sub2; nicht übertragen, so daß die Übertragungsfähigkeit erhöht werden kann. Diese Technik kann auch auf den zweiten Empfänger 33 angewandt werden.
Fig. 25(a) und 25(b) sind Ansichten, die Signalpunktzuordnungen für die C-CDM Signalpunkte zeigen, wobei Signalpunkte durch Verschiebung in der Polarkoordinatenrichtung (r, θ) addiert werden. Die vorher beschriebene C-CDM ist dadurch gekennzeichnet, dass die Signalpunkte in der rechtwinkligen Koordinatenrichtung, d. h. in der XY-Richtung, verschoben werden; deshalb wird darauf als rechtwinkliges Koordinatensystem C-CDM Bezug genommen. Inzwischen wird auf dieses C-CDM, das durch die Verschiebung von Signalpunkten in der Polarkoordinatenrichtung, d. h. in der r, θ Richtung, gekennzeichnet ist, Bezug genommen als Polarkoordinatensystem C-CDM.
Fig. 125(a) zeigt die Signalzuordnung von 8PS-APSK Signalen, wobei vier Signalpunkte durch Verschiebung jedes von QPSK-Signalen in der Radius- Richtung r des Polarkoordinatensystems addiert werden. Auf diese Weise wird die APSK des Polarkoordinatensystems C-CDM mit acht Signalpunkten aus der QPSK wie in Fig. 25(a) gezeigt erhalten. Da der Pol in dem Polarkoordinatensystem verschoben ist, um Signalpunkte in dieser APSK zu addieren, wird es als verschobene Pol-APSK bezeichnet, d. h. SP-APSK in abgekürzter Form. In diesem Fall werden Koordinatenwerte der neu hinzugefügten vier QPSK-Signale 85 durch Benutzung eines Verschiebungsfaktors S&sub1;, wie in Fig. 139 gezeigt, festgelegt. 8 PS-APSK Signalpunkte beinhalten nämlich einen normalen QPSK Signalpunkt 83 (r&sub0;, θ&sub0;) und einen Signalpunkt ((S&sub1; + 1)r&sub0;, θ&sub0;), der durch Verschiebung des Signalpunkts 83 in der Radiusrichtung r durch einen Betrag von S&sub1;r&sub0; erhalten ist. Dadurch wird ein 1-Bit-Hilfskanal 2 zusätzlich zu einem 2-Bit-Hilfskanal 1 identisch mit der QPSK erhalten.
Ferner können, wie in dem Konstellationsdiagramm von Fig. 140 gezeigt ist, acht neue Signalpunkte, die durch Koordinaten (r&sub0; + S&sub2;r&sub0;, θ&sub0;) und (r&sub0; + S&sub1;r&sub0; + S&sub2;r&sub0;, θ&sub0;) dargestellt werden, durch Verschiebung der acht Signalpunkte (r&sub0;, θ&sub0;) und (r&sub0; + S&sub1;r&sub0;, θ&sub0;) in der Radiusrichtung r hinzugefügt werden.
Da dies zwei Arten von Zuordnungen erlaubt, wird ein 1-Bit-Hilfskanal erhalten und als 16 PS-APSK bezeichnet, der den 2-Bit-Hilfskanal 1, 1-Bit- Hilfskanal 2 und 1-Bit-Hilfskanal 3 bereitstellt. Da die 16-PS-APSK die Signalpunkte auf den Linien von θ = 1/4·(2n + 1)π anordnet, erlaubt sie dem normalen QPSK-Empfänger, der unter Bezugnahme auf Fig. 19 erläutert wurde, die Trägerwelle zu reproduzieren, um den ersten Hilfskanal von 2-Bit zu demodulieren, obwohl der zweite Hilfskanal nicht demoduliert werden kann. Wie oben beschrieben ist die C-CDM Methode, die Signalpunkte in der Polarkoordinatenrichtung zu verschieben, nützlich, um die Kapazität der Informationsdatenübertragung zu erweitern, während Kompatibilität zu der PSK sichergestellt wird, speziell zu dem QPSK-Empfänger, der ein Hauptempfänger für den gegenwärtigen Satellitenübertragungsdienst ist. Deshalb wird der Übertragungsdienst, ohne die erste Generation von Betrachtern des Satellitenübertragungsdienstes basierend auf der PSK zu verlieren, zu einer zweiten Generationsstufe fortschreiten, wobei die APSK benutzt werden wird, um den übertragbaren Informationsumfang durch Benutzung der Mehr-Pegelmodulation bei Sicherstellung der Kompatibilität zu erhöhen.
In Fig. 25(b) sind die Signalpunkte auf den Linien von θ = π/8 angeordnet. Bei dieser Anordnung sind die 16 PSK-Signalpunkte verringert oder begrenzt auf 12 Signalpunkte, d. h. 3 Signalpunkte in jedem Quadranten. Mit dieser Begrenzung werden diese drei Signalpunkte in jedem Quadranten grob als ein Signalpunkt für 4 QPSK-Signale bezeichnet Deshalb ermöglicht dies dem QPSK-Empfänger, den ersten Hilfskanal auf dieselbe Weise wie in der vorherigen Ausführungsform zu reproduzieren.
Genauer sind die Signalpunkte auf den Linien von θ = π/4, θ = π/4 + π/8 und θ = π/4 - π/8 angeordnet. Mit anderen Worten sind die hinzugefügten Signale um einen Betrag von ±θ in der Winkelrichtung des Polarkoordinatensystems versetzt von den QPSK-Signalen, die auf den Linien von θ = π/4 angeordnet sind. Da all die Signale in einem Bereich von θ = π/4 ± π/8 liegen, können sie als eines von QPSK-Signalpunkten auf der Linie von θ = π/4 betrachtet werden. Obwohl die Fehlerrate um ein klein wenig in diesem Fall verringert ist, kann der QPSK-Empfänger 23, der in Fig. 19 gezeigt ist, diese Punkte als vier auf Winkel bezogen angeordnete Signalpunkte unterscheiden. Dadurch können 2 Bit-Daten reproduziert werden.
Im Fall der Winkelverschiebungs-C-CDM kann die Trägerwellenreproduktionsschaltung, wenn Signalpunkte auf den Linien von π/n angeordnet sind, die Trägerwelle durch Benutzung einer n-Multiplizierer-Schaltung auf dieselbe Weise wie in anderen Ausführungsformen reproduzieren. Wenn die Signalpunkte nicht auf den Linien von π/n angeordnet sind, kann die Trägerwelle durch Übertragung mehrerer Trägerinformationen innerhalb einer vorgegebenen Zeitdauer auf dieselbe Weise wie in anderen Ausführungsformen reproduziert werden.
Unter der Annahme, dass ein Winkel zwischen zwei Signalpunkten der QPSK oder 8-SP-APSK 2θ&sub0; in dem Polarkoordinatensystem beträgt und ein erster Winkelverschiebungsfaktor P1 ist, werden zwei Signalpunkte (r&sub0;, θ&sub0; + P&sub1;θ&sub0;) und (r&sub0;, θ&sub0; - P&sub1;θ&sub0;) durch Verschiebung des QPSK-Signalpunkts in der Winkelrichtung θ um einen Betrag von ±P&sub1;θ&sub0; erhalten. Dadurch wird die Anzahl von Signalpunkten verdoppelt. Dadurch kann der 1-Bit-Hilfskanal 3 hinzugefügt werden und wird als 8-SP-PSK von P = P1 bezeichnet. Wenn ferner 8 Signalpunkte durch Verschiebung der 8-SP-PSK-Signale in der Radiusrichtung r um einen Betrag S&sub1;r&sub0; hinzugefügt werden, wird es möglich werden, 16-SP-APSK (P, S&sub1; Typ), wie in Fig. 142 gezeigt, zu erhalten. Die Hilfskanäle 1 und 2 können durch zwei 8-PS-PSKs, die gegenseitig dieselbe Phase aufweisen, reproduziert werden. Zurückkehrend zu Fig. 125(b), da die C-CDM basierend auf der Winkelverschiebung in dem Polarkoordinatensystem auf die PSK, wie in Fig. 141 gezeigt, angewendet werden kann, wird diese für den Satellitenübertragungsdienst der ersten Generation übernommen werden. Wenn sie jedoch für Satellitenübertragung der zweiten Generation basierend auf der APSK übernommen wird, ist dieses Polarkoordinatensystem C-CDM dahingehend minderwertiger, dass Signalpunkte in derselben Gruppe nicht gleichförmig beabstandet werden können wie in Fig. 142 gezeigt ist. Entsprechend wird die Nutzungseffizienz von elektrischer Leistung verschlechtert. Andererseits weist das rechtwinklige Koordinatensystem C-CDM gute Kompatibilität zu der PSK auf.
Das in Fig. 25(b) gezeigte System ist sowohl mit dem rechtwinkligen als auch mit dem Polarkoordinatensystem kompatibel. Da die Signalpunkte auf den Winkellinien der 16 PSK angeordnet sind, können sie durch die 16 PSK demoduliert werden. Ferner kann der QPSK-Empfänger zur Demodulation benutzt werden, da die Signalpunkte in vier Gruppen aufgeteilt sind. Darüber hinaus wird die Demodulation durch die 16-SRQAM ausgeführt, da die Signalpunkte auch angeordnet sind, um für das rechtwinklige Koordinatensystem zu passen. Folglich kann die Kompatibilität zwischen dem rechtwinkligen Koordinatensystem C-CDM und dem Polarkoordinatensystem C-CDM in jeder der QPSK, 16-PSK und 16-SRQAM sichergestellt werden.
Die Demodulationssteuerung 231 hat einen Speicher 231a, um darin unterschiedliche Schwellenwerte zu speichern (d. h., die Verschiebungsfaktoren, die Anzahl von Signalpunkten, die Synchronregeln, usw.), die unterschiedlichen Kanälen des Fernsehens entsprechen. Wenn erneut einer der Kanäle empfangen wird, werden die Werte, die dem Empfangskanal entsprechen, aus dem Speicher ausgelesen, um dadurch den Empfang schnell zu stabilisieren.
Wenn die Demodulationsdaten verloren sind, wird die Demodulation des zweiten Datenstroms kaum ausgeführt. Dies wird unter Bezugnahme auf ein Ablaufdiagramm erläutert, das in Fig. 24 gezeigt ist.
Selbst wenn die Demodulationsdaten nicht zur Verfügung stehen, kann die Demodulation des QPSK beim Schritt 313 und des ersten Datenstroms beim Schritt 301 ausgeführt werden. Beim Schritt 302 werden die Demodulationsdaten, die durch die Wiedergabeeinheit 232 für den ersten Datenstrom wiedergewonnen sind, zu der Demodulationssteuerung 231 übertragen. Wenn m gleich 4 oder 2 beim Schritt 303 ist, löst die Demodulationssteuerung 231 die Demodulation von QPSK oder 2 PSK beim Schritt 313 aus. Wenn nicht, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 310. Beim Schritt 305 werden zwei Schwellenwerte TH&sub8; und TH&sub1;&sub6; berechnet. Der Schwellenwert TH&sub1;&sub6; zur AM Demodulation wird beim Schritt 306 von der Demodulationssteuerung 231 der ersten 136 und der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung 137 zugeführt. Deshalb können die Demodulation des abgeänderten 16 QAM Signals und die Wiedergabe des zweiten Datenstroms bei dem Schritt 307 bzw. 315 ausgeführt werden. Beim Schritt 308 wird die Fehlerrate untersucht, und wenn sie hoch ist, kehrt das Verfahren zu dem Schritt 313 zurück, um die QPSK Demodulation zu wiederholen.
Wie es in Fig. 22 gezeigt ist, sind die Signalpunkte 85, 83 auf eine Linie unter einem Winkel von cos(ωτ + nπ/2) ausgerichtet, während 84 und 86 neben der Linie sind. Deshalb wird die Rückkopplung von einem zweiten Datenstrom tragenden Trägerwellendaten, von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrom zu einer Trägerwiedergabeschaltung 131 ausgeführt, so daß kein Träger zu dem Zeitpunkt der Signalpunkte 84 und 86 gewonnen werden muß.
Der Sender 1 ist ausgestaltet, Trägersynchronisiersignale in Intervallen einer gegebenen Zeit mit dem ersten Datenstrom für den Zweck eines Ausgleichs für eine Nichtdemodulation des zweiten Datenstroms zu geben. Das Trägersynchronisiersignal ermöglicht, die Signalpunkte 83 und 85 des ersten Datenstroms unabhängig von der Demodulation des zweiten Datenstroms zu identifizieren. Daher kann die Wiedergabe der Trägerwelle durch die übertragenden Trägerdaten zu der Trägerwiedergabeschaltung 131 ausgelöst werden.
Es wird dann beim Schritt 304 des Flußdiagramms der Fig. 24 untersucht, ob beim Empfang eines solchen abgeänderten 64 QAM Signals m gleich 16 ist oder nicht, wie es in Fig. 23 gezeigt ist. Beim Schritt 310 wird auch untersucht, ob m größer als 64 ist oder nicht. Wenn beim Schritt 311 bestimmt wird, daß das empfangene Signal keine Anordnung mit gleich beabstandeten Signalpunkten hat, geht das Verfahren zum Schritt 312. Der Signalpunktabstand TH&sub6;&sub4; des abgeänderten 64 QAM Signals wird berechnet aus:
TH&sub6;&sub4; = (A&sub1; + A&sub2;/2)/(A&sub1; + A&sub2;)
Diese Berechnung ist äquivalent zu der von TH&sub1;&sub6;, aber ihr sich ergebender Abstand zwischen Signalpunkten ist kleiner.
Wenn der Signalpunktabstand in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A&sub3; ist, wird der Abstand zwischen dem ersten 181 und dem zweiten Unterabschnitt 182 ausgedrückt durch (A&sub2; - 2A&sub3;). Dann wird der Durchschnittsabstand (A&sub2; - 2A&sub3;)/(A&sub1; + A&sub2;), der als d&sub6;&sub4; bezeichnet wird. Wenn d&sub6;&sub4; kleiner als T&sub2; ist, was die Signalpunktunterscheidungsfähigkeit des zweiten Empfängers 33 darstellt, werden irgendwelche zwei Signalpunkte in dem Abschnitt kaum voneinander unterschieden werden. Diese Beurteilung wird beim Schritt 313 ausgeführt. Wenn d&sub6;&sub4; außerhalb eines erlaubten Bereiches ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 313 zur Demodulation des QPSK Modus zurück. Wenn d&sub6;&sub4; innerhalb des Bereiches ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 305 weiter, um die Demodulation von 16 QAM beim Schritt 307 zu erlauben. Wenn beim Schritt 308 bestimmt wird, daß die Fehlerrate zu hoch ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 313 zur Demodulation des QPSK Modus zurück.
Wenn der Sender 1 ein abgeändertes 8 QAM Signal liefert, so wie es in Fig. 25-a gezeigt ist, in der alle die Signalpunkte unter Winkeln von cos(2πf + n·π/4) sind, werden die Trägerwellen des Signals auf dieselbe Phase ausgedehnt und werden somit sehr leicht wiedergegeben. Inzwischen werden zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms mit dem QPSK Empfänger demoduliert, während ein-Bit Daten des zweiten Datenstroms mit dem zweiten Empfänger 33 demoduliert werden, und die gesamten drei-Bit Daten können wiedergegeben werden.
Der dritte Empfänger 43 wird mehr im einzelnen beschrieben. Fig. 26 zeigt ein Blockdiagramm des dritten Empfängers 43 ähnlich dem des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21. Der Unterschied ist, daß eine Wiedergabeeinheit 234 für einen dritten Datenstrom hinzugefügt ist, und auch die Diskriminator/Wiedergabeschaltung die Fähigkeit hat, acht-Bit Daten zu erkennen. Die Antenne 42 des dritten Empfängers 43 hat einen Radius r&sub3;, der größer als r&sub2; ist, so daß Zustandssignale mit einem geringeren Abstand, z. B. 32- oder 64-Zustand QAM Signale, demoduliert werden können. Zur Demodulation des 64 QAM Signals muß die erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung 136 8 Ziffernstellen des erfaßten Signals erkennen, bei dem sieben unterschiedliche Schwellenwerte eingeschlossen sind. Da einer der Schwellenwerte null ist sind drei in dem ersten Quadranten enthalten.
Fig. 27 zeigt ein Raumdiagramm des Signals, bei dem der erste Quadrant drei verschiedene Schwellenwerte enthält.
Wie es in Fig. 27 gezeigt ist, werden, wenn die drei normalisierten Schwellenwerte TH1&sub6;&sub4;, TH2&sub6;&sub4; und TH3&sub6;&sub4; sind, sie ausgedrückt durch:
TH1&sub6;&sub4; = (A&sub1; + A&sub3;/2)/(A&sub1; + A&sub2;)
TH2&sub6;&sub4; = (A&sub1; + A&sub2;/2)/(A&sub1; + A&sub2;) und
TH3&sub6;&sub4; = (A&sub1; + A&sub3; - A&sub3;/2)/(A&sub1; + A&sub2;).
Durch eine AM Demodulation eines Phasenerfassungssignals kann unter Verwendung der drei Schwellenwerte der dritte Datenstrom wie der erste und der zweite Datenstrom wiedergegeben werden, die mit Fig. 21 erklärt worden sind. Der dritte Datenstrom enthält z. B. vier Signalpunkte 201, 202, 203, 204 bei dem ersten Unterabschnitt 181, der in Fig. 23 gezeigt ist, die 4 Werte von zwei-Bit Mustern darstellt. Daher können sechs Ziffern oder abgeänderte 64 QAM Signale demoduliert werden.
Die Demodulationssteuerung 231 bestimmt die Werte m, A&sub1; A&sub2; und A&sub3; aus den Demodulationsdaten, die in dem ersten Datenstrom enthalten sind, der von der Wiedereingabeeinheit 232 für den ersten Datenstrom demoduliert worden ist, und berechnet die drei Schwellenwerte TH1&sub6;&sub4;, TH2&sub6;&sub4; und TH3&sub6;&sub4;, die dann der ersten 136 und der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung 137 zugeführt werden, so daß das abgeänderte 64 QAM Signal mit Gewißheit demoduliert wird. Auch kann, wenn die Demodulationsdaten verwürfelt worden sind, das abgeänderte 64 QAM Signal nur mit einem bestimmten oder einem Teilnehmerempfänger demoduliert werden. Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das die Wirkung der Demodulationssteuerung 231 für abgeänderte 64 QAM Signale zeigt. Der Unterschied gegenüber dem Ablaufdiagramm zur Demodulation des 16 QAM, das in Fig. 24 gezeigt ist, wird erklärt. Das Verfahren bewegt sich vom Schritt 304 zu dem Schritt 320, wo untersucht wird, ob m = 32 ist oder nicht. Wenn m = 32 ist, wird die Demodulation von 32 QAM Signalen beim Schritt 322 ausgeführt. Wenn nicht, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 321, wo untersucht wird, ob m = 64 ist oder nicht. Wenn es so ist, wird A&sub3; beim Schritt 323 untersucht. Wenn A&sub3; kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 305 und die gleiche Abfolge wie die der Fig. 24 wird ausgeführt. Wenn beim Schritt 323 beurteilt wird, daß A&sub3; nicht kleiner als der vorbestimmte Wert ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 324, wo die Schwellenwerte berechnet werden. Beim Schritt 325 werden die berechneten Schwellenwerte der ersten und zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung zugeführt, und beim Schritt 326 wird die Demodulation des abgeänderten 64 QAM Signals ausgeführt. Dann werden der erste, zweite und dritte Datenstrom beim Schnitt 327 wiedergegeben. Beim Schritt 328 wird die Fehlerrate untersucht. Wenn die Fehlerrate hoch ist, bewegt sich das Verfahren zum Schritt 305, wo die 16 QAM Demodulation wiederholt wird, und wenn sie niedrig ist, wird die Demodulation des 64 QAM fortgesetzt.
Die Wirkung der Trägerwellenwiedergabe, die zur Ausführung eines zufriedenstellenden Demodulationsverfahrens benötigt wird, wird nun beschrieben. Der Bereich der vorliegenden Erfindung schließt die Wiedergabe des ersten Datenstroms eines abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals unter der Verwendung eines QPSK Empfängers ein. Jedoch gibt ein üblicher QPSK Empfänger selten Trägerwellen wieder, so daß er versagt, eine richtige Demodulation auszuführen. Zum Ausgleich sind einige Ausgestaltungen auf der Seite des Senders und des Empfängers notwendig.
Zwei Techniken zum Ausgleich werden gemäß der vorliegenden Erfindung bereitgestellt. Eine erste Technik betrifft die Übertragung von Signalpunkten, die unter Winkeln von (2n - 1)π/4 in Intervallen einer gegebenen Zeit ausgerichtet sind. Eine zweite Technik bietet die Übertragung von Signalpunkten, die in Intervallen eines Winkels von nπ/8 angeordnet sind.
Gemäß der ersten Technik werden die acht Signalpunkte, einschließlich 83 und 85 unter Winkeln von π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4 ausgerichtet, wie es in Fig. 38 gezeigt ist. Beim Betrieb wird wenigstens einer der acht Signalpunkte während der Synchronzeitschlitzperioden 452, 453, 454, 455 übertragen, die in gleichen Zeitintervallen in einem Zeitschlitzzwischenraum 451 angeordnet sind, der in dem Zeitdiagramm der Fig. 38 gezeigt ist. Irgendwelche erwünschten Signalpunkte werden während der anderen Zeitschlitze übertragen. Der Sender 1 ist auch ausgebildet, Daten für das Zeitschlitzintervall den Synchronzeitdatenbereich 499 eines Synchrondatenblocks zuzuordnen, wie es in Fig. 41 gezeigt ist.
Der Inhalt eines Sendesignals wird mehr im einzelnen unter Bezug auf Fig. 41 erläutert. Die Zeitschlitzgruppe 451, die die Synchronzeitschlitze 452, 453, 454, 455 enthält, stellt einen einheitlichen Datenstrom oder Block 491 dar, der Daten Dn trägt.
Die Synchronzeitschlitze in dem Signal sind in gleichen Intervallen einer gegebenen Zeit angeordnet, die durch das Zeitschlitzintervall oder die Synchronzeitdate bestimmt sind. Daher wird, wenn die Anordnung der Synchronisierzeitschlitze erfaßt wird, die Wiedergabe von Trägerwellen Schlitz um Schlitz ausgeführt, indem die Synchronzeitdaten von ihren entsprechenden Zeitschlitzen gewonnen werden.
Solche Synchrondaten S sind in einem Synchronblock 493 enthalten, der am Kopfende eines Datenübertragungsblock 492 vorgesehen ist, der aus einer Anzahl von Synchronzeitschlitzen besteht, die durch die Schraffur in Fig. 41 angegeben sind Demgemäß nehmen die Daten, die zur Trägerwellenwiedergabe gewonnen werden sollen, zu, so daß der QPSK Empfänger die erwünschten Trägerwellen mit größerer Genauigkeit und Wirksamkeit wiedergeben kann.
Der Synchronblock 493 umfaßt Synchrondatenbereiche 496, 497, 498 ..., die Synchrondaten S1, S2, S3 jeweils enthalten, die eindeutige Wörter und Demodulationsdaten einschließen. Der Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ist an dem Ende des Synchronblocks 493 vorgesehen, der eine Date IT enthält, die Informationen über die Intervallanordnung und die Zuordnung der Synchronzeitschlitze einschließt.
Die Signalpunktdate in dem Phasensynchronzeitschlitz hat eine bestimmte Phase und kann somit durch den QPSK Empfänger wiedergegeben werden. Demgemäß kann IT in dem Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ohne Fehler wiedergewonnen werden, so daß die Wiedergabe von Trägerwellen mit Genauigkeit sichergestellt ist.
Wie es in Fig. 41 gezeigt ist, folgt dem Synchronblock 493 ein Demodulationsdatenblock 501, der Demodulationsdaten über Schwellenspannungen enthält, die zur Demodulation des abgeänderten mehr-Bit QAM Signals benötigt werden. Diese Daten sind zur Demodulation des mehr-Bit QAM Signals wesentlich und können bevorzugt in einem Bereich 502, der ein Teil des Synchronblocks 493 ist, zur leichteren Rückgewinnung enthalten sein.
Fig. 42 zeigt die Zuordnung von Signaldaten zur Übertragung von Burstformat-Signalen durch ein Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren.
Die Zuordnung ist von der der Fig. 41 durch die Tatsache unterschieden, daß eine Sicherungsperiode 521 zwischen irgendwelchen zwei benachbarten Dn Datenblöcken 491, 491 zur Unterbrechung der Signalübertragung eingeführt ist. Auch ist jeder Datenblock 491 am vorderen Ende eines Synchronbereiches 522 vorgesehen, so daß ein Datenblock 492 gebildet wird. Während des Synchronbereiches 522 werden nur die Signalpunkte mit einer Phase mit (2 - n1)π/4 übertragen. Demgemäß wird die Trägerwellenwiedergabe mit dem QPSK Empfänger machbar. Insbesondere können das Synchronsignal und die Trägerwellen durch einen Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren wiedergegeben werden.
Die Trägerwellenwiedergabe des ersten Empfängers 23, die in Fig. 19 gezeigt ist, wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf die Fig. 43 und 44 erklärt. Wie es in Fig. 43 gezeigt ist, wird ein Eingangssignal durch die Eingangseinheit 24 einer Synchronbestimmungsschaltung 541 zugeführt, wo seine Synchronisierung bestimmt wird. Ein demoduliertes Signal von der Synchronbestimmungsschaltung 541 wird zu einer Ausgangsschaltung 542 zur Wiedergabe des ersten Datenstroms übertragen. Eine Date des Zuordnungsdatenbereiches 499 der Phase des Synchronsignals (in Fig. 41 gezeigt) wird mit einer Synchronisiergewinnungssteuerschaltung 543 wiedergewonnen, so daß die Zeitlage der Synchronsignale von (2n - 1)π/4 Daten bestätigt und als ein Phasensynchronteuerimpuls 561, der in Fig. 44 gezeigt ist, zu einer Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 übertragen werden kann. Auch wird das demodulierte Signal der Synchronbestimmungsschaltung 541 einer Frequenzmultiplikationsschaltung 544 zugeführt, wo es 4 · multipliziert wird, bevor es zu der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 übertragen wird. Das sich ergebende Signal, das in Fig. 44 mit 562 bezeichnet ist, enthält eine wahre Phasendate 563 und andere Daten. Wie es in einem Zeitdiagramm 564 der Fig. 44 dargestellt ist, sind die Phasensynchronzeitschlitze 542, die die (2n - 1)π/4 Daten tragen, auch in gleichen Intervallen enthalten. Bei der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 wird das Signal 562 durch den Phasensynchronsteuerimpuls 561 abgetastet, um ein Phasenabtastsignal 565 zu erzeugen, das dann durch eine Abtast-Halte-Wirkung in ein Phasensignal 566 umgewandelt wird. Das Phasensignal 566 der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 wird über ein Schleifenfilter 546 einem spannungsgesteuerten Oszillator 547 zugeführt, wo seine relevante Trägerwelle wiedergegeben wird. Der wiedergegebene Träger wird dann zu der Synchronbestimmungsschaltung 541 geschickt. Auf diese Weise werden die Signalpunktdate der (2n - 1)π/4 Phase, die durch die abgeschatteten Bereiche in Fig. 39 angegeben ist, wiedergewonnen und so verwendet, daß eine richtige Trägerwelle durch eine 4 · oder 16 · Frequenzmultiplikation wiedergegeben werden kann. Obgleich eine Mehrzahl von Phasen auf einmal wiedergegeben wird, kann die absolute Phase des Trägers erfolgreich unter Verwendung eines eindeutigen Worts erkannt werden, das dem Synchronbereich 496 zugeordnet ist, der in Fig. 41 gezeigt ist.
Zur Übertragung eines abgeänderten 64 QAM Signals, wie es in Fig. 40 gezeigt ist, werden Signalpunkte in dem Phasensynchronisierbereichen 471 bei der (2n - 1)π/4 Phase, die durch die Schraffur angegeben ist, den Synchronisierzeitschlitzen 452 usw. zugeordnet. Sein Träger kann kaum mit einem üblichen QPSK Empfänger wiedergegeben werden, aber erfolgreich mit dem ersten Empfänger 23 des QPSK Modus, der mit der Trägerwiedergabeschaltung der Ausführungsform versehen ist.
Die vorgenannte Trägerwiedergabeschaltung ist vom COSTAS Typ. Eine Trägerwiedergabeschaltung vom Umkehrmodulationstyp wird nun gemäß der Ausführungsform erklärt.
Fig. 45 zeigt eine Trägerwiedergabeschaltung vom Umkehrmodulationstyp gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der ein empfangenes Signal von der Eingangseinheit 24 einer Synchronisierbestimmungsschaltung 541 zugeführt wird, um ein demoduliertes Signal zu erzeugen. Auch wird das Eingangssignal durch eine erste Verzögerungsschaltung 591 zu einem Verzögerungssignal verzögert. Das Verzögerungssignal wird dann zu einer Quadraturphasenmodulatorschaltung 592 übertragen, wo es durch das demodulierte Signal von der Synchronisierbestimmungsschaltung 541 zu einem Trägersignal rückdemoduliert wird. Das Trägersignal wird durch eine Trägerrückgewinnungssteuerschaltung 544 einem Phasenvergleicher 593 zugeführt. Eine von einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 547 erzeugte Trägerwelle wird durch eine zweite Verzögerungsschaltung 594 zu einem Verzögerungssignal verzögert, das auch dem Phasenvergleicher 593 zugeführt wird. Bei dem Phasenvergleicher 594 wird das rückdemodulierte Trägersignal mit der Phase mit dem Verzögerungssignal verglichen, so daß ein Phasendifferenzsignal erzeugt wird. Das Phasendifferenzsignal wird durch ein Schleifenfilter 546 einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 547 zugeführt, der seinerseits eine Trägerwelle erzeugt, die in der Phase zu der empfangenen Trägerwelle angeordnet ist. In gleicher Weise wie die COSTAS Trägerwiedergabeschaltung, die in Fig. 43 gezeigt ist, führt eine Synchronisierrückgewinnungssteuerschaltung 543 ein Abtasten von Signalpunkten durch, die in den schraffierten Bereichen der Fig. 39 enthalten sind.
Demgemäß kann die Trägerwelle eines 16 oder 64 QAM Signals mit dem QPSK Demodulator des ersten Empfängers 23 wiedergegeben werden.
Die Wiedergabe einer Trägerwelle durch 16 · Frequenzmultiplikation wird erklärt. Der Sender 1, der in Fig. 1 gezeigt ist, ist ausgebildet, ein abgeändertes 16 QAM Signal mit Zuordnung seiner Signalpunkte bei nπ/8 Phase, wie es in Fig. 46 gezeigt ist, zu modulieren und zu übertragen. Bei dem ersten Empfänger 23, der in Fig. 19 gezeigt ist, kann die Trägerwelle mit seiner als COSTAS Trägerrückgewinnungssteuerschaltung wiedergegeben werden, die eine 16 · Multiplikationsschaltung 661 enthält, die in Fig. 48 gezeigt ist. Die Signalpunkte mit jeweils nπ/8 Phase, die in Fig. 46 gezeigt sind, werden bei dem ersten Quadranten durch die Wirkung der 16 · Multiplikationsschaltung 661 bearbeitet, wodurch der Träger durch die Kombination eines Schleifenfilters 546 und eines spannungssteuerten Oszillators VCO 541 wiedergegeben wird. Auch kann die absolute Phase aus den 16 verschiedenen Phasen durch Zuordnung eines eindeutigen Wortes zu dem Synchronisierbereich bestimmt werden.
Die Ausgestaltung der 16 · Multiplikationsschaltung wird unter Bezugnahme auf Fig. 48 erklärt. Ein Summensignal und ein Differenzsignal werden von dem demodulierten Signal durch eine Addierschaltung 662 bzw. einer Subtraktionsschaltung 663 erzeugt und dann miteinander durch eine Multiplikationsschaltung 664 zu einem cos2θ Singnal multipliziert. Auch erzeugt eine Multiplikationsschaltung 665 ein sin2θ Singnal. Die zwei Signale werden dann durch eine Multiplikationsschaltung 646 zu einem sin4θ Singnal multipliziert.
Ähnlich wird ein sin8θ Singnal von den zwei Signalen, sin2θ und cos2θ durch die Kombination einer Addierschaltung 667, einer Subtraktionsschaltung 668 und einer Multiplikationsschaltung 670 erzeugt Desweiteren wird ein sin16θ Singnal durch die Kombination einer Addierschaltung 671, einer Subtraktionsschaltung 672 und einer Multiplikationsschaltung 673 erzeugt. Dann ist die 16 · Multiplikation abgeschlossen.
Durch die vorgenannte 16 · Multiplikation wird die Trägerwelle aller Signalpunkte des abgeänderten 16 QAM Signals, das in Fig. 46 gezeigt ist, erfolgreich wiedergegeben, ohne bestimmte Signalpunkte zu gewinnen.
Jedoch kann die Wiedergabe der Trägerwelle des abgeänderten 64 QAM Signals, das in Fig. 47 gezeigt ist, eine Zunahme der Fehlerrate aufgrund einer Versetzung einiger Signalpunkte von den Synchronisierbereichen 471 einschließen.
Zwei Techniken sind zum Ausgleich der Folgen bekannt. Eine ist, die Übertragung der Signalpunkte zu verhindern, die von den Synchronisierbereichen versetzt sind. Dies bewirkt, daß die gesamte Menge an übertragenen Daten verringert wird, erlaubt aber, daß die Ausgestaltung erleichtert wird. Das andere ist, Synchronisierzeitschlitze vorzusehen, wie es in Fig. 38 beschrieben ist. Insbesondere werden die Signalpunkte in den nπ/8 Synchronisierphasenbereichen z. B. 471 und 471a, während der Periode der entsprechenden Synchronisierzeitschlitze in der Zeitschlitzgruppe 451 übertragen. Dies löst eine genaue Synchronisierwirkung während der Periode aus, so daß ein Phasenfehler minimiert wird.
Wie es nun verstanden ist, ermöglicht die 16 · Multiplikation einem einfach QPSK Empfänger, die Trägerwelle eines abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals wiederzugeben. Auch bewirkt die Einführung der Synchronisierzeitschlitze, daß die Phasengenauigkeit während der Wiedergabe der Trägerwellen von einem abgeänderten 64 QAM Signal erhöht wird.
Wie es oben angegeben worden ist, kann das Signalübertragunssystem der vorliegenden Erfindung eine Mehrzahl von Daten auf einer einzigen Trägerwelle gleichzeitig mit der Mehrsignalpegelanordnung übertragen.
Genauer gesagt werden drei Empfänger mit unterschiedlichem Pegel, die bestimmte Eigenschaften der Signalempfangsempfindlichkeit und Demodulationsmöglichkeit haben, in bezug auf einen einzigen Sender vorgesehen, so daß irgendeiner von ihnen in Abhängigkeit von einer erwünschten, zu demodulierenden Datengröße ausgewählt werden kann, die proportional zu dem Preis ist. Wenn der erste Empfänger mit geringer Auflösungsqualität und geringem Preis zusammen mit einer kleinen Antenne erworben wird, kann sein Besitzer den ersten Datenstrom eines Übertragungssignals empfangen und wiedergeben. Wenn der zweite Empfänger mit mittlerer Auflösungsqualität und mittlerem Preis zusammen mit einer mittleren Antenne erworben wird, kann sein Besitzer den ersten und den zweiten Datenstrom des Signals empfangen und wiedergeben. Wenn der dritte Empfänger mit hoher Auflösungsqualität und hohem Preis mit einer großen Antenne erworben wird, kann sein Empfänger ingesamt den ersten, den zweiten und den dritten Datenstrom des Signal empfangen und wiedergeben.
Wenn der erste Empfänger ein digitaler Satelliten-Fernsehheimempfänger mit geringem Preis ist, wird er begeistert von der Mehrheit der Zuschauer begrüßt. Der zweite Empfänger, der von der mittleren Antenne begleitet wird, kostet mehr und wird von den Durchschnittszuschauern nicht angenommen, sondern von bestimmten Leuten, die sich der Hochauflösungsfernsehdienste erfreuen möchten. Der dritte Empfänger, der von der großen Antenne begleitet ist, zumindest bevor der Satellitenausgang erhöht wird, ist für den Heimeinsatz nicht geeignet und wird möglicherweise von betreffenden Industrien verwendet. Beispielsweise wird der dritte Datenstrom, der Super-Hochauflösungsfernseh-Signale trägt, über einen Satelliten an Teilnehmerkinos übertragen, die somit Videobänder statt herkömmlicher Kinofilme abspielen kann und das Kinogeschäft bei niedrigen Kosten durchführen.
Wenn die vorliegenden Erfindung auf einen Fernsehsignalübertragungsdienst angewendet wird, werden drei Bilder unterschiedlicher Qualität auf einer einzigen Kanalwelle getragen und bieten zueinander Kompatibilität an. Obgleich sich die erste Ausführungsform auf ein QPSK, ein abgeändertes 8 QAM, ein abgeändertes 16 QAM und ein abgeändertes 64 QAM Signal bezieht, werden andere Signale ebenfalls mit gleichem Erfolg verwendet, einschließlich eines 32 QAM, eines 256 QAM, eines 8 PSK, eines 16 PSK, eines 32 PSK Signals. Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht auf ein Satellitenübertragungssystem begrenzt ist und auf ein terrestrisches Kommunikationssystem oder ein Kabelübertragungssystem angewendet wird.

