DE69232529T2

DE69232529T2 - Signalübertragungssystem

Info

Publication number: DE69232529T2
Application number: DE69232529T
Authority: DE
Inventors: Mitsuaki Oshima
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1991-03-27
Filing date: 1992-03-26
Publication date: 2002-11-07
Anticipated expiration: 2012-03-27
Also published as: DE69232530D1; EP0975171B1; DE69223541T2; DE69233181D1; DE69223541D1; JPH05327807A; EP1359761A2; EP0975173A1; DE69232530T2; EP0506400A2; EP0973335B1; DE69232523T2; EP0975174A1; EP0975170B1; EP0766478A3; DE69233182D1; DE69232527D1; EP1359761A3; DE69232526T2; EP0975169B1

Description

Hintergrund der Erfindung

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Signalübertragungssystem zur Übertragung eines digitalen Signals durch Demodulation seiner Trägerwelle.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Digitale Signalübertragungssysteme sind auf verschiedenen Gebieten verwendet worden. Insbesondere sind digitale Videosignalübertragungstechniken merklich verbessert worden.
Unter ihnen gibt es ein digitales Signalübertragungsverfahren. Bisher sind solche digitalen Signalübertragungssysteme insbesondere im Einsatz bei z. B. einer Übertragung zwischen Fernsehsstationen. Sie werden bald für einen terrestrischen und/oder Satelliten-Fernsehdienst in jedem Land der Welt verwendet.
Die Fernsehsendesysteme einschließlich Hochauflösungsfernsehen, PCM Musik, FAX und andere Informationsdienste sind nun gefragt, die erwünschten Daten nach Menge und Qualität zu erhöhen, um Millionen anspruchsvoller Betrachter zufriedenzustellen. Insbesondere müssen die Daten in einer gegebenen Bandbreite der Frequenz erhöht werden, die dem Fernsehdienst zugeordnet ist Die zu übertragenden Daten sind immer reichlich und werden soviel geliefert, wie mit den zu der Zeit modernen Techniken verarbeitet werden können. Es ist ideal, das bestehende Signalübertragungssystem entsprechend einer Zunahme der Datenmenge mit der Zeit abzuändern oder zu wechseln.
Jedoch ist der Fernsehdienst ein öffentliches Unternehmen und kann nicht ohne Betrachtung der Interessen und Vorteile der Zuschauer weiter hinausgehen. Es ist wichtig, daß jeder neue Dienst mit vorhandenen Fernsehempfängern und Anzeigegeräten wertgeschätzt werden kann. Insbesondere ist die Verträglichkeit eines Systems besonders erwünscht, um alte und neue Dienste gleichzeitig zu liefern oder einen neuen Dienst, der von bestehenden und fortschrittlichen Empfängern empfangen werden kann.
Es versteht sich, daß irgendein neues digitales Fernsehsendesystem, das eingeführt werden soll, im bezug auf eine Datenzunahme ausgebildet sein muß, um auf zukünftige Anforderungen und technische Vorteile zu antworten und auch in bezug auf eine kompatible Wirkung, damit bestehende Empfänger Übertragungen empfangen können.
Die Erweiterungsmöglichkeit und die Kompatibilitätsleistung von digitalen Fernsehsystemen nach dem Stand der Technik wird erklärt.
Es ist ein digitales Fernsehsatellitensystem bekannt, bei dem NTSC Fernsehsignale, die auf ungefähr 6 Mpbs komprimiert sind, durch Zeitteilungsmodulation von QPSK gemultiplext und auf 4 bis 20 Kanälen übertragen werden, während Hochauflösungs-Fernsehsignale auf einem einzigen Kanal geführt werden. Ein anderes digitales Hochauflösungs-Fernsehsystem ist vorgesehen, bei dem Hochauflösungsfernseh-Videodaten, die auf sowenig wie 15 Mbps komprimiert sind, auf einem 16 oder 32 QAM Signal (Quadraturamplitudenmodulationssignal) durch Bodenstationen übertragen werden.
Ein solches bekanntes Satellitensystem ermöglicht, daß Hochauflösungs-Fernsehsignale auf einem Kanal in einer herkömmlichen Weise getragen werden, so daß ein Frequenzband besetzt wird, das einigen Kanälen von NTSC Signalen äquivalent ist. Dies bewirkt, daß die entsprechenden NTSC Kanäle während der Übertragung des Hochauflösungs-Fernsehsignals nicht verfügbar sind. Auch ist die Kompatibilität zwischen NTSC und Hochauflösungsfernseh-Empfängern oder Anzeigegeräten kaum betroffen, und das Datenerweiterungsvermögen, das zur Anpassung an einen zukünftigen, fortschrittlichen Modus benötigt wird, wird betont unberücksichtigt.
Ein solches allgemeines terrestrisches Hochauflösungs-Fernsehsystem bietet einen Hochauflösungsfernsehdienst auf herkömmlichen 16 oder 32 GAM Signalen ohne irgendeine Abänderung. Bei irgendeinem analogen Fernsehdienst wird eine Menge an signalabschwächenden oder Schattenbereichen in seinem Versorgungsbereich aufgrund struktureller Hindernisse, geographischer Ungeeignetheiten oder eine Signalstörung von einer Nachbarstation erzeugt. Wenn das Fernsehsignal eine analoge Form hat, kann es mehr oder weniger in solchen signalabschwächenden Bereichen empfangen werden, obgleich sein wiedergegebenes Bild von geringer Qualität ist Wenn das Fernsehsignal eine digitale Form hat, kann es kaum mit einem annehmbaren Pegel innerhalb der Bereich wiedergegeben werden. Dieser Nachteil ist besonders feindlich bei der Entwicklung von irgendeinem digitalen Fernsehsystem.
Dieses Problem wird durch die Tatsache hervorgerufen, daß die herkömmlichen Modulationssysteme, wie QAM, die Signalpunkte in konstanten Intervallen anordnen. Es hat keine solchen Systeme gegeben, die die Anordnung der Signalpunkte ändern oder modulieren kann.
Der Artikel von T. Hill et al., veröffentlicht in den IEEE Transactions an Communications Bd. 31, No. 6, Juni 1983, S. 821-826 "A Performance Study of NLA 64-State QAM", offenbart ein Übertragungssystem, in dem die Übertragungsvorrichtung das Eingangssignal in drei Teile unterteilt, die drei Teile unter Verwendung von QPSK Modulatoren moduliert, die parallel arbeiten, um drei modulierte QPSK Signale (QPSK1, QPSK2, QPSK3) zu erzeugen, und addiert die drei QPSK Signale, um ein 64-Zustand QAM Signal zu erhalten. Der sich ergebende Signalraum hat gleich beabstandete Punkte, wie es auf dem Gebiet gut bekannt ist, um die Signalraumpunkte bei der Demodulation differenzierbar zu machen.
EP-A-0 485 105, veröffentlicht am 13. Mai 1992, und EP-A-0 485 108, veröffentlicht am 13. Mai 1992, offenbaren Modulationsschemen, in denen Signalpunkte in einer Konstellation in Gruppen und ungleich beabstandet angeordnet sind.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist eine Zielsetzung der vorliegenden Erfindung, um die vorstehenden Nachteile zu lösen, ein Signalübertragungssystem zu schaffen, das zur kompatiblen Verwendung für bestehende NTSC und einzuführende Hochauflösungs-Fernsehdienste, insbesondere über Satellit, ausgestaltet ist, und um auch signalabschwächende oder Schattenbereiche ihres Versorgungsbereiches am Boden zu minimieren.
In einem ersten Gesichtspunkt der Erfindung wird eine Signalübertragungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 geschaffen.
In einem zweiten Gesichtspunkt der Erfindung wird eine Signalempfangsvorrichtung zur Rekonstruktion eines empfangenen Signals gemäß Anspruch 2 geschaffen.
In einem dritten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Signalübertragungssystem mit einer Signalübertragungsvorrichtung und einer Signalempfangsvorrichtung geschaffen.
Beim Betrieb werden das Eingangssignal, das einen ersten Datenstrom von g Werten enthält, und ein zweiter Datenstrom der Modulatorschaltung des Senders zugeführt, wo eine abgeänderte m-Bit QAM Trägerwelle erzeugt wird, die m Signalpunkte in einem Vektorfeld darstellt. Die m Signalpunkte werden in g Signalpunktgruppen unterteilt, denen jeweils die g Werte des ersten Datenstroms zugeordnet werden. Auch werden Daten des zweiten Datenstroms m/g Signalpunkte oder Untergruppen von jeder Signalpunktgruppe zugeordnet. Dann wird ein sich ergebendes Übertragungssignal von der Übertragungsschaltung übertragen. Ebenso kann sich ein dritter Datenstrom ausbreiten.
Bei dem Empfänger wird der erste Datenstrom des Übertragungssignals zuerst demoduliert, indem m Signalpunkte in einem Signalraumdiagramm in g Signalpunktgruppen aufgeteilt werden. Dann wird der zweite Datenstrom demoduliert, indem m/g Werte m/g Signalpunkten von jeder entsprechenden Signalpunktgruppe zur Rekonstruktion des ersten und des zweiten Datenstroms zugeordnet werden. Wenn der Empfänger bei m = g ist, werden die g Signalpunktgruppen wieder verlangt und den g Werten zur Demodulation und Rekonstruktion des ersten Datenstroms zugeordnet.
Beim Empfang des gleichen Übertragungssignals von dem Sender kann ein Empfänger, der mit einer großformatigen Antenne ausgerüstet und der Modulation einer großen Datenmenge fähig ist, den ersten und den zweiten Datenstrom wiedergewinnen. Ein Empfänger, der mit einer kleinformatigen Antenne ausgerüstet und einer Modulation einer kleinen Datenmenge fähig ist, kann nur den ersten Datenstrom wiedergewinnen. Demgemäß wird die Kompatibilität des Signalübertragungssystems sichergestellt. Wenn der erste Datenstrom ein NTSC Fernsehsignal oder die niedere Ferquenzbandkomponente eines Hochauflösungs-Fernsehsignals ist, und der zweite Datenstrom eine hohe Frequenzbandkomponente des Hochauflösungs-Fernsehsignals ist, kann der Modulationsempfänger für eine kleine Datenmenge das NTSC Fernsehsignal rekonstruieren und der Modulationsempfänger für eine große Datenmenge kann das Hochauflösungs-Femsehsignal rekonstruieren. Es versteht sich, daß ein digitaler NTSC/Hochauflösungs- Fernsehdienst gleichzeitig machbar ist, wobei die Kompatibilität des Signalübertragungssystems der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Insbesondere kann ein Empfänger, der einer Demodulation von n-Bit Daten fähig ist, n Bits von einer mit mehreren Bit modulierten Trägerwelle wiedergeben, die eine m-Bit Date trägt, wo m > n, so daß das Signalübertragungssytem Kompatibilität und die Möglichkeit einer zukünftigen Erweiterung haben kann. Auch ist eine Mehrpegelsignalübertragung möglich, indem die Signalpunkte der QAM verschoben werden, so daß ein dem Nullpunkt der Koordinaten der I- Achse und der Q-Achse am nahester Signalpunkt von dem Nullpunkt um nδ bbeabstandet ist, wo δ der Abstand des nahesten Punktes von jeder Achse und n größer als 1 ist.
Demgemäß wird ein kompatibler, digitaler Satellitendienst für das NTSC und das Hochauflösungs-Fernsehsystem machbar, wenn der erste Datenstrom ein NTSC Signal trägt und der zweite Datenstrom ein Differenzsignal zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen trägt. Daher wird die Fähigkeit, einer Zunahme der Datenmenge zu entsprechen, die übertragen werden soll, sichergestellt. Auch am Boden wird sein Versorgungsbereich erhöht, während Bereiche mit Signalabschwächung verringert werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Fig. 1 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung des Signalübertragungssystems, wobei eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt ist;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Senders der ersten Ausführungsform;
Fig. 3 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssignal der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 4 ist ein Vektordiagramm, das ein Übertragungssignal der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 5 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunkten gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 6 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunktgruppen gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 7 ist eine Ansicht, die eine Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunkten in jeder Signalpunktgruppe gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 8 ist eine Ansicht, die eine andere Zuordnung von Binärcoden zu Signalpunktgruppen und ihren Signalpunkten gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 9 ist eine Ansicht, die Schwellenwerte der Signalpunktgruppen gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 10 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten Ausführungsform;
Fig. 11 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius r&sub2; und dem Übertragungsenergieverhältnis n gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 12 ist eine Ansicht, die die Signalpunkte eines abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 13 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius r&sub3; und dem Übertragungsenergieverhältnis n gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 14 ist ein Vektordiagramm, das Signalpunktgruppen und ihre Signalpunkte des abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 15 ist eine erläuternde Ansicht, die die Beziehung zwischen A&sub1; und A&sub2; des abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 16 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius r&sub2;, r&sub3; und jeweils dem Übertragungsenergieverhältnis n&sub1;&sub6;, n&sub6;&sub4; gemäß der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 17 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Senders der ersten Ausführungsform;
Fig. 18 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten Ausführungsform;
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm eines ersten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 20 ist ein Signalraumdiagramm eines QPSK modulierten Signals der ersten Ausführungsform;
Fig. 21 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 22 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der ersten Ausführungsform;
Fig. 23 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform
Fig. 24 ist ein Ablaufdiagramm, das eine Wirkung der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 25-a und 25b sind Vektordiagramme, die ein 8 und ein 16 QAM Signal der ersten Ausführungsform jeweils zeigen;
Fig. 26 ist ein Blockdiagramm eines dritten Empfängers der ersten Ausführungsform;
Fig. 27 ist eine Ansicht, die Signalpunkte des abgeänderten 64 QAM Signals der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das eine andere Wirkung der ersten Ausführungsform zeigt;
Fig. 29 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems, das eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 30 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 31 ist ein Blockdiagramm eines ersten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 32 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 33 ist ein Blockdiagramm eines dritten Videocodierers der dritten Ausführungsform;
Fig. 34 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein Zeitmultiplexen von D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 35 ist eine beispielhafte Ansicht, die ein anderes Zeitmultiplexen von D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 36 ist eine beispielhafte Ansicht, die weiteres Zeitmultiplexen von D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 37 ist eine schematische Ansicht der gesamten Anordnung eines Signalübertragungssystems, das eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 38 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 16 QAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 39 ist ein Vektordiagramm des abgeänderten 16 QAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 40 ist ein Vektordiagramm eines abgeänderten 64 QAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 41 ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenten zu einer Zeitbasis gemäß der dritten Ausführungsform;
Fig. 42 ist ein Diagramm der Zuordnung von Datenkomponenten zu einer Zeitbasis mit der Wirkung von Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex gemäß der dritten Ausführungsform;
Fig. 43 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung der dritten Ausführungsform;
Fig. 44 ist ein Diagramm, das das Prinzip der Trägerwellenwiedergabe gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 45 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur umgekehrten Modulation bei der dritten Ausführungsform;
Fig. 46 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 16 QAM Signals der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 47 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten des 64 QAM Signals der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 48 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwiedergabeschaltung zur 16x Multiplikation der dritten Ausführungsform;
Fig. 49 ist eine beispielhafte Ansicht, die Zeitmultiplexen von DV1, DH1, DV2, DH2, DV3 und DH3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 50 ist eine erklärende Ansicht, die ein Zeitmultiplexen mit Mehrfachzugriff von DV1, DH1, DV2, DH2, DV3, und DH3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 51 ist eine erklärende Ansicht, die ein anderes Zeitmultiplexen mit Mehrfachzugriff von DV1, DH1, DV2, DH2, DV3 und DH3 Signalen gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 52 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich bei einem bekannten Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 53 ist ein Diagramm, das Signalstörungsbereiche bei einem Mehrpegel Signalübertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 54 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem bekannten Übertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 55 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei dem Mehrpegel Signalübertragungsverfahren gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 56 ist ein Diagramm, das einen Signalstörungsbereich zwischen zwei digitalen Fernsehstationen gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
Fig. 57 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 58 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 59-a und 59-b sind Diagramme, die die Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 60 ist ein Diagramm, das eine andere Zuordnung von Signalpunkten des abgeänderten 4 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt, wenn die S/N Rate (Rauschabstandsrate) niedrig ist;
Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders der fünften Ausführungsform;
Fig. 62-a und 62-b sind Diagramme, die Frequenzverteilungsprofile eines ASK modulierten Signals der fünften Ausführungsform zeigen;
Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders der fünften Ausführungsform;
Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 66 ist ein Blockdiagramm eines anderen Fernsehempfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 67 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehsatelliten-Bodenempfängers der fünften Ausführungsform;
Fig. 68 ist ein Diagramm, das eine Zuordnung von Signalpunkten eines 8 ASK Signals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 69 ist ein Blockdiagramm eines Videocodierers der fünften Ausführungsform;
Figur. 70 ist ein Blockdiagramm eines Videocodierers der fünften Ausführungsform, der eine Teilerschaltung enthält;
Fig. 71 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 72 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform, der eine Mischschaltung enthält;
Fig. 73 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponeten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 74-a ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 74-b ist ein Diagramm, das eine andere Zeitzuordnung von Datenkomponenten des Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 75 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß dar fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 76 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 77 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 78 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 79 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Dreipegel-Übertragungssignals der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 80 ist ein Blockdiagramm eines anderen Videodecodierers der fünften Ausführungsform;
Fig. 81 ist ein Diagramm, das eine Zeitzuordnung von Datenkomponenten eines Übertragungssignals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines Videodecodierers für ein D&sub1; Signal der fünften Ausführungsform;
Fig. 83 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen der Frequenz und der Zeit eines frequenzmodulierten Signals gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 84 ist ein Blockdiagramm einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung gemäß der fünften Ausführungsform;
Fig. 85 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und dem Pegel gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 86 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Übertragungsstrecke gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 87 ist ein Blockdiagramm eines Senders der zweiten Ausführungsform;
Fig. 88 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der zweiten Ausführungsform;
Fig. 89 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
Fig. 90 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Dreipegel-Übertragung der fünften Ausführungsform zeigt;
Fig. 91 ist ein Diagramm, das Bereiche mit Signalabschwächung bei der Vierpegel-Übertragung einer sechsten Ausführungsform zeigt;
Fig. 92 ist ein Diagramm, das die Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführung zeigt;
Fig. 93 ist ein Blockdiagramm eines Teilers der sechsten Ausführungsform;
Fig. 94 ist ein Blockdiagramm einer Mischschaltung der sechsten Ausführungsform;
Fig. 95 ist ein Diagramm, das eine andere Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführung zeigt;
Fig. 96 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines bekannten digitalen Fernsehsendesystems;
Fig. 97 ist eine Ansicht der Signalfortpflanzung eines digitalen Fernsehsendesystems gemäß der sechsten Ausführungsform;
Fig. 98 ist ein Diagramm, das eine Vierpegel-Übertragung der sechsten Ausführungsform zeigt;
Fig. 99 ist ein Vektordiagramm eines 16 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 100 ist ein Vektordiagramm eines 32 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform;
Fig. 101 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 102 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 103 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke n und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der dritten Ausführungsform benötigt wird;
Fig. 104 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen einer Verschiebungsstrecke n und S/N zeigt, die zur Übertragung gemäß der dritten Ausführungsform benötigt wird;
Fig. 105 ist ein graphisches Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Signalpegel und der Entfernung von einer Senderantenne bei einem terrestrischen Fernsehdienst gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
Fig. 106 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM der dritten Ausführungsform zeigt; und
Fig. 107 ist ein Diagramm, das einen Versorgungsbereich des 32 SRQAM Signals der dritten Ausführungsform zeigt.

