DE69331670T9 - Uebertragung mit mehreren aufloesungen und fehlerkorriegierende kodierung mit mehrtraegersignalen - Google Patents
Uebertragung mit mehreren aufloesungen und fehlerkorriegierende kodierung mit mehrtraegersignalenInfo
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 255
- 239000000969 carrier Substances 0.000 title description 100
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims description 176
- 230000000051 modifying Effects 0.000 claims description 139
- 230000001702 transmitter Effects 0.000 claims description 82
- 230000000875 corresponding Effects 0.000 claims description 29
- 230000001965 increased Effects 0.000 description 41
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 33
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 31
- 238000000034 method Methods 0.000 description 31
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 20
- 230000001360 synchronised Effects 0.000 description 18
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 14
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 12
- 230000003247 decreasing Effects 0.000 description 12
- 241000580858 Simian-Human immunodeficiency virus Species 0.000 description 9
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 9
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 7
- 230000012447 hatching Effects 0.000 description 7
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 7
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 7
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 6
- 102100005129 MPEG1 Human genes 0.000 description 4
- 101700012088 MPEG1 Proteins 0.000 description 4
- 241001442055 Vipera berus Species 0.000 description 4
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 230000003111 delayed Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000006011 modification reaction Methods 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000001419 dependent Effects 0.000 description 2
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- RZVAJINKPMORJF-UHFFFAOYSA-N p-acetaminophenol Chemical compound CC(=O)NC1=CC=C(O)C=C1 RZVAJINKPMORJF-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000002688 persistence Effects 0.000 description 2
- 241000282941 Rangifer tarandus Species 0.000 description 1
- 230000036909 Volume distribution Effects 0.000 description 1
- 230000002730 additional Effects 0.000 description 1
- 235000020127 ayran Nutrition 0.000 description 1
- 229910002056 binary alloy Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 1
- 230000001627 detrimental Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 230000002708 enhancing Effects 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 241000894007 species Species 0.000 description 1
- 238000007619 statistical method Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000035922 thirst Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered Effects 0.000 description 1
- 239000002699 waste material Substances 0.000 description 1
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem zur Übertragung/zum Empfang
eines digitalen Signals durch Modulation seiner Trägerwelle und Demodulation seiner Trägerwelle. ·
Digitale Kommunikationssysteme sind auf verschiedenen Gebieten verwendet worden. Insbesondere sind digitale Videosignalübertragungstechniken merklich verbessert worden.
Unter ihnen gibt es ein digitales Signalübertragungsverfahren. Bisher sind solche digitalen
Signalübertragungssysteme insbesondere im Einsatz bei z.B. einer Übertragung zwischen Femsehsstationen. Sie werden bald für einen terrestrischen und/oder Satelliten-Femsehdienst
in jedem Land'der Weit verwendet.
Die Femsehsendesysteme einschließlich Hochauflösungsfernsehen, PCM Musik, FAX
und andere Informationsdienste sind nun gefragt, die erwünschten Daten nach Menge
und Qualität zu erhöhen, um Millionen anspruchsvoller Betrachter zufriedenzustellen.
Insbesondere müssen die Daten in einer gegebenen Bandbreite der Frequenz erhöht
werden, die dem Femsehdienst zugeordnet ist. Die zu übertragenden Daten sind immer
reichlich und werden soviel geliefert, wie mit den zu der Zeit modernen Techniken verarbeitet
werden können. Es ist ideal, das bestehende Signalübertragungssystem entsprechend
einer Zunahme der Datenmenge mit der Zeit abzuändern oder zu wechseln.
Jedoch ist der Femsehdienst ein öffentliches Unternehmen und kann nicht ohne Betrachtung
der Interessen und Vorteile der Zuschauer weiter hinausgehen. Es ist wichtig,
daß jeder neue Dienst mit vorhandenen Fernsehempfängern und Anzeigegeräten wertgeschätzt werden kann. Insbesondere ist die Verträglichkeit eines Systems besonders
erwünscht, um alte und neue Dienste gleichzeitig zu liefern oder einen neuen Dienst,
der von bestehenden und fortschrittlichen Empfängern empfangen werden kann.
Es versteht sich, daß irgendein neues digitales Fernsehsendesystem, das eingeführt
werden soll, im bezug auf eine Datenzunahme ausgebildet sein muß, um auf zukünftige
Anforderungen und technische Vorteile zu antworten und auch in bezug auf eine kompatible
Wirkung, damit bestehende Empfänger Übertragungen empfangen können.
Die Erweiterungsmöglichkeit und die Kompatibilitätsleistung von digitalen Fernsehsystemen
nach dem Stand der Technik wird erklärt.
Es ist ein digitales Fernsehsatelütensystem bekannt, bei dem NTSC Fernsehsignale, die
auf ungefähre Mpbs komprimiert sind, durch Zeitteilungsmodulation von QPSK gemultiplext
und auf 4 bis 20 Kanälen übertragen werden, während Hochauflösungs-Femsehsignale
auf einem einzigen Kanal geführt werden. Ein anderes digitales Hochauflösungs-Femsehsystem
ist vorgesehen, bei dem Hochaufiösungsfernseh-Videodaten, die auf sowenig wie 15 Mbps komprimiert sind, auf einem 16 oder 32 QAM Signal (Quadra-,
turamplitudenmodulationssignal) durch Bodenstationen übertragen werden.
Ein solches bekanntes Satellitensystem ermöglicht, daß Hochauflösungs-Femsehsighale
auf einem Kanal in einer herkömmlichen Weise getragen werden, so daß ein Frequenzband
besetzt wird, das einigen Kanälen von NTSC Signalen äquivalent ist. Dies
bewirkt, daß die entsprechenden NTSC Kanäle während der Übertragung des Hochauflösungs-Fernsehsignals
nicht verfügbar sind. Auch ist die Kompatibilität zwischen NTSC und Hochauflösungsfernseh-Empfängem oder Anzeigegeräten kaum betroffen,
und das Datenerweiterungsvermögen,, das zur Anpassung an einen zukünftigen, fortschrittlichen
Modus benötigt wird, wird betont unberücksichtigt.
Ein solches allgemeines terrestrisches Hochauflösungs-Fernsehsystem bietet einen
Hochauflösungsfemsehdienst auf herkömmlichen 16 oder 32 GAM Signalen ohne ir-
gendeine Abänderung. Bei irgendeinem analogen Fernsehdierist wird eine Menge an
signalabschwächenden oder Schattenbereichen in seinem Versorgungsbereich aufgrund
struktureller Hindernisse, geographischer Ungeeignetheiten oder eine Signalstörung
von einer Nachbarstation erzeugt. Wenn das Fernsehsignal eine analoge Form hat, kann es mehr oder weniger in solchen signalabschwächenden Bereichen empfangen
werden, obgleich sein wiedergegebenes Bild von geringer Qualität ist. Wenn das
Fernsehsignal eine digitale Form hat, kann es kaum mit einem, annehmbaren Pegel innerhalb
der Bereich wiedergegeben werden. Dieser Nachteil ist besonders feindlich bei der Entwicklung von irgendeinem digitalen Fernsehsystem.
EP 0 448 492 A1 offenbart eine Vorrichtung für die Übertragung von digitalen Daten mit wenigstens
zwei Schutzpegeln und eine entsprechende Empfangsvorrichtung. Die Übertra- : gungsvorrichtung enthält Kanalkodierungsmittel, die wenigstens zwei Modulationsarten
und/oder wenigstens zwei Kodierungseffizienzpegel aufweisen. Dies ermöglicht es, die Nutzung
des Übertragungskanals zu optimieren, indem Datenabschnitten desselben digitalen
Zuges differenzierte Übertragungstechniken zugewiesen werden als eine Funktion der verschiedenen
Pegel des gewünschten Schutzes gegen Übertragungsfehler.
Die vorliegende Erfindung schafft eine Signalübertragungsvorrichtung, ein Signalübertragungsverfahren,
eine Signalempfangsvorrichtung und ein Signalempfangsverfahren wie in den beigefügten Ansprüchen definiert.
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Es ist eine Zielsetzung der vorliegenden Erfindung, um die vorstehenden Nachteile zu
lösen, ein Kommunikations system zu schaffen, das zur kompatiblen Verwendung für
besiehende NTSC und einzuführende Hochauflösungs-Fernsehdienste, insbesondere
über Satellit, ausgestaltet ist, und um auch signalabschwächende oder S chatten bereiche
ihres Versorgungsbereiches am Boden zu minimieren.
Ein Kommunikationssystem gemäß der vorliegender Erfindung variiert absichtlich Signalpunkte,
die gewöhnlich in gleichmäßigen Intervallen verteilt sind, um die Signalübertragung/den
Signalempfang durchzuführen. Wenn das Kommunikationssystem beispielsweise auf ein QAM-Signal angewendet wird, weist es zwei Hauptbereiche auf: Einen Sender mit
einer Signaleingangsschaltung, einer Modulatorschaltung zum Erzeugen Anzahl von m Signalpunkten
in einem Signalvektorfeld durch Modulation einer Vielzahl von phasenverschobenen
Trägerwellen, wobei ein von der Eingangsschaltung geliefertes Eingangssignal benutzt
wird, und einer Sendeschaltung zum Übertragen eines resultierenden modulierten Signals;
und einen Empfänger mit einer Eingangsschaltung zum Empfangen des modulierten Signals,
einer Demodulatorschaltung zum Demodulieren 1-Bit-Signalpunkten einer QAM-Trägerwelle
und einer Ausgangsschaltung.
Beim Betrieb werden das Eingangssignal, das einen ersten Datenstrom von π Werten
enthält und ein zweiter Datenstrom, der Modulatorschaltung des Senders zugeführt, wo
eine abgeänderte m-Bit QAM Trägerwelle erzeugt wird, die m Signalpunkte in einem
Vektorfeld darstellt. Die m Signalpunkte werden in η Signalpunktgruppen unterteilt, denen
jeweils die η Werte des ersten Datenstroms zugeordnet werden. Auch werden Daterrdes
zweiten Datenstroms m/n Signalpunkte oder Untergruppen von jeder Signalpunktgruppe
zugeordnet. Dann wird ein sich ergebendes Übertragungssignal von der Übertragungsschaltung übertragen. Ebenso kann sich ein dritter Datenstrom ausbreiten.
Bei der p-Bit Modulatorschaltung, p>m, des Empfängers wird der erste Datenstrom des
Ubertragungssignals zuerst demoduliert, indem ρ Signalpunkte in einem Signalraumdiagramm
in η Signalpunktgruppen aufgeteilt werden. Dann wird der zweite Datenstrom demoduliert, indem p/n Werte p/n Signalpunkten von jeder entsprechenden Signalpunktgruppe
zur Rekonstruktion des ersten und des zweiten Datenstroms zugeordnet werden. Wenn der Empfänger bei p=n ist, werden die η Signalpunktgruppen wieder
verlangt und den η Werten zur Demodulation und Rekonstruktion des ersten Datenstroms
zugeordnet.
Beim Empfang des gleichen Übertragungssignals von dem Sender kann ein Empfänger,
der mit einer großformatigen Antenne ausgerüstet und der Modulation einer großen Datenmenge
fähig ist, den ersten und den zweiten Datenstrom'wiedergewinnen. Ein Empfänger,
der. mit einer kleinformatigen Antenne ausgerüstet und einer Modulation einer
kleinen Datenmenge fähig ist, kann nur den ersten Datenstromwiedergewinnen. Demgemäß
wird die Kompatibilität des Signalübertragungssystems sichergestellt. Wenn der erste Datenstrom ein NTSC Fernsehsignal oder die niedere Ferquenzbandkomponente
eines Hochauflösungs-Femsehsignals ist, und der zweite Datenstrom eine hohe Frequenzbandkomponente
des Hochauflösungs-Fernsehsignals ist, kann der Modulationsempfänger für eine kleine Datenmenge das NTSC Fernsehsignal rekonstruieren und der
Modulationsempfänger für eine große Datenmenge kann das Hochauflösungs-Fernsehsignal
rekonstruieren. Es versteht sich, daß ein digitaler NTSC/Hochauflösungs-
Femsehdienst gleichzeitig machbar ist, wobei die Kompatibilität des Signalübertrsgungssystems
der vorliegenden Erfindung verwendet wird. .
Insbesondere umfaßt das Kommunikations system der vorliegenden Erfindung: einen
Sender mit einer Signaleingangsschaltung, einer Modulatorschaltung zum Erzeugen von m Signalpunkten, wo m>5, in einem Signalvektorfeld durch Modulation einer Mehrzahl.von
außerphasigen Trägerwellen, wobei ein von dem Eingang zugeführtes Eingangssignal verwendet wird, und einer Übertragungsschaltung zum übertragen eines
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sich ergebenden, modulierten Signals, wobei das Hauptverfahren einschließt, ein Eingangssignal
zu erhalten, das einen ersten Datenstrom von η Werten und einen zweiten Datenstrom enthält, die m Signalpunkte des Signals in η Signalpunktgruppen aufzuteilen,
die η Werte des ersten Datenstroms den η Signalpunktgruppen jeweils zuzuordnen,
die Daten des zweiten Datenstroms den Signalpunkten von jeder Signalpunktgruppe
jeweils zuzuordnen, und das sich ergebende, modulierte Signal·zu übertragen; und einem
Empfänger, der aufweist eine Eingangsschaltung zum Empfangen des modulierten Signals, eine Demodulatorschaltung zum Demodulieren von ρ Signalpunkten einer QAM
Trägerwelle und eine Ausgangsschaltung, wobei das Hauptverfahren einschließt, die ρ
Signalpunkte in η Signalpunktgruppen zu unterteilen, den ersten Daienstrom zu demodulieren,
von dem η Werte jweils den η Signalpunktgruppen zugeordnet werden, und
den zweiten Datenstrom zu demodulieren, von dem p/n Werte den p/n Signaipunkten
von' jeder Signalpunktgruppe jeweils zugeordnet werden. Zum. Beispiel erzeugt ein Sender
1 ein abgewandeltes m-Bit QAM Signal, von dem ein erster, zweiter und dritter Da-
. . (enstrom, von denen jeder η Werte trägt, den bezüglichen Signalpunktgruppen mit einem
Modulator 4 zugeordnet werden. Das Signal kann empfangen und wiedergegeben
. werden, nämlich der erste Datenstrom nur von einem ersten Empfänger 23, der erste
und der zweite Datenstrom von einem zweiten Empfänger 33 und insgesamt der erste,
zweite und dritte Strom von einem dritten Empfänger 43. "
Insbesondere kann ein Empfänger, der einer Demodulation von η-Bit Daten fähig ist, η Bits
von einer mit mehreren Bit modulierten Trägerwelle wiedergeben, die m-Bit-Daten trägt, wo
m>n, so dass das Kommunikationssystem Kompatibilität und die Möglichkeit einer zukünfti-
A·.
gen Erweiterung haben kann. Auch ist eine Mehrpegelsignalübertragung möglich, indem die
Signalpunkte der QAM verschoben werden, so dass ein dem Nullpunkt der Koordinaten der
I-Achse und der Q-Achse am nahester Signalpunkt von dem Nullpunkt um nf beabstandet
ist, wo f der Abstand des nahesten Punktes von jeder Achse und η größer als 1 ist.
Demgemäß wird ein kompatibler, digitaler Satellitendienst für das NTSC und das Hochauflösungs-Fernsehsystem
machbar, wenn der erste Datenstrom ein NTSC Signal trägt und der zweite Datenstrom ein Differenzsignal zwischen NTSC und Hochauflösungsfemsehen
trägt. Daher wird die Fähigkeit, einer Zunahme der Datenmenge zu entsprechen,
die übertragen werden soll, sichergestellt. Auch am Boden wird sein Versorgurigsbereich
erhöht, während Bereiche mit Signalabschwächung verringert werden.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend näher beschrieben unter Bezugnahme auf die
folgende Beschreibung von beispielhaften Ausführungsformen und die begleitenden Zeichnungen,
in denen: . ■ .
Fig. 1 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung des Signalüber
tragungssystems, wobei eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
gezeigt ist;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Senders der ersten Ausführungsform;
' Fig. 3 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssignal der ersten Ausfüh
rungsform zeigt; . \ ..
Fig. 4 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssigna) der ersten Ausfüh
rungsform zeigt;
Fig. 5 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunkten
gemäß der ersten Ausführungsform zeigt; . .
Fig. 6 . ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunktgrup-
pen gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 7 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunkten in
jeder Signalpunktgruppe gemäß der ersten Ausführungsform zeigt; ,
Fig. 8 ist eine Ansicht, die eine andere Zuordnung von Binärcoden zu Signai-
punktgruppen und ihren Signalpunkten gemäß der ersten Ausführungs-.
form zeigt;
Fig. 9 ist eine Ansicht, die Schwellenwerte der Signalpunktgruppen gemäß der
ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 10 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten
Ausführungsform;
Fig. 11 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius
r2 und dem Übertragungsenergieverhältnis η gemäß der ersten
Ausführungsform zeigt;
Fig. 12 ist eine Ansicht, die die Signalpunkte eines abgeänderten 64 QAM Signals
der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 13 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius
r3 und dem Übertragungsenergieverhältnis η gemäß der ersten
Ausführungsform zeigt;
Fig. 14 ist ein Vektordiagramm, das Signalpunktgrüppen und ihre Signalpunkte
des abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 15 ist eine erläuternde Ansicht, die die Beziehung zwischen Ai und A2 des
abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 16 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius
r2, Γ3 und jeweils dem Übertragungsenergieverhältnis ni6, neV
gemäß der ersten Ausführungsform zeigt; -
Fig. 17 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Senders der ersten Ausführungsform;
• · · * i
»mi
* *
i
Fig. 18 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten
Ausführungsform;
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm eines ersten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 20 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten
Ausführungsform;, ■ ·'
Fig. 21 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Empfängers der ersten Ausführungsform; ,
Fig. 22 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten
Ausführungsform;
Fig. 23 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signals der ersten
Ausführungsform·
Fig. 24 . ist ein Ablaufdiagramm, das eine Wirkung der ersten Ausführungsfprm
zeigt; ... ■.
Fig.25(a)
und 25( b) sind Vektordiagramme, die ein 8 und ein 16 QAM Signal der ersten Ausführungsform
jeweils zeigen;
Fig. 26 ist ein Blockdiagramm eines dritten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 27 ist eine Ansicht, die Signalpunkte des abgeänderten 54 QAM Signals der
ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das eine andere Wirkung der ersten Ausführungsform zeigt;
'···· i ♦ ♦ ti*.
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*■ · . i -1 i i ',·
/ίο
Fig. 29 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems,
das eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
zeigt;
Fig. 30 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
,
Fig. 31 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausfüh-
. ■■■ rungsform;
Fig. 32 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 33 - ist ein Blockdiagramm eines dritten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 34 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein Zeitmultiplexen von D1, D2 und D3 Signalen
gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 35 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein anderes Zeitmufliplexen von D1, D2
und Da Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 36 ist eine beispielhafte Ansicht, die weiteres Zeitmultiplexen von Di, D2 und
D3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 37 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems,
das eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 38 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der dritten
Ausführungsform;
Fig. 39 ist ein Vektordiagramm des abgeänderten 16 QAM Signals der dritten
Ausführungsform;
/M
Fig. 40 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signals der dritten
Ausführungsform;
Fig. 41 ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenten zu einer Zeitbasis gemäß der dritten Ausführungsform;
Fig. 42 ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenten zu einer Zeitbasis
mit der Wirkung von Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex gemäß der dritten
Ausführungsform;
Fig. 43 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung der dritten Ausführungsform;
.
Fig. 44 ist ein Diagramm, das das Prinzip der Trägerwellenwiedergabe gemäß der
dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 45 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur umgekehrten
Modulation bei der dritten Ausführungsform;
Fig. 46 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 16 QAM
Signals der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 47 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpun<ten des 64 QAM
Signals der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 48 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur 16x Multiplikation
der dritten Ausführungsform;
Fig. 49 ist eine beispielhafte Ansicht, die Zeitmultiplexen von DVi, DHi, DV2, DH2,
und DH3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 50 ist eine erklärende Ansicht, die ein Zeitmultiplexen mit Mehrfachzugriff von
Dvi, Dm, Dv2. Dh2. Dv3 und Dh3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 51 ist eine erklärende Ansicht, die ein anderes Zeitmultiplexen mit Mehrfachzugriff
von Dvi, Pht, Dv2, DH2, Dv3 und DH3 Signalen gemäß der dritten
Ausführungsform zeigt;
Fig. 52 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich bei einem bekannten
Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 53 ist ein Diagramm, das Signalstörungsbereiche bei einem Mehrpegel Signalübertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 54 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem bekannten
Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 55 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem Mehrpegel
Signalübertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 56 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich zwischen zwei digitalen
Femsehstationen gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 57 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines abgeänderten
4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 58 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten
4 ASK Signals der fünften Ausführungsfomn zeigt;
Fig. 59(ä) ...
und 59( b) sind Diagramme, die die Zuordnung von.Signalpunkten des abgeänderten
4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 60 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten
4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt, wenn die S/N Rate (Rauschabstandsrate) niedrig ist;
Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders der fünften Ausführungsform;
Fig. 62(a) ·
und 62 (b) sind Diagramme, die Frequenzverteilungsprofile eines ASK modulierten
- Signals der fünften Ausführungsform zeigen;
Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders der fünften Ausführungs-
form;
Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 66 ist ein Blockdiagramm eines anderen Fernsehempfängers der fünften
Ausführungsform;
Fig. 67 ist ein Blockdiagramm eines Femsehsatelliten-Bodenempfängers der
fünften Ausführungsform;
Fig. 68 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines 8 ASK Signals
der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 69 ist ein Blockdiagramm eines Videocpdierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 70 ist ein Blockdiagramm eines Videocodierers der fünften Ausführungsform,
der eine leerschaltung enthält;
Fig. 71 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 72 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform, der eine Mischschaltung enthält;
Fig. 73 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponeten eines
Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 74 (a) ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungs-•
■ form;
Fig. 74 Cb) ist ein Diagramm, das eine andere Zeitzuordnung von Datenkomponenten,
des Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 75 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 76 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
-■ Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 77 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 78 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 79 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
Dreipegel-Übertragungssignals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 80 ist ein Blockdiagramm eines anderen Videodecodierers der fünften Aus- .
führungsform;
Fig. 81 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines
Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers für ein D1 Signal der fünften
Ausführungsform;
Fig. 83 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen der Frequenz
und der Zeit eines frequenzmodulierten Signals gemäß der fünften .Ausführungsform
zeigt;
Fig. 84 ist ein Blockdiagramm einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabe-
vorrichtung gemäß der fünften Ausführungsform;
Fig. 85 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und dem
Pegel gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 86 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der
■ Übertragungsstrecke gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 87 ist ein Blockdiagramm eines Senders der zweiten Ausführungsform;
Fig. 88 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der zweiten Ausführungsform;
Fig. 89 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der
Fehlerrate gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 90 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Dreipegel-Übertragung
der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 91 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Vierpegel-Übertragung
einer sechsten Ausführungsform zeigt;
Fig. 92 ist ein Diagramm, das die Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführung
zeigt;
Fig. 93 ist ein Blockdiagramm eines Teilers der sechsten Ausführungsform;
1β
Fig. 94 ist ein Blockdiagramm einer Mischschaltung der sechsten Ausführungsform;
Fig. 95 ist ein Diagramm, das eine andere Vierpegel-Ubertragung der sechsten
Ausführung zeigt;
Fig. 96 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines bekannten digitalen Fernsehsendesystems;
Fig. 97 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines digitalen Fernsehsendesystems gemäß der sechsten Ausführungsform;
Fig. 98 ist ein Diagramm, das eine Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausfüh-
rungsform zeigt; . .
Fig. 99 ist ein Vektordiagramm eines 16 SRQAM Signals der dritten Ausführungs-
form;
Fig. 100 ist ein Vektordiagramm eines 32 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 101 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der
Fehlerrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 102 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der
Fehlerrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 103 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke
η und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der dritten Ausführungsform benötigt wird;
Fig. 104 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke
η und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der dritten
Ausführungsform benötigt wird;
/17
Fig. 105 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Signalpegel
und der Entfernung von einer Senderantenne bei einem terrestrischen Fernsehdienst gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 106 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM der
dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 107 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM Signals
. der dritten Ausführungsform zeigt; ,
Fig. 108 ist ein Diagramm, das ein Frequenzverteilungsprofil eines Fernsehsignals der dritten
Ausführungsform zeigt;
Fig. 109 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung des Fernsehsignals der dritten Ausführungsform
zeigt; " .
Fig. 110 ist ein Diagramm, das ein Prinzip von C-CDM der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 111 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Codes gemäß der driften Ausführungsform
zeigt;
Fig. 112 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung eines erweiterten 36 QAM gemäß der dritten
Ausführungsform zeigt;
Fig. 113 ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Modulationssignals gemäß der
fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 114 ist ein Blockdiagramm, das eine Magnetaufzeichnungs-A/Viedergabevorrichtung
gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 115 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger eines tragbaren Telefons gemäß
der achten Ausführungsform zeigt;
Fig. 116 ist ein Blockdiagramm, das Basisstationen gemäß der achten Ausführungsform
zeigt;
Fig. 117 ist eine Ansicht, die Kommunikationskapazitäten und eine Verkehrsverteilung eines
herkömmlichen Systems darstellt;
Fig. 118 ist eine Ansicht, die Kommunikationskapazitäten und eineVerkehrsverteilung gemäß
der achten Ausführungsform darstellt; . ·.
Ad
Fig. 119 (a) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung eines herkömmlichen Systems
zeigt;
Fig. 119 (b) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung gemäß der achten Ausführungsform
zeigt;
Fig. 120 (a) ist ein Diagramm, das eine Zeitschlitzzuordnung eines herkömmlichen TDMA-Systems
zeigt;
Fig. 120 (b) ist ein Diagramm, das eine Zeitschiitzzuordnung gemäß einem TDMA-System
der achten Ausführungsform zeigt;
Fig. 121 ist ein Blockdiagramm, das einen Einpegel-Sender/Empfänger gemäß der achten
Aüsführungsform zeigt;
Fig. 122 ist ein Blockdiagramm, das einen Zweipegel-Sender/Empfänger gemäß der achten
Ausführungsform zeigt;
Fig. 123 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger vom OFDM-Typ gemäß der
neunten Ausführungsform zeigt; .
Fig. 124 ist eine Ansicht, die ein Prinzip des OFDM-Systems gemäß der neunten Ausführungsform
zeigt;
Fig. 125 (a) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Modulationssignals eines
herkömmlichen Systems zeigt;
Fig. 125 (b) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Modulationssignals gemäß
der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 126 (a) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Übertragungssignals der
neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 126 (b) ist eine Ansicht, die eine Frequenzzuordnung eines Empfangssignals gemäß der
neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 127 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der neunten Ausführungsform
zeigt;
Fig. 128 ist ein Blockdiagramm, das einen Trellis-Kodierer gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
/19
Fig. 129 ist eine Ansicht, die eine Zeitzuordnung von effektiven Zeichenanteilen und Schutzintervallen
gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 130 ist.ein grafisches Diagramm, das eine Beziehung zwischen S/N-Rate und Fehlerrate
gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 131 ist ein Blockdiagramm, das eine magnetische Aüfzeichnungs-A/Viedergabevorrichtung
gemäß der neunten Ausführungsform zeigt;
Fig. 132 ist eine Ansicht, die ein Aufzeichnungsformat einer Spur auf dem Magnetband und
eine Bewegung eines Kopfes zeigt;
Fig. 133 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der dritten Ausführung
sform zeigt; -
Fig. 134 ist ein Diagramm, das eine Frequenzzuordnung herkömmlichen Fernsehens zeigt;
Fig. 135 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Versorgungsbereich und Bildqualität
in einem Dreipegei-Signalübertragungssystem gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 136 ist ein Diagramm, das eine Frequenzzuordnung für den Fall zeigt, dass das Mehrpegel-Signalübertragungssystem
gemäß der dritten Ausführungsform mit einem FDM kombiniert ist;
Fig. 137 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der dritten Ausführungsform
zeigt, in dem Trellis-Kodierung angewendet ist;
Fig. 138 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger gemäß der neunten Ausführungsform
zeigt, in dem ein Teil eines Signals im niedrigen Frequenzband durch OFDM übertragen
wird.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform Ausführungsform 1
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden
Zeichnungen beschrieben. ·
Fig* 1 zeigt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssysterns gemäß der vorliegenden
Erfindung. Ein Sender 1 umfaßt eine Eingangseinheit 2, eine Teilereinheit 3, einen Modulator 4 und eine Sendereinheit 5. Im Betrieb wird jedes Eingangsmultiplexersignal
durch die Teilerschaltung 3 in drei Gruppen unterteilt, einen ersten Datenstrom D1, einen zweiten Datenstrom D2 und einen dritten Datenstrom D3, die dann durch den
Modulator 4 moduliert werden, bevor sie von der Sendereinheit 5 gesendet werden. Das
modulierte Signal wird von einer Antenne 6 durch eine Aufwärtsverbindung 7 zu einem
Satelliten 10 gesendet, wo es von einer Aufwärtsverbindungsantenne 11 empfangen
und von einem Transponder 12 verstärkt wird, bevor es von einer Abwärtsverbindungsantenne
13 in Richtung zum Boden gesendet wird. ' - ' ;
Das Übertragungssignal führt dann nach unten durch drei Abwärtsverbindungen 21, 3 1
und 41 zu einem ersten 23, einem zweiten 33 bzw. einem dritten Empfänger 43 gesendet.
In dem'ersten Empfänger 23 wird das von einer Antenne 22 empfangene Signal
durch Eingangseinheit 24 einem Demodulator 25 zugeführt, und es wird nur sein erster
lh
Datenstrom demoduliert, während der zweite und dritte Datenstrom nicht wiedergewonnen
werden, bevor sie weiter von der Ausgangseinheit 26 übertragen werden.
Ähnlich erlaubt der zweite Empfänger 33, daß der erste und der zweite Datenstrom des
Signals, das von einer Antenne 32 empfangen und von einer Eingangseinheit 34 zugeführt wurde, von einem Demodulator 35 demoduliert wird, und dann zu einem einzigen
Datenstrom durch einen Summierer 37 summiert wird, der dann weiter von einer Ausgangseinheit
36 übertragen wird.
Der dritte Empfänger 43 erlaubt, daß insgesamt der erste, der zweite und dritte Datenstrom
des Signals, das von einer Antenne 42 empfangen und von einer Eingangseinheit 44 zugeführt wird, durch einen Demodulator 45 demoduliert wird und dann durch einen
Summierer 47 zu einem einzigen Datenstrom summiert wird, der dann weiter von einer
Ausgangseinheit 46 übertragen wird.
Man sieht, daß die drei einzelnen Empfänger 23, 33 und 43 ihre jeweiligen Modulatoren
unterschiedliche Eigenschaften haben, so daß ihre von demselben Frequenzbandsignal
des Senders 1 demodulierten Ausgänge Daten unterschiedlicher Größe enthalten. Insbesondere können drei unterschiedliche, aber kompatible Daten gleichzeitig auf einem
gegebenen Frequenzbandsignal zu ihren entsprechenden Empfängern getragen werden.
Zum Beispiel wird jedes von drei vorhandenen NTSC1 Hochauilösungsfernsehen
und Super-Hochauflösungsfemsehen, digitalen Signalen in eine niedrige, eine hohe und
eine superhohe Frequenzbandkomponente in bezug auf den ersten, den zweiten bzw.
den dritten Datenstrom aufgeteilt. Demgemäß können die drei verschiedenen Fernsehsignale auf einem einkanaligen Frequenzbandträger zur gleichzeitigen Wiedergabe eines
Fernsehbildes mit einer mittleren, einer hohen bzw. einer superhohen Auflösung
übertragen werden.
Beim Betrieb wird das NTSC Fernsehsignal von einem Empfänger empfangen, der von
einer kleinen Antenne zur Demodulation von Daten geringer Menge begleitet ist, das
Hochauflösungs-Fernsehsignal wird von einem Empfänger empfangen, der von einer
mittleren Antenne zur Demodulation von Daten mittlerer Größe begleitet ist, und das
Super-Hochauflösungsfernsehsignal wird von einem Empfänger empfangen, der von
einer großen Antenne zur Demodulation von Daten großer Mengen begleitet ist. Auch
wird, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, ein digitales NTSC Fernsehsignal, das nur den ersten
Datenstrom für den digitalen NTSC Fernsehienst enthält, einem digitalen Sender 51 zugeführt, wo es von einer Eingangseinheit 52 erhalten und von einem Demodulator
54 moduliert wird, bevor es weiter von einer Sendeeinheit 55 gesendet wird. Das demodulierte
Signal wird dann von einer Antenne 56 über eine Aufwärtsverbindung 57 zu
dem Satelliten 10 aufwärts gesendet, der seinerseits dasselbe durch eine Abwärtsverbindung
58 zu dem ersten Empfänger 23 am Boden sendet.
Der erste Empfänger 23 demoduliert mit seinem Demodulator 24 das modulierte, digitale
Signal, das von dem digitalen Sender 51 zugeführt worden ist, zu dem ursprünglichen,
ersten Datenstromsignal. Ebenso kann dasselbe modulierte, digitale Signal von
dem zweiten 33 oder dem dritten Empfänger 43 zu dem ersten Datenstrom oder NTSC
Fernsehsignal demoduliert werden. Zusammengefaßt können die drei einzelnen Empfänger
23, 33 und 43 alle ein digitales Signal des bestehenden TV Systems zur Wiedergabe
empfangen und verarbeiten.
Die Anordnung des Signalübertragungssystems wird mehr im einzelnen beschrieben.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm des Senders 1, in dem ein Eingangssignal über die Ein-:
gangseinheit 2 zugeführt und durch die Teilerschaltung 3 in drei digitale Signale geteilt
wird, die einen ersten, einen zweiten bzw. einen dritten Datenstrom enthalten.
Unter der Annahme, daß das Eingangssignal ein Videosignal ist, ist seine niedrige Frequenzbandkomponente
dem ersten Datenstrom zugeordnet, seine hohe Frequenzbandkomponente
dem zweiten Datenstrom und seine superhohe Frequenzbandkomponete dem dritten Datenstrom. Die drei verschiedenen Frequenzbandsignale werden einem
Modulatoreingang 61 des Modulators 4 zugeführt. Hier moduliert oder ändert eine
Signalpunkt-Modulations/Änderungsschaltung 67 die Positionen der Signalpunkte gemäß einem extern gegebenen Signal. Der Modulator 4 ist zur Amplitudenmodulation auf
zwei 90° phasenverschobenen Trägern jeweils angeordnet, die dann zu einem mehrfachen QAM Signal summiert werden. Insbesondere wird das Signal von dem Modulatoreingang
61 einem ersten 62 und einem zweiten AM Modulator 63 zugeführt. Auch ;
wird eine Trägerwelle cos(2nfct),. die von einem Trägergenerator erzeugt wird, direkt
dem ersten AM Modulator 62 und auch einem π/2 Phasenschieber 66 zugeführt, wo sie
um 90° zu einer Form sin(2nfct) phasenverschoben wird, bevor sie ?.u dem zweiten AM
Modulator 63 übertragen wird. Die zwei amplitudenmodulierten Signale von dem ersten
und dem zweiten AM Modulator 62, 63 werden von einem Summierer 65 zu einem Übertragungssignal summiert, das dann zu der Sendeeinheit 5 zur Ausgabe übertragen
wird. Dieses Verfahren ist gut bekannt und wird nicht weiter erläutert.
Das QAMSignal wird nun in einer allgemeinen 8x8 oder 16 Zustanosausbildung beschrieben,
wobei auf den ersten Quadranten eines Raumdiagramms in Fig. 3 Bezug genommen wird. Das Ausgangssignal des Modulators 4 wird durch einen Summenvektor
von zwei Vektoren einer 81, 82, Acos2nfct und Bcos2nfct, ausgedrückt, die die zwei
um 90" phasenverschobenen Träger jeweils darstellen. Wenn der von dem Nullpunkt
fernliegende Punkt eines Summenvektors einen Signalpunkt darstellt, hat das 16 QAM
Signal 16 Signalpunkte, die durch eine Kombination von vier horizontalen Amplitudenwerten ar, a2, a3, a4 und vier vertikalen Amplitudenwerten bi, b2, b3l D4 bestimmt sind.
Der erste Quadrant in Fig. 3 enthält vier Signalpunkte 83 bei G11, 84 bei C12, 85 bei C22
und 86 bei C21.
Cii ist ein Summenvektor eines Vektors 0-a^ und eines Vektors 0-b,, und wird somit als
C11 = a1cos2nfct-bisin2nfct = Acos(2nfct+d7t/2) ausgedrückt.
Es wird nun angenommen, daß der Abstand zwischen 0 und a^ bei den orthogonalen
Koordinaten der Fig. 3 A1 ist, zwischen ai und a2 A2 ist, zwischen 0 und bv B1 ist und
zwischen D1 bis b2 B2 ist.
Wie es in Fig. 4 gezeigt ist, sind die 16 Signalpunkte als Vektorkoordinate zugeordnet,
wobei jeder Punkt ein vier-Bit Muster darstellt, so daß die Übertragung einer vier-Bit
Date pro Periode oder Zeitschlitz ermöglicht wird.
Fig. 5 stellt eine gemeinsame Zuordnung von zwei-Bit Mustern zu den 16 Signalpunkten
dar.
■*
Wenn der Abstand zwischen zwei benachbarten Signalpunkten groß ist, wird er ohne
weiteres von dem Empfänger erkannt. Daher ist es erwünscht, die Signalpunkte mit
größeren Intervallen zu beabstanden. Wenn zwei bestimmte Signalpunkte nahe beieinander
zugeteilt sind, werden sie kaum unterschieden und die Fehlerrate wird erhöht. Deshalb ist es am bevorzugtesten, die Signalpunkte in gleichen Intervallen beabstandef
zu haben, wie es in Fig. 5 gezeigt ist, in der das 16 QAM Signal durch At=A2/2 festgelegt
ist.
Der Sender 1 der Ausführungsform ist ausgestaltet, ein eingegebenes, digitales Signal
in einen ersten, einen zweiten und einen dritten Daten- oder Bitstrorn zu unterteilen. Die
16 Signalpunkte oder Gruppenvon Signalpunkten werden in vier Gruppen unterteilt.
Dann werden 4 zwei-Bit Mustern des ersten Datenstroms den vier Signalpunktgruppen
jeweils zugeordnet, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Insbesondere wird, wenn das zwei-Bit
Muster des ersten Datenstroms 11 ist, einer von vier Signalpunkten der ersten Signalpunktgruppe
91 in dem ersten Quadranten in Abhängigkeit von dem Inhalt des zweiten
Datenstroms zur Übertragung ausgewählt. Ebenso wird, wenn es 01 ist, ein Signalpunkt
der zweiten Signalpunktgruppe 92 in dem zweiten Quadranten ausgewählt und gesendet.
Wenn es 00 ist, wird ein Signalpunkt der dritten Signalpunktgruppe 93 in dem dritten
Quadranten gesendet, und wenn es 10 ist, wird ein Signalpunkt der vierten Signalpunktgruppe
94 in dem vierten Quadranten gesendet. Auch werden 4 zwei-Bit Muster in dem zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals, oder z.B. 16 vier-Bil; Muster in dem
zweiten Datenstrom eines 64-Zustand QAM Signals, vier Signalpurikten oder Signalpunktuntergruppen
von jeder der vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 jeweils zugeordnet, wie es in Fig. 7 gezeigt ist. Es sollte sich verstehen, daß die Zuordnung zwischen
irgendwelchen zwei Quadranten symmetrisch ist. Die Zuordnung der Signalpunkte
zu den vier Gruppen 91, 92, 93, 94 wird durch die Priorität bei den zwei-Bit Daten des
ersten Datenstroms bestimmt.- Als Ergebnis können zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms
und zwei-Bit Daten des zweiten Datenstroms unabhängig übertragen werden. Auch wird der erste Datenstrom bei der Verwendung eines allgemeinen QPSK Empfängers
demoduliert, der eine gegebene Antennenempfindlichkeit aufweist. Wenn die Antennenempfindlichkeit
größer ist, empfängt eine abgeänderte Art des 16 QAM Empfängers
der vorliegenden Erfindung den ersten und den zweiten Datenstrom mit gleichem
Erfolg und demoduiiert sie.
Fig. 8 zeigt ein Beispiel der Zuordnung des ersten und des zweiten Datenstroms zu
zwei-Bit Mustern.
Wenn die niedere Frequenzbandkomponente eines Hochauflösungsfernseh-Videosignals
dem ersten Datenstrom und die hohe Frequenzkomponente dem zweiten Datenstrom
zugeordnet wird, kann der QPSK Empfänger ein Bild mit NTSC-Pegel aus dem
ersten Datenstrom erzeugen, und der 16- oder 64-Zustand QAM Empfänger kann ein
Hochauflösungsfemsehbild von einem zusammengesetzten Wiedergabesignal des ersten
und des zweiten Datenstroms erzeugen.
Da die Signalpunkte in gleichen Intervallen zugeteilt werden, wird in dem QPSK Empfänger
ein Schwellenabstand zwischen den Koordinatenachsen und dem abgeschatteten Bereich des ersten Quadranten entwickelt, wie es in Fig. 9 gezeigt ist. Wenn der
Schwellenabstand Ατο ist, wird ein QPSK Signal mit einer Amplitude von AT0 erfolgreich
empfangen. Jedoch muß die Amplitude auf einen dreimal größeren Wert oder 3ATo zur
Übertragung eines 16 QAM Signals erhöht werden, während der Schwellenabstand AT0
beibehalten wird. Insbesondere ist die zur Übertragung des 16 QAM Signals benötigte
Energie neunmal größer als die zum Senden des QPSK Signals. Auch ist, wenn das QPSK Signal in einem 16 QAM Modus gesendet wird, die Energievsrschwendung hoch
und die Wiedergabe eines Trägersignals wird mühsam. Vor allem ist die zur Satellitenübertragung
verfügbare Energie nicht reichlich, sondern auf eine minimale Verwendung
streng begrenzt. Daher werden keine Signalübertragungssysteme mit großem Energieverbrauch
praktisch eingesetzt, bis mehr Energie zur Satellitenübertragung zur Verfügung steht. Es wird erwartet, daß eine große Anzahl von QPSK Empfängern auf dem
Markt eingeführt wird, wenn das digitale Fernsehen bald im Einsatz ist. Nach der Einführung
auf dem Markt werden die QPSK Empfänger kaum zu Modellen größerer Empfindlichkeit
verschoben, weil der Abstand der Signalempfangseigenschaft zwischen den
beiden Modellen, dem alten und dem neuen, groß ist. Deshalb darf die Übertragung der
QPSK Signale nicht aufgegeben werden. In dieser Beziehung wird ein neues System
unbedingt zur Übertragung von Signaipunktdaten eines quasi QPSK Signals in dem 16
QAM Modus unter Verwendung von weniger Energie benötigt. Andererseits verschlechtert
die beschränkte Energie bei einer Satellitenstation das gesamte Übertragungssystem.
* | ■ti' V * '*' | * * | |
4'· | ■*■* S | ψ * '·':■* | |
26 |
Die vorliegenden Erfindung liegt in einer mehrfachen Signalpegelanordnung, bei der die
vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 in einem größeren Abstand voneinander zugeteilt
werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist, um den Energieverbrauch zu minimieren, der
für eine 16 QAM Modulation von quasi QPSK Signalen verfangt wird.
Zur Klariegung der Beziehung zwischen der Signalempfangsempfindlichkeit und der
Übertragungsenergie wird die Ausgestaltung des digitalen Senders 51 und des ersten
Empfängers 23 mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.
Der digitale Sender 51 und der erste Empfänger 23 sind von bekannter Art zur Datenübertragung
oder Videosignalübertragung, z.B. bei einem Fernsehciienst, gebildet. Wie es in Fig. 17 gezeigt, ist der digitale Sender 51 ein QPSK Sender, der dem vielfach-Bit
QAM Sender 1, der in Fig. 2 gezeigt ist, ohne AM Modulationsfähigkeit äquivalent ist.
Beim Betrieb wird ein Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 52 einem Modulator
54 zugeführt, wo es durch einen Modulatoreingang 121 in zwei Komponenten geteilt
wird. Die zwei Komponenten werden dann zu einer ersten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung
122 zur Phasenmodulation eines Basisträgers und einer zweiten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung
123 zur Phasenmodulation eines Trägers übertragen, der gegenüber dem Basisträger um 90° phasenverschoben ist. Die zwei Ausgänge der ersten und
der zweiten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung 122,123 werden dann durch einen
Summierer 65 zu einem zusammengesetzten, modulierten Signal addiert, das weiter von einer Sendereinheit 55 übertragen wird.
Das sich ergebende, modulierte Signal ist in dem Raumdiagramm der Fig. 18 gezeigt.
Es ist bekannt, daß die vier Signalpunkte bei gleichen Abständen zugeteilt sind, um eine
optimale Energieverwendung zu erzielen. Fig. 18 stellt ein Beispiel dar, wo die vier ■Signalpunkte
125, 126,127, 1284 zwei-Bit Muster 11,Ό1, 00 bzw. 10 darstellen. Es ist
auch zur erfolgreichen Datenübertragung von dem digitalen Sender 51 zu dem ersten
Empfänger 23 erwünscht, daß das QPSK Signal von dem digitalen Sender 51 eine Amplitude von nicht weniger als einem gegebenen Pegel hat. Insbesondere kann, wenn
die minimale Amplitude des QPSK Signals, das zur Übertragung von dem digitalen
Sender 51 zu dem ersten Empfänger 23 mit dem QPSK Modus benötigt wird, oder der
Abstand zwischen O und a, in Fig. 18 gleich ATo ist, der erste Empfänger 23 erfolgreich
irgendein QPSK Signal empfangen, das eine Amplitude hat, die größer als A70 ist.
Der erste Empfänger 23 ist ausgebildet, daß er mit seiner Antenne 22 geringen Durchmessers
ein erwünschtes oder QPSK Signal empfängt, das von dem Sender 1 oder dem digitalen Sender 51 jeweils durch den Transponder 12 des Satelliten 10 gesendet
und mit dem Demodulator 24 demoduliert wird. Insbesondere ist der erste Empfänger
23 im wesentlichen zum Empfang eines digitalen Fe.mseh oder Datenkommunikationssignals
im QPSK oder 2 PSK Modus konstruiert.
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm des ersten Empfängers 23, in dem ein Eingangssignal,
das von der Antenne 22 von dem Satelliten 12 empfangen worden ist, einer Trägergewinnungsschaltung
131, wo eine Trägerwelle demoduliert wird, und einem π/2 Phasenschieber 132 zugeführt wird, wo eine um 90° phasenverschobene Trägerwelle demoduliert
wird. Auch werden die zwei um 90" phasenverschobenen Komponenten des Eingangssignals
von einer ersten 133 und einer zweiten Phasenbestimmungsschaltung
134 jeweils erfaßt und jeweils einer ersten 136 und einer zweiten Diskriminator/Demodulationsschaltung
137 zugeführt. Die zwei demodulierten Komponenten werden von ihrer
jeweiligen Diskriminator/Demodulationsschaltung 136 und 137, die getrennt in Zeitschlitzeinheiten
mittels Synchronisiersignalen von einer Synchronisiergewinnungsschaltung
135 unterschieden worden sind, einer ersten Datenstromgewinnungseinheit 232 zugeführt,
wo sie zu einem ersten Datenstromsignal summiert werden, das dann als ein Ausgang von der Ausgangseinheit 26 geliefert wird.
Das Eingangssignal zu dem ersten Empfänger 23 wird nun mehr irn einzelnen unter Bezugnahme
auf das Vektordiagramm der Fig. 20 erläutert. Das von dem ersten Empfänger 23 von dem digitalen Sender 51 empfangene QPSK Signal wird in einer idealen
Form ohne Ubertragungsverzerrung und Rauschen ausgedrückt, wobei vier Signalpunkte
151, 152, 153,154 verwendet werden, die in Fig. 20 gezeigt sind.
In der Praxis erscheinen die realen vier Signalpunkte insbesondere als jeweils ausgedehnte
Bereiche um die idealen Signalpositionen 151,.152, 153, 154 herum wegen
Rauschens, Amplituden verzerrung oder eines während der Übertragung entwickelten
ti
* *■
Phasenfehlers. Wenn ein Signalpunkt ungünstig von seiner Urspru'ngsposition verschoben
ist, wird er kaum von seinem benachbarten Signalpunkt unterschieden und die
Fehlerrate wird somit erhöht. Wenn die Fehlerrate auf einen kritischen Wert zunimmt,
wird die Wiedergabe der Daten weniger genau. Um die Datenwiedergabe auf einen
maximal annehmbaren Wert der Fehlerrate zu ermöglichen, sollte der Abstand zwischen
irgendzwei Signalpunkten weit genug sein, um voneinander unterschieden zu werden. Wenn der Abstand 2A2o ist, muß der Signalpunkt 151 eines QPSK Signals nahe
bei einem kritischen Fehlerwert in einem ersten Unterscheidungsbereich 155 bleiben,
def durch die Schraffur der Fig. 20 bezeichnet ist und durch 10-aR11 ^Ao und 10-bRi I
sAro bestimmt ist. Dies erlaubt dem Signalübertragungssystem, Trägerwellen wiederzugeben,
und somit ein gewünschtes Signal zu demodulieren. Wenn der minimale Radius
der Antenne 22 auf r0 gesetzt wird, kann das Übertragungssignal mit einem größeren
als einem gegebenen Wert von irgendeinem Empfänger des Systems empfangen werden.
Die Amplitude eines QPSK Signals des digitalen Senders 51 ,· die in Fig. 18 gezeigt
ist, ist minimal bei AT0, und somit wird die minimale Amplitude AR0 eines QPSK Signals,
das von dem ersten Empfänger 23 empfangen werden soll, zu gleich ATo bestimmt. Als
Ergebnis kann der erste Empfänger 23 empfangen und das QPSK Signal von dem digitalen
Sender 51 bei dem maximal annehmbaren Wert der Fehlerrate demodulieren,
wenn der Radius der Antenne 22 größer als r0 ist. Wenn das Übertragungssignal in einem
abgeänderten 16- oder 64-Zustand QAM Modus ist, kann es der erste Empfänger
23 schwierig finden, seine Trägerwelle wiederzugeben. Zum Ausgleich werden die Signalpunkte
auf acht erhöht, die unter Winkeln von (π/4+ηπ/2) zugeteilt werden, wie es in
Fig. 25-a gezeigt ist, und seine Trägerwelle wird durch eine 16x Multiplikationstechnik
wiedergegeben. Auch kann, wenn die Signalpunkte 16 Stellen unter Winkeln von ηπ/8
zugeteilt werden, wie es in Fig. 25-b gezeigt ist, der Träger eines quasi QPSK Modus 16
QAM modulierten Signals mit der Trägergewinnungsschaltung 131 wiedergegeben werden,
die zur Durchführung einer 16x Frequenzmultiplikation abgeändert ist. Zu dieser Zeit sollten die Signalpunkte in dem Sender 1 angeordnet sein, um Ai/(AV+A2)=tan(n/8)
zu erfüllen.
Hier wird ein Fall des Empfangs eines QPSK Signals betrachtet. Ebenso wie bei der Art,
die von der Signalpunktmodulations/Änderungsschaltung 67 in dem Sender ausgeführt
wird, der in Fig. 2 gezeigt ist, ist es auch möglich, die Positionen der Signalpunkte des
· * ft:
QPSK Signals zu modulieren, das in Fig. 18 gezeigt ist (Amplitudenmodulation, Pulsmodulation
oder Ähnliches). In diesem Fall demoduliert die Signalpunktdemodulatiohseinheit
138 in dem ersten Empfänger 23 das positionsmodulierte oder positionsgeänderte
Signal. Das demodulierte Signal wird zusammen mit dem ersten Datenstrom ausgegeben.
.
Das 16 PSK Signal des Senders 1 wird nun unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm
der Fig. 9 erläutert. Wenn der horizontale Vektorabstand A1 des Signalpunkts 83
größer als Ατο der minimalen Amplitude des QPSK Signals des digitalen Senders 51 ist,
bleiben die vier Signalpunkte 83, 84, 85, 86 in dem ersten Quadranten der Fig. 9 in dem
abgeschatteten oder ersten Empfangsbereich 87 des QPSK Signals. Wenn es von dem
ersten Empfänger 23 empfangen wird, erscheinen die vier Punkte des Signals in dem
ersten Unterscheidungsbereich des Vektorfeldes, das in Fig. 20 gezeigt ist. Daher kann
irgendeiner der Signalpunkte 83, 84, 85, 86 der Fig. 9 auf den Signalpegel 151 der Fig.
20 durch den ersten Empfänger 23 verschoben werden, so daß das zwei-Bit Muster von
11 einem entsprechenden Zeitschlitz zugeordnet wird, Das zwei-Bit Muster von 11 ist
identisch dem 11 der ersten Signalpunktgruppe 91 oder dem ersten Datenstrom eines
Signals von dem Sender 1. In gleicher Weise wird der erste Datenstrom bei dem zweiten,
dritten oder vierten Quadranten wiedergegeben. Als Ergebnis wiedergewinnt der erste Empfänger 23 zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms aus der Mehrzahl von Datenströmen
in einem 16-, 32- oder 64-Zustand QAM Signal, das von dem Sender 1
übertragen wird. Der zweite und dritte Datenstrom sind in vier Segmenten der Signalpunktgruppe
91 enthalten, und beeinflussen somit die Demodulation des ersten Datenstroms nicht. Sie können jedoch die Wiedergabe einer Trägerwelle beeinflussen, und
eine Einstellung, die später beschrieben wird, wird benötigt.
Wenn der Transponder eines Satelliten reichlich Energie zuführt, wird die vorgenannte
Technik der 16- bis 64-Zustand QAM. Modus Übertragung machbar. Jedoch ist der Transponder des Satelliten in irgendeinem bestehenden Satellitenübertragungssystem
streng in der Energiezufuhr aufgrund seiner kompakten Größe und der Fähigkeit der
Sonnenbatterien beschränkt. Wenn der Transponder oder der Satellit in ihrer Größe,
somit im Gewicht, vergrößert wird, gehen die Abschußkosten in die Höhe. Diese Nachteile
werden kaum durch herkömmliche Techniken ausgeschlossen, bis die Abschußkosten einer Satellitenrakete auf einen beträchtlichen Wert verringert werden. Bei dem
bestehenden System liefert ein üblicher Kommunikationssatellit so wenig wie 20 W an
Energiezufuhr, und ein üblicher Fernseh/Fernsehsatellit bietet 100 W bis 200 W im
. Bestfall. Zur Übertragung eines solchen QPSK Signals im symmetrischen 16-Zustand
QAM Modus, wie es in Fig. 9 gezeigt ist, wird der minimale Signalpunktabstand von 3ATo
benötigt, wenn die 16 QAM Amplitude durch 2A1=A2 ausgedrückt wird. Somit ist die für
den Zweck benötigte Energie neunmal größer als die zur Übertragung eines herkömmlichen
QPSK Signals, um die Kompatibilität aufrechtzuerhalten. Auch kann auch ein herkömmlicher
Satellitentransponder kaum eine Energie liefern, um eine solche kleine Antenne
bei dem ersten QPSK Empfänger zu ermöglichen, um von jenem ein übertragenes
Signal zu empfangen. Zum Beispiel werden in dem bestehenden 40 W System 360
W für eine geeignete Signalübertragung benötigt und dies wird in bezug auf die Kosten
unrealistisch.
Es versteht sich, das die QAM Technik mit symmetrischem Signalzustand am wirksamsten
ist, wenn die Empfänger, die mit gleich großen Antennen ausgerüstet sind, entsprechend einer gegebenen Sendeleistung verwendet werden. Eine andere neuartige
Technik wird jedoch zur Verwendung mit den Empfängern, die mit unterschiedlich großen
Antennen ausgerüstet sind, bevorzugt. ■ '
Genauer gesagt soll, während das QPSK Signal von einem allgemeinen preiswerten
Empfängersystem mit einer kleinen Antenne empfangen werden kann, das 16 QAM Signal
von einem teueren mehrrBit Modulationsempfängersystem hoher Qualität mit einer mittleren oder großformatigen Antenne empfangen werden, das konstruiert ist, äußerst
wertvolle Dienste, z.B. Hochauflösungsfernseh-Unterhaltungen einer bestimmten Person
zu liefern, die mehr Geld investiert. Dies ermöglicht, daß QPSK und 16 QAM Signale,
wenn es erwünscht ist, mit 64 DMA gleichzeitig mit Hilfe einer geringen Zunahme der
Sendeleistung übertragen werden können.
Zum Beispiel kann die Sendeleistung niedrig beibehalten werden, wenn die Signalpunkte
bei Ai=A2 zugeteilt werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist. Die Amplitude A(4) zur Übertragung
von QPSK Daten wird durch einen Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel
von'2Ai2 äquivalent ist. Die Amplitude A(16) des gesamten Signals wird durch einen
Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel aus {Αι+Ασ^+^,+Β^)2 äquivalent ist.
Dann
| Α(16) |2 = (Αι+Α2)2+{Β1+Β2)2 = 4Ατο2+4Ατο2 = 28ΑΤΟ 2
=2
Demgemäß kann das 16 QAM Signal mit einer zweimal größeren Amplitude und einer
viermal größeren Sendeleistung als jene Übertragen werden, die für das QPSK Signal
benötigt werden. Ein abgeändertes 16 QAM Signal gemäß der vorliegenden Erfindung
wird nicht von einem üblichen Empfänger demoduliert, der für eine symmetrische,
gleichbeabstandete Signalpunkt QAM entworfen ist. Jedoch kann es mit dem zweiten
Empfänger 33 demoduliert werden, wenn zwei Schwellen A1' und,A2 vorbestimmt werden,
geeignete Werte zu haben. In Fig. 10 ist der minimale Abstand zwischen zwei Signalpunkten
in. dem ersten Abschnitt der ersten Signalpunktgruppe 91 A1, und A2/2A,
wird verglichen mit dem Abstand von 2A1 von QPSK hergestellt. Dann, da Ai-A2, wird
der Abstand 1/2. Dies erklärt, daß die Signalempfangsempfindlichkeit zweimal größer für
die gleiche Fehlerrate und viermal größer für den gleichen Signalpegel sein muß. Um
einen viermal größeren Wert der Empfindlichkeit zu haben, muß der Radius r2 der Antenne
32 des zweiten Empfängers 33 zweimal größer als der Radius T1 der Antenne 22
des ersten Empfängers 23 sein, so daß r2=2r1 erfüllt ist. Zum Beispiel hat die Antenne
32 des zweiten Empfängers 33 einen Durchmesser von 60 cm, wenn die Antenne 22 des ersten Empfängers 23 gleich 30 cm ist. Auf diese Weise wird der zweite Datenstrom,
der die hohe Frequenzkomponente eines Hochauflösungs-Fernsehsignals darstellt, auf einem einzigen Kanal geführt und erfolgreich demoduliert. Wenn der zweite
Empfänger 33 den zweiten Datenstrom oder ein höheres Datensignal empfängt, kann
sich sein Besitzer über einen Gewinn seiner größeren Investition erfreuen. Daher kann
der zweite Empfänger 33 mit einem höheren Preis angenommen werden. Da die minimale
Energie zur Übertragung von QPSK Daten vorbestimmt ist, wird das Verhältnis n16
der abgeänderten 16 APSK Sendeenergie zu der QPSK Sendeenergie bezüglich des Antennenradius r2 des zweiten Empfängers 33 unter Verwendung eines Verhältnisses
zwischen Αι und A2 berechnet, wie es in Fig. 10 gezeigt ist.
Insbesondere wird n16 durch ((A1^-A2VA1)2 ausgedrückt, was die minimale Energie zur
Übertragung von QPSK Daten ist. Da der Signalpunktabstand, der für einen abgeänder-
ten 16 QAM Empfang geeignet ist, A2 ist, ist der Singnalpunktabstand für einen QPSK
Empfang gleich 2Ai und das Signalpunktabstandsverhältnis IStA2ZZA1, so daß der Antennenradius r2 bestimmt wird, wie es in Fig. 11 gezeigt ist, in der die Kurve 101 die Beziehung
zwischen dem Sendeleistungsverhältnis nr6 und dem Radius r2 der Antenne 22
des zweiten Empfängers 23 darstellt.
Auch gibt der Punkt 102 die Übertragung eines üblichen 16 QAM in dem gleich beabstandeten
Signalzustandsmodus an, wo die Sendeleistung neunmal größer und somit
niGht mehr praktisch ist. Wie es aus der Kurve der Fig. 11 offensichtlich ist, kann der
Antennenradius r2 des zweiten Empfängers 23 nicht weiter verringert werden, selbst
wenn ni6 mehr als fünfmal erhöht wird.
Die Übertragungsenergie bei dem Satelliten ist auf einen kleinen Wert begrenzt, und
somit bleibt n18 vorzugsweise bei nicht mehr als dem Fünffachen des Werts, wie es
durch Schraffur der Fig. 11 angegeben ist. Der Punkt 104 innerhalb des schraffierten
Bereichs 103 gibt z.B. an, daß der Antennenradius r2 mit einem zweimal größeren Wert
an einen 4x Wert der Sendeleistung angepaßt ist. Auch stellt der Punkt 105 dar, daß die
Übertragungsleistung verdoppelt werden sollte, wenn r2 ungefähr 5x größer ist. Diese
Werte.sind alle innerhalb eines machbaren Bereiches.
Der Wert von n16, der nicht größer als 5x der Wert ist, wird unter Verwendung von Αι
und A2 ausgedrückt als:
Π16 = ((A,+A2)/A,)25 5
daher A2 ύ 1,23A1.
daher A2 ύ 1,23A1.
Wenn der Abstand zwischen irgendzwei Signalpunktgruppenabschnitten, die in Fig. 10
gezeigt sind, gleich 2A(4) ist und die maximale Amplitude gleich 2A(16) ist, sind A(4)
und A(16)-A(4) proportional zu A1 bzw. A2. Daher wird (A(16))2g5(A(14))2 hergestellt.
Die Wirkung einer abgeänderten 64 ASPK Übertragung wird beschrieben, da der dritte
Empfänger 43 eine 64-Zustand QAM Demodulation ausführen kann.
Fig. 12 ist ein Vektordiagramm, in dem jeder Signalpunktgruppenabschnitt 16 Signalpunkte
verglichen mit 4 Signalpunkteri der Fig. 10 enthält. Der erste Signalpunktgruppenabschnitt
91 in Fig. 12 hat eine 4x4 Matrix von 16 Signalpunkten, die in gleichen In-.
tervalfen einschließlich des Punkts 170 zugeteilt sind. Um eine Kompatibilität mit QPSK
zu schaffen, muß Αν>Ατο erfüllt werden. Wenn der Radius der Antenne des dritten
Empfängers 43 gleich R3 ist und die Sendeleistung n« ist, wird die Gleichung ausgedrückt
als:
- Γ3 2={62/(η-1)}Γι2
Diese Beziehung zwischen r3 und η bei einem 64 QAM Signal ist auch in der graphischen
Darstellung der Fig. 13 gezeigt.
Es versteht sich, daß die Signalpunktzuordnung, die in der Fig. 12 gezeigt ist, ermöglicht,
daß der zweite Empfänger 33 nur zwei-Bit Muster der QPSK Daten demoduliert.
Daher ist es erwünscht, um eine Kompatibilität zwischen dem ersten, dem zweiten und
dem dritten Empfänger zu haben, daß der zweite Empfänger 33 ausgebildet ist, daß er
ein abgeändertes 16 QAM Format von dem 64 QAM modulierten Signale demodulieren
kann.
Die Kompatibilität zwischen dep drei einzelnen Empfängern kann durch eine Drei-Pegel-Gruppierung
der Signalpunkte ausgeführt werden, wie es in Fig. 14 dargestellt ist. Die
Beschreibung wird in bezug auf den ersten Quadranten gemacht, indem der erste Signalpunktgruppenabschnitt
91 das zwei-Bit Muster mit 11 des ersten Datenstroms darstellt.
., . ] ■
Insbesondere wird ein erster Unterabschnitt 181 in dem ersten Signalpunktgruppenabschnitt
91 dem zwei-Bit Muster mit 11 des zweiten Datenstroms zucieordnet. Ebenso
werden ein zweiter 182, ein dritter 183 und ein vierter Unterabschnitt 184 jeweils 01, 00
bzw. 10 davon zugeordnet. Diese Zuordnung ist identisch mit der, die in Fig. 7 gezeigt
ist/
i ·
Die Signalpunktzuteilung des dritten Datenstroms wird nun unter Bezugnahme auf das
Vektordiagramm der Fig. 15 erklärt, das den ersten Quadranten zeigt. Wie es gezeigt
ist, stellen die vier Signalpunkte 201, 205, 209, 213 zwei-Bit Muster mit 11 dar, die Signalpunkte
202, 206, 210, 214 stellen 01 dar, die Signalpunkte 203, 207, 211, 215 stellen 00 dar und die Signalpunkte 204, 208, 212, 216 stellen 10 dar. Demgemäß können
die zwei-Bit Muster des dritten Datenstroms getrennt von dem ersten und dem zweiten
Datenstrom übertragen werden. Mit anderen Worten können zwei-Bit Daten von drei verschiedenen Signalpegeln jeweils übertragen werden.
Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht nur die Übertragung von sechs-Bit
Daten erlaubt, sondern auch den Empfang von drei, zwei-Bit, vier-Bit und sechs-Bit
Daten mit unterschiedlicher Bitlänge mit ihren entsprechenden Empfängern erlaubt,,
während die Signalkompatibilität zwischen den drei Niveaus beibehalten bleibt.
Die Signalpunktzuteilung zur Bereitstellung von Kompatibilität zwischen den drei Niveaus wird beschrieben. ,
Wie es in Fig. 15 gezeigt ist, ist Α,^Ατο wesentlich dafür, damit der erste Empfänger 23
den ersten Datenstrom empfangen kann.
Es ist notwendig, irgendwelche, zwei Signalpunkte voneinander mit einem solchen Abstand
zu beabstanden, daß die Unterabschnittssignalpunkt, z.B. 182, 183,184 des
zweiten Datenstroms, der in Fig. 15 gezeigt ist, von dem Signalpunkt 91 unterschieden
werden kann,,der in Fig. 10 gezeigt ist.
Fig. 15 zeigt, daß sie mit 2/3A2 beabstandet sind. In diesem Fall ist der Abstand zwischen
zwei Signalpunkten 201 und 202 in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A2/6.
Die Sendeleistung, die für den Signalempfang mit dem dritten Empfänger 43 benötigt
wird, wird nun berechnet. Wenn der Radius der Antenne 32 r3 ist und die benötige Sendeleistung
gleich n&4 mal der QPSK Sendeleistung ist, wird die Gleichung ausgedrückt
als;
J * ■*· * ■·■ · if.
■ # Αφ. 't" '«' · ft A '4 'fc
Diese Beziehung wird auch durch die Kurve 211 in Fig. 16 bezeichnet. Zum Beispiel
kann, wenn die Sendeleistung 6 oder 9 mal größer als die für eine QPSK Übertragung
an dem Punkt 223 oder 222 ist, die Antenne 32, die einen Radius von 8x bzw. 6x dem
Wert hat, den ersten, zweiten und dritten Datenstrom zur Demodulation empfangen.
Wenn der Signalpunktabstand des zweiten Datenstroms nahe bei 2/3A2 ist, wird die
Beziehung zwischen T1 und r2 ausgedrückt zu:
Deshalb muß die Antenne 32 des zweiten Empfängers 33 etwas mil ihrem Radius vergrößert
werden, wie es durch die Kurve 223 angegeben ist.
Es versteht sich, daß, während der erste und der zweite Datenstrom durch einen herkömmlichen
Satelliten übertragen werden, der eine kleine Signalsendeleistung liefert, der dritte Datenstrom auch durch einen zukünftigen Satelliten übertragen werden kann,
der eine größere Signalsendeleistung liefert, ohne die Wirkung des ersten und zweiten
Empfängers 23, 33 zu unterbrechen oder ohne Notwendigkeit einer Abänderung desselben,
so daß die Kompatibilität und der Fortschritt höchst sichergestellt werden.
Die Signalempfangswirkung des zweiten Empfängers 33 wird zuerst beschrieben. Verglichen
mit dem ersten Empfänger 23, der zum Empfang mit einer Antenne mit kleinem
Radius T1 und zur Demodulation des QPSK modulierten Signals des digitalen Senders
51 oder des ersten Datenstroms des Signals des Senders 1 ausgebildet ist, ist der
zweite Empfänger 33 angepaßt, die 16 Signalzustand zwei-Bit Daten perfekt zu demodulieren,
die in Fig. .10 gezeigtsind, oder den zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals von dem Sender 1. Insgesamt können vier-Bit Daten einschließlich des ersten Datenstroms
demoduliert werden. Das Verhältnis zwischen A1 und A2 ist jedoch bei den zwei
Sendern unterschiedlich. Die zwei unterschiedlichen Daten werden auf eine Demodulationssteuerung
231 des zweiten Empfängers 33 geladen, der in Fig. 21 gezeigt ist, der wiederum ihre entsprechenden Schwellenwerte der Demodulationsschaltung zur AM
Demodulation zuführt.
Das Blockdiagramm des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21 ist in der Grundkonstruktion
ähnlich der des ersten Empfängers 23, der in Fig. 19 gezeigt ist. Der Unterschied ist,
daß der Radius r2 der Antenne 32 größer als η der Antenne 22 ist. Dies ermöglicht, daß
der zweite Empfänger 33 eine Signalkomponente erkennt, die einen kleineren Signalpunktabstand
einschließt. Der Demodulator 35 des zweiten Empfängers 33 enthält auch eine einen ersten 232 und einen zweiten Datenstrom wiedergebende Einheit 233 zusätzlich
zu der Demodulationssteuerung 231. Es ist eine erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung
136 zur AM Demodulation der abgeänderten 16 QAM Signale vorgesehen. Es-versteht sich, daß jeder Träger ein vier-Bit Signal ist, das zwei, einen positiven und
einen negativen, Schwellenwerte über dem Nullpegel hat. Wie es aus dem Vektordiagramm
der Fig. 22 offensichtlich ist, ändern sich die Schwellenwerte in Abhängigkeit von
der Sendeleistung eines Senders, da das Sendesignal der Ausführungsform ein abgeändertes
16 QAM Signal ist. Wenn die Bezugsschwelle gleich groß THi6 ist, wird sie
bestimmt, wie es in Fig. 22 gezeigt ist:
Τ,βs (A,+A2/2)/(A,+A2)
Die verschiedenen Daten zur Demodulation einschließlich Ai und A2 oder TH1S und der
Wert m für die mehr-Bit Modulation werden auch von dem Sender 1 übertragen, wie sie
in dem ersten Datenstrom getragen werden. Die Demodulationssteuerung 231 kann
ausgebildet sein, um solche Demodulationsdaten durch ein statistisches Verfahren des
empfangenen Signals wiederzugewinnen.
Eine Möglichkeit den Verschiebungsfaktor A1AA2 zu bestimmen, wird unter Bezugnahme
auf Fig. 26 beschrieben. Eine Änderung des Verschiebungsfaktors A1ZA2 bewirkt eine
Änderung des Schwellenwerts. Eine Zunahme eines Unterschiedes eines Wertes Ai/A2,
der auf der Empfängerseite eingestellt ist, von einem Wert A1ZA2, der auf der Senderseite
eingestellt ist, erhöht die Fehlerrate. Bezugnehmend auf Fig. 26 kann das demodulierte
Signal von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrom zu der Demodulationssteuerung
231 rückgekoppelt werden, um den Verschiebungsfaktor A1ZA2 in einer
Richtung zu verschieben, um die Fehlerrate zu verringern. Mit dieser Ausgestaltung
kann der dritte Empfänger 43 den Verschiebungsfaktor A1ZA2 nicht demodulieren, so
daß die Schaltungskonstruktion vereinfacht werden kann. Ferner kann der Sender den
Verschiebungsfaktor A1ZA2 nicht übertragen, so daß die Übertragungsfähigkeit erhöht
werden kann. Diese Technik kann auch auf den zweiten Empfänger 33 angewandt werden.
Die Demodulat/onssteuerung 231 hat einen Speicher 231a, um darin unterschiedliche
Schwellenwerte zu speichern (d.h., die Verschiebungsfaktoren, die Anzahl von Signalpunkten,
die Synchronregeln, usw.), die unterschiedlichen Kanälen des Fernsehens entsprechen. Wenn erneut einer der Kanäle empfangen wird, werden die Werte, die
dem Empfangskanai entsprechen, aus dem Speicher ausgelesen,'um dadurch den
Empfang schnell zu stabilisieren.
Wenn die Demodulationsdaten verloren sind, wird die Demodulation des zweiten Datenstroms
kaum ausgeführt. Dies wird unter Bezugnahme auf ein Ablaufdiagramm erläutert, das in Fig. 24 gezeigt ist.
Selbst wenn die Demodulaiionsdaten nicht zur Verfügung stehen, kann die Demodulation
des QPSK beim Schritt 313 und des ersten Datenstroms beim Schritt 301 ausgeführt
werden. Beim Schritt 302 werden die Demodulationsdaten, die durch die Wiedergabeeinheit
232 für den ersten Datenstrom wiedergewonnen sind, zu der Demodulationssteuerung
231 übertragen. Wenn m gleich 4 oder 2 beim Schritt 303 ist, löst die Demodulationssteuerung
231 die Demodulation von QPSK oder 2 PSK beim Schritt 313 aus. Wenn nicht, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 310. Beim Schritt 305 werden
zwei Schwellenwerte TH8 und TH16 berechnet. Der Schwellenwert TH16 zur AM Demodulation
wird beim Schritt 306 von der Demodulationssteuerung 231 der ersten 136 und
der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung 137 zugeführt. Deshalb können die
Demodulation des abgeänderten 16 QAM Signals und die Wiedergabe des zweiten Datenstroms
bei dem Schritt 307 bzw. 315 ausgeführt werden. Beim Schritt 308 wird die
Fehlerrate untersucht, und wenn sie hoch ist, kehrt das Verfahren zu dem Schritt 313
zurück, um die QPSKpemodulation zu wiederholen.
Wie es in Fig. 22 gezeigt ist, sind die Signalpunkte 85, 83 auf eine Linie unter einem
Winkel von οο5(ωτ+ηπ/2) ausgerichtet, während 84 und 86 neben der Linie sind. Deshalb
wird die Rückkopplung von einem zweiten Datenstrom tragenden Trägewellendaten, von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrom zu einer Trägerwieder-
gabeschaltung 131 ausgeführt, so daß kein Träger zu dem Zeitpunkt der Signalpunkte
84 und 86 gewonnen werden muß.
Der Sender 1 ist ausgestaltet, Trägersynchronisiersignale in Intervallen einer gegebenen
Zeit mit dem ersten Datenstrom für den Zweck eines Ausgleichs für eine lichtdemodulation
des zweiten Datenstroms zu geben. Das Trägersynchronisiersignal ermöglicht, die Signalpunkte 83 und 85 des ersten Datenstroms unabhängig von der Demodulation
des zweiten Datenstroms zu identifizieren. Daher kann die Wiedergabe der Trägerwelle
durch die übertragenden Trägerdaten zu der Trägewiedergabeschaltung 131
ausgelöst werden.
Es wird dann beim Schritt 304 des Flußdiagramms der Fig. 24 untersucht, ob beim Empfang
eines solchen abgeänderten 64 QAM Signals m gleich 16 ist oder nicht, wie es in
Fig. 23 gezeigt ist. Beim Schritt 310 wird auch untersucht, ob m größer als 64 ist oder
nicht. Wenn beim Schritt 311 bestimmt wird, daß das empfangene Signal keine Anordnung
mit gleich beabstandeten Signalpunkten hat, geht das Verfahren zum Schritt 312.
Der Signalpunktabstand TH64 des abgeänderten 64 QAM Signals wird berechnet aus:
TH64 = (A,+A2/2)/(A,+A2)
Diese Berechnung ist äquivalent zu der von TH,6, aber ihr sich ergebender Abstand
zwischen Signalpunkten ist kleiner.
Wenn der Signalpunktabstand in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A3 ist, wird der
Abstand zwischen dem ersten 181 und dem zweiten Unterabschnitt 182 ausgedrückt
durch (A2-2A3). Dann wird der Druchschnittsabstand (A2-2A3)/(Ai+A2), der als d« bezeichnet
wird. Wenn U64 kleiner als T2 ist, was die Signalpunktunterscheidungsfähigkeit
des zweiten Empfängers 33 darstellt, werden irgendwelche zwei Signalpunkte in dem
Abschnitt kaum voneinander unterschieden werden. Diese Beurteilung wird beim Schritt
313 ausgeführt. Wenn dM außerhalb eines erlaubten Bereiches ist, geht das Verfahren
zu dem Schritt 313 zur Demodulation des QPSK Modus zurück. Wenn d64 innerhalb des
Bereiches ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 305 weiter, um die Demodulation von
16 QAM beim Schritt 307 zu erlauben. Wenn beim Schritt 308 bestimmt wird, daß die
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Fehlerrate zu hoch ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 313 zur Demodulation des
QPSK Modus zurück.
Wenn der Sender 1 ein abgeändertes 8 QAM Signal liefert, so wie es in Fig. 25-a gezeigt
ist, in der alle die Signalpunkte unter Winkeln von οοε(2πί+η·π/4) sind, werden die
Trägerwellen des Signals auf dieselbe Phase ausgedehnt und werden somit sehr leicht
wiedergegeben. Inzwischen werden zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms mit dem
QPSK Empfänger demoduliert, während ein-Bit Daten des zweiten Datenstroms mit dem zweiten Empfänger 33 demoduliert werden, und die gesamten drei-Bit Daten können
wiedergegeben werden.
Der dritte Empfänger 43 wird mehr im einzelnen beschrieben. Fig. 26 zeigt ein Blockdiagramm
des dritten Empfängers 43 ähnlich dem des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21. Der Unterschied ist, daß eine Wiedergabeeinheit 234 für einen dritten Datenstrom hinzugefügt
ist, und auch die Diskriminator/Wiedergabeschaltung die Fähigkeit hat, acht-Bit
Daten zu erkennen. Die Antenne 42 des dritten Empfängers 43 hat einen Radius r3, der
größer als r2 ist, so daß Zustandssignale mit einem geringeren Abstand, z.B. 32- oder
64-Zustand QAM Signale, demoduliert werden können. Zur Demodulation des 64 QAM Signals muß die erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung 136 8 Ziffernstellen des erfaßten
Signals erkennen, bei dem sieben unterschiedliche Schwellenwerte eingeschlossen sind. Da einer der Schwellenwerte null ist sind drei in dem ersten Quadranten enthalten.
Fi. 27 zeigt ein Raumdiagramm des Signals, bei dem der erste Quadrant drei verschiedene
Schwellenwerte enthält.
Wie es in Fig. 27 gezeigt ist, werden, wenn die drei normalisierten Schwellenwerte
TH1M, TH2M und TH364 sind, sie ausgedrückt durch:
TH1«=(Ai+Ay2}/(A,+A2) ". .
TH254 = (Ai+A2/2)/(A,+A2) und
TH364 = (Ai+A3-A3#)/(Ai+A2).
TH364 = (Ai+A3-A3#)/(Ai+A2).
Durch eine AM Demodulation eines Phasenerfassungssignals kann unter Verwendung
der drei Schwellenwerte der dritte Datenstrom wie der erste und der zweite Datenstrom
wiedergegeben werden, die mit Fig. 21 erklärt worden sind. Der dritte Datenstrom enthält
z.B: vier Signalpunkte 201, 202, 203, 204 bei dem ersten Unterabschnitt 181, der in
Fig. 23 gezeigt ist, die 4 Werte von zwei-Bit Mustern darstellt. Daher können sechs Ziffern
oder abgeänderte 64 QAM Signale demoduliert werden.
Die Demodulationssteuerung 231 bestimmt die Werte m, A1, A2 und A3 aus den Demodulationsdaten,
die in dem ersten Datenstrom enthalten sind, der von der Wiedereingabeeinheit 232 für den ersten Datenstrom demoduliert worden ist, und berechnet die drei
Schwellenwerte THI64, ΤΉ2&4 und TH364, die dann der ersten 136 und der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung
137 zugeführt werden, so daß das abgeänderte 64 QAM Signal mit Gewißheit demoduliert wird. Auch kann, wenn die Demodulationsdaten
verwürfelt worden sind, das abgeänderte 64 QAM Signal nur mit einem bestimmten oder
einem Teilnehmerempfänger demoduliert werden. Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das
die Wirkung der Demodulationssteuerung 231 für abgeänderte 64 QAM Signale zeigt.
Der Unterschied gegenüber dem Ablaufdiagramm zur Demodulation des 16 QAM, das in Fig. 24 gezeigt ist, wird erklärt. Das Verfahren bewegt sich vom Schritt 304 zu dem
Schritt 320, wo untersucht wird, ob m=32 ist oder nicht. Wenn m=32 ist, wird die Demodulation
von 32 QAM Signalen beim Schritt 322 ausgeführt. Wenn nicht, bewegt sich
das Verfahren zu dem Schritt 321, wo untersucht wird, ob m=64 ist oder nicht. Wenn es
so ist, wird A3 beim Schritt 323 untersucht. Wenn A3 kleiner als ein vorbestimmter Wert
ist, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 305 und die gleiche Abfolge wie die der
Fig. 24 wird ausgeführt. Wenn beim Schritt 323 beurteilt wird, daß A3 nicht kleiner als der
vorbestimmte Wert ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 324, wo die Schwellenwerte
berechnet werden. Beim Schritt 325 werden die berechneten Schwellenwerte der ersten
und zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung zugeführt, und beim Schritt 326 wird
die Demodulation des abgeänderten 64 QAM Signals ausgeführt. Dann werden der erste,
zweite und dritte Datenstrom beim Schritt 327 wiedergegeben Beim Schritt 328 wird
die Fehlerrate untersucht. Wenn die Fehlerrate hoch ist, bewegt sich das Verfahren zum
Schritt 305, wo die 16 QAM Demodulation wiederholt wird, und wenn sie niedrig ist, wird
die Demodulation des 64 QAM fortgesetzt.
Die Wirkung der Trägerwellenwiedergabe, die zur Ausführung eines zufriedenstellenden
Demodulationsverfahrens benötigt wird, wird nun beschrieben. Der Bereich der vorliegenden
Erfindung schließt die Wiedergabe des ersten Datenstroms eines abgeänderten
16 oder 64 QAM Signals unter der Verwendung eines QPSK Empfängers ein. Jedoch
gibt ein üblicher QPSK Empfänger selten Trägerwellen wieder, so daß er versagt, eine
richtige Demodulation auszuführen. Zum Ausgleich sind einige Ausgestaltungen auf der
Seite des Senders und des Empfängers notwendig.
Zwei Techniken zum· Ausgleich werden gemäß der vorliegenden Erfindung bereitgestellt.
Eine erste Technik betrifft die Übertragung von Signalpunkten, die unter Winkeln
von (2η-1)π/4 in Intervallen einer gegebenen Zeit ausgerichtet sind. Eine zweite Technik
bietet die Übertragung von Signalpunkten, die in Intervallen eines Winkels von ηπ/8 angeordnet
sind.
Gemäß der ersten Technik werden die acht Signalpunkte, einschließlich 83 und 85 unter
Winkeln von π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4 ausgerichtet, wie es in Fig. 38 gezeigt ist. Beim
Betrieb wird wenigstens einer der acht Signalpunkte während der Synchronzeitschlitzperioden
452, 453, 454, 455 übertragen, die in gleichen Zeitintervallen in einem Zeitschlitzzwischenraum
451 angeordnet sind, der in dem Zeitidagramrn der Fig. 38 gezeigt ist. Irgendwelche erwünschten Signalpunkte werden während der anderen Zeitschlitze
übertragen. Der Sender 1 ist auch ausgebildet, Daten für das Zeitschlitzintervall den
Synchronzeitdatenbereich 499 eines Synchrondatenblocks zuzuordnen,, wie es in Fig.
41 gezeigt ist.
Der Inhalt eines Sendesignals wird mehr im einzelnen unter Bezug auf Fig. 41 erläutert.
Die Zeitschützgruppe 451, die die Synchronzeitschlitze 452, 453, 454, 455 enthält, stellt
einen einheitlichen Datenstrom oder Block 491 dar, der Daten Dn trägt.
Die Synchronzeitschlitze in dem Signal sind in gleichen Intervallen einer gegebenen Zeit
angeordnet, die durch das Zeitschlitzintervall oder die SynchronzeMate bestimmt sind.
Dahe wird, wenn die Anordnung der Synchronsierzeitschlitze erfaßt wird, die Wiedergabe
von Trägerwellen Schlitz um Schlitz ausgeführt, indem die Synchronzeitdaten von ihren
entsprechenden Zeitschlitzen gewonnen werden.
Solche Synchrondaten S sind in einem Synchronblock 493 enthalten, der am Kopfende
eines Datenübertragungsblock 492 vorgesehen ist, der aus einer Anzahl von Synchronzeitschlitzen
besteht, die durch die Schraffur in Fig. 41 angegeben sind Demgemäß
nehmen die Daten, die zur Trägerwellenwiedergabe gewonnen werden sollen, zu, so daß der QPSK Empfänger die erwünschten Trägewellen mit größerer Genauigkeit und
Wirksamkeit wiedergeben kann.
Der Synchronblock 493 umfaßt Synchrondatenbereiche 496, 497, 498 ..., die Synchrondaten
S1, S2, S3 jeweils enthalten, die eindeutige Wörter und Demodulationsdaten einschließen.
Der Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ist an dem Ende des Synchronblocks 493 vorgesehen, der eine Date IT enthält, die Informationen über
die Intervallanordnung und die Zuordnung der Synchronzeitschlitze einschließt.
Die Signalpunktdate in dem Phasensynchronzeitschlitz hat eine bestimmte Phase und
kann somit durch den QPSK Empfänger wiedergegeben werden. Demgemäß kann IT in
dem Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ohne F-'ehler wiedergewonnen
werden, so daß die Wiedergabe von Trägerwellen mit Genauigkeit Sichergestell ist.
Wie es in Fig. .41 gezeigt ist, folgt dem Synchronblock 493 ein Demodulationsdatenblock
501, der Demodulationsdaten über Schwellenspannungen enthält, die zur Demodulation
des abgeänderten mehr-Bit QAM Signals benötigt werden. Diese Daten sind zur Demodulation
des mehr-Bit QAM Signals wesentlich und können bevorzugt in einem Bereich
502, der ein Teil des Synch ro η blocks 493 ist, zur leichteren Rückgewinnung enthalten
sein.
Fig. 42 zeigt die Zuordnung von Signaldaten zur Übertragung von Burstformat-Signalen
durch ein Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren.
Die Zuordnung ist von der der Fig..41 durch die Tatsache unterschieden, daß eine Sicherungsperiode
521 zwischen irgendwelchen zwei benachbarten Dn Datenblöcken 491, 491 zur Unterbrechung der Signalübertragung eingeführt ist. Auch ist jeder Datenblock
491 am vorderen Ende eines Synchronbereiches 522 vorgesehen, so daß ein
Datenblock 492 gebildet wird. Während des Synchronbereiches 522 werden nur die Si-.
gnalpunkte mit einer Phase mit (2-n1 )π/4 übertragen. Demgemäß wird die Trägerwellenwiedergabe mit dem QPSK Empfänger machbar. Insbesondere können das Synchronsigna)
und die Trägerwellen durch einen Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren wiedergegeben werden.
Die Trägerwellenwiedergabe des ersten Empfängers 23, die in Fig. 19 gezeigt ist, wird
mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf die Fig. 43 und 44 erklärt. Wie es in Fig. 43
gezeigt ist, wird ein Eingangssignal durch die Eingangseinheit 24 einer Synchronbestimmungsschaltung
541 zugeführt, wo seine Synchronisierung bestimmt wird. Ein demoduliertes Signal von der Synchronbestimmungsschaltung 541 wird zu einer Ausgangsschaltung 542 zur Wiedergabe des ersten Datenstroms überragen. Eine Date
des Zuordnungsdatenbereiches 499 der Phase des Synchronsignals (in Fig. 41 gezeigt)
wird mit einer Synchronisiergewinnungssteuerschaltung 543 wiedergewonnen, so daß
die Zeitlage der Synchronignale von (2η-1)πΜ Daten bestätigt und als ein Phasensynchronteuerimpuls
561, der in Fig. 44 gezeigt ist, zu einer Trägerwiedergabesteuerschaltung
544 übertragen werden kann. Auch wird das demodulierte Signal der Synchronbestimmungsschaltung
541 einer Frequenzmultiplikationsschaltung 544 zugeführt, wo es 4x multipliziert wird, bevor es zu der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 übertragen
wird. Das sich ergebende Signal, das in Fig. 44 mit 562 bezeichnet ist, enthält eine
wahre Phasendate 563 und andere Daten. Wie es in einem Zeitdiagramm 564 der Fig.
44 dargestellt ist, sind die Phasensynchronzeitschlitze 542, die die (2η-1)π/4 Daten tragen,
auch in gleichen Intervallen enthalten. Bei der Trägerwiedergabesteuerschaltung
544 wird das Signal 562 durch den Phasensynchronsteuerimpuls 561 abgetastet, um
ein Phasenabtastsignal 565 zu erzeugen, das dann durch eine Abiast-Halte-Wirkung in
ein Phasensignal 566 umgewandelt wird. Das Phasensignal1566 der Trägerwiedergabesteuerschaltung
544 wird über ein Schleifenfilter 546 einem spannungsgesteuerten Oszillator 547 zugeführt, wo seine relevante Trägerwelle wiedergegeben wird. Der wiedergegebene
Träger wird dann zu der Synchronbestimmungsschaltung 541 geschickt. Auf diese Weise werden die Signalpunktdate der (2η-1)π/4 Phase, die durch die abgeschatteten
Bereiche in Fig. 39 angegeben ist, wiedergewonnen und so verwendet, daß eine richtige Trägerwelle durch eine 4x oder 16x Frequenzmultiplikation wiedergegeben
werden kann. Obgleich eine Mehrzahl von Phasen auf einmal wiedergegeben wird,
kann die absolute Phase des Trägers erfolgreich unter Verwendung eines eindeutigen
Worts erkannt werden, das dem Synchronbereich 496 zugeordnet ist, der in Fig. 41 gezeigtist.
Zur Übertragung eines abgeänderten 64 QAM Signals, wie es in Fig. 40 gezeigt ist, werden
Signalpunkte in dem Phasensynchronisierbereichen 471 bei der (2η-1)π/4 Phase,
die durch die Schraffur angegeben ist, den Synchronisierzeitschlitzen 452 usw. zugeordnet.
Sein Träger kann kaum mit einem üblichen QPSK Empfänger wiedergegeben
werden, aber erfolgreich mit dem ersten Empfänger 23 des QPSK Modus, der mit der
Trägerwiedergabeschaltung der Ausführungsform versehen ist.
Die vorgenannte Trägerwiedergabeschaltung ist vom COSTAS Typ. Eine Trägerwiedergabeschaltung
vom Umkehrmodulationstyp wird nun gemäß der Ausführungsform erklärt.
Fig. 45 zeigt eine Trägerwiedergabeschaltung vom Umkehrmodulationstyp gemäß der
vorliegenden Erfindung, bej der ein empfangenes Signal von der Eingangseinheit 24 einer
Synchronisierbestimmungsschaltung 541 zugeführt wird, um ein demoduliertes Signal
zu erzeugen. Auch wird das Eingangssignal durch eine erste Verzögerungsschaltung
591 zu einem Verzögerungssignal verzögert. Das Verzögerungssignal wird dann zu einer Quadraturphasenmodulatorschaitung 592 übertragen, wo es durch das demodulierte
Signal von der Synchrpnisierbestimmungsschaltung 541 zu einem Trägersignal
rückdemoduliert wird. Das Trägersignal wird durch eine Trägerrückgewinnungssteuerschaltung
544 einem Phasenvergleicher 593 zugeführt. Eine von einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 547 erzeugte Trägerwelle wird durch eine zweite Verzögerungsschaltung
594 zu einem Verzögerungssignal verzögert, das «auch dem Phasenvergleicher
593 zugeführt wird. Bei dem Phasenvergleicher 594 wird das rückdemodulierte
Trägersignal mit der Phase mit dem Verzögerungssignal verglichen, so daß ein Phasendifferenzsignal erzeugt wird. Das Phasendifferenzsignal wird durch ein Schleifenfilter
546 einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 547 zugeführt, der seinerseits
eine Trägerwelle erzeugt, die in der Phase zu der empfangenen Trägerwelle angeordnet
ist. In gleicher Weise wie die COSTAS Trägerwiedergabeschaltung, die in Fig. 43 gezeigt
ist, führt eine Synchronisierrückgewinnungssteuerschalfung 543 ein Abtasten von Signalpunkten durch, die in den schraffierten Bereichen der Fig. 39 enthalten sind.
Demgemäß kann die Trägerwelle eines 16 oder 64 QAM Signals mit dem QPSK Demodulator
des ersten Empfängers 23 wiedergegeben werden.
Die Wiedergabe einer Trägewelle durch 16x Frequenzmultiplikation wird erklärt. Der
Sender 1, der in Fig. 1 gezeigt ist, ist ausgebildet, ein abgeändertes 16 QAM Signal mit
Zuordnung seiner Signalpunkte bei ηπ/8 Phase, wie es in Fig. 46 gezeigt ist, zu modulieren
und zu übertragen. Bei dem ersten Empfänger 23, der in Fig. 19 gezeigt ist, kann
die Trägerwelle mit seiner als COSTAS Trägerrückgewinnungssteuerschaltung wiedergegeben
werden, die eine 16x Multiplikationsschaltung 661 enthält, die in Fig. 48 gezeigt
ist. Die Signalpunkte mit jeweils ηπ/8 Phase, die in Fig. 46 gezeigt sind, werden bei
dem ersten Quadranten durch die Wirkung der 16x Multiplikationsschaltung 661 bearbeitet,
wodurch der Träger durch die Kombination eines Schleifenfilters 546 und eines spannungssteuerten Oszillators VCO 541 wiedergegeben wird. Auch kann die absolute
Phase aus den 16 verschiedenen Phasen durch Zuordnung eines eindeutigen Wortes zu dem Synchronisierbereich bestimmt werden.
Die Ausgestaltung der 16x Multiplikationsschaltung wird unter Bezugnahme auf Fig. 48
erklärt. Ein Summensignal und ein Differenzsignal werden von dem demodulierten Signal
durch eine Addierschaltung 662 bzw. einer Subtraktionsschaltung 663 erzeugt und dann miteinander durch eine Multiplikationsschaltung 664 zu einem coc 2Θ Singnal multipliziert.
Auch erzeugt eine Multiplikationsschaltung 665 ein sin 2Θ Singnal. Die zwei Signale
werden dann durch eine Multiplikationsschaltung 646 zu einem sin 4Θ Singnal
multipliziert.
Ähnlich wird ein sin 8Θ SingnaLvon den zwei Signalen, sin 2Θ und cos 2Θ durch die
Kombination einer Addierschaltung 667, einer Subtraktionsschaltung 668 und einer Multiplikationsschaltung
670 erzeugt. Desweiteren wird ein sin 16Θ Singnal durch die Kombination
einer Addierschaltung 671, einer Subtraktionsschaltung 672 und einer Multiplikationsschaltung
673 erzeugt. Dann ist die 16x Multiplikation abgeschlossen.
Durch die vorgenannte 16x Multiplikation wird die Trägerwelle aller Signalpunkte des
abgeänderten 16 QAM Signals, das in Fig. 46 gezeigt ist, erfolgreich wiedergegeben,
ohne bestimmte Signalpunkte zu gewinnen.
Jedoch kann die Wiedergabe der Tragerwelle des abgeänderten 64 QAM Signals, das
in Fig. 47 gezeigt ist, eine Zunahme der Fehlerrate aufgrund einer Versetzung einiger
Signalpunkte von den Synchronisierbereichen 471 einschließen.
Zwei Techniken sind zum Ausgleich der Folgen bekannt. Eine ist, die Übertragung der
Signalpunkte zu verhindern, die von den Synchronisierbereichen versetzt sind. Dies
bewirkt, daß die gesamte Menge an übertragenen Daten verringert wird, erlaubt aber,
daß die Ausgestaltung erleichtert wird. Das anderist, Synchronisierzeitschlitze vorzusehen,
wie es in Fig. 38 beschrieben ist. Insbesondere werden die Signalpunkte in den
ηπ/8 Synchronisierphasenbereichen z.B. 471 und 471a, während der Periode der entsprechenden
Synchronisierzeitschlitze in der Zeitschlitzgruppe 451 übertragen. Dies löst eine genaue Synchronisierwirkung während der Periode aus, so daß ein Phasenfehler
minimiert wird.
Wie es nun verstanden ist, ermöglicht die 16x Multiplikation einem einfach QPSK Empfänger,
die Trägerwelle eines abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals wiederzugeben.
Auch bewirkt die Einführung der Synchronisierzeitschlitze, daß die Phasengenauigkeit
während der Wiedergabe der Trägerwellen von einem abgeänderten 64 QAM Signal
erhöht wird. . .
Wie es oben angegeben worden ist, kann das Signalübertragunssystem der vorliegenden
Erfindung eine Mehrzahl von Daten auf einer einzigen Trägerwelle gleichzeitig mit
der Mehrsignalpegelanordnung übertragen. : :
Genauer gesagt werden drei Empfänger mit unterschiedlichem Pegel, die bestimmte Eigenschaften
der Signalempfangsempfindlichkeit und Demodulationsmögiichkeit haben,
in bezug auf einen einzigen Sender vorgesehen, so daß irgendeiner von ihnen in Abhängigkeit
von einer erwünschten, zu demodulierenden Datengröße ausgewählt werden
kann, die proportional zu dem Preis ist. Wenn der erste Empfänger mit geringer Auflösungsqualität
und geringem Preis zusammen mit einer kleinen Antenne erworben wird,
kann sein Besitzerden ersten Datenstrom eines Übertragunssignals empfangen und
wiedergeben. Wenn der zweite Empfänger mit mittlerer Auflösungsqualität und mittlerem
Preis zusammen mit einer mittleren Antenne erworben wird, kann sein Besitzer den ersten
und den zweiten Datenstrom des Signals empfangen und wiedergeben. Wenn der dritte Empfänger mit hoher Auflösungsqualität und hohem Preis mit einer großen Antenne erworben wird, kann sein Empfänger ingesamt den ersten, den zweiten und den
dritten Datenstrom des Signal empfangen und wiedergeben.
Wenn der erste Empfänger ein digitaler Satelliten-Fernsehheimempfänger mit geringem
Preis ist, wird er begeistert von der Mehrheit der Zuschauer begrüßt. Der zweite Empfänger,
der von der mittleren Antenne begleitet wird, kostet mehr und wird von den Durchschnittszuschauern nicht angenommen, sondern von bestimmten Leuten, die sich
der Hochauflösungsfernsehdienste erfreuen möchten. Der dritte Empfänger, der von
der großen Antenne begleitet ist, zumindest bevor der Satellitenausgang erhöht wird, ist
für den Heimeinsatz nicht geeignet und wird möglicherweise von betreffenden Industrien
verwendet. Beispielsweise wird der dritte Datenstrom, der Super-Hochauflösungsfemseh-Signale
trägt, über einen Satelliten an Teilnehmerkinos übertragen, die somit Videobänder
statt herkömmlicher Kinofilme abspielen kann und das Kinogeschäft bei niedrigen Kosten durchführen.
Wenn die vorliegenden Erfindung auf einen Fernsehsignalübertragungsdienst angewendet wird, werden drei Bilder unterschiedlicher Qualität auf einer einzigen Kanalwelle
getragen und bieten zueinander Kompatibilität an. Obgleich sich die erste Ausführungsform auf ein QPSK, ein abgeändertes 8 QAM, ein abgeändertes 16 QAM und ein abgeändertes
64 QAM Signal bezieht, werden andere Signale ebenfalls mit gleichem Erfolg
verwendet einschließlich eines 32 QAM, eines 256 QAM, eines 8 PSK, eines 16 PSK,
eines 32 PSK Signals. Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht auf ein
Satellitenübertragungssystem begrenzt ist und auf ein terrestrisches Kommunikationssystem oder ein Kabelübertragungssystem angewendet wird.
Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird angegeben, in der die
physikalische Mehrpegelausgestaltung der ersten Ausführungsforrn in kleine Unterpegel,
durch z.B. Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit, unterteilt ist, so daß ei-
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ne logische Mehrpegelkonstruktion gebildet wird. Bei der ersten Ausführungsform hat
jeder Mehrpegelkanal unterschiedliche Pegel bei der elektrischen Signalamplitude oder
der physikalischen Demodulationsfähigkeit. Die zweite Ausführungsform bietet unterschiedliche
Pegel bei der logischen Wiedergabefähigkeit an, wie der Fehierkorrketur. Zum Beispiel wird die Date Di in einem Mehrpegelkanal in zwei Komponeten, Dm und
Dl2, unterteilt, und DM wird bei der Fehlerkorrekturfähigkeit stärker als D,.2 zur Unterscheidung
erhöht. Demgemäß kann, da die Fehlerbestimmungs- und Korrekturfähigkeit,
zwischen Dm und D1^ bei der Demodulation unteschiedlich ist, Dm erfolgreich innerhalb
einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben werden, wenn der S/N Pegel eines ursprünglichen
Sendesignals so niedrig ist, daß die Wiedergabe von D1.2 unmöglich wird.
Dies wird ausgeführt, indem die logische Mehrpegelausgestaltung verwendet wird.
Genauer gesagt besteht die logische Mehrpegelausgestaltung darin:, Daten eines modulierten
Mehrpegelkanals zu unterteilen und Abstände zwischen Fehlerkorrekturcoden zu unterscheiden, indem Fehlerkorrekturcode mit Produktcoden zum Verändern der
Fehlerkorrketurfähigkeit gemischt werden. Daher kann ein Signal mit mehr Pegeln
übertragen werden.
Tatsächlich wird ein Di Kanal in zwei Unterkanäle Dm und D,.2 unterteilt und ein D2 Kanal
wird in zwei Unterkanäle D2-i und D2.2 unterteilt.
Dies wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 87 erläutert, in der Dm von einem
niedrigsten S/N Signal wiedergegeben wird. Wenn die S/N Rate höchstens d ist,
können drei Komponenten Dl2 D2.i und D2.2 nicht wiedergegeben werden, während Dm
wiedergegeben wird. Wenn S/N nicht kleiner als c ist, kann Di.2 auch wiedergegeben
werden. Ebenso wird, wenn S/N gleich b ist, D20 wiedergegeben, und wenn S/N gleich a
ist, wird D2.2 wiedergegeben. Wenn die S/N Rate zunimmt, werden die wiedergebbaren
Signalpegel in der Zahl erhöht. Je niedriger S/N desto weniger wiedergebbare Signal- pegel.
Dies wird in der Form der Beziehung zwischen dem Übertragungsabstand und
dem wiedergebbaren S/N Wert unter Bezugnahme auf Fig. 86 erklärt. Im allgemeinen
wird der S/N Wert eines empfangenen Signals proportional zu dem Abstand des Sendens
verringert, wie es durch die wirkliche Linie 861 in Fig. 86 ausgedrückt ist. Es wird
nun angenommen, daß der Abstand von einer Sendeantenne zu einer Empfängerantenne
La ist, wenn S/N=a, Lb ist, wenn S/N=b, Lc ist, wenn S/N=c, Ld ist, wenn S/N=d,
H9
und Le ist, wenn S/N=e. Wenn der Abstand von der Sendeantenne größer als Ld ist,
kann Du wiedergegeben werden, wie es in Fig. 85 gezeigt ist, wo dsr Empfangsbereich
462 durch die Schraffur angegeben ist. Mit anderen Worten kann Dm innerhalb eines ,
stark ausgedehnten Bereiches wiedergegeben werden. Ähnlich kann D,.2 in einem Bereich
863 wiedergegeben werden, wenn die Entfernung nicht mehr als Lc ist. In diesem
Bereich 863, der den Bereich 862 enthält, kann D1., ohne Zweifel wiedergegeben werden.
In einem kleineren Bereich 850 kann Dm wiedergegeben werden, und in einem
kleinsten Bereich 865 kann D2.2 wiedergegeben werden. Es versteht sich, daß die verschiedenen
Datenpegel eines Kanals entsprechend dem Verringerungsgrad bei der S/N Rate wiedergegeben werden können. Die logische Mehrpegelausgestaltung des Signalübertragungssystems
der vorliegenden Erfindung kann die gleiche Wirkung wie ein herkömmliches analoges Übertragungssystem liefern, bei dem die Menge an empfangbaren
Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate abnimmt.
Die Konstruktion der logischen Mehrpegelausgestaltung wird beschrieben, in der zwei
physikalische Pegel und zwei logische Pegel vorgesehen sind. Fig. 87 ist ein Blockdiagramm
eines Senders 1, der mit der Konstruktion im wesentlichen identisch mit dem in
Fig. 2 gezeigten ist und vorhergehend bei der ersten Ausführungsform beschrieben,
worden ist und im einzelnen nicht weiter erklärt wird. Der einzige Unterschied ist, daß die
Fehlerkorrekturcodecodierer als ECC Codierer abgekürzt hinzugefügt worden sind. Die
Teilerschaltung 3 hat vier Ausgänge 1-1, 1-2, 2-1 und 2-2, durch die vier Signale Di,i,
Dv2, D2-i und D2.2, die von dem Eingangssignal abgeteilt worden sind, geliefert werden.
Die zwei Signal Dm und D^2 werden zwei, einem Haupt- und einem Neben-, ECC Codierer
872a, 873a des ersten ECC Codierers 871a jeweils zum Umwandlen in Fehlerkorrekturformen
zugeführt.
Der Haupt-ECC-Codierer 872a hat eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als die des
Unter-ECC-Codierers 873a. Daher kann Dm bei einer niedrigeren Rate von S/N als Dl2
wiedergegeben werden; wie es aus dem S/N Pegeldiagramm der Fig. 85 offensichtlich
ist. Insbesondere wird der logische Pegel des Dm weniger durch die Verminderung von
S/N als deievon Dl2 beeinflußt. Nach der Codierung mit dem Fehlerkorrekturcode werden
Dm und Dl2 durch einen Summierer 874a zu einem D, Signal summiert, das dann
zu dem Modulator 4 übertragen wird. Die anderen zwei Signale Dm und D2-2 der Teilerschaltung
3 werden zur Fehlerkorrketur durch zwei, einen Haupt- und einen Neben-,
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ECC Codierer 872b, 873b eines zweiten ECC Codierers 87 ib jeweils codiert, und dann
durch einen Summierer 874b zu einem D2 Signal summiert, das dann zu dem Modulator
4 übertragen wird. Der Haupt-ECC-Codierer 872b hat eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit
als der Neben-ECC-Codierer 873b. Der Modulator 4 wiederum erzeugt aus den
zwei Eingangssignalen, Di und Dj, ein moduliertes Mehrpegelsignal, das weiter von der
Sendeeinheit 5 übertragen wird. Es versteht sich, daß das Ausgangssignal von dem
Sender 1 zwei physikalische Pegel Di.und D2 hat und auch vier logische Pegel Dm, D,.2i
Dm und D2-2 auf der Grundlage der zwei physikalischen Pegel, um unterschiedliche
Fehlerkorrekturfähigkeiten zu liefern.
Der Empfang eines solchen Mehrpegelsignals wird erklärt. Fig. 88 ist ein Blockdiagramm
eines zweiten Empfängers 33, der in der Konstruktion nahezu mit äem in Fig. 21 gezeigten
identisch ist und bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Der zweite
Empfänger 33, der zum Empfang von Mehrpegelsignalen von dem Sender 1, der in Fig.
87 gezeigt ist, ausgestaltet ist, umfaßt des weiteren einen ersten 875a und einen zweiten
ECC Codierer 876b, in dem die Demodulation von QAM oder irgendeinem AKS,
PSK und FSK ausgeführt wird, wenn es erwünscht ist.
Wie es in Fig. 88 gezeigt ist, wird ein empfangenes Signal durch den Demodulator 35 in
zwei Signale, D1 und D2, demoduliert, die dann zwei Teilerschaltungen 3a bzw. 3b zugeführt
werden, wo sie in. vier logische Pegel Dm, Di.2, D2-i und D2.2 aufgeteilt werden. Die
vier Signale werden zu dem ersten 876a und dem zweiten ECC Decodierer 876b übertragen,
in denen Dw durch einen Haupt-ECC-Decodierer 877a fehlerkorrigiert wird. D1^
durch einen Neben-ECC-Decodierer 878a, Dm durch einen Haupt-ECC-Decodierer
877b und D2.2 durch einen Neben-ECC-Decodierer 878e, bevor alle zu dem Summierer
37 geschickt werden. Bei dem Summierer 37 werden die vier fehlerkorrigierten Signale,
Dm, Dl2, Dm und D2.2, zu einem einzigen Signal summiert, das dann von der Aus^
gangseinheit 36 geliefert wird.
Da Dm und Dm eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit als D,.2 bzw. D2-2 haben, bleibt
die Fehlerrate geringer als ein gegebener Wert, obgleich S/N ziemlich niedrig ist, wie es
in Fig. 85 gezeigt ist, und somit wird ein ursprüngliches Signal erfolgreich wiedergegeben.
•Γ s ί;., ί ·'
5Α
Die Wirkung der Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit zwischen den Haupt-ECC-Decodierem
877a, 877b und dem Neben-ECC-Decodierem 878a, 878b wird nun mehr im einzelnen beschrieben. Es ist eine gute Idee, um einen Unterschied bei der Fehlerkorrekturfähigkeit
zu haben, in dem Neben-ECC-Decodierer eine übliche Codiertechnik zu verwenden, z.B. ein Reed-Solomon oder BCH Verfahren, das einen Standardcodeabstand
hat, und in dem Haupt-ECC-Decodierer eine andere Codiertechnik, bei der der Abstand zwischen den Fehlerkorrekturcoden erhöht wird, wobei Ree-d-Solomon Code,
ihre Produktcode oder ändere Code großer Länge verwendet werden. Eine Vielzahl von
bekannten Techniken zum Erhöhen des Fehlerkorrekturabstandes ist eingeführt worden
und wird nicht mehr erläutert. Die vorliegenden Erfindung kann mit irgendeiner bekannten Technik verbunden werden, um die logische Mehrpegelausgestaltung zu erreichen.
Die logische Mehrpegelausgestaltung wird in Verbindung mit einem Diagramm der Fig.
89 erläutert, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate nach der Fehlerkorrektur
zeigt. Wie es gezeigt ist, stellt die gerade Linie 881 D1., bei S/N und der Fehlerratenbeziehung
dar, und die Linie 882 stellt das gleiche bei Dv2 dar.
Wenn die S/N Rate eines Eingangssignals abnimmt, nimmt die Fehlerrate nach der
Fehlerkorrektur zu. Wenn S/N niedriger als ein gegebener Wert ist, überschreitet die
Fehlerrate einen Bezugswert Eth, der durch die Systemkonstruktionsvorgaben bestimmt
ist, und es wird keine ursprüngliche Date normalerweise rekonstruiert. Wenn S/N auf
weniger als e verringert wird, versagt das Di Signal, wiedergegeben zu werden, wie es
durch die Linie 881 von Dm in Fig. 89 ausgedrückt ist. Wenn e<S/N<d ist, zeigt Dv1 des
D1 Signals eine größere Fehlerrate Eth und wird nicht wiedergegeben.
Wenn S/N gleich d an dem Punkt 885d ist, wird Di-i, das eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit
als Di-2 hat, mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben
werden. Zur gleichen Zeit bleibt die Fehlerrate von Dl2 höher als Eth nach der Fehlerkorrektur
und wird nicht länger wiedergegeben.
Wenn S/N bis zu c an dem Punkt 885c erhöht wird, wird D^2 mit der Fehlerrate nicht
größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zur gleichen Zeit bleiben D2-1 und D2.2
in keinem Demodufationszustand. Nachdem die S/N Rate weiter auf b' erhöht worden
ist, wird das D2 Signal bereit, demoduliert zu werden.
Wenn S/N zu dem Punkt b an dem Punkt 885b erhöht wird, wird D2-- des D2 Signals mit
der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zu dieser Zeit
bleibt die Fehlerrate von D2.2 größer als Eth und wird nicht wiedergegeben. Wenn S/N
bis a an dem Punkt 885a erhöht wird, wird D2-2 nicht größer als Eth und kann wiedergegeben
werden.
Wie es oben beschrieben worden ist, können die vier verschiedenen logischen Signalpegel,
die von zwei physikalischen Pegeln, D1 und D2, durch Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit
zwischen den Pegeln abgeteilt worden sind, gleichzeitig übertragen werden.
Unter Verwendung der logischen Mehrpegelausgestaltung der vorliegenden Erfindung
in Begleitung mit einer Mehrpegelkonstruktion, bei der wenigstens ein Teil des ursprünglichen
Signals wiedergegeben wird, selbst wenn Daten bei einem höheren Pegel verlo-
: ren sind, wird eine digitale Signalübertragung erfolgreich ausgeführt, ohne die vorteilhafte
Wirkung einer analogen Signalübertragung zu verlieren, bei der das Übertragen von
Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate niedrig wird.
Dank der heutigen Bilddatenkomprimiertechniken können komprimierte Bilddaten bei
der logischen Mehrpegelanordnung übertragen werden, um einer Empfängerstation zu
ermöglichen, ein Biid höherer Qualität als das eines Analogsystems wiederzugeben, und
dies auch bei einem nicht scharf, sondern schrittweise abnehmenden Signalpegel, um
einen Signalempfang in einem größerem Bereich sicherzustellen. Die vorliegenden Erfindung
kann eine zusätzliche Wirkung der Mehrschichtausgestaltung liefern, die kaum von einem bekannten digitalen Signalübertragungssystem ausgeführt wird, ohne die
Bilddaten hoher Qualität zu verschlechtern.
Die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf
die betreffenden Zeichnungen beschrieben. .
Fig. 29 ist eine schematische Gesamtansicht, die die dritte Ausführungsform in der Form
eines digitalen Fernsehsystems darstellt. Ein Eingangsvideosignal 402 eines Fernsehbildes
super hoher Auflösung wird einer Eingangseinheit 403 eines ersten Videdocodierers
401 zugeführt. Dann wird das Signal durch eine Teilerschaltung 404 in drei Datentströme,
in einen ersten, zweiten und dritten unterteilt, die zu einer Komprimierschaltung
405 zur Datenkomprimierung übertragen werden, bevor sie weiter abgegeben werden.
In gleicher Weise werden andere drei Videoeingangssignale 406, 407 und 408 einem
zweiten 409, einem dritten 410 und einem vierten Videocodierer411 jeweils zugeführt,
die alle mit identischer Konstruktion wie der erste Videocodierer 401 zur Datenkomprimierung
ausgebildet sind.
Die vier ersten Datenströme von ihren jeweiligen Codierem.401, 409, 410, 411 werden
zu einem ersten Multiplexer 413 eines Multiplexer 412 übertragen, wo sie durch ein
Zeitmultiplexverfahren zu einem ersten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden,
das einem Sender 1 zugeführt wird.
Ein Teil der oder alle vier zweiten Datenströme von ihren entsprechenden Codierern
401, 409, 410, 411 werden einem zweiten Multiplexer 414 des Multiplexers 412 zugeführt,
wo sie zu einem zweiten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden, das dann dem Sender 1 zugeführt wird. Auch wird ein Teil oder alle vier dritten Datenströme
zu einem dritten Multiplexer 415 überführt, wo sie zu einem dritten Datenstrom-Multiplexsignal
zeitgemultiplext werden, das dann dem Sender 1 zugeführt wird.
Der Sender 1 führt eine Modulation der drei Datenstromsignale mit seinem Modulator 4
in gleicher Weise durch, wie es bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist.
Die modulierten Signale werden von einer Sendereinheit 5 über eine Antenne 6 und eine
Aufwärtsverbindung 7 zu einem Transponder 12 eines Satelliten 10 geschickt, der
sie wiederum zu drei verschiedenen Empfängern, einschließlich eines ersten Empfängers
23, überträgt.
54*
Das über eine Abwärtsverbindung 21 übertragene, modulierte Signal wird von einer
kleinen Antenne 22 mit einem Radius u empfangen und einer Wiedergabeeinheit 232
für einen ersten Datenstrom des ersten Empfängers 23 zugeführt, wo nur sein erster
Datenstrom demoduliert wird. Der demodulierte, erste Datenstrom wird dann durch einen
ersten Videodecodierer 421 in ein herkömmliches 425 oder Weitbild NTSC oder Videoausgangssignal
426 niedriger Bildauflösung umgesetzt.
Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbinduncj 31 übertragen wird,
vop einer mittleren Antenne 32 mit einem Radius r2 empfangen und einer ersten 232
und einer zweiten Wiedergabeeinheit 233 für einen Datenstrom eines zweiten Empfängers
33 zugeführt, wo sein erster und zweiter Datenstrom jeweils moduliert werden. Der
demoduiierte erste und zweite Datenstrom werden dann summiert und durch einen,
zweiten Videodecodierer 422 in ein HTDV oder Videoausgangssignal 427 hoher Bildauflösung
und/oder zu Videoausgangssignalen 425 und 426 umgewandelt.
Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbindung 41 übertragen wird,
von einer großen Antenne 42 mit einem Radius r3 empfangen und einer ersten 232, einer
zweiten 233 und einer dritten Datenstromwiedergabeeinheit 234 eines dritten Empfängers
43 zugeführt, wo sein erster, zweiter und dritter Datenstrom jeweils demoduliert
werden. Der demodulierte erste, zweite und dritte Datenstrom werden dann summiert
und durch einen dritten Videodecodierer 423 in ein Super-Hochauflösungsfernseh- oder
Videoausgangssignal 428 mit super großer Auflösung zur Verwendung in einem Videotheater oder Kino umgesetzt. Die Videoausgangssignale 425, 426 und 427 können
auch wiedergegeben werden, wenn es erwünscht ist. Ein übliches digitales Fernsehsignal
wird von einem herkömmlichen digitalen Sender 51 übertragen, und wenn es von
dem ersten Empfänger 23 empfangen wird, wird es in das Videoausgangssignal 426, wie ein NTSC Fernsehsignal geringer Auflösung, umgewandelt.
Der erste Videocodierer 401 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das
Blockdiagramm der Fig. 30 erklärt. Ein Eingangsvideosigna! super hoher Auflösung wird
durch die Eingangseinheit 403 der Teilerschaltung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten
durch ein Nebenband-Codierverfahren unterteilt wird. Insbesondere wird das Eingangsvideosignal, indem es durch ein horizontales Tiefpaßfilter 451 und ein horizontales
Hochpaßfilter 452 von z.B. QMF Modus hindurchgeht, in zwei horizontale Fre-
quenzkomponenten, eine niedrige und eine hohe, aufgeteilt, die mit einer Hälfte ihrer
Menge durch zwei Nebenabtaster 453 bzw. 454 nebenabgetastet werden. Die niedrige,
horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 455 und ein vertikales
Hochpaßfilter 456 zu einer niedrigen, horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente
oder HLVL Signal bzw. zu einer niedrigen horizontalen, hohen vertikalen Komponente
oder HLVH Signal gefiltert. Die zwei Signale HLVL und HLVH, werden dann zur Hälfte
durch zwei Nebenabtaster 457 bzw. 458 nebenabgetastet und zu der Komprimierschaltung
405 übertragen.
Die hohe, horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 459 an ein vertikales
Hochpaßfilter 460 zu einer hohen horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente oder HHVL Signal bzw. zu einer hohen horizontalen, hohen vertikalen Komponente oder
HhVh Signal gefiltert. Die zwei Signale, HHVL und HHVH, werden dann zur Hälfte durch'
zwei Nebenabtaster 461 bzw. 462 nebenabgetastet und zu der Komprimierschaltung
405 übertragen.
Das HlVl Signal wird vorzugsweise durch einen ersten Komprimierer 471 der Komprimierschaltung
405 DCT komprimiert und von einem ersten Ausgang 405 als der erste Datenstrom übertragen.
Auch wird das HlVn Signal durch einen zweiten Komprimierer 473 komprimiert und einem
zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das HHVL Signal wird durch einen dritten Komprimierer
463 komprimiert und dem zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das HHVH Signal
wird durch eine Teilerschaltüng 465 in zwei Videosignale, eines mit hoher Auflösung
(HHVH1) und eines mit super hoher Auflösung (HHVH2), unterteilt, die dann zu dem
zweiten Ausgang 464 bzw. einen dritten Ausgang 468 übertragen werden.
Der erste Videodecodierer 421 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig.
31 erläutert. Der erste Datenstrom oder das Di Signal des ersten Empfängers 23 wird
durch eine Eingangseinheit 501 einem Endwürfeier 502 des ersten Videodecodierers
421 zugeführt, wo es entwürfelt wird. Das entwürfelte D1 Signal wird durch einen Expander
503 zu HLVL expandiert, das dann einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 504
zugeführt wird. Somit kann das HLVL Signal durch eine Ausgangseinheit 505 in einem
Standardformat 500, einem Briefkastenformat 507, einem Weitbildschirmformat 508
i * V -
oder einem Seitentafelformat NTSC Signal 509 abgegeben werden. Das Abtastformat
kann vom Typ ohne Zeilensprung oder mit Zeilensprung sein, und seine Zeilen im NTSC
Modus können 525 oder verdoppelt auf 1050 durch doppeltes Abtasten sein. Wenn das
empfangene Signal von dem digitalen Sender 51 ein digitales Fernsehsignal mit QPSK
Modus ist, kann es auch durch den ersten Empfänger 23 und den ersten Videodecodierer
421 in ein Fernsehbild umgewandelt werden. Der zweite Videodecodierer 422 wird
mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 32 erläutert. Das
Di Signal des zweiten Empfängers 33 wird durch einen ersten Eingang 521 einem ersten
Expander 522 zur Datenexpansion zugeführt und dann zu einem Doppelabtaster
523 übertragen, wo es 2x abgetastet wird. Das doppelt abgetastete Signal wird durch
ein vertikales Tiefpaßfilter 524 zu HLVL gefiltert. Auch wird das D2 Signal des zweiten
Empfängers 33 durch einen zweiten Eingang 530 einer Teilerschaltung 531 zugeführt,
wo es in drei Komponenten unterteilt wird, die dann einem zweiten 532, einem dritten
533 bzw. einem vierten Expander 534 zur Datenexpansion übertragen werden. Die drei
expandierten Komponenten werden bei 2x durch drei Doppelabtaster 535, 536, 537 abgetastet
und durch einen vertikalen Hochpaß 538, einen vertikalen Tiefpaß 539 bzw. ein vertikales Hochpaßfilter 540 gefiltert. Dann werden HlVl von dem vertikalen Tiefpaßfilter
524 und HLVH von dem vertikalen Hochpaßfilter 538 durch einen Addierer 525 summiert,
durch einen Doppelabtaster 541 abgetastet, und durch das horizontale Tiefpaßfilter
542 zu einem horizontalen Videosignal niederer Frequenz gefiltert. HHVL von dem
vertikalen Tiefpaßfilter 539 und HhVhI von dem vertikalen Hochpaßfilter 540 werden
durch einen Addierer 526 summiert, von einem Doppelabtaster abgetastet und durch
das horizontale Hochpaßfilter 545 zu einem horizontalen Videosignal hoher. Frequenz
gefiltert. Die zwei horizontalen Videosignale mit hoher und niedriger Frequenz, werden
dann durch einen Addierer 543 zu einem Hochaufiösungsvideosignal HD addiert, das
weiter durch eine Ausgangseinheit 546 als ein Videoausgang 547, ζ B. im Hochauflösungsfemseh-Format,
übertragen wird. Wenn es erwünscht ist, kann ein herkömmlicherJ
NTSG Videoausgang mit gleichem Erfolg wiedergegeben werden.
Fig 33 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers 423, in dem das D1 und D2
Signal durch einen ersten 521 bzw. einem zweiten Eingang 530 einer Hochfrequenzband-Videodecodiererschaitung
527 zugeführt werden, wo sie in ein HD Signal in gleicher Weise umgewandelt werden, wie es oben beschrieben worden ist. Das D3 Signal
wird durch einen dritten Eingang 551 einer Superhochfrequenzband-Videodecodier-
schaltung 552 zugeführt, wo es expandiert, entwürfelt und zu einem HHVH2 Signal zusammengesetzt
wird. Das HD Signal der Hochfrequenzband-Videodecodierschaltung 527 und das HHVH2 Signa) der Superhochfrequenzband-Videodecodierschaltung 552
werden durch einen Summierer 553 zu einem Fernsehsignal super hoher Auflösung oder einem Superhochauflösungs(S-HD)-Signal summiert, das dann durch eine Ausgangseinheit
554 als Superauflösungsvideoausgarig 555 abgegeben wird.
Die Wirkung des Multiplexens in dem Multiplexer 412 der in der Fig. 29 gezeigt ist, wird
metir im einzelnen erläutert. Fig. 34 stellt eine Datenzuordnung dar, bei der die drei
Datenströme D1, D2, D3, der erste, zweite und dritte in einer Periode von T sechs NTSC
Kanaldaten L1, L2, L3, L4, L5, L6 enthalten, sechs Hochauflösungsfernseh-Kanäldaten
M1, M2, M3, M4, M5, M6 bzw. sechs S-Hochauflösungsfernseh-Kanaldaten, H1, H2,
H3, H4, H5, H6 enthalten. Beim Betrieb werden die NTSC oder D1 Signaldaten L1 bis L6
durch ein ZeitmultiTDM Verfahren gemäß der Periode T zeitgemultiplext. Insbesondere
wird HLVL von Di einem Bereich 601 für den ersten Kanal zugeordnet. Dann wird eine
Differenzdate M1 zwischen Hochauflösungsfernsehen und NTSC oder eine Summe von
HlVh, HhVl und HHVH einem Bereich 602 für den zweiten Kanal zugeordnet. Auch wird
eine Differenzdate H1 zwischen Hochauflösungsfernsehen und Spuper-Hochauflösungsfemsehen
oder HHVH2 (siehe Fig. 30) einem Bereich 603 für den ersten Kanal zugeordnet.
Die Auswahl des Fernsehsignais des ersten Kanals wird nun beschrieben. Wenn es von
dem ersten Empfänge 23 mit einer kleinen Antenne empfangen wird, die mit dem ersten
Videodecodierer 21 verbunden ist, wird das erste Kanalsignal in ein übliches oder ein
Breitbild-NTSC-Fernseh-Signal umgewandelt, wie es in Fig. 31 gezeigt ist. Wenn es von
dem zweiten Empfänger 33 mit einer maueren Antenne empfangen wird, die mit dem
zweiten Videodecodierer 422 verbunden ist, wird das Signal durch Summieren von L1
des ersten Datenstroms D1, der dem Bereich 601 zugeordnet ist, und von MI des .
zweiten Datenstrorns D2, der dem Bereich 602 zugeordnet ist; in ein Hochauflösungs-Fernsehsignaf
des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm dem NTSC Signal
äquivalent ist.
Wenn es von dem dritten Empfänger 43 mit einer großen Antenne empfangen wird, die
mit dem dritten Videodecodierer 423 verbunden ist, wird das Signa! durch Summieren
• ♦ ·
von L1 und Οι, das dem Bereich 601 zugeordnet ist, von M1 und D1, das dem Bereich
602 zugeordnet ist, und von H1 und D3, das dem Bereich 603 zugeordnet ist in ein Super-Hochauflösungsfernseh-Signal
des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm dem NTSC Signal äquivalent ist. Die anderen Kanalsignale können in gleicherweise
wiedergegeben werden.
Fig. 35 zeigt eine andere Datenzuordnung, bei der L1 eines NTSC Signals des ersten
Kanals einem ersten Bereich 601 zugeordnet ist. Der Bereich 601, der an dem vorderen
Ende des ersten Datenstroms Di vorgesehen ist, enthält auch vorne eine Date S11, die
eine Entwürfelungsdate für die Demodulationsdate einschließt, die bei der ersten Ausführungsform
beschrieben worden ist. Ein Hochauflösungs-Femsehsignal des ersten Kanals wird als L1 und M1 übertragen. M1, das somit eine Differenzdate zwischen
NTSC und Hochauflösungsfernsehen ist, ist den zwei Bereichen 602 und 611 von D2
zugeordnet. Wenn L1 eine komprimierte NTSC Komponente von 6 Mbps ist, ist M1 zweimal größer als 12 Mpbs. Daher können insgesamt L1 und M1 bei 18 Mbps mit dem
zweiten Empfänger 33 und dem zweiten Videocodierer 423 demoduliert werden. Gemäß
den gegenwärtigen Datenkomprimiertechniken können komprimierte Hochauflösungs-Femsehsignal
bei ungefähr 15 Mbps wiedergegeben werden. Dies ermöglicht eine Datenzuordnung,
wie sie in Fig. 35 gezeigt ist, um eine gleichzeitige Wiedergabe eines
NTSC und eines Hochauflösungs-Femsehsignals des ersten Kanals zu ermöglichen. Jedoch erlaubt diese Zuordnung nicht, daß ein Hochauflösungs-Femsehsignal auf einem
zweiten Kanal getragen wird. S21 ist eine Entwürfelungsdate in dem Hochauflösungs-Femsehsignal.
Eine Super-Hochauflösungsfernseh-Signalkomponente des ersten Kanals umfaßt U1 M1 und HI. Die Differenzdate H1 ist drei Bereichen 603, 612,
613 von D3 zugeordnet. Wenn das NTSC Signal 6 Mbps ist, wird das Super-Hochauflösungsfemsehen
bei so hoch wie 36 Mbps getragen. Wenn eine Komprimierrate erhöht wird, können Super-Hochauflösungsfemseh-Videodaten von ungefähr 2000 Abtastzeilen
zur Wiedergabe eines Bildes in Kinogröße zur gewerblichen Verwendung in gleicher
Weise übertragen werden.
Fig. 36 zeigt eine weitere Datenzuordnung, bei der H1 eines Super-Hochauflösungsfernseh-Signals
sechs Zeitbereichen zugeordnet wird. Wenn ein komprimiertes NTSC Signal 6 Mbps ist, kann diese Zuordnung neunmal mehr als 54 Mbps an D3 Daten tra-
gen. Demgemäß können Super-Hochauflösungsfernseh-Daten höherer Bildquaiität
übertragen werden.
Die vorstehende Datenzuordnung verwendet eine von zwei, horizontale und vertikale,
Polarisationsebenen einer Übertragungswelle. Wenn die horizontale und die vertikale
Polarisationsebene verwendet werden, wird die Frequenzverwendung verdoppelt. Dies
wird unten erläutert.
Fig. 49 zeigt eine Datenzuordnung, bei der DVi und DHv ein vertikales bzw. ein horizontales
Polaristationssignal des ersten Datenstroms ist, Dv2 bzw. DH2 ein vertikales und ein
horizontales Polarisationssignal des zweiten Datenstroms ist und DV3 bzw. DH3 ein vertikales
und horizontales Polaristationssignal des dritten Datenstroms ist. Das vertikale
Polarisationssignal Dvi des ersten Datenstroms trägt ein niederes Frequenzband oder
NTSC Fernseh Daten und das horizontale Polarisationssignal Dm trägt ein hohes Frequenzband
oder Hochauflösungsfernsehdaten. Wenn der erste Empfänger 23 mit einer vertikalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist, kann er nur das NTSC Signal wiedergeben.
Wenn der erste Empfänger 23 mit einer Antenne für die horizontal und die vertikal
polarisierte Welle ausgerüstet ist, kann er das Hochauflösungs-Fernsehsignal durch
Aufsummieren von L1 und M1 wiedergeben. Genauer gesagt kann der erste Empfänger
23 eine Kompatibilität zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen bei Verwendung einer besonderen Antennenart liefern.
Fig. 50 stellt ein Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff dar, bei dem jeder Dätenburst
721 vome von Synchronisierdaten 731 und Kartendaten 471 begleitet ist. Auch
sind Datenübetragungsblocksynchronisierdaten 720 vor einem Rahmen vorgesehen. Gleiche Kanäle sind gleichen Zeitschlitzen zugeordnet. Beispielsweise trägt ein erster
Zeitschlitz 750 NTSC, Hochauflösungsfemseh- und Super-Hochauflösungsfemsehdaten
des ersten Kanals gleichzeitig. Die sechs Zeitschlitze 750, 750a, 75Ob1 750c, 75Od,
75Oe sind unabhängig voneinander angeordnet. Daher kann jede Station NTSC1 Hochauflösungsfemseh-
und/oder Super-Hochauflösungsfernsehdienste unabhängig von den anderen Stationen anbieten, indem ein bestimmter Kanal der Zeitschlitze ausgewählt
wird. Auch kann der erste Empfänger 23 ein NTSC Signal wiedergeben, wenn er mit einer horizontalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist und NTSC und Hochauflösungs-Fernsehsignale,
wenn er mit einer kompatiblen Polarisationsantenne ausgerüstet
6O
ist. In dieser Beziehung kann der zweite Empfänger 33 ein Super-Hochauflösungsfemseh-Signai
bei geringerer Auflösung wiedergeben, während der dritte Empfänger 43 ein volles Super-Hochauflösungs-Femsehsignal wiedergeben kann. Gemäß der dritten
Ausführungsform wird ein kompatibles Signalübertragungssystem konstruiert. Es versteht sich, daß die Datenzuordnung nicht auf das Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff
im Burstformatmodus begrenzt ist, das in Fig. 50 gezeigt ist, und ein anderes
Verfahren, wie ein Zeitmuttiplexen. von kontinuierlichen Signalen, wie es in Fig. 49 gezeigt
ist, mit gleichem Erfolg verwendet wird. Auch erlaubt eine Datenzuordnung, die in
Fig. .51 gezeigt ist, daß ein Hochauflösungs-Fernsehsignal mit hoher Auflösung wiedergegeben
wird. ·
Wie es oben angegeben worden ist, kann das kompatible, digitale Hochauflösungsfernseh-Fernsehsignalübertragungssystem
der dritten Ausführungsform drei Fernsehdienste, Super-Hochauflösungsfemseh-, Hochauflösungsfernseh- und herkömmliches
NTSC, gleichzeitig anbieten. Des weiteren kann ein Videosignal, das von einer kommerziellen
Station oder einem Kino empfangen worden ist, elektronisiert werden.
Das abgeänderte QAM der Ausführungsformen wird nun als SRQAM bezeichnet und
seine Fehlerrate wird untersucht.
Zuerst wird die Fehlerrate bei der 16 SRQAM. berechnet. Fig. 99 zeigt ein Vektordiagramm
von 16 SRQAM Signalpunkten. Wie es aus dem ersten Quadranten offensichtlich
ist, sind die 16 Signalpunkte des Standard 16 QAM einschließlich 83a, 83b, 84a,
84b in gleichen Intervallen von 25 zugeteilt.
Der Signalpunkt 83a ist von der I-Achse und der Q-Achse der Koordinaten δ beabstandet.
Es wird nun angenommen, daß η ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der
16 SRQAM ist der Signalpunkt 83a der 16 SRQAM zu einem Signalpunkt 83 verschoben,
wo der Abstand von jeder Achse ηδ ist. Der Verschiebungswert η wird somit ausgedrückt
als ,
0<n<3.
Die anderen Signalpunkte 84a und 86a sind auch zu zwei Punkten 84 bzw. 86 verschoben.
Wenn die Fehlerrate des ersten Datenstroms Pet ist, wird sie erhalten aus:
Po-16= "J" ( erfc (~7==~) + crfc (~p=-)
Auch wird die Fehlerrate Pe2 des zweiten Datenstroms erhalten aus:
PC2-16= -ς- erfc (
Die Fehlerrate der 36 oder 32 SRQAM wird berechnet. Fig. 100 ist ein Vektordiagramm
eines 36 SRQAM Signals, bei dem der Abstand zwischen irgendzwei 36 QAM Signalpunkten
2δ ist.
Der Signalpunkt 83a der 36 QAM ist δ von jeder Achse der Koordinate beabstandet. Es
wird nun angenommen, daß η ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der 36
SRQAM wird der Signalpunkt 83a zu einem Signalpunkt 83 verschoben, wo der Abstand
von jeder Achse ηδ ist. Ähnlich werden die neun 36 QAM Signalpunkte in dem ersten
Quadranten zu den Punkten 83, 84, 85, 86, 97, 98, 99, 100 bzw. 101 verschoben.
Wenn eine Signalpunktgruppe 90, die die neun Signalpunkte umfaßt, als ein einziger
Signalpunkt betrachtet wird, wird die Fehlerrate P,i bei der Wiedergabe nur des ersten
Datenstroms D1 mit einem abgeänderten QPSK Empfänger und die Fehlerrate Pe2 bei
der Wiedergabe des zweiten Datenstroms D2 nach der Unterscheidung der neun Signalpunkte
der Gruppe 90 voneinander jeweils erhalten aus:
♦ ·
Pei.32=-i-erfc (
-J-erfc- (
Fig. 101 zeigt die Beziehung zwischen der Fehlerrate P9 und C/N Rate bei der Übertragung,
wobei die Kurve 900 ein herkömmliches und ein nichtabgeänclertes 32 QAM Signal darstellt. Die gerade Linie 905 stellt ein Signal mit einer Fehlerrate von 10'15 dar.
Die Kurve 901a stellt ein 32 SRQAM Signal mit D1 Pegel der vorliegenden Erfindung bei
dem Verschiebungswert η von 1,5 dar. Wie es gezeigt ist, ist die C/N Rate des 32
SRQAM Signals 5 dB niedriger bei der Fehlerrate von 10'1;5 als die der herkömmlichen
32 QAM. Dies bedeutet, daß die vorliegende Erfindung gestattet, daß ein Di Signal bei
einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben wird, wenn seine C/N Rate relativ niedrig
ist..·.
Die Kurve 902a stellt ein SRQAM Signal mit D2 Pegel bei n=1,5 dar, das mit der Fehlerrate
von 10'1·5 sogar wiedergegeben werden kann, nur wenn seine C/N Rate 2,5 dB höher
als die der herkömmlichen 32 QAM der Kurve 900 ist. Auch stellen die Kurven 901b
und 902b SRQAM Signale von Di bzw. D2 bei n=2,0 dar. Die Kurve 902c stellt ein D2
SRQAM Signal bei n=2,5 dar. Es ist offensichtlich, daß die C/N Rate des SRQAM Signais bei der Fehlerrate von 10'1·5 5dB, 8dB und 1OdB höher bei n=1,5, 2,0 bzw. 2,5 in
bezug auf den D1 Pegel und 2,5 dB niedriger bei dem D2 Pegel aus die eines üblichen
32 QAM Signals ist.
In Fig. 103 ist die C/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D1, D2 des 32 SRQAM
Signals gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung der Verschiebung η beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung
η mehr als 0,8 ist, eine klare Differenz zwischen zwei C/N Raten ihrer entsprechenden
D1 und D2 Pegel entwickelt, so daß die Mehrpegelsignalübertragung, näm-
lieh die erste und die zweite Date, erfolgreich ausgeführt werden kann. Kurz gesagt ist
n>0,85 für eine Mehrpegeldatenübertragung des 32 SRQAM Signals der vorliegenden
Erfindung wesentlich.
Fig. 102 zeigt die Beziehung zwischen der S/N Rate und der Fehlerrate für 16 SRQAM
Signale. Die Kurve 900 stellt ein übliches 16 QAM Signal dar. Die Kurve 901a, 901b,
901 c sind 16 SRQAM Signale mit einem D, Pegel, oder des ersten Datenstroms bei
n=1,2,. 1,5 bzw. 1,8. Die Kurve 902a, 902b, 902c sind 16 SRQAM Signale mit einem. D2
Pegel oder des zweiten Datenstroms bei n=1,2,1,5 bzw. 1,8.
Die-S/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D1, D2 eines 16 SRQAM Signals ist in
Fig. W4 gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung
der Verschiebung η beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung
η mehr als 0,9 (n>0,9) ist, die Mehrpegeldatenübertragung des 16 SRQAM Signals ausgeführt.
Ein Beispiel der Ausbreitung von SRQAM Signalen der vorliegenden Erfindung wird nun
zur Verwendung mit einem digitalen, terrestrischen Femsehdienst beschrieben. Fig.
zeigt die Beziehung zwischen dem Signalpegel und der Entfernung zwischen einer
Senderantenne und einer Empfängerantenne bei dem terrestrischen Femsehdienst. Die
Kurve 911 stellt ein übertragenes Signal von der Senderantenne dar, die 1250 Fuß
hoch ist. Es wird angenommen, daß die Fehlerrate, die für die Wiedergabe eines anwendbaren,
digitalen Fernsehsignal wesentlich ist, 10'1'5 ist. Der schraffierte Bereich .
912 stellt eine Rauschunterbrechung dar. Der Punkt 910 stellt eine Signalempfangs-'
grenze eines herkömmlichen 32 QAM Signals bei S/N= 15 dB dar, wo die Entfernung L
60 Meilen ist und ein digitales Hochauflösungsfernsehsignal höchstens empfangen wer-.
den kann.
Die S/N-Rate variiert 5 dB bei einer schlechteren Empfangsbedingung wie etwa schlechtem Wetter.
Die S/N-Rate variiert 5 dB bei einer schlechteren Empfangsbedingung wie etwa schlechtem Wetter.
Wenn eine Änderung bei den relevanten Bedingungen, z.B. Wetter, die S/N'
Rate abschwächt, wird der Empfang eines Hochauflösungs-Fernsehsignals kaum sichergestellt. Auch beeinflussen geographische Bedingungen stark die Ausbreitung von
Signalen, und eine Abnahme von wenigstens ungefähr 10 dB wird unvermeidbar sein.
Daher wird ein erfolgreicher Signalempfang innerhalb von 60 Meilen niemals garantiert,
und zusätzlich breitet sich ein digitales Signal schwerer als ein analoges Signal aus.
Man versteht, daß der Versorgungsbereich eines herkömmlichen, digitalen Fernsehdienstes
wenigerabhängig ist.
Im Falle des 32 SRQAM-Signals der vorliegenden Erfindung wird ein Dreipegel-Signalübertragungssystem
gebildet, wie es in den Fig. 133 und 137 gezeigt ist. Dieses erlaubt eine Auflösung eines NTSC-Signals eines MPEG-Pegels, das auf dem 1-1-Datenstrom
D1-I getragen wird, eine mittlere Auflösung von Fernsehdaten des z.B. MTSC-Systems, die
auf dem 1-2-Datenstrom Dl2 Datenstrom D1^ getragen werden- und eine hohe Frequenzkomponente
von HDTV-Daten, die auf dem zweiten Datenstrom D2 getragen werden. Demgemäß
wird der Versorgungsbereich des 1-2-Datenstroms des SRQAM-Signals auf einen
Punkt 910h von 70 Meilen erhöht, während der zweite Datenstrom innerhalb eines Punktes
910b von 55 Meilen bleibt, wie es in Fig. 105 gezeigt ist. Fig. 106 stellt ein Computersimulationsergebnis
des Versorgungsbereiches des 32 SRQAM-Signals der vorliegenden Erfindung dar, der ähnlich der Fig. 53 ist, ihn aber mehr im Einzelnen erläutert. Wie es gezeigt ist,
stellen die Bereiche 708, 703c, 703a, 703b, 712 einen herkömmlichen 32 QAM-Empfangsbereich,
einen Empfangsbereich für einen 1-1-Datenpegel D1.-!, einen Empfangsbereich für einen 1-2-Datenpegel Dl2, einen Empfangsbereich für einen zweiten Datenpegel
D2 bzw. einen Versorgungsbereich einer benachbarten analogen Fernsehstation dar. Die
herkömmlichen 32 QAM-Signaldaten, die in dieser Zeichnung benutzt werden, basieren auf
herkömmlich offenbarten Daten.
Bei einem üblichen 32 QAM Signal kann der Versorgungsbereich mit einem Radius von
60 Meilen theoretisch hergestellt werden. Der Signalpegel wird jedoch durch geographische
und Wetterbedingungen abgeschwächt und insbesondere nahe der Grenze des Versorgungsbereichs verringert.
Wenn die Fernsehkomponente im niedrigen Frequenzband vom MPEG1--Grad auf den Daten
des 1-1-Pegels Dm und die Fernsehkomponente im mittleren Frequenzband vom NTSC-Grad
auf den Daten des 1-2-Pegels D1.2 und die Fernsehkomponente im hohen Frequenzband
des HDTV auf den Daten des zweiten Pegels D2 getragen werden, wird der Versorgungsbereich
des 32 SRQAM-Signals der vorliegenden Erfindung im Radius um 10 Meilen zum Empfang eines EDTV-Signals einer Auflösung mittleren Grades und um 18 Meilen zum
Empfang eines LDTV-Signals einer Auflösung niedrigen Grades vergrößert, obgleich er um
Meilen für den Empfang eines HDTV-Signals einer Auflösung hohen Grades verringert wird,
wie es in Fig. 106 gezeigt ist. Fig. 107 zeigt einen Versorgungsbereich für den Fall eines
Verschiebungsfaktors η oder s = 1,8. Fig. 135 zeigt den Versorgungsbereich von Fig. 107
hinsichtlich des Bereichs.
Insbesondere kann eine Komponente mittlerer Auflösung eines digitalen Femsehsignals
des SRQAiM Modus der vorliegenden Erfindung erfolgreich in einem ungünstigen Versorgungsbereich
oder Schattenbereich empfangen werden, wo ein herkömmliches Fernsehsignal im mittleren Frequenzband kaum ausgebreitet und wegen-der Hindernis-
es
se abaeschwächt ist. Wenigstens innerhalb des vorbestimmten Versorgungsbereiches
kann das NTSC Fernsehsignal des SRQAM Modus von irgendeinem herkömmlichen Fernsehempfänger empfangen werden. Da der Schatten- oder signalabschwächende
Bereich, der durch Gebäudestrukturen und andere Hindernisse oder durch Störung von
■ einem benachbarten, analogen Fernsehsignal entwickelt wird, oder ir einem tiefliegenden
Land erzeugt wird, auf ein Minimum verringert wird, wird die Anzahl der Fernsehbetrachter
oder Teilnehmer vergrößert.
Auch kann der Hochauflösungsfemsehdienst nur von wenigen Betrachtern wertgeschätzt
werden, die es sich leisten, ein kostspieliges Hochauflösungsfernsehempfangs-
und Anzeigegerät gegenüber dem herkömmlichen System zu haben. Das System der vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein üblicher NTSC, PAL oder SECAM Empfänger
eine Komponente mittlerer Auflösung des digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignals
unter Verwendung eines zusätzlichen, digitalen Tuners empfängt. Der größte Teil der
Fernseh Zuschauer kann sich daher des Dienstes bei geringeren Kosten erfreuen, und
ihre Anzahl wird erhöht. Dies wird das Fernsehgeschäft ermutigen und einen zusätzlichen,
sozialen Vorteil erzeugen.
Des weiteren wird der Bereich mit Signalempfang mit mittlerer Auflösung oder des
NTSC Fernseh Dienstes gemäß der vorliegenden Erfindung um ungefähr 36% bei n=2,5 erhöht, verglichen mit dem herkömmlichen System. Wenn der Versorgungsbereich
und somit die Anzahl der Femseh Zuschauer erhöht wird, erfreut sich das Fem-
sehgeschäft eines zunehmenden Gewinns. Dies verringert ein Risiko bei der Entwicklung
eines neuen, digitalen Fernseh Geschäfts, das somit ermutigt wird, in die Praxis
umgesetzt zu werden.
Fig. 107 zeigt den Versorgungsbereich eins 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung,
bei dem die gleiche Wirkung bei n=1,8 sichergestellt ist. Zwei Versorgungsbereiche
703,a, 703b des Di bzw. D2 Signals können zur Ausdehnung für eine optimale
Signalausbreitung bestimmt werden, indem die Verschiebung η verändert wird, wobei
ein Profil der Hqchauflösungsfernseh- und NTSC Empfängerverteilung oder der geographischen
Merkmale betrachtet wird. Demgemäß erfüllen Femseh Zuschauer den
Dienst und eine Versorgungsstation erfreut sich maximaler Zuschauer.
Dieser Vorteil ist gegeben wenn:
n>1,0
n>1,0
·· 4
Daher wird, wenn das 32 SRQAM Signal ausgewählt wird, die Verschiebung ri bestimmt
zu: .
1<n<5 ' ■ . .
Auch wird, wenn das 16 SRQAM Signal verwendet wird, η bestimmt zu:
1<n<3 .. ■ ■
Bei dem terrestrischen Fernsehdienst mit einem Signal im SRQAM Modus, bei dem der
erste und der zweite Datenpegel erzeugt werden, indem entsprechende Signalpunkte
verschoben werden, wie es in Fig. 99 und 100 gezeigt ist, ergibt sich der Vorteil der vorliegenden
Erfindung, wenn die Verschiebung η bei einem 16, 32 oder 64 SRQAM Signal
größer als 1,0 ist.
In den obigen Ausführungsformen werden die Komponenten eines Videosignals im niedrigen
und hohen Frequenzband als die ersten und zweiten Datenströme übertragen. Das übertragene
Signal kann jedoch ein Audiosignal sein. In diesem Fall können die niederfrequenten
oder niedrig auflösenden Komponenten eines Audiosignals als der erste Datenstrom und die
hochfrequenten oder hochauflösenden Komponenten eines Audiosignals als der zweite Datenstrom übertragen werden. Entsprechend ist es möglich, den Anteil mit hohem S/N in hoher
Tonqualität und den Anteil mit niedrigem S/N in niedriger Tonqualität zu empfangen. Dies
kann bei PCM-Rundfunkübertragung, Radio, tragbarem Telefon und dergleichen benutzt
werden. In diesem Fall kann der Rundfunkübertragungsbereich oder die
Kommunikationsentfernung vergrößert werden verglichen mit den herkömmlichen Systemen.
Des weiteren kann die dritte Ausführungsform ein Zeitdivisionsmultiplexsystem (TDM) beinhalten,
wie es in Fig. 133 gezeigt ist. Die Benutzung des TDM ermöglicht es, die Anzahl von
Hilfskanälen zu vergrößern. Ein ECC-Kodierer 743a und ein ECC-Kodierer 743b, die in zwei
Hilfskanälen vorgesehen sind, unterscheiden ECC-Codegewinne, um einen Unterschied
zwischen Schwellen dieser zwei Hilfskanäle zu machen. Dadurch kann eine Erhöhung der
Kanalanzahl der Mehrpegel-Signalübertragung erreicht werden. In diesem Fall ist es auch
möglich, zwei Trellis-Kodierer 743a, 743b zu schaffen, wie in Fig. 137 gezeigt ist, und deren
Codegewinne zu unterscheiden. Die Erklärung dieses Blockdiagramms ist im Wesentlichen
identisch zu der des später beschriebenen Blockdiagramms von Fig. 131, das die sechste
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt und deshalb hier nicht beschrieben wird.
In einer Simulation von Fig. 106 ist ein 5dB-Unterschied eines Kodierungsgewinns zwischen
dem 1-1-Hilfskanal Dl1 und dem 1-2-Hilfskanal D1^ vorgesehen.
Ein SRQAM ist das System, das ein C-CDM (Kohstellations-Code-Divisionsmultiplex) der
vorliegenden Erfindung auf ein Rechteck-QAM anwendet. Ein C-CDM, welches ein Multiplexverfahren
ist unabhängig von TDM oder FDM, kann Hilfskanäle durch Teilung eines
Konstellations-Codes entsprechend einem Code erhalten. Eine Erhöhung der Anzahl der
Codes wird eine Erhöhung der Sendekapazität mit sich bringen, die nicht allein durch TDM
oder FDM erreicht wird, wobei eine beinahe perfekte Kompatibilität mit einer herkömmlichen
Kommunikationsvorrichtung erhalten bleibt. C-CDM kann deshalb hervorragende Effekte mit
sich bringen. .
Obwohl obige Ausführungsform C-CDM und TDM kombiniert, ist es auch möglich, C-CDM
mit FDM (Frequenzdivisionsmultiplex) zu kombinieren, um einen ähnlichen Modulationseffekt
von Schwellenwerten zu erhalten. Ein solches System kann zur Fernsehübertragung benutzt
werden, und Fig. 108 zeigt eine Frequenzverteilung eines Fernsehsignals. Ein Spektrum
stellt eine Frequenzverteilung eines herkömmlichen analogen, z.B. NTSiC1 Fernsehsignals
dar. Das größte Signal ist ein Videoträger 722. Ein Farbträger 723 und ein Tonträger 724
sind nicht so groß. Es ist ein Verfahren bekannt, bei dem ein FDM zur Unterteilung eines
digitalen Fernsehsignals in zwei Frequenzen benutzt wird. In diesem Fall ist der Träger in
einen ersten Träger 726 und einen zweiten Träger 727 unterteilt, um ein erstes Signal 720
bzw. ein zweites Signal 721 zu übertragen. Eine Interferenz kann verringert werden, indem
erste und zweite Träger 726, 727 ausreichend entfernt von dem Videoträger 722 platziert
werden. Das erste Signal 720 dient dazu, ein niedrigauflösendes Fernsehsignal bei hohem
Ausgangspegel zu übertragen, während das zweite Signal 721 dazu dient, ein hochauflösendes
Fernsehsignal bei kleinem Ausgangspegel zu übertragen. Folglich kann die Mehrpegel-Signalübertragung,
die ein FDM benutzt, realisiert werden, ohne durch eine Störung behindert zu werden.
Fig. 134 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Verfahrens, das ein 32-QAM-System benutzt.
Da der Hilfskanal A einen größeren Ausgang hat als der Hilfskanal B, kann ein Schwellenwert für den Hilfskanal A, d.h. eine Schwelle 1, 4-5dß kleiner gesetzt werden als
ein Schwellenwert für den Hilfskanal B , d.h. eine Schwelle 2. Demgemäß kann Zweipegel-Femsehübertragung
mit einem Schwellenunterschied von 4 - 5 dB realisiert werden. In diesem
Fall wird jedoch eine große Verminderung des Signalempfangsbetrags auftreten, wenn
der Pegel des Empfangssignals unter die Schwelle 2 sinkt, da das zweite Signal 721a, das
einen großen Informationsgehalt aufweist, wie in der Zeichnung schraffiert ist, in einem solchen
Fall nicht empfangen werden kann und nur das erste Signal 720a, das einen kleinen
Informationsgehalt aufweist, empfangen wird. Folglich wird eine durch den zweiten Pegel
gebrachte Bildqualität extrem schlechter sein.
Die vorliegende Erfindung löst jedoch dieses Problem. Gemäß der vorliejgenden Erfindung ist
das erste Signal 720 durch einen 32 SRQAM-Modus vorgegeben, welcher durch C-CDM-Modulation
erhalten wird, so dass der Hilfskanal A in zwei Hilfskanäle 1 von A und 2 von A unterteilt ist: Der neu hinzugefügte Hilfskanal 1 von A, der den niedrigsten Schwellenwert
aufweist, trägt eine niedrig auflösende Komponente. Das zweite Signal 721 ist auch durch
einen 32 SRQAM-Modus vorgegeben, und ein Schwellenwert für den Hilfskanal 1 von B ist
mit der Schwelle 2 gleichgesetzt. ■ ■ .
Bei dieser Anordnung wird der Bereich, in dem ein übertragenes Signal nicht empfangen
wird, wenn der Signalpegel unter die Schwelle 2 fällt, auf einen schraffierten Anteil des zweiten
Signals 721a in Fig. 108 verringert. Da der Hilfskanal 1 von B und der Hilfskanal A empfangbar
sind, wird der Übertragungsumfang insgesamt nicht so viel verringert. Demgemäß
wird eine ^bessere Bildqualität auch in dem zweiten Pegel bei dem Signalpegel der Schwelle
2 reproduziert. Durch Übertragung einer normal auflösenden Komponente in einem Hilfskanal
wird es möglich, die Anzahl der mehreren Pegel zu erhöhen und einen Versorgungsbereich niedriger Auflösung zu vergrößern. Dieser Hilfskanal mit niedriger Schwelle wird zur
Übertragung von wichtigen Informationen wie etwa Toninformation, Synchronisationsinformationen,
Köpfen entsprechender Daten benutzt, da diese Informationen, die in diesem Hilfskanal mit niedriger Schwelle getragen werden, sicher empfangen werden können. Deshalb
ist stabiler Empfang machbar. Wenn ein Hilfskanal neu in dem zweiten Signal 721 in
derselben Weise hinzugefügt wird, kann die Pegelanzahl der Mehrpegelübertragung in dem
Versorgungsbereich erhöht werden. Für den Fall, dass ein HDTV-Signal 1050 Abtastteile
hat, kann ein neuer Versorgungsbereich, äquivalent zu 775 Zeilen, zusätzlich zu 525 Zeilen
geschaffen werden. Demgemäß realisiert die Kombination des FDM und des C-CDM eine
Vergrößerung des Versorgungsbereichs. Obwohl obige Ausführungsform einen Hilfskanal in
zwei Hilfskanäle unterteilt, braucht nicht gesagt zu werden, dass es auch vorteilhaft sein
wird, ihn in drei oder mehr Hilfskanäle zu unterteilen.
Als nächstes wird ein Verfahren zur Vermeidung von Störungen durch Kombination von TDM
und C-CDM erläutert. Wie in Fig. 109 gezeigt ist, schließt ein analoges Fernsignal einen horizontalen
Rücklaufzeilenanteil 732 und einen Videosignalanteil 731 ein. Dieses Verfahren nutzt einen niedrigen Signalpegel des horizontalen Rücklaufzeilenanteils 732 und NichtAnzeigen
einer Störung auf einer Bildebene während dieser Zeitspanne. Durch Synchronisation
eines digitalen Fernsehsignals mit einem analogen Fernsehsignal können horizontale
Rücklaufzeilensynchronisationsschlitze 733, 733a des horizontalen Rücklaufzeilenanteils
732 zur Übertragung eines wichtigen Signals, z.B. eines Synchronisationssignals, oder zahlreicher
Daten bei einem hohen Ausgangspegel benutzt werden. Dadurch wird es möglich, den Datenumfang oder den Ausgangspegel zu erhöhen, ohne Störungen zu erhöhen. Der
ähnliche Effekt wird erwartet, auch wenn vertikale Rücklaufzeilensynchronisationsschlitze
737, 737a synchron mit vertikalen Rücklaufzeilenanteilen 735, 735a vorgesehen sind.
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Fig. 110 zeigt ein Prinzip· des C-CDM. Darüber hinaus zeigt Fig. 111 eine Codezuordnung
des C-CDM-Äquivalents zu einem erweiterten 16 QAM. Fig. 112 zeigt eine Codezuordnung
des C-CDM-Äquivalents zu einem erweiterten 36 QAM. Wie in den Fig. 110 und 111 gezeigt
ist, ist ein 256 QAM-Signal in vier Pegel 740a, 740b, 740c, 74Od unterteilt, die 4, 16, 64 bzw.
256 Segmente aufweisen. Ein Signalcodewort 742d des 256 QAM auf dem vierten Pegel
740d ist „11111111" von 8 Bit. Dieses ist in vier Codeworte 741a, 741b, 741c und 741 d von 2
Bit aufgeteilt, d.h. „11", „11", „11", „11", die dann Signalpunktbereichen 742a, 742b, 742c,
742d von ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Pegeln 740a, 740b, 740c bzw. 74Od zugeordnet
sind. Als Ergebnis sind Hilfskanäle 1, 2, 3, 4 von 2 Bit geschaffen. Dies wird als C-CDM
(Konstellations-Code-Divisionsmultiplex) bezeichnet. Fig. 111 zeigt eine detaillierte Codezuordnung
des C-CDM-Äquivalents zu erweitertem 16 QAM, und Fig. 112 zeigt eine detaillierte
Codezuordnung des C-CDM-Äquivalents zu erweitertem 36 QAM. Da das C-CDM ein unabhängiges
Multiplexsystem ist, kann es mit dem herkömmlichen FDM (Frequenzdivisionsmultiplex)
oder TDM (Zeitdivisionsmultiplex) kombiniert werden, um die Anzahl von Hilfskanälen ■
weiter zu erhöhen. Auf diese Weise realisiert das C-CDM-System ein neues Multiplexsystem.
Obwohl das C-CDM unter Benutzung eines rechteckigen QAM erläutert wurde, können
andere Modulationssysteme mit Signalpunkten, z.B. QAM, PSK, ASK und sogar FSK, wenn
Frequenzbereiche als Signalpunkte angesehen werden, für diesen Multiplex auf dieselbe
Weise benutzt werden.
Ausführungsform 4
Eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die
betreffenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 37 stellt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssystems der vierten
Ausführungsforrn dar' das für einen terrestrischen Dienst angeordnet ist und bezüglich
der Konstruktion und Wirkung dem der dritten Ausführungsform ähnlich ist, die in Fig. 29
gezeigt ist. Der Unterschied'ist, daß die Senderantenne durch eine terrestrische Anten^
ne 6a ersetzt ist und die Empfängerantennen 22, 32, 42 durch ebenfalls drei terrestrische
Antennen 22a, 32a, 42a ersetzt sind. Die Wirkung des Systems ist identisch mit der dritten Ausführungsform und wird nicht mehr erläutert. Der terrestrische Femsehdienst
hängt anders als ein Satellitendienst stark von der Entfernung 2wischen der Senderantenne
6a und der Empfängerantenne 22a, j32a, 42a ab. Wenn sich ein Empfänger
weit entfernt von dem Sender befindet, ist der Pegel eines empfangenen Signals niedrig.
Insbesondere kann ein allgemeines Mehrpegel-QAM-Signal kaum durch den Empfänger
demoduliert werden, äer somit kein Fernseh Programm erzeugt.
7O
Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung gestatte1: dem ersten Empfänger
23, der mit der Antenne 22a ausgerüstet ist, die sich in großer Entfernung befindet,
wie es in Fig. 37 gezeigt ist, ein abgeändertes 16 oder 64 QAM Signal zu empfangen
und einen QPSK Modus des ersten Datenstroms oder die D1 Komponente des
empfangenen Signals zu einem NTSC Videosignals zu demodulieren, so daß ein Fernseh
Programmbild mittlerer Auflösung sogar angezeigt werden kann, wenn der Pegel des empfangenen Signals relativ niedrig ist.
Aueh befindet sich der zweite Empfänger 33 mit der Antenne 32a in einer mittleren Entfernung
von der Antenne 6a und kann somit den ersten und zweiten Datenstrom oder die Di und D2 Komponente des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem
Hochäuflösungsfernseh-Videosignal empfangen und demodulieren, das seinerseits ein
Hochauflösungsfernseh-Programrnbild erzeugt.
Der dritte Empfänger 43 mit der Antenne 42a befindet sich in geringer Entfernung und
kann den ersten, zweiten und dritten Datenstrom oder die D1, D2 und D3 Komponente
des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem Super-Hochauflösungsfernseh-Videosignal
empfangen und demodulieren, das seinerseits ein Super-Hochauflösungsfernsehbild
mit gleicher Qualität wie ein übliches Kinofilmbild erzeugt.
Die Zuordnung von Frequenzen wird in gleicher Weise wie bei dem Zeitmultiplexen bestimmt,
das in den Fig. 34, 35 und 36 gezeigt ist. Wie bei Fig. 34 trägt, wenn die Frequenzen
dem ersten bis sechsten Kanal zugeordnet werden, L1 der Di Komponente
NTSC Daten des ersten Kanals, M1 der D2 Komponente trägt Hochauflösungsfernsehdifferenzdaten
des ersten Kanals und H1 der D3 Komponente trägt Super-Hochauflö-.sungsfemseh-Differenzdaten
des ersten Kanals. Demgemäß können NTSC, Hochauflösungsfemseh- und Super-Hochauflösungsfernseh-Daten alle auf dem gleichen Kanal
getragen werden. Wenn D2 und D3 der anderen Kanäle verwendet werden, wie es in
den Fig. 35 und 36 gezeigt ist, können mehr Daten von Hochauflösungsfernsehen bzw.
Super-Hochauflösungsfemsehen zur Anzeige mit einer höheren Auflösung übertragen
werden.
Wie es sich versteht, gestattet das System, daß drei unterschiedliche, aber kompatible,
digitale Fernsehsignale, auf einem einzigen Kanal getragen werden, oder der D2 und D3
7/1
Bereich der anderen Kanäle verwendet werden. Auch können die Fernsehbilddaten
mittlerer Auflösung von jedem Kanal in einem breiteren Versorgungsbere/ch gemäß der
vorliegenden Erfindung empfangen werden.
Eine Vielzahl terrestrischer, digitaler Femsehsysteme, die ein 16 QAM Hochauflösungs-Fernsehsignal
mit 16 MHz Bandbreite verwenden, sind vorgeschlagen worden. Diese sind jedoch nicht mit dem betshenden NTSC System kompatibel und müssen somit mit
einer Simultanübertragungstechnik zum Übertragen von NTSC Signalen desselben Programms auf einem anderen Kanal verbunden werden. Auch begrenzt ein solches
übliches 16 QAM Signal den Versorgungsbereich. Das terrestrische Sendesystem der
vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein Empfänger, der sich in einer relativ großen
Entfernung befindet, erfolgreich ein Fernsehsignal mittlerer Auflösung ohne Verwendung
einer zusätzlichen Einrichtung noch eines zusätzlichen Kanals empfängt.
Fig. 52 zeigt einen Störungsbereich des Versorgungsbereiches 702 einer herkömmli-'
chen, terrestrischen, digitalen Hochauflösungsfernsehstation 701. Wie es gezeigt ist,
schneidet sich der Versorgungsbereich 702 der herkömmlichen Hochauflösungs-Fernsehstation
701 mit dem Versorgungsbereich 712 einer benachbarten analogen Fernsehstation 711. An dem Schnittbereich 713 wird ein Hochauflösungs-Fernsehsignal
durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 abgeschwächt und wird
somit mit weniger Beständigkeit empfangen.
Fig. 53 zeigt einen Störungsbereich, der mit dem Mehrpegelsignalübertragungssystem
der vorliegenden Erfindung verbunden ist. Das System weist eine geringe Energieverwendung
verglichen mit dem herkömmlichen System auf und sein Versorgungsbereich 703 zur Hochauflösungs-Fernsehsignalausbreitung ist kleiner als der Bereich 702 des
herkömmlichen Systems. Im Gegensatz ist der Versorgungsbereich 704 für eine digitale
NTSC oder eine Femsehsignalausbreitung mit mittlerer Auflösung größer als der herkömmliche
Bereich 702. Der Pegel der Signalstörung zwischen einer digitalen Femsehstation 701 des Systems mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation 711 ist zudem
einer herkömmlichen, digitalen Fernsehstation äquivalent, wie es in Fig. 52 gezeigt
ist. ; ·. ■
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In dem Versorgungsbereich der digitalen Fernsehstation 701 gibt es drei Störungsbereiche,
die durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 entwickelt werden.
Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale können kaum in dem ersten Bereich 705
empfangen werden. Ein NTSC Signal kann, obgleich es stark gestört ist, mit einem gleichen
Pegel in dem zweiten Bereich 706 empfangen werden, der durch die Schraffur
nach links unten bezeichnet ist. Das NTSC Signal wird auf dem ersten Datenstrom getragen,
der mit einer relativ geringen S/N Rate wiedergegeben werden kann, und wird
somit minimal beeinflußt, wenn die S/N Rate durch Signalstörung von der analogen
Fernsehstation 711 abgeschwächt wird.
In dem dritten Bereich 707, der.durch eine Schraffur nach rechts unten bezeichnet ist,
kann ein Hochauflösungs-Femsehsignal auch empfangen werden, wenn eine Signalstörung
fehlt, während das NTSC Signal fortwährend auf einem niedrigen Pegel empfangen werden kann.
Demgemäß wird der gesamte Bereich mit Signalempfang des Systems vergrößert, obgleich
der Versorgungsbereich von Hochauflösungs-Femsehsignalen etwas kleiner als der des herkömmlichen Systems wird. Auch können in den Signalabschwächungsbereichen,
die durch Störung mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation erzeugt werden,
Signale mit NTSC Pegel eines Hochauflösungsfemseh-Programrns erfolgreich
verglichen mit dem herkömmlichen System empfangen werden, wo kein Hochauflösungsfernseh-Programm
in dem gesamten Bereich gesehen wird. Das System der vorliegenden Erfindung verringert die Größe der signalabschwächenden Bereiche, und
wenn die Energie der Signalübertragung an einer Sender- oder Transponderstation zunimmt,
kann es den Hochauflösungs-Femsehsignalversorgungsbereich auf eine gleiche Größe wie das herkömmliche System ausdehnen. Auch können Signale mit NTSC Pegel
eines Fernseh Programms mehr oder weniger in einem fernliegenden Bereich empfangen werden, wo von dem herkömmlichen System kein Empfang geboten wird,
oder in einen Signalstörungsbereich, der durch eine benachbarte, analoge Fernsehstation
hervorgerufen wird.
Obgleich die Ausführungsform ein Signalübertragungsverfahren mit zwei Pegeln verwendet,
kann ein Verfahren mit drei Pegeln, wie es in Fig. 78 gezeigt ist, mit dem gleichen
Erfolg verwendet werden. Wenn ein Hochauflösungs-Femsehsignal in drei Biidpe-
gel Hochauflösungsfernsehen, NTSC und NTSC mit niedriger Auflösung unterteilt wird,
werden die Versorgungsbereiche, die in Fig. 53 gezeigt sind, von zwei Pegeln auf drei
Pegel'vergrößert, wo die Signalausbreitung radial und nach außen erweitert wird. Auch
können NTSC Signale niedriger Auflösung mit einem annehmbaren Pegel in dem ersten
Signalstörungsbereich 705 erhalten werden, wo NTSC Signale kaum in dem Zweipegelsystem
empfangen werden. Es versteht sich, das die Signalstörung auch von einer digitalen
Fernsehstatipn zu einer analogen Fernsehstation eingeschlossen ist.
Die, Beschreibung wird nun fortgesetzt, vorausgesetzt, daß keine digitale Fernsehstation
eine Signalstörung mit irgendeiner benachbarten, analogen Fernsehstation hervorrufen
sollte. Gemäß einem neuartigen System, das in den USA betrachtet wird, werden unbenutzte
Kanäle der bestehenden Sendekanäle für Hochauflösungsfernsehen verwendet,
und somit müssen digitale Signale nicht mit analogen Signalen zu Störungen führen. Zu
diesem Zweck muß der Übertragungspegel eines digitalen Signals niedriger als auf den
verringert werden, der in Fig. 53 gezeigt ist. Wenn das digitale Signal eines des herkömmlichen
16 QAM oder QPSK Modus ist, wird sein Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich 708 verringert, da der Signalstörungsbereich 713, der durch Kreuzschraffur
bezeichnet ist, ziemlich groß ist, wie es in Fig. 54 gezeigt ist. Die;; ergibt eine geringere Anzahl Zuschauer und Sponsoren, wodurch ein solches digitales System eine große
Schwierigkeit hat, als auf Gewinn ausgerichtetes Geschäft betrieben zu werden.
Fig. 55 zeigt ein ähnliches Ergebnis gemäß dem System der vorliegenden Erfindung.
Wie es offensichtlich ist, ist der Hochauflösungs-Femsehsignalempfangsbereich 703 ein
bißchen kleiner als der gleiche Bereich 708 des herkömmlichen Systems. Jedoch wird
der Empfangsbereich 704 für das NTSC Fernsehsignal oder das mit niedrigerer Auflösung
verglichen mit dem herkömmlichen System vergrößert. Der schraffierte Bereich stellt ein Bereich dar, wo das NTSC Pegelsignal eines Programms empfangen werden
kann, während das Hochauflösungs-Fernsehsignal davon kaum empfangen wird. In
dem ersten Störungbereich 705 können Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale
aufgrund der Signalstörung von einer analogen Station 711 nicht empfangen werden.
Wenn der Pegel der Signale gleich ist, liefert das Mehrpegelübertragungssystem der
vorliegenden Erfindung einen kleineren Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich
und einen größeren NTSC Versorgungsbereich zum Empfang eines Hochauflösungs-
► 9 ·
femseh-Programms auf einem NTSC Signalpegel. Demgemäß wird der Gesamtsendebereich
von jeder Station vergrößert und mehr Zuschauer können sich über den Fernseh Fernsehdienst freuen. Des weiteren kann ein Hochauflösungsfemsehen/NTSC verträgliches
Fernseh Unternehmen mit wirtschaftlichen Vorteilen und Beständigkeit betrieben wenden. Es ist auch beabsichtigt, daß der Pegel eines Sendesignals vergrößert
wird, wenn die Steuerung zur Abwenund einer Signalstörung mit benachbarten, analogen
Fernsehstationen entsprechend einer scharfen Zunahme bei der Anzahl der heimgenützten,
digitalen Empfänger verringert wird. Daher wird der Versorgungsbereich von Hochauflösungs-Fernsehsignalen vergrößert und in dieser Beziehung können die zwei
unterschiedlichen Bereiche zum Empfang von digitalen Fernsehsignalpegel für Hochauflösungsfemsehen/NTSC
bzw. NTSC, die in Fig. 55 gezeigt sind, proportional eingestellt werden, indem die Signalpunktentfernung in dem ersten und/oder zweiten Datenstrom
verändert wird. Wenn der erste Datenstrom Informationen über die Signalpunktentfernung
trägt, kann ein Mehrpegelsignal mit mehr Sicherheit empfangen werden.
Fig. 56 stellt die Signalstörung zwischen zwei digitalen Fernsehstationen dar, bei denen
eine benachbarte Fernsehstation 701a auch einen digitalen Fernsehdienst liefert, verglichen
mit einer analogen Station in Fig. 52. Da der Pegel eines Senciesignals groß wird,
wird der Empfangsbereich 703 für den Hochauflösungsfernsehdienst oder ein Fernsehsignal
hoher Auflösung bis zu einer Ausdehnung vergrößert, die gleich dem Sendebereich
702 eines analogen Fernsehsystems ist.
In dem Schnittbereich 714 zwischen zwei Versorgungsbereichen ihrer entsprechenden
Stationen kann das empfangene Signal nicht bis zu einem Hochauflösungsfernsehbildpegel
unter Verwendung einer üblichen Richtungsantenne wegen der Signalstörung wiedergegeben werden, aber bis zu einem NTSC Bildpegel mit einer bestimmten Richtantenne,
die in Richtung zu einer erwünschten Fernsehstation gerichtet ist. Wenn eine
stark gerichtete Antenne verwendet wird, wird das empfangene Signal von einer Zielstation
als ein Hochauflösungsfemsehbild wiedergegeben. Der Empfangsbereich 704 für
Signale geringer Auflösung wird stärker als der Versorgungsbereich 702 des 'analogen
Fernsehsystems vergrößert, und mehrere Schnittbereiche 715, 716, die durch die zwei
Empfangsbereiche 704 und 704a ihrer entsprechenden, digitalen Femsehstationen 701
und 701a für Signale geringer Auflösung erzeugt worden sind, erlauben, daß das von
der Antenne empfangene Signal, die auf eine der zwei Stationen ausgerichtet ist, als ein
Bild mit NTSC Pegel wiedergegeben wird.
Der Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich des Mehrpegelsignalübertragungssystem
der vorliegenden Erfindung selbst wird stark vergrößert, wenn die anwendbaren Signalbeschränkungsregeln bei Entwicklungsabschluß eines zukünftigen, digitalen
Fernsehdienst zurückgenommen werden.
Gegenwärtig liefert das System der vorliegenden Erfindung auch einen weiten Hochauflösungs-Fernsehsignalempfangsbereich
wie bei dem herkömmlichen System und ermöglicht insbesondere, daß seine Signalübertragung
auf einem NTSC Pegel in einem weiter entfernten oder in Schnittbereichen wiedergegeben wird, wo Fernsehsignale des herkömmlichen Systems kaum empfangen
werden. Demgemäß werden signalabschwächende oder Schattenbereiche in dem Sendebereich
minimiert.
Eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung liegt in der Amplitudenmodulation
oder dem ASK Verfahren. Fig. 57 stellt die Zuordnung von Signalpunkten eines A-Pegel
ASK Signals gemäß der fünften Ausführungsform dar, bei der vier Signalpunkte
mit 721, 722, 723 und 724 bezeichnet sind. Die Vierpegelübertragung erlaubt, daß 2-Bit
Daten in jeder Zyklusperiode übertragen werden. Es wird angenommen, daß die vier Signalpunkte
721, 722, 723, 724 jeweils zwei-Bit Muster 00, 01,10, 11 darstellen.
Zur Vereinfachung der Vierpegelsignalübertragung der Ausführungsform werden die
zwei Signalpunkte 721, 722 als erste Signalpunktgruppe 725 bezeichnet und die anderen
zwei 723, 724 werden als zweite Signalpunktgruppe 726 bezeichnet. Der Abstand
zwischen zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 wird dann weiter als der zwischen irgendzwei
benachbarten Signaipunkten bestimmt. Genauer gesagt wird der Abstand Lo
zwischen den zwei Signalen 722 und 723 weiter als der Abstand L zwischen zwei benachbarten
Punkten 721 und 722 oder 723 und 724 angeordnet. Dies wird ausgedrückt als:
Lo>L
Daher liegt dem Mehrpegelsignalübertragungssystem der Ausführungsform Lo>l_ zu- ■
gründe. Die Ausführungsform ist jedoch nicht auf Lo>L begrenzt und L=Lo wird vorübergehend
oder dauerhaft in Abhängigkeit von den Anforderungen der Konstruktion,
der Bedienung und der Einstellung verwendet.
Den zwei Signalpunktgruppen werden ein-Bit Muster des ersten Datenstroms Di zugeordnet,
wie es in Fig-.59(a)gezeigt ist. Genauer gesagt wird ein Bit O des Binärsystems
dec ersten Signalpunktgruppe 725 zugeordnet und ein anderes Bit 1 der zweiten Signalpunktgruppe
726. Dann wird ein ein-ßit Muster des zweiten Datenstroms D2 jedem Signalpunkt
zugeordnet. Beispielsweise wird den zwei Signalpunkten 721, 723 D2=O zugeordnet
und den anderen zwei Signalpunkten 722 und 724 wird D:i=1 zugeordnet Jene
werden somit durch zwei Bits pro Zeichnen ausgedrückt.
Das Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung kann in einem
ASK Modus unter Verwendung der vorstehenden Signalpunktzuorclnung ausgeführt
werden. Das System der vorliegenden Erfindung arbeitet in gleicher Weise wie ein herkömmliches
mit gleicher Signalpunktabstandstechnik, wenn das Signal zu Rauschenverhältnis oder die S/N Rate hoch ist. Wenn die S/N Rate niedrig wird und keine Daten
durch die herkömmliche Technik wiedergegeben werden können, stellt das vorliegende
System die· Wiedergabe des ersten Datenstroms Di, aber nicht des zweiten Datenstroms
D2 sicher. Mehr im einzelnen ist der Zustand mit niedrigen S/N in Fig. 60 gezeigt.
Die übertragenen Signalpunkte werden durch eine Gauß-Verteilunc) jeweils zu den Bereichen
712a, 722a, 723a, 724a auf der Empfängerseite aufgrund von Rauschen und von Übertragungsverzerrung verschoben. Deshalb wird die Unterscheidung zwischen
zwei Signalen 721 und 722 oder 723 und 724, ausgeführt. Mit anderen Worten wird die
Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom D2 erhöht. Wie es aus Fig. 60 offensichtlich ist,
werden die zwei Signalpunkte 721, 722 ohne weiteres von den anderen zwei Signalpunkten
723, 724 unterschieden. Die Unterscheidung zwischen den zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 kann somit ohne weiteres ausgeführt werden. Als Ergebnis wird
der erste Datenstrom D, mit einer niedrigeren Fehlerrate wiedergegeben.
Demgemäß können die zwei unterschiedlichen Pegeldaten D1 und D2 gleichzeitig übertragen
werden. Insbesondere können der erste und der zweite Datenstrom Di und D2
eines gegebenen Signals, das durch das Mehrpegelübertragungssystem übertragen
wird, in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate hoch ist, und der erste
Datenstrom Di kann nur in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate niedrig
ist.
Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders 741, bei dem die Eingangseinheit 742 einen
ersten Datenstromeingang 743 und einen zweiten Datenstromeingang 744 umfaßt.
Eine Trägerwelle von einem Trägergenerator 64 wird durch eine Multiplikationseinrichtung 746 amplitudenmoduliert, wobei ein Eingangssignal verwendet wird, das über einen
Prozessor 745 von der Eingangseinheit 743 zugeführt wird. Das modulierte Signal wird
dann durch ein Filter 747 auf ein ASK Signal eines z.B. VSB Modus bandmäßig begrenzt,
das dann von einer Ausgangseinheit 748 geliefert wird.
Die Weilenform des ASK Signals nach dem Filtern wird nun untersucht. Fig. 62<a)zeigt
ein Frequenzspektrum des ASK modulierten Signals, bei dem zwei Seitenbänder auf
beiden Seiten des Trägerfrequenzbandes vorgesehen sind. Eines der zwei Seitenbänder wird durch das Filter 477 ausgeschlossen, um ein Signal 747 zu erzeugen, das eine
Trägerkomponente enthält, wie es in Fig. 62 (b)gezeigt ist. Das Signal 749 ist ein VSB
Signal, und wenn das Modulationsfrequenzband fo ist, wird es in einem Frequenzband
von ungefähr fo/2 übertragen. Daher wird die Frequenzausnutzung groß. Unter der Verwendung der Übertragung im VSB Modus kann das ASK Signal von zwei Bit pro
Zeichnen, wie es in Fig. 60 gezeigt ist, somit in dem Frequenzband eine Datenmenge
tragen, die gleich der eines 16 QAM Modus bei vier Bits pro Zeichen ist.
Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers 751, in dem ein durch eine terrestrische
Antenne 32a empfangenes Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 752 zu einem Mischer 753 übertragen wird, wo es mit einem Signal von einem veränderbaren
Oszillator 754, der durch die Kanalauswahrgesteuert wird, zu einem Signal mit einer
niedrigeren mittleren Frequenz gemischt wird. Das Signal von dem Mischer 753 wird
dann von einer Erfassungseinrichtung 755 erfaßt und durch ein Tiefpaßfilter LPF 756 zu
einem Basisbandsignal gefiltert, das zu einer Diskriminator/Rückgewinnungsschaltung
757 übertragen wird. Die Diskriminator/Rückgewinnungsschaltung 757 gibt zwei Datenströme,
einen ersten D1 und einen zweiten D2, von dem Basisbandsignal wieder und
überträgt sie weiter durch einen ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang
Die Übertragung eines Fernsehsignals unter Verwendung eines solchen Senders und
Empfängers wird erläutert. Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders 774,
in dem ein Fernsehsignal hoher Auflösung, z.B. ein Hochauflösungs-Fernsehsignal,
durch eine Eingangseinheit 403 einer Teilerschaltung 404 eines ersten Videocodierers
401 zugeführt wird, wo es in vier Femsehsignalkomponenten hoher/niedriger Frequenz ■
unterteilt wird, die z.B. HlVl, HlVh, HhVl und HHVH bezeichnet sind. Diese Wirkung ist
identisch mit der dritten Ausführungsform, die vorhergehend unter Bezugnahme auf Fig.
30 beschrieben worden ist, und wird mehr im einzelnen erläutert. Die vier getrennten
Fernsehsignale werden jeweils durch einen Komprimierer 405 unter Verwendung einer
bekannten Codiertechnik mit einem DPCMDCT Code veränderbarer Länge codiert, die
üblicherweise verwendet wird, z.B. in MPEG. Übrigens wird der Bewegungsausgleich
des Signals an der Eingangseinheit 403 ausgeführt. Die komprimierten Signale werden
durch einen Summierer 771 zu zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen
D1, D2 summiert. Die Videosignalkomponente niedriger Frequenz oder HLVL Signal ist in
dem ersten Datenstrom D1 enthalten. Die zwei Datenstromsignale Di, D2 werden dann
zu einem ersten 744 und einem zweiten Datenstromeingang 747 einer Sendereinheit
741 übertragen, wo sie amplitudenmoduliert und zu einem ASK Signal vom z.B. VSB
Modus summiert werden, das von einer terrestrischen Antenne für einen Fernsehdienst
ausgestrahlt wird.
Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers für ein solches digitales Fernsehsystem. Ein digitales Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a
empfangen worden ist, wird einem Eingang 752 einer Empfängereinheit 751 in dem Fernsehempfänger 781 zugeführt. Das Signal wird dann zu einer Erfassungs/Demodülationsschaltung
760 übertragen, wo ein erwünschtes Kanalsignal ausgewählt und zu
zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen Di, D2 demoduliert wird, die dann
einem ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang 759 zugeführt werden. Die Wirkung in der Empfängereinheit 751 ist ähnlich zu der vorhergehend beschriebenen
und wird nicht mehr im einzelnen erklärt. Die zwei Datenstrome D1, D2 werden zu einer
Teilereinheit 776 geschickt, in der D1 durch eine Teilereinrichtung 777 in zwei Komponenten
unterteilt wird; eine oder die komprimierte HlV1. wird zu einem ersten Eingang
521 eines zweiten Videodecodierers 422 übertragen, und die andere wird einem Summierer
778 zugeführt, wo sie vor der Übertragung zu einem zweiten Eingang 531 des zweiten Videodecodierers 422 zu D2 summiert wird. Die komprimierte HLVL wird dann
von dem ersten Eingang 521 zu einem ersten Expander 523 geschickt, wo sie zu HLVL
der ursprünglichen Länge expandiert wird, was dann zu einem Videomischer 458 und
einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 übertragen wird. Wenn das eingegebene
Fernsehsignal ein Hochauflösungs-Fernsehsignal ist, stellt HLVL ein NTSC Signal für einen
Breitschirm dar. Wenn das gleiche ein NTSC Signal ist, stellt HLVL ein Videosignal
geringerer Auflösung dar, z.B. MPEG1, als einen NTSC Pegel.
Das eingegebene Fernsehsignal der Ausführungsform ist ein Hochauflösungs-Fernsehsignal,
und HLVL wird ein NTSC Signal für Breitschirm. Wenn das Seitenverhältnis
einer verfügbaren Anzeige 16:9 ist, wird HLVL unmittelbar durch eine Ausgangseinheit
als ein 16:9 Videoausgang 426 geliefert. Wenn die Anzeige ein Seitenverhältnis von 4:3
hat, wird HLVL durch die Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 zu dem Format eines
Briefkastens oder einer Seitentafel verschoben und wird dann als ein Videoausgang
mit einem entsprechenden Format von der Ausgangseinheit 780 geliefert.
Der zweite Datenstrom D2, der von dem zweiten Datenstromausgang 759 dem Summierer
778 zugeführt worden ist, wird mit dem Ausgang der Teilereinrichtung 777 zu einem
Summensignal summiert, das dann dem zweiten Eingang 531 des zweiten Videodecodierers
422 zugeführt wird. Das Summensignal wird weiter zu einer Teilerschaltung 531
übertragen, wo es in drei komprimierte Formate von H1Vh, HhVl und HHVH unterteilt wird.
Die drei komprimierten Signale werden dann einem zweiten 535, einem dritten 536 bzw.
einem vierten Expander 537 zum Umwandeln durch Expansion zu HlVh, HhVl und HhVh
der ursprünglichen Länge zugeführt. Die drei Signale werden mit H|.VL durch den Videomischer
548 zu einem zusammengesetzten Hochauflösungs-Fernsehsignal summiert, das durch einen Ausgang 546 des zweiten Vide.odecodierers der Ausgangseinheit
780 zugeführt wird. Schließlich wird das Hochauflösungs-Fernsehsignal von der Ausgangseinheit
780 als ein Hochauflösungsfernseh-Videosignal 427 geliefert.
Die Ausgangseinheit 780 ist angeordnet, um eine Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom
des zweiten Datenstromausgangs 759 durch eine Fehlerratenbestimmungseinrichtung
782 zu erfassen, und wenn die Fehlerrate hoch ist, wird systematisch HLVL der Videodaten
geringer Auflösung geliefert.
Demgemäß wird das Mehrpegelsignalübertragungssystem für eine Übertragung und einem
Empfang von digitalen Fernsehsignalen machbar. Zum Beispiel können, wenn eine Senderstation für ein Fernsehsignal nahe ist, der erste und der zweite Datenstrom eines
empfangenen Signals erfolgreich wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungsfemseh-Qualitätsbild
zu zeigen. Wenn die Senderstation weit entfernt ist, kann der erste Datenstrom zu einer HLVL wiedergegeben werden, die zu einem Fernsehbild geringer
Auflösung umgewandelt wird. Daher wird irgendein Fernseh Programm in einem weiteren
Bereich empfangen und mit einer Bildqualität im Bereich von einem Hochauflösungsfernsehbis
NTSC Pegel angezeigt.
Fig. 66 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Anordnung des Fernsehempfängers
zeigt. Wie es gezeigt ist, enthält die Empfängereinheit 751 nur einen ersten Datenstromausgang
768, und somit ist die Verarbeitung des zweiten Datenstroms oder von
Hochauflösungsfernsehdaten nicht nötig, so daß die Gesamtkonstruktion minimiert werden
kann. Es ist eine gute Idee, den ersten Videodecodierer421, der in Fig. 31 gezeigt
ist, als einen Videodecdierer des Empfängers zu haben. Demgemäß wird ein Bild mit
NTSC Pegel wiedergegeben. Der Empfänger wird mit viel geringeren Kosten hergestellt,
da er nicht die Fähigkeit hat, irgendein Signal mit Hochauflösungsfemsehpegel zu
empfangen, und wird stark vom Markt akzeptiert. Kurz gesagt kann der Empfänger als
ein angepaßter Tuner zum Empfang eines digitalen Fernsehsignals verwendet werden,
ohne eine Abänderung bei dem bestehenden Fernsehsystem einschließlich einer Anzeige
zu verlangen.
Der Fernsehempfänger 781 kann eine weitere Ausgestaltung haben, die in Fig. 67 gezeigt
ist und als ein Satellitenfernsehempfänger zur Demodulation von PSK Signalen und ein terrestrischer Fernsehempfänger zur Demodulation von ASK Signalen dient. Im
Einsatz wird ein PSK Signal, das von einer Satellitenantenne 32 empfangen wird, durch
einen Mischer 786 mit einem Signal von einem Oszillator 787 zu einem Signal niedriger
Frequenz gemischt, das dann durch eine Eingangseinheit 34 einem Mischer 753 zugeführt
wird, der ähnlich dem in Fig. 63 gezeigten ist. Das Signal niederer Frequenz des
PSK oder QAM Modus in einem gegebenen Kanal des Fernsehsatellitensystems wird zu
einem Modulator 35 übertragen, wo zwei Datenströme Q1 und D2 von dem Signal wiedergegeben
werden. Di und D2 werden durch eine Teilereinrichtung 788 zu einem
zweiten Videodecodierer 422 geschickt, wo sie in ein Videosignal umgewandelt werden,
das dann von einer Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Auch wird ein digitales oder
analoges, terrestrisches Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a
empfangen worden ist, durch eine Eingangseinheit 752 dem Mischer 753 zugeführt, wo
ein erwünschter Kanal in der gleichen Weise ausgewählt wird, wie es in Fig. 63 beschrieben
worden ist, und als ein Basisbandsignal niedriger Frequenz erfaßt wird. Das
Signal analoger Form wird direkt zur Demodulation zu dem Demodulator 35 geschickt.
Das Signal digitaler Form wird dann einer Diskriminator/Wiedergabeschaltung 757 zugeführt,
wo zwei Datenströme D1 und D2 von dem Signal wiedergegeben werden. D1 und
D2 werden durch den zweiten Videodecodierer 422 in ein Videosignal umgewandelt, das
dann weiter geliefert wird. Ein analoges Fernsehsatellitensignal wird zu einem Videodemodulator
788 übertragen, wo es zu einem analogen-Videosignal AM-demoduliert wird,
das dann von der Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Es versteht sich, daß der Mischer
753 des Fernsehempfänger 781, der in Fig. 67 gezeigt ist, kompatibel zwischen zwei
Fernsehdiensten, einem Satelliten- und einem terrestrischen Dienst, ausgebildet ist.
Auch kann eine Empfängerschaltung, die eine Erfassungseinrichtung 755 und ein Tiefpaßfilter
TPF 756 zur AM-Demodulation eines analogen Signals einschließt, kompatibel
mit einem digitalen ASK Signal des terrestrische Femseh Dienstes verwendet werden.
Der Hauptteil, der in Fig. 67 gezeigten Ausgestaltung ist zur kompatiblen Verwendung
ausgestaltet, so daß die Schaltungskonstruktion minimiert wird.
Gemäß der Ausführungsform wird ein 4-Pegel ASK Signal in zwei Pegelkomponenten,
D1 und D2, zur Ausführung einer Mehrpegelsignalübertragung im ein-Bit Modus unterteil.
Wenn ein 8-Pegel ASK Signal verwendet wird, wie es in Fig. 68 gezeigt ist, kann es in
einer ein-Bit Modus drei-Pegelanordnung D1, D2 und D3 übertragen werden. Wie es in
Fig. 68 gezeigt ist, ist D1 acht Signalpunkten 721a, 721b, 722a, 722b, 723a, 723b, 724a,
724b zugeordnet, wobei jedes Paar ein zwei-Bit Muster darstellt, D2 wird vier kleinen Signalpunktgruppen
721, 722, 723, 724 geordnet, wobei jeweils zwei Gruppen ein zwei-Muster
darstellen, und D3 wird zwei großen Signalpunktgruppen 725 und 726 zugeordnet,
die ein zwei-Bit Muster darstellen. Insbesondere ist dies einer Form äquivalent, bei
der jeder der vier Signalpunkte 721, 722, 723, 724, die in Fig. 57 gezeigt sind, in zwei
Komponenten unterteilt ist, so daß Daten mit drei unterschiedlichen Pegeln erzeugt
werden.
Die drei-Pegel Signalübertragung ist identisch mit der bei der dritten Ausführungsform
beschriebenen und wird nicht im einzelnen weiter erklärt.
Insbesondere wird die Anordnung des Videocodierers 401 der dritten Aüsführungsform,
die in Fig. 30 gezeigt ist, durch eine Abänderungen ersetzt, deren Blockdiagramm Fig.
69«ist. die Arbeitsweise der abgeänderten Anordnung ist ähnlich unc wird nicht mehr im
einzelnen beschrieben. Zwei Videosignalteilerschaltungen 404 und 404a, die Unterbandfilter
sein können, sind vorgesehen, und bilden eine Teilereinheit 794. Die Teilereinheit
794 kann auch einfacher ausgebildet sein, wie es in dem .Blockdiagramm der Fig.
70 gezeigt ist, in dem ein Signal durch eine einzige Teilerschaltung zweimal in einem
Zeitteilungsmodus hindurchgeht. Genauer gesagt wird ein Videosignal von z.B. Hochauflösungsfernsehen
oder Super-Hochauflösungsfernsehen von de;- Eingangseinheit
402 in bezug auf die Zeitbasis durch einen Zeitbasiskomprimierer 795 komprimiert und
der Teilerschaltung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten HHVW-H, HHVL-H und
HlVn-H bei einem ersten Zyklus geteilt wird. Zu dieser Zeit bleiben vier Schalter 765,
765a, 765b, 765c in die Position 1 geschaltet, so daß HHVH-H HHVL-H und HLVH-H zu
einer Komprimierschaltung 405 übertragen werden. Währenddessen wird HiV1-H durch
den Anschluß 1 des Schalters 765c zu dem Zeitbasiskomprimierer 795 rückgeführt. Bei
einem zweiten Zyklus werden die vier Schalter 765, 765a, 765b, 767c in die Position 2
geschaltet, und alle vier Komponenten der Teilerschaltung 404 werden gleichzeitig zu
der Komprimierschaltung 405 übertragen. Demgemäß kann die Teilereinheit 794 der
Fig. 70, die zur Zeitteilungsverarbeitung eines Eingangssignals austgestaltet ist, in einer
einfacheren Teilerschaltungsform konstruiert werden.
Auf der Empfängerseite wird ein solcher Videodecodierer, wie er bei der dritten Ausführungsform
beschrieben und in Fig. 30 gezeigt ist, zur drei-Pegel-Übertragung eines Videosignals
benötigt. Insbesondere ist ein dritter Videodecodierer 423 vorgesehen, der zwei Mischer 556 und 556a unterschiedlicher Verarbeitungsfähigkeit enthält, wie esin
dem Blockdiagramm der Fig. 71 gezeigt ist.
S3
Auch kann der dritte Videodecodierer 423 abgeändert werden, indem die gleiche Wirkung
mit einem einzelnen Mischer 556 ausgeführt wird, wie es in Fig. 72 gezeigt ist. Zum
ersten Zeitpunkt bleiben fünf Schalter 765,765a, 765b, 765c, 765d in die Position 1 geschaltet.
Daher werden HLVL) HlVh, H1Vh und HHVH von einem ersten 522, einem zweiten
522a, einem dritten 522b und einem vierten Expander 522c durch ihre entsprechende
Schalter dem Mischer 556 zugeführt, wo sie zu einem einzigen Videosignal gemischt
werden. Das Videosignal, das HlVl-H eines eingegebenen Hochauflösungsvideosignals
darstellt, wird dann zurück durch den Anschluß 1 des Schalter 765d zu dem Anschluß 2 des Schalter 765c geführt. Zum zweiten Zeitpunkt werden die vier Schalter
765, 765a, 765b 765c in die Position 2 geschaltet. Somit werden HhVh-H, HhVl-H, HlVh-H
und HlVl-H zu dem Mischer 556 übertragen, wo sie zu einem einzelnen Videosignal gemischt werden, das dann über den Anschluß 2 des Schalter 765d zu der Ausgangseinheit
554 zur weiteren Zulieferung geschickt wird.
Auf diese Weise der Zeitteilungsverarbeitung eines drei-Pegelsignals können zwei Mischer
durch einen Mischer ersetzt werden:
Insbesondere werden vier Komponenten HLVL, HlVh, HhVl, HhVh zugeführt, um zum ersten
Zeitpunkt HlVl-H zu erzeugen. Dann werden HLVH-H; HHVL-H und HhVh-H zum
zweiten Zeitpunkt, gegenüber dem ersten Zeitpunkt verzögert, zugeführt und mit HLVL-L
zu einem Solivideosignal gemischt. Es ist somit wesentlich, die zwei Wirkungen in einem
Zeitintervall auszuführen.
Wenn die vier Komponenten einander überlappt werden oder in einer variablen Folge
zugeführt werden, müssen sie in bezug auf die Zeitbasis auf eine gegebene Folge unter
Verwendung von Speichern eingestellt werden, die ihre entsprechenden Schaltern 765,
, 765a, 765b, 765c begleiten. In der vorstehenden Weise wird ein Signal von dem Sender
zu zwei unterschiedlichen Synchronisierperioden gesendet, wie es in Fig. 73 gezeigt ist,
so daß keine Zeitbasissteuerschaltung in dem Empfänger benötigt wird, der somit kompakter
ausgestaltet wird,
Wie es in Fig. 73 gezeigt wird, ist Di der erste Datenstrom eines Sendersignals und
HlVl, HlVh, HhVl und HHVH werden auf dem Di Kanal bei der Periode des ersten Zeitpunkts
übertragen. Dann werden bei der Periode des zweiten Zeitpunkts HLVH-H, HhVl-
* *» ·ι ·i
ti
BH
H und HhVh-H auf dem D2 Kanal übertragen. Wenn das Signal mit einer Zeitteilungsfolge
übertragen wird, kann der Codierer in dem Empfänger einfacher ausgebildet werden.
Die Technik, die Anzahl der Expander in dem Decodierer zu verringern, wird nun erklärt.
Fig. 74-b zeigt eine Zeitbasiszuordnung von vier. Datenkomponenten 810, 810a, 810b,
810c eines Signals. Wenn andere vier Datenkomponenten 811, 811a, 811b, 811c zwischen
die vier Datenkomponenten 811, 811a, 811b, 811c jeweils eingeführt werden,
können letztere in Zeitintervallen übertragen werden. Beim Einsatz erhält der zweite Videodecodierer
422, der in Fig. 74-a gezeigt ist, die vier Komponenten des ersten Datenstroms Di an einem ersten Eingang 521 und überführt sie nacheinander durch einen
Schalter 812 zu einem Expander 503. Insbesondere wird die zuerst zugeführte Komponente
810 während des Zuführens der Komponente 811 expandiert, und nach Abschluß
der Verarbeitung der Komponente 812 wird die nachfolgende Komponente 810a zugeführt.
Daher kann der Expander 503 eine Reihe von Komponenten in Zeitintervallen durch die gleiche Zeitteilungsart wie die des Mischers verarbeiten, so daß die gleichzeitige
Wirkung einer Anzahl von Expandern ersetzt wird.
Fig. 75 ist eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten eines Hochauflösungs-Ferhsehsignals,
in dem HLVL(1) eine NTSC Komponente des Signals des ersten Kanals
für ein Femseh Programm einem Datenbereich'821 des D1 Signals zugeteilt ist. Auch
sind HLVH, HHVL und HHVHi die zusätzliche Hochauflösungsfernseh-Komponenten des
Signals des ersten Kanals tragen, jeweils drei Bereichen 821a, 821b., 821c des D2 Signals
zugeteilt. Es gibt weitere Datenkomponenten 822, 822a, 822b, 822c zwischen den
Datenkomponenten des Signals des ersten Kanals, die somit mit einer Expanderschaltung
während der Übertragung der anderen Daten expandiert werden können. Daher
werden alle Datenkomponenten eines Signals eines Kanals durch einen einzigen Expander
verarbeitet, der bei einer höheren Geschwindigkeit arbeiten kann.
Ähnliche Wirkungen werden durch Zuordnung der Datenkomponenten zu anderen Bereichen
821, 821a, 821b, 821c sichergestellt, wie es in Fig. 76 gezeigt ist. Dies wird
wirksamer bei der Überträgung und beim Empfang eines üblichen QPSK oder ASK Signals,
das keine unterschiedlichen, digitalen Pegel hat.
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• '4'
Fig. 77 zeigt eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten während der physikalischen
zwei-Pegel-Übertragung von Daten mit drei unterschiedlichen Signalpegeln: z.B.
NTSC1 Hochauflösungsfernsehen und Super-Hochauflösungsfernsehen oder NTSC mit
geringer Auflösung, NTSC mit Standardauflösung und Hochauflösungsfemsehen. Zum
Beispiel wird zur Übertragung von drei Datenkomponenten von NTSC mit geringer Auflösung,
von Standard-NTSC und Hochauflösungsfemsehen das NTSC geringer Auflösung
oder HLVL dem Datenbereich 821 des Di Signals zugeteilt. Auch werden HlVh,
HhVl und HhVh der NTSC Standardkomponente jeweils drei Bereichen 821a, 821b,
821c zugeteilt. HLVH-H, HhVl-H und HHVH-H der Hochauflösungsfernseh-Komponente
werden jeweils den Bereichen 823 823a und 823b zugeteilt.
Die vorstehende Zuordnung ist mit einer solchen logischen Pegelanordnung auf der
Grundlage einer Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit verbunden, wie sie in
der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Insbesondere wird HLVL auf dem
Di-i Kanal des Di Signals getragen. Der Dm Kanal hat eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit
als der D^2 Kanal, wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden
ist. Der Di-i Kanal hat eine größere Redundanz aber eine niedrigere; Fehlerrate als der
Dl2 Kanal, und die Daten 821 könnentbei einer geringeren S/N Rate als die der anderen
Daten 821a, 821b, 821c wiedergegeben werden. Insbesondere wird eine NTSC
Komponente niedriger Auflösung an einer weit entfernten Stelle von der Senderantenhe
oder in einem signalabschwächenden oder Schattenbereich, z.B. in dem inneren eines
Fahrzeugs, wiedergegeben. Im Hinblick auf die Fehlerrate wird die Date 821 des D1.,.
Kanals weniger durch die Signalstörung als die anderen Daten 821a, 821b, 821c des
D-i-2 Kanals beeinflußt, während sie spezifisch unterschieden wird und auf einem unterschiedlichen,
logischen Pegel bleibt, wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Während D1 und D2 in zwei physikalische unterschiedliche Pegel aufgeteilt
werden, sind die Pegel, die durch Unterscheidung der Entfernung zwischen Fehlerkorrekturcoden
bestimmt werden, unterschiedlich in dem logischen Pegel angeordnet.
Die Demodulation von D2 Daten verlangt eine höhere S/N Rate als die für D1 Daten.
Beim Betrieb kann ein HLVL oder NTSC Signal niedriger Auflösung wenigstens in einem
fernliegenden oder schlechten S/N Versorgungsbereich wiedergegeben werden. HlVn,
HnVl und HHVH können zusätzlich in einem Bereich mit niedrigerem S/N wiedergegeben
werden. Dann können in einem Bereich mit hohem S/N HLVH-H, HHVL-H und HHVH-H
Komponenten auch wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungs-Fernsehsignal zu
erzeugen. Demgemäß können Fernsehsignale mit drei unterschiedlichen Pegeln wiedergegeben
werden. Dies Verfahren ermöglicht, daß das Signalempfangsbereich, der in
Fig. 53 gezeigt ist, von einem doppelten Bereich zu einem dreifachen Bereich vergrößert
wird, wie es in Fig. 90 gezeigt ist, so daß eine größere Möglichkeit sichergestellt
wird, sich an Fernseh Programmen zu erfreuen.
Fig. 78 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers, der für die Zeitbasiszuordnurag
von Daten ausgebildet ist, die in Fig. 77 gezeigt sind, und der ähnlich dem in Fig.
72 gezeigten mit der Ausnahme ist, daß der dritte Eingang 551 für das D3 Signal fortgelassen
ist und die in Fig. 74-a gezeigte Ausbildung hinzugefügt ist.
Beim Betrieb werden das Di und D2 Signal durch die Eingangseinheiten 521, 530 jeweils
einem Schalter 812 bei dem ersten Zeitpunkt zugeführt. Da ihre Komponenten, die
HLVL einschließen, zeitgeteilt sind, werden sie in einer Folge durch den Schalter 812 zu
einem Expander 503 übertragen. Diese Folge wird nun unter Bezugnahme auf die Zeitbasiszuordnung
der Fig. 77 erklärt. Eine komprimierte Form von HlVl des ersten Kanals
wird zuerst dem Expander 503 zugeführt, wo es expandiert wird. Dann werden HLVH,
HHVL und HhVh expandiert. Alle vier expandierten Komponenten werden durch einen
Schalter 812a zu einem Mischer 556 geschickt, wo sie gemischt werden, um HLVL-H zu
erzeugen. HlVl-H wird dann von dem Anschluß 1 eines Schalter 765a durch den Eingang
2 eines Schalters 765 zu dem HLVL Eingang des Mischers 556 zurückgeführt.
Beim zweiten Zeitpunkt werden HLVH-H, HHVL-H und HHVH des D2 Signals, das in Fig.
gezeigt ist, dem Expander 503 zugeführt, wo sie expandiert werden, bevor sie durch
den Schalter 821a zu dem Mischer 556 übertragen werden. Sie werden durch den Mischer
556 zu einem Hochauflösungs-Fernsehsignal gemischt, das durch den Anschluß 2.des Schalters 765a der Ausgangseinheit 521 zur weiteren Weitergabe zugeführt wird.
Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten Übertragung, die in Fig. 77 gezeigt ist,
trägt zu der einfachsten Ausgestaltung des Expanders und des Mischers bei. Obgleich
Fig. 77 zwei, Di und Dj1 Signalpegel zeigt, ist eine vier-Pegel-Übertragung eines Fernsehsignals
machbar, wobei die Hinzufügung eines D3 Signals und Hochauflösungs-Fernsehsignals
von Superauflösung verwendet wird.
Fig. 79 stellt eine Zeitbasiszuordnung von D.atenkomponenten eines Fernsehsignals mit
physikalischem drei-Pegel Di, D2, D3 dar, in dem Datenkomponenten desselben Kanals
so angeordnet sind, daß sie einander mit der Zeit nicht überlappen. Fig. 80 ist ein
Blockdiagramm eines abgeänderten Videodecodierers 423 ähnlich der Fig. 78, bei dem
ein dritter Eingang 521a hinzugefügt ist. Die Zeitbasiszuordnung der Datenkomponenten,
die in Fig. 79 gezeigt sind, trägt auch zu der einfachen Konstruktion des Decodierers
bei.
Die Arbeitsweise des abgeänderten Decodierers 423 ist nahezu identisch mit der des in
Fig. 78 gezeigten und ist mit der Zeitbasiszuordnung verbunden, die in Fig. 77 gezeigt
ist, und wird nicht mehr erklärt. Es ist auch möglich, Datenkomponenten auf dem D1 Signal
zu multiplexer wie es in Fig. 81 gezeigt ist. Jedoch werden die zwei Daten 821 und
822 bei der Fehlerkorrekturfähigkeit stärker als die anderen Datenkomponenten 821a,
812b, 812c vergrößert, so daß sie auf einem höheren Signalpegel bleiben. Insbesondere
wird die Datenzuordnung zur Übertragung auf einem physikalischen Pegel, aber einer
Beziehung von zwei logischen Pegeln, gemacht. Auch wird jede Daterikomponente des zweiten Kanals zwischen zwei benachbarten Datenkomponenten des ersten Kanals
eingeführt, so daß eine serielle Verarbeitung auf der Empfängerseite ausgeführt werden
kann, und die gleichen Wirkungen wie die der Zeitbasiszuordnung, die in Fig. 79 gezeigt
ist, werden somit erhalten.
Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Fig. 81 gezeigt sind, basiert auf
dem logischen Pegelmodus und kann auch bei dem physikalischen Pegelmodus ausgeführt
werden, wenn die Bit-Übertragungsrate der zwei Datenkomponenten 821 und 822 auf 1/2 oder 1/3 gesenkt wird, um dadurch die Fehlerrate zu verringern. Die physikalische
Pegelanordnung besteht aus drei unterschiedlichen Pegeln.
Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines anderen abgeändertenVideodecodierers 423 zum
Decodieren des Di Signals, das zeitbasismäßig angeordnet ist, wie es in Fig. 81 gezeigt
ist, was eine einfachere Konstruktion als die in Fig. 80 gezeigte ist. Seine Arbeitsweise
ist identisch mit der des Decodierers, der in Fig. 80 gezeigt ist, und wird nicht mehr erklärt.
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Es versteht sich, daß die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Fig. 81 gezeigt
ist, auch zu der einfachen Ausgestaltung des Expanders und Mischers beiträgt.
Auch werden vier Datenkomponenten des Di Signals bei entsprechenden Zeitscheiben
einem Mischer 556 zugeführt. Daher kann die Schaltungsausbildung des Mischers 556
öder eine Mehrzahl von Schaltungsblöcken, wie sie in dem Videomischer 548 der Fig.
32 vorgesehen ist, zum Ändern der Verbindung dazwischen entsprechend jeder Datenkomponente
angeordnet werden, so daß sie bei der Zeitteilungswirkung kompatibel werden, und somit die Schaltungskonstruktion minimiert wird.
. Demgemäß kann der Empfänger in der Gesamtkonstruktion minimiert werden.
Es versteht sich, daß die fünfte Ausführungsform nicht auf die ASK Modulation beschränkt
ist und die anderen Verfahren, einschließlich PSK und QAM Modulation, wie
sie bei der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform beschrieben worden sind, mit
gleichem Erfolg verwendet werden können.
Auch kommt die FSK Modulation bei jeder der Ausführungsformen in Frage. Zum Beispiel
werden die Signalpunkte eines FSK Signals mit mehreren Pegeln, das aus vier
Frequenzkomponenten ft, f2, f3, f4 besteht, in Gruppen unterteilt, wie es in Fig. 58 gezeigt
ist, und wenn die Strecke zwischen irgendwelchen zwei Gruppen voneinander zur
leichten Unterscheidung beabstandet ist, kann die Mehrpegelübertragung des FSK Signals
ausgeführt werden, wie es in Fig. 83 dargestellt ist.
Insbesondere wird angenommen, daß die Frequenzgruppe 841 mit f1 und f2 D1=O zugeordnet
ist und die Gruppe 842 mit f3 und f4 Dt=1 zugeordnet ist. Wenn f1 und f3 0 bei
D2 darstellen undf2 undf4 1 bei D2 darstellen, wird einezwei-Bit Datenübertragung, ein
Bit bei Di oder D2, möglich, wie es in Fig. 83 gezeigt ist. Wenn die S/N Rate hoch ist,
wird eine Kombination von Di=O und D2=I bei t=t3 rekonstruiert und eine Kombination
von Di=1 und D2=O bei t=t4. Wenn die S/N Rate niedrig ist, wird nur Di=O bei t=t3 und
Di=1 bei t=t4 wiedergegeben. Auf diese Weise kann das FSK Signal in der Mehrpegelanordnung
übertragen werden. Diese FSK Signalübertragung mit Mehrfachzustand ist auf die jeweilige dritte, vierte und fünfte Ausführungsform anwendbar.
Die fünfte Ausführungsform kann auch in der Form einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung.
ausgeführt werden, wovon ein Blockdiagramm in Fig. 84 gezeigt ist, weil die ASK Modus Arbeitsweise für einen magnetischen Aufzeichnungsund
Wiedergabebetrieb geeignet ist.
Eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist auf eine magnetische Aufzeichnungs-
und Wiedergabevorrichtung anwendbar. Obwohl die oben beschriebene fünfte
Ausführungsform die vorliegende Erfindung auf ein Mehrpegelaufzeichnungs-ASK-Datenübertragungssystem
anwendet, ist es auch in gleicherweise machbar, diese Erfindung
in einer magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung eines Mehrpegel-ASK-Aufzeichnungssystems
zu übernehmen. Eine Mehrpegelmagnetaufzeichnung kann durch Eingliederung des C-CDM-Systems der vorliegenden Erfindung in PSK1 FSK, QAM
sowie ASK realisiert werden,
Zuallererst wird das Verfahren zur Realisierung einer Mehrpegelaufzeichnung in einer
16QAM oder 32QAM-Magnetaufzeichnungs-Wiedergabevorrichtung unter Bezugnahme auf
das C-CDM-System der vorliegenden Erfindung erläutert. Fig. 84 ist ein Schaltungsblockdiagramm,
das ein QAM-System zeigt, das einen C-CDM-Modulator beinhaltet. Im Folgenden
wird ein QAM-System, das durch den C-CDM-Modulator gemultiplext wird, als SRQAM bezeichnet.
Wie es in Fig. 84 gezeigt ist, wird ein Eingangsvideosignal, z.B. ein HDTV Signal, zu einer
magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung 851 unterteilt und durch einen Video^·
kodierer 401 in ein Bandsignal niedriger Frequenz durch einen ersten Videokodierer 40T(a)
bzw. ein Bandsignal hoher Frequenz durch einen zweiten Videokodierer 401(b)
komprimiert. Dann wird eine Bandkomponente niederer Frequenz, z.B. HLVL, des Videosignals
einer ersten Datenstromeingangs 743 einer Eingangseinheit 742 zugeführt,
und eine Bandkomponete hoher Frequenz, die HHVH einschließt, wird einem zweiten
Datenstromeingang 744 davon zugeführt. Die zwei Komponenten werden des weiteren zu einem Modulator 749 einer Modulator/Demodulatoreinheit 852 übertragen.
Der erste Datenstromeingang 743 fügt dem Signal im niedrigen Frequenzband einen Fehlerkorrekturcode
in einem ECC 743a hinzu. Andererseits ist der zweite Datenstrom, der dem
zweiten Datenstromeingang 744 zugeführt wird, 2 Bit im Falle von 16 SRQAM, 3 Bit im Falle
von 36 SRQAM und 4 Bit im Falle von 64 SRQAM. Nachdem ein Fehlerkorrekturcode in einem
ECC 744a codiert wurde, wird dieses Signal an einen Trellis-Kodierer 744b geliefert, in
dem ein Trellis-Kodiertes Signal erzeugt wird, das ein Verhältnis 1/2 im Falle von 16
SRQAM, 2/3 im Falle von 32 SRQAM und 3/4 im Falle von 64 SRQAM hat. Ein 64 SRQAM-Signal
hat beispielsweise einen ersten Datenstrom von 2 Bit und einen zweiten Datenstrom
von 4 Bit. Ein Trellis-Kodierer von Fig. 128 erlaubt, dass dieses 64 SRQAM-Signal eine Trellis-Kodierung
des Verhältnisses 3/4 durchführt, wobei 3-Bit-Daten in 4-EJit-Daten konvertiert
werden. Dadurch erhöht sich die Redundanz und die Datenrate verringert sich, während sich
die Fehlerkorrekturmöglichkeit erhöht. Dies resultiert in einer Verringerung der Fehlerrate bei
derselben Datenrate. Demgemäß wird sich der Umfang an übertragbarer Information des
Aufzeichnungs-A/Viedergabesystems oder des Übertragungssystems wesentlich erhöhen.
Es ist jedoch möglich, den ersten Datenstromeingang 743 zu bilden, um einen Trellis-Kodierer
auszuschließen, wie in Fig. 84 dieser sechsten Ausführungsform gezeigt ist, da der
erste Oatenstrom inhärent eine niedrige Fehlerrate aufweist. Angesichts einer Vereinfachung
der Schaltungskonfiguration wird dies vorteilhaft sein. Der zweite Datenstrom weist jedoch
eine enge Inter-Code-Distanz, verglichen mit dem ersten Datenstrom, auf und hat deshalb
eine schlechtere Fehlerrate. Die Trellis-Kodierung des zweiten Datenstroms verbessert solch
eine schlechtere Datenrate. Es besteht kein Zweifel daran, dass eine Gesamtschaltungskonfiguration
einfacher wird, wenn die Trellis-Kodierung des ersten Datenstroms beseitigt ist.
Eine Operation zur Modulation ist beinahe identisch zu der des Senders der fünften Ausführungsform,
die in Fig. 64 gezeigt ist, und wird nicht weiter erläutert. Ein moduliertes Signal
des Modulators 749 wird einer Aufzeichnungs-A/Vidergabeschaltung 853 zugeführt, in der es
durch einen Gittervorspannungsgenerator 856 AC-vorgespannt und durch einen Verstärker
857a verstärkt wird. Danach wird das Signal einem Magnetkopf 854 zur Aufzeichnung auf
einem Magnetband 855 zugeführt.
Ein Format des Aufzeichnungssignals ist in einer Aufzeichnungssignalfrequenzzuweisung
von Fig. 113 gezeigt. Ein Hauptsignal 859, z.B. SRQAM, mit einem Träger der Frequenz fc
zeichnet Informationen auf, und gleichzeitig ist auch ein Pilotsignal fp 859a mit einer Frequenz
2fc aufgezeichnet. Verzerrungen in der Aufzeichnungsoperation werden verringert, da
ein Vorspannungssignal 859b mit einer Frequenz fBlAS eine AC-Vorspannung zur Magnetaufzeichnung
hinzufügt. Zwei der Dreipegelsignale, die in Fig. 113 gezeigt sind, werden in
mehrfachen Zuständen aufgezeichnet. Um diese aufgezeichneten Signale zu reproduzieren,
sind zwei Schwellen Th-1-2, Th-2 vorgegeben. Ein Signal 858 wird beide der zwei Pegel reproduzieren,
während ein Signal 859c nur DrDaten reproduzieren wird, abhängig von dem
S/N-Pegel der Aufzeichnung/Wiedergabe.
Ein Hauptsignal des 16 SRQAM wird eine Signalpunktzuordnung aufweisen, wie sie in Spur
10 gezeigt ist. Weiterhin wird ein Hauptsignal von 36 SRQAM eine Signalpunktzuordnung
aufweisen, wie sie in Fig. 100 gezeigt ist. Bei der Reproduktion dieses Signals werden das
Hauptsignal 859 und das Pilotsignal 859a durch den Magnetkopf 854 reproduziert und durch
einen Verstärker 857b verstärkt. Ein Ausgangssignal des Verstärkers 857b wird einer Trägerreproduktionsschaltung
858 zugeführt, in der ein Filter 858h die Frequenz des Pilotsignals
fp, das eine Frequenz 2fO aufweist, abtrennt, und ein ^-Frequenzteiler 858b reproduziert
eine Trägerfrequenz fO, um es an einen Demodulator 760 zu übertragen. Dieser reproduzierte
Träger wird benutzt, um das Hauptsignal in dem Demodulator 760 zu demodulieren. Vorausgesetzt,
dass ein Magnetaufzeichnungsband 855, z.B. ein HDTV-Band, eine hohe S/N-Rate aufweist, sind 16 Signalpunkte unterscheidbar, und so werden sowohl D-i als auch D2 in
dem Demodulator 760 demoduliert. Anschließend reproduziert ein Videodekodierer 402 all
diese Signale. Ein HDTV VCR kann ein Fernsehsignal mit hoher Bitrate, wie etwa ein
15Mbps HDTV-Signal, reproduzieren. Je niedriger die S/N-Rate ist, desto geringer sind die
Kosten eines Videobandes. Bis jetzt ist ein VHS im Markt mehr als 10dB in der S/N-Rate
minderwertiger als ein die volle Skala ausnutzendes Übertragungsband. Wenn ein Videoband
855 eine niedrige S/N-Rate aufweist, wird es nicht in der Lage sein, all die 16 oder 32
mit Werten versehenen Signalpunkte zu unterscheiden. Deshalb kann der erste Datenstrom
D1 reproduziert werden, während ein 2-Bit, 3-Bit oder 4-Bit Datenstrom des zweiten Datenstroms
D2 nicht reproduziert werden kann. Nur ein 2-Bit-Datenstrom des ersten Datenstroms
wird reproduziert. Wenn ein Zweipegel-HDTV-Videosignal aufgezeichnet und reproduziert
wird, kann ein Band mit niedrigem S/N, das eine ungenügende Fähigkeit zur Reproduktion
eines Videosignals mit hohem Frequenzband aufweist, nur ein Videosignal mit niedrigem
Frequenzband des ersten Datenstroms mit geringer Rate ausgeben, speziell z.B. ein 7Mbps
breites NTSC Fernsehsignal.
Wie in einem Blockdiagramm der Fig. 114 gezeigt ist, können der zweite Datenstromausgang
759, der zweite Datenstromeingang 744 und der zweite Videodekodierer 402a ausgeschlossen
werden, um Kunden einen Aspekt von Produkten niedrigeren Grades zu beschaffen.
In diesem Fall wird eine Aufzeichnungs-ZWiedergabevorrichtung 851, die einer niedrigen
Bit-Rate gewidmet ist, einen Modulator, wie etwa einen modifizierten QPSK, einschließen,
der nur den ersten Datenstrom moduliert und demoduliert. Diese Vorrichtung erlaubt nur die
Aufzeichnung und die Reproduktion des ersten Datenstroms. Speziell kann ein Videosignal
mit breitem NTSC-Grad aufgezeichnet und reproduziert werden.
Oben beschriebenes Videoband 855 mit hoher S/N-Rate, das in der Lage ist, ein Signal mit
hoher Bit-Rate aufzuzeichnen, z.B. ein HDTV-Signal, wird die Benutzung in solch einer
Magnetaufzeichnungs-A/Viedergabevorrichtung, die einer Bit-Rate gewidmet ist, ermöglichen,
wird aber nur den ersten Datenstrom D1 reproduzieren. D.h., das breite NTSC-Signal wird
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ausgegeben, während der zweite Datenstrom nicht reproduziert wird. In anderen Worten
kann eine Aufzeichnungs-M/iedergabevorrichtung, die eine komplizierte Konfiguration aufweist,
ein HDTV-Signal reproduzieren, und die andere Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung,
die eine einfache Konfiguration aufweist, kann ein breites NTSC-■
Signal reproduzieren, wenn ein vorgegebenes Videoband 855 dasselbe Mehrpegel-HDTV-Signal
einschließt. Demgemäß werden im Falle von Zweipegel-Mehrfachzuständen vier
Kombinationen mit perfekter Kompatibilität zwischen zwei Bändern, die unterschiedliche S/N-Raten
und zwei Aufzeichnungs-ZWiedergabevorrichtungen mit unterschiedlichen Aufzeichnungs-/Wiedergabedatenraten
realisiert. Dies wird einen bemerkenswerten Effekt mit sich
bringen. In diesem Fall wird eine NTSC gewidmete Vorrichtung verglichen mit einer HDTV
gewidmeten Vorrichtung einfach in ihrer Konstruktion sein. Im Einzelnen wird eine Schaltskala
des EDTV-Dekodierers 1/6 der Schaltskala eines HDTV-Dekodierers; betragen. Deshalb
kann eine Vorrichtung mit niedriger Funktion mit ziemlich geringen Kosten realisiert werden.
Die Realisierung von zwei Typen von Aufzeichnungs-M/iedergabevorrichtungen, HDTV und
EDTV, mit unterschiedlicher Aufzeichnungs-/Reproduktionsfähigkeit der Bildqualität wird
Produkte verschiedenen Typs schaffen, die in einem breiten Preisbereich liegen. Die Benutzer können ein Band unter einer Vielzahl von Bändern frei auswählen, von einem teuren
Band mit hoher S/N-Rate bis zu einem billigeren Band mit niedriger S/N-Rate, je nachdem,
wie die Gelegenheit es erfordert, um eine erforderliche Bildqualität zu erfüllen. Es wird nicht
nur die Erhaltung einer perfekten Kompatibilität, sondern auch das Erreichen einer erweiterbaren Fähigkeit erzielt, und weitere Kompatibilität mit einem zukünftigen System wird sichergestellt.
Folglich wird es möglich sein, langanhaltende Standards für Aufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtungen
aufzustellen. Andere Aufzeichnungsverfahren werden auf dieselbe Weise benutzt werden. Beispielsweise wird eine Mehrpegelaufzeichnung durch Benutzung einer Phasenmodulation, wie sie in der ersten und dritten Ausführungsform erläutert
wurde, realisiert werden. Eine Aufzeichnung unter Benutzung von ASK, wie sie in der fünften
Ausführungsform erläutert wurde, wird auch möglich sein. Ein Vielfachzustand wird realisiert
werden durch Umwandlung der derzeitigen Aufzeichnung von Zweipegel zu Vierpegel und
durch Aufteilung in zwei Gruppen, wie in den Fig. 59 (c) und 59 (d) gezeigt ist.
Ein Schaltungsblockdiagramm für ASK ist identisch zu dem in Fig. 84 offenbarten. Neben
bereits beschriebenen Ausführungsformen wird auch eine Mehrpegelaufzeichnung durch
Benutzung mehrfacher Spuren auf einem Magnetband realisiert werden. Ferner wird eine
theoretische Mehrpegelaufzeichnung durch Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit
derart, dass entsprechende Daten unterschieden werden, durchführbar.
Kompatibilität mit zukünftigen Standards wird unten beschrieben werden. Das Aufstellen von
Standards für Aufzeichnungs-M/iedergabevorrichtungen wie ein VCR wird normalerweise
unter Berücksichtigung des in der Praxis verfügbaren Bandes mit der höchsten S/N-Rate
durchgeführt. Die Aufzeichnungscharakteristiken von Bändern schreiten rapide voran. Beispielsweise
ist die S/N-Rate um mehr als 1OdB verglichen mit dem vor 10 Jahren benutzten
Band verbessert worden. Wenn angenommen wird, dass neue Standards nach 10 bis 20
Jahren aufgrund eines Fortschritts der Bandeigenschaft aufgestellt werden, wird ein herkömmliches
Verfahren Schwierigkeiten haben, Kompatibilität mit älteren Standards zu erhalten.
Tatsächlich sind neue und alte Standards für gewöhnlich in einer Richtung kompatibel
oder nicht untereinander kompatibel. Im Gegensatz sind gemäß der vorliegenden Erfindung
die Standards zunächst zur Aufzeichnung und/oder Reproduktion des ersten Datenstroms
und/oder«des zweiten Datenstroms auf derzeitigen Bändern aufgestellt. Danach wird, wenn
die S/N-Rate zukünftig in starkem Maße verbessert wird, ein Datenstrom mit höherem Pegel,
z.B. ein dritter Datenstrom, ohne irgendeine Schwierigkeit hinzugefügt werden, solange die
vorliegende Erfindung in dem System aufgenommen ist. Beispielsweise wird ein super HDTV
VCR1 der in der Lage ist, ein Dreipegel-64 SRQAM-Signal aufzuzeichnen oder zu reproduzieren, unter Beibehaltung perfekter Kompatibilität mit den herkömmlichen Standards realisiert
werden. Ein Magnetband, das als erstes dritte Datenströme gemäß neuen Standards aufzeichnet, wird natürlich auch in der Lage sein, in der älteren Zweipegel-Magnetwiedergabe-ZAufzeichnungsvorrichtung
benutzt zu werden, die zur Aufzeichnung/Reproduktion nur erster und zweiter Datenströme in der Lage ist. In diesem Fall können
erste und zweite Datenströme perfekt reproduziert werden, obwohl der dritte Datenstrom
nicht reproduziert belassen wird. Deshalb kann ein HDTV-Signal reproduziert werden. Aus
diesen Gründen wird als Verdienst die Erweiterung des Umfangs von Aufzeichnungsdaten
unter Beibehaltung der Kompatibilität zwischen neuen und alten Standards erwartet.
Zurückkehrend zu der Erläuterung der Wiedergabeoperation von Fig. 84 reproduzieren der
Magnetkopf 854 und die Magnetreproduktionsschaltung 853 ein Reproduktionssignal von
dem Magnetband 855 und führen es der Modulations-/Demodulationsschaltung 852 zu. Die
Demodulationsoperation ist annähernd identisch mit der ersten, dritten und vierten Ausführungsform und wird nicht weiter erläutert. Der Demodulator 760 reproduziert die ersten und
zweiten Datenströme Di und D2. Der zweite Datenstrom D2 ist fehlerkorrigiert mit hohem Codegewinn
in einem Trellis-Dekodierer 759b wie etwa einem Vitabidekodierer, um eine niedrige
Fehlerrate zu haben. Der Videodekodierer 402 demoduliert D1 und D2 Signale, um ein
HDTV-Videosignal auszugeben.
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Fig. 131 ist ein Blockdiagramm, das eine Dreipegel-Magnetaufzeichnungs-/Wiedergabevorrichtung
gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, die einen theoretischen Pegel zusätzlich zu zwei physikalischen Pegeln aufweist. Dieses System ist im Wesentlichen
dasselbe wie das von Fig. 84. Der Unterschied besteht darin, dass der erste Datenstrom
weiter in zwei Hilfskanäle durch Benutzung eines TDM unterteilt ist, um eine Dreipegelkonstruktion
zu realisieren.
Wie in Fig. 131 gezeigt ist, ist ein HDTV-Signal als allererstes in zwei Videosignale im mittleren
und niedrigen Frequenzband Dl1 und Dl2 durch einen 1-1 Videokodierer 401c und einen
1-2 Videokodierer 401 d unterteilt und wird danach einem ersten Datenstromeingang 743 der
ersten Eingangssektion 742 zugeführt. Der Datenstrom Dl1, der eine Bildqualität mit MPEG-Rate
aufweist, ist fehlerkorrekturkodiert mit hohem Codegewinn in einem ECC-Kodierer 743a, während der Datenstrom Dl2 fehlerkorrekturkodiert mit normalen Codegewinn in einem
ECC-Kodierer 743b ist. Dli und Dl2 sind zusammen zeitgemultipSext in einem TDM
743c, um einen Datenstrom D1 zu ergeben. Di und D 2 sind in zwei Pegelsignale in einem C-CDM
749 moduliert und dann auf dem Magnetband 855 mittels des Magnetkopfes 854 aufgezeichnet.
Bei der Wiedergabeoperation wird ein Aufzeichnungssignal, das durch den Magnetkopf 854
reproduziert wird, in D1 und D2 durch einen C-CDM Demodulator 760 in der gleichen Weise
wie bei der Erläuterung von Fig. 84 demoduliert. Der erste Datenstrom Di wird in zwei Nebenkanäle Dli und Dl2 mittels des TDM 758c, der in dem ersten Datenstromausgang 758
vorgesehen ist, demoduliert. Die Dl1 Daten werden in einem ECC-Dekodierer 758a, der einen
hohen Codegewinn aufweist, fehlerkorrigiert. Deshalb können die Dli Daten bei einer
geringeren S/N-Rate verglichen mit den Dl2 Daten demoduliert werden Ein 1-1 Videodekodierer
402a dekodiert die Dli Daten und gibt ein LDTV-Signal aus. Andererseits werden die
Dl2 Daten in einem ECC-Dekodierer 758b, der einen normalen Codegewinn aufweist, fehlerkorrigiert.
Deshalb haben die Dl2 Daten einen Schwellenwert hoher S/N-Rate verglichen
mit den Dli Daten und werden deshalb nicht demoduliert, wenn ein Signalpegel nicht groß
ist. Die Dl2 Daten werden dann in einem 1-2 Videodekodierer 402d demoduliert und mit den
Dl1 Daten summiert, um ein EDTV-Signal von breitem' NTSC-Grad auszugeben.
Der zweite Datenstrom D2 ist Vitabi demoduliert in einem Trellis-Dekodierer 759b und fehlerkorrigiert
in einem ECC-Dekodierer 759a. Deshalb werden D2 Daten in ein Videosignal im
hohen Frequenzband mittels eines zweiten Videodekodierers 402b umgewandelt und dann
mit den Dl1 und Dl2 Daten summiert, um ein HDTV-Signal auszugeben. In diesem Fall wird
ein Schwellenwert der S/N-Rate der D2 Daten größer gesetzt als derjenige der S/N-Rate der
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Dl2 Daten. Demgemäß werden DVi Daten, d.h. ein LDTV-Signal, von einem Band 855, das
eine kleinere S/N-Rate aufweist, reproduziert werden; D1., und Dl2 Daten, d.h. ein EDTV-Signal,
wird von einem Band 855, das eine normale S/N-Rate aufweist, reproduziert werden.
Und Dm, Dv2 und D2 Daten, d.h. ein HDTV-Signal, werden von einem Band, das eine hohe
S/N-Rate, aufweist, reproduziert werden.
Dreipegel-Magnetaufzeichnungs-M/iedergabevorrichtungen können auf diese Weise realisiert
werden. Wie in der vorstehenden Beschreibung beschrieben wurde, hat das Band 855
eine Wechselbeziehung zwischen S/N-Rate und Kosten. Die vorliegende Erfindung erlaubt
Benutzern, gemäß einem Inhalt eines Fernsehprogramms, das sie aufzeichnen wollen, einen
Grad eines Bandes auszuwählen, weil Videosignale, die Bildqualitäten von drei Gradstufen
aufweisen, in Übereinstimmung mit Bandkosten aufgezeichnet und/oder reproduziert werden
können.
Als nächstes wird ein Effekt der Mehrpegelaufzeichnung bezüglich Schnellvorschubwiedergabe
beschrieben werden. Wie in einem Aufzeichnungsspurdiagramm von Fig. 132 gezeigt
ist, sind eine Aufzeichnungsspur 855ä, die einen Azimuthwinkel A aufweist, und eine Aufzeichnungsspur
855b, die einen entgegengesetzten Azimuthwinkel B aufweist, wechselweise
auf dem Magnetband 855 angereiht. Die Aufzeichnungsspur 855a hat einen Aufzeichnungsbereich 855c bei ihrem zentralen Anteil und den Rest als D^2 Aufzeichnungsbereiche 855d,
wie es in der Zeichnung bezeichnet ist. Dieses einzigartige Aufzeichnungsmuster ist auf wenigstens
einer der mehrfachen Aufzeichnungsspuren vorgesehen. Der Aufzeichnungsbereich
855c zeichnet einen Rahmen des LDTV-Signals auf. Ein Signal D2 im hohen Frequenzband
ist auf einem D2 Aufzeichnungsbereich 855e, der einem gesamten Aufzeichnungsbereich der
Aufzeichnungsspur 855a entspricht, aufgezeichnet. Dieses Aufzeichnungsformat bewirkt
keinen neuen Effekt gegenüber einer Aufzeichnungs-M/iedergabeoperation mit normaler
Geschwindigkeit.
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Eine Schnellvorschubreproduktion in umgekehrter Richtung erlaubt keinen Magnetkopfverlauf
855f mit einem Azimuthwinkel A, mit der Magnetspur zusammenzufallen, wie es in der
Zeichnung gezeigt ist. Da die vorliegende Erfindung den D1., Aufzeichnungsbereich 855c bei
einem zentralen engen Bereich des Magnetbandes vorsieht, wie es in Fig. 132 gezeigt ist,
wird nur dieser Bereich sicher reproduziert, obwohl er mit einer vorbestimmten Wahrscheinlichkeit
erscheint. Das in dieser Weise reproduzierte D1.! Signal kann eine vollständige Bildebene
derselben Zeit demodulieren, obwohl seine Bildqualität ein LDTV vom MPEG1-Pegel
ist. Auf diese Weise können mehrere bis mehrere Zig LDTV-SignaJe mit perfekten Bildern
während der Schnellvorschubwiedergabeoperation reproduziert werden wodurch Benutzern
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ermöglicht wird, während der Schnellvorschuboperation auf sichere Weise Bilder zu bestätigen.
Ein Kopfverlauf 855g entspricht einem Kopfverlauf in der umgekehrten Widergabeoperation,
wodurch es verständlich wird, dass nur ein Teil der Magnetspur in der umgekehrten Wiedergabeoperation
verfolgt wird. Das in 432 gezeigte Aufzeichnungs-ZWiedergabeformat erlaubt
jedoch, sogar in solch einer umgekehrten Wiedergabeoperation den D1..-, Aufzeichnungsbereich
zu reproduzieren, und deshalb wird eine Animation vom LDTV-Grad in Abständen ausgegeben.
Demgemäß ermöglicht es die vorliegende Erfindung, eine Bilddarstellung vom LDTV-Grad
innerhalb eines engen Bereichs auf der Aufzeichnungsspur aufzuzeichnen, was in einer Reproduktion
in Abständen von beinahe perfekten Standbildern mit einer Bildqualität vom
LDTV-Grad während normaler und umgekehrter Schnellvorschubwiedergabeoperation resultiert.
Dadurch können Benutzer leicht dargestellte Bilder sogar bei Hochgeschwindigkeitssuche
bestätigen.
Als nächstes wird ein weiteres Verfahren beschrieben, um eine Schnellvorschubwiedergabeoperation
mit höherer Geschwindigkeit anzusprechen. Ein Dl1 Aufzeichnungsbereich 855c
ist, wie unten rechts von Fig. 132 gezeigt ist, vorgesehen, so dass ein Rahmen eines LDTV-Signals
darin aufgezeichnet wird. Weiterhin ist ein enger Dl1 D2 Aufzeichnungsbereich 855h
in einem Teil des Dvi Aufzeichnungsbereichs 855c vorgesehen. Ein Nebenkanal DVi in diesem
Bereich zeichnet einen Teil der Information auf, die sich auf den einen Rahmen des
LDTV-Signals bezieht. Der Rest der LDTV-Information wird in dem D2 Aufzeichnungsbereich
855j des D^1 · D2 Aufzeichnungsbereichs 855h in einer verdoppelten Weise aufgezeichnet.
Der Hilfskanal D2 hat eine Datenaufzeichnungskapazität, die drei- bis fünfmal so groß ist wie
die des Hilfskanals Dm. Deshalb können die Hilfskanäle Dv1 und D2 eine Rahmeninformation
des LDTV-Signals auf einem kleineren (1/3-1/5) Bereich des Aufzeichnungsbandes aufzeichnen.
Da der Kopfverlauf in noch engeren Bereichen 855h, 855j aufgezeichnet werden kann, sind Zeit und Bereich um 1/3-1/5 verglichen mit einer Kopfverlaufszeit TSi verringert.
Selbst wenn der Verlauf des Kopfes weiter durch Vergrößerung des Schnellvorschubgeschwindigkeitsumfangs
geneigt wird, wird die Wahrscheinlichkeit einer Spurverfolgung dieses Bereichs vergrößert werden. Demgemäß werden perfekte LDTV Eiilddarstellungen in
Abständen reproduziert, selbst wenn die Schnellvorschubgeschwindigkelt bis zu 3 bis 5 mal
so stark erhöht wird wie im Fall nur des Hilfskanals Dl1.
Im Falle eines Zweipegel-VCR ist dieses Verfahren bei der Reproduktion des D2 Aufzeichnungsbereichs
855j nutzlos, und deshalb wird dieser Bereich in einer Hochgeschwindigkeits-Schnellvorschubwiedergabeoperation
nicht reproduziert. Andererseits wird ein Dreipegel-Hochleistungs-VCR
Benutzern ermöglichen, eine Bilddarstellung zu bestätigen, selbst wenn eine Schnellvorschubwiedergabeoperation bei einer höheren Geschwindigkeit, die drei- bis
fünfmal so hoch ist wie die des Zweipegel-VCR, ausgeführt wird. In anderen Worten wird
nicht nur exzellente Bildqualität in Übereinstimmung mit Kosten erhalten, sondern eine maximale
Schnellvorschubgeschwindigkeit, die die Reproduktion von Bilddarstellungen ermöglicht,
kann in Übereinstimmung mit den Kosten erhöht werden.
Obwohl diese Ausführungsform ein Mehrpegelmodulationssystem benutzt, braucht nicht gesagt
zu werden, dass ein normales, z.B. 16 QAM, Modulationssystem, genommen werden
kann, um die Schnellvorschubwiedergabeoperation gemäß der vorliegenden Erfindung zu
realisieren, soweit eine Kodierung von Bilddarstellungen von mehrfachem Typ ist.
Ein Aufzeichnungsverfahren eines herkömmlichen nicht-vielfachen digitalen VCR, in dem
Bilddarstellungen stark komprimiert sind, verteilt Videodaten gleichförmig. Deshalb war es
nicht möglich, in einer Schnellvorschubwiedergabeoperation all die Bilddarstellungen einer
Bildebene derselben Zeit zu reproduzieren. Das reproduzierte Bild war dasjenige, das aus
einer Vielzahl von Bilddarstellungsblöcken bestand, die nicht einander übereinstimmende
Zeitbasen hatten. Die vorliegende Erfindung schafft jedoch ein Mehrpegel-HDTV VCR, welches
Bilddarstellungsblöcke, die übereinstimmende Zeitbasen haben, auf einer gesamten
Bildebene während einer Schnellvorschubwiedergabeoperation reproduzieren kann, obwohl
seine Bildqualität vom LDTV-Grad ist. Die Dreipegelaufzeichnung gemäß der vorliegenden
Erfindung wird die Reproduktion eines hoch auflösenden Fernsehsignals, wie eines HDTV-Signals,
ermöglichen, wenn das Aufzeichnungs-M/iedergabesystem eine S/N-Rate aufweist.
Inzwischen werden ein Fernsehsignal vom EDTV-Grad, z.B. ein breites NTSC-Signal, oder
ein Fernsehsignal vom LDTV-Grad, z.B. ein niedrig auflösendes NTSC-Signal, reproduziert
werden, wenn das Aufzeichnungs-M/iedergabesystem eine niedrige S/N-Rate aufweist oder
von minderer Funktion ist. Wie in der vorstehenden Beschreibung beschrieben kann die
Magnetaufzeichnungs-Wiedergäbevorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung Bilddarstellungen
reproduzieren, die aus demselben Inhalt bestehen, selbst wenn die S/N-Rate gering
ist oder eine Fehlerrate hoch ist, obwohl die Auflösung oder die Bildqualität relativ niedrig
sind.
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Ausführungsform 7
Eine siebte Ausführungsform der vorliegende Erfindung wird zur Ausführung einer
■.vier-Pegel-Videosignalübertragung beschrieben. Eine Kombination dervier-Pegel-Signalübertragung
und der vier-Pegel-Videodatenkonstruktion erzeugt einen vier-Pegel
Signalversorgungsbereich, wie es in Fig. 91 gezeigt ist. Der vier-Pegei Versorgungsbereich
besteht von innen her aus einem ersten 890a, einem zweiten 890b, einem dritten
890cund einem vierten Signalempfangsbereich 89Od. Das Verfahren zum Entwickeln
eines solchen vier-Pegel-Sendebereichs wird mehr im einzelnen erläutert.
Die vier-Pegel-Anordnung kann ausgeführt werden, indem vier physikalische, unterschiedliche Pegel verwendet werden, die durch Modulation bestimmt sind, oder vier lo-■
gische Pegel, die durch Datenunterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit definiert
sind. Die erstere liefert einen großen Unterschied bei der S/N Rate zwischen zwei benachbarten
Pegeln und die S/N Rate muß vergrößert werden, um alle vier Pegel voneinander zu unterscheiden.· Der letzteren liegt die Wirkung der Demodulation zugrunde,
und eine Differenz bei der S/N Rate zwischen benachbarten Pegeln sollte bei einem
Minimum bleiben: Daher wird die vier-Pegel-Anordnung am besten konstruiert, indem
ein Kombination von zwei, physikalischen Pegeln und zwei logischen Pegeln verwendet
wird. Die Unterteilung eines Videosignals in vier Signalpegel wird erläutert.
Fig. 93 ist ein Blockdiagramm einer Teilerschaltung 3, die eine Videoteilerschaltung 895
und vier Komprimiereren 405a, 405b, 405c, 405d umfaßt, die Videoteilerschaltung 895
enthält drei Teilerschaltungen 404a, 404b, 404c, die identisch mit der Teilerschaltüng
404 des ersten Videocodierers 401 ausgebildet sind, der in Fig.. 30 gezeigt ist, und die
nicht mehr erläutert werden. Ein Eingangsvideosignal wird durch die Teilerschaltung in/
vier Komponenten unterteilt, HLVL für Daten geringer Auflösung, HHVH für Daten hoher
. Auflösung und HLVH und HHVL für Daten mittlerer Auflösung. Die Auflösung von HLVL ist
die Hälfte derjenigen, des ursprünglichen Eingangssignals,
Das Eingangsvideosignal wird zuerstdurch die Teilerschaltung 404a in zwei, eine hohe
und eine niedrige, Frequenzbandkomponente unterteilt, von denen jede in'einen horizontalen
und einen vertikalen Abschnitt unterteilt wird. Die Zwischenstelle zwischen dem
hohen und dem niedrigen Frequenzbereich ist ein Unterteilungspunkt gemäß der Ausführungsform.
Daher hat HLVL, wenn das Eingangsvideosignal ein Hochauflösungs-Fernsehsignal
mit einer vertikalen Auflösung von 1000 Zeilen ist, eine vertikale Auflösung
von 500 Zeilen und eine horizontale Auflösung mit dem halben Wert.
Jede der zwei Daten, horizontal und vertikal, der niedrigen Frequenzkomponente HLVL
wird; weiter durch die Teilerschaltung 404c in zwei Frequenzbandabschnitt unterteilt. Daher
hat ein HLVL Abschnittsausgang 250 Zeilen an vertikaler Auflösung und 1/4 der ursprünglichen,
horizontalen Auflösung. Dieser Ausgang der Teilerschaltung 404c, der als ein LL Signal bezeichnet wird, wird dann durch den Komprimierer 405a zu einem Dm
Signal komprimiert.
Die anderen drei höheren Frequenzabschnitte von HLVL werden durch einen Mischer
772c zu einem LH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer 405b zu einem Di-2 Signal komprimiert wird. Der Komprimierer 405b kann durch drei Komprimierer ersetzt
werden, die zwischen der Teilerschaltung 404c und dem Mischer 772c vorgesehen
sind. · ■
HLVH, HhVl und HHVH von der Teilerschaltung 404a werden durch einen Mischer 772a
zu einem HhVh-H Signal gemischt. Wenn das Eingangssignal so hoch wie 1000 Zeilen
bei der horizontalen und der vertikalen Auflösung ist, hat HHVH-H 500 bis 1000 Zeilen an
horizontaler und vertikaler Auflösung, HHVH-H wird der Teilerschaltung 404b zugeführt,
wo es erneut in vier Komponenten geteilt wird.
Ähnlich hat HLVL von der Teilerschaltung 404b 500 bis 750 Zeilen an horizontaler, und
vertikaler Auflösung und wird als ein HL Signal zu dem Komprimierer 405c übertragen.
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Die anderen drei Komponenten HLVH, HHVL und HHVH von der Teilerschaltung 404b haben
750 bis 1000 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung und werden durch einen
Mischer 772b zu einem HH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer
405d kontrolliert wird und als D2.2 Signal geliefert wird. Nach der Komprimierung wird
das HL Signal als ein Dm Signal geliefert. Als Ergebnis trägt LL oder Dm eine Fre- .
quenzdate von 0 bis 250 Zeilen, LH oder Dv2 trägt eine Frequenzdate von mehr als 250
Zeilen bis zu 500 Zeilen, HL oder Dm trägt eine Frequenzdate von mehr als 500 Zeilen
bis zu 750 Zeilen und HH oder D2.2 trägt eine Frequenzdate von mehr als 750 Zeilen bis
1000 Zeilen, so daß die Teilerschaltung 3 ein vier-Pegel-Signal erzeugen kann. Demgemäß
wird, wenn die Teilerschaltung 3 des Senders 1, die in Fig. 87 gezeigt ist, durch
die Teilerschaltung der Fig. 93 ersetzt wird, die Übertragung eines vier-Pegel-Signals
ausgeführt. .
Die Kombination von Mehr-Pegel-Daten und einer Mehr-Pegel-Übertragung ermöglicht,
daß ein Videosignal stufenweise bezüglich der Bildqualität proportional zu der S/N Rate
während der Übertragung verschlechtert wird, so daß zu der Vergrößerung des Fernsehversorgungsbereichs
beigetragen wird. Auf der Empfängerseite ist die Arbeitsweise
der Demodulation und Rückgewinnung identisch mit der des zweiten Empfängers der zweiten Ausführungsform, der in Fig. 88 gezeigt ist und nicht mehr erklärt wird. Insbesondere
ist der Mischer 37 zur Videosignalübertragung statt zur Datenkommunikation abgeändert und wird nun mehr im einzelnen erklärt.
Wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist, wird ein empfangenes
Signal, nachdem es demodüliert und fehlerkomgiert worden ist, als eine Gruppe von vier
Komponenten Dm, Dv2, D2.,, D2.2 dem Mischer 37 des zweiten Empfängers 33 der Fig.
88 zugeführt.
Fig. 94ist ein Blockdiagramm eines abgeänderten Mischers 33, in dem Dl1, D1-2, D2-1,
D2„2 durch ihre entsprechenden Expander 523a, 523b, 523c, 523d jeweils zu einem LL,
einem LH, einem HL und einem HH Signal expandiert werden, die zu jenen äquivalenten
sind, die zusammen mit Fig. 93 beschrieben worden sind. Wenn die Bandbreite des
Eingangssignals 1 ist, hat LL eine Bandbreite von 1/4, LL+LH hat eine Bandbreite von
1/2, LL+LH+HL hat eine Bandbreite von 3/4 und LL+LH+HL+HH hat eine Bandbreite von 1. Das LH Signal wird dann durch eine Teilerschaltung 531a unterteilt und durch ei-
nen Videomischer 548a mit dem LL Signal gemischt. Ein Ausgang das Videomischers
548a wird zu einem HLVL Anschluß eines Videomischers 548c übertragen. Der Videomischer
531a ist identisch mit dem des zweiten Decodierers 527 der Fig. 32 und wird nicht
mehr erklart. Auch wird das HH Signal durch eine Teilerschaltung 531b unterteilt und einem
Videomischer 548b zugeführt. Bei dem Videomischer 548b wird das HH Signal mit
dem HL Signal zu einem HHVH-H Signal gemischt, das dann durch eine Teilerschaltung
531c geteilt und zu dem Videomischer 548c geschickt wird. Bei dem Videomischer 548c
wird HhVh-H mit dem Summensignal von LH und LL zu einem Videcausgang kombiniert
Der Videoausgang des Mischers 33 wird dann zu der Ausgangseinheit 36 des
zweiten Empfängers übertragen, der in Fig. 88 gezeigt ist, wo er in ein Fernsehsignal zur
Abgabe umgewandelt wird. Wenn das Originalsignal 1050 Zeilen vertikale Auflösung hat
oder ein Hochauflösungs-Femsehsignal mit einer Auflösung von ungefähr 1000 Zeilen
ist, können seine vier unterschiedlichen Signalpegelkomponenten in ihren entsprechen- den
Signalempfangsbereichen empfangen werden,- wie es in Fig. 91 gezeigt ist.
Die Bildqualität der vier unterschiedlichen Komponenten wird mehr im einzelnen beschrieben.
Die Darstellung der Fig. 92 gibt eine Kombination der Fig. 86 und 91 wieder. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die S/N Rate zunimmt, der Gesamtsignalpegel oder
die Größe der Date von 862d auf 862a in Schritten von vier Signalpegeln Dm, D1^1 Dm,
D2.2 erhöht.
Auch werden, wie es in Fig. 95 gezeigt ist, die vier verschiedenen Pegelkomponenten
LL1 LH1 HL und HH proportional zu der S/N Rate angesammelt. Genauer gesagt wird
die Qualität eines wiedergegebenen Bildes erhöht, wenn der Abstand von einer Senderantenne
klein wird. Wenn L=Ld, wird die LL Komponente wiedergegeben. Wenn L=Lc, wird das LL+LH Signalwiedergegeben. Wenn L=Lb, wird das LL+LH+HL Signal
wiedergegeben. Wenn L=La, wird das LL+LH+HL+HH Signal wiedergegeben. Als Ergebnis
wird, wenn die Bandbreite des ursprünglichen Signals 1 ist, die Bildqualität bei
1/4 Schritten der Bandbreite von 1/4 bis 1 in Abhängigkeit von dem Empfangsgebiet
verstärkt. Wenn das Originalsignal ein Hochauflösungsfernsehen mit TOOO Linien vertikaler
Auflösung ist, hat das wiedergegebene Fernsehsignal 250, 500, 750 und 1000 Linien
Auflösung in seinen entsprechenden Empfangsgebieten. Die Bildqualität wird somit
in Schritten in Abhängigkeit von dem Pegel eines Signals verändert. Fig. 96 zeigt die
Signalausbreitung eines herkömmlichen digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignal-
Übertragungssystems, bei dem keine Signalwiedergabe möglich ist, wenn die S/N Rate
kleiner als Vo ist. Auch wird der Signalempfang kaum in den Signalstörungsbereichen,
den Schattenbereichen und anderen signalabschwächenden Bereichen, die mit dem
Zeichen χ bezeichnet sind, des Versorgungsbereiches garantiert. Fig. 97 zeigt die
Signalausbreitung eines Hochauflösungs-Femsehsignalübertragungssystems der vorliegenden Erfindung. Wie es gezeigt ist, hat die Bildqualität eine volle 1000 Zeilenqualität
in der Entfernung La, wo S/N=a, eine 750 Zeilenqualität in der Entfernung Lb, wo
S/N=b, eine 500 Zeilenqualität in der Entfernung Lc, wo S/N=c, und eine 250 Zeilenqualität
in der Entfernung Ld1 wo S/N=d. innerhalb des Abstandes La gibt es einige un- ■
günstige Bereiche, wo die CN Rate stark abfällt und kein Hochauflösungsfernseh-Qualitätbild
wiedergegeben wird. Es versteht sich, daß ein Signal mit geringerer Bildqualität
jedoch gemäß dem Mehr-Pegel-Signalübertragungssystem der vorliegenden
Erfindung empfangen und wiedergegeben werden kann. Zum Beispie! ist die Bildqualität
eine 750 Zeilenqualität an dem Punkt B in einem Gebäudeschattenbereich, eine 250
Zeilenqualität an dem Punkt D in einem fahrenden Zug, eine 750 Zeilenqualität an dem
Punkt F in einem Geisterzeugungsbereich, eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt G in
einem fahrenden Auto und eine 250 Zeüenqualität an dem Punkt L in dem Störungsbereich
eines Nachbarsignals. Wie es oben angegeben worden ist, ermöglicht das Signalübertragungssystem
der vorliegenden Erfindung, daß ein Fernsehsignal erfolgreich mit einer Qualität in dem Bereich empfangen wird, wo das herkömmliche System schlecht
qualifiziert ist, so daß sein Versorgungsbereich vergrößert wird. Fig. 98 zeigt ein Beispiel
der gleichzeitigen Aussendung von vier verschiedenen Fernseh Programmen, bei dem
drei Qualitätsprogramme C1 B, A auf ihren entsprechenden Kanälen D,.2| D2.i, D2.2
übertragen werden, während ein Programm D, das identisch mit dem. einer lokalen,
analogen Fernsehstation ist, auf dem Dm Kanal ausgebreitet wird. Demgemäß.können,
während das Programm D mit einem gleichzeitig ausgesendeten Dienst verfügbar gehalten
wird, die anderen drei Programme auch in der Luft verbreitet werden, um einen mehrfachen Programmsendedienst anzubieten.
Nachfolgend wird eine achte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme
auf die Zeichnungen erläutert. Die achte Ausführungsform wendet ein Mehrpegel-Sjgnaiübertragungssystem
der vorliegenden Erfindung zur Übertragung/zum Empfangen in einem drahtlosen Telefonsystem an.
„.*
Fig. 115 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger eines tragbaren Telefons
zeigt, in dem ein Telefonkonversationston, der über ein Mikrofon 762 eingegeben ist, in einem
Kompressor 405 in Mehrpegeldaten D1, D2 und D3 wie vorstehend beschrieben komprimiert
und kodiert wird. Diese D1, D2, und D3 Daten werden zeitlich unterteilt in einer Zeitteilerschaltung
765 in vorbestimmte Zeitschlitze und werden danach in einem Modulator 4 in
ein Mehrpegelsignal, z.B. SRQAM, wie vorstehend beschrieben, moduliert. Danach senden
eine Antennenteilungseinheit 764 und eine Antenne 22 eine Trägerwelle, die ein moduliertes
Signal tragt, welches von einer Basisstation, die später beschrieben wird, empfangen wird
und zu anderen Basisstationen oder einem zentralen Telefonaustat scher weitergesendet
wird, um mit anderen Telefonen zu kommunizieren.
Im Gegensatz dazu empfängt die Antenne 22 Sendfunkwellen von anderen Basisstationen
als Kommunikationssignale von anderen Telefonen. Ein empfangenes Signal wird in einem
Demodulator 45 vom Mehrpegel-Typ, z.B. SRQAM, in D1, D2 und D3 Daten demoduliert. Eine
Zeitgebungsschaltung 767 detektiert Zeitgebungssignaie auf der Basis von demodulierten
Signalen. Diese Zeitgebungssignaie werden der Zeitteilerschaltung 765 zugeführt. Demodulierte
Signale D1, D2 und D3 werden einem Expander 503 zugeführt und in ein Tonsignal gespreizt,
welches dann zu einem Lautsprecher 763 übermittelt und in Ton umgewandelt wird.
Fig. 116 zeigt ein Blockdiagramm, das exemplarisch eine Anordnung von Basisstationen
zeigt, in denen drei Basisstationen 771, 772 und 773 im Zentrum von entsprechenden Emfangszellen
768, 769 und 770 eines Sechsecks oder Kreises platziert sind. Diese Basisstationen
771, 772 bzw. 773 weisen eine Vielzahl von Sende-/Empfangseinheiten 76a-76j auf,
die jeweils ähnlich sind zu der von Fig. 115, um Datenkommunikationskanäle entsprechend
der Anzahl dieser Sende-/Empfangseinheiten zu haben. Eine Basisstationsteuerung 774 ist
mit all den Basisstationen verbunden und überwacht immer einen Kornmunikationsverkehrsurrtfang
jeder Basisstation. Basierend auf dem Überwachungsergebnis führt die Basisstationssteuerung
774 eine umfassende Systemsteuerung durch einschließlich der Zuweisung von Kanalfrequenzen zu entsprechenden Basisstationen oder der Steuerung von Empfangszellen von entsprechenden Basisstationen.
Fig. 117 ist eine Ansicht, die eine Verkehrsverteilung des Kommunikationsumfangs in einem
herkömmlichen, z.B. QPSK, System zeigt. Ein Diagram d=A zeigt Daten 774a und 774b, die
eine Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz aufweisen, und ein Diagramm d=B zeigt Daten
eine Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz aufweisen, und ein Diagramm d=B zeigt Daten
774c, die eine Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz aufweisen. Eine Summierung dieser
Daten 774a, 774b und 774c ergibt Daten 774d, die einen Übertragungsumfang von Ach darstellen,
die aus Empfangszellen 768 und 770 bestehen. Die Frequenznutzungseffizienz von 2 Bit/Hz ist gleichmäßig verteilt. Jedoch ist die Bevölkerungsdichte in einem tatsächlichen
Stadtgebiet lokal groß in mehreren überfüllten Bereichen 775a, 775b und 775c, welche konzentrierte
Gebäude einschließen. Daten 774, die einen Kommunikiationsverkehrsumfang
darstellen, zeigen mehrere Spitzen an Positionen, die genau diesen überfüllten Bereichen
775a, 775b und 775c entsprechen im Gegensatz zu anderen Bereichen, die einen geringen
Kommunikationsumfang aufweisen. Eine Kapazität eines herkömmlichen drahtlosen Telefons
wurde gleichmäßig auf 2 Bit/Hz Frequenzeffizienz der gesamten Region gesetzt, wie
durch die Daten 774d gezeigt ist, ungeachtet eines tatsächlichen Verkehrsumfangs Tf, der
durch die Daten 774e gezeigt ist. Es ist nicht effektiv, dieselbe Frequenzeffizienz ungeachtet
des tatsächlichen Verkehrsumfangs zu geben. Um diese Ineffizienz zu kompensieren, haben
die herkömmlichen Systeme viele Frequenzen den Regionen, die einen großen Verkehrsumfang
haben, zugewiesen, haben die Kanalzahl erhöht oder die Empfangszelle derselben verringert.
Eine Erhöhung der Kanalzahl ist jedoch durch das Frequenzspektrum begrenzt. Weiterhin
erhöhen herkömmliche Mehrpegelmodusübertragungssysteme, z.B. 16 QAM oder 64 QAM, die Sendeleistung. Eine Verringerung von Empfangszellen wird eine Erhöhung in der
Zahl der Basisstationen herbeiführen, was die Einrichtungskosten erhöhen wird.
Es ist für die Verbesserung der Gesamtsystemseffizienz ideal, die Frequenzeffizienz der Region
zu erhöhen, die einen größeren Verkehrsumfang aufweist, und die Frequenzeffizienz
der Region zu erniedrigen, die einen kleineren Verkehrsumfang aufweist. Ein Mehrpegelsignalübertragungssystem
gemäß der vorliegenden Erfindung realisiert diese ideale Modifikation. Dies wird unter Bezugnahme auf Fig. 118 erläutert werden, die einen Kommunikationsumfang
und eine Verkehrsverteilung gemäß der achten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung zeigt.
Genauer zeigt Fig. 118 Kommunikationsumfänge entsprechender Empfangszellen 770b,
768, 769, 770 und 770a genommen entlang einer Linie A-A'. Die Ernpfangszellen 768 und
770 benutzen Frequenzen einer Kanalgruppe A, während die Empfangszellen 770b, 769 und
770a Frequenzen einer Kanalgruppe B benutzen, die nicht mit der Kanalgruppe A überlappt.
Die Basisstationssteuerung 774, die in Fig. 116 gezeigt ist, erhöht oder erniedrigt die Kanalzahl
dieser Kanäle in Übereinstimmung mit dem Verkehrsumfang entsprechender Empfangszellen.
In Fig. 118 stellt ein Diagramm d=A eine Verteilung eines Komrnunikationsumfangs
des A Kanals dar. Ein Diagramm d=B stellt eine Verteilung eines Kommunikationsumfangs
des B Kanals dar. Ein Diagramm d=A+B stellt eine Verteilung eines Kommunikations-
«OS
umfangs aller Kanäle dar. Ein Diagramm Tf stellt einen Kommunikationsverkehrsumfang dar,
und ein Diagramm P zeigt eine Verteilung von Gebäuden und Bevölkerung.
Die Empfangszellen 768, 769 und 770 wenden das Mehrpegelsignalübertragungssystem,
z.B. SRQAM, an. Deshalb ist es möglich, eine Frequenznutzungseffizienz von 6 Bit/Hz, drei
mal so groß wie 2 Bit/Hz von QPSK, in der Nähe der Basisstationen zu erhalten, wie durch
Daten 776a, 776b und 776c bezeichnet ist. Inzwischen verringert sich die Frequenznutzungseffizienz
in Schritten von 6 Bit/Hz zu 4 Bit/Hz, und von 4 Bit/Hz zu 2 Bit/Hz, wenn man
in den Vorstadtbereich geht. Wenn die Übertragungsleistung nicht ausreichend ist, werden 2
Bit/Hz-Bereiche enger als die Empfangszellen von QPSK, bezeichnet durch gepunktete Linien
77a, 77b, 77c. Eine äquivalente Empfangszelle wird jedoch leicht durch geringfügige
Erhöhung der Übertragungsleistung der Basisstationen erhalten.
Die Übertragungs-ZEmpfangsoperation einer mobilen Station, die in der Lage ist, auf ein 64
SRQAM-Signal zu antworten, wird durch Benutzung einer modifizierten QPSK ausgeführt,
die durch Setzen eines Verschiebungsumfangs von SRQAM auf S=1 an einem fern von der
Basisstation entfernten Ort erhalten wird, durch Benutzung eines 16 SRQAM an einem nicht
so weit von derselben entfernten Ort und einer 64 SRQAM an dem riahesten Ort. Entsprechend erhöht sich die maximale Sendeleistung verglichen mit QPSK nicht.
Weiterhin sind SenderZEmpfänger vom 4 SRQAM Typ, deren SchaltungskonFig.ation vereinfacht
in einem Blockdiagramm von Fig. 121 gezeigt ist, in der Lage, mit anderen Telefonen
zu kommunizieren unter Beibehaltung der Kompatibilität. Dies wird auch der Fall sein in einem
Sender/Empfänger vom SRQAM Typ, wie er in einem Blockdiagramm von Fig. 122 gezeigt
ist. Als Ergebnis werden drei Telefone unterschiedlichen Typs bereitgestellt, die unterschiedliche
Modulationssysteme aufweisen. Eine kleine Größe und ein geringes Gewicht sind wichtig für tragbare Telefone. In dieser Beziehung werden die 4 SRQAM Systeme, die
eine einfache SchaltungskonFig.ation aufweisen, für die Benutzer geeignet sein, die ein kleines
und leichtes Telefon wollen, obwohl seine Frequenznutzungseffizienz gering ist und
deshalb die Kosten eines Anrufs steigen können. Auf diese Weise kann das erfindungsgemäße
System für eine breite Vielfalt von Nutzungen geeignet sein.
Wie oben erläutert, wird das Übertragungssystem, das eine Verteilung wie d=A+B von Fig.
118 aufweist, dessen Kapazität lokal geändert wird, verwirklicht. Deshalb wird eine Gesamtfrequenznutzungseffizienz
effektiv stark verbessert, wenn das Layout von Basisstationen bestimmt wird, für den tatsächlichen, durch Tf bezeichneten Verkehrsumfang geeignet zu
sein. Der Effekt der vorliegenden Erfindung wird besonders groß in einem Mikrozellensystem
sein, dessen Empfangszellen kleiner sind und deshalb eine Vielzahl von Hilfsbasisstationen
Λ OG
erfordert, da eine Großzahl von Hilfsbasisstationen leicht an einem Ort, der einen großen
Verkehrsumfang aufweist, installiert werden kann.
Als nächstes wird die Datenzuordnung jedes Zeitschlitzes unter Bezugnahme auf Fig. 119
erläutert, wobei Fig. 119(a) einen herkömmlichen Zeitschlitz und Fig. 119(b) einen Zeitschlitz
gemäß der achten Ausführungsform zeigen. Das herkömmliche System führt eine Abwärtsübertragung,
d.h. von einer Basisstation zu einer mobilen Station, wie in Fig. 119(a) gezeigt
ist, durch, in der ein Synchronisationssignal S durch einen Zeitschlitz 718(a) und Sendesignale
zu entsprechenden tragbaren Telefonen von A, B, C Kanälen durch Zeitschlitze 780(b),
780(c) bzw. 780(d) bei einer Frequenz A übertragen werden. Andererseits wird eine Aufwärtsübertragung,
d.h. von der mobilen Station zu der Basisstation, derart durchgeführt,
dass ein Synchronisationssignal und Sendesignale von a, b, c Kanälen durch Zeitschlitze
781 (a), 781 (b), 781 (c), 781 (d) bei einer Frequenz B übertragen werden.
Die vorliegende Erfindung, die durch ein Mehrpegelsignalübertragungssystem, z.B. 64
SRQAM, gekennzeichnet ist, ermöglicht es, Dreipegel-Daten, bestehend aus Di, D2, D3 von
2 Bit/Hz, wie in Fig. 119(b) gezeigt ist, zu haben. Da beide der Äi und A2 Daten durch 16
SRQAM übertragen werden, weisen ihre Zeitschlitze eine zwei mal so hohe Datenrate auf
wie durch Schlitze 782(b), 782(c) und 783(b), 783(c) gezeigt ist. Dies bedeutet, dass Ton
gleicher Qualität in der halben Zeit übertragen werden kann. Entsprechend wird eine Zeit-.
breite von entsprechenden Zeitschlitzen 782(b), 782(c) halb so groß. Auf diese Weise kann
eine zweifache Übertragungskapazität bei dem Zweipegel-Bereich 776, der in Fig. 118 gezeigt
ist, d.h. in der Nähe der Bäsisstation, erreicht werden.
Auf dieselbe Art führen Zeitschlitze 782(g), 783(g) die Übertragung/den Empfang von E1
Daten unter Benutzung eines 64 SRQAM Signals durch. Da die Übertragungskapazität drei
mal so groß ist, kann ein Zeitschlitz für drei Kanäle von E1, E2, E3 benutzt werden. Dies würde
für eine Region benutzt werden, die noch näher zur Basisstation liegt. Dadurch kann eine
bis zu drei mal so große Kommunikationskapazität im selben Frequenzband erreicht werden.
Eine tatsächliche Übertragungseffizienz würde jedoch auf 90% verringert werden. Zur Steigerung
des Effekts der vorliegenden Erfindung ist es wünschenswert, dass die Sendeumfangsverteilung
gemäß der vorliegenden Erfindung mit der regionalen Verteilung des tatsächlichen
Verkehrsumfangs so perfekt wie möglich übereinstimmt.
In der Tat besteht ein tatsächlicher städtischer Bereich aus einem überfüllten Gebäudebezirk
und einer Grüngürtelzone, die diesen Gebäudebereich umgibt. Sogar ein tatsächlicher Vorstadtbereich besteht aus einem Wohnbezirk und Feldern oder einem Wald, der diesen
Wohnbezirk umgibt. Diese städtischen und vorstädtischen Bereiche ähneln sich in der Verteilung
der Tf Diagramme. Dadurch wird die Anwendung der vorliegenden Erfindung effektiv.
Fig. 120 ist ein Diagramm, das Zeitschlitze durch das TDMA Verfahren zeigt, wobei Fig.
120(a) ein herkömmliches Verfahren und Fig. 120(b) die vorliegende Erfindung zeigt. Das
herkömmliche Verfahren benutzt Zeitschlitze 786(a), 786(b) zur Übertragung an tragbare
Telefone von A, B Kanälen bei derselben Frequenz und Zeitschlitze 787(a), 787(b) zur Übertragung
von denselben, wie in Fig. 120(a) gezeigt ist. Im Gegensatz dazu benutzt der 16
SRQAM Modus der vorliegenden Erfindung einen Zeitschlitz 788(a) zum Empfang von einem
A1 Kanal und einen Zeitschlitz 788(c) zum Senden zu einem A1 Kanal, wie in Fig. 120(b) gezeigt
ist. Eine Breite des Zeitschlitzes wird näherungsweise 1A Im Falle eines 64 SRQAM
Modus wird ein Zeitschlitz 788(i) zum Empfang von einem D1 Kanal und ein Zeitschlitz 788(I)
zum Senden an einen D1 Kanal benutzt. Eine Breite des Zeitschlitzes wird näherungsweise
1/3.
Um elektrische Leistung zu sparen, wird ein Senden vom E1 Kanal durch Benutzung eines
normalen 4 SRQAM Zeitschlitzes 788(r) durchgeführt, während ein Empfang von einem E1
Kanal durch Benutzung eines 16 SRQAM Zeitschlitzes 788(b), der ein Vz Zeitschlitz ist,
durchgeführt wird. .
Die Übertragungsleistung wird sicher unterdrückt, obwohl Kommunikationskosten aufgrund
einer langen Belegungszeit steigen können. Dies wird für ein kleines und leichtes tragbares
Telefon, das mit einer kleinen Batterie ausgestattet ist, oder wenn die Batterie beinahe leer
ist, effektiv sein.
Wie in der vorstehenden Beschreibung beschrieben ist, ermöglicht es die vorliegende Erfindung,
die Verteilung der Sendekapazität so zu bestimmen, dass sie mit der tatsächlichen
Verkehrsverteilung übereinstimmt; um dadurch die Sendekapazität wesentlich zu erhöhen.
Weiterhin erlaubt die vorliegende Erfindung Basisstationen oder mobilen Stationen, eine von
zwei oder drei Übertragungskapazitäten frei auszuwählen, Wenn die Frequenznutzungseffizienz
geringer gewählt wird, wird der Leistungsverbrauch erniedrigt. Wenn die Frequenznutzungseffizienz
höher gewählt wird, werden Kommunikationskosten gespart. Darüber hinaus
wird der Einsatz eines 4 SRQAM Modus, der eine kleinere Kapazität hat, die Schaltung vereinfachen
und die Größe und Kosten des Telefons reduzieren. Wie in den vorstehenden Ausführungsformen erläutert wurde, besteht ein Kennzeichen der vorliegenden Erfindung
darin, dass Kompatibilität zwischen all den beteiligten Stationen erhalten bleibt. Auf diese
Weise erhöht die vorliegende Erfindung nicht nur die Sendekapazität, sondern erlaubt es,
Kunden mit einer breiten Vielfalt von Serien von einem Superminitelefon bis zu einem Hochleistungstelefon
zu versorgen.
AOQ
Nachfolgend wird eine neunte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme
auf die Zeichnungen beschrieben. Die neunte Ausführungsform wendet diese Erfindung
in einem OFDM Übertragungssystem an. Fig. 123 ist ein Blockdiagramm eines OFDM
Senders/Empfängers, und Fig. 124 ist ein Diagramm, das ein Prinzip einer OFDM Aktion
zeigt. Ein OFDM ist eines von FDM und hat eine bessere Effizienz bezüglich Frequenznutzung
verglichen mit einer allgemeinen FDM, da ein FDM zwei benachbarte Träger derart
setzt, dass sie um 90° zueinander verschoben sind. Weiterhin kann ein FDM Mehrwegstörung
wie etwa ein Störbild (ghost) ertragen und kann deshalb für die digitale Musikübertragung
oder die digitale Fernsehübertragung angewendet werden.
Wie in dem Prinzipdiagramm von Fig. 124 gezeigt ist, wandelt ein OFDM ein Eingangssignal
durch einen Serien-Parallel-Wandler 791 in Daten, die auf einer Frequenzachse 793 an Intervallen
von 1/ts verteilt sind, so dass Nebenkanäle 794a-794e erzeugt werden. Dieses Signal
ist invers-FFT-gewandelt durch einen Modulator 4, welcher eine inverse FFT 40 aufweist,
in ein Signal auf der Zeitachse 799, um ein Sendesignal 795 zu erzeugen. Dieses inverse
FFT Signal wird während eines effektiven Zeichenanteils 796 der Zeitspanne ts gesendet.
Ein Schutzintervall 797, das einen Betrag tg aufweist, ist zwischen entsprechenden Zeichenanteilen
geschaffen.
Eine Sende-/Empfangsaktion eines HDTV-Signals gemäß dieser neunten Ausführungsform
wird unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm von Fig. 123 erläutert, welches ein Hybrid
OFDM-CCDM System zeigt. Ein eingegebenes HDTV-Signal wird von einem Videokodierer
401 in Dreipegel-Videosignale, ein Videosignal im niedrigen Frequenzband D1.,, ein Videosignal
im mittleren-niedrigen Frequenzband D1^ und ein. Videosignal im hohen-mittlerenniedrigen
Frequenzband D2, getrennt und einer Eingangssektion 742 zugeführt.
In einem ersten Datenstromeingang 743 wird ein D^1 Signal mit hohem Codegewinn ECC-kodiert,
und ein D1^ Signal wird mit normalem Codegewinn ECC-kodiert. Ein TDM 743 führt
Zeit-Divisions-Multiplex von D1.ι und D1^ Signalen durch, um ein D1 Signal zu erzeugen, welches
dann einem D1 Serien-Parallel-Wandler 791d in einem Modulator 852a zugeführt wird.
Das Di Signal besteht aus η Teilen von parallelen Daten, welche in erste Eingänge von η
Teilen eines C-CDM Modulators 4a bzw. 4b eingegeben werden.
* ι
• i
• ί
■*Ο9
Andererseits wird das Signal D2 im hohen Frequenzband einem zweiten Datenstromeingang
744 der Eingangssektion 742 zugeführt, in der das D2 Signal in einem ECC 744a ECC-kodiert
(Fehlerkorrekturcodekodiert) und dann in einem Trellis-Kodierer 744b Trellis-kodiert
wird. Danach wird das D2 Signal an einen D2 Serien-Parallel-Wandler 791b des Modulators
852a geliefert und in η Teile von parallelen Daten gewandelt, die in zweite Eingänge der η
Teile des C-CDM Modulators 4a bzw. 4b eingegeben werden.
Die C-CDM Modulatoren 4a, 4b bzw. 4c erzeugen 16 SRQAM Signale auf Basis der D1 Daten
des ersten Datenstromeingangs und der D2 Daten des zweiten Datenstromeingangs.
Diese η Teile des C-CDM Modulators haben voneinander verschiedene Träger. Wie in Fig.
124 gezeigt ist, sind die Träger 794a, 794b, 794c auf der Frequenzachse 793 derart angereiht,
dass zwei benachbarte Träger um 90° phasenverschoben zueinander liegen. Derart C-CDM
modulierte η Teile des modulierten Signals werden der inversen FFT-Schaltung 40
zugeführt und von der Frequenzachsendimension 793 auf die Zeitachsendimension 790 abgebildet.
Dadurch werden Zeitsignal 796a, 796b, die eine effektive Zeichenlänge ts aufweisen,
erzeugt. Zwischen den effektiven Zeichenzeitzonen 796a und 796b wird eine Schutzintervallzone
797a von Tg Sekunden geschaffen, um Mehrwegstörungen zu vermindern. Fig. 129 ist ein Graph, der einen Zusammenhang zwischen Zeitachse und Signalpegel zeigt. Die
Schutzzelt Tg des Schutzintervallbandes 797a wird dadurch bestimmt, dass Mehrwegbeeinflussung
und Signalnutzung berücksichtigt wird. Dadurch, dass die Schutzzeit Tg langer einstellt
wird als die Mehrwegbeeinflussungszeit, z.B. ein Fernsehstörungssignal, werden modulierte
Signale der inversen FFT-Schaltung 40 durch einen Parallel-Serien-Wandler 4e in ein
Signal gewandelt und dann von einer Sendeschaltung 5 als ein HF-Signal gesendet.
Als nächstes wird die Wirkungsweise eines Empfängers 43 beschrieben. Ein empfangenes
Signal, das als zeitbasiertes Zeichensignal 796e der Fig. 124 gezeigt ist, wird einer Eingangsschaltung
24 von Fig. 123 zugeführt. Das empfangene Signal wird dann in ein digitales
Signal in einem Demodulator 852b gewandelt und weiter in Fourierkoeffizienten in einem
FFT 40a geändert. Dadurch wird das Signal von der Zeitachse 799 auf die Frequenzachse
793 wie in Fig. 124 gezeigt abgebildet; Das heißt, das zeitbasierte Zeichensignal wird in frequenzbasierte
Träger 794a, 794b gewandelt. Da diese Träger in um 90° phasenverschobener Beziehung zueinander stehen, ist es möglich, entsprechend modulierte Signale abzutrennen.
Fig. 125(b) zeigt ein derart demoduliertes 16 SRQAM Signal, welches dann entsprechenden C-CDM Demodulatoren 45a, 45b eines C-CDM Demodulators 45 zugeführt
wird, in dem das demodulierte 16 SRQAM Signal in Mehrpegel-Nebensignale D1, D2 demoduliert
wird. Diese Nebensignale D1 und D2 werden weiter demoduliert durch einen D1 Parallel-Serien-Wandler
852a und einen D2 Parallel-Serien-Wandler 852b in die originalen D1 und
D2 Signale.
Da das Signalübertragungssystem vom C-CDM Mehrpegel-Typ, gezeigt in Fig. 125(b), ist,
werden beide D1 und D2 Signale unter besseren Empfangsbedingungen demoduliert, aber
nur das D1 Signal wird unter schlechteren Empfangsbedingungen, z.B. bei niedriger S/N-Rate,
demoduliert werden. Das demodulierte D1 Signal wird in einer Ausgangssektion 757
demoduliert. Da das D1.-, Signal einen höheren ECC-Codegewinn verglichen mit dem D^2
Signal aufweist, wird ein Fehlersignal des D1.! Signals sogar unter einer schlechteren Empfangsbedingung
reproduziert.
Das Du Signal wird von einem 1-1 Videodekodierer 402c in ein Signal im niedrigen Frequenzband
gewandelt und als ein LDTV ausgegeben, und das D|.2 Signal wird von einem 1-2
Videodekodierer 402d in ein Signal im mittleren Frequenzband gewandelt "und als EDTV
ausgegeben.
Das D2 Signal wird von einem Trellis-Dekodierer 759b Trellis-dekodiert und von einem zweiten
Videodekodierer 402b in ein Signal im hohen Frequenzband gewandelt und als ein
HDTV Signal ausgegeben, Ein LDTV Signal wird nämlich nur im Falle des Signals im niedrigen
Frequenzband ausgegeben. Ein EDTV Signal von breitem NTSC-Grad wird ausgegeben, wenn das Signal im mittleren Frequenzband zu dem Signal im niedrigen Frequenzband
addiert wird, und ein HDTV Signal wird erzeugt durch Addieren von Signalen im niedrigen,
mittleren und hohen Frequenzband. Genauso wie bei der vorherigen Ausführungsform kann
ein Fernsehsignal, welches eine Bildqualität aufweist, die von einer Empfangs-S/N-Rate abhängt,
empfangen werden. Dadurch realisiert die neunte Ausführungsform ein neues Mehrpegel-Signaiübertragungssystem
durch Kombination eines OFDM und eines C-CDM, welches nicht durch das OFDM alleine erhalten wurde.
Ein OFDM ist sicherlich stark gegen Mehrweg wie etwa Femsehstörungssignale, da die
Schutzzeit Tg ein Interferenzsignal des Mehrwegs absorbieren kann. Entsprechend ist das
OFDM auf die digitale Fernsehübertragung für Kraftfahrzeugfernsehempfänger anwendbar.
Inzwischen wird kein OFDM Signal empfangen, wenn die S/N-Rate geringer als ein vorbestimmter
Wert ist, da sein Signalübertragungsmuster nicht vom Mehrpegel-Typ ist.
Die vorliegende Erfindung kann jedoch diesen Nachteil durch Kombination des OFDM mit
dem C-CDM lösen, wobei dadurch eine allmähliche Abnahme, abhängig von der S/N-Rate in
einem Videosignalempfang, realisiert wird, ohne durch Mehrwegübertragung gestört zu werden.
• · ·* · * ϊ 4 ■ S
Wenn ein Fernsehsignal in einem abgeteilten Raum eines Fahrzeugs empfangen wird, wird
nicht nur der Empfang durch Mehrwegübertragung gestört, sondern es wird auch die S/N-Rate
verschlechtert. Deshalb wird der Übertragungsversorgungsbereich einer Fernsehübertrag
u hg sstation nicht wie erwartet erweitert werden, wenn die Gegenmaßnahme nur für
Mehrwegübertragung vorgesehen ist.
Andererseits wird ein Empfang eines Fernsehsignals wenigstens vom LDTV-Grad durch die
Kombination mit dem Mehrpegel-Übertragungs-C-CDM sichergestellt, selbst wenn die S/N-Rate
deutlich verringert ist. Da die Größe der Bildfläche eines Fahrzeugfernsehgeräts
normalerweise geringer als 100 Inch ist, wird ein Fernsehsignal von LDTV-Grad eine ausreichende
Bildqualität bereitstellen. Dadurch wird der Versorgungsbereich vom LDTV-Grad des
Kraftfahrzeugfernsehens stark erweitert. Wenn ein OFDM in einem gesamten Frequenzband
eines HDTV Signals benutzt wird, können die derzeitigen Halbleitertechnologien nicht verhindern,
dass die Schaltungsskala so weit ansteigt.
Nun wird ein OFDM Verfahren zum Senden nur eines Dl1 eines Fernsehsignals im niedrigen
Frequenzband unten beschrieben. Wie in einem Blockdiagramm in Fig. 138 gezeigt ist, werden
eine Komponente D1^ im mittleren Frequenzband und eine Komponente D2 im hohen
Frequenzband eines HDTV Signals in einem C-CDM Modulator 4a gemultiplext und dann
durch ein FDM 4Od bei einem Frequenzband A gesendet. '
Andererseits wird ein von einem Empfänger 43 empfangenes Signal zu allererst von einem
FDM 4Oe Frequenz geteilt und dann von einem C-CDM Demodulator 4b der vorliegenden
Erfindung demoduliert. Danach wird das derart C-CDM demodulierte Signal in mittlere und
hohe Frequenzkomponenten des HDTV in gleicherweise wie in Fig. 123 reproduziert. Eine
Operation eines Videodekoders 402 ist identisch zu der der Ausführungsformen 1, 2 und 3
und wird nicht weiter erläutert.
Inzwischen wird das D1.-, Signal, ein Signal im niedrigen Frequenzband vom MPEG1-Grad
des HDTV, durch einen Serien-Parallel-Wandler 791 in ein paralleles Signal gewandelt und
einem OFDM Modulator 852c zugeführt, der eine QPSK oder 16 QAM Modulation ausführt.
Nachfolgend wird das D1.-, Signal· von einem inversen FFT 40 in ein zeitbasiertes Signal gewandelt
und bei einem Frequenzband B durch den FDM 4Od gesendet.
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Andererseits wird ein von dem Empfänger 43 empfangenes Signal in dem FDM 4Oe frequenzgeteilt
und dann in eine Anzahl von frequenzbasierten Signalen in einem FFT 40a des
OFDM Modulators 852d gewandelt. Danach werden frequenzbasierte Signale in entsprechenden
Demoduiatoren 4a, 4b demoduliert und einem Parallel-Serien-Wandler 882a zugeführt, worin ein Pm Signal demoduliert wird. Dadurch wird ein D1., Signal vom LDTV-Grad
von dem Empfänger 43 ausgegeben.
Auf diese Weise wird nur ein LDTV Signal OFDM-moduliert in der Mehrpegel-Signalübertragung.
Das System von Fig. 138 ermöglicht es, eine komplizierte OFDM Schaltung
nur für ein LDTV Signal zu schaffen. Eine Bitrate des LDTV Signals ist 1/20 von der
eines HDTV. Deshalb wird der Schaltungsmaßstab des OFDM auf 1/20 verringert, was in
einer herausragenden Verringerung des gesamten Schaltmaßstabes resultiert.
Ein OFDM Signalübertragungssystem ist stark gegen Mehrwegübertragung und wird bald
auf eine mobile Station angewendet werden, wie etwa ein tragbares Fernsehgerät, ein Fahrzeugfernsehgerät
oder einen digitalen Musikrundfunkempfänger, der stärker und variabler
Mehrwegübertragungsstörung ausgesetzt ist. Für derartige Nutzungen ist eine kleine Bildgröße
von weniger als 10 Inch, 4 bis 8 Inch, die Hauptrichtung. Es wird deshalb geschätzt,
dass die OFDM Modulation eines hochauflösenden Fernsehsignals wie etwa HDTV oder
EDTV einen geringeren Effekt bringen wird. In anderen Worten würde der Empfang eines
Fernsehsignals vom LDTV-Grad für Fahrzeugfernsehen ausreichend sein.
Im Gegensatz dazu ist bei einer festen Station wie etwa einem Heimfernsehgerät Mehrwegübertragung
konstant. Deshalb ist eine Gegenmaßnahme gegen Mehrwegübertragung relativ einfach, Ein geringerer Effekt wird für solch eine feste Station durch OFDM gebracht, außer
in einem Störbildbereich. Die Benutzung von OFDM für Komponenten im mittleren und
hohen Frequenzband von HDTV ist nicht vorteilhaft angesichts des gegenwärtigen Schaltungsmaßstabes
von OFDM, der noch groß ist.
Entsprechend kann das Verfahren der vorliegenden Erfindung, in der OFDM nur für ein
Fernsehsignal im niedrigen Frequenzband benutzt wird, wie in Fig. 138 gezeigt ist, den
Schaltungsmaßstab des OFDM auf weniger als 1/10 verringern, ohne einen inhärenten
OFDM Effekt zu verlieren, welcher in der Lage ist, Mehrwegübertragungsstörung von LDTV
stark beim Empfang an einer mobilen Station wie etwa einem Kraftfahrzeug zu verringern.
Obwohl die OFDM Modulation von Fig. 138 nur für ein D1.-, Signal durchgeführt wird, ist es
auch möglich, D1.! und Dl1 durch OFDM zu modulieren. In solch einem Fall wird eine C-CDM
Zweipegel-Signalübertragung zur Übertragung von D1,-, und D1^ benutzt. Dadurch wird
eine Mehrpegel-Rundfunkübertragung für ein Fahrzeug wie etwa ein Kraftfahrzeug realisiert,
die stark gegen Mehrwegübertragung ist. Sogar in einem Fahrzeug wird der allmähliche Anstieg
in einer derartigen Weise realisiert, dass LDTV und SDTV Signale mit Bildqualitäten
empfangen werden, die von dem Empfangssignalpegel oder der Antennenempfindlichkeit
abhängen.
Die Mehrpegel-Signalübertragung gemäß der vorliegenden Erfindung ist auf diese Weise
durchführbar und erzeugt verschiedene Effekte, wie vorstehend beschrieben wurde. Wenn
die Mehrpegel-Signalübertragung der vorliegenden Erfindung bei einem OFDM eingebaut
wird, wird es ferner möglich werden, ein System zu schaffen, das stark gegen Mehrwegübertragung
ist, und den Datenübertragungsgrad entsprechend einer Änderung des empfangbaren Signalpegels zu ändern.
Das Mehr-Pegel Signalübertragungsverfahren der vorliegenden Erfindung soll
die Verwendung von Frequenzen erhöhen, mag aber nicht für alle die Übertragungssysteme
geeignet sein, da es bei einigen Empfängerarten bewirkt, daß die Energieverwendung
geschwächt wird. Es ist eine gute Idee zur Verwendung mit einem Satellitenkom-,
munikationssystem für ausgewählte Teilnehmer, äußerst fortschrittliche Sender und
Empfänger zu verwenden, die zur besten Verwendung der anwendbaren Frequenzen und der Energie konstruiert sind. Ein Signalübertragungssystem für einen solchen bestimmten
Zweck ist nicht an die vorliegende Erfindung gebunden.
Die vorliegende Erfindung ist vorteilhaft zur Verwendung mit einem Satelliten- oder
terrestrischen Fernsehdienst, der im wesentlichen bei den gleichen Normen seit bereits
.50 Jahren betrieben wird. Während der Dienstdauer müssen die Seridenormen nicht
geändert werden, aber Verbesserungen werden von Zeit zu Zeit entsprechend aktualisierten,
technologischen Errungenschaften vorgesehen. Insbesondere wird die Energie zur Signalübertragung sicherlich bei irgendeinem Satelliten erhöht. Jede Fernsehstation
sollte einen kompatiblen Dienst liefern:, um einen Femseh Programmsignalempfang mit
irgendeiner Art Empfänger 2u garantieren, der von den heutigen allgemeinen bis zu den
modernsten in der Zukunft' reicht. Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung
kann einen kompatiblen Fernsehdienst für beide bestehenden NTSC und Hochauflösungs-Fernsehsysteme
liefern, und auch eine zukünftige Erweiterung sicherstellen, um sich einer Massendatenübertragung anzupassen.
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Die vorliegende Erfindung betrifft vielmehr die Frequenzverwendung als die Energienutzung.
Die Signalempfangsempfindlichkeit von jedem Empfänger ist unterschiedlich in Abhängigkeit von einem Signalzustandspegel ausgestaltet, der empfangen wird, so daß
die Übertragungsleistung eines Senders nicht stark erhöht werden.muß. Daher können
bestehende Satelliten, die eine kleine Energie zum Empfang und zur Übertragung eines
Signals anbieten, am besten mit dem System der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Das System ist auch ausgebildet, die gleichen Normen entsprechend einer Zunahme bei der Übertragungsenergie in der Zukunft auszuführen und die Kompatibilität
zwischen Empfängern alten und neuen Typs anzubieten. Des weiteren ist die vorliegende
Erfindung vorteilhafter zur Verwendung mit den Satellitenfernsehriormen.
Das Meiir_-Pegel-: Signalübertragungsverfahren der vorliegenden Erfindung wird
bevorzugter für einen terrestrischen Fernsehdienst verwendet; bei dem die Energieverwendung
nicht kritisch verglichen mit dem Satellitenfernsehdienst ist. Die Ergebnisse
sind derart, daß die Signalabschwächungsbereiche in einem Versorgungsbereich, der
einem herkömmlichen, digitalen Hochauflösungsfernsehsystem zugeordnet \si„ beträchtlich
in der Ausdehnung verringert sind, und es wird auch die Kompatibilität eines
Hochauflösungsfernsehempfängers oder einer Anzeigeeinrichtung mit dem bestehenden
NTSC System erhalten. Des weiteren wird der Versorgungsbereich wesentlich vergrößert,
so daß Programmanbieter und Sponsoren mehr Zuschauer vorfinden können. Obgleich sich die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auf 16 und 32 QAM
Verfahren beziehen, werden andere Modulationstechniken einschließlich 64,128 und
256 QAM mit gleichem Erfolg verwendet. Auch Mehrfach-PSK, ASK und FSK Techniken sind anwendbar, wie es bei den Ausführungsformen beschrieben worden ist.
Ein Kombination von TDM mit SRQAM der vorliegenden Erfindung ist oben beschrieben
worden. Jedoch kann die SRQAM der vorliegenden Erfindung auch mit irgendeinem von
FDM, CDMA und Frequenzverteilungskommunikationssystemen verwendet werden.
Claims (6)
1. Eine Signalübertragungsvorrichtung (1) zum Übertragen eines ersten und eines
zweiten Datenstroms, umfassend:
einen ersten Fehlerkorrekturcode(ECC)-Kodierer (743) zum ECC-Kodieren des
ersten Datenstroms, um einen ECC-kodierten ersten Datenstrom zu erzeugen,
einen zweiten Fehlerkorrekturcode(ECC)-Kodierer (744) zum ECC-Kodieren des
zweiten Datenstroms, um einen ECC-kodierten zweiten Datenstrom zu erzeugen,
wobei der genannte erste ECC-Kodierer verschieden von dem genannten zweiten
ECC-Kodierer ist,
einen Modulator (4) zum Zuordnen des ECC-kodierten ersten Datenstroms und
des ECC-kodierten zweiten Datenstroms zu einer entsprechenden Konstellation in einem Vektorraumdiagramm, um modulierte Signale zu erzeugen, wobei die
Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ECC-kodierten ersten Datenstrom verschieden von der Anzahl von Signalpunkten der Konstellation
für den genannten ECC-kodierten zweiten Datenstrom ist,
einen inversen Fast-Fourier-Transformator (IFFT; 40) zum Konvertieren der
modulierten Signale in ein IFFT-konvertiertes Signal, und
einen Sender (5) zum Übertragen des IFFT-konvertierten Signals,
wobei der genannte erste Datenstrom Daten zur Demodulation einschließlich der Anzahl
von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ECC-kodierten zweiten Datenstrom aufweist.
2. Eine Signalempfangsvorrichtung (33, 43) umfassend:
einen Fast-Fourier-Transformator (FFT; 40a) zum Konvertieren eines empfangenen
Signals in ein FFT-konvertiertes Signal,
wobei das genannte empfangene Signal eine Information eines ersten und eines zweiten
Datenstroms aufweist, die beide ECC-kodiert sind, wobei jeder ECC-kodierte Datenstrom
einer entsprechenden Konstellation in einem Vektorraumdiagramm zugeordnet
ist und wobei die Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ECC-kodierten ersten Datenstrom verschieden von der Anzahl von
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Signalpunkten der Konstellation für den genannten ECC-kodierten zv/eiten Datenstrom
ist,
wobei der genannte erste Datenstrom Daten zur Demodulation einschließlich der Anzahl
von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ECC-kodierten zweiten Datenstrom aufweist,
einen Demodulator (45) zum Demodulieren des FFT-konvertierten Signals, um
den ECC-kodierten ersten Datenstrom und den ECC-kodierten zweiten Datenstrom zu erzeugen, wobei der genannte ECC-kodierte zweite Datenstrom entsprechend
den genannten Daten zur Demodulation erzeugt wird,
einen ersten Fehlerkorrekturcode(ECC)-Dekodierer (758) zum ECC-Dekodieren
des ECC-kodierten ersten Datenstroms, um den ersten Datenstrom zu erzeugen,
einen zweiten Fehlerkorrekturcode(ECC)-Dekodierer (759) zum ECC-Dekodieren
des ECC-kodierten zweiten Datenstroms, um den zweiten Datenstrom zu erzeugen,
wobei der genannte erste ECC-Dekodierer verschieden von dem genannten zweiten
ECC-Dekodierer ist.
3. Ein Signalübertragungssystem, das eine Signalübertragungsvorrichtung (1) gemäß
Anspruch 1 und eine Signalempfangsvorrichtung (33, 43) gemäß Anspruch 2 umfasst.
4. Ein Signalübertragungsverfahren zum Übertragen eines ersten und eines zweiten
Datenstroms, umfassend:
einen ersten Fehlerkorrekturcode(ECC)-Kodierschritt zum ECC-Kodieren des
ersten Datenstroms, um einen ECC-kodierten ersten Datenstrom zu erzeugen,
einen zweiten Fehlerkorrekturcode(ECC)-Kodierschritt zum ECC-Kodieren des
zweiten Datenstroms, um einen ECC-kodierten zweiten Datenstrom zu erzeugen,
wobei der genannte erste ECC-Kodierschritt verschieden von dem genannten zweiten
ECC-Kodierschritt ist,
einen Modulationsschritt zum Zuordnen des ECC-kodierten ersten Datenstroms
und des ECC-kodierten zweiten Datenstroms zu einer entsprechenden Konstel-
lation in einem Vektorraumdiagramm, um modulierte Signale zu erzeugen, wobei
die Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ECC-kodierten
ersten Datenstrom verschieden von der Anzahl von Signalpunkten der
Konstellation für den genannten ECC-kodierten zweiten Datenstrom ist,
einen inversen Fast-Fourier-Transformationsschritt (IFFT) zum Konvertieren der
modulierten Signale in ein IFFT-konvertiertes Signal, und
einen Sendeschritt zum Übertragen des IFFT-konvertierten Signals,
wobei der genannte erste Datenstrom Daten zur Demodulation einschließlich der
Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ECC-kodierten zweiten Datenstrom aufweist.
5. Ein Signalempfangsverfahren umfassend:
einen Fast-Fourier-Transformationsschritt (FFT) zum Konvertieren eines empfangenen
Signals in ein FFT-konvertiertes Signal,
wobei das genannte empfangene Signal eine Information eines ersten und eines zweiten
Datenstroms aufweist, die beide ECC-kodiert sind, wobei jeder ECC-kodierte Datenstrom
einer entsprechenden Konstellation in einem Vektorraumdiagramm zugeordnet ist und wobei die Anzahl von Signalpunkten der Konstellation für den genannten
ECC-kodierten ersten Datenstrom verschieden von der Anzahl von Signalpunkten der
Konstellation für den genannten ECC-kodierten zweiten Datenstrom ist,
wobei der genannte erste Datenstrom Daten zur Demodulation einschließlich der Anzahl
von Signalpunkten der Konstellation für den genannten ECC-kodierten zweiten Datenstrom aufweist, und
einen Demodulationsschritt (45) zum Demodulieren des FFT-konvertierten Signals,
um den ECC-kodierten ersten Datenstrom und den ECC-kodierten zweiten Datenstrom zu erzeugen, wobei der genannte ECC-kodierte zweite Datenstrom
entsprechend den genannten Daten zur Demodulation erzeugt wird,
einen ersten Fehlerkorrekturcode(ECC)-Dekodierschritt zum ECC-Dekodieren
des ECC-kodierten ersten Datenstroms, um den ersten Datenstrom zu erzeugen,
einen zweiten Fehlerkorrekturcode(ECC)-Dekodierschritt zum ECC-Dekodieren
des ECC-kodierten zweiten Datenstroms, um den zweiten Datenstrom zu erzeugen,
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wobei der genannte erste ECC-Dekodierschritt verschieden von dem genannten zweiten
ECC-Dekodierschritt ist.
6. Ein Signalübertragungs- und -empfangsverfahren, das ein Signalübertragungsverfahren
gemäß Anspruch 4 und ein Signalempfangsverfahren gemäß Anspruch 5 umfasst.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6793492 | 1992-03-26 | ||
JP25607092 | 1992-09-25 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE69331670T9 true DE69331670T9 (de) |
Family
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