Ausführungsform 2

Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird angegeben, in der die physikalische Mehrpegelausgestaltung der ersten Ausführungsform in kleine Unterpegel, durch z. B. Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit, unterteilt ist, so daß eine logische Mehrpegelkonstruktion gebildet wird. Bei der ersten Ausführungsform hat jeder Mehrpegelkanal unterschiedliche Pegel bei der elektrischen Signalamplitude oder der physikalischen Demodulationsfähigkeit. Die zweite Ausführungsform bietet unterschiedliche Pegel bei der logischen Wiedergabefähigkeit an, wie der Fehlerkorrektur. Zum Beispiel wird die Date D&sub1; in einem Mehrpegelkanal in zwei Komponeten, D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2;, unterteilt, und D&sub1;&submin;&sub1; wird bei der Fehlerkorrekturfähigkeit stärker als D&sub1;&submin;&sub2; zur Unterscheidung erhöht. Demgemäß kann, da die Fehlerbestimmungs- und Korrekturfähigkeit zwischen D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; bei der Demodulation unterschiedlich ist, D&sub1;&submin;&sub2; erfolgreich innerhalb einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben werden, wenn der S/N Pegel eines ursprünglichen Sendesignals so niedrig ist, daß die Wiedergabe von D&sub1;&submin;&sub2; unmöglich wird. Dies wird ausgeführt, indem die logische Mehrpegelausgestaltung verwendet wird.
Genauer gesagt besteht die logische Mehrpegelausgestaltung darin, Daten eines modulierten Mehrpegelkanals zu unterteilen und Abstände zwischen Fehlerkorrekturcoden zu unterscheiden, indem Fehlerkorrekturcode mit Produktcoden zum Verändern der Fehlerkorrekturfähigkeit gemischt werden. Daher kann ein Signal mit mehr Pegeln übertragen werden.
Tatsächlich wird ein D&sub1; Kanal in zwei Unterkanäle D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; unterteilt und ein D&sub2; Kanal wird in zwei Unterkanäle D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; unterteilt.
Dies wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 87 erläutert, in der D&sub1;&submin;&sub1; von einem niedrigsten S/N Signal wiedergegeben wird. Wenn die S/N Rate höchstens d ist, können drei Komponenten D&sub1;&submin;&sub2; D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; nicht wiedergegeben werden, während D&sub1;&submin;&sub1; wiedergegeben wird. Wenn S/N nicht kleiner als c ist, kann D&sub1;&submin;&sub2; auch wiedergegeben werden. Ebenso wird, wenn S/N gleich b ist, D&sub2;&submin;&sub1; wiedergegeben, und wenn S/N gleich a ist, wird D&sub2;&submin;&sub2; wiedergegeben. Wenn die S/N Rate zunimmt, werden die wiedergebbaren Signalpegel in der Zahl erhöht. Je niedriger S/N desto weniger wiedergebbare Signalpegel. Dies wird in der Form der Beziehung zwischen dem Übertragungsabstand und dem wiedergebbaren S/N Wert unter Bezugnahme auf Fig. 86 erklärt. Im allgemeinen wird der S/N Wert eines empfangenen Signals proportional zu dem Abstand des Sendens verringert, wie es durch die wirkliche Linie 861 in Fig. 86 ausgedrückt ist. Es wird nun angenommen, daß der Abstand von einer Sendeantenne zu einer Empfängerantenne La ist, wenn S/N = a, Lb ist, wenn S/N = b, Lc ist, wenn S/N = c, Ld ist, wenn S/N = d, und Le ist, wenn S/N = e. Wenn der Abstand von der Sendeantenne größer als Ld ist, kann D&sub1;&submin;&sub1; wiedergegeben werden, wie es in Fig. 85 gezeigt ist, wo der Empfangsbereich 462 durch die Schraffur angegeben ist. Mit anderen Worten kann D&sub1;&submin;&sub1; innerhalb eines stark ausgedehnten Bereiches wiedergegeben werden. Ähnlich kann D&sub1;&submin;&sub2; in einem Bereich 863 wiedergegeben werden, wenn die Entfernung nicht mehr als Lc ist. In diesem Bereich 863, der den Bereich 862 enthält, kann D&sub1;&submin;&sub1; ohne Zweifel wiedergegeben werden. In einem kleineren Bereich 850 kann D&sub2;&submin;&sub1; wiedergegeben werden, und in einem kleinsten Bereich 865 kann D&sub2;&submin;&sub2; wiedergegeben werden. Es versteht sich, daß die verschiedenen Datenpegel eines Kanals entsprechend dem Verringerungsgrad bei der S/N Rate wiedergegeben werden können. Die logische Mehrpegelausgestaltung des Signalübertragungssystems der vorliegenden Erfindung kann die gleiche Wirkung wie ein herkömmliches analoges Übertragungssystem liefern, bei dem die Menge an empfangbaren Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate abnimmt.
Die Konstruktion der logischen Mehrpegelausgestaltung wird beschrieben, in der zwei physikalische Pegel und zwei logische Pegel vorgesehen sind. Fig. 87 ist ein Blockdiagramm eines Senders 1, der mit der Konstruktion im wesentlichen identisch mit dem in Fig. 2 gezeigten ist und vorhergehend bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist und im einzelnen nicht weiter erklärt wird. Der einzige Unterschied ist, daß die Fehlerkorrekturcodecodierer als ECC Codierer abgekürzt hinzugefügt worden sind. Die Teilerschaltung 3 hat vier Ausgänge 1-1, 1-2, 2-1 und 2-2, durch die vier Signale D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2;, die von dem Eingangssignal abgeteilt worden sind, geliefert werden. Die zwei Signal D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; werden zwei, einem Haupt- und einem Neben-, ECC Codierer 872a, 373a des ersten ECC Codierers 871a jeweils zum Umwandeln in Fehlerkorrekturformen zugeführt.
Der Haupt-ECC-Codierer 872a hat eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als die des Unter-ECC-Codierers 373a. Daher kann D&sub1;&submin;&sub1; bei einer niedrigeren Rate von S/N als D&sub1;&submin;&sub2; wiedergegeben werden, wie es aus dem S/N Pegeldiagramm der Fig. 85 offensichtlich ist. Insbesondere wird der logische Pegel des D&sub1;&submin;&sub1; weniger durch die Verminderung von S/N als deievon D&sub1;&submin;&sub2; beeinflußt. Nach der Codierung mit dem Fehlerkorrekturcode werden D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; durch einen Summierer 874a zu einem D&sub1; Signal summiert, das dann zu dem Modulator 4 übertragen wird. Die anderen zwei Signale D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; der Teilerschaltung 3 werden zur Fehlerkorrektur durch zwei, einen Haupt- und einen Neben-, ECC Codierer 872b, 873b eines zweiten ECC Codierers 871b jeweils codiert, und dann durch einen Summierer 874b zu einem D&sub2; Signal summiert, das dann zu dem Modulator 4 übertragen wird. Der Haupt-ECC-Codierer 872b hat eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit als der Neben-ECC-Codierer 873b. Der Modulator 4 wiederum erzeugt aus den zwei Eingangssignalen, D&sub1; und D&sub2;, ein moduliertes Mehrpegelsignal, das weiter von der Sendeeinheit 5 übertragen wird. Es versteht sich, daß das Ausgangssignal von dem Sender 1 zwei physikalische Pegel D&sub1; und D&sub2; hat und auch vier logische Pegel D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; auf der Grundlage der zwei physikalischen Pegel, um unterschiedliche Fehlerkorrekturfähigkeiten zu liefern.
Der Empfang eines solchen Mehrpegelsignals wird erklärt. Fig. 88 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Empfängers 33, der in der Konstruktion nahezu mit dem in Fig. 21 gezeigten identisch ist und bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Der zweite Empfänger 33, der zum Empfang von Mehrpegelsignalen von dem Sender 1, der in Fig. 87 gezeigt ist, ausgestaltet ist, umfaßt des weiteren einen ersten 376a und einen zweiten ECC Codierer 876b, in dem die Demodulation von QAM oder irgendeinem AKS, PSK und FSK ausgeführt wird, wenn es erwünscht ist.
Wie es in Fig. 88 gezeigt ist, wird ein empfangenes Signal durch den Demodulator 35 in zwei Signale, D&sub1; und D&sub2;, demoduliert, die dann zwei Teilerschaltungen 3a bzw. 3b zugeführt werden, wo sie in vier logische Pegel D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; aufgeteilt werden. Die vier Signale werden zu dem ersten 876a und dem zweiten ECC Decodierer 876b übertragen, in denen D&sub1;&submin;&sub1; durch einen Haupt-ECC-Decodierer 877a fehlerkorrigiert wird. D&sub1;&submin;&sub2; durch einen Neben-ECC-Decodierer 878a, D&sub2;&submin;&sub1; durch einen Haupt-ECC-Decodierer 877b und D&sub2;&submin;&sub2; durch einen Neben-ECC-Decodierer 878e, bevor alle zu dem Summierer 37 geschickt werden. Bei dem Summierer 37 werden die vier fehlerkorrigierten Signale, D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2;, zu einem einzigen Signal summiert, das dann von der Ausgangseinheit 36 geliefert wird.
Da D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub1; eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit als D&sub1;&submin;&sub2; bzw. D&sub2;&submin;&sub2; haben, bleibt die Fehlerrate geringer als ein gegebener Wert, obgleich S/N ziemlich niedrig ist, wie es in Fig. 85 gezeigt ist, und somit wird ein ursprüngliches Signal erfolgreich wiedergegeben.
Die Wirkung der Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit zwischen den Haupt-ECC- Decodierern 877a, 877b und dem Neben-ECC-Decodierern 878a, 878b wird nun mehr im einzelnen beschrieben. Es ist eine gute Idee, um einen Unterschied bei der Fehlerkorrekturfähigkeit zu haben, in dem Neben-ECC-Decodierer eine übliche Codiertechnik zu verwenden, z. B. ein Reed-Solomon oder BCH Verfahren, das einen Standardcodeabstand hat, und in dem Haupt-ECC-Decodierer eine andere Codiertechnik, bei der der Abstand zwischen den Fehlerkorrekturcoden erhöht wird, wobei Reed-Solomon Code, ihre Produktcode oder andere Code großer Länge verwendet werden. Eine Vielzahl von bekannten Techniken zum Erhöhen des Fehlerkorrekturabstandes ist eingeführt worden und wird nicht mehr erläutert. Die vorliegenden Erfindung kann mit irgendeiner bekannten Technik verbunden werden, um die logische Mehrpegelausgestaltung zu erreichen.
Die logische Mehrpegelausgestaltung wird in Verbindung mit einem Diagramm der Fig. 89 erläutert, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate nach der Fehlerkorrektur zeigt. Wie es gezeigt ist, stellt die gerade Linie 881 D&sub1;&submin;&sub1; bei S/N und der Fehlerratenbeziehung dar, und die Linie 882 stellt das gleiche bei D&sub1;&submin;&sub2; dar.
Wenn die S/N Rate eines Eingangssignals abnimmt, nimmt die Fehlerrate nach der Fehlerkorrektur zu. Wenn S/N niedriger als ein gegebener Wert ist, überschreitet die Fehlerrate einen Bezugswert Eth, der durch die Systemkonstruktionsvorgaben bestimmt ist, und es wird keine ursprüngliche Date normalerweise rekonstruiert. Wenn S/N auf weniger als e verringert wird, versagt das D&sub1; Signal, wiedergegeben zu werden, wie es durch die Linie 881 von D&sub1;&submin;&sub1; in Fig. 89 ausgedrückt ist. Wenn e ≤ S/N < d ist, zeigt D&sub1;&submin;&sub1; des D&sub1; Signals eine größere Fehlerrate Eth und wird nicht wiedergegeben.
Wenn S/N gleich d an dem Punkt 885d ist, wird D&sub1;&submin;&sub1;, das eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als D&sub1;&submin;&sub2; hat, mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zur gleichen Zeit bleibt die Fehlerrate von D&sub1;&submin;&sub2; höher als Eth nach der Fehlerkorrektur und wird nicht länger wiedergegeben.
Wenn S/N bis zu c an dem Punkt 885c erhöht wird, wird D&sub1;&submin;&sub2; mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zur gleichen Zeit bleiben D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; in keinem Demodulationszustand. Nachdem die S/N Rate weiter auf b' erhöht worden ist, wird das D&sub2; Signal bereit, demoduliert zu werden.
Wenn S/N zu dem Punkt b an dem Punkt 885b erhöht wird, wird D&sub2;&submin;&sub1; des D&sub2; Signals mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zu dieser Zeit bleibt die Fehlerrate von D&sub2;&submin;&sub2; größer als Eth und wird nicht wiedergegeben. Wenn S/N bis a an dem Punkt 885a erhöht wird, wird D&sub2;&submin;&sub2; nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden.
Wie es oben beschrieben worden ist, können die vier verschiedenen logischen Signalpegel, die von zwei physikalischen Pegeln, D&sub1; und D&sub2;, durch Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit zwischen den Pegeln abgeteilt worden sind, gleichzeitig übertragen werden.
Unter Verwendung der logischen Mehrpegelausgestaltung der vorliegenden Erfindung in Begleitung mit einer Mehrpegelkonstruktion, bei der wenigstens ein Teil des ursprünglichen Signals wiedergegeben wird, selbst wenn Daten bei einem höheren Pegel verloren sind, wird eine digitale Signalübertragung erfolgreich aufgeführt, ohne die vorteilhafte Wirkung einer analogen Signalübertragung zu verlieren, bei der das Übertragen von Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate niedrig wird.
Dank der heutigen Bilddatenkomprimiertechniken können komprimierte Bilddaten bei der logischen Mehrpegelanordnung übertragen werden, um einer Empfängerstation zu ermöglichen, ein Bild höherer Qualität als das eines Analogsystems wiederzugeben, und dies auch bei einem nicht scharf, sondern schrittweise abnehmenden Signalpegel, um einen Signalempfang in einem größerem Bereich sicherzustellen. Die vorliegenden Erfindung kann eine zusätzliche Wirkung der Mehrschichtausgestaltung liefern, die kaum von einem bekannten digitalen Signalübertragungssystem ausgeführt wird, ohne die Bilddaten hoher Qualität zu verschlechtern.

Ausführungsform 3

Die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 29 ist eine schematische Gesamtansicht, die die dritte Ausführungsform in der Form eines digitalen Fernsehsystems darstellt. Ein Eingangsvideosignal 402 eines Fernsehbildes super hoher Auflösung wird einer Eingangseinheit 403 eines ersten Videdocodierers 401 zugeführt. Dann wird das Signal durch eine Teilerschaltung 404 in drei Datenströme, in einen ersten, zweiten und dritten unterteilt, die zu einer Komprimierschaltung 405 zur Datenkomprimierung übertragen werden, bevor sie weiter abgegeben werden.
In gleicher Weise werden andere drei Videoeingangssignale 406, 407 und 408 einem zweiten 409, einem dritten 410 und einem vierten Videocodierer 411 jeweils zugeführt, die alle mit identischer Konstruktion wie der erste Videocodierer 401 zur Datenkomprimierung ausgebildet sind.
Die vier ersten Datenströme von ihren jeweiligen Codierern 401, 409, 410, 411 werden zu einem ersten Multiplexer 413 eines Multiplexer 412 übertragen, wo sie durch ein Zeitmultiplexverfahren zu einem ersten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden, das einem Sender 1 zugeführt wird.
Ein Teil der oder alle vier zweiten Datenströme von ihren entsprechenden Codierern 401, 409, 410, 411 werden einem zweiten Multiplexer 414 des Multiplexers 412 zugeführt, wo sie zu einem zweiten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden, das dann dem Sender 1 zugeführt wird. Auch wird ein Teil oder alle vier dritten Datenströme zu einem dritten Multiplexer 415 überführt, wo sie zu einem dritten Datenstrom-Multiplexsignal zeitgemultiplext werden, das dann dem Sender 1 zugeführt wird.
Der Sender 1 führt eine Modulation der drei Datenstromsignale mit seinem Modulator 4 in gleicher Weise durch, wie es bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Die modulierten Signale werden von einer Sendereinheit 5 über eine Antenne 6 und eine Aufwärtsverbindung 7 zu einem Transponder 12 eines Satelliten 10 geschickt, der sie wiederum zu drei verschiedenen Empfängern, einschließlich eines ersten Empfängers 23, überträgt.
Das über eine Abwärtsverbindung 21 übertragene, modulierte Signal wird von einer kleinen Antenne 22 mit einem Radius r&sub1; empfangen und einer Wiedergabeeinheit 232 für einen ersten Datenstrom des ersten Empfängers 23 zugeführt, wo nur sein erster Datenstrom demoduliert wird. Der demodulierte, erste Datenstrom wird dann durch einen ersten Videodecodierer 421 in ein herkömmliches 425 oder Weitbild NTSC oder Videoausgangssignal 426 niedriger Bildauflösung umgesetzt.
Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbindung 31 übertragen wird, von einer mittleren Antenne 32 mit einem Radius r&sub2; empfangen und einer ersten 232 und einer zweiten Wiedergabeeinheit 233 für einen Datenstrom eines zweiten Empfängers 33 zugeführt, wo sein erster und zweiter Datenstrom jeweils moduliert werden. Der demodulierte erste und zweite Datenstrom werden dann summiert und durch einen zweiten Videodecodierer 422 in ein HTDV oder Videoausgangssignal 427 hoher Bildauflösung und/oder zu Videoausgangssignalen 425 und 426 umgewandelt.
Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbindung 41 übertragen wird, von einer großen Antenne 42 mit einem Radius r&sub3; empfangen und einer ersten 232, einer zweiten 233 und einer dritten Datenstromwiedergabeeinheit 234 eines dritten Empfängers 43 zugeführt, wo sein erster, zweiter und dritter Datenstrom jeweils demoduliert werden. Der demodulierte erste, zweite und dritte Datenstrom werden dann summiert und durch einen dritten Videodecodierer 423 in ein Super-Hochauflösungsfernseh- oder Videoausgangssignal 428 mit super großer Auflösung zur Verwendung in einem Videotheater oder Kino umgesetzt. Die Videoausgangssignale 425, 426 und 427 können auch wiedergegeben werden, wenn es erwünscht ist. Ein übliches digitales Fernsehsignal wird von einem herkömmlichen digitalen Sender 51 übertragen, und wenn es von dem ersten Empfänger 23 empfangen wird, wird es in das Videoausgangssignal 426, wie ein NTSC Fernsehsignal geringer Auflösung, umgewandelt.
Der erste Videocodierer 401 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 30 erklärt. Ein Eingangsvideosignal super hoher Auflösung wird durch die Eingangseinheit 403 der Teilerschaltung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten durch ein Nebenband-Codierverfahren unterteilt wird. Insbesondere wird das Eingangsvideosignal, indem es durch ein horizontales Tiefpaßfilter 451 und ein horizontales Hochpaßfilter 452 von z. B. QMF Modus hindurchgeht, in zwei horizontale Frequenzkomponenten, eine niedrige und eine hohe, aufgeteilt, die mit einer Hälfte ihrer Menge durch zwei Nebenabtaster 453 bzw. 454 nebenabgetastet werden. Die niedrige, horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 455 und ein vertikales Hochpaßfilter 456 zu einer niedrigen, horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente oder HLVL Signal bzw. zu einer niedrigen horizontalen, hohen vertikalen Komponente oder HLVH Signal gefiltert. Die zwei Signale HLVL und HLVH, werden dann zur Hälfte durch zwei Nebenabtaster 457 bzw. 458 nebenabgetastet und zu der Komprimierschaltung 405 übertragen.
Die hohe, horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 459 an ein vertikales Hochpaßfilter 460 zu einer hohen horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente oder HHVL Signal bzw. zu einer hohen horizontalen, hohen vertikalen Komponente oder HHVH Signal gefiltert. Die zwei Signale, HHVL und HHVH, werden dann zur Hälfte durch zwei Nebenabtaster 461 bzw. 462 nebenabgetastet und zu der Komprimierschaltung 405 übertragen.
Das HLVL Signal wird vorzugsweise durch einen ersten Komprimierer 471 der Komprimierschaltung 405 DCT komprimiert und von einem ersten Ausgang 405 als der erste Datenstrom übertragen.
Auch wird das HLVH Signal durch einen zweiten Komprimierer 473 komprimiert und einem zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das HHVL Signal wird durch einen dritten Komprimierer 463 komprimiert und dem zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das HHVH Signal wird durch eine Teilerschaltung 465 in zwei Videosignale, eines mit hoher Auflösung (HHVH1) und eines mit super hoher Auflösung (HHVH2), unterteilt, die dann zu dem zweiten Ausgang 464 bzw. einen dritten Ausgang 468 übertragen werden.
Der erste Videodecodierer 421 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 31 erläutert. Der erste Datenstrom oder das D&sub1; Signal des ersten Empfängers 23 wird durch eine Eingangseinheit 501 einem Endwürfeler 502 des ersten Videodecodierers 421 zugeführt, wo es entwürfelt wird. Das entwürfelte D&sub1; Signal wird durch einen Expander 503 zu HLVL expandiert, das dann einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 504 zugeführt wird. Somit kann das HLVL Signal durch eine Ausgangseinheit 505 in einem Standardformat 500, einem Briefkastenformat 507, einem Weitbildschirmformat 508 oder einem Seitentafelformat NTSC Signal 509 abgegeben werden. Das Abtastformat kann vom Typ ohne Zeilensprung oder mit Zeilensprung sein, und seine Zeilen im NTSC Modus können 525 oder verdoppelt auf 1050 durch doppeltes Abtasten sein. Wenn das empfangene Signal von dem digitalen Sender 51 ein digitales Fernsehsignal mit QPSK Modus ist, kann es auch durch den ersten Empfänger 23 und den ersten Videodecodierer 421 in ein Fernsehbild umgewandelt werden. Der zweite Videodecodierer 422 wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 32 erläutert. Das D&sub1; Signal des zweiten Empfängers 33 wird durch einen ersten Eingang 521 einem ersten Expander 522 zur Datenexpansion zugeführt und dann zu einem Doppelabtaster 523 übertragen, wo es 2 · abgetastet wird. Das doppelt abgetastete Signal wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 524 zu HLVL gefiltert. Auch wird das D&sub2; Signal des zweiten Empfängers 33 durch einen zweiten Eingang 530 einer Teilerschaltung 531 zugeführt, wo es in drei Komponenten unterteilt wird, die dann einem zweiten 532, einem dritten 533 bzw. einem vierten Expander 534 zur Datenexpansion übertragen werden. Die drei expandierten Komponenten werden bei 2 · durch drei Doppelabtaster 535, 536, 537 abgetastet und durch einen vertikalen Hochpaß 538, einen vertikalen Tiefpaß 539 bzw. ein vertikales Hochpaßfilter 540 gefiltert. Dann werden HLVL von dem vertikalen Tiefpaßfilter 524 und HLVH von dem vertikalen Hochpaßfilter 533 durch einen Addierer 525 summiert, durch einen Doppelabtaster 541 abgetastet und durch das horizontale Tiefpaßfilter 542 zu einem horizontalen Videosignal niederer Frequenz gefiltert. HHVL von dem vertikalen Tiefpaßfilter 539 und HHVH1 von dem vertikalen Hochpaßfilter 540 werden durch einen Addierer 526 summiert, von einem Doppelabtaster abgetastet und durch das horizontale Hochpaßfilter 545 zu einem horizontalen Videosignal hoher Frequenz gefiltert. Die zwei horizontalen Videosignale mit hoher und niedriger Frequenz, werden dann durch einen Addierer 543 zu einem Hochauflösungsvideosignal HD addiert, das weiter durch eine Ausgangseinheit 546 als ein Videoausgang 547, z. B. im Hochauflösungsfernseh-Format, übertragen wird. Wenn es erwünscht ist, kann ein herkömmlicher NTSC Videoausgang mit gleichem Erfolg wiedergegeben werden.
Fig. 33 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers 423, in dem das D&sub1; und D&sub3; Signal durch einen ersten 521 bzw. einem zweiten Eingang 530 einer Hochfrequenzband-Videodecodiererschaltung 527 zugeführt werden, wo sie in ein HD Signal in gleicher Weise umgewandelt werden, wie es oben beschrieben worden ist. Das D&sub3; Signal wird durch einen dritten Eingang 551 einer Superhochfrequenzband-Videodecodier- Schaltung 552 zugeführt, wo es expandiert, entwürfelt und zu einem HHVH2 Signal zusammengesetzt wird. Das HD Signal der Hochfrequenzband-Videodecodierschaltung 527 und das HHVH2 Signal der Superhochfrequenzband-Videodecodierschaltung 552 werden durch einen Summierer 553 zu einem Fernsehsignal super hoher Auflösung oder einem Superhochauflösungs(S-HD)-Signal summiert, das dann durch eine Ausgangseinheit 554 als Superauflösungsvideoausgang 555 abgegeben wird.
Die Wirkung des Multiplexens in dem Multiplexer 412 der in der Fig. 29 gezeigt ist, wird mehr im einzelnen erläutert. Fig. 34 stellt eine Datenzuordnung dar, bei der die drei Datenströme D&sub1;, D&sub2;, D&sub3;, der erste, zweite und dritte in einer Periode von T sechs NTSC Kanaldaten L1, L2, L3, L4, L5, L6 enthalten, sechs Hochauflösungsfernseh-Kanaldaten M1, M2, M3, M4, M5, M6 bzw. sechs S-Hochauflösungsfernseh-Kanaldaten, H1, H2, H3, H4, H5, H6 enthalten. Beim Betrieb werden die NTSC oder D&sub1; Signaldaten L1 bis L6 durch ein ZeitmultiTDM Verfahren gemäß der Periode T zeitgemultiplext. Insbesondere wird HLVL von D&sub1; einem Bereich 601 für den ersten Kanal zugeordnet. Dann wird eine Differenzdate M1 zwischen Hochauflösungsfernsehen und NTSC oder eine Summe von HLVH, HHVL und HHVH einem Bereich 602 für den zweiten Kanal zugeordnet. Auch wird eine Differenzdate H1 zwischen Hochauflösungsfernsehen und Spuper-Hochauflösungsfernsehen oder HHVH2 (siehe Fig. 30) einem Bereich 603 für den ersten Kanal zugeordnet.
Die Auswahl des Fernsehsignals des ersten Kanals wird nun beschrieben. Wenn es von dem ersten Empfänge 23 mit einer kleinen Antenne empfangen wird, die mit dem ersten Videodecodierer 21 verbunden ist, wird das erste Kanalsignal in ein übliches oder ein Breitbild-NTSC-Fernseh-Signal umgewandelt, wie es in Fig. 31 gezeigt ist. Wenn es von dem zweiten Empfänger 33 mit einer mittleren Antenne empfangen wird, die mit dem zweiten Videodecodierer 422 verbunden ist, wird das Signal durch Summieren von L1 des ersten Datenstroms D&sub1;, der dem Bereich 601 zugeordnet ist, und von M1 des zweiten Datenstroms D&sub2;, der dem Bereich 602 zugeordnet ist, in ein Hochauflösungs- Fernsehsignal des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm dem NTSC Signal äquivalent ist.
Wenn es von dem dritten Empfänger 43 mit einer großen Antenne empfangen wird, die mit dem dritten Videodecodierer 423 verbunden ist, wird das Signal durch Summieren von L1 und D&sub1;, das dem Bereich 601 zugeordnet ist, von M1 und D&sub2;, das dem Bereich 602 zugeordnet ist, und von H1 und D&sub3;, das dem Bereich 603 zugeordnet ist in ein Super-Hochauflösungsfernseh-Signal des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm dem NTSC Signal äquivalent ist. Die anderen Kanalsignale können in gleicherweise wiedergegeben werden.
Fig. 35 zeigt eine andere Datenzuordnung, bei der L1 eines NTSC Signals des ersten Kanals einem ersten Bereich 601 zugeordnet ist. Der Bereich 601, der an dem vorderen Ende des ersten Datenstroms D&sub1; vorgesehen ist, enthält auch vorne eine Date S11, die eine Entwürfelungsdate für die Demodulationsdate einschließt, die bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Ein Hochauflösungs-Fernsehsignal des ersten Kanals wird als L1 und M1 übertragen. M1, das somit eine Differenzdate zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen ist, ist den zwei Bereichen 602 und 611 von D&sub2; zugeordnet. Wenn L1 eine komprimierte NTSC Komponente von 6 Mbps ist, ist M1 zweimal größer als 12 Mpbs. Daher können insgesamt L1 und M1 bei 18 Mbps mit dem zweiten Empfänger 33 und dem zweiten Videocodierer 423 demoduliert werden. Gemäß den gegenwärtigen Datenkomprimiertechniken können komprimierte Hochauflösungs- Fernsehsignal bei ungefähr 15 Mbps wiedergegeben werden. Dies ermöglicht eine Datenzuordnung, wie sie in Fig. 35 gezeigt ist, um eine gleichzeitige Wiedergabe eines NTSC und eines Hochauflösungs-Fernsehsignals des ersten Kanals zu ermöglichen. Jedoch erlaubt diese Zuordnung nicht, daß ein Hochauflösungs-Fernsehsignal auf einem zweiten Kanal getragen wird. S21 ist eine Entwürfelungsdate in dem Hochauflösungs-Fernsehsignal. Eine Super-Hochauflösungsfernseh-Signalkomponente des ersten Kanals umfaßt L1, M1 und H1. Die Differenzdate H1 ist drei Bereichen 603, 612, 613 von D&sub3; zugeordnet. Wenn das NTSC Signal 6 Mbps ist, wird das Super-Hochauflösungsfernsehen bei so hoch wie 36 Mbps getragen. Wenn eine Komprimierrate erhöht wird, können Super-Hochauflösungsfernseh-Videodaten von ungefähr 2000 Abtastzeilen zur Wiedergabe eines Bildes in Kinogröße zur gewerblichen Verwendung in gleicher Weise übertragen werden.
Fig. 36 zeigt eine weitere Datenzuordnung, bei der H1 eines Super-Hochauflösungsfernseh-Signals sechs Zeitbereichen zugeordnet wird. Wenn ein komprimiertes NTSC Signal 6 Mbps ist, kann diese Zuordnung neunmal mehr als 54 Mbps an D&sub3; Daten tragen. Demgemäß können Super-Hochauflösungsfernseh-Daten höherer Bildqualität übertragen werden.
Die vorstehende Datenzuordnung verwendet eine von zwei, horizontale und vertikale, Polarisationsebenen einer Übertragungswelle. Wenn die horizontale und die vertikale Polarisationsebene verwendet werden, wird die Frequenzverwendung verdoppelt. Dies wird unten erläutert.
Fig. 49 zeigt eine Datenzuordnung, bei der DV1 und DH1 ein vertikales bzw. ein horizontales Polaristationssignal des ersten Datenstroms ist, DV2 bzw. DH2 ein vertikales und ein horizontales Polarisationssignal des zweiten Datenstroms ist und DV3 bzw. DH3 ein vertikales und horizontales Polaristationssignal des dritten Dateistroms ist. Das vertikale Polarisationssignal DV1 des ersten Datenstroms trägt ein niederes Frequenzband oder NTSC Fernseh Daten und das horizontale Polarisationssignal DH1 trägt ein hohes Frequenzband oder Hochauflösungsfernsehdaten. Wenn der erste Empfänger 23 mit einer vertikalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist, kann er nur das NTSC Signal wiedergeben. Wenn der erste Empfänger 23 mit einer Antenne für die horizontal und die vertikal polarisierte Welle ausgerüstet ist, kann er das Hochauflösungs-Fernsehsignal durch Aufsummieren von L1 und M1 wiedergeben. Genauer gesagt kann der erste Empfänger 23 eine Kompatibilität zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen bei Verwendung einer besonderen Antennenart liefern.
Fig. 50 stellt ein Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff dar, bei dem jeder Datenburst 721 vorne von Synchronisierdaten 731 und Kartendaten 471 begleitet ist. Auch sind Datenübetragungsblocksynchronisierdaten 720 vor einem Rahmen vorgesehen. Gleiche Kanäle sind gleichen Zeitschlitzen zugeordnet. Beispielsweise trägt ein erster Zeitschlitz 750 NTSC, Hochauflösungsfernseh- und Super-Hochauflösungsfernsehdaten des ersten Kanals gleichzeitig. Die sechs Zeitschlitze 750, 750a, 750b, 750c, 750d, 750e sind unabhängig voneinander angeordnet. Daher kann jede Station NTSC, Hochauflösungsfernseh- und/oder Super-Hochauflösungsfernsehdienste unabhängig von den anderen Stationen anbieten, indem ein bestimmter Kanal der Zeitschlitze ausgewählt wird. Auch kann der erste Empfänger 23 ein NTSC Signal wiedergeben, wenn er mit einer horizontalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist und NTSC und Hochauflösungs-Fernsehsignale, wenn er mit einer kompatiblen Polarisationsantenne ausgerüstet ist. In dieser Beziehung kann der zweite Empfänger 33 ein Super-Hochauflösungsfernseh-Signal bei geringerer Auflösung wiedergeben, während der dritte Empfänger 43 ein volles Super-Hochauflösungs-Fernsehsignal wiedergeben kann. Gemäß der dritten Ausführungsform wird ein kompatibles Signalübertragungssystem konstruiert. Es versteht sich, daß die Datenzuordnung nicht auf das Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff im Burstformatmodus begrenzt ist, das in Fig. 50 gezeigt ist, und ein anderes Verfahren, wie ein Zeitmultiplexen von kontinuierlichen Signalen, wie es in Fig. 49 gezeigt ist, mit gleichem Erfolg verwendet wird. Auch erlaubt eine Datenzuordnung, die in Fig. 51 gezeigt ist, daß ein Hochauflösungs-Fernsehsignal mit hoher Auflösung wiedergegeben wird.
Wie es oben angegeben worden ist, kann das kompatible, digitale Hochauflösungsfernseh-Fernsehsignalübertragungssystem der dritten Ausführungsform drei Fernsehdienste, Super-Hochauflösungsfernseh-, Hochauflösungsfernseh- und herkömmliches NTSC, gleichzeitig anbieten. Des weiteren kann ein Videosignal, das von einer kommerziellen Station oder einem Kino empfangen worden ist, elektronisiert werden.
Das abgeänderte QAM der Ausführungsformen wird nun als SRQAM bezeichnet und seine Fehlerrate wird untersucht.
Zuerst wird die Fehlerrate bei der 16 SRQAM berechnet. Fig. 99 zeigt ein Vektordiagramm von 16 SRQAM Signalpunkten. Wie es aus dem ersten Quadranten offensichtlich ist, sind die 16 Signalpunkte des Standard 16 QAM einschließlich 83a, 83b, 84a, 84b in gleichen Intervallen von 25 zugeteilt.
Der Signalpunkt 83a ist von der I-Achse und der Q-Achse der Koordinaten δ beabstandet. Es wird nun angenommen, daß n ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der 16 SRQAM ist der Signalpunkt 83a der 16 SRQAM zu einem Signalpunkt 83 verschoben, wo der Abstand von jeder Achse nδ ist. Der Verschiebungswert n wird somit ausgedrückt als
0 < n < 3.
Die anderen Signalpunkte 84a und 86a sind auch zu zwei Punkten 84 bzw. 86 verschoben.
Wenn die Fehlerrate des ersten Datenstroms Pe1 ist, wird sie erhalten aus:
Auch wird die Fehlerrate Pe2 des zweiten Datenstroms erhalten aus:
Die Fehlerrate der 36 oder 32 SRQAM wird berechnet. Fig. 100 ist ein Vektordiagramm eines 36 SRQAM Signals, bei dem der Abstand zwischen irgendzwei 36 QAM Signalpunkten 2δ ist.
Der Signalpunkt 83a der 36 QAM ist δ von jeder Achse der Koordinate beabstandet. Es wird nun angenommen, daß n ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der 36 SRQAM wird der Signalpunkt 83a zu einem Signalpunkt 83 verschoben, wo der Abstand von jeder Achse nδ ist Ähnlich werden die neun 36 QAM Signalpunkte in dem ersten Quadranten zu den Punkten 83, 84, 85, 86, 97, 98, 99, 100 bzw. 101 verschoben Wenn eine Signalpunktgruppe 90, die die neun Signalpunkte umfaßt, als ein einziger Signalpunkt betrachtet wird, wird die Fehlerrate Pe1 bei der Wiedergabe nur des ersten Datenstroms D&sub1; mit einem abgeänderten QPSK Empfänger und die Fehlerrate Pe2 bei der Wiedergabe des zweiten Datenstroms D&sub2; nach der Unterscheidung der neun Signalpunkte der Gruppe 90 voneinander jeweils erhalten aus:
Fig. 101 zeigt die Beziehung zwischen der Fehlerrate Pe und C/N Rate bei der Übertragung, wobei die Kurve 900 ein herkömmliches und ein nichtabgeändertes 32 QAM Signal darstellt. Die gerade Linie 905 stellt ein Signal mit einer Fehlerrate von 10-1,5 dar. Die Kurve 901a stellt ein 32 SRQAM Signal mit D&sub1; Pegel der vorliegenden Erfindung bei dem Verschiebungswert n von 1,5 dar. Wie es gezeigt ist, ist die C/N Rate des 32 SRQAM Signals 5 dB niedriger bei der Fehlerrate von 10-1,5 als die der herkömmlichen 32 QAM. Dies bedeutet, daß die vorliegende Erfindung gestattet, daß ein D&sub1; Signal bei einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben wird, wenn seine C/N Rate relativ niedrig ist.
Die Kurve 902a stellt ein SRQAM Signal mit D&sub2; Pegel bei n = 1,5 dar, das mit der Fehlerrate von 10-1,5 sogar wiedergegeben werden kann, nur wenn seine C/N Rate 2,5 dB höher als die der herkömmlichen 32 QAM der Kurve 900 ist. Auch stellen die Kurven 901b und 902b SRQAM Signale von D&sub1; bzw. D&sub2; bei n = 2,0 dar. Die Kurve 902c stellt ein D&sub2; SRQAM Signal bei n = 2,5 dar. Es ist offensichtlich, daß die C/N Rate des SRQAM Signals bei der Fehlerrate von 10-1,5 5 dB, 8 dB und 10 dB hoher bei n = 1,5, 2,0 bzw. 2,5 in bezug auf den D&sub1; Pegel und 2,5 dB niedriger bei dem D&sub2; Pegel aus die eines üblichen 32 QAM Signals ist.
In Fig. 103 ist die C/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D&sub1;, D&sub2; des 32 SRQAM Signals gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung der Verschiebung n beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung n mehr als 0,8 ist, eine klare Differenz zwischen zwei C/N Raten ihrer entsprechenden D&sub1; und D&sub2; Pegel entwickelt, so daß die Mehrpegelsignalübertragung, nämlich die erste und die zweite Date, erfolgreich ausgeführt werden kann. Kurz gesagt ist n > 0,85 für eine Mehrpegeldatenübertragung des 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung wesentlich.
Fig. 102 zeigt die Beziehung zwischen der S/N Rate und der Fehlerrate für 16 SRQAM Signale. Die Kurve 900 stellt ein übliches 16 QAM Signal dar. Die Kurve 901a,901b, 901c sind 16 SRQAM Signale mit einem D&sub1; Pegel oder des ersten Datenstroms bei n = 1,2, 1,5 bzw. 1,8. Die Kurve 902a, 902b, 902c sind 16 SRQAM Signale mit einem D&sub2; Pegel oder des zweiten Datenstroms bei n = 1,2, 1,5 bzw. 1,8.
Die S/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D&sub1;, D&sub2; eines 16 SRQAM Signals ist in Fig. 104 gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung der Verschiebung n beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung n mehr als 0,9 (n > 0,9) ist, die Mehrpegeldatenübertragung des 16 SRQAM Signals ausgeführt.
Ein Beispiel der Ausbreitung von SRQAM Signalen der vorliegenden Erfindung wird nun zur Verwendung mit einem digitalen, terrestrischen Fernsehdienst beschrieben. Fig. 105 zeigt die Beziehung zwischen dem Signalpegel und der Entfernung zwischen einer Senderantenne und einer Empfängerantenne bei dem terrestrischen Fernsehdienst. Die Kurve 911 stellt ein übertragenes Signal von der Senderantenne dar, die 1250 Fuß hoch ist. Es wird angenommen, daß die Fehlerrate, die für die Wiedergabe eines anwendbaren, digitalen Fernsehsignals wesentlich ist, 10-1,5 ist. Der schraffierte Bereich 912 stellt eine Rauschunterbrechung dar. Der Punkt 910 stellt eine Signalempfangsgrenze eines herkömmlichen 32 QAM Signals bei S/N = 15 dB dar, wo die Entfernung L 60 Meilen ist und ein digitales Hochauflösungsfernsehsignal höchstens empfangen werden kann.
Die S/N-Rate variiert 5 dB bei einer schlechteren Empfangsbedingung wie etwa schlechtem Wetter.
Wenn eine Änderung bei den relevanten Bedingungen, z. B. Wetter, die S/N Rate abschwächt, wird der Empfang eines Hochauflösungs-Fernsehsignals kaum sichergestellt. Auch beeinflussen geographische Bedingungen stark die Ausbreitung von Signalen, und eine Abnahme von wenigstens ungefähr 10 dB wird unvermeidbar sein. Daher wird ein erfolgreicher Signalempfang innerhalb von 60 Meilen niemals garantiert, und zusätzlich breitet sich ein digitales Signal schwerer als ein analoges Signal aus. Man versteht, daß der Versorgungsbereich eines herkömmlichen, digitalen Fernsehdienstes weniger abhängig ist.
Im Falle des 32 SRQAM-Signals der vorliegenden Erfindung wird ein Dreipegel- Signalübertragungssystem gebildet, wie es in den Fig. 133 und 137 gezeigt ist. Dieses erlaubt eine Auflösung eines NTSC-Signals eines MPEG-Pegels, das auf dem 1-1-Datenstrom D&sub1;&submin;&sub1; getragen wird, eine mittlere Auflösung von Fernsehdaten des z. B. NTSC-Systems, die auf dem 1-2-Datenstrom D&sub1;&submin;&sub2; Datenstrom D&sub1;&submin;&sub2; getragen werden, und eine hohe Frequenzkomponente von HDTV-Daten, die auf dem zweiten Datenstrom D&sub2; getragen werden. Demgemäß wird der Versorgungsbereich des 1-2-Datenstroms des SRQAM-Signals auf einen Punkt 910h von 70 Meilen erhöht, während der zweite Datenstrom innerhalb eines Punktes 910b von 55 Meilen bleibt, wie es in Fig. 105 gezeigt ist. Fig. 106 stellt ein Computersimulationsergebnis des Versorgungsbereiches des 32 SRQAM-Signals der vorliegenden Erfindung dar, der ähnlich der Fig. 53 ist, ihn aber mehr im Einzelnen erläutert. Wie es gezeigt ist, stellen die Bereiche 708, 703c, 703a, 703b, 712 einen herkömmlichen 32 QAM- Empfangsbereich, einen Empfangsbereich für einen 1-1-Datenpegel D&sub1;&submin;&sub1;, einen Empfangsbereich für einen 1-2-Datenpegel D&sub1;&submin;&sub2;, einen Empfangsbereich für einen zweiten Datenpegel D&sub2; bzw. einen Versorgungsbereich einer benachbarten analogen Fernsehstation dar. Die herkömmlichen 32 QAM-Signaldaten, die in dieser Zeichnung benutzt werden, basieren auf herkömmlich offenbarten Daten.
Bei einem üblichen 32 QAM Signal kann der Versorgungsbereich mit einem Radius von 60 Meilen theoretisch hergestellt werden. Der Signalpegel wird jedoch durch geographische und Wetterbedingungen abgeschwächt und insbesondere nahe der Grenze des Versorgungsbereichs verringert.
Wenn die Fernsehkomponente im niedrigen Frequenzband vom MPEG1-Grad auf den Daten des 1-1-Pegels D&sub1;&submin;&sub1; und die Fernsehkomponente im mittleren Frequenzband vom NTSC- Grad auf den Daten des 1-2-Pegels D&sub1;&submin;&sub2; und die Fernsehkomponente im hohen Frequenzband des HDTV auf den Daten des zweiten Pegels D&sub2; getragen werden, wird der Versorgungsbereich des 32 SRQAM-Signals der vorliegenden Erfindung im Radius um 10 Meilen zum Empfang eines EDTV-Signals einer Auflösung mittleren Grades und um 18 Meilen zum Empfang eines LDTV-Signals einer Auflösung niedrigen Grades vergrößert, obgleich er um 5 Meilen für den Empfang eines HDTV-Signals einer Auflösung hohen Grades verringert wird, wie es in Fig. 106 gezeigt ist. Fig. 107 zeigt einen Versorgungsbereich für den Fall eines Verschiebungsfaktors n oder s = 1,8. Fig. 135 zeigt den Versorgungsbereich von Fig. 107 hinsichtlich des Bereichs.
Insbesondere kann eine Komponente mittlerer Auflösung eines digitalen Fernsehsignals des SRQAM Modus der vorliegenden Erfindung erfolgreich in einem ungünstigen Versorgungsbereich oder Schattenbereich empfangen werden, wo ein herkömmliches Fernsehsignal im mittleren Frequenzband kaum ausgebreitet und wegen der Hindernisse abgeschwächt ist. Wenigstens innerhalb des vorbestimmten Versorgungsbereiches kann das NTSC Fernsehsignal des SRQAM Modus von irgendeinem herkömmlichen Fernsehempfänger empfangen werden. Da der Schatten- oder signalabschwächende Bereich, der durch Gebäudestrukturen und andere Hindernisse oder durch Störung von einem benachbarten, analogen Fernsehsignal entwickelt wird, oder in einem tiefliegenden Land erzeugt wird, auf ein Minimum verringert wird, wird die Anzahl der Fernsehbetrachter oder Teilnehmer vergrößert.
Auch kann der Hochauflösungsfernsehdienst nur von wenigen Betrachtern wertgeschätzt werden, die es sich leisten, ein kostspieliges Hochauflösungsfernsehempfangs- und Anzeigegerät gegenüber dem herkömmlichen System zu haben. Das System der vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein üblicher NTSC, PAL oder SECAM Empfänger eine Komponente mittlerer Auflösung des digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignals unter Verwendung eines zusätzlichen, digitalen Tuners empfängt. Der größte Teil der Fernseh Zuschauer kann sich daher des Dienstes bei geringeren Kosten erfreuen, und ihre Anzahl wird erhöht. Dies wird das Fernsehgeschäft ermutigen und einen zusätzlichen, sozialen Vorteil erzeugen.
Des weiteren wird der Bereich mit Signalempfang mit mittlerer Auflösung oder des NTSC Fernseh Dienstes gemäß der vorliegenden Erfindung um ungefähr 36% bei n = 2,5 erhöht, verglichen mit dem herkömmlichen System. Wenn der Versorgungsbereich und somit die Anzahl der Fernseh Zuschauer erhöht wird, erfreut sich das Fernsehgeschäft eines zunehmenden Gewinns. Dies verringert ein Risiko bei der Entwicklung eines neuen, digitalen Fernseh Geschäfts, das somit ermutigt wird, in die Praxis umgesetzt zu werden.
Fig. 107 zeigt den Versorgungsbereich eins 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung, bei dem die gleiche Wirkung bei n = 1,8 sichergestellt ist. Zwei Versorgungsbereiche 703a, 703b des D&sub1; bzw. D&sub2; Signals können zur Ausdehnung für eine optimale Signalausbreitung bestimmt werden, indem die Verschiebung n verändert wird, wobei ein Profil der Hochauflösungsfernseh- und NTSC Empfängerverteilung oder der geographischen Merkmale betrachtet wird. Demgemäß erfüllen Fernseh Zuschauer den Dienst und eine Versorgungsstation erfreut sich maximaler Zuschauer.
Dieser Vorteil ist gegeben wenn:
n > 1,0
Daher wird, wenn das 32 SRQAM Signal ausgewählt wird, die Verschiebung n bestimmt zu:
1 < n < 5
Auch wird, wenn das 16 SRQAM Signal verwendet wird, n bestimmt zu:
1 < n < 3
Bei dem terrestrischen Fernsehdienst mit einem Signal im SRQAM Modus, bei dem der erste und der zweite Datenpegel erzeugt werden, indem entsprechende Signalpunkte verschoben werden, wie es in Fig. 99 und 100 gezeigt ist, ergibt sich der Vorteil der vorliegenden Erfindung, wenn die Verschiebung n bei einem 16, 32 oder 64 SRQAM Signal größer als 1,0 ist.
In den obigen Ausführungsformen werden die Komponenten eines Videosignals im niedrigen und hohen Frequenzband als die ersten und zweiten Datenströme übertragen. Das übertragene Signal kann jedoch ein Audiosignal sein. In diesem Fall können die niederfrequenten oder niedrig auflösenden Komponenten eines Audiosignals als der erste Datenstrom und die hochfrequenten oder hochauflösenden Komponenten eines Audiosignals als der zweite Datenstrom übertragen werden. Entsprechend ist es möglich, den Anteil mit hohem S/N in hoher Tonqualität und den Anteil mit niedrigem S/N in niedriger Tonqualität zu empfangen. Dies kann bei PCM-Rundfunkübertragung, Radio, tragbarem Telefon und dergleichen benutzt werden. In diesem Fall kann der Rundfunkübertragungsbereich oder die Kommunikationsentfernung vergrößert werden verglichen mit den herkömmlichen Systemen.
Des weiteren kann die dritte Ausführungsform ein Zeitdivisionsmultiplexsystem (TDM) beinhalten, wie es in Fig. 133 gezeigt ist. Die Benutzung des TDM ermöglicht es, die Anzahl von Hilfskanälen zu vergrößern. Ein ECC-Kodierer 743a und ein ECC-Kodierer 743b, die in zwei Hilfskanälen vorgesehen sind, unterscheiden ECC-Codegewinne, um einen Unterschied zwischen Schwellen dieser zwei Hilfskanäle zu machen. Dadurch kann eine Erhöhung der Kanalanzahl der Mehrpegel-Signalübertragung erreicht werden. In diesem Fall ist es auch möglich, zwei Trellis-Kodierer 743a, 743b zu schaffen, wie in Fig. 137 gezeigt ist, und deren Codegewinne zu unterscheiden. Die Erklärung dieses Blockdiagramms ist im Wesentlichen identisch zu der des später beschriebenen Blockdiagramms von Fig. 131, das die sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt und deshalb hier nicht beschrieben wird.
In einer Simulation von Fig. 106 ist ein 5 dB-Unterschied eines Kodierungsgewinns zwischen dem 1-1-Hilfskanal D&sub1;&submin;&sub1; und dem 1-2-Hilfskanal D&sub1;&submin;&sub2; vorgesehen.
Ein SRQAM ist das System, das ein C-CDM (Konstellations-Code-Divisionsmultiplex) der vorliegenden Erfindung auf ein Rechteck-QAM anwendet. Ein C-CDM, welches ein Multiplexverfahren ist unabhängig von TDM oder FDM, kann Hilfskanäle durch Teilung eines Konstellations-Codes entsprechend einem Code erhalten. Eine Erhöhung der Anzahl der Codes wird eine Erhöhung der Sendekapazität mit sich bringen die nicht allein durch TDM oder FDM erreicht wird, wobei eine beinahe perfekte Kompatibilität mit einer herkömmlichen Kommunikationsvorrichtung erhalten bleibt. C-CDM kann deshalb hervorragende Effekte mit sich bringen.
Obwohl obige Ausführungsform C-CDM und TDM kombiniert, ist es auch möglich, C-CDM mit FDM (Frequenzdivisionsmultiplex) zu kombinieren, um einen ähnlichen Modulationseffekt von Schwellenwerten zu erhalten. Ein solches System kann zur Fernsehübertragung benutzt werden, und Fig. 108 zeigt eine Frequenzverteilung eines Fernsehsignals. Ein Spektrum 725 stellt eine Frequenzverteilung eines herkömmlichen analogen, z. B. NTSC, Fernsehsignals dar. Das größte Signal ist ein Videoträger 722. Ein Farbträger 723 und ein Tonträger 724 sind nicht so groß. Es ist ein Verfahren bekannt, bei dem ein FDM zur Unterteilung eines digitalen Fernsehsignals in zwei Frequenzen benutzt wird. In diesem Fall ist der Träger in einen ersten Träger 726 und einen zweiten Träger 727 unterteilt, um ein erstes Signal 720 bzw. ein zweites Signal 721 zu übertragen. Eine Interferenz kann verringert werden, indem erste und zweite Träger 726, 727 ausreichend entfernt von dem Videoträger 722 platziert werden. Das erste Signal 720 dient dazu, ein niedrigauflösendes Fernsehsignal bei hohem Ausgangspegel zu übertragen, während das zweite Signal 721 dazu dient, ein hochauflösendes Fernsehsignal bei kleinem Ausgangspegel zu übertragen. Folglich kann die Mehrpegel-Signalübertragung, die ein FDM benutzt, realisiert werden, ahne durch eine Störung behindert zu werden.
Fig. 134 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Verfahrens, das ein 32-QAM-System benutzt. Da der Hilfskanal A einen größeren Ausgang hat als der Hilfskanal B, kann ein Schwellenwert für den Hilfskanal A, d. h. eine Schwelle 1, 4-5 dB kleiner gesetzt werden als ein Schwellenwert für den Hilfskanal B, d. h. eine Schwelle 2. Demgemäß kann Zweipegel- Fernsehübertragung mit einem Schwellenunterschied von 4-5 dB realisiert werden. In diesem Fall wird jedoch eine große Verminderung des Signalempfangsbetrags auftreten, wenn der Pegel des Empfangssignals unter die Schwelle 2 sinkt, da das zweite Signal 721a, das einen großen Informationsgehalt aufweist, wie in der Zeichnung schraffiert ist, in einem solchen Fall nicht empfangen werden kann und nur das erste Signal 720a, das einen kleinen Informationsgehalt aufweist, empfangen wird. Folglich wird eine durch den zweiten Pegel gebrachte Bildqualität extrem schlechter sein.
Die vorliegende Erfindung löst jedoch dieses Problem. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist das erste Signal 720 durch einen 32 SRQAM-Modus vorgegeben, welcher durch C-CDM- Modulation erhalten wird, so dass der Hilfskanal A in zwei Hilfskanäle 1 von A und 2 von A unterteilt ist. Der neu hinzugefügte Hilfskanal 1 von A, der den niedrigsten Schwellenwert aufweist, trägt eine niedrig auflösende Komponente. Das zweite Signal 721 ist auch durch einen 32 SRQAM-Modus vorgegeben, und ein Schwellenwert für den Hilfskanal 1 von B ist mit der Schwelle 2 gleichgesetzt.
Bei dieser Anordnung wird der Bereich, in dem ein übertragenes Signal nicht empfangen wird, wenn der Signalpegel unter die Schwelle 2 fällt, auf einen schraffierten Anteil des zweiten Signals 721a in Fig. 108 verringert. Da der Hilfskanal 1 von B und der Hilfskanal A empfangbar sind, wird der Übertragungsumfang insgesamt nicht so viel verringert. Demgemäß wird eine bessere Bildqualität auch in dem zweiten Pegel bei dem Signalpegel der Schwelle 2 reproduziert. Durch Übertragung einer normal auflösenden Komponente in einem Hilfskanal wird es möglich, die Anzahl der mehreren Pegel zu erhöhen und einen Versorgungsbereich niedriger Auflösung zu vergrößern. Dieser Hilfskanal mit niedriger Schwelle wird zur Übertragung von wichtigen Informationen wie etwa Toninformation, Synchronisationsinformationen, Köpfen entsprechender Daten benutzt, da diese Informationen, die in diesem Hilfskanal mit niedriger Schwelle getragen werden, sicher empfangen werden können. Deshalb ist stabiler Empfang machbar. Wenn ein Hilfskanal neu in dem zweiten Signal 721 in derselben Weise hinzugefügt wird, kann die Pegelanzahl der Mehrpegelübertragung in dem Versorgungsbereich erhöht werden. Für den Fall, dass ein HDTV-Signal 1050 Abtastteile hat, kann ein neuer Versorgungsbereich, äquivalent zu 775 Zeilen, zusätzlich zu 525 Zeilen geschaffen werden. Demgemäß realisiert die Kombination des FDM und des C-CDM eine Vergrößerung des Versorgungsbereichs. Obwohl obige Ausführungsform einen Hilfskanal in zwei Hilfskanäle unterteilt, braucht nicht gesagt zu werden, dass es auch vorteilhaft sein wird, ihn in drei oder mehr Hilfskanäle zu unterteilen.
Als nächstes wird ein Verfahren zur Vermeidung von Störungen durch Kombination von TDM und C-CDM erläutert. Wie in Fig. 109 gezeigt ist, schließt ein analoges Fernsignal einen horizontalen Rücklaufzeilenanteil 732 und einen Videosignalanteil 731 ein. Dieses Verfahren nutzt einen niedrigen Signalpegel des horizontalen Rücklaufzeilenanteils 732 und Nicht- Anzeigen einer Störung auf einer Bildebene während dieser Zeitspanne. Durch Synchronisation eines digitalen Fernsehsignals mit einem analogen Fernsehsignal können horizontale Rücklaufzeilensynchronisationsschlitze 733, 733a des horizontalen Rücklaufzeilenanteils 732 zur Übertragung eines wichtigen Signals, z. B. eines Synchronisationssignals, oder zahlreicher Daten bei einem hohen Ausgangspegel benutzt werden. Dadurch wird es möglich, den Datenumfang oder den Ausgangspegel zu erhöhen, ohne Störungen zu erhöhen. Der ähnliche Effekt wird erwartet, auch wenn vertikale Rücklaufzeilensynchronisationsschlitze 737, 737a synchron mit vertikalen Rücklaufzeilenanteilen 735, 735a vorgesehen sind.
Fig. 110 zeigt ein Prinzip des C-CDM. Darüber hinaus zeigt Fig. 111 eine Codezuordnung des C-CDM-Äquivalents zu einem erweiterten 16 QAM. Fig. 112 zeigt eine Codezuordnung des C-CDM-Äquivalents zu einem erweiterten 36 QAM. Wie in den Fig. 110 und 111 gezeigt ist, ist ein 256 QAM-Signal in vier Pegel 740a, 740b, 740c, 740d unterteilt, die 4, 16, 64 bzw. 256 Segmente aufweisen. Ein Signalcodewort 742d des 256 QAM auf dem vierten Pegel 740d ist "11111111" von 8 Bit. Dieses ist in vier Codeworte 741a, 741b, 741c und 741d von 2 Bit aufgeteilt, d. h. "11", "11", "11", "11", die dann Signalpunktbereichen 742a, 742b, 742c, 742d von ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Pegeln 740a, 740b, 740c bzw. 740d zugeordnet sind. Als Ergebnis sind Hilfskanäle 1, 2, 3, 4 von 2 Bit geschaffen. Dies wird als C-CDM (Konstellations-Code-Divisionsmultiplex) bezeichnet. Fig. 111 zeigt eine detaillierte Codezuordnung des C-CDM-Äquivalents zu erweitertem 16 QAM, und Fig. 112 zeigt eine detaillierte Codezuordnung des C-CDM-Äquivalents zu erweitertem 36 QAM. Da das C-CDM ein unabhängiges Multiplexsystem ist, kann es mit dem herkömmlichen FDM (Frequenzdivisionsmultiplex) oder TDM (Zeitdivisionsmultiplex) kombiniert werden, um die Anzahl von Hilfskanälen weiter zu erhöhen. Auf diese Weise realisiert das C-CDM-System ein neues Multiplexsystem. Obwohl das C-CDM unter Benutzung eines rechteckigen QAM erläutert wurde, können andere Modulationssysteme mit Signalpunkten, z. B. QAM, PSK, ASK und sogar FSK, wenn Frequenzbereiche als Signalpunkte angesehen werden, für diesen Multiplex auf dieselbe Weise benutzt werden.
Beispielsweise wird die Fehlerrate des Hilfskanals 1 der 8PS-APSK, die in der Ausführungsform 1 in Bezug auf Fig. 139 erklärt wurde, wie folgt ausgedrückt:
Die Fehlerrate des Hilfskanals 2 wird ausgedrückt wie folgt:
Weiterhin wird die Fehlerrate des Hilfskanals 1 der 16-PS-APSK (PS Typ), die unter Bezug auf Fig. 142 erklärt wurde, wie folgt ausgedrückt:
Die Fehlerrate des Hilfskanals 2 wird wie folgt ausgedrückt:
Die Fehlerrate des Hilfskanals 3 wird wie folgt ausgedrückt:

Ausführungsform 4

Eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 37 stellt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssystems der vierten Ausführungsform dar, das für einen terrestrischen Dienst angeordnet ist und bezüglich der Konstruktion und Wirkung dem der dritten Ausführungsform ähnlich ist, die in Fig. 29 gezeigt ist. Der Unterschied ist, daß die Senderantenne durch eine terrestrische Antenne 6a ersetzt ist und die Empfängerantennen 22, 32, 42 durch ebenfalls drei terrestrische Antennen 22a, 32a, 42a ersetzt sind. Die Wirkung des Systems ist identisch mit der dritten Ausführungsform und wird nicht mehr erläutert. Der terrestrische Fernsehdienst hängt anders als ein Satellitendienst stark von der Entfernung zwischen der Senderantenne 6a und der Empfängerantenne 22a, 32a, 42a ab. Wenn sich ein Empfänger weit entfernt von dem Sender befindet, ist der Pegel eines empfangenen Signals niedrig. Insbesondere kann ein allgemeines Mehrpegel-QAM-Signal kaum durch den Empfänger demoduliert werden, der somit kein Fernseh Programm erzeugt.
Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung gestattet dem ersten Empfänger 23, der mit der Antenne 22a ausgerüstet ist, die sich in großer Entfernung befindet, wie es in Fig. 37 gezeigt ist, ein abgeändertes 15 oder 64 QAM Signal zu empfangen und einen QPSK Modus des ersten Datenstroms oder die D&sub1; Komponente des empfangenen Signals zu einem NTSC Videosignals zu demodulieren, so daß ein Fernseh Programmbild mittlerer Auflösung sogar angezeigt werden kann, wenn der Pegel des empfangenen Signals relativ niedrig ist.
Auch befindet sich der zweite Empfänger 33 mit der Antenne 32a in einer mittleren Entfernung von der Antenne 6a und kann somit den ersten und zweiten Datenstrom oder die D&sub1; und D&sub2; Komponente des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem Hochauflösungsfernseh-Videosignal empfangen und demodulieren, das seinerseits ein Hochauflösungsfernseh-Programmbild erzeugt.
Der dritte Empfänger 43 mit der Antenne 42a befindet sich in geringer Entfernung und kann den ersten, zweiten und dritten Datenstrom oder die D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; Komponente des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem Super-Hochauflösungsfernseh- Videosignal empfangen und demodulieren, das seinerseits ein Super-Hochauflösungsfernsehbild mit gleicher Qualität wie ein übliches Kinofilmbild erzeugt.
Die Zuordnung von Frequenzen wird in gleicher Weise wie bei dem Zeitmultiplexen bestimmt, das in den Fig. 34, 35 und 36 gezeigt ist. Wie bei Fig. 34 trägt, wenn die Frequenzen dem ersten bis sechsten Kanal zugeordnet werden, L1 der D&sub1; Komponente NTSC Daten des ersten Kanals, M1 der D&sub2; Komponente trägt Hochauflösungsfernsehdifferenzdaten des ersten Kanals und H1 der D&sub3; Komponente trägt Super-Hochauflösungsfernseh-Differenzdaten des ersten Kanals. Demgemäß können NTSC, Hochauflösungsfernseh- und Super-Hochauflösungsfernseh-Daten alle auf dem gleichen Kanal getragen werden. Wenn D&sub2; und D&sub3; der anderen Kanäle verwendet werden, wie es in den Fig. 35 und 36 gezeigt ist, können mehr Daten von Hochauflösungsfernsehen bzw. Super-Hochauflösungsfernsehen zur Anzeige mit einer höheren Auflösung übertragen werden.
Wie es sich versteht, gestattet das System, daß drei unterschiedliche, aber kompatible, digitale Fernsehsignale, auf einem einzigen Kanal getragen werden, oder der D&sub2; und D&sub3; Bereich der anderen Kanäle verwendet werden. Auch können die Fernsehbilddaten mittlerer Auflösung von jedem Kanal in einem breiteren Versorgungsbereich gemäß der vorliegenden Erfindung empfangen werden.
Eine Vielzahl terrestrischer, digitaler Fernsehsysteme, die ein 16 QAM Hochauflösungs- Fernsehsignal mit 16 MHz Bandbreite verwenden, sind vorgeschlagen worden. Diese sind jedoch nicht mit dem bestehenden NTSC System kompatibel und müssen somit mit einer Simultanübertragungstechnik zum Übertragen von NTSC Signalen desselben Programms auf einem anderen Kanal verbunden werden. Auch begrenzt ein solches übliches 16 QAM Signal den Versorgungsbereich. Das terrestrische Sendesystem der vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein Empfänger, der sich in einer relativ großen Entfernung befindet, erfolgreich ein Fernsehsignal mittlerer Auflösung ohne Verwendung einer zusätzlichen Einrichtung noch eines zusätzlichen Kanals empfängt.
Fig. 52 zeigt einen Störungsbereich des Versorgungsbereiches 702 einer herkömmlichen, terrestrischen, digitalen Hochauflösungsfernsehstation 701. Wie es gezeigt ist, schneidet sich der Versorgungsbereich 702 der herkömmlichen Hochauflösungs- Fernsehstation 701 mit dem Versorgungsbereich 712 einer benachbarten analogen Fernsehstation 711. An dem Schnittbereich 713 wird ein Hochauflösungs-Fernsehsignal durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 abgeschwächt und wird somit mit weniger Beständigkeit empfangen.
Fig. 53 zeigt einen Störungsbereich, der mit dem Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung verbunden ist. Das System weist eine geringe Energieverwendung verglichen mit dem herkömmlichen System auf und sein Versorgungsbereich 703 zur Hochauflösungs-Fernsehsignalausbreitung ist kleiner als der Bereich 702 des herkömmlichen Systems. Im Gegensatz ist der Versorgungsbereich 704 für eine digitale NTSC oder eine Fernsehsignalausbreitung mit mittlerer Auflösung größer als der herkömmliche Bereich 702. Der Pegel der Signalstörung zwischen einer digitalen Fernsehstation 701 des Systems mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation 711 ist zudem einer herkömmlichen, digitalen Fernsehstation äquivalent, wie es in Fig. 52 gezeigt ist.
In dem Versorgungsbereich der digitalen Fernsehstation 701 gibt es drei Störungsbereiche, die durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 entwickelt werden. Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale können kaum in dem ersten Bereich 705 empfangen werden. Ein NTSC Signal kann, obgleich es stark gestört ist, mit einem gleichen Pegel in dem zweiten Bereich 706 empfangen werden, der durch die Schraffur nach links unten bezeichnet ist. Das NTSC Signal wird auf dem ersten Datenstrom getragen, der mit einer relativ geringen S/N Rate wiedergegeben werden kann, und wird somit minimal beeinflußt, wenn die S/N Rate durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 abgeschwächt wird.
In dem dritten Bereich 707, der durch eine Schraffur nach rechts unten bezeichnet ist, kann ein Hochauflösungs-Fernsehsignal auch empfangen werden, wenn eine Signalstörung fehlt, während das NTSC Signal fortwährend auf einem niedrigen Pegel empfangen werden kann.
Demgemäß wird der gesamte Bereich mit Signalempfang des Systems vergrößert, obgleich der Versorgungsbereich von Hochauflösungs-Fernsehsignalen etwas kleiner als der des herkömmlichen Systems wird. Auch können in den Signalabschwächungsbereichen, die durch Störung mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation erzeugt werden, Signale mit NTSC Pegel eines Hochauflösungsfernseh-Programms erfolgreich verglichen mit dem herkömmlichen System empfangen werden, wo kein Hochauflösungsfernseh-Programm in dem gesamten Bereich gesehen wird. Das System der vorliegenden Erfindung verringert die Größe der signalabschwächenden Bereiche, und wenn die Energie der Signalübertragung an einer Sender- oder Transponderstation zunimmt, kann es den Hochauflösungs-Fernsehsignalversorgungsbereich auf eine gleiche Größe wie das herkömmliche System ausdehnen. Auch können Signale mit NTSC Pegel eines Fernseh Programms mehr oder weniger in einem fernliegenden Bereich empfangen werden, wo von dem herkömmlichen System kein Empfang geboten wird, oder in einen Signalstörungsbereich, der durch eine benachbarte, analoge Fernsehstation hervorgerufen wird.
Obgleich die Ausführungsform ein Signalübertragungsverfahren mit zwei Pegeln verwendet, kann ein Verfahren mit drei Pegeln, wie es in Fig. 78 gezeigt ist, mit dem gleichen Erfolg verwendet werden. Wenn ein Hochauflösungs-Fernsehsignal in drei Bildpegel Hochauflösungsfernsehen, NTSC und NTSC mit niedriger Auflösung unterteilt wird, werden die Versorgungsbereiche, die in Fig. 53 gezeigt sind, von zwei Pegeln auf drei Pegel vergrößert, wo die Signalausbreitung radial und nach außen erweitert wird. Auch können NTSC Signale niedriger Auflösung mit einem annehmbaren Pegel in dem ersten Signalstörungsbereich 705 erhalten werden, wo NTSC Signale kaum in dem Zweipegelsystem empfangen werden. Es versteht sich, das die Signalstörung auch von einer digitalen Fernsehstation zu einer analogen Fernsehstation eingeschlossen ist.
Die Beschreibung wird nun fortgesetzt, vorausgesetzt, daß eine digitale Fernsehstation eine Signalstörung mit irgendeiner benachbarten, analogen Fernsehstation hervorrufen sollte. Gemäß einem neuartigen System, das in den USA betrachtet wird, werden unbenutzte Kanäle der bestehenden Sendekanäle für Hochauflösungsfernsehen verwendet, und somit müssen digitale Signale nicht mit analogen Signalen zu Störungen führen. Zu diesem Zweck muß der Übertragungspegel eines digitalen Signals niedriger als auf den verringert werden, der in Fig. 53 gezeigt ist. Wenn das digitale Signal eines des herkömmlichen 16 QAM oder QPSK Modus ist, wird sein Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich 708 verringert, da der Signalstörungsbereich 713, der durch Kreuzschraffur bezeichnet ist, ziemlich groß ist, wie es in Fig. 54 gezeigt ist. Dies ergibt eine geringere Anzahl Zuschauer und Sponsoren, wodurch ein solches digitales System eine große Schwierigkeit hat, als auf Gewinn ausgerichtetes Geschäft betrieben zu werden.
Fig. 55 zeigt ein ähnliches Ergebnis gemäß dem System der vorliegenden Erfindung. Wie es offensichtlich ist, ist der Hochauflösungs-Fernsehsignalempfangsbereich 703 ein bißchen kleiner als der gleiche Bereich 708 des herkömmlichen Systems. Jedoch wird der Empfangsbereich 704 für das NTSC Fernsehsignal oder das mit niedrigerer Auflösung verglichen mit dem herkömmlichen System vergrößert. Der schraffierte Bereich stellt ein Bereich dar, wo das NTSC Pegelsignal eines Programms empfangen werden kann, während das Hochauflösungs-Fernsehsignal davon kaum empfangen wird. In dem ersten Störungsbereich 705 können Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale aufgrund der Signalstörung von einer analogen Station 711 nicht empfangen werden.
Wenn der Pegel der Signale gleich ist, liefert das Mehrpegelübertragungssystem der vorliegenden Erfindung einen kleineren Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich und einen größeren NTSC Versorgungsbereich zum Empfang eines Hochauflösungsfernseh-Programms auf einem NTSC Signalpegel. Demgemäß wird der Gesamtsendebereich von jeder Station vergrößert und mehr Zuschauer können sich über den Fernseh Fernsehdienst freuen. Des weiteren kann ein Hochauflösungsfernsehen/NTSC verträgliches Fernseh Unternehmen mit wirtschaftlichen Vorteilen und Beständigkeit betrieben werden. Es ist auch beabsichtigt, daß der Pegel eines Sendesignals vergrößert wird, wenn die Steuerung zur Abwenund einer Signalstörung mit benachbarten, analogen Fernsehstationen entsprechend einer scharfen Zunahme bei der Anzahl der heimgenützten, digitalen Empfänger verringert wird. Daher wird der Versorgungsbereich von Hochauflösungs-Fernsehsignalen vergrößert und in dieser Beziehung können die zwei unterschiedlichen Bereiche zum Empfang von digitalen Fernsehsignalpegeln für Hochauflösungsfernsehen/NTSC bzw. NTSC, die in Fig. 55 gezeigt sind, proportional eingestellt werden, indem die Signalpunktentfernung in dem ersten und/oder zweiten Datenstrom verändert wird. Wenn der erste Datenstrom Informationen über die Signalpunktentfernung trägt, kann ein Mehrpegelsignal mit mehr Sicherheit empfangen werden.
Fig. 56 stellt die Signalstörung zwischen zwei digitalen Fernsehstationen dar, bei denen eine benachbarte Fernsehstation 701a auch einen digitalen Fernsehdienst liefert, verglichen mit einer analogen Station in Fig. 52. Da der Pegel eines Sendesignals groß wird, wird der Empfangsbereich 703 für den Hochauflösungsfernsehdienst oder ein Fernsehsignal hoher Auflösung bis zu einer Ausdehnung vergrößert, die gleich dem Sendebereich 702 eines analogen Fernsehsystems ist.
In dem Schnittbereich 714 zwischen zwei Versorgungsbereichen ihrer entsprechenden Stationen kann das empfangene Signal nicht bis zu einem Hochauflösungsfernsehbildpegel unter Verwendung einer üblichen Richtungsantenne wegen der Signalstörung wiedergegeben werden, aber bis zu einem NTSC Bildpegel mit einer bestimmten Richtantenne, die in Richtung zu einer erwünschten Fernsehstation gerichtet ist. Wenn eine stark gerichtete Antenne verwendet wird, wird das empfangene Signal von einer Zielstation als ein Hochauflösungsfernsehbild wiedergegeben. Der Empfangsbereich 704 für Signale geringer Auflösung wird stärker als der Versorgungsbereich 702 des analogen Fernsehsystems vergrößert, und mehrere Schnittbereiche 715, 716, die durch die zwei Empfangsbereiche 704 und 704a ihrer entsprechenden, digitalen Fernsehstationen 701 und 701a für Signale geringer Auflösung erzeugt worden sind, erlauben, daß das von der Antenne empfangene Signal, die auf eine der zwei Stationen ausgerichtet ist, als ein Bild mit NTSC Pegel wiedergegeben wird.
Der Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich des Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung selbst wird stark vergrößert, wenn die anwendbaren Signalbeschränkungsregeln bei Entwicklungsabschluß eines zukünftigen, digitalen Fernsehdienst zurückgenommen werden.
Gegenwärtig liefert das System der vorlie¬ genden Erfindung auch einen weiten Hochauflösungs-Fernsehsignalempfangsbereich wie bei dem herkömmlichen System und ermöglicht insbesondere, daß seine Signalübertragung auf einem NTSC Pegel in einem weiter entfernten oder in Schnittbereichen wiedergegeben wird, wo Fernsehsignale des herkömmlichen Systems kaum empfangen werden. Demgemäß werden signalabschwächende oder Schattenbereiche in dem Sendebereich minimiert.

Ausführungsform 5

Eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung liegt in der Amplitudenmodulation oder dem ASK Verfahren. Fig. 57 stellt die Zuordnung von Signalpunkten eines 4- Pegel ASK Signals gemäß der fünften Ausführungsform dar, bei der vier Signalpunkte mit 721, 722, 723 und 724 bezeichnet sind. Die Vierpegelübertragung erlaubt, daß 2-Bit Daten in jeder Zyklusperiode übertragen werden. Es wird angenommen, daß die vier Signalpunkte 721. 722, 723, 724 jeweils zwei-Bit Muster 00, 01,10, 11 darstellen.
Zur Vereinfachung der Vierpegelsignalübertragung der Ausführungsform werden die zwei Signalpunkte 721, 722 als erste Signalpunktgruppe 725 bezeichnet und die anderen zwei 723, 724 werden als zweite Signalpunktgruppe 725 bezeichnet. Der Abstand zwischen zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 wird dann weiter als der zwischen irgendzwei benachbarten Signalpunkten bestimmt. Genauer gesagt wird der Abstand Lo zwischen den zwei Signalen 722 und 723 weiter als der Abstand L zwischen zwei benachbarten Punkten 721 und 722 oder 723 und 724 angeordnet. Dies wird ausgedrückt als:
Lo > L
Daher liegt dem Mehrpegelsignalübertragungssystem der Ausführungsform Lo > L zugrunde. Die Ausführungsform ist jedoch nicht auf Lo > L begrenzt und L = Lo wird vorübergehend oder dauerhaft in Abhängigkeit von den Anforderungen der Konstruktion, der Bedienung und der Einstellung verwendet.
Den zwei Signalpunktgruppen werden ein-Bit Muster des ersten Datenstroms D&sub1; zugeordnet, wie es in Fig. 59(a) gezeigt ist. Genauer gesagt wird ein Bit 0 des Binärsystems der ersten Signalpunktgruppe 725 zugeordnet und ein anderes Bit 1 der zweiten Signalpunktgruppe 726. Dann wird ein ein-Bit Muster des zweiten Datenstroms D&sub2; jedem Signalpunkt zugeordnet. Beispielsweise wird den zwei Signalpunkten 721, 723 D&sub2; = 0 zugeordnet und den anderen zwei Signalpunkten 722 und 724 wird D&sub2; = 1 zugeordnet. Jene werden somit durch zwei Bits pro Zeichnen ausgedrückt.
Das Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung kann in einem ASK Modus unter Verwendung der vorstehenden Signalpunktzuordnung ausgeführt werden. Das System der vorliegenden Erfindung arbeitet in gleicher Weise wie ein herkömmliches mit gleicher Signalpunktabstandstechnik, wenn das Signal zu Rauschenverhältnis oder die S/N Rate hoch ist. Wenn die S/N Rate niedrig wird und keine Daten durch die herkömmliche Technik wiedergegeben werden können, stellt das vorliegende System die Wiedergabe des ersten Datenstroms D&sub1;, aber nicht des zweiten Daten- Stroms D&sub2; sicher. Mehr im einzelnen ist der Zustand mit niedrigen S/N in Fig. 60 gezeigt. Die übertragenen Signalpunkte werden durch eine Gauß-Verteilung jeweils zu den Bereichen 712a, 722a, 723a, 724a auf der Empfängerseite aufgrund von Rauschen und von Übertragungsverzerrung verschoben. Deshalb wird die Unterscheidung zwischen zwei Signalen 721 und 722 oder 723 und 724, ausgeführt. Mit anderen Worten wird die Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom D&sub2; erhöht. Wie es aus Fig. 60 offensichtlich ist, werden die zwei Signalpunkte 721, 722 ohne weiteres von den anderen zwei Signalpunkten 723, 724 unterschieden. Die Unterscheidung zwischen den zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 kann somit ohne weiteres ausgeführt werden. Als Ergebnis wird der erste Datenstrom D&sub1; mit einer niedrigeren Fehlerrate wiedergegeben.
Demgemäß können die zwei unterschiedlichen Pegeldaten D&sub1; und D&sub2; gleichzeitig übertragen werden. Insbesondere können der erste und der zweite Datenstrom D&sub1; und D&sub2; eines gegebenen Signals, das durch das Mehrpegelübertragungssystem übertragen wird, in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate hoch ist, und der erste Datenstrom D&sub1; kann nur in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate niedrig ist.
Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders 741, bei dem die Eingangseinheit 742 einen ersten Datenstromeingang 743 und einen zweiten Datenstromeingang 744 umfaßt. Eine Trägerwelle von einem Trägergenerator 64 wird durch eine Multiplikationseinrichtung 746 amplitudenmoduliert, wobei ein Eingangssignal verwendet wird, das über einen Prozessor 745 von der Eingangseinheit 743 zugeführt wird. Das modulierte Signal wird dann durch ein Filter 747 auf ein ASK Signal eines z. B. VSB Modus bandmäßig begrenzt, das dann von einer Ausgangseinheit 748 geliefert wird.
Die Wellenform des ASK Signals nach dem Filtern wird nun untersucht. Fig. 62(a) zeigt ein Frequenzspektrum des ASK modulierten Signals, bei dem zwei Seitenbänder auf beiden Seiten des Trägerfrequenzbandes vorgesehen sind Eines der zwei Seitenbänder wird durch das Filter 477 ausgeschlossen, um ein Signal 747 zu erzeugen, das eine Trägerkomponente enthält, wie es in Fig. 62(b) gezeigt ist. Das Signal 749 ist ein VSB Signal, und wenn das Modulationsfrequenzband fo ist, wird es in einem Frequenzband von ungefähr fo/2 übertragen. Daher wird die Frequenzausnutzung groß. Unter der Verwendung der Übertragung im VSB Modus kann das ASK Signal von zwei Bit pro Zeichnen, wie es in Fig. 60 gezeigt ist, somit in dem Frequenzband eine Datenmenge tragen, die gleich der eines 16 QAM Modus bei vier Bits pro Zeichen ist.
Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers 751, in dem ein durch eine terrestrische Antenne 32a empfangenes Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 752 zu einem Mischer 753 übertragen wird, wo es mit einem Signal von einem veränderbaren Oszillator 754, der durch die Kanalauswahl gesteuert wird, zu einem Signal mit einer niedrigeren mittleren Frequenz gemischt wird. Das Signal von dem Mischer 753 wird dann von einer Erfassungseinrichtung 755 erfaßt und durch ein Tiefpaßfilter LPF 756 zu einem Basisbandsignal gefiltert, das zu einer Diskriminator Rückgewinnungsschaltung 757 übertragen wird. Die Diskriminator/Rückgewinnungsschaltung 757 gibt zwei Datenströme, einen ersten D&sub1; und einen zweiten D&sub2;, von dem Basisbandsignal wieder und überträgt sie weiter durch einen ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang 759.
Die Übertragung eines Fernsehsignals unter Verwendung eines solchen Senders und Empfängers wird erläutert. Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders 774, in dem ein Fernsehsignal hoher Auflösung, z. B. ein Hochauflösungs-Fernsehsignal, durch eine Eingangseinheit 403 einer Teilerschaltung 404 eines ersten Videocodierers 401 zugeführt wird, wo es in vier Fernsehsignalkomponenten hoher/niedriger Frequenz unterteilt wird, die z. B. HLVL, HLVH, HHVL und HHVH bezeichnet sind. Diese Wirkung ist identisch mit der dritten Ausführungsform, die vorhergehend unter Bezugnahme auf Fig. 30 beschrieben worden ist, und wird mehr im einzelnen erläutert. Die vier getrennten Fernsehsignale werden jeweils durch einen Komprimierer 405 unter Verwendung einer bekannten Codiertechnik mit einem DPCMDCT Code veränderbarer Länge codiert, die üblicherweise verwendet wird, z. B. in MPEG. Übrigens wird der Bewegungsausgleich des Signals an der Eingangseinheit 403 ausgeführt. Die komprimierten Signale werden durch einen Summierer 771 zu zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen D&sub1;, D&sub2; summiert. Die Videosignalkomponente niedriger Frequenz oder HLVL Signal ist in dem ersten Datenstrom D&sub1; enthalten. Die zwei Datenstromsignale D&sub1;, D&sub2; werden dann zu einem ersten 744 und einem zweiten Datenstromeingang 747 einer Sendereinheit 741 übertragen, wo sie amplitudenmoduliert und zu einem ASK Signal vom z. B. VSB Modus summiert werden, das von einer terrestrischen Antenne für einen Fernsehdienst ausgestrahlt wird.
Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers für ein solches digitales Fernsehsystem. Ein digitales Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a empfangen worden ist, wird einem Eingang 752 einer Empfängereinheit 751 in dem Fernsehempfänger 781 zugeführt. Das Signal wird dann zu einer Erfassungs/Demodulationsschaltung 760 übertragen, wo ein erwünschtes Kanalsignal ausgewählt und zu zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen D&sub1;, D&sub2; demoduliert wird, die dann einem ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang 759 zugeführt werden. Die Wirkung in der Empfängereinheit 751 ist ähnlich zu der vorhergehend beschriebenen und wird nicht mehr im einzelnen erklärt. Die zwei Datenströme D&sub1;, D&sub2; werden zu einer Tellereinheit 776 geschickt, in der D&sub1; durch eine Teilereinrichtung 777 in zwei Komponenten unterteilt wird; eine oder die komprimierte HLVL wird zu einem ersten Eingang 521 eines zweiten Videodecodierers 422 übertragen, und die andere wird einem Summierer 778 zugeführt, wo sie vor der Übertragung zu einem zweiten Eingang 531 des zweiten Videodecodierers 422 zu D&sub2; summiert wird. Die komprimierte HLVL wird dann von dem ersten Eingang 521 zu einem ersten Expander 523 geschickt, wo sie zu HLVL der ursprünglichen Länge expandiert wird, was dann zu einem Videomischer 458 und einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 übertragen wird. Wenn das eingegebene Fernsehsignal ein Hochauflösungs-Fernsehsignal ist, stellt HLVL ein NTSC Signal für einen Breitschirm dar. Wenn das gleiche ein NTSC Signal ist, stellt HLVL ein Videosignal geringerer Auflösung dar, z. B. MPEG1, als einen NTSC Pegel.
Das eingegebene Fernsehsignal der Ausführungsform ist ein Hochauflösungs-Fernsehsignal, und HLVL wird ein NTSC Signal für Breitschirm. Wenn das Seitenverhältnis einer verfügbaren Anzeige 16 : 9 ist, wird HLVL unmittelbar durch eine Ausgangseinheit als ein 16 : 9 Videoausgang 426 geliefert. Wenn die Anzeige ein Seitenverhältnis von 4 : 3 hat, wird HLVL durch die Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 zu dem Format eines Briefkastens oder einer Seitentafel verschoben und wird dann als ein Videoausgang 425 mit einem entsprechenden Format von der Ausgangseinheit 780 geliefert.
Der zweite Datenstrom D&sub2;, der von dem zweiten Datenstromausgang 759 dem Summierer 778 zugeführt worden ist, wird mit dem Ausgang der Teilereinrichtung 777 zu einem Summensignal summiert, das dann dem zweiten Eingang 531 des zweiten Videodecodierers 422 zugeführt wird. Das Summensignal wird weiter zu einer Teilerschaltung 531 übertragen, wo es in drei komprimierte Formate von HLVH, HHVL und HHVH unterteilt wird. Die drei komprimierten Signale werden dann einem zweiten 535, einem dritten 536 bzw. einem vierten Expander 537 zum Umwandeln durch Expansion zu HLVH, HHVL und HHVH der ursprünglichen Länge zugeführt. Die drei Signale werden mit HLVL durch den Videomischer 548 zu einem zusammengesetzten Hochauflösungs-Fernsehsignal summiert, das durch einen Ausgang 546 des zweiten Videodecodierers der Ausgangseinheit 780 zugeführt wird. Schließlich wird das Hochauflösungs-Fernsehsignal von der Ausgangseinheit 780 als ein Hochauflösungsfernseh-Videosignal 427 geliefert.
Die Ausgangseinheit 780 ist angeordnet, um eine Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom des zweiten Datenstromausgangs 759 durch eine Fehlerratenbestimmungseinrichtung 782 zu erfassen, und wenn die Fehlerrate hoch ist, wird systematisch HLVL der Videodaten geringer Auflösung geliefert.
Demgemäß wird das Mehrpegelsignalübertragungssystem für eine Übertragung und einem Empfang von digitalen Fernsehsignalen machbar. Zum Beispiel können, wenn eine Senderstation für ein Fernsehsignal nahe ist, der erste und der zweite Datenstrom eines empfangenen Signals erfolgreich wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungsfernseh-Qualitätsbild zu zeigen. Wenn die Senderstation weit entfernt ist, kann der erste Datenstrom zu einer HLVL wiedergegeben werden, die zu einem Fernsehbild geringer Auflösung umgewandelt wird. Daher wird irgendein Fernseh Programm in einem weiteren Bereich empfangen und mit einer Bildqualität im Bereich von einem Hochauflösungsfernseh- bis NTSC Pegel angezeigt.
Fig. 66 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Anordnung des Fernsehempfängers zeigt. Wie es gezeigt ist, enthält die Empfängereinheit 751 nur einen ersten Datenstromausgang 768, und somit ist die Verarbeitung des zweiten Datenstroms oder von Hochauflösungsfernsehdaten nicht nötig, so daß die Gesamtkonstruktion minimiert werden kann. Es ist eine gute Idee, den ersten Videodecodierer 421, der in Fig. 31 gezeigt ist, als einen Videodecodierer des Empfängers zu haben. Demgemäß wird ein Bild mit NTSC Pegel wiedergegeben. Der Empfänger wird mit viel geringeren Kosten hergestellt, da er nicht die Fähigkeit hat, irgendein Signal mit Hochauflösungsfernsehpegel zu empfangen, und wird stark vom Markt akzeptiert. Kurz gesagt kann der Empfänger als ein angepaßter Tuner zum Empfang eines digitalen Fernsehsignals verwendet werden, ohne eine Abänderung bei dem bestehenden Fernsehsystem einschließlich einer Anzeige zu verlangen.
Der Fernsehempfänger 781 kann eine weitere Ausgestaltung haben, die in Fig. 67 gezeigt ist und als ein Satellitenfernsehempfänger zur Demodulation von PSK Signalen und ein terrestrischer Fernsehempfänger zur Demodulation von ASK Signalen dient. Im Einsatz wird ein PSK Signal, das von einer Satellitenantenne 32 empfangen wird, durch einen Mischer 786 mit einem Signal von einem Oszillator 787 zu einem Signal niedriger Frequenz gemischt, das dann durch eine Eingangseinheit 34 einem Mischer 753 zugeführt wird, der ähnlich dem in Fig. 63 gezeigten ist. Das Signal niederer Frequenz des PSK oder QAM Modus in einem gegebenen Kanal des Fernsehsatellitensystems wird zu einem Modulator 35 übertragen, wo zwei Datenströme D&sub1; und D&sub2; von dem Signal wiedergegeben werden. D&sub1; und D&sub2; werden durch eine Teilereinrichtung 788 zu einem zweiten Videodecodierer 422 geschickt, wo sie in ein Videosignal umgewandelt werden, das dann von einer Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Auch wird ein digitales oder analoges, terrestrisches Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a empfangen worden ist, durch eine Eingangseinheit 752 dem Mischer 753 zugeführt, wo ein erwünschter Kanal in der gleichen Weise ausgewählt wird, wie es in Fig. 63 beschrieben worden ist, und als ein Basisbandsignal niedriger Frequenz erfaßt wird. Das Signal analoger Form wird direkt zur Demodulation zu dem Demodulator 35 geschickt. Das Signal digitaler Form wird dann einer Diskriminator/Wiedergabeschaltung 757 zugeführt, wo zwei Datenströme D&sub1; und D&sub2; von dem Signal wiedergegeben werden. D&sub1; und D&sub2; werden durch den zweiten Videodecodierer 422 in ein Videosignal umgewandelt, das dann weiter geliefert wird. Ein analoges Fernsehsatellitensignal wird zu einem Videodemodulator 788 übertragen, wo es zu einem analogen Videosignal AM-demoduliert wird, das dann von der Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Es versteht sich, daß der Mischer 753 des Fernsehempfänger 781, der in Fig. 67 gezeigt ist, kompatibel zwischen zwei Fernsehdiensten, einem Satelliten- und einem terrestrischen Dienst, ausgebildet ist. Auch kann eine Empfängerschaltung, die eine Erfassungseinrichtung 755 und ein Tiefpaßfilter TPF 756 zur AM-Demodulation eines analogen Signals einschließt, kompatibel mit einem digitalen ASK Signal des terrestrische Fernseh Dienstes verwendet werden. Der Hauptteil, der in Fig. 67 gezeigten Ausgestaltung ist zur kompatiblen Verwendung ausgestaltet, so daß die Schaltungskonstruktion minimiert wird.
Gemäß der Ausführungsform wird ein 4-Pegel ASK Signal in zwei Pegelkomponenten, D&sub1; und D&sub1;, zur Ausführung einer Mehrpegelsignalübertragung im ein-Bit Modus unterteil. Wenn ein 8-Pegel ASK Signal verwendet wird, wie es in Fig. 68 gezeigt ist, kann es in einer ein-Bit Modus drei-Pegelanordnung D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; übertragen werden. Wie es in Fig. 68 gezeigt ist, ist D&sub1; acht Signalpunkten 721a, 721b, 722a, 722b, 723a, 723b, 724a, 724b zugeordnet, wobei jedes Paar ein zwei-Bit Muster darstellt, D&sub2; wird vier kleinen Signalpunktgruppen 721, 722, 723, 724 geordnet, wobei jeweils zwei Gruppen ein zwei- Muster darstellen, und D&sub3; wird zwei großen Signalpunktgruppen 725 und 726 zugeordnet, die ein zwei-Bit Muster darstellen. Insbesondere ist dies einer Form äquivalent, bei der jeder der vier Signalpunkte 721, 722, 723, 724, die in Fig. 57 gezeigt sind, in zwei Komponenten unterteilt ist, so daß Daten mit drei unterschiedlichen Pegeln erzeugt werden.
Die drei-Pegel Signalübertragung ist identisch mit der bei der dritten Ausführungsform beschriebenen und wird nicht im einzelnen weiter erklärt.
Insbesondere wird die Anordnung des Videocodierers 401 der dritten Ausführungsform, die in Fig. 30 gezeigt ist, durch eine Abänderungen ersetzt, deren Blockdiagramm Fig. 69 ist. die Arbeitsweise der abgeänderten Anordnung ist ähnlich und wird nicht mehr im einzelnen beschrieben. Zwei Videosignalteilerschaltungen 404 und 404a, die Unterbandfilter sein können, sind vorgesehen, und bilden eine Teilereinheit 794. Die Teilereinheit 794 kann auch einfacher ausgebildet sein, wie es in dem Blockdiagramm der Fig. 70 gezeigt ist, in dem ein Signal durch eine einzige Teilerschaltung zweimal in einem Zeitteilungsmodus hindurchgeht. Genauer gesagt wird ein Videosignal von z. B. Hochauflösungsfernsehen oder Super-Hochauflösungsfernsehen von der Eingangseinheit 402 in bezug auf die Zeitbasis durch einen Zeitbasiskomprimierer 795 komprimiert und der Teilerschaltung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten HHVH-H, HHVL-H und HLVH-H bei einem ersten Zyklus geteilt wird. Zu dieser Zeit bleiben vier Schalter 765, 765a, 765b, 765c in die Position 1 geschaltet, so daß HHVH-H, HHVL-H und HLVH-H zu einer Komprimierschaltung 405 übertragen werden. Währenddessen wird HLVL-H durch den Anschluß 1 des Schalters 765c zu dem Zeitbasiskomprimierer 795 rückgeführt. Bei einem zweiten Zyklus werden die vier Schalter 765, 765a, 765b, 767c in die Position 2 geschaltet, und alle vier Komponenten der Teilerschaltung 404 werden gleichzeitig zu der Komprimierschaltung 405 übertragen. Demgemäß kann die Teilereinheit 794 der Fig. 70, die zur Zeitteilungsverarbeitung eines Eingangssignals ausgestaltet ist, in einer einfacheren Teilerschaltungsform konstruiert werden.
Auf der Empfängerseite wird ein solcher Videodecodierer, wie er bei der dritten Ausführungsform beschrieben und in Fig. 30 gezeigt ist, zur drei-Pegel-Übertragung eines Videosignals benötigt. Insbesondere ist ein dritter Videodecodierer 423 vorgesehen, der zwei Mischer 556 und 556a unterschiedlicher Verarbeitungsfähigkeit enthält, wie es in dem Blockdiagramm der Fig. 71 gezeigt ist.
Auch kann der dritte Videodecodierer 423 abgeändert werden, indem die gleiche Wirkung mit einem einzelnen Mischer 556 ausgeführt wird, wie es in Fig. 72 gezeigt ist. Zum ersten Zeitpunkt bleiben fünf Schalter 765, 765a, 765b, 765c, 765d in die Position 1 geschaltet. Daher werden HLVL, HLVH, HLVH und HHVH von einem ersten 522, einem zweiten 522a, einem dritten 522b und einem vierten Expander 522c durch ihre entsprechende Schalter dem Mischer 556 zugeführt, wo sie zu einem einzigen Videosignal gemischt werden. Das Videosignal, das HLVL-H eines eingegebenen Hochauflösungsvideosignals darstellt, wird dann zurück durch den Anschluß 1 des Schalter 765d zu dem Anschluß 2 des Schalter 765c geführt. Zum zweiten Zeitpunkt werden die vier Schalter 765, 765a, 765b 765c in die Position 2 geschaltet. Somit werden HHVH-H, HHVL-H, HLVH- H und HLVL-H zu dem Mischer 556 übertragen, wo sie zu einem einzelnen Videosignal gemischt werden, das dann über den Anschluß 2 des Schalter 765d zu der Ausgangseinheit 554 zur weiteren Zulieferung geschickt wird.
Auf diese Weise der Zeitteilungsverarbeitung eines drei-Pegelsignals können zwei Mischer durch einen Mischer ersetzt werden.
Insbesondere werden vier Komponenten HLVL, HLVH, HHVL, HHVH zugeführt, um zum ersten Zeitpunkt HLVL-H zu erzeugen. Dann werden HLVH-H, HHVL-H und HHVH-H zum zweiten Zeitpunkt, gegenüber dem ersten Zeitpunkt verzögert, zugeführt und mit HLVL-L zu einem Sollvideosignal gemischt. Es ist somit wesentlich, die zwei Wirkungen in einem Zeitintervall auszuführen.
Wenn die vier Komponenten einander überlappt werden oder in einer variablen Folge zugeführt werden, müssen sie in bezug auf die Zeitbasis auf eine gegebene Folge unter Verwendung von Speichern eingestellt werden, die ihre entsprechenden Schaltern 765, 765a, 765b, 765c begleiten. In der vorstehenden Weise wird ein Signal von dem Sender zu zwei unterschiedlichen Synchronisierperioden gesendet, wie es in Fig. 73 gezeigt ist, so daß keine Zeitbasissteuerschaltung in dem Empfänger benötigt wird, der somit kompakter ausgestaltet wird.
Wie es in Fig. 73 gezeigt wird, ist D&sub1; der erste Datenstrom eines Sendersignals und HLVL, HLVH, HHVL und HHVH werden auf dem D&sub1; Kanal bei der Periode des ersten Zeitpunkts übertragen. Dann werden bei der Periode des zweiten Zeitpunkts HLVH-H, HHVL- H und HHVH-H auf dem D&sub2; Kanal übertragen. Wenn das Signal mit einer Zeitteilungsfolge übertragen wird, kann der Codierer in dem Empfänger einfacher ausgebildet werden.
Die Technik, die Anzahl der Expander in dem Decodierer zu verringern, wird nun erklärt. Fig. 74-b zeigt eine Zeitbasiszuordnung von vier Datenkomponenten 810, 810a, 810b, 810c eines Signals. Wenn andere vier Datenkomponenten 811, 811a, 811b, 811c zwischen die vier Datenkomponenten 811, 811a, 811b, 811c jeweils eingeführt werden, können letztere in Zeitintervallen übertragen werden. Beim Einsatz erhält der zweite Videodecodierer 422, der in Fig. 74-a gezeigt ist, die vier Komponenten des ersten Datenstroms D&sub1; an einem ersten Eingang 521 und überführt sie nacheinander durch einen Schalter 812 zu einem Expander 503. Insbesondere wird die zuerst zugeführte Komponente 810 während des Zuführens der Komponente 811 expandiert, und nach Abschluß der Verarbeitung der Komponente 812 wird die nachfolgende Komponente 810a zugeführt. Daher kann der Expander 503 eine Reihe von Komponenten in Zeitintervallen durch die gleiche Zeitteilungsart wie die des Mischers verarbeiten, so daß die gleichzeitige Wirkung einer Anzahl von Expandern ersetzt wird.
Fig. 75 ist eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten eines Hochauflösungs- Fernsehsignals, in dem HLVL(1) eine NTSC Komponente des Signals des ersten Kanals für ein Fernseh Programm einem Datenbereich 821 des D&sub1; Signals zugeteilt ist. Auch sind HLVH, HHVL und HHVH die zusätzliche Hochauflösungsfernseh-Komponenten des Signals des ersten Kanals tragen, jeweils drei Bereichen 821a, 821b, 821c des D&sub2; Signals zugeteilt. Es gibt weitere Datenkomponenten 822, 822a, 822b, 822c zwischen den Datenkomponenten des Signals des ersten Kanals, die somit mit einer Expanderschaltung während der Übertragung der anderen Daten expandiert werden können. Daher werden alle Datenkomponenten eines Signals eines Kanals durch einen einzigen Expander verarbeitet, der bei einer höheren Geschwindigkeit arbeiten kann.
Ähnliche Wirkungen werden durch Zuordnung der Datenkomponenten zu anderen Bereichen 821, 821a, 821b, 821c sichergestellt, wie es in Fig. 76 gezeigt ist. Dies wird wirksamer bei der Übertragung und beim Empfang eines üblichen QPSK oder ASK Signals, das keine unterschiedlichen, digitalen Pegel hat.
Fig. 77 zeigt eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten während der physikalischen zwei-Pegel-Übertragung von Daten mit drei unterschiedlichen Signalpegeln: z. B. NTSC, Hochauflösungsfernsehen und Super-Hochauflösungsfernsehen oder NTSC mit geringer Auflösung, NTSC mit Standardauflösung und Hochauflösungsfernsehen. Zum Beispiel wird zur Übertragung von drei Datenkomponenten von NTSC mit geringer Auflösung, von Standard-NTSC und Hochauflösungsfernsehen das NTSC geringer Auflösung oder HLVL dem Datenbereich 821 des D&sub1; Signals zugeteilt. Auch werden HLVH, HHVL und HHVH der NTSC Standardkomponente jeweils drei Bereichen 821a, 821b, 821c zugeteilt. HLVH-H, HHVL-H und HHVH-H der Hochauflösungsfernseh-Komponente werden jeweils den Bereichen 823 823a und 823b zugeteilt.
Die vorstehende Zuordnung ist mit einer solchen logischen Pegelanordnung auf der Grundlage einer Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit verbunden, wie sie in der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Insbesondere wird HLVL auf dem D&sub1;&submin;&sub1; Kanal des D&sub1; Signals getragen. Der D&sub1;&submin;&sub1; Kanal hat eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als der D&sub1;&submin;&sub2; Kanal, wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Der D&sub1;&submin;&sub1; Kanal hat eine größere Redundanz aber eine niedrigere Fehlerrate als der D&sub1;&submin;&sub2; Kanal, und die Daten 821 können bei einer geringeren S/N Rate als die der anderen Daten 821a, 821b, 821c wiedergegeben werden. Insbesondere wird eine NTSC Komponente niedriger Auflösung an einer weit entfernten Stelle von der Senderantenne oder in einem signalabschwächenden oder Schattenbereich, z. B. in dem Inneren eines Fahrzeugs, wiedergegeben. Im Hinblick auf die Fehlerrate wird die Date 821 des D&sub1;&submin;&sub1; Kanals weniger durch die Signalstörung als die anderen Daten 821a, 821b, 821c des D&sub1;&submin;&sub2; Kanals beeinflußt, während sie spezifisch unterschieden wird und auf einem unterschiedlichen, logischen Pegel bleibt, wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Während D&sub1; und D&sub2; in zwei physikalische unterschiedliche Pegel aufgeteilt werden, sind die Pegel, die durch Unterscheidung der Entfernung zwischen Fehlerkorrekturcoden bestimmt werden, unterschiedlich in dem logischen Pegel angeordnet.
Die Demodulation von D&sub2; Daten verlangt eine höhere S/N Rate als die für D&sub1; Daten. Beim Betrieb kann ein HLVL oder NTSC Signal niedriger Auflösung wenigstens in einem fernliegenden oder schlechten S/N Versorgungsbereich wiedergegeben werden. HLVH, HHVL und HHVH können zusätzlich in einem Bereich mit niedrigerem S/N wiedergegeben werden. Dann können in einem Bereich mit hohem S/N HLVH-H, HHVL-H und HHVH-H Komponenten auch wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungs-Fernsehsignal zu erzeugen. Demgemäß können Fernsehsignale mit drei unterschiedlichen Pegeln wiedergegeben werden. Dies Verfahren ermöglicht, daß das Signalempfangsbereich, der in Fig. 53 gezeigt ist, von einem doppelten Bereich zu einem dreifachen Bereich vergrößert wird, wie es in Fig. 90 gezeigt ist, so daß eine größere Möglichkeit sichergestellt wird, sich an Fernseh Programmen zu erfreuen.
Fig. 78 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers, der für die Zeitbasiszuordnung von Daten ausgebildet ist, die in Fig. 77 gezeigt sind, und der ähnlich dem in Fig. 72 gezeigten mit der Ausnahme ist, daß der dritte Eingang 551 für das D&sub3; Signal fortgelassen ist und die in Fig. 74-a gezeigte Ausbildung hinzugefügt ist.
Beim Betrieb werden das D&sub1; und D&sub2; Signal durch die Eingangseinheiten 521, 530 jeweils einem Schalter 812 bei dem ersten Zeitpunkt zugeführt. Da ihre Komponenten, die HLVL einschließen, zeitgeteilt sind, werden sie in einer Folge durch den Schalter 812 zu einem Expander 503 übertragen. Diese Folge wird nun unter Bezugnahme auf die Zeitbasiszuordnung der Fig. 77 erklärt. Eine komprimierte Form von HLVL des ersten Kanals wird zuerst dem Expander 503 zugeführt, wo es expandiert wird. Dann werden HLVH, HHVL und HHVH expandiert. Alle vier expandierten Komponenten werden durch einen Schalter 812a zu einem Mischer 556 geschickt, wo sie gemischt werden, um HLVL-H zu erzeugen. HLVL-H wird dann von dem Anschluß 1 eines Schalter 765a durch den Eingang 2 eines Schalters 765 zu dem HLVL Eingang des Mischers 556 zurückgeführt.
Beim zweiten Zeitpunkt werden HLVH-H, HHVL-H und HHVH des D&sub2; Signals, das in Fig. 77 gezeigt ist, dem Expander 503 zugeführt, wo sie expandiert werden, bevor sie durch den Schalter 821a zu dem Mischer 556 übertragen werden. Sie werden durch den Mischer 556 zu einem Hochauflösungs-Fernsehsignal gemischt, das durch den Anschluß 2 des Schalters 765a der Ausgangseinheit 521 zur weiteren Weitergabe zugeführt wird. Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten Übertragung, die in Fig. 77 gezeigt ist, trägt zu der einfachsten Ausgestaltung des Expanders und des Mischers bei. Obgleich Fig. 77 zwei, D&sub1; und D&sub2;, Signalpegel zeigt, ist eine vier-Pegel-Übertragung eines Fernsehsignals machbar, wobei die Hinzufügung eines D&sub3; Signals und Hochauflösungs- Fernsehsignals von Superauflösung verwendet wird.
Fig. 79 stellt eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten eines Fernsehsignals mit physikalischem drei-Pegel D&sub1;, D&sub2;, D&sub3; dar, in dem Datenkomponenten desselben Kanals so angeordnet sind, daß sie einander mit der Zeit nicht überlappen. Fig. 80 ist ein Blockdiagramm eines abgeänderten Videodecodierers 423 ähnlich der Fig. 78, bei dem ein dritter Eingang 521a hinzugefügt ist. Die Zeitbasiszuordnung der Datenkomponenten, die in Fig. 79 gezeigt sind, trägt auch zu der einfachen Konstruktion des Decodierers bei.
Die Arbeitsweise des abgeänderten Decodierers 423 ist nahezu identisch mit der des in Fig. 78 gezeigten und ist mit der Zeitbasiszuordnung verbunden, die in Fig. 77 gezeigt ist, und wird nicht mehr erklärt. Es ist auch möglich, Datenkomponenten auf dem D&sub1; Signal zu multiplexen, wie es in Fig. 81 gezeigt ist. Jedoch werden die zwei Daten 821 und 822 bei der Fehlerkorrekturfähigkeit stärker als die anderen Datenkomponenten 821a, 812b, 812c vergrößert, so daß sie auf einem höheren Signalpegel bleiben. Insbesondere wird die Datenzuordnung zur Übertragung auf einem physikalischen Pegel, aber einer Beziehung von zwei logischen Pegeln, gemacht. Auch wird jede Datenkomponente des zweiten Kanals zwischen zwei benachbarten Datenkomponenten des ersten Kanals eingeführt, so daß eine serielle Verarbeitung auf der Empfängerseite ausgeführt werden kann, und die gleichen Wirkungen wie die der Zeitbasiszuordnung, die in Fig. 79 gezeigt ist, werden somit erhalten.
Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Fig. 81 gezeigt sind, basiert auf dem logischen Pegelmodus und kann auch bei dem physikalischen Pegelmodus ausgeführt werden, wenn die Bit-Übertragungsrate der zwei Datenkomponenten 821 und 822 auf 1/2 oder 1/3 gesenkt wird, um dadurch die Fehlerrate zu verringern. Die physikalische Pegelanordnung besteht aus drei unterschiedlichen Pegeln.
Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines anderen abgeänderter Videodecodierers 423 zum Decodieren des D&sub1; Signals, das zeitbasismäßig angeordnet ist, wie es in Fig. 81 gezeigt ist, was eine einfachere Konstruktion als die in Fig. 80 gezeigte ist. Seine Arbeitsweise ist identisch mit der des Decodierers, der in Fig. 80 gezeigt ist, und wird nicht mehr erklärt.
Es versteht sich, daß die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Fig. 81 gezeigt ist, auch zu der einfachen Ausgestaltung des Expanders und Mischers beiträgt. Auch werden vier Datenkomponenten des D&sub1; Signals bei entsprechenden Zeitscheiben einem Mischer 556 zugeführt. Daher kann die Schaltungsausbildung des Mischers 556 oder eine Mehrzahl von Schaltungsblöcken, wie sie in dem Videomischer 548 der Fig. 32 vorgesehen ist, zum Ändern der Verbindung dazwischen entsprechend jeder Datenkomponente angeordnet werden, so daß sie bei der Zeitteilungswirkung kompatibel werden, und somit die Schaltungskonstruktion minimiert wird.
Demgemäß kann der Empfänger in der Gesamtkonstruktion minimiert werden.
Es versteht sich, daß die fünfte Ausführungsform nicht auf die ASK Modulation beschränkt ist und die anderen Verfahren, einschließlich PSK und QAM Modulation, wie sie bei der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform beschrieben worden sind, mit gleichem Erfolg verwendet werden können.
Auch kommt die FSK Modulation bei jeder der Ausführungsformen in Frage. Zum Beispiel werden die Signalpunkte eines FSK Signals mit mehreren Pegeln, das aus vier Frequenzkomponenten f1, f2, f3, f4 besteht, in Gruppen unterteilt, wie es in Fig. 58 gezeigt ist, und wenn die Strecke zwischen irgendwelchen zwei Gruppen voneinander zur leichten Unterscheidung beabstandet ist, kann die Mehrpegelübertragung des FSK Signals ausgeführt werden, wie es in Fig. 83 dargestellt ist.
Insbesondere wird angenommen, daß die Frequenzgruppe 841 mit f1 und f2 D&sub1; = 0 zugeordnet ist und die Gruppe 842 mit f3 und f4 D&sub1; = 1 zugeordnet ist. Wenn f1 und f3 0 bei D&sub2; darstellen und f2 und f4 1 bei D&sub2; darstellen, wird eine zwei-Bit Datenübertragung, ein Bit bei D&sub1; oder D&sub2; möglich, wie es in Fig. 83 gezeigt ist. Wenn die S/N Rate hoch ist, wird eine Kombination von D&sub1; = 0 und D&sub2; = 1 bei t = t3 rekonstruiert und eine Kombination von D&sub1; = 1 und D&sub2; = 0 bei t = t4. Wenn die S/N Rate niedrig ist, wird nur D&sub1; = 0 bei t = t3 und D&sub1; = 1 bei t = t4 wiedergegeben. Auf diese Weise kann das FSK Signal in der Mehrpegelanordnung übertragen werden. Diese FSK Signalübertragung mit Mehrfachzustand ist auf die jeweilige dritte, vierte und fünfte Ausführungsform anwendbar.
Die fünfte Ausführungsform kann auch in der Form einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung ausgeführt werden, wovon ein Blockdiagramm in Fig. 84 gezeigt ist, weil die ASK Modus Arbeitsweise für einen magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabebetrieb geeignet ist.

Ausführungsform 6

Eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist auf eine magnetische Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung anwendbar. Obwohl die oben beschriebene fünfte Ausführungsform die vorliegende Erfindung auf ein Mehrpegelaufzeichnungs-ASK- Datenübertragungssystem anwendet, ist es auch in gleicher Weise machbar, diese Erfindung in einer magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung eines Mehrpegel- ASK-Aufzeichnungssystems zu übernehmen. Eine Mehrpegelmagnetaufzeichnung kann durch Eingliederung des C-CDM-Systems der vorliegenden Erfindung in PSK, FSK, QAM sowie ASK realisiert werden.
Zuallererst wird das Verfahren zur Realisierung einer Mehrpegelaufzeichnung in einer 16QAM oder 32QAM-Magnetaufzeichnungs-Wiedergabevorrichtung unter Bezugnahme auf das C-CDM-System der vorliegenden Erfindung erläutert. Fig. 84 ist ein Schaltungsblockdiagramm, das ein QAM-System zeigt, das einen C-CDM-Modulator beinhaltet. Im Folgenden wird ein QAM-System, das durch den C-CDM-Modulator gemultiplext wird, als SRQAM bezeichnet.
Wie es in Fig. 84 gezeigt ist, wird ein Eingangsvideosignal, z. B. ein HDTV Signal, zu einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung 851 unterteilt und durch einen Videokodierer 401 in ein Bandsignal niedriger Frequenz durch einen ersten Videokodierer 401(a) bzw. ein Bandsignal hoher Frequenz durch einen zweiten Videokodierer 401(b) komprimiert. Dann wird eine Bandkomponente niederer Frequenz, z. B. HLVL, des Videosignals einer ersten Datenstromeingangs 743 einer Eingangseinheit 742 zugeführt, und eine Bandkomponete hoher Frequenz, die HHVH einschließt, wird einem zweiten Datenstromeingang 744 davon zugeführt. Die zwei Komponenten werden des weiteren zu einem Modulator 749 einer Modulator/Demodulatoreinheit 852 übertragen.
Der erste Datenstromeingang 743 fügt dem Signal im niedrigen Frequenzband einen Fehlerkorrekturcode in einem ECC 743a hinzu. Andererseits ist der zweite Datenstrom, der dem zweiten Datenstromeingang 744 zugeführt wird, 2 Bit im Falle von 16 SRQAM, 3 Bit im Falle von 36 SRQAM und 4 Bit im Falle von 64 SRQAM. Nachdem ein Fehlerkorrekturcode in einem ECC 744a codiert wurde, wird dieses Signal an einen Trellis-Kodierer 744b geliefert, indem ein Trellis-Kodiertes Signal erzeugt wird, das ein Verhältnis 1/2 im Falle von 16 SRQAM, 2/3 im Falle von 32 SRQAM und 3/4 im Falle von 64 SRQAM hat. Ein 64 SRQAM- Signal hat beispielsweise einen ersten Datenstrom von 2 Bit und einen zweiten Datenstrom von 4 Bit. Ein Trellis-Kodierer von Fig. 128 erlaubt, dass dieses 64 SRQAM-Signal eine Trellis-Kodierung des Verhältnisses 3/4 durchführt, wobei 3-Bit-Daten in 4-Bit-Daten konvertiert werden. Dadurch erhöht sich die Redundanz und die Datenrate verringert sich, während sich die Fehlerkorrekturmöglichkeit erhöht. Dies resultiert in einer Verringerung der Fehlerrate bei derselben Datenrate. Demgemäß wird sich der Umfang an übertragbarer Information des Aufzeichnungs-/Wiedergabesystems oder des Übertragungssystems wesentlich erhöhen.
Es ist jedoch möglich, den ersten Datenstromeingang 743 zu bilden, um einen Trellis- Kodierer auszuschließen, wie in Fig. 84 dieser sechsten Ausführungsform gezeigt ist, da der erste Datenstrom inhärent eine niedrige Fehlerrate aufweist. Angesichts einer Vereinfachung der Schaltungskonfiguration wird dies vorteilhaft sein. Der zweite Datenstrom weist jedoch eine enge Inter-Code-Distanz, verglichen mit dem ersten Datenstrom, auf und hat deshalb eine schlechtere Fehlerrate. Die Trellis-Kodierung des zweiten Datenstroms verbessert solch eine schlechtere Datenrate. Es besteht kein Zweifel daran, dass eine Gesamtschaltungskonfiguration einfacher wird, wenn die Trellis-Kodierung des ersten Datenstroms beseitigt ist. Eine Operation zur Modulation ist beinahe identisch zu der des Senders der fünften Ausführungsform, die in Fig. 64 gezeigt ist, und wird nicht weiter erläutert. Ein moduliertes Signal des Modulators 749 wird einer Aufzeichnungs-/Widergabeschaltung 853 zugeführt, in der es durch einen Gittervorspannungsgenerator 856 AC-vorgespannt und durch einen Verstärker 857a verstärkt wird. Danach wird das Signal einem Magnetkopf 854 zur Aufzeichnung auf einem Magnetband 855 zugeführt.
Ein Format des Aufzeichnungssignals ist in einer Aufzeichnungssignalfrequenzzuweisung von Fig. 113 gezeigt. Ein Hauptsignal 859, z. B. SRQAM, mit einem Träger der Frequenz fc zeichnet Informationen auf, und gleichzeitig ist auch ein Pilotsignal fp 859a mit einer Frequenz 2fc aufgezeichnet. Verzerrungen in der Aufzeichnungsoperation werden verringert, da ein Vorspannungssignal 859b mit einer Frequenz fBIAS eine AC-Vorspannung zur Magnetaufzeichnung hinzufügt. Zwei der Dreipegelsignale, die in Fig. 113 gezeigt sind, werden in mehrfachen Zuständen aufgezeichnet. Um diese aufgezeichneten Signale zu reproduzieren, sind zwei Schwellen Th-1-2, Th-2 vorgegeben. Ein Signal 858 wird beide der zwei Pegel reproduzieren, während ein Signal 859c nur D&sub1;-Daten reproduzieren wird, abhängig von dem S/N-Pegel der Aufzeichnung/Wiedergabe.
Ein Hauptsignal des 16 SRQAM wird eine Signalpunktzuordnung aufweisen, wie sie in Spur 10 gezeigt ist. Weiterhin wird ein Hauptsignal von 36 SRQAM eine Signalpunktzuordnung aufweisen, wie sie in Fig. 100 gezeigt ist. Bei der Reproduktion dieses Signals werden das Hauptsignal 859 und das Pilotsignal 859a durch den Magnetkopf 854 reproduziert und durch einen Verstärker 857b verstärkt. Ein Ausgangssignal des Verstärkers 857b wird einer Trägerreproduktionsschaltung 858 zugeführt, in der ein Filter 858h die Frequenz des Pilotsignals fp, das eine Frequenz 2f0 aufweist, abtrennt, und ein ¹/&sub2;-Frequenzteiler 858b reproduziert eine Trägerfrequenz f0, um es an einen Demodulator 760 zu übertragen. Dieser reproduzierte Träger wird benutzt, um das Hauptsignal in dem Demodulator 760 zu demodulieren. Vorausgesetzt, dass ein Magnetaufzeichnungsband 855, z. B. ein HDTV-Band, eine hohe S/N- Rate aufweist, sind 16 Signalpunkte unterscheidbar, und so werden sowohl D&sub1; als auch D&sub2; in dem Demodulator 760 demoduliert. Anschließend reproduziert ein Videodekodierer 402 all diese Signale. Ein HDTV VCR kann ein Fernsehsignal mit hoher Bitrate, wie etwa ein 15 Mbps HDTV-Signal, reproduzieren. Je niedriger die S/N-Rate ist, desto geringer sind die Kosten eines Videobandes. Bis jetzt ist ein VHS im Markt mehr als 10 dB in der S/N-Rate minderwertiger als ein die volle Skala ausnutzendes Übertragungsband. Wenn ein Videoband 855 eine niedrige S/N-Rate aufweist, wird es nicht in der Lage sein, all die 16 oder 32 mit Werten versehenen Signalpunkte zu unterscheiden. Deshalb kann der erste Datenstrom D&sub1; reproduziert werden, während ein 2-Bit, 3-Bit oder 4-Bit Datenstrom des zweiten Datenstroms D&sub2; nicht reproduziert werden kann. Nur ein 2-Bit-Datenstrom des ersten Datenstroms wird reproduziert. Wenn ein Zweipegel-HDTV-Videosignal aufgezeichnet und reproduziert wird, kann ein Band mit niedrigem S/N, das eine ungenügendes Fähigkeit zur Reproduktion eines Videosignals mit hohem Frequenzband aufweist, nur ein Videosignal mit niedrigem Frequenzband des ersten Datenstroms mit geringer Rate ausgeben, speziell z. B. ein 7 Mbps breites NTSC Fernsehsignal.
Wie in einem Blockdiagramm der Fig. 114 gezeigt ist, können der zweite Datenstromausgang 759, der zweite Datenstromeingang 744 und der zweite Videodekodierer 402a ausgeschlossen werden, um Kunden einen Aspekt von Produkten niedrigeren Grades zu beschaffen. In diesem Fall wird eine Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung 851, die einer niedrigen Bit-Rate gewidmet ist, einen Modulator, wie etwa einen modifizierten QPSK, einschließen, der nur den ersten Datenstrom moduliert und demoduliert. Diese Vorrichtung erlaubt nur die Aufzeichnung und die Reproduktion des ersten Datenstroms. Speziell kann ein Videosignal mit breitem NTSC-Grad aufgezeichnet und reproduziert werden.
Oben beschriebenes Videoband 855 mit hoher S/N-Rate, das in der Lage ist, ein Signal mit hoher Bit-Rate aufzuzeichnen, z. B. ein HDTV-Signal, wird die Benutzung in solch einer Magnetaufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung, die einer Bit-Rate gewidmet ist, ermöglichen, wird aber nur den ersten Datenstrom D&sub1; reproduzieren. D. h., das breite NTSC-Signal wird ausgegeben, während der zweite Datenstrom nicht reproduziert wird. In anderen Worten kann eine Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung, die eine komplizierte Konfiguration aufweist, ein HDTV-Signal reproduzieren, und die andere Aufzeichnungs- /Wiedergabevorrichtung, die eine einfache Konfiguration aufweist, kann ein breites NTSC- Signal reproduzieren, wenn ein vorgegebenes Videoband 855 dasselbe Mehrpegel-HDTV- Signal einschließt. Demgemäß werden im Falle von Zweipegel-Mehrfachzuständen vier Kombinationen mit perfekter Kompatibilität zwischen zwei Bändern, die unterschiedliche S/N- Raten und zwei Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtungen mit unterschiedlichen Aufzeichnungs-/Wiedergabedatenraten realisiert. Dies wird einen bemerkenswerten Effekt mit sich bringen. In diesem Fall wird eine NTSC gewidmete Vorrichtung verglichen mit einer HDTV gewidmeten Vorrichtung einfach in ihrer Konstruktion sein. Im Einzelnen wird eine Schaltskala des EDTV-Dekodierers 1/6 der Schaltskala eines HDTV-Dekodierers betragen. Deshalb kann eine Vorrichtung mit niedriger Funktion mit ziemlich geringen Kosten realisiert werden. Die Realisierung von zwei Typen von Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtungen, HDTV und EDTV, mit unterschiedlicher Aufzeichnungs-/Reproduktionsfähigkeit der Bildqualität wird Produkte verschiedenen Typs schaffen, die in einem breiten Preisbereich liegen. Die Benutzer können ein Band unter einer Vielzahl von Bändern frei auswählen, von einem teuren Band mit hoher S/N-Rate bis zu einem billigeren Band mit niedriger S/N-Rate, je nachdem, wie die Gelegenheit es erfordert, um eine erforderliche Bildqualität zu erfüllen. Es wird nicht nur die Erhaltung einer perfekten Kompatibilität, sondern auch das Erreichen einer erweiterbaren Fähigkeit erzielt, und weitere Kompatibilität mit einem zukünftigen System wird sichergestellt. Folglich wird es möglich sein, langanhaltende Standards für Aufzeichnungs- /Wiedergabevorrichtungen aufzustellen. Andere Aufzeichnungsverfahren werden auf dieselbe Weise benutzt werden. Beispielsweise wird eine Mehrpegelaufzeichnung durch Benutzung einer Phasenmodulation, wie sie in der ersten und dritten Ausführungsform erläutert wurde, realisiert werden. Eine Aufzeichnung unter Benutzung von ASK, wie sie in der fünften Ausführungsform erläutert wurde, wird auch möglich sein. Ein Vielfachzustand wird realisiert werden durch Umwandlung der derzeitigen Aufzeichnung von Zweipegel zu Vierpegel und durch Aufteilung in zwei Gruppen, wie in den Fig. 59(c) und 59(d) gezeigt ist.
Ein Schaltungsblockdiagramm für ASK ist identisch zu dem in Fig. 84 offenbarten. Neben bereits beschriebenen Ausführungsformen wird auch eine Mehrpegelaufzeichnung durch Benutzung mehrfacher Spuren auf einem Magnetband realisiert werden. Ferner wird eine theoretische Mehrpegelaufzeichnung durch Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit derart, dass entsprechende Daten unterschieden werden, durchführbar.
Kompatibilität mit zukünftigen Standards wird unten beschrieben werden. Das Aufstellen von Standards für Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtungen wie ein VCR wird normalerweise unter Berücksichtigung des in der Praxis verfügbaren Bandes mit der höchsten S/N-Rate durchgeführt. Die Aufzeichnungscharakteristiken von Bändern schreiten rapide voran. Beispielsweise ist die S/N-Rate um mehr als 10 dB verglichen mit dem vor 10 Jahren benutzten Band verbessert worden. Wenn angenommen wird, dass neue Standards nach 10 bis 20 Jahren aufgrund eines Fortschritts der Bandeigenschaft aufgestellt werden, wird ein herkömmliches Verfahren Schwierigkeiten haben, Kompatibilität mit älteren Standards zu erhalten. Tatsächlich sind neue und alte Standards für gewöhnlich in einer Richtung kompatibel oder nicht untereinander kompatibel. Im Gegensatz sind gemäß der vorliegenden Erfindung die Standards zunächst zur Aufzeichnung und/oder Reproduktion des ersten Datenstroms und/oder des zweiten Datenstroms auf derzeitigen Bändern aufgestellt. Danach wird, wenn die S/N-Rate zukünftig in starkem Maße verbessert wird, ein Datenstrom mit höherem Pegel, z. B. ein dritter Datenstrom, ohne irgendeine Schwierigkeit hinzugefügt werden, solange die vorliegende Erfindung in dem System aufgenommen ist. Beispielsweise wird ein super HDTV VCR, der in der Lage ist, ein Dreipegel-64 SRQAM-Signal aufzuzeichnen oder zu reproduzieren, unter Beibehaltung perfekter Kompatibilität mit den herkömmlichen Standards realisiert werden. Ein Magnetband, das als erstes dritte Datenströme gemäß neuen Standards aufzeichnet, wird natürlich auch in der Lage sein, in der älteren Zweipegel-Magnetwiedergabe-/Aufzeichnungsvorrichtung benutzt zu werden, die zur Aufzeichnung/Reproduktion nur erster und zweiter Datenströme in der Lage ist. In diesem Fall können erste und zweite Datenströme perfekt reproduziert werden, obwohl der dritte Datenstrom nicht reproduziert belassen wird. Deshalb kann ein HDTV-Signal reproduziert werden. Aus diesen Gründen wird als Verdienst die Erweiterung des Umfangs von Aufzeichnungsdaten unter Beibehaltung der Kompatibilität zwischen neuen und alten Standards erwartet.
Zurückkehrend zu der Erläuterung der Wiedergabeoperation von Fig. 84 reproduzieren der Magnetkopf 854 und die Magnetreproduktionsschaltung 853 ein Reproduktionssignal von dem Magnetband 855 und führen es der Modulations-/Demodulationsschaltung 852 zu. Die Demodulationsoperation ist annähernd identisch mit der ersten, dritten und vierten Ausführungsform und wird nicht weiter erläutert. Der Demodulator 760 reproduziert die ersten und zweiten Datenströme D&sub1; und D&sub2;. Der zweite Datenstrom D&sub2; ist fehlerkorrigiert mit hohem Codegewinn in einem Trellis-Dekodierer 759b wie etwa einem Vitabidekodierer, um eine niedrige Fehlerrate zu haben. Der Videodekodierer 402 demoduliert D&sub1; und D&sub2; Signale, um ein HDTV-Videosignal auszugeben.
Fig. 131 ist ein Blockdiagramm, das eine Dreipegel-Magnetaufzeichnungs- /Wiedergabevorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, die einen theoretischen Pegel zusätzlich zu zwei physikalischen Pegeln aufweist. Dieses System ist im Wesentlichen dasselbe wie das von Fig. 84. Der Unterschied besteht darin, dass der erste Datenstrom weiter in zwei Hilfskanäle durch Benutzung eines TDM unterteilt ist, um eine Dreipegelkonstruktion zu realisieren.
Wie in Fig. 131 gezeigt ist, ist ein HDTV-Signal als allererstes in zwei Videosignale im mittleren und niedrigen Frequenzband D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; durch einen 1-1 Videokodierer 401c und einen 1-2 Videokodierer 401d unterteilt und wird danach einem ersten Datenstromeingang 743 der ersten Eingangssektion 742 zugeführt. Der Datenstrom D&sub1;&submin;&sub1;, der eine Bildqualität mit MPEG- Rate aufweist, ist fehlerkorrekturkodiert mit hohem Codegewinn in einem ECC-Kodierer 743a, während der Datenstrom D&sub1;&submin;&sub2; fehlerkorrekturkodiert mit normalen Codegewinn in einem ECC-Kodierer 743b ist. D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; sind zusammen zeitgemultiplext in einem TDM 743c, um einen Datenstrom D&sub1; zu ergeben. D&sub1; und D&sub2; sind in zwei Pegelsignale in einem C- CDM 749 moduliert und dann auf dem Magnetband 855 mittels des Magnetkopfes 854 aufgezeichnet.
Bei der Wiedergabeoperation wird ein Aufzeichnungssignal, das durch den Magnetkopf 854 reproduziert wird, in D&sub1; und D&sub2; durch einen C-CDM Demodulator 760 in der gleichen Weise wie bei der Erläuterung von Fig. 84 demoduliert. Der erste Datenstrom D&sub1; wird in zwei Nebenkanäle D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; mittels des TDM 758c, der in dem ersten Datenstromausgang 758 vorgesehen ist, demoduliert. Die D&sub1;&submin;&sub1; Daten werden in einem ECC-Dekodierer 758a, der einen hohen Codegewinn aufweist, fehlerkorrigiert. Deshalb können die D&sub1;&submin;&sub1; Daten bei einer geringeren S/N-Rate verglichen mit den D&sub1;&submin;&sub2; Daten demoduliert werden Ein 1-1 Videodekodierer 402a dekodiert die D&sub1;&submin;&sub1; Daten und gibt ein LDTV-Signal aus. Andererseits werden die D&sub1;&submin;&sub2; Daten in einem ECC-Dekodierer 758b, der einen normalen Codegewinn aufweist, fehlerkorrigiert. Deshalb haben die D&sub1;&submin;&sub2; Daten einen Schwellenwert hoher S/N-Rate verglichen mit den D&sub1;&submin;&sub1; Daten und werden deshalb nicht demoduliert, wenn ein Signalpegel nicht groß ist. Die D&sub1;&submin;&sub2; Daten werden dann in einem 1-2 Videodekodierer 402d demoduliert und mit den D&sub1;&submin;&sub1; Daten summiert, um ein EDTV-Signal von breitem NTSC-Grad auszugeben.
Der zweite Datenstrom D&sub2; ist Vitabi demoduliert in einem Trellis-Dekodierer 759b und fehlerkorrigiert in einem ECC-Dekodierer 759a. Deshalb werden D&sub2; Daten in ein Videosignal im hohen Frequenzband mittels eines zweiten Videodekodierers 402b umgewandelt und dann mit den D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; Daten summiert, um ein HDTV-Signal auszugeben. In diesem Fall wird ein Schwellenwert der S/N-Rate der D&sub2; Daten größer gesetzt als derjenige der S/N-Rate der D&sub1;&submin;&sub2; Daten. Demgemäß werden D&sub1;&submin;&sub1; Daten, d. h. ein LDTV-Signal, von einem Band 855, das eine kleinere S/N-Rate aufweist, reproduziert werden. D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; Daten, d. h. ein EDTV- Signal, wird von einem Band 855, das eine normale S/N-Rate aufweist, reproduziert werden. Und D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2; und D&sub2; Daten, d. h. ein HDTV-Signal, werden von einem Band, das eine hohe S/N-Rate, aufweist, reproduziert werden.
Dreipegel-Magnetaufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtungen können auf diese Weise realisiert werden. Wie in der vorstehenden Beschreibung beschrieben wurde, hat das Band 855 eine Wechselbeziehung zwischen S/N-Rate und Kosten. Die vorliegende Erfindung erlaubt Benutzern, gemäß einem Inhalt eines Fernsehprogramms, das sie aufzeichnen wollen, einen Grad eines Bandes auszuwählen, weil Videosignale, die Bildqualitäten von drei Gradstufen aufweisen, in Übereinstimmung mit Bandkosten aufgezeichnet und/oder reproduziert werden können.
Als nächstes wird ein Effekt der Mehrpegelaufzeichnung bezüglich Schnellvorschubwiedergabe beschrieben werden. Wie in einem Aufzeichnungsspurdiagramm von Fig. 132 gezeigt ist, sind eine Aufzeichnungsspur 855a, die einen Azimuthwinkel A aufweist, und eine Aufzeichnungsspur 855b, die einen entgegengesetzten Azimuthwinkel B aufweist, wechselweise auf dem Magnetband 855 angereiht. Die Aufzeichnungsspur 855a hat einen Aufzeichnungsbereich 855c bei ihrem zentralen Anteil und den Rest als D&sub1;&submin;&sub2; Aufzeichnungsbereiche 855d, wie es in der Zeichnung bezeichnet ist. Dieses einzigartige Aufzeichnungsmuster ist auf wenigstens einer der mehrfachen Aufzeichnungsspuren vorgesehen. Der Aufzeichnungsbereich 855c zeichnet einen Rahmen des LDTV-Signals auf. Ein Signal D&sub2; im hohen Frequenzband ist auf einem D&sub2; Aufzeichnungsbereich 855e, der einem gesamten Aufzeichnungsbereich der Aufzeichnungsspur 855a entspricht, aufgezeichnet. Dieses Aufzeichnungsformat bewirkt keinen neuen Effekt gegenüber einer Aufzeichnungs-/Wiedergabeoperation mit normaler Geschwindigkeit.
Eine Schnellvorschubreproduktion in umgekehrter Richtung erlaubt keinen Magnetkopfverlauf 855f mit einem Azimuthwinkel A, mit der Magnetspur zusammenzufallen, wie es in der Zeichnung gezeigt ist. Da die vorliegende Erfindung den D&sub1;&submin;&sub1; Aufzeichnungsbereich 855c bei einem zentralen engen Bereich des Magnetbandes vorsieht, wie es in Fig. 132 gezeigt ist, wird nur dieser Bereich sicher reproduziert, obwohl er mit einer vorbestimmten Wahrscheinlichkeit erscheint. Das in dieser Weise reproduzierte D&sub1;&submin;&sub1; Signal kann eine vollständige Bildebene derselben Zeit demodulieren, obwohl seine Bildqualität ein LDTV vom MPEG1-Pegel ist. Auf diese Weise können mehrere bis mehrere Zig LDTV-Signale mit perfekten Bildern während der Schnellvorschubwiedergabeoperation reproduziert werden wodurch Benutzern ermöglicht wird, während der Schnellvorschuboperation auf sichere Weise Bilder zu bestätigen.
Ein Kopfverlauf 855g entspricht einem Kopfverlauf in der umgekehrten Widergabeoperation, wodurch es verständlich wird, dass nur ein Teil der Magnetspur in der umgekehrten Wiedergabeoperation verfolgt wird. Das in 432 gezeigte Aufzeichnungs-/Wiedergabeformat erlaubt jedoch, sogar in solch einer umgekehrten Wiedergabeoperation den D&sub1;&submin;&sub1; Aufzeichnungsbereich zu reproduzieren, und deshalb wird eine Animation vom LDTV-Grad in Abständen ausgegeben.
Demgemäß ermöglicht es die vorliegende Erfindung, eine Bilddarstellung vom LDTV-Grad innerhalb eines engen Bereichs auf der Aufzeichnungsspur aufzuzeichnen, was in einer Reproduktion in Abständen von beinahe perfekten Standbildern mit einer Bildqualität vom LDTV-Grad während normaler und umgekehrter Schnellvorschubwiedergabeoperation resultiert. Dadurch können Benutzer leicht dargestellte Bilder sogar bei Hochgeschwindigkeitssuche bestätigen.
Als nächstes wird ein weiteres Verfahren beschrieben, um eine Schnellvorschubwiedergabeoperation mit höherer Geschwindigkeit anzusprechen. Ein D&sub1;&submin;&sub1; Aufzeichnungsbereich 855c ist, wie unten rechts von Fig. 132 gezeigt ist, vorgesehen, so dass ein Rahmen eines LDTV- Signals darin aufgezeichnet wird. Weiterhin ist ein enger D&sub1;&submin;&sub1; D2 Aufzeichnungsbereich 855h in einem Teil des D&sub1;&submin;&sub1; Aufzeichnungsbereichs 855c vorgesehen. Ein Nebenkanal D&sub1;&submin;&sub1; in diesem Bereich zeichnet einen Teil der Information auf, die sich auf den einen Rahmen des LDTV-Signals bezieht. Der Rest der LDTV-Information wird in dem D&sub2; Aufzeichnungsbereich 855j des D&sub1;&submin;&sub1;·D&sub2; Aufzeichnungsbereichs 855h in einer verdoppelten Weise aufgezeichnet. Der Hilfskanal D&sub2; hat eine Datenaufzeichnungskapazität, die drei- bis fünfmal so groß ist wie die des Hilfskanals D&sub1;&submin;&sub1;. Deshalb können die Hilfskanäle D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub2; eine Rahmeninformation des LDTV-Signals auf einem kleineren (1/3-1/5) Bereich des Aufzeichnungsbandes aufzeichnen. Da der Kopfverlauf in noch engeren Bereichen 855b, 855j aufgezeichnet werden kann, sind Zeit und Bereich um 1/3-1/5 verglichen mit einer Kopfverlaufszeit TS1 verringert. Selbst wenn der Verlauf des Kopfes weiter durch Vergrößerung des Schnellvorschubgeschwindigkeitsumfangs geneigt wird, wird die Wahrscheinlichkeit einer Spurverfolgung dieses Bereichs vergrößert werden. Demgemäß werden perfekte LDTV Bilddarstellungen in Abständen reproduziert, selbst wenn die Schnellvorschubgeschwindigkeit bis zu 3 bis 5 mal so stark erhöht wird wie im Fall nur des Hilfskanals D&sub1;&submin;&sub1;.
Im Falle eines Zweipegel-VCR ist dieses Verfahren bei der Reproduktion des D&sub2; Aufzeichnungsbereichs 855j nutzlos, und deshalb wird dieser Bereich in einer Hochgeschwindigkeits- Schnellvorschubwiedergabeoperation nicht reproduziert. Andererseits wird ein Dreipegel- Hochleistungs-VCR Benutzern ermöglichen, eine Bilddarstellung zu bestätigen, selbst wenn eine Schnellvorschubwiedergabeoperation bei einer höheren Geschwindigkeit, die drei- bis fünfmal so hoch ist wie die des Zweipegel-VCR, ausgeführt wird. In anderen Worten wird nicht nur exzellente Bildqualität in Übereinstimmung mit Kosten erhalten, sondern eine maximale Schnellvorschubgeschwindigkeit, die die Reproduktion von Bilddarstellungen ermöglicht, kann in Übereinstimmung mit den Kosten erhöht werden.
Obwohl diese Ausführungsform ein Mehrpegelmodulationssystem benutzt, braucht nicht gesagt zu werden, dass ein normales, z. B. 16 QAM, Modulationssystem, genommen werden kann, um die Schnellvorschubwiedergabeoperation gemäß der vorliegenden Erfindung zu realisieren, soweit eine Kodierung von Bilddarstellungen von mehrfachem Typ ist.
Ein Aufzeichnungsverfahren eines herkömmlichen nicht-vielfachen digitalen VCR, in dem Bilddarstellungen stark komprimiert sind, verteilt Videodaten gleichförmig. Deshalb war es nicht möglich, in einer Schnellvorschubwiedergabeoperation all die Bilddarstellungen einer Bildebene derselben Zeit zu reproduzieren. Das reproduzierte Bild war dasjenige, das aus einer Vielzahl von Bilddarstellungsblöcken bestand, die nicht einander übereinstimmende Zeitbasen hatten. Die vorliegende Erfindung schafft jedoch ein Mehrpegel-HDTV VCR, welches Bilddarstellungsblöcke, die übereinstimmende Zeitbasen haben, auf einer gesamten Bildebene während einer Schnellvorschubwiedergabeoperation reproduzieren kann, obwohl seine Bildqualität vom LDTV-Grad ist. Die Dreipegelaufzeichnung gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Reproduktion eines hoch auflösenden Fernsehsignals, wie eines HDTV- Signals, ermöglichen, wenn das Aufzeichnungs-/Wiedergabesystem eine S/N-Rate aufweist. Inzwischen werden ein Fernsehsignal vom EDTV-Grad, z. B. ein breites NTSC-Signal, oder ein Fernsehsignal vom LDTV-Grad, z. B. ein niedrig auflösendes NTSC-Signal, reproduziert werden, wenn das Aufzeichnungs-/Wiedergabesystem eine niedrige S/N-Rate aufweist oder von minderer Funktion ist. Wie in der vorstehenden Beschreibung beschrieben kann die Magnetaufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung Bilddarstellungen reproduzieren, die aus demselben Inhalt bestehen, selbst wenn die S/N-Rate gering ist oder eine Fehlerrate hoch ist, obwohl die Auflösung oder die Bildqualität relativ niedrig sind.

Ausführungsform 7

Eine siebte Ausführungsform der vorliegende Erfindung wird zur Ausführung einer vier-Pegel-Videosignalübertragung beschrieben. Eine Kombination der vier-Pegel- Signalübertragung und der vier-Pegel-Videodatenkonstruktion erzeugt einen vier-Pegel Signalversorgungsbereich, wie es in Fig. 91 gezeigt ist. Der vier-Pegel Versorgungsbereich besteht von innen her aus einem ersten 890a, einem zweiten 890b, einem dritten 890c und einem vierten Signalempfangsbereich 890d. Das Verfahren zum Entwickeln eines solchen vier-Pegel-Sendebereichs wird mehr im einzelnen erläutert.
Die vier-Pegel-Anordnung kann ausgeführt werden, indem vier physikalische, unterschiedliche Pegel verwendet werden, die durch Modulation bestimmt sind, oder vier logische Pegel, die durch Datenunterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit definiert sind. Die erstere liefert einen großen Unterschied bei der S/N Rate zwischen zwei benachbarten Pegeln und die S/N Rate muß vergrößert werden, um alle vier Pegel voneinander zu unterscheiden. Der letzteren liegt die Wirkung der Demodulation zugrunde, und eine Differenz bei der S/N Rate zwischen benachbarten Pegeln sollte bei einem Minimum bleiben. Daher wird die vier-Pegel-Anordnung am besten konstruiert, indem ein Kombination von zwei physikalischen Pegeln und zwei logischen Pegeln verwendet wird. Die Unterteilung eines Videosignals in vier Signalpegel wird erläutert.
Fig. 93 ist ein Blockdiagramm einer Teilerschaltung 3, die eine Videoteilerschaltung 895 und vier Komprimierer 405a, 405b, 405c, 405d umfaßt, die Videoteilerschaltung 895 enthält drei Tellerschaltungen 404a, 404b, 404c, die identisch mit der Teilerschaltung 404 des ersten Videocodierers 401 ausgebildet sind, der in Fig. 30 gezeigt ist, und die nicht mehr erläutert werden. Ein Eingangsvideosignal wird durch die Teilerschaltung in vier Komponenten unterteilt, HLVL für Daten geringer Auflösung, HHVH für Daten hoher Auflösung und HLVH und HHVL für Daten mittlerer Auflösung. Die Auflösung von HLVL ist die Hälfte derjenigen, des ursprünglichen Eingangssignals.
Das Eingangsvideosignal wird zuerst durch die Teilerschaltung 404a in zwei, eine hohe und eine niedrige, Frequenzbandkomponente unterteilt, von denen jede in einen horizontalen und einen vertikalen Abschnitt unterteilt wird. Die Zwischenstelle zwischen dem hohen und dem niedrigen Frequenzbereich ist ein Unterteilungspunkt gemäß der Ausführungsform. Daher hat HLVL, wenn das Eingangsvideosignal ein Hochauflösungs- Fernsehsignal mit einer vertikalen Auflösung von 1000 Zeilen ist, eine vertikale Auflösung von 500 Zeilen und eine horizontale Auflösung mit dem halben Wert.
Jede der zwei Daten, horizontal und vertikal, der niedrigen Frequenzkomponente HLVL wird weiter durch die Teilerschaltung 404c in zwei Frequenzbandabschnitt unterteilt. Daher hat ein HLVL Abschnittsausgang 250 Zeilen an vertikaler Auflösung und 1/4 der ursprünglichen, horizontalen Auflösung. Dieser Ausgang der Teilerschaltung 404c, der als ein LL Signal bezeichnet wird, wird dann durch den Komprimierer 405a zu einem D&sub1;&submin;&sub1; Signal komprimiert.
Die anderen drei höheren Frequenzabschnitte von HLVL werden durch einen Mischer 772c zu einem LH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer 405b zu einem D&sub1;&submin;&sub1;&sub2; Signal komprimiert wird. Der Komprimierer 405b kann durch drei Komprimierer ersetzt werden, die zwischen der Teilerschaltung 404c und dem Mischer 772c vorgesehen sind.
HLVH, HHVL und HHVH von der Teilerschaltung 404a werden durch einen Mischer 772a zu einem HHVH-H Signal gemischt. Wenn das Eingangssignal so hoch wie 1000 Zeilen bei der horizontalen und der vertikalen Auflösung ist, hat HHVH-H 500 bis 1000 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung. HHVH-H wird der Teilerschaltung 404b zugeführt, wo es erneut in vier Komponenten geteilt wird.
Ähnlich hat HLVL von der Teilerschaltung 404b 500 bis 750 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung und wird als ein HL Signal zu dem Komprimierer 405c übertragen.
Die anderen drei Komponenten HLVH, HHVL und HHVH von der Teilerschaltung 404b haben 750 bis 1000 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung und werden durch einen Mischer 772b zu einem HH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer 405d kontrolliert wird und als D&sub2;&submin;&sub2; Signal geliefert wird. Nach der Komprimierung wird das HL Signal als ein D&sub2;&submin;&sub1; Signal geliefert. Als Ergebnis trägt LL oder D&sub1;&submin;&sub1; eine Frequenzdate von 0 bis 250 Zeilen, LH oder D&sub1;&submin;&sub2; trägt eine Frequenzdate von mehr als 250 Zeilen bis zu 500 Zeilen, HL oder D&sub2;&submin;&sub1; trägt eine Frequenzdate von mehr als 500 Zeilen bis zu 750 Zeilen und HH oder D&sub2;&submin;&sub2; trägt eine Frequenzdate von mehr als 750 Zeilen bis 1000 Zeilen, so daß die Teilerschaltung 3 ein vier-Pegel-Signal erzeugen kann. Demgemäß wird, wenn die Teilerschaltung 3 des Senders 1, die in Fig. 87 gezeigt ist, durch die Teilerschaltung der Fig. 93 ersetzt wird, die Übertragung eines vier-Pegel-Signals ausgeführt.
Die Kombination von Mehr-Pegel-Daten und einer Mehr-Pegel-Übertragung ermöglicht, daß ein Videosignal stufenweise bezüglich der Bildqualität proportional zu der S/N Rate während der Übertragung verschlechtert wird, so daß zu der Vergrößerung des Fernsehversorgungsbereichs beigetragen wird. Auf der Empfängerseite ist die Arbeitsweise der Demodulation und Rückgewinnung identisch mit der des zweiten Empfängers der zweiten Ausführungsform, der in Fig. 88 gezeigt ist und nicht mehr erklärt wird. Insbesondere ist der Mischer 37 zur Videosignalübertragung statt zur Datenkommunikation abgeändert und wird nun mehr im einzelnen erklärt.
Wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist, wird ein empfangenes Signal, nachdem es demoduliert und fehlerkorrigiert worden ist, als eine Gruppe von vier Komponenten D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub2; dem Mischer 37 des zweiten Empfängers 33 der Fig. 88 zugeführt.
Fig. 94 ist ein Blockdiagramm eines abgeänderten Mischers 33, in dem D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub2; durch ihre entsprechenden Expander 523a, 523b, 523c, 523d jeweils zu einem LL, einem LH, einem HL und einem HH Signal expandiert werden, die zu jenen äquivalenten sind, die zusammen mit Fig. 93 beschrieben worden sind. Wenn die Bandbreite des Eingangssignals 1 ist, hat LL eine Bandbreite von 1/4, LL + LH hat eine Bandbreite von 1/2, LL + LH + HL hat eine Bandbreite von 3/4 und LL + LH + HL + HH hat eine Bandbreite von 1. Das LH Signal wird dann durch eine Teilerschaltung 531a unterteilt und durch einen Videomischer 548a mit dem LL Signal gemischt. Ein Ausgang des Videomischers 548a wird zu einem HLVL Anschluß eines Videomischers 548c übertragen. Der Videomischer 531a ist identisch mit dem des zweiten Decodierers 527 der Fig. 32 und wird nicht mehr erklärt. Auch wird das HH Signal durch eine Teilerschaltung 531b unterteilt und einem Videomischer 548b zugeführt. Bei dem Videomischer 648b wird das HH Signal mit dem HL Signal zu einem HHVH-H Signal gemischt, das dann durch eine Teilerschaltung 531c geteilt und zu dem Videomischer 548c geschickt wird. Bei dem Videomischer 548c wird HHVH-H mit dem Summensignal von LH und LL zu einem Videoausgang kombiniert. Der Videoausgang des Mischers 33 wird dann zu der Ausgangseinheit 36 des zweiten Empfängers übertragen, der in Fig. 88 gezeigt ist, wo er in ein Fernsehsignal zur Abgabe umgewandelt wird. Wenn das Originalsignal 1050 Zeilen vertikale Auflösung hat oder ein Hochauflösungs-Fernsehsignal mit einer Auflösung von ungefähr 1000 Zeilen ist, können seine vier unterschiedlichen Signalpegelkomponenten in ihren entsprechenden Signalempfangsbereichen empfangen werden, wie es in Fig. 91 gezeigt ist.
Die Bildqualität der vier unterschiedlichen Komponenten wird mehr im einzelnen beschrieben. Die Darstellung der Fig. 92 gibt eine Kombination der Fig. 86 und 91 wieder. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die S/N Rate zunimmt, der Gesamtsignalpegel oder die Größe der Date von 862d auf 862a in Schritten von vier Signalpegeln D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub2; erhöht.
Auch werden, wie es in Fig. 95 gezeigt ist, die vier verschiedenen Pegelkomponenten LL, LH, HL und HH proportional zu der S/N Rate angesammelt. Genauer gesagt wird die Qualität eines wiedergegebenen Bildes erhöht, wenn dar Abstand von einer Senderantenne klein wird. Wenn L = Ld, wird die LL Komponente wiedergegeben. Wenn L = Lc, wird das LL + LH Signal wiedergegeben. Wenn L = Lb, wird das LL + LH + HL Signal wiedergegeben. Wenn L = La, wird das LL + LH + HL + HH Signal wiedergegeben. Als Ergebnis wird, wenn die Bandbreite des ursprünglichen Signals 1 ist, die Bildqualität bei 1/4 Schritten der Bandbreite von 1/4 bis 1 in Abhängigkeit von dem Empfangsgebiet verstärkt. Wenn das Originalsignal ein Hochauflösungsfernsehen mit 1000 Linien vertikaler Auflösung ist, hat das wiedergegebene Fernsehsignal 250, 500, 750 und 1000 Linien Auflösung in seinen entsprechenden Empfangsgebieten. Die Bildqualität wird somit in Schritten in Abhängigkeit von dem Pegel eines Signals verändert. Fig. 96 zeigt die Signalausbreitung eines herkömmlichen digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignalübertragungssystems, bei dem keine Signalwiedergabe möglich ist, wenn die S/N Rate kleiner als Vo ist. Auch wird der Signalempfang kaum in den Signalstörungsbereichen, den Schattenbereichen und anderen signalabschwächenden Bereichen, die mit dem Zeichen x bezeichnet sind, des Versorgungsbereiches garantiert. Fig. 97 zeigt die Signalausbreitung eines Hochauflösungs-Fernsehsignalübertagungssystems der vorliegenden Erfindung. Wie es gezeigt ist, hat die Bildqualität eine volle 1000 Zeilenqualität in der Entfernung La, wo S/N = a, eine 750 Zeilenqualität in der Entfernung Lb, wo S/N = b, eine 500 Zeilenqualität in der Entfernung Lc, wo S/N = c, und eine 250 Zeilenqualität in der Entfernung Ld, wo S/N = d. Innerhalb des Abstandes La gibt es einige ungünstige Bereiche, wo die CN Rate stark abfällt und kein Hochauflösungsfernseh- Qualitätbild wiedergegeben wird. Es versteht sich, daß ein Signal mit geringerer Bildqualität jedoch gemäß dem Mehr-Pegel-Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung empfangen und wiedergegeben werden kann. Zum Beispiel ist die Bildqualität eine 750 Zeilenqualität an dem Punkt B in einem Gebäudeschattenbereich, eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt D in einem fahrenden Zug, eine 750 Zeilenqualität an dem Punkt F in einem Geisterzeugungsbereich, eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt G in einem fahrenden Auto und eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt L in dem Störungsbereich eines Nachbarsignals. Wie es oben angegeben worden ist, ermöglicht das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung, daß ein Fernsehsignal erfolgreich mit einer Qualität in dem Bereich empfangen wird, wo das herkömmliche System schlecht qualifiziert ist, so daß sein Versorgungsbereich vergrößert wird. Fig. 93 zeigt ein Beispiel der gleichzeitigen Aussendung von vier verschiedenen Fernseh Programmen, bei dem drei Qualitätsprogramme C, B, A auf ihren entsprechenden Kanälen D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub2; übertragen werden, während ein Programm D, das identisch mit dem einer lokalen, analogen Fernsehstation ist, auf dem D&sub1;&submin;&sub1; Kanal ausgebreitet wird. Demgemäß können, während das Programm D mit einem gleichzeitig ausgesendeten Dienst verfügbar gehalten wird, die anderen drei Programme auch in der Luft verbreitet werden, um einen mehrfachen Programmsendedienst anzubieten.

Ausführungsform 8

Nachfolgend wird eine achte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert. Die achte Ausführungsform wendet ein Mehrpegel- Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung zur Übertragung/zum Empfangen in einem drahtlosen Telefonsystem an.
Fig. 115 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger eines tragbaren Telefons zeigt, in dem ein Telefonkonversationston, der über ein Mikrofon 762 eingegeben ist, in einem Kompressor 405 in Mehrpegeldaten D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; wie vorstehend beschrieben komprimiert und kodiert wird. Diese D&sub1;, D&sub2;, und D&sub3; Daten werden zeitlich unterteilt in einer Zeitteilerschaltung 765 in vorbestimmte Zeitschlitze und werden danach in einem Modulator 4 in ein Mehrpegelsignal, z. B. SRQAM, wie vorstehend beschrieben, moduliert. Danach senden eine Antennenteilungseinheit 764 und eine Antenne 22 eine Trägerwelle, die ein moduliertes Signal trägt, welches von einer Basisstation, die später beschrieben wird, empfangen wird und zu anderen Basisstationen oder einem zentralen Telefonaustauscher weitergesendet wird, um mit anderen Telefonen zu kommunizieren.
Im Gegensatz dazu empfängt die Antenne 22 Sendfunkwellen von anderen Basisstationen als Kommunikationssignale von anderen Telefonen. Ein empfangenes Signal wird in einem Demodulator 45 vom Mehrpegel-Typ, z. B. SRQAM, in D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; Daten demoduliert. Eine Zeitgebungsschaltung 767 delektiert Zeitgebungssignale auf der Basis von demodulierten Signalen. Diese Zeitgebungssignale werden der Zeitteilerschaltung 765 zugeführt. Demodulierte Signale D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; werden einem Expander 503 zugeführt und in ein Tonsignal gespreizt, welches dann zu einem Lautsprecher 763 übermittelt und in Ton umgewandelt wird.
Fig. 116 zeigt ein Blockdiagramm, das exemplarisch eine Anordnung von Basisstationen zeigt, in denen drei Basisstationen 771, 772 und 773 im Zentrum von entsprechenden Emfangszellen 768, 769 und 770 eines Sechsecks oder Kreises platziert sind. Diese Basisstationen 771, 772 bzw. 773 weisen eine Vielzahl von Sende-/Empfangseinheiten 76a-76j auf, die jeweils ähnlich sind zu der von Fig. 115, um Datenkommunikationskanäle entsprechend der Anzahl dieser Sende-/Empfangseinheiten zu haben. Eine Basisstationsteuerung 774 ist mit all den Basisstationen verbunden und überwacht immer einen Kommunikationsverkehrsumfang jeder Basisstation. Basierend auf dem Überwachungsergebnis führt die Basisstationssteuerung 774 eine umfassende Systemsteuerung durch einschließlich der Zuweisung von Kanalfrequenzen zu entsprechenden Basisstationen oder der Steuerung von Empfangszellen von entsprechenden Basisstationen.
Fig. 117 ist eine Ansicht, die eine Verkehrsverteilung des Kommunikationsumfangs in einem herkömmlichen, z. B. QPSK, System zeigt. Ein Diagram d = A zeigt Daten 774a und 774b, die eine Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz aufweisen, und ein Diagramm d = B zeigt Daten eine Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz aufweisen, und ein Diagramm d = B zeigt Daten 774c, die eine Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz aufweisen. Eine Summierung dieser Daten 774a, 774b und 774c ergibt Daten 774d, die einen Übertragungsumfang von Ach darstellen, die aus Empfangszellen 768 und 770 bestehen. Die Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz ist gleichmäßig verteilt. Jedoch ist die Bevölkerungsdichte in einem tatsächlichen Stadtgebiet lokal groß in mehreren überfüllten Bereichen 775a, 775b und 775c, welche konzentrierte Gebäude einschließen. Daten 774, die einen Kommunikationsverkehrsumfang darstellen, zeigen mehrere Spitzen an Positionen, die genau diesen überfüllten Bereichen 775a, 775b und 775c entsprechen im Gegensatz zu anderen Bereichen, die einen geringen Kommunikationsumfang aufweisen. Eine Kapazität eines herkömmlichen drahtlosen Telefons wurde gleichmäßig auf 2 Bit/Hz Frequenzeffizienz der gesamten Region gesetzt, wie durch die Daten 774d gezeigt ist, ungeachtet eines tatsächlichen Verkehrsumfangs Tf, der durch die Daten 774e gezeigt ist. Es ist nicht effektiv, dieselbe Frequenzeffizienz ungeachtet des tatsächlichen Verkehrsumfangs zu geben. Um diese Ineffizienz zu kompensieren, haben die herkömmlichen Systeme viele Frequenzen den Regionen, die einen großen Verkehrsumfang haben, zugewiesen, haben die Kanalzahl erhöht oder die Empfangszelle derselben verringert. Eine Erhöhung der Kanalzahl ist jedoch durch das Frequenzspektrum begrenzt. Weiterhin erhöhen herkömmliche Mehrpegelmodusübertragungssysteme, z. B. 16 QAM oder 64 QAM, die Sendeleistung. Eine Verringerung von Empfangszellen wird eine Erhöhung in der Zahl der Basisstationen herbeiführen, was die Einrichtungskosten erhöhen wird.
Es ist für die Verbesserung der Gesamtsystemseffizienz ideal, die Frequenzeffizienz der Region zu erhöhen, die einen größeren Verkehrsumfang aufweist, und die Frequenzeffizienz der Region zu erniedrigen, die einen kleineren Verkehrsumfang aufweist. Ein Mehrpegelsignalübertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung realisiert diese ideale Modifikation. Dies wird unter Bezugnahme auf Fig. 118 erläutert werden, die einen Kommunikationsumfang und eine Verkehrsverteilung gemäß der achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Genauer zeigt Fig. 118 Kommunikationsumfänge entsprechender Empfangszellen 770b, 768, 769, 770 und 770a genommen entlang einer Linie A-A'. Die Empfangszellen 768 und 770 benutzen Frequenzen einer Kanalgruppe A, während die Empfangszellen 770b, 769 und 770a Frequenzen einer Kanalgruppe B benutzen, die nicht mit der Kanalgruppe A überlappt. Die Basisstationssteuerung 774, die in Fig. 116 gezeigt ist, erhöht oder erniedrigt die Kanalzahl dieser Kanäle in Übereinstimmung mit dem Verkehrsumfang entsprechender Empfangszellen. In Fig. 118 stellt ein Diagramm d = A eine Verteilung eines Kommunikationsumfangs des A Kanals dar. Ein Diagramm d = B stellt eine Verteilung eines Kommunikationsumfangs des B Kanals dar. Ein Diagramm d = A + B stellt eine Verteilung eines Kommunikationsumfangs aller Kanäle dar. Ein Diagramm Tf stellt einen Kommunikationsverkehrsumfang dar, und ein Diagramm P zeigt eine Verteilung von Gebäuden und Bevölkerung.
Die Empfangszellen 768, 769 und 770 wenden das Mehrpegelsignalübertragungssystem, z. B. SRQAM, an. Deshalb ist es möglich, eine Frequenznutzungseffizienz von 6 Bit/Hz, drei mal so groß wie 2 Bit/Hz von QPSK, in der Nähe der Basisstationen zu erhalten, wie durch Daten 776a, 776b und 776c bezeichnet ist. Inzwischen verringert sich die Frequenznutzungseffizienz in Schritten von 6 Bit/Hz zu 4 Bit/Hz, und von 4 Bit/Hz zu 2 Bit/Hz, wenn man in den Vorstadtbereich geht. Wenn die Übertragungsleistung nicht ausreichend ist, werden 2 Bit/Hz-Bereiche enger als die Empfangszellen von QPSK, bezeichnet durch gepunktete Linien 77a, 77b, 77c. Eine äquivalente Empfangszelle wird jedoch leicht durch geringfügige Erhöhung der Übertragungsleistung der Basisstationen erhalten.
Die Übertragungs-/Empfangsoperation einer mobilen Station, die in der Lage ist, auf ein 64 SRQAM-Signal zu antworten, wird durch Benutzung einer modifizierten QPSK ausgeführt, die durch Setzen eines Verschiebungsumfangs von SRQAM auf S = 1 an einem fern von der Basisstation entfernten Ort erhalten wird, durch Benutzung eines 16 SRQAM an einem nicht so weit von derselben entfernten Ort und einer 64 SRQAM an dem nahesten Ort. Entsprechend erhöht sich die maximale Sendeleistung verglichen mit QPSK nicht.
Weiterhin sind Sender/Empfänger vom 4 SRQAM Typ, deren SchaltungskonFiguration vereinfacht in einem Blockdiagramm von Fig. 121 gezeigt ist, in der Lage, mit anderen Telefonen zu kommunizieren unter Beibehaltung der Kompatibilität. Dies wird auch der Fall sein in einem Sender/Empfänger vom SRQAM Typ, wie er in einem Blockdiagramm von Fig. 122 gezeigt ist. Als Ergebnis werden drei Telefone unterschiedlichen Typs bereitgestellt, die unterschiedliche Modulationssysteme aufweisen. Eine kleine Große und ein geringes Gewicht sind wichtig für tragbare Telefone. In dieser Beziehung werden die 4 SRQAM Systeme, die eine einfache SchaltungskonFiguration aufweisen, für die Benutzer geeignet sein, die ein kleines und leichtes Telefon wollen, obwohl seine Frequenznutzungseffizienz gering ist und deshalb die Kosten eines Anrufs steigen können. Auf diese Weise kann das erfindungsgemäße System für eine breite Vielfalt von Nutzungen geeignet sein.
Wie oben erläutert, wird das Übertragungssystem, das eine Verteilung wie d = A + B von Fig. 118 aufweist, dessen Kapazität lokal geändert wird, verwirklicht. Deshalb wird eine Gesamtfrequenznutzungseffizienz effektiv stark verbessert, wenn das Layout von Basisstationen bestimmt wird, für den tatsächlichen, durch Tf bezeichneten Verkehrsumfang geeignet zu sein. Der Effekt der vorliegenden Erfindung wird besonders groß in einem Mikrozellensystem sein, dessen Empfangszellen kleiner sind und deshalb eine Vielzahl von Hilfsbasisstationen erfordert, da eine Großzahl von Hilfsbasisstationen leicht an einem Ort, der einen großen Verkehrsumfang aufweist, installiert werden kann.
Als nächstes wird die Datenzuordnung jedes Zeitschlitzes unter Bezugnahme auf Fig. 119 erläutert, wobei Fig. 119(a) einen herkömmlichen Zeitschlitz und Fig. 119(a) einen Zeitschlitz gemäß der achten Ausführungsform zeigen. Das herkömmliche System führt eine Abwärtsübertragung, d. h. von einer Basisstation zu einer mobilen Station, wie in Fig. 119(a) gezeigt ist, durch, in der ein Synchronisationssignal S durch einen Zeitschlitz 718(a) und Sendesignale zu entsprechenden tragbaren Telefonen von A, B, C Kanälen durch Zeitschlitze 780(b), 780(c) bzw. 780(d) bei einer Frequenz A übertragen werden. Andererseits wird eine Aufwärtsübertragung, d. h. von der mobilen Station zu der Basisstation, derart durchgeführt, dass ein Synchronisationssignal und Sendesignale von a, b, c Kanälen durch Zeitschlitze 781(a), 781(b), 781(c), 781(d) bei einer Frequenz B übertragen werden.
Die vorliegende Erfindung, die durch ein Mehrpegelsignalübertragungssystem, z. B. 64 SRQAM, gekennzeichnet ist, ermöglicht es, Dreipegel-Daten, bestehend aus D&sub1;, D&sub2;, D&sub3; von 2 Bit/Hz, wie in Fig. 119(b) gezeigt ist, zu haben. Da beide der A&sub1; und A&sub2; Daten durch 16 SRQAM übertragen werden, weisen ihre Zeitschlitze eine zwei mal so hohe Datenrate auf wie durch Schlitze 782(b), 782(c) und 783(b), 783(c) gezeigt ist. Dies bedeutet, dass Ton gleicher Qualität in der halben Zeit übertragen werden kann. Entsprechend wird eine Zeitbreite von entsprechenden Zeitschlitzen 782(b), 782(c) halb so groß. Auf diese Weise kann eine zweifache Übertragungskapazität bei dem Zweipegel-Bereich 776, der in Fig. 118 gezeigt ist, d. h. in der Nähe der Basisstation, erreicht werden.
Auf dieselbe Art führen Zeitschlitze 782(g), 783(g) die Übertragung/den Empfang von E1 Daten unter Benutzung eines 64 SRQAM Signals durch. Da die Übertragungskapazität drei mal so groß ist, kann ein Zeitschlitz für drei Kanäle von E&sub1;, E&sub2;, E&sub3; benutzt werden. Dies würde für eine Region benutzt werden, die noch näher zur Basisstation liegt. Dadurch kann eine bis zu drei mal so große Kommunikationskapazität im selben Frequenzband erreicht werden. Eine tatsächliche Übertragungseffizienz würde jedoch auf 90% verringert werden. Zur Steigerung des Effekts der vorliegenden Erfindung ist es wünschenswert, dass die Sendeumfangsverteilung gemäß der vorliegenden Erfindung mit der regionalen Verteilung des tatsächlichen Verkehrsumfangs so perfekt wie möglich übereinstimmt.
In der Tat besteht ein tatsächlicher städtischer Bereich aus einem überfüllten Gebäudebezirk und einer Grüngürtelzone, die diesen Gebäudebereich umgibt. Sogar ein tatsächlicher Vorstadtbereich besteht aus einem Wohnbezirk und Feldern oder einem Wald, der diesen Wohnbezirk umgibt. Diese städtischen und vorstädtischen Bereiche ähneln sich in der Verteilung der Tf Diagramme. Dadurch wird die Anwendung der vorliegenden Erfindung effektiv.
Fig. 120 ist ein Diagramm, das Zeitschlitze durch das TDMA Verfahren zeigt, wobei Fig. 120(a) ein herkömmliches Verfahren und Fig. 120(b) die vorliegende Erfindung zeigt. Das herkömmliche Verfahren benutzt Zeitschlitze 786(a), 786(b) zur Übertragung an tragbare Telefone von A, B Kanälen bei derselben Frequenz und Zeitschlitze 787(a), 787(b) zur Übertragung von denselben, wie in Fig. 120(a) gezeigt ist. Im Gegensatz dazu benutzt der 16 SRQAM Modus der vorliegenden Erfindung einen Zeitschlitz 788(a) zum Empfang von einem A&sub1; Kanal und einen Zeitschlitz 788(c) zum Senden zu einem A&sub1; Kanal, wie in Fig. 120(b) gezeigt ist. Eine Breite des Zeitschlitzes wird näherungsweise ¹/&sub2;. Im Falle eines 64 SRQAM Modus wird ein Zeitschlitz 788(i) zum Empfang von einem D&sub1; Kanal und ein Zeitschlitz 788(I) zum Senden an einen D&sub1; Kanal benutzt. Eine Breite des Zeitschlitzes wird näherungsweise 1/3.
Um elektrische Leistung zu sparen, wird ein Senden vom E&sub1; Kanal durch Benutzung eines normalen 4 SRQAM Zeitschlitzes 788(r) durchgeführt, während ein Empfang von einem E&sub1; Kanal durch Benutzung eines 16 SRQAM Zeitschlitzes 788(b), der ein ¹/&sub2; Zeitschlitz ist, durchgeführt wird.
Die Übertragungsleistung wird sicher unterdrückt, obwohl Kommunikationskosten aufgrund einer langen Belegungszeit steigen können. Dies wird für ein kleines und leichtes tragbares Telefon, das mit einer kleinen Batterie ausgestattet ist, oder wenn die Batterie beinahe leer ist, effektiv sein.
Wie in der vorstehenden Beschreibung beschrieben ist, ermöglicht es die vorliegende Erfindung, die Verteilung der Sendekapazität so zu bestimmen, dass sie mit der tatsächlichen Verkehrsverteilung übereinstimmt, um dadurch die Sendekapazität wesentlich zu erhöhen. Weiterhin erlaubt die vorliegende Erfindung Basisstationen oder mobilen Stationen, eine von zwei oder drei Übertragungskapazitäten frei auszuwählen. Wenn die Frequenznutzungseffizienz geringer gewählt wird, wird der Leistungsverbrauch erniedrigt. Wenn die Frequenznutzungseffizienz höher gewählt wird, werden Kommunikationskosten gespart. Darüber hinaus wird der Einsatz eines 4 SRQAM Modus, der eine kleinere Kapazität hat, die Schaltung vereinfachen und die Größe und Kosten des Telefons reduzieren. Wie in den vorstehenden Ausführungsformen erläutert wurde, besteht ein Kennzeichen der vorliegenden Erfindung darin, dass Kompatibilität zwischen all den beteiligten Stationen erhalten bleibt. Auf diese Weise erhöht die vorliegende Erfindung nicht nur die Sendekapazität, sondern erlaubt es, Kunden mit einer breiten Vielfalt von Serien von einem Superminitelefon bis zu einem Hochleistungstelefon zu versorgen.

Ausführungsform 9

Nachfolgend wird eine neunte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Die neunte Ausführungsform wendet diese Erfindung in einem OFDM Übertragungssystem an. Fig. 123 ist ein Blockdiagramm eines OFDM Senders/Empfängers, und Fig. 124 ist ein Diagramm, das ein Prinzip einer OFDM Aktion zeigt. Ein OFDM ist eines von FDM und hat eine bessere Effizienz bezüglich Frequenznutzung verglichen mit einer allgemeinen FDM, da ein FDM zwei benachbarte Träger derart setzt, dass sie um 90º zueinander verschoben sind. Weiterhin kann ein FDM Mehrwegstörung wie etwa ein Störbild (ghost) ertragen und kann deshalb für die digitale Musikübertragung oder die digitale Fernsehübertragung angewendet werden.
Wie in dem Prinzipdiagramm von Fig. 124 gezeigt ist, wandelt ein OFDM ein Eingangssignal durch einen Serien-Parallel-Wandler 791 in Daten, die auf einer Frequenzachse 793 an Intervallen von 1/ts verteilt sind, so dass Nebenkanäle 794a-794e erzeugt werden. Dieses Signal ist invers-FFT-gewandelt durch einen Modulator 4, welcher eine inverse FFT 40 aufweist, in ein Signal auf der Zeitachse 799, um ein Sendesignal 795 zu erzeugen. Dieses inverse FFT Signal wird während eines effektiven Zeichenanteils 795 der Zeitspanne ts gesendet. Ein Schutzintervall 797, das einen Betrag tg aufweist, ist zwischen entsprechenden Zeichenanteilen geschaffen.
Eine Sende-/Empfangsaktion eines HDTV-Signals gemäß dieser neunten Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm von Fig. 123 erläutert, welches ein Hybrid OFDM-CCDM System zeigt. Ein eingegebenes HDTV-Signal wird von einem Videokodierer 401 in Dreipegel-Videosignale, ein Videosignal im niedrigen Frequenzband D&sub1;&submin;&sub1;, ein Videosignal im mittleren-niedrigen Frequenzband D&sub1;&submin;&sub2; und ein Videosignal im hohen-mittleren- niedrigen Frequenzband D&sub2;, getrennt und einer Eingangssektion zugeführt.
In einem ersten Datenstromeingang 743 wird ein D&sub1;&submin;&sub1; Signal mit hohem Codegewinn ECC- kodiert, und ein D&sub1;&submin;&sub2; Signal wird mit normalem Codegewinn ECC-kodiert. Ein TDM 743 führt Zeit-Divisions-Multiplex von D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; Signalen durch, um ein D&sub1; Signal zu erzeugen, welches dann einem D&sub1; Serien-Parallel-Wandler 791d in einem Modulator 852a zugeführt wird. Das D&sub1; Signal besteht aus n Teilen von parallelen Daten, welche in erste Eingänge von n Teilen eines C-CDM Modulators 4a bzw. 4b eingegeben werden.
Andererseits wird das Signal D&sub2; im hohen Frequenzband einem zweiten Datenstromeingang 744 der Eingangssektion 742 zugeführt, in der das D&sub2; Signal in einem ECC 744a ECC- kodiert (Fehlerkorrekturcodekodiert) und dann in einem Trellis-Kodierer 744b Trellis-kodiert wird. Danach wird das D&sub2; Signal an einen D&sub2; Serien-Parallel-Wandler 791b des Modulators 852a geliefert und in n Teile von parallelen Daten gewandelt, die in zweite Eingänge der n Teile des C-CDM Modulators 4a bzw. 4b eingegeben werden.
Die C-CDM Modulatoren 4a, 4b bzw. 4c erzeugen 16 SRQAM Signale auf Basis der D&sub1; Daten des ersten Datenstromeingangs und der D&sub2; Daten des zweiten Datenstromeingangs. Diese n Teile des C-CDM Modulators haben voneinander verschiedene Träger. Wie in Fig. 124 gezeigt ist, sind die Träger 794a, 794b, 794c auf der Frequenzachse 793 derart angereiht, dass zwei benachbarte Träger um 90º phasenverschoben zueinander liegen. Derart C- CDM modulierte n Teile des modulierten Signals werden der inversen FFT-Schaltung 40 zugeführt und von der Frequenzachsendimension 793 auf die Zeitachsendimension 790 abgebildet. Dadurch werden Zeitsignale 796a, 796b, die eine effektive Zeichenlänge ts aufweisen, erzeugt. Zwischen den effektiven Zeichenzeitzonen 796a und 796b wird eine Schutzintervallzone 797a von Tg Sekunden geschaffen, um Mehrwegstörungen zu vermindern. Fig. 129 ist ein Graph, der einen Zusammenhang zwischen Zeitachse und Signalpegel zeigt. Die Schutzzeit Tg des Schutzintervallbandes 797a wird dadurch bestimmt, dass Mehrwegbeeinflussung und Signalnutzung berücksichtigt wird. Dadurch, das die Schutzzeit Tg länger einstellt wird als die Mehrwegbeeinflussungszeit, z. B. ein Fernsehstörungssignal, werden modulierte Signale der inversen FFT-Schaltung 40 durch einen Parallel-Serien-Wandler 4e in ein Signal gewandelt und dann von einer Sendeschaltung 5 als ein HF-Signal gesendet.
Als nächstes wird die Wirkungsweise eines Empfängers 43 beschrieben. Ein empfangenes Signal, das als zeitbasiertes Zeichensignal 796e der Fig. 124 gezeigt ist, wird einer Eingangsschaltung 24 von Fig. 123 zugeführt. Das empfangene Signal wird dann in ein digitales Signal in einem Demodulator 852b gewandelt und weiter in Fourierkoeffizienten in einem FFT 40a geändert. Dadurch wird das Signal von der Zeitachse 799 auf die Frequenzachse 793 wie in Fig. 124 gezeigt abgebildet. Das heißt, das zeitbasierte Zeichensignal wird in frequenzbasierte Träger 794a, 794b gewandelt. Da diese Träger in um 90º phasenverschobener Beziehung zueinander stehen, ist es möglich, entsprechend modulierte Signale abzutrennen. Fig. 125(b) zeigt ein derart demoduliertes 16 SRQAM Signal, welches dann entsprechenden C-CDM Demodulatoren 45a, 45b eines C-CDM Demodulators 45 zugeführt wird, in dem das demodulierte 16 SRQAM Signal in Mehrpegel-Nebensignale D&sub1;, D&sub2; demoduliert wird. Diese Nebensignale D&sub1; und D&sub2; werden weiter demoduliert durch einen D&sub1; Parallel-Serien-Wandler 852a und einen D&sub2; Parallel-Serien-Wandler 852b in die originalen D&sub1; und D&sub2; Signale.
Da das Signalübertragungssystem vom C-CDM Mehrpegel-Typ, gezeigt in Fig. 125(b), ist, werden beide D&sub1; und D&sub2; Signale unter besseren Empfangsbedingungen demoduliert, aber nur das D&sub1; Signal wird unter schlechteren Empfangsbedingungen, z. B. bei niedriger S/N- Rate, demoduliert werden. Das demodulierte D&sub1; Signal wird in einer Ausgangssektion 757 demoduliert. Da das D&sub1;&submin;&sub1; Signal einen höheren ECC-Codegewinn verglichen mit dem D&sub1;&submin;&sub2; Signal aufweist, wird ein Fehlersignal des D&sub1;&submin;&sub1; Signals sogar unter einer schlechteren Empfangsbedingung reproduziert.
Das D&sub1;&submin;&sub1; Signal wird von einem 1-1 Videodekodierer 402c in ein Signal im niedrigen Frequenzband gewandelt und als ein LDTV ausgegeben, und das D&sub1;&submin;&sub2; Signal wird von einem 1- 2 Videodekodierer 402d in ein Signal im mittleren Frequenzband gewandelt und als EDTV ausgegeben.
Das D&sub2; Signal wird von einem Trellis-Dekodierer 759b Trellis-dekodiert und von einem zweiten Videodekodierer 402b in ein Signal im hohen Frequenzband gewandelt und als ein HDTV Signal ausgegeben. Ein LDTV Signal wird nämlich nur im Falle des Signals im niedrigen Frequenzband ausgegeben. Ein EDTV Signal von breitem NTSC-Grad wird ausgegeben, wenn das Signal im mittleren Frequenzband zu dem Signal im niedrigen Frequenzband addiert wird, und ein HDTV Signal wird erzeugt durch Addieren von Signalen im niedrigen, mittleren und hohen Frequenzband. Genauso wie bei der vorherigen Ausführungsform kann ein Fernsehsignal, welches eine Bildqualität aufweist, die von einer Empfangs-S/N-Rate abhängt, empfangen werden. Dadurch realisiert die neunte Ausführungsform ein neues Mehrpegel-Signalübertragungssystem durch Kombination eines OFDM und eines C-CDM, welches nicht durch das OFDM alleine erhalten wurde.
Ein OFDM ist sicherlich stark gegen Mehrweg wie etwa Fernsehstörungssignale, da die Schutzzeit Tg ein Interferenzsignal des Mehrwegs absorbieren kann. Entsprechend ist das OFDM auf die digitale Fernsehübertragung für Kraftfahrzeugfernsehempfänger anwendbar. Inzwischen wird kein OFDM Signal empfangen, wenn die S/N-Rate geringer als ein vorbestimmter Wert ist, da sein Signalübertragungsmuster nicht vom Mehrpegel-Typ ist.
Die vorliegende Erfindung kann jedoch diesen Nachteil durch Kombination des OFDM mit dem C-CDM lösen, wobei dadurch eine allmähliche Abnahme, abhängig von der S/N-Rate in einem Videosignalempfang, realisiert wird, ohne durch Mehrwegübertragung gestört zu werden.
Wenn ein Fernsehsignal in einem abgeteilten Raum eines Fahrzeugs empfangen wird, wird nicht nur der Empfang durch Mehrwegübertragung gestört, sondern es wird auch die S/N- Rate verschlechtert. Deshalb wird der Übertragungsversorgungsbereich einer Fernsehübertragungsstation nicht wie erwartet erweitert werden, wenn die Gegenmaßnahme nur für Mehrwegübertragung vorgesehen ist.
Andererseits wird ein Empfang eines Fernsehsignals wenigstens vom LDTV-Grad durch die Kombination mit dem Mehrpegel-Übertragungs-C-CDM sichergestellt, selbst wenn die S/N- Rate deutlich verringert ist. Da die Größe der Bildfläche eines Fahrzeugfernsehgeräts normalerweise geringer als 10 Inch ist, wird ein Fernsehsignal von LDTV-Grad eine ausreichende Bildqualität bereitstellen. Dadurch wird der Versorgungsbereich vom LDTV-Grad des Kraftfahrzeugfernsehens stark erweitert. Wenn ein OFDM in einem gesamten Frequenzband eines HDTV Signals benutzt wird, können die derzeitigen Halbleitertechnologien nicht verhindern, dass die Schaltungsskala so weit ansteigt.
Nun wird ein OFDM Verfahren zum Senden nur eines D&sub1;&submin;&sub1; eines Fernsehsignals im niedrigen Frequenzband unten beschrieben. Wie in einem Blockdiagramm in Fig. 138 gezeigt ist, werden eine Komponente D&sub1;&submin;&sub2; im mittleren Frequenzband und eine Komponente D&sub2; im hohen Frequenzband eines HDTV Signals in einem C-CDM Modulator 4a gemultiplext und dann durch ein FDM 40d bei einem Frequenzband A gesendet.
Andererseits wird ein von einem Empfänger 43 empfangenes Signal zu allererst von einem FDM 40e Frequenz geteilt und dann von einem C-CDM Demodulator 4b der vorliegenden Erfindung demoduliert. Danach wird das derart C-CDM demodulierte Signal in mittlere und hohe Frequenzkomponenten des HDTV in gleicherweise wie in Fig. 123 reproduziert. Eine Operation eines Videodekoders 402 ist identisch zu der der Ausführungsformen 1, 2 und 3 und wird nicht weiter erläutert.
Inzwischen wird das D&sub1;&submin;&sub1; Signal, ein Signal im niedrigen Frequenzband vom MPEG1-Grad des HDTV, durch einen Serien-Parallel-Wandler 791 in ein paralleles Signal gewandelt und einem OFDM Modulator 852c zugeführt, der eine QPSK oder 16 QAM Modulation ausführt. Nachfolgend wird das D&sub1;&submin;&sub1; Signal von einem inversen FFT 40 in ein zeitbasiertes Signal gewandelt und bei einem Frequenzband B durch den FDM 40d gesendet.
Andererseits wird ein von dem Empfänger 43 empfangenes Signal in dem FDM 40e frequenzgeteilt und dann in eine Anzahl von frequenzbasierten Signalen in einem FFT 40a des OFDM Modulators 852d gewandelt. Danach werden frequenzbasierte Signale in entsprechenden Demodulatoren 4a, 4b demoduliert und einem Parallel-Serien-Wandler 882a zugeführt, worin ein D&sub1;&submin;&sub1; Signal demoduliert wird. Dadurch wird ein D&sub1;&submin;&sub1; Signal vom LDTV-Grad von dem Empfänger 43 ausgegeben.
Auf diese Weise wird nur ein LDTV Signal OFDM-moduliert in der Mehrpegel- Signalübertragung. Das System von Fig. 138 ermöglicht es, eine komplizierte OFDM Schaltung nur für ein LDTV Signal zu schaffen. Eine Bitrate des LDTV Signals ist 1/20 von der eines HDTV. Deshalb wird der Schaltungsmaßstab des OFDM auf 1/20 verringert, was in einer herausragenden Verringerung des gesamten Schaltmaßstabes resultiert.
Ein OFDM Signalübertragungssystem ist stark gegen Mehrwegübertragung und wird bald auf eine mobile Station angewendet werden, wie etwa ein tragbares Fernsehgerät, ein Fahrzeugfernsehgerät oder einen digitalen Musikrundfunkempfänger, der stärker und variabler Mehrwegübertragungsstörung ausgesetzt ist. Für derartige Nutzungen ist eine kleine Bildgröße von weniger als 10 Inch, 4 bis 8 Inch, die Hauptrichtung. Es wird deshalb geschätzt, dass die OFDM Modulation eines hochauflösenden Fernsehsignals wie etwa HDTV oder EDTV einen geringeren Effekt bringen wird. In anderen Worten würde der Empfang eines Fernsehsignals vom LDTV-Grad für Fahrzeugfernsehen ausreichend sein.
Im Gegensatz dazu ist bei einer festen Station wie etwa einem Heimfernsehgerät Mehrwegübertragung konstant. Deshalb ist eine Gegenmaßnahme gegen Mehrwegübertragung relativ einfach. Ein geringerer Effekt wird für solch eine feste Station durch OFDM gebracht, außer in einem Störbildbereich. Die Benutzung von OFDM für Komponenten im mittleren und hohen Frequenzband von HDTV ist nicht vorteilhaft angesichts des gegenwärtigen Schaltungsmaßstabes von OFDM, der noch groß ist.
Entsprechend kann das Verfahren der vorliegenden Erfindung, in der OFDM nur für ein Fernsehsignal im niedrigen Frequenzband benutzt wird, wie in Fig. 138 gezeigt ist, den Schaltungsmaßstab des OFDM auf weniger als 1/10 verringern, ohne einen inhärenten OFDM Effekt zu verlieren, welcher in der Lage ist, Mehrwegübertragungsstörung von LDTV stark beim Empfang an einer mobilen Station wie etwa einem Kraftfahrzeug zu verringern.
Obwohl die OFDM Modulation von Fig. 138 nur für ein D&sub1;&submin;&sub1; Signal durchgeführt wird, ist es auch möglich, D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub1; durch OFDM zu modulieren. In solch einem Fall wird eine C- CDM Zweipegel-Signalübertragung zur Übertragung von D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; benutzt. Dadurch wird eine Mehrpegel-Rundfunkübertragung für ein Fahrzeug wie etwa ein Kraftfahrzeug realisiert, die stark gegen Mehrwegübertragung ist. Sogar in einem Fahrzeug wird der allmähliche Anstieg in einer derartigen Weise realisiert, dass LDTV und SDTV Signale mit Bildqualitäten empfangen werden, die von dem Empfangssignalpegel oder der Antennenempfindlichkeit abhängen.
Die Mehrpegel-Signalübertragung gemäß der vorliegenden Erfindung ist auf diese Weise durchführbar und erzeugt verschiedene Effekte, wie vorstehend beschrieben wurde. Wenn die Mehrpegel-Signalübertragung der vorliegenden Erfindung bei einem OFDM eingebaut wird, wird es ferner möglich werden, ein System zu schaffen, das stark gegen Mehrwegübertragung ist, und den Datenübertragungsgrad entsprechend einer Änderung des empfangbaren Signalpegels zu ändern.
Fig. 126(a) zeigt ein anderes Verfahren zur Realisierung des Mehr-Pegel- Signalübertragungssystems, wobei die Hilfskanäle 794a-794c der OFDM einer ersten Schicht 801a und die Hilfskanäle 794d-794f einer zweiten Schicht 801b zugeordnet sind. Eine Frequenzschutzzone 802a von fg ist zwischen diesen zwei (ersten und zweiten) Schichten geschaffen. Fig. 126(b) zeigt eine elektrische Leistungsdifferenz 802b von Pg, die bereitgestellt ist, um die Übertragungsleistung der ersten und zweiten Schichten 801a und 801b zu unterscheiden.
Die Nutzung dieser Unterscheidung ermöglicht es, die elektrische Leistung der ersten Schicht 801a in dem Bereich zu erhöhen, der nicht den analogen TV-Übertragungsdienst, wie in der vorher beschriebenen Fig. 108(d) gezeigt ist, behindert. In diesem Fall wird ein Schwellenwert des C/N- Verhältnisses, der in der Lage ist, die erste Schicht 801a zu empfangen, geringer als der für die zweite Schicht 801b wie in Fig. 108(e) gezeigt ist. Entsprechend kann die erste Schicht 801a sogar in einem Bereich mit niedrigem Signalpegel oder in einem Bereich mit hohem Rauschen empfangen werden. Deshalb wird eine Zweischicht-Signalübertragung, wie in Fig. 147 gezeigt, realisiert. Diese wird als leistungs-gewichtetes-OFDM System (d. h. PW-OFDM) in dieser Beschreibung bezeichnet. Wenn dieses PW-OFDM- System mit dem C-CDM-System, das vorher beschrieben wurde, kombiniert wird, werden drei Schichten wie in Fig. 108(e) gezeigt, realisiert und entsprechend wird der Signalempfangsbereich erweitert.
Fig. 144 zeigt eine spezielle Schaltung, wobei die Daten der ersten Schicht, die durch die erste Datenstromschaltung 791a hindurchlaufen, in Träger f&sub1;- f&sub3; durch die Modulatoren 4a-4c mit einer großen Amplitude moduliert werden und dann in der inversen FFT 40 OFDM-moduliert werden. Im Gegensatz werden die Daten der zweiten Schicht, die durch die zweite Datenstromschaltung 791b hindurchlaufen, in die Träger f&sub6;-f&sub8; durch die Modulatoren 4d-4f mit normaler Amplitude moduliert und dann in der inversen FFT 40 OFDM-moduliert. Diese OFDM-modulierten Signale werden dann von der Sendeschaltung 5 gesendet.
Ein von dem Empfänger 43 empfangenes Signal wird in mehrere Signale mit Trägern von f&sub1;-fn durch die FFT 40a getrennt. Die Träger f&sub1;-f&sub3; werden durch die Demodulatoren 45a-45c demoduliert, um den ersten Datenstrom D&sub1; zu reproduzieren, d. h. die erste Schicht 801a. Andererseits werden die Träger f&sub6;-f&sub8; durch die Demodulatoren 45d-45f demoduliert, um den zweiten Datenstrom D&sub2; zu reproduzieren, d. h. die zweite Schicht 801b.
Die erste Schicht 801a hat eine derart große elektrische Leistung, dass sie auch in einem Bereich mit schwachem Signal empfangen werden kann. Auf diese Weise realisiert das PW-OFDM-System die 2-Schicht Mehr- Pegelsignalübertragung. Wenn diese PW-OFDM mit der C-CDM kombiniert wird, wird es möglich werden, 3-4 Schichten bereitzustellen. Da die Schaltung von Fig. 144 identisch ist zu der Schaltung von Fig. 123 in den verbleibenden Operationen, wird nichts weiter erläutert.
Als nächstes wird ein Verfahren zur Realisierung einer Mehr- Pegelsignalübertragung in zeit-gewichteter OFDM (d. h. TW-OFDM) gemäß der vorliegenden Erfindung erläutert. Obwohl das OFDM-System mit der Schutzzeitzone tg wie vorher beschrieben begleitet ist, wird eine nachteilige Beeinflussung eines Geistes eliminiert, wenn die Verzögerungszeit tM des Geistsignals, d. h. des Mehrwegsignals, dem Erfordernis tM < tg genügt. Die Verzögerungszeit tM wird relativ klein sein, beispielsweise im Bereich von mehreren us, in einer festen Station wie etwa einem für den Heimgebrauch benutzten TV-Empfänger. Ferner kann die Löschung eines Geistes relativ einfach erfolgen, da sein Wert konstant ist. Im Gegenteil dazu wird eine reflektierte Welle sich vergrößern im Falle einer mobilen Station wie etwa eines Fahrzeug-TV-Empfängers. Deshalb wird die Verzögerungszeit tM relativ groß, beispielsweise im Bereich von mehreren zehn us. Ferner variiert die Größe von tM als Antwort auf die laufende Bewegung des Fahrzeugs. Deshalb tendiert die Löschung eines Geistes dazu, schwierig zu sein. Deshalb ist die Mehr-Pegelsignalübertragung der Schlüssel oder wichtig für solch einen TV-Empfänger einer mobilen Station, um nachteilige Beeinflussung von Mehrweg zu eliminieren.
Die Mehr-Pegelsignalübertragung gemäß der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend erläutert. Ein Zeichen, das in der Hilfskanalschicht A enthalten ist, kann gegen den Geist verstärkt werden, indem eine Schutzzeit tga der Schicht A größer eingestellt wird als eine Schutzzeit tgb der Schicht b wie in Fig. 146 gezeigt ist. Auf diese Weise kann die Mehrschichtsignalübertragung gegen Mehrweg durch Benutzung einer Gewichtung der Schutzzeit realisiert werden. Dieses System wird als Schutzzeit-gewichtete OFDM (d. h. QTW-OFDM) bezeichnet.
Wenn die Zeichennummer der Zeichenzeit ts in der Schicht A und in der Schicht B nicht verschieden ist, wird eine Zeichenzeit tsa der Schicht A größer eingestellt als eine Zeichenzeit tsb der Schicht b. Mit dieser Unterscheidung wird eine Trägerbreite Δfa des Trägers A größer als eine Trägerbreite Δfb des Trägers B (Δfa > Δfb). Deshalb wird die Fehlerrate niedriger in der Demodulation des Zeichens der Schicht A verglichen mit der Demodulation des Zeichens der Schicht B. Dadurch kann die Unterscheidung der Schichten A und B in der Gewichtung der Zeichenzeit Ts eine 2-Schicht- Signalübertragung gegen Mehrweg realisieren. Dieses System wird als Trägerabstands-Gewichtungs-OFDM (d. h. CSW-OFDM) bezeichnet.
Durch Realisierung der 2-Schicht-Signalübertragung basierend auf der GTW-OFDM, wobei ein niedrig aufgelöstes Fernsehsignal von der Schicht A übertragen wird und eine Hochfrequenzkomponente von der Schicht B übertragen wird, kann der Fahrzeug-TV-Empfänger das niedrig aufgelöste Fernsehsignal ungeachtet eines starken Geistes stabil empfangen. Ferner kann die Mehr-Pegelsignalübertragung bezüglich des C/N-Verhältnisses durch Unterscheidung der Zeichenzeit Ts basierend auf der CSW-OFDM zwischen den Schichten A und B realisiert werden. Wenn diese CSW- OFDM mit der GTW-OFDM kombiniert wird, kann der Signalempfang in dem Fahrzeug-TV-Empfänger weiter stabilisiert werden. Eine hohe Auflösung ist normalerweise für einen Fahrzeug-TV oder einen portablen TV nicht erforderlich.
Da das Zeitverhältnis der Zeichenzeit, die ein niedrig aufgelöstes TV-Signal beinhaltet, klein ist, wird eine gesamte Übertragungseffizienz nicht so stark absinken, auch wenn die Schutzzeit vergrößert wird. Entsprechend wird die Benutzung der GTW-OFDM der vorliegenden Erfindung zum Unterdrücken von Mehrweg, indem Schwerpunkt auf das niedrig aufgelöste Fernsehsignal gelegt wird, den Fernsehübertragungsdienst vom Mehrschichttyp realisieren, wobei die mobile Station, wie etwa der portable oder Fahrzeug-TV- Empfänger, mit der stationären Station wie etwa dem Heim-TV kompatibel sein kann, ohne die Übertragungseffizienz wesentlich zu verringern. Wenn mit der CSW-OFDM oder der C-CDM wie vorher beschrieben kombiniert, kann auch die Mehrschicht zu dem C/N-Verhältnis realisiert werden. Dadurch wird der Signalempfang in der mobilen Station weiter stabilisiert.
Ein Einfluss des Mehrwegs wird genauer beschrieben. Im Falle von Mehrwegen 810a, 810b, 810c und 810d, die kürzere Verzögerungszeiten, wie in Fig. 145(a) gezeigt, aufweisen, können die Signale der ersten und zweiten Schicht empfangen werden, und deshalb kann das HDTV-Signal demoduliert werden. Im Gegensatz kann im Falle von Mehrwegen 811a, 811b, 811c und 811d, die längere Verzögerungszeiten, wie in Fig. 145(b) gezeigt, aufweisen, das B-Signal der zweiten Schicht nicht empfangen werden, da seine Schutzzeit tgb nicht ausreichend lang ist. Jedoch kann das A- Signal der ersten Schicht empfangen werden, ohne durch Mehrweg beeinträchtigt zu werden, da seine Schutzzeit tga ausreichend lang ist. Wie oben beschrieben beinhaltet das B-Signal die Hochfrequenzkomponente eines Fernsehsignals. Das A-Signal beinhaltet die niedrigfrequente Komponente eines Fernsehsignals. Entsprechend kann der Fahrzeug-TV das LDTV- Signal reproduzieren. Ferner ist die erste Schicht stark gegen eine Verschlechterung des C/N-Verhältnisses, da die Zeichenzeit Tsa größer eingestellt ist als die Zeichenzeit Tsb. Solch eine Unterscheidung der Schutzzeit unter der Zeichenzeit ist effektiv, um eine zweidimensionale Mehrschichtsignalübertragung der OFDM auf einfache Weise zu realisieren. Wenn die Unterscheidung der Schutzzeit mit der C-CDM in der in Fig. 123 gezeigten Schaltung kombiniert wird, wird die Mehrschichtsignalübertragung, die sowohl gegen Mehrweg als auch Verschlechterung des C/N-Verhältnisses effektiv ist, realisiert werden.
Als nächstes wird ein spezielles Beispiel nachfolgend beschrieben werden.
Je kleiner das D/U-Verhältnis des empfangenen Signals wird, desto größer wird die Mehrwegverzögerungszeit Tm, da die reflektierte Welle größer wird verglichen mit der direkten Welle. Beispielsweise, wie in Fig. 148 gezeigt ist, überschreitet die Verzögerungszeit TM 30 us wegen der Vergrößerung der reflektierten Welle, wenn das D/U-Verhältnis kleiner ist als 30 dB. Deshalb wird es möglich werden, wie anhand von Fig. 148 verstanden werden kann, das Signal sogar in der schlechtesten Bedingung zu empfangen, wenn die Tg größer als 50 us eingestellt ist.
Entsprechend werden, wie im Detail in den Fig. 149(a) und 149(b) gezeigt ist, drei Gruppen von ersten 801a, zweiten 801b und dritten 801c Schichten in einer 2 ms Zeitdauer eines 1 sec Fernsehsignals zugeordnet. Die Schutzzeiten 797a, 797b und 797c, d. h. Tga, Tgb und Tgc dieser drei Gruppen werden gewichtet, um beispielsweise 50 us, 5 us bzw. 1 us zu betragen, wie in Fig. 149(c) gezeigt ist. Dadurch wird 3-Schichtsignalübertragung, die effektiv für Mehrweg ist, realisiert werden, wie in Fig. 150 gezeigt ist, wobei drei Schichten 801a, 801b und 801c vorgesehen sind.
Wenn die GTW-OFDM auf all die Bildqualitäten angewendet wird, ist es zweifellos so, dass die Übertragungseffizienz absinkt. Wenn jedoch die GTW-OFDM nur auf das LDTV-Signal, das weniger Information für den Zweck der Unterdrückung von Mehrweg beinhaltet, angewendet wird, wird erwartet, dass eine gesamte Übertragungseffizienz nicht so sehr verschlechtert wird. Insbesondere da die erste Schicht 801a eine große Schutzzeit Tg von 50 us größer als 30 us aufweist, wird sie sogar von dem Fahrzeug-TV-Empfänger empfangen werden. Die in Fig. 127 gezeigte Schaltung ist für diesen Zweck geeignet. Speziell das Qualitätserfordernis eines Fahrzeug-TV ist vom LDTV-Grad. Deshalb wird seine Übertragungskapazität etwa 1 Mbps der MPEG 1-Klasse betragen. Wenn die Zeichenzeit 796a, d. h. Tsa, auf 200 us bezüglich der 2 ms Zeitdauer, wie in Fig. 149 gezeigt, eingestellt wird, wird die Übertragungskapazität 2 Mbps. Sogar wenn die Zeichenrate um weniger als die Hälfte abgesenkt wird, kann eine etwa 1 Mbps-Kapazität aufrechterhalten werden. Deshalb ist es möglich, Bildqualität vom LDTV-Grad sicherzustellen. Obwohl die Übertragungseffizienz leicht abgesenkt ist, kann die Fehlerrate effektiv durch die CSW-OFDM gemäß der vorliegenden Erfindung verringert werden. Wenn die C-CDM der vorliegenden Erfindung mit der GTW-OFDM kombiniert wird, kann eine Verschlechterung der Übertragungseffizienz effizient verhindert werden. In Fig. 149 sind die Zeichenzeiten 796a, 796b und 796c derselben Zeichennummer unterschieden in 200 us, 150 us bzw. 100 us. Entsprechend wird die Fehlerrate höher in der Reihenfolge der ersten, zweiten und dritten Schicht, um so die Mehrschichtsignalübertragung zu realisieren.
Gleichzeitig kann die Mehrschichtsignalübertragung, die effektiv für das C/N-Verhältnis ist, realisiert werden. Durch Kombination der CSW-OFDM und der CSW-OFDM wird eine zweidimensionale Mehrschichtsignalübertragung realisiert mit Bezug auf den Mehrweg und das C/N-Verhältnis wie in Fig. 151 gezeigt ist. Wie vorher beschrieben ist es möglich, die CSW- OFDM und C-CDM der vorliegenden Erfindung zu kombinieren, um zu verhindern, dass die gesamte Übertragungseffizienz verringert wird. In den ersten, 1-2 und 1-3 Schichten 801a, 851a und 851az kann das LDTV- Gradsignal stabil von beispielsweise dem Fahrzeug-TV-Empfänger, der dem großen Mehrweg TM und einem niedrigen C/N-Verhältnis ausgesetzt ist, empfangen werden. In der zweiten und 2-3 Schicht 801b und 851b kann das standardaufgelöste SDTV-Gradsignal durch die feste oder stationäre Station, die beispielsweise am Rand des Dienstbereichs, der generell dem niedrigeren C/N-Verhältnis und Geist ausgesetzt ist, angeordnet ist, empfangen werden. In der dritten Schicht 801c, die mehr als die Hälfte des Dienstbereichs belegt, kann das HDTV-Gradsignal empfangen werden, da das C/N-Verhältnis hoch ist und der Geist geringer ist wegen großer direkter Welle. Auf diese Weise kann ein zweidimensionaler Mehrschichtübertragungsdienst realisiert werden, der sowohl für das C/N-Verhältnis als auch den Mehrweg effektiv ist, indem die GTW-OFDM und die C-CDM oder die GTW-OFDM und die CSW-C-CDM gemäß der vorliegenden Erfindung kombiniert werden. Dadurch realisiert die vorliegende Erfindung ein zweidimensionales Mehrschichtsignalübertragungssystem vom Matrixtyp, das sowohl für das C/N-Verhältnis als auch den Mehrweg effektiv ist, welches noch niemals durch die vorbekannten Technologien verwirklicht wurde.
Das Mehr-Pegel Signalübertragungsverfahren der vorliegenden Erfindung soll die Verwendung von Frequenzen erhöhen, mag aber nicht für alle die Übertragungssysteme geeignet sein, da es bei einigen Empfängerarten bewirkt, daß die Energieverwendung geschwächt wird. Es ist eine gute Idee zur Verwendung mit einem Satellitenkommunikationssystem für ausgewählte Teilnehmer, äußerst fortschrittliche Sender und Empfänger zu verwenden, die zur besten Verwendung der anwendbaren Frequenzen und der Energie konstruiert sind. Ein Singnalübertragungssystem für einen solchen bestimmten Zweck ist nicht an die vorliegende Erfindung gebunden.
Die vorliegende Erfindung ist vorteilhaft zur Verwendung mit einem Satelliten- oder terrestrischen Fernsehdienst, der im wesentlichen bei den gleichen Normen seit bereits 50 Jahren betrieben wird. Während der Dienstdauer müssen die Sendenormen nicht geändert werden, aber Verbesserungen werden von Zeit zu Zeit entsprechend aktualisierten, technologischen Errungenschaften vorgesehen. Insbesondere wird die Energie zur Signalübertragung sicherlich bei irgendeinem Satelliten erhöht. Jede Fernsehstation sollte einen kompatiblen Dienst liefern, um einen Fernseh Programmsignalempfang mit irgendeiner Art Empfänger zu garantieren, der von den heutigen allgemeinen bis zu den modernsten in der Zukunft reicht. Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung kann einen kompatiblen Fernsehdienst für beide bestehenden NTSC und Hochauflösungs-Fernsehsysteme liefern, und auch eine zukünftige Erweiterung sicherstellen, um sich einer Massendatenübertragung anzupassen.
Die vorliegende Erfindung betrifft vielmehr die Frequenzverwendung als die Energienutzung. Die Signalempfangsempfindlichkeit von jedem Empfänger ist unterschiedlich in Abhängigkeit von einem Signalzustandspegel ausgestattet, der empfangen wird, so daß die Übertragungsleistung eines Senders nicht stark erhöht werden muß. Daher können bestehende Satelliten, die eine kleine Energie zum Empfang und zur Übertragung eines Signals anbieten, am besten mit dem System der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Das System ist auch ausgebildet, die gleichen Normen entsprechend einer Zunahme bei der Übertragungsenergie in der Zukunft auszuführen und die Kompatibilität zwischen Empfängern alten und neuen Typs anzubieten. Des weiteren ist die vorliegende Erfindung vorteilhafter zur Verwendung mit den Satellitenfernsehnormen.
Das Mehr-Pegel Signalübertragungsverfahren der vorliegenden Erfindung wird bevorzugter für einen terrestrischen Fernsehdienst verwendet, bei dem die Energieverwendung nicht kritisch verglichen mit dem Satellitenfernsehdienst ist. Die Ergebnisse sind derart, daß die Signalabschwächungsbereiche in einem Versorgungsbereich, der einem herkömmlichen, digitalen Hochauflösungsfernsehsystem zugeordnet ist, beträchtlich in der Ausdehnung verringert sind, und es wird auch die Kompatibilität eines Hochauflösungsfernsehempfängers oder einer Anzeigeeinrichtung mit dem bestehenden NTSC System erhalten. Des weiteren wird der Versorgungsbereich wesentlich vergrößert, so daß Programmanbieter und Sponsoren mehr Zuschauer vorfinden können. Obgleich sich die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auf 16 und 32 QAM Verfahren beziehen, werden andere Modulationstechniken einschließlich 64, 128 und 256 QAM mit gleichem Erfolg verwendet. Auch Mehrfach-PSK, ASK und FSK Techniken sind anwendbar, wie es bei den Ausführungsformen beschrieben worden ist.
Ein Kombination von TDM mit SRQAM der vorliegenden Erfindung ist oben beschrieben worden. Jedoch kann die SRQAM der vorliegenden Erfindung auch mit irgendeinem von FDM, CDMA und Frequenzverteilungskommunikationssystemen verwendet werden.

Claims

1. Eine Signalübertragungsvorrichtung (1), umfassend:

- einen Modulator (4) zum Zuordnen eines Eingangssignals, um ein moduliertes Signal zu erzeugen,

- inverse Fast-Fourier-Transformationsmittel (IFFT; 40) zum Konvertieren des modulierten Signals in ein IFFT-konvertiertes Signal, welches einen effektiven Zeichenanteil (796) und ein Schutzintervall (797) aufweist, gemäß Orthogonal-Frequenz-Divisions-Multiplex, und

- einen Sender (5) zum Übertragen des IFFT-konvertierten Signals,

- wobei das genannte Eingangssignal einen ersten Datenstrom mit g Werten von Bitmustern und einen zweiten Datenstrom enthält, worin g eine ganze Zahl ist, und

- wobei das modulierte Signal Zeichen aufweist, von denen jedes einen entsprechenden von m Signalpunkten in einem Vektorraumdiagramm darstellt, worin m eine ganze Zahl ist,

wobei der genannte Zeichenanteil derart gewählt ist, dass er eine vorbestimmte Zeitspanne aufweist,

wobei der genannte Modulator ferner Mittel (61) aufweist zum Teilen der genannten m Signalpunkte in g Signalpunktgruppen, zum Zuordnen von g Werten des ersten Datenstromes jeweils zu den g Signalpunktgruppen, zum Zuordnen von Daten des zweiten Datenstroms zu Signalpunkten von jeder der g Signalpunktgruppen und zum Auswählen der Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm entsprechend dem genannten Eingangssignal derart, dass:

die genannten m Signalpunkte voneinander in dem Vektorraumdiagramm durch eine erste Gruppe von Schwellen unterscheidbar sind, die das Vektorraumdiagramm in m Bereiche unterteilen, und die g Signalpunktgruppen voneinander in dem Vektorraumdiagramm durch eine zweite Gruppen von Schwellen unterscheidbar sind, die das Vektorraumdiagramm gröber als die erste Gruppe von Schwellen in g Bereiche unterteilen,

Signalpunkte in jeder der genannten Signalpunktgruppen in dem Vektorraumdiagramm in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet sind,

ein Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen irgendwelchen nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen 2δ · n beträgt, worin n ein Verschiebungswert ist, der größer als 1 ist, und worin 2δ der Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen den nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen ist, wenn die m Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet sind, und

wobei die genannte Signalübertragungsvorrichtung (1) ferner Mittel zum Übertragen von Daten zur Demodulation aufweist, wobei die genannten Daten zur Demodulation den Wert von m enthalten.

2. Eine Signalempfangsvorrichtung zum Rekonstruieren eines empfangenen Signals, umfassend:

- Fast-Fourier-Transformationsmittel (FFT; 40a) zum Konvertieren des empfangenen Signals, welches einen effektiven Zeichenanteil (796) und ein Schutzintervall (797) aufweist, in ein FFT-konvertiertes Signal gemäß Orthogonal-Frequenz-Divisions-Multiplex,

nalpunkten von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen ist, wenn die m Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet sind, und

der genannte Demodulator ferner Mittel (231) zum Extrahieren von Daten zur Demodulation aus dem empfangenen Signal aufweist, wobei die genannten Daten zur Demodulation den Wert von m enthalten.

3. Ein Signalübertragungssystem, das die Signalübertragungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 und die Signalempfangsvorrichtung gemäß Anspruch 2 umfasst.

4. Ein Signalübertragungsverfahren, umfassend:

- einen Modulationsschritt zum Zuordnen eines Eingangssignals, um ein moduliertes Signal zu erzeugen,

- einen inversen Fast-Fourier-Transformationsschritt (IFFT) zum Konvertieren des modulierten Signals in ein IFFT-konvertiertes Signal, welches einen effektiven Zeichenanteil (796) und ein Schutzintervall (797) aufweist, gemäß Orthogonal-Frequenz-Divisions-Multiplex, und

- einen Sendeschritt zum Übertragen des IFFT-konvertierten Signals,

wobei das genannte Eingangssignal einen ersten Datenstrom mit g Werten von Bitmustern und einen zweiten Datenstrom enthält, worin g eine ganze Zahl ist, und

wobei das modulierte Signal Zeichen aufweist, von denen jedes einen entsprechenden von m Signalpunkten in einem Vektorraumdiagramm darstellt, worin m eine ganze Zahl ist,

wobei der genannte Modulationsschritt ferner einen Schritt aufweist zum Teilen der genannten m Signalpunkte in g Signalpunktgruppen, zum Zuordnen von g Werten des ersten Datenstromes jeweils zu den g Signalpunktgruppen, zum Zuordnen von Daten des zweiten Datenstroms zu Signalpunkten von jeder der g Signalpunktgruppen und zum Auswählen der Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm entsprechend dem genannten Eingangssignal derart, dass:

wobei das genannte Signalübertragungsverfahren ferner einen Schritt zum Übertragen von Daten zur Demodulation aufweist, wobei die genannten Daten zur Demodulation den Wert von m enthalten.

5. Ein Signalempfangsverfahren zum Rekonstruieren eines empfangenen Signals, umfassend:

- einen Fast-Fourier-Transformationsschritt (FFT) zum Konvertieren des empfangenen Signals, welches einen effektiven Zeichenanteil (796) und ein Schutzintervall (797) aufweist, in ein FFT-konvertiertes Signal gemäß Orthogonal-Frequenz-Divisions-Multiplex,

- einen Demodulationsschritt zum Rekonstruieren des FFT-konvertierten Signals, um rekonstruierte Daten zu erhalten,

wobei das genannte FFT-konvertierte Signal Zeichen aufweist, von denen jedes einen entsprechenden von m Signalpunkten in einem Vektorraumdiagramm darstellt, worin m eine ganze Zahl ist, wobei die m Signalpunkte in g Signalpunktgruppen aufgeteilt sind, von denen jede m/g Signalpunkte enthält, worin g eine ganze Zahl ist, und

wobei das empfangene Signal einen ersten Datenstrom mit g Werten von Bitmustern, die den g Signalpunktgruppen zugeordnet sind, und einen zweiten Datenstrom mit m/g Werten von Bitmustern, die den m/g Signalpunkten jeder der g Signalpunktgruppen zugeordnet sind, aufweist;

wobei der genannte Demodulationsschritt einen Schritt aufweist zum Unterscheiden der m/g Signalpunkte in jeder der g Signalpunktgruppen durch eine erste Gruppe von Schwellen und zum Rekonstruieren von Daten des zweiten Datenstroms, die Werten der unterschiedenen m/g Signalpunkte in jeder der g Signalpunktgruppen entsprechen, und einen Schritt aufweist zum Unterscheiden der g Signalpunktgruppen voneinander durch eine zweite Gruppe von Schwellen und zum Rekonstruieren von Daten des ersten Datenstromes entsprechend Werten der unterschiedenen g Signalpunktgruppen; wobei:

ein Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen irgendwelchen nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen 2δ · n beträgt, worin n ein Verschiebungswert ist, der größer als 1 ist, und worin 2δ der Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen den nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen ist, wenn die m Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet sind,

der genannte Demodulationsschritt ferner einen Schritt zum Extrahieren von Daten zur Demodulation aus dem empfangenen Signal aufweist, wobei die genannten Daten zur Demodulation des Wert von m enthalten.

6. Ein Signalübertragungs- und -empfangsverfahren, das das Signalübertragungsverfahren gemäß Anspruch 4 und das Signalempfangsverfahren gemäß Anspruch 5 umfasst.