Bevorzugte Ausführungsform der Erfindung

Ausführungsform 1

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 1 zeigt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssystems gemäß der vorliegenden Erfindung. Ein Sender 1 umfaßt eine Eingangseinheit 2, eine Teilereinheit 3, einen Modulator 4 und eine Sendereinheit 5. Im Betrieb wird jedes Eingangsmultiplexersignal durch die Tellerschaltung 3 in drei Gruppen unterteilt, einen ersten Datenstrom D1, einen zweiten Datenstrom D2 und einen dritten Datenstrom D3, die dann durch den Modulator 4 moduliert werden, bevor sie von der Sendereinheit 5 gesendet werden. Das modulierte Signal wird von einer Antenne 6 durch eine Aufwärtsverbindung 7 zu einem Satelliten 10 gesendet, wo es von einer Aufwärtsverbindungsantenne 11 empfangen und von einem Transponder 12 verstärkt wird, bevor es von einer Abwärtsverbindungsantenne 13 in Richtung zum Boden gesendet wird.
Das Übertragungssignal führt dann nach unten durch drei Abwärtsverbindungen 21, 32 und 41 zu einem ersten 23, einem zweiten 33 bzw. einem dritten Empfänger 43 gesendet. In dem ersten Empfänger 23 wird das von einer Antenne 22 empfangene Signal durch Eingangseinheit 24 einem Demodulator 25 zugeführt, und es wird nur sein erster Datenstrom demoduliert, während der zweite und dritte Datenstrom nicht wiedergewonnen werden, bevor sie weiter von der Ausgangseinheit 26 übertragen werden.
Ähnlich erlaubt der zweite Empfänger 33, daß der erste und der zweite Datenstrom des Signals, das von einer Antenne 32 empfangen und von einer Eingangseinheit 34 zugeführt wurde, von einem Demodulator 35 demoduliert wird, und dann zu einem einzigen Datenstrom durch einen Summierer 37 summiert wird, der dann weiter von einer Ausgangseinheit 36 übertragen wird.
Der dritte Empfänger 43 erlaubt, daß insgesamt der erste, der zweite und dritte Datenstrom des Signals, das von einer Antenne 42 empfangen und von einer Eingangseinheit 44 zugeführt wird, durch einen Demodulator 45 demoduliert wird und dann durch einen Summierer 47 zu einem einzigen Datenstrom summiert wird, der dann weiter von einer Ausgangseinheit 46 übertragen wird.
Man sieht, daß die drei einzelnen Empfänger 23, 33 und 43 ihre jeweiligen Modulatoren unterschiedliche Eigenschaften haben, so daß ihre von demselben Frequenzbandsignal des Senders 1 demodulierten Ausgänge Daten unterschiedlicher Größe enthalten. Insbesondere können drei unterschiedliche, aber kompatible Daten gleichzeitig auf einem gegebenen Frequenzbandsignal zu ihren entsprechenden Empfängern getragen werden. Zum Beispiel wird jedes von drei vorhandenen NTSC, Hochauflösungsfernsehen und Super-Hochauflösungsfernsehen, digitalen Signalen in eine niedrige, eine hohe und eine superhohe Frequenzbandkomponente in bezug auf den ersten, den zweiten bzw. den dritten Datenstrom aufgeteilt. Demgemäß können die drei verschiedenen Fernsehsignale auf einem einkanaligen Frequenzbandträger zur gleichzeitigen Wiedergabe eines Fernsehbildes mit einer mittleren, einer hohen bzw. einer superhöhen Auflösung übertragen werden.
Beim Betrieb wird das NTSC Fernsehsignal von einem Empfänger empfangen, der von einer kleinen Antenne zur Demodulation von Daten geringer Menge begleitet ist, das Hochauflösungs-Fernsehsignal wird von einem Empfänger empfangen, der von einer mittleren Antenne zur Demodulation von Daten mittlerer Größe begleitet ist, und das Super-Hochauflösungsfernsehsignal wird von einem Empfänger empfangen, der von einer großen Antenne zur Demodulation von Daten großer Mengen begleitet ist. Auch wird, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, ein digitales NTSC Fernsehsignal, das nur den ersten Datenstrom für den digitalen NTSC Fernsehienst enthält, einem digitalen Sender 51 zugeführt, wo es von einer Eingangseinheit 52 erhalten und von einem Demodulator 54 moduliert wird, bevor es weiter von einer Sendeeinheit 55 gesendet wird. Das demodulierte Signal wird dann von einer Antenne 56 über eine Aufwärtsverbindung 57 zu dem Satelliten 10 aufwärts gesendet, der seinerseits dasselbe durch eine Abwärtsverbindung 58 zu dem ersten Empfänger 23 am Boden sendet.
Der erste Empfänger 23 demoduliert mit seinem Demodulator 24 das modulierte, digitale Signal, das von dem digitalen Sender 51 zugeführt worden ist, zu dem ursprünglichen, ersten Datenstromsignal. Ebenso kann dasselbe modulierte, digitale Signal von dem zweiten 33 oder dem dritten Empfänger 43 zu dem ersten Datenstrom oder NTSC Fernsehsignal demoduliert werden. Zusammengefaßt können die drei einzelnen Empfänger 23, 33 und 43 alle ein digitales Signal des bestehenden TV Systems zur Wiedergabe empfangen und verarbeiten.
Die Anordnung des Signalübertragungssystems wird mehr im einzelnen beschrieben.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm des Senders 1, in dem ein Eingangssignal über die Eingangseinheit 2 zugeführt und durch die Teilerschaltung 3 in drei digitale Signale geteilt wird, die einen ersten, einen zweiten bzw. einen dritten Datenstrom enthalten.
Unter der Annahme, daß das Eingangssignal ein Videosignal ist, ist seine niedrige Frequenzbandkomponente dem ersten Datenstrom zugeordnet, seine hohe Frequenzbandkomponente dem zweiten Datenstrom und seine superhohe Frequenzbandkomponete dem dritten Datenstrom. Die drei verschiedenen Frequenzbandsignale werden einem Modulatoreingang 61 des Modulators 4 zugeführt. Hier moduliert oder ändert eine Signalpunkt-Modulations/Änderungsschaltung 67 die Positionen der Signalpunkte gemäß einem extern gegebenen Signal. Der Modulator 4 ist zur Amplitudenmodulation auf zwei 90º phasenverschobenen Trägem jeweils angeordnet, die dann zu einem mehrfachen QAM Signal summiert werden. Insbesondere wird das Signal von dem Modulatoreingang 61 einem ersten 62 und einem zweiten AM Modulator 63 zugeführt. Auch wird eine Trägerwelle cos(2πfct), die von einem Trägergenerator erzeugt wird, direkt dem ersten AM Modulator 62 und auch einem π/2 Phasenschieber 66 zugeführt, wo sie um 90º zu einer Form sin(2πfct) phasenverschoben wird, bevor sie zu dem zweiten AM Modulator 63 übertragen wird. Die zwei amplitudenmodulierten Signale von dem ersten und dem zweiten AM Modulator 62, 63 werden von einem Summierer 65 zu einem Übertragungssignal summiert, das dann zu der Sendeeinheit 5 zur Ausgabe übertragen wird. Dieses Verfahren ist gut bekannt und wird nicht weiter erläutert.
Das QAM Signal wird nun in einer allgemeinen 8 · 8 oder 16 Zustandsausbildung beschrieben, wobei auf den ersten Quadranten eines Raumdiagramms in Fig. 3 Bezug genommen wird. Das Ausgangssignal des Modulators 4 wird durch einen Summenvektor von zwei Vektoren einer 81, 82, Acos2πfct und Bcos2πfct, ausgedrückt, die die zwei um 90º phasenverschobenen Träger jeweils darstellen. Wenn der von dem Nullpunkt fernliegende Punkt eines Summenvektors einen Signalpunkt darstellt, hat das 16 QAM Signal 16 Signalpunkte, die durch eine Kombination von vier horizontalen Amplitudenwerten a&sub1;, a&sub2;, a&sub3;, a&sub4; und vier vertikalen Amplitudenwerten b&sub1;, b&sub2;, b&sub3;, b&sub4; bestimmt sind. Der erste Quadrant in Fig. 3 enthält vier Signalpunkte 83 bei C&sub1;&sub1;, 84 bei C&sub1;&sub2;, 85 bei C&sub2;&sub2; und 86 bei C&sub2;&sub1;.
C&sub1;&sub1; ist ein Summenvektor eines Vektors 0-a&sub1; und eines Vektors 0-b&sub1;, und wird somit als C&sub1;&sub1; = a&sub1;cos2πfct - b&sub1;sin2πfct = Acos(2πfct + dπ/2) ausgedrückt.
Es wird nun angenommen, daß der Abstand zwischen 0 und a&sub1; bei den orthogonalen Koordinaten der Fig. 3 A&sub1; ist, zwischen a&sub1; und a&sub2; A&sub2; ist, zwischen 0 und b&sub1; B&sub1; ist und zwischen b&sub1; bis b&sub2; B&sub2; ist.
Wie es in Fig. 4 gezeigt ist, sind die 16 Signalpunkte als Vektorkoordinate zugeordnet, wobei jeder Punkt ein vier-Bit Muster darstellt, so daß die Übertragung einer vier-Bit Date pro Periode oder Zeitschlitz ermöglicht wird.
Fig. 5 stellt eine gemeinsame Zuordnung von zwei-Bit Mustern zu den 16 Signalpunkten dar.
Wenn der Abstand zwischen zwei benachbarten Signalpunkten groß ist, wird er ohne weiteres von dem Empfänger erkannt. Daher ist es erwünscht, die Signalpunkte mit größeren Intervallen zu beabstanden. Wenn zwei bestimmte Signalpunkte nahe beieinander zugeteilt sind, werden sie kaum unterschieden und die Fehlerrate wird erhöht. Deshalb ist es am bevorzugtesten, die Signalpunkte in gleichen Intervallen beabstandet zu haben, wie es in Fig. 5 gezeigt ist, in der das 16 QAM Signal durch A&sub1; = A&sub2;/2 festgelegt ist.
Der Sender 1 der Ausführungsform ist ausgestaltet, ein eingegebenes, digitales Signal in einen ersten, einen zweiten und einen dritten Daten- oder Bitstrom zu unterteilen. Die 16 Signalpunkte oder Gruppen von Signalpunkten werden in vier Gruppen unterteilt. Dann werden 4 zwei-Bit Mustern des ersten Datenstroms den vier Signalpunktgruppen jeweils zugeordnet, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Insbesondere wird, wenn das zwei-Bit Muster des ersten Datenstroms 11 ist, einer von vier Signalpunkten der ersten Signalpunktgruppe 91 in dem ersten Quadranten in Abhängigkeit von dem Inhalt des zweiten Datenstroms zur Übertragung ausgewählt. Ebenso wird, wenn es 01 ist, ein Signalpunkt der zweiten Signalpunktgruppe 92 in dem zweiten Quadranten ausgewählt und gesendet. Wenn es 00 ist, wird ein Signalpunkt der dritten Signalpunktgruppe 93 in dem dritten Quadranten gesendet, und wenn es 10 ist, wird ein Signalpunkt der vierten Signalpunktgruppe 94 in dem vierten Quadranten gesendet. Auch werden 4 zwei-Bit Muster in dem zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals, oder z. B. 16 vier-Bit Muster in dem zweiten Datenstrom eines 64-Zustand QAM Signals, vier Signalpunkten oder Signalpunktuntergruppen von jeder der vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 jeweils zugeordnet, wie es in Fig. 7 gezeigt ist. Es sollte sich verstehen, daß die Zuordnung zwischen irgendwelchen zwei Quadranten symmetrisch ist. Die Zuordnung der Signalpunkte zu den vier Gruppen 91, 92, 93, 94 wird durch die Priorität bei den zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms bestimmt. Als Ergebnis können zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms und zwei-Bit Daten des zweiten Datenstroms unabhängig übertragen werden. Auch wird der erste Datenstrom bei der Verwendung eines allgemeinen QPSK Empfängers demoduliert, der eine gegebene Antennenempfindlichkeit aufweist. Wenn die Antennenempfindlichkeit größer ist, empfängt eine abgeänderte Art des 16 QAM Empfängers der vorliegenden Erfindung den ersten und den zweiten Datenstrom mit gleichem Erfolg und demoduliert sie.
Fig. 8 zeigt ein Beispiel der Zuordnung des ersten und des zweiten Datenstroms zu zwei-Bit Mustern.
Wenn die niedere Frequenzbandkomponente eines Hochauflösungsfernseh-Videosignals dem ersten Datenstrom und die hohe Frequenzkomponente dem zweiten Datenstrom zugeordnet wird, kann der QPSK Empfänger ein Bild mit NTSC-Pegel aus dem ersten Datenstrom erzeugen, und der 16- oder 64-Zustand QAM Empfänger kann ein Hochauflösungsfernsehbild von einem zusammengesetzten Wiedergabesignal des ersten und des zweiten Datenstroms erzeugen.
Da die Signalpunkte in gleichen Intervallen zugeteilt werden, wird in dem QPSK Empfänger ein Schwellenabstand zwischen den Koordinatenachsen und dem abgeschatteten Bereich des ersten Quadranten entwickelt, wie es in Fig. 9 gezeigt ist. Wenn der Schwellenabstand AT0 ist, wird ein QPSK Signal mit einer Amplitude von AT0 erfolgreich empfangen. Jedoch muß die Amplitude auf einen dreimal größeren Wert oder 3AT0 zur Übertragung eines 16 QAM Signals erhöht werden, während der Schwellenabstand AT0 beibehalten wird. Insbesondere ist die zur Übertragung des 16 QAM Signals benötigte Energie neunmal größer als die zum Senden des QPSK Signals. Auch ist, wenn das QPSK Signal in einem 16 QAM Modus gesendet wird, die Energieverschwendung hoch und die Wiedergabe eines Trägersignals wird mühsam. Vor allem ist die zur Satellitenübertragung verfügbare Energie nicht reichlich, sondern auf eine minimale Verwendung streng begrenzt. Daher werden keine Signalübertragungssysteme mit großem Energieverbrauch praktisch eingesetzt, bis mehr Energie zur Satellitenübertragung zur Verfügung steht. Es wird erwartet, daß eine große Anzahl von QPSK Empfängern auf dem Markt eingeführt wird, wenn das digitale Fernsehen bald im Einsatz ist. Nach der Einführung auf dem Markt werden die QPSK Empfänger kaum zu Modellen größerer Empfindlichkeit verschoben, weil der Abstand der Signalempfangseigenschaft zwischen den beiden Modellen, dem alten und dem neuen, groß ist. Deshalb darf die Übertragung der QPSK Signale nicht aufgegeben werden. In dieser Beziehung wird ein neues System unbedingt zur Übertragung von Signalpunktdaten eines quasi QPSK Signals in dem 16 QAM Modus unter Verwendung von weniger Energie benötigt. Andererseits verschlechtert die beschränkte Energie bei einer Satellitenstation das gesamte Übertragungssystem.
Die vorliegenden Erfindung liegt in einer mehrfachen Signalpegelanordnung, bei der die vier Signalpunktgruppen 91, 92, 93, 94 in einem größeren Abstand voneinander zugeteilt werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist, um den Energieverbrauch zu minimieren, der für eine 16 QAM Modulation von quasi QPSK Signalen verlangt wird.
Zur Klarlegung der Beziehung zwischen der Signalempfangsempfindlichkeit und der Übertragungsenergie wird die Ausgestaltung des digitalen Senders 51 und des ersten Empfängers 23 mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf. Fig. 1 beschrieben.
Der digitale Sender 51 und der erste Empfänger 23 sind von bekannter Art zur Datenübertragung oder Videosignalübertragung, z. B. bei einem Fernsehdienst, gebildet. Wie es in Fig. 17 gezeigt, ist der digitale Sender 51 ein QPSK Sender, der dem vielfach-Bit QAM Sender 1, der in Fig. 2 gezeigt ist, ohne AM Modulationsfähigkeit äquivalent ist. Beim Betrieb wird ein Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 52 einem Modulator 54 zugeführt, wo es durch einen Modulatoreingang 121 in zwei Komponenten geteilt wird. Die zwei Komponenten werden dann zu einer ersten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung 122 zur Phasenmodulation eines Basisträgers und einer zweiten Zwei-Phasen- Modulatorschaltung 123 zur Phasenmodulation eines Trägers übertragen, der gegenüber dem Basisträger um 90º phasenverschoben ist. Die zwei Ausgänge der ersten und der zweiten Zwei-Phasen-Modulatorschaltung 122, 123 werden dann durch einen Summierer 65 zu einem zusammengesetzten, modulierten Signal addiert, das weiter von einer Sendereinheit 55 übertragen wird.
Das sich ergebende, modulierte Signal ist in dem Raumdiagramm der Fig. 18 gezeigt.
Es ist bekannt, daß die vier Signalpunkte bei gleichen Abständen zugeteilt sind, um eine optimale Energieverwendung zu erzielen. Fig. 18 stellt ein Beispiel dar, wo die vier Signalpunkte 125, 126, 127, 128 4 zwei-Bit Muster 11, 01, 00 bzw. 10 darstellen. Es ist auch zur erfolgreichen Datenübertragung von dem digitalen Sender 51 zu dem ersten Empfänger 23 erwünscht, daß das QPSK Signal von dem digitalen Sender 51 eine Amplitude von nicht weniger als einem gegebenen Pegel hat. Insbesondere kann, wenn die minimale Amplitude des QPSK Signals, das zur Übertragung von dem digitalen Sender 51 zu dem ersten Empfänger 23 mit dem QPSK Modus benötigt wird, oder der Abstand zwischen 0 und a&sub1; in Fig. 18 gleich AT0 ist, der erste Empfänger 23 erfolgreich irgendein QPSK Signal empfangen, das eine Amplitude hat, die größer als AT0 ist.
Der erste Empfänger 23 ist ausgebildet, daß er mit seiner Antenne 22 geringen Durchmessers ein erwünschtes oder QPSK Signal empfängt, das von dem Sender 1 oder dem digitalen Sender 51 jeweils durch den Transponder 12 des Satelliten 10 gesendet und mit dem Demodulator 24 demoduliert wird. Insbesondere ist der erste Empfänger 23 im wesentlichen zum Empfang eines digitalen Fernseh oder Datenkommunikationssignals im QPSK oder 2 PSK Modus konstruiert.
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm des ersten Empfängers 23, in dem ein Eingangssignal, das von der Antenne 22 von dem Satelliten 12 empfangen worden ist, einer Trägergewinnungsschaltung 131, wo eine Trägerwelle demoduliert wird, und einem π/2 Phasenschieber 132 zugeführt wird, wo eine um 90º phasenverschobene Trägerwelle demoduliert wird. Auch werden die zwei um 90º phasenverschobenen Komponenten des Eingangssignals von einer ersten 133 und einer zweiten Phasenbestimmungsschaltung 134 jeweils erfaßt und jeweils einer ersten 136 und einer zweiten Diskriminator/Demodulationsschaltung 137 zugeführt. Die zwei demodulierten Komponenten werden von ihrer jeweiligen Diskriminator/Demodulationsschaltung 136 und 137, die getrennt in Zeitschlitzeinheiten mittels Synchronisiersignalen von einer Synchronisiergewinnungsschaltung 135 unterschieden worden sind, einer ersten Datenstromgewinnungseinheit 232 zugeführt, wo sie zu einem ersten Datenstromsignal summiert werden, das dann als ein Ausgang von der Ausgangseinheit 26 geliefert wird.
Das Eingangssignal zu dem ersten Empfänger 23 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm der Fig. 20 erläutert. Das von dem ersten Empfänger 23 von dem digitalen Sender 51 empfangene QPSK Signal wird in einer idealen Form ohne Übertragungsverzerrung und Rauschen ausgedruckt, wobei vier Signalpunkte 151, 152, 153, 154 verwendet werden, die in Fig. 20 gezeigt sind.
In der Praxis erscheinen die realen vier Signalpunkte insbesondere als jeweils ausgedehnte Bereiche um die idealen Signalpositionen 151, 152, 153, 154 herum wegen Rauschens, Amplitudenverzerrung oder eines während der Übertragung entwickelten Phasenfehlers. Wenn ein Signalpunkt ungünstig von seiner Ursprungsposition verschoben ist, wird er kaum von seinem benachbarten Signalpunkt unterschieden und die Fehlerrate wird somit erhöht. Wenn die Fehlerrate auf einen kritischen Wert zunimmt, wird die Wiedergabe der Daten weniger genau. Um die Datenwiedergabe auf einen maximal annehmbaren Wert der Fehlerrate zu ermöglichen, sollte der Abstand zwischen irgendzwei Signalpunkten weit genug sein, um voneinander unterschieden zu werden. Wenn der Abstand 2A&sub2;&sub0; ist, muß der Signalpunkt 151 eines QPSK Signals nahe bei einem kritischen Fehlerwert in einem ersten Unterscheidungsbereich 155 bleiben, der durch die Schraffur der Fig. 20 bezeichnet ist und durch 0-aR1 ≥ A&sub0; und und 0-bR1 ≥ AR0 bestimmt ist. Dies erlaubt dem Signalübertragungssystem, Trägerwellen wiederzugeben, und somit ein gewünschtes Signal zu demodulieren. Wenn der minimale Radius der Antenne 22 auf r&sub0; gesetzt wird, kann das Übertragungssignal mit einem größeren als einem gegebenen Wert von irgendeinem Empfänger des Systems empfangen werden. Dis Amplitude eines QPSK Signals des digitalen Senders 51, die in Fig. 18 gezeigt ist, ist minimal bei AT0, und somit wird die minimale Amplitude AR0 eines QPSK Signals, das von dem ersten Empfänger 23 empfangen werden soll, zu gleich AT0 bestimmt. Als Ergebnis kann der erste Empfänger 23 empfangen und das QPSK Signal von dem digitalen Sender 51 bei dem maximal annehmbaren Wert der Fehlerrate demodulieren, wenn der Radius der Antenne 22 größer als r&sub0; ist. Wenn das Übertragungssignal in einem abgeänderten 16- oder 64-Zustand QAM Modus ist, kann es der erste Empfänger 23 schwierig finden, seine Trägerwelle wiederzugeben. Zum Ausgleich werden die Signalpunkte auf acht erhöht, die unter Winkeln von (π/4 + nπ/2) zugeteilt werden, wie es in Fig. 25-a gezeigt ist, und seine Trägerwelle wird durch eine 16x Multiplikationstechnik wiedergegeben. Auch kann, wenn die Signalpunkte 16 Stellen unter Winkeln von nπ/8 zugeteilt werden, wie es in Fig. 25-b gezeigt ist, der Träger eines quasi QPSK Modus 16 QAM modulierten Signals mit der Trägergewinnungsschaltung 131 wiedergegeben werden, die zur Durchführung einer 16x Frequenzmultiplikation abgeändert ist. Zu dieser Zeit sollten die Signalpunkte in dem Sender 1 angeordnet sein, um A&sub1;/(A&sub1; + A&sub2;) = tan(π/8) zu erfüllen.
Hier wird ein Fall des Empfangs eines QPSK Signals betrachtet. Ebenso wie bei der Art, die von der Signalpunktmodulations/Änderungsschaltung 67 in dem Sender ausgeführt wird, der in Fig. 2 gezeigt ist, ist es auch möglich, die Positionen der Signalpunkte des QPSK Signals zu modulieren, das in Fig. 18 gezeigt ist (Amplitudenmodulation, Pulsmodulation oder Ähnliches). In diesem Fall demoduliert die Signalpunktdemodulationseinheit 138 in dem ersten Empfänger 23 das positionsmodulierte oder positionsgeänderte Signal. Das demodulierte Signal wird zusammen mit dem ersten Datenstrom ausgegeben.
Das 16 QAM Signal des Senders 1 wird nun unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm der Fig. 9 erläutert. Wenn der horizontale Vektorabstand A&sub1; des Signalpunkts 83 größer als AT0 der minimalen Amplitude des QPSK Signals des digitalen Senders 51 ist, bleiben die vier Signalpunkte 83, 84, 85, 86 in dem ersten Quadranten der Fig. 9 in dem abgeschatteten oder ersten Empfangsbereich 87 des QPSK Signals. Wenn es von dem ersten Empfänger 23 empfangen wird, erscheinen die vier Punkte des Signals in dem ersten Unterscheidungsbereich des Vektorfeldes, das in Fig. 20 gezeigt ist. Daher kann irgendeiner der Signalpunkte 83, 84, 85, 86 der Fig. 9 auf den Signalpegel 151 der Fig. 20 durch den ersten Empfänger 23 verschoben werden, so daß das zwei-Bit Muster von 11 einem entsprechenden Zeitschlitz zugeordnet wird. Das zwei-Bit Muster von 11 ist identisch dem 11 der ersten Signalpunktgruppe 91 oder dem ersten Datenstrom eines Signals von dem Sender 1. In gleicher Weise wird der erste Datenstrom bei dem zweiten, dritten oder vierten Quadranten wiedergegeben. Als Ergebnis wiedergewinnt der erste Empfänger 23 zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms aus der Mehrzahl von Datenströmen in einem 16-, 32- oder 64-Zustand QAM Signal, das von dem Sender 1 übertragen wird. Der zweite und dritte Datenstrom sind in vier Segmenten der Signalpunktgruppe 91 enthalten, und beeinflussen somit die Demodulation des ersten Datenstroms nicht. Sie können jedoch die Wiedergabe einer Trägerwelle beeinflussen, und eine Einstellung, die später beschrieben wird, wird benötigt.
Wenn der Transponder eines Satelliten reichlich Energie zuführt, wird die vorgenannte Technik der 16- bis 64-Zustand QAM Modus Übertragung machbar. Jedoch ist der Transponder des Satelliten in irgendeinem bestehenden Satellitenübertragungssystem streng in der Energiezufuhr aufgrund seiner kompakten Größe und der Fähigkeit der Sonnenbatterien beschränkt. Wenn der Transponder oder der Satellit in ihrer Größe, somit im Gewicht, vergrößert wird, gehen die Abschußkosten in die Höhe. Diese Nachteile werden kaum durch herkömmliche Techniken ausgeschlossen, bis die Abschußkosten einer Satellitenrakete auf einen beträchtlichen Wert verringert werden. Bei dem bestehenden System liefert ein üblicher Kommunikationssatellit so wenig wie 20 W an Energiezufuhr, und ein üblicher Fernseh/Fernsehsatellit bietet 100 W bis 200 W im Bestfall. Zur Übertragung eines solchen QPSK Signals im symmetrischen 16-Zustand QAM Modus, wie es in Fig. 9 gezeigt ist, wird der minimale Signalpunktabstand von 3AT0 benötigt, wenn die 16 QAM Amplitude durch 2A&sub1; = A&sub2; ausgedrückt wird. Somit ist die für den Zweck benötigte Energie neunmal größer als die zur Übertragung eines herkömmlichen QPSK Signals, um die Kompatibilität aufrechtzuerhalten. Auch kann auch ein herkömmlicher Satellitentransponder kaum eine Energie liefern, um eine solche kleine Antenne bei dem ersten QPSK Empfänger zu ermöglichen, um von jenem ein übertragenes Signal zu empfangen. Zum Beispiel werden in dem bestehenden 40 W System 360 W für eine geeignete Signalübertragung benötigt und dies wird in bezug auf die Kosten unrealistisch.
Es versteht sich, das die QAM Technik mit symmetrischem Signalzustand am wirksamsten ist, wenn die Empfänger, die mit gleich großen Antennen ausgerüstet sind, entsprechend einer gegebenen Sendeleistung verwendet werden. Eine andere neuartige Technik wird jedoch zur Verwendung mit den Empfängern, die mit unterschiedlich großen Antennen ausgerüstet sind, bevorzugt.
Genauer gesagt soll, während das QPSK Signal von einem allgemeinen preiswerten Empfängersystem mit einer kleinen Antenne empfangen werden kann, das 16 QAM Signal von einem teueren mehr-Bit Modulationsempfängersystem hoher Qualität mit einer mittleren oder großformatigen Antenne empfangen werden, das konstruiert ist, äußerst wertvolle Dienste, z. B. Hochauflösungsfernseh-Unterhaltungen einer bestimmten Person zu liefern, die mehr Geld investiert. Dies ermöglicht, daß QPSK und 16 QAM Signale, wenn es erwünscht ist, mit 64 DMA gleichzeitig mit Hilfe einer geringen Zunahme der Sendeleistung übertragen werden können.
Zum Beispiel kann die Sendeleistung niedrig beibehalten werden, wenn die Signalpunkte bei A&sub1; = A&sub2; zugeteilt werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist. Die Amplitude A(4) zur Übertragung von QPSK Daten wird durch einen Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel von 2A&sub1;² äquivalent ist. Die Amplitude A(16) des gesamten Signals wird durch einen Vektor 96 ausgedrückt, der der Quadratwurzel aus (A&sub1; + A&sub2;)² + (B&sub1; + B&sub2;)² äquivalent ist. Dann
A(4) ² = A&sub1;² + B&sub1;² = ATO² + ATO² = 2ATO²
A(16) ² = (A&sub1; + A&sub2;)² + (B&sub1; + B&sub2;)² = 4ATO² + 4ATO² = 28ATO²
A(16) / A(4) = 2
Demgemäß kann das 16 QAM Signal mit einer zweimal größeren Amplitude und einer viermal größeren Sendeleistung als jene Übertragen werden, die für das QPSK Signal benötigt werden. Ein abgeändertes 16 QAM Signal gemäß der vorliegenden Erfindung wird nicht von einem üblichen Empfänger demoduliert, der für eine symmetrische, gleichbeabstandete Signalpunkt QAM entworfen ist. Jedoch kann es mit dem zweiten Empfänger 33 demoduliert werden, wenn zwei Schwellen A&sub1; und A&sub2; vorbestimmt werden, geeignete Werte zu haben. In Fig. 10 ist der minimale Abstand zwischen zwei Signalpunkten in dem ersten Abschnitt der ersten Signalpunktgruppe 91 A&sub1;, und A&sub2;/2A&sub1; wird verglichen mit dem Abstand von 2A&sub1; von QPSK hergestellt. Dann, da A&sub1; = A&sub2;, wird der Abstand 1/2. Dies erklärt, daß die Signalempfangsempfindlichkeit zweimal größer für die gleiche Fehlerrate und viermal größer für den gleichen Signalpegel sein muß. Um einen viermal größeren Wert der Empfindlichkeit zu haben, muß der Radius r&sub2; der Antenne 32 des zweiten Empfängers 33 zweimal größer als der Radius r&sub1; der Antenne 22 des ersten Empfängers 23 sein, so daß r&sub2; = 2r&sub1; erfüllt ist. Zum Beispiel hat die Antenne 32 des zweiten Empfängers 33 einen Durchmesser von 60 cm, wenn die Antenne 22 des ersten Empfängers 23 gleich 30 cm ist. Auf diese Weise wird der zweite Datenstrom, der die hohe Frequenzkomponente eines Hochauflösungs-Fernsehsignals darstellt, auf einem einzigen Kanal geführt und erfolgreich demoduliert. Wenn der zweite Empfänger 33 den zweiten Datenstrom oder ein höheres Datensignal empfängt, kann sich sein Besitzer über einen Gewinn seiner größeren Investition erfreuen. Daher kann der zweite Empfänger 33 mit einem höheren Preis angenommen werden. Da die minimale Energie zur Übertragung von QPSK Daten vorbestimmt ist, wird das Verhältnis n&sub1;&sub6; der abgeänderten 16 APSK Sendeenergie zu der QPSK Sendeenergie bezüglich des Antennenradius r&sub2; des zweiten Empfängers 33 unter Verwendung eines Verhältnisses zwischen A&sub1; und A&sub2; berechnet, wie es in Fig. 10 gezeigt ist.
Insbesondere wird n&sub1;&sub6; durch ((A&sub1; + A&sub2;)/A&sub1;)² ausgedrückt, was die minimale Energie zur Übertragung von QPSK Daten ist. Da der Signalpunktabstand, der für einen abgeänderten 16 QAM Empfang geeignet ist, A&sub2; ist, ist der Singnalpunktabstand für einen QPSK Empfang gleich 2A&sub1; und das Signalpunktabstandsverhältnis ist A&sub2;/2A&sub1;, so daß der Antennenradius r&sub2; bestimmt wird, wie es in Fig. 11 gezeigt ist, in der die Kurve 101 die Beziehung zwischen dem Sendeleistungsverhältnis n&sub1;&sub6; und dem Radius r&sub2; der Antenne 22 des zweiten Empfängers 23 darstellt.
Auch gibt der Punkt 102 die Übertragung eines üblichen 16 QAM in dem gleich beabstandeten Signalzustandsmodus an, wo die Sendeleistung neunmal größer und somit nicht mehr praktisch ist. Wie es aus der Kurve der Fig. 11 offensichtlich ist, kann der Antennenradius r&sub2; des zweiten Empfängers 23 nicht weiter verringert werden, selbst wenn n&sub1;&sub6; mehr als fünfmal erhöht wird.
Die Übertragungsenergie bei dem Satelliten ist auf einen kleinen Wert begrenzt, und somit bleibt n&sub1;&sub6; vorzugsweise bei nicht mehr als dem Fünffachen des Werts, wie es durch Schraffur der Fig. 11 angegeben ist. Der Punkt 104 innerhalb des schraffierten Bereichs 103 gibt z. B. an, daß der Antennenradius r&sub2; mit einem zweimal größeren Wert an einen 4x Wert der Sendeleistung angepaßt ist. Auch stellt der Punkt 105 dar, daß die Übertragungsleistung verdoppelt werden sollte, wenn r&sub2; ungefähr 5x größer ist. Diese Werte sind alle innerhalb eines machbaren Bereiches.
Der Wert von n&sub1;&sub6;, der nicht größer als 5x der Wert ist, wird unter Verwendung von A&sub1; und A&sub2; ausgedrückt als:
n&sub1;&sub6; = ((A&sub1; + A&sub2;)/A&sub1;)² ≤ 5
daher A&sub2; ≤ 1,23A&sub1;.
Wenn der Abstand zwischen irgendzwei Signalpunktgruppenabschnitten, die in Fig. 10 gezeigt sind, gleich 2A(4) ist und die maximale Amplitude gleich 2A(16) ist, sind A(4) und A(16)-A(4) proportional zu A&sub1; bzw. A&sub2;. Daher wird (A(16))² ≤ 5(A(14))² hergestellt.
Die Wirkung einer abgeänderten 64 ASPK Übertragung wird beschrieben, da der dritte Empfänger 43 eine 64-Zustand QAM Demodulation ausführen kann.
Fig. 12 ist ein Vektordiagramm, in dem jeder Signalpunktgruppenabschnitt 16 Signalpunkte verglichen mit 4 Signalpunkten der Fig. 10 enthält. Der erste Signalpunktgruppenabschnitt 91 in Fig. 12 hat eine 4 · 4 Matrix von 16 Signalpunkten, die in gleichen Intervallen einschließlich des Punkts 170 zugeteilt sind. Um eine Kompatibilität mit QPSK zu schaffen, muß A&sub1; ≥ AT0 erfüllt werden. Wenn der Radius der Antenne des dritten Empfängers 43 gleich R&sub3; ist und die Sendeleistung n&sub6;&sub4; ist, wird die Gleichung ausgedrückt als:
r&sub3;² = {6²/(n - 1)}r&sub1;²
Diese Beziehung zwischen r&sub2; und n bei einem 64 QAM Signal ist auch in der graphischen Darstellung der Fig. 13 gezeigt.
Es versteht sich, daß die Signalpunktzuordnung, die in der Fig. 12 gezeigt ist, ermöglicht, daß der zweite Empfänger 33 nur zwei-Bit Muster der QPSK Daten demoduliert. Daher ist es erwünscht, um eine Kompatibilität zwischen dem ersten, dem zweiten und dem dritten Empfänger zu haben, daß der zweite Empfänger 33 ausgebildet ist, daß er ein abgeändertes 16 QAM Format von dem 64 QAM modulierten Signale demodulieren kann.
Die Kompatibilität zwischen den drei einzelnen Empfängern kann durch eine Drei-Pegel- Gruppierung der Signalpunkte ausgeführt werden, wie es in Fig. 14 dargestellt ist. Die Beschreibung wird in bezug auf den ersten Quadranten gemacht, indem der erste Signalpunktgruppenabschnitt 91 das zwei-Bit Muster mit 11 des ersten Datenstroms darstellt.
Insbesondere wird ein erster Unterabschnitt 181 in dem ersten Signalpunktgruppenabschnitt 91 dem zwei-Bit Muster mit 11 des zweiten Datenstroms zugeordnet. Ebenso werden ein zweiter 182, ein dritter 183 und ein vierter Unterabschnitt 184 jeweils 01, 00 bzw. 10 davon zugeordnet. Diese Zuordnung ist identisch mit der, die in Fig. 7 gezeigt ist.
Die Signalpunktzuteilung des dritten Datenstroms wird nun unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm der Fig. 15 erklärt, das den ersten Quadranten zeigt. Wie es gezeigt ist, stellen die vier Signalpunkte 201, 205, 209, 213 zwei-Bit Muster mit 11 dar, die Signalpunkte 202, 206, 210, 214 stellen 01 dar, die Signalpunkte 203, 207, 211, 215 stellen 00 dar und die Signalpunkte 204, 208, 212, 216 stellen 10 dar. Demgemäß können die zwei-Bit Muster des dritten Datenstroms getrennt von dem ersten und dem zweiten Datenstrom übertragen werden. Mit anderen Worten können zwei-Bit Daten von drei verschiedenen Signalpegeln jeweils übertragen werden.
Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht nur die Übertragung von sechs- Bit Daten erlaubt, sondern auch den Empfang von drei, zwei-Bit, vier-Bit und sechs-Bit Daten mit unterschiedlicher Bitlänge mit ihren entsprechenden Empfängern erlaubt, während die Signalkompatibilität zwischen den drei Niveaus beibehalten bleibt.
Die Signalpunktzuteilung zur Bereitstellung von Kompatibilität zwischen den drei Niveaus wird beschrieben.
Wie es in Fig. 15 gezeigt ist, ist A&sub1; ≥ AT0 wesentlich dafür, damit der erste Empfänger 23 den ersten Datenstrom empfangen kann.
Es ist notwendig, irgendwelche zwei Signalpunkte voneinander mit einem solchen Abstand zu beabstanden, daß die Unterabschnittssignalpunkt, z. B. 182, 183, 184 des zweiten Datenstroms, der in Fig. 15 gezeigt ist, von dem Signalpunkt 91 unterschieden werden kann, der in Fig. 10 gezeigt ist.
Fig. 15 zeigt, daß sie mit 2/3A&sub2; beabstandet sind. In diesem Fall ist der Abstand zwischen zwei Signalpunkten 201 und 202 in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A&sub2;/6. Die Sendeleistung, die für den Signalempfang mit dem dritten Empfänger 43 benötigt wird, wird nun berechnet. Wenn der Radius der Antenne 32 r&sub3; ist und die benötige Sendeleistung gleich n&sub6;&sub4;, mal der QPSK Sendeleistung ist, wird die Gleichung ausgedrückt als;
r&sub3;² = (12r&sub1;)²/(n - 1)
Diese Beziehung wird auch durch die Kurve 211 in Fig. 16 bezeichnet. Zum Beispiel kann, wenn die Sendeleistung 6 oder 9 mal größer als die für eine QPSK Übertragung an dem Punkt 223 oder 222 ist, die Antenne 32, die einen Radius von 8x bzw. 6x dem Wert hat, den ersten, zweiten und dritten Datenstrom zur Demodulation empfangen. Wenn der Signalpunktabstand des zweiten Datenstroms nahe bei 2/3A&sub2; ist, wird die Beziehung zwischen r&sub1; und r&sub2; ausgedrückt zu:
r&sub2;² = (3r&sub1;)²/(n - 1)
Deshalb muß die Antenne 32 des zweiten Empfängers 33 etwas mit ihrem Radius vergrößert werden, wie es durch die Kurve 223 angegeben ist.
Es versteht sich, daß, während der erste und der zweite Datenstrom durch einen herkömmlichen Satelliten übertragen werden, der eine kleine Signalsendeleistung liefert, der dritte Datenstrom auch durch einen zukünftigen Satelliten übertragen werden kann, der eine größere Signalsendeleistung liefert, ohne die Wirkung des ersten und zweiten Empfängers 23, 33 zu unterbrechen oder ohne Notwendigkeit einer Abänderung desselben, so daß die Kompatibilität und der Fortschritt höchst sichergestellt werden.
Die Signalempfangswirkung des zweiten Empfängers 33 wird zuerst beschrieben. Verglichen mit dem ersten Empfänger 23, der zum Empfang mit einer Antenne mit kleinem Radius r&sub1; und zur Demodulation des QPSK modulierten Signals des digitalen Senders 51 oder des ersten Datenstroms des Signals des Senders 1 ausgebildet ist, ist der zweite Empfänger 33 angepaßt, die 16 Signalzustand zwei-Bit Daten perfekt zu demodulieren, die in Fig. 10 gezeigt sind, oder den zweiten Datenstrom des 16 QAM Signals von dem Sender 1. Insgesamt können vier-Bit Daten einschließlich des ersten Datenstroms demoduliert werden. Das Verhältnis zwischen A&sub1; und A&sub2; ist jedoch bei den zwei Sendern unterschiedlich. Die zwei unterschiedlichen Daten werden auf eine Demodulationssteuerung 231 des zweiten Empfängers 33 geladen, der in Fig. 21 gezeigt ist, der wiederum ihre entsprechenden Schwellenwerte der Demodulationsschaltung zur AM Demodulation zuführt.
Das Blockdiagramm des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21 ist in der Grundkonstruktion ähnlich der des ersten Empfängers 23, der in Fig. 19 gezeigt ist. Der Unterschied ist, daß der Radius r&sub2; der Antenne 32 größer als r&sub1; der Antenne 22 ist. Dies ermöglicht, daß der zweite Empfänger 33 eine Signalkomponente erkennt, die einen kleineren Signalpunktabstand einschließt. Der Demodulator 35 des zweiten Empfängers 33 enthält auch eine einen ersten 232 und einen zweiten Datenstrom wiedergebende Einheit 233 zusätzlich zu der Demodulationssteuerung 231. Es ist eine erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung 136 zur AM Demodulation der abgeänderten 16 QAM Signale vorgesehen. Es versteht sich, daß jeder Träger ein vier-Bit Signal ist, das zwei, einen positiven und einen negativen, Schwellenwerte über dem Nullpegel hat. Wie es aus dem Vektordiagramm der Fig. 22 offensichtlich ist, ändern sich die Schwellenwerte in Abhängigkeit von der Sendeleistung eines Senders, da das Sendesignal der Ausführungsform ein abgeändertes 16 QAM Signal ist. Wenn die Bezugsschwelle gleich groß TH&sub1;&sub6; ist, wird sie bestimmt, wie es in Fig. 22 gezeigt ist:
T&sub1;&sub6; = (A&sub1; + A&sub2;/2)/(A&sub1; + A&sub2;)
Die verschiedenen Daten zur Demodulation einschließlich A&sub1; und A&sub2; oder TH&sub1;&sub6; und der Wert m für die mehr-Bit Modulationwerden auch von dem Sender 1 übertragen, wie sie in dem ersten Datenstrom getragen werden. Die Demodulationssteuerung 231 kann ausgebildet sein, um solche Demodulationsdaten durch ein statistisches Verfahren des empfangenen Signals wiederzugewinnen.
Eine Möglichkeit den Verschiebungsfaktor A&sub1;/A&sub2; zu bestimmen, wird unter Bezugnahme auf Fig. 26 beschrieben. Eine Änderung des Verschiebungsfaktors A&sub1;/A&sub2; bewirkt eine Änderung des Schwellenwerts. Eine Zunahme eines Unterschiedes eines Wertes A&sub1;/A&sub2;, der auf der Empfängerseite eingestellt ist, von einem Wert A&sub1;/A&sub2;, der auf der Senderseite eingestellt ist, erhöht die Fehlerrate. Bezugnehmend auf Fig. 26 kann das demodulierte Signal von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrom zu der Demodulationssteuerung 231 rückgekoppelt werden, um den Verschiebungsfaktor A&sub1;/A&sub2; in einer Richtung zu verschieben, um die Fehlerrate zu verringern. Mit dieser Ausgestaltung kann der dritte Empfänger 43 den Verschiebungsfaktor A&sub1;/A&sub2; nicht demodulieren, so daß die Schaltungskonstruktion vereinfacht werden kann. Ferner kann der Sender den Verschiebungsfaktor A&sub1;/A&sub2; nicht übertragen, so daß die Übertragungsfähigkeit erhöht werden kann. Diese Technik kann auch auf den zweiten Empfänger 33 angewandt werden.
Die Demodulationssteuerung 231 hat einen Speicher 231a, um darin unterschiedliche Schwellenwerte zu speichern (d. h., die Verschiebungsfaktoren, die Anzahl von Signalpunkten, die Synchronregeln, usw.), die unterschiedlichen Kanälen des Fernsehens entsprechen. Wenn erneut einer der Kanäle empfangen wird, werden die Werte, die dem Empfangskanal entsprechen, aus dem Speicher ausgelesen, um dadurch den Empfang schnell zu stabilisieren.
Wenn die Demodulationsdaten verloren sind, wird die Demodulation des zweiten Datenstroms kaum ausgeführt. Dies wird unter Bezugnahme auf ein Ablaufdiagramm erläutert, das in Fig. 24 gezeigt ist.
Selbst wenn die Demodulationsdaten nicht zur Verfügung stehen, kann die Demodulation des QPSK beim Schritt 313 und des ersten Datenstroms beim Schritt 301 ausgeführt werden. Beim Schritt 302 werden die Demodulationsdaten, die durch die Wiedergabeeinheit 232 für den ersten Datenstrom wiedergewonnen sind, zu der Demodulationssteuerung 231 übertragen. Wenn m gleich 4 oder 2 beim Schritt 303 ist, löst die Demodulationssteuerung 231 die Demodulation von QPSK oder 2 PSK beim Schritt 313 aus. Wenn nicht, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 310. Beim Schritt 305 werden zwei Schwellenwerte TH&sub8; und TH&sub1;&sub6; berechnet. Der Schwellenwert TH&sub1;&sub6; zur AM Demodulation wird beim Schritt 306 von der Demodulationssteuerung 231 der ersten 136 und der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung 137 zugeführt. Deshalb können die Demodulation des abgeänderten 16 QAM Signals und die Wiedergabe des zweiten Datenstroms bei dem Schritt 307 bzw. 315 ausgeführt werden. Beim Schritt 308 wird die Fehlerrate untersucht, und wenn sie hoch ist, kehrt das Verfahren zu dem Schritt 313 zurück, um die QPSK Demodulation zu wiederholen.
Wie es in Fig. 22 gezeigt ist, sind die Signalpunkte 85, 83 auf eine Linie unter einem Winkel von cos(ωτ + nπ/2) ausgerichtet, während 84 und 85 neben der Linie sind. Deshalb wird die Rückkopplung von einem zweiten Datenstrom tragenden Trägerwellendaten, von der Wiedergabeeinheit 233 für den zweiten Datenstrom zu einer Trägerwiedergabeschaltung 131 ausgeführt, so daß kein Träger zu dem Zeitpunkt der Signalpunkte 84 und 86 gewonnen werden muß.
Der Sender 1 ist ausgestaltet, Trägersynchronisiersignale in Intervallen einer gegebenen Zeit mit dem ersten Datenstrom für den Zweck eines Ausgleichs für eine Nichtdemodulation des zweiten Datenstroms zu geben. Das Trägersynchronisiersignal ermöglicht, die Signalpunkte 83 und 85 des ersten Datenstroms unabhängig von der Demodulation des zweiten Datenstroms zu identifizieren. Daher kann die Wiedergabe der Trägerwelle durch die übertragenden Trägerdaten zu der Trägewiedergabeschaltung 131 ausgelöst werden.
Es wird dann beim Schritt 304 des Flußdiagramms der Fig. 24 untersucht, ob beim Empfang eines solchen abgeänderten 64 QAM Signals m gleich 16 ist oder nicht, wie es in Fig. 23 gezeigt ist. Beim Schritt 310 wird auch untersucht, ob m größer als 64 ist oder nicht. Wenn beim Schritt 311 bestimmt wird, daß das empfangene Signal keine Anordnung mit gleich beabstandeten Signalpunkten hat, geht das Verfahren zum Schritt 312. Der Signalpunktabstand TH&sub6;&sub4; des abgeänderten 64 QAM Signals wird berechnet aus:
TH&sub6;&sub4; = (A&sub1; + A&sub2;/2)/(A&sub1; + A&sub2;)
Diese Berechnung ist äquivalent zu der von TH&sub1;&sub6;, aber ihr sich ergebender Abstand zwischen Signalpunkten ist kleiner.
Wenn der Signalpunktabstand in dem ersten Unterabschnitt 181 gleich A&sub3; ist, wird der Abstand zwischen dem ersten 181 und dem zweiten Unterabschnitt 182 ausgedrückt durch (A&sub2; - 2A&sub3;). Dann wird der Druchschnittsabstand (A&sub2; - 2A&sub3;)/(A&sub1; + A&sub2;), der als d&sub6;&sub4; bezeichnet wird. Wenn d&sub6;&sub4; kleiner als T&sub2; ist, was die Signalpunktunterscheidungsfähigkeit des zweiten Empfängers 33 darstellt, werden irgendwelche zwei Signalpunkte in dem Abschnitt kaum voneinander unterschieden werden. Diese Beurteilung wird beim Schritt 313 ausgeführt. Wenn d&sub6;&sub4; außerhalb eines erlaubten Bereiches ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 313 zur Demodulation des QPSK Modus zurück. Wenn d&sub6;&sub4; innerhalb des Bereiches ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 305 weiter, um die Demodulation von 16 QAM beim Schritt 307 zu erlauben. Wenn beim Schritt 308 bestimmt wird, daß die Fehlerrate zu hoch ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 313 zur Demodulation des QPSK Modus zurück.
Wenn der Sender 1 ein abgeändertes 8 QAM Signal liefert, so wie es in Fig. 25-a gezeigt ist, in der alle die Signalpunkte unter Winkeln von cos(2πf + n·π/4) sind, werden die Trägerwellen des Signals auf dieselbe Phase ausgedehnt und werden somit sehr leicht wiedergegeben. Inzwischen werden zwei-Bit Daten des ersten Datenstroms mit dem QPSK Empfänger demoduliert, während ein-Bit Daten des zweiten Datenstroms mit dem zweiten Empfänger 33 demoduliert werden, und die gesamten drei-Bit Daten können wiedergegeben werden.
Der dritte Empfänger 43 wird mehr im einzelnen beschrieben. Fig. 26 zeigt ein Blockdiagramm des dritten Empfängers 43 ähnlich dem des zweiten Empfängers 33 in Fig. 21. Der Unterschied ist, daß eine Wiedergabeeinheit 234 für einen dritten Datenstrom hinzugefügt ist, und auch die Diskriminator/Wiedergabeschaltung die Fähigkeit hat, acht-Bit Daten zu erkennen. Die Antenne 42 des dritten Empfängers 43 hat einen Radius r&sub3;, der größer als r&sub2; ist, so daß Zustandssignale mit einem geringeren Abstand, z. B. 32- oder 64-Zustand QAM Signale, demoduliert werden können. Zur Demodulation des 64 QAM Signals muß die erste Diskriminator/Wiedergabeschaltung 136 8 Ziffernstellen des erfaßten Signals erkennen, bei dem sieben unterschiedliche Schwellenwerte eingeschlossen sind. Da einer der Schwellenwerte null ist sind drei in dem ersten Quadranten enthalten.
Fi. 27 zeigt ein Raumdiagramm des Signals, bei dem der erste Quadrant drei verschiedene Schwellenwerte enthält.
Wie es in Fig. 27 gezeigt ist, werden, wenn die drei normalisierten Schwellenwerte TH1&sub6;&sub4;, TH2&sub6;&sub4; und TH3&sub6;&sub4; sind, sie ausgedrückt durch:
TH1&sub6;&sub4; = (A&sub1; + A&sub3;/2)/(A&sub1; + A&sub2;)
TH2&sub6;&sub4; = (A&sub1; + A&sub2;/2)/(A&sub1; + A&sub2;) und
TH3&sub6;&sub4; = (A&sub1; + A&sub3; - A&sub3;/2)/(A&sub1; + A&sub2;).
Durch eine AM Demodulation eines Phasenerfassungssignals kann unter Verwendung der drei Schwellenwerte der dritte Datenstrom wie der erste und der zweite Datenstrom wiedergegeben werden, die mit Fig. 21 erklärt worden sind. Der dritte Datenstrom enthält z. B. vier Signalpunkte 201, 202, 203, 204 bei dem ersten Unterabschnitt 181, der in Fig. 23 gezeigt ist, die 4 Werte von zwei-Bit Mustern darstellt. Daher können sechs Ziffern oder abgeänderte 64 QAM Signale demoduliert werden.
Die Demodulationssteuerung 231 bestimmt die Werte m, A&sub1;, A&sub2; und A&sub3; aus den Demodulationsdaten, die in dem ersten Datenstrom enthalten sind, der von der Wiedereingabeeinheit 232 für den ersten Datenstrom demoduliert worden ist, und berechnet die drei Schwellenwerte TH1&sub6;&sub4;, TH2&sub6;&sub4;, und TH3&sub6;&sub4;, die dann der ersten 136 und der zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung 137 zugeführt werden, so daß das abgeänderte 64 QAM Signal mit Gewißheit demoduliert wird. Auch kann, wenn die Demodulationsdaten verwürfelt worden sind, das abgeänderte 64 QAM Signal nur mit einem bestimmten oder einem Teilnehmerempfänger demoduliert werden. Fig. 28 ist ein Ablaufdiagramm, das die Wirkung der Demodulationssteuerung 231 für abgeänderte 64 QAM Signale zeigt. Der Unterschied gegenüber dem Ablaufdiagramm zur Demodulation des 16 QAM, das in Fig. 24 gezeigt ist, wird erklärt. Das Verfahren bewegt sich vom Schritt 304 zu dem Schritt 320, wo untersucht wird, ob m = 32 ist oder nicht. Wenn m = 32 ist, wird die Demodulation von 32 QAM Signalen beim Schritt 322 ausgeführt. Wenn nicht, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 321, wo untersucht wird, ob m = 64 ist oder nicht. Wenn es so ist, wird A&sub3; beim Schritt 323 untersucht. Wenn A&sub3; kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, bewegt sich das Verfahren zu dem Schritt 305 und die gleiche Abfolge wie die der Fig. 24 wird ausgeführt. Wenn beim Schritt 323 beurteilt wird, daß A&sub3; nicht kleiner als der vorbestimmte Wert ist, geht das Verfahren zu dem Schritt 324, wo die Schwellenwerte berechnet werden. Beim Schritt 325 werden die berechneten Schwellenwerte der ersten und zweiten Diskriminator/Wiedergabeschaltung zugeführt, und beim Schritt 326 wird die Demodulation des abgeänderten 64 QAM Signals ausgeführt. Dann werden der erste, zweite und dritte Datenstrom beim Schritt 327 wiedergegeben. Beim Schritt 328 wird die Fehlerrate untersucht. Wenn die Fehlerrate hoch ist, bewegt sich das Verfahren zum Schritt 305, wo die 16 QAM Demodulation wiederholt wird, und wenn sie niedrig ist, wird die Demodulation des 64 QAM fortgesetzt.
Die Wirkung der Trägerwellenwiedergabe, die zur Ausführung eines zufriedenstellenden Demodulationsverfahrens benötigt wird, wird nun beschrieben. Der Bereich der vorliegenden Erfindung schließt die Wiedergabe des ersten Datenstroms eines abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals unter der Verwendung eines QPSK Empfängers ein. Jedoch gibt ein üblicher QPSK Empfänger selten Trägerwellen wieder, so daß er versagt, eine richtige Demodulation auszuführen. Zum Ausgleich sind einige Ausgestaltungen auf der Seite des Senders und des Empfängers notwendig.
Zwei Techniken zum Ausgleich werden gemäß der vorliegenden Erfindung bereitgestellt. Eine erste Technik betrifft die Übertragung von Signalpunkten, die unter Winkeln von (2n - 1)π/4 in Intervallen einer gegebenen Zeit ausgerichtet sind. Eine zweite Technik bietet die Übertragung von Signalpunkten, die in Intervallen eines Winkels von nπ/8 angeordnet sind.
Gemäß der ersten Technik werden die acht Signalpunkte, einschließlich 83 und 85 unter Winkeln von π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4 ausgerichtet, wie es in Fig. 38 gezeigt ist. Beim Betrieb wird wenigstens einer der acht Signalpunkte während der Synchronzeitschlitzperioden 452, 453, 454, 455 übertragen, die in gleichen Zeitintervallen in einem Zeitschlitzzwischenraum 451 angeordnet sind, der in dem Zeitidagramm der Fig. 38 gezeigt ist. Irgendwelche erwünschten Signalpunkte werden während der anderen Zeitschlitze übertragen. Der Sender 1 ist auch ausgebildet, Daten für das Zeitschlitzintervall den Synchronzeitdatenbereich 499 eines Synchrondatenblocks zuzuordnen, wie es in Fig. 41 gezeigt ist.
Der Inhalt eines Sendesignals wird mehr im einzelnen unter Bezug auf Fig. 41 erläutert. Die Zeitschlitzgruppe 451, die die Synchronzeitschlitze 452, 453, 454, 455 enthält, stellt einen einheitlichen Datenstrom oder Block 491 dar, der Daten Dn trägt.
Die Synchronzeitschlitze in dem Signal sind in gleichen Intervallen einer gegebenen Zeit angeordnet, die durch das Zeitschlitzintervall oder die Synchronzeitdate bestimmt sind. Dahe wird, wenn die Anordnung der Synchronsierzeitschlitze erfaßt wird, die Wiedergabe von Trägerwellen Schlitz um Schlitz ausgeführt, indem die Synchronzeitdaten von ihren entsprechenden Zeitschlitzen gewonnen werden.
Solche Synchrondaten S sind in einem Synchronblock 493 enthalten, der am Kopfende eines Datenübertragungsblock 492 vorgesehen ist, der aus einer Anzahl von Synchronzeitschlitzen besteht, die durch die Schraffur in Fig. 41 angegeben sind Demgemäß nehmen die Daten, die zur Trägerwellenwiedergabe gewonnen werden sollen, zu, so daß der QPSK Empfänger die erwünschten Trägerwellen mit größerer Genauigkeit und Wirksamkeit wiedergeben kann.
Der Synchronblock 493 umfaßt Synchrondatenbereiche 496, 497, 498 ..., die Synchrondaten S1, S2, S3 jeweils enthalten, die eindeutige Wörter und Demodulationsdaten einschließen. Der Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ist an dem Ende des Synchronblocks 493 vorgesehen, der eine Date IT enthält, die Informationen über die Intervallanordnung und die Zuordnung der Synchronzeitschlitze einschließt.
Die Signalpunktdate in dem Phasensynchronzeitschlitz hat eine bestimmte Phase und kann somit durch den QPSK Empfänger wiedergegeben werden. Demgemäß kann IT in dem Zuordnungsbereich 499 für das Phasensynchronsignal ohne Fehler wiedergewonnen werden, so daß die Wiedergabe von Trägerwellen mit Genauigkeit sichergestell ist.
Wie es in Fig. 41 gezeigt ist, folgt dem Synchronblock 493 ein Demodulationsdatenblock 501, der Demodulationsdaten über Schwellenspannungen enthält, die zur Demodulation des abgeänderten mehr-Bit QAM Signals benötigt werden. Diese Daten sind zur Demodulation des mehr-Bit QAM Signals wesentlich und können bevorzugt in einem Bereich 502, der ein Teil des Synchronblocks 493 ist, zur leichteren Rückgewinnung enthalten sein.
Fig. 42 zeigt die Zuordnung von Signaldaten zur Übertragung von Burstformat-Signalen durch ein Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren.
Die Zuordnung ist von der der Fig. 41 durch die Tatsache unterschieden, daß eine Sicherungsperiode 521 zwischen irgendwelchen zwei benachbarten Dn Datenblöcken 491, 491 zur Unterbrechung der Signalübertragung eingeführt ist. Auch ist jeder Datenblock 491 am vorderen Ende eines Synchronbereiches 522 vorgesehen, so daß ein Datenblock 492 gebildet wird. Während des Synchronbereiches 522 werden nur die Signalpunkte mit einer Phase mit (2 - n1)π/4 übertragen. Demgemäß wird die Trägerwellenwiedergabe mit dem QPSK Empfänger machbar. Insbesondere können das Synchronsignal und die Trägerwellen durch einen Mehrfachzugriff im Zeitmultiplexverfahren wiedergegeben werden.
Die Trägerwellenwiedergabe des ersten Empfängers 23, die in Fig. 19 gezeigt ist, wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf die Fig. 43 und 44 erklärt. Wie es in Fig. 43 gezeigt ist, wird ein Eingangssignal durch die Eingangseinheit 24 einer Synchronbestimmungsschaltung 541 zugeführt, wo seine Synchronisierung bestimmt wird. Ein demoduliertes Signal von der Synchronbestimmungsschaltung 541 wird zu einer Ausgangsschaltung 542 zur Wiedergabe des ersten Datenstroms übertragen. Eine Date des Zuordnungsdatenbereiches 499 der Phase des Synchronsignals (in Fig. 41 gezeigt) wird mit einer Synchronisiergewinnungssteuerschaltung 543 wiedergewonnen, so daß die Zeitlage der Synchronignale von (2n - 1)π/4 Daten bestätigt und als ein Phasensynchronteuerimpuls 561, der in Fig. 44 gezeigt ist, zu einer Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 übertragen werden kann. Auch wird das demodulierte Signal der Synchronbestimmungsschaltung 541 einer Frequenzmultiplikationsschaltung 544 zugeführt, wo es 4x multipliziert wird, bevor es zu der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 übertragen wird. Das sich ergebende Signal, das in Fig. 44 mit 562 bezeichnet ist, enthält eine wahre Phasendate 563 und andere Daten. Wie es in einem Zeitdiagramm 564 der Fig. 44 dargestellt ist, sind die Phasensynchronzeitschlitze 542, die die (2n - 1)π/4 Daten tragen, auch in gleichen Intervallen enthalten. Bei der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 wird das Signal 562 durch den Phasensynchronsteuerimpuls 561 abgetastet, um ein Phasenabtastsignal 565 zu erzeugen, das dann durch eine Abtast-Halte-Wirkung in ein Phasensignal 566 umgewandelt wird. Das Phasensignal 566 der Trägerwiedergabesteuerschaltung 544 wird über ein Schleifenfilter 546 einem spannungsgesteuerten Oszillator 547 zugeführt, wo seine relevante Trägerwelle wiedergegeben wird. Der wiedergegebene Träger wird dann zu der Synchronbestimmungsschaltung 541 geschickt. Auf diese Weise werden die Signalpunktdate der (2n - 1)π/4 Phase, die durch die abgeschatteten Bereiche in Fig. 39 angegeben ist, wiedergewonnen und so verwendet, daß eine richtige Trägerwelle durch eine 4x oder 16x Frequenzmultiplikation wiedergegeben werden kann. Obgleich eine Mehrzahl von Phasen auf einmal wiedergegeben wird, kann die absolute Phase des Trägers erfolgreich unter Verwendung eines eindeutigen Worts erkannt werden, das dem Synchronbereich 496 zugeordnet ist, der in Fig. 41 gezeigt ist.
Zur Übertragung eines abgeänderten 64 QAM Signals, wie es in Fig. 40 gezeigt ist, werden Signalpunkte in dem Phasensynchronisierbereichen 471 bei der (2n - 1)π/4 Phase, die durch die Schraffur angegeben ist, den Synchronisierzeitschlitzen 452 usw. zugeordnet. Sein Träger kann kaum mit einem üblichen QPSK Empfänger wiedergegeben werden, aber erfolgreich mit dem ersten Empfänger 23 des QPSK Modus, der mit der Trägerwiedergabeschaltung der Ausführungsform versehen ist.
Die vorgenannte Trägerwiedergabeschaltung ist vom COSTAS Typ. Eine Trägerwiedergabeschaltung vom Umkehrmodulationstyp wird nun gemäß der Ausführungsform erklärt.
Fig. 45 zeigt eine Trägerwiedergabeschaltung vom Umkehrmodulationstyp gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der ein empfangenes Signal von der Eingangseinheit 24 einer Synchronisierbestimmungsschaltung 541 zugeführt wird, um ein demoduliertes Signal zu erzeugen. Auch wird das Eingangssignal durch eine erste Verzögerungsschaltung 591 zu einem Verzögerungssignal verzögert. Das Verzögerungssignal wird dann zu einer Quadraturphasenmodulatorschaltung 592 übertragen, wo es durch das demodulierte Signal von der Synchronisierbestimmungsschaltung 541 zu einem Trägersignal rückdemoduliert wird. Das Trägersignal wird durch eine Trägerrückgewinnungssteuerschaltung 544 einem Phasenvergleicher 593 zugeführt. Eine von einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 547 erzeugte Trägerwelle wird durch eine zweite Verzögerungsschaltung 594 zu einem Verzögerungssignal verzögert, das auch dem Phasenvergleicher 593 zugeführt wird. Bei dem Phasenvergleicher 594 wird das rückdemodulierte Trägersignal mit der Phase mit dem Verzögerungssignal verglichen, so daß ein Phasendifferenzsignal erzeugt wird. Das Phasendifferenzsignal wird durch ein Schleifenfilter 546 einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 547 zugeführt, der seinerseits eine Trägerwelle erzeugt, die in der Phase zu der empfangenen Trägerweile angeordnet ist. In gleicher Weise wie die COSTAS Trägerwiedergabeschaltung, die in Fig. 43 gezeigt ist, führt eine Synchronisierrückgewinnungssteuerschaltung 543 ein Abtasten von Signalpunkten durch, die in den schraffierten Bereichen der Fig. 39 enthalten sind.
Demgemäß kann die Trägerwelle eines 16 oder 64 QAM Signals mit dem QPSK Demodulator des ersten Empfängers 23 wiedergegeben werden.
Die Wiedergabe einer Trägewelle durch 16x Frequenzmultiplikation wird erklärt. Der Sender 1, der in Fig. 1 gezeigt ist, ist ausgebildet, ein abgeändertes 16 QAM Signal mit Zuordnung seiner Signalpunkte bei nπ/8 Phase, wie es in Fig. 46 gezeigt ist, zu modulieren und zu übertragen. Bei dem ersten Empfänger 23, der in Fig. 19 gezeigt ist, kann die Trägerwelle mit seiner als COSTAS Trägerrückgewinnungssteuerschaltung wiedergegeben werden, die eine 16x Multiplikationsschaltung 661 enthält, die in Fig. 48 gezeigt ist. Die Signalpunkte mit jeweils nπ/8 Phase, die in Fig. 46 gezeigt sind, werden bei dem ersten Quadranten durch die Wirkung der 16x Multiplikationsschaltung 661 bearbeitet, wodurch der Träger durch die Kombination eines Schleifenfilters 546 und eines spannungssteuerten Oszillators VCO 541 wiedergegeben wird. Auch kann die absolute Phase aus den 16 verschiedenen Phasen durch Zuordnung eines eindeutigen Wortes zu dem Synchronisierbereich bestimmt werden.
Die Ausgestaltung der 16x Multiplikationsschaltung wird unter Bezugnahme auf Fig. 48 erklärt. Ein Summensignal und ein Differenzsignal werden von dem demodulierten Signal durch eine Addierschaltung 662 bzw. einer Subtraktionsschaltung 663 erzeugt und dann miteinander durch eine Multiplikationsschaltung 664 zu einem coc 2θ Singnal multipliziert. Auch erzeugt eine Multiplikationsschaltung 665 ein sin 29 Singnal. Die zwei Signale werden dann durch eine Multiplikationsschaltung 646 zu einem sin 46 Singnal multipliziert.
Ähnlich wird ein sin 8θ Singnal von den zwei Signalen, sin 2θ und cos 2θ durch die Kombination einer Addierschaltung 667, einer Subtraktionsschaltung 668 und einer Multiplikationsschaltung 670 erzeugt. Desweiteren wird ein sin 16θ Singnal durch die Kombination einer Addierschaltung 671, einer Subtraktionsschaltung 672 und einer Multiplikationsschaltung 673 erzeugt. Dann ist die 16x Multiplikation abgeschlossen.
Durch die vorgenannte 16x Multiplikation wird die Trägerwelle aller Signalpunkte des abgeänderten 16 QAM Signals, das in Fig. 46 gezeigt ist, erfolgreich wiedergegeben, ohne bestimmte Signalpunkte zu gewinnen.
Jedoch kann die Wiedergabe der Trägerwelle des abgeänderten 64 QAM Signals, das in Fig. 47 gezeigt ist, eine Zunahme der Fehlerrate aufgrund einer Versetzung einiger Signalpunkte von den Synchronisierbereichen 471 einschließen.
Zwei Techniken sind zum Ausgleich der Folgen bekannt. Eine ist, die Übertragung der Signalpunkte zu verhindern, die von den Synchronisierbereichen versetzt sind. Dies bewirkt, daß die gesamte Menge an übertragenen Daten verringert wird, erlaubt aber, daß die Ausgestaltung erleichtert wird. Das anderist, Synchronisierzeitschlitze vorzusehen, wie es in Fig. 38 beschrieben ist. Insbesondere werden die Signalpunkte in den nπ/8 Synchronisierphasenbereichen z. B. 471 und 471a, während der Periode der entsprechenden Synchronisierzeitschlitze in der Zeitschlitzgruppe 451 übertragen. Dies löst eine genaue Synchronisierwirkung während der Periode aus, so daß ein Phasenfehler minimiert wird.
Wie es nun verstanden ist, ermöglicht die 16x Multiplikation einem einfach QPSK Empfänger, die Trägerwelle eines abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals wiederzugeben. Auch bewirkt die Einführung der Synchronisierzeitschlitze, daß die Phasengenauigkeit während der Wiedergabe der Trägerwellen von einem abgeänderten 64 QAM Signal erhöht wird.
Wie es oben angegeben worden ist, kann das Signalübertragunssystem der vorliegenden Erfindung eine Mehrzahl von Daten auf einer einzigen Trägerwelle gleichzeitig mit der Mehrsignalpegelanordnung übertragen.
Genauer gesagt werden drei Empfänger mit unterschiedlichem Pegel, die bestimmte Eigenschaften der Signalempfangsempfindlichkeit und Demodulationsmöglichkeit haben, in bezug auf einen einzigen Sender vorgesehen, so daß irgendeiner von ihnen in Abhängigkeit von einer erwünschten, zu demodulierenden Datengröße ausgewählt werden kann, die proportional zu dem Preis ist. Wenn der erste Empfänger mit geringer Auflösungsqualität und geringem Preis zusammen mit einer kleinen Antenne erworben wird, kann sein Besitzer den ersten Datenstrom eines Übertragunssignals empfangen und wiedergeben. Wenn der zweite Empfänger mit mittlerer Auflösungsqualität und mittlerem Preis zusammen mit einer mittleren Antenne erworben wird, kann sein Besitzer den ersten und den zweiten Datenstrom des Signals empfangen und wiedergeben. Wenn der dritte Empfänger mit hoher Auflösungsqualität und hohem Preis mit einer großen Antenne erworben wird, kann sein Empfänger ingesamt den ersten, den zweiten und den dritten Datenstrom des Signal empfangen und wiedergeben.
Wenn der erste Empfänger ein digitaler Satelliten-Fernsehheimempfänger mit geringem Preis ist, wird er begeistert von der Mehrheit der Zuschauer begrüßt. Der zweite Empfänger, der von der mittleren Antenne begleitet wird, kostet mehr und wird von den Durchschnittszuschauern nicht angenommen, sondern von bestimmten Leuten, die sich der Hochauflösungsfernsehdienste erfreuen möchten. Der dritte Empfänger, der von der großen Antenne begleitet ist, zumindest bevor der Satellitenausgang erhöht wird, ist für den Heimeinsatz nicht geeignet und wird möglicherweise von betreffenden Industrien verwendet. Beispielsweise wird der dritte Datenstrom, der Super-Hochauflösungsfemseh-Signale trägt, über einen Satelliten an Teilnehmerkinos übertragen, die somit Videobänder statt herkömmlicher Kinofilme abspielen kann und das Kinogeschäft bei niedrigen Kosten durchführen.
Wenn die vorliegenden Erfindung auf einen Fernsehsignalübertragungsdienst angewendet wird, werden drei Bilder unterschiedlicher Qualität auf einer einzigen Kanalwelle getragen und bieten zueinander Kompatibilität an. Obgleich sich die erste Ausführungsform auf ein QPSK, ein abgeändertes 8 QAM, ein abgeändertes 16 QAM und ein abgeändertes 64 QAM Signal bezieht, werden andere Signale ebenfalls mit gleichem Erfolg verwendet einschließlich eines 32 QAM, eines 256 QAM, eines 8 PSK, eines 16 PSK, eines 32 PSK Signals. Es versteht sich, daß die vorliegenden Erfindung nicht auf ein Satellitenübertragungssystem begrenzt ist und auf ein terrestrisches Kommunikationssystem oder ein Kabelübertragungssystem angewendet wird.

Ausführungsform 2

Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird angegeben, in der die physikalische Mehrpegelausgestaltung der ersten Ausführungsform in kleine Unterpegel, durch z. B. Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit, unterteilt ist, so daß eine logische Mehrpegelkonstruktion gebildet wird. Bei der ersten Ausführungsform hat jeder Mehrpegelkanal unterschiedliche Pegel bei der elektrischen Signalamplitude oder der physikalischen Demodulationsfähigkeit. Die zweite Ausführungsform bietet unterschiedliche Pegel bei der logischen Wiedergabefähigkeit an, wie der Fehlerkorrketur. Zum Beispiel wird die Date D&sub1; in einem Mehrpegelkanal in zwei Komponeten, D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2;, unterteilt, und D&sub1;&submin;&sub1; wird bei der Fehlerkorrekturfähigkeit stärker als D&sub1;&submin;&sub2; zur Unterscheidung erhöht. Demgemäß kann, da die Fehlerbestimmungs- und Korrekturfähigkeit zwischen D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; bei der Demodulation unteschiedlich ist, D&sub1;&submin;&sub1; erfolgreich innerhalb einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben werden, wenn der S/N Pegel eines ursprünglichen Sendesignals so niedrig ist, daß die Wiedergabe von D&sub1;&submin;&sub2; unmöglich wird. Dies wird ausgeführt, indem die logische Mehrpegelausgestaltung verwendet wird.
Genauer gesagt besteht die logische Mehrpegelausgestaltung darin, Daten eines modulierten Mehrpegelkanals zu unterteilen und Abstände zwischen Fehlerkorrekturcoden zu unterscheiden, indem Fehlerkorrekturcode mit Produktcoden zum Verändern der Fehlerkorrketurfähigkeit gemischt werden. Daher kann ein Signal mit mehr Pegeln übertragen werden.
Tatsächlich wird ein D&sub1; Kanal in zwei Unterkanäle D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; unterteilt und ein D&sub2; Kanal wird in zwei Unterkanäle D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; unterteilt.
Dies wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 87 erläutert, in der D&sub1;&submin;&sub1; von einem niedrigsten S/N Signal wiedergegeben wird. Wenn die S/N Rate höchstens d ist, können drei Komponenten D&sub1;&submin;&sub2; D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; nicht wiedergegeben werden, während D&sub1;&submin;&sub1; wiedergegeben wird. Wenn S/N nicht kleiner als c ist, kann D&sub1;&submin;&sub2; auch wiedergegeben werden. Ebenso wird, wenn S/N gleich b ist, D&sub2;&submin;&sub1; wiedergegeben, und wenn S/N gleich a ist, wird D&sub2;&submin;&sub2; wiedergegeben. Wenn die S/N Rate zunimmt, werden die wiedergebbaren Signalpegel in der Zahl erhöht. Je niedriger S/N desto weniger wiedergebbare Signalpegel. Dies wird in der Form der Beziehung zwischen dem Übertragungsabstand und dem wiedergebbaren S/N Wert unter Bezugnahme auf Fig. 86 erklärt. Im allgemeinen wird der S/N Wert eines empfangenen Signals proportional zu dem Abstand des Sendens verringert, wie es durch die wirkliche Linie 861 in Fig. 86 ausgedrückt ist. Es wird nun angenommen, daß der Abstand von einer Sendeantenne zu einer Empfängerantenne La ist, wenn S/N = a, Lb ist, wenn S/N = b, Lc ist, wenn S/N = c, Ld ist, wenn S/N = d, und Le ist, wenn S/N = e. Wenn der Abstand von der Sendeantenne größer als Ld ist, kann D&sub1;&submin;&sub1; wiedergegeben werden, wie es in Fig. 85 gezeigt ist, wo der Empfangsbereich 462 durch die Schraffur angegeben ist. Mit anderen Worten kann D&sub1;&submin;&sub1; innerhalb eines, stark ausgedehnten Bereiches wiedergegeben werden. Ähnlich kann D&sub1;&submin;&sub2; in einem Bereich 863 wiedergegeben werden, wenn die Entfernung nicht mehr als Lc ist. In diesem Bereich 863, der den Bereich 862 enthält, kann D&sub1;&submin;&sub1; ohne Zweifel wiedergegeben werden. In einem kleineren Bereich 850 kann D&sub2;&submin;&sub1; wiedergegeben werden, und in einem kleinsten Bereich 865 kann D&sub2;&submin;&sub2; wiedergegeben werden. Es versteht sich, daß die verschiedenen Datenpegel eines Kanals entsprechend dem Verringerungsgrad bei der S/N Rate wiedergegeben werden können. Die logische Mehrpegelausgestaltung des Signalübertragungssystems der vorliegenden Erfindung kann die gleiche Wirkung wie ein herkömmliches analoges Übertragungssystem liefern, bei dem die Menge an empfangbaren Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate abnimmt.
Die Konstruktion der logischen Mehrpegelausgestaltung wird beschrieben, in der zwei physikalische Pegel und zwei logische Pegel vorgesehen sind. Fig. 87 ist ein Blockdiagramm eines Senders 1, der mit der Konstruktion im wesentlichen identisch mit dem in Fig. 2 gezeigten ist und vorhergehend bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist und im einzelnen nicht weiter erklärt wird. Der einzige Unterschied ist, daß die Fehlerkorrekturcodecodierer als ECC Codierer abgekürzt hinzugefügt worden sind. Die Teilerschaltung 3 hat vier Ausgänge 1-1, 1-2, 2-1 und 2-2, durch die vier Signale D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2;, die von dem Eingangssignal abgeteilt worden sind, geliefert werden. Die zwei Signal D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; werden zwei, einem Haupt- und einem Neben-, ECC Codierer 872a, 873a des ersten ECC Codierers 871a jeweils zum Umwandlen in Fehlerkorrekturformen zugeführt.
Der Haupt-ECC-Codierer 872a hat eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als die des Unter-ECC-Codierers 873a. Daher kann D&sub1;&submin;&sub1; bei einer niedrigeren Rate von S/N als D&sub1;&submin;&sub2; wiedergegeben werden, wie es aus dem S/N Pegeldiagramm der Fig. 85 offensichtlich ist. Insbesondere wird der logische Pegel des D&sub1;&submin;&sub1; weniger durch die Verminderung von S/N als deievon D&sub1;&submin;&sub2; beeinflußt. Nach der Codierung mit dem Fehlerkorrekturcode werden D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub1;&submin;&sub2; durch einen Summierer 874a zu einem D, Signal summiert, das dann zu dem Modulator 4 übertragen wird. Die anderen zwei Signale D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; der Tellerschaltung 3 werden zur Fehlerkorrketur durch zwei, einen Haupt- und einen Neben-, ECC Codierer 872b, 873b eines zweiten ECC Codierers 871b jeweils codiert, und dann durch einen Summierer 874b zu einem D&sub2; Signal summiert, das dann zu dem Modulator 4 übertragen wird. Der Haupt-ECC-Codierer 872b hat eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit als der Neben-ECC-Codierer 873b. Der Modulator 4 wiederum erzeugt aus den zwei Eingangssignalen, D&sub1; und D&sub2;, ein moduliertes Mehrpegelsignal, das weiter von der Sendeeinheit 5 übertragen wird. Es versteht sich, daß das Ausgangssignal von dem Sender 1 zwei physikalische Pegel D&sub1; und D&sub2; hat und auch vier logische Pegel D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; auf der Grundlage der zwei physikalischen Pegel, um unterschiedliche Fehlerkorrekturfähigkeiten zu liefern.
Der Empfang eines solchen Mehrpegelsignals wird erklärt. Fig. 88 ist ein Blockdiagramm eines zweiten Empfängers 33, der in der Konstruktion nahezu mit dem in Fig. 21 gezeigten identisch ist und bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Der zweite Empfänger 33, der zum Empfang von Mehrpegelsignalen von dem Sender 1, der in Fig. 87 gezeigt ist, ausgestaltet ist, umfaßt des weiteren einen ersten 876a und einen zweiten ECC Codierer 876b, in dem die Demodulation von QAM oder irgendeinem AKS, PSK und FSK ausgeführt wird, wenn es erwünscht ist.
Wie es in Fig. 88 gezeigt ist, wird ein empfangenes Signal durch den Demodulator 35 in zwei Signale, D&sub1; und D&sub2;, demoduliert, die dann zwei Teilerschaltungen 3a bzw. 3b zugeführt werden, wo sie in vier logische Pegel D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; aufgeteilt werden. Die vier Signale werden zu dem ersten 876a und dem zweiten ECC Decodierer 876b übertragen, in denen D&sub1;&submin;&sub1; durch einen Haupt-ECC-Decodierer 877a fehlerkorrigiert wird. D&sub1;&submin;&sub2; durch einen Neben-ECC-Decodierer 878a, D&sub2;&submin;&sub1; durch einen Haupt-ECC-Decodierer 877b und D&sub2;&submin;&sub2; durch einen Neben-ECC-Decodierer 878e, bevor alle zu dem Summierer 37 geschickt werden. Bei dem Summierer 37 werden die vier fehlerkorrigierten Signale, D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2;, zu einem einzigen Signal summiert, das dann von der Ausgangseinheit 36 geliefert wird.
Da D&sub1;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub1; eine größerer Fehlerkorrekturfähigkeit als D&sub1;&submin;&sub2; bzw. D&sub2;&submin;&sub2; haben, bleibt die Fehlerrate geringer als ein gegebener Wert, obgleich S/N ziemlich niedrig ist, wie es in Fig. 85 gezeigt ist, und somit wird ein ursprüngliches Signal erfolgreich wiedergegeben.
Die Wirkung der Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit zwischen den Haupt-ECC- Decodierern 877a, 877b und dem Neben-ECC-Decodierern 878a, 878b wird nun mehr im einzelnen beschrieben. Es ist eine gute Idee, um einen Unterschied bei der Fehlerkorrekturfähigkeit zu haben, in dem Neben-ECC-Decodierer eine übliche Codiertechnik zu verwenden, z. B. ein Reed-Solomon oder BCH Verfahren, das einen Standardcodeabstand hat, und in dem Haupt-ECC-Decodierer eine andere Codiertechnik, bei der der Abstand zwischen den Fehlerkorrekturcoden erhöht wird, wobei Reed-Solomon Code, ihre Produktcode oder ändere Code großer Länge verwendet werden. Eine Vielzahl von bekannten Techniken zum Erhöhen des Fehlerkorrekturabstandes ist eingeführt worden und wird nicht mehr erläutert. Die vorliegenden Erfindung kann mit irgendeiner bekannten Technik verbunden werden, um die logische Mehrpegelausgestaltung zu erreichen.
Die logische Mehrpegelausgestaltung wird in Verbindung mit einem Diagramm der Fig. 89 erläutert, das die Beziehung zwischen S/N und der Fehlerrate nach der Fehlerkorrektur zeigt. Wie es gezeigt ist, stellt die gerade Linie 881 D&sub1;&submin;&sub1;, bei S/N und der Fehlerratenbeziehung dar, und die Linie 882 stellt das gleiche bei D&sub1;&submin;&sub2; dar.
Wenn die S/N Rate eines Eingangssignals abnimmt, nimmt die Fehlerrate nach der Fehlerkorrektur zu. Wenn S/N niedriger als ein gegebener Wert ist, überschreitet die Fehlerrate einen Bezugswert Eth, der durch die Systemkonstruktionsvorgaben bestimmt ist, und es wird keine ursprüngliche Date normalerweise rekonstruiert. Wenn S/N auf weniger als e verringert wird, versagt das D&sub1; Signal, wiedergegeben zu werden, wie es durch die Linie 881 von D&sub1;&submin;&sub1; in Fig. 89 ausgedrückt ist. Wenn e ≤ S/N < d ist, zeigt D&sub1;&submin;&sub1; des D&sub1; Signals eine größere Fehlerrate Eth und wird nicht wiedergegeben.
Wenn S/N gleich d an dem Punkt 885d ist, wird D&sub1;&submin;&sub1;, das eine größere Fehlerkorrekturfähigkeit als D&sub1;&submin;&sub2; hat, mit der Fehlerrate dicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zur gleichen Zeit bleibt die Fehlerrate von D&sub1;&submin;&sub2; höher als Eth nach der Fehlerkorrektur und wird nicht länger wiedergegeben.
Wenn S/N bis zu c an dem Punkt 885c erhöht wird, wird D&sub1;&submin;&sub2; mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zur gleichen Zeit bleiben D&sub2;&submin;&sub1; und D&sub2;&submin;&sub2; in keinem Demodulationszustand. Nachdem die S/N Rate weiter auf b' erhöht worden ist, wird das D&sub2; Signal bereit, demoduliert zu werden.
Wenn S/N zu dem Punkt b an dem Punkt 885b erhöht wird, wird D&sub2;&submin;&sub1; des D&sub2; Signals mit der Fehlerrate nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden. Zu dieser Zeit bleibt die Fehlerrate von D&sub2;&submin;&sub2; größer als Eth und wird nicht wiedergegeben. Wenn S/N bis a an dem Punkt 885a erhöht wird, wird D&sub2;&submin;&sub2; nicht größer als Eth und kann wiedergegeben werden.
Wie es oben beschrieben worden ist, können die vier verschiedenen logischen Signalpegel, die von zwei physikalischen Pegeln, D&sub1; und D&sub2;, durch Unterscheidung der Fehlerkorrekturfähigkeit zwischen den Pegeln abgeteilt worden sind, gleichzeitig übertragen werden.
Unter Verwendung der logischen Mehrpegelausgestaltung der vorliegenden Erfindung in Begleitung mit einer Mehrpegelkonstruktion, bei der wenigstens ein Teil des ursprünglichen Signals wiedergegeben wird, selbst wenn Daten bei einem höheren Pegel verloren sind, wird eine digitale Signalübertragung erfolgreich ausgeführt, ohne die vorteilhafte Wirkung einer analogen Signalübertragung zu verlieren, bei der das Übertragen von Daten nach und nach verringert wird, wenn die S/N Rate niedrig wird.
Dank der heutigen Bilddatenkomprimiertechniken können komprimierte Bilddaten bei der logischen Mehrpegelanordnung übertragen werden, um einer Empfängerstation zu ermöglichen, ein Bild höherer Qualität als das eines Analogsystems wiederzugeben, und dies auch bei einem nicht scharf, sondern schrittweise abnehmenden Signalpegel, um einen Signalempfang in einem größerem Bereich sicherzustellen. Die vorliegenden Erfindung kann eine zusätzliche Wirkung der Mehrschichtausgestaltung liefern, die kaum von einem bekannten digitalen Signalübertragungssystem ausgeführt wird, ohne die Bilddaten hoher Qualität zu verschlechtern.

Ausführungsform 3

EineDie dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 29 ist eine schematische Gesamtansicht, die die dritte Ausführungsform in der Form eines digitalen Fernsehsystems darstellt. Ein Eingangsvideosignal 402 eines Fernsehbildes super hoher Auflösung wird einer Eingangseinheit 403 eines ersten Videdocodierers 401 zugeführt. Dann wird das Signal durch eine Teilerschaltung 404 in drei Datentströme, in einen ersten, zweiten und dritten unterteilt, die zu einer Komprimierschaltung 405 zur Datenkomprimierung übertragen werden, bevor sie weiter abgegeben werden.
In gleicher Weise werden andere drei Videoeingangssignale 406, 407 und 408 einem zweiten 409, einem dritten 410 und einem vierten Videocodierer 411 jeweils zugeführt, die alle mit identischer Konstruktion wie der erste Videocodierer 401 zur Datenkomprimierung ausgebildet sind.
Die vier ersten Datenströme von ihren jeweiligen Codierern 401, 409, 410, 411 werden zu einem ersten Multiplexer 413 eines Multiplexer 412 übertragen, wo sie durch ein Zeitmultiplexverfahren zu einem ersten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden, das einem Sender 1 zugeführt wird.
Ein Teil der oder alle vier zweiten Datenströme von ihren entsprechenden Codieren 401, 409, 410, 411 werden einem zweiten Multiplexer 414 des Multiplexers 412 zugeführt, wo sie zu einem zweiten Datenstrommultiplexsignal zeitgemultiplext werden, das dann dem Sender 1 zugeführt wird. Auch wird ein Teil oder alle vier dritten Datenströme zu einem dritten Multiplexer 415 überführt, wo sie zu einem dritten Datenstrom-Multiplexsignal zeitgemultiplext werden, das dann dem Sender 1 zugeführt wird.
Der Sender 1 führt eine Modulation der drei Datenstromsignale mit seinem Modulator 4 in gleicher Weise durch, wie es bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Die modulierten Signale werden von einer Sendereinheit 5 über eine Antenne 6 und eine Aufwärtsverbindung 7 zu einem Transponder 12 eines Satelliten 10 geschickt, der sie wiederum zu drei verschiedenen Empfängern, einschließlich eines ersten Empfängers 23, überträgt.
Das über eine Abwärtsverbindung 21 übertragene, modulierte Signal wird von einer kleinen Antenne 22 mit einem Radius r&sub1; empfangen und einer Wiedergabeeinheit 232 für einen ersten Datenstrom des ersten Empfängers 23 zugeführt, wo nur sein erster Datenstrom demoduliert wird. Der demodulierte, erste Datenstrom wird dann durch einen ersten Videodecodierer 421 in ein herkömmliches 425 oder Weitbild NTSC oder Videoausgangssignal 426 niedriger Bildauflösung umgesetzt.
Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbindung 31 übertragen wird, von einer mittleren Antenne 32 mit einem Radius r&sub2; empfangen und einer ersten 232 und einer zweiten Wiedergabeeinheit 233 für einen Datenstrom eines zweiten Empfängers 33 zugeführt, wo sein erster und zweiter Datenstrom jeweils moduliert werden. Der demodulierte erste und zweite Datenstrom werden dann summiert und durch einen zweiten Videodecodierer 422 in ein HTDV oder Videoausgangssignal 427 hoher Bildauflösung und/oder zu Videoausgangssignalen 425 und 426 umgewandelt.
Auch wird das modulierte Signal, das durch eine Abwärtsverbindung 41 übertragen wird, von einer großen Antenne 42 mit einem Radius r&sub3; empfangen und einer ersten 232, einer zweiten 233 und einer dritten Datenstromwiedergabeeinheit 234 eines dritten Empfängers 43 zugeführt, wo sein erster, zweiter und dritter Datenstrom jeweils demoduliert werden. Der demodulierte erste, zweite und dritte Datenstrom werden dann summiert und durch einen dritten Videodecodierer 423 in ein Super-Hochauftösungsfernseh- oder Videoausgangssignal 428 mit super großer Auflösung zur Verwendung in einem Videotheater oder Kino umgesetzt. Die Videoausgangssignale 425, 426 und 427 können auch wiedergegeben werden, wenn es erwünscht ist. Ein übliches digitales Fernsehsignal wird von einem herkömmlichen digitalen Sender 51 übertragen, und wenn es von dem ersten Empfänger 23 empfangen wird, wird es in das Videoausgangssignal 426, wie ein NTSC Fernsehsignal geringer Auflösung, umgewandelt.
Der erste Videocodierer 401 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 30 erklärt. Ein Eingangsvideosignal super hoher Auflösung wird durch die Eingangseinheit 403 der Tellerschaltung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten durch ein Nebenband-Codierverfahren unterteilt wird. Insbesondere wird das Eingangsvideosignal, indem es durch ein horizontales Tiefpaßfilter 451 und ein horizontales Hochpaßfilter 452 von z. B. QMF Modus hindurchgeht, in zwei horizontale Frequenzkomponenten, eine niedrige und eine hohe, aufgeteilt, die mit einer Hälfte ihrer Menge durch zwei Nebenabtaster 453 bzw. 454 nebenabgetastet werden. Die niedrige, horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 455 und ein vertikales Hochpaßfilter 456 zu einer niedrigen, horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente oder HLVL Signal bzw. zu einer niedrigen horizontalen, hohen vertikalen Komponente oder HLVH Signal gefiltert. Die zwei Signale HLVL und HLVH, werden dann zur Hälfte durch zwei Nebenabtaster 457 bzw. 458 nebenabgetastet und zu der Komprimierschaltung 405 übertragen.
Die hohe, horizontale Komponente wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 459 an ein vertikales Hochpaßfilter 460 zu einer hohen horizontalen, niedrigen vertikalen Komponente oder HHVL Signal bzw. zu einer hohen horizontalen, hohen vertikalen Komponente oder HHVH Signal gefiltert. Die zwei Signale, HHVL und HHVH, werden dann zur Hälfte durch zwei Nebenabtaster 461 bzw. 462 nebenabgetastet und zu der Komprimierschaltung 405 übertragen.
Das HLVL Signal wird vorzugsweise durch einen ersten Komprimierer 471 der Komprimierschaltung 405 DCT komprimiert und von einem ersten Ausgang 405 als der erste Datenstrom übertragen.
Auch wird das HLVH Signal durch einen zweiten Komprimierer 473 komprimiert und einem zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das HHVL Signal wird durch einen dritten Komprimierer 463 komprimiert und dem zweiten Ausgang 464 zugeführt. Das HHVH Signal wird durch eine Teilerschaltung 465 in zwei Videosignale, eines mit hoher Auflösung (HHVH1) und eines mit super hoher Auflösung (HHVH2), unterteilt, die dann zu dem zweiten Ausgang 464 bzw. einen dritten Ausgang 468 übertragen werden.
Der erste Videodecodierer 421 wird nun mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 31 erläutert. Der erste Datenstrom oder das D&sub1; Signal des ersten Empfängers 23 wird durch eine Eingangseinheit 501 einem Endwürfeler 502 des ersten Videodecodierers 421 zugeführt, wo es entwürfelt wird. Das entwürfelte D&sub1; Signal wird durch einen Expander 503 zu HLVL expandiert, das dann einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 504 zugeführt wird. Somit kann das HLVL Signal durch eine Ausgangseinheit 505 in einem Standardformat 500, einem Briefkastenformat 507, einem Weitbildschirmformat 508 oder einem Seitentafelformat NTSC Signal 509 abgegeben werden. Das Abtastformat kann vom Typ ohne Zeilensprung oder mit Zeilensprung sein, und seine Zeilen im NTSC Modus können 525 oder verdoppelt auf 1050 durch doppeltes Abtasten sein. Wenn das empfangene Signal von dem digitalen Sender 51 ein digitales Fernsehsignal mit QPSK Modus ist, kann es auch durch den ersten Empfänger 23 und den ersten Videodecodierer 421 in ein Fernsehbild umgewandelt werden. Der zweite Videodecodierer 422 wird mehr im einzelnen unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 32 erläutert. Das D&sub1; Signal des zweiten Empfängers 33 wird durch einen ersten Eingang 521 einem ersten Expander 522 zur Datenexpansion zugeführt und dann zu einem Doppelabtaster 523 übertragen, wo es 2x abgetastet wird. Das doppelt abgetastete Signal wird durch ein vertikales Tiefpaßfilter 524 zu HLVL gefiltert. Auch wird das D&sub2; Signal des zweiten Empfängers 33 durch einen zweiten Eingang 530 einer Teilerschaltung 531 zugeführt, wo es in drei Komponenten unterteilt wird, die dann einem zweiten 532, einem dritten 533 bzw. einem vierten Expander 534 zur Datenexpansion übertragen werden. Die drei expandierten Komponenten werden bei 2x durch drei Doppelabtaster 535, 536, 537 abgetastet und durch einen vertikalen Hochpaß 538, einen vertikalen Tiefpaß 539 bzw. ein vertikales Hochpaßfilter 540 gefiltert. Dann werden HLVL von dem vertikalen Tiefpaßfilter 524 und HLVH von dem vertikalen Hochpaßfilter 538 durch einen Addierer 525 summiert, durch einen Doppelabtaster 541 abgetastet und durch das horizontale Tiefpaßfilter 542 zu einem horizontalen Videosignal niederer Frequenz gefiltert. HHVL von dem vertikalen Tiefpaßfilter 539 und HHVH1 von dem vertikalen Hochpaßfilter 540 werden durch einen Addierer 526 summiert, von einem Doppelabtaster abgetastet und durch das horizontale Hochpaßfilter 545 zu einem horizontalen Videosignal hoher. Frequenz gefiltert. Die zwei horizontalen Videosignale mit hoher und niedriger Frequenz, werden dann durch einen Addierer 543 zu einem Hochauflösungsvideosignal HD addiert, das weiter durch eine Ausgangseinheit 546 als ein Videoausgang 547, z. B. im Hochauflösungsfernseh-Format, übertragen wird. Wenn es erwünscht ist, kann ein herkömmlicher NTSC Videoausgang mit gleichem Erfolg wiedergegeben werden.
Fig. 33 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers 423, in dem das D&sub1; und D&sub2; Signal durch einen ersten 521 bzw. einem zweiten Eingang 530 einer Hochfrequenzband-Videodecodiererschaltung 527 zugeführt werden, wo sie in ein HD Signal in gleicher Weise umgewandelt werden, wie es oben beschrieben worden ist. Das D&sub3; Signal wird durch einen dritten Eingang 551 einer Superhochfrequenzband-Videodecodierschaltung 552 zugeführt, wo es expandiert, entwürfelt und zu einem HHVH2 Signal zusammengesetzt wird. Das HD Signal der Hochfrequenzband-Videodecodierschaltung 527 und das HHVH2 Signal der Superhochfrequenzband-Videodecodierschaltung 552 werden durch einen Summierer 553 zu einem Fernsehsignal super hoher Auflösung oder einem Superhochauflösungs(S-HD)-Signal summiert, das dann durch eine Ausgangseinheit 554 als Superauflösungsvideoausgang 555 abgegeben wird.
Die Wirkung des Multiplexens in dem Multiplexer 412 der in der Fig. 29 gezeigt ist, wird mehr im einzelnen erläutert. Fig. 34 stellt eine Datenzuordnung dar, bei der die drei Datenströme D&sub1;, D&sub2;, D&sub3;, der erste, zweite und dritte in einer Periode von T sechs NTSC Kanaldaten L1, L2, L3, L4, L5, L6 enthalten, sechs Hochauflösungsfernseh-Kanaldaten M1, M2, M3, M4, M5, M6 bzw. sechs S-Hochauflösungsfernseh-Kanaldaten, H1, H2, H3, H4, H5, H6 enthalten. Beim Betrieb werden die NTSC oder D, Signaldaten L1 bis L6 durch ein ZeitmultiTDM Verfahren gemäß der Periode T zeitgemultiplext. Insbesondere wird HLVL von D&sub1; einem Bereich 601 für den ersten Kanal zugeordnet. Dann wird eine Differenzdate M1 zwischen Hochauflösungsfernsehen und NTSC oder eine Summe von HLVH, HHVL und HHVH einem Bereich 602 für den zweiten Kanal zugeordnet. Auch wird eine Differenzdate H1 zwischen Hochauflösungsfernsehen und Spuper-Hochauflösungsfernsehen oder HHVH2 (siehe Fig. 30) einem Bereich 603 für den ersten Kanal zugeordnet.
Die Auswahl des Fernsehsignals des ersten Kanals wird nun beschrieben. Wenn es von dem ersten Empfänge 23 mit einer kleinen Antenne empfangen wird, die mit dem ersten Videodecodierer 21 verbunden ist, wird das erste Kanalsignal in ein übliches oder ein Breitbild-NTSC-Fernseh-Signal umgewandelt, wie es in Fig. 31 gezeigt ist. Wenn es von dem zweiten Empfänger 33 mit einer mittleren Antenne empfangen wird, die mit dem zweiten Videodecodierer 422 verbunden ist, wird das Signal durch Summieren von L1 des ersten Datenstroms D&sub1;, der dem Bereich 601 zugeordnet ist, und von M1 des zweiten Datenstroms D&sub2;, der dem Bereich 602 zugeordnet ist, in ein Hochauflösungs- Fernsehsignal des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm dem NTSC Signal äquivalent ist.
Wenn es von dem dritten Empfänger 43 mit einer großen Antenne empfangen wird, die mit dem dritten Videodecodierer 423 verbunden ist, wird das Signal durch Summieren von L1 und D&sub1;, das dem Bereich 601 zugeordnet ist, von M1 und D&sub2;, das dem Bereich 602 zugeordnet ist, und von H1 und D&sub3;, das dem Bereich 603 zugeordnet ist in ein Super-Hochauflösungsfernseh-Signal des ersten Kanals umgewandelt, das im Programm dem NTSC Signal äquivalent ist. Die anderen Kanalsignale können in gleicher Weise wiedergegeben werden.
Fig. 35 zeigt eine andere Datenzuordnung, bei der L1 eines NTSC Signals des ersten Kanals einem ersten Bereich 601 zugeordnet ist. Der Bereich 601, der an dem vorderen Ende des ersten Datenstroms D&sub1; vorgesehen ist, enthält auch vorne eine Date S11, die eine Entwürfelungsdate für die Demodulationsdate einschließt, die bei der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist. Ein Hochauflösungs-Fernsehsignal des ersten Kanals wird als L1 und M1 übertragen. M1, das somit eine Differenzdate zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen ist, ist den zwei Bereichen 602 und 611 von D&sub2; zugeordnet. Wenn L1 eine komprimierte NTSC Komponente von 6 Mbps ist, ist M1 zweimal größer als 12 Mpbs. Daher können insgesamt L1 und M1 bei 18 Mbps mit dem zweiten Empfänger 33 und dem zweiten Videocodierer 423 demoduliert werden. Gemäß den gegenwärtigen Datenkomprimiertechniken können komprimierte Hochauflösungs- Fernsehsignal bei ungefähr 15 Mbps wiedergegeben werden. Dies ermöglicht eine Datenzuordnung, wie sie in Fig. 35 gezeigt ist, um eine gleichzeitige Wiedergabe eines NTSC und eines Hochauflösungs-Fernsehsignals des ersten Kanals zu ermöglichen. Jedoch erlaubt diese Zuordnung nicht, daß ein Hochauflösungs-Fernsehsignal auf einem zweiten Kanal getragen wird. S21 ist eine Entwürfelungsdate in dem Hochauflösungs-Fernsehsignal. Eine Super-Hochauflösungsfernseh-Signalkomponente des ersten Kanals umfaßt L1, M1 und H1. Die Differenzdate H1 ist drei Bereichen 603, 612, 613 von D&sub3; zugeordnet. Wenn das NTSC Signal 6 Mbps ist, wird das Super-Hochauflösungsfernsehen bei so hoch wie 36 Mbps getragen. Wenn eine Komprimierrate erhöht wird, können Super-Hochauflösungsfernseh-Videodaten von ungefähr 2000 Abtastzeilen zur Wiedergabe eines Bildes in Kinogröße zur gewerblichen Verwendung in gleicher Weise übertragen werden.
Fig. 36 zeigt eine weitere Datenzuordnung, bei der H1 eines Super-Hochauflösungsfernseh-Signals sechs Zeitbereichen zugeordnet wird. Wenn ein komprimiertes NTSC Signal 6 Mbps ist, kann diese Zuordnung neunmal mehr als 54 Mbps an D&sub3; Daten tragen. Demgemäß können Super-Hochautlösungsfernseh-Daten höherer Bildqualität übertragen werden.
Die vorstehende Datenzuordnung verwendet eine von zwei, horizontale und vertikale, Polarisationsebenen einer Übertragungswelle. Wenn die horizontale und die vertikale Polarisationsebene verwendet werden, wird die Frequenzverwendung verdoppelt. Dies wird unten erläutert.
Fig. 49 zeigt eine Datenzuordnung, bei der DV1 und DH1 ein vertikales bzw. ein horizontales Polaristationssignal des ersten Datenstroms ist, DV2 bzw. DH2 ein vertikales und ein horizontales Polarisationssignal des zweiten Datenstroms ist und DV5 bzw. DH3 ein vertikales und horizontales Polaristationssignal des dritten Datenstroms ist. Das vertikale Polarisationssignal DV1 des ersten Datenstroms trägt ein niederes Frequenzband oder NTSC Fernseh Daten und das horizontale Polarisationssignal DH1 trägt ein hohes Frequenzband oder Hochauflösungsfernsehdaten. Wenn der erste Empfänger 23 mit einer vertikalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist, kann er nur das NTSC Signal wiedergeben. Wenn der erste Empfänger 23 mit einer Antenne für die horizontal und die vertikal polarisierte Welle ausgerüstet ist, kann er das Hochauflösungs-Fernsehsignal durch Aufsummieren von L1 und M1 wiedergeben. Genauer gesagt kann der erste Empfänger 23 eine Kompatibilität zwischen NTSC und Hochauflösungsfernsehen bei Verwendung einer besonderen Antennenart liefern.
Fig. 50 stellt ein Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff dar, bei dem jeder Datenburst 721 vorne von Syrichtonisierdaten 731 und Kartendaten 471 begleitet ist. Auch sind Datenübetragungsblocksynchronisierdaten 720 vor einem Rahmen vorgesehen. Gleiche Kanäle sind gleichen Zeitschlitzen zugeordnet. Beispielsweise trägt ein erster Zeitschlitz 750 NTSC, Hochauflösungsfernseh- und Super-Hochauflösungsfernsehdaten des ersten Kanals gleichzeitig. Die sechs Zeitschlitze 750, 750a, 750b, 750c, 750d, 750e sind unabhängig voneinander angeordnet. Daher kann jede Station NTSC, Hochauflösungsfernseh- und/oder Super-Hochauflösungsfernsehdienste unabhängig von den anderen Stationen anbieten, indem ein bestimmter Kanal der Zeitschlitze ausgewählt wird. Auch kann der erste Empfänger 23 ein NTSC Signal wiedergeben, wenn er mit einer horizontalen Polaristationsantenne ausgerüstet ist und NTSC und Hochauflösungs-Fernsehsignale, wenn er mit einer kompatiblen Polarisationsantenne ausgerüstet ist. In dieser Beziehung kann der zweite Empfänger 33 ein Super-Hochauflösungsfernseh-Signal bei geringerer Auflösung wiedergeben, während der dritte Empfänger 43 ein volles Super-Hochauflösungs-Fernsehsignal wiedergeben kann. Gemäß der dritten Ausführungsform wird ein kompatibles Signalübertragungssystem konstruiert. Es versteht sich, daß die Datenzuordnung nicht auf das Zeitmultiplexverfahren mit Mehrfachzugriff im Burstformatmodus begrenzt ist, das in Fig. 50 gezeigt ist, und ein anderes Verfahren, wie ein Zeitmultiplexen von kontinuierlichen Signalen, wie es in fig. 49 gezeigt ist, mit gleichem Erfolg verwendet wird. Auch erlaubt eine Datenzuordnung, die in Fig. 51 gezeigt ist, daß ein Hochauflösungs-Fernsehsignal mit hoher Auflösung wiedergegeben wird.
Wie es oben angegeben worden ist, kann das kompatible, digitale Hochauflösungsfernseh-Fernsehsignalübertragungssystem der dritten Ausführungsform drei Fernsehdienste, Super-Hochauflösungsfernseh-, Hochauflösungsfernseh- und herkömmliches NTSC, gleichzeitig anbieten. Des weiteren kann ein Videosignal, das von einer kommerziellen Station oder einem Kino empfangen worden ist, elektronisiert werden.
Das abgeänderte QAM der Ausführungsformen wird nun als SRQAM bezeichnet und seine Fehlerrate wird untersucht.
Zuerst wird die Fehlerrate bei der 16 SRQAM berechnet. Fig. 99 zeigt ein Vektordiagramm von 16 SRQAM Signalpunkten. Wie es aus dem ersten Quadranten offensichtlich ist, sind die 16 Signalpunkte des Standard 16 QAM einschließlich 83a, 83b, 84a, 84b in gleichen Intervallen von 28 zugeteilt.
Der Signalpunkt 83a ist von der I-Achse und der Q-Achse der Koordinaten 5 beabstandet. Es wird nun angenommen, daß n ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der 16 SRQAM ist der Signalpunkt 83a der 16 SRQAM zu einem Signalpunkt 83 verschoben, wo der Abstand von jeder Achse nδ ist. Der Verschiebungswert n wird somit ausgedrückt als
0 < n < 3.
Die anderen Signalpunkte 84a und 86a sind auch zu zwei Punkten 84 bzw. 86 verschoben.
Wenn die Fehlerrate des ersten Datenstroms Pe1 ist, wird sie erhalten aus:
Auch wird die Fehlerrate Pe2 des zweiten Datenstroms erhalten aus:
Die Fehlerrate der 36 oder 32 SRQAM wird berechnet. Fig. 100 ist ein Vektordiagramm eines 36 SRQAM Signals, bei dem der Abstand zwischen irgendzwei 36 QAM Signalpunkten 2δ ist.
Der Signalpunkt 83a der 36 QAM ist δ von jeder Achse der Koordinate beabstandet. Es wird nun angenommen, daß n ein Verschiebungswert der 16 SRQAM ist. Bei der 36 SRQAM wird der Signalpunkt 83a zu einem Signalpunkt 83 verschoben, wo der Abstand von jeder Achse nδ ist. Ähnlich werden die neun 36 QAM Signalpunkte in dem ersten Quadranten zu den Punkten 83, 84, 85, 86, 97, 98, 99, 100 bzw. 101 verschoben. Wenn eine Signalpunktgruppe 90, die die neun Signalpunkte umfaßt, als ein einziger Signalpunkt betrachtet wird, wird die Fehlerrate Pe1 bei der Wiedergabe nur des ersten Datenstroms D&sub1; mit einem abgeänderten QPSK Empfänger und die Fehlerrate Pe2 bei der Wiedergabe des zweiten Datenstroms D&sub2; nach der Unterscheidung der neun Signalpunkte der Gruppe 90 voneinander jeweils erhalten aus:
Fig. 101 zeigt die Beziehung zwischen der Fehlerrate Pe und C/N Rate bei der Übertragung, wobei die Kurve 900 ein herkömmliches und ein nichtabgeändertes 32 QAM Signal darstellt. Die gerade Linie 905 stellt ein Signal mit einer Fehlerrate von 10-1,5 dar. Die Kurve 901a stellt ein 32 SRQAM Signal mit D&sub1; Pegel der vorliegenden Erfindung bei dem Verschiebungswert n von 1,5 dar. Wie es gezeigt ist, ist die C/N Rate des 32 SRQAM Signals 5 dB niedriger bei der Fehlerrate von 10-1,5 als die der herkömmlichen 32 QAM. Dies bedeutet, daß die vorliegende Erfindung gestattet, daß ein D&sub1; Signal bei einer gegebenen Fehlerrate wiedergegeben wird, wenn seine C/N Rate relativ niedrig ist.
Die Kurve 902a stellt ein SRQAM Signal mit D&sub2; Pegel bei n = 1,5 dar, das mit der Fehlerrate von 10-1,5 sogar wiedergegeben werden kann, nur wenn seine C/N Rate 2,5 dB höher als die der herkömmlichen 32 QAM der Kurve 900 ist. Auch stellen die Kurven 901b und 902b SRQAM Signale von D&sub1; bzw. D&sub2; bei n = 2,0 dar. Die Kurve 902c stellt ein D&sub2; SRQAM Signal bei n = 2,5 dar. Es ist offensichtlich, daß die C/N Rate des SRQAM Signals bei der Fehlerrate von 10-1,5 5 dB, 8 dB und 10 d8 höher bei n = 1,5, 2,0 bzw. 2,5 in bezug auf den D&sub1; Pegel und 2,5 dB niedriger bei dem D&sub2; Pegel aus die eines üblichen 32 QAM Signals ist.
In Fig. 103 ist die C/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D&sub1;, D&sub2; des 32 SRQAM Signals gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung der Verschiebung n beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung n mehr als 0,8 ist, eine klare Differenz zwischen zwei C/N Raten ihrer entsprechenden D&sub1; und D&sub2; Pegel entwickelt, so daß die Mehrpegelsignalübertragung, nämlich die erste und die zweite Date, erfolgreich ausgeführt werden kann. Kurz gesagt ist n > 0,85 für eine Mehrpegeldatenübertragung des 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung wesentlich.
Fig. 102 zeigt die Beziehung zwischen der S/N Rate und der Fehlerrate für 16 SRQAM Signale. Die Kurve 900 stellt ein übliches 16 QAM Signal dar. Die Kurve 901a, 901b, 901c sind 16 SRQAM Signale mit einem D&sub1; Pegel oder des ersten Datenstroms bei n = 1,2, 1,5 bzw. 1,8. Die Kurve 902a, 902b, 902c sind 16 SRQAM Signale mit einem D&sub2; Pegel oder des zweiten Datenstroms bei n = 1,2, 1,5 bzw. 1,8.
Die S/N Rate des ersten und zweiten Datenstroms D&sub1;, D&sub2; eines 16 SRQAM Signals ist in Fig. 104 gezeigt, die benötigt wird, um eine konstante Fehlerrate gegenüber einer Änderung der Verschiebung n beizubehalten. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die Verschiebung n mehr als 0,9 (n > 0,9) ist, die Mehrpegeldatenübertragung des 16 SRQAM Signals ausgeführt.
Ein Beispiel der Ausbreitung von SRQAM Signalen der vorliegenden Erfindung wird nun zur Verwendung mit einem digitalen, terrestrischen Fernsehdienst beschrieben. Fig. 105 zeigt die Beziehung zwischen dem Signalpegel und der Entfernung zwischen einer Senderantenne und einer Empfängerantenne bei dem terrestrischen Fernsehdienst. Die Kurve 911 stellt ein übertragenes Signal von der Senderantenne dar, die 1250 Fuß hoch ist. Es wird angenommen, daß die Fehlerrate, die für die Wiedergabe eines anwendbaren, digitalen Fernsehsignals wesentlich ist, 10-1,5 ist. Der schraffierte Bereich 912 stellt eine Rauschunterbrechung dar. Der Punkt 910 stellt eine Signalempfangsgrenze eines herkömmlichen 32 QAM Signals bei S/N = 15 dB dar, wo die Entfemung L 60 Meilen ist und ein digitales Hochauflösungsfernsehsignal höchstens empfangen werden kann. Wenn eine Änderung bei den relevanten Bedingungen, z. B. Wetter, die S/N Rate abschwächt, wird der Empfang eines Hochauflösungs-Fernsehsignals kaum sichergestellt. Auch beeinflussen geographische Bedingungen stark die Ausbreitung von Signalen, und eine Abnahme von wenigstens ungefähr 10 dB wird unvermeidbar sein. Daher wird ein erfolgreicher Signalempfang innerhalb von 60 Meilen niemals garantiert, und zusätzlich breitet sich ein digitales Signal schwerer als ein analoges Signal aus. Man versteht, daß der Versorgungsbereich eines herkömmlichen, digitalen Fernsehdienstes wenige abhängig ist.
Wie es vorhergehend beschrieben worden ist, erlaubt das 32 SRQAM Signal der vorliegenden Erfindung eine mittlere Auflösung von Fernseh Daten des z. B. NTSC Systems, die auf dem ersten Datenstrom D&sub1; getragen werden, und eine hohe Frequenzkomponente von Hochauflösungsfernsehdaten, die auf dem zweiten Datenstrom D&sub2; getragen werden. Demgemäß wird der Versorgungsbereich des ersten Datenstroms des SRQAM Signals auf einen Punkt 910a von 70 Meilen erhöht, während der zweite Datenstrom innerhalb eines Punkts 910b von 55 Meilen bleibt, wie es in Fig. 105 gezeigt ist. Fig. 106 stellt den Versorgungsbereich des 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung dar, der ähnlich der Fig. 53 ist, ihn aber mehr im einzelnen erläutert. Wie es gezeigt ist, stellen die Bereiche 708, 703a, 703b, 712 einen herkömmlichen 32 QAM Versorgungsbereich, einen Versorgungsbereich für einen ersten Datenpegel D&sub1;, einen Empfangsbereich für einen zweiten Datenpegel D&sub2; bzw. einen Empfangsbereich einer benachbarten, analogen Fernsehstation dar.
Bei einem üblichen 32 QAM Signal kann der Versorgungsbereich mit einem Radius von 60 Meilen theoretisch hergestellt werden. Der Signalpegel wird jedoch durch geographische und Wetterbedingungen abgeschwächt und insbesondere nahe der Grenze des Versorgungsbereichs verringert.
Der Versorgungsbereich des 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung wird im Radius um 10 Meilen zum Empfang des ersten Pegels D&sub1; oder von Fernseh Daten mittlerer Frequenz des NTSC Systems vergrößert, obgleich er um 5 Meilen für den Empfang des zweiten Pegels D&sub2; oder von Fernseh Daten hoher Frequenz des Hochauflösungs-Fernsehsystems verringert wird, wie es in Fig. 106 gezeigt ist.
Insbesondere kann eine Komponente mittlerer Auflösung eines digitalen Fernsehsignals des SRQAM Modus der vorliegenden Erfindung erfolgreich in einem ungünstigen Versorgungsbereich oder Schattenbereich empfangen werden, wo ein herkömmliches Fernsehsignal im mittleren Frequenzband kaum ausgebreitet und wegen der Hindernisse abgeschwächt ist. Wenigstens innerhalb des vorbestimmten Versorgungsbereiches kann das NTSC Fernsehsignal des SRQAM Modus von irgendeinem herkömmlichen Fernsehempfänger empfangen werden. Da der Schatten- oder signalabschwächende Bereich, der durch Gebäudestrukturen und andere Hindernisse oder durch Störung von einem benachbarten, analogen Fernsehsignal entwickelt wird, oder in einem tiefliegenden Land erzeugt wird, auf ein Minimum verringert wird, wird die Anzahl der Fernsehbetrachter oder Teilnehmer vergrößert.
Auch kann der Hochauflösungsfernsehdienst nur von wenigen Betrachtern wertgeschätzt werden, die es sich leisten, ein kostspieliges Hochauflösungsfernsehempfangs- und Anzeigegerät gegenüber dem herkömmlichen System zu haben. Das System der vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein üblicher NTSC, PAL oder SECAM Empfänger eine Komponente mittlerer Auflösung des digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignals unter Verwendung eines zusätzlichen, digitalen Tuners empfängt. Der größte Teil der Fernseh Zuschauer kann sich daher des Dienstes bei geringeren Kosten erfreuen, und ihre Anzahl wird erhöht. Dies wird das Fernsehgeschäft ermutigen und einen zusätzlichen, sozialen Vorteil erzeugen.
Des weiteren wird der Bereich mit Signalempfang mit mittlerer Auflösung oder des NTSC Fern seh Dienstes gemäß der vorliegenden Erfindung um ungefähr 36% bei n = 2,5 erhöht, verglichen mit dem herkömmlichen System. Wenn der Versorgungsbereich und somit die Anzahl der Fernseh Zuschauer erhöht wird, erfreut sich das Fernsehgeschäft eines zunehmenden Gewinns. Dies verringert ein Risiko bei der Entwicklung eines neuen, digitalen Fernseh Geschäfts, das somit ermutigt wird, in die Praxis umgesetzt zu werden.
Fig. 107 zeigt den Versorgungsbereich eins 32 SRQAM Signals der vorliegenden Erfindung, bei dem die gleiche Wirkung bei n = 1,8 sichergestellt ist. Zwei Versorgungsbereiche 703,a, 703b des D&sub1; bzw. D&sub2; Signals können zur Ausdehnung für eine optimale Signalausbreitung bestimmt werden, indem die Verschiebung n verändert wird, wobei ein Profil der Hochauflösungsfernseh- und NTSC Empfängerverteilung oder der geographischen Merkmale betrachtet wird. Demgemäß erfüllen Fernseh Zuschauer den Dienst und eine Versorgungsstation erfreut sich maximaler Zuschauer.
Dieser Vorteil ist gegeben wenn:
n > 1,0
Daher wird, wenn das 32 SRQAM Signal ausgewählt wird, die Verschiebung n bestimmt zu:
1 < n < 5
Auch wird, wenn das 16 SRQAM Signal verwendet wird, n bestimmt zu:
1 < n < 3
Bei dem terrestrischen Fernsehdienst mit einem Signal im SRQAM Modus, bei dem der erste und der zweite Datenpegel erzeugt werden, indem entsprechende Signalpunkte verschoben werden, wie es in Fig. 99 und 100 gezeigt ist, ergibt sich der Vorteil der vorliegenden Erfindung, wenn die Verschiebung n bei einem 16, 32 oder 64 SRQAM Signal größer als 1,0 ist.

Ausführungsform 4

Eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die betreffenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 37 stellt die gesamte Anordnung eines Signalübertragungssystems der vierten Ausführungsform dar, das für einen terrestrischen Dienst angeordnet ist und bezüglich der Konstruktion und Wirkung dem der dritten Ausführungsform ähnlich ist, die in Fig. 29 gezeigt ist. Der Unterschied ist, daß die Senderantenne durch eine terrestrische Antenne 6a ersetzt ist und die Empfängerantennen 22, 32, 42 durch ebenfalls drei terrestrische Antennen 22a, 32a, 42a ersetzt sind. Die Wirkung des Systems ist identisch mit der dritten Ausführungsform und wird nicht mehr erläutert. Der terrestrische Fernsehdienst hängt anders als ein Satellitendienst stark von der Entfernung zwischen der Senderantenne 6a und der Empfängerantenne 22a, 32a, 42a ab. Wenn sich ein Empfänger weit entfernt von dem Sender befindet, ist der Pegel eines empfangenen Signals niedrig. Insbesondere kann ein allgemeines Mehrpegel-QAM-Signal kaum durch den Empfänger demoduliert werden, der somit kein Fernseh Programm erzeugt.
Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung gestattet dem ersten Empfänger 23, der mit der Antenne 22a ausgerüstet ist, die sich in großer Entfernung befindet, wie es in Fig. 37 gezeigt ist, ein abgeändertes 16 oder 64 QAM Signal zu empfangen und einen QPSK Modus des ersten Datenstroms oder die D&sub1; Komponente des empfangenen Signals zu einem NTSC Videosignals zu demodulieren, so daß ein Femseh Programmbild mittlerer Auflösung sogar angezeigt werden kann, wenn der Pegel des empfangenen Signals relativ niedrig ist.
Auch befindet sich der zweite Empfänger 33 mit der Antenne 32a in einer mittleren Entfernung von der Antenne 6a und kann somit den ersten und zweiten Datenstrom oder die D&sub1; und D&sub2; Komponente des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem Hochauflösungsfernseh-Videosignal empfangen und demodulieren, das seinerseits ein Hochauflösungsfernseh-Programmbild erzeugt.
Der dritte Empfänger 43 mit der Antenne 42a befindet sich in geringer Entfernung und kann den ersten, zweiten und dritten Datenstrom oder die D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; Komponente des abgeänderten 16 oder 64 QAM Signals zu einem Super-Hochauflösungsfernseh- Videosignal empfangen und demodulieren, das seinerseits ein Super-Hochauflösungsfernsehbild mit gleicher Qualität wie ein übliches Kinofilmbild erzeugt.
Die Zuordnung von Frequenzen wird in gleicher Weise wie bei dem Zeitmultiplexen bestimmt, das in den Fig. 34, 35 und 36 gezeigt ist. Wie bei Fig. 34 trägt, wenn die Frequenzen dem ersten bis sechsten Kanal zugeordnet werden, L1 der D&sub1; Komponente NTSC Daten des ersten Kanals, M1 der D&sub2; Komponente trägt Hochauflösungsfernsehdifferenzdaten des ersten Kanals und H1 der D&sub3; Komponente trägt Super-Hochauflösungsfernseh-Differenzdaten des ersten Kanals. Demgemäß können NTSC, Hochauflösungsfernseh- und Super-Hochautlösungsfernseh-Daten alle auf dem gleichen Kanal getragen werden. Wenn D&sub2; und D&sub3; der anderen Kanäle verwendet werden, wie es in den Fig. 35 und 36 gezeigt ist, können mehr Daten von Hochauflösungsfernsehen bzw. Super-Hochauflösungsfernsehen zur Anzeige mit einer höheren Auflösung übertragen werden.
Wie es sich versteht, gestattet das System, daß drei unterschiedliche, aber kompatible, digitale Fernsehsignale, auf einem einzigen Kanal getragen werden, oder der D&sub2; und D&sub3; Bereich der anderen Kanäle verwendet werden. Auch können die Fernsehbilddaten mittlerer Auflösung von jedem Kanal in einem breiteren Versorgungsbereich gemäß der vorliegenden Erfindung empfangen werden.
Eine Vielzahl terrestrischer, digitaler Fernsehsysteme, die ein 16 QAM Hochauflösungs- Fernsehsignal mit 16 MHz Bandbreite verwenden, sind vorgeschlagen worden. Diese sind jedoch nicht mit dem betshenden NTSC System kompatibel und müssen somit mit einer Simultanübertragungstechnik zum Übertragen von NTSC Signalen desselben Programms auf einem anderen Kanal verbunden werden. Auch begrenzt ein solches übliches 16 QAM Signal den Versorgungsbereich. Das terrestrische Sendesystem der vorliegenden Erfindung gestattet, daß ein Empfänger, der sich in einer relativ großen Entfernung befindet, erfolgreich ein Fernsehsignal mittlerer Auflösung ohne Verwendung einer zusätzlichen Einrichtung noch eines zusätzlichen Kanals empfängt.
Fig. 52 zeigt einen Störungsbereich des Versorgungsbereiches 702 einer herkömmlichen, terrestrischen, digitalen Hochauflösungsfernsehstation 701. Wie es gezeigt ist, schneidet sich der Versorgungsbereich 702 der herkömmlichen Hochauflösungs- Fernsehstation 701 mit dem Versorgungsbereich 712 einer benachbarten analogen Fernsehstation 711. An dem Schnittbereich 713 wird ein Hochauflösungs-Fernsehsignal durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 abgeschwächt und wird somit mit weniger Beständigkeit empfangen.
Fig. 53 zeigt einen Störungsbereich, der mit dem Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung verbunden ist. Das System weist eine geringe Energieverwendung verglichen mit dem herkömmlichen System auf und sein Versorgungsbereich 703 zur Hochauflösungs-Fernsehsignalausbreitung ist kleiner als der Bereich 702 des herkömmlichen Systems. Im Gegensatz ist der Versorgungsbereich 704 für eine digitale NTSC oder eine Fernsehsignalausbreitung mit mittlerer Auflösung größer als der herkömmliche Bereich 702. Der Pegel der Signalstörung zwischen einer digitalen Fernsehstation 701 des Systems mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation 711 ist zudem einer herkömmlichen, digitalen Fernsehstation äquivalent, wie es in Fig. 52 gezeigt ist.
In dem Versorgungsbereich der digitalen Fernsehstation 701 gibt es drei Störungsbereiche, die durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 entwickelt werden. Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale können kaum in dem ersten Bereich 705 empfangen werden. Ein NTSC Signal kann, obgleich es stark gestört ist, mit einem gleichen Pegel in dem zweiten Bereich 706 empfangen werden, der durch die Schraffur nach links unten bezeichnet ist. Das NTSC Signal wird auf dem ersten Datenstrom getragen, der mit einer relativ geringen S/N Rate wiedergegeben werden kann, und wird somit minimal beeinflußt, wenn die S/N Rate durch Signalstörung von der analogen Fernsehstation 711 abgeschwächt wird.
In dem dritten Bereich 707, der durch eine Schraffur nach rechts unten bezeichnet ist, kann ein Hochauflösungs-Fernsehsignal auch empfangen werden, wenn eine Signalstörung fehlt, während das NTSC Signal fortwährend auf einem Pegel empfangen werden kann.
Demgemäß wird der gesamte Bereich mit Signalempfang des Systems vergrößert, obgleich der Versorgungsbereich von Hochauflösungs-Fernsehsignalen etwas kleiner als der des herkömmlichen Systems wird. Auch können in den Signalabschwächungsbereichen, die durch Störung mit einer benachbarten, analogen Fernsehstation erzeugt werden, Signale mit NTSC Pegel eines Hochauflösungsfernseh-Programms erfolgreich verglichen mit dem herkömmlichen System empfangen werden, wo kein Hochauflösungsfernseh-Programm in dem gesamten Bereich gesehen wird. Das System der vorliegenden Erfindung verringert die Größe der signalabschwächenden Bereiche, und wenn die Energie der Signalübertragung an einer Sender- oder Transponderstation zunimmt, kann es den Hochauflösungs-Fernsehsignalversorgungsbereich auf eine gleiche Größe wie das herkömmliche System ausdehnen. Auch können Signale mit NTSC Pegel eines Fernseh Programms mehr oder weniger in einem fernliegenden Bereich empfangen werden, wo von dem herkömmlichen System kein Empfang geboten wird, oder in einen Signalstörungsbereich, der durch eine benachbarte, analoge Fernsehstation hervorgerufen wird.
Obgleich die Ausführungsform ein Signalübertragungsverfahren mit zwei Pegeln verwendet, kann ein Verfahren mit drei Pegeln, wie es in Fig. 78 gezeigt ist, mit dem gleichen Erfolg verwendet werden. Wenn ein Hochauflösungs-Fernsehsignal in drei Bildpegel Hochauflösungsfernsehen, NTSC und NTSC mit niedriger Auflösung unterteilt wird, werden die Versorgungsbereiche, die in Fig. 53 gezeigt sind, von zwei Pegeln auf drei Pegel vergrößert, wo die Signalausbreitung radial und nach außen erweitert wird. Auch können NTSC Signale niedriger Auflösung mit einem annehmbaren Pegel in dem ersten Signalstörungsbereich 705 erhalten werden, wo NTSC Signale kaum in dem Zweipegelsystem empfangen werden. Es versteht sich, das die Signalstörung auch von einer digitalen Fernsehstation zu einer analogen Fernsehstation eingeschlossen ist.
Die Beschreibung wird nun fortgesetzt, vorausgesetzt, daß keine digitale Fernsehstation eine Signalstörung mit irgendeiner benachbarten, analogen Fernsehstation hervorrufen sollte. Gemäß einem neuartigen System, das in den USA betrachtet wird, werden unbenutzte Kanäle der bestehenden Sendekanäle für Hochauflösungsfernsehen verwendet, und somit müssen digitale Signale nicht mit analogen Signalen zu Störungen führen. Zu diesem Zweck muß der Übertragungspegel eines digitalen Signals niedriger als auf den verringert werden, der in Fig. 53 gezeigt ist. Wenn das digitale Signal eines des herkömmlichen 16 QAM oder QPSK Modus ist, wird sein Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich 708 verringert, da der Signalstörungsbereich 713, der durch Kreuzschraffur bezeichnet ist, ziemlich groß ist, wie es in Fig. 54 gezeigt ist. Dies ergibt eine geringere Anzahl Zuschauer und Sponsoren, wodurch ein solches digitales System eine große Schwierigkeit hat, als auf Gewinn ausgerichtetes Geschäft betrieben zu werden.
Fig. 55 zeigt ein ähnliches Ergebnis gemäß dem System der vorliegenden Erfindung. Wie es offensichtlich ist, ist der Hochauflösungs-Fernsehsignalempfangsbereich 703 ein bißchen kleiner als der gleiche Bereich 708 des herkömmlichen Systems. Jedoch wird der Empfangsbereich 704 für das NTSC Fernsehsignal oder das mit niedrigerer Auflösung verglichen mit dem herkömmlichen System vergrößert. Der schraffierte Bereich stellt ein Bereich dar, wo das NTSC Pegelsignal eines Programms empfangen werden kann, während das Hochauflösungs-Fernsehsignal davon kaum empfangen wird. In dem ersten Störungbereich 705 können Hochauflösungsfernseh- und NTSC Signale aufgrund der Signalstörung von einer analogen Station 711 nicht empfangen werden.
Wenn der Pegel der Signale gleich ist, liefert das Mehrpegelübertragungssystem der vorliegenden Erfindung einen kleineren Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich und einen größeren NTSC Versorgungsbereich zum Empfang eines Hochauflösungsfernseh-Programms auf einem NTSC Signalpegel. Demgemäß wird der Gesamtsendebereich von jeder Station vergrößert und mehr Zuschauer können sich über den Femseh Fernsehdienst freuen. Des weiteren kann ein Hochauflösungsfernsehen/NTSC verträgliches Fernseh Unternehmen mit wirtschaftlichen Vorteilen und Beständigkeit betrieben werden. Es ist auch beabsichtigt, daß der Pegel eines Sendesignals vergrößert wird, wenn die Steuerung zur Abwenund einer Signalstörung mit benachbarten, analogen Fernsehstationen entsprechend einer scharfen Zunahme bei der Anzahl der heimgenützten, digitalen Empfänger verringert wird. Daher wird der Versorgungsbereich von Hochauflösungs-Fernsehsignalen vergrößert und in dieser Beziehung können die zwei unterschiedlichen Bereiche zum Empfang von digitalen Fernsehsignalpegeln für Hochauflösungsfernsehen/NTSC bzw. NTSC, die in Fig. 55 gezeigt sind, proportional eingestellt werden, indem die Signalpunktentfernung in dem ersten und/oder zweiten Datenstrom verändert wird. Wenn der erste Datenstrom Informationen über die Signalpunktentfernung trägt, kann ein Mehrpegelsignal mit, mehr Sicherheit empfangen werden.
Fig. 56 stellt die Signalstörung zwischen zwei digitalen Fernsehstationen dar, bei denen eine benachbarte Fernsehstation 701a auch einen digitalen Fernsehdienst liefert, verglichen mit einer analogen Station in Fig. 52. Da der Pegel eines Sendesignals groß wird, wird der Empfangsbereich 703 für den Hochauflösungsfernsehdienst oder ein Fernsehsignal hoher Auflösung bis zu einer Ausdehnung vergrößert, die gleich dem Sendebereich 702 eines analogen Fernsehsystems ist.
In dem Schnittbereich 714 zwischen zwei Versorgungsbereichen ihrer entsprechenden Stationen kann das empfangene Signal nicht bis zu einem Hochauflösungsfernsehbildpegel unter Verwendung einer üblichen Richtungsantenne wegen der Signalstörung wiedergegeben werden, aber bis zu einem NTSC Bildpegel mit einer bestimmten Richtantenne, die in Richtung zu einer erwünschten Fernsehstation gerichtet ist. Wenn eine stark gerichtete Antenne verwendet wird, wird das empfangene Signal von einer Zielstation als ein Hochauflösungsfernsehbild wiedergegeben. Der Empfangsbereich 704 für Signale geringer Auflösung wird stärker als der Versorgungsbereich 702 des analogen Fernsehsystems vergrößert, und mehrere Schnittbereiche 715, 716, die durch die zwei Empfangsbereiche 704 und 704a ihrer entsprechenden, digitalen Fernsehstationen 701 und 701a für Signale geringer Auflösung erzeugt worden sind, erlauben, daß das von der Antenne empfangene Signal, die auf eine der zwei Stationen ausgerichtet ist, als ein Bild mit NTSC Pegel wiedergegeben wird.
Der Hochauflösungsfernseh-Versorgungsbereich des Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung selbst wird stark vergrößert, wenn die anwendbaren Signalbeschränkungsregeln bei Entwicklungsabschluß eines zukünftigen, digitalen Fernsehdienst zurückgenommen werden. Gegenwärtig liefert das System der vorliegenden Erfindung auch einen weiten Hochauflösungs-Fernsehsignalempfangsbereich wie bei dem herkömmlichen System und ermöglicht insbesondere, daß seine Signalübertragung auf einem NTSC Pegel in einem weiter entfernten oder in Schnittbereichen wiedergegeben wird, wo Fernsehsignale des herkömmlichen Systems kaum empfangen werden. Demgemäß werden signalabschwächende oder Schattenbereiche in dem Sendebereich minimiert.

Ausführungsform 5

Eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung liegt in der Amplitudenmodulation oder dem ASK Verfahren. Fig. 57 stellt die Zuordnung von Signalpunkten eines 4- Pegel ASK Signals gemäß der fünften Ausführungsform dar, bei der vier Signalpunkte mit 721, 722, 723 und 724 bezeichnet sind. Die Vierpegelübertragung erlaubt, daß 2-Bit Daten in jeder Zyklusperiode übertragen werden. Es wird angenommen, daß die vier Signalpunkte 721, 722, 723, 724 jeweils zwei-Bit Muster 00, 01, 10, 11 darstellen.
Zur Vereinfachung der Vierpegelsignalübertragung der Ausführungsform werden die zwei Signalpunkte 721, 722 als erste Signalpunktgruppe 725 bezeichnet und die anderen zwei 723, 724 werden als zweite Signalpunktgruppe 726 bezeichnet. Der Abstand zwischen zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 wird dann weiter als der zwischen irgendzwei benachbarten Signalpunkten bestimmt. Genauer gesagt wird der Abstand Lo zwischen den zwei Signalen 722 und 723 weiter als der Abstand L zwischen zwei benachbarten Punkten 721 und 722 oder 723 und 724 angeordnet. Dies wird ausgedrückt als:
Lo > L
Daher liegt dem Mehrpegelsignalübertragungssystem der Ausführungsform Lo > L zugrunde. Die Ausführungsform ist jedoch nicht auf Lo > L begrenzt und L = Lo wird vorübergehend oder dauerhaft in Abhängigkeit von den Anforderungen der Konstruktion, der Bedienung und der Einstellung verwendet.
Den zwei Signalpunktgruppen werden ein-Bit Muster des ersten Datenstroms D1 zugeordnet, wie es in Fig. 59-a gezeigt ist. Genauer gesagt wird ein Bit 0 des Binärsystems der ersten Signalpunktgruppe 725 zugeordnet und ein anderes Bit 1 der zweiten Signalpunktgruppe 726. Dann wird ein ein-Bit Muster des zweiten Datenstroms D&sub2; jedem Signalpunkt zugeordnet. Beispielsweise wird den zwei Signalpunkten 721, 723 D&sub2; = 0 zugeordnet und den anderen zwei Signalpunkten 722 und 724 wird D&sub2; = 1 zugeordnet. Jene werden somit durch zwei Bits pro Zeichnen ausgedrückt.
Das Mehrpegelsignalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung kann in einem ASK Modus unter Verwendung der vorstehenden Signalpunktzuordnung ausgeführt werden. Das System der vorliegenden Erfindung arbeitet in gleicher Weise wie ein herkömmliches mit gleicher Signalpunktabstandstechnik, wenn das Signal zu Rauschenverhältnis oder die S/N Rate hoch ist. Wenn die S/N Rate niedrig wird und keine Daten durch die herkömmliche Technik wiedergegeben werden können, stellt das vorliegende System die Wiedergabe des ersten Datenstroms D&sub1;, aber nicht des zweiten Datenstroms D&sub2; sicher. Mehr im einzelnen ist der Zustand mit niedrigen S/N in Fig. 60 gezeigt. Die übertragenen Signalpunkte werden durch eine Gauß-Verteilurig jeweils zu den Bereichen 712a, 722a, 723a, 724a auf der Empfängerseite aufgrund von Rauschen und von Übertragungsverzerrung verschoben. Deshalb wird die Unterscheidung zwischen zwei Signalen 721 und 722 oder 723 und 724, ausgeführt. Mit anderen Worten wird die Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom D&sub2; erhöht. Wie es aus Fig. 60 offensichtlich ist, werden die zwei Signalpunkte 721, 722 ohne weiteres von den anderen zwei Signalpunkten 723, 724 unterschieden. Die Unterscheidung zwischen den zwei Signalpunktgruppen 725 und 726 kann somit ohne weiteres ausgeführt werden. Als Ergebnis wird der erste Datenstrom D&sub1; mit einer niedrigeren Fehlerrate wiedergegeben.
Demgemäß können die zwei unterschiedlichen Pegeldaten D&sub1; und D&sub2; gleichzeitig übertragen werden. Insbesondere können der erste und der zweite Datenstrom D&sub1; und D&sub2; eines gegebenen Signals, das durch das Mehrpegelübertragungssystem übertragen wird, in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate hoch ist, und der erste Datenstrom D&sub1; kann nur in dem Bereich wiedergegeben werden, wo die S/N Rate niedrig ist.
Fig. 61 ist ein Blockdiagramm eines Senders 741, bei dem die Eingangseinheit 742 einen ersten Datenstromeingang 743 und einen zweiten Datenstromeingang 744 umfaßt. Eine Trägerwelle von einem Trägergenerator 64 wird durch eine Multiplikationseinrichtung 746 amplitudenmoduliert, wobei ein Eingangssignal verwendet wird, das über einen Prozessor 745 von der Eingangseinheit 743 zugeführt wird. Das modulierte Signal wird dann durch ein Filter 747 auf ein ASK Signal eines z. B. VSB Modus bandmäßig begrenzt, das dann von einer Ausgangseinheit 748 geliefert wird.
Die Wellenform des ASK Signals nach dem Filtern wird nun untersucht. Fig. 62-a zeigt ein Frequenzspektrum des ASK modulierten Signals, bei dem zwei Seitenbänder auf beiden Seiten des Trägerfrequenzbandes vorgesehen sind. Eines der zwei Seitenbänder wird durch das Filter 477 ausgeschlossen, um ein Signal 747 zu erzeugen, das eine Trägerkomponente enthält, wie es in Fig. 62-b gezeigt ist. Das Signal 749 ist ein VSB Signal, und wenn das Modulationsfrequenzband fo ist, wird es in einem Frequenzband von ungefähr fo/2 übertragen. Daher wird die Frequenzausnutzung groß. Unter der Verwendung der Übertragung im VSB Modus kann das ASK Signal von zwei Bit pro Zeichnen, wie es in Fig. 60 gezeigt ist, somit in dem Frequenzband eine Datenmenge tragen, die gleich der eines 16 QAM Modus bei vier Bits pro Zeichen ist.
Fig. 63 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers 751, in dem ein durch eine terrestrische Antenne 32a empfangenes Eingangssignal durch eine Eingangseinheit 752 zu einem Mischer 753 übertragen wird, wo es mit einem Signal von einem veränderbaren Oszillator 754, der durch die Kanalauswahl gesteuert wird, zu einem Signal mit einer niedrigeren mittleren Frequenz gemischt wird. Das Signal von dem Mischer 753 wird dann von einer Erfassungseinrichtung 755 erfaßt und durch ein Tiefpaßfilter LPF 756 zu einem Basisbandsignal gefiltert, das zu einer Diskriminator/Rückgewinnungsschaltung 757 übertragen wird. Die Diskriminator/Rückgewinnungsschaltung 757 gibt zwei Datenströme, einen ersten D&sub1; und einen zweiten D&sub2;, von dem Basisbandsignal wieder und überträgt sie weiter durch einen ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang 759.
Die Übertragung eines Fernsehsignals unter Verwendung eines solchen Senders und Empfängers wird erläutert. Fig. 64 ist ein Blockdiagramm eines Videosignalsenders 774, in dem ein Fernsehsignal hoher Auflösung, z. B. ein Hochauflösungs-Fernsehsignal, durch eine Eingangseinheit 403 einer Teilerschaltung 404 eines ersten Videocodierers 401 zugeführt wird, wo es in vier Fernsehsignalkomponenten hoher/niedriger Frequenz unterteilt wird, die z. B. HLVL, HLVH, HHVL und HHVH bezeichnet sind. Diese Wirkung ist identisch mit der dritten Ausführungsform, die vorhergehend unter Bezugnahme auf Fig. 30 beschrieben worden ist, und wird mehr im einzelnen erläutert. Die vier getrennten Fernsehsignale werden jeweils durch einen Komprimierer 405 unter Verwendung einer bekannten Codiertechnik mit einem DPCMDCT Code veränderbarer Länge codiert, die üblicherweise verwendet wird, z. B. in MPEG. Übrigens witd der Bewegungsausgleich des Signals an der Eingangseinheit 403 ausgeführt. Die komprimierten Signale werden durch einen Summierer 771 zu zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen D&sub1;, D&sub2; summiert. Die Videosignalkomponente niedriger Frequenz oder HLVL Signal ist in dem ersten Datenstrom D&sub1; enthalten. Die zwei Datenstromsignale D&sub1;, D&sub2; werden dann zu einem ersten 744 und einem zweiten Datenstromeingang 747 einer Sendereinheit 741 übertragen, wo sie amplitudenmoduliert und zu einem ASK Signal vom z. B. VSB Modus summiert werden, das von einer terrestrischen Antenne für einen Fernsehdienst ausgestrahlt wird.
Fig. 65 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers für ein solches digitales Fernsehsystem. Ein digitales Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a empfangen worden ist, wird einem Eingang 752 einer Empfängereinheit 751 in dem Fernsehempfänger 781 zugeführt. Das Signal wird dann zu einer Erfassungs/Demodulationsschaltung 760 übertragen, wo ein erwünschtes Kanalsignal ausgewählt und zu zwei, einem ersten und einem zweiten, Datenströmen D&sub1;, D&sub2; demoduliert wird, die dann einem ersten 758 bzw. einem zweiten Datenstromausgang 759 zugeführt werden. Die Wirkung in der Empfängereinheit 751 ist ähnlich zu der vorhergehend beschriebenen und wird nicht mehr im einzelnen erklärt. Die zwei Datenströme D&sub1;, D&sub2; werden zu einer Teilereinheit 776 geschickt, in der D&sub1; durch eine Teilereinrichtung 777 in zwei Komponenten unterteilt wird; eine oder die komprimierte HLVL wird zu einem ersten Eingang 521 eines zweiten Videodecodierers 422 übertragen, und die andere wird einem Summierer 778 zugeführt, wo sie vor der Übertragung zu einem zweiten Eingang 531 des zweiten Videodecodierers 422 zu D&sub2; summiert wird. Die komprimierte HLVL wird dann von dem ersten Eingang 521 zu einem ersten Expander 523 geschickt, wo sie zu HLVL der ursprünglichen Länge expandiert wird, was dann zu einem Videomischer 458 und einer Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 übertragen wird. Wenn das eingegebene Fernsehsignal ein Hochauflösungs-Fernsehsignal ist, stellt HLVL ein NTSC Signal für einen Breitschirm dar. Wenn das gleiche ein NTSC Signal ist, stellt HLVL ein Videosignal geringerer Auflösung dar, z. B. MPEG1, als einen NTSC Pegel.
Das eingegebene Fernsehsignal der Ausführungsform ist ein Hochauflösungs-Fernsehsignal, und HLVL wird ein NTSC Signal für Breitschirm. Wenn das Seitenverhältnis einer verfügbaren Anzeige 16 : 9 ist, wird HLVL unmittelbar durch eine Ausgangseinheit als ein 16 : 9 Videoausgang 426 geliefert. Wenn die Anzeige ein Seitenverhältnis von 4 : 3 hat, wird HLVL durch die Seitenverhältnisänderungsschaltung 779 zu dem Format eines Briefkastens oder einer Seitentafel verschoben und wird dann als ein Videoausgang 425 mit einem entsprechenden Format von der Ausgangseinheit 780 geliefert.
Der zweite Datenstrom D&sub2;, der von dem zweiten Datenstromausgang 759 dem Summierer 778 zugeführt worden ist, wird mit dem Ausgang der Teilereinrichtung 777 zu einem Summensignal summiert, das dann dem zweiten Eingang 531 des zweiten Videodecodierers 422 zugeführt wird. Das Summensignal wird weiter zu einer Tellerschaltung 531 übertragen, wo es in drei komprimierte Formate von HLVH, HHVL und HHVH unterteilt wird. Die drei komprimierten Signale werden dann einem zweiten 535, einem dritten 536 bzw. einem vierten Expander 537 zum Umwandeln durch Expansion zu HLVH, HHVL und HHVH der ursprünglichen Länge zugeführt. Die drei Signale werden mit HLVL durch den Videomischer 548 zu einem zusammengesetzten Hochauflösungs-Fernsehsignal summiert, das durch einen Ausgang 546 des zweiten Videodecodierers der Ausgangseinheit 780 zugeführt wird. Schließlich wird das Hochauflösungs-Fernsehsignal von der Ausgangseinheit 780 als ein Hochauflösungsfernseh-Videosignal 427 geliefert.
Die Ausgangseinheit 780 ist angeordnet, um eine Fehlerrate in dem zweiten Datenstrom des zweiten Datenstromausgangs 759 durch eine Fehlerratenbestimmungseinrichtung 782 zu erfassen, und wenn die Fehlerrate hoch ist, wird systematisch HLVL der Videodaten geringer Auflösung geliefert.
Demgemäß wird das Mehrpegelsignalübertragungssystem für eine Übertragung und einem Empfang von digitalen Fernsehsignalen machbar. Zum Beispiel können, wenn eine Senderstation für ein Fernsehsignal nahe ist, der erste und der zweite Datenstrom eines empfangenen Signals erfolgreich wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungsfernseh-Qualitätsbild zu zeigen. Wenn die Senderstation weit entfernt ist, kann der erste Datenstrom zu einer HLVL wiedergegeben werden, die zu einem Fernsehbild geringer Auflösung umgewandelt wird. Daher wird irgendein Fernseh Programm in einem weiteren Bereich empfangen und mit einer Bildqualität im Bereich von einem Hochauflösungsfernseh- bis NTSC Pegel angezeigt.
Fig. 66 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Anordnung des Fernsehempfängers zeigt. Wie es gezeigt ist, enthält die Empfängereinheit 751 nur einen ersten Datenstromausgang 768, und somit ist die Verarbeitung des zweiten Datenstroms oder von Hochauflösungsfernsehdaten nicht nötig, so daß die Gesamtkonstruktion minimiert werden kann. Es ist eine gute Idee, den ersten Videodecodierer 421, der in Fig. 31 gezeigt ist, als einen Videodecdierer des Empfängers zu haben. Demgemäß wird ein Bild mit NTSC Pegel wiedergegeben. Der Empfänger wird mit viel geringeren Kosten hergestellt, da er nicht die Fähigkeit hat, irgendein Signal mit Hochauflösungsfernsehpegel zu empfangen, und wird stark vom Markt akzeptiert. Kurz gesagt kann der Empfänger als ein angepaßter Tuner zum Empfang eines digitalen Fernsehsignals verwendet werden, ohne eine Abänderung bei dem bestehenden Fernsehsystem einschließlich einer Anzeige zu verlangen.
Der Fernsehempfänger 781 kann eine weitere Ausgestaltung haben, die in Fig. 67 gezeigt ist und als ein Satellitenfernsehempfänger zur Demodulation von PSK Signalen und ein terrestrischer Fernsehempfänger zur Demodulation von ASK Signalen dient. Im Einsatz wird ein PSK Signal, das von einer Satellitenantenne 32 empfangen wird, durch einen Mischer 786 mit einem Signal von einem Oszillator 787 zu einem Signal niedriger Frequenz gemischt, das dann durch eine Eingangseinheit 34 einem Mischer 753 zugeführt wird, der ähnlich dem in Fig. 63 gezeigten ist. Das Signal niederer Frequenz des PSK oder QAM Modus in einem gegebenen Kanal des Fernsehsatellitensystems wird zu einem Modulator 35 übertragen, wo zwei Datenströme D&sub1; und D&sub2; von dem Signal wiedergegeben werden. D&sub1; und D&sub2; werden durch eine Tellereinrichtung 788 zu einem zweiten Videodecodierer 422 geschickt, wo sie in ein Videosignal umgewandelt werden, das dann von einer Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Auch wird ein digitales oder analoges, terrestrisches Fernsehsignal, das von einer terrestrischen Antenne 32a empfangen worden ist, durch eine Eingangseinheit 752 dem Mischer 753 zugeführt, wo ein erwünschter Kanal in der gleichen Weise ausgewählt wird, wie es in Fig. 63 beschrieben worden ist, und als ein Basisbandsignal niedriger Frequenz erfaßt wird. Das Signal analoger Form wird direkt zur Demodulation zu dem Demodulator 35 geschickt. Das Signal digitaler Form wird dann einer Diskriminator/Wiedergabeschaltung 757 zugeführt, wo zwei Datenströme D&sub1; und D&sub2; von dem Signal wiedergegeben werden. D&sub1; und D&sub2; werden durch den zweiten Videodecodierer 422 in ein Videosignal umgewandelt, das dann weiter geliefert wird. Ein analoges Fernsehsatellitensignal wird zu einem Videodemodulator 788 übertragen, wo es zu einem analogen Videosignal AM-demoduliert wird, das dann von der Ausgangseinheit 780 geliefert wird. Es versteht sich, daß der Mischer 753 des Fernsehempfänger 781, der in Fig. 67 gezeigt ist, kompatibel zwischen zwei Fernsehdiensten, einem Satelliten- und einem terrestrischen Dienst, ausgebildet ist. Auch kann eine Empfängerschaltung, die eine Erfassungseinrichtung 755 und ein Tiefpaßfilter TPF 756 zur AM-Demodulation eines analogen Signals einschließt, kompatibel mit einem digitalen ASK Signal des terrestrische Fernseh Dienstes verwendet werden. Der Hauptteil, der in Fig. 67 gezeigten Ausgestaltung ist zur kompatiblen Verwendung ausgestaltet, so daß die Schaltungskonstruktion minimiert wird.
Gemäß der Ausführungsform wird ein 4-Pegel ASK Signal in zwei Pegelkomponenten, D&sub1; und D&sub2;, zur Ausführung einer Mehrpegelsignalübertragung im ein-Bit Modus unterteil. Wenn ein 8-Pegel ASK Signal verwendet wird, wie es in Fig. 68 gezeigt ist, kann es in einer ein-Bit Modus drei-Pegelanordnung D&sub1;, D&sub2; und D&sub3; übertragen werden. Wie es in Fig. 68 gezeigt ist, ist D&sub1; acht Signalpunkten 721a, 721b, 722a, 722b, 723a, 723b, 724a, 724b zugeordnet, wobei jedes Paar ein zwei-Bit Muster darstellt, D&sub2; wird vier kleinen Signalpunktgruppen 721, 722, 723, 724 geordnet, wobei jeweils zwei Gruppen ein zwei- Muster darstellen, und D&sub3; wird zwei großen Signalpunktgruppen 725 und 726 zugeordnet, die ein zwei-Bit Muster darstellen. Insbesondere ist dies einer Form äquivalent, bei der jeder der vier Signalpunkte 721, 722, 723, 724, die in Fig. 57 gezeigt sind, in zwei Komponenten unterteilt ist, so daß Daten mit drei unterschiedlichen Pegeln erzeugt werden.
Die drei-Pegel Signalübertragung ist identisch mit der bei der dritten Ausführungsform beschriebenen und wird nicht im einzelnen weiter erklärt.
Insbesondere wird die Anordnung des Videocodierers 401 der dritten Ausführungsform, die in Fig. 30 gezeigt ist, durch eine Abänderungen ersetzt, deren Blockdiagramm Fig. 69 ist die Arbeitsweise der abgeänderten Anordnung ist ähnlich und wird nicht mehr im einzelnen beschrieben. Zwei Videosignalteilerschaltungen 404 und 404a, die Unterbandfilter sein können, sind vorgesehen, und bilden eine Teilereinheit 794. Die Teilereinheit 794 kann auch einfacher ausgebildet sein, wie es in dem Blockdiagramm der Fig. 70 gezeigt ist, in dem ein Signal durch eine einzige Tellerschaltung zweimal in einem Zeitteilungsmodus hindurchgeht. Genauer gesagt wird ein Videosignal von z. B. Hochauflösungsfernsehen oder Super-Hochauflösungsfernsehen von der Eingangseinheit 402 in bezug auf die Zeitbasis durch einen Zeitbasiskomprimierer 795 komprimiert und der Tellerschaltung 404 zugeführt, wo es in vier Komponenten HHVH-H, HHVL-H und HLVH-H bei einem ersten Zyklus geteilt wird. Zu dieser Zeit bleiben vier Schalter 765, 765a, 765b, 765c in die Position 1 geschaltet, so daß HHVH-H HHVL-H und HLVH-H zu einer Komprimierschaltung 405 übertragen werden. Währenddessen wird HLVL-H durch den Anschluß 1 des Schalters 765c zu dem Zeitbasiskomprimierer 795 rückgeführt. Bei einem zweiten Zyklus werden die vier Schalter 765, 765a, 765b, 767c in die Position 2 geschaltet, und alle vier Komponenten der Tellerschaltung 404 werden gleichzeitig zu der Komprimierschaltung 405 übertragen. Demgemäß kann die Tellereinheit 794 der Fig. 70, die zur Zeitteilungsverarbeitung eines Eingangssignals ausgestaltet ist, in einer einfacheren Teilerschaltungsform konstruiert werden.
Auf der Empfängerseite wird ein solcher Videodecodierer, wie er bei der dritten Ausführungsform beschrieben und in Fig. 30 gezeigt ist, zur drei-Pegel-Übertragung eines Videosignals benötigt. Insbesondere ist ein dritter Videodecodierer 423 vorgesehen, der zwei Mischer 556 und 556a unterschiedlicher Verarbeitungsfähigkeit enthält, wie es in dem Blockdiagramm der Fig. 71 gezeigt ist.
Auch kann der dritte Videodecodierer 423 abgeändert werden, indem die gleiche Wirkung mit einem einzelnen Mischer 556 ausgeführt wird, wie es in Fig. 72 gezeigt ist. Zum ersten Zeitpunkt bleiben fünf Schalter 765, 765a, 765b, 765c, 765d in die Position 1 geschaltet. Daher werden HLVL, HLVH, HLVH und HHVH von einem ersten 522, einem zweiten 522a, einem dritten 522b und einem vierten Expander 522c durch ihre entsprechende Schalter dem Mischer 556 zugeführt, wo sie zu einem einzigen Videosignal gemischt werden. Das Videosignal, das HLVL-H eines eingegebenen Hochauflösungsvideosignals darstellt, wird dann zurück durch den Anschluß 1 des Schalter 765d zu dem Anschluß 2 des Schalter 765c geführt. Zum zweiten Zeitpunkt werden die vier Schalter 765, 765a, 765b 765c in die. Position 2 geschaltet. Somit werden HHVH-H, HHVL-H, HLVH- H und HLVL-H zu dem Mischer 556 übertragen, wo sie zu einem einzelnen Videosignal gemischt werden, das dann über den Anschluß 2 des Schalter 765d zu der Ausgangseinheit 554 zur weiteren Zulieferung geschickt wird.
Auf diese Weise der Zeitteilungsverarbeitung eines drei-Pegelsignals können zwei Mischer durch einen Mischer ersetzt werden.
Insbesondere werden vier Komponenten HLVL, HLVH, HHVL, HHVH zugeführt, um zum ersten Zeitpunkt HLVL-H zu erzeugen. Dann werden HLVH-H, HHVL-H und HHVH-H zum zweiten Zeitpunkt, gegenüber dem ersten Zeitpunkt verzögert, zugeführt und mit HLVL-L zu einem Sollvideosignal gemischt. Es ist somit wesentlich, die zwei Wirkungen in einem Zeitintervall auszuführen.
Wenn die vier Komponenten einander überlappt werden oder in einer variablen Folge zugeführt werden, müssen sie in bezug auf die Zeitbasis auf eine gegebene Folge unter Verwendung von Speichern eingestellt werden, die ihre entsprechenden Schaltern 765, 765a, 765b, 765c begleiten. In der vorstehenden Weise wird ein Signal von dem Sender zu zwei unterschiedlichen Synchronisierperioden gesendet, wie es in Fig. 73 gezeigt ist, so daß keine Zeitbasissteuerschaltung in dem Empfänger benötigt wird, der somit kompakter ausgestaltet wird.
Wie es in Fig. 73 gezeigt wird, ist D&sub1; der erste Datenstrom eines Sendersignals und HLVL, HLVH, HHVL und HHVH werden auf dem D&sub1; Kanal bei der Periode des ersten Zeitpunkts übertragen. Dann werden bei der Periode des zweiten Zeitpunkts HLVH-H, HHVL- H und HHVH-H auf dem D&sub2; Kanal übertragen. Wenn das Signal mit einer Zeitteilungsfolge übertragen wird, kann der Codierer in dem Empfänger einfacher ausgebildet werden.
Die Technik, die Anzahl der Expander in dem Decodierer zu verringern, wird nun erklärt. Fig. 74-b zeigt eine Zeitbasiszuordnung von vier Datenkomponenten 810, 810a, 810b, 810c eines Signals. Wenn andere vier Datenkomponenten 811, 811a, 811b, 811c zwischen die vier Datenkomponenten 811, 811a, 811b, 811c jeweils eingeführt werden, können letztere in Zeitintervallen übertragen werden. Beim Einsatz erhält der zweite Videodecodierer 422, der in Fig. 74-a gezeigt ist, die vier Komponenten des ersten Datenstroms D&sub1; an einem ersten Eingang 521 und überführt sie nacheinander durch einen Schalter 812 zu einem Expander 503. Insbesondere wird die zuerst zugeführte Komponente 810 während des Zuführens der Komponente 811 expandiert, und nach Abschluß der Verarbeitung der Komponente 812 wird die nachfolgende Komponente 810a zugeführt. Daher kann der Expander 503 eine Reihe von Komponenten in Zeitintervallen durch die gleiche Zeitteilungsart wie die des Mischers verarbeiten, so daß die gleichzeitige Wirkung einer Anzahl von Expandern ersetzt wird.
Fig. 75 ist eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten eines Hochauflösungs- Fernsehsignals, in dem HLVL(1) eine NTSC Komponente des Signals des ersten Kanals für ein Fernseh Programm einem Datenbereich 821 des D&sub1; Signals zugeteilt ist. Auch sind HLVH, HHVL und HHVH die zusätzliche Hochauflösungsfernseh-Komponenten des Signals des ersten Kanals tragen, jeweils drei Bereichen 821a, 821b, 821c des D&sub2; Signals zugeteilt. Es gibt weitere Datenkomponenten 822, 822a, 822b, 822c zwischen den Datenkomponenten des Signals des ersten Kanals, die somit mit einer Expanderschaltung während der Übertragung der anderen Daten expandiert werden können. Daher werden alle Datenkomponenten eines Signals eines Kanals durch einen einzigen Expander verarbeitet, der bei einer höheren Geschwindigkeit arbeiten kann.
Ähnliche Wirkungen werden durch Zuordnung der Datenkomponenten zu anderen Bereichen 821, 821a, 821b, 821c sichergestellt, wie es in Fig. 76 gezeigt ist. Dies wird wirksamer bei der Übertragung und beim Empfang eines üblichen QPSK oder ASK Signals, das keine unterschiedlichen, digitalen Pegel hat.
Fig. 77 zeigt eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten während der physikalischen zwei-Pegel-Übertragung von Daten mit drei unterschiedlichen Signalpegeln: z. B. NTSC, Hochauflösungsfernsehen und Super-Hochauflösungsfernsehen oder NTSC mit geringer Auflösung, NTSC mit Standardauflösung und Hochauflösungsfernsehen. Zum Beispiel wird zur Übertragung von drei Datenkomponenten von NTSC mit geringer Auflösung, von Standard-NTSC und Hochauflösungsfernsehen das NTSC geringer Auflösung oder HLVL dem Datenbereich 821 des D&sub1; Signals zugeteilt. Auch werden HLVH, HHVL und HHVH der NTSC Standardkomponente jeweils drei Bereichen 821a, 821b, 821c zugeteilt. HLVH-H, HHVL-H und HHVH-H der Hochauflösungsfernseh-Komponente werden jeweils den Bereichen 823 823a und 823b zugeteilt.
Die vorstehende Zuordnung ist mit einer solchen logischen Pegelanordnung auf der Grundlage einer Unterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit verbunden, wie sie in der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Insbesondere wird HLVL auf dem D&sub1;&submin;&sub1; Kanal des D&sub1; Signals getragen. Der D&sub1;&submin;&sub1;, Kanal hat eine größere Fehlerkorekturfähigkeit als der D&sub1;&submin;&sub2; Kanal, wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Der D&sub1;&submin;&sub1; Kanal hat eine größere Redundanz aber eine niedrigere Fehlerrate als der D&sub1;&submin;&sub2; Kanal, und die Daten 821 können bei einer geringeren S/N Rate als die der anderen Daten 821a, 821b, 821c wiedergegeben werden. Insbesondere wird eine NTSC Komponente niedriger Auflösung an einer weit entfernten Stelle von der Senderantenne oder in einem signalabschwächenden oder Schattenbereich, z. B. in dem Inneren eines Fahrzeugs, wiedergegeben. Im Hinblick auf die Fehlerrate wird die Date 821 des D&sub1;&submin;&sub1; Kanals weniger durch die Signalstörung als die anderen Daten 821a, 821b, 821c des D&sub1;&submin;&sub2; Kanals beeinflußt, während sie spezifisch unterschieden wird und auf einem unterschiedlichen, logischen Pegel bleibt, wie es bei der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist. Während D&sub1; und D&sub2; in zwei physikalische unterschiedliche Pegel aufgeteilt werden, sind die Pegel, die durch Unterscheidung der Entfernung zwischen Fehlerkorrekturcoden bestimmt werden, unterschiedlich in dem logischen Pegel angeordnet.
Die Demodulation von D&sub2; Daten verlangt eine höhere S/N Rate als die für D&sub1; Daten. Beim Betrieb kann ein HLVL oder NTSC Signal niedriger Auflösung wenigstens in einem fernliegenden oder schlechten S/N Versorgungsbereich wiedergegeben werden. HLVH, HHVL und HHVH können zusätzlich in einem Bereich mit niedrigerem S/N wiedergegeben werden. Dann können in einem Bereich mit hohem S/N HLVH-H, HHVL-H und HHVH-H Komponenten auch wiedergegeben werden, um ein Hochauflösungs-Fernsehsignal zu erzeugen. Demgemäß können Fernsehsignale mit drei unterschiedlichen Pegeln wiedergegeben werden. Dies Verfahren ermöglicht, daß das Signalempfangsbereich, der in Fig. 53 gezeigt ist, von einem doppelten Bereich zu einem dreifachen Bereich vergrößert wird, wie es in Fig. 90 gezeigt ist, so daß eine größere Möglichkeit sichergestellt wird, sich an Fernseh Programmen zu erfreuen.
Fig. 78 ist ein Blockdiagramm des dritten Videodecodierers, der für die Zeitbasiszuordnung von Daten ausgebildet ist, die in Fig. 77 gezeigt sind, und der ähnlich dem in Fig. 72 gezeigten mit der Ausnahme ist, daß der dritte Eingang 551 für das D&sub3; Signal fortgelassen ist und die in Fig. 74-a gezeigte Ausbildung hinzugefügt ist.
Beim Betrieb werden das D&sub1; und D&sub2; Signal durch die Eingangseinheiten 521, 530 jeweils einem Schalter 812 bei dem ersten Zeitpunkt zugeführt. Da ihre Komponenten, die HLVL einschließen, zeitgeteilt sind, werden sie in einer Folge durch den Schalter 812 zu einem Expander 503 übertragen. Diese Folge wird nun unter Bezugnahme auf die Zeitbasiszuordnung der Fig. 77 erklärt. Eine komprimierte Form von HLVL des ersten Kanals wird zuerst dem Expander 503 zugeführt, wo es expandiert wird. Dann werden HLVH, HHVL und HHVH expandiert. Alle vier expandierten Komponenten werden durch einen Schalter 812a zu einem Mischer 556 geschickt, wo sie gemischt werden, um HLVL-H zu erzeugen. HLVL-H wird dann von dem Anschluß 1 eines Schalter 765a durch den Eingang 2 eines Schalters 765 zu dem HLVL Eingang des Mischers 556 zurückgeführt.
Beim zweiten Zeitpunkt werden HLVH-H, HHVL-H und HHVH des D&sub2; Signals, das in Fig. 77 gezeigt ist, dem Expander 503 zugeführt, wo sie expandiert werden, bevor sie durch den Schalter 821a zu dem Mischer 556 übertragen werden. Sie werden durch den Mischer 556 zu einem Hochauflösungs-Fernsehsignal gemischt, das durch den Anschluß 2 des Schalters 765a der Ausgangseinheit 521 zur weiteren Weitergabe zugeführt wird. Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten Übertragung, die in Fig. 77 gezeigt ist, trägt zu der einfachsten Ausgestaltung des Expanders und des Mischers bei. Obgleich Fig. 77 zwei, D&sub1; und D&sub2;, Signalpegel zeigt, ist eine vier-Pegel-Übertragung eines Fernsehsignals machbar, wobei die Hinzufügung eines D&sub3; Signals und Hochauflösungs- Fernsehsignals von Superauflösung verwendet wird.
Fig. 79 stellt eine Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten eines Fernsehsignals mit physikalischem drei-Pegel D&sub1;, D&sub2;, D&sub3; dar, in dem Datenkomponenten desselben Kanals so angeordnet sind, daß sie einander mit der Zeit nicht überlappen. Fig. 80 ist ein Blockdiagramm eines abgeänderten Videodecodierers 423 ähnlich der Fig. 78, bei dem ein dritter Eingang 521a hinzugefügt ist. Die Zeitbasiszuordnung der Datenkomponenten, die in Fig. 79 gezeigt sind, trägt auch zu der einfachen Konstruktion des Decodierers bei.
Die Arbeitsweise des abgeänderten Decodierers 423 ist nahezu identisch mit der des in Fig. 78 gezeigten und ist mit der Zeitbasiszuordnung verbunden, die in Fig. 77 gezeigt ist, und wird nicht mehr erklärt. Es ist auch möglich, Datenkomponenten auf dem D&sub1; Signal zu multiplexen, wie es in Fig. 81 gezeigt ist. Jedoch werden die zwei Daten 821 und 822 bei der Fehlerkorrekturfähigkeit stärker als die anderen Datenkomponenten 821a, 812b, 812c vergrößert, so daß sie auf einem höheren Signalpegel bleiben. Insbesondere wird die Datenzuordnung zur Übertragung auf einem physikalischen Pegel, aber einer Beziehung von zwei logischen Pegeln, gemacht. Auch wird jede Datenkomponente des zweiten Kanals zwischen zwei benachbarten Datenkomponenten des ersten Kanals eingeführt, so daß eine serielle Verarbeitung auf der Empfängerseite ausgeführt werden kann, und die gleichen Wirkungen wie die der Zeitbasiszuordnung, die in Fig. 79 gezeigt ist, werden somit erhalten.
Die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Fig. 81 gezeigt sind, basiert auf dem logischen Pegelmodus und kann auch bei dem physikalischen Pegelmodus ausgeführt werden, wenn die Bit-Übertragungsrate der zwei Datenkomponenten 821 und 822 auf 1/2 oder 1/3 gesenkt wird, um dadurch die Fehlerrate zu verringern. Die physikalische Pegelanordnung besteht aus drei unterschiedlichen Pegeln.
Fig. 82 ist ein Blockdiagramm eines anderen abgeänderten Videodecodierers 423 zum Decodieren des D&sub1; Signals, das zeitbasismäßig angeordnet ist, wie es in Fig. 81 gezeigt ist, was eine einfachere Konstruktion als die in Fig. 80 gezeigte ist. Seine Arbeitsweise ist identisch mit der des Decodierers, der in Fig. 80 gezeigt ist, und wird nicht mehr erklärt.
Es versteht sich, daß die Zeitbasiszuordnung von Datenkomponenten, die in Fig. 81 gezeigt ist, auch zu der einfachen Ausgestaltung des Expanders und Mischers beiträgt. Auch werden vier Datenkomponenten des D&sub1; Signals bei entsprechenden Zeitscheiben einem Mischer 556 zugeführt. Daher kann die Schaltungsausbildung des Mischers 556 oder eine Mehrzahl von Schaltungsblöcken, wie sie in dem Videomischer 548 der Fig. 32 vorgesehen ist, zum Ändern der Verbindung dazwischen entsprechend jeder Datenkomponente angeordnet werden, so daß sie bei der Zeitteilungswirkung kompatibel werden, und somit die Schaltungskonstruktion minimiert wird.
Demgemäß kann der Empfänger in der Gesamtkonstruktion minimiert werden.
Es versteht sich, daß die fünfte Ausführungsform nicht auf die ASK Modulation beschränkt ist und die anderen Verfahren, einschließlich PSK und QAM Modulation, wie sie bei der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform beschrieben worden sind, mit gleichem Erfolg verwendet werden können.
Auch kommt die FSK Modulation bei jeder der Ausführungsformen in Frage. Zum Beispiel werden die Signalpunkte eines FSK Signals mit mehreren Pegeln, das aus vier Frequenzkomponenten f1, f2, f3, f4 besteht, in Gruppen unterteilt, wie es in Fig. 58 gezeigt ist, und wenn die Strecke zwischen irgendwelchen zwei Gruppen voneinander zur leichten Unterscheidung beabstandet ist, kann die Mehrpegelübertragung des FSK Signals ausgeführt werden, wie es in Fig. 83 dargestellt ist.
Insbesondere wird angenommen, daß die Frequenzgruppe 841 mit f1 und f2 D&sub1; = 0 zugeordnet ist und die Gruppe 842 mit f3 und f4 D&sub1; = 1 zugeordnet ist. Wenn f1 und f3 0 bei D&sub2; darstellen und f2 und f4 1 bei D&sub2; darstellen, wird eine zwei-Bit Datenübertragung, ein Bit bei D&sub1; oder D&sub2;, möglich, wie es in Fig. 83 gezeigt ist. Wenn die S/N Rate hoch ist, wird eine Kombination von D&sub1; = 0 und D&sub2; = 1 bei t = t3 rekonstruiert und eine Kombination von D&sub1; = 1 und D&sub2; = 0 bei t = t4. Wenn die S/N Rate niedrig ist, wird nur D&sub1; = 0 bei t = t3 und D&sub1; = 1 bei t = t4 wiedergegeben. Auf diese Weise kann das FSK Signal in der Mehrpegelanordnung übertragen werden. Diese FSK Signalübertragung mit Mehrfachzustand ist auf die jeweilige dritte, vierte und fünfte Ausführungsform anwendbar.
Die fünfte Ausführungsform kann auch in der Form einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung ausgeführt werden, wovon ein Blockdiagramm in Fig. 84 gezeigt ist, weil die ASK Modus Arbeitsweise für einen magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabebetrieb geeignet ist.
Wie es in Fig. 84 gezeigt ist, wird ein Eingangsvideosignal zu einer magnetischen Aufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung 851 unterteilt und durch einen Videocodierer 401 komprimiert. Dann wird eine Bandkomponente niederer Frequenz, z. B. HLVL, des Videosignals einer ersten Datenstromeingangs 743 einer Eingangseinheit 742 zugeführt, und eine Bandkomponete hoher Frequenz, die HHVH einschließt, wird einem zweiten Datenstromeingang 744 davon zugeführt. Die zwei Komponenten werden des weiteren zu einem Modulator 749 einer Modulator/Demodulatoreinheit 852 übertragen. Diese Verfahren sind nahezu identisch mit jenen des Senders 774 der fünften Ausführungsform, die in Fig. 64 gezeigt ist. Ein moduliertes Signal des Modulators 749 wird durch eine Aufzeichnungs/Wiedergabeschaltung 853 einem Magnetkopf 854 zum Aufzeichnen auf einem Magnetband 855 zugeführt. Das Aufzeichnungsverfahren kann durch eine physikalische Mehrpegelsignal-Aufzeichnungstechnik ausgeführt werden, die gegenüber einer herkömmlichen, digitalen Mehr-Bit-Signalaufzeichnungstechnik oder einer Mehrpegel-Signalaufzeichnungstechnik der Phasenmodulation oder Phasenamplitudenmodulation abgeändert ist, die bei der ersten oder dritten Ausführungsform getrennt beschrieben worden ist. Auch ist eine Mehr-Pegelaufzeichnung möglich, wobei eine Mehrfachspur des Magnetbands verwendet wird, oder durch Ändern der Datenübertragungsrate, und des weiteren ist eine logische Mehr-Pegelaufzeichnung möglich, indem die Fehlerkorrekturfähigkeitzur Datenunterscheidung geändert wird.
Beim Wiedergabebetrieb wird ein wiedergegebenes Signal, das von dem Magnetband 855 durch den Magnetkopf 854 wiedergewonnen und durch die Aufzeichnungs/Wiedergabeschaltung 853 wieder hergestellt worden ist, einem Demodulator 760 der Modulator/Demodulatoreinheit 760 zugeführt wird. Dann ist das nachfolgende Verfahren ähnlich dem, das bei der ersten, dritten oder vierten Ausführungsform beschrieben worden ist. Der erste und zweite Datenstrom D&sub1;, D&sub2;, die durch den Demodulator 760 wiedergegeben worden sind, werden dann durch einen Videodecodierer 422 in ein Videosignal umgewandelt. Dank der Mehr-Pegelaufzeichnung wird ein Fernsehsignal hoher Auflösung, z. B. Hochauflösungsfernsehen, wiedergegeben, wenn die S/N Rate groß ist.
Wenn die S/N Rate niedrig ist oder ein einfaches Magnetbandgerät verwendet wird, wird nur ein normales oder niedrigeres NTSC Fernsehsignal wiedergegeben.
Es verstehe sich, daß die magnetische Aufzeichnung/Wiedergabevorrichtung der vorliegende Erfindung ermöglicht, daß zumindest eine Komponente geringer Auflösung eines Fernsehsignals in dem Fall wiedergegeben wird, daß die S/N Rate niedrig ist oder die Fehlerrate hoch ist.

Ausführungsform 6

Eine sechste Ausführungsform der vorliegende Erfindung wird zur Ausführung einer vier-Pegel-Videosignalübertragung beschrieben. Eine Kombination der vier-Pegel- Signalübertragung und der vier-Pegel-Videodatenkonstruktion erzeugt einen vier-Pegel Signalversorgungsbereich, wie es in Fig. 91 gezeigt ist. Der vier-Pegel Versorgungsbereich besteht von innen her aus einem ersten 890a, einem zweiten 890b, einem dritten 890c und einem vierten Signalempfangsbereich 890d. Das Verfahren zum Entwickeln eines solchen vier-Pegel-Sendebereichs wird mehr im einzelnen erläutert.
Die vier-Pegel-Anordnung kann ausgeführt werden, indem vier physikalische, unterschiedliche Pegel verwendet werden, die durch Modulation bestimmt sind, oder vier logische Pegel, die durch Datenunterscheidung bei der Fehlerkorrekturfähigkeit definiert sind. Die erstere liefert einen großen Unterschied bei der S/N Rate zwischen zwei benachbarten Pegeln und die S/N Rate muß vergrößert werden, um alle vier Pegel voneinander zu unterscheiden. Der letzteren liegt die Wirkung der Demodulation zugrunde, und eine Differenz bei der S/N Rate zwischen benachbarten Pegeln sollte bei einem Minimum bleiben. Daher wird die vier-Pegel-Anordnung am besten konstruiert, indem ein Kombination von zwei physikalischen Pegeln und zwei logischen Pegeln verwendet wird. Die Unterteilung eines Videosignals in vier Signalpegel wird erläutert.
Fig. 93 ist ein Blockdiagramm einer Teilerschaltung 3, die eine Videoteilerschaltung 895 und vier Komprimiereren 405a, 405b, 405c, 405d umfaßt. die Videoteilerschaltung 895 enthält drei Tellerschaltungen 404a, 404b, 404c, die identisch mit der Tellerschaltung 404 des ersten Videocodierers 401 ausgebildet sind, der in Fig. 30 gezeigt ist, und die nicht mehr erläutert werden. Ein Eingangsvideosignal wird durch die Tellerschaltung in vier Komponenten unterteilt, HLVL für Daten geringer Auflösung, HHVH für Daten hoher Auflösung und HLVH und HHVL für Daten mittlerer Auflösung. Die Auflösung von HLVL ist die Hälfte derjenigen, des ursprünglichen Eingangssignals.
Das Eingangsvideosignal wird zuerstdurch die Teilerschaltung 404a in zwei, eine hohe und eine niedrige, Frequenzbandkomponente unterteilt, von denen jede in einen horizontalen und einen vertikalen Abschnitt unterteilt wird. Die Zwischenstelle zwischen dem hohen und dem niedrigen Frequenzbereich ist ein Unterteilungspunkt gemäß der Ausführungsform. Daher hat HLVL, wenn das Eingangsvideosignal ein Hochauflösungs- Fernsehsignal mit einer vertikalen Auflösung von 1000 Zeilen ist, eine vertikale Auflösung von 500 Zeilen und eine horizontale Auflösung mit dem halben Wert.
Jede der zwei Daten, horizontal und vertikal, der niedrigen Frequenzkomponente HLVL wird weiter durch die Teilerschaltung 404c in zwei Frequenzbandabschnitt unterteilt. Daher hat ein HLVL Abschnittsausgang 250 Zeilen an vertikaler Auflösung und 1/4 der ursprünglichen, horizontalen Auflösung. Dieser Ausgang der Teilerschaltung 404c, der als ein LL Signal bezeichnet wird, wird dann durch den Komprimierer 405a zu einem D&sub1;&submin;&sub1; Signal komprimiert.
Die anderen drei höheren Frequenzabschnitte von HLVL werden durch einen Mischer 772c zu einem LH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer 405b zu einem D&sub1;&submin;&sub2; Signal komprimiert wird. Der Komprimierer 405b kann durch drei Komprimierer ersetzt werden, die zwischen der Teilerschaltung 404c und dem Mischer 772c vorgesehen sind.
HLVH, HHVL und HHVH von der Teilerschaltung 404a werden durch einen Mischer 772a zu einem HHVH-H Signal gemischt. Wenn das Eingangssignal so hoch wie 1000 Zeilen bei der horizontalen und der vertikalen Auflösung ist, hat HHVH-H 500 bis 1000 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung. HHVH-H wird der Tellerschaltung 404b zugeführt, wo es erneut in vier Komponenten geteilt wird.
Ähnlich hat HLVL von der Teilerschaltung 404b 500 bis 750 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung und wird als ein HL Signal zu dem Komprimierer 405c übertragen.
Die anderen drei Komponenten HLVH, HHVL und HHVH von der Teilerschaltung 404b haben 750 bis 1000 Zeilen an horizontaler und vertikaler Auflösung und werden durch einen Mischer 772b zu einem HH Signal gemischt, das dann durch den Komprimierer 405d kontrolliert wird und als D&sub2;&submin;&sub2; Signal geliefert wird. Nach der Komprimierung wird das HL Signal als ein D&sub2;&submin;&sub1; Signal geliefert. Als Ergebnis trägt LL oder D&sub1;&submin;&sub1; eine Frequenzdate von 0 bis 250 Zeilen, LH oder D&sub1;&submin;&sub2; trägt eine Frequenzdate von mehr als 250 Zeilen bis zu 500 Zeilen, HL oder D&sub2;&submin;&sub1; trägt eine Frequenzdate von mehr als 500 Zeilen bis zu 750 Zeilen und HH oder D&sub2;&submin;&sub2; trägt eine Frequenzdate von mehr als 750 Zeilen bis 1000 Zeilen, so daß die Tellerschaltung 3 ein vier-Pegel-Signal erzeugen kann. Demgemäß wird, wenn die Tellerschaltung 3 des Senders 1, die in Fig. 87 gezeigt ist, durch die Tellerschaltung der Fig. 93 ersetzt wird, die Übertragung eines vier-Pegel-Signals ausgeführt.
Die Kombination von Mehr-Pegel-Daten und einer Mehr-Pegel-Übertragung ermöglicht, daß ein Videosignal stufenweise bezüglich der Bildqualität proportional zu der S/N Rate während der Übertragung verschlechtert wird, so daß zu der Vergrößerung des Fernsehversorgungsbereichs beigetragen wird. Auf der Empfängerseite ist die Arbeitsweise der Demodulation und Rückgewinnung identisch mit der des zweiten Empfängers der zweiten Ausführungsform, der in Fig. 88 gezeigt ist und nicht mehr erklärt wird. Insbesondere ist der Mischer 37 zur Videosignalübertragung statt zur Datenkommunikation abgeändert und wird nun mehr im einzelnen erklärt.
Wie es beider zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist, wird ein empfangenes Signal, nachdem es demoduliert und fehlerkorrigiert worden ist, als eine Gruppe von vier Komponenten D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub2; dem Mischer 37 des zweiten Empfängers 33 der Fig. 88 zugeführt.
Fig. 97 ist ein Blockdiagramm eines abgeänderten Mischers 33, in dem D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub2; durch ihre entsprechenden Expander 523a, 523b, 523c, 523d jeweils zu einem LL, einem LH, einem HL und einem HH Signal expandiert werden, die zu jenen äquivalenten sind, die zusammen mit Fig. 93 beschrieben worden sind. Wenn die Bandbreite des Eingangssignals 1 ist, hat LL eine Bandbreite von 1/4, LL + LH hat eine Bandbreite von 1/2, LL + LH + HL hat eine Bandbreite von 3/4 und LL + LH + HL + HH hat eine Bandbreite von 1. Das LH Signal wird dann durch eine Tellerschaltung 531a unterteilt und durch einen Videomischer 548a mit dem LL Signal gemischt. Ein Ausgang des Videomischers 548a wird zu einem HLVL Anschluß eines Videomischers 548c übertragen. Der Videomischer 531a ist identisch mit dem des zweiten Decodierers 527 der Fig. 32 und wird nicht mehr erklärt. Auch wird das HH Signal durch eine Teilerschaltung 531b unterteilt und einem Videomischer 548b zugeführt. Bei dem Videomischer 548b wird das HH Signal mit dem HL Signal zu einem HHVH-H Signal gemischt, das dann durