DE69232529T9 - Signaluebertragungssystem - Google Patents
SignaluebertragungssystemInfo
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Description
In einem dritten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Signalübertragungssystem mit
einer Signalübertragungsvorrichtung und einer Signalempfangsvorrichtung geschaffen.
Beim Betrieb werden das Eingangssignal, das einen ersten Datenstrom von g Werten
enthält, und ein zweiter Datenstrom der Modulatorschaltung des Senders zugeführt, wo
eine abgeänderte m-Bit QAM Trägerwelle erzeugt wird, die m Signalpunkte in einem
Vektorfeld darstellt. Die m Signalpunkte werden in g Signalpunktgruppen unterteilt, denen
jeweils die g Werte des ersten Datenstroms zugeordnet werden. Auch werden Daten des zweiten Datenstroms m/g Signalpunkte oder Untergruppen von jeder Signalpunktgruppe
zugeordnet. Dann wird ein sich ergebendes Übertragungssignal von der
Übertragungsschaltung übertragen. Ebenso kann sich ein dritter Datenstrom ausbreiten.
Bei dem Empfänger wird der erste Datenstrom des Übertragungssignäls zuerst demoduliert,
indem m Signalpunkte in einem Signalraumdiagramm in g Signalpunktgruppen aufgeteilt werden. Dann wird der zweite Datenstrom demoduliert, indem m/g Werte m/g
Signalpunkten von jeder entsprechenden Signalpunktgruppe zur Rekonstruktion des ersten und des zweiten Datenstroms zugeordnet werden. Wenn der Empfänger bei
m=g ist, werden die g Signalpunktgruppen wieder verlangt und den g Werten zur Demodulation
und Rekonstruktion des ersten Datenstroms zugeordnet.
Beim Empfang des gleichen Übertragungssignals von dem Sender kann ein Empfänger,
der mit einer großformatigen Antenne ausgerüstet und der Modulation einer großen Datenmenge
fähig ist, den ersten und den zweiten Datenstrom wiedergewinnen. Ein Empfanger,
der mit einer kleinformatigen Antenne ausgerüstet und einer Modulation einer kleinen Datenmenge fähig ist, kann nur den ersten Datenstrom wiedergewinnen. Demgemäß
wird die Kompatibilität des Signalübertragungssystems sichergestellt. Wenn der
erste Datenstrom ein NTSC Fernsehsignal oder die niedere Ferquenzbandkomponente
eines Hochauflösungs-Fernsehsignals ist, und der zweite Datenstrom eine hohe Frequenzbandkomponente
des Hochauflösungs-Fernsehsignals ist, kann der Modulationsempfänger für eine kleine Datenmenge das NTSC Fernsehsignal rekonstruieren und
der Modulationsampfänger für eine große.Datenmenge kann das Hochaufiösungs-Fernsehsignai
rekonstruieren. Es versteht sich, daß ein digitaler NTSC/Hochauflösungs-
. β
' »» ♦· ft»
Fernsehdienst gleichzeitig machbar ist, wobei die Kompatibilität des Signalübertragungssystems
der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Insbesondere kann ein Empfänger, der einer Demodulation von η-Bit Daten fähig ist, π Bits von einer mit mehreren
Bit modulierten Trägerwelle wiedergeben, die eine m-8it Date trägt, wo m>n, so daß das
Signalübertragungssytem'Kompatibilität und die Möglichkeit einer zukünftigen Erweiterung
haben kann. Auch ist eine Mehrpegelsignalübertragung möglich, indem die Signalpunkte der QAM verschoben werden, so daß ein dem Nullpunkt der Koordinaten der I-
Achse und der Q-Achse am nahester Signalpunkt von dem Nullpunkt um>;έbeabstandet
ist, wo <fder Abstand des nahesten Punktes von jeder Achse und η größer als t ist.
Demgemäß wird ein kompatibler, digitaler Satellitendienst für das NTSC und das Hochauflösungs-Femsehsystem
machbar, wenn der erste Datenstrom ein NTSC Signal trägt und der zweite Datenstrom ein Differenzsignal zwischen NTSC und Hochauflösungsfemsehen
trägt. Daher wird die Fähigkeit, einer Zunahme der Datenmenge zu entsprechen,
die übertragen werden soll, sichergestellt. Auch am Boden wird sein Versorgungsbereich
erhöht, während Bereiche mit Signalabschwächung verringert werden.
Fig. 1 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung des Signalübertragungssystems,
wobei eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt ist;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Senders der ersten Ausführungsform;
Fig. 3 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssignal der ersten Ausführungsform
zeigt; ■
Fig. 4 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssignal der ersten Ausführungsform
zeigt;
Fig. 5 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signälpunkten
gemäß der ersten Ausführungsfonm zeigt;
Fig. 6 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunktgrup-
pen gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 7 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunkten in
jeder Signalpunktgruppe gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 8 ist eine Ansicht, die eine andere Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunktgruppen
und ihren Signalpunkten gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 9 ist eine Ansicht, die Schwellenwerte der Signalpunktgruppen gemäß der
ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 10 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten
Ausführungsform;
Fig. 11 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius
r2 und dem ÜbertragungsenergieverhäJtnis η gemäß der ersten
Ausführungsform zeigt;
Fig. 12 ist eine Ansicht, die die Signalpunkte eines abgeänderten 64 QAM Signals
der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 13 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius
r3 und dem Übertragungsenergieverhältnis η gemäß der ersten
Ausführungsform zeigt;
Fig. 14 ist ein Vektordiagramm, das Signalpunktgruppen und ihre Signalpunkte
des abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 15 ist eine erläuternde Ansicht, die die Beziehung zwischen A1 und A2 des
abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 16 ist: ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius
r2, r3 und jeweils dem Ubertragungsenergieverhältnis Π\Β, nsV
gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 17 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Senders der ersten Ausführungsform;
Fig. 18 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten
Ausführungsform;
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm eines ersten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 20 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten
Ausführungsform;
Fig. 21 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Empfängers der ersten Ausführungs-
fomn;
Fig. 22 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten
Ausführungsform;
Fig. 23 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signals der ersten
Ausführungsform
Fig. 24 , ist ein Ablaufdiagramm, das eine Wirkung der ersten Ausführungsform
zeigt;
und 25b sind Vektordiagramme, die ein 8 und ein 16 QAM Signal der ersten Ausführungsform
jeweils zeigen;
Fig. 26 ist ein Blockdiagramm eines dritten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 27 ist eine Ansicht, die Signalpunkte des abgeänderten 64 QAM Signals der
ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das eine andere Wirkung der ersten Ausführungsform zeigt;
• · ·· · · ii'S
Fig. 29 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems,
das eine dritte Ausführungsforrn der vorliegenden Erfindung
zeigt;
Fig. 30 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 31 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 32 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 33 ist ein Blockdiagramm eines dritten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 34 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein Zeitmultiplexen von O1, D2 und D3 Signalen
gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 35 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein anderes Zeitmultiplexen von Di, D2
und D3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 36 ist eine beispielhafte Ansicht, die weiteres Zeitmultiplexen von Di, D2 und
D3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 37 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems,
das eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 38 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der dritten
Ausführungsform; :
Fig. 39 ist ein Vektordiagramm des abgeänderten 16 QAM Signals der dritten
Ausführungsform;
Fig. 40 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signals der dritten
Ausführungsform;
Fig. 41 . ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenten zu einer Zeitbasis
gemäß der dritten Ausführungsform;
Fig. 42 ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenten zu einer Zeitbasis
mit der Wirkung von Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex gemäß der dritten Ausführungsform; .
Fig. 43 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung der dritten Ausführungsform;
Fig. 44 . ist ein Diagramm, das das Prinzip der Trägerwellenwiedergabe gemäß der
dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 45 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur umgekehrten
Modulation bei der dritten Ausführungsform;
Fig. 46 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 16 QAM
Signals der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 47 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 64 QAM
Signals der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 48 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur 16x Multiplikation
der dritten Ausführungsform;
Fig. 49 ist eine beispielhafte Ansicht, die Zeitmultiplexen von DVi, DHi, Dv2, DH2,
und DH3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 50 ist eine erklärende Ansicht, die ein Zeitmuitiplexen mit Mehrfachzugriff von
Dvi, Dhi, Dv2, Dh2, Dv3 und DHa Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 51 ist eine erklärende Ansicht,, die ein anderes Zeitmuitiplexen mit Mehrfachzugriff
von Dvi, Phi, Dv?, DH2, DV3 und DH3 Signalen gemäß der dritten
Ausführungsform zeigt;
Fig. 52 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich bei einem bekannten
Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 53 ist ein Diagramm, das Signalstörungsbereiche bei einem Mehrpegel Signalübertragungsverfahren
gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 54 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem bekannten
Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 55 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem Mehrpegel
Signalübertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 56 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich zwischen zwei digitalen
Femsehstationen gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 57 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines abgeänderten,
4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 58 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten
4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
und 59-b sind Diagramme, die die Zuordnung von.Signalpunkten des abgeänderten
4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 60 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten
4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt, wenn die S/N Rate (Rauschabstandsrate) niedrig ist;
Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders der fünften Ausführungsform;
Fig. 62-a
und 62-b sind Diagramme, die Frequenzverteilungsprofile eines ASK modulierten
Signals der fünften Ausführungsform zeigen;
Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders der fünften Ausführungs-
form;
Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Femsehempfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 66 ist ein Blockdiagramm eines anderen Femsehempfängers der fünften
Ausführungsform;
Fig. 67 ist ein Blockdiagramm eines Femsehsatelliten-Bodenempfängers der
fünften Ausführungsform;
Fig. 68 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines 8 ASK Signals
der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 69 ist ein Blockdiagramm.eines Videocodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 70 ist ein Blockdiagramm eines Videocodierers der fünften Ausführungsform,
der eine Teilerschaltung enthält;
Fig. 71 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
.
Fig. 72 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungs-
form, der eine Mischschaltung enthält;
Fig. 73 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponeten eines
Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 74-a ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Äusführungsform;
Fig. 74-b ist ein Diagramm, das eine andere Zeitzuordnung von Datenkomponenten,
des Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 75 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 76 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 77 ist. ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 78 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungs-
fonm;
Fig. 79 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
Dreipegel-Übertragungssignals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 80 ist ein Blockdiagramm eines anderen Videodecodierers der fünften Aus-
führungsform;
Fig. 81 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
• a*'· »'me «a «a a* «4aa>
Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers für ein Di Signal der fünf-
- ten Ausführungsform;
Fig. 83 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen der Frequenz
und der Zeit eines frequenzmodulierten Signals gemäß der fünften Ausführungsform
zeigt;
Fig. 84 ist ein Blockdiagramm einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabe-
vom'chtung gemäß der fünften Ausführungsform;
Fig. 85 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und dem
Pegel gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 86 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der
Übertragungsstrecke gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 87 ist ein Blockdiagramm eines Senders der zweiten Ausführungsform;
Fig. 88 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der zweiten Ausführungsform;
Fig. 89 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der
Fehlerrate gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 90 . ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Dreipegel-Übertragung
der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 91 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Vierpegel-Übertragung
einer sechsten Ausführungsform zeigt;
Fig. 92 ist ein Diagramm, das die Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführung
zeigt;
Fig. 93 ist ein Blockdiagramm eines Teilers der sechsten Ausführungsform;
S ·· « a · a * a a
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Fig. 94 ist ein Blockdiagramm einer Mischschaltung der sechsten Ausführungsform;
Fig. 95 ist ein Diagramm, das eine andere Vierpegel-Übertragung der sechsten
Ausführung zeigt;
Fig. 96 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines bekannten digitalen Fernsehsendesystems;
Fig. 97 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines digitalen Fernsehsendesystems
gemäß der sechsten Ausführungsform;
Fig. 98 ist ein Diagramm, das eine Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführungsform
zeigt; .
Fig. 99 ist ein Vektordiagramm eines 16 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 100 ist ein Vektordiagramm eines 32 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 101 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der
Fehlerrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 102 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der
Fehlerrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 103 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke
η und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der dritten Ausführungsform benötigt wird;
Fig. 104 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke
η und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der dritten Ausführungsform benötigt wird;
Fig. 105 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Signalpegel
und der Entfernung von einer Senderantenne bei einem terrestrischen
Femsehdienst gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 106 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM der
dritten Ausführungsform zeigt; und
Fig. 107 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM Signals
der dritten Ausführungsform zeigt.
Bevorzugte Ausführungsform der Erfindung
Ausführungsform 1
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 1 zeigt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssystems gemäß der vorliegenden
Erfindung. Ein Sender 1 umfaßt eine Eingangseinheit 2, eine Teilereinheit 3,
einen Modulator 4 und eine Sendereinheit 5. Im Betrieb wird jedes Eingangsmultiplexersignal
durch die Teilerschaltung 3 in drei Gruppen unterteilt, einen ersten Datenstrom
D1, einen zweiten Datenstrom D2 und einen dritten Datenstrom D3, die dann durch den
Modulator 4 moduliert werden, bevor sie von der Sendereinheit 5 gesendet werden. Das
modulierte Signal wird von einer Antenne 6 durch eine Aufwärtsverbindung 7 zu einem
Satelliten 10 gesendet, wo es von einer Aufwärtsverbindungsantenne 11 empfangen
und von einem Transponder 12 verstärkt wird, bevor es von einer Abwärtsverbindungsantenne
13 in Richtung zum Boden gesendet wird.
Das Übertragungssignal führt dann nach unten durch drei Abwärtsverbindungen 21, 32
und 41 zu einem ersten 23, einem zweiten 33 bzw. einem dritten Empfänger 43 gesendet.
In dem'ersten Empfänger 23 wird das von einer Antenne 22 empfangene Signal
durch Eingangseinheit 24 einem Demodulator 25 zugeführt, und es wird nur sein erster
Datenstrom demoduliert, während der zweite und dritte Datenstrom nicht wiedergewonnen
werden, bevor sie weiter von der Ausgangseinheit 26 übertragen werden.
Ähnlich-erlaubt der zweite Empfänger 33, daß der erste und der zweite Datenstrom des
Signals, das von einer Antenne 32 empfangen und von einer Eingangseinheit 34 zugeführt
wurde, von einem Demodulator 35 demoduliert wird, und dann zu einem einzigen Datenstrom durch einen Summierer 37 summiert wird, der dann weiter von einer Ausgangseinheit
36 übertragen wird.
Der dritte Empfänger 43 erlaubt, daß insgesamt der erste, der zweite und dritte Datenstrom
des Signals, das von einer Antenne 42 empfangen und von einer Eingangseinheit
44 zugeführt wird, durch einen Demodulator 45 demoduliert wird und dann durch einen
Summierer 47 zu einem einzigen Datenstrom summiert wird, der dann weiter von einer
Ausgangseinheit 46 übertragen wird.
Man sieht, daß die drei, einzelnen Empfänger 23, 33 und 43 ihre jeweiligen Modulatoren
unterschiedliche Eigenschaften haben, so daß ihre von demselben Frequenzbandsignal
des Senders 1 demodulierten Ausgänge Daten unterschiedlicher Größe enthalten. Insbesondere
können drei unterschiedliche, aber kompatible Daten gleichzeitig auf einem gegebenen Frequenzbandsignal zu ihren entsprechenden Empfängern getragen werden.
Zum Beispiel wird jedes von drei vorhandenen NTSC, Hochauflösungsfernsehen und Super-Hochauflösungsfernsehen, digitalen Signalen in eine niedrige, eine hohe und
eine superhohe Frequenzbandkomponente in bezug auf den ersten, den zweiten bzw. den dritten Datenstrom aufgeteilt. Demgemäß können die drei verschiedenen Fernsehsignale auf einem einkanaligen Frequenzbandträger zur gleichzeitigen Wiedergabe eines
Fernsehbildes mit einer mittleren, einer hohen bzw. einer superhohen Auflösung übertragen werden.
Beim Betrieb wird das NTSC Fernsehsignal von einem Empfänger empfangen, der von
einer kleinen Antenne zur Demodulation von Daten geringer Menge begleitet ist, das
Hochauflösungs-Fernsehsignai wird von einem Empfänger empfangen, der von einer
mittleren Antenne zur Demodulation von Daten mittlerer Größe begleitet ist, und das
Super-Hochauflösungsfernsehsignal wird von einem Empfänger empfangen, der von
einer großen Antenne zur Demodulation von Daten großer Mengen begleitet ist. Auch
wird, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, ein digitales NTSC Fernsehsignal, das nur den ersten
Datenstrom für den digitalen NTSC Femsehienst enthält, einem digitalen Sender
51 zugeführt, wo es von einer Eingangseinheit 52 erhalten und von einem Demodulator
54 moduliert wird, bevor es weiter von einer Sendeeinheit 55 gesendet wird. Das demodulierte
Signal wird dann von einer Antenne 56 über eine Aufwärtsverbindung 57 zu
dem Satelliten 10 aufwärts gesendet, der seinerseits dasselbe durch eine Abwärtsverbindung
58 zu dem ersten Empfänger 23 am Boden sendet.
Der erste Empfänger 23 demoduliert mit seinem Demodulator 24 das modulierte, digitale
Signal, das von dem digitalen Sender 51 zugeführt worden ist, zu dem ursprünglichen,
ersten Datenstromsignal. Ebenso kann dasselbe modulierte, digitale Signal von
dem zweiten 33 oder dem dritten Empfänger 43 zu dem ersten Datenstrom oder NTSC Fernsehsignal demoduliert werden. Zusammengefaßt können die drei einzelnen Empfänger
23, 33 und 43 alle ein digitales Signal des bestehenden TV Systems zur Wiedergabe
empfangen und verarbeiten. ,
Die Anordnung des Signalübertragungssystems wird mehr im einzelnen beschrieben.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm des Senders 1, in dem ein Eingangssignal über die Eingangseinheit
2 zugeführt und durch die Teilerschaltung 3 in drei digitale Signale geteilt wird, die einen ersten, einen zweiten bzw. einen dritten Datenstrom enthalten.
Unter der Annahme, daß das Eingangssignal ein Videosignal ist, ist seine niedrige Frequenzbandkomponente
dem ersten Datenstrom zugeordnet, seine hohe Frequenzbandkomponente dem zweiten Datenstrom und seine superhohe Frequenzbandkomponete
dem dritten Datenstrom. Die drei verschiedenen Frequenzbandsignale werden einem
Modulatoreingang 61 des Modulators 4 zugeführt. Hier moduliert oder ändert eine Signalpunkt-Modulations/Änderungsschaltung 67 die Positionen der Signalpunkte gemäß
einem extern gegebenen Signal. Der Modulator 4 ist zur Amplitudenmodulation auf zwei 90° phasenverschobenen Trägern jeweils angeordnet, die dann zu einem mehrfachen QAM Signal summiert werden. Insbesondere wird das Signal von dem Modulatoreingang
61 einem ersten 62 und einem zweiten AM Modulator 63 zugeführt. Auch
wird eine Trägerwelle cos(2nfct), die von einem Trägergenerator erzeugt wird, direkt
dem ersten AM Modulator 62 und auch einem π/2 Phasenschieber 66 zugeführt, wo sie
um 90° zu einer Form sin(2nfct) phasenverschoben wird, bevor sie zu dem zweiten AM
Modulator 63 übertragen wird. Die zwei amplitudenmodulierten Signale von dem ersten
und dem zweiten AM Modulator 62, 63 werden von einem Summierer 65 zu einem
Übertragungssignal summiert, das dann zu der Sendeeinheit 5 zur Ausgabe übertragen
wird. Dieses Verfahren ist gut bekannt und wird nicht weiter erläutert.
Das QAM Signal wird nun in einer allgemeinen 8x8 oder 16 Zustandsausbildung beschrieben,
wobei auf den ersten Quadranten eines Raumdiagramms in Fig. 3 Bezug genommen wird. Das Ausgangssignal des Modulators 4 wird durch einen Summenvektor
von zwei Vektoren einer 81, 82, Acos2nfct und Bcos2Äfct, ausgedrückt, die die zwei
um 90" phasenverschobenen Träger jeweils darstellen. Wenn der von dem Nullpunkt
femliegende Punkt eines Summenvektors einen Signalpunkt darstellt, hat das 16 QAM
Signal 16 Signalpunkte, die durch eine Kombination von vier horizontalen Amplitudenwerten ai, a2, a3, a4 und vier vertikalen Amplitudenwerten bi, b2, b3, b4 bestimmt sind.
Der erste Quadrant in Fig. 3 enthalt vier Signalpunkte 83 bei C11, 84 bei C12, 85 bei C22
und 86 bei C2L
Cn ist ein Summenvektor eines Vektors 0-a! und eines Vektors 0-bt, und wird somit als
= a1cos2nfct-biSin2Kfct = Acos^fct+d^) ausgedruckt.
Es wird nun angenommen, daß der Abstand zwischen 0 und a, bei den orthogonalen
Koordinaten der Fig. 3 A1 ist, zwischen a, und a2 A2 ist, zwischen 0 und b! B1 ist und
zwischen bi bis b2 B2 ist.
Wie es in Fig. 4 gezeigt ist, sind die 16 Signalpunkte als Vektorkoordinate zugeordnet,
wobei jeder Punkt ein vier-Bit Muster darstellt, so daß die Übertragung einer vier-Bit
Date pro Periode oder Zeitschlitz ermöglicht wird.
Fig. 5 stellt eine gemeinsame Zuordnung von zwei-Bit Mustern zu den 16 Signalpunkten
dar.
Wenn der Abstand zwischen zwei benachbarten Signalpunkten groß ist, wird er ohne
weiteres von dem Empfänger erkannt. Daher ist es erwünscht, die Signalpunkte mit
größeren Intervallen zu beabstanden. Wenn zwei bestimmte Signalpunkte nahe beieinander
zugeteilt sind, werden sie kaum unterschieden und die Fehlerrate wird erhöht. Deshalb ist es am bevorzugtesten, die Signalpunkte in gleichen Intervallen beabstandet
zu haben, wie es in Fig. 5 gezeigt ist, in der das 16 QAM Signal durch At=A2/2 festgelegt
ist.
Der Sender 1 der Ausführungsform ist ausgestaltet, ein eingegebenes, digitales Signal
in einen ersten, einen zweiten und einen dritten Daten- oder.Bitstrom zu unterteilen. Die
16 Signalpunkte oder Gruppenvon Signalpunkten werden in vier Gruppen unterteilt.
Dann werden 4 zwei-Bit Mustern des ersten Datenstroms den vier Signalpunktgruppen
jeweils zugeordnet, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Insbesondere wird, wenn das zwei-Bit
Muster des ersten Datenstroms 11 ist, einer von vier Signalpunkten der ersten. Signalpunktgruppe
91 in dem ersten Quadranten in Abhängigkeit von dem Inhalt des zweiten Datenstroms zur Übertragung ausgewählt. Ebenso wird, wenn es 01 ist, ein Signalpunkt
der zweiten Signalpunktgruppe 92 in dem zweiten Quadranten ausgewählt und gesendet.
Wenn es 00 ist, wird ein Signalpunkt der dritten Signalpunktgruppe 93 in dem dritten Quadranten gesendet, und wenn es 10 ist, wird ein Signalpunkt der vierten Signalpunktgruppe
94 in dem vierten Quadranten gesendet. Auch werden 4 zwei-Bit Muster in dem zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals, oder z.B. 16 vier-Bit Muster in dem
zweiten Datenstrom eines 64-Zustand QAM Signals, vier Signalpunkten oder Signa!-
punktuntergruppen von jeder der vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 jeweils zugeordnet,
wie es in Fig. 7 gezeigt ist. Es sollte sich verstehen, daß die Zuordnung zwischen
irgendwelchen zwei Quadranten symmetrisch ist. Die Zuordnung der Signalpunkte zu den vier Gruppen 91, 92, 93, 94 wird durch die Priorität bei den zwei-Bit Daten des
ersten Datenstroms bestimmt: Als Ergebnis können zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms
und zwei-Bit Daten des zweiten Datenstroms unabhängig übertragen werden. Auch wird der erste Datenstrom bei der Verwendung eines allgemeinen QPSK Empfängers
demoduliert, der eine gegebene Antennenempfindlichkeit aufweist. Wenn die Antennenempfindliehkeit
größer ist, empfängt eine abgeänderte Art des 16 QAM Empfängers der vorliegenden Erfindung den ersten und den zweiten Datenstrom mit gleichem
Erfolg und demoduliert sie.
Fig. 8 zeigt ein Beispiel der Zuordnung des ersten und des zweiten Datenstroms zu
zwei-Bit Mustern.
Wenn die niedere Frequenzbandkomponente eines Hochauflösungsfernseh-Videosignals
dem ersten Datenstrom und die hohe Frequenzkomponente dem zweiten Datenstrom
zugeordnet wird, kann der QPSK Empfänger ein Bild mit NTSC-Pegel aus dem
ersten Datenstrom erzeugen, und der 16- oder 64-Zustand QAM Empfänger kann ein
Hochauflösungsfernsehbild von einem zusammengesetzten Wiedergabesignal des ersten
und des zweiten Datenstroms erzeugen.
Da die Signalpunkte in gleichen Intervallen zugeteilt werden, wird in dem QPSK Empfänger
ein Schwellenabstand zwischen den Koordinatenachsen und dem abgeschatteten Bereich des ersten Quadranten entwickelt, wie es in Fig. 9 gezeigt ist. Wenn der
Schwellenabstand Ατο ist, wird ein QPSK Signal mit einer Amplitude von Αχα erfolgreich
empfangen. Jedoch muß die Amplitude auf einen dreimal größeren Wert oder 3Am zur
Übertragung eines 16 QAM Signals erhöht werden, während der Schwellenabstand ATo
beibehalten wird. Insbesondere ist die zur Übertragung des 16 QAM Signals benötigte
Energie neunmal größer als die zum Senden des QPSK Signals. Auch ist, wenn das
QPSK Signal in einem .16 QAM Modus gesendet wird, die Ehergieverschwendung hoch
und die Wiedergabe eines Trägersignals wird mühsam. Vorjallem ist die zur Satellitenübertragung
verfügbare Energie nicht reichlich, sondern auf eine minimale Verwendung streng begrenzt. Daher werden keine Signalübertragungssysteme mit großem Energieverbrauch
praktisch eingesetzt, bis mehr Energie zur Satellitenübertragung zur Verfügung steht. Es wird erwartet, daß eine große Anzahl von QPJSK Empfängern auf dem
Markt eingeführt wird, wenn das digitale Fernsehen bald im Einsatz ist. Nach der Einführung
auf dem Markt werden die QPSK Empfänger kaum zu Modellen größerer Empfindlichkeit
verschoben, weil der Abstand der Signalempfangseioenschaft zwischen den
beiden Modellen, dem alten und dem neuen, groß ist. Deshalb darf die Übertragung der
QPSK Signale nicht aufgegeben werden. In dieser Beziehung wird ein neues System
unbedingt zur Übertragung von Signalpunktdaten eines quasi QPSK Signals in dem 16
QAM Modus unter Verwendung von weniger Energie benötigt. Andererseits verschlechtert
die beschränkte Energie bei einer Satellitenstation das gesamte Übertragungssystem.
■
Die vorliegenden Erfindung liegt in einer mehrfachen Signalpegelanordnung, bei der die
vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 in einem größeren Abstand voneinander zugeteilt
werden, wie es in Rg. 10 gezeigt ist, um den Energieverbrauch zu minimieren, der
für eine 16 QAM Modulation von quasi QPSK Signalen verlangt wird.
Zur Klarlegung der Beziehung zwischen der Signalempfangsempfindlichkeit und der
Übertragungsenergie wird die Ausgestaltung des digitalen Senders 51 und des ersten
Empfängers 23 mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.
Der digitale Sender 51 und der erste Empfänger 23 sind von bekannter Art zur Datenübertragung
oder Videosignalübertragung, z.B. bei einem Fernsehdienst, gebildet. Wie es in Fig. 17 gezeigt, ist der digitale Sender 51 ein QPSK Sender, der dem vielfach-Sit
QAM Sender 1, der in Fig. 2 gezeigt ist, ohne AM Modulationsfähigkeit äquivalent ist.
Beim Betrieb wird ein Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 52 einem Modulator
54 zugeführt, wo es durch einen Modulatoreingang 121 in zwei Komponenten geteilt
wird. Die zwei Komponenten werden dann zu einer ersten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung
122 zur Phasenmodulation eines Basisträgers und einer zweiten Zwei-Phasen-Modulatprschaltung
123 zur Phasenmodulation eines Trägers übertragen, der gegenüber dem Basisträger um 90° phasenverschoben ist. Die zwei Ausgänge der ersten und
der zweiten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung 122,123 werden dann durch einen
Summierer 65 zu einem zusammengesetzten, modulierten Signal addiert, das weiter von einer Sendereinheit 55 übertragen wird.
Das sich ergebende, modulierte Signal ist in dem Raumdiagramm der Fig. 18 gezeigt.
Es ist bekannt, daß die vier Signalpunkte bei gleichen Abständen zugeteilt sind, um eine
optimale Energieverwendung zu erzielen. Fig. 18 stellt ein Beispiel dar, wo die vier Signalpunkte
125, 126, 127, 128 4 zwei-Bit Muster 11, 01, 00 bzw. 10 darstellen. Es ist
auch zur erfolgreichen Datenübertragung von dem digitalen Sender 51 zu dem ersten
Empfänger 23 erwünscht, daß das QPSK Signal von dem digitalen Sender 51 eine Amplitude von nicht weniger als einem gegebenen Pegel hat. Insbesondere kann, wenn
die minimale Amplitude des QPSK Signals, das zur Übertragung von dem digitalen
Sender 51 zu dem ersten Empfänger 23 mit dem QPSK Modus benötigt wird, oder der
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Abstand zwischen O und a, in Fig. 18 gleich ATo ist, der erste Empfänger 23 erfolgreich
irgendein QPSK Signal empfangen, das eine Amplitude hat, die größer als ATo ist.
Der erste Empfänger 23 ist ausgebildet, daß er mit seiner Antenne 22 geringen Durchmessers
ein erwünschtes oder QPSK Signal empfängt, das von dem Sender 1 oder dem digitalen Sender 51 jeweils durch den Transponder 12 des Satelliten 10 gesendet
und mit dem Demodulator 24 demoduliert wird. Insbesondere ist der erste Empfänger
23 im wesentlichen zum Empfang eines digitalen Fernseh oder Datenkommunikationssignals
im QPSK oder 2 PSK Modus konstruiert.
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm des ersten Empfängers 23, in dem ein Eingangssignal,
das von der Antenne 22 von dem Satelliten 12 empfangen worden ist, einer Trägergewinnungsschaltung
131, wo eine Trägerwelle demoduliert wird, und einem π/2 Phasenschieber 132 zugeführt wird, wo eine um 90" phasenverschobene Trägerwelle demoduliert
wird. Auch werden die zwei um 90° phasenverschobenen Komponenten des Eingangssignals
von einer ersten 133 und einer zweiten Phasenbestimmungsschaltung
134 jeweils erfaßt und jeweils einer ersten 136 und einer zweiten Diskriminator/Oemodulationsschaltung
137 zugeführt. Die zwei demodulierten Komponenten werden von ihrer
jeweiligen Diskriminator/Demodulationsschaltung 136 und 137, die getrennt in Zeitschlitzeinheiten
mittels Synchronisiersignalen von einer Synchronisiergewinnungsschaltung
135 unterschieden worden sind, einer ersten Datenstromgewinnungseinheit 232 zugeführt,
wo sie zu einem ersten Datenstromsignai summiert werden, das dann als ein Ausgang
von der Ausgangseinheit 26 geliefert wird.
Das Eingangssignal zu dem ersten Empfänger 23 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme
auf das Vektordiagramm der Fig. 20 erläutert. Das von dem ersten Empfänger 23 von dem digitalen Sender 51 empfangene QPSK Signal wird in einer idealen
Form ohne Übertragungsverzerrung und Rauschen ausgedrückt, wobei vier Signalpunkte 151, 152,153,154 verwendet werden, die in Fig. 20 gezeigt sind.
In der Praxis erscheinen die realen vier Signalpunkte insbesondere als jeweils ausgedehnte
Bereiche um die idealen Signalpositionen 151, 152, 153, 154 herum wegen
Rauschens, Ampl/tudenverzerrung oder eines während der Übertragung entwickelten
Phasenfehlers. Wenn ein Signaipunkt ungünstig von seiner Ur.spruhgsposition verschoben
ist, wird er kaum von seinem benachbarten Signalpunkt unterschieden und die
Fehlerrate wird somit erhöht. Wenn die Fehlerrate auf einen kritischen Wert zunimmt,
wird die Wiedergabe der Daten weniger genau. Um die Datenwiedergabe auf einen
maximal annehmbaren Wert der Fehlerrate zu ermöglichen, sollte der Abstand zwischen
irgendzwei Signalpunkten weit genug sein, um voneinander unterschieden zu werden. Wenn der Abstand 2A20 ist, muß der Signalpunkt 151 eines QPSK Signals nahe
bei einem kritischen Fehlerwert in einem ersten Unterscheidungsbereich 155 bleiben,
der durch die Schraffur der Fig. 20 bezeichnet ist und durch 10-aR1 j ^A0 und 10-bRi
^Ar0 bestimmt ist. Dies erlaubt dem Signalübertragungssystem, Trägerwellen wiederzugeben,
und somit ein gewünschtes Signal zu demodulieren. Wenn der minimale Radius
der Antenne 22 auf r0 gesetzt wird, kann das Übertragungssignal mit einem größeren
als einem gegebenen Wert von irgendeinem Empfänger des Systems empfangen werden.
Die Amplitude eines QPSK Signals des digitalen Senders 51, die in Fig. 18 gezeigt
ist, ist minimal bei ATo, und somit wird die minimale Amplitude AR0 eines QPSK Signals,
das von dem ersten Empfänger 23 empfangen werden soll, zu gleich Ατο bestimmt. Als
Ergebnis kann der erste Empfänger 23 empfangen und das QPSK Signal von dem digitalen Sender 51 bei dem maximal annehmbaren Wert der Fehlerrate demodulieren,
wenn der Radius der Antenne 22 größer als Tq ist. Wenn das Übertragungssignal in einem abgeänderten 16- oder 64-Zustand QAM Modus ist, kann es der erste Empfänger
23 schwierig finden, seine Trägerwelle wiederzugeben. Zum Ausgleich werden die Signalpunkte
auf acht erhöht, die unter Winkeln von (π/4+ηπ/2) zugeteilt werden, wie es in
Fig. 25-a gezeigt ist, und seine Trägerwelle wird durch eine 16x Multiplikationstechnik
wiedergegeben. Auch kann, wenn die Signalpunkte 16 Stellen unter Winkeln von ηπ/8
zugeteilt werden, wie es in Fig. 25-b gezeigt ist, der Träger eines quasi QPSK Modus 16
QAM modulierten Signals mit der Trägergewinnungsschaltung 131 wiedergegeben werden,
die zur Durchführung einer 16x Frequenzmultiplikation abgeändert ist Zu dieser
Zeit sollten die Signalpunkte in dem Sender 1 angeordnet sein, um A1Z(Ai+A2)=tan(n/8)
zu erfüllen.
Hier wird ein Fall des Empfangs eines QPSK Signals betrachtet. Ebenso wie bei der Art,
die von der Signalpunktmodulations/Änderungsschaltung 67 in dem Sender ausgeführt
wird, der in Fig. 2 gezeigt ist, ist es auch möglich, die Positionen der Signalpunkte des
QPSK Signals zu modulieren, das in Fig. 18 gezeigt ist (Amplitudenmodulation, Pulsmodulation
oder Ähnliches). In diesem Fall demoduliert die Signalpunktdemodulatioriseinheit
138 in dem ersten Empfänger 23 das positionsmodulierte oder positionsgeänderte
Signal. Das demodulierte Signal wird zusammen mit dem ersten Datenstrom ausgegeben.
Das 16 QAM Signal des Senders 1 wird nun unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm
der Fig. 9 erläutert. Wenn der horizontale Vektorabstand A1 des Signalpunkts 83
größer als Ατο der minimalen Amplitude des QPSK Signals des digitalen Senders 51 ist,
bleiben die vier Sjgnalpunkte 83, 84, 85, 86 in dem ersten Quadranten der Fig. 9 in dem
abgeschatteten oder ersten. Empfangsbereich 87 des QPSK Signals. Wenn es von dem
ersten Empfänger 23 empfangen wird, erscheinen die vier Punkte des Signals in dem
ersten Unterscheidungsbereich des Vektorfeldes, das in Fig. 20 gezeigt ist. Daher kann
irgendeiner der Signalpunkte 83, 84, 85, 86 der Fig. 9 auf den Signalpegel 151 der Fig.
20 durch den ersten Empfänger 23 verschoben werden, so daß das zwei-Bit Muster von
11 einem entsprechenden Zeitschlitz zugeordnet wird. Das zwei-Bit Muster von 11 ist
identisch dem 11 der ersten Signalpunktgruppe 91 oder dem ersten Datenstrom eines
Signals von dem Sender 1. In gleicher Weise wird der erste Datenstrom bei dem zweiten,
dritten oder vierten Quadranten wiedergegeben. Ais Ergebnis wiedergewinnt der
erste Empfänger 23 zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms aus der Mehrzahl von Datenströmen
in einem 16-, 32- oder 64-Zustand QAM Signal, das von dem Sender 1
übertragen wird. Der zweite und dritte Datenstrom sind in vier Segmenten der Signalpunktgruppe
91 enthalten, und beeinflussen somit die Demodulation des ersten Datenstroms
nicht. Sie können jedoch die Wiedergabe einer Trägerwelle beeinflussen, und eine Einstellung, die später beschrieben wird, wird benötigt.
Wenn der Transponder eines Satelliten reichlich Energie zuführt, wird die vorgenannte
Technik der 16- bis 64-Zustand QAM Modus Übertragung machbar. Jedoch ist der
Transponder des Satelliten in irgendeinem bestehenden Satellitenübertragungssystem
streng in der Energiezufuhr aufgrund seiner kompakten Größe und der Fähigkeit der
Sonnenbatterien beschränkt. Wenn der Transponder oder der Satellit in ihrer Größe,
somit im Gewicht, vergrößert wird, gehen die Abschußkosten in die Höhe. Diese Nachteile
werden kaum durch herkömmliche Techniken ausgeschlossen/bis die Abschußkosten
einer Satellitenrakete auf einen beträchtlichen Wert verringert werden. Bei dem
bestehenden System liefert ein üblicher Kommunikationssatellit so wenig wie 20 W an
Energiezufuhr, und ein üblicher Fernseh/Fernsehsatellit bietet 100 W bis 200 W im
Bestfall. Zur Übertragung eines solchen QPSK Signals im symmetrischen 16-Zustand
QAM Modus, wie es in Fig. 9 gezeigt ist, wird der minimale Signalpunktabstand von 3ATo
benötigt, wenn die 16 QAM Amplitude durch 2A1=A2 ausgedrückt wird. Somit ist die für
den Zweck benötigte Energie neunmal größer als die zur Übertragung eines herkömmlichen
QPSK Signals, um die Kompatibilität aufrechtzuerhalten. Auch kann auch ein herkömmlicher
Satellitentransponder kaum eine Energie liefern, um eine solche kleine Antenne bei dem ersten QPSK Empfänger zu ermöglichen, um von jenem ein übertragenes
Signal zu empfangen. Zum Beispiel werden in dem bestehenden 40 W System 360 W für eine geeignete Signalübertragung benötigt und dies wird in bezug auf die Kosten
unrealistisch.
Es versteht sich, das die QAM Technik mit symmetrischem Signalzustand am wirksamsten
ist, wenn die Empfänger, die mit gleich großen Antennen ausgerüstet sind, entsprechend einer gegebenen Sendeleistung verwendet werden. Eine andere neuartige
Technik wird jedoch zur Verwendung mit den Empfängern, die mit unterschiedlich großen
Antennen ausgerüstet sind, bevorzugt.
Genauer gesagt soll, während das QPSK Signal von einem allgemeinen preiswerten
Empfängersystem mit einer kleinen Antenne empfangen werden kann, das 16 QAM Signal
von einem teueren mehr-Bit Modulationsempfängersystem hoher Qualität mit einer
mittleren oder großformatigen Antenne empfangen werden, das konstruiert ist, äußerst
wertvolle Dienste, z.B. Hochauflösungsfernseh-Unterhaltungen einer bestimmten Person
zu liefern, die mehr Geld investiert. Dies ermöglicht, daß QPSK und .16 QAM Signale,
wenn es erwünscht ist, mit 64 DMA gleichzeitig mit Hilfe einer geringen Zunahme der
Sendeleistung übertragen werden können.
Zum Beispiel kann die Sendeleistung niedrig beibehalten werden, wenn die Signalpunkte
bei At=A2 zugeteilt werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist. Die Amplitude A(4) zur Übertragung
von QPSK Daten wird durch einen Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel
von 2Ai2 äquivalent ist. Die Amplitude A{16) des gesamten Signals wird durch einen
Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel aus (A1+A2)2+(Bi+B2)2 äquivalent ist.
Dann
■·»· A
I A(4) 12 = Α,2+Βι2 = Ατο2+Ατο2 = 2ΑΤΟ 2
| Α(16) |2 = (Α1+Α2)2+(Β1+Β2)2 = 4Ατο2+4Ατο2 = 28ΑΤΟ 2 Ία(16)|/|Α(4)| =2
| Α(16) |2 = (Α1+Α2)2+(Β1+Β2)2 = 4Ατο2+4Ατο2 = 28ΑΤΟ 2 Ία(16)|/|Α(4)| =2
Demgemäß kann das 16 QAM Signal mit einer zweimal größeren Amplitude und einer
viermal größeren Sendeleistung als jene Übertragen werden, die für das QPSK Signal
benötigt werden. Ein abgeändertes 16 QAM Signal gemäß der vorliegenden Erfindung
wird nicht von einem üblichen Empfänger demoduliert, der für eine symmetrische, gleichbeabstandete Signalpunkt. QAM entworfen ist. Jedoch kann es mit dem zweiten
Empfänger 33 demoduliert werden, wenn zwei Schwellen A1 und A2 vorbestimmt werden,
geeignete Werte zu haben. Jn Fig. 10 ist der minimale Abstand zwischen zwei Signalpunkten
in. dem ersten Abschnitt der ersten Signalpunktgruppe 91 A1, und A2/2Ai
wird verglichen mit dem Abstand von 2A1 von QPSK hergestellt. Dann, da A1=A2, wird
der Abstand 1/2. Dies erklärt, daß die Signalempfangsempfindlichkeit zweimal größer für
die gielche Fehlerrate und viermal größer für den gleichen Signalpegel sein muß. Um
einen viermal größeren Wert der Empfindlichkeit zu haben, muß der Radius r2 der Antenne
32 des zweiten Empfängers 33 zweimal größer als der Radius η der Antenne 22
des ersten Empfängers 23 sein, so daß r2=2n erfüllt ist. Zum Beispiel hat die Antenne
32 des zweiten Empfängers 33 einen Durchmesser von 60 cm, wenn die Antenne 22 des ersten Empfängers 23 gleich 30 cm ist. Auf diese Weise wird der zweite Datenstrom,
der die hohe Frequenzkomponente eines Hochauflösungs-Fernsehsignals darstellt, auf einem einzigen Kanal geführt und erfolgreich demoduliert. Wenn der zweite
Empfänger 33 den zweiten Datenstrom oder ein höheres Datensignal empfängt, kann sich sein Besitzer über einen Gewinn seiner größeren Investition erfreuen. Daher kann
der zweite Empfänger 33 mit einem höheren Preis angenommen werden. Da die minimale
Energie zur Übertragung von QPSK Daten vorbestimmt ist, wird das Verhältnis ηΊ6
der abgeänderten 16 APSK Sendeenergie zu der QPSK Sendeenergie bezüglich des
Antennenradius r2 des zweiten Empfängers 33 unter Verwendung eines Verhältnisses
zwischen A1 und A2 berechnet, wie es in Fig. 10 gezeigt ist.
Insbesondere wird ni6 durch ((A1M2VAi)2 ausgedrückt, was die minimale Energie zur
Übertragung von QPSK Daten ist. Da der Signalpunktabstand, der für einen abgeänder-
ten 16 QAM Empfang geeignet ist, A2 ist, ist der Singnalpunktabstand für einen QPSK
Empfang gleich 2Ai und das Signalpunktabstandsverhältnis ist. A2/2Alr so daß der Antennenradius
rj bestimmt wird, wie es in Fig. 11 gezeigt ist, in der die Kurve 101 die Beziehung
zwischen dem Sendeleistungsverhältnis n16 und dem Radius r2 der Antenne 22
des zweiten Empfängers 23 darstellt.
Auch gibt der Punkt 102 die Übertragung eines üblichen 16 QAM in dem gleich beabstandeten
Signalzustandsmodus an, wo die Sendeleistung neunmal größer und somit nicht mehr praktisch ist. Wie es aus der Kurve der Fig. 11 offensichtlich ist, kann der
Antennenradius r2 des zweiten Empfängers 23 nicht weiter verringert werden, selbst
wenn n16 mehr als fünfmal erhöht wird.
Die Übertragungsenergie bei dem Satelliten ist auf einen kleinen Wert begrenzt, und
somit bleibt n18 vorzugsweise bei nicht mehr als dem Fünffachen des Werts, wie es
durch Schraffur der Fig. 11 angegeben ist. Der Punkt 104 innerhalb des schraffierten
Bereichs 103 gibt z.B. an, daß der Antennenradius r2 mit einem zweimal größeren Wert
an einen 4x Wert der Sendeleistung angepaßt ist. Auch stellt der Punkt 105 dar, daß die
Übertragungsleistung verdoppelt werden sollte, wenn r2 ungefähr 5x größer ist. Diese
Werte sind alle innerhalb eines machbaren Bereiches.
Der Wert von Πι6, der nicht größer als 5x der Wert ist, wird unter Verwendung von A1
und A2 ausgedrückt als:
daher A2 ^ 1,23A1.
Wenn der Abstand zwischen irgendzwei Signalpunktgruppenabschnitten:, die in Fig. 10
gezeigt sind, gleich 2A(4) ist und die maximale Amplitude gleich 2A(16) ist, sind A{4)
und A(16)-A(4) proportional zu A1 bzw. A2. Daher wird (A(16))2^5(A(14))2 hergestellt.
Die Wirkung einer abgeänderten 64 ASPK Übertragung wird beschrieben, da der dritte
Empfänger 43 eine 64-Zustand QAM Demodulation ausführen kann.
Fig. 12 ist ein Vektordiagramm, in dem jeder Signalpunktgruppenabschnitt 16 Signalpunkte
verglichen mit 4 Signalpunkten der Fig. 10 enthält. Der erste Signalpunktgruppenabschnitt
91 in Fig. 12 hat eine 4x4 Matrix von 16 Signalpunkten, die in gleichen Intervallen
einschließlich des Punkts 170 zugeteilt sind. Um eine Kompatibilität mit QPSK
zu schaffen, muß Ai>ATo erfüllt werden. Wenn der Radius der Antenne des dritten
Empfängers 43 gleich R3 ist und die Sendeleistung nM ist, wird die Gleichung ausgedrückt
als:
Γ32={62/(η-1)Κ,2
Diese Beziehung zwischen r3 und η bei einem 64 QAM Signal ist auch in der graphischen
Darstellung der Fig. 13 gezeigt.
Es versteht sich, daß die Signalpunktzuordnung, die in der Fig. 12 gezeigt ist, ermöglicht,
daß der zweite Empfänger 33 nur zwei-Bit Muster der QPSK Daten demoduliert.
Daher ist es erwünscht, um eine Kompatibilität zwischen dem ersten, dem zweiten und
dem dritten Empfänger zu haben, daß der zweite Empfänger 33 ausgebildet ist, daß er
ein abgeändertes 16 QAM Format von dem 64 QAM modulierten Signale demodulieren kann.
Die Kompatibilität zwischen den drei einzelnen Empfängern kann durch eine Drei-Pegel-Gruppierung
der Signalpunkte ausgeführt werden, wie es in Fig. U dargestellt ist. Die
Beschreibung wird in bezug auf den ersten Quadranten gemacht, indem der erste Signalpunktgruppenabschnitt
91 das zwei-Bit Muster mit 11 des ersten Datenstroms darstellt.
Insbesondere wird ein erster Unterabschnitt 181 in dem ersten Signalpunktgruppenabschnitt
91 dem zwei-Bit Muster mit 11 des zweiten Datenstroms zugeordnet. Ebenso
werden ein zweiter 182, ein dritter 183 und ein vierter Unterabschnitt 184 jeweils 01,
bzw. 10 davon zugeordnet. Diese Zuordnung ist identisch mit der, die in Fig. 7 gezeigt
ist. ' ■
Die Signalpunktzuteilung des dritten Datenstroms wird nun unter Bezugnahme auf das
Vektordiagramm der Fig. 15 erklärt, das den ersten Quadranten zeigt. Wie es gezeigt
ist, stellen die vier Signalpunkte 201, 205, 209, 213 zwei-Bit Muster mit 11 dar, die Signalpunkte 202, 206, 210, 214 stellen 01 dar, die Signalpunkte 203, 207, 211, 215 stellen
00 dar und die Signalpunkte 204, 208, 212, 216 stellen 10 dar. Demgemäß können die zwei-Bit Muster des dritten Datenstroms getrennt von dem ersten und dem zweiten
Datenstrom übertragen werden. Mit anderen Worten können zwei-Bit Daten von drei
verschiedenen Signalpegeln jeweils übertragen werden.
Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht nur die Übertragung von sechs-Bit
Daten erlaubt, sondern auch den Empfang von drei, zwei-Bit, vier-Bit und sechs-Bit
Daten mit unterschiedlicher Bitlänge mit ihren entsprechenden Empfängern erlaubt,,
während die Signalkompatibilität zwischen den drei Niveaus beibehalten bleibt.
Die Signalpunktzuteilung zur Bereitstellung von Kompatibilität zwischen den drei Niveaus wird beschrieben.
Wie es in Fig. 15 gezeigt ist, ist Α,^Ατο wesentlich dafür, damit der erste Empfänger 23
den ersten Datenstrom empfangen kann.
Es ist notwendig, irgendwelche, zwei Signalpunkte voneinander mit einem solchen Abstand
zu beabstanden, daß die Unterabschnittssignalpunkt, z.B. 182,183,184 des
zweiten Datenstroms,, der in Fig. 15 gezeigt ist, von dem Signalpunkt 91 unterschieden
werden kann, der In Fig. 10 gezeigt ist.
Fig. 15 zeigt, daß sie mit 2/3A2 beabständet sind. In diesem Fall ist der Abstand zwischen
zwei Signalpunkten 201 und 202 in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A2/6.
Die Sendeleistung, die für den Signalempfang mit dem driften Empfänger 43 benötigt
wird, wird nun berechnet. Wenn der Radius der Antenne 32 r3 ist und die benötige Sendeleistung
gleich ns4 mal der QPSK Sendeleistung ist, wird die Gleichung ausgedrückt
als;
r3 2='
• · · ·. ■ t
Diese Beziehung wird auch durch die Kurve 211 in Fig. 16 bezeichnet. Zum Beispiel
kann, wenn die Sendeleistung 6 oder 9 mal größer als die für eine QPSK Übertragung
an dem Punkt 223 oder 222 ist, die Antenne 32, die einen Radius von 8x bzw. 6x dem
Wert hat, den ersten, zweiten und dritten Datenstrom zur Demodulation empfangen.
Wenn der Signalpunktabstand des zweiten Datenstroms nahe bei 2/3A2 ist, wird die
Beziehung zwischen r( und r2 ausgedrückt zu:
= (3Γι)2/(η-1)
Deshalb muß die Antenne 32 des zweiten Empfängers 33 etwas mit ihrem Radius vergrößert
werden, wie es durch die Kurve 223 angegeben ist.
Es versteht sich, daß/während der erste und der zweite Datenstrom durch einen herkömmlichen
Satelliten übertragen werden, der eine kleine Signalsendeleistung liefert,
der dritte Datenstrom auch durch einen zukünftigen Satelliten übertragen werden kann,
der eine größere Signalsendeleistung liefert, ohne die Wirkung des ersten und zweiten
Empfängers 23, 33 zu unterbrechen oder ohne Notwendigkeit einer Abänderung desselben,
so daß die Kompatibilität und der Fortschritt höchst sichergestellt werden.
Die Signalempfangswirkung des zweiten Empfängers 33 wird zuerst beschrieben. Verglichen
mit dem ersten Empfänger 23, der zum Empfang mit einer Antenne mit kleinem Radius T1 und zur Demodulation des QPSK modulierten Signals des digitalen Senders
51 oder des ersten Datenstroms des Signals des Senders 1 ausgebildet ist, ist der
zweite Empfänger 33 angepaßt, die 16 Signalzustand zwei-Bit Daten perfekt zu demodulieren,
die in Fig. 10 gezeigt sind, oder den zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals
von dem Sender 1. Insgesamt können vier-Bit Daten einschließlich des ersten Datenstroms
demoduliert werden. Das Verhältnis zwischen A, und A2 ist jedoch bei den zwei
Sendern unterschiedlich. Die zwei unterschiedlichen Daten werden auf eine Demodulationssteuerung
231 des zweiten Empfängers 33 geladen, der in Fig. 21 gezeigt ist, der
wiederum ihre entsprechenden Schwellenwerte der Demodulationsschältung zur AM Demodulation zuführt. .
