DE69331671T9 - Uebertragung mit mehreren aufloesungen bei mehrtraegersignalen - Google Patents

Description

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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem zur Übertragung/zum Empfang eines digitalen Signals durch Modulation seiner Trägerwelle und Demodulation seiner Trägerwelle. ' . . .

Digitale Kommunikationssysteme sind auf verschiedenen Gebieten verwendet worden. Insbesondere sind digitale Videosignalübertragungstechniken merklich verbessert worden.

Unter ihnen gibt es ein digitales Signalübertragungsverfahren. Bisher sind solche digitalen Signalübertragungssysteme insbesondere im Einsatz bei z.B. einer Übertragung zwischen Femsehsstationen. Sie werden bald für einen terrestrischen und/oder Satelliten-Fernsehdienst in jedem Land der Welt verwendet.

Die Femsehsendesysteme einschließlich Hochauflösungsfernsehen, PCM Musik, FAX und andere Informationsdienste sind nun gefragt, die erwünschten Daten nach Menge und Qualität zu erhöhen, um Millionen anspruchsvoller Betrachter zufriedenzustellen. Insbesondere müssen die Daten in einer gegebenen Bandbreite der Frequenz erhöht werden, die dem Femsehdienst zugeordnet ist. Die zu übertragenden Daten sind immer reichlich und werden soviel geliefert, wie mit den zu der Zeit modernen Techniken ver-, arbeitet werden können. Es ist ideal, das bestehende Signalübertragungssystem entsprechend einer Zunahme der Datenmenge mit der Zeit abzuändern oder zu wechseln.

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Jedoch ist der Femsehdienst ein öffentliches Unternehmen und kann nicht ohne Betrachtung der Interessen und Vorteile der Zuschauer weiter hinausgehen. Es ist wichtig, daß jeder neue Dienst mit vorhandenen Fernsehempfängern und Anzeigegeräten wertgeschätzt werden kann. Insbesondere ist die Verträglichkeit eines Systems besonders erwünscht, um alte und neue Dienste gleichzeitig zu liefern oder einen neuen Dienst, der von bestehenden und fortschrittlichen Empfängern empfangen werden kann. .

Es versteht sich, daß irgendein neues digitales Fernsehsendesystem, das eingeführt werden soll, im bezug auf eine Datenzunahme ausgebildet sein muß, um auf zukünftige Anforderungen und technische Vorteile zu antworten und auch in bezug auf eine kompatible Wirkung, damit bestehende Empfänger Übertragungen empfangen können.

Die Erweiterungsmöglichkeit und die Kompatibilitätsleistung von digitalen Fernsehsystemen nach dem Stand der Technik wird erklärt.

Es ist ein digitales Fernsehsatellitensystem bekannt, bei dem NTSC Fernsehsignale, die auf ungefähr 6 Mpbs komprimiert sind, durch Zeitteilungsmodulation von QPSK gemultiplext und auf 4 bis 20 Kanälen übertragen werden, während Hochauflösungs-Fernsehsignale auf einem einzigen Kanal geführt werden. Ein anderes digitales Hochauflösungs-Femsehsystem ist vorgesehen, bei dem Hochauflösungsfernseh-Videodaten, die auf sowenig wie 15 Mbps komprimiert sind, auf einem 16 oder 32 QAM Signal (Quadraturamplitudenmodulationssignal} durch Bodenstationen übertragen werden.

Ein solches bekanntes Satellitensystem ermöglicht, daß Hochauflösungs-Femsehsignale auf einem Kanal in einer herkömmlichen Weise getragen werden, so daß ein Frequenzband besetzt wird, das einigen Kanälen von NTSC Signalen äquivalent ist. Dies bewirkt, daß die entsprechenden NTSC Kanäle während der Übertragung des Hochauflösungs-Fernsehsignals nicht verfügbar sind. Auch ist die Kompatibilität zwischen NTSC und Hochauflösungsfernseh-Empfängem oder Anzeigegeräten kaum betroffen, und das Datenerweiterungsvermögen, das zur Anpassung an einen zukünftigen, fortschrittlichen Modus benötigt wird, wird betont unberücksichtigt.

Ein solches allgemeines terrestrisches Hochauflösungs-Fernsehsystem bietet einen Hochauflösungsfernsehdienst auf herkömmlichen 16 oder 32 GAM Signalen ohne ir-

gendeine Abänderung. Bei irgendeinem analogen Fernsehdienst wird eine Menge an signalabschwächenden oder Schattenbereichen in seinem Versorgungsbereich aufgrund struktureller Hindemisse, geographischer Ungeeignetheiten oder eine Signalstörung von einer Nachbarstation erzeugt. Wenn das Fernsehsignal eine analoge Form hat, kann es mehr oder weniger in solchen signalabschwächenden Erreichen empfangen werden, obgleich sein wiedergegebenes Bild von geringer Qualität ist. Wenn das Fernsehsignal eine digitale Form hat, kann es kaum mit einem annehmbaren Pegel innerhalb der Bereich wiedergegeben werden. Dieser Nachteil ist besonders feindlich bei der Entwicklung von irgendeinem digitalen Fernsehsystem.

EP 0 448 492 A1 offenbart eine Vorrichtung für die Übertragung von digitalen Daten mit wenigstens zwei Schutzpegeln und eine entsprechende Empfangsvorrichtung. Die Übertragungsvorrichtung enthält Kanalkodierungsmittel, die wenigstens zwei Modulationsarten und/oder wenigstens zwei Kodierungseffizienzpegel aufweisen. Dies ermöglichtes, die Nutzung des Übertragungskanals zu optimieren, indem Datenabschnitten desselben digitalen Zuges differenzierte Übertragungstechniken zugewiesen werden als eine Funktion der verschiedenen Pegel des gewünschten Schutzes gegen Übertragungsfehler.

Die vorliegende Erfindung schafft eine Signalübertragungsvorrichtung, ein Signalübertragungsverfahren, eine Signalempfangsvorrichtung und ein Signalempfangsverfahren wie in den beigefügten Ansprüchen definiert.

Zusammenfassung der Erfindung

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Es ist eine Zielsetzung der vorliegenden Erfindung, um die vorstehenden Nachteile zu lösen, ein Kommunikations system zu schaffen, das zur kompatiblen Verwendung für bestehende NTSC und einzuführende Hochaufiösungs-Fernsehdienste, insbesondere über Satellit, ausgestaltet ist, und um auch signalabschwächende oder Schattenbereiche ihres Versorgungsbereiches am Boden zu minimieren.

Ein Kommunikationssystem gemäß der vorliegender Erfindung variiert absichtlich Signalpunkte, die gewöhnlich in gleichmäßigen Intervallen verteilt sind, um die Signalübertragung/den Signalempfang durchzuführen. Wenn das Kommunikationssystem beispielsweise auf ein QAM-Signal angewendet wird, weist es zwei Hauptbereiche auf: Einen Sender mit einer Signaleingangsschaltung, einer Modulatorschaltung zum Erzeugen Anzahl von m Signalpunkten in einem Signalvektorfeld durch Modulation einer Vielzahl von phasenverschobenen Trägerwellen, wobei ein von der Eingangsschaltung geliefertes Eingangssignal benutzt wird, und einer Sendeschaltung zum Übertragen eines resultierenden modulierten Signals; und einen Empfänger mit einer Eingangsschaltung zum Empfangen des modulierten Signals, einer Demodulatorschaltung zum Demodulieren 1-Bit-Signalpunkten einer QAM-Trägerwelle und einer Ausgangsschaltung.

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Beim Betrieb werden das Eingangssignal, das einen ersten Datenstrom von η Werten enthält und ein zweiter Datenstrom, der Modulatorschaltung des Senders zugeführt, wo eine abgeänderte m-8it QAM Trägerwelle erzeugt wird, die m Signaipunkte in einem Vektorfeld darstellt. Die m Signalpunkte werden in η Signalpunktgruppen unterteilt, denen jeweils die η Werte des ersten Datenstroms zugeordnet werden. Auch werden Daterrdes zweiten Datenstroms m/n Signalpunkte oder Untergruppen von jeder Signalpunktgruppe zugeordnet. Dann wird ein sich ergebendes Übertragungssignal von der-Übertragungsschaltung übertragen. Ebenso kann sich ein dritter Datenstrom ausbreiten.

Bei der p-Bit Modulatorschaltung, p>m, des Empfängers wird der erste Datenstrom des Übertragungssignals zuerst demoduliert, indem ρ Signalpunkte in einem Signalraumdiagramm in η Signalpunktgruppen aufgeteilt werden. Dann wird der zweite Datenstrom demoduliert, indem p/n Werte p/n Signalpunkten von jeder entsprechenden Signalpunktgruppe zur Rekonstruktion des ersten und des zweiten Datenstroms zugeordnet werden. Wenn der Empfänger bei p=n ist, werden die π Signalpunklgruppen wieder verlangt und den η Werten zur Demodulation und Rekonstruktion des ersten DatensStroms zugeordnet.

Beim Empfang des gleichen Übertragungssignals von dem Sender kann ein Empfänger, der mit einer großformatigen Antenne ausgerüstet und der Modulation einer großen Datenmenge fähig ist, den ersten und den zweiten Datenstrom wiedergewinnen. Ein Empfänger, der.mit einer kleinformatigen Antenne ausgerüstet und einer Modulation einer kleinen Datenmenge fähig ist, kann nur den ersten Datenstrom wiedergewinnen. Demgemäß wird die Kompatibilität des Signalübertragungssystems sichergestellt. Wenn der erste Datenstrom ein NTSC Fernsehsignal oder die niedere Ferquenzbandkomponente eines Hochauflösungs-Femsehsignals ist, und der zweite Datenstrom eine hohe Frequenzbandkomponente des Hochauflösungs-Femsehsignals ist, kann der Modulationsempfänger für eine kleine Datenmenge das NTSC Fernsehsignal rekonstruieren und der Modulationsempfänger für eine große Datenmenge kann das Hochauflösungs-Fernsehsignal rekonstruieren. Es versteht sich, daß ein digitaler NTSC/Hochauflösungs-

Femsehdienst gleichzeitig machbar ist, wobei die Kompatibilität des Signalübertragungssystems der vorliegenden Erfindung verwendet wird. ■

Insbesondere umfaßt das Kommunikations system der vorliegenden Erfindung: einen Sender mit einer Signaleingangsschaltung, einer Modulatorschaltung zum Erzeugen, . von m Signalpunkten, wo m>5, in einem Signalvektorfeld durch Modulation einer Mehrzahl von außerphasigen Trägerwellen, wobei ein von dem Eingang zugeführtes Eingangssignal verwendet wird, und einer Übertragungsschaltung zum Übertragen eines sich ergebenden, modulierten Signals, wobei das Haupiverfahren einschließt, ein Eingangssignal zu erhalten, das einen ersten Datenstrom von η Werten und einen zweiten Datenstrom enthält, die m Signalpunkte des Signals in η Signalpunktgnjppen aufzuteilen, die η Werte des ersten Datenströms den η Signalpunktgnjppen jeweils zuzuordnen, die Daten des zweiten Datenstroms den Signalpunkten von jeder Signalpunktgruppe jeweils zuzuordnen, und das sich ergebende, modulierte Signal zu übertragen; und'einem Empfänger, der aufweist eine Eingangsschaltung zum Empfangen des modulierten Signals, eine Demodulatorschaltung zum Demodulieren von ρ Signalpünkten einer QAM Trägerwelle und eine Ausgangsschaltung, wobei das Hauptverfahren einschließt, die ρ Signalpunkte in η Signalpunktgnjppen zu unterteilen, den ersten Datenstrom zu demodulieren, von dem η Werte jweils den η Signalpunktgruppen zugeordnet werden, und den zweiten Datenstrom zu demodulieren, von dem p/n Werte den p/n Signalpunkten von jeder Signalpunktgruppe jeweils zugeordnet werden. Zum Beispiel erzeugtem Sender 1 ein abgewandeltes m-Bit QAM Signal, von dem ein erster, zweiter und dritter Da- ' tenstrom, von denen jeder η Werte trägt, den bezüglichen Signalpunktgnjppen mit einem Modulator 4 zugeordnet werden. Das Signal kann empfangen und wiedergegeben ■ werden, nämlich der erste Datenstrom nur von einem ersten Empfänger 23, der erste und der zweite Datenstrom von einem zweiten Empfänger 33 und insgesamt der erste, zweite und dritte Strom von einem dritten Empfänger 43.

Insbesondere kann ein Empfänger, der einer Demodulation von η-Bit Daten fähig ist, η Bits von einer mit mehreren Bit modulierten Trägerwelle wiedergeben, die m-Bit-Daten trägt, wo m>n, so dass das Kommunikationssystem Kompatibilität und die Möglichkeit einer zukünfti-

gen Erweiterung haben kann. Auch ist eine Mehrpegelsignalübertragung möglich, indem die Signalpunkte der QAM verschoben werden, so dass ein dem Nullpunkt der Koordinaten der I-Achse und der Q-Achse am nahester Signalpunkt von dem Nullpunkt um nf beabstandet ist, wo f der Abstand des nahesten Punktes von jeder Achse und η größer als 1 ist.

Demgemäß wird ein kompatibler, digitaler Satellitendienst für das NTSC und das Hochauflösungs-Femsehsystem machbar, wenn der erste Datenstrom ein NTSC Signal trägt und.der zweite Datenstrom ein Differenzsignal zwischen NTSC und Hochäüflösungsfemsehen trägt. Daher wird die Fähigkeit, einer Zunahme der Datenmenge zu entsprechen, die übertragen werden soll, sichergestellt. Auch am Boden wird sein Versorgungsbereich erhöht, während Bereiche mit Signalabschwächung verringert werden. ·' Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend näher beschrieben unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung von beispielhaften Ausführungsformen und die begleitenden Zeichnungen, in denen:

Fig. 1 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung des Signalüber

tragungssystems, wobei eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt ist;

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Senders der ersten Ausführungsform;

Fig. 3 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssignal der ersten Ausfüh-

' rungsform zeigt;

Fig. 4 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssignal der ersten Ausfüh

rungsform zeigt;

Fig. 5 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunkten

gemäß der ersten Ausführungsform zeigt; .

Fig. 6 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunktgrup-

pen gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 7 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunkten in

jeder Signalpunktgruppe gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 8 ist eine Ansicht, die eine andere Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunktgruppen und ihren Signalpunkten gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 9 ist eine Ansicht, die Schwellenwerte der Signalpunktgruppen gemäß der

ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 10 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten

Ausführungsform;

Fig. 11 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius r₂ und dem Übertragungsenergieverhältnis η gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 12 ist eine Ansicht, die die Signalpunkte eines abgeänderten 64 QAM Signals

der ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 13 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius r₃ und dem Übertragungsenergieverhältnis η gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 14 ist ein Vektordiagramm, das Signalpunktgruppen und ihre Signalpunkte

des abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 15 ist eine erläuternde Ansicht, die die Beziehung zwischen Αι und A₂ des abgeänderten_64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 16 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius r_2l Γ3 und jeweils dem Ubertragungsenergieverhältnis ni₆, η«' gemäß der ersten Ausführungsform zeigt; · . · '

Fig. 17 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Senders der ersten Ausführungsform;

Fig. 18 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten Ausführungsform;

Fig. 19 ist ein Blockdiagramm eines ersten Empfängers der ersten Ausführungsform;

Fig. 20 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten

Ausführungsform;

Fig. 21 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Empfängers der ersten Ausführungsform; :

Fig. 22 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten

Ausführungsform;

Fig. 23 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signals der ersten

Ausführungsform

Fig. 24 ist ein Ablaufdiagramm, das eine Wirkung der ersten Ausführungsform

zeigt; , ■ ■ .

Fig. 25Ca)

und 25( b) sind Vektordiagramme, die ein 8 und ein 16 QAM Signal der ersten Ausführungsform jeweils zeigen;

Fig. 26 ist ein Blockdiagramm eines dritten Empfängers der ersten Ausführungsform;

Fig. 27 ist eine Ansicht, die Signalpunkte des abgeänderten 64 QAM Signals der

ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das eine andere Wirkung der ersten Ausführungsform zeigt;

Fig. 29 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems, das eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt; ^:

Fig. 30 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausfüh- .

rungsform;

Fig. 31 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausführungsform;

Fig. 32 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Videocodierers aer dritten Ausführungsform;

Fig. 33 ist ein Blockdiagramm eines dritten Videocodierers der dritten Ausführungsform;

Fig. 34 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein Zeitmultiplexen von Di, D₂ und D₃ Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 35 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein anderes Zeitmultiplexen von Di, D₂

und D₃ Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 36 ist eine beispielhafte Ansicht, die weiteres Zeitmultiplexen von Di, D? und

D₃ Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 37 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems, das eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 38 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 1.6 QAM Signals der dritten

Ausführungsform;

Fig. 39 ist ein Vektordiagramm des abgeänderten 16 QAM Signals der dritten

Ausführungsform;

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Fig. 40 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signais der dritten Ausführungsform;

Fig. 41 ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenten zu einer Zeitbasis gemäß der dritten Ausführungsform;

Fig. 42 ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenien zu einer Zeitbasis mit der Wirkung von Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex gemäß der dritten Ausführungsform; .

Fig. 43 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung der dritten Ausführungsform;

Fig. 44 ist ein Diagramm, das das Prinzip der Trägerwellenwiedergabe gemäß der

dritten Ausführungsform zeigt;

Fig, 45 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur umgekehrten

Modulation bei der dritten Ausführungsform;

Fig. 46 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 16 QAM

Signals der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 47 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 64 QAM

Signals der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 48 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur 16x Multiplikation der dritten Ausführungsform;

Fig. 49 ist eine beispielhafte Ansicht, die Zeitmultiplexen von D_Vi, Dm, Dv2, D_H2,

Dv3 und Dh3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 50 ist eine erklärende Ansicht, die ein Zeitmuitiplexen mit Mehrfachzugriff von

Dvi, Dhi, Dv2. Dh2, Dv3 und D_H3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 51 ist eine erklärende Ansicht, die ein anderes Zeitmuitiplexen mit Mehrfachzugriff von Dvi, Dm, Dv2, D_H2, D_Va und D_H3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 52 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich bei einem bekannten

Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;

Fig. 53 ist ein Diagramm, das Signalstörungsbereiche bei einem Mehrpegel Signalübertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;

Fig. 54 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem bekannten Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;

Fig. 55 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem Mehrpegel Signalübertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt; . .

Fig. 56 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich zwischen zwei digitalen Femsehstationen gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;

Fig. 57 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 58 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 59(-ä )■■·.-

und 59( b) sind Diagramme, die die Zuordnung von.Signalpunkten des abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig, 60 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt, wenn die S/N Rate (Rauschabstandsrate) niedrig ist;

Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders der fünften Ausführungsform;

Fig. 62(a)

und 62 (b) sind Diagramme, die Frequenzverteilungsprofile eines ASK modulierten

■ - Signais der fünften Ausführungsform zeigen;

Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der fünften Ausführungsform;

Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders der fünften Ausführungs-

" form;

Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers der fünften Ausführungsform;

Fig. 66 ist ein Blockdiagramm eines anderen Fernsehempfängers der fünften Ausführungsform;

Fig. 67 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehsatelliten-Bodenempfängers der

fünften Ausführungsfomn;

Fig. 68 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines 8 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 69 ist ein Blockdiagramm eines Videocodierers der fünften Ausführungsform;

Fig. 70 ist ein Blockdiagramm eines Videocodierers der fünften Ausführungsform,

der eine Teilerschaltung enthält;

Fig. 71 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform; .

Fig. 72 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform, der eine Mischschaltung enthält;,

Fig. 73 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponeten eines

Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 74 (a) ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;

Fig. 74 Cb) ist ein Diagramm, das eine andere Zeitzuordnung von Datenkomponenten, des Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 75 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 76 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines

Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 77 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines

Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;-'

Fig. 78 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;

Fig. 79 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines

Dreipegel-Übertragungssignals der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 80 ist ein Blockdiagramm eines anderen Videodecodierers der fünften Ausführungsform; ·

Fig. 81 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines

Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführuncjsform zeigt;

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Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers für ein Di Signal der fünften Ausführungsform;

Fig. 83 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen der Frequenz

und der Zeit eines frequenzmodulierten Signals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 84 ist ein Blockdiagramm einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabe-

vorrichtung gemäß der fünften Ausführungsform;

Fig. 85 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und dem

Pegel gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;

Fig. 86 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der. Übertragungsstrecke gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;

Fig. 87 ist ein Blockdiagramm eines Senders der zweiten Ausführungsform; Fig. 88 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der zweiten Ausführungsform;

Fig. 89 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen SVN und der

Fehlerrate gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;

Fig. 90 .- ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Dreipegel-Übertragung der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 91 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Vierpegel-Übertragung einer sechsten Ausführungsform zeigt;

Fig. 92 ist ein Diagramm, das die Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführung zeigt;

Fig. 93 ist ein Blockdiagramm eines Teilers der sechsten Ausführungsform;

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Fig. 94 ist ein Blockdiagramm einer Mischschaltung der sechsten Ausführungsform;

Fig. 95 ist ein Diagramm, das eine andere Vierpegel-Übertragung der sechsten

Ausführung zeigt;

Fig. 96 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines bekannten digitalen Fernsehsendesystems·,

Fig. 97 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines digitalen Fernsehsendesystems gemäß der sechsten Ausführungsform;

Fig. 98 ist ein Diagramm, das eine Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführungsform zeigt; .

Fig. 99 ist ein Vektordiagramm eines 16 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform;

Fig. 100 ist ein Vektordiagramm eines 32 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform;

Fig. 101 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlenrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 102 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 103 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke η und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der drit-, ten Ausführungsform benötigt wird;

Fig. 104 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke η und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der dritten Ausführungsform benötigt wird;

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Fig. 105 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Signalpegel und der Entfernung von einer Senderantenne bei einem terrestrisehen Femsehdienst gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 106 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 107 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM Signals

der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 108 ist ein Diagramm, das ein Frequenzverteilungsprofil eines Fernsehsignal der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 109 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung des Fernsehsignals der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 110 ist ein Diagramm, das ein Prinzip von C-CDM der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 111 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Codes gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 112 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung eines erweiterten 36 QAM gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 113 ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Modulationssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 114 ist ein Blockdiagramm, das eine Magnetaufzeichnungs-A/Viedergabevorrichtung gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;

Fig. 115 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger eines tragbaren Telefons gemäß der achten Ausführungsform zeigt;

Fig. 116 ist ein Blockdiagramm, das Basisstationen gemäß der achten Ausführungsform zeigt; ·

Fig. 117 ist eine Ansicht, die Kommunikationskapazitäten und eine Verkehrsverteilung eines herkömmlichen Systems darstellt;

Fig. 118 ist eine Ansicht, die Kommunikationskapazitäten und eineVerkehrsverteilung gemäß der achten Ausführungsform darstellt;

Fig. 119 (a) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung eines herkömmlichen Systems zeigt;

Fig. 119 (b) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung gemäß der achten Ausführungsform zeigt;

Fig. 120 (a) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung eines herkömmlichen TDMA-Systems zeigt;

Fig. 120 (b) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung gemäß einem TDMA-System der achten Ausführungsform zeigt;

Fig. 121 ist ein Blockdiagramm, das einen Einpegel-Sender/Empfänger gemäß der achten Ausführungsform zeigt; ,

Fig. 122 ist ein Blockdiagramm, das einen Zweipegel-Sender/Empfänger gemäß der achten Ausführungsform zeigt;

Fig. 123 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger vom OFDM-Typ gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;

Fig. 124 ist eine Ansicht, die ein Prinzip des OFDM-Systems gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;

Fig. 125 (a) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Modulationssignals eines herkömmlichen Systems zeigt;

Fig. 125 (b) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Modulationssignals gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;

Fig. 126 (a) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Übertragungssignals der neunten Ausführungsform zeigt;

Fig. 126 (b) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Empfangssignals gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;

Fig. 127 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;

Fig. 128 ist ein Blockdiagramm, das einen Trellis-Kodierer gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;

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Fig. 129 ist eine Ansicht, die eine Zeitzuordnung von effektiven Zeichenanteilen und Schutzintervallen gemäß der neunten Ausführungsform zeigt; ..

Fig. 130 ist ein grafisches Diagramm, das eine Beziehung zwischen S/N-Rate und Fehlerrate gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;

Fig. 131 ist ein Blockdiagramm, das eine magnetische Aufzeichnungs-ZWiedergabevorrichtung gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;

Fig. 132 ist eine Ansicht, die ein Aufzeichnungsformat einer Spur auf dem Magnetband und eine Bewegung eines Kopfes zeigt;

Fig. 133 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 134 ist ein Diagramm, das eine Frequenzzuordnung herkömmlichen Fernsehens zeigt;

Fig. 135 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Versorgungsbereich und Bildqualität in einem Dreipegel-Signalübertragungssystem gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;

Fig. 136 ist ein Diagramm, das eine Frequenzzuordnung für den Fall zeigt, dass das Mehrpegel-Signalübertragungssystem gemäß der dritten Ausführungsform mit einem FDM kombiniert ist;

Fig. 137 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der dritten Ausführungsform zeigt, in dem Trellis-Kodierung angewendet ist;

Fig. 138 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der neunten Ausführungsform zeigt, in dem ein Teil eines Signals im niedrigen Frequenzband durch OFDM übertragen wird.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform Ausführungsform 1

Eine Ausfuhrungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben.

Fig. 1 zeigt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssystens gemäß der vorliegenden Erfindung. Ein Sender 1 umfaßt eine Eingangseinheit 2, eine Teilereinheit 3, einen Modulator 4 und eine Sendereinheit 5. Im Betrieb wird jedes Eingangsmultiplexersignal durch die Teilerschaltung 3 in drei Gruppen unterteilt, einen ersten Datenstrom D1, einen zweiten Patenstrom 02 und einen dritten Datenstrom D3, die dann durch den Modulator 4 moduliert werden, bevor sie von der Sendereinheit 5 gesendet werden. Das modulierte Signal wird von einer Antenne 6 durch eine Aufwärtsverbindung 7 zu einem Satelliten 10 gesendet, wo es von einer Aufwärtsverbindungsantenne 11 empfangen und von einem Transponder 12 verstärkt wird, bevor es von einer Abwärtsverbindungsantenne 13 in Richtung zum Boden gesendet wird.

Das Übertragungssignal führt dann nach unten durch drei Abwärtsverbindungen 21, 3 1 und 41 zu einem ersten 23, einem zweiten 33 bzw. einem dritten Empfänger 43 gesendet. In dem ersten Empfänger 23 wird das von einer Antenne 22 empfangene Signal durch Eingangseinheit 24 einem Demodulator 25 zugeführt, und es wird nur sein erster

Datenstrom demoduliert, während der zweite und dritte Datenstrom nicht wiedergewonnen werden, bevor sie weiter von der Ausgangseinheit 26 übertragen werden.

Ähnlich eriaubt der zweite Empfänger 33, daß der erste und der zweite Datenstrom des Signals, das von einer Antenne 32 empfangen und von einer Eingangseiriheit 34 zugeführt wurde, von einem Demodulator 35 demoduliert wird, und dann zu einem einzigen Datenstrom durch einen Summierer 37 summiert wird, der dann weiter von einer Ausgangseinheit 36 übertragen wird.

Der dritte Empfänger 43 eriaubt, daß insgesamt der erste, der zweite und dritte Dateristrom des Signals, das von einer Antenne 42 empfangen und von einer Eingangseinheit 44 zugeführt wird, durch einen Demodulator 45 demoduliert wird und dann durch einen Summierer 47 zu einem einzigen Datenstrom summiert wird, der dann weiter von einer Ausgangseinheit 46 übertragen wird.

Man sieht, daß die drei, einzelnen Empfänger 23, 33 und 43 ihre jeweiligen Modulatoren unterschiedliche Eigenschaften haben, so daß ihre von demselben Frequenzbandsignal des Senders 1 demodulierten Ausgänge Daten unterschiedlicher Größe enthalten. Insbesondere können drei unterschiedliche, aber kompatible Daten gleichzeitig auf einem gegebenen Frequenzbandsignal zu ihren entsprechenden Empfängern getragen werden. Zum Beispiel wird jedes von drei vorhandenen MTSC, Hochauflösungsfernsehen und Super-Hochauflösungsfernsehen, digitalen Signalen in eine niedrige, eine hohe und eine superhohe Frequenzbandkomponente in bezug auf den ersten, den zweiten bzw. den dritten Datenstrom aufgeteilt, Demgemäß können die drei verschiedenen Fernsehsignale auf einem einkanaligen Frequenzbandträger zur gleichzeitigen Wiedergabe eines Fernsehbildes mit einer mittleren, einer hohen bzw. einer superhohen Auflösung übertragen werden. .

Beim Betrieb wird das NTSC Fernsehsignal von einem Empfänger empfangen, der von einer kleinen Antenne zur Demodulation von Daten geringer Menge begleitet ist, das Hochauflösungs-Fernsehsignal wird von einem Empfänger empfangen, der von einer mittleren Antenne zur Demodulation von Daten mittlerer Größe begleitet ist, und das Super-Hochauflösungsfernsehsignal wird von einem Empfänger empfangen, der von einer großen Antenne zur Demodulation von Daten großer Mengen begleitet ist. Auch

wird, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, ein digitales NTSC Fernsehsignal, das nur den ersten Datenstrom für den digitalen NTSC Fernsehienst enthält, einem digitalen Sender 51 zugeführt, wo es von einer Eingangseinheit 52 erhalten und von einem Demodulator 54 moduliert wird, bevor es weiter von einer Sendeeinheit 55 gesendet wird. Das demodulierte Signal wird dann von einer Antenne 56 über eine Aufwärtsverbindung 57 zu dem Satelliten 10 aufwärts gesendet, der seinerseits dasselbe durcn eine Abwärtsverbindung 58 zu dem ersten Empfänger 23 am Boden sendet.

Der erste Empfänger 23 demoduliert mit seinem Demodulator 24 das modulierte, digitale Signal, das von dem digitalen Sender 51 zugeführt worden ist, zu dem ursprünglichen, ersten Datenstromsignal. Ebenso kann dasselbe modulierte, digitale Signal von dem zweiten 33 oder dem dritten Empfänger 43 zu dem ersten Datenstrom oder NTSC Fernsehsignal demoduliert werden. Zusammengefaßt können die drei einzelnen Empfänger 23, 33 und 43 alle ein digitales Signal des besiehenden TV Systems zur Wiedergabe empfangen und verarbeiten.

Die Anordnung des Signalübertragungssystems wird mehr im einzelnen beschrieben.

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm des Senders 1, in dem ein Eingangssignal über die Ein- : gangseinheit 2 zugeführt und durch die Teilerschaltung 3 iri drei digitale Signale geteilt wird, die einen ersten, einen zweiten bzw. einen dritten Datenstrom enthalten.

Unter der Annahme, daß das Eingangssignal ein Videosignal ist, ist seine niedrige Frequenzbandkomponente dem ersten Datenstrom zugeordnet, seine hohe Frequenzbandkomponente dem zweiten Datenstrom und seine superhohe Frequenzbandkomponete dem dritten Datenstrom. Die drei verschiedenen Frequenzbandsignale werden einem Modulatoreingang 61 des Modulators 4 zugeführt. Hier moduliert oder ändert eine Signalpunkt-Modulations/Änderungsschaltung 67 die Positionen der Signalpunkte gemäß einem extern gegebenen Signal. Der Modulator 4 ist zur Amplitudenmodulation auf zwei 90° phasenverschobenen Trägern jeweils angeordnet, die dann zu einem mehrfachen QAM Signal summiert werden. Insbesondere wird das Signal von dem Modulatoreingang 61 einem ersten 52 und einem zweiten AM Modulator 63 zugeführt. Auch wird eine Trägerwelle cos(2nfct), die von einem Trägergenerator erzeugt wird, direkt

dem ersten AM Modulator 62 und auch einem π/2 Phasenschieber 66 zugeführt,, wo sie um 90° zu einer Form sin(2ufct) phasenverschoben wird, bevor sie zu dem zweiten AM Modulator 63 übertragen wird. Die zwei amplitudenmodulierten Signale von dem ersten und dem zweiten AM Modulator 62, 63 werden von einem Summierer 65 zu einem Übertragungssignal summiert, das dann zu der Sendeeinheit 5 zur Ausgabe übertragen wird. Dieses Verfahren ist gut bekannt und wird nicht weiter erläutert

Das QAM Signal wird nun in einer allgemeinen 8x8 oder 16 Zustandsausbildung beschrieben, wobei auf den ersten Quadranten eines Raumdiagramms in Fig. 3 Bezug genommen wird. Das Ausgangssignal des Modulators 4 wird durch einen Summenvektor von zwei Vektoren einer 81, 82, Acos2nfct und Bcos2ufct, ausgedrückt, die die zwei um 90° phasenverschobenen Träger jeweils darstellen. Wenn der von dem Nullpunkt fernliegende Punkt eines Summenvektors einen Signalpunkt darstellt, hat das 16 QAM Signal 16 Signalpunkte, die durch eine Kombination von vier horizontalen Amplitudenwerten ai, a₂, a₃, a-i und vier vertikalen Amplitudenwerten bi, b_2l b3, b₄ bestimmt sind. Der erste Quadrant in Fig. 3 enthält vier Signalpunkte 83 bei Cn, 84 bei C₂, 85 bei C₂₂ und 86 bei C₂L

Cn ist ein Summenvektor eines Vektors 0-a, und eines Vektors O-b,, und wird somit als Ci₁ = a^os2nic[-b^\r\2n'ic\ = Acos(2rcfct+d7t/2) ausgedrückt.

Es wird nun angenommen, daß der Abstand zwischen 0 und z_y bei den orthogonalen Koordinaten der Fig. 3 Ai ist, zwischen a, und a₂ A₂ ist, zwischen 0 und bi Bi ist und zwischen bi bis b₂ B₂ ist.

Wie es in Fig. 4 gezeigt ist, sind die 16 Signalpunkte als Vektorkoordinate zugeordnet, wobei jeder Punkt ein vier-Bit Muster darstellt, so daß die Übertragung einer vier-Bit Date pro Periode oder Zeitschlitz ermöglicht wird.

Fig. 5 stellt eine gemeinsame Zuordnung von zwei-Bit Mustern zu den 16 Signalpunkten dar.

Wenn der Abstand zwischen zwei benachbarten Signalpunkten groß ist, wird er ohne weiteres von dem Empfänger erkannt. Daher ist es erwünscht, die Signalpunkte mit größeren Intervallen zu beabstanden. Wenn zwei bestimmte Signalpunkte nahe beieinander zugeteilt sind, werden sie kaum unterschieden und die Fehlerrate wird erhöht. Deshalb ist es am bevorzugtesten, die Signalpunkte in gleichen Intervallen beabstandet zu haben, wie es in Fig. 5 gezeigt ist, in der das 16 QAM Signal durcn A_t=A₂/2 festgelegt ist.

Der Sender 1 der Ausführungsform ist ausgestaltet, ein eingegebenes, digitales Signal in einen ersten, einen zweiten und einen dritten Daten- oder Bitstrom zu unterteilen. Die 16 Signaipunkte oder Gruppenvon Signalpunkten werden in vier Gruppen unterteilt. Dann werden 4 zwei-Bit Mustern des ersten Datenstroms den vier Signalpunktgruppen jeweils zugeordnet, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Insbesondere wird, wenn das zwei-Bit Muster des ersten Datenstroms 11 ist, einer von vier Signalpunkten der ersten.Signalpunktgruppe 91 in dem ersten Quadranten in Abhängigkeit von dem Inhalt des zweiten Datenstroms zur Übertragung ausgewählt. Ebenso wird, wenn es 01 ist, ein Signalpunkt der zweiten Signalpunktgruppe 92 in dem zweiten Quadranten ausgewählt und gesendet. Wenn es 00 ist, wird ein Signalpunkt der dritten Signalpunktgruppe 93 in dem dritten Quadranten gesendet, und wenn es 10 ist, wird ein Signalpunkt der vierten Signalpunktgruppe 94 in dem vierten Quadranten gesendet. Auch werden 4 zwei-Bit Muster in dem zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals, oder z.B. 16 vier-Bit Muster in dem zweiten Datenstrom eines 64-Zustand QAM Signals, vier Signalpunkten oder Signalpunktuntergruppen von jeder der vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 jeweils zugeordnet, wie es in Fig. 7 gezeigt ist. Es sollte sich verstehen, daß die Zuordnung zwischen irgendwelchen zwei Quadranten symmetrisch ist. Die Zuordnung der Signalpunkte zu den vier Gruppen 91, 92, 93, 94 wird durch die Priorität bei den zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms bestimmt; Als Ergebnis können zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms und zwei-Bit Daten des zweiten Datenstroms unabhängig Obertragen werden. Auch wird der erste Datenstrom bei der Verwendung eines allgemeinen QPSK Empfängers demoduliert, der eine gegebene Antennenempfindlichkeit aufweist. Wenn die Antennenempfindlichkeit größer ist, empfängt eine abgeänderte Art des 16 QAM Empfängers der vorliegenden Erfindung den ersten und den zweiten Datenstrom mit gleichem Erfolg und demoduliert sie.

Γ: ~· ♦'

Fig. B zeigt ein Beispiel der Zuordnung des ersten und des zweiten Datenstroms zu zwei-Bit Mustern.

Wenn die niedere Frequenzbandkomponente eines Hochauflösungsfernseh-Videosignals dem ersten Datenstrom und die hohe Frequenzkomponente eiern zweiten Datenstrom zugeordnet wird, kann der QPSK Empfänger ein Bild mit NTSC-Pegel aus dem ersten Datenstrom erzeugen, und der 16- oder 64-Zustand QAM Empfänger kann ein Hochauflösungsfernsehbild von einem zusammengesetzten Wiedergabesignal des ersten und des zweiten Datenstroms erzeugen.

Da die Signalpunkte in gleichen Intervallen zugeteilt werden, wird in dem QPSK Empfänger ein Schwellenabstand zwischen den Koordinatenachsen und dem abgeschatteten Bereich des ersten Quadranten entwickelt, wie es in Fig. 9 gezeigt ist. Wenn der Schwellenabstand Ατο ist, wird ein QPSK Signal mit einer Amplitude von A_T0 erfolgreich empfangen. Jedoch muß die Amplitude auf einen dreimal größeren Wert oder 3Ατο zur Übertragung eines 16 QAM Signals erhöht werden, während der Schwellenabstand A_To beibehalten wird. Insbesondere ist die zur Übertragung des 16 QAM Signals benötigte Energie neunmal größer als die zum Senden des QPSK Signals. Auch ist, wenn das QPSK Signal in einem 16 QAM Modus gesendet wird, die Energieverschwendung hoch und die Wiedergabe eines Trägersignals wird mühsam. Vor allem ist die zur Satellitenübertragung verfügbare Energie nicht reichlich, sondern auf eine minimale Verwendung streng begrenzt. Daher werden keine Signalübertragungssysteme mit großem Energieverbrauch praktisch eingesetzt, bis mehr Energie zur Satellitenübertragung zur Verfugung steht. Es wird erwartet, daß eine große Anzahl von QPSK Empfängern auf dem Markt eingeführt wird, wenn das digitale Fernsehen bald im Einsatz ist. Nach der Einführung auf dem Markt werden die QPSK Empfänger kaum zu Modellen größerer Empfindlichkeit verschoben, weil der Abstand der Signalempfangseigenschaft zwischen den beiden Modellen, dem alten und dem neuen, groß ist. Deshalb darf die Übertragung der QPSK Signale nicht aufgegeben werden. In dieser Beziehung wird ein neues System unbedingt zur Übertragung von Signalpunktdaten eines quasi QPSK Signals in dem 16 QAM Modus unter Verwendung von weniger Energie benötigt. Andererseits verschlechtert die beschränkte Energie bei einer Satellitenstation das gesamte Übertragungssystem.

Die vorliegenden Erfindung liegt in einer mehrfachen Signalpegelanardnung, bei der die vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 in einem größeren Abstand voneinander zugeteilt werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist, um den Energieverbrauch ::u minimieren, der für eine 16 QAM Modulation von quasi QPSK Signalen verlangt wird.

Zur Klarlegung der Beziehung zwischen der Signalempfangsempfindlichkeit und der Übertragungsenergie wird die Ausgestaltung des digitalen Senders .51 und des ersten Empfängers 23 mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.

Der digitale Sender 51 und der erste Empfänger.23 sind von bekannter Art zur Datenübertragung oder Videosignalübertragung, z.B. bei einem Fernsehdienst, gebildet. Wie es in Fig. 17 gezeigt, ist der digitale Sender 51 ein QPSK Sender, der dem vielfach-Bit QAM Sender 1, der in Fig. 2 gezeigt ist, ohne AM Modulationsfähigkeit äquivalent ist. Beim Betrieb wird ein Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 52 einem Modulator 54 zugeführt, wo es durch einen Modulatoreingang 121 in zwei Komponenten geteilt wird. Die zwei Komponenten werden dann zu einer ersten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung 122 zur Phasenmodulation eines Basisträgers und einer zweiten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung 123 zur Phasenmodulation eines Trägers übertragen, der gegenüber dem Basisträger um 90° phasenverschoben ist. Die zwei Ausgänge der ersten und der zweiten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung 122,123 werden dann durch einen Summierer 65 zu einem zusammengesetzten, modulierten Signal addiert, das weiter von einer Sendereinheit 55 übertragen wird.

Das sich ergebende, modulierte Signal ist in dem Raumdiagramm der Fig. 18 gezeigt.

Es ist bekannt, daß die vier Signalpuhkte bei gleichen Abständen zugeteilt sind, um eine optimale Energieverwendung zu erzielen. Fig. 18 stellt ein Beispiel dar, wo die vier Signalpunkte 125, 126, 127, 128 4 zwei-Bit Muster 11, 01, QO bzw. 10 darstellen. Es ist auch zur erfolgreichen Datenübertragung von dem digitalen Sender 51 zu dem ersten Empfänger 23 erwünscht, daß das QPSK Signal von dem digitalen Sender 51 eine Amplitude von nicht weniger als einem gegebenen Pegel hat. Insbesondere kann, wenn die minimale Amplitude des QPSK Signals, das zur Übertragung von dem digitalen Sender 51 zu dem ersten Empfänger 23 mit dem QPSK Modus benötigt wird, oder der

Abstand zwischen O und ai in Fig. 18 gleich Ατο ist, der erste Empfänger 23 erfolgreich irgendein QPSK Signal empfangen, das eine Amplitude hat, die größer als A_TO ist.

Der erste Empfänger 23 ist ausgebildet, daß er mit seiner Antenne 22 geringen Durchmessers ein erwünschtes oder QPSK Signal empfängt das von dem Sender 1 oder dem digitalen Sender 51 jeweils durch den Transponder 12 des Satelliten 10 gesendet und mit dem Demodulator 24 demoduliert wird. Insbesondere ist der erste Empfänger 23 im wesentlichen zum Empfang eines digitalen Fernseh oder Datenkommunikationssignals im QPSK oder 2 PSK Modus konstruiert.

Fig. 19 ist ein Blockdiagramm des ersten Empfängers 23, in dem ein Eingangssignal, das von der Antenne 22 von dem Satelliten 12 empfangen worden ist, einer Trägergewinnungsschaltung 131, wo eine Trägerwelle demoduliert wird, und einem π/2 Phasenschieber 132 zugeführt wird, wo eine um 90° phasenverschobene Trägerwelle demoduliert wird. Auch werden die zwei um 90" phasenverschobenen Komponenten des Eingangssignals von einer ersten 133 und einer zweiten Phasenbestimmungsschaltung

134 jeweils erfaßt und jeweils einer ersten 136 und einer zweiten Diskriminator/Demodulationsschaltung 137 zugeführt. Die zwei demodulierten Komponenten werden von ihrer jeweiligen Diskriminator/Demodulationsschaltung 136 und 137, die getrennt in Zeitschlitzeinheiten mittels Synchronisiersignalen von einer Synchronisiergewinnungsschaltung

135 unterschieden worden sind, einer ersten Datenstromgewinnurigseinheit 232 zugeführt, wo sie zu einem ersten Datenstromsignal summiert werden, das dann als ein Ausgang von der Ausgangseinheit 26 geliefert wird.

Das Eingangssignal zu dem ersten Empfänger 23 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm der Fig. 20 erläutert. Das von dem ersten Empfänger 23 von dem digitalen Sender 51 empfangene QPSK Signa! wird in einer idealen Form ohne Übertragungsverzerrung und Rauschen ausgedrückt, wobei vier Signalpunkte 151,152, 153,154 verwendet werden, die in Fig. 20 gezeigt sind.

in der Praxis erscheinen die realen vier Signalpunkte insbesondere als jeweils ausgedehnte Bereiche um die idealen Signalpositionen 151, 152, 153, 154 herum wegen Rauschens, Amplitudenverzerrung oder eines während der Übertragung entwickelten

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Phasenfehfers. Wenn ein Signaipunkt ungünstig von seiher Urspru'ngsposition verschoben ist, wird er kaum von seinem benachbarten Signalpunkt unterschieden und. die Fehlerrate wird somit erhöht. Wenn die Fehlerrate auf einen kritischen Wert zunimmt, wird die Wiedergabe der Daten weniger genau. Um die Datenwiedergabe auf einen maximal annehmbaren Wert der Fehlerrate zu ermöglichen, sollte der Abstand zwischen irgendzwei Signalpunkten weit genug sein, um voneinander unterschieden zu werden. Wenn der Abstand 2A₂o ist, muß der Signalpunkt 151 eines QPSK Signals nahe bei einem kritischen Fehlerwert in einem ersten■ Unterscheidungsbereich 155 bleiben, der durch die Schraffur der Fig. 20 bezeichnet ist und durch 10-a_R11 ^A₀ und 10-b_Ri | ^Ar₀ bestimmt ist. Dies erlaubt dem Signalübertragungssystem, Trägerwellen wiederzugeben, und somit ein gewünschtes Signal zu demodulieren. Wenn der minimale Radius der Antenne 22 auf r₀ gesetzt wird, kann das Übertragungssignal mit einem größeren als einem gegebenen Wert von irgendeinem Empfänger des Systems empfangen werden. Die Amplitude eines QPSK Signals des digitalen Senders 51, die in Fig: 18 gezeigt ist, ist minimal bei A_To, und somit wird die minimale Amplitude A_R0 eines QPSK Signals, das von dem ersten Empfänger 23 empfangen werden soll, zu gleich A_T0 bestimmt. Als Ergebnis kann der erste Empfänger 23 empfangen und das QPSK Signal von dem digitalen Sender 51 bei dem maximal annehmbaren Wert der Fehierrate demodulieren, wenn der Radius der Antenne 22 größer als ro ist. Wenn das Übertragungssignal in einem abgeänderten 16- oder 64-Zustand QAM Modus ist, kann es der erste Empfänger 23 schwierig finden, seine Trägerwelle wiederzugeben. Zum Ausgleich werden die Signalpunkte auf acht erhöht, die unter Winkeln von (π/4+ηπ/2) zugeteilt werden, wie es in Fig. 25-a gezeigt ist, und seine Trägerwelle wird durch eine 16x Multiplikationstechnik wiedergegeben. Auch kann, wenn die Signalpunkte 16 Stellen unter Winkeln von ηπ/8 zugeteilt werden, wie es in Fig. 25-b gezeigt ist, der Träger eines quasi QPSK Modus 16 QAM modulierten Signals mit der Trägergewinnungsschaltung 131 wiedergegeben werden, die zur Durchführung einer 16x Frequenzmultipükation abgeändert ist. Zu dieser Zeit sollten die Signalpunkte in dem Sender 1 angeordnet sein, um Ai/(Ai+A₂)=tan(7t/8) zu erfüllen.

Hier wird ein Fall des Empfangs eines QPSK Signals betrachtet. Ebenso wie bei der Art, die von der Signalpunktmodulations/Änderungsschaltung 67 in dem Sender ausgeführt wird, der in Fig. 2 gezeigt ist, ist es auch möglich, die Positionen der Signalpunkte des

QPSK Signals zu modulieren, das in Fig. 18 gezeigt ist (Amplitudenmodulation, Pulsmodulation oder Ähnliches). In diesem Fall demoduliert die SignalpunktcJemodulatiohseinheit 138 in dem ersten Empfänger 23 das positionsmodulierte oder positionsgeänderte Signal. Das demodulierte Signal wird zusammen mit dem ersten Datenstrom ausgegeben. ,

Das 16 PSK Signal des Senders 1 wird nun unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm der Fig. 9 erläutert. Wenn der horizontale Vektorabstand Α_Ί des Signalpunkts 83 größer als Ατο der minimalen Amplitude des QPSK Signals des digitalen Senders 51 ist, bleiben die vier Signalpunkte 83, 84, 85, 86 in dem ersten Quadranten der Fig. 9 in dem abgeschatteten oder ersten Empfangsbereich 87 des QPSK Signals. Wenn es von dem ersten Empfänger 23 empfangen wird, erscheinen die vier Punkte des Signals in dem ersten Unterscheidungsbereich des Vektorfeldes, das in Fig. 20 gezeigt ist. Daher kann irgendeiner der Signalpunkte 83, 84, 85, 86 der Fig. 9 auf den Signalpegel 151 der Fig. 20 durch den ersten Empfänger 23 verschoben werden, so daß da;; zwei-Bit Muster von 11 einem entsprechenden Zeitschlitz zugeordnet wird. Das zwei-Bit Muster von 11 ist identisch dem 11 der ersten Signalpunktgruppe 91 oder dem ersten Datenstrom eines Signals von dem Sender 1. In gleicher Weise wird der erste Datenstrom bei dem zweiten, dritten oder vierten Quadranten wiedergegeben. Als Ergebnis wiedergewinnt der erste Empfänger 23 zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms aus der Mehrzahl von Datenströmen in einem 16-, 32- oder 64-Zustand QAM Signal, das von dem Sender 1 übertragen wird. Der zweite und dritte Datenstrom sind in vier Segmenten der Signalpunktgruppe 91 enthalten, und beeinflussen somit die Demodulation des ersten Datenstroms nicht. Sie können jedoch die Wiedergabe einer Trägerwelle beeinflussen, und eine Einstellung, die später beschrieben wird, wird benötigt.

Wenn der Transponder eines Satelliten reichlich Energie zuführt, wird die vorgenannte Technik der 16- bis 64-Zustand QAM Modus Übertragung machbar. Jedoch ist der Transponder des Satelliten in irgendeinem bestehenden Satellitenübertragungssystem streng in der Energiezufuhr aufgrund seiner kompakten Größe und der Fähigkeit der Sonnenbatterien beschränkt. Wenn der Transponder oder der Satellit in ihrer Größe, somit im Gewicht, vergrößert wird, gehen die Abschußkosten in die Höhe. Diese Nachteile werden kaum durch herkömmliche Techniken ausgeschlossen, bis die Abschußkosten einer Satellitenrakete auf einen beträchtlichen Wert verringert werden. Bei dem

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bestehenden System liefert ein üblicher Kommunikationssatellit so wenig wie 20 W an Energiezufuhr, und ein üblicher Fernseh/Femsehsatellit bietet 100 W bis 200 W im Bestfall. Zur Übertragung eines solchen QPSK Signals im symmetrischen 16-Zustand QAM Modus, wie es in Fig.. 9 gezeigt ist, wird der minimale Signalpunktabstand von 3A_To benötigt, wenn die 16 QAM Amplitude durch 2Ai=A₂ ausgedrückt wird. Somit ist die für den Zweck benötigte Energie neunmal größer als die zur Übertragung eines herkömmlichen QPSK Signals, um die Kompatibilität aufrechtzuerhalten. Auch kann auch ein herkömmlicher Satellitentransponder kaum eine Energie liefern, um eine solche kleine Antenne bei dem ersten QPSK Empfänger zu ermöglichen, um von jenem ein übertragenes Signal zu empfangen. Zum Beispiel werden in dem bestehenden 40 W System 360 W für eine geeignete Signalübertragung benötigt und dies wird in bezug auf die Kosten unrealistisch.

Es versteht sich, das die QAM Technik mit symmetrischem Signalzustand am wirksamsten ist, wenn die Empfänger, die mit gleich großen Antennen ausgerüstet sind, entsprechend einer gegebenen Sendeleistung verwendet werden. Eine andere neuartige Technik wird jedoch zur Verwendung mit den Empfängern, die mit unterschiedlich großen Antennen ausgerüstet sind, bevorzugt.

Genauer gesagt soll, während das QPSK Signal von einem allgemeinen preiswerten Empfängersystem mit einer kleinen Antenne empfangen werden kann, das 16 QAM Signal von einem teueren mehrrBit Modulationsempfängersystem hoher Qualität mit einer mittleren oder großformatigen Antenne empfangen werden, das konstruiert ist, äußerst wertvolle Dienste, z.B. Hochauflösungsfemseh-Unterhaltungen einer bestimmten Person zu liefern, die mehr Geld investiert. Dies ermöglicht, daß QPSK und 16 QAM Signale, wenn es erwünscht ist, mit 64 DMA gleichzeitig mit Hilfe einer geringen Zunahme der Sendeleistung übertragen werden können.

Zum Beispiel kann die Sendeleistung niedrig beibehalten werden, wenn die Signalpunkte bei Ai=A₂ zugeteilt werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist. Die Amplitude A(4) zur Übertragung von QPSK Daten wird durch einen Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel von 2A|² äquivalent ist. Die Amplitude A(16) des gesamten Signals wird durch einen Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel aus (Ai+A₂)²+(B₁+B₂)² äquivalent ist. Dann

3·;

I A(4) 1² = A₁ ²^B₁ ² = A_to ²+Ato² = 2A_TO ²

! A(16) 1² = (A,+A₂)²+(B₁+B₂)² = 4Ato²+4Ato² = 28A_TO ²

=2

Demgemäß kann das 16 QAM Signal mit einer zweimal größeren Amplitude und einer viermal größeren Sendeleistung als jene Übertragen werden, die für das QPSK Signal benötigt werden. Ein abgeändertes 16 QAM Signal gemäß der vorliegenden Erfindung wird nicht von einem üblichen Empfänger demoduliert, der für eine symmetrische, gleichbeabstandete Signalpunkt QAM entworfen ist. Jedoch kann ei, mit dem zweiten Empfänger 33 demoduliert werden, wenn zwei Schwellen A₁ und A₂ vorbestimmt werden, geeignete Werte zu haben. In Fig. 10 ist der minimale Abstand zwischen zwei Signalpunkten in. dem ersten Abschnitt der ersten Signalpunktgruppe 91 A₁, und A₂/2Ai wird verglichen mit dem Abstand von 2A₁ von QPSK hergestellt. Dann, da A₁=A₂, wird der Abstand 1/2. Dies erklärt, daß die Signalempfangsempfindlichkeit zweimal größer für die gleiche Fehlerrate und viermal größer für den gleichen Signalpegel sein muß. Um einen viermal größeren Wert der Empfindlichkeit zu haben, muß der Radius r₂ der Antenne 32 des zweiten Empfängers 33zweimal größer als der Radius r_t.der Antenne 22 des ersten Empfängers 23 sein, so daß r₂=2n erfüllt ist. Zum Beispiel hat die Antenne 32 des zweiten" Empfängers 33 einen Durchmesser von 60 cm, wenn die Antenne 22 des ersten Empfängers 23 gleich 30 cm ist. Auf diese Weise wird der zweite Datenstrom, der die hohe Frequenzkomponente eines Hochauflösungs-Fernsehsignals darstellt, auf einem einzigen Kanal geführt und erfolgreich demoduliert. Wenn der zweite Empfänger 33 den zweiten Datenstrom oder ein höheres Datensignal empfängt, kann sich sein Besitzer über einen Gewinn seiner größeren Investition erfreuen. Daher kann der zweite Empfänger 33 mit einem höheren Preis angenommen werden. Da die minimale Energie zur Übertragung von QPSK Daten vorbestimmt ist, wird das Verhältnis n₁₆ der abgeänderten 16 APSK Sendeenergie zu der QPSK Sendeenergie bezüglich des Antennenradius r₂ des zweiten Empfängers 33 unter Verwendung eines Verhältnisses zwischen A₁ und A₂ berechnet, wie es in Fig. 10 gezeigt ist.

Insbesondere wird n₁₆ durch ((A₁M₂)ZA₁)² ausgedrückt, was die minimale Energie zur Übertragung von QPSK Daten ist. Da der Signalpunktabstand, der für einen abgeänder-

ten 16 QAM Empfang geeignet ist, A₂ ist, ist der Singnaipunktabstand für einen QPSK Empfang gleich 2A₁ und das Signalpunktabstandsverhältnis ist A₂/2Ai, so daß der Antennenradius r₂ bestimmt wird, wie es in Fig. 11 gezeigt ist; in der die Kurve 101 die Beziehung zwischen dem Sendeleistungsverhältnis n₁₆ und dem Radius r₂ der Antenne des zweiten Empfängers 23 darstellt.

Auch gibt der Punkt 102 die Übertragung eines üblichen 16 QAM in dem gleich beabstandeten Signalzustandsmodüs an, wo die Sendeleistung neunmal größer und somit nicht mehr praktisch ist. Wie es aus der Kurve der Fig. 11 offensichtlich ist, kann der Antennenradius r₂ des zweiten Empfängers 23 nicht weiter verringert werden, selbst wenn Πι₆ mehr als·fünfmal erhöht wird.

Die Übertragungsenergie bei dem Satelliten ist auf einen kleinen Wert begrenzt, und somit bleibt n₁₈ vorzugsweise bei nicht mehr als dem Fünffachen des Werts, wie es durch Schraffur der Fig. 11 angegeben ist. Der Punkt 104 innerhalb des schraffierten Bereichs 103 gibt z.B. an, daß der Antennenradius r₂ mit einem zweimal größeren Wert an einen 4x Wert der Sendeleistung angepaßt ist. Auch stellt der Punkt 105 dar, daß die Übertragungsleistung verdoppelt werden sollte, wenn r₂ ungefähr 5x größer ist. Diese Werte sind alle innerhalb eines machbaren Bereiches.

Der Wert von n₁₆, der nicht größer als 5x der Wert ist, wird unter Verwendung von Αι und A₂ ausgedrückt als:

n« = ((A^A₂VA₁)²S 5
daher A₂ ύ 1,23Ai'.

Wenn der Abstand zwischen irgendzwei Signalpunktgruppenapscnnitten, die in Fig. gezeigt sind, gleich 2A(4) ist und die maximale Amplitude gleich 2A(16) ist, sind A(4) und A(16)-A(4) proportional zu A, bzw. A₂. Daher wird (A(16))²g5(A(14))² hergestellt.

Die Wirkung einer abgeänderten 64 ASPK Übertragung wird beschrieben, da der dritte Empfänger 43 eine 64-Zustand QAM Demodulation ausführen kann.

Fig. 12 ist ein Vektordiagramm, in dem jeder Signalpunktgruppenabschnitt 16 Signalpunkte verglichen mit 4 Signalpunkten der Fig. 10 enthält. Der erste Signalpunktgruppenabschnitt 91 in Fig. 12 hat eine 4x4 Matrix von 16 Signalpunkten, die in gleichen Intervallen einschließlich des Punkts 170 zugeteilt sind. Um eine Kompatibilität mit QPSK zu schaffen, muß A₁SAtO erfüllt werden. Wenn der Radius der Antenne des dritten Empfängers 43 gleich R₃ ist und die Sendeleistung n_M ist, wird die Gleichung ausgedrückt als:

- r₃ ²={6²/(n-1)Ki²

Diese Beziehung zwischen r₃ und η bei einem 64 QAM Signal ist auch in der graphischen Darstellung der Fig. 13 gezeigt.

Es versteht sich, daß die Signalpunktzuordnung, die in der Fig. 12 gezeigt ist, ermöglicht, daß der zweite Empfänger 33 nur zwei-Bit Muster der QPSK Daten demoduliert. Daher ist es erwünscht, um eine Kompatibilität zwischen dem ersten, dem zweiten und dem dritten Empfänger zu haben, daß der zweite Empfänger 33 ausgebildet ist, daß er ein abgeändertes 16 QAM Format von dem 64 QAM modulierten Signale demodulieren kann.

Die Kompatibilität zwischen den drei einzelnen Empfängern kann durch eine Drei-Pegel-Gruppierung der S/gnalpunkte ausgeführt werden, wie es in Fig. 14 dargestellt ist. Die Beschreibung wird in bezug auf den ersten Quadranten gemacht, indem der erste Signalpunktgruppenabschnitt 91 das zwei-Bit Muster mit 11 des ersten Datenstroms darstellt. ' ' . ■ .

Insbesondere wird ein erster Unterabschnitt 181 in dem ersten Signalpunktgruppenabschnitt 91 dem zwei-Bit Muster mit 11 des zweiten Datenstroms zugeordnet. Ebenso werden ein zweiter. 182, ein dritter 183 und ein vierter Unterabschnitt 184 jeweils 01, bzw. 10 davon zugeordnet. Diese Zuordnung ist identisch mit der, die in Fig. 7 gezeigt ist.

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Die Signalpunktzuteilung des dritten Datenstroms wird nun unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm der Fig. 15 erklärt, das den ersten Quadranten zeigt. Wie es gezeigt ist, stellen die vier Signalpunkte 201, 205, 209, 213 zwei-Bit Muster mit 11 dar, die Signalpunkte 202, 206, 210, 214 stellen 01 dar, die Signalpunkte 203, 207, 211, 215 stellen 00 dar und die Signalpunkte 204, 208, 212, 216 stellen 10 dar. Demgemäß können die zwei-ßit Muster des dritten Datenstroms getrennt von dem ersten und dem zweiten Datenstrom übertragen werden. Mit anderen Worten können zwei-Bit Daten von drei verschiedenen Signalpegeln jeweils übertragen werden.

Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht nur die Übertragung von sechs-Bit Daten erlaubt, sondern auch den Empfang von drei, zwei-Bit, vier-Bit und sechs-Bit Daten mit unterschiedlicher Bitlänge mit ihren entsprechenden Empfängern erlaubt,. während die Signalkompatibilität zwischen den drei Niveaus beibehalten bleibt.

Die Signalpunktzuteilung zur Bereitstellung von Kompatibilität zwischen den drei Niveaus wird beschrieben.

Wie es in Fig. 15 gezeigt ist, ist Α,>Ατο wesentlich dafür, damit der erste Empfänger 23 den ersten Datenstrom empfangen kann.

Es ist notwendig, irgendwelche, zwei Signalpunkte voneinander mit einem solchen Abstand zu beabstanden, daß die Unterabschnittssignaipunkt, z.B. 182, 183,184 des zweiten Datenstroms, der in Fig. 15 gezeigt ist, von dem Signalpunkt 91 unterschieden werden kann, der in Fig. 10 gezeigt ist.

Fig. 15 zeigt, daß sie mit 2/3A₂ beabstandet sind. In diesem Fall ist der Abstand zwischen zwei Signalpunkten 201 und 202in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A₂/6. Die Sendeleistung, die für den Signalempfang mit dem dritten Empfänger 43 benötigt wird, wird nun berechnet. Wenn der Radius der Antenne 32 r₃ ist und die benötige Sendeleistung gleich n&4 mal der QPSK Sendeleistung ist, wird die Gleichung ausgedrückt als;

r₃ ² =

Diese Beziehung wird auch durch die Kurve 211 in Fig. 16 bezeichnet. Zum Beispiel kann, wenn die Sendeleistung 6 oder 9 mal größer als die für eine QPSK Übertragung an dem Punkt 223 oder 222 ist, die Antenne 32, die einen Radius von 8x bzw. 6x dem Wert hat, den ersten, zweiten und dritten Datenstrom zur Demodulation empfangen. Wenn der Signalpunktabstand des zweiten Datenstroms nahe bei 2/3A2 ist, wird die Beziehung zwischen ri und r₂ ausgedrückt zu:

« r₂ ²=.(3r,)²/(n-1) . -. ■ '

Deshalb muß die Antenne 32 des zweiten Empfängers 33 etwas mit ihrem Radius vergrößert werden, wie es durch die Kurve 223 angegeben ist.

Es versteht sich, daß, während der erste und der zweite Datenstrom durch einen herkömmlichen Satelliten übertragen werden, der eine kleine Signalsendeleistung liefert, der dritte Datenstrom auch durch einen zukünftigen Satelliten übertragen werden kann, der eine größere Signalsendeleistung liefert, ohne die Wirkung des ersten und zweiten Empfängers 23, 33 zu unterbrechen oder ohne Notwendigkeit einer Abänderung desselben, so daß die Kompatibilität und der Fortschritt höchst sichergestellt werden.

Die Signalempfangswirkung des zweiten Empfängers 33 wird zuerst beschrieben. Verglichen mit dem ersten Empfänger 23, der zum Empfang mit einer Antenne mit kleinem Radius η und zur Demodulation des QPSK modulierten Signals des digitalen Senders 51 oder des ersten Datenstroms des Signals des Senders 1 ausgebildet ist, ist der zweite Empfänger 33 angepaßt, die 16 Signalzustand zwei-Bit Daten perfekt zu demodulieren, die in Fig. 10 gezeigt sind, oder den zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals von dem Sender 1. Insgesamt können vier-Bit Daten einschließlich des ersten Datenstroms demoduliert werden. Das Verhältnis zwischen A₁ und A₂ ist jedoch bei den zwei Sendern unterschiedlich. Die zwei unterschiedlichen Daten werden auf eine Demodulationssteuerung 231 des zweiten Empfängers 33 geladen, der in Fig. 21 gezeigt ist, der wiederum ihre entsprechenden Schwellenwerte der Demodulationsschaltung zur AM Demodulation zuführt.

Das Blockdiagramm des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21 ist in der Grundkonstruktion ähnlich der des ersten Empfängers 23, der in Fig. 19 gezeigt ist. Der Unterschied ist, daß der Radius r₂ der Antenne 32 größer als η der Antenne 22 ist. Dies ermöglicht, daß der zweite Empfänger 33 eine Signalkomponente erkennt, die einen kleineren Signalpunktabstand einschließt. Der Demodulator 35 des zweiten Empfängers 33 enthält auch eine einen ersten 232 und einen zweiten Datenstrom wiedergebende Einheit 233 zusätzlich zu der Demodulationssteuerung 231. Es ist eine erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung 136 zur AM Demodulation der abgeänderten 16 QAM Signale vorgesehen. Es*versteht sich, daß jeder Träger ein vier-Bit Signal ist, das zwei, einen positiven und einen negativen, Schwellenwerte über dem Nullpegel hat. Wie es aus dem Vektordiagramm der Fig. 22 offensichtlich ist, ändern sich die Schwellenwerte in Abhängigkeit von der Sendeleistung eines Senders, da das Sendesignal der Ausführungsform ein abgeändertes 16 QAM Signal ist. Wenn die Bezugsschwelle gleich groß THi₆ ist, wird sie bestimmt, wie es in Fig. 22 gezeigt ist: ,

Die verschiedenen Daten zur Demodulation einschließlich A₁ und A₂ oder TH₁₆ und der Wert m für die mehr-Bit Modulation werden auch von dem Sender 1 übertragen, wie sie in dem ersten Datenstrom getragen werden. Die Demodulationssteuerung 231 kann ausgebildet sein, um solche Demodulationsdaten durch ein statistisches Verfahren des empfangenen Signals wiederzugewinnen.

Eine Möglichkeit den Verschiebungsfaktor A₁ZA₂ zu bestimmen, wird unter Bezugnahme auf Fig. 26 beschrieben. Eine Änderung des Verschiebungsfaktors AVA₂ bewirkt eine Änderung des Schwellenwerts. Eine Zunahme eines Unterschiedes eines Wertes A₁M₂, der auf der Empfängerseite eingestellt ist, von einem Wert A₁ZA₂, der auf der Senderseite eingestellt ist, erhöht die Fehlerrate. Bezugnehmend auf Fig. 26 kann das demodulier- -te Signal von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrorn zu der Demodulationssteuerung 231 rückgekoppelt werden, um den Verschiebungsfaktor A₁ZA₂ in einer Richtung zu verschieben, um die Fehlerrate zu verringern. Mit dieser Ausgestaltung kann der dritte Empfänger 43 den Verschiebungsfaktor A₁ZA₂ nicht demodulieren, so daß die Schaltungskonstruktion vereinfacht werden kann. Ferner kann der Sender den Verschiebungsfaktor A₁ZA₂ nicht übertragen, so daß die Übertragungsfähigkeit erhöht

werden kann. Diese Technik kann auch auf den zweiten Empfänger 33 angewandt werden.

Die Demodulationssteuerung 231 hat einen Speicher 231a, um darin unterschiedliche Schwellenwerte zu speichern {d.h., die Verschiebungsfaktoren, die Anzahl von Signalpunkten, die Synchronregeln, usw.), die unterschiedlichen Kanälen des Fernsehens entsprechen. Wenn erneut einer der Kanäle empfangen wird, werden die Werte, die dem Empfangskanal entsprechen, aus dem Speicher ausgelesen, um dadurch den Empfang schnell zu stabilisieren.

Wenn die Demodulationsdaten verloren sind, wird die Demodulation des zweiten Datenstroms kaum ausgeführt. Dies wird unter Bezugnahme auf ein Ablaufdiagramm erläutert, das in Fig. 24 gezeigt ist.

Selbst wenn die Demodulationsdaten nicht zur Verfügung stehen, kann die Demodulation des QPSK beim Schritt 313 und des ersten Datenstroms beim Schritt 301 ausgeführt werden. Beim Schritt 302 werden die Demodulationsdaten, die durch die Wiedergabeeinheit 232 für den ersten Datenstrom wiedergewonnen sind, zu der Demodulationssteuerung 231 übertragen. Wenn m gleich 4 oder 2 beim Schritt 303 ist, löst die Demodulationssteuerung 231 die Demodulation von QPSK oder 2 PSK beim Schritt 313 aus. Wenn nicht, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 310. Beim Schritt 305 werden zwei Schwellenwerte TH₈ und THi₆ berechnet. Der Schwellenwert THi₆ zur AM Demodulation wird beim Schritt 306 von der Demodulationssteuerung 231 der ersten 136 und der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung 137 zugeführt. Deshalb können die Demodulation des abgeänderten 16 QAM Signals und die Wiedergabe des zweiten Datenstroms bei dem Schritt 307 bzw. 315 ausgeführt werden. Beim Schritt 308 wird die Fehlerrate untersucht, und wenn sie hoch ist, kehrt das Verfahren zu dem Schritt 313 zurück, um die QPSK Demodulation zu wiederholen.

Wie es in Fig. 22 gezeigt ist, sind die Signalpunkte 85, 83 auf eine Linie unter einem Winkel von cos(cm+n7i/2) ausgerichtet, während 84 und 86 neben der Linie sind. Deshalb wird die Rückkopplung von einem zweiten Datenstrom tragenden Trägerweliendaten, von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrom zu einer Trägerwieder-

gabeschaltung 131 ausgeführt, so daß kein Träger zu dem Zeitpunkt der Signalpunkte 84 und 86 gewonnen werden muß.

Der Sender 1 ist ausgestaltet, Trägersynchronisiersignaie in Intervallen einer gegebenen Zeit mit dem ersten Datenstrom für den Zweck eines Ausgleichs für eine lichtdemodulation des zweiten Datenstroms zu geben. Das Trägersynchronisiersignal ermöglicht, die Signalpunkte 83 und 85 des ersten Datenstroms unabhängig von der Demodulation des zweiten Datenstroms zu identifizieren. Daher kann die Wiedergabe der Trägerwelle durch die übertragenden Trägerdaten zu der Trägewiedergabeschaltung 131 ausgelöst werden.

Es wird dann beim Schritt 304 des Flußdiagramms der Fig. 24 untersucht, ob beim Empfang eines solchen abgeänderten 64 QAM Signals m gleich 16 ist oder nicht, wie es in Fig. 23 gezeigt ist. Beim Schritt 310 wird auch untersucht, ob m größer als 64 ist oder nicht. Wenn beim Schritt 311 bestimmt wird, daß das empfangene Signal keine Anordnung mit gleich beabstandeten Signalpunkten hat, geht das Verfahren zum Schritt 312. Der Signalpunktabstand TH₆₄ des abgeänderten 64 QAM Signals wird berechnet aus:

TH₆₄ = (A_l+A₂/2)/{A₁+A₂)

Diese Berechnung ist äquivalent zu der von TH₁₆, aber ihr sich ergebender Abstand zwischen Signalpunkten ist kleiner.

Wenn der Signalpunktabstand in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A₃ ist, wird der Abstand zwischen dem ersten 181 und dem zweiten Unterabschnitt 182 ausgedrückt durch (A₂-2A₃). Dann wird der Druchschnittsabstand (A₂-2A₃)/(Ai+A₂), der als ds4 bezeichnet wird. Wenn d_M kleiner als T₂ ist, was die Signalpunktunterscheidungsfähigkeit des zweiten Empfängers 33 darstellt, werden irgendwelche zwei Signalpunkte in dem Abschnitt kaum voneinander unterschieden werden. Diese Beurteilung wird beim Schritt 313 ausgeführt. Wenn d« außerhalb eines erlaubten Bereiches ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 313 zur Demodulation des QPSK Modus zurück. Wenn d₆₄ innerhalb des Bereiches ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 305 weiter, um die Demodulation von 16 QAM beim Schritt 307 zu erlauben. Wenn beim Schritt 308 bestimmt wird, daß die

Fehlerrate zu hoch ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 313 zur Demodulation des QPSK Modus zurück.

Wenn der Sender 1 ein abgeändertes 8 QAM Signal liefert/so wie es in Fig. 25-a gezeigt ist, in der alle die Signalpunkte unter Winkeln von cos(2nf+n«n/4) sind, werden die Trägerwellen des Signals auf dieselbe Phase ausgedehnt und werden somit sehr leicht wiedergegeben. Inzwischen werden zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms mit dem QPSK Empfänger demoduliert, während ein-Bit Daten des zweiten Datenstroms mit dem zweiten Empfänger 33 demoduliert werden, und die gesamten drei-Bit Daten können wiedergegeben werden.

Der dritte Empfänger 43 wird mehr im einzelnen beschrieben. Fig. 26 zeigt ein Blockdiagramm des dritten Empfängers 43 ähnlich dem des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21. Der Unterschied ist, daß eine Wiedergabeeinheit 234 für einen dritten Datenstrom hinzugefügt ist, und auch die Diskriminator/Wiedergabeschaltung die Fähigkeit hat, acht-Bit Daten zu erkennen. Die Antenne 42 des dritten Empfängers 43 hat einen Radius r₃, der größer als r₂ ist, so daß Zustandssignaie mit einem geringeren Abstand, z.B. 32- oder 64-Zustand QAM Signale, demoduliert werden können. Zur Demodulation des 64 QAM Signals muß die erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung 136 8 Ziffernstellen des erfaßten Signals erkennen, bei dem sieben unterschiedliche Schwellenwerte eingeschlossen sind. Da einer der Schwellenwerte null ist sind drei in dem erstein Quadranten enthalten.

'Fi. 27 zeigt ein Raumdiagramm des Signals, bei dem der erste Quadrant drei verschiedene Schwellenwerte enthält.

Wie es in Fig. 27 gezeigt ist, werden, wenn die drei normalisierten Schwellenwerte TH164, TH2_M und THB₆₄ sind, sie ausgedrückt durch:

TH 1s4=(Ai+A₃^V(A₁+A₂)
TH2s4 = (A₁M₂^V(A₁+A₂) und
TH3₆₄ = (A₁+A₃-A₃/2)/(A₁+A₂).

♦ '■

Durch eine AM Demodulation eines Phasenerfassungssignals kann unter Verwendung der drei Schwellenwerte der dritte Datenstrom wie der erste und der zweite Datenstrom wiedergegeben werden, die mit Fig. 21 erklärt worden sind. Der dritte Datenstrom enthält z.B. vier Signalpunkte 201, 202, 203, 204 bei dem ersten Unterabschnitt 181, der in Fig. 23 gezeigt ist, die 4 Werte von zwei-Bit Mustern darstellt. Daher können sechs Ziffern oder abgeänderte 64 QAM Signale demoduliert werden.

Die Dernodulationssteuerung 231 bestimmt die Werte m, A₁, A₂ und A₃ aus den DemoduJationsdaten, die in dem ersten Datenstrom enthalten sind, der von der Wiedereingabeeinheit 232 für den ersten Datenstrom demoduliert worden ist, und berechnet die drei Schwellenwerte THI₅₄, TH2s4 und TH3₆₄₍ die dann der ersten 136 und der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung 137 zugeführt werden, so daß das abgeänderte 64 QAM Signal mit Gewißheit demoduiiert wird. Auch kann, wenn die Demodulationsdatenverwürfelt worden sind, das abgeänderte 64 QAM Signal nur mit einem bestimmten oder einem Teilnehmerempfänger demoduliert werden. Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das die Wirkung der Demodulationssteuerung 231 für abgeänderte 64 QAM Signale zeigt. Der Unterschied gegenüber dem Ablaufdiagramm zur Demodulation des 16 QAM, das in Fig. 24 gezeigt ist, wird erklärt. Das Verfahren bewegt sich vom Schritt 304 zu dem Schritt 320, wo untersucht wird, ob m=32 ist oder nicht. Wenn m=32 ist, wird die Demodulation von 32 QAM Signalen beim Schritt 322 ausgeführt. Wenn nicht, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 321, wo untersucht wird, ob m=64 ist oder nicht. Wenn es so ist, wird A₃ beim Schritt 323 untersucht. Wenn A₃ kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 305 und die gleiche Abfolge wie die der Fig. 24 wird ausgeführt. Wenn beim Schritt 323 beurteilt wird, daß A₃ nicht kleiner als der vorbestimmte Wert ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 324, wo die Schwellenwerte berechnet werden. Beim Schritt 325 werden die berechneten Schwellenwerte der ersten und zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung zugeführt, und beim Schritt 326 wird die Demodulation des abgeänderten 64 QAM Signals ausgeführt. Dann werden der erste, zweite und dritte Datenstrom beim Schritt 327 wiedergegeben. Beim Schritt 328 wird die Fehlerrate untersucht. Wenn die Fehlerrate hoch ist, bewegt sich das Verfahren zum Schritt 305, wo die 16 QAM Demodulation wiederholt wird, und wenn sie niedrig ist, wird die Demodulation des 64 QAM fortgesetzt.

Die Wirkung der Trägerwellenwiedergabe, die zur Ausführung eines zufriedenstellenden Demodulationsverfahrens benötigt wird, wird nun beschrieben. Der Etereich der vorliegenden Erfindung schließt die Wiedergabe des ersten Datenstroms eines abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals unter der Verwendung eines QPSK Empfängers ein. Jedoch gibt ein üblicher QPSK Empfänger selten Trägerwellen wieder, so daß er versagt, eine richtige Demodulation auszuführen. Zum Ausgleich sind einige Ausgestaltungen auf der Seite des Senders und des Empfängers notwendig.

Zwei Techniken zum Ausgleich werden gemäß der vorliegenden Erfindung bereitgestellt. Eine erste Technik betrifft die Übertragung von Signalpunkten die unter Winkeln von (2η-1)π/4 in Intervallen einer gegebenen Zeit ausgerichtet sind. Eine zweite Technik bietet die Übertragung von Signalpunkten, die in Intervallen eines Winkels von ηπ/8 angeordnet sind.

Gemäß der ersten Technik werden die acht Signalpunkte, einschließlich 83 und 85 unter Winkeln von π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4 ausgerichtet, wie es in Fig. 38 gezeigt ist. Beim Betrieb wird wenigstens einer der acht Signalpunkte während der Synchronzeitschlitzperioden 452, 453, 454, 455 übertragen, die in gleichen Zeitintervallen in einem Zeitschlitzzwischenraum 451 angeordnet sind, der in dem Zeitidagramm der Fig. 38 gezeigt ist. Irgendwelche erwünschten Signalpunkte werden während der anderen Zeitschlitze übertragen. Der Sender 1 ist auch ausgebildet, Daten für das Zeitschlitzintervall den Synchronzeitdatenbereich 499 eines Synchrondatenblocks zuzuordnen,, wie es in Fig. 41 gezeigt ist.

Der Inhalt eines Sendesignals wird mehr im einzelnen unter Bezug auf Fig. 41 erläutert. Die Zeitschlitzgruppe 451, die die Synchronzeitschlitze 452, 453, 454, 455 enthält, stellt einen einheitlichen Datenstrom oder Block 491 dar, der Daten D_n trägt.

Die Synchronzeitschlitze in dem Signal sind in gleichen Intervallen einer gegebenen Zeit angeordnet, die durch das Zeitschlitzintervall oder die Synchronzeitdate bestimmt sind. Dahe wird, wenn die Anordnung der Synchronsierzeitschlitze erfaßt wird, die Wiedergabe von Trägerwellen Schlitz um Schlitz ausgeführt, indem die Synchronzeitdaten von ihren entsprechenden Zeitschlitzen gewonnen werden.

Solche Synchrondaten S sind in einem Synchronblock 493 enthalten, der am Kopfende eines Datenübertragungsblock 492 vorgesehen ist, der aus einer Anzahl von Synchronzeitschlitzen besteht, die durch die Schraffur in Fig. 41 angegeben sind Demgemäß nehmen die Daten, die zur Trägewellenwiedergabe gewonnen werden sollen, zu, so daß der QPSK Empfänger die erwünschten Trägerwellen mit größerer Genauigkeit und Wirksamkeit wiedergeben kann.

Der Synchronblock 493 umfaßt Synchrondatenbereiche 496, 497, 498 ..., die Synchrondaten S1, S2, S3 jeweils enthalten, die eindeutige-Wörter und Demodulationsdaten einschließen. Der Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ist an dem Ende des Synchronblocks 493 vorgesehen, der eine Date I_T enthält, die Informationen über die Intervallanordnung und die Zuordnung der Synchronzeitschlitze einschließt.

Die Signalpunktdate in dem Phasensynchronzeitschlitz hat eine bestimmte Phase und kann somit durch den QPSK Empfänger wiedergegeben werden. Demgemäß kann It in dem Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ohne Fehler wiedergewonnen werden, so daß die Wiedergabe von Trägerwellen mit Genauigkeit sichergestell ist.

Wie es in Fig. 41 gezeigt ist, folgt dem Synchronblock 493 ein Demodulationsdatenblock

501, der Demodulationsdaten über Schwellenspannungen enthält, die zur Demodulation des abgeänderten mehr-Bit QAM Signals benötigt werden. Diese Daten sind zur Demodulation des mehr-Bit QAM Signals wesentlich und können bevorzugt in einem Bereich

502, derein Teil des Synchronblocks 493 ist, zur leichteren Rückgewinnung enthalten sein.

Fig. 42 zeigt die Zuordnung von Signaldaten zur Übertragung von Burstformat-Signalen durch ein Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren.

Die Zuordnung ist von der der Fig. 41 durch die Tatsache unterschieden, daß eine Sicherungsperiode 521 zwischen irgendwelchen zwei benachbarten Dn Datenblöcken 491, 491 zur Unterbrechung der Signalübertragung eingeführt ist. Auch ist jeder Datenblock 491 am vorderen Ende eines Synchronbereiches 522 vorgesehen, so daß ein Datenblock 492 gebildet wird. Während des Synchronbereiches 522 werden nur die Si-

gnalpunkte mit einer Phase mit (2-π1)π/4 übertragen. Demgemäß wird die Trägerwellenwiedergabe mit dem QPSK Empfänger machbar. Insbesondere können das Synchronsignal und die Trägerwellen durch einen Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren wiedergegeben werden.

Die Trägerwellenwiedergabe des ersten Empfängers. 23, die in Fig. 19 gezeigt ist, wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf die Fig. 43 und 44 erklärt. Wie es in Fig. 43 gezeigt ist, wird ein Eingangssignal durch die Eingangseinheit 24 einer Synchronbestimmungsschaltung 541 zugeführt, wo seine Synchronisierung bestimmt wird. Ein demoduliertes Signal von der Synchronbestimmungsschaltung 541 wird zu einer Ausgangsschaltung 542 zur Wiedergabe des ersten Datenstroms überragen. Eine Date des Zuordnungsdatenbereiches 499 der Phase des Synchronsignals (in Fig. 41 gezeigt) wird mit einer Synchronisiergewinnungssteuerschaltung 543 wiedergewonnen, so daß die Zeitlage der Synchronignaie von (2n-1 )π/4 Daten bestätigt und als ein Phasensynchronteuerimpuls 561, der in Fig. 44 gezeigt ist, zu einer Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 übertragen werden kann. Auch wird das demodulierte Signal der Synchronbestimmungsschaltung 541 einer Frequenzmultiplikationsschaltunci 544 zugeführt, wo es 4x multipliziert wird, bevor es zu der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 übertragen wird. Das sich ergebende Signal, das in Fig. 44 mit 562 bezeichnet ist, enthält eine wahre Phasendate 563 und andere Daten. Wie es in einem Zeitdiagramm 564 der Fig. 44 dargestellt ist, sind die Phasensynchronzeitschlitze 542, die die (2η-1)π/4 Daten tragen, auch in gleichen Intervallen enthalten. Bei der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 wird das Signal 562 durch den Phasensynchronsteuerimpuls 561 abgetastet, um ein Phasenabtastsignal 565 zu erzeugen, das dann durch eine Abiast-Halte-Wirkung in ein Phasensignal 566 umgewandelt wird. Das Phasensignal 566 der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 wird über ein Schleifenfilter 546 einem spannungsgesteuerten Oszillator 547 zugeführt, wo seine relevante Trägerwelle wiedergegeben wird. Der wiedergegebene Träger wird dann zu der Synchronbestimmungsschaltung 541 geschickt. Auf diese Weise werden die Signalpunktdate der (2η-1)π/4 Phase, die durch die abgeschatteten Bereiche in Fig. 39 angegeben ist, wiedergewonnen und so verwendet, daß eine richtige Trägerwelle durch eine 4x oder 16x Frequenzmultiplikation wiedergegeben werden kann. Obgleich eine Mehrzahl von Phasen auf einmal wiedergegeben wird, kann die absolute Phase des Trägers erfolgreich unter Verwendung eines eindeutigen

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Worts erkannt werden, das dem Synchronbereich 496 zugeordnet ist, der in Fig. 41 gezeigt ist.

Zur Übertragung eines abgeänderten 64 QAM Signals, wie es in Fig. 40 gezeigt ist, werden Signalpunkte in dem Phasensynchronisierbereichen 471 bei der (2η-1)π/4 Phase, die durch die Schraffur angegeben ist, den Synchronisierzeitschlitzen 452 usw. zugeordnet. Sein Träger kann kaum mit einem üblichen QPSK Empfänger wiedergegeben werden, aber erfolgreich mit dem ersten Empfänger 23 des QPSK Modus, der mit der Trägerwiedergabeschaltung der Ausführungsform versehen ist.

Die vorgenannte Trägerwiedergabeschaltung ist vom COSTAS Typ. Eine Trägerwiedergabeschaltung vom Umkehrmodulationstyp wird nun gemäß der Ausführungsform erklärt. .

Fig. 45 zeigt eine Trägerwiedergabeschaltung vom Umkehrmodulationstyp gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der ein empfangenes Signal von der Eingangseinheit 24 einer Synchronisierbestimmungsschaltung 541 zugeführt wird, um ein demoduliertes Signal zu erzeugen. Auch wird das Eingangssignal durch eine erste Verzögerungsschaltung 591 zu einem Verzögerungssignal verzögert. Das Verzögerungssignal wird dann zu einer Quadraturphasenmodulatorschaltung 592 übertragen, wo es durch das demodulierte Signal von der Synchronisierbestimmungsschaltung 541 zu einem Trägersignal rückdemoduliert wird. Das Trägersignal wird durch eine Trägerrückgewinnungssteuerschaltung 544 einem Phasenvergleicher 593 zugeführt. Eine von einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 547 erzeugte Trägerwelle wird durch eine zweite Verzögerungsschaltung 594 zu einem Verzögerungssignal verzögert, das auch dem Phasenvergleicher 593 zugeführt wird. Bei dem Phasenvergleicher 594 wird das rückdemodulierte Trägersignal mit der Phase mit dem Verzögerungssignal verglichen, so daß ein Phasendifferenzsignal erzeugt wird. Das Phasendifferenzsignal wird durch ein Schleifenfilter 546 einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 547 zugeführt, der seinerseits eine Trägerwelle erzeugt, die in der Phase zu der empfangenen Trägerwelle angeordnet ist. In gleicher Weise wie die COSTAS Trägerwiedergabeschartung, die in Fig. 43 gezeigt ist, führt eine Synchronisierrückgewinnungssteuerschaltung 543 ein Abtasten von Signalpunkten durch, die in den schraffierten Bereichen der Fig. 39 enthalten sind.

Demgemäß kann die Trägerwelle eines 16 oder 64 QAM Signals mit dem QPSK Demodulator des ersten Empfängers 23 wiedergegeben werden.

Die Wiedergabe einer Trägewelle durch 16x Frequenzmultiplikation wird erklärt. Der Sender 1, der in Fig. 1 gezeigt ist, ist ausgebildet, ein abgeändertes 16 QAM Signal mit Zuordnung seiner Signalpunkte bei ηπ/8 Phase, wie es in Fig. 46 gezeigt ist, zu modulieren und zu übertragen. Bei dem ersten Empfänger 23, der in Fig. 19 gezeigt ist, kann die Trägerwelle mit seiner als COSTAS Trägerrückgewinnungssteuerschaltung wiedergegeben werden, die eine 16x Multiplikationsschaltung 661 enthält, die in Fig. 48 gezeigt ist. Die Signalpunkte mit jeweils ηπ/8 Phase, die in Fig. 46 gezeigt sind, werden bei dem ersten Quadranten durch die Wirkung der 16x Multiplikationsschaltung 661 bearbeitet, wodurch der Träger durch die Kombination eines Schleifenfilters 546 und eines spannungssteuerten Oszillators VCO 541 wiedergegeben wird." Auch kann die absolute Phase aus den 16 verschiedenen Phasen durch Zuordnung eines eindeutigen Wortes zu dem Synchronisierbereich bestimmt werden.

Die Ausgestaltung der 16x Multiplikationsschaltung wird unter Bezugnahme auf Fig. 48 erklärt. Ein Summensignal und ein Differenzsignal werden von dem demodulierten Signal durch eine Addierschaltung 662 bzw. einer Subtraktionsschaltung 663 erzeugt und dann miteinander durch eine Multiplikationsschaltung 664 zu einem coc 2Θ Singnal multipliziert. Auch erzeugt eine Multiplikationsschaltung 665 ein sin 2Θ Singnal. Die zwei Si- ■ gnale werden.dann durch eine Multiplikationsschaltung 646 zu einem sin 4Θ Singnal multipliziert. · . : .

Ähnlich wird ein sin 8Θ Singnal von den zwei Signalen, sin 2Θ und cos 2Θ durch die Kombination einer Addierschaltung 667, einer Subtraktionsschaltung 668 und einer Multiplikationsschaltung 670 erzeugt. Desweiteren wird ein sin 169 Singnal durch die Kombination einer Addierschaltung 671, einer Subtraktionsschaltung 672 und einer Multiplikationsschaltung 673 erzeugt. Dann ist die 16x Multiplikation abgeschlossen.

Durch die vorgenannte 16x Multiplikation wird die Trägerwelle aller Signalpunkte des abgeänderten 16 QAM Signals, das in Fig. 46 gezeigt ist, erfolgreich wiedergegeben, ohne bestimmte Signalpunkte zu gewinnen.

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Jedoch kann die Wiedergabe der Trägerwelle des abgeänderten 64 QAM Signals, das in Fig. 47 gezeigt ist, eine Zunahme der Fehlerrate aufgrund einer Versetzung einiger Signalpunkte von den Synchronisierbereichen 471 einschließen.

Zwei Techniken sind zum Ausgleich der Folgen bekannt. Eine ist, die Übertragung der Signalpunkte zu verhindern, die von den Synchronisierbereichen versetzt sind. Dies bewirkt, daß die gesamte Menge an übertragenen Daten verringert wird, erlaubt aber, daß die Ausgestaltung erleichtert wird. Das anderist, Synchronisierzeitschlitze vorzusehen, wie es in Fig. 38 beschrieben ist. Insbesondere werden die Signalpunkte in den ηπ/8 Synchronisierphasenbereichen z.B. 471 und 471a, während der Periode der entsprechenden Synchronisierzeitschlitze in der Zeitschlitzgruppe 451 übertragen. Dies löst eine genaue Synchronisierwirkung während der Periode aus, so daß ein Phasenfehler minimiert wird.

Wie es nun verstanden ist, ermöglicht die 16x Multiplikation einem einfach QPSK Empfänger, die Trägerwelle eines abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals wiederzugeben. Auch bewirkt die Einführung der Synchronisierzeitschlitze, daß die Phasengenauigkeit während der Wiedergabe der Trägerwellen von einem abgeänderten 64 QAM Signal erhöht wird, .

Wie es oben angegeben worden ist, kann das Signalübertragunssystem der vorliegenden Erfindung eine Mehrzahl von Daten auf einer einzigen Trägerwelle gleichzeitig mit der Mehrsignalpegelanordnung übertragen.

Genauer gesagt werden drei Empfänger mit unterschiedlichem Pegel, die bestimmte Eigenschaften der Signalempfangsempfindlichkeit und Demodulationsmögüchkeit haben, in bezug auf einen einzigen Sender vorgesehen, so daß irgendeiner von ihnen in Abhängigkeit von einer erwünschten, zu demodulierenden Datengrölie ausgewählt werden kann, die proportional zu dem Preis ist. Wenn der erste Empfänger mit geringer Auflösungsqualität und geringem Preis zusammen mit einer kleinen Antenne erworben wird, kann sein Besitzer den ersten Datenstrom eines Übertragunssignals empfangen und wiedergeben. Wenn der zweite Empfänger mit mittlerer Auflösungsqualität und mittlerem

Preis zusammen mit einer mittleren Antenne erworben wird, kann sein Besitzer den ersten und den zweiten Datenstrom des Signais empfangen und wiedergeben. Wenn der dritte Empfänger mit hoher Auflösungsqualität und hohem Preis mit einer großen Antenne erworben wird, kann sein Empfänger ingesamt den ersten, den zweiten und den dritten Datenstrom des Signal empfangen und wiedergeben.

Wenn der erste Empfänger ein digitaler Satelliten-Fernsehheimerrpfänger mit geringem Preis ist/wird er begeistert von der Mehrheit der Zuschauer begrüß:. Der zweite Empfänger, der von der mittleren Antenne begleitet wird, kostet mehr und wird von den Durchschnittszuschauern nicht angenommen, sondern von bestimmten Leuten, die sich der Hochauflösungsfernsehdienste erfreuen möchten. Der dritte Empfänger, der von der großen Antenne begleitet ist, zumindest bevor der Satellitenausgang erhöht wird, ist für den Heimeinsatz nicht geeignet und wird möglicherweise von betreffenden Industrien verwendet. Beispielsweise wird der dritte Datenstrom, der Super-Hochauflösungsfem-. seh-Signale trägt, über einen Satelliten an Teilnehmerkinos übertragen, die somit Videobänder statt herkömmlicher Kinofilme abspielen kann und das Kinogeschäft bei niedrigen Kosten durchführen.

Wenn die vorliegenden Erfindung auf einen Femsehsignalübertragungsdienst angewendet wird, werden drei Bilder unterschiedlicher Qualität auf einer einzigen Kanalwelle getragen und bieten zueinander Kompatibilität an. Obgleich sich die erste Ausführungsform auf ein QPSK, ein abgeändertes 8 QAM, ein abgeändertes 16 QAM und ein abgeändertes 64 QAM Signal bezieht, werden andere Signale ebenfalls mit gleichem Erfolg verwendet, einschließlich eines 32 QAM, eines 256 QAM, eines 8 PSK, eines 16 PSK, eines 32 PSK Signals. Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht auf ein Satellitenübertragungssystem begrenzt ist und auf ein terrestrische;; Kommunikationssystem oder ein Kabelübertragungssystem angewendet wird.

Ausführungsform 2

Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird angegeben, in der die physikalische Mehrpegelausgestaltung der ersten Ausführungsform in kleine Unterpegel, durch z.B. Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit, unterteilt ist, so daß ei-

ne logische Mehrpegelkonstruktion gebildet wird. Bei der ersten Ausführungsforrn hat jeder Mehrpegelkanal unterschiedliche Pegel bei der elektrischen Signalamplitude oder der physikalischen Demodulationsfähigkeit. Die zweite Ausführungsform bietet unterschiedliche Pegel bei der logischen Wiedergabefähigkeit an, wie der Fehlerkorrketur. Zum Beispiel wird die Date D₁ in einem Mehrpegelkanal in zwei Komponeten, Dm und Dr-2, unterteilt, und Dm wird bei der Fehle'rkorrekturfähigkeit stärker als D₁^ zur Unterscheidung erhöht. Demgemäß kann, da die Fehlerbestimmungs- und Korrekturfähigkeit zwischen Dl₁ und D₁^ bei der Demodulation unteschiedlich ist, D_M erfolgreich innerhalb einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben werden, wenn der,S/N Pegel eines ursprünglichen Sendesignals so niedrig ist, daß die Wiedergabe von Du unmöglich wird. . Dies wird ausgeführt, indem die logische Mehrpegelausgestaltung verwendet wird.

Genauer gesagt besteht die logische Mehrpegelausgestaltung darin, Daten eines modulierten Mehrpegelkanals zu unterteilen und Abstände zwischen Fehlerkorrekturcoden zu unterscheiden, indem Fehlerkorrekturcode mit Produktcoden zum Verändern der Fehlerkorrketurfähigkeit gemischt werden. Daher kann ein Signal mit mehr Pegeln übertragen werden.

Tatsächlich wird ein Di Kanal in zwei Unterkanäle Dm und D₁^ unterteilt und ein D2 Kanal wird in zwei Unterkanäle D₂., und D₂-2 unterteilt.

Dies wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 87 erläutert, in der Dm von einem niedrigsten S/N Signal wiedergegeben wird. Wenn die S/N Rate höchstens d ist, können drei Komponenten Dl₂ D₂-i und D2-2 nicht wiedergegeben werden, während Dm wiedergegeben wird. Wenn S/N nicht kleiner als c ist, kann Dl₂ auch wiedergegeben werden. Ebenso wird, wenn S/N gleich b ist, D2-1 wiedergegeben, und wenn S/N gleich a ist, wird D2.2 wiedergegeben. Wenn die S/N Rate zunimmt, werden die wiedergebbaren Signalpegel in der Zahl erhöht. Je niedriger S/N desto weniger wiedergebbare Signalpegel. Dies wird in der Form der Beziehung zwischen dem Übertragungsabstand und dem wiedergebbaren S/N Wert unter Bezugnahme auf Fig. 86 erklärt. Im allgemeinen wird der S/N Wert eines empfangenen Signals proportional zu dem Abstand des Sendens verringert, wie es durch die wirkliche Linie 861 in Fig. 86 ausgedrückt ist. Es wird nun angenommen, daß der Abstand von einer Sendeantenne zu einer Empfängerantenne La ist, wenn S/N=a, Lb ist, wenn S/N=b, Lc ist, wenn S/N=c, Ld ist, wenn S/N=d,

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und Le ist, wenn S/N=e. Wenn der Abstand von der Sendeantenne größer als Ld ist, kann Dm wiedergegeben werden, wie es in Fig. 85 gezeigt ist, wo der Empfangsbereich 462 durch die Schraffur angegeben Ist Mit anderen Worten kann Dm innerhalb eines , stark ausgedehnten Bereiches wiedergegeben werden. Ähnlich kann Dl₂ in einem Bereich 863 wiedergegeben werden, wenn die Entfernung nicht mehr als Lc ist. In diesem Bereich 863, der den Bereich 862 enthält, kann D₁.-, ohne Zweifel wiedergegeben werden. In einem kleineren Bereich 850 kann Dm wiedergegeben werden, und in einem kleinsten Bereich 865 kann D2-2 wiedergegeben werden. Es versteht sich, daß die verschiedenen Datenpegel eines Kanals entsprechend dem Verringerungsgrad bei der S/N Rate wiedergegeben werden können. Die logische Mehrpegelausgestaltung des Signalübertragungssystems der vorliegenden Erfindung kann die gleiche Wirkung wie ein herkömmliches analoges Übertragungssystem liefern, bei dem die Menge an empfangbaren Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate abnimmt.

Die Konstruktion der logischen Mehrpegelausgestaltung wird beschrieben, in der zwei physikalische Pegel und zwei logische Pegel vorgesehen sind. Fig. 87 ist ein Blockdiagramm eines Senders 1, der mit der Konstruktion im wesentlichen identisch mit dem in Fig. 2 gezeigten ist und vorhergehend bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist und im einzelnen nicht weiter erklärt wird. Der einzige Unterschied ist, daß die Fehlerkorrekturcodecodierer als ECC Codierer abgekürzt hinzugefügt worden sind. Die Teilerschaltung 3 hat vier Ausgänge 1-1, 1-2, 2-1 und 2-2, durch die vier Signale Dm, Di-2, Dm und D₂.₂, die von dem Eingangssignal abgeteilt worden sind, geliefert werden. Die zwei Signal Dm und Di.₂ werden zwei, einem Haupt- und einem Neben-, ECC Codierer 872a, 873a des ersteh ECC Codierers 871a jeweils zum Umwandten in Fehlerkorrekturformen zugeführt.

Der Haupt-ECC-Codierer 872a hat eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als die des Unter-ECC-Codierers 873a. Daher kann Dm bei einer niedrigeren Rate von S/N als Dv₂ wiedergegeben werden, wie es aus dem S/N Pegeldiagramm der Fig. 85 offensichtlich ist. Insbesondere wird der logische Pegel des Dm weniger durch die Verminderung von S/N als deievon Di.₂ beeinflußt. Nach der Codierung mit dem Fehlerkorrekturcode werden Dm und D1.2 durch einen Summierer 874a zu einem D₁ Signal summiert, das dann zu dem Modulator 4 übertragen wird. Die anderen zwei Signale D₂.1 und D2.2 der Teilerschaltung 3.werden zur Fehlerkorrketur durch zwei, einen Haupt- und einen Neben-,

ECC Codierer 872b, 873b eines zweiten ECC Codierers 87Tb jeweils codiert, und dann durch einen Summierer 874b zu einem D₂ Signal summiert, das dann zu dem Modulator 4 übertragen wird. Der Haupt-ECC-Codierer 872b hat eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit als der Neben-ECC-Codierer 873b. Der Modulator 4 wiederum erzeugt aus den zwei Eingangssignalen, Di und D₂, ein moduliertes Mehrpegelsignal, das weiter von der Sendeeinheit 5 übertragen wird. Es versteht sich, daß das Ausgangssignai von dem Sender 1 zwei physikalische Pegel Di.und D₂ hat und auch vier logische Pegel Dm, Di.₂, Dm und D₂.₂ auf der Grundlage der zwei physikalischen Pegel, um unterschiedliche Fehlerkonrekturfähigkeiten zu liefern.

Der Empfang eines solchen Mehrpegelsignals wird erklärt. Fig. 88 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Empfängers 33, der in der Konstruktion nahezu mit dem in Fig. 21 gezeigten identisch ist und bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Der zweite Empfänger 33, der zum Empfang von Mehrpegelsignalen von dem Sender 1, der in Fig. 87 gezeigt ist, ausgestaltet ist, umfaßt des weiteren einen ersten 876a und einen zweiten ECC Codierer 876b, in dem die Demodulation von QAM oder irgendeinem AKS, PSK und FSK ausgeführt wird, wenn es erwünscht ist.

Wie es in Fig. 88 gezeigt ist, wird ein empfangenes Signal durch den Demodulator 35 in zwei Signale, D₁ und D₂, demoduliert, die dann zwei Teilerschaltungen 3a bzw. 3b zugeführt werden, wo sie in vier logische Pegel D,.₁₍ Di-₂, Dm und D₂.₂ aufgeteilt werden. Die vier Signale werden zu dem ersten 876a und dem zweiten ECC Decodierer 876b übertragen, in denen Dm durch einen Haupt-ECC-Decodierer 877a fehlerkorrigiert wird. D_h2 durch einen Neben-ECC-Decodierer 878a, D₂., durch einen Haupt-ECC-Decodierer 877b und D₂.₂ durch einen Neben-ECC-Decodierer 878e, bevor alle zu dem Summierer 37 geschickt werden. Bei dem Summierer 37 werden die vier fehlerkorrigierten Signale, Dm, D1.2, Dm und D₂.₂, zu einem einzigen Signal summiert, das dann von der Ausgangseinheit 36 geliefert wird.

Da Dm und Dm eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit als D₁^ bzw. D₂.₂ haben, bleibt die Fehlerrate geringer als ein gegebener Wert, obgleich S/N ziemlich niedrig ist, wie es in Fig. 85 gezeigt ist, und somit wird ein ursprüngliches Signal erfolgreich wiedergegeben.

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Die Wirkung der Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit zwischen den Haupt-ECC-Decodierem 877a, 877b und dem Neben-ECC-Decodierem 878a, 878b wird nun mehr im einzelnen beschrieben. Es ist eine gute Idee, um einen Unterschied bei der Fehlerkorrekturfähigkeit zu haben, in dem Neben-ECC-Decodierer eine übliche Codiertechnik zu verwenden, z.B. ein Reed-Solomon oder BCH Verfahren, das einen Standardcodeabstand hat, und in dem Haupt-ECC-Decodierer eine andere Codiertechnik, bei der der Abstand zwischen den Fehlerkorrekturcoden erhöht wird, wobei Reed-Solomon Code, ihre Produktcode oder ändere Code großer Länge verwendet werden. Eine Vielzahl von bekannten Techniken zum Erhöhen des Fehlerkorrekturabstandes ist eingeführt worden und wird nicht mehr erläutert. Die vorliegenden Erfindung kann mit irgendeiner bekannten Technik verbunden werden, um die logische Mehrpegelausgestaltung zu erreichen.

Die logische Mehrpegelausgestaltung wird in Verbindung mit einem Diagramm der Fig. 89 erläutert, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate nach der Fehlerkorrektur zeigt. Wie es gezeigt ist, stellt die gerade Linie 881 Dm bei S/N und der Fehlerratenbeziehung dar, und die Linie 882 stellt das gleiche bei Dv₂ dar.

Wenn die S/N Rate eines Eingangssignals abnimmt, nimmt die Feblerrate nach der Fehlerkorrektur zu. Wenn S/N niedriger als ein gegebener Wert ist, überschreitet die Fehlerrate einen Bezugswert Eth, der durch die Systemkonstruktionsvorgaben bestimmt ist, und es wird keine ursprüngliche Date normalerweise rekonstruiert. Wenn S/N auf weniger als e verringert wird, versagt das D₁ Signal, wiedergegeben zu werden, wie es durch die Linie 881 von D^₁ in Fig. 89 ausgedrückt ist! Wenn e<S/N<d ist, zeigt Dm des Di Signals eine größere Fehlerrate Eth und wird nicht wiedergegeben.

Wenn S/N gleich d an dem Punkt 885d ist, wird D₁-I, das eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als Di-2 hat, mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zur gleichen Zeit bleibt die Fehlerrate von Dl₂ höher als Eth nach der Fehlerkorrektur und wird nicht länger wiedergegeben.

Wenn S/N bis zu c an dem Punkt 885c erhöht wird, wird Dl₂ mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zur gleichen Zeit bleiben Dm und D₂.₂

in keinem Demodulationszustand. Nachdem die S/N Rate weiter auf b' erhöht worden ist, wird das D₂ Signal bereit, demoduliert zu werden.

Wenn S/N zu dem Punkt b an dem Punkt 885b erhöht wird, wird Dm des D₂ Signals mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zu dieser Zeit bleibt die Fehlerrate von D₂-2 größer als Eth und wird nicht wiedergegeben. Wenn S/N bis a an dem Punkt 885a erhöht wird, wird D₂.2 nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. . .

Wie es oben beschrieben worden ist, können die vier verschiedenen logischen Signalpegel, die von zwei physikalischen Pegeln, D₁ und D₂, durch Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit zwischen den Pegeln abgeteilt worden sind, gleichzeitig übertragen werden.

Unter Verwendung der logischen Mehrpegelausgestaltung der vorliegenden Erfindung in Begleitung mit einer Mehrpegelkonstruktion, bei der wenigstens ein Teil des ursprünglichen Signals wiedergegeben wird, selbst wenn Daten bei einem höheren Pegel verloren sind, wird eine digitale Signalübertragung erfolgreich ausgeführt, ohne die vorteilhafte Wirkung einer analogen Signalübertragung zu verlieren, bei der das Übertragen von Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate niedrig wird.

Dank der heutigen Bilddatenkomprimiertechniken können komprimierte Bilddaten bei der logischen Mehrpegelanordnung übertragen werden, um einer Eimpfängerstation zu ermöglichen, ein Bild höherer Qualität als das eines Analogsystems wiederzugeben, und dies auch bei einem nicht scharf, sondern schrittweise abnehmenden Signalpegel, um einen Signalempfang in einem größerem Bereich sicherzustellen. Die vorliegenden Erfindung kann eine zusätzliche Wirkung der Mehrschichtausgestaltung liefern, die kaum von einem bekannten digitalen Signalübertragungssystem ausgeführt wird, ohne die Bilddaten hoher Qualität zu verschlechtern.

Ausführungsform 3

S3

Die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben. .

Fig. 29 ist eine schematische Gesamtansicht, die die dritte Ausführungsform in der Form eines digitalen Feinsehsystems darstellt. Ein Eingangsvideosignal 402 eines Fernsehbildes super hoher Auflösung wird einer Eingangseinheit 403 eines ersten Videdocodierers 401 zugeführt. Dann wird das Signal durch eine Teilerschaltung 404 in drei Datentströme, in einen ersten, zweiten und dritten unterteilt, die zu einer Komprimierschaltung 4Oi zur Datenkomprimierung übertragen werden, bevor sie weiter abgegeben werden.

In gleicher Weise werden andere drei Videoeingangssignale 406, 407 und 408 einem zweiten 409, einem dritten 410 und einem vierten Videocodierer 411 jeweils zugeführt, die alle mit identischer Konstruktion wie der erste Videocodierer 401 zur Datenkomprimierung ausgebildet sind.

Die vier ersten Datenströme von ihren jeweiligen Codierern 401, 409, 410, 411 werden zu einem ersten Multiplexer 413 eines Multiplexer 412 übertragen, wo sie durch ein Zeitmultiplexverfahren zu einem ersten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden, das einem Sender 1 zugeführt wird.

Ein Teil der oder alle vier zweiten Datenströme von ihren entsprechenden Codierern 401, 409, 410, 411 werden einem zweiten Multiplexer 414 des Multiplexers 412 zugeführt, wo sie zu einem zweiten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden, das dann dem Sender 1 zugeführt wird. Auch wird ein Teil oder alle vier dritten Datenströme zu einem dritten Multiplexer 415 überführt, wo sie zu einem dritten Datenstrom-Multiplexsignal zeitgemultiplext werden, das dann dem Sender 1 zugeführt wird.

Der Sender 1 führt eine Modulation der drei Datenstromsignale mit seinem Modulator 4 in gleicher Weise durch, wie es bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Die modulierten Signale werden von einer Sendereinheit 5 über eine Antenne 6 und eine Aufwärtsverbindung 7 zu einem Transponder 12 eines Satelliten 10 geschickt, der sie wiederum zu drei verschiedenen Empfängern, einschließlich eines ersten Empfängers 23, überträgt.

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Das über eine Abwärtsverbindung 21 übertragene, modulierte Signal wird von einer kleinen Antenne 22 mit einem Radius r, empfangen und einer Wiedergabeeinheit 232 für einen ersten Datenstrom des ersten Empfängers 23 zugeführt, wo nur sein erster Datenstrom demoduliert wird. Der demodulierte, erste Datenstrom wird dann durch einen ersten Videodecodierer 421 in ein herkömmliches 425 oder Weitbild NTSC oder Videoausgangssignal 426 niedriger Bildauflösung umgesetzt.

Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbindung 31 übertragen wird, von einer mittleren Antenne 32 mit einem Radius r₂ empfangen und einer ersten 232 und einer zweiten Wiedergabeeinheit 233 für einen Datenstrom eines zweiten Empfängers 33 zugeführt, wo sein erster und zweiter Datenstrom jeweils moduliert werden. Der demodulierte erste und zweite Datenstrom werden dann summiert und durch einen zweiten Videodecodierer 422 in ein HTDV oder Videoausgangssigr al 427 hoher Bildauflösung und/oder zu Videoausgangssignalen 425 und 426 umgewandelt.

Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbindung 41 übertragen Wird, von einer großen Antenne 42 mit einem Radius r₃ empfangen und einer ersten 232, einer zweiten 233 und einer dritten Datenstromwiedergabeeinheit 234 eines dritten Empfängers 43 zugeführt, wo sein erster, zweiter und dritter Datenstrom jeweils demoduliert werden. Der demodulierte erste, zweite und dritte Datenstrom werden dann summiert und durch einen dritten Videodecodierer 423 in ein Super-Hochaufiösungsfernseh- oder Videoausgangssignal 428 mit super großer Auflösung zur Verwendung in einem Videotheater oder Kino umgesetzt. Die Videoausgangssignale 425, 426 und 427 können auch wiedergegeben werden, wenn es erwünscht ist. Ein übliches digitales Fernsehsignal wird von einem herkömmlichen digitalen Sender 51 übertragen, und wenn es von dem ersten Empfänger 23 empfangen wird, wird es in das Videoausgangssignal 426, wie ein NTSC Fernsehsignal geringer Auflösung, umgewandelt.

Der erste Videocodierer 401 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 30 erklärt. Ein Eingangsvideosignal super hoher Auflösung wird durch die Eingangseinheit 403 der Teilerschaltung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten durch ein Nebenband-Codierverfahren unterteilt wird, insbesondere wird das Eingangsvideosignal, indem es durch ein horizontales Tiefpaßfilter 451 und ein horizontales Hochpaßftlter 452 von z.B. QMF Modus hindurchgeht, in zwei horizontale Fre-

quenzkomponenten, eine niedrige und eine hohe, aufgeteilt, die mit e.'iner Hälfte ihrer Menge durch zwei Nebenabtaster 453 bzw. 454 nebenabgetastet werden. Die niedrige, horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 455 und ein vertikales Hochpaßfilter 456 zu einer niedrigen, horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente oder H_LV_L Signal bzw. zu einer niedrigen horizontalen, hohen vertikalen Komponente oder H_lVh Signal gefiltert. Die zwei Signale H_LV_L und H_LV_H, werden dann zur Hälfte durch zwei Nebenabtaster 457 bzw. 458 nebenabgetastet und zu der Komprimierschaltung 405 übertragen.

Die hohe, horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 459 an ein vertikales Hochpaßfilter 460 zu einer hohen horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente oder H_HV_L Signal bzw. zu einer hohen horizontalen, hohen vertikalen Komponente oder H_HV_H Signal gefiltert. Die zwei Signale, H_HV_L und HhV_H, werden dann zur Hälfte durch zwei Nebenabtaster 461 bzw. 462 nebenabgetastet und zu der Korrprimierschaltung 405 übertragen.

Das HlVl Signal wird vorzugsweise durch einen ersten Komprimierer 471 der Komprimierschaltung 405 DCT komprimiert und von einem ersten Ausgang 405 als der erste Datenstrom übertragen.

Auch wird das HlV_h Signal durch einen zweiten Komprimierer 473 komprimiert und einem zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das H_HV_L Signal wird durch einen dritten Komprimierer 463 komprimiert und dem zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das HhV_h Signal wird durch eine Teilerschaltüng 465 in zwei Videosignale, eines mit hoher Auflösung (H_HV_H1) und eines mit super hoher Auflösung (H_HV_H2), unterteilt, die dann zu dem zweiten Ausgang 464 bzw. einen dritten Ausgang 468 übertragen werden.

Der erste Videodecodierer 421 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 31 erläutert. Der erste Datenstrom oder das Di Signal des ersten Empfängers 23 wird durch eine Eingangseinheit 501 einem Endwürfeler 502 des ersten Videodecodierers 421 zugeführt, wo es entwürfelt wird. Das entwürfelte Di Signal wird durch einen Expander 503 zu H_LV_L expandiert, das dann einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 504 zugeführt wird. Somit kann das H_LV_L Signal durch eine Ausgangseinheit 505 in einem Standardformat 500, einem Briefkastenformat 507, einem Weitbifdschirmformat 508

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oder einem Seitentafeiformat NTSC Signal 509 abgegeben werden. Das Abtastformat kann vom Typ ohne Zeilensprung oder mit Zeilenspaing sein, und seine Zeilen im NTSC Modus können 525 oder verdoppelt auf 1050 durch doppeltes Abtasten sein. Wenn das empfangene Signal von dem digitalen Sender 51 ein digitales Fernsehsignal mit QPSK Modus ist, kann es auch durch den ersten Empfänger 23 und den ersten Videodecodierer 421 in ein Fernsehbild umgewandelt werden. Der zweite Videodecodierer 422 wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 32 erläutert. Das D₁ Signal des zweiten Empfängers 33 wird durch einen ersten Eingang 521 einem er^ sten Expander 522 zur. Datenexpansion zugeführt und dann zu einem Doppelabtaster

523 übertragen, wo es 2x abgetastet wird. Das doppelt abgetastete Signal wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 524 zu H_LV_L gefiltert. Auch wird das D₂ Signal des zweiten Empfängers 33 durch einen zweiten Eingang 530 einer Teilerschaltung 531 zugeführt, wo es in drei Komponenten unterteilt wird, die dann einem zweiten 532, einem dritten 533 bzw. einem vierten Expander 534 zur Datenexpansion übertragen werden. Die drei expandierten Komponenten werden bei 2x durch drei Doppelabtaster 535, 536, 537 abgetastet und durch einen vertikalen Hochpaß 538, einen vertikalen Tiefpaß 539 bzw. ein vertikales Hochpaßfilter 540 gefiltert. Dann werden HlVl von dem vertikalen Tiefpaßfilter

524 und H_lVh von dem vertikalen Hochpaßfilter 538 durch einen Addierer 525 summiert, durch einen Doppelabtaster 541 abgetastet, und durch das horizontale Tiefpaßfilter 542 zu einem horizontalen Videosignal niederer Frequenz gefiltert. H_HV_L von dem vertikalen Tiefpaßfilter 539 und HhV_h1 von dem vertikalen Hochpaßfilter 540 werden durch einen Addierer 526 summiert, von einem Doppelabtaster abgetastet und durch das horizontale Hochpaßfiiter 545 zu einem horizontalen Videosignal hoher. Frequenz gefiltert. Die zwei horizontalen Videosignale mit hoher und niedriger Frequenz, werden dann durch einen Addierer 543 zu einem Hochauflösungsvideosignal HD addiert, das weiter durch eine Ausgangseinheit 546 als ein Videoausgang 547, z.B. im Hochauflösungsfemseh-Format, übertragen wird. Wenn es erwünscht ist, kann ein herkömmlicher NTSG Videoausgang mit gleichem Erfolg wiedergegeben werden.

Fig 33 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers 423, in dem das Di und D₂ Signal durch einen ersten 521 bzw. einem zweiten Eingang 530 einer Hochfrequenzband-Videodecodiererschaltung 527 zugeführt werden, wo sie in ein HD Signal in gleicher Weise umgewandelt werden, wie es oben beschrieben worden ist. Das D₃ Signal wird durch einen dritten Eingang 551 einer Superhochfrequenzband-Videodecodier-

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schaltung 552 zugeführt, wo es expandiert, entwürfelt und zu einem HhV_h2 Signal zusammengesetzt wird. Das HD Signal der Hochfrequenzband-Videodecodierschaltung 527 und das HhV_h2 Signal der Superhochfrequenzband-Videodecodierschaltung 552 werden durch einen Summierer 553 zu einem Fernsehsignal super hoher Auflösung oder einem Superhochaufiösungs(S-HD)-Signal summiert, das dann durch eine Ausgangseinheit 554 als Superauflösungsvideoausgang 555 abgegeben wird.

Die Wirkung des Multiplexens in dem Multiplexer .412 der in der Fig. 29 gezeigt ist, wird möhr im einzelnen erläutert. Fig. 34 stellt eine Datenzuordnung dar, bei der die drei Datenströme Di, D₂, D₃, der erste, zweite und dritte in einer Periode von T sechs NTSC Kanaldaten L1, L2, L3, L4, L5, L6 enthalten, sechs Hochauflösungsfemseh-Kanaldaten M1, M2, M3, M4, M5, M6 bzw. sechs S-Hochauflösungsfernseh-Kanaldaten, H1, H2, H3, H4, H5, H6 enthalten. Beim Betrieb werden die NTSC oder D, Signaldaten 11 bis L6 durch ein ZeitmuitiTDM Verfahren gemäß der Periode T zeitgemultiplext. Insbesondere wird HlVl von Di einem Bereich 601 für den ersten Kanal zugeordnet. Dann wird eine Differenzdate M1 zwischen Hochauflösungsfernsehen und NTSC oder eine Summe von HlVh, H_hVl und HhV_h einem Bereich 602 für den zweiten Kanal zugeordnet. Auch wird eine Differenzdate H1 zwischen Hochauflösungsfernsehen und Spuper-Hochauflösungsfernsehen oder H_HV_H2 (siehe Fig. 30) einem Bereich 603 für den ersten Kanal zugeordnet.

Die Auswahl des Fernsehsignals des ersten Kanals wird nun beschrieben. Wenn es von dem ersten Empfänge 23 mit einer kleinen Antenne empfangen wird, die mit dem ersten Videodecodierer21 verbunden ist, wird das erste Kanalsignal in ein übliches oder ein Breitbild-NTSC-Fernseh-Signal umgewandelt, wie es in Fig. 31 gezeigt ist. Wenn es von dem zweiten Empfänger 33 mit einer mittleren Antenne empfangen wird, die mit dem zweiten Videodecodierer 422 verbunden ist, wird das Signal durch Summieren von L1 des ersten Datenstroms D₁, der dem Bereich 601 zugeordnet ist, und von M1 des zweiten Datenstroms D₂, der dem Bereich 602 zugeordnet ist, in ein Hochauflösungs-Fernsehsignal des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm clem NTSC Signal äquivalent ist.

Wenn es von dem dritten Empfänger 43 mit einer großen Antenne empfangen wird, die mit dem dritten Videodecodierer 423 verbunden ist, wird das Signal durch Summieren

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von L1 und Οι, das dem Bereich 601 zugeordnet ist, von M1 und D₂, das dem Bereich 602 zugeordnet ist, und von H1 und D3, das dem Bereich 603 zugeordnet ist in ein Super-Hochauflösungsfemseh-Signal des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm dem NTSC Signal äquivalent ist. Die anderen Kanalsignale können in gleicher Weise wiedergegeben werden.

Fig. 35 zeigt eine andere Datenzuordnung, bei der L1 eines NTSC Signals des ersten Kanals einem ersten Bereich 601 zugeordnet ist. Der Bereich 601, der an dem vorderen Ende des ersten Datenstroms Di vorgesehen ist, enthält auch vorne eine Date $11, die eine Entwürfelungsdate für die Demodulationsdate einschließt, die bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Ein Hochauflösungs-Fernsehsignal des ersten Kanals wird als L1 und M1 übertragen. M1, das somit eine Differenzdate zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen ist, ist den zwei Bereichen 602 und 611 yon D2 zugeordnet. Wenn L1 eine komprimierte NTSC Komponente von 6 Mbps ist, ist M1 zweimal größer als 12 Mpbs. Daher können insgesamt L1 und M1 bei 18 Mbps mit dem zweiten Empfänger 33 und dem zweiten Videocodierer 423 demoduliert werden. Gemäß den gegenwärtigen Datenkomprimiertechniken können komprimierte Hochauflösungs-Fernsehsignal bei ungefähr 15 Mbps wiedergegeben werden. Dies ermöglicht eine Datenzuordnung, wie sie in Fig. 35 gezeigt ist, um eine gleichzeitige Wiedergabe eines NTSC und eines Hochauflösungs-Fernsehsignals des ersten Kanals zu ermöglichen. Jedoch erlaubt diese Zuordnung nicht, daß ein Hochauflösungs-Femsehsignal auf einem zweiten Kanal getragen wird. S21 ist eine Entwürfelungsdate in dem Hochauflösungs-Femsehsignal. Eine Super-Hochauflösungsfemseh-Signalkomponente des ersten Kanals umfaßt L1, M1 und H1. Die Differenzdate H1 ist drei Bereichen 603, 612, 613 von D₃ zugeordnet. Wenn das NTSC Signal 6 Mbps ist, wird das Super-Hochauflösungsfernsehen bei so hoch wie 36 Mbps getragen. Wenn eine Komprimierrate erhöht wird, können Super-Hochauflösungsfernseh-Videodaten von ungefähr 2000 Abtastzeilen zur Wiedergabe eines Bildes in Kinogröße zur gewerblichen Verwendung in gleicher Weise übertragen werden.

Fig. 36 zeigt eine weitere Datenzuordnung, bei der H1 eines Super-Hochauflösungsfernseh-Signals sechs Zeitbereichen zugeordnet wird. Wenn ein komprimiertes NTSC Signal 6 Mbps ist, kann diese Zuordnung neunmal mehr als 54 Mbps an D₃ Daten tra-

gen. Demgemäß können Super-Hochauflösungsfemseh-Daten höherer Bildqualität übertragen werden.

Die vorstehende Datenzuordnung verwendet eine von zwei, horizontale und vertikale, Polarisationsebenen einer Übertragungswelle. Wenn die horizontale* und die vertikale Polarisationsebene verwendet werden, wird die Frequenzverwendung verdoppelt. Dies wird unten erläutert.

Fig. 49 zeigt eine Datenzuordnung, bei der D_Vi und D_Hi ein vertikales bzw. ein horizontales Polaristationssignal des ersten.Datenstroms ist, Dv₂ bzw. D_H2 ein vertikales und ein horizontales Polarisationssignal des zweiten Datenstroms ist und D_V3 bzw. D_H3 ein vertikales und horizontales Polaristationssignal des dritten Datenstroms ist. Das vertikale Polarisationssignal D_Vi des ersten Datenstroms trägt ein niederes Frequenzband oder NTSC Fernseh Daten und das horizontale Polarisationssignal D_Hi trägt ein hohes Frequenzband oder Hochauflösungsfernsehdaten. Wenn der erste Empfänger 23 mit einer vertikalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist, kann er nur das NTSC Signal wiedergeben. Wenn der erste Empfänger 23 mit einer Antenne für die horizontal und die vertikal polarisierte Welle ausgerüstet ist, kann er das Hochauflösungs-Femsehsignai durch Aufsummieren von L1 und M1 wiedergeben. Genauer gesagt kann der erste Empfänger 23 eine Kompatibilität zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen bei Verwendung einer besonderen Antennenart liefern.

Fig. 50 stellt ein Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff dar, bei dem jeder Datenburst 721 vorne von Synchronisierdaten 731 und Kartendaten 471 begleitet ist. Auch sind Datenübetragungsblocksynchronisierdaten 720 vor einem Rahmen vorgesehen. Gleiche Kanäle sind gleichen Zeitschlitzen zugeordnet. Beispielsweise trägt ein erster Zeitschlitz 750 NTSC, Hochauflösungsfemseh- und Super-Hochauflösungsfemsehdaten des ersten Kanals gleichzeitig. Die sechs Zeitschlitze 750, 750a, 75Ob₁ 750c, 75Od, 750e sind unabhängig voneinander angeordnet. Daher kann jede Station NTSC, Hochauflösungsfemseh- und/oder Super-Hochauflösungsfernsehdienste unabhängig von den anderen Stationen anbieten, indem ein bestimmter Kanal der Zeitschlitze ausgewählt wird. Auch kann der erste Empfänger 23 ein NTSC Signal wiedergeben, wenn er mit einer horizontalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist und NTSC und Hochauflösungs-Fernsehsignale, wenn er mit einer kompatiblen Polarisationsantenne ausgerüstet

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ist. In dieser Beziehung kann der zweite Empfänger 33 ein Super-Hochauflösungsfernseh-Signal bei geringerer Auflösung wiedergeben, während der dritte Empfänger 43 ein volles Super-Hochauflösungs-Femsehsignal wiedergeben kann. Gemäß der dritten Ausführungsform wird ein kompatibles Signalübertragungssystem konstruiert. Es versteht sich, daß die Datenzuordnung nicht auf das Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff im Burstformatmodus begrenzt ist, das in Fig. 50 gezeigt ist, und ein anderes Verfahren, wie ein Zeitmuitiplexen von kontinuierlichen Signalen, wie? es in Fig. 49 gezeigt ist, mit gleichem Erfolg verwendet wird. Auch erlaubt eine Datenzuordnung, die in Fig>. 51 gezeigt ist, daß ein Hochauflösungs-Fernsehsignal mit hoher Auflösung wiedergegeben wird. ·

Wie es oben angegeben worden ist, kann das kompatible, digitale Hochauflösungsfernseh-Fernsehsignalübertragungssystem der dritten Ausführungsform drei Fernsehdienste, Super-Hochauflösungsfernseh-, Hochaufiösungsfernseh- und herkömmliches NTSC, gleichzeitig anbieten. Des weiteren kann ein Videosignal, das von einer kommerziellen Station oder einem Kino empfangen worden ist, elektronisiert werden.

Das abgeänderte QAM der Ausführungsformen wird nun als SRQAM bezeichnet und seine Fehlerrate wird untersucht. .

Zuerst wird die Fehlerrate bei der 16 SRQAM. berechnet. Fig. 99 zeigt ein Vektordiagramm von 16 SRQAM Signalpunkten. Wie es aus dem ersten Quadranten offensichtlich ist, sind die 16 Signalpunkte des Standard 16 QAM einschließlich 83a, 83b, 84a, 84b in gleichen Intervallen von 25 zugeteilt.

Der Signalpunkt 83a ist von der I-Achse und der Q-Achse der Koordinaten δ beabstandet. Es wird nun angenommen, daß η ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der 16 SRQAM ist der Signalpunkt 83a der 16 SRQAM zu einem Signalpunkt 83 verschoben, wo der Abstand von jeder Achse ηδ ist. Der Verschiebungswert η wird somit ausgedrückt als

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Die anderen Signalpunkte 84a und 86a sind auch zu zwei Punkten 84 bzw. 86 verschoben.

Wenn die Fehlerrate des ersten Datenstroms P₉, ist, wird sie erhalten aus:

Pej-i6= ~ (crfc (~F==~) + crfc

Auch wird die Fehlerrate P₈₂ des zweiten Datenstroms erhalten aus:

PcM6= -ς- ^

= -i- erfc
4

Die Fehlerrate der 36 oder 32 SRQAM wird berechnet. Fig. 100 ist ein Vektordiagramm eines 36 SRQAM Signals, bei dem der Abstand zwischen irgendzwei 36 QAM Signalpunkten 2δ ist.

Der Signalpunkt 83a der 36 QAM ist δ von jeder Achse der Koordinate beabstandet. Es wird nun angenommen, daß η ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der 36 SRQAM wird der Signalpunkt 83a zu einem Signalpunkt 83 verschoben, wo der Abstand von jeder Achse ηδ ist. Ähnlich werden die neun 36 QAM Signalpunkte in dem ersten Quadranten zu den Punkten 83, 84, 85, 86, 97, 98, 99, 100 bzw. 101 verschoben. Wenn eine Signalpunktgruppe 90, die die neun Signalpunkte umfaßt, als ein einziger Signalpunkt betrachtet wird, wird die Fehlerrate P„i bei der Wiedergabe nur des ersten Datenstroms D₁ mit einem abgeänderten QPSK Empfanger und die Fehlerrate P_e2 bei der Wiedergabe des zweiten Datenstroms D₂ nach der Unterscheidung der neun Signalpunkte der Gruppe 90 voneinander jeweils erhalten aus:

Pel.32=-i-erfc
6

Fig. 101 zeigt die Beziehung zwischen der Fehlerrate P₀ und C/N Rate bei der Übertragung, wobei die Kurve 900 ein herkömmliches und ein nichtabgeändertes 32 QAM Signal darstellt. Die gerade Linie 905 stellt ein Signal mit einer Fehlerrate von 10"¹'⁵ dar. Die Kurve 901a stellt ein 32 SRQAM Signal mit D₁ Pegel der vorliegenden Erfindung bei dem Verschiebungswert η von 1,5 dar. Wie es gezeigt ist, ist die C/N Rate des 32 SRQAM Signals 5 dB niedriger bei der Fehlerrate von 1O'^t;S als die der herkömmlichen 32 QAM. Dies bedeutet, daß die vorliegende Erfindung gestattet, daß ein Di Signal bei einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben wird, wenn seine C/N Rate relativ niedrig ist.

Die Kurve 902a stellt ein SRQAM Signal mit D₂ Pegel bei n=1,5 dar, das mit der Fehlerrate von 10'^1|S sogar wiedergegeben werden kann, nur wenn seine C/N Rate 2,5 dB höher als die der herkömmlichen 32 QAM der Kurve 900 ist. Auch stellen die Kurven 901b und 902b SRQAM Signale von Di bzw. D₂ bei n=2,0 dar, Die Kurve 902c stellt ein D₂ SRQAM Signal bei n=2,5 dar. Es ist offensichtlich, daß die C/N Rate des SRQAM Signals bei der Fehlerrate von 1O"^1S 5dß, 8dB und 1OdB höher bei n-1,5, 2,0 bzw. 2,5 in bezug auf den D₁ Pegel und 2,5 dB niedriger bei dem D₂ Pegel aus die eines üblichen 32 QAM Signais ist.

In Fig. 103 ist die C/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D₁, D₂ des 32 SRQAM Signals gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung der Verschiebung π beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung η mehr als 0,8 ist, eine klare Differenz zwischen zwei C/N Raten ihrer entsprechenden Di und D₂ Pegel entwickelt, so daß die Mehrpegelsignalübertragung, näm-

lich die erste und die zweite Date, erfolgreich ausgeführt werden kann. Kurz gesagt ist n>0,85 für eine Menrpegeldatenübertragung des 32 SRQAM Signais der vorliegenden Erfindung wesentlich. · . .

Fig. 102 zeigt die Beziehung zwischen der S/N Rate und der Fehlerrate für 16 SRQAM Signale. Die Kurve 900 stellt ein übliches 15 QAM Signal dar. Die Kurve 901a, 901b, 901c sind 16 SRQAM Signale mit einem D, Pegel öder des ersten Datenstroms bei n=1,2, 1,5 bzw. 1,8. Die Kurve 902a, 902b, 902c sind 16 SRQAM Signale mit einem D₂ Pegel oder des zweiten Datenstroms bei n=1,2,1,5 bzw. 1,8.

Die "S/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D₁, D₂ eines 16 SRQAM Signals ist in Fig. 104 gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung der Verschiebung η beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung η mehr als 0,9 (n>0,9) ist, die Mehrpegeldatenübertragung des 16 SRQAM Signals ausgeführt.

Ein Beispiel der Ausbreitung von SRQAM Signalen der vorliegender: Erfindung wird nun zur Verwendung mit einem digitalen, terrestrischen Femsehdienst beschrieben. Fig. zeigt die Beziehung zwischen dem Signaipegel und der Entfernung zwischen einer Senderantenne und einer Empfängerantenne bei dem terrestrischen Femsehdienst. Die Kurve 911 stellt ein übertragenes Signal von der Senderantenne dar, die 1250 Fuß hoch ist. Es wird angenommen, daß die Fehlerrate, die für die Wiedergabe eines anwendbaren, digitalen Fernsehsignal wesentlich ist, 10"¹·⁵ ist. Der schraffierte Bereich 912 stellt eine Rauschunterbrechung dar. Der Punkt 910 stellt eine Signaiempfangsgrenze eines herkömmlichen 32 QAM Signals bei S/N= 15 dB dar, wo die Entfernung L 60 Meilen ist und ein digitales Hochauflösungsfemsehsignal höchstens empfangen werden kann.
Die S/N-Rate variiert 5 dB bei einer schlechteren Empfangsbedingung wie etwa schlechtem

Wetter. . . .

Wenn eine Änderung bei den relevanten Bedingungen, z.B. Wetter, die S/N Rate abschwächt, wird der Empfang eines Hochauflösungs-Fernsehsignals kaum sichergestellt. Auch beeinflussen geographische Bedingungen stark die Ausbreitung von Signalen, und eine Abnahme von wenigstens ungefähr 10 dB wird unvermeidbar sein. Daher wird ein erfolgreicher Signalempfang innerhalb von 60 Meilen niemals garantiert, und zusätzlich breitet sich ein digitales Signal schwerer als ein analoges Signal aus. Man versteht, daß der Versorgungsbereich eines herkömmlichen, digitalen Fernsehdienstes wenigerabhängig ist.

Im Falle des 32 SRQAM-Signals der vorliegenden Erfindung wird ein Dreipegel-Signalübertragungssystem gebildet, wie es in den Fig. 133 und 137 gezeigt ist. Dieses erlaubt eine Auflösung eines NTSC-Signals eines MPEG-Pegels, das auf dem 1-1-Datenstrom D₁.! getragen wird, eine mittlere Auflösung von Fernsehdaten des z.B. NTSC-Systems, die auf dem 1-2-Datenstrom Dv₂ Datenstrom Dl₂ getragen werden, und eine hohe Frequenzkomponente von HDTV-Daten, die auf dem zweiten Datenstrom D₂ getragen werden. Demgemäß wird der Versorgungsbereich des 1-2-Datenstroms des SRQAM-Signals auf einen Punkt 910h von 70 Meilen erhöht, während der zweite Datenstrom innerhalb eines Punktes 910b von 55 Meilen bleibt, wie es in Fig. 105 gezeigt ist. Fig. 106 stellt ein Computersimulationsergebnis des Versorgungsbereiches des 32 SRQAM-Signals der vorliegenden Erfindung dar, der ähnlich der Fig. 53 ist, ihn aber mehr im Einzelnen erläutert Wie es gezeigt ist, stellen die Bereiche 708, 703c, 703a, 703b, 712 einen herkömmlichen 32 QAM-Empfangsbereich, einen Empfangsbereich für einen 1-1-Datenpegel D₁.,, einen Empfangsbereich für einen 1-2-Datenpegel Dv₂, einen Empfangsbereich für einen zweiten Datenpegel D₂ bzw. einen Versorgungsbereich einer benachbarten analogen Fernsehstation dar. Die herkömmlichen 32 QAM-Signaldaten, die in dieser Zeichnung benutzt werden, basieren auf herkömmlich offenbarten Daten."

Bei einem üblichen 32 QAM Signal kann der Versorgungsbereich mit einem Radius von 60 Meilen theoretisch hergestellt werden. Der Signalpegel wird jedoch durch geographische und Wetterbedingungen abgeschwächt und insbesondere, nahe der Grenze des Versorgungsbereichs verringert.

Wenn die Fernsehkomponente im niedrigen Frequenzband vom MPEG 1-Grad auf den Daten des 1-1-Pegels Dv₁ und die Fernsehkomponente im mittleren Frequenzband vom NTSC-Grad auf den Daten des 1-2-Pegels Dv2 und die Fernsehkomponente im hohen Frequenzband des HDTV auf den Daten des zweiten Pegels D₂ getragen werden, wird der Versorgungsbereich des 32 SRQAM-Signals der vorliegenden Erfindung im Radius um 10 Meilen zum Empfang eines EDTV-Signals einer Auflösung mittleren Grades und um 18 Meilen zum Empfang eines LDTV-Signals einer Auflösung niedrigen Grades vergrößert, obgleich er um Meilen für den Empfang eines HDTV-Signals einer Auflösung hohen Grades verringert wird, wie es in Fig. 106 gezeigt ist. Fig. 107 zeigt einen Versorgungsbereich für den Fall eines Verschiebungsfaktors η oder s = 1,8. Fig. 135 zeigt den Versorgungsbereich von Fig. 107 hinsichtlich des Bereichs.

Insbesondere kann eine Komponente mittlerer Auflösung eines digitalen Fernsehsignal des SRQAM Modus der vorliegenden Erfindung erfolgreich in einem ungünstigen Versorgungsbereich oder Schattenbereich empfangen werden, wo ein herkömmliches Fernsehsignal im mittleren Frequenzband kaum ausgebreitet und wegen der Hindernis-

se abgeschwächt ist. Wenigstens innerhalb des vorbestimmten Versorgungsbereiches kann das NTSC Fernsehsignal des SRQAM Modus von irgendeinem herkömmlichen Fernsehempfänger empfangen werden. Da der Schatten- oder signalabschwächende

Bereich, der durch Gebäudestrukturen und andere Hindernisse oder durch Störung von einem benachbarten, analogen Fernsehsignal entwickelt wird, oder in einem tiefliegenden Land erzeugt wird, auf ein (Minimum verringert wird, wird die Anzahl der Fernsehbetrachter oder Teilnehmer vergrößert.

Auch kann der Hochauflösungsfernsehdienst nur von wenigen Betrachtern wertgeschätzt werden, die es sich leisten, ein kostspieliges Hochauflösungsfemsehempfangs- und Anzeigegerät gegenüber dem herkömmlichen System zu haben. Das System der vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein üblicher NTSC, PAL oder SECAM Empfänger eine Komponente mittlerer Auflösung des digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignals unter Verwendung eines zusätzlichen, digitalen Tuners empfängt. Der größte Teil der Fernseh Zuschauer kann sich daher des Dienstes bei geringeren Kosten erfreuen, und ihre Anzahl wird erhöht. Dies wird das Fernsehgeschäft ermutigen und einen zusätzlichen, sozialen Vorteil erzeugen.

Des weiteren wird der Bereich mit Signalempfang mit mittlerer Auflösung oder des NTSC Fernseh Dienstes gemäß der vorliegenden Erfindung um ungefähr 36% bei n=2,5 erhöht, verglichen mit dem herkömmlichen System. Wenn der Versorgungsbereich und somit die Anzahl der Fernseh Zuschauer erhöht wird, erfreut sich das Fernsehgeschäft eines zunehmenden Gewinns. Dies verringert ein Risiko bei der Entwicklung eines neuen, digitalen Fernseh Geschäfts, das somit ermutigt wird, in die Praxis umgesetzt zu werden.

Fig. 107 zeigt den Versorgungsbereich eins 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung, bei dem die gleiche Wirkung bei n=1,8 sichergestellt ist. Zwei Versorgungsbereiche 703,a, 703b des D₁ bzw. D₂ Signals können zur Ausdehnung für eine optimale Signalausbreitung bestimmt werden, indem die Verschiebung η verändert wird, wobei ein Profil der Hochauflösungafernseh- und NTSC Empfängerverteilung oder der geographischen Merkmale betrachtet wird. Demgemäß erfüllen Fernseh Zuschauer den Dienst und eine Versorgungsstation erfreut sich maximaler Zuschauer.

Dieser Vorteil ist gegeben wenn:
n>1,0

ι »et*

Gfe

Daher wird, wenn das 32 SRQAM Signal ausgewählt wird, die Verschiebung η bestimmt . zu: ...

1<n<5
Auch wird, wenn das 16 SRQAM Signal verwendet wird, η bestimmt zu:

1<n<3 ' . .

Bei dem terrestrischen.Fernsehdienst mit einem Signal im SRQAM Modus, bei dem der erste und der zweite Datenpegelerzeugt werden, indem entsprechende Signalpunkte verschoben werden, wie es in Fig. 99 und 100 gezeigt ist, ergibt sich der Vorteil der vorliegenden Erfindung, wenn die Verschiebung η bei einem 16, 32 oder 64 SRQAM Signal - größer als 1,0 ist.

In den .obigen Ausführungsformen werden die Komponenten eines Videosignals im niedrigen und hohen Frequenzband als die ersten und zweiten Datenströme übertragen. Das übertragene Signal kann jedoch ein Audiosignal sein. In diesem Fall können die niederfrequenten oder niedrig auflösenden Komponenten eines Audiosignals als der erste Datenstrom und die hochfrequenten oder hochauflösenden Komponenten eines Audiosignals als der zweite Datenstrom übertragen werden. Entsprechend ist es möglich, den Anteil mit hohem S/N in hoher Tonqualität und den Anteil mit niedrigem S/N in niedriger Tonqualität zu empfangen. Dies kann bei PCM-Rundfunkübertragung, Radio, tragbarem Telefon und dergleichen benutzt werden. In diesem Fall kann der Rundfunkübertragungsbereich oder die Kommunikationsentfernung vergrößert werden verglichen mit den herkömmlichen Systemen.

Des weiteren kann die dritte Ausführungsform ein Zeitdivisionsmultiplexsystem (TDM) beinhalten, wie es in Fig. 133 gezeigt ist. Die Benutzung des TDM ermöglicht es, die Anzahl von Hilfskanälen zu vergrößern. Ein ECC-Kodierer 743a und ein ECC-Kodierer 743b, die in zwei Hilfskanälen vorgesehen sind, unterscheiden ECC-Codegewinne, um einen Unterschied zwischen Schwellen dieser zwei Hilfskanäle zu machen. Dadurch kann eine Erhöhung der Kanalanzahl der Mehrpegel-Signalübertragung erreicht werden. In diesem Fall ist es auch möglich, zwei Trellis-Kodierer 743a, 743b zu schaffen, wie in Fig. 137 gezeigt ist, und deren Codegewinne zu unterscheiden. Die Erklärung dieses Blockdiagramms ist im Wesentlichen identisch zu der des später beschriebenen Blockdiagramms von Fig. 131, das die sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt und deshalb hier nicht beschrieben wird.

In einer Simulation von Fig. 106 ist ein 5dB-Unterschied eines Kodierungsgewinns zwischen dem 1-1-Hilfskanal Dm und dem 1-2-Hilfskanal Dl₂ vorgesehen. Ein SRQAM ist das System, das ein C-CDM (Konstellatioris-Code-Divisionsmultiplex) der vorliegenden Erfindung auf ein Rechteck-QAM anwendet. Ein C-CDM, welches ein Multiplexverfahren ist unabhängig von TDM oder FDM, kann Hilfskanäle durch Teilung eines Konstellations-Codes entsprechend einem Code erhalten. Eine Erhöhung der Anzahl der Codes wird eine Erhöhung der Sendekapazität mit sich bringen, die nicht allein durch TDM oder FDM erreicht wird, wobei eine beinahe perfekte Kompatibilität mit einer herkömmlichen Kommunikationsvorrichtung erhalten bleibt. C-CDM kann deshalb hervorragende Effekte mit sich bringen.

Obwohl obige Ausführungsform C-CDM und TDM kombiniert, ist es auch möglich, C-CDM mit FDM (Frequenzdivisionsmultiplex) zu kombinieren, um einen ähnlichen Modulationseffekt von Schwellenwerten zu erhalten. Ein solches System kann zur Fernsehübertragung benutzt werden, und Fig. 108 zeigt eine Frequenzverteilung eines Fernsehsignals. Ein Spektrum stellt eine Frequenzverteilung eines herkömmlichen analogen, z.B. NTSC, Fernsehsignals dar. Das größte Signal ist ein Videoträger 722. Ein Farbträger 723 und ein Tonträger 724 sind nicht so groß. Es ist ein Verfahren bekannt, bei dem ein FDM zur Unterteilung eines digitalen Fernsehsignals in zwei Frequenzen benutzt wird. In diesem Fall ist der Träger in einen ersten Träger 726 und einen zweiten Träger 727 unterteilt, um ein erstes Signal 720 bzw. ein zweites Signal 721 zu übertragen. Eine Interferenz kann verringert werden, indem erste und zweite Träger 726, 727 ausreichend entfernt von dem Videoträger 722 platziert werden. Das erste Signal 720 dient dazu, ein niedrigauflösendes Fernsehsignal bei hohem \ Ausgangspegel zu übertragen, während das zweite Signal 721 dazu dient, ein hochauflösendes Fernsehsignal bei kleinem Ausgangspegel zu übertragen. Folglich kann die Mehrpegel-Signalübertragung, die ein FDM benutzt, realisiert werden, ohne durch eine Störung behindert zu werden.

Fig. 134 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Verfahrens, das ein 32-QAM-System benutzt. Da der Hilfskanal A einen größeren Ausgang hat als der Hilfskanal B, kann ein Schwellenwert für den Hilfskanal A, d.h. eine Schwelle 1, 4-5dB kleiner gesetzt werden als ein Schwellenwert für den Hilfskanal B , d.h. eine Schwelle 2. Demgemäß kann Zweipegel-Fernsehübertragung mit einem Schwellenunterschied von 4 - 5 dB realisiert werden. In diesem Fall wird jedoch eine große Verminderung des Signalempfangsbetrags auftreten, wenn der Pegel des Empfangssignals unter die Schwelle 2 sinkt, da das zweite Signal 721a, das einen großen Informationsgehalt aufweist, wie in der Zeichnung schraffiert ist, in einem solchen Fall nicht empfangen werden kann und nur das erste Signal 720a, das einen kleinen Informationsgehalt aufweist, empfangen wird. Folglich wird eine durch den zweiten Pegel gebrachte Bildqualität extrem schlechter sein.

Die vorliegende Erfindung löst jedoch dieses Problem. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist das erste Signal 720 durch einen 32 SRQAM-Modus vorgegeben, welcher durch C-CDM-Modulation erhalten wird, so dass der Hilfskanal A in zwei Hilfskanäle 1 von A und 2 von A unterteilt ist; Der neu hinzugefügte Hilfskanal 1 von A, der den niedrigsten Schwellenwert aufweist, trägt eine niedrig auflösende Komponente. Das 2weite Signal 721 ist auch durch einen 32 SRQAM-Modus vorgegeben, und ein Schwellenwert für den Hilfskanal 1 von B ist mit der Schwelle 2 gleichgesetzt.

Bei dieser Anordnung wird der Bereich, in dem ein übertragenes Signal nicht empfangen wird, wenn der Signalpegel unter die Schwelle 2 fällt, auf einen schraffierten Anteil des zweiten Signals 721a in Fig. 108 verringert. Da der Hilfskanal 1 von B und der Hilfskanal A empfangbar sind, wird der Übertragungsumfang insgesamt nicht so viel verringert. Demgemäß wird eine ,bessere Bildqualität auch in dem zweiten Pegel bei dem Signalpegel der Schwelle 2 reproduziert. Durch Übertragung einer normal auflösenden Komponente in einem Hilfskanal wird es möglich, die Anzahl der mehreren Pegel zu erhöhen und einen Versorgungsbereich niedriger Auflösung zu vergrößern. Dieser Hilfskanal mit niedriger Schwelle wird zur Übertragung von wichtigen Informationen wie etwa Toninformation, Synchronisationsinformationen, Köpfen entsprechender Daten benutzt, da diese Informationen, die in diesem Hilfskanal mit niedriger Schwelle getragen werden, sicher empfangen werden können. Deshalb ist stabiler Empfang machban Wenn ein Hilfskanal neu in dem zweiten Signal 721 in derselben Weise hinzugefügt wird, kann die Pegelanzahl der Mehrpegelübertragung in dem Versorgungsbereich erhöht werden. Für den Fall, dass ein HDTV-Signal 1050 Abtastteiie hat, kann ein neuer Versorgungsbereich, äquivalent zu 775 Zeilen, zusätzlich zu 525 Zeilen geschaffen werden. Demgemäß realisiert die Kombination des FDM und des C-CDM eine Vergrößerung des Versorgungsbereichs. Obwohl obige Ausführungsform einen Hilfskanal in zwei Hilfskanäle unterteilt, braucht nicht gesagt zu werden, dass es auch vorteilhaft sein wird, ihn in drei oder mehr Hilfskanäle zu unterteilen.

Als nächstes wird ein Verfahren zur Vermeidung von Störungen durch Kombination von TDM und C-CDM erläutert. Wie in Fig. 1;09 gezeigt ist, schließt ein analoges Fernsignal einen horizontalen Rücklaufzeilenanteil 732 und einen Videosignalanteil 731 ein. Dieses Verfahren nutzt einen niedrigen Signalpegel des horizontalen Rücklaufzeilenanteils 732 und NichtAnzeigen einer Störung auf einer Bildebene während dieser Zeitspanne. Durch Synchronisation eines digitalen Fernsehsignals mit einem analogen Fernsehsignal können horizontale Rücklaufzeilensynchronisationsschlitze 733, 733a des horizontalen Rücklaufzeilenanteils 732 zur Übertragung eines wichtigen Signals, z.B. eines Synchronisationssignals, oder zahlreicher Daten bei einem hohen Ausgangspegel benutzt werden. Dadurch wird es möglich, den Datenumfang oder den Ausgangspegel zu erhöhen, ohne Störungen zu erhöhen. Der ähnliche Effekt wird erwartet, auch wenn vertikale Rücklaufzeilensynchronisationsschlitze 737, 737a synchron mit vertikalen Rücklaufzeilenanteilen 735, 735a vorgesehen sind.

Fig. 110 zeigt ein Prinzip des C-CDM. Darüber hinaus zeigt Fig. 111 eine Codezuordnung des C-CDM-Äquivalents zu einem erweiterten 16 QAM. Fig. 112 zeigt eine Codezuordnung des C-CDM-Äquivalents zu einem erweiterten 36 QAM. Wie in den Fig. 110 und 111 gezeigt ist, ist ein 256 QAM-Signal in vier Pegel 740a, 740b, 740c, 74Od unterteilt, die 4, 16, 64 bzw. 256 Segmente aufweisen. Ein Signalcodewort 742d des 256 QAM auf dem vierten Pegel 74Od ist „11111111" von 8 Bit. Dieses ist in vier Codeworte 741a, 741b, 741c und 741d von 2 Bit aufgeteilt, d.h. „11", „11", „11", „11", die dann Signalpunktbereichen 742a, 742b, 742c, 742d von ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Pegeln 740a, 740b, 740c bzw. 74Od zugeordnet sind. Als Ergebnis sind Hilfskanäle 1, 2, 3, 4 von 2 Bit geschaffen. Dies wird als C-CDM (Konstellations-Code-Divisionsmultiplex) bezeichnet. Fig. 111 zeigt eine detaillierte Codezuordnung des C-CDM-Äquivalents zu erweitertem 16 QAM, und Fig. 112 zeigt eine detaillierte Codezuordnung des C-CDM-Äquivalents zu erweitertem 36 QAM. Da das C-CDM ein unabhängiges Multiplexsystem ist, kann es mit dem herkömmlichen FDM (Frequenzdivisionsmultiplex) oder TDM (Zeitdivisionsmultiplex) kombiniert werden, um die Anzahl von Hilfskanälen weiter zu erhöhen. Auf diese Weise realisiert das C-CDM-System ein neues Multiplexsystem. Obwohl das C-CDM unter Benutzung eines rechteckigen QAM erläutert wurde, können andere Modulationssysteme mit Signalpunkten, z.B. QAM, PSK, ASK und sogar FSK, wenn Frequenzbereiche als Signalpunkte angesehen werden, für diesen Multiplex auf dieselbe Weise benutzt werden.

Ausführungsform 4

Eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wird unter Etezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben.

Fig. 37 stellt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssystems der vierten Ausführungsform dar, das für einen terrestrischen Dienst angeordnet ist und bezüglich der Konstruktion und Wirkung) dem der dritten Ausführungsform ähnlich ist, die in Fig. 29 gezeigt ist. Der Unterschied ist, daß die Senderantenne durch eine terrestrische Antenne 6a ersetzt ist und die Empfängerantennen 22, 32, 42 durch ebenfalls drei terrestrische Antennen 22a, 32a, 42a ersetzt sind. Die Wirkung des Systems ist identisch mit der dritten Ausführungsform und wird nicht mehr erläutert. Der terrestrische Femsehdienst hängt anders als ein Satellitendienst stark von der Entfernung zwischen der Senderantenne 6a und der Empfängerantenne 22a, j32a, 42a ab. Wenn sich ein Empfänger weit entfernt von dem Sender befindet, ist der Pegel eines empfangenen Signals niedrig. Insbesondere kann ein allgemeines Mehrpegei-QAM-Signa! kaum durch den Empfänger demoduliert werden, der somit kein Fernseh Programm erzeugt.

Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung gestatte¹: dem ersten Empfänger 23, der mit der Antenne 22a ausgerüstet ist, die sich in großer Entfernung befindet, wie es in Fig. 37 gezeigt ist, ein abgeändertes 16 oder 64 QAM Signal zu empfangen und einen QPSK Modus des ersten Datenstroms oder die D₁ Komponente des empfangenen Signals zu einem NTSC Videosignals zu demodulieren, so daß ein Fernseh Programmbild mittlerer Auflösung sogar angezeigt werden kann, wenn der Pegel des empfangenen Signals relativ niedrig ist.

Auch befindet sich der zweite Empfänger 33 mit der Antenne 32a in einer mittleren Entfernung von der Antenne 6a und kann somit den ersten und zweiten Datenstrom oder die Di und D₂ Komponente des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem Hochauflösungsfernseh-Videpsignal empfangen und demodulieren, das seinerseits ein Hochaufläsungsfernseh-Programmbild erzeugt.

Der dritte Empfänger 43 mit der Antenne 42a befindet sich in geringer Entfernung und kann den ersten, zweiten und dritten Datenstrom oder die D₁, D₂ und D₃ Komponente des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem Super-Hochauflösungsfernseh-Videosignal empfangen und demodulieren, das seinerseits ein Super-Hochauflösungsfernsehbild mit gleicher Qualität wie ein übliches -Kinofilmbild erzeugt.

Die Zuordnung von Frequenzen wird in gleicher Weise wie bei dem Zeitmultiplexen bestimmt, das in den Fig. 34, 35 und 36 gezeigt ist. Wie bei Fig. 34 trägt, wenn die Frequenzen dem ersten bis sechsten Kanal zugeordnet werden, Ll der Di Komponente NTSC Daten des ersten Kanals, M1 der D₂ Komponente trägt Hochauflösungsfernsehdifferenzdaten des ersten Kanals und H1 der D₃ Komponente trägt Super-Hochauflösungsfernseh-Differenzdaten des ersten Kanals. Demgemäß können NTSC, Hochauflösungsfemseh- und Super-Hochauflösungsfernseh-Daten alle auf dem gleichen Kanal getragen werden. Wenn D₂ und D₃ der anderen Kanäle verwendet werden, wie es in den Fig. 35 und 36 gezeigt ist, können mehr Daten von Hochauflösungsfernsehen bzw. Super-Hochauflösungsfemsehen zur Anzeige mit einer höheren Auflösung übertragen werden.

Wie es sich versteht, gestattet das System, daß drei unterschiedliche, aber kompatible, digitale Fernsehsignale, auf einem einzigen Kanal getragen werden, oder der D₂ und D₃

\₄*

. ί 1

7/1

Bereich der anderen Kanäle verwendet werden. Auch können die Fernsehbilddaten mittlerer Auflösung von jedem Kanal in einem breiteren Versorgungsbereich gemäß der vorliegenden Erfindung empfangen werden.

Eine Vielzahl terrestrischer, digitaler Femsehsysteme, die ein 16 QAM Hochauflösungs-Femsehsignal mit 16 MHz Bandbreite verwenden, sind vorgeschlagen worden. Diese sind jedoch nicht mit dem betshenden NTSC System kompatibel und müssen somit mit einer Simultanübertragungstechnik zum Übertragen von NTSC Signalen desselben Programms auf einem anderen Kanal verbunden werden. Auch begrenzt ein solches übliches 16 QAM Signal den Versorgungsbereich, Das terrestrische Sendesystem der vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein Empfänger, der sich in einer relativ großen Entfernung befindet, erfolgreich ein Fernsehsignal mittlerer Auflösung ohne Verwendung einer zusätzlichen Einrichtung noch eines zusätzlichen Kanals empfängt.

Fig. 52 zeigt einen Störungsbereich des Versorgungsbereiches 702 einer herkömmli-' chen, terrestrischen, digitalen Hochauflösungsfernsehstation 701. Wie es gezeigt ist, schneidet sich der Versorgungsbereich 702 der herkömmlichen Hochauflösungs-Fernsehstation 701 mit dem Versorgungsbereich 712 einer benachbarten analogen Fernsehstation 711. An dem Schnittbereich 713 wird ein Hochauflösungs-FernsehsignaJ durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 abgeschwächt und wird somit mit weniger Beständigkeit empfangen.

Fig. 53 zeigt einen Störungsbereich, der mit dem Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung verbunden.ist. Das System weist eine geringe Energieverwendung verglichen mit dem herkömmlichen System auf und sein Versorgungsbereich 703 zur Hochauflösungs-Fernsehsignalausbreitung ist kleiner als der Bereich 702 des herkömmliehen Systems. Im Gegensatz ist der Versorgungsbereich 704 für eine digitale NTSC oder eine Femsehsignalausbreitung mit mittlerer Auflösung größer als der herkömmliche Bereich 702. Der Pegel der Signalstörung zwischen einer digitalen Femsehstation 701 des Systems mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation 711 ist zudem einer herkömmlichen, digitalen Fernsehstation äquivalent, wie es in Fig. 52 gezeigt ist. ■

In dem Versorgungsbereich der digitalen Fernsehstation 701 gibt es drei Störungsbereiche, die durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 entwickelt werden. Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale können kaum in dem ersten Bereich 705 empfangen werden. Ein NTSC Signal kann, obgleich es stark gestört ist, mit einem gleichen Pegel in dem zweiten Bereich 706 empfangen werden, der durch die Schraffur nach links unten bezeichnet ist. Das NTSC Signal wird auf dem ersten Datenstrom getragen, der mit einer relativ geringen S/N Rate wiedergegeben werden kann, und wird somit minimal beeinflußt, wenn die S/N Rate durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 abgeschwächt wird.

In dem dritten Bereich 707, der durch eine Schraffur nach rechts unten bezeichnet ist, kann ein Hochauflösungs-Femsehsignal auch empfangen werden, wenn eine Signalstörung fehlt, während das NTSC Signal fortwährend auf einem niedrigen Pegel empfangen werden kann.

Demgemäß wird der gesamte Bereich mit Signalempfang des Systems vergrößert, obgleich der Versorgungsbereich von Hochauflösungs-Fernsehsignalen etwas kleiner als der des herkömmlichen Systems wird. Auch können in den Signalabschwächungsbereichen, die durch Störung mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation erzeugt werden, Signale mit NTSC Pegel eines Hochauflösungsfernseh-Programms erfolgreich verglichen mit dem herkömmlichen System empfangen werden, wo kein Hochauflösungsfemseh-Programm in dem gesamten Bereich gesehen wird. Das System der vorliegenden Erfindung verringert die Größe der signalabschwächenden Bereiche, und wenn die Energie der Signalübertragung an einer Sender- oder Transponderstation zunimmt, kann es den Hochauflösungs-Fernsehsignalversorgungsbereich auf eine gleiche Größe wie das herkömmliche System ausdehnen. Auch können Signale mit NTSC Pegel eines Fernseh Programms mehr oder weniger in einem fernliegenden Bereich empfangen werden, wo von dem herkömmlichen System kein Empfang geboten wird, oder in einen Signalstörungsbereich, der durch eine benachbarte, analoge Fernsehstation hervorgerufen wird.

Obgleich die Ausführungsform ein Signalübertragungsverfahren mit zwei Pegeln verwendet, kann ein Verfahren mit drei Pegeln, wie es in Fig. 78 gezeigt ist, mit dem gleichen Erfolg verwendet werden. Wenn ein Hochauflösungs-Femsehsignal in drei Bildpe-

οι .·"· κ, γ ν:·

gel Hochauflösungsfernsehen, NTSC und NTSC mit niedriger Auflösung unterteilt wird, werden die Versorgungsbereiche, die in Fig. 53 gezeigt sind, von zwei Pegeln auf drei Pegel vergrößert, wo die Signalausbreitung radial und nach außen erweitert wird. Auch können NTSC Signale niedriger Auflösung mit einem annehmbaren Pegel in dem ersten Signalstörungsbereich 705 erhalten werden, wo NTSC Signale kaum in dem Zweipegelsystem empfangen werden. Es versteht sich, das die Signalstörung auch von einer digitalen Fernsehstation zu einer analogen Fernsehstation eingeschlossen ist

Die. Beschreibung wird nun fortgesetzt, vorausgesetzt, daß keine digitale Fernsehstation eine Signalstörung mit irgendeiner benachbarten, analogen Fernsehstation hervorrufen sollte. Gemäß einem neuartigen System, das in den USA betrachtet wird, werden unbenutzte Kanäle der bestehenden Sendekanäle für Hochauflösungsfernsehen verwendet, und somit müssen digitale Signale nicht mit analogen Signalen zu Störungen führen. Zu diesem Zweck muß der Übertragungspegel eines digitalen Signals niedriger als auf den verringert werden, der in Fig. 53 gezeigt ist. Wenn das digitale Signal eines des herkömmlichen 16 QAM oder QPSK Modus ist, wird sein Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich 708 verringert, da der Signalstörungsbereich 713, der durch Kreuzschraffur bezeichnet ist, ziemlich groß ist, wie es in Fig. 54 gezeigt ist. Dies ergibt eine geringere Anzahl Zuschauer und Sponsoren, wodurch ein solches digitales System eine große Schwierigkeit hat, als auf Gewinn ausgerichtetes Geschäft betrieben zu werden.

Fig. 55 zeigt ein ähnliches Ergebnis gemäß dem System der vorliegenden Erfindung. Wie es offensichtlich ist, ist der Hochauflösungs-Femsehsignalempfangsbereich 703 ein bißchen kleiner als der gleiche Bereich 708 des herkömmlichen Systems. Jedoch wird der Empfangsbereich 704 für das NTSC Fernsehsignal oder das mit niedrigerer Auflösung verglichen mit dem herkömmlichen System vergrößert. Der schraffierte Bereich stellt ein Bereich dar, wo das NTSC Pegelsignal eines Programms empfangen werden kann, während das Hochauflösungs-Fernsehsignal davon kaum empfangen wird. In dem ersten Störungbereich 705 können Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale aufgrund der Signalstörung von einer analogen Station 711 nicht empfangen werden.

Wenn der Pegel der Signale gleich ist, liefert das Mehrpegelübertragungssystem der vorliegenden Erfindung einen kleineren Hochaufiösungsfernseh-Versorgungsbereich und einen größeren NTSC Versorgungsbereich zum Empfang eines Hochauflösungs-

fernseh-Programms auf einem NTSC Signalpegel. Demgemäß wird der Gesamtsende-, bereich von jeder Station vergrößert und mehr Zuschauer können sich über den Fernseh Fernsehdienst freuen. Des weiteren kann ein Hochauflösungsfernsehen/NTSC verträgliches Fernseh Unternehmen mit wirtschaftlichen Vorteilen und Beständigkeit betrieben werden. Es ist auch beabsichtigt, daß der Pegel eines Sendesignals vergrößert wird, wenn die Steuerung zur Abwenund einer Signalstörung mit benachbarten, analogen Fernsehstätionen entsprechend einer scharfen Zunahme bei der Anzahl der heimgenützten, digitalen Empfänger verringert wird. Daher wird der Versorgungsbereich von Hochauflösungs-Femsehsignalen vergrößert und in dieser Beziehung können die zwei unterschiedlichen Bereiche zum Empfang von digitalen Fernsehsignalpegeln für Hochauflösungsfernsehen/NTSC bzw. NTSC, die in Fig. 55 gezeigt sind, proportional eingestellt werden, indem die Signalpunktentfernung in dem ersten und/oder zweiten Datenstrom verändert wird. Wenn der erste Datenstrom Informationen über die Signalpunktentfernung trägt, kann ein Mehrpegelsignal mit mehr Sicherheit empfangen werden.

Fig. 56 stellt die Signalstörung zwischen zwei digitalen Fernsehstationen dar, bei denen eine benachbarte Fernsehstation 701a auch einen digitalen Fernsehdienst liefert, verglichen mit einer analogen Station in Fig. 52. Da der Pegel eines Sendesignals groß wird, wird der Empfangsbereich 703 für den Hochauflösungsfernsehdienst oder ein Fernsehsignal hoher Auflösung bis zu einer Ausdehnung vergrößert, die gleich dem Sendebereich 702 eines analogen Fernsehsystems ist.

In dem Schnittbereich 714 zwischen zwei Versorgungsbereichen ihrer entsprechenden Stationen kann das empfangene Signal nicht bis zu einem Hochauflösungsfemsehbildpegel unter Verwendung einer üblichen Richtungsantenne wegen eier Signalstörung wiedergegeben werden, aber bis zu einem NTSC Bildpegel mit einer bestimmten Richtantenne, die in Richtung zu einer erwünschten Fernsehstation gerichtet ist. Wenn eine stark gerichtete Antenne verwendet wird, wird das empfangene Signal von einer Zielstation als ein Hochauflösungsfernsehbild wiedergegeben. Der Empfangsbereich 704 für Signale geringer Auflösung wird stärker als der Versorgungsbereich 702 des analogen Fernsehsystems vergrößert, und mehrere Schnittbereiche 715, 716, die durch die zwei Empfangsbereiche 704 und 704a ihrer entsprechenden, digitalen Fernsehstationen 701 und 701a für Signale geringer Auflösung erzeugt worden sind, erlauben, daß das von

der Antenne empfangene Signal, die auf eine der zwei Stationen ausgerichtet ist, als ein Bild mit NTSC Pegel wiedergegeben wird.

Der Hochauflösungsfemseh-Versorgungsbereich des Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung selbst wird stark vergrößert, wenn'die anwendbaren Signalbeschränkungsregeln bei Entwicklungsabschluß eines zukünftigen, digitalen Fernsehdienst zurückgenommen werden.

Gegenwärtig liefert das System der vorliegenden Erfindung auch einen weiten Hochauflösungs-Fernsehsignalempfangsbereich wie bei dem herkömmlichen System und ermöglicht insbesondere, daß seine Signalübertragung auf einem NTSC Pegel in einem weiter entfernten oder in Schnittbereichen wiedergegeben wird, wo Fernsehsignale des herkömmlichen Systems kaum empfangen werden. Demgemäß werden signalabschwächende oder Schattenbereiche in dem Sendebereich minimiert.

Ausführungsform 5

Eine fünfte Ausfuhrungsform der vorliegenden Erfindung liegt in der Amplitudenmodulation oder dem ASK Verfahren. Fig. 57 stellt die Zuordnung von Signalpunkten eines A-Pegel ASK Signals gemäß der fünften Ausführungsfonn dar, bei der vier Signalpunkte mit 721, 722, 723 und 724 bezeichnet sind. Die Vierpegelübertragung erlaubt, daß 2-Bit Daten in jeder Zyklusperiode übertragen werden. Es wird angenommen, daß die vier Signalpunkte 721, 722, 723, 724 jeweils zwei-Bit Muster 00, 01, 10, 11 darstellen.

Zur Vereinfachung der Vierpegelsignalübertragung der Ausführungsform werden die zwei Signalpunkte 721, 722 als erste Signalpunktgruppe 725 bezeichnet und die anderen zwei 723, 724 werden als zweite Signalpunktgruppe 726 bezeichnet. Der Abstand zwischen zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 wird dann weiter als der zwischen irgendzwei benachbarten Signalpunkten bestimmt. Genauer gesagt wird der Abstand Lo zwischen den zwei Signalen 722 und 723 weiter als dar Abstand L 2wischen zwei benachbarten Punkten 721 und 722 oder 723 und 724 angeordnet. Dies wird ausgedrückt als:

Lo>L

Daher liegt dem Mehrpegelsignalübertragungssystem der Ausführungsform Lo>L zu- · gründe. Die Ausführungsform ist jedoch nicht auf Lo>L begrenzt und L=Lo wird vorübergehend oder dauerhaft in Abhängigkeit von den Anforderungen der Konstruktion, der Bedienung und der Einsteilung verwendet.

Den zwei Signalpunktgruppen werden ein-Bit Muster des ersten Datenstroms D₁ zugeordnet, wie es in Fig-.59(a)gezeigt ist. Genauer gesagt wird ein Bit C) des Binärsystems der ersten Signalpunktgruppe 725 zugeordnet und ein anderes Bit 1 der zweiten Signalpunktgruppe 726. Dann wird ein ein-Bit Muster des zweiten Datenstroms D₂ jedem Signalpunkt zugeordnet. Beispielsweise wird den zwei Signalpunkten 721, 723 D₂=O zugeordnet und den anderen zwei Signalpunkten 722 und 724 wird C₂=I zugeordnet. Jene werden somit durch zwei Bits pro Zeichnen ausgedrückt.

Das Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung kann in einem ASK Modus unter Verwendung der vorstehenden Signalpunktzuordnung ausgeführt werden. Das System der vorliegenden Erfindung arbeitet in gleicher Weise wie ein herkömmliches mit gleicher Signalpunktabstandstechnik, wenn das Signal zu Rauschenverhältnis oder die S/N Rate hoch ist. Wenn die S/N Rate niedrig wird und keine Daten durch die herkömmliche Technik wiedergegeben werden können, stellt das vorliegende System die Wiedergabe des ersten Datenstroms Di, aber nicht des zweiten Datenstroms D₂ sicher. Mehr im einzelnen ist der Zustand mit niedrigen S/N in Fig. 60 gezeigt. Die übertragenen Signalpunkte werden durch eine Gauß-Verteilung jeweils zu den Bereichen 712a, 722a, 723a, 724a auf der Empfängerseite aufgrund von Rauschen und von Übertragungsverzerrung verschoben. Deshalb wird die Unterscheidung zwischen zwei Signalen 721 und 722 oder 723 und 724, ausgeführt. Mit anderen Worten wird die Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom D₂ erhöht. Wie es aus Fig. 60 offensichtlich ist, werden die zwei Signalpunkte 721, 722 ohne weiteres von den anderen zwei Signal-■ punkten 723,724 unterschieden. Die Unterscheidung zwischen den zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 kann somit ohne weiteres ausgeführt werden. Als Ergebnis wird der erste Daienstrom D₁ mit einer niedrigeren Fehlerrate wiedergegeben.

Demgemäß können die zwei unterschiedlichen Pegeldaten Di und D₂ gleichzeitig übertragen werden. Insbesondere können der erste und der zweite Datenstrom Di und D₂

eines gegebenen Signals, das durch das Mehrpegelübertragungssystem übertragen wird, in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate hoch ist, und der erste Datenstrom Di kann nur in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate niedrig ist.

Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders 741, bei dem die Eingangseinheit 742 einen ersten Datenstromeingang 743 und einen zweiten Datenstromeingang 744 umfaßt. Eine Trägerwelle von einem Trägergenerator 64 wird durch eine Muitiplikationseinrich-. tung 746 amplitudenmoduliert, wobei ein Eingangssignal verwendet wird, das über einen Prozessor 745 von der Eingangseinheit 743 zugeführt wird. Das modulierte Signal wird dann durch ein Filter 747 auf ein ASK Signal eines z.B. VSB Modus bandmäßig begrenzt, das dann von einer Ausgangseinheit 748 geliefert wird.

Die Weilenform des ASK Signals nach dem Filtern wird nun untersucht. Fig. 62<a)zeigt ein Frequenzspektrum des ASK modulierten Signals, bei dem zwei Seitenbänder auf beiden Seiten des Trägerfrequenzbandes vorgesehen sind. Eines der zwei Seitenbänder wird durch das Filter 477 ausgeschlossen, um ein Signal 747 zu erzeugen, das eine Trägerkomponente enthält, wie es in Fig. 62 (b) gezeigt ist. Das Signal 749 ist ein VSB Signal, und wenn das Modulationsfrequenzband fo ist, wird es in einem Frequenzband von ungefähr fo/2 übertragen. Daher wird die Frequenzausnutzung groß. Unter der Verwendung der Übertragung im VSB Modus kann das ASK Signal von zwei Bit pro Zeichnen, wie es in Fig. 60 gezeigt ist, somit in dem Frequenzband eine Datenmenge tragen, die gleich der eines 16 QAM Modus bei vier Bits pro Zeichen ist.

Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers 751, in dem ein durch eine terrestrische Antenne 32a empfangenes Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 752 zu einem Mischer 753 übertragen wird, wo es mit einem Signal von einem veränderbaren Oszillator 754, der durch die Kanalauswahl gesteuert wird, zu einem Signal mit einer niedrigeren mittleren Frequenz gemischt wird. Das Signal von dem Mischer 753 wird dann von einer Erfassungseinrichtung 755 erfaßt und durch ein Tiefpaßfilter LPF 756 zu einem Basisbandsignal gefiltert, das zu einer Diskriminator/Rückgewinnungsschaltung 757 übertragen wird. Die Diskriminator/Rückgewinnungsschaltung 757 gibt zwei Datenströme, einen ersten Di und einen zweiten D2, von dem Basisbandsignal wieder und

überträgt sie weiter durch einen ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang 759.

Die Übertragung eines Fernsehsignals unter Verwendung eines solchen Senders und Empfängers wird erläutert. Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders 774, in dem ein Fernsehsignal hoher Auflösung, z.B. ein Hochauflösungs-Femsehsignal, durch eine Eingangseinheit 403 einer Teilerschaltung 404 eines ersten Videocodierers 401 zugeführt wird, wo es in vier Femsehsignalkomponenten hoher/niedriger Frequenz unterteilt wird, die z.B. H_LV_L, H_LV_H, H_HV_L und H_HV_H bezeichnet sind. Diese Wirkung ist identisch mit der dritten Ausführungsform, die vorhergehend unter Bezugnahme auf Fig. 30 beschrieben worden ist, und wird mehr im einzelnen erläutert. Die vier getrennten Fernsehsignale werden jeweils durch einen Komprimierer 405 unter Verwendung einer bekannten Codiertechnik mit einem DPCMDCT Code veränderbarer Länge codiert, die üblicherweise verwendet wird, z.B. in MPEG. Übrigens wird der Bewegungsausgleich des Signals an der Eingangseinheit 403 ausgeführt. Die komprimierten Signale werden durch einen Summierer 771 zu zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen Di₁ ¹D₂ summiert. Die Videosignalkomponente niedriger Frequenz oder H_LV_L Signal ist in dem ersten Datenstrom Di enthalten. Die zwei Datenstromsignale Di, D2 werden dann zu einem ersten 744 und einem zweiten Datenstromeingang 747 einer Sendereinheit 741 übertragen, wo sie amplitudenmoduliert und zu einem ASK Signal vom z.B. VSB Modus summiert werden, das von einer terrestrischen Antenne für einen Fernsehdienst ausgestrahlt wird. ,

Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers für ein solches digitales Fernsehsystem. Ein digitales Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a empfangen worden ist, wird einem Eingang 752 einer Empfängereinheit 751 in dem Fernsehempfänger 781 zugeführt. Das Signal wird dann zu einer Erfassungs/Demodulationsschaltung 760 übertragen, wo ein erwünschtes Kanalsignal ausgewählt und zu zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen Dj₁ D₂ demoduliert wird, die dann einem ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang 759 zugeführt werden. Die Wirkung in der Empfängereinheit 751 ist ähnlich zu der vorhergehend beschriebenen und wird nicht mehr im einzelnen erklärt. Die zwei Datenströme D₁, D2 werden zu einer Teilereinheit 776 geschickt, in der D₁ durch eine Teilereinrichtung 777 in zwei Komponenten unterteilt wird; eine oder die komprimierte H_LV_L wird zu einem ersten Eingang

521 eines zweiten Videodecodierers 422 übertragen, und die andere wird einem Summierer 778 zugeführt, wo sie vor der Übertragung zu einem zweiten Eingang 531 des zweiten Videodecodierers 422 zu D₂ summiert wird. Die komprimierte H_LV_L wird dann von dem ersten Eingang 521 zu einem ersten Expander 523 geschickt, wo sie zu H_LV_L der ursprünglichen Länge expandiert wird, was dann zu einem Videomischer 458 und einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 übertragen wird. Wenn das eingegebene Fernsehsignal ein Hochauflösungs-Fernsehsignal ist, stellt H_LV_L ein NTSC Signal für einen Breitschirm dar. Wenn das gleiche ein NTSC Signal ist, stellt H|.V_L ein Videosignal geringerer Auflösung dar, z.B. MPEG1, als einen NTSC Pegel.

Das eingegebene Fernsehsignal der Ausführungsform ist ein Hochauflösungs-Fernsehsignal, und H_LV_L wird ein NTSC Signal für Breitschirm. Wenn das Seitenverhältnis einer verfügbaren Anzeige 16:9 ist, wird H_LV_L unmittelbar durch eine Ausgangseinheit als ein 16:9 Videoausgang 426 geliefert. Wenn die Anzeige ein Seitenverhältnis von 4:3 hat, wird H_LV_L durch die Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 zu dem Format eines Briefkastens oder einer Seitentafel verschoben und wird dann als ein Videoausgang mit einem entsprechenden Format von der Ausgangseinheit 730 geliefert.

Der zweite Datenstrom D₂, der von dem zweiten Datenstromausgarig 759 dem Summierer 778 zugeführt worden ist, wird mit dem Ausgang der Teilereinrichtung 777 zu einem Summensignal summiert, das dann dem zweiten Eingang 531 des zweiten Videodecodierers 422 zugeführt wird. Das Summensignal wird weiter zu einer Teilerschaltung 531 übertragen, wo es in drei komprimierte Formate von H_LV_H, H_HV_L und H_HV_H unterteilt wird. Die drei komprimierten Signale werden dann einem zweiten 535, einem dritten 536 bzw. einem vierten Expander 537 zum Umwandeln durch Expansion zu H_LV_H, H_nVl und H_hVh der ursprünglichen Länge zugeführt. Die drei Signale werden mit H_LV_L durch den Videomischer 548 zu einem zusammengesetzten Hochauflösungs-Fernsehsignai summiert, das durch einen Ausgang 546 des zweiten Videodecodierers der Ausgangseinheit 780 zugeführt wird. Schließlich wird das Hochauflösungs-Fernsehsignal von der Ausgangseinheit 780 als ein Hochauflösungsfernseh-Videosignal 427 geliefert.

Die Ausgangseinheit 780 ist angeordnet, um eine Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom des zweiten Datenstromausgangs 759 durch eine Fehlerratenbestirnmungseinrichtung

Γ: I . ΓΗ":. Π/

go

782 zu erfassen, und wenn die Fehlerrate hoch ist, wird systematisch H_LV_L der Videodaten geringer Auflösung geliefert.

Demgemäß wird das Mehrpegelsignalübertragungssystem für eine Übertragung und einem Empfang von digitalen Fernsehsignalen machbar. Zum Beispiel können, wenn eine Senderstation für ein Fernsehsignal nahe ist, der erste und der zweite Datenstrom eines empfangenen Signals erfolgreich wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungsfemseh-Qualitätsbild zu zeigen. Wenn die Senderstation weit entfernt ist, kann der erste Dalenstrom zu einer H_LV_L wiedergegeben werden, die zu einem Fernsehbild geringer Auflösung umgewandelt wird. Daher wird irgendein Fernseh Programm in einem weiteren Bereich empfangen und mit einer Bildqualität im Bereich von einem Hochauflösungsfernseh- bis NTSC Pegel angezeigt. .

Fig. 66 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Anordnung des Fernsehempfängers zeigt. Wie es gezeigt ist, enthält die Empfängereinheit 751 nur einen ersten Datenstromausgang 768, und somit ist die Verarbeitung des zweiten Datenstroms oder von Hochauflösungsfernsehdaten nicht nötig, so daß die Gesamtkonstruktion minimiert werden kann. Es ist eine gute Idee, den ersten Videodecodierer 421, der in Fig. 31 gezeigt ist, als einen Videodecdierer des Empfängers zu haben. Demgemäß wird ein Bild mit NTSC Pegel wiedergegeben. Der Empfänger wird mit viel geringeren Kosten hergestellt, da er nicht die Fähigkeit hat, irgendein Signal mit Hochauflösungsfernsehpegel zu empfangen, und wird stark vom Markt akzeptiert. Kurz gesagt kann der Empfänger als ein angepaßter Tuner zum Empfang eines digitalen Fernsehsignals verwendet werden, ohne eine Abänderung bei dem bestehenden Fernsehsystem einschließlich einer Anzeige zu verlangen.

Der Fernsehempfänger 781 kann eine weitere Ausgestaltung haben, die in Fig. 67 gezeigt ist und als ein Satellitenfemsehempfänger zur Demodulation von PSK Signalen und ein terrestrischer Fernsehempfänger zur Demodulation von ASK Signalen dient. Im Einsatz wird ein PSK Signal, das von einer Satellitenantenne 32 empfangen wird, durch einen Mischer 786 mit einem Signal von einem Oszillator 787 zu einem Signal niedriger Frequenz gemischt, das dann durch eine Eingangseinheit 34 einem Mischer 753 zugeführt wird, der ähnlich dem in Fig. 63 gezeigten ist. Das Signal niederer Frequenz des PSK oder QAM Modus in einem gegebenen Kanal des Fernsehsatellitensystems wird zu

8Α

einem Modulator 35 übertragen, wo zwei Datenströme D₁ und D₂ von dem Signal wiedergegeben werden. D₁ und D₂ werden durch eine Teilereinrichtung 788 zu einem zweiten Videodecodierer 422 geschickt, wo sie in ein Videosignal umgewandelt werden, das dann von einer Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Auch wird ein digitales oder analoges, terrestrisches Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a empfangen worden ist, durch eine Eingangseinheit 752 dem Mischer 753 zugeführt, wo ein erwünschter Kanal in der gleichen Weise ausgewählt wird, wie es in Fig. 63 beschrieben worden ist, und als ein Basisbandsignal niedriger Frequenz erfaßt wird. Das Signal analoger Form wird direkt zur Demodulation zu dem Demodulator 35 geschickt. Das Signal digitaler Form wird dann einer Diskriminator/Wiedergabeschaltung 757 zugeführt, wo zwei Datenströme Di und D₂ von dem Signal wiedergegeben werden. D₁ und D2 werden durch den zweiten Videodecodierer 422 in ein Videosignal umgewandelt, das dann weiter geliefert wird. Ein analoges Fernsehsatellitensignal wird zu einem Videodemodulator 788 übertragen, wo es zu einem analogen-Videosignal AM-demoduliert wird, das dann von der Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Es versteht sich, daß der Mischer 753 des Fernsehempfänger 781, der in Fig. 67 gezeigt ist, kompatibel zwischen zwei Fernsehdiensten, einem Satelliten- und einem terrestrischen Dienst, ausgebildet ist. Auch kann eine Empfängerschaltung, die eine Erfassungseinrichtung 755 und ein Tiefpaßfilter TPF 756 zur AM-Demodulation eines analogen Signals einschließt, kompatibel mit einem digitalen ASK Signal des terrestrische Femseh Dienstes verwendet werden. Der Hauptteil, der in Fig. 67 gezeigten Ausgestaltung ist zur kompatiblen Verwendung ausgestaltet, so daß die Schaitungskonstruktion minimiert wird.

Gemäß der Ausführungsforfn wird ein 4-Pegel ASK Signal in zwei Pegelkomponenten, D₁ und D₂, zur Ausführung einer Mehrpegelsignalübertragung im ein-Bit Modus unterteil. Wenn ein 8-Pegel ASK Signal verwendet wird, wie es in Fig. 68 gezeigt ist, kann es in einer ein-Bit Modus drei-Pegelanordnung D₁, D₂ und D₃ übertragen werden. Wie es in Fig. 68 gezeigt ist, ist D₁ acht Signalpunkten 721a, 721b, 722a, 722b, 723a, 723b, 724a, 724b zugeordnet, wobei jedes Paar ein zwei-Bit Muster darstellt, D₂ wird vier kleinen Signalpunktgruppen 721, 722, 723, 724 geordnet, wobei jeweils zwei Gruppen ein zwei-Muster darstellen, und D₃ wird zwei großen Signalpunktgruppen 725 und 726 zugeordnet, die ein zwei-Bit Muster darsteilen. Insbesondere ist dies einer Form äquivalent, bei der jeder der vier Signalpunkte 721, 722, 723, 724, die in Fig. 57 gezeigt sind, in zwei

Komponenten unterteilt ist, so daß Daten mit drei unterschiedlichen Pegeln erzeugt werden.

Die drei-Pegel Signalübertragung ist identisch mit der bei der dritten Ausführungsform beschriebenen und wird nicht im einzelnen weiter erklärt.

Insbesondere wird die Anordnung des Videocodierers 401 der dritten Ausführungsform, die in Fig. 30 gezeigt ist, durch eine Abänderungen ersetzt, deren Blockdiagramm Fig. 69-ist. die Arbeitsweise der abgeänderten Anordnung ist ähnlich und wird nicht mehr im einzelnen beschrieben. Zwei Videosignalteilerschaltungen 404 und 404a, die Unterbandfilter sein können, sind vorgesehen, und bilden eine Teilereinheit 794. Die Teilereinheit 794 kann auch einfacher ausgebildet sein, wie es in dem .Blockdiagramm der Fig. 70 gezeigt ist, in dem ein Signal durch eine einzige Teilerschaltung zweimal in einem Zeitteilungsmodus hindurchgeht. Genauer gesagt wird ein Videosignal von z.B. Hochauflösungsfernsehen oder Super-Hochauflösungsfernsehen von der Eingangseinheit 402 in bezug auf die Zeitbasis durch einen Zeitbasiskomprimierer 795 komprimiert und der Teilerschaltung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten H_HV_H-H, H_nV_1--H und H_LV_H-H bei einem ersten Zyklus geteilt wird. Zu dieser Zeit bleiben vier Schalter 765, 765a, 765b, 765c in die Position 1 geschaltet, so daß H_HV_H-H, HhV₁-H und H_LV_H-H zu einer Komprimierschaltung 405 übertragen werden. Währenddessen wird H_LV_L-H durch den Anschluß 1 des Schalters 765c zu dem Zeitbasiskomprimierer 795 rückgeführt. Bei einem zweiten Zyklus werden die vier Schalter 765, 765a, 765b, 76_:7c in die Position 2 geschaltet, und alle vier Komponenten der Teilerschaltung 404 werden gleichzeitig zu der Komprimierschaltuncj 405 übertragen. Demgemäß kann die Teilereinheit 794 der Fig. 70, die zur Zeitteilungsverarbeitung eines Eingangssignals ausgestaltet ist, in einer einfacheren Teilerschaltungsform konstruiert werden.

Auf der Empfängerseite wird ein solcher Videodecodierer, wie er bei der dritten Ausführungsform beschrieben und in Fig. 30 gezeigt ist, zur drei-Pegel-Übertragung eines Videosignals benötigt. Insbesondere ist ein dritter Videodecodierer 423 vorgesehen, der zwei Mischer 556 und 556a unterschiedlicher Verarbeitungsfähigkeit enthält, wie es in dem Blockdiagramm der Fig. 71 gezeigt ist.

Auch kann der dritte Videodecodierer 423 abgeändert werden, indem die gleiche Wirkung mit einem einzelnen Mischer 556 ausgeführt wird, wie es in Fig. 72 gezeigt ist. Zum ersten Zeitpunkt bleiben fünf Schalter 765, 765a, 765b, 765c, 765d in die Position 1 geschaltet. Daher werden H_lVl, H_lV_h, H_lV_h und H_HV_H von einem ersten 522, einem zweiten 522a, einem dritten 522b und einem vierten Expander 522c durch ihre entsprechende Schalter dem Mischer 556 zugeführt, wo sie zu einem einzigen Videosignal gemischt werden. Das Videosignal, das H_LV_L-H eines eingegebenen Hochauflösungsvideosignals darstellt, wird dann zurück durch den Anschluß 1 des Schalter 765d zu dem Anschluß 2 des Schalter 765c geführt. Zum zweiten Zeitpunkt werden die vier Schalter 765, 765a, 765b 765c in die Position 2 geschaltet. Somit werden H_HV_H-H, H_KV_L-H, H₁V_H-H und HlVl-H zu dem Mischer 556 übertragen, wo sie zu einem einzelnen Videosignal gemischt werden, das dann über den Anschluß 2 des Schalter 765d zu der Ausgangseinheit 554 zur weiteren Zulieferung geschickt wird.

Auf diese Weise der Zeitteilungsverarbeitung eines drei-Pegelsignals können zwei Mischer durch einen Mischer ersetzt werden.

Insbesondere werden vier Komponenten H_LV_Ll H_LV_H, H_HV_U H_HV_H zugeführt, um zum ersten Zeitpunkt HlVl-H zu erzeugen. Dann werden H_LV_H-H, HhVl-H und H_HV_H-H zum zweiten Zeitpunkt, gegenüber dem ersten Zeitpunkt verzögert, zugeführt und mit H_LV_L-L zu einem Sollvideosignal gemischt. Es ist somit wesentlich, die zwei Wirkungen in einem Zeitintervall auszuführen.

Wenn die vier Komponenten einander überlappt werden oder in einer variablen Folge zugeführt werden, müssen sie in bezug auf die Zeitbasis auf eine gegebene Folge unter Verwendung von Speichern eingestellt werden, die ihre entsprechenden Schaltern 765, 765a, 765b, 765c begleiten. In der vorstehenden Weise wird ein Signal von dem Sender zu zwei unterschiedlichen Synchronisierperioden gesendet, wie es in Fig. 73 gezeigt ist, so daß keine Zeitbasissteuerschaltung in dem Empfänger benötigt wird, der somit kompakter ausgestaltet wird.

Wie es in Fig. 73 gezeigt wird, ist Di der erste Datenstrom eines Sendersignals und HlV_l, H_lV_h, H_hV_l und H_HV_H werden auf dem D^ Kanal bei der Periode des ersten Zeitpunkts übertragen. Dann werden bei der Periode des zweiten Zeitpunkts H_LVn-H, HhV_l-

H und HhVh-H auf dem D₂ Kanal übertragen. Wenn das Signal mit einer Zeitteilungsfolge übertragen wird, kann der Codierer in dem Empfänger einfacher ausgebildet werden.

Die Technik, die Anzahl der Expander in dem Decodierer zu verringern, wird nun erklärt. Fig. 74-b zeigt eine Zeitbasiszuordnung von vier Datenkomponenten 810, 810a, 810b, 81 Oc eines Signals. Wenn andere vier Datenkomponenten 811, 811 a, 811 b, 811 c zwischen die vier Datenkomponenten 811, 811a, 811b, 811c jeweils eingeführt werden, können letztere in Zeitintervallen übertragen werden. Beim Einsatz e;rhält der zweite VideQdecodierer422, der in Fig. 74-a gezeigt ist, die vier Komponenten des ersten Datenstroms D₁ an einem ersten Eingang 521 und überführt sie nacheinander durch einen Schalter 812 zu einem Expander 503. Insbesondere wird die zuerst zugeführte Komponente 810 während des Zuführens der Komponente 811 expandiert, und nach Abschluß der Verarbeitung der Komponente 812 wird die nachfolgende Komponente 810a zugeführt. Daher kann der Expander 503 eine Reihe von Komponenten in Zeitintervallen durch die gleiche Zeitteilungsart wie die des Mischers verarbeiten, so daß die gleichzeitige Wirkung einer Anzahl von Expandern ersetzt wird.

Fig. 75 ist eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten eines Hochauflösungs-Fernsehsignals, in dem H_LV_L(1) eine NTSC Komponente des Signals des ersten Kanals für ein Femseh Programm einem Datenbereich 821 des Di Signals zugeteilt ist. Auch sind H_lVh,HhV_l und H_HV_Hi die zusätzliche Hochauflösungsfernseh- Komponenten des Signals des ersten Kanals tragen, jeweils drei Bereichen 821a, 821b, 821c des D₂ Signals zugeteilt. Es gibt weitere Datenkomponenten 822, 822a, 822b, 822c zwischen den Datenkomponenten des Signals des ersten Kanals, die somit mit einer Expanderschaltung während der Übertragung der anderen Daten expandiert werden können. Daher werden alle Datenkomponenten eines Signals eines Kanals durch einen einzigen Expander verarbeitet, der bei einer höheren Geschwindigkeit arbeiten kann.

Ähnliche Wirkungen werden durch Zuordnung der Datenkomponenten zu anderen Bereichen 821, 821a, 821b, 821c sichergestellt, wie es in Fig. 76 gezeigt ist. Dies wird wirksamer bei der Übertragung und beim Empfang eines üblichen QPSK oder ASK Signals, das keine unterschiedlichen, digitalen Pegel hat.

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Fig. 77 zeigt eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten während der physikalischen zwei-Pegel-Übertragung von Daten mit drei unterschiedlichen Signalpegeln: z.B. NTSC, Hochauflösungsfernsehen und Super-Hochauflösungsfernsehen oder NTSC mit geringer Auflösung, NTSC mit Standardauflösung und Hochauflösungsfemsehen. Zum Beispiel wird zur Übertragung von drei Datenkomponenten von NTSC mit geringer Auflösung, von Standard-NTSC und Hochauflösungsfemsehen das NTSC geringer Auflösung oder H_LV_L dem Datenbereich 821 des D₁ Signals zugeteilt. Auch werden H_LV_H, H_HV_L und H_HV_H der NTSC Standardkomponente jeweils drei Bereichen 82ia, 821b, 82de zugeteilt. H_LV_H-H, H_HV_L-H und H_HV_H-H derHochauflösungsfernseh-Komponente werden jeweils den Bereichen 823 823a und 823b zugeteilt.

Die vorstehende Zuordnung ist mit einer solchen logischen Regelanordnung auf der Grundlage einer Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit verbunden, wie sie in der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Insbesondere wird H_LV_L auf dem Dm Kanal des D₁ Signals getragen. Der Dm Kanal hat eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als der Dl₂ Kanal, wie es bei der zweiten Ausfuhrungsform beschrieben worden ist. Der Dm Kanal hat eine größere Redundanz aber eine niedrigere Fehlerrate als der Di-2 Kanal, und die Daten 821 können bei einer geringeren S/N Rate als die der anderen Daten 821a, 821b, 821c wiedergegeben werden. Insbesondere wird eine NTSC Komponente niedriger Auflösung an einer weit entfernten Stelle von der Senderantenne oder in einem signalabschwächenden oder Schattenbereich, z.B. in dem inneren eines Fahrzeugs, wiedergegeben. Im Hinblick auf die Fehlerrate wird die Date 821 des Dm Kanals weniger durch die Signalstörung als die anderen Daten 821a, 821b, 821c des Di-2 Kanals beeinflußt, während sie spezifisch unterschieden wird und auf einem unterschiedlichen, logischen Pegel bleibt, wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Während Di und D₂ in zwei physikalische unterschiedliche Pegel aufgeteilt werden, sind die Pegel, die durch Unterscheidung der Entfernung zwischen Fehlerkorrekturcoden bestimmt werden, unterschiedlich in dem logischen Pegel angeordnet.

Die Demodulation von D₂ Daten verlangt eine höhere S/N Rate als die für Di Daten. Beim Betrieb kann ein H_LV_L oder NTSC Signal niedriger Auflösung wenigstens in einem fernliegenden oder schlechten S/N Versorgungsbereich wiedergegeben werden. H_LV_H, Η«V_L und H_HV_H können zusätzlich in einem Bereich mit niedrigerem S/N wiedergegeben werden. Dann können in einem Bereich mit hohem S/N H_LV_H-H, H_HV_L-H und H_HV_H-H

• · ii

Komponenten auch wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungs-Fernsehsignal zu erzeugen. Demgemäß können Fernsehsignale mit drei unterschiedlichen Pegeln wiedergegeben werden. Dies Verfahren ermöglicht, daß das Signalempfangsbereich, der in Fig. 53 gezeigt ist, von einem doppelten Bereich zu einem dreifachen Bereich vergrößert wird, wie es in Fig. 90 gezeigt ist, so daß eine größere Möglichkeit sichergestellt wird, sich an Fernseh Programmen zu erfreuen.

Fig. 78 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers, der für die Zeitbasiszuordnuog von Daten ausgebildet ist, die in Fig. 77 gezeigt sind, und der ähnlich dem in Fig. 72 gezeigten mit der Ausnahme ist, daß der dritte Eingang 551 für das D₃ Signal fortgelassen ist und die in Fig. 74-a gezeigte Ausbildung hinzugefügt ist.

Beim Betrieb werden das D, und D₂ Signal durch die Eingangseinheiten 521, 530 jeweils einem Schalter 812 bei dem ersten Zeitpunkt zugeführt. Da ihre Komponenten, die HlVl einschließen, zeitgeteilt sind, werden sie in einer Folge durch den Schalter 812 zu einem Expander 503 übertragen. Diese Folge wird nun unter Bezugnahme auf die Zeitbasiszuordnung der Fig. 77 erklärt. Eine komprimierte Form von HlVl des ersten Kanals wird zuerst dem Expander 503 zugeführt, wo es expandiert wird. Dann werden H_lVh, H_HV_L und H_HV_H expandiert. Alle vier expandierten Komponenten werden durch einen Schalter 812a zu einem Mischer 556 geschickt, wo sie gemischt werden, um H_LV_L-H zu erzeugen. H_LV_L-H wird dann von dem Anschluß 1 eines Schalter 765a durch den Eingang 2 eines Schalters 765 zu dem H_LV_L Eingang des Mischers 556 zurückgeführt.

Beim zweiten Zeitpunkt werden H_LV_H-H, H_HV_L-H und H_HV_H des D₂ Signals, das in Fig. gezeigt ist, dem Expander 503 zugeführt, wo sie expandiert werden, bevor sie durch den Schalter 821a zu dem Mischer 556 übertragen werden. Sie werden durch den Mischer 556 zu einem Hochauflösungs-Femsehsignal gemischt, das durch den Anschluß 2.des Schalters 765a der Ausgangseinheit 521 zur weiteren Weitergabe zugeführt wird. Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten Übertragung, die in Fig. 77 gezeigt ist, trägt zu der einfachsten Ausgestaltung des Expanders und des Mischers bei. Obgleich Fig. 77 zwei, D₁ und D₂, Signalpegel zeigt, ist eine vier-Pegel-Übertragung eines Fernsehsignals machbar, wobei die Hinzufügung eines D3 Signals und Hochauflösungs-Fernsehsignals von Superauflösung verwendet wird.

Fig. 79 stellt eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten eines Fernsehsignals mit physikalischem drei-Pegel Di, D₂, D₃ dar, in dem Datenkomponenten desselben Kanals so angeordnet sind, daß sie einander mit der Zeit nicht überlappen. Fig. 80 ist ein Blockdiagramm eines abgeänderten Videodecodierers 423 ähnlich der Fig. 78, bei dem ein dritter Eingang 521a hinzugefügt ist. Die Zeitbasiszuordnung der Datenkomponenten, die in Fig. 79 gezeigt sind, trägt auch zu der einfachen Konstruktion des Decodierers bei.

Die Arbeitsweise des abgeänderten Decodierers 423 ist nahezu identisch mit der des in Fig. 78 gezeigten und ist mit der Zeitbasiszuordnung verbunden, die in Fig. 77 gezeigt ist, und wird nicht mehr erklärt. Es ist auch möglich, Datenkomponenten auf dem D₁ Signal zu multiplexen, wie es in Fig. 81 gezeigt ist. Jedoch werden die zwei Daten 821 und 822 bei der Fehlerkorrekturfähigkeit stärker als die anderen Datenkomponenten 821a, 812b, 812c vergrößert, so daß sie auf einem höherer, Signalpegel bleiben. Insbesondere wird die Datenzuordnung zur Übertragung auf einem physikalischen Pegel, aber einer Beziehung von zwei logischen Pegeln, gemacht. Auch wird jede Datenkomponente des zweiten Kanals zwischen zwei benachbarten Datenkomponenten des ersten Kanals eingeführt, so daß eine serielle Verarbeitung auf der Empfängerseite ausgeführt werden kann, und die gleichen Wirkungen wie die der Zeitbasiszuordnung, die in Fig. 79 gezeigt ist, werden somit erhalten.

Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Fig. 81 gezeigt sind, basiert auf dem logischen Pegelmodus und kann auch bei dem physikalischen Pegelmodus ausgeführt werden, wenn die Bit-Übertragungsrate der zwei Datenkomponenten 821 und 822 auf 1/2 oder 1/3 gesenkt wird, um dadurch die Fehlerrate zu verringern. Die physikalische Pegelanordnung besteht aus drei unterschiedlichen Pegeln.

Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines anderen abgeänderten· Videodecodierers 423 zum Decodieren des Di Signals, das zeitbasismäßig angeordnet ist, wie es in Fig. 81 gezeigt ist, was eine einfachere Konstruktion als die in Fig. 80 gezeigte ist, Seine Arbeitsweise ist identisch mit der des Decodierers, der in Fig. 80 gezeigt ist, und wird nicht mehr erklärt.

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Es versteht sich, daß die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Fig. 81 gezeigt ist, auch zu der einfachen Ausgestaltung des Expanders und Wischers beiträgt. Auch werden vier Datenkomponenten des D, Signals bei entsprechenden Zeitscheiben einem Mischer 556 zugeführt. Daher kann die Schaltungsausbildung des Mischers 556 oder eine Mehrzahl von Schaltungsblöcken, wie sie in dem Videomischer 548 der Fig. 32 vorgesehen ist, zum Ändern der Verbindung dazwischen entsprechend jeder Datenkomponente angeordnet werden, so daß sie bei der Zeitteilungswirkung kompatibel werden, und somit die Schaltungskonstruktion minimiert wird.

Demgemäß kann der Empfänger in der Gesamtkonstruktion minimiert werden.

Es versteht sich, daß die fünfte Ausführungsform nicht auf die ASK Modulation beschränkt ist und die anderen Verfahren, einschließlich PSK und QAM Modulation, wie sie bei der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform beschrieben worden sind, mit gleichem Erfolg verwendet werden können.

Auch kommt die FSK Modulation bei jeder der Ausführungsformen in Frage. Zum Beispiel werden die Signalpunkte eines FSK Signals mit mehreren Pegeln, das aus vier Frequenzkomponenten f1, f2, f3, f4 besteht, in Gruppen unterteilt, wie es in Fig. 58 gezeigt ist, und wenn die Strecke zwischen irgendwelchen zwei Gruppen voneinander zur leichten Unterscheidung beabstandet ist, kann die Mehrpegelübertragung des FSK Signals ausgeführt werden, wie es in Fig. 83 dargestellt ist.

Insbesondere wird angenommen, daß die Frequenzgruppe 841 mitfi und f2 Di=O zugeordnet ist und die Gruppe 842 mit f3 und f4 Di=1 zugeordnet ist. Wenn f1 und f3 0 bei D₂ darstellen und f2 und f4 1 bei D2 darstellen, wird eine zwei-Bit Datenübertragung, ein Bit bei Di oder D₂, möglich, wie es in Fig. 83 gezeigt ist. Wenn die S/N Rate hoch ist, wird eine Kombination von Di=O und D₂=I bei t=t3 rekonstruiert und eine Kombination von D₁=I und, D₂=O bei t=t4. Wenn die S/N Rate niedrig ist, wird nur Di=O bei t=t3 und Di=1 bei t=t4 wiedergegeben. Auf diese Weise kann das FSK Signal in der Mehrpegelanordnung übertragen werden. Diese FSK Signalübertragung mit Mehrfachzustand ist auf die jeweilige dritte, vierte und fünfte Ausführungsform anwendbar.

Die fünfte Ausführungsform kann auch in der Form einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung ausgeführt werden, wovon ein Blockdiagramm in Fig. 84 gezeigt ist, weil die ASK Modus Arbeitsweise für einen magnetischen Aufzeichnungsund Wiedergabebetrieb geeignet ist.

Ausführungsform 6

Eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist auf eine magnetische Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung anwendbar. Obwohl die oben beschriebene fünfte Ausführungsform die vorliegende Erfindung auf ein Mehrpegelaufzeichnungs-ASK-Datenübertragungssystem anwendet, ist es auch in gleicher Weise machbar, diese Erfindung in einer magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung eines Mehrpegel-ASK-Aufzeichnungssystems zu übernehmen. Eine Mehrpegelmagnetaufzeichnung kann durch Eingliederung des C-CDM-Systems der vorliegenden Erfindung in PSK, FSK, QAM sowie ASK realisiert werden.

Zuallererst wird das Verfahren zur Realisierung einer Mehrpegelaufzeichnung in einer 16QAM oder 32QAM-Magnetaufzeichnungs-Wiedergabevorrichtung unter Bezugnahme auf das C-CDM-System der vorliegenden Erfindung erläutert. Fig. 84 ist ein Schaltungsblockdiagramm, das ein QAM-System zeigt, das einen C-CDM-Modulator beinhaltet. Im Folgenden wird ein QAM-System, das durch den C-CDM-Modulator gemultiplext wird, als SRQAM bezeichnet.

Wie es in Fig. 84 gezeigt ist, wird ein Eingangsvideosignal, z.B. ein HDTV Signal, zu einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung 851 unterteilt und durch einen Videos kodierer 401 in ein Bandsignal niedriger Frequenz durch einen ersten Videokodierer 401 (a) bzw. ein Bandsignal hoher Frequenz durch einen zweiten Videokodierer 401 (b)

komprimiert. Dann wird eine Bandkomponente niederer Frequenz, z.B. H_LV_L, des Videosignals einer ersten Datenstromeingangs 743 einer Eingangseinheit 742 zugeführt, und eine Bandkomponete hoher Frequenz, die H_HV_H einschließt, wird einem zweiten Datenstromeingang 744 davon zugeführt. Die zwei Komponenten v/erden des weiteren zu einem Modulator 749 einer Modulator/Demodulatoreinheit 852 übertragen.

Der erste Datenstromeingang 743 fügt dem Signal im niedrigen Frequenzband einen Fehlerkorrekturcode in einem ECC 743a hinzu. Andererseits ist der zweite Datenstrom, der dem zweiten Datenstromeingang 744 zugeführt wird, 2 Bit im Falle von 16 SRQAM, 3 Bit im Falle von 36 SRQAM und 4 Bit im Falle von 64 SRQAM. Nachdem ein Fehlerkorrekturcode in einem ECC 744a codiert wurde, wird dieses Signal an einen Trellis-Kodierer 744b geliefert, in dem ein Trellis-Kodiertes Signal erzeugt wird, das ein Verhältnis 1/2 im Falle von 16

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SRQAM, 2/3 im Falle von 32 SRQAM und 3/4 im Falle von 64 SRQAM hat. Ein 64 SRQAM-Signal hat beispielsweise einen ersten Datenstrom von 2 Bit und einen zweiten Datenstrom von 4 Bit. Ein Trellis-Kodierer von Fig. 128 erlaubt, dass dieses 64 SRQAM-Signal eine Trellis-Kodierung des Verhältnisses 3/4 durchführt, wobei 3-Bit-Daten in 4-Bit-Daten konvertiert werden. Dadurch erhöht sich die Redundanz und die Datenrate verringert sich, während sich die Fehlerkorrekturmöglichkeit erhöht. Dies resultiert in einer Verringerung der Fehlerrate bei derselben Datenrate. Demgemäß wird sich der Umfang an übertragbarer Information des Aufzeichnungs-A/Viedergabesystems oder des Übertragungssystems wesentlich erhöhen.

Es ist jedoch möglich, den ersten Datenstromeingang 743 zu bilden, um einen Trellis-Kodierer auszuschließen, wie in Fig. 84 dieser sechsten Ausführungsform gezeigt ist, da der erste Datenstrom inhärent eine niedrige Fehlerrate aufweist. Angesichts einer Vereinfachung der Schaltungskonfiguration wird dies vorteilhaft sein. Der zweite Datenstrom weist jedoch eine enge Inter-Code-Distanz, verglichen mit dem ersten Datenstrom, auf und hat deshalb eine schlechtere Fehlerrate. Die Trellis-Kodierung des zweiten Datenstroms verbessert solch eine schlechtere Datenrate. Es besteht kein Zweifel daran, dass eine GJesamtschaltungskonfiguration einfacher wird, wenn die Trellis-Kodierung des ersten Datenstroms beseitigt ist. Eine Operation zur Modulation ist beinahe identisch zu der des Senders der fünften Ausführungsform, die in Fig. 64 gezeigt ist, und wird nicht weiter erläutert. Ein moduliertes Signal des Modulators 749 wird einer Aufzeichnungs-M/idergabeschaltung 853 zugeführt, in der es durch einen Gittervorspannungsgenerator 856 AC-vorgespannt und durch einen Verstärker 857a verstärkt wird. Danach wird das Signal einem Magnetkopf 854 zur Aufzeichnung auf einem Magnetband 855 zugeführt.

Ein Format des Aufzeichnungssignals ist in einer Aufzeichnungssignalfrequenzzuweisung von Fig. 113 gezeigt. Ein Hauptsignal 859, z.B. SRQAM, mit einem Träger der Frequenz fc zeichnet Informationen auf, und gleichzeitig ist auch ein Pilotsignal f_p 859a mit einer Frequenz 2fc aufgezeichnet. Verzerrungen in der Aufzeichnungsoperation werden verringert, da ein Vorspannungssignal 859b mit einer Frequenz f_B|_As eine AC-Vorspannung zur Magnetaufzeichnung hinzufügt. Zwei der Dreipegelsignale, die in Fig. 113 gezeigt sind, werden in mehrfachen Zuständen aufgezeichnet. Um diese aufgezeichneten Signale zu reproduzieren, sind zwei Schwellen Th-1-2, Th-2 vorgegeben. Ein Signal 858 wird beide der zwei Pegel reproduzieren, während ein Signal 859c nur D_rDaten reproduzieren wird, abhängig von dem S/N-Pegel der Aufzeichnung/Wiedergabe.

Ein Hauptsignal des 16 SRQAM wird eine Signalpunktzuordnung aufweisen, wie sie in Spur 10 gezeigt ist. Weiterhin wird ein Hauptsignal von 36 SRQAM eine Signalpunktzuordnung

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aufweisen, wie sie in Fig. 100 gezeigt ist. Bei der Reproduktion dieses Signals werden das Hauptsignal 859 und das Pilotsignal 859a durch den Magnetkopf 854 reproduziert und durch einen Verstärker 857b verstärkt. Ein Ausgangssignal des Verstärkers 857b wird einer Trägerreproduktionsschaltung 858 zugeführt, in der ein Filter 858h die Frequenz des Pilotsignals fp, das eine Frequenz 2fO aufweist, abtrennt, und ein ¹/2-Frequenzteiler 858b reproduziert eine Trägerfrequenz fO, um es an einen Demodulator 760 zu übertragen. Dieser reproduzierte Träger wird benutzt, um das Hauptsignal in dem Demodulator 760 zu demodulieren. Vorausgesetzt, dass ein Magnetaufzeichnungsband 855, z.B. ein HDTV-Band, eine hohe S/N-Rate aufweist, sind 16 Signalpunkte unterscheidbar, und so werden sowohl D₁ als auch D₂ in dem Demodulator 760 demoduliert. Anschließend reproduziert ein Videodekodierer 402 all diese Signale. Ein HDTV VCR kann ein Fernsehsignal mit hoher Bitrate, wie etwa ein 15Mbps HDTV-Signal, reproduzieren. Je niedriger die S/N-Rate ist, desto geringer sind die Kosten eines Videobandes. Bis jetzt ist ein VHS im Markt mehr als 1OdB in der S/N-Rate minderwertiger als ein die volle Skala ausnutzendes Übertragungsband. Wenn ein Videoband 855 eine niedrige S/N-Rate aufweist, wird es nicht in der Lage sein, all die 16 oder 32 mit Werten versehenen Signalpunkte zu unterscheiden. Deshalb kann der erste Datenstrom Di reproduziert werden, während ein 2-Bit, 3-Bit oder 4-Bit Datenstrom des zweiten Datenstroms D₂ nicht reproduziert werden kann. Nur ein 2-Bit-Datenstrom des ersten Datenstroms wird reproduziert. Wenn ein Zweipegel-HDTV-Videosignal aufgezeichnet und reproduziert wird, kann ein Band mit niedrigem S/N, das eine ungenügende Fähigkeit zur Reproduktion eines Videosignals mit hohem Frequenzband aufweist, nur ein Videosignal mit niedrigem Frequenzband des ersten Datenstroms mit geringer Rate ausgeben, speziell z.B. ein 7Mbps breites NTSC Fernsehsignal.

Wie in einem Blockdiagramm der Fig. 114 gezeigt ist, können der zweite Datenstromausgang 759, der zweite Datenstromeingang 744 und der zweite Videodekodierer 402a ausgeschlossen werden, um Kunden einen Aspekt von Produkten niedrigeren Grades zu beschaffen. In diesem Fall wird eine Aufzeichnungs-M/iedergabevorrichtung 851, die einer niedrigen Bit-Rate gewidmet ist, einen Modulator, wie etwa einen modifizierten QPSK, einschließen, der nur den ersten Datenstrom moduliert und demoduliert. Diese Vorrichtung erlaubt nur die Aufzeichnung und die Reproduktion des ersten Datenstroms. Speziell kann ein Videosignal mit breitem NTSC-Grad aufgezeichnet und reproduziert werden.

Oben beschriebenes Videoband 855 mit hoher S/N-Rate, das in der Lage ist, ein Signal mit hoher Bit-Rate aufzuzeichnen, z.B. ein HDTV-Signal, wird die Benutzung in solch einer Magnetaufzeichnungs-A/Viedergabevorrichtung, die einer Bit-Rate gewidmet ist, ermöglichen, wird aber nur den ersten Datenstrom D₁ reproduzieren. D.h., das breite NTSC-Signal wird

ausgegeben, während der zweite Datenstrom nicht reproduziert wird. In anderen Worten kann eine Aufzeichnungs-A/Viedergabevorrichtung, die eine komplizierte Konfiguration aufweist, ein HDTV-Signal reproduzieren, und die andere Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung, die eine einfache Konfiguration aufweist, kann ein breites NTSC-Signal reproduzieren, wenn ein vorgegebenes Videoband 855 dasselbe Mehrpegel-HDTV-Signal einschließt. Demgemäß werden im Falle von Zweipegel-Mehrfachzuständen vier Kombinationen mit perfekter Kompatibilität zwischen zwei Bändern, die unterschiedliche S/N-Raten und zwei Aufzeichnungs-zWiedergabevorrichtungen mit unterschiedlichen Aufzeichnungs-/Wiedergabedatenraten realisiert. Dies wird einen bemerkenswerten Effekt mit sich bringen. In diesem Fall wird eine NTSC gewidmete Vorrichtung verglichen mit einer HDTV gewidmeten Vorrichtung einfach in ihrer Konstruktion sein. Im Einzelnen wird eine Schaltskala des EDTV-Dekodierers 1/6 der Schaltskala eines HDTV-Dekodierers betragen. Deshalb kann eine Vorrichtung mit niedriger Funktion mit ziemlich geringen Kosten realisiert werden. Die Realisierung von zwei Typen von Aufzeichnungs-M/iedergabevorrichtungen, HDTV und EDTV, mit unterschiedlicher Aufzeichnungs-/Reproduktionsfähigkeit der Bildqualität wird Produkte verschiedenen Typs schaffen, die in einem breiten Preisbereich liegen. Die Benutzer können ein Band unter einer Vielzahl von Bändern frei auswählen, von einem teuren. Band mit hoher S/N-Rate bis zu einem billigeren Band mit niedriger S/N-Rate, je nachdem, wie die Gelegenheit es erfordert, um eine erforderliche Bildqualität zu erfüllen. Es wird nicht nur die Erhaltung einer perfekten Kompatibilität, sondern auch das Erreichen einer erweiterbaren Fähigkeit erzielt, und weitere Kompatibilität mit einem zukünftigen System wird sichergestellt. Folglich wird es möglich sein, langanhaltende Standards für Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtungen aufzustellen. Andere Aufzeichnungsverfahren werden auf dieselbe Weise benutzt werden. Beispielsweise wird eine Mehrpegelaufzeichnung durch Benutzung einer Phasenmodulation, wie sie in der ersten und dritten Ausführungsform erläutert wurde, realisiert werden. Eine Aufzeichnung unter Benutzung von ASK, wie sie in der fünften Ausführungsform erläutert wurde, wird auch möglich sein. Ein Vielfachzustand wird realisiert werden durch Umwandlung der derzeitigen Aufzeichnung von Zweipegel zu Vierpegel und durch Aufteilung in zwei Gruppen, wie in den Fig. 59 (c) und 59 (d) gezeigt ist.

Ein Schaltungsblockdiagramm für ASK ist identisch zu dem in Fig. 84 offenbarten. Neben bereits beschriebenen Ausführungsformen wird auch eine Mehrpegelaufzeichnung durch Benutzung mehrfacher Spuren auf einem Magnetband realisiert werden. Ferner wird eine theoretische Mehrpegelaufzeichnung durch Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit derart, dass entsprechende Daten unterschieden werden, durchführbar.

Kompatibilität mit zukünftigen Standards wird unten beschrieben werden. Das Aufstellen von Standards für Aufzeichnungs-M/iedergabevorrichtungen wie ein VCR wird normalerweise unter Berücksichtigung des in der Praxis verfügbaren Bandes mit der höchsten S/N-Rate durchgeführt. Die Aufzeichnungscharakteristiken von Bändern schreiten rapide voran. Beispielsweise ist die S/N-Rate um mehr als 1OdB verglichen mit dem vor 10 Jahren benutzten Band verbessert worden. Wenn angenommen wird, dass neue Standards nach 10 bis 20 Jahren aufgrund eines Fortschritts der Bandeigenschaft aufgestellt werden, wird ein herkömmliches Verfahren Schwierigkeiten haben, Kompatibilität mit älteren Standards zu erhalten. Tatsächlich sind neue und alte Standards für gewöhnlich in einer Richtung kompatibel oder nicht untereinander kompatibel. Im Gegensatz sind gemäß der vorliegenden Erfindung die Standards zunächst zur Aufzeichnung und/oder Reproduktion des ersten Datenstroms und/oden,des zweiten Datenstroms auf derzeitigen Bändern aufgestellt. Danach wird, wenn die S/N-Rate zukünftig in starkem Maße verbessert wird, ein Datenstrom mit höherem Pegel, z.B. ein dritter Datenstrom, ohne irgendeine Schwierigkeit hinzugefügt werden, solange die vorliegende Erfindung in dem System aufgenommen ist. Beispielsweise wird ein super HDTV VCR, der in der Lage ist, ein Dreipegel-64 SRQAM-Signal aufzuzeichnen oder zu reproduzieren, unter Beibehaltung perfekter Kompatibilität mit den herkömmlichen Standards realisiert werden. Ein Magnetband, das als erstes dritte Datenströme gemäß neuen Standards aufzeichnet, wird natürlich auch in der Lage sein, in der älteren Zweipegel-Magnetwiedergabe-/Aufzeichnungsvorrichtung benutzt zu werden, die zur Aufzeichnung/Reproduktion nur erster und zweiter Datenströme in der Lage ist. In diesem Fall können erste und zweite Datenströme perfekt reproduziert werden, obwohl der dritte Datenstrom nicht reproduziert belassen wird. Deshalb kann ein HDTV-Signal reproduziert werden. Aus diesen Gründen wird als Verdienst die Erweiterung des Umfangs von Aufzeichnungsdaten unter Beibehaltung der Kompatibilität zwischen neuen und alten Standards erwartet.

Zurückkehrend zu der Erläuterung der Wiedergabeoperation von Fig. 84 reproduzieren der Magnetkopf 854 und die Magnetreproduktionsschaltung 853 ein Reproduktionssignal von dem Magnetband 855 und führen es der Modulations-/Demodulationsschaltung 852 zu. Die Demodulationsoperation ist annähernd identisch mit der ersten, dritten und vierten Ausführungsform und wird nicht weiter erläutert. Der Demodulator 760 reproduziert die ersten und zweiten Datenströme D₁ und D₂. Der zweite Datenstrom D₂ ist fehlerkorrigiert mit hohem Codegewinn in einem Trellis-Dekodierer 759b wie etwa einem Vitabidekodierer, um eine niedrige Fehlerrate zu haben. Der Videodekodierer 402 demoduliert D₁ und D₂ Signale, um ein HDTV-Videosignal auszugeben.

Fig. 131 ist ein Blockdiagramm, das eine Dreipegel-Magnetaufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, die einen theoretischen Pegel zusätzlich zu zwei physikalischen Pegeln aufweist. Dieses System ist im Wesentlichen dasselbe wie das von Fig. 84. Der Unterschied besteht darin, dass der erste Datenstrom weiter in zwei Hilfskanäle durch Benutzung eines TDM unterteilt ist, um eine Dreipegelkonstruktion zu realisieren.

Wie in Fig. 131 gezeigt ist, ist ein HDTV-Signal als allererstes in zwei Videosignale im mittleren und niedrigen Frequenzband Dl₁ und D^₂ durch einen 1-1 Videokodierer401c und einen 1-2 Videokodierer 401 d unterteilt und wird danach einem ersten Datenstromeingang 743 der ersten Eingangssektion 742 zugeführt. Der Datenstrom D₁.-,, der eine Bildqualität mit MPEG-Rate aufweist, ist fehlerkorrekturkodiert mit hohem Codegewinn in einem ECC-Kodierer 743a, während der Datenstrom Dl₂ fehlerkorrekturkodiert mit normalen Codegewinn in einem ECC-Kodierer 743b ist. D₁.-) und Dl₂ sind zusammen zeitgemultiplext in einem TDM 743c, um einen Datenstrom D₁ zu ergeben. D₁ und D ₂ sind in zwei Pegelsignale in einem C-CDM 749 moduliert und dann auf dem Magnetband 855 mittels des Magnetkopfes 854 aufgezeichnet.

Bei der Wiedergabeoperation wird ein Aufzeichnungssignal, das durch den Magnetkopf 854 reproduziert wird, in D₁ und D₂ durch einen C-CDM Demodulator 760 in der gleichen Weise wie bei der Erläuterung von Fig. 84 demoduliert. Der erste Datenstrom D₁ wird in zwei Nebenkanäle Dl₁ und Dl₂ mittels des TDM 758c, der in dem ersten Datenstromausgang 758 vorgesehen ist, demoduliert. Die Dli Daten werden in einem ECC-Dekodierer 758a, der einen hohen Codegewinn aufweist, fehlerkorrigiert. Deshalb können die D₁.-, Daten bei einer geringeren S/N-Rate verglichen mit den Dl2 Daten demoduliert werden Ein 1-1 Videodekodierer 402a dekodiert die D₁.! Daten und gibt ein LDTV-Signal aus. Andererseits werden die Dl₂ Daten in einem ECC-Dekodierer 758b, der einen normalen Codegewinn aufweist, fehlerkorrigiert. Deshalb haben die Dl2 Daten einen Schwellenwert hoher S/N-Rate verglichen mit den Dl₁ Daten und werden deshalb nicht demoduliert, wenn ein Sügnalpegel nicht groß ist. Die Dl₂ Daten werden dann in einem 1-2 Videodekodierer 402d demoduliert und mit den D₁-I Daten summiert, um ein EDTV-Signal von breitem NTSC-Grad auszugeben.

Der zweite Datenstrom D₂ ist Vitabi demoduliert in einem Trellis-Dekodierer 759b und fehlerkorrigiert in einem ECC-Dekodierer 759a. Deshalb werden D₂ Daten in ein Videosignal im hohen Frequenzband mittels eines zweiten Videodekodierers 402b umgewandelt und dann mit den D₁.-! und D_v2 Daten summiert, um ein HDTV-Signal auszugeben. In diesem Fall wird ein Schwellenwert der S/N-Rate der D₂ Daten größer gesetzt als derjenige der S/N-Rate der

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Di_2 Daten. Demgemäß werden Dl₁ Daten, d.h. ein LDTV-Signal, von einem Band 855, das eine kleinere S/N-Rate aufweist, reproduziert werden, D₁.-, und Dl₂ Daten, d.h. ein EDTV-Signal, wird von einem Band 855, das eine normale S/N-Rate aufweist, reproduziert werden. Und Dl₁,-D-I.2 und D₂ Daten, d.h. ein HDTV-Signal, werden von einem Band, das eine hohe S/N-Rate, aufweist, reproduziert werden.

Dreipegel-Magnetaufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtungen können auf diese Weise realisiert werden. Wie in der vorstehenden Beschreibung beschrieben wurde, hat das Band 855 eine Wechselbeziehung zwischen S/N-Rate und Kosten. Die vorliegende Erfindung erlaubt Benutzern, gemäß einem Inhalt eines Fernsehprogramms, das sie aufzeichnen wollen, einen Grad eines Bandes auszuwählen, weil Videosignale, die Bildqualitäten von drei Gradstufen aufweisen, in Übereinstimmung mit Bandkosten aufgezeichnet und/oder reproduziert werden können.

Als nächstes wird ein Effekt der Mehrpegelaufzeichnung bezüglich Schnellvorschubwiedergabe beschrieben werden. Wie in einem Aufzeichnungsspurdiagramm von Fig. 132 gezeigt ist, sind eine Aufzeichnungsspur 855a, die einen Azimuthwinkel A aufweist, und eine Aufzeichnungsspur 855b, die einen entgegengesetzten Azimuthwinkel B aufweist, wechselweise auf dem Magnetband 855 angereiht. Die Aufzeichnungsspur 855a hat einen Aufzeichnungsbereich 855c bei ihrem zentralen Anteil und den Rest als D₁^ Aufzeichnungsbereiche 855d, wie es in der Zeichnung bezeichnet ist. Dieses einzigartige Aufzeichnungsmuster ist auf Wenigstens einer der mehrfachen Aufzeichnungsspuren vorgesehen. Der Aufzeichnungsbereich 855c zeichnet einen Rahmen des LDTV-Signals auf. Ein Signal D₂ im hohen Frequenzband ist auf einem D₂ Aufzeichnungsbereich 855e, der einem gesamten Aufzeichnungsbereich der Aufzeichnungsspur 855a entspricht, aufgezeichnet. Dieses Aufzeichnungsformat bewirkt keinen neuen Effekt gegenüber einer Aufzeichnungs-M/iedergabeoperation mit normaler Geschwindigkeit.

Eine Schnellvorschubreproduktion in umgekehrter Richtung erlaubt keinen Magnetkopfverlauf 855f mit einem Azimuthwinkel A, mit der Magnetspur zusammenzufallen, wie es in der Zeichnung gezeigt ist. Da die vorliegende Erfindung den D₁^ Aufzeichnungsbereich 855c bei einem zentralen engen Bereich des Magnetbandes vorsieht, wie es in Fig. 132 gezeigt ist, wird nur dieser Bereich sicher reproduziert, obwohl er mit einer vorbestimmten Wahrscheinlichkeit erscheint. Das in dieser Weise reproduzierte Dm Signal kann eine vollständige Bildebene derselben Zeit demodulieren, obwohl seine Bildqualität ein LDTV vom MPEG1-Pegel ist. Auf diese Weise können mehrere bis mehrere Zig LDTV-Signale mit perfekten Bildern während der Schnellvorschubwiedergabeoperation reproduziert werden wodurch Benutzern

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ermöglicht wird, während der Schnellvorschuboperation auf sichere Weise Bilder zu bestätigen.

Ein Kopfverlauf 855g entspricht einem Kopfverlauf in der umgekehrten Widergabeoperation, wodurch es verständlich wird, dass nur ein Teil der Magnetspur in der umgekehrten Wiedergabeoperation verfolgt wird. Das in 432 gezeigte Aufzeichnungs'/Wiedergabeformat erlaubt jedoch, sogar in solch einer umgekehrten Wiedergabeoperation den D₁₄ Aufzeichnungsbereich zu reproduzieren, und deshalb wird eine Animation vom LDTV-Grad in Abständen ausgegeben.

Demgemäß ermöglicht es die vorliegende Erfindung, eine Bilddarstellung vom LDTV-Grad innerhalb, eines engen Bereichs auf der Aufzeichnungsspur aufzuzeichnen, was in einer Reproduktion in Abständen von beinahe perfekten Standbildern mit einer Bildqualität vom LDTV-Grad während normaler und umgekehrter Schnellvorschubwiedergabeoperation resultiert. Dadurch können Benutzer leicht dargestellte Bilder sogar bei Hocngeschwindigkeitssuche bestätigen.

Als nächstes wird ein weiteres Verfahren beschrieben, um eine Schnellvorschubwiedergabeoperation mit höherer Geschwindigkeit anzusprechen, Ein Dl₁ Aufzeichnungsbereich 855c ist, wie unten rechts von Fig. 132 gezeigt ist, vorgesehen, so dass ein Rahmen eines LDTV-Signals darin aufgezeichnet wird. Weiterhin ist ein enger Dm D2 Aufzeichnungsbereich 855h in einem Teil des Dl₁ Aufzeichnungsbereichs 855c vorgesehen. Ein Nebenkanal Dl₁ in diesem Bereich zeichnet einen Teil der Information auf, die sich auf den einen Rahmen des LDTV-Signals bezieht. Der Rest der LDTV-Information wird in dem D₂ Aufzeichnungsbereich 855j des Dl₁ ■ D₂ Aufzeichnungsbereichs 855h in einer verdoppelten Weise aufgezeichnet. Der Hilfskanal D₂ hat eine Datenaufzeichnungskapazität, die drei- bis fünfmal so groß ist wie die des Hilfskanals Dl₁. Deshalb können die Hilfskanäle Dl₁ und D₂ eine Rahmeninformation des LDTV-Signals auf einem kleineren (1/3-1/5) Bereich des Aufzeichnungsbandes aufzeichnen. Da der Kopfverlauf in noch engeren Bereichen 855h, 855j aufgezeichnet werden kann, sind Zeit und Bereich um 1/3-1/5 verglichen mit einer Kopfverlaufszeit T_Si verringert. Selbst wenn der Verlauf des Kopfes weiter durch Vergrößerung des Schnellvorschubgeschwindigkeitsumfangs geneigt wird, wird die Wahrscheinlichkeit einer Spurverfolgung dieses Bereichs vergrößert werden. Demgemäß werden perfekte LDTV Bilddarstellungen in Abständen reproduziert, selbst wenn die Schnellvorschubgeschwindigkeit bis zu 3 bis 5 mal so stark erhöht wird wie im Fall nur des Hilfskanals Dl₁.

Im Falle eines Zweipegel-VCR ist dieses Verfahren bei der Reproduktion des D₂ Aufzeichnungsbereichs 855j nutzlos, und deshalb wird dieser Bereich in einer Hochgeschwindigkeits-Schnellvorschubwiedergabeoperation nicht reproduziert. Andererseits wird ein Dreipegel-Höchleistungs-VCR Benutzern ermöglichen, eine Bilddarstellung zu bestätigen, selbst wenn eine Schnellvorschubwiedergabeoperation bei einer höheren Geschwindigkeit, die drei- bis fünfmal so hoch ist wie die des Zweipegel-VCR, ausgeführt wird. In anderen Worten wird nicht nur exzellente Bildqualität in Übereinstimmung mit Kosten erhalten, sondern eine maximale Schnellvorschubgeschwindigkeit, die die Reproduktion von Bilddarstellungen ermöglicht, kann in Übereinstimmung mit den Kosten erhöht werden.

Obwohl diese Ausführungsform ein Mehrpegelmodulationssystem benutzt, braucht nicht gesagt zu werden, dass ein normales, z.B. 16 QAM, Modulationssystem, genommen werden kann, um die Schnellvorschubwiedergabeoperation gemäß der vorliegenden Erfindung zu realisieren, soweit eine Kodierung von Bilddarstellungen von mehrfachem Typ ist.

Ein Aufzeichnungsverfahren eines herkömmlichen nicht-vielfachen digitalen VCR, in dem Bilddarstellungen stark komprimiert sind, verteilt Videodaten gleichförmig. Deshalb war es nicht möglich, in einer Schnellvorschubwiedergabeoperation all die Bilddarstellungen einer Bildebene derselben Zeit zu reproduzieren. Das reproduzierte Bild war dasjenige, das aus einer Vielzahl von Bilddarstellungsblöcken bestand, die nicht einander übereinstimmende Zeitbasen hatten. Die vorliegende Erfindung schafft jedoch ein Mehrpegel-HDTV VCR, welches Bilddarstellungsblöcke, die übereinstimmende Zeitbasen haben, auf einer gesamten Bildebene während einer Schnellvorschubwiedergabeoperation reproduzieren kann, obwohl seine Bildqualität vom LDTV-Grad ist. Die Dreipegelaufzeichnung gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Reproduktion eines hoch auflösenden Fernsehsignals, wie eines HDTV-Signals, ermöglichen, wenn das Aufzeichnungs-/Wiedergabesystem eine S/N-Rate aufweist. Inzwischen werden ein Fernsehsignal vom EDTV-Grad, z.B. ein breites NTSC-Signal, oder ein Fernsehsignal vom LDTV-Grad, z.B. ein niedrig auflösendes NTSC-Signal, reproduziert werden, wenn das Aufzeichnungs-A/Viedergabesystem eine niedrige S/N-Rate aufweist oder von minderer Funktion ist. Wie in der vorstehenden Beschreibung beschrieben kann die Magnetaufzeichnungs-A/Viedergabevorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung Bilddarstellungen reproduzieren, die aus demselben Inhalt bestehen, selbst wenn die S/N-Rate gering ist oder eine Fehlerrate hoch ist, obwohl die Auflösung oder die Bildqualität relativ niedrig sind.

Ausführungsform 7

Eine siebte Ausführungsform der vorliegende Erfindung wird zur Ausführung einer vier-Pegei-Videosignalübertragung beschrieben. Eine Kombination der vier-Pegef-Signalübertragung und der vier-Pegel-Videodatenkonstruktion erzeugt einen vier-Pegel Signalversorgungsbereich, wie es in Fig. 91 gezeigt ist. Der vier-Pegel Versorgungsbereich besteht von innen her aus einem ersten 890a, einem zweiten 890b, einem dritten 890cund einem vierten Signalempfangsbereich 89Od. Das Verfahren zum Entwickeln eines solchen vier-Pegel-Sendebereichs wird mehr im einzelnen erläutert

Die vier-Pegel-Anordnung kann ausgeführt werden, indem vier physikalische, unterschiedliche Pegel verwendet werden, die durch Modulation bestimmt sind, oder vier logische Pegel, die durch Datenunterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit definiert sind. Die erstere liefert einen großen Unterschied bei der S/N Rate zwischen zwei benachbarten Pegeln und die S/N Rate muß vergrößert werden, um alle vier Pegel voneinander zu unterscheiden. Der letzteren liegt die Wirkung der Demodulation zugrunde, und eine Differenz bei der S/N Rate zwischen benachbarten Pegeln sollte bei einem Minimum bleiben. Daher wird die vier-Pegel-Anordnung am besten konstruiert, indem ein Kombination von zwei physikalischen Pegeln und zwei logischen Pegeln verwendet wird. Die Unterteilung eines Videosignals in vier Signalpegel wird erläutert.

Fig. 93 ist ein Blockdiagramm einer Teilerschaltung 3, die eine Videoteilerschaltung 895 und vier Komprimiereren 405a, 405b, 405c, 405d umfaßt, die Videoteilerschaltung 895 enthält drei Teilerschaltungen 404a, 404b, 404c, die identisch mit de' Teilerschaltung

404 des ersten Videocodierers 401 ausgebildet sind, der in Fig. 30 gezeigt ist, und die nicht mehr erläutert werden. Ein Eingangsvideosignal wird durch die Teilerschaltung in vier Komponenten unterteilt, H_LV_L für Daten geringer Auflösung, H_HV_H für Daten hoher Auflösung und H_lVh und H_HV_L für Daten mittlerer Auflösung. Die Auflösung von H_LV_L ist die Hälfte derjenigen, des ursprünglichen Eingangssignals.

Das Eingangsvideosignal wird zuerstdurch die Teilerschaltung 404a in zwei, eine hohe und eine niedrige, Frequenzbandkomponente unterteilt, von denen jede in einen horizontalen und einen vertikalen Abschnitt unterteilt wird. Die Zwischenstelle zwischen dem hohen und dem niedrigen Frequenzbereich ist ein Unterteilungspunkt gemäß der Ausführungsform, Daher hat H_LV_L, wenn das Eingangsvideosignal ein Hochauflösungs-Femsehsignal mit einer vertikalen Auflösung von 1000 Zeilen ist, eine vertikale Auflösung von 500 Zeilen und eine horizontale Auflösung mit dem halben Wert.

Jede der zwei Daten, horizontal und vertikal, der niedrigen Frequenzkomponente ΗΛΎ wird weiter durch die Teilerschaltung 404c in zwei Frequenzbandabschnitt unterteilt. Daher hat ein H_LV_L Abschnittsausgang 250 Zeilen an vertikaler Auflösung und 1/4 der ursprünglichen, horizontalen Auflösung. Dieser Ausgang der Teilerschaltung 404c, der als ein LL Signal bezeichnet wird, wird dann durch den Komprimierer 405a zu einem Dm Signal komprimiert.

Die anderen drei höheren Frequenzabschnitte von H_LV_L werden durch einen Mischer 772c zu einem LH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer 405b zu einem Di.2 Signal komprimiert wird. Der Komprimierer 405b kann durch drei Komprimierer ersetzt werden, die zwischen der Teilerschaltung 404c und dem Mischer 772c vorgesehen sind. ■ ■ ·

HlVh, HhV₁/und H_HV_H von der Teilerschaltung 404a werden durch einen Mischer 772a zu einem H_HV_H-H Signal gemischt. Wenn das Eingangssignal so hoch wie 1000 Zeilen · bei der horizontalen und der vertikalen Auflösung ist, hat H_HV_H-H 500 bis 1000 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung. H_HV_H-H wird der Teilerschaltung 404b zugeführt, wo es erneut in vier Komponenten geteilt wird.

Ähnlich hat HlV_l von der Teilerschaltung 404b 500 bis 750 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung und wird als ein HL Signal zu dem Komprimierer 405c übertragen.

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Die anderen drei Komponenten H_lVh, HhV_l und H_HV_H von der Teilerschaltung 404b haben 750 bis 1000 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung und werden durch einen Mischer 772b zu einem HH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer 405d kontrolliert wird und als D₂.₂ Signal geliefert wird. Nach der Komprimierung wird das HL Signal als ein Dm Signal geliefert. Als Ergebnis trägt LL oder Dm eine Frequenzdate von 0 bis 250 Zeilen, LH oder D₁^ trägt eine Frequenzdate von mehr als 250 Zeilen bis zu 500 Zeilen, HL oder Dm trägt eine Frequenzdate von mehr als 500 Zeilen bis zu 750 Zeilen und HH oder D₂.₂ trägt eine Frequenzdate von mehr als 750 Zeilen bis 10Q0 Zeilen, so daß die Teilerschaltung 3 ein vier-Pegel-Signal erzeugen kann. Demgemäß wird, wenn die Teilerschaltung 3 des Senders 1, die in Fig. 87 gezeigt ist, durch die Teilerschaltung der Fig. 93 ersetzt wird, die Übertragung eines vier-Pegel-Signals ausgeführt.

Die Kombination von Mehr-Pegel-Daten und einer Mehr-Pegel-Übertragung ermöglicht, daß ein Videosignal stufenweise bezüglich der Bildqualität proportional zu der S/N Rate während der Übertragung verschlechtert wird, so daß zu der Vergrößerung des Fernsehversorgungsbereichs beigetragen wird. Auf der Empfängerseite ist die Arbeitsweise der Demodulation und Rückgewinnung identisch mit der des zweiten Empfängers der zweiten Ausführurigsform, der in Fig. 88 gezeigt ist und nicht mehr erklärt wird. Insbesondere ist der Mischer 37 zur Videosignalübertragung statt zur Datenkommunikation abgeändert und wird nun mehr im einzelnen erklärt.

Wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist, wird ein empfangenes Signal, nachdem es demodüliert und fehlerkorrigiert worden ist, als eine Gruppe von vier Komponenten D_Vi, D,.₂, Dm > D₂.₂ dem Mischer 37 des zweiten Empfängers 33 der Fig. 88 zugeführt.

Fig. 94ist ein Blockdiagramm eines abgeänderten Mischers 33, in dem Dm, D,._2i Dm, D₂.2 durch ihre entsprechenden Expander 523a, 523b, 523c, 523d jeweils zu einem LL, einem LH, einem HL und einem HH Signal expandiert werden, die zu jenen äquivalenten sind, die zusammen mit Fig. 93 beschrieben worden sind. Wenn die Bandbreite des Eingangssignals 1 ist, hat LL eine Bandbreite von 1/4, LL+LH hat eine Bandbreite von 1/2, LL+LH+HL hat eine Bandbreite von 3/4 und LL+LH+HL+HH hat eine Bandbreite von 1. Das LH Signal wird dann durch eine Teilerschaltung 531a unterteilt und durch ei-

nen Videomischer 548a mit dem LL Signal gemischt. Ein Ausgang des Videomischers 548a wird zu einem H_LV_L Anschluß eines Videomischers 548c übertragen. Der Videomischer 531a ist identisch mit dem des zweiten Decodierers 527 der Fig. 32 und wird nicht mehr erklart. Auch wird das HH Signal durch eine Teilerschaltung 531b unterteilt und einem Videomischer 548b zugeführt. Bei dem Videomischer 548b wird das HH Signal mit dem HL Signal zu einem HhVh-H Signal gemischt, das dann durch eine Teilerschaltung 531c geteilt und zu dem Videomischer 548c geschickt wird. Bei dem Videomischer 548c wird HhVh-H mit dem Summensignal von LH und LL zu einem Videoausgang kombiniejt. Der Videoausgang des Mischers 33 wird dann zu der Ausgangseinheit 36 des zweiten Empfängers übertragen, der in Fig. 88 gezeigt ist, wo er in ein Fernsehsignal zur Abgabe umgewandelt wird. Wenn das Originalsignal 1050 Zeilen vertikale Auflösung hat oder ein Hochauflösungs-Fernsehsignal mit einer Auflösung von ungefähr 1000 Zeilen ist, können seine vier unterschiedlichen Signalpegelkomponenten in ihren entsprechenden Signalempfangsbereichen empfangen werden,-wie es in Fig. 91 gezeigt ist.

Die Bildqualität der vier unterschiedlichen Komponenten wird mehr im einzelnen beschrieben. Die Darstellung der Fig. 92 gibt eine Kombination der Fig. 86 und 91 wieder. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die S/N Rate zunimmt, der Gesamtsignalpegel oder die Größe der Date von 862d auf 862a in Schritten von vier Signalpegeln D₁-I₁Dl₂, D₂.-,, D₂-2 erhöht.

Auch werden, wie es in Fig. 95 gezeigt ist, die vier verschiedenen F'egefkomponenten LL₁ LH, HL und HH proportional zu der S/N Rate angesammelt Genauer gesagt wird die Qualität eines wiedergegebenen Bildes erhöht, wenn der Abstand von einer Senderantenne klein wird. Wenn L=Ld, wird die LL Komponente wiedergegeben. Wenn L=Lc, wird das LL+LH Signal wiedergegeben. Wenn L=Lb, wird da;; LL+LH+HL Signal wiedergegeben. Wenn L=La, wird das LL+LH+HL+HH Signal wiedergegeben. Als Ergebnis wird, wenn die Bandbreite des ursprünglichen Signals 1 ist, die Bildqualität bei 1/4 Schritten der Bandbreite von 1/4 bis 1 in Abhängigkeit von dem Empfangsgebiet verstärkt. Wenn das Originalsignal ein Hochauflösungsfernsehen mit 1000 Linien vertikaler Auflösung ist, hat das wiedergegebene Fernsehsignal 250, 500, 750 und 1000 Linien Auflösung in seinen entsprechenden Empfangsgebieten. Die Bildqualität wird somit in Schritten in Abhängigkeit von dem Pegel eines Signals verändert. Fig. 96 zeigt die Signalausbreitung eines herkömmlichen digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignal-

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übertragungssystems, bei dem keine Signalwiedergabe möglich ist, wenn die S/N Rate kleiner als Vo ist. Auch wird der Signalempfang kaum in den Signalstörungsbereichen, den Schattenbereichen und anderen signalabschwächenden Bereichen, die mit dem . Zeichen χ bezeichnet sind, des Versorgungsbereiches garantiert. Fig. 97 zeigt die Signalausbreitung eines Hochauflösungs-Fernsehsignalübertragungssystems der vorliegenden Erfindung. Wie es gezeigt ist, hat die Bildqualität eine volle 1000 Zeilenqualität in der Entfernung La, wo S/N=a, eine 750 Zeilenquaiität in der Entfernung Lb₁ wo S/N=b, eine 500 Zeilenqualität in der Entfernung Lc, wo S/N=c, und eine 250 Zeilenqualität in der Entfernung Ld, wo S/N=d. Innerhalb des Abstandes La gibt es einige ungüns'tige Bereiche, wo die CN Rate stark abfällt und kein Hochauflösungsfernseh-Qualitätbild wiedergegeben wird. Es versteht sich, daß ein Signal mit geringerer Bildqualität jedoch gemäß dem Mehr-Pegel-Signaiübertragungssystem der vorliegenden Erfindung empfangen und wiedergegeben werden kann. Zum Beispiel ist die Bildqualität eine 750 Zeilenqualität an dem Punkt B in einem Gebäudeschattenbereich, eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt D in einem fahrenden Zug, eine 750 Zeilenqualität an dem Punkt F in einem Geisterzeugungsbereich, eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt G in einem fahrenden Auto und eine 250 Zeiienqualität an dem Punkt L in dem Störungsbereich eines Nachbarsignals. Wie es oben angegeben worden ist, ermöglicht das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung, daß ein Fernsehsignal erfolgreich mit einer Qualität in dem Bereich empfangen wird, wo das herkömmliche System schlecht qualifiziert ist, so daß sein Versorgungsbereich vergrößert wird. Fig. 98 zeigt ein Beispiel der gleichzeitigen Aussendung von vier verschiedenen Fernseh Programmen, bei dem drei Quaiitätsprogramme C₁ B, A auf ihren entsprechenden Kanälen D,.₂, Pm. D₂.₂ übertragen werden, während ein Programm D₁ das identisch mit dem einer lokalen, analogen Fernsehstation ist, auf dem Dm Kanal ausgebreitet wird. Demgemäß können, . während das Programm D mit einem gleichzeitig ausgesendeten Dienst verfügbar gehalten wird, die anderen drei Programme auch in der Luft verbreitet werden, um einen mehrfachen Programmsendedienst anzubieten.

Ausführungsform 8

Nachfolgend wird eine achte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert. Die achte Ausführungsform wendet ein Mehrpegel-Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung zur Übertragung/zum Empfangen in einem drahtlosen Telefonsystem an.

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Fig. 115 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger eines tragbaren Telefons zeigt, in dem ein Telefonkonversationston, der über ein Mikrofon 762 eingegeben ist, in einem Kompressor 405 in Mehrpegeldaten D₁, D₂ und D₃ wie vorstehend beschrieben komprimiert und kodiert wird. Diese D₁', D₂, und D₃ Daten werden zeitlich unterteilt in einer Zeitteilerschaltung 765 in vorbestimmte Zeitschlitze und werden danach in einem Modulator 4 in ein Mehrpegelsignal, z.B. SRQAM, wie vorstehend beschrieben, moduliert. Danach senden eine Antennenteilungseinheit 764 und eine Antenne 22 eine Trägerwelle, die ein moduliertes Signal trägt, welches von einer Basisstation, die später beschrieben wird, empfangen wird und zu anderen Basisstationen oder einem zentralen Telefonaustaiischer weitergesendet wird, um mit anderen Telefonen zu kommunizieren.

Im Gegensatz dazu empfängt die Antenne 22 Sendfunkwellen von anderen Basisstationen als Kommunikationssignale von anderen Telefonen. Ein empfangenes Signal wird in einem Demodulator 45 vom Mehrpegel-Typ, z.B. SRQÄM, in D-i, D₂ und D₃ Daten demoduliert. Eine Zeitgebungsschaltung 767 detektiert Zeitgebungssignale. auf der Basis von demodulierten Signalen. Diese Zeitgebungssignale werden der Zeitteilerschaltung 7(35 zugeführt. Demodulierte Signale D₁, D₂ und D₃ werden einem Expander 503 zugeführt und in ein Tonsignal gespreizt, welches dann zu einem Lautsprecher 763 übermittelt und in Ton umgewandelt wird.

Fig. 116 zeigt ein Blockdiagramm, das exemplarisch eine Anordnung von Basisstationen zeigt, in denen drei Basisstationen 771, 772 und 773 im Zentrum von entsprechenden Emfangszellen 768, 769 und 770 eines Sechsecks oder Kreises platziere sind. Diese Basisstationen 771, 772 bzw. 773 weisen eine Vielzahl von Sende-/Empfangseinheiten 76a-76j auf, die jeweils ähnlich sind zu der von Fig. 115, um Datenkommunikationskanäle entsprechend der Anzahl dieser Sende-ZEmpfangseinheiten zu haben. Eine Basisstationsteuerung 774 ist mit all den Basisstationen verbunden und überwacht immer einen Kommunikationsverkehrsumfang jeder Basisstation. Basierend auf dem Überwachungsergebnis führt die Basisstationssteuerung 774 eine umfassende Systemsteuerung durch einschließlich der Zuweisung von Kanalfrequenzen zu entsprechenden Basisstationen oder der Steuerung von Empfangszellen von entsprechenden Basisstationen.

Fig. 117 ist eine Ansicht, die eine Verkehrsverteilung des Kommunikationsumfangs in einem herkömmlichen, z.B. QPSK, System zeigt. Ein Diagram d=A zeigt Daten 774a und 774b, die eine Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz aufweisen, und ein Diagramm d=ß zeigt Daten

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eine Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz aufweisen, und ein Diagramm d=B zeigt Daten 774c, die eine Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz aulweisen. Eine Summierung dieser Daten 774a, 774b und 774c ergibt Daten 774d, die einen Übertragungsumfang von Ach darstellen, die aus Empfangszellen 768 und 770 bestehen. Die Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz ist gleichmäßig verteilt. Jedoch ist die Bevölkerungsdichte in einem tatsächlichen Stadtgebiet lokal groß in mehreren überfüllten Bereichen 775a, 775b und 775c, welche konzentrierte Gebäude einschließen. Daten 774, die einen Kommunikationsverkehrsumfang darstellen, zeigen mehrere Spitzen an Positionen, die genau diesen überfüllten Bereichen 775a, 775b und 775c entsprechen im Gegensatz zu anderen Bereichen, die einen geringen Kommunikationsumfang aufweisen. Eine Kapazität eines herkömmlichen drahtlosen Telefons wurde gleichmäßig auf 2 Bit/Hz Frequenzeffizienz der gesamten Region gesetzt, wie durch die Daten 774d gezeigt ist, ungeachtet eines tatsächlichen Verkehrsumfangs Tf, der durch die Daten 774e gezeigt ist. Es ist nicht effektiv, dieselbe Frequenzeffizienz ungeachtet des tatsächlichen Verkehrsumfangs zu geben. Um diese Ineffizienz zu kompensieren, haben die herkömmlichen Systeme viele Frequenzen den Regionen, die einen großen Verkehrsumfang haben, zugewiesen, haben die Kanalzahl erhöht oder die Empfangszelle derselben verringert. Eine Erhöhung der Kanalzahl ist jedoch durch das Frequenzspektrum begrenzt. Weiterhin erhöhen herkömmliche Mehrpegelmodusübertragungssysteme, z.B. 16 QAM oder 64 QAM, die Sendeleistung. Eine Verringerung von Empfangszellen wird eine Erhöhung in der Zahl der Basisstationen herbeiführen, was die Einrichtungskosten erhöhen wird.

Es ist für die Verbesserung der Gesamtsystemseffizienz ideal, die Frequenzeffizienz der Region zu erhöhen, die einen größeren Verkehrsumfang aufweist, und die Frequenzeffizienz der Region zu erniedrigen, die einen kleineren Verkehrsumfang aufweist. Ein Mehrpegelsignalübertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung realisiert diese ideale Modifikation. Dies wird unter Bezugnahme auf Fig. 118 erläutert werden, die einen Kommunikationsumfang und eine Verkehrsverteilung gemäß der achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.

Genauer zeigt Fig. 118 Kommunikationsumfänge entsprechender Empfangszellen 770b, 768, 769, 770 und 770a genommen entlang einer Linie A-A'. Die Empfangszellen 768 und 770 benutzen Frequenzen einer Kanalgruppe A, während die Empfangszellen 770b, 769 und 770a Frequenzen einer Kanalgruppe B benutzen, die nicht mit der Kanalgruppe A überlappt. Die Basisstationssteuerung 774, die in Fig. 116 gezeigt ist, erhöht oder erniedrigt die Kanalzahl dieser Kanäle in Übereinstimmung mit dem Verkehrsumfang entsprechender Empfangszellen. In Fig. 118 stellt ein Diagramm d=A eine Verteilung eines Kommunikationsumfangs des A Kanals dar. Ein Diagramm d=B stellt eine Verteilung eines Kommunikationsumfangs des B Kanals dar. Ein Diagramm d=A+B stellt eine Verteilung eines Kommunikations-

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AOS

umfangs aller Kanäle dar. Ein Diagramm Tf stellt einen Kommunikationsverkehrsumfang dar, und ein Diagramm P zeigt eine Verteilung von Gebäuden und Bevölkerung.

Die Empfangszellen 768, 769 und 770 wenden das Mehrpegelsignalübertragungssystem, z.B. SRQAM, an, Deshalb ist es möglich, eine Frequenznutzungseffizienz von 6 Bit/Hz, drei mal so groß wie 2 Bit/Hz von QPSK, in der Nähe der Basisstationen zu erhalten, wie durch Daten 776a, 776b und 776c bezeichnet ist. Inzwischen verringert sich die Frequenznutzungseffizienz in Schritten von 6 Bit/Hz zu 4 Bit/Hz, und von 4 Bit/Hz zu 2 Bit/Hz, wenn man in den Vorstadtbereich geht. Wenn die Übertragungsleistung nicht ausreichend ist, werden 2 Bit/Hz-Bereiche enger als die Empfangszellen von QPSK, bezeichnet durch gepunktete Linien 77a, 77b, 77c. Eine äquivalente Empfangszelle wird jedoch leicht durch geringfügige Erhöhung der Übertragungsleistung der Basisstationen erhalten.

Die UbertragungS'/Empfangsoperation einer mobilen Station, die in der Lage ist, auf ein 64 SRQAM-Signal zu antworten, wird durch Benutzung einer modifizierten QPSK ausgeführt, die durch Setzen eines Verschiebungsumfangs von SRQAM auf S=1 an einem fern von der Basisstation entfernten Ort erhalten wird, durch Benutzung eines 16 SRQAM an einem nicht so weit von derselben entfernten Ort und einer 64 SRQAM an dem nahesten Ort. Entsprechend erhöht sich die maximale Sendeleistung verglichen mit QPSK nicht.

Weiterhin sind Sender/Empfänger vom 4 SRQAM Typ, deren SchaltungskonFig.ation vereinfacht, in einem Blockdiagramm von Fig. 121 gezeigt ist, in der Lage, mit anderen Telefonen zu kommunizieren unter Beibehaltung der Kompatibilität. Dies wird auch der Fall sein in einem Sender/Empfänger vom SRQAM Typ, wie er in einem Blockdiagramm von Fig. 122 gezeigt ist. Als Ergebnis werden drei Telefone unterschiedlichen Typs bereitgestellt, die unterschiedliche Modulationssysteme aufweisen. Eine kleine Größe und ein geringes Gewicht sind wichtig für tragbare Telefone. In dieser Beziehung werden die 4 SRQAM Systeme, die eine einfache SchaltungskonFig.ation aufweisen, für die Benutzer geeignet sein, die ein kleines und leichtes Telefon wollen, obwohl seine Frequenznutzungseffizienz gering ist und deshalb die Kosten eines Anrufs steigen können. Auf diese Weise kann das erfindungsgemäße System für eine breite Vielfalt von Nutzungen geeignet sein.

Wie oben erläutert, wird das Übertragungssystem, das eine Verteilung wie d=A+B von Fig. 118 aufweist, dessen Kapazität lokal geändert wird, verwirklicht. Deshalb wird eine Gesamtfrequenznutzungseffizienz effektiv stark verbessert, wenn das Layout von Basisstationen bestimmt wird, für den tatsächlichen, durch Tf bezeichneten Verkehrsumfang geeignet zu sein. Der Effekt der vorliegenden Erfindung wird besonders groß in einem Mikrozellensystem sein, dessen Empfangszellen kleiner sind und deshalb eine Vielzahl von Hilfsbasisstationen

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erfordert, da eine Großzahl von Hilfsbasisstationen leicht an einem Ort, der einen großen Verkehrsumfang aufweist, installiert werden kann.

Als nächstes wird die Datenzuordnung jedes Zeitschlitzes unter Bezugnahme auf Fig. 119 erläutert, wobei Fig. 119(a) einen herkömmlichen Zeitschlitz und Fig. 119(b) einen Zeitschlitz gemäß der achten Ausführungsform zeigen. Das herkömmliche System führt eine Abwärtsübertragung, d.h. von einer Basisstation zu einer mobilen Station, wie in Fig. 119(a) gezeigt ist, durch, in der ein Synchronisationssignal S durch einen Zeitschlitz 718(a) und Sendesignale zu entsprechenden tragbaren Telefonen von A, B, C Kanälen durch Zeitschlitze 780(b), 780(c) bzw. 780(d) bei einer Frequenz A übertragen werden, Andererseits wird eine Aufwärtsübertragung, d.h. von der mobilen Station zu der Basisstation, derart durchgeführt, dass ein Synchronisationssignal und Sendesignale von a, b, c Kanälen durch Zeitschlitze 781 (a), 781 (b), 781 (c), 781 (d) bei einer Frequenz B übertragen werden.

Die vorliegende Erfindung, die durch ein Mehrpegelsignalübertragungssystem, z.B. 64 SRQAM, gekennzeichnet ist, ermöglicht es, Dreipegel-Daten, bestehend aus D₁, D₂, D₃ von 2 Bit/Hz, wie in Fig. 119(b) gezeigt ist, zu haben. Da beide der A₁ und A₂ Daten durch 16 SRQAM übertragen werden, weisen ihre Zeitschlitze eine zwei mal so hohe Datenrate auf wie durch Schlitze 782(b), 782(c) und 783(b), 783(c) gezeigt ist. Dies bedeutet, dass Ton gleicher Qualität in der halben Zeit übertragen werden kann. Entsprechend wird eine Zeitbreite von entsprechenden Zeitschlitzen 782(b), 782(c) halb so groß. Auf diese Weise kann eine zweifache Übertragungskapazität bei dem Zweipegel-Bereich 776, der in Fig. 118 gezeigt ist, d.h. in der Nähe der Basisstation, erreicht werden.

Auf dieselbe Art führen Zeitschlitze 782(g), 783(g) die Übertragung/den Empfang von E1 Daten unter Benutzung eines 64 SRQAM Signals durch. Da die Übertragungskapazität drei mal so groß ist, kann ein Zeitschlitz für drei Kanäle von E₁, E₂, E₃ benutzt werden. Dies würde für eine Region benutzt werden, die noch näher zur Basisstation liegt. Dadurch kann eine bis zu drei mal so große Kommunikationskapazität im selben Frequenzband erreicht werden. Eine tatsächliche Übertragungseffizienz würde jedoch auf 90% verringert werden. Zur Steigerung des Effekts der vorliegenden Erfindung ist es wünschenswert, dass die Sendeumfangsverteilung gemäß der vorliegenden Erfindung mit der regionalen Verteilung des tatsächlichen Verkehrsumfangs so perfekt wie möglich übereinstimmt.

In der Tat besteht ein tatsächlicher städtischer Bereich aus einem überfüllten Gebäudebezirk und einer Grüngürtelzone, die diesen Gebäudebereich umgibt. Sogar ein tatsächlicher Vorstadtbereich besteht aus einem Wohnbezirk und Feldern oder einem Wald, der diesen Wohnbezirk umgibt. Diese städtischen und vorstädtischen Bereiche ähneln sich in der Verteilung der Tf Diagramme. Dadurch wird die Anwendung der vorliegenden Erfindung effektiv.

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Fig. 120 ist ein Diagramm, das Zeitschlitze durch das TDMA Verfahren zeigt, wobei Fig. 120(a) ein herkömmliches Verfahren und Fig. 120(b) die vorliegende Erfindung zeigt. Das herkömmliche Verfahren benutzt Zeitschlitze 786(a), 786(b) zur Übertragung an tragbare Telefone von A, B Kanälen bei derselben Frequenz und Zeitschlitze 787(a), 787(b) zur Übertragung von denselben, wie in Fig. "120(a) gezeigt ist. Im Gegensatz dazu benutzt der 16 SRQAM Modus der vorliegenden Erfindung einen Zeitschlitz 788(a) zum Empfang von einem A₁ Kanal und einen Zeitschlitz 788(c) zum Senden zu einem A₁ Kanal, wie in Fig. 120(b) gezeigt ist. Eine Breite des Zeitschlitzes wird näherungsweise ¹A Im Falle eines 64 SRQAM Modus wird ein Zeitschlitz 788(i) zum Empfang von einem D₁ Kanal und ein Zeitschlitz 788(I) zum Senden an einen D₁ Kanal benutzt. Eine Breite des Zeitschlitzes wird näherungsweise 1/3.

Um elektrische Leistung zu sparen, wird ein Senden vom E₁ Kanal durch Benutzung eines normalen 4 SRQAM Zeitschlitzes 788(r) durchgeführt, während ein Empfang von einem E₁ Kanal durch Benutzung eines 16 SRQAM Zeitschlitzes 788(b), der ein /4 Zeitschlitz ist, durchgeführt wird.

Die Übertragungsleistung wird sicher unterdrückt, obwohl Kommunikationskosten aufgrund einer langen Belegungszeit steigen können. Dies wird für ein kleines und leichtes tragbares Telefon, das mit einer kleinen Batterie ausgestattet ist, oder wenn die Batterie beinahe leer ist, effektiv sein.

Wie in der vorstehenden Beschreibung beschrieben ist, ermöglicht es die vorliegende Erfindung, die Verteilung der Sendekapazität so zu bestimmen, dass sie mit der tatsächlichen Verkehrsverteilung übereinstimmt, um dadurch die Sendekapazität wesentlich zu erhöhen. Weiterhin erlaubt die vorliegende Erfindung Basisstationen oder mobilen Stationen, eine von zwei oder drei Übertragungskapazitäten frei auszuwählen. Wenn die Frequenznutzungseffizienz geringer gewählt wird, wird der Leistungsverbrauch erniedrigt. Wenn die Frequenznutzungseffizienz höher gewählt wird, werden Kommunikationskosten gespart. Darüber hinaus wird der Einsatz eines 4 SRQAM Modus, der eine kleinere Kapazität hat, die Schaltung vereinfachen und die Größe und Kosten des Telefons reduzieren. Wie in den vorstehenden Ausführungsformen erläutert wurde, besteht ein Kennzeichen der vorliegenden Erfindung darin, dass Kompatibilität zwischen all den beteiligten Stationen erhalten bleibt. Auf diese Weise erhöht die vorliegende Erfindung nicht nur die Sendekapazität, sondern erlaubt es, Kunden mit einer breiten Vielfalt von Serien von einem Superminitelefon bis zu einem Hochleistungstelefon zu versorgen.

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Ausführunqsform 9 j

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Nachfolgend wird eine neunte Ausführurpgsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Die neunte Ausführungsform wendet diese Erfindung in einem OFDM Übertragungssystem an. Fig. 123 ist ein Blockdiagramm eines OFDM Senders/Empfängers, und Fig. 124 ist ein Diagramm, das ein Prinzip einer OFDM Aktion zeigt. Ein OFDM ist eines von FDM und |hat eine bessere Effizienz bezüglich Frequenznut-

zung verglichen mit einer allgemeinen F|DM, da ein FDM zwei benachbarte Träger derart

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setzt, dass sie um 90° zueinander verschoben sind. Weiterhin kann ein FDM Mehrwegstörung wie etwa ein Störbild (ghost) ertragen und kann deshalb für die digitale Musikübertragung oder die digitale Femsehübertragung angewendet werden.

Wie in dem Prinzipdiagramm von Fig. 124 gezeigt ist, wandelt ein OFDM ein Eingangssignal

in Daten, die auf einer Frequenzachse 793 an In-

durch einen Serien-Parallel-Wandler 791

tervallen von 1/ts verteilt sind, so dass Nebenkanäle 794a-794e erzeugt werden. Dieses Sig

nal ist invers-FFT-gewandelt durch einen in ein Signal auf der Zeitachse 799, um

Modulator 4, welcher eine inverse FFT 40 aufweist, ein Sendesignal 795 zu erzeugen. Dieses inverse

FFT Signal wird während eines effektiven Zeichenanteils 796 der Zeitspanne ts gesendet. Ein Schutzintervall 797, das einen Betrag tg aufweist, ist zwischen entsprechenden Zeichenanteilen geschaffen.

Eine Sende-/Empfangsaktion eines HDTV-Signals gemäß dieser neunten Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf das Blockdijagramm von Fig. 123 erläutert, welches ein Hybrid OFDM-CCDM System zeigt. Ein eingegebenes HDTV-Signal wird von einem Videokodierer 401 in Dreipegel-Videosignale, ein Videosignal im niedrigen Frequenzband Dl₁, ein Videosignal im mittleren-niedrigen Frequenzband D₁^ und ein Videosignal im hohen-mittlerenniedrigen Frequenzband D₂, getrennt und einer Eingangssektion 742 zugeführt.

In einem ersten Datenstromeingang 743 wird ein D₁.! Signal mit hohem Codegewinn ECC-kodiert, und ein D₁^ Signal wird mit norrhalem Codegewinn ECC-kodiert. Ein TDM 743 führt

Zeit-Divisions-Multiplex von D₁., und D₁^ Signalen durch, um ein D₁ Signal zu erzeugen, welches dann einem D₁ Serien-Parallel-Wahdler 791d in einem Modulator 852a zugeführt wird. Das D₁ Signal besteht aus η Teilen von parallelen Daten, welche in erste Eingänge von π Teilen eines C-CDM Modulators 4a bzw.!4b eingegeben werden.

Andererseits wird das Signal D₂ im hohen J Frequenzband einem zweiten Datenstromeingang 744 der Eingangssektion 742 zugeführt, in der das D₂ Signal in einem ECC 744a ECC-kodiert (Fehlerkorrekturcodekodiert) und dann in einem Trellis-Kodierer 744b Treliis-kodiert wird. Danach wird das D₂ Signal an einen D₂ Serien-Parallel-Wandler 791b des Modulators 852a geliefert und in η Teile von parallelen Daten gewandelt, die in zweite Eingänge der η Teile des C-CDM Modulators 4a bzw. 4b eingegeben werden.

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Die C-CDM Modulatoren 4a, 4b bzw. 4c erzeugen 16 SRQAM Signale auf Basis der D₁ Daten des ersten Datenstromeingangs und der D₂ Daten des zweiten Datenstromeingangs. Diese π Teile des C-CDM Modulators haben voneinander verschiedene Träger. Wie in Fig. 124 gezeigt ist, sind die Träger 794a, 794b, 794c auf der Frequenzachse 793 derart angereiht, dass zwei benachbarte Träger um 90° phasenverschoben zueinander liegen. Derart C-CDM modulierte η Teile des modulierten Signals werden der inversen FFT-Schaltung 40

zugeführt und von der Frequenzachsendimension 793 auf die Zeitachsendimension 790 abgebildet. Dadurch werden Zeitsignale 796a, 796b, die eine effektive Zeichenlänge ts aufweisen, erzeugt. Zwischen den effektiven Zeichenzeitzonen 796a und 796b wird eine Schutzintervallzone 797a von Tg Sekunden geschaffen, um Mehrwegstörungen zu vermindern. Fig. 129 ist ein Graph, der einen Zusammenhang zwischen Zeitachse und Signalpegel zeigt. Die Schutzzeit Tg des Schutzintervallbandes| 797a wird dadurch bestimmt, dass Mehrwegbeeinflussung und Signalnutzung berücksichtigt wird. Dadurch, dass die Schutzzeit Tg länger einstellt wird als die Mehrwegbeeinflussungszeit, z.B. ein Femsehstörungssignal, werden modulierte Signale der inversen FFT-Schaltung 40 durch einen Parallel-Serien-Wandler 4e in ein Signal gewandelt und dann von einer Sendeschaltung 5 als ein HF-Signal gesendet.

Als nächstes wird die Wirkungsweise eihes Empfängers 43 beschrieben. Ein empfangenes Signal,, das als zeitbasiertes Zeichensignal 796e der Fig. 124 gezeigt ist, wird einer Eingangsschaltung 24 von Fig. 123 zugeführt. Das empfangene Signal wird dann in ein digitales Signal in einem Demodulator 852b gehandelt und weiter in Fourierkoeffizienten in einem FFT 40a geändert. Dadurch wird das Signal von der Zeitachse 799 auf die Frequenzachse 793 wie in Fig. 124 gezeigt abgebildet. Das heißt, das zeitbasierte Zeichensignal wird in frequenzbasierte Träger 794a, 794b gewandelt. Da diese Träger in um 90° phasenverschobener Beziehung zueinander stehen, ist es möglich, entsprechend modulierte Signale abzutrennen. Fig. 125(b) zeigt ein derart demoduliertes 16 SRQAM Signal, welches dann entsprechenden C-CDM Demodulatoren 45a, 45b eines C-CDM Demodulators 45 zugeführt wird, in dem das demodulierte 16 SRQAM Signal in Mehrpegel-Nebensignale D₁, D₂ demoduliert wird. Diese Nebensignale D₁ und D₂ werden weiter demoduliert durch einen D₁ Parallel-Serien-Wandler 852a und einen D₂ Parallel-Serien-Wandler 852b in die originalen D₁ und D₂ Signale.

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Da das Signalübertragungssystem vom C-CDM Mehrpegel-Typ, gezeigt in Fig. 125(b), ist, werden beide D₁ und D₂ Signale unter besseren Empfangsbedingungen demoduliert, aber nur das D₁ Signal wird unter schlechteren Empfangsbedingungen, z.B. bei niedriger S/N-Rate, demoduliert werden. Das demodulierte D₁ Signal wird in einer Ausgangssektion 757 demoduliert. Da das Dm Signal einen höheren ECC-Codegewinn verglichen mit dem D₁^

Signal aufweist, wird ein Fehlersignal des^ D_Vi Signals sogar unter einer schlechteren Emp-

fangsbedingung reproduziert.

Das DLi Signal wird von einem 1-1 Videodekodierer 402c in ein Signal im niedrigen Frequenzband gewandelt und als ein LDTV ausgegeben, und das Dl₂ Signal wird von einem 1-2 Videodekodierer 402d in ein Signal im mittleren Frequenzband gewandelt und als EDTV ausgegeben.

Das D₂ Signal wird von einem Treliis-Dekodierer 759b Trellis-dekodiert und von einem zwei-

ten Videodekodierer 402b in ein Signal im hohen Frequenzband gewandelt und als ein HDTV Signal ausgegeben. Ein LDTV Signal wird nämlich nur im Falle des Signals im niedrigen Frequenzband ausgegeben. Ein EDiTV Signal von breitem NTSC-Grad wird ausgegeben, wenn das Signal im mittleren Frequenzband zu dem Signal im niedrigen Frequenzband addiert wird, und ein HDTV Signal wird erzeugt durch Addieren von Signalen im niedrigen, mittleren und hohen Frequenzband. Genauso wie bei der vorherigen Ausführungsform kann ein Fernsehsignal, welches eine Bildqualität aufweist, die von einer Empfangs-S/N-Rate abhängt, empfangen werden. Dadurch realisiert die neunte Ausführungsform ein neues Mehrpegel-Signalübertragungssystem durch Kombination eines OFDM und eines C-CDM, welches nicht durch das OFDM alleine erhalten wurde.

Ein OFDM ist sicherlich stark gegen Mehrweg wie etwa Fernsehstörungssignale, da die Schutzzeit Tg ein Interferenzsignal des Mehrwegs absorbieren kann. Entsprechend ist das OFDM auf die digitale Femsehübertragüng für Kraftfahrzeugfernsehempfänger anwendbar. Inzwischen wird kein OFDM Signal empfangen, wenn die S/N-Rate geringer als ein vorbestimmter Wert ist, da sein Signalübertraglungsmuster nicht vom Mehrpegel-Typ ist.

Die vorliegende Erfindung kann jedoch

diesen Nachteil durch Kombination des OFDM mit

dem C-CDM lösen, wobei dadurch eine allmähliche Abnahme, abhängig von der S/N-Rate in einem Videosignalempfang, realisiert wiijd, ohne durch Mehrwegübertragung gestört zu werden. !

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Wenn ein Fernsehsignal in einem abgeteilten Raum eines Fahrzeugs empfangen wird, wird nicht nur der Empfang durch Mehrwegübertragung gestört, sondern es wird auch die S/N-Rate verschlechtert. Deshalb wird der Übertragungsversorgungsbereich einer Fernsehübertragungsstation nicht wie erwartet erweitert werden, wenn die Gegenmaßnahme nur für

Mehrwegübertragung vorgesehen ist. !

Andererseits wird ein Empfang eines Fernsehsignal wenigstens vom LDTV-Grad durch die Kombination mit dem Mehrpegei-Übertragungs-C-CDM sichergestellt, selbst wenn die S/N-Rate deutlich verringert ist. Da die Größe der Bildfläche eines Fahrzeugfernsehgeräts normalerweise geringer als 100 Inch ist, wird ein Fernsehsignal von LDTV-Grad eine ausrei-

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chende Bildqualität bereitstellen. Dadurch iwird der Versorgungsbereich vom LDTV-Grad des Kraftfahrzeugfernsehens stark erweitert. Wenn ein OFDM in einem gesamten Frequenzband eines HDTV Signals benutzt wird, können die derzeitigen Halbleitertechnologien nicht verhindern, dass die Schaltungsskala so weitj ansteigt.

Nun wird ein OFDM Verfahren zum Senden nur eines D₁.! eines Fernsehsignals im niedrigen Frequenzband unten beschrieben. Wie in einem Blockdiagramm in Fig. 138 gezeigt ist, wer-

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den eine Komponente D₁^ im mittleren Frequenzband und eine Komponente D₂ im hohen

Frequenzband eines HDTV Signals in ei'nem C-CDM Modulator 4a gemultiplext und dann durch ein FDM 4Od bei einem Frequenzband A gesendet.

Andererseits wird ein von einem Empfänger 43 empfangenes Signal zu allererst von einem FDM 4Oe Frequenz geteilt und dann von einem C-CDM Demodulator 4b der vorliegenden Erfindung demoduliert. Danach wird das {derart C-CDM demodulierte Signal in mittlere und hohe Frequenzkomponenten des HDTV iin gleicher Weise wie in Fig. 123 reproduziert. Eine Operation eines Videodekoders 402 ist identisch zu der der Ausführungsformen 1, 2.und 3 und wird nicht weiter erläutert. i

Inzwischen wird das D₁.-, Signal, ein Signal im niedrigen Frequenzband vom MPEG1-Grad

des HDTV, durch einen Serien-Parallel-Vyandler 791 in ein paralleles Signal gewandelt und

einem OFDM Modulator 852c zugeführt, |der eine QPSK oder 16 QAM Modulation ausführt. Nachfolgend wird das D₁.-, Signal von einem inversen FFT 40 in ein zeitbasiertes Signal gewandelt und bei einem Frequenzband B durch den FDM 4Od gesendet.

Andererseits wird ein von dem Empfänger 43 empfangenes Signal in dem FDM 4Oe frequenzgeteilt und dann in eine Anzahl von frequenzbasierten Signalen in einem FFT 40a des OFDM Modulators 852d gewandelt. Danach werden frequenzbasierte Signale in entsprechenden Demodulatoren 4a, 4b demoduliert und einem Parallel-Serien-Wandler 882a zuge-

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führt, worin ein D₁., Signal demoduliert wird. Dadurch wird ein D_Vi Signal vom LDTV-Grad

von dem Empfänger 43 ausgegeben. ί

Auf diese Weise wird nur ein LDTV Signal OFDM-moduliert in der Mehrpegel-Signalübertragung. Das System von Fig. 138 ermöglicht es, eine komplizierte OFDM Schaltung nur für ein LDTV Signal· zu schaffen. Eine Bitrate des LDTV Signals ist 1/20 von der eines HDTV. Deshalb wird der Schaltungsmaßstab des OFDM auf 1/20 verringert, was in einer herausragenden Verringerung des gesamten Schaltmaßstabes resultiert.

Ein OFDM Signalübertragungssystem ist stark gegen Mehrwegübertragung und wird bald auf eine mobile Station angewendet werden, wie etwa ein tragbares Fernsehgerät, ein Fahr-Zeugfernsehgerät oder einen digitalen Musikrundfunkempfänger, der stärker und variabler Mehrwegübertragungsstörung ausgesetzt ist. Für derartige Nutzungen ist eine kleine Bild-

größe von weniger als 10 Inch, 4 bis 8 llnch, die Hauptrichtung. Es wird deshalb geschätzt,

dass die OFDM Modulation eines hochauflösenden Fernsehsignals wie etwa HDTV oder EDTV einen geringeren Effekt bringen Wird. In anderen Worten würde der Empfang eines Fernsehsignals vom LDTV-Grad für Fahrjzeugfernsehen ausreichend sein.

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Im Gegensatz dazu ist bei einer festen Station wie etwa einem Heimfernsehgerät Mehrwegübertragung konstant. Deshalb ist eine Gegenmaßnahme gegen Mehrwegübertragung relativ einfach. Ein geringerer Effekt wird für solch eine feste Station durch OFDM gebracht, außer in einem Störbildbereich. Die Benutzung von OFDM für Komponenten im mittleren und hohen Frequenzband von HDTV ist nicht vorteilhaft angesichts des gegenwärtigen Schaltungsmaßstabes von OFDM, der noch groß ist.

Entsprechend kann das Verfahren der vorliegenden Erfindung, in der OFDM nur für ein Fernsehsignal im niedrigen Frequenzband benutzt wird, wie in Fig. 138 gezeigt ist, den Schaltungsmaßstab des OFDM auf weniger als 1/10 verringern, ohne einen inhärenten OFDM Effekt zu verlieren, welcher in der Lage ist, Mehrwegübertragungsstörung von LDTV stark beim Empfang an einer mobilen Station wie etwa einem Kraftfahrzeug zu verringern.

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Obwohl die OFDM Modulation von Fig. 138 nur für ein D₁., Signal durchgeführt wird, ist es

auch möglich, Dm und D₁., durch OFDM

zu modulieren. In solch einem Fall wird eine C-

CDM Zweipegel-Signalübertragung zur Übertragung von D₁., und Dv2 benutzt. Dadurch wird eine Mehrpegel-Rundfunkübertragung für bin Fahrzeug wie etwa ein Kraftfahrzeug realisiert, die stark gegen Mehrwegübertragung ist. Sogar in einem Fahrzeug wird der allmähliche Anstieg in einer derartigen Weise realisiert, dass LDTV und SDTV Signale mit Bildqualitäten empfangen werden, die von dem Empfangssignalpegel oder der Antennenempfindlichkeit abhängen.

Die Mehrpegel-Signalübertragung gemäß der vorliegenden Erfindung ist auf diese Weise

durchführbar und erzeugt verschiedene Effekte, wie vorstehend beschrieben wurde. Wenn die Mehrpegel-Signalübertragung der vorliegenden Erfindung bei einem OFDM eingebaut wird, wird es femer möglich werden, ein System zu schaffen, das stark gegen Mehrwegübertragung ist, und den Datenübertragungsgrad entsprechend einer Änderung des empfangbaren Signalpegels zu ändern.

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Das Mehr-Pegel Signalübertragungsverfahren der vorliegenden Erfindung soll die Verwendung von Frequenzen erhöhen, mag aber nicht für alle die Übertragungssyste-

me geeignet sein, da es bei einigen Empfängerarten bewirkt, daß die Energieverwendung geschwächt wird. Es ist eine gute Idee zur Verwendung mit einem Satellitenkom-,

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munikationssystem für ausgewählte Teilnehmer, äußerst fortschrittliche Sender und Empfänger zu verwenden, die zur besten Verwendung der anwendbaren Frequenzen und der Energie konstruiert sind. Ein Signalübertragungssystem für einen solchen bestimmten ZweckJst nicht an die vorliegende Erfindung gebunden..

Die vorliegende Erfindung ist vorteilhaft zur Verwendung mit einem Satelliten- oder terrestrischen Fernsehdienst, der im Wesentlichen bei den gleichen Normen seit bereits 50 Jahren betrieben wird. Während der Dienstdauer müssen die Sendenormen nicht . geändert werden, aber Verbesserungen werden von Zeit zu Zeit entsprechend aktualisierten, technologischen Errungenschaften vorgesehen. Insbesondere wird die Energie zur Signalübertragung sicherlich bei irgendeinem Satelliten erhöht. Jede Fernsehstation sollte einen kompatiblen Dienst liefern., um einen Femseh Programrnsignalempfang mit irgendeiner Art Empfänger zu garantieren, der von den heutigen allgemeinen bis zu den modernsten in der Zukunft reicht. Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung kann einen kompatiblen Fernsehdienst für beide bestehenden.NTSC und Hoch-

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auflösungs-Femsehsysteme liefern, iund auch eine zukünftige Erweiterung sicherstellen,

um sich einer Massendatenübenragung anzupassen.

Die vorliegende Erfindung betrifft vielmehr die Frequenzverwendung als die Energienutzung. Die Signalempfangsempfindlichkeit von jedem Empfänger ist unterschiedlich in Abhängigkeit von einem Signalzustandspegel ausgestaltet, der empfangen wird, so daß die Übertragungsleistung eines Senderjs nicht stark erhöht werden muß. Daher können bestehende Satelliten, die eine kleine Energie zum Empfang und zur Übertragung eines Signals anbieten, am besten mit dem System der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Das System ist auch ausgebildet, die gleichen Normen entsprechend einer Zunahme bei der Übertragungsenergie in der Zukunft auszuführen und die Kompatibilität zwischen Empfängern alten und neuen Typs anzubieten. Des weiteren ist die vorliegende Erfindung vorteilhafter zur Verwendung mit den Satellitenfernsehnormen.

Das Meär-Pegel. Signalübertragungsverfahren der vorliegenden Erfindung wird bevorzugter für einen terrestrischen Fernsehdienst verwendet; bei dem die Energieverwendung nicht kritisch verglichen mit dem Satellitenfernsehdienst ist. Die Ergebnisse-

sind derart, daß die Signalabschwäctjiungsbereiche in einem Versorgungsbereich, der einem herkömmlichen, digitalen Hocfhauflösungsfemsehsystem zugeordnet ist, beträchtlich in der Ausdehnung verringert sind, und es wird auch die Kompatibilität eines Hochauflösungsfernsehempfängers oder einer Anzeigeeinrichtung mit dem bestehenden NTSC System erhalten. Des weiteren wird der Versorgungsbereich wesentlich vergrößert, so daß Programmanbieter und Sponsoren mehr Zuschauer vorfinden können. Obgleich sich die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auf 16 und 32 QAM

Verfahren beziehen, werden andere

Modulationstechniken einschließlich 64, 128 und

256 QAM mit gleichem Erfolg verwendet. Auch Mehrfach-PSK, ASK und FSK Techniken sind anwendbar, wie es bei den Ausfjührungsformen beschrieben worden ist.

Ein Kombination von TDM mit SRQa'm der vorliegenden Erfindung ist oben beschrieben worden. Jedoch kann die SRQAM der vorliegenden Erfindung auch mit irgendeinem von FDM, CDMA und Frequenzverteilungskommunikationssystemen verwendet werden.

Claims (6)

Ansprüche

1. Eine Signalübertragungsvorrichtung (1) zum Übertragen eines ersten und eines zweiten Datenstroms, umfassend:

einen Modulator (4) zum Zuordnen jedes genannten Datenstroms zu einer entsprechenden Konstellation in einem Vektorraumdiagramm, um modulierte Signale zu erzeugen, wobei die Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ersten Datenstrom verschieden von der Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten zweiten Datenstrom ist,

einen inversen Fast-Fourier-Transformator (IFFT; 40) zum Konvertieren der modulierten Signale in ein IFFT-konvertiertes Signal, und

einen Sender (5) zum Übertragen des IFFT-konvertierten Signals,

wobei der genannte erste Datenstrom Daten zur Demodulation einschließlich der Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten zweiten Datenstrom und Synchronisationsdaten aufweist.

2. Eine Signalempfangsvorrichtung (33, 43) umfassend:

einen Fast-Fourier-Transformator (FFT; 40a) zum Konvertieren eines empfangenen Signals in ein FFT-konvertiertes Signal,

wobei das genannte empfangene Signal eine Information eines ersten und eines zweiten Datenstroms aufweist, wobei jeder genannte Datenstrom einer entsprechenden Konstellation in einem Vektorraumdiagramm zugeordnet ist und wobei die Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ersten Datenstrom verschieden von der Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten zweiten Datenstrom ist,

wobei der genannte erste Datenstrom Daten zur Demodulation einschließlich der Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten zweiten Datenstrom und Synchronisationsdaten aufweist, und

einen Demodulator (45) zum Demodulieren des FFT-konvertierten Signals, um den genannten ersten Datenstrom und den genannten zweiten Datenstrom zu erzeugen, wobei der genannte zweite Datenstrom entsprechend den genannten Daten zur Demodulation erzeugt wird.

3. Ein Signalübertragungssystem, das eine Signalübertragungsvorrichtung (1) gemäß Anspruch 1 und eine Signalempfangsvorrichtung (33, 43) gemäß Anspruch 2 umfasst.

4. Ein Signalübertragungsverfahren zum Übertragen eines ersten und eines zweiten Datenstroms, umfassend:

einen Modulationsschritt zum Zuordnen jedes genannten Datenstroms zu einer entsprechenden Konstellation in einem Vektorraumdiagramm, um modulierte Signale zu erzeugen, wobei die Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ersten Datenstrom verschieden von der Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten zweiten Datenstrom ist,

einen inversen Fast-Fourier-Transformationsschritt (IFFT) zum Konvertieren der modulierten Signale in ein IFFT-konvertiertes Signal, und

einen Sendeschritt zum Übertragen des IFFT-konvertierten Signals,

wobei der genannte erste Datenstrom Daten zur Demodulation einschließlich der Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten zweiten Datenstrom und Synchronisationsdaten aufweist.

5. Ein Signalempfangsverfahren umfassend:

einen Fast-Fourier-Transformationsschritt (FFT) zum Konvertieren eines empfangenen Signals in ein FFT-konvertiertes Signal,

wobei das genannte empfangene Signal eine Information eines ersten und eines zweiten Datenstroms aufweist, wobei jeder genannte Datenstrom einer entsprechenden Konstellation in einem Vektorraumdiagramm zugeordnet ist und wobei die Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ersten Datenstrom verschieden von der Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten zv/eiten Datenstrom ist,

wobei der genannte erste Datenstrom Daten zur Demodulation einschließlich der Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten zweiten Datenstrom und Synchronisationsdaten aufweist, und

einen Demodulationsschritt (45) zum Demodulieren des FFT-konvertierten Signals, um den genannten ersten Datenstrom und den genannten zweiten Daten-

strom zu erzeugen, wobei der genannte zweite Datenstrom entsprechend den genannten Daten zur Demodulation erzeugt wird.

6. Ein Signalübertragungs- und -empfangsverfahren, das ein Signalübertragungverfahren gemäß Anspruch 4 und ein Signalempfangsverfahren gemäß Anspruch 5 umfasst.