»■ »♦« ■ · ϊ
Das Blockdiagramm des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21 ist in der Grundkonstruktion
ähnlich der des ersten Empfängers 23, der in Fig. 19 gezeigt ist. Der Unterschied ist,
daß der Radius r2 der Antenne 32 größer als T1 der Antenne 22 ist. Dies ermöglicht, daß
der zweite Empfänger 33 eine Signalkomponente erkennt, die einen kleineren Signalpunktabstand
einschließt. Der Demodulator 35 des zweiten Empfängers 33 enthält auch eine einen ersten 232 und. einen zweiten Datenstrom wiedergebende Einheit 233 zusätzlich
zu der Demodulationssteuerung 231. Es ist eine erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung
136 zur AM Demodulation der abgeänderten 16 QAM Signale vorgesehen.
Es versteht sich, daß jeder Träger ein vier-Bit Signal ist, das zwei, einen positiven und
einen negativen, Schwellenwerte über dem Nullpegel hat. Wie es aus dem Vektordiagramm
der Fig. 22 offensichtlich ist, ändern sich die Schwellenwerte in Abhängigkeit von
der Sendeleistung eines Senders, da das Sendesignal der Ausführungsform ein abgeändertes
16 QAM Signal ist. Wenn die Bezugsschwelle gleich groß THi6 ist, wird sie
bestimmt, wie es in Fig. 22 gezeigt ist:
Die verschiedenen Daten zur Demodulation einschließlich Αι und A2 oder TH16 und der
Wert m für die mehr-Bit Modulation werden auch von dem Sender 1 übertragen, wie sie
in dem ersten Datenstrom getragen werden. Die Demodulationssteuerung 231 kann
ausgebildet sein, um solche Demodulationsdaten durch ein statistisches Verfahren des
empfangenen Signals wiederzugewinnen.
Eine Möglichkeit den Verschiebungsfaktor A1ZA2 zu bestimmen, wird unter Bezugnahme
auf Fig. 26 beschrieben. Eine Änderung des Verschiebungsfaktors A1ZA2 bewirkt eine
Änderung des Schwellenwerts. Eine Zunahme eines Unterschiedes eines Wertes A1ZA2,
der auf der Empfängerseite eingestellt ist, von einem Wert A1ZA2, der auf der Senderseite
eingestellt ist, erhöht die Fehlerrate. Bezugnehmend auf Fig. 26 kann das demodulierte
Signal von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrom zu der Demodulationssteuerung
231 rückgekoppelt werden, um den Verschiebungsfaktor A1ZA2 in einer
Richtung zu verschieben, um die Fehlerrate zu verringern. Mit dieser Ausgestaltung
kann der dritte Empfänger 43 den Verschiebungsfaktor A1ZA2 nicht demodulieren, so
daß die Schaltungskonstruktion vereinfacht werden kann. Ferner kann der Sender den
Verschiebungsfaktor At/A2 nicht übertragen, so daß die Übertragungsfähigkeit erhöht
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werden kann. Diese Technik kann auch auf den zweiten Empfänger 33 angewandt werden.
Die Demodulationssteuerung 231 hat einen Speicher 231a, um darin unterschiedliche
Schwellenwerte zu speichern (d.h., die Verschiebungsfaktoren, die Anzahl von Signalpunkten,
die Syhchronregeln, usw.), die unterschiedlichen Kanälen des Fernsehens entsprechen. Wenn erneut einer der Kanäle empfangen wird, werden die Werte, die
dem Empfangskanal entsprechen, aus dem Speicher ausgelesen, um dadurch den Empfang schnell zu stabilisieren.
Wenn die Demodulatiönsdaten verloren sind, wird die Demodulation des zweiten Datenstroms
kaum ausgeführt. Dies wird unter Bezugnahme auf ein Ablaufdiagramm erläutert,
das in Fig. 24 gezeigt ist.
Selbst wenn die Demodulatiönsdaten nicht zur Verfugung stehen, kann die Demodulation
des QPSK beim Schritt 313 und des ersten Datenstroms beim Schritt 301 ausgeführt
werden. Beim Schritt 302 werden die Demodulatiönsdaten, die durch die Wiedergabeeinheit
232 für den ersten Datenstrom wiedergewonnen sind, zu der Demodulationssteuerung
231 übertragen. Wenn m gleich 4 oder 2 beim Schritt 303 ist, löst die Demodulationssteuerung
231 die Demodulation von QPSK oder 2 PSK beim Schritt 313 aus. Wenn, nicht, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 310. Beim Schritt 305 werden
zwei Schwellenwerte THa und TH16 berechnet. Der Schwellenwert TH16 zur AM Demodulation
wird beim Schritt 306 von der Demodulationssteuerung 231 der ersten 136 und
der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung 137 zugeführt. Deshalb können die
Demodulation des abgeänderten 16 QAM Signals und die Wiedergabe des zweiten Datenstroms
bei dem Schritt 307 bzw. 315 ausgeführt werden. Beim Schritt 308 wird die
Fehlerrate untersucht, und wenn sie hoch ist, kehrt das Verfahren zu dem Schritt 313
zurück, um die QPSKpemodulation zu wiederholen.
Wie es in Fig. 22 gezeigt ist, sind die Signalpunkte 85, 83 auf eine Linie unter einem
Winkel von cos(on+nK/2) ausgerichtet, während 84 und 86 neben der Linie sind. Deshalb
wird die Rückkopplung von einem zweiten Datenstrom tragenden Trägerwellendaten, von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrom zu einer Trägerwieder-
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gabeschaltung 131 ausgeführt, so daß kein Träger zu dem Zeitpunkt der Signalpunkte
84 und 86 gewonnen werden muß. ■
Der Sender 1 ist ausgestaltet, Trägersynchronisiersignale in Intervallen einer gegebenen
Zeit mit dem ersten Datenstrom für den Zweck eines Ausgleichs für.eine Nichtde-■
modülation des zweiten Datenstroms zugeben. Das Trägersynchronisiersignal ermöglicht,
die Signalpunkte 83 und 85 des ersten Datenstroms unabhängig von der Demodulation
des zweiten Datenstroms zu identifizieren. Daher kann die Wiedergabe der Trägerwelle
durch die übertragenden Trägerdaten zu der Trägewiedergabeschaltung 131
ausgelöst werden.
Es wird dann beim Schritt 304 des Flußdiagramms der Fig. 24 untersucht, ob beim Empfang
eines solchen abgeänderten 64 QAM Signals m gleich 16 ist oder nicht, wie es in
Fig. 23 gezeigt ist. Beim Schritt 310 wird auch untersucht, ob m größer als 64 ist oder
nicht. Wenn beim Schritt 311 bestimmt wird, daß das empfangene Signal keine Anordnung
mit gleich beabstandeten Signalpunkten hat, geht das Verfahren zum Schritt 312.
Der Signalpunktabstand TH^ des abgeänderten 64 QAM Signals wird berechnet aus:
TH64 = (Ai+A2/2)/(Ai+A2) .
Diese Berechnung ist äquivalent zu der von TH16, aber ihr sich ergebender Abstand
zwischen Signalpunkten ist kleiner.
Wenn der Signalpunktabstand in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A3 ist, wird der
Abstand zwischen dem ersten 181 und dem zweiten Unterabschnitt 182 ausgedrückt
durch (A2-2A3). Dann wird der Druchschnittsabstand (A2-2A3)/(Ai+A2), der als d^ bezeichnet
wird. Wenn dM kleiner als T2 ist, was die Signalpunktunterscheidungsfähigkeit
des zweiten Empfängers 33 darstellt, werden irgendwelche zwei Signalpunkte in dem
Abschnitt kaum voneinander unterschieden werden. Diese Beurteilung wird beim Schritt
313 ausgeführt. Wenn ds4 außerhalb eines erlaubten Bereiches ist, geht das Verfahren
zu dem Schritt 313 zur Demodulation des QPSK Modus zurück. Wenn d64 innerhalb des
Bereiches ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 305 weiter, um die Demodulation von
16 QAM beim Schritt 307 zu ertauben. Wenn beim Schritt 308 bestimmt wird, daß die
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Fehlerrate zu hoch ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 313 zur Demodulation des
QPSK Modus zurück. .
Wenn der Sender 1 ein abgeändertes 8 QAM Signal liefert, so wie es in Fig. 25-a gezeigt
ist, in der alle die Signalpunkte unter Winkeln von cos(2nf+n«n/4) sind, werden die
Trägerwellen des Signals auf dieselbe Phase ausgedehnt und werden somit sehr leicht
wiedergegeben. Inzwischen werden zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms mit dem QPSK Empfänger demoduliert, während ein-Bit Daten des zweiten Datenstroms mit
dem zweiten Empfänger 33 demoduliert werden, und die gesamten drei-Bit Daten können
wiedergegeben werden.
Der dritte Empfänger 43 wird mehr im einzelnen beschrieben. Fig. 26 zeigt ein Blockdiagramm
des dritten Empfängers 43 ähnlich dem des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21.
Der Unterschied ist, daß eine Wiedergabeeinheit 234 für einen dritten Datenstrom hinzugefügt
ist, und auch die Diskriminator/Wiedergabeschaltung die Fähigkeit hat, acht-Bit
Daten zu erkennen. Die Antenne 42 des dritten Empfängers 43 hat einen Radius r3, der
größer als r2 ist, so daß Zustandssignale mit einem geringeren Abstand, z.B. 32- oder
64-Zustand QAM Signale, demoduliert werden können. Zur Demodulation des 64 QAM
Signals muß die erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung 136 8 Ziffern stellen des erfaßten
Signals erkennen, bei dem sieben unterschiedliche Schwellenwerte eingeschlossen sind. Da einer der Schwellenwerte null ist sind drei in dem ersten Quadranten enthalten.
Fi. 27 zeigt ein Raumdiagramm des Signals, bei dem der erste Quadrant drei verschiedene
Schwellenwerte enthält.
Wie es in Fig. 27 gezeigt ist, werden, wenn die drei normalisierten Schwellenwerte
TH164, TH2« und TH364 sind, sie ausgedrückt durch:
TH1M=(At+A3/2)/(A,+A2)
TH2s4 = (Ai+A2/2)/(Ai+Aj) und
TH364 = (Ai+A3-A3/2)/(A»+A2).
TH2s4 = (Ai+A2/2)/(Ai+Aj) und
TH364 = (Ai+A3-A3/2)/(A»+A2).
Durch eine AM Demodulation eines Phasenerfassungssignals kann unter Verwendung
der drei Schwellenwerte der dritte Datenstrom wie der erste und der zweite Datenstrom
wiedergegeben werden, die mit Fig. 21 erklärt worden sind. Der dritte Datenstrom enthält
z.B. vier Signalpunkte 201, 202, 203, 204 bei dem ersten Unterabschnitt 181, der in
Fig. 23 gezeigt ist, die 4 Werte von zwei-Bit Mustern darstellt. Daher können sechs Ziffern
oder abgeänderte 64 QAM Signale demoduliert werden.
Die Demodulationssteuerung 231 bestimmt die Werte m, A,, A2 und A3 aus den Demodulationsdaten,
die in dem ersten Datenstrom enthalten sind, der von der Wiedereingabeeinheit
232 für den ersten Datenstrom demoduliert worden ist, und berechnet die drei
Schwellenwerte TH1s4, TH2s4 und ΤΉ364. die dann der ersten 136 und der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung
137 zugeführt werden, so daß das abgeänderte 64
QAM Signal mit Gewißheit demoduliert wird. Auch kann, wenn die Demodulationsdaten
verwürfelt worden sind, das abgeänderte 64 QAM Signal nur mit einem bestimmten oder
einem Teilnehmerempfänger demoduliert werden. Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das
die Wirkung der Demodulationssteuerung 231 für abgeänderte 64 QAM Signale zeigt.
Der Unterschied gegenüber dem Ablaufdiagramm zur Demodulation des 16 QAM, das in Fig. 24 gezeigt ist, wird erklärt. Das Verfahren bewegt sich vom Schritt 304 zu dem
Schritt 320, wo untersucht wird, ob m=32 ist oder nicht. Wenn m=32 ist, wird die Demodulation
von 32 QAM Signalen beim Schritt 322 ausgeführt. Wenn nicht, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 321, wo untersucht wird, ob m=64 ist oder nicht. Wenn es
so ist, wird A3 beim Schritt 323 untersucht: Wenn A3 kleiner als ein vorbestimmter Wert
ist, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 305 und die gleiche Abfolge wie die der
Fig. 24 wird ausgeführt. Wenn beim Schritt 323 beurteilt wird, daß A3 nicht kleiner als der
vorbestimmte Wert ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 324, wo die Schwellenwerte
berechnet werden. Beim Schritt 325 werden die berechneten Schwellenwerte der ersten
und zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung zugeführt, und beim Schritt 326 wird
die Demodulation des abgeänderten 64 QAM Signals ausgeführt. Dann werden der erste,
zweite und dritte Datenstrom beim Schritt 327 wiedergegeben. Beim Schritt 328 wird
die Fehlerrate untersucht. Wenn die Fehlerrate hoch ist, bewegt sich das Verfahren zum
Schritt 305, wo die 16 QAM Demodulation wiederholt wird, und wenn sie niedrig ist, wird
die Demodulation des 64 QAM fortgesetzt.
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Die Wirkung der Trägerwellenwiedergabe, die zur Ausführung eines zufriedenstellenden
Demodulationsverfahrens benötigt wird, wird nun beschrieben. Der Bereich der vorliegenden
Erfindung schließt die Wiedergabe des ersten Datenstroms eines abgeänderten
16 oder 64 QAM Signals unter der Verwendung eines QPSK Empfängers ein. Jedoch
gibt ein üblicher QPSK Empfänger selten Trägerwellen wieder, so daß er versagt, eine
richtige Demodulation auszuführen. Zum Ausgleich sind einige Ausgestaltungen auf der
Seite des Senders und des Empfängers notwendig.
Zwei Techniken zum Ausgleich werden gemäß der vorliegenden Erfindung bereitgestellt.
Eine erste Technik betrifft die Übertragung von Signalpunkten, die unter Winkeln
von (2η-1)π/4 in Intervallen einer gegebenen Zeit ausgerichtet sind. Eine zweite Technik
bietet die Übertragung von Signalpunkten, die in Intervallen eines Winkels von ηπ/8 angeordnet
sind.
Gemäß der ersten Technik werden die acht Signalpunkte, einschließlich 83 und 85 unter
Winkeln von π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4 ausgerichtet, wie es in Fig. 38 gezeigt ist. Beim
Betrieb wird wenigstens einer der acht Signalpunkte während der Synchronzeitschlitzperioden
452, 453, 454, 455 übertragen, die in gleichen Zeitintervallen in einem Zeitschlitzzwischenraum
451 angeordnet sind, der in dem Zeitidagramm der Fig. 38 gezeigt ist. Irgendwelche erwünschten Signalpunkte werden während der anderen Zeitschlitze
übertragen. Der Sender 1 ist auch ausgebildet, Daten für das Zeitschlitzintervall den
Synchrönzeitdatenbereich 499 eines Synchrondatenblocks zuzuordnen, wie es in Fig.
41 gezeigt ist.
Der Inhalt eines Sendesignals wird mehr im einzelnen unter Bezug auf Fig. 41 erläutert.
Die Zeitschlitzgruppe 451, die die Synchronzeitschlitze 452, 453, 454, 455 enthält, stellt
einen einheitlichen Datenstrom oder Block 491 dar, der Daten Dn trägt.
Die Synchronzeitschlitze in dem Signal sind in gleichen Intervallen einer gegebenen Zeit
angeordnet, die durchlas Zeitschlitzintervall oder die Synchronzeitdate bestimmt sind.
Dahe wird, wenn die Anordnung der Synchronsierzeitschlitze erfaßt wird, die Wiedergabe
von Trägerwellen Schlitz um Schlitz ausgeführt, indem die Synchronzeitdaten von ihren
entsprechenden Zeitschlitzen gewonnen werden.
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Solche Synchrondaten S sind in einem Synchronblock 493 enthalten, der am Kopfende
eines Datenübertragungsblock 492 vorgesehen ist, der aus einer Anzahl von Synchronzeitschlitzen
besteht, die durch die Schraffurin Fig. 41 angegeben sind Demgemäß
nehmen die Daten, die zur Trägerwellenwiedergabe gewonnen werden sollen, zu, so daß der QPSK Empfänger die erwünschten Trägerwellen mit größerer Genauigkeit und
Wirksamkeit wiedergeben kann. .
Der Synchronblock 493 umfaßt Synchrondatenbereiche 496, 497, 498 ..,, die Synchrondaten
St1 S2, S3 jeweils enthalten, die eindeutige Wörter und Demodulationsdaten einschließen.
Der Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ist an dem Ende des Synchronblocks 493 vorgesehen, der eine Date It enthält, die Informationen über
die Intervallanordnung und die Zuordnung der Synchronzeitschlitze einschließt.
Die Signalpunktdate in dem Phasensynchronzeitschiitz hat eine bestimmte Phase und
kann somit durch den QPSK Empfänger wiedergegeben werden. Demgemäß kann IT in
dem Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ohne Fehler wiedergewonnen
werden, so daß die Wiedergabe von Trägerwellen mit Genauigkeit Sichergestell ist.
Wie es in Fig. 41 gezeigt ist, folgt dem Synchronblock 493 ein Demodulationsdatenblock
501, der Demodulationsdaten über Schwellenspannungen enthält, die zur Demodulation
des abgeänderten mehr-Bit QAM Signals benötigt werden. Diese Daten sind zur Demodulation des mehr-Bit QAM Signals wesentlich und können bevorzugt in einem Bereich
502, derein Teil des Synchronblocks 493 ist, zur leichteren Rückgewinnung enthalten
sein.
Fig. 42 zeigt die Zuordnung von Signaldaten zur Übertragung von Burstformat-Signalen
durch ein Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren.
Die Zuordnung ist von der der Fig..41 durch die Tatsache unterschieden, daß eine Sicherungsperiode
521 zwischen irgendwelchen zwei benachbarten Dn Datenblöcken 491, 491 zur Unterbrechung der Signalübertragung eingeführt ist. Auch ist jeder Datenblock
491 am vorderen Ende eines Synchronbereiches 522 vorgesehen, so daß ein Datenblock 492 gebildet wird. Während des Synchronbereiches 522 werden nur die Si-
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gnalpunkte mit einer Phase mit (2-η1)π/4 übertragen. Demgemäß wird die Trägerwellenwiedergabe
mit dem QPSK Empfänger machbar. Insbesondere können das Synchronsignal
und die Trägerwellen durch einen Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren wiedergegeben werden.
Die Trägerwellenwiedergabe des ersten Empfängers 23, die in Fig. 19 gezeigt ist, wird
mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf die Fig. 43 und 44 erklärt. Wie es in Fig. 43
gezeigt ist, wird ein Eingangssignal durch die Eingangseinheit 24 einer Synchronbestimmungsschaltung
54.1 zugeführt, wo seine Synchronisierung bestimmt wird. Ein demoduliertes Signal von der Synchronbestimmungsschaltung 541 wird zu einer Ausgangsschaltung
542 zur Wiedergabe des ersten Datenstroms übertragen. Eine Date des Zuordnungsdatenbereiches 499 der Phase des Synchronsignals (in Fig. 41 gezeigt)
wird mit einer Synchronisiergewinnungssteuerschaltung 543 wiedergewonnen, so daß
die Zeitlage der Synchronignale von (2η-1)π/4 Daten bestätigt und als ein Phasensynchronteuerimpuls
561, der in Fig. 44 gezeigt ist, zu einer Trägerwiedergabesteuerschaltung
544 übertragen werden kann. Auch wird das demodulierte Signal der Synchronbestimmungsschaltung
541 einer Frequenzmultiplikationsschaltung 544 zugeführt, wo es 4x multipliziert wird, bevor es zu der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 übertragen
wird. Das sich ergebende Signal, das in Fig. 44 mit 562 bezeichnet ist, enthält eine
wahre Phasendate 563 und andere Daten. Wie es in einem Zeitdiagramm 564 der Fig.
44 dargestellt ist, sind die Phasensynchronzeitschlitze'542, die die (2η-1)π/4 Daten tragen,
auch in gleichen Intervallen enthalten. Bei der Trägerwiedergabesteuerschaltung
544 wird das Signal 562 durch den Phasensynchronsteuerimpuls 561 abgetastet, um
ein Phasenabtastsignal 565 zu erzeugen, das dann durch eine Abtast-Halte-Wirkung in
ein Phasensignal 566 umgewandelt wird. Das Phasensignal 566 der Trägerwiedergabesteuerschaltung
544 wird über ein Schleifenfilter 546 einem spannungsgesteuerten Oszillator 547 zugeführt, wo seine relevante Trägerwelle wiedergegeben wird. Der wiedergegebene
Träger wird dann zu der Synchronbestimmungsschaltung 541 geschickt. Auf diese Weise werden die Signalpunktdate der (2η-1)π/4 Phase, die durch die abgeschatteten
Bereiche in Fig. 39 angegeben ist, wiedergewonnen und so verwendet, daß
eine richtige Trägerwelle durch eine 4x oder 16x Frequenzmultiplikation wiedergegeben
werden kann. Obgleich eine Mehrzahl von Phasen auf einmal wiedergegeben wird, kann die absolute Phase des Trägers erfolgreich unter Verwendung eines eindeutigen
Worts erkannt werden, das dem Synchronbereich 496 zugeordnet ist, der in Fig. 41 gezeigt
ist.
Zur Übertragung eines abgeänderten 64 QAM Signals, wie es in Fig. 40 gezeigt ist, werden
Signalpunkte in dem Phasensynchronisierbereichen 471 bei der (2η-1)π/4 Phase,
die durch die Schraffur angegeben ist, den Synchronisierzeitschlitzen 452 usw. zugeordnet.
Sein Träger kann kaum mit einem üblichen QPSK Empfänger wiedergegeben werden, aber erfolgreich mit dem ersten Empfänger 23 des QPSK Modus, der mit der
Trägerwiedergabeschaltung der Ausführungsform versehen ist.
Die vorgenannte Trägerwiedergabeschaltung ist vom COSTAS Typ. Eine Trägerwiedergabeschaltung
vom Umkehrmodulationstyp wird nun gemäß der Ausführungsform erklärt.
Fig. 45 zeigt eine Trägerwiedergabeschaltung vom Umkehrmodulationstyp gemäß der
vorliegenden Erfindung, bei der ein empfangenes Signal von der Eingangseinheit 24 einer
Synchronisierbestimmungsschaltung 541 zugeführt wird, um ein demoduliertes Signal
zu erzeugen. Auch wird das Eingangssignal durch eine erste Verzögerungsschaltung
591 zu einem Verzögerungssignal verzögert. Das Verzögerungssignal wird dann zu einer Quadraturphasenmodulatorschaltung 592 übertragen, wo es durch das demodulierte
Signal von der Synchronisierbestimmungsschaltung 541 zu einem Trägersignal
rückdemoduliert wird. Das Trägersignal wird durch eine Trägerrückgewinnungssteuerschaltung
544 einem Phasenvergletcher.593 zugeführt. Eine von einem spannungsgesteuerten
Oszillator VCO 547 erzeugte Trägerwelle wird durch eine zweite Verzögerungsschaltung
594 zu einem Verzögerungssignal verzögert, das auch dem Phasenvergleicher 593 zugeführt wird. Bei dem Phasenvergleicher 594 wird das rückdemodulierte
Trägersignal mit der Phase mit dem Verzögerungssignal verglichen, so daß ein Phasendifferenzsignal erzeugt wird. Das Phasendifferenzsignal wird durch ein Schleifenfilter
546 einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 547 zugeführt, der seinerseits eine Trägerwelle erzeugt, die in der Phase zu der empfangenen Trägerwelle angeordnet
ist. In gleicherweise wie die COSTAS Trägerwiedergabeschaltung, die in Fig. 43 gezeigt
ist, führt eine Synchronisierrückgewinnungssteuerschältung 543 ein Abtasten von
Signalpunkten durch, die in den schraffierten Bereichen der Fig. 39 enthalten sind.
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Demgemäß kann die Tragerwelle eines 16 oder 64 QAM Signals mit dem QPSK Demodulator
des ersten Empfängers 23 wiedergegeben werden.
Die Wiedergabe einer. Trägewelle durch 16x Frequenzmultiplikation wird erklärt. Der
Sender 1, der in Fig. 1 gezeigt ist, ist ausgebildet, ein abgeändertes 16 QAM Signal mit
Zuordnung seiner Signalpunkte bei ηπ/8 Phase, wie es in Fig. 46 gezeigt ist, zu modulieren und zu übertragen. Bei dem ersten Empfänger 23, der in Fig. 19 gezeigt ist, kann
die Trägerwelle mit seiner als COSTAS Trägerrückgewinnungssteuerschaltung wiedergegeben
werden, die eine 16x Multiplikationsschaltung 661 enthält, die in Fig. 48 gezeigt
ist. Die Signalpunkte mit jeweils ηπ/8 Phase, die in Fig. 46 gezeigt sind, werden bei
dem ersten Quadranten durch die Wirkung der 16x Multiplikationsschaltung 661 bearbeitet,
wodurch der Träger durch die Kombination eines Schleifenfilters 546 und eines
spannungssteuerten Oszillators VCO 541 wiedergegeben wird. Auch kann die absolute
Phase aus den-16 verschiedenen Phasen durch Zuordnung eines eindeutigen Wortes
zu dem Synchronisierbereich bestimmt werden.
Die Ausgestaltung der 16x Multiplikationsschaltung wird unter Bezugnahme auf Fig. 48
erklärt. Ein Summensignal und.ein Differenzsignal werden von dem demodulierten Si-.
gnal durch eine Addierschaltung 662 bzw. einer Subtraktionsschaltung 663 erzeugt und
dann miteinander durch eine Multiplikationsschaltung 664 zu einem coc 2Θ Singnal multipliziert.
Auch erzeugt eine Multiplikationsschaltung 665 ein sin 2Θ Singnal. Die zwei Signale
werden.dann durch eine Multiplikationsschaltung 646 zu einem sin 4Θ Singnal
multipliziert. -
Ähnlich wird ein sin 8Θ Singnal von den zwei Signalen, sin 2Θ und cos 2Θ durch die
Kombination einer Addierschaltung 667, einer Subtraktionsschaltung 668 und einer Multiplikationsschaltung
670 erzeugt. Desweiteren wird ein sin 16Θ Singnal durch die Kombination
einer Addierschaltung 671, einer Subtraktionsschaltung 672 und einer Multiplikationsschaltung
673 erzeugt. Dann ist die 16x Multiplikation abgeschlossen.
Durch die vorgenannte i6x Multiplikation wird die Trägerwelle aller Signalpunkte des
abgeänderten 16 QAM Signals, das in Fig. 46 gezeigt ist, erfolgreich wiedergegeben,
ohne bestimmte Signalpunkte zu gewinnen.
Jedoch kann die Wiedergabe der Trägerwelle des abgeänderten 64 QAM Signals, das
in Fig. 47 gezeigt ist, eine Zunahme der Fehlerrate aufgrund einer Versetzung einiger
Signalpunkte von den Synchronisierbereichen 471 einschließen.
Zwei Techniken sind zum Ausgleich der Folgen bekannt. Eine ist, die Übertragung der
Signalpunkte zu verhindern, die von den Synchronisierbereichen versetzt sind. Dies
bewirkt, daß die gesamte Menge an übertragenen Daten verringert wird, erlaubt aber,
daß die Ausgestaltung erleichtert wird. Das anderist, Synchronisierzeitschlitze vorzusehen,
wie es in Fig. 38 beschrieben ist. Insbesondere werden die Signalpunkte in den
ηπ/8 Synchronisierphasenbereichen z.B. 471 und 471a, während der Periode der entsprechenden
Synchronisierzeitschlitze in der Zeitschlitzgruppe 451 übertragen. Dies löst eine genaue Synchronisierwirkung während der Periode aus, so daß ein Phasenfehler
minimiert wird.
Wie es nun verstanden ist, ermöglicht die 16x Multiplikation einem einfach QPSK Empfänger,
die Trägerwelle eines abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals wiederzugeben.
Auch bewirkt die Einführung der Synchronisierzeitschlitze, daß die Phasengenauigkeit
während der Wiedergabe der Trägerwellen von einem abgeänderten 64 QAM Signal erhöht wird. .
Wie es oben angegeben worden ist, kann das Signalübertragungssystem der vorliegenden
Erfindung eine Mehrzahl von Daten auf einer einzigen Trägerwelle gleichzeitig mit
der Mehrsignalpegelanordnung übertragen.
Genauer gesagt werden drei Empfänger mit unterschiedlichem Pegel, die bestimmte Eigenschaften
der Signalempfangsempfindlichkeit und Demodulationsmöglichkeit haben, in bezug auf einen einzigen Sender vorgesehen, so daß irgendeiner von ihnen in Abhängigkeit
von einer erwünschten, zu demodulierenden Datengröße ausgewählt werden
kann, die proportional zu dem Preis ist. Wenn der erste Empfänger mit geringer Auflösungsqualität
und geringem Preis zusammen mit einer kleinen Antenne erworben wird,
kann sein Besitzer den ersten Datenstrom eines Übertragunssignals empfangen und wiedergeben. Wenn der zweite Empfänger mit mittlerer Auflösungsqualität und mittlerem
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Preis zusammen mit einer mittleren Antenne erworben wird, kann sein Besitzer den ersten
und den zweiten Datenstrom des Signals empfangen und wiedergeben. Wenn der
dritte Empfänger mit hoher Auflösungsqualität und hohem Preis mit einer großen Antenne
erworben wird, kann sein Empfänger ingesamt den ersten, den zweiten und den
dritten Datenstrom des Signal empfangen und wiedergeben.
Wenn der erste Empfänger ein digitaler Satelliten-Fernsehheimempfänger mit geringem
Preis ist, wird er begeistert von der Mehrheit der Zuschauer begrüßt. Der zweite Empfänger,
der von der mittleren Antenne begleitet wird, kostet mehr und wird von den Durchschnittszuschauern nicht angenommen, sondern von bestimmten Leuten, die sich
der Hochauflösungsfernsehdienste erfreuen möchten. Der dritte Empfänger, der von
der großen Antenne begleitet ist, zumindest bevor der Satellitenausgang erhöht wird, ist
für den Heimeinsatz nicht geeignet und wird möglicherweise von betreffenden Industrien
verwendet. Beispielsweise wird der dritte Datenstrom, der Super-Hochaüflösungsfernseh-Signale
trägt, über einen Satelliten an Teilnehmerkinos übertragen, die somit Videobänder
statt herkömmlicher Kinofilme abspielen kann und das Kinogeschäft bei niedrigen
Kosten durchführen.
Wenn die vorliegenden Erfindung auf einen Fernsehsignalübertragungsdienst angewendet
wird, werden drei Bilder unterschiedlicher Qualität auf einer einzigen Kanalwelle
getragen und bieten zueinander Kompatibilität an. Obgleich sich die erste Ausführungsform auf ein QPSK, ein abgeändertes 8 QAM, ein abgeändertes 16 QAM und ein abgeändertes
64 QAM Signal bezieht, werden andere Signale ebenfalls mit gleichem Erfolg verwendet, einschließlich eines 32 QAM1 eines 256 QAM, eines 8 PSK, eines 16 PSK,
eines 32 PSK Signals. Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht auf ein
Satellitenübertragungssystem begrenzt ist und auf ein terrestrisches Kommunikationssystem oder ein Kabelübertragungssystem angewendet wird.
Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird angegeben, in der die
physikalische Mehrpegelausgestaltung der ersten Ausführungsform in kleine Unterpegel,
durch z.B. Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit, unterteilt ist, so daß ei-
ne logische Mehrpegelkonstruktion gebildet wird. Bei der ersten Ausführungsform hat
jeder Mehrpegelkanal unterschiedliche Pegel bei der elektrischen Signalamplitude oder
der physikalischen Demodulationsfähigkeit. Die zweite Ausführungsform bietet unterschiedliche
Pegel bei der logischen Wiedergabefähigkeit an, wie der Fehlerkorrketur.
Zum Beispiel wird die Date Di in einem Mehrpegelkanal in zwei Komponeten, Dm und
Di-2, unterteilt, und D,., wird bei der Fehlerkorrekturfähigkeit stärker als D^zur Unterscheidung
erhöht. Demgemäß kann, da die Fehlerbestimmungs- und Korrekturfähigkeit zwischen Dm und Di.2 bei der Demodulation unteschiedlich ist, Dm erfolgreich innerhalb
einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben werden, wenn der S/N Pegel eines ursprünglichen
Sendesignals so niedrig ist, daß die Wiedergabe von D1.2 unmöglich wird.
Dies wird ausgeführt, indem die logische Mehrpegelausgestaltung verwendet wird.
Genauer gesagt besteht die logische Mehrpegelausgestaltung darin, Daten eines modulierten
Mehrpegelkanals zu unterteilen und Abstände zwischen Fehlerkorrekturcoden zu unterscheiden, indem Fehlerkorrekturcode mit Produktcoden zum Verändern der
Fehlerkorrketurfähigkeit gemischt werden. Daher kann ein Signal mit mehr Pegeln
übertragen werden.
Tatsächlich wird ein D1 Kanal in zwei Unterkanäle Dm und D1^ unterteilt und ein D2 Kanal
wird in zwei Unterkanäle D2-1 und D2.2 unterteilt.
Dies wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 87 erläutert, in der Dm von einem
niedrigsten S/N Signal wiedergegeben wird. Wenn die S/N Rate höchstens d ist,
können drei Komponenten Di-2 O2-i und D2.2 nicht wiedergegeben werden, während Dm
wiedergegeben wird. Wenn S/N nicht kleiner als c ist, kann Di.2 auch wiedergegeben
werden. Ebenso wird, wenn S/N gleich b ist, Dm wiedergegeben, und wenn S/N gleich a
ist, wird D2.2 wiedergegeben. Wenn die S/N Rate zunimmt, werden die wiedergebbaren
Signalpegel in der Zahl erhöht. Je niedriger S/N desto weniger wiedergebbare Signalpegel.
Dies wird in der Form der Beziehung zwischen dem Übertragungsabstand und dem wiedergebbaren S/N Wert unter Bezugnahme auf Fig. 86 erklärt. Im allgemeinen
wird der S/N Wert eines empfangenen Signals proportional zu dem Abstand des Sendens
verringert, wie es durch die wirkliche Linie 861 in Fig. 86 ausgedrückt ist. Es wird
nun angenommen, daß.der Abstand von einer Sendeantenne zu einer Empfängerantenne
La ist, wenn S/N=a, Lb ist, wenn S/N=b, Lc ist, wenn S/N=c, Ld ist, wenn S/N=d,
und Le ist, wenn S/N=e. Wenn der Abstand von der Sendeantenne größer als Ld ist,
kann Dl1 wiedergegeben werden, wie es in Fig. 85 gezeigt ist, wo der Empfangsbereich
462 durch die Schraffur angegeben ist. Mit anderen Worten kann Dm innerhalb eines ,
stark ausgedehnten Bereiches wiedergegeben werden. Ähnlich kann D1.2 in einem Bereich
863 wiedergegeben werden, wenn die Entfernung nicht mehr ais Lc ist. In diesem
Bereich 863, der den Bereich 862 enthält, kann D1., ohne Zweifel wiedergegeben werden.
In einem kleineren Bereich 850 kann Dm wiedergegeben werden, und in einem
kleinsten Bereich 865 kann D2-2 wiedergegeben werden. Es versteht sich, daß die verschiedenen Datenpegel eines Kanals entsprechend dem Verringerungsgrad bei der S/N
Rate wiedergegeben werden können. Die logische Mehrpegelausgestaltung des Signalübertragungssystems
der vorliegenden Erfindung kann die gleiche Wirkung wie ein herkömmliches analoges Übertragungssystem liefern, bei dem die Menge an empfangbaren
Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate abnimmt.
Die Konstruktion der logischen Mehrpegelausgestaltung wird beschrieben, in der zwei
physikalische Pegel und zwei logische Pegel vorgesehen sind. Fig. 87 ist ein Blockdiagramm
eines Senders 1, der mit der Konstruktion im wesentlichen identisch mit dem in
Fig. 2 gezeigten ist und vorhergehend bei der ersten Ausführungsform beschrieben
worden ist und im einzelnen nicht weiter erklärt wird. Der einzige Unterschied ist, daß die
Fehlerkorrekturcodecodierer als ECC Codierer abgekürzt hinzugefügt worden sind. Die
leerschaltung 3 hat vier Ausgänge 1-1,1-2, 2-1 und 2-2, durch die vier Signale DMl
Di-2, D2-! und D2.2, die von dem Eingangssignal abgeteilt worden sind, geliefert werden.
Die zwei Signal D1^ und D1.2 werden zwei, einem Haupt-, und einem Neben-, ECC Codierer
872a, 873a des ersten ECC Codierers 871a jeweils zum Umwandten in Fehlerkorrekturfomnen
zugeführt.
Der Haupt-ECC-Codierer 872a hat eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als die des
Unter-ECC-Codierers 873a. Daher kann Dm bei einer niedrigeren Rate von S/N als D1^
wiedergegeben werden, wie es aus dem S/N Pegeldiagramm der Fig. 85 offensichtlich
ist. Insbesondere wird der logische Pegel des Dm weniger durch die Verminderung von
S/N als deievon Di.2 beeinflußt. Nach der Codierung mit dem Fehlerkorrekturcode werden
Di-I. und D1.2 durch einen Summierer 874a zu einem D1 Signal summiert, das dann
zu dem Modulator 4 übertragen wird. Die anderen zwei Signale D2-1 und D2-2 der Teilerschaltung
3 werden zur Fehlerkorrketur durch zwei, einen Haupt- und einen Neben-,
ECC Codierer 872b, 873b eines zweiten ECC Codierers 871b jeweils codiert, und dann
durch einen Summierer 874b zu einem D2 Signal summiert, das dann zu dem Modulator
4 übertragen wird. Der Haupt-ECC-Codierer 872b hat eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit
als der Neben-ECC-Codierer 873b. Der Modulator 4 wiederum erzeugt aus den zwei Eingangssignalen, D1 und D2, ein moduliertes Mehrpegelsignal, das weiter von der
Sendeeinheit 5 übertragen wird. Es versteht sich, daß das Ausgangssignal von dem
Sender 1 zwei physikalische Pegel D1.und D2 hat und auch vier logische Pegel Dm, Ο,.2,
D2-I und D2.2 auf der Grundlage der zwei physikalischen Pegel, um unterschiedliche
Fehlerkorrekturfähigkeiten zu liefern.
Der Empfang eines solchen Mehrpegelsignals wird erklärt. Fig. 88 ist ein Blockdiagramm
eines zweiten Empfängers 33, der in der Konstruktion nahezu mit dem in Fig. 21 gezeigten
identisch ist und bei der ersten Ausführungsform beschneben worden ist. Der zweite
Empfänger 33, der zum Empfang von Mehrpegelsignalen von dem Sender 1, der in Fig.
87 gezeigt ist, ausgestaltet ist, umfaßt des weiteren einen ersten 876a und einen zweiten
ECC Codierer 876b, in dem die Demodulation von QAM oder irgendeinem AKS, PSK und FSK ausgeführt wird, wenn es erwünscht ist.
Wie es in Fig. 88 gezeigt ist, wird ein empfangenes Signal durch den Demodulator 35 in
zwei Signale, D1 und D2, demoduliert, die dann zwei Teilerschaltungen 3a bzw. 3b zugeführt
werden, wo sie in vier logische Pegel Dm, Dl2, Dm und D2.2 aufgeteilt werden. Die
vier Signale werden zu dem ersten 876a und dem zweiten ECC Decodierer 876b übertragen,
in denen Dm durch einen Haupt-ECC-Decodierer 877a fehlerkorrigiert wird. D1^
durch einen Neben-ECC-Decodierer 878a, Dm durch einen Haupt-ECC-Decodierer
877b und D2.2 durch einen Neben-ECC-Decodierer 878e, bevor alle zu dem Summierer
37 geschickt werden. Bei dem Summierer 37 werden die vier fehlertorrigierten Signale,
Dm, Di-2, Dm und D2.2, zu einem einzigen Signal summiert, das dann von der Aus^
gangseinheit 36 geliefert wird.
Da Dm und Dm eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit als Df.2 bzw. D2.2 haben, bleibt
die Fehlerrate geringer als ein gegebener Wert, obgleich S/N ziemlich niedrig ist, wie es
in Fig. 85 gezeigt ist, und somit wird ein ursprüngliches Signal erfolgreich wiedergegeben.
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Die Wirkung der Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit zwischen den Haupt-ECC-Decodierem
877a, 877b und dem Neben-ECC-Decodierern 878a, 878b wird nun mehr im einzelnen beschrieben. Es ist eine gute Idee, um einen Unterschied bei der Fehlerkorrekturfähigkeit
zu haben, in dem Neben-ECC-Decodierer eine übliche Codiertechnik zu verwenden, z.B. ein Reed-Solornon oder BCH Verfahren, das einen Standardcodeabstand
hat, und in dem Haupt-ECC-Decodierer eine andere Codiertechnik, bei der der Abstand zwischen den Fehlerkorrekturcoden erhöht wird, wobei Reed-Solomon Code,
ihre Produktcode oder ändere Code großer Länge verwendet werden. Eine Vielzahl von
bekannten Techniken zum Erhöhen des Fehlerkorrekturabstandes ist eingeführt worden
und wird nicht mehr erläutert. Die vorliegenden Erfindung kann mit irgendeiner bekannten
Technik verbunden werden, um die logische Mehrpegelausgestaltung zu erreichen.
Die logische Mehrpegelausgestaltung wird in Verbindung mit einem Diagramm der Fig.
89 erläutert, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehleffate nach der Fehlerkorrektur
zeigt. Wie es gezeigt ist, stellt die gerade Linie 881 Dv1 bei S/N und der Fehlerratenbeziehung
dar, und die Linie 882 stellt das gleiche bei Dv2 dar.
Wenn die S/N Rate eines Eingangssignals abnimmt, nimmt die Fehlerrate nach der
Fehlerkorrektur zu. Wenn S/N niedriger als ein gegebener Wert ist, überschreitet die
Fehlerrate einen Bezugswert Eth, der durch die Systemkonstruktionsvorgaben bestimmt
ist, und es wird keine ursprüngliche Date normalerweise rekonstruiert. Wenn S/N auf
weniger als e verringert wird! versagt das Di Signal, wiedergegeben zu werden, wie es
durch die Linie 881 von Dvi in Fig. 89 ausgedrückt ist. Wenn e^S/N<d ist, zeigt Dm des
D1 Signals eine größere Fehlenrate Eth und wird nicht wiedergegeben.
Wenn S/N gleich d an dem Punkt 885d ist, wird Dvi, das eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit
als D1-2 hat, mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben
werden. Zur gleichen Zeit bleibt die Fehlerrate von Dv2 höher als Eth nach der Fehlerkorrektur
und wird nicht länger wiedergegeben.
Wenn S/N bis zu c an dem Punkt 885c erhöht wird, wird Dv2 mit der Fehlerrate nicht
größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zur gleichen Zeit bleiben Dm und D2.2
in keinem Demodulationszustand, Nachdem die S/N Rate weiter auf b' erhöht worden
ist, wird das D2 Signal bereit, demoduliert zu werden.
Wenn S/N zu dem Punkt b an dem Punkt 885b erhöht wird, wird Dm des D2 Signals mit
der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zu dieser Zeit
bleibt die Fehlerrate von D2-2 größer als Eth und wird nicht wiedergegeben. Wenn S/N
bis a an dem Punkt 885a erhöht wird, wird D2.2 nicht größer als Eth und kann wiedergegeben
werden.
Wie es oben beschrieben worden ist, können die vier verschiedenen logischen Signalpegel,
die von zwei physikalischen Pegeln, D1 und O2, durch Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit
zwischen den Pegeln abgeteilt worden sind, gleichzeitig übertragen
werden. .
Unter Verwendung der logischen Mehrpegelausgestaltung der vorliegenden Erfindung
in Begleitung mit einer Mehrpegelkonstruktion, bei der wenigstens ein Teil des ursprünglichen
Signals wiedergegeben wird, selbst wenn Daten bei einem höheren Pegei verio-
: ren sind, wird eine digitale Signalübertragung erfolgreich ausgeführt, ohne die vorteilhafte
Wirkung einer analogen Signalübertragung zu verlieren, bei der das Übertragen von
Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate niedrig wird.
Dank der heutigen Bilddatenkomprimiertechniken können komprimierte Bilddaten bei
der logischen Mehrpegelanordnung übertragen werden, um einer Empfängerstation zu
ermöglichen, ein Bild höherer Qualität als das eines Analogsystems wiederzugeben, und
dies auch bei einem nicht scharf, sondern schrittweise abnehmenden Signalpegel, um
einen Signalempfang in einem größerem Bereich sicherzustellen. Die vorliegenden Erfindung
kann eine zusätzliche Wirkung der Mehrschichtausgestaltung liefern, die kaum von einem bekannten digitalen Signalübertragungssystem ausgeführt wird, ohne die
Bilddaten hoher Qualität zu verschlechtern.
EineDie dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf
die betreffenden Zeichnungen beschrieben. .
Fig. 29 ist eine schematische Gesamtansicht, die die dritte Ausführungsform in der Form
eines digitalen Fernsehsystems darstellt. Ein Eingangsvideosignal 402 eines Fernsehbildes
super hoher Auflösung wird einer Eingangseinheit 403 eines ersten Videdocodierers
401 zugeführt. Dann wird das Signal durch eine Teilerschaltung 404 in drei Datentströme,
in einen ersten, zweiten und dritten unterteilt, die zu einer Komprimierschaltung
405 zur Datenkomprimierung übertragen werden, bevor sie weiter abgegeben werden.
In gleicher Weise werden andere drei Videoeingangssignale 406, 407 und 408 einem
zweiten 409, einem dritten 410 und einem vierten Videocodierer411 jeweils zugeführt,
die alle mit identischer Konstruktion wie der erste Videöcodierer 401 zur Datenkomprimierung
ausgebildet sind.
Die vier ersten Datenströme von ihren jeweiligen Codierern 401, 409, 410, 411 werden
zu einem ersten Multiplexer 413 eines Multiplexer 412 übertragen, wo sie durch ein
Zeitmultiplexverfahren zu einem ersten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden,
das einem Sender 1 zugeführt wird.
Ein Teil der oder alle vier zweiten Datenströme von ihren entsprechenden Codierern
401, 409, 410, 411 werden einern zweiten Multiplexer 414 des Multiplexers 412 zugeführt,
wo sie zu einem zweiten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden, das
dann dem Sender 1 zugeführt wird. Auch wird ein Teil oder alle vier dritten Datenströme
zu einem dritten Multiplexer 415 überführt, wo sie zu einem dritten Datenstrom-Multiplexsignal
zeitgemultiplext werden, das dann dem Sender 1 zugeführt wird.
Der Sender 1 führt eine Modulation der drei Datenstromsignale mit seinem Modulator 4
in gleicher Weise durch, wie es bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist.
Die modulierten Signale werden von einer Sendereinheit 5 über eine Antenne 6 und eine
Aufwärtsverbindung 7 zu einem Transponder 12 eines Satelliten 10 geschickt, der
sie wiederum zu drei verschiedenen Empfängern, einschließlich eines ersten Empfängers
23, überträgt.
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Das über eine Abwärtsverbindung 21 übertragene, modulierte Signal wird von einer
kleinen Antenne 22 mit einem Radius r, empfangen und einer Wiedergabeeinheit 232
für einen ersten Datenstrom des ersten Empfängers 23 zugeführt, wo nur sein erster
Datenstrom demoduliert wird. Der demodulierte, erste Datenstrom wird dann durch einen
ersten Videodecodierer 421 in ein herkömmliches 425 oder Weitbild NTSC oder Videoausgangssignal
426 niedriger Bildauflösung umgesetzt.
Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbindung 31 übertragen wird,
von einer mittleren Antenne 32 mit einem Radius r2 empfangen und einer ersten 232
und einer zweiten Wiedergabeeinheit 233 für einen Datenstrom eines zweiten Empfängers
33 zugeführt, wo sein erster und zweiter Datenstrom jeweils moduliert werden. Der
demodulierte erste und zweite Datenstrom werden dann summiert und durch einen zweiten Videodecodierer 422 in ein HTDV oder Videoausgangssignäl 427 hoher Bildauflösung
und/oder zu Videoausgangssignalen 425 und 426 umgewandelt.
Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbindung 41 übertragen wird,
von einer großen Antenne 42 mit einem Radius r3 empfangen und einer ersten 232, einer
zweiten 233 und einer dritten Datenstromwiedergabeeinheit 234 eines dritten Empfängers
43 zugeführt, wo sein erster, zweiter und dritter Datenstrom jeweils demoduliert
werden. Der demodulierte erste, zweite und dritte Datenstrom werden dann summiert
und durch einen dritten Videodecodierer 423 in ein Super-Hochauflösungsfernseh- oder
Videoausgangssignäl 428 mit super großer Auflösung zur Verwendung in einem Videotheater oder Kino umgesetzt. Die Videoausgangssignale 425, 426 und 427 können
auch wiedergegeben werden, wenn es erwünscht ist. Ein übliches digitales Fernsehsignal
wird von einem herkömmlichen digitalen Sender 51 übertragen, und wenn es von
dem ersten Empfänger 23 empfangen wird, wird es in das Videoausgangssignäl 426,
wie ein NTSC Fernsehsignal geringer Auflösung, umgewandelt.
Der erste Videocodierer 401 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das
Blockdiagramm der Fig. 30 erklärt. Ein Eingangsvideosignal super hoher Auflösung wird
durch die Eingangseinheit 403 der Teilerschaltung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten
durch ein Nebenband-Codierverfahren unterteilt wird. Insbesondere wird das Eingangsvideosignal, indem es durch ein horizontales Tiefpaßfilter 451 und ein horizontales
Hochpaßfilter 452 von z.B. QMF Modus hindurchgeht, in zwei horizontale Fre-
ει
quenzkomponenten, eine niedrige und eine hohe, aufgeteilt, die mit einer Hälfte ihrer
Menge durch zwei Nebenabtaster 453 bzw. 454 nebenabgetastet werden. Die niedrige,
horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 455 und ein vertikales
Hochpaßfilter 456 zu einer niedrigen, horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente
oder HLVL Signal bzw. zu einer niedrigen horizontalen, hohen vertikalen Komponente
oder HlVh Signal gefiltert. Die zwei Signale HlVl und H1Vh, werden dann zur Hälfte
durch zwei Nebenabtaster 457 bzw. 458 nebenabgetastet und zu der Komprimierschaltung
405 übertragen.
Die hohe, horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 459 an ein vertikales
Hochpaßfilter 460 zu einer hohen horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente oder HHVL Signal bzw. zu einer hohen horizontalen, hohen vertikalen Komponente oder
HHVH Signal gefiltert. Die zwei Signale, HHVL und HHVH, werden dann zur Hälfte durch
zwei Nebenabtaster 461 bzw. 462 nebenabgetastet und zu der Komprimierschaltung
405 übertragen.
Das HlVl Signal wird vorzugsweise durch einen ersten Komprimierer 471 der Komprimierschaltung
405 DCT komprimiert und von einem ersten Ausgang 405 als der erste Datenstrom übertragen.
Auch wird das HlVn Signal durch einen zweiten Komprimierer 473 komprimiert und einem
zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das HhVl Signal wird durch einen dritten Komprimierer
463 komprimiert und dem zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das HhVh Signal
wird durch eine Teilerschaltung 465 in zwei Videosignale, eines mit hoher Auflösung
(HHVH1) und eines mit super hoher Auflösung (HHVH2), unterteilt, die dann zu dem
zweiten Ausgang 464 bzw. einen dritten Ausgang 468 übertragen werden.
Der erste Videodecodierer 421 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig.
31 erläutert. Der erste Datenstrom oder das DY Signal des ersten Empfängers 23 wird
durch eine Eingangseinheit 501 einem Endwürfeier 502 des ersten Videodecodierers
421 zugeführt, wo es entwürfelt wird. Das entwürfelte Di Signal wird durch einen Expander
503 zu HlVl expandiert, das dann einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 504
zugeführt wird. Somit kann das HLVL Signal durch eine Ausgangseinheit 505 in einem
Standardformat 500, einem Briefkastenformat 507, einem Weitbildschirmformat 508
oder einem Seitentafelformat NTSC Signal 509 abgegeben werden. Das Abtastformat
kann vom Typ ohne Zeilensprung oder mit Zeilensprung sein, und seine Zeilen im NTSC
Modus können 525 oder verdoppelt auf 1050 durch doppeltes Abtasten sein. Wenn das
empfangene Signal von dem digitalen Sender 51 ein digitales Fernsehsignal mit QPSK
Modus ist, kann es auch durch den ersten Empfänger 23 und den ersten Videodecodierer
421 in ein Fernsehbild umgewandelt werden. Der zweite Videodecodierer 422 wird
mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 32 erläutert. Das
D1 Signal des zweiten Empfängers 33 wird durch einen ersten Eingang 521 einem ersten
Expander 522 zur. Datenexpansion zugeführt und dann zu einem Doppelabtaster
523 übertragen, wo es 2x abgetastet wird. Das doppelt abgetastete Signal wird durch
ein vertikales-Tiefpaßfilter 524 zu HLVL gefiltert. Auch wird das D2 Signal des zweiten
Empfängers 33 durch einen zweiten Eingang 530 einer Teilerschaltung 531 zugeführt,
wo es in drei Komponenten unterteilt wird, die dann einem zweiten 532, einem dritten
533 bzw. einem vierten Expander 534 zur Datenexpansion übertragen werden. Die drei
expandierten Komponenten werden bei 2x durch drei Doppelabtaster 535, 536, 537 abgetastet
und durch einen vertikalen Hochpaß 538, einen vertikalen Tiefpaß 539 bzw. ein vertikales Hochpaßfilter 540 gefiltert. Dann werden HUVL von dem vertikalen Tiefpaßfilter
524 und HlVh von dem vertikalen Hochpaßfilter 538 durch einen Addierer 525 summiert,
durch einen Doppelabtaster 541 abgetastet, und durch das horizontale Tiefpaßfilter
542 zu einem horizontalen Videosignal niederer Frequenz gefiltert. HHVL von dem
vertikalen Tiefpaßfilter 539 und HhVhI von dem vertikalen Hochpaßfilter 540 werden
durch einen Addierer 526 summiert, von einem Doppelabtaster abgetastet und durch
das horizontale Hochpaßfilter 545 zu einem horizontalen Videosignal hoher. Frequenz
gefiltert. Die zwei horizontalen Videosignale mit hoher und niedriger Frequenz, werden
dann durch einen Addierer 543 zu einem Hochauflösungsvideosignal HD addiert, das
weiter durch eine Ausgangseinheit 546 als ein Videoausgang 547, z.B. im Hochauflösungsfernseh-Format,
übertragen wird. Wenn es erwünscht ist, kann ein herkömmlicher NTSC Videoausgang mit gleichem Erfolg wiedergegeben werden.
Fig 33 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers 423, in dem das Di und D2
Signal durch einen ersten 521 bzw. einem zweiten Eingang 530 einer Hochfrequenzband-Videodecodiererschaltung
527 zugeführt werden, wo sie in ein HD Signal in gleicher Weise umgewandelt werden, wie es oben beschrieben worden ist. Das D3 Signal
wird durch einen dritten Eingang 551 einer Superhochfrequenzband-Videodecodier-
schaltung 552 zugeführt, wo es expandiert, entwürfelt und zu einem HHVH2 Signal zusammengesetzt
wird. Das HD Signal der Hochfrequenzband-Videodecodierschaltung 527 und das HHVH2 Signal der Superhochfrequenzband-Videodecodierschaltung 552
werden durch einen Summierer 553 zu einem Fernsehsignal super hoher Auflösung oder einem Superhochauflösungs(S-HD)-Signal summiert, das dann durch eine Ausgangseinheit
554 als Superauflösungsvideoausgang 555 abgegeben wird.
Die Wirkung des Multiplexens in dem Multiplexer .412 der in der Fig. 29 gezeigt ist, wird
mehr im einzelnen erläutert. Fig. 34 stellt eine Datenzuordnung dar, bei der die drei
Datenströme D1, D2, D3, der erste, zweite und dritte in einer Periode von T sechs NTSC
Kanaldaten U1 L2, L3, L4, L5, L6 enthalten, sechs Hochauflösungsfernseh-Kanaldaten
MI1 M2, M3, M4, M5, M6 bzw. sechs S-Hochauflösungsfernseh-Kanaldaten, H1, H2,
H3, H4, H5, H6 enthalten. Beim Betrieb werden die NTSC oder D1 Signaldaten L1 bis L6
durch ein ZeitmultiTDM Verfahren gemäß der Periode T zeitgemultiplext. Insbesondere
wird HlVl von Di einem Bereich 601 für den ersten Kanal zugeordnet. Dann wird eine
Differenzdate M1 zwischen Hochaufläsungsfernsehen und NTSC oder eine Summe von HLVH. HhVl und HHVH einem Bereich 602 für den zweiten Kanal zugeordnet. Auch wird
eine Differenzdate H1 zwischen Hochauflösungsfernsehen und Spuper-Hochauflösungsfernsehen
oder HhVh2 (siehe Fig. 30) einem Bereich 603 für den ersten Kanal zu-,
geordnet.
Die Auswahl des Fernsehsignals des ersten Kanals wird nun beschrieben. Wenn es von
dem ersten Empfänge 23 mit einer kleinen Antenne empfangen wird, die mit dem ersten
Videodecodierer 21 verbunden ist, wird das erste Kanalsignäl in ein übliches oder ein
Breitbild-NTSC-Fernseh-Signal umgewandelt, wie es in Fig. 31 gezeigt ist. Wenn es von
dem zweiten Empfänger 33 mit einer mittleren Antenne empfangen wird, die mit dem
zweiten Videodecodierer 422 verbunden ist, wird das Signal durch Summieren von Lf
des ersten Datenstroms D1, der dem Bereich 601 zugeordnet ist, und von M1 des
zweiten Datenstroms D2, der dem Bereich 602 zugeordnet ist, in ein Hochauflösungs-Fernsehsignai
des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm dem NTSC Signal
äquivalent ist.
Wenn es von dem dritten Empfänger 43 mit einer großen Antenne empfangen wird, die
mit dem dritten Videodecodierer 423 verbunden ist, wird das Signal durch Summieren
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von L1 und Di, das dem Bereich 601 zugeordnet ist, von M1 und D2, das dem Bereich
602 zugeordnet ist, und von H1 und D3, das dem Bereich 603 zugeordnet ist in ein Super-Hochauflösungsfemseh-Signal
des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm dem NTSC Signal äquivalent ist. Die anderen Kanalsignale können in gleicher Weise
wiedergegeben werden.
Fig. 35 zeigt eine andere Datenzuordnung, bei der L1 eines NTSC Signals des ersten
Kanals einem ersten Bereich 601 zugeordnet ist. Der Bereich 601, der an dem vorderen
Ende des ersten Datenstroms Di vorgesehen ist, enthält auch vorne eine Date S11, die
eine Entwürfelungsdate für die Demodulationsdate einschließt, die bei der ersten Ausführungsform
beschrieben worden ist. Ein Hochauflösungs-Fernsehsignal des ersten Kanals wird als L1 und M1 übertragen. M1, das somit eine Differenzdate zwischen
NTSC und Hochauflösungsfernsehen ist, ist den zwei Bereichen 602 und 611 von D2
zugeordnet. Wenn L1 eine komprimierte NTSC Komponente von 6 Mbps ist, ist M1
zweimal größer als 12 Mpbs. Daher können insgesamt L1 und M1 bei 18 Mbps mit dem
zweiten Empfänger 33 und dem zweiten Videocodierer 423 demoduliert werden. Gemäß
den gegenwärtigen Datenkomprimiertechniken können komprimierte Hochauflösungs-Fernsehsignal
bei ungefähr 15 Mbps wiedergegeben werden. Dies ermöglicht eine Datenzuordnung,
wie sie in Fig. 35 gezeigt ist, um eine gleichzeitige Wiedergabe eines NTSC und eines Hochauflösungs-Femsehsignals des ersten Kanals zu ermöglichen.
Jedoch erlaubt diese Zuordnung nicht, daß ein Hochauflösungs-Fernsehsignal auf einem
zweiten Kanal getragen wird. S21 ist eine Entwürfelungsdate in dem Hochauflösungs-Fernsehsignal.
Eine Super-Hochauflösungsfernseh-Signalkomponente des ersten
Kanals umfaßt L1, M1 und HL Die Differenzdate H1 ist drei Bereichen 603, 612, 613 von D3 zugeordnet. Wenn das NTSC Signal 6 Mbps ist, wird das Super-Hochauflösungsfernsehen bei so hoch wie 36 Mbps getragen. Wenn eine Komprimierrate erhöht
wird, können Super-Hochauflösungsfernseh-Videodaten von ungefähr 2000 Abtastzeilen
zur Wiedergabe eines Bildes in Kinogröße zur gewerblichen Verwendung in gleicher
Weise übertragen werden.
Fig. 36 zeigt eine weitere Datenzuordnung, bei derΉ1 eines Super-Hochauflösungsfemseh-Signals
sechs Zeitbereichen zugeordnet wird. Wenn ein komprimiertes NTSC Signal 6 Mbps ist, kann diese Zuordnung neunmal mehr als 54 Mbps an D3 Daten tra-
gen. Demgemäß können Super-Hochauflösungsfernseh-Daten höherer Bildqualität
übertragen werden.
Die vorstehende Datenzuordnung verwendet eine von zwei, horizontale und vertikale,
Polarisationsebenen einer Übertragungswelle. Wenn die horizontale und die vertikale
Polarisationsebene verwendet werden, wird die Frequenzverwendung verdoppelt. Dies
wird unten erläutert.
Fig. 49 zeigt eine Datenzuordnung, bei der Dv, und Dm ein vertikales bzw. ein horizontales
Polaristationssignal des ersten.Datenstroms ist, Dv2 bzw. DH2 ein vertikales und ein
horizontales Polarisationssignal des zweiten Datenstroms ist und Dv3 bzw. DH3 ein vertikales
und horizontales Polaristationssignal des dritten Datenstroms ist. Das vertikale
Polarisationssignal Dvi des ersten Datenstroms trägt ein niederes Frequenzband oder
NTSC Fernseh Daten und das horizontale Polarisationssignal DHi trägt ein hohes Frequenzband
oder Hochauflösungsfernsehdaten. Wenn der erste Empfänger 23 mit einer vertikalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist, kann er nur das NTSC Signal wiedergeben.
Wenn der erste Empfänger 23 mit einer Antenne für die horizontal'und die vertikal
polarisierte Welle ausgerüstet ist, kann er das Hochauflösungs-Fernsehsignai durch
Aufsummieren von L1 und M1 wiedergeben. Genauer gesagt kann der erste Empfänger
23 eine Kompatibilität zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen bei Verwendung einer besonderen Antennenart liefern.
Fig. 50 stellt ein Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff dar, bei dem jeder Datenburst
721 vome von Synchronisierdaten 731 und Kartendaten 471 begleitet ist. Auch
sind Datenübetragungsblocksynchronisierdaten 720 vor einem Rahmen vorgesehen.
Gleiche Kanäle sind gleichen Zeitschlitzen zugeordnet. Beispielsweise trägt ein erster
Zeitschlitz 750 NTSC, Hochauflösungsfemseh- und Super-Hochauflösungsfernsehdaten
des ersten Kanals gleichzeitig. Die sechs Zeitschlitze 750, 750a, 750b, 750c, 75Od,
75Oe sind unabhängig voneinander angeordnet. Daher kann jede Station NTSC, Hochauflösungsfemseh-
und/oder Super-Hochauflösungsfernsehdienste unabhängig \/on
den anderen Stationen anbieten, indem ein bestimmter Kanal der Zeitschlitze ausgewählt
wird. Auch kann der erste Empfänger 23 ein NTSC Signal wiedergeben, wenn er mit einer horizontalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist und NTSC und Hochauflösungs-Fernsehsignale,
wenn er mit einer kompatiblen Polarisationsantenne ausgerüstet
ist. In dieser Beziehung kann der zweite Empfänger 33 ein Super-Hochauflösungsfemseh-Signal
bei geringerer Auflösung wiedergeben, während der dritte Empfänger 43 ein volles Super-Hochauflösungs-Fernsehsignal wiedergeben kann. Gemäß der dritten
Ausführungsform wird ein kompatibles Signalübertragungssystem konstruiert. Es versteht
sich, daß die Datenzuordnung nicht auf das Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff
im Burstformatmodus begrenzt ist, das in Fig. 50 gezeigt ist, und ein anderes
Verfahren, wie ein Zeitmultipjexen von kontinuierlichen Signalen, wie es in Fig. 49 gezeigt
ist, mit gleichem Erfolg verwendet wird. Auch erlaubt eine Datenzuordnung, die in
Fig. 51 gezeigt ist, daß ein Hochauflösungs-Fernsehsignal mit hoher Auflösung wiedergegeben
wird. ■
Wie es oben angegeben worden ist, kann das kompatible, digitale Hochauflösungsfernseh-Fernsehsignalübertragungssystem
der dritten Ausführungsform drei Fernsehdienste, Super-Hochaufiösungsfernseh-, Hochauflösungsfernseh- und herkömmliches
NTSC1 gleichzeitig anbieten. Des weiteren kann ein Videosignal, das von einer kommerziellen
Station oder einem Kino empfangen worden ist, elektronisiert werden.
Das abgeänderte QAM der Ausführungsformen wird nun als SRQAM bezeichnet und
seine Fehlerrate wird untersucht.
Zuerst wird die Fehlerrate bei der 15 SRQAM. berechnet. Fig. 99 zeigt ein Vektordiagramm
von 16 SRQAM Signalpunkten. Wie es aus dem ersten Quadranten offensichtlich ist, sind die 16 Signalpunkte des Standard 16 QAM einschließlich 83a, 83b, 84a,
84b in gleichen Intervallen von 2δ zugeteilt.
Der Signalpunkt 83a ist von der I-Achse und der Q-Achse der Koordinaten δ beabstandet.
Es wird nun angenommen, daß η ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der
16 SRQAM ist der Signalpunkt 83a der 16 SRQAM zu einem Signalpunkt 83 verschoben,
wo der Abstand von jeder Achse ηδ ist. Der Verschiebungswert η wird somit ausgedrückt
als
0<n<3.
Die anderen Signalpunkte 84a und 86a sind auch zu zwei Punkten 84 bzw. 86 verschoben.
Wenn die Fehlerrate des ersten Datenstroms Pe, ist, wird sie erhalten aus:
I , n3 , 2 3
4
Ί la
Ί It .
=--"Γ erfc ( "^ ^
9+nJ
Auch wird die Fehlerrate P92 des zweiten Datenstroms erhalten aus:
Auch wird die Fehlerrate P92 des zweiten Datenstroms erhalten aus:
Die Fehlerrate der 36 oder 32 SRQAM wird berechnet. Fig. 100 ist ein Vektordiagramm
eines 36 SRQAM Signals, bei dem der Abstand zwischen irgendzwei 36 QAM Signalpunkten
2δ ist.
Der Signalpunkt 83a der 36 QAM ist δ von jeder Achse der Koordinate beabstandet. Es
wird nun angenommen, daß η ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der 36
SRQAM wird der Signalpunkt 83a zu einem Signalpunkt 83 verschoben, wo der Abstand
von jeder Achse ηδ ist. Ähnlich werden die neun 36 QAM Signalpunkte in dem ersten
Quadranten zu den Punkten 83, 84, 85, 86, 97, 98, 99, 100 bzw. 101 verschoben.
Wenn eine Signalpunktgruppe 90,. die die neun Signalpunkte umfaßt, als ein einziger
Signalpunkt betrachtet wird, wird die Fehlerrate P„i bei der Wiedergabe nur des ersten
Datenstroms D1 mit einem abgeänderten QPSK Empfänger und die Fehlerrate Pe2 bei
der Wiedergabe des zweiten Oatenstroms D2 nach der Unterscheidung der neun Signalpunkte
der Gruppe 90 voneinander jeweils erhalten aus:
Ρε1·32=-ί-ετίο (
6
6
= -Lcrfc (
6
6
Pe2-32 = -2- erfc (
3
3
= ^ erfc (Ύ X
)
3 '
Fig. 101 zeigt die Beziehung zwischen der Fehlerrate Ρβ und C/N Rate bei der Übertragung,
wobei die Kurve 900 ein herkömmliches und ein nichtabgeändertes 32 QAM Signal darstellt. Die gerade Linie 905 stellt ein Signal mit einer Fehlerrate von 10'1·5 dar.
Die Kurve 901a stellt ein 32 SRQAM Signal mit D1 Pegel der vorliegenden Erfindung bei
dem Verschiebungswert η von 1,5 dar. Wie es gezeigt ist, ist die C/N Rate des 32
SRQAM Signals 5 dB niedriger bei der Fehlerrate von 10'1'5 als die der herkömmlichen
32 QAM. Dies bedeutet, daß die vorliegende Erfindung gestattet, daß ein D1 Signal bei
einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben wird, wenn seine C/N Rate relativ niedrig
ist. ..
Die Kurve 902a stellt ein SRQAM Signal mit D2 Pegel bei n=1,5 dar, das mit der Fehlerrate
von 10'1>s sogar wiedergegeben werden kann, nur wenn seine C/N Rate 2,5 dB höher
als die der herkömmlichen 32 QAM der Kurve 900 ist. Auch stellen die Kurven 901b
und 902b SRQAM Signale von D1 bzw. O2 bei n=2,0 dar. Die Kurve 902c stellt ein D2
SRQAM Signal bei n=2,5 dar. Es ist offensichtlich, daß die C/N Rate des SRQAM Signals bei der Fehlerrate von 10'1·5 5dB, 8dB und 1OdB höher bei n=1,5, 2,0 bzw. 2,5 in
bezug auf den Di Pegel und 2,5 dB niedriger bei dem D2 Pegel aus die eines üblichen
32 QAM Signals ist.
(n Fig. 103 ist die C/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D1, D2 des 32 SRQAM
Signals gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung
der Verschiebung η beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung
η mehr als 0,8 ist, eine klare Differenz zwischen zwei C/N Raten ihrer entsprechenden
D1 und D2 Pegel entwickelt, so daß die Mehrpegelsignalübertragung, näm-
6O
lieh die erste und die zweite Date, erfolgreich ausgeführt werden kann. Kurz gesagt ist
n>0,85 für eine Mehrpegeldatenübertragung des 32 SRQAM Signals der vorliegenden
Erfindung wesentlich.
Fig. 102 zeigt die Beziehung zwischen der S/N Rate und der Fehlerrate für 16 SRQAM
Signale. Die Kurve 900 stellt ein übliches 16 QAM Signal dar. Die Kurve 901a, 901b,
901c sind 16 SRQAM Signale mit einem Di Pegel oder des ersten Datenstroms bei
n=1,2, 1,5 bzw. 1,8. Die Kurve 902a, 902b, 902c sind 16 SRQAM Signale mit einem D2
Pegel oder des zweiten Datenstroms bei n=1,2, 1,5 bzw. 1,8.
Die S/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D1, D2 eines 16 SRQAM Signals ist in
Fig. 104 gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung
der Verschiebung η beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung
η mehr als 0,9 (n>0,9) ist, die Mehrpegeldatenübertragung des 16 SRQAM
Signals ausgeführt.
Ein Beispiel der Ausbreitung von SRQAM Signalen der vorliegenden Erfindung wird nun
zur Verwendung mit einem digitalen, terrestrischen Fernsehdienst beschrieben. Fig.
zeigt die Beziehung zwischen dem Signalpegel und der Entfernung zwischen einer
Senderantenne und einer Empfängerantenne bei dem terrestrischen Fernsehdienst. Die
Kurve 911 stellt ein übertragenes Signal von der Senderantenne dar, die 1250 Fuß
hoch ist. Es wird angenommen, daß die Fehlerrate, die für die Wiedergabe eines anwendbaren,
digitalen Fernsehsignal wesentlich ist, 10"1·5 ist. Der schraffierte Bereich
912 stellt eine Rauschunterbrechung dar. Der Punkt 910 stellt eine Signalempfangsgrenze
eines herkömmlichen 32 QAM Signals bei S/N=15 dB dar, wo die Entfernung L 60 Meilen ist und ein digitales Hochauflösungsfernsehsignal höchstens empfangen werden
kann. Wenn eine Änderung bei den relevanten Bedingungen, z.B. Wetter, die S/N Rate abschwächt, wird der Empfang eines Hochauflösungs-Femsehsignals kaum sichergestellt.
Auch beeinflussen geographische Bedingungen stark die Ausbreitung von
Signalen, und eine Abnahme von wenigstens ungefähr 10 dB wird unvermeidbar sein.
Daher wird ein erfolgreicher Signaiempfang innerhalb von 60 Meilen niemals garantiert,
und zusätzlich breitet sich ein digitales Signal schwerer als ein analoges Signal aus.
Man versteht, daß der Versorgungsbereich eines herkömmlichen, digitalen Fernsehdienstes
wenige abhängig ist.
■ .-*· '. ■« ·■ ·■ · ι " ■; * «■■■
Wie es vorhergehend beschrieben worden ist, erlaubt das 32 SRQAM Signal der vorliegenden
Erfindung eine mittlere Auflösung von Fernseh Daten des z.B. NTSC Systems,
die auf dem ersten Datenstrom Di getragen werden, und eine hohe Frequenzkomponente
von Hochaufiösungsfemsehdaten, die auf dem zweiten Datenstrom D2 getragen
werden. Demgemäß wird der Versorgungsbereich des ersten Datenstroms des SRQAM Signals auf einen Punkt 910a von 70 Meilen erhöht, während der zweite Datenstrom innerhalb
eines Punkts 910b von 55 Meilen bleibt, wie es in Fig. 105 gezeigt ist. Fig. 106
stellt den Versorgungsbereich des 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung dar,
der ähnlich der Fig. 53 ist, ihn aber mehr im einzelnen erläutert. Wie es gezeigt ist, stellen die Bereiche 708, 703a, 703b, 712 einen herkömmlichen 32 QAM Versorgungsbereich,
einen Versorgungsbereich für einen ersten Datenpegel D1, einen Empfangsbereich
für einen zweiten Datenpegel D2 bzw. einen Empfangsbereich einer benachbarten,
analogen Fernsehstation dar.
Bei einem üblichen 32 QAM Signal kann der Versorgungsbereich mit einem Radius von
60 Meilen theoretisch hergestellt werden. Der Signalpegel wird jedoch durch geographische
und Wetterbedingungen abgeschwächt und insbesondere nahe der Grenze des Versorgungsbereichs verringert.
Der Versorgungsbereich des 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung wird im
Radius um 10 Meilen zum Empfang des ersten Pegels D1 oder von Fernseh Daten
mittlerer Frequenz des NTSC Systems vergrößert, obgleich er um 5 Meilen für den
Empfang des zweiten Pegels D2 oder von Fernseh Daten hoher Frequenz des Hochauflösungs-Femsehsystems
verringert wird, wie es in Fig. 106 gezeigt ist.
Insbesondere kann eine Komponente mittlerer Auflösung eines digitalen Femsehsignals
des SRQAM Modus der vorliegenden Erfindung erfolgreich in einem ungünstigen Versorgungsbereich
oder Schattenbereich empfangen werden, wo ein herkömmliches Fernsehsignal im mittleren Frequenzband kaum ausgebreitet und wegen der Hindernisse
abgeschwächt ist. Wenigstens innerhalb des vorbestimmten Versorgungsbereiches kann das NTSC Fernsehsignal des SRQAM Modus von irgendeinem herkömmlichen
Fernsehempfänger empfangen werden. Da der Schatten- oder signalabschwächende Bereich, der durch Gebäudestrukturen und andere Hindernisse oder durch Störung von
einem benachbarten, analogen Fernsehsignal entwickelt wird, oder in einem tiefliegenden
Land erzeugt wird, auf ein Minimum vernngert wird, wird die Anzahl der Fernsehbetrachter
oder Teilnehmer vergrößert.
Auch kann der Hochauflösungsfemsehdienst nur von wenigen Betrachtern wertgeschätzt
werden, die es sich leisten, ein kostspieliges Hochauflösungsfemsehempfangs-
und Anzeigegerat gegenüber dem herkömmlichen System zu haben. Das System der vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein üblicher NTSC, PAL oder SECAM Empfänger
eine Komponente mittlerer Auflösung des digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignals unter Verwendung eines zusätzlichen, digitalen Tuners empfängt. Der größte Teil der
Fernseh Zuschauer kann sich daher des Dienstes bei geringeren Kosten erfreuen, und
ihre Anzahl wird erhöht. Dies wird das Fernsehgeschäft ermutigen und einen zusätzlichen,
sozialen Vorteil erzeugen.
Des weiteren wird der Bereich mit Signalempfang mit mittlerer Auflösung oder des
NTSC Fernseh Dienstes gemäß der vorliegenden Erfindung um ungefähr 36% bei n=2,5 erhöht, verglichen mit dem herkömmlichen System. Wenn der Versorgungsbereich
und somit die Anzahl der Fernseh Zuschauer erhöht wird, erfreut sich das Femsehgeschäft
eines zunehmenden Gewinns. Dies vernngert ein Risiko bei der Entwicklung eines neuen, digitalen Fernseh Geschäfts, das somit ermutigt wird, in die Praxis
umgesetzt zu werden.
Fig. 107 zeigt den Versorgungsbereich eins 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung,
bei dem die gleiche Wirkung bei n=1,8 sichergestellt ist. Zwei Versorgungsbereiche
703,a, 703b des D1 bzw. D2 Signals können zur Ausdehnung für eine optimale
Signalausbreitung bestimmt werden, indem die Verschiebung η verändert wird, wobei
ein Profil der Hochauflösungsfernseh- und NTSC Empfängerverteilung oder der geographischen
Merkmale betrachtet wird. Demgemäß erfüllen Fernseh Zuschauer den Dienst und eine Versorgungsstation erfreut sich maximaler Zuschauer.
Dieser Vorteil ist gegeben wenn:
n>1,0
n>1,0
Daher wird, wenn das 32 SRQAM Signal ausgewählt wird, die Verschiebung η bestimmt
zu:
1<n<5
Auch wird, wenn das 16 SRQAM Signal verwendet wird, π bestimmt zu:
1<n<3
Bei dem terrestrischen Fernsehdienst mit einem Signal im SRQAM Modus, bei dem der
erste und der zweite Datenpegel erzeugt werden, indem entsprechende Signalpunkte
verschoben werden, wie es in Fig. 99 und 100 gezeigt ist, ergibt sich der Vorteil der vorliegenden
Erfindung, wenn die Verschiebung η bei einem 16, 32 oder 64 SRQAM Signal
größer als 1,0 ist.
Eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wird unter Bezugnahme auf die
betreffenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 37 stellt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssystems der vierten
Ausführungsform dar, das für einen terrestrischen Dienst angeordnet ist und bezüglich
der Konstruktion und Wirkung dem der dritten Ausführungsform ähnlich ist, die in Fig. 29
gezeigt ist. Der Unterschied ist, daß die Senderantenne durch eine terrestrische Antenne
6a ersetzt ist und die Empfängerantennen 22, 32, 42 durch ebenfalls drei terrestrische Antennen 22a, 32a, 42a ersetzt sind. Die Wirkung des Systems ist identisch mit
der dritten Ausführungsform und wird nicht mehr erläutert. Der terrestrische Fernsehdienst
hängt anders als ein Satellitendienst stark von der Entfernung zwischen der Senderantenne
6a und der Empfängerantenne 22a, 32a, 42a ab. Wenn sich ein Empfänger
weit entfernt von dem Sender befindet, ist. der Pegel eines empfangenen Signals niedrig,
insbesondere kann ein allgemeines Mehrpegel-QAM-Signal kaum durch den Empfänger
demoduliert werden, der somit kein Fernseh Programm erzeugt.
Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung gestattet dem ersten Empfänger
23, der mit der Antenne 22a ausgerüstet ist, die sich in großer Entfernung befindet,
wie es in Fig. 37 gezeigt ist, ein abgeändertes 16 oder 64 QAM Signal zu empfangen
und einen QPSK Modus des ersten Datenstroms oder die D1 Komponente des
empfangenen Signals zu einem NTSC Videosignals zu demodulieren, so daß ein Fernseh
Programmbild mittlerer Auflösung sogar angezeigt werden kann, wenn der Pegel
des empfangenen Signals relativ niedrig ist.
Auch befindet sich der zweite Empfänger 33 mit der Antenne 32a in einer mittleren Entfernung
von der Antenne 6a und kann somit den ersten und zweiten Datenstrom oder
die Oi und D2 Komponente des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem
Hochauflösungsfernseh-Videosignal empfangen und demodulieren, das seinerseits ein
Hochauflösungsfernseh-Programmbild erzeugt.
Der dritte Empfänger 43 mit der Antenne 42a befindet sich in geringer Entfernung und
kann den ersten, zweiten und dritten Datenstrom oder die D1, D2 und D3 Komponente
des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem Super-Hochauflösungsfernseh-Videosignal
empfangen und demodulieren, das seinerseits ein Super-Hochauflösungsfernsehbild
mit gleicher Qualität wie ein üblichesKinofilmbild erzeugt.
Die Zuordnung von Frequenzen wird in gleicher Weise wie bei dem Zeitmultiplexen bestimmt,
das in den Fig. 34, 35 und 36 gezeigt ist. Wie bei Fig. 34 trägt, wenn die Frequenzen
dem ersten bis sechsten Kanal zugeordnet werden, L1 der D1 Komponente
NTSC Daten des ersten Kanals, M1 der D2 Komponente trägt Hochauflösungsfernsehdifferenzdaten
des ersten Kanals und H1 der D3 Komponente trägt Super-Hochauflösungsfernseh-Differenzdaten
des ersten Kanals. Demgemäß können NTSC, Hochauflösungsfemseh- und Super-Hochauflösungsfernseh-Daten alle auf dem gleichen Kanal
getragen werden. Wenn D2 und D3 der anderen Kanäle verwendet werden, wie es in
den Fig. 35 und 36 gezeigt ist, können mehr Daten von Hochauflösungsfernsehen bzw.
Super-Hochauflösungsfernsehen zur Anzeige mit einer höheren Auflösung übertragen
werden.
Wie es sich versteht, gestattet das System, daß drei unterschiedliche, aber kompatible,
digitale Fernsehsignale, auf einem einzigen Kanal getragen werden, oder der D2 und D3
65"
Bereich der anderen Kanäle verwendet werden. Auch können die Femsehbilddaten
mittlerer Auflösung von jedem Kanal in einem breiteren Versorgungsbereich gemäß der
vorliegenden Erfindung empfangen werden.
Eine Vielzahl terrestrischer, digitaler Femsehsysteme, die ein 16 QAM Hochauflösungs-Fernsehsignal
mit 16 MHz Bandbreite verwenden, sind vorgeschlagen worden. Diese
sind jedoch nicht mit dem betshenden NTSC System kompatibel und müssen somit mit
einer Simultanübertragungstechnik zum Übertragen von NTSC Signalen desselben Programms auf einem anderen Kanal verbunden werden. Auch begrenzt ein solches
übliches 16 QAM Signal den Versorgungsbereich. Das terrestrische Sendesystem der.
vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein Empfänger, der sich in einer relativ großen
Entfernung befindet, erfolgreich ein Fernsehsignal mittlerer Auflösung ohne Verwendung
einer zusätzlichen Einrichtung noch eines zusätzlichen Kanals empfangt.
Fig. 52 zeigt einen Störungsbereich des Versorgungsbereiches 702 einer herkömmli-'
chen, terrestrischen, digitalen Hochauflösungsfernsehstation 701. Wie es gezeigt ist,
schneidet sich der Versorgungsbereich 702 der herkömmlichen Hochauflösungs-Fernsehstation
701 mit dem Versorgungsbereich 712 einer benachbarten analogen Fernsehstation 711. An dem Schnittbereich 713 wird ein Hochauflösungs-Fernsehsignal
durch Signalstörung, von der analogen Fernsehstation 711 abgeschwächt und wird
somit mit weniger Beständigkeit empfangen.
Fig. 53 zeigt einen Störungsbereich, der mit dem Mehrpegelsignalübertragungssystem
der vorliegenden Erfindung "verbunden.ist. Das System weist eine geringe Energieverwendung
verglichen mit dem herkömmlichen System auf und sein Versorgungsbereich 703 zur Hochauflösungs-Fernsehsignalausbreitung ist kleiner als der Bereich 702 des
herkömmlichen Systems. Im Gegensatz ist der Versorgungsbereich 704 für eine digitale
NTSC oder eine Fernsehsignalausbreitung mit mittlerer Auflösung größer als der herkömmliche
Bereich 702. Der Pegel der Signalstörung zwischen einer digitalen Fernsehstation
701 des Systems mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation 711 ist zudem
einer herkömmlichen, digitalen Fernsehstation äquivalent, wie es in Fig. 52 gezeigt
ist.
In dem Versorgungsbereich der digitalen Fernsehstation 701 gibt es drei Störungsbereiche, die durch Signalstörung· von der analogen Fernsehstation 711 entwickelt werden.
Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale können kaum in dem ersten Bereich 705
empfangen werden. Ein NTSC Signal kann, obgleich es stark gestört ist, mit einem gleichen
Pegel in dem zweiten Bereich 706 empfangen werden, der durch die Schraffur
nach links unten bezeichnet ist. Das NTSC Signal wird auf dem ersten Datenstrom getragen,
der mit einer relativ geringen S/N Rate wiedergegeben werden kann, und wird somit minimal beeinflußt, wenn die S/N Rate durch Signalstörung von der analogen
Fernsehstation 711 abgeschwächt wird.
In dem dritten Bereich 707, der durch eine Schraffur nach rechts unten bezeichnet ist,
kann ein Hochauflösungs-Femsehsignal auch empfangen werden, wenn eine Signalstörung
fehlt, während das NTSC Signal fortwährend auf einem Pegel empfangen werden kann.
Demgemäß wird der gesamte Bereich mit Signalempfang des Systems vergrößert, obgleich
der Versorgungsbereich von Hochauflösungs-Femsehsignalen etwas kleiner als
der des herkömmlichen Systems wird. Auch können in den Signalabschwächungsbereichen,
die durch Störung mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation erzeugt werden,
Signale mit NTSC Pegel eines Hochauflösungsfernseh-Programms erfolgreich
verglichen mit dem herkömmlichen System empfangen werden, wo kein HochauflÖ-sungsfemseh-Programm
in dem gesamten Bereich gesehen wird. Das System der vorliegenden Erfindung verringert die Größe der signalabschwächenden Bereiche, und
wenn die Energie der Signalübertragung an einer Sender- oder Transponders.tation zunimmt,
kann es den Hochauflösungs-Fernsehsignalversorgungsbereich auf eine gleiche Größe wie das herkömmliche System ausdehnen. Auch können Signale mit NTSC Pegel
eines Fernseh Programms mehr oder weniger in einem fernliegenden Bereich
empfangen werden, wo von dem herkömmlichen System kein Empfang geboten wird, oder in einen Signalstörungsbereich, der durch eine benachbarte, analoge Fernsehstation
hervorgerufen wird.
Obgleich die Ausführungsform ein Signalübertragungsverfahren mit zwei Pegeln verwendet,
kann ein Verfahren mit drei Pegeln, wie es in Fig. 78 gezeigt ist, mit dem gleichen Erfolg verwendet werden. Wenn ein Hochaufiösungs-Fernsehsignal in drei Bildpe-
gel Hochauflösungsfernsehen, NTSC und NTSC mit niedriger Auflösung unterteilt wird,
werden die Versorgungsbereiche, die in Fig. 53 gezeigt sind, von zwei Pegeln auf drei
Pegel vergrößert, wo die Signalausbreitung radial und nach außen erweitert wird. Auch
können NTSC Signale niedriger Auflösung mit einem annehmbaren Pegel in dem ersten
Signalstörungsbereich 705 erhalten werden, wo NTSC Signale kaum in dem Zweipegelsystem
empfangen werden. Es versteht sich, das die Signalstörung auch von einer digitalen
Fernsehstation zu einer analogen Fernsehstation eingeschlossen ist.
Die Beschreibung wird nun fortgesetzt, vorausgesetzt, daß keine digitale Fernsehstation
eine Signalstörung mit irgendeiner benachbarten, analogen Fernsehstation hervorrufen
sollte. Gemäß einem neuartigen System, das in den USA betrachtet wird, werden unbenutzte
Kanäle der bestehenden Sendekanäle für Hochauflösungsfernsehen verwendet, und somit müssen digitale Signale nicht mit analogen Signalen zu Störungen führen. Zu
diesem Zweck muß der Übertragungspegel eines digitalen Signals niedriger als auf den
verringert werden, der in Fig. 53 gezeigt ist. Wenn das digitale Signal eines des herkömmlichen
16 QAM oder QPSK Modus ist, wird sein Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich
708 verringert, da der Signalstörungsbereich 713, der durch Kreuzschraffur bezeichnet ist, ziemlich groß ist, wie es in Fig. 54 gezeigt ist. Dies ergibt eine geringere
Anzahl Zuschauer und Sponsoren, wodurch ein solches digitales System eine große
Schwierigkeit hat, als auf Gewinn ausgerichtetes Geschäft betrieben zu werden.
Fig. 55 zeigt ein ähnliches Ergebnis gemäß dem System der vorliegenden Erfindung.
Wie es offensichtlich ist, ist der Hochauflösungs-Fernsehsignalempfangsbereich 703 ein
bißchen kleiner als der gleiche Bereich 708 des herkömmlichen Systems. Jedoch wird
der Empfangsbereich 704 für das NTSC Fernsehsignal oder das mit niedrigerer Auflösung
verglichen mit dem herkömmlichen System vergrößert. Der schraffierte Bereich stellt ein Bereich dar, wo das NTSC Pegelsignal eines Programms empfangen werden
kann, während das Hochauflösungs-Fernsehsignal davon kaum empfangen wird. In
dem ersten Störungbereich 705 können Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale
aufgrund der Signalstörung von einer analogen Station 711 nicht empfangen werden.
Wenn der Pegel der Signale gleich ist, liefert das Mehrpegelübertragungssystem der
vorliegenden Erfindung einen kleineren Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich
und einen größeren NTSC Versorgungsbereich zum Empfang eines Hochauflösungs-
fernseh-Programms auf einem NTSC Signalpegel. Demgemäß wird der Gesamtsendebereich
von jeder Station vergrößert und mehr Zuschauer können sich über den Fernseh Fernsehdienst freuen. Des weiteren kann ein Hochauflösungsfernsehen/NTSC verträgliches
Fernseh Unternehmen mit wirtschaftlichen Vorteilen und Beständigkeit betrieben werden. Es ist auch beabsichtigt, daß der Pegel eines Sendesignals vergrößert
wird, wenn die Steuerung zur Abwenund einer Signalstörung mit benachbarten, analogen
Fernsehstationen entsprechend einer scharfen Zunahme bei der Anzahl der heimgenützten, digitalen Empfänger verringert wird. Daher wird der Versorgungsbereich von
Hochauflösungs-Fernsehsignalen vergrößert und in dieser Beziehung können die zwei
unterschiedlichen Bereiche zum Empfang von digitalen Fernsehsignalpegeln für HochauflösungsfernsehenyiMTSC
bzw. NTSC, die in Fig. 55 gezeigt sind, proportional eingestellt werden, indem die Signalpunktentfernung in dem ersten und/oder zweiten Datenstrom
verändert wird. Wenn der erste Datenstrom Informationen über die Signalpunktentfernung
trägt, kann ein Mehrpegelsignal mit mehr Sicherheit empfangen werden.
Fig. 56 stellt die Signalstörung zwischen zwei digitalen Fernsehstationen dar, bei denen
eine benachbarte Fernsehstation 701a auch einen digitalen Fernsehdienst liefert, verglichen
mit einer analogen Station in Fig. 52. Da der Pegel eines Sendesignals groß wird,
wird der Empfangsbereich 703 für den Hochauflösungsfernsehdienst oder ein Fernsehsignal
hoher Auflösung bis zu einer Ausdehnung vergrößert, die gleich dem Sendebereich
702 eines analogen Fernsehsystems ist.
In dem Schnittbereich 714 zwischen zwei Versorgungsbereichen ihrer entsprechenden
Stationen kann das empfangene Signal nicht bis zu einem Hochauflösungsfernsehbildpegel
unter Verwendung einer üblichen Richtungsantenne wegen der Signalstörung wiedergegeben werden, aber bis zu einem NTSC Bildpegel mit einer bestimmten Richtantenne,
die in Richtung zu einer erwünschten Fernsehstation gerichtet ist. Wenn eine
stark gerichtete Antenne verwendet wird, wird das empfangene Signal von einer Zielstation
als ein Hochauflösungsfernsehbild wiedergegeben. Der Empfangsbereich 704 für Signale geringer Auflösung wird stärker als der Versorgungsbereich 702 des analogen
Fernsehsystems vergrößert, und mehrere Schnittbereiche 715, 716, die durch die zwei
Empfangsbereiche 704 und 704a ihrer entsprechenden, digitalen Femsehstationen 701
und 701a für Signale geringer Auflösung erzeugt worden sind, erlauben, daß das von
der Antenne empfangene Signal, die auf eine der zwei Stationen ausgerichtet ist, als ein
Bild mit NTSC Pegel wiedergegeben wird.
Der Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich des Mehrpegelsignalübertragungssystem
der vorliegenden Erfindung selbst wird stark vergrößert, wenn die anwendbaren
Signalbeschränkungsregeln bei Entwicklungsabschluß eines zukünftigen, digitalen Fernsehdienst zurückgenommen werden. Gegenwärtig liefert das System der vorliegenden
Erfindung auch einen weiten Hochauflösungs-Fernsehsignalempfangsbereich wie bei dem herkömmlichen System und ermöglicht insbesondere, daß seine Signalübertragung
auf einem NTSC Pegel in einem weiter entfernten oder in Schnittbereichen wiedergegeben wird, wo Fernsehsignale des herkömmlichen Systems kaum empfangen
werden. Demgemäß werden signalabschwächende oder Schattenbereiche in dem Sendebereich
minimiert.
Eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung liegt in der Amplitudenmodulation
oder dem ASK Verfahren. Fig. 57 stellt die Zuordnung von Sighalpunkten eines 4-Pegel
ASK Signals gemäß der fünften Ausführungsform dar, bei der vier Signalpunkte
mit 721, 722, 723 und 724 bezeichnet sind. Die Vierpegelübertragung erlaubt, daß 2-Bit
Daten in jeder Zyklusperiode übertragen werden. Es wird angenommen, daß die vier Signalpunkte
721, 722, 723, 724 jeweils zwei-Bit Muster 00, 01, 10, 11 darstellen.
Zur Vereinfachung der Vierpegelsignalübertragung der Ausführungsform werden die
zwei Signalpunkte 721, 722 als erste Signalpunktgruppe 725 bezeichnet und die anderen
zwei 723, 724 werden als zweite Signalpunktgruppe 726 bezeichnet. Der Abstand
zwischen zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 wird dann weiter als der zwischen irgendzwei
benachbarten Signalpunkten bestimmt. Genauer gesagt wird der Abstand Lo zwischen den zwei Signalen 722 und 723 weiter als der Abstand L zwischen zwei benachbarten
Punkten 721 und 722 oder 723 und 724 angeordnet. Dies wird ausgedrückt
als:
Lo>L
Daher liegt dem Mehrpegelsignalübertragungssystem der Ausführungsform Lo>L zugrunde.
Die Ausführungsform ist jedoch nicht auf Lo>L begrenzt und L=Lo wird vorübergehend
oder dauerhaft in Abhängigkeit von den Anforderungen der Konstruktion,
der Bedienung und der Einstellung verwendet.
Den zwei Signalpunktgruppen werden ein-Bit Muster des ersten Datenstroms D1 zugeordnet,
wie es in Fig. 59-a gezeigt ist. Genauer gesagt wird ein Bit O des Binärsystems
der ersten Signalpunktgruppe 725 zugeordnet und ein anderes Bit 1 der zweiten Signalpunktgruppe 726. Dann wird ein ein-Bit Muster des zweiten Datenstroms D2 jedem Signalpunkt
zugeordnet. Beispielsweise wird den zwei Signalpunkten 721, 723 D2=O zugeordnet
und denanderen zwei Signalpunkten 722 und 724 wird D2=I zugeordnet. Jene
werden somit durch zwei Bits pro Zeichnen ausgedrückt.
Das Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung kann in einem
ASK Modus unter Verwendung der vorstehenden Signalpunktzuordnung ausgeführt
werden. Das System der vorliegenden Erfindung arbeitet in gleicher Weise wie ein herkömmliches
mit gleicher Signalpunktabstandstechnik, wenn das Signal zu Rauschenverhältnis oder die S/N Rate hoch ist. Wenn die S/N Rate niedrig wird und keine Daten
durch die herkömmliche Technik wiedergegeben werden können, stellt das vorliegende
System die Wiedergabe des ersten Datenstroms Di, aber nicht des zweiten Datenstroms
D2 sicher. Mehr im einzelnen ist der Zustand mit niedrigen S/N in Fig. 60 gezeigt.
Die übertragenen Signalpunkte werden durch eine Gauß-Verteilung jeweils zu den Bereichen
712a, 722a, 723a, 724a auf der Empfängerseite aufgrund von Rauschen und
von Übertragungsverzerrung verschoben. Deshalb wird die Unterscheidung zwischen zwei Signalen 721 und 722 oder 723 und 724, ausgeführt. Mit anderen Worten wird die
Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom D2 erhöht. Wie es aus Fig. 60 offensichtlich ist,
werden die zwei Signalpunkte 721, 722 ohne weiteres von den anderen zwei Signalpunkten
723, 724 unterschieden. Die Unterscheidung zwischen den zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 kann somit ohne weiteres ausgeführt werden. Als Ergebnis wird
der erste Datenstrom Di mit einer niedrigeren Fehlerrate wiedergegeben.
Demgemäß können die zwei unterschiedlichen Pegeldaten Di und D2 gleichzeitig übertragen
werden, insbesondere können der erste und der zweite Datenstrom Di und D2
■ί #■*«
eines gegebenen Signals, das durch das Mehrpegelübertragungssystem übertragen
wird, in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate hoch ist, und der erste
Datenstrom Di kann nur in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate niedrig
ist.
Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders 741, bei dem die Eingangseinheit 742 einen
ersten Datenstromeingang 743 und einen zweiten Datenstromeingang 744 umfaßt.
Eine Trägerwelle von einem Trägergenerator 64 wird durch eine Multiplikationseinrich-.
tung.746 amplitudenmoduliert, wobei ein Eingangssignal verwendet wird, das über einen
Prozessor 745 von der Eingangseinheit 743 zugeführt wird. Das modulierte Signal wird
dann durch ein Filter 747 auf ein ASK Signal eines z.B. VSB Modus bandmäßig begrenzt,
das dann von einer Ausgangseinheit 748 geliefert wird.
Die Weilenform des ASK Signals nach dem Filtern wird nun untersucht. Fig. 62-a zeigt
ein Frequenzspektrum des ASK modulierten Signals, bei dem zwei Seitenbänder auf beiden Seiten des Trägerfrequenzbandes vorgesehen sind. Eines der zwei Seitenbänder
wird durch das Filter 477 ausgeschlossen, um ein Signal 747 zu erzeugen, das eine
Trägerkomponente enthält, wie es in Fig. 62-b gezeigt ist. Das Signal 749 ist ein VSB
Signal, und wenn das Modulationsfrequenzband fo ist, wird es in einem Frequenzband
von ungefähr fo/2 übertragen. Daher wird die Frequenzausnutzung groß. Unter der
Verwendung der Übertragung im VSB Modus kann das ASK Signal von zwei Bit pro
Zeichnen, wie es in Fig. 60 gezeigt ist, somit in dem Frequenzband eine Datenmenge
tragen, die gleich der eines 16 QAM Modus bei vier Bits pro Zeichen ist.
Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers 751, in dem ein durch eine terrestrische
Antenne 32a empfangenes Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 752 zu einem Mischer 753 übertragen wird, wo es mit einem Signal von einem veränderbaren
Oszillator 754, der durch die Kanalauswahl gesteuert wird, zu einem Signal mit einer
niedrigeren mittleren Frequenz gemischt wird. Das Signal von dem Mischer 753 wird
dann von einer Erfassungseinrichtung 755 erfaßt und durch ein Tiefpaßfilter LPF 756 zu
einem Basisbandsignal gefiltert, das zu einer Diskriminator/Rückgewinnungsschaltung
757 übertragen wird. Die Diskriminator/Rückgewinnungsschaltung 757 gibt zwei Datenströme, einen ersten D1 und einen zweiten D2, von dem Basisbandsignal wieder und
überträgt sie weiter durch einen ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang
759.
Die Übertragung eines Fernsehsignals unter Verwendung eines solchen Senders und
Empfängers wird erläutert. Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders 774,
in dem ein Fernsehsignal hoher Auflösung, z.B. ein Hochauflösungs-Femsehsignal,
durch eine Eingangseinheit 403 einer Teilerschaltung 404 eines ersten Videocodierers
401 zugeführt wird, wo es in vier Fernsehsignalkomponenten hoher/niedriger Frequenz ■
unterteilt wird, die z.B. HiVl, HlVh, HhVl und HhVh bezeichnet sind. Diese Wirkung ist
identisch mit der dritten Ausführungsform, die vorhergehend unter Bezugnahme auf Fig.
30 beschrieben worden ist, und wird mehr im einzelnen erläutert. Die vier getrennten
Fernsehsignale werden jeweils durch einen Komprimierer 405 unter Verwendung einer
bekannten Codiertechnik mit einem.DPCMDCT Code veränderbarer Länge codiert, die
üblicherweise verwendet wird, z.B. in MPEG. Übrigens wird der Bewegungsausgleich
des Signals an der Eingangseinheit 403 ausgeführt. Die komprimierten Signale werden
durch einen Summierer 771 zu zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen Di, D2 summiert. Die Videosignalkomponente niedriger Frequenz oder HLVi. Signal ist in
dem ersten Datenstrom D1 enthalten. Die zwei Datenstromsignale Di, D2 werden dann
zu einem ersten 744 und einem zweiten Datenstromeingang 747 einer Sendereinheit 741 übertragen, wo sie amplitudenmoduliert und zu einem ASK Signal vom z.B. VSB
Modus summiert werden, das von einer terrestrischen Antenne für einen Fernsehdienst
ausgestrahlt wird.
Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers für ein solches digitales Fernsehsystem.
Ein digitales Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a
empfangen worden ist, wird einem Eingang 752 einer Empfängereinheit 751 in dem Fernsehempfänger 781 zugeführt. Das Signal wird dann zu einer Erfassungs/Demodulationsschaltung
760 übertragen, wo ein erwünschtes Kanalsignal ausgewählt und zu zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen Di, D2 demoduliert wird, die dann
einem ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang 759 zugeführt werden, Die Wirkung in der Empfängereinheit 751 ist ähnlich zu der vorhergehend beschriebenen
und wird nicht mehr im einzelnen erklärt. Die zwei Datenströme Di1 D2 werden zu einer
Teilereinheit 776 geschickt, in der Dt durch eine Teilereinrichtung 777 in zwei Komponenten
unterteilt wird; eine oder die komprimierte HLVL wird zu einem ersten Eingang
521 eines zweiten Videodecodierers 422 übertragen, und die andere wird einem Summierer
778 zugeführt, wo sie vor der Übertragung zu einem zweiten Eingang 531 des
zweiten Videodecodierers 422 zu D2 summiert wird. Die komprimierte HLVL wird dann
von dem ersten Eingang 521 zu einem ersten Expander 523 geschickt, wo sie zu HlV1.
der ursprünglichen Länge expandiert wird, was dann zu einem Videomischer 458 und
einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 übertragen wird. Wenn das eingegebene
Fernsehsignal ein Hochauflösungs-Fernsehsignal ist, stellt HLVL ein NTSC Signal für einen
Breitschirm dar. Wenn das gleiche ein NTSC Signal ist, stellt HUVL ein Videosignal
geringerer Auflösung dar, z.B. MPEG1, als einen NTSC Pegel.
Das eingegebene Fernsehsignal der Ausführungsform ist ein Hochauflösungs-Fernsehsignal,
und HLVL wird ein NTSC Signal für Breitschirm. Wenn das Seitenverhältnis
einer verfügbaren Anzeige 16:9 ist, wird HLVL unmittelbar durch eine Ausgangseinheit
als ein 16:9 Videoausgang 426 geliefert. Wenn die Anzeige ein Seitenverhältnis von 4:3
hat, wird HLVL durch die. Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 zu dem Format eines
Briefkastens oder einer Seitentafel verschoben und wird dann als ein Videoausgang 425
mit einem entsprechenden Format von der Ausgangseinheit 780 geliefert.
Der zweite Datenstrom D2, der von dem zweiten Datenstromausgang 759 dem Summierer
778 zugeführt worden ist, wird mit dem Ausgang der Teilereinrichtung 777 zu einem
Summensignal summiert, das dann dem zweiten Eingang 531 des zweiten Videodecodierers
422 zugeführt wird. Das Summensignal wird weiter zu einer Teilerschaltung 531
übertragen, wo es in drei komprimierte Formate von HlVh, HhVl und HhVh unterteilt wird.
Die drei komprimierten Signale werden dann einem zweiten 535, einem dritten 536 bzw.
einem vierten Expander 537 zum Umwandeln durch Expansion zu HlVh, HhVl und HHVH
der ursprünglichen Länge zugeführt. Die drei Signale werden mit HlVL durch den Videomischer 548 zu einem zusammengesetzten Hochauflösungs-Fernsehsignal summiert,
das durch einen Ausgang 546 des zweiten Videodecodierers der Ausgangseinheit 780 zugeführt wird. Schließlich wird das Hochauflösungs-Fernsehsignal von der Ausgangseinheit
780 als ein Hochauflösungsfemseh-Videosignal 427 geliefert.
Die Ausgangseinheit 780 ist angeordnet, um eine Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom
des zweiten Datenstromausgangs 759 durch eine Fehlerratenbestimmungseinrichtung
782 zu erfassen, und wenn die Fehlerrate hoch ist, wird systematisch HLVL der Videodaten
geringer Auflösung geliefert.
Demgemäß wird das Mehrpegelsignalübertragungssystem für eine Übertragung und einem
Empfang von digitalen Fernsehsignalen machbar. Zum Beispiel können, wenn eine Senderstation für ein Fernsehsignal nahe ist, der erste und der zweite Datenstrom eines
empfangenen Signals erfolgreich wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungsfemseh-Qualitätsbild
zu zeigen. Wenn die Senderstation weit entfernt ist, kann der erste
Datenstrom zu einer HLVL wiedergegeben werden, die zu einem Fernsehbild geringer
Auflösung umgewandelt wird. Daher wird irgendein Femseh Programm in einem weiteren
Bereich empfangen und mit einer Bildqualität im Bereich von einem Hochauflösungsfernsehbis
NTSC Pegel angezeigt.
Fig. 66 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Anordnung des Fernsehempfängers
zeigt. Wie es gezeigt ist, enthält die Empfängereinheit 751 nur einen ersten Datenstromausgang
768, und somit ist die Verarbeitung des zweiten Datenstroms oder von Hochauflösungsfernsehdaten nicht nötig, so daß die Gesamtkonstruktion minimiert werden
kann, Es ist eine gute Idee, den ersten Videodecodierer 421, der in Fig. 31 gezeigt
ist, als einen Videodecdierer des Empfängers zu haben. Demgemäß wird ein Bild mit
NTSC Pegel wiedergegeben. Der Empfänger wird mit viel geringeren Kosten hergestellt,
da er nicht die Fähigkeit hat, irgendein Signal mit Hochauflösungsfernsehpegel zu
empfangen, und wird stark vom Markt akzeptiert. Kurz gesagt kann der Empfänger als
ein angepaßter Tuner zum Empfang eines digitalen Fernsehsignal verwendet werden,
ohne eine Abänderung bei dem bestehenden Fernsehsystem einschließlich einer Anzeige
zu verlangen.
Der Fernsehempfänger 781 kann eine weitere Ausgestaltung haben, die in Fig. 67 gezeigt
ist und als ein Satellitenfemsehempfängerzur Demodulation von PSK Signalen
und ein terrestrischer Fernsehempfänger zur Demodulation von ASK Signalen dient. Im
Einsatz wird ein PSK Signal, das von einer Satellitenantenne 32 empfangen wird, durch
einen Mischer 786 mit einem Signal von einem Oszillator 787 zu einem Signal niedriger
Frequenz gemischt, das dann durch eine Eingangseinheit 34 einem Mischer 753 zugeführt
wird, der ähnlich dem in Fig. 63 gezeigten ist. Das Signal niederer Frequenz des
PSK oder QAM Modus in einem gegebenen Kanal des Femsehsateiiitensystems wird zu
einem Modulator 35 übertragen, wo zwei Datenströme Di und D2 von dem Signal wiedergegeben
werden. D1 und D2 werden durch eine Teilereinrichtung 788 zu einem
zweiten Videodecodierer 422 geschickt, wo sie in ein Videosigna! umgewandelt werden,
das dann von einer Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Auch wird ein digitales oder
analoges, terrestrisches Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a
empfangen worden ist, durch eine Eingangseinheit 752 dem Mischer 753 zugeführt, wo
ein erwünschter Kanal in der gleichen Weise ausgewählt wird, wie es in Fig. 63 beschrieben
worden ist, und als ein Basisbandsignal niedriger Frequenz erfaßt wird. Das Signal analoger Form wird direkt zur Demodulation zu dem Demodulator 35 geschickt.
Das Signal digitaler Form wird dann einer Diskriminator/Wiedergabeschaltung 757 zugeführt,
wo zwei Datenströme Dt und D2 von dem Signal wiedergegeben werden. D1 und
D2 werden durch den zweiten Videodecodierer 422 in ein Videosignal umgewandelt, das
dann weiter geliefert wird. Ein analoges Fernsehsatellitensignal wird zu einem Videodemodulator
788 übertragen, wo es zu einem analogen Videosignal AM-demoduliert wird,
das dann von der Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Es versteht sich, daß der Mischer
753 des Fernsehempfänger 781, der in Fig. 67 gezeigt ist, kompatibel zwischen zwei
Fernsehdiensten, einem Satelliten- und einem terrestrischen Dienst, ausgebildet ist.
Auch kann eine Empfängerschaltung, die eine Erfassungseinrichtung 755 und ein Tiefpaßfilter
TPF 756 zur AM-Demodulation eines analogen Signals einschließt, kompatibel
mit einem digitalen ASK Signal des terrestrische Fernseh Dienstes verwendet werden.
Der Hauptteil, der in Fig. 67 gezeigten Ausgestaltung ist zur kompatiblen Verwendung
ausgestaltet, so daß die Schaltungskonstruktion minimiert wird.
Gemäß der Ausführungsforfn wird ein 4-Pegel ASK Signal in zwei Pegelkomponenten,
D1 und D2, zur Ausführung einer Mehrpegelsignalübertragung im ein-Bit Modus unterteil.
Wenn ein 8-Pegel ASK Signal verwendet wird, wie es in Fig. 68 gezeigt ist, kann es in
einer ein-Bit Modus drei-Pegelanordnung D1, D2 und D3 übertragen werden. Wie es in
Fig. 68 gezeigt ist, ist D1 acht Signalpunkten 721a, 721b, 722a, 722b, 723a, 723b, 724a,
724b zugeordnet, wobei jedes Paar ein zwei-Bit Muster darstellt, D2 wird vier kleinen Signalpunktgruppen
721, 722, 723, 724 geordnet, wobei jeweils zwei Gruppen ein zwei-Muster darstellen, und D3 wird zwei großen Signalpunktgruppen 725 und 726 zugeordnet,
die ein zwei-Bit Muster darstellen. Insbesondere ist dies einer Form äquivalent, bei
der jeder der vier Signalpunkte 721, 722, 723, 724, die in Fig. 57 gezeigt sind, in zwei
Komponenten unterteilt ist, so daß Daten mit drei unterschiedlichen Pegeln erzeugt
werden.
Die drei-Pegel Signalübertragung ist identisch mit der bei der dritten Ausführungsform
beschriebenen und wird nicht im einzelnen weiter erklärt,
Insbesondere wird die Anordnung des Videocodierers 401 der dritten Ausführungsform,
die in Rg. 30 gezeigt ist, durch eine Abänderungen ersetzt, deren Blockdiagramm Fig.
69 ist. die Arbeitsweise der abgeänderten Anordnung ist ähnlich und wird nicht mehr im
einzelnen beschrieben. Zwei Videosignalteilerschaltungen 404 und 404a, die Unterbandfilter
sein können, sind vorgesehen, und bilden eine Teilereinheit 794. Die Teilereinheit
794 kann auch einfacher ausgebildet sein, wie es in dem .Blockdiagramm der Fig.
70 gezeigt ist, in dem ein Signal durch eine einzige Teilerschaltung zweimal in einem
Zeitteiiungsmodus hindurchgeht. Genauer gesagt wird ein Videosignal von z.B. Hochauflösungsfernsehen oder Super-Hochauflösungsfernsehen von der Eingangseinheit
402 in bezug auf die Zeitbasis durch einen Zeitbasiskomprimierer 795 komprimiert und
der Teilerschaitung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten HhVh-H, HhVl-H und
HlVh-H bei einem ersten Zyklus geteilt wird. Zu dieser Zeit bleiben vier Schalter 765,
765a, 765b, 765c in die Position 1 geschaltet, so daß HHVH-H HHVL-H und HLVH-H zu
einer Komprimierschaltung 405 übertragen werden. Währenddessen wird HLVL-H durch
den Anschluß 1 des Schalters 765c zu dem Zeitbasiskomprimierer 795 rückgeführt. Bei
einem zweiten Zyklus werden die vier Schalter 765, 765a, 765b, 76.7c in die Position 2
geschaltet, und alle vier Komponenten der Teilerschaltung 404 werden gleichzeitig zu
der Komprimierschaltung 405 übertragen. Demgemäß kann die Teilereinheit 794 der Fig. 70, die zur Zeitteilungsverarbeitung eines Eingangssignals ausgestaltet ist, in einer
einfacheren Teilerschaltungsform konstruiert werden.
Auf der Empfängerseite wird ein solcher Videodecodierer, wie er bei der dritten Ausführungsform
beschrieben und in Fig. 30 gezeigt ist, zur drei-Pegel-Übertragung eines Videosignals
benötigt. Insbesondere ist ein dritter Videodecodierer 423 vorgesehen, der zwei Mischer 556 und 556a unterschiedlicher Verarbeitungsfähigkeit enthält, wie es in
dem Blockdiagramm der Fig. 71 gezeigt ist.
Auch kann der dritte Videodecodierer 423 abgeändert werden, indem die gleiche Wirkung
mit einem einzelnen Mischer 556 ausgeführt wird, wie es in Fig. 72 gezeigt ist. Zum
ersten Zeitpunkt bleiben fünf Schalter 765, 765a, 765b, 765c, 765d in die Position 1 geschaltet. Daher werden HLVu, HLVHl HLVH und HHVH von einem ersten 522, einem zweiten
522a, einem dritten 522b und einem vierten Expander 522c durch ihre entsprechende
Schalter dem Mischer 556 zugeführt, wo sie zu einem einzigen Videosignal gemischt
werden. Das Videosignal, das HLVL-H eines eingegebenen Hochauflösungsvideosignals
darstellt, wird dann zurück durch den Anschluß 1 des Schalter 765d zu dem Anschluß 2 des Schalter 765c geführt. Zum zweiten Zeitpunkt werden die vier Schalter
765, 765a, 765b 765c in die Position 2 geschaltet. Somit werden HnVh-H, HhVl-H, HlVh-H
und HLVL-H zu dem Mischer 556 übertragen, wo sie zu einem einzelnen Videosignal
gemischt werden, das dann über den Anschluß 2 des Schalter 765d zu der Ausgangseinheit
554 zur weiteren Zulieferung geschickt wird.
Auf diese Weise derZettteilungsverarbeitung eines drei-Pegelsignals können zwei Mischer
durch einen Mischer ersetzt werden.
Insbesondere werden vier Komponenten HLVL, HLVH, HHVL. HHVH zugeführt, um zum ersten
Zeitpunkt HlVl-H zu erzeugen. Dann werden HlVh-H, HhVl-H und HhVh-H zum
zweiten Zeitpunkt, gegenüber dem ersten Zeitpunkt verzögert, zugeführt und mit HLVL-L
zu einem Sollvideosignal gemischt. Es ist somit wesentlich, die zwei Wirkungen in einem
Zeitintervall auszuführen.
Wenn die vier Komponenten einander überlappt werden oder in einer variablen Folge
zugeführt werden, müssen sie in bezug auf die Zeitbasis auf eine gegebene Folge unter
Verwendung von Speichern eingestellt werden, die ihre entsprechenden Schaltern 765,
765a, 765b, 765c begleiten. In der vorstehenden Weise wird ein Signal von dem Sender
zu zwei unterschiedlichen Synchronisierperioden gesendet, wie es in Fig. 73 gezeigt ist,
so daß keine Zeitbasissteuerschaltung in dem Empfänger benötigt wird, der somit kompakter
ausgestaltet wird.
Wie es in Fig. 73 gezeigt wird, ist D, der erste Datenstrom eines Sendersignals und
HlVl, HlVh, HhVl und HHVH werden auf dem D1 Kanal bei der Periode des ersten Zeitpunkts
übertragen. Dann werden bei der Periode des zweiten Zeitpunkts H1Vh-H, HhVl-
H und HhVh-H auf dem D2 Kanal übertragen. Wenn das Signal mit einer Zeitteilungsfolge
übertragen wird, kann der Codierer in dem Empfänger einfacher ausgebildet werden.
Die Technik, die Anzahl der Expander in dem Decodierer zu verringern, wird nun erklärt.
Fig. 74-b zeigt eine Zeitbasiszuordnung von vier Datenkomponenten 810, 810a, 810b,
810c eines Signals. Wenn andere vier Datenkomponenten 811, 811a, 811b, 811c zwischen
die vier Datenkomponenten 811, 811a, 811b, 811c jeweils eingeführt werden,
können letztere in Zeitintervallen übertragen werden. Beim Einsatz erhält der zweite Videodecodierer422,
der in Fig. 74-a gezeigt ist, die vier Komponenten des ersten Datenstroms
Di an einem ersten Eingang 521 und überführt sie nacheinander durch einen
Schalter 812 zu einem Expander 503. Insbesondere wird die zuerst zugeführte Komponente
810 während des Zuführens der Komponente 811 expandiert, und nach Abschluß
der Verarbeitung der Komponente 812 wird die nachfolgende Komponente 810a zugeführt.
Daher kann der Expander 503 eine Reihe von Komponenten in Zeitintervallen
durch die gleiche Zeitteilungsart wie die des Mischers verarbeiten, so daß die gleichzeitige
Wirkung einer Anzahl von Expandern ersetzt wird.
Fig. 75 ist eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten eines Hochauflösungs-Fernsehsignals,
in dem HLVL(1) eine NTSC Komponente des Signals des ersten Kanals
für ein Femseh Programm einem Datenbereich 821 des D, Signals zugeteilt ist. Auch
sind HLVHl HHVL und HhVh, die zusätzliche Hochauflösungsfernseh-Komponenten des
Signals des ersten Kanals tragen, jeweils drei Bereichen 821a, 821b, 821c des D2 Signals
zugeteilt. Es gibt weitere Datenkomponenten 822, 822a, 822b, 822c zwischen den
Datenkomponenten des Signals des ersten Kanals, die somit mit einer Expanderschaltung
während der Übertragung der anderen Daten expandiert werden können. Daher werden alle Datenkomponenten eines Signals eines Kanals durch einen einzigen Expander
verarbeitet, der bei einer höheren Geschwindigkeit arbeiten kann.
Ähnliche Wirkungen werden durch Zuordnung der Datenkomponenten zu anderen Bereichen
821, 821a, 821b, 821c sichergestellt, wie es in Fig. 76 gezeigt ist. Dies wird wirksamer bei der Übertragung und beim Empfang eines üblichen QPSK oder ASK Signals,
das keine unterschiedlichen, digitalen Pegel hat.
Fig. 77 zeigt eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten während der physikalischen
zwei-Pegel-Übertragung von Daten mit drei unterschiedlichen Signalpegeln: z.B.
NTSC, Hochauflösungsfernsehen und Super-Hochauflösungsfernsehen oder NTSC mit
geringer Auflösung, NTSC mit Standardauflösung und Hochauflösungsfemsehen. Zum
Beispiel wird zur Übertragung von drei Datenkomponenten von NTSC mit geringer Auflösung,
von Standard-NTSC und Hochauflösungsfemsehen das NTSC geringer Auflösung
oder HLVL dem Datenbereich 821 des Di Signals zugeteilt. Auch werden HlVh,
HHVL und HhVh der NTSC Standardkomponente jeweils drei Bereichen 821a, 821b,
821c zugeteilt. H1-Vh-H, HhVl-H und HnVH-H der Hochauflösungsfernseh-Komponente
werden jeweils den Bereichen 823 823a und 823b zugeteilt.
Die vorstehende Zuordnung ist mit einer solchen logischen Pegelanordnung auf der
Grundlage einer Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit verbunden, wie sie in
der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Insbesondere wird HLVL auf dem
Dm Kanal des Di Signals getragen. Der Dm Kanal hat eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit
als der Di-2 Kanal, wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden
ist. Der Dm Kanal hat eine größere Redundanz aber eine niedrigere Fehlerrate als der
Dt.2 Kanal, und die Daten 821 können bei einer geringeren S/N Rate als die der anderen
.Daten 821a, 821b, 821c wiedergegeben werden. Insbesondere wird eine NTSC
Komponente niedriger Auflösung an einer weit entfernten Stelle von der Senderantenne
oder in einem signalabschwächenden oder Schattenbereich, z.B. in dem inneren eines
Fahrzeugs, wiedergegeben. Im Hinblick auf die Fehlerrate wird die Date 821 des DM
Kanals weniger durch die Signalstörung als die anderen Daten 821a, 821b, 821c des
Di-2 Kanals beeinflußt, während sie spezifisch unterschieden wird und auf einem unterschiedlichen,
logischen Pegel bleibt, wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Während Di und D2 in zwei physikalische unterschiedliche Pegel aufgeteilt
werden, sind die Pegel, die durch Unterscheidung der Entfernung zwischen Fehlerkorrekturcoden
bestimmt werden, unterschiedlich in dem logischen Pegel angeordnet.
Die Demodulation von D2 Daten verlangt eine höhere S/N Rate als die für Di Daten.
Beim Betrieb kann ein HLVL oder NTSC Signal niedriger Auflösung wenigstens in einem
fernliegenden oder schlechten S/N Versorgungsbereich wiedergegeben werden. HLVH,
HhVl und HHVH können zusätzlich in einem Bereich mit niedrigerem S/N wiedergegeben
werden. Dann können in einem Bereich mit hohem S/N HlVh-H, HhVl-H und HHVH-H
,ti
*■ · ·
8O
Komponenten auch wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungs-Fernsehsignal zu
erzeugen. Demgemäß können Fernsehsignale mit drei unterschiedlichen Pegeln wiedergegeben
werden. Dies Verfahren ermöglicht, daß das Signalempfangsbereich, der in Fig. 53 gezeigt ist, von einem doppelten Bereich zu einem dreifachen Bereich vergrößert
wird, wie es in Fig. 90 gezeigt ist, so daß eine größere Möglichkeit sichergestellt
wird, sich an Femseh Programmen zu erfreuen.
Fig. 78 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers, der für die Zeitbasiszuordnung
von Daten ausgebildet ist, die in Fig. 77 gezeigt sind, und der ähnlich dem in Fig.
72 gezeigten mit der Ausnahme ist, daß der dritte Eingang 551 für das D3 Signal fortgelassen
ist und die in Fig. 74-a gezeigte Ausbildung hinzugefügt ist.
Beim Betrieb werden das D1 und D2 Signal durch die Eingangseinheiten 521, 530 jeweils
einem Schalter 812 bei dem ersten Zeitpunkt zugeführt. Da ihre Komponenten, die
HlVl einschließen, zeitgeteilt sind, werden sie in einer Folge durch den Schalter 812 zu
einem Expander 503 übertragen. Diese Folge wird nun unter Bezugnahme auf die Zeitbasiszuordnung
der Fig. 77 erklärt. Eine komprimierte Form von HlVl des ersten Kanals
wird zuerst dem Expander 503 zugeführt, wo es expandiert wird. Dann werden H1Vn,
HhVl und HHVH expandiert. Alle vier expandierten Komponenten werden durch einen
Schalter 812a zu einem Mischer 556 geschickt, wo sie gemischt werden, um H1-Vu-H zu
erzeugen. HtV1-H wird dann von dem Anschluß 1 eines Schalter 765a durch den Eingang
2 eines Schalters 765 zu dem ΗΛΑ. Eingang des Mischers 556 zurückgeführt.
Beim zweiten Zeitpunkt werden HtVH-H, HhV1-H und HHVH des D2 Signals, das in Fig.
gezeigt ist, dem Expander 503 zugeführt, wo sie expandiert werden, bevor sie durch
den Schalter 821 a zu dem Mischer 556 übertragen werden. Sie werden durch den Mischer
556 zu einem Hochauflösungs-Fernsehsignal gemischt, das durch den Anschluß
2.des Schalters 765a der Ausgangseinheit 521 zur weiteren Weitergabe zugeführt wird:
Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten Übertragung, die in Fig: 77 gezeigt ist,
trägt zu der einfachsten Ausgestaltung des Expanders und des Mischers bei. Obgleich
Fig. 77 zwei, Di und D2, Signalpegel zeigt, ist eine vier-Pegel-Übertragung eines Fernsehsignals
machbar, wobei die Hinzufügung eines D3 Signals und Hochauflösungs-Femsehsignals
von Superauflösung verwendet wird.
Fig. 79 stellt eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten eines Fernsehsignal mit
physikalischem drei-Pegel D1, D2, D3 dar, in dem Datenkomponenten desselben Kanals
so angeordnet sind, daß sie einander mit der Zeit nicht überlappen. Fig. 80 ist ein
Blockdiagramm eines abgeänderten Videodecodierers 423 ähnlich der Fig. 78, bei dem
ein dritter Eingang 521a hinzugefügt ist. Die Zeitbasiszuordnung der Datenkomponenten,
die in Fig. 79 gezeigt sind, trägt auch zu der einfachen Konstruktion des Decodierer^
bei.
Die Arbeitsweise des abgeänderten Decodierers 423 ist nahezu identisch mit der des in
Fig. 78 gezeigten und ist mit der Zeitbasiszuordnung verbunden, die in Fig. 77 gezeigt
ist, und wird nicht mehr erklärt. Es ist auch möglich, Datenkomponenten auf dem D, Signal
zu multiplexen, wie es in Fig. 81 gezeigt ist. Jedoch werden die zwei Daten 821 und
822 bei der Fehlerkorrekturfähigkeit stärker als die anderen Datenkomponenten 821a,
812b, 812c vergrößert, so daß sie auf einem höheren Signalpegel bleiben. Insbesondere
wird die Datenzuordnung zur Übertragung auf einem physikalischen Pegel, aber einer
Beziehung von zwei logischen Pegeln, gemacht. Auch wird jede Datenkomponente
des zweiten Kanals zwischen zwei benachbarten Datenkomponenten des ersten Kanals
eingeführt, so daß eine serielle Verarbeitung auf der Empfängerseite ausgeführt werden
kann, und die gleichen Wirkungen wie die der Zeitbasiszuordnung, die in Fig. 79 gezeigt
ist, werden somit erhalten.
Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Fig. 81 gezeigt sind, basiert auf
dem logischen Pegelmodus und kann auch bei dem physikalischen Pegelmodus ausgeführt
werden, wenn die Bit-Übertragungsrate der zwei Datenkomponenten 821 und 822
auf 172 oder 1/3 gesenkt Wird, um dadurch die Fehlerrate zu verringern. Die physikalische
Pegelanordnung besteht aus drei unterschiedlichen Pegeln.
Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines anderen abgeänderten· Videodecodierers 423 zum
Decodieren des Oi Signals, das zeitbasismäßig angeordnet ist, wie es in Fig. 81 gezeigt
ist, was eine einfachere Konstruktion als die in Fig. 80 gezeigte ist. Seine Arbeitsweise
ist identisch mit der des Decodierers, der in Fig. 80 gezeigt ist, und wird nicht mehr erklärt.
. .
Es versteht sich, daß die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Rg. 81 gezeigt
ist, auch zu der einfachen Ausgestaltung des Expanders und Mischers beiträgt. Auch werden vier Datenkomponenten des Di Signals bei entsprechenden Zeitscheiben
einem Mischer 556 zugeführt. Daher kann die Schaltungsausbildung des Mischers 556
oder eine Mehrzahl von Schaltungsblöcken, wie sie in dem Videomischer 54S der Fig.
32 vorgesehen ist, zum Ändern der Verbindung dazwischen entsprechend jeder Datenkomponente
angeordnet werden, so daß sie bei der Zeitteilungswirkung kompatibel werden, und somit die Schaltungskonstruktion minimiert wird.
Demgemäß kann der Empfänger in der Gesamtkonstruktion minimiert werden.
Es versteht sich, daß die fünfte Ausführungsform nicht auf die ASK Modulation beschränkt
ist und die anderen Verfahren, einschließlich PSK und QAM Modulation, wie
sie bei der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform beschrieben worden sind, mit
gleichem Erfolg verwendet werden können.
Auch kommt die FSK Modulation bei jeder der Ausführungsformen in Frage. Zum Beispiel
werden die Signalpunkte eines FSK Signals mit mehreren Pegeln, das aus vier Frequenzkomponenten f1, f2, f3, f4 besteht, in Gruppen unterteilt, wie es in Fig. 58 gezeigt
ist, und wenn die Strecke zwischen irgendwelchen zwei Gruppen voneinander zur leichten Unterscheidung beabstandet ist, kann die Mehrpegelübertragung des FSK Signals
ausgeführt werden, wie es in Fig. 83 dargestellt ist.
Insbesondere wird angenommen, daß die Frequenzgruppe 841 mit fl und f2 D1=O zugeordnet
ist und die Gruppe 842 mit f3 und f4 D1=I zugeordnet ist. Wenn f1 und f3 0 bei
D2 darstellen und f2 und f4 1 bei D2 darstellen, wird eine zwei-Bit Datenübertragung, ein
Bit bei Di oder D2, möglich, wie es in Fig. 83 gezeigt ist. Wenn die S/N Rate hoch ist,
wird eine Kombination von Di=O und D2=I bei t=t3 rekonstruiert und eine Kombination
yon D1=I und D2=O bei t=t4. Wenn die S/N Rate niedrig ist, wird nur Di=O bei t=t3 und
Di=1 bei t=t4 wiedergegeben. Auf diese Weise kann das FSK Signal in der Mehrpegelanordnung
übertragen werden. Diese FSK Signalübertragung mit Mehrfachzustand ist
auf die jeweilige dritte, vierte und fünfte Ausführungsform anwendbar.
»«*. »■·■· ♦· »· ■■* ■*·■·*■
Die fünfte Ausführungsfonm kann auch in der Form einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung
ausgeführt werden, wovon ein Blockdiagramm in Fig. 84 gezeigt ist, weil die ASK Modus Arbeitsweise für einen magnetischen Aufzeichnungsund
Wiedergabebetrieb geeignet ist.
Wie es in Fig. 84 gezeigt ist, wird ein Eingangsvideosignal zu einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung
851 unterteilt und durch einen Videocodierer 401 komprimiert. Dann wird eine Bandkomponente niederer Frequenz, z.B. HlVl, des Videosignals
einer ersten Datenstromeingangs 743 einer Eingangseinheit 742 zugeführt, und eine Bandkomponete hoher Frequenz, die HHVH einschließt, wird einem zweiten
Datenstromeingang 744 davon zugeführt. Die zwei Komponenten werden des weiteren
zu einem Modulator 749 einer Moduiator/Demodulatoreinheit 852 übertragen. Diese Verfahren sind nahezu identisch mit jenen des Senders 774 der fünften Ausführungsform, die in Fig. 64 gezeigt ist. Ein moduliertes Signal des Modulators 749 wird durch eine
Aufzeichnungs/Wiedergabeschaltung 853 einem Magnetkopf 854 zum Aufzeichnen
auf einem Magnetband 855 zugeführt. Das Aufzeichnungsverfahren kann durch eine
physikalische Mehrpegelsignal-Aufzeichnungstechnik ausgeführt werden, die gegenüber
einer herkömmlichen, digitalen Mehr-Bit-Signalaufzeichnungstechnik oder einer Mehrpegel-Signalaufzeichnungstechnik der Phasenmodulation oder Phasenamplitudenmodulation
abgeändert ist, die bei der ersten oder dritten Ausführungsform getrennt
beschrieben worden ist. Auch ist eine Mehr-Pegelaufzeichnung möglich, wobei eine
Mehrfachspur des Magnetbands verwendet wird, oder durch Ändern der Datenübertragungsrate,
und des weiteren ist eine logische Mehr-Pegelaufzeichnung möglich, indem
die Fehlerkorrekturfähigkeit 2ur Datenunterscheidung geändert wird.
Beim Wiedergabebetrieb wird ein wiedergegebenes Signal, das von dem Magnetband
855 durch den Magnetkopf 854 wiedergewonnen und durch die Aufzeichnungs/Wiedergabeschaltung
853 wieder hergestellt worden ist, einem Demodulator 760 der Moduiator/Demodulatoreinheit
760 zugeführt wird. Dann ist das nachfolgende Verfahren ähnlich dem, das bei der ersten, dritten oder vierten Ausführungsform beschrieben worden
ist. Der erste und zweite Datenstrom D1, D2, die durch den Demodulator 760 wiedergegeben
worden sind, werden dann durch einen Videodecodierer 422 in ein Videosignal umgewandelt. Dank der Mehr-Pegelaufzeichnung wird ein Fernsehsignal hoher Auflösung,
z.B. Hochauflösungsfernsehen, wiedergegeben, wenn die S/N Rate groß ist.
Wenn die S/N Rate niedrig ist oder ein einfaches Magnetbandgerät verwendet wird, wird
nur ein normales oder niedrigeres NTSC Fernsehsignal wiedergegeben.
Es verstehe sich, daß die magnetische Aufzeichnung/Wiedergabevörrichtung der vorliegende
Erfindung ermöglicht, daß zumindest eine Komponente geringer Auflösung eines Fernsehsignals in dem Fall wiedergegeben wird, daß die S/N Rate niedrig ist oder
die Fehierrate hoch ist. .
Ausführungsform 6
Eine sechste Ausführungsform der vorliegende Erfindung wird zur Ausführung einer
vier-Pegel-Videosignalübertragung beschrieben. Eine Kombination der vier-Pegel-Signalübertragung
und der vier-Pegel-Videodatenkonstruktion erzeugt einen vier-Pegel
Signalversorgungsbereich, wie es in Fig. 91 gezeigt ist. Der vier-Pegel Versorgungsbereich
besteht von innen her aus einem ersten 890a, einem zweiten 890b, einem dritten 890c und einem vierten Signalempfangsbereich 89Od. Das Verfahren zum Entwickeln
eines solchen vier-Pegel-Sendebereichs wird mehr im einzelnen erläutert,
Die vier-Pegel-Anordnung kann ausgeführt werden, indem vier physikalische, unterschiedliche
Pegel verwendet werden, die durch Modulation bestimmt sind, oder vier logische Pegel, die durch Datenunterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit definiert
sind. Die erstere liefert einen großen Unterschied bei der S/N Rate zwischen zwei benachbarten
Pegeln und die S/N Rate muß vergrößert werden, um alle vier Pegel voneinander zu unterscheiden. Der letzteren liegt die Wirkung der Demodulation zugrunde,
und eine Differenz bei der S/N Rate zwischen benachbarten Pegeln sollte bei einem
Minimum bleiben. Daher wird die vier-Pegel-Anordnung am besten konstruiert, indem
ein Kombination von zwei physikalischen Pegeln und zwei logischen Pegeln verwendet
wird. Die Unterteilung eines Videosignals in vier Signalpegel wird erläutert.
Fig. 93 ist ein Blockdiagramm einer Teilerschaltung 3, die eine Videoteilerschaltung 895
und vier Komprimiereren 405a, 405b, 405c, 405d umfaßt, die Videoteilerschaltung 895
enthält drei Teilerschaltungen 404a, 404b, 404c, die identisch mit der Teilerschaltung
404 des ersten Videocodierers 401 ausgebildet sind, der in Fig. 30 gezeigt ist, und die
nicht mehr erläutert werden. Ein Eingangsvideosignal wird durch die Teilerschaltung in
vier Komponenten unterteilt, HLVL für Daten geringer Auflösung, HHVH für Daten hoher
Auflösung und HLVH und HhVl für Daten mittlerer Auflösung. Die Auflösung von HLVL ist
die Hälfte derjenigen, des ursprünglichen Eingangssignals.
Das Eingangsvideosignal wird zuerstdurch die Teiierschaltung 404a in zwei, eine hohe
und eine niedrige, Frequenzbandkomponente unterteilt, von denen jede in einen horizontalen und einen vertikalen Abschnitt unterteilt wird. Die Zwischenstelle zwischen dem
hohen und dem niedrigen Frequenzbereich ist ein Unterteilungspunkt gemäß der Ausführungsform.
Daher hat HLVL, wenn das Eingangsvideosignal ein Hochauflösungs-Fernsehsignal
mit einer vertikalen Auflösung von 1000 Zeilen ist, eine vertikale Auflösung
von 500 Zeilen und eine horizontale Auflösung mit dem halben Wert.
Jede der zwei Daten, horizontal und vertikal, der niedrigen Frequenzkomponente HLVL
wird weiter durch die Teilerschaltung 404c in zwei Frequenzbandabschnitt unterteilt. Daher
hat ein HLVL Abschnittsausgang 250 Zeilen an vertikaler Auflösung und 1/4 der ursprünglichen,
horizontalen Auflösung. Dieser Ausgang der Teilerschaltung 404c, der als ein LL Signal bezeichnet wird, wird dann durch den Komprimierer 405a zu einem Dm
Signal komprimiert.
Die anderen drei höheren Frequenzabschnitte von HLVL werden durch einen Mischer
772c zu einem LH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer 405b zu einem Di-2 Signal komprimiert wird. Der Komprimierer 405b kann durch drei Komprimierer ersetzt
werden, die zwischen der Teilerschaltung 404c und dem Mischer 772c vorgesehen
sind.
HlVh, HhVl und HHVH von der Teilerschaltung 404a werden durch einen Mischer 772a
zu einem HhVh-H Signal gemischt. Wenn das Eingangssignal so hoch wie 1000 Zeilen
bei der horizontalen und der vertikalen Auflösung ist, hat HHVH-H 500 bis 1000 Zeilen an
horizontalerund vertikaler Auflösung. HHVH-H wird der Teilerschaltung 404b zugeführt,
wo es erneut in vier Komponenten geteilt wird.
Ähnlich hat HLVL von der Teilerschaltung 404b 500 bis 750 Zeilen an horizontaler und
vertikaler Auflösung und wird als ein HL Signal zu dem Komprimierer 405c übertragen.
Die anderen drei Komponenten HLVH, HHVL und HHVH von der Teilerschaltung 404b haben
750 bis 1000 Zeilen an horizontalerund vertikaler Auflösung und werden durch einen
Mischer 772b zu einem HH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer 405d kontrolliert wird und als D2.2 Signal geliefert wird. Nach der Komprimierung wird
das HL Signal als ein Dm Signal geliefert. Als Ergebnis trägt LL oder Dm eine Frequenzdate
von 0 bis 250 Zeilen, LH oder Dl2 trägt eine Frequenzdate von mehr als 250
Zeilen bis zu 500 Zeilen, HL oder Dm trägt eine Frequenzdate von mehr als 500 Zeilen
bis zu 750 Zeilen und HH oder D2.2 trägt eine Frequenzdate von mehr als 750 Zeilen bis
1000 Zeilen, so daß die Teilerschaltung 3 ein vier-Pegel-Signal erzeugen kann. Demgemäß
wird, wenn die Teilerschaltung 3 des Senders 1, die in Fig. 87 gezeigt ist, durch
die Teilerschaltung der Fig. 93 ersetzt wird, die Übertragung eines vier-Pegel-Signals
ausgeführt.
Die Kombination von Mehr-Pegel-Daten und einer Mehr-Pegel-Übertragung ermöglicht,
daß ein Videosignal stufenweise bezüglich der Bildqualität proportional zu der S/N Rate
während der Übertragung verschlechtert wird, so daß zu der Vergrößerung des Fernsehversorgungsbereichs
beigetragen wird. Auf der Empfängerseite ist die Arbeitsweise der Demodulation und Rückgewinnung identisch mit der des zweiten Empfängers der
zweiten Ausführungsform, der in Fig. 88 gezeigt ist und nicht mehr erklärt wird. Insbesondere
ist der Mischer 37 zur Videosignalübertragung statt zur Datenkommunikation abgeändert und wird nun mehr im einzelnen erklärt.
Wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist, wird ein empfangenes
Signal, nachdem es demoduliert und fehlerkorrigiert worden ist, als eine Gruppe von vier
Komponenten Dm, Dv2, D2.,, D2.2 dem Mischer 37 des zweiten Empfängers 33 der Fig.
88 zugeführt.
Fig. 97 ist ein Blockdiagramm eines abgeänderten Mischers 33, in dem DM, D,.2, D2.i,
D2.2 durch ihre entsprechenden Expander 523a, 523b, 523c, 523d jeweils zu einem LL,
einem LH, einem HL und einem HH Signal expandiert werden, die zu jenen äquivalenten
sind, die zusammen mit Fig. 93 beschrieben worden sind. Wenn die Bandbreite des Eingangssignals 1 ist, hat LL eine Bandbreite von 1/4, LL+LH hat eine Bandbreite von
1/2, LL+LH+HL hat eine Bandbreite von 3/4 und LL+LH+HL+HH hat eine Bandbreite
von 1. Das LH Signal wird dann durch eine Teilerschaltung 531a unterteilt und durch ei-
nen Videomischer 548a mit dem LL Signal gemischt. Ein Ausgang des Videomischers
548a wird zu einem H1V1. Anschluß eines Videomischers 548c übertragen. Der Videomischer
531 a ist identisch mit dem des zweiten Decodierers 527 der Fig. 32 und wird nicht
mehr erklärt. Auch wird das HH Signal durch eine Teilerschaltung 531 b unterteilt und einem
Videomischer 548b zugeführt. Bei dem Videomischer 548b wird das HH Signal mit
dem HL Signal zu einem HhVh-H Signal gemischt, das dann durch eine Teilerschaltung
531c geteilt und zu dem Videomischer 548c geschickt wird. Bei dem Videomischer 548c
wird HhVh-H mit dem Summensignal von LH und LL zu einem Videoausgang kombiniert.
Der Videoausgang des Mischers 33 wird dann zu der Ausgangseinheit 36 des zweiten Empfängers übertragen, der in Fig. 88 gezeigt ist, wo er in ein Fernsehsignal zur
Abgabe umgewandelt wird. Wenn das Originalsignal 1050 Zeilen vertikale Auflösung hat
oder ein Hochauflösungs-Fernsehsignal mit einer Auflösung von ungefähr 1000 Zeilen
ist, können seine vier unterschiedlichen Signalpegeikomponenten in ihren entsprechenden
Signalempfangsbereichen empfangen werden,- wie es in Fig. 91 gezeigt ist.
Die Bildqualität der vier unterschiedlichen Komponenten wird mehr im einzelnen beschrieben.
Die Darstellung der Fig. 92 gibt eine Kombination der Fig. 86 und 91 wieder.
Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die S/N Rate zunimmt, der Gesamtsignalpegel oder
die Größe der Date von 862d auf 862a in Schritten von vier Signalpegeln D,.,, Di.2l Dm,
D2.2 erhöht.
Auch werden, wie es in Fig. 95 gezeigt ist, die vier verschiedenen Pegelkomponenten
LL, LH1 HL und HH proportional zu der S/N Rate angesammelt. Genauer gesagt wird
die Qualität eines wiedergegebenen Bildes erhöht, wenn der Abstand von einer Senderantenne
klein wird. Wenn L=Ld, wird die LL Komponente wiedergegeben. Wenn L=Lc, wird das LL+LH Signal wiedergegeben. Wenn L=Lb, wird das LL+LH+HL Signal
wiedergegeben. Wenn L=La1 wird das LL+LH+HL+HH Signal wiedergegeben. Als Ergebnis
wird, wenn die Bandbreite des ursprünglichen Signals 1 ist, die Biidqualität bei
1/4 Schritten der Bandbreite von 1/4 bis 1 in Abhängigkeit von dem Empfangsgebiet
verstärkt. Wenn das Originalsignal ein Hochauflösungsfernsehen mit 1000 Linien vertikaler
Auflösung ist, hat das wiedergegebene Fernsehsignal 250, 500, 750 und 1000 Linien
Auflösung in seinen entsprechenden Empfangsgebieten. Die Bildqualität wird somit
in Schritten in Abhängigkeit von dem Pegel eines Signals verändert. Fig. 96 zeigt die
Signalausbreitung eines herkömmlichen digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignal-
Übertragungssystems, bei dem keine Signalwiedergabe möglich ist, wenn die S/N Rate
kleiner als Vo ist. Auch wird der Signalempfang kaum in den Signalstörungsbereichen,
den Schattenbereichen und anderen signalabschwächenden Bereichen, die mit dem
Zeichen χ bezeichnet sind, des Versorgungsbereiches garantiert. Fig. 97 zeigt die
Signalausbreitung eines Hochauflösungs-Fernsehsignalübertragungssystems der vorliegenden
Erfindung. Wie es gezeigt ist, hat die Bildqualität eine volle 1000 Zeilenqualität
in der Entfernung La, wo S/N=a, eine 750 Zeilenqualität in der Entfernung Lb, wo
S/N=b, eine 500 Zeilenquaiität in der Entfernung Lc1 wo S/N=c, und eine 250 Zeilenqualität
in der Entfernung Ld, wo S/N=d. Innerhalb des Abstandes La gibt es einige ungünstige
Bereiche, wo die CN Rate stark abfällt und kein Hochauflösungsfemseh-Qualitätbild
wiedergegeben wird. Es versteht sich, daß ein Signal mit geringerer Bildqualität
jedoch gemäß dem Mehr-Pegel-Signalübertragungssystem der vorliegenden
Erfindung empfangen und wiedergegeben werden kann. Zum Beispiel ist die Bildqualität
eine 750 Zeilenqualität an dem Punkt B in einem Gebäudeschattenbereich, eine 250
Zeilenqualität an dem Punkt D in einem fahrenden Zug, eine 750 Zeilenqualität an dem
Punkt F in einem Geisterzeugungsbereich, eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt G in
einem fahrenden Auto und eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt L in dem Störungsbereich
eines Nachbarsignals. Wie es oben angegeben worden ist, ermöglicht das Signalübertragungssystem
der vorliegenden Erfindung, daß ein Fernsehsignal erfolgreich mit einer Qualität in dem Bereich empfangen wird, wo das herkömmliche System schlecht
qualifiziert ist, so daß sein Versorgungsbereich vergrößert wird. Fig. 98 zeigt ein Beispiel
der gleichzeitigen Aussendung von vier verschiedenen Fernseh Programmen, bei dem
drei Qualitätsprogramme C, B, A auf ihren entsprechenden Kanälen Di.2l D2.i, D2.2
übertragen werden, während ein Programm D, das identisch mit dem einer lokalen,
analogen Fernsehstation ist, auf dem Dm Kanal ausgebreitet wird. Demgemäß können,
während das Programm D mit einem gleichzeitig ausgesendeten Dienst verfügbar gehalten
wird, die anderen drei Programme auch in der Luft verbreitet werden, um einen
mehrfachen Programmsendedienst anzubieten.
Bei den obigen Ausführungsformen werden die Komponenten des niedrigen und hohen
Frequenzbands als der erste und der zweite Datenstrom übertragen. Jedoch kann das
übertragene Signal ein Audiosignal sein. In diesem Fall können Komponenten niederer
Frequenz und geringer Auflösung eines Audiosignals als der erste Datenstrom übertragen
werden, und Komponenten der hohen Frequenz oder hoher Auflösung des Audio-
t 4 ί
* J *
signals können als zweiter Datenstrom übertragen werden. Demgemäß ist es möglich,
einen großen S/N Anteil mit hoher Tonqualität zu empfangen, und einen geringen S/N
Anteil mit geringer Tonqualität. Dies kann in einem PCM Rundfunk, einem tragbaren
Funktelefon und Ähnlichem verwendet werden. In diesem Fall kann der Versorgungsbereich
öder die Kommunikationsentfernung verglichen mit den herkömmlichen Systemen ausgedehnt werden.
Das Signalübertragungsverfahren mit mehreren Pegeln der Ausführungsform soll die
Verwendung von Frequenzen erhöhen, mag aber nicht für alle die Übertragungssysteme
geeignet sein, da es bei einigen Empfängerarten bewirkt, daß die Energieverwendung
geschwächt wird. Es ist eine gute Idee zur Verwendung mit einem Satellitenkom-.
munikationssystem für ausgewählte Teilnehmer, äußerst fortschrittliche Sender und
Empfänger zu verwenden, die zur besten Verwendung der anwendbaren Frequenzen und der Energie konstruiert sind. Ein Signalübertragungssystem für einen solchen bestimmten
Zweck ist nicht an die vorliegende Erfindung gebunden.
Die vorliegende Erfindung ist vorteilhaft zur Verwendung mit einem Satelliten- oder
terrestrischen Fernsehdienst, der im wesentlichen bei den gleichen Normen seit bereits
50 Jahren betrieben wird. Während der Dienstdauer müssen die Sendenormen nicht
geändert werden, aber Verbesserungen werden von Zeit zu Zeit entsprechend aktualisierten,
technologischen Errungenschaften vorgesehen, insbesondere wird die Energie
zur Signalübertragung sicherlich bei irgendeinem Satelliten erhöht. Jede Fernsehstation
sollte einen kompatiblen Dienst liefern, um einen Femseh Programmsignalempfang mit
irgendeiner Art Empfänger zu garantieren, der von den heutigen allgemeinen bis zu den
modernsten in der Zukunft reicht. Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung
kann einen kompatiblen Fernsehdienst für beide bestehenden NTSC und Hochauflösungs-Fernsehsysteme
liefern, und auch eine zukünftige Erweiterung sicherstellen, um sich einer Massendatenübertragung anzupassen.
Die vorliegende Erfindung betrifft vielmehr die Frequenzverwendung als die Energienutzung.
Die Signalempfangsempfindlichkeit von jedem Empfänger ist unterschiedlich in Abhängigkeit von einem Signalzustandspegel ausgestaltet, der empfangen wird, so daß
die Übertragungsleistung eines Senders nicht stark erhöht werden muß. Daher können
bestehende Satelliten, die eine kleine Energie zum Empfang und zur Übertragung eines
Signals anbieten, am besten mit dem System der vorliegenden Erfindung verwendet
werden. Das System ist auch ausgebildet, die gleichen Normen entsprechend einer Zunahme
bei der Übertragungsenergie in der Zukunft auszuführen und die Kompatibilität zwischen Empfängern alten und neuen Typs anzubieten. Des weiteren ist die vorliegende
Erfindung vorteilhafter zur Verwendung mit den Satellitenfernsehno.rmen.
Das Signalübertragungsverfahren mit mehreren Pegeln der vorliegenden Erfindung wird
bevorzugter für einen terrestrischen Fernsehdienst verwendet; bei dem die Energieverwendung
nicht kritisch verglichen mit dem Satellitenfernsehdienst ist. Die Ergebnisse,
sind derart, daß die Signalabschwächungsbereiche in einem Versorgungsbereich, der
einem herkömmlichen, digitalen Hochauflösungsfernsehsystem zugeordnet ist, beträchtlich
in der Ausdehnung verringert sind, und es wird auch die Kompatibilität eines Hochauflösungsfernsehempfängers oder einer Anzeigeeinrichtung mit dem bestehenden
NTSC System erhalten. Des weiteren wird der Versorgungsbereich wesentlich vergrößert,
so daß Programmanbieter und Sponsoren mehr Zuschauer vorfinden können. Obgleich sich die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auf 16 und 32 QAM
Verfahren beziehen, werden andere Modulationstechniken einschließlich 64, 128 und
256 QAM mit gleichem Erfolg verwendet. Auch Mehrfach-PSK, ASK und FSK Techniken
sind anwendbar, wie es bei den Ausführungsformen beschrieben worden ist.
Ein Kombination von TDM mit SRQAM der vorliegenden Erfindung ist oben beschrieben
worden. Jedoch kann die SRQAM der vorliegenden Erfindung auch mit irgendeinem von
FDM, CDMA und Frequenzverteilungskommunikationssystemen verwendet werden.
Claims (3)
1. Eine Signalübertragungsvorrichtung (1), umfassend:
- einen Modulator (4) zum Modulieren einer Trägerwelle mit einem Eingangssignal,
um ein moduliertes Signal zu erzeugen, und
- einen Sender (5) zum Übertragen des modulierten Signals;
wobei das genannte Eingangssignal einen ersten Datenstrom mit g Werten von Bitmustern
und einen zweiten Datenstrom enthält, worin g eine ganze Zahl ist, und
wobei das genannte modulierte Signal Zeichen aufweist, von denen jedes einen entsprechenden von m Signalpunkten in einem Vektorraumdiagramm darstellt, worin m eine ganze Zahl ist,
wobei das genannte modulierte Signal Zeichen aufweist, von denen jedes einen entsprechenden von m Signalpunkten in einem Vektorraumdiagramm darstellt, worin m eine ganze Zahl ist,
wobei der genannte Modulator ferner Mittel (61) aufweist zum Teilen der genannten m
Signalpunkte in g Signalpunktgruppen, zum Zuordnen von g Werten des ersten Datenstromes
jeweils zu den g Signalpunktgruppen, zum Zuordnen von Daten des zweiten Datenstroms zu Signalpunkten von jeder der g Signalpunktgruppen und zum Auswählen
der Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm entsprechend dem genannten Eingangssignal
derart, dass:
die genannten m Signalpunkte voneinander in dem Vektorraumdiagramm durch eine
erste Gruppe von Schwellen unterscheidbar sind, die das Vektorraumdiagramm in m
Bereiche unterteilen, und die g Signalpunktgruppen voneinander in dem Vektorraumdiagramm
durch eine zweite Gruppe von Schwellen unterscheidbar sind, die das Vektorraumdiagramm
gröber als die erste Gruppe von Schwellen in g Bereiche unterteilen, Signalpunkte in jeder der genannten Signalpunktgruppen in dem Vektorraumdiagramm
in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet
sind,
ein Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen irgendwelchen nahesten zwei Signalpunkten
von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen 26 χ η beträgt,
worin η ein Verschiebungswert ist, der größer als 1 ist, und worin 25 der Abstand in
dem Vektorraumdiagramm zwischen den nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen
benachbarten zwei Signalpunktgruppen ist, wenn die m Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm
in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet sind,
wobei die genannte Signalübertragungsvorrichtung (1) ferner Mittel zum Übertragen
von Daten zur Demodulation aufweist, wobei die genannten Daten zur Demodulation
Informationswerte zur Bestimmung der ersten und zweiten Gruppen von Schwellen
enthalten.
2. Eine Signalempfangsvorrichtung zur Rekonstruktion eines empfangenen Signals,
umfassend:
- einen Demodulator (25, 35, 45) zum Demodulieren eines empfangenen Signals, um
rekonstruierte Daten zu erhalten,
wobei das genannte empfangene Signal Zeichen aufweist, von denen jedes einen entsprechenden
von m Signalpunkten in einem Vektorraumdiagramm darstellt, worin m eine ganze Zahl ist, wobei die m Signalpunkte in g Signalpunktgruppen aufgeteilt sind,
von denen jede m/g Signalpunkte enthält, worin g eine ganze Zahl ist, und
wobei das genannte empfangene Signal einen ersten Datenstrom mit g Werten von Bitmustern, die den g Sjgnalpunktgruppen zugeordnet sind, und einen zweiten Datenstrom mit m/g Werten von Bitmustern, die den m/g Signalpunkten jeder der g Signalpunktgruppen zugeordnet sind, aufweist;
wobei das genannte empfangene Signal einen ersten Datenstrom mit g Werten von Bitmustern, die den g Sjgnalpunktgruppen zugeordnet sind, und einen zweiten Datenstrom mit m/g Werten von Bitmustern, die den m/g Signalpunkten jeder der g Signalpunktgruppen zugeordnet sind, aufweist;
wobei der genannte Demodulator ferner Mittel (137, 233) aufweist zum Unterscheiden
der m/g Signalpunkte in jeder der g Signalpunktgruppen durch eine erste Gruppe von
Schwellen und zum Rekonstruieren von Daten des zweiten Datenstroms, die Werten
der unterschiedenen m/g Signalpunkte in jeder der g Signalpunktgruppen entsprechen,
und wobei der genannte Demodulator Mittel (136, 232) aufweist zum Unterscheiden
der g Signalpunktgruppen voneinander durch eine zweite Gruppe von Schwellen und zum Rekonstruieren von Daten des ersten Datenstromes entsprechend Werten der unterschiedenen g Signalpunktgruppen; und
- einen Ausgangsschaltkreis (36) zum Ausgeben der rekonstruierten Daten des
genannten Demodulators; wobei:
die genannten m Signalpunkte voneinander in dem Vektorraumdiagramm durch eine
erste Gruppe von Schwellen unterscheidbar sind, die das Vektorraumdiagramm in m Bereiche unterteilen, und die g Signalpunktgruppen voneinander in dem Vektorraumdiagramm
durch eine zweite Gruppe von Schwellen unterscheidbar sind, die das Vektorraumdiagramm
gröber als die erste Gruppe von Schwellen in g Bereiche unterteilen, Signalpunkte in jeder der genannten Signalpunktgruppen in dem Vektorraumdiagramm
in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet
sind,
ein Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen irgendwelchen nahesten zwei Signalpunkten
von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen 26 χ η beträgt,
worin η ein Verschiebungswert ist, der größer als 1 ist, und worin 26 der Abstand in
dem Vektorraumdiagramm zwischen den nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen
benachbarten zwei Signalpunktgruppen ist, wenn die m Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm
in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet sind;
wobei der genannte Demodulator ferner Mittel (231) aufweist zum Extrahieren von Daten
zur Demodulation aus dem empfangenen Signal, wobei die genannten Daten zur
Demodulation Informationswerte zur Bestimmung der ersten und zweiten Gruppen von
Schwellen enthalten.
3. Ein Signalübertragungssystem, das eine Signalübertragungsvorrichtung gemäß Anspruch
1 und eine Signalempfangsvorrichtung gemäß Anspruch 2 umfasst.
Applications Claiming Priority (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6279891 | 1991-03-27 | ||
JP9581391 | 1991-04-25 | ||
JP15565091 | 1991-05-29 | ||
JP18223691 | 1991-07-23 | ||
JP6073992 | 1992-03-17 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE69232529T9 true DE69232529T9 (de) |
Family
ID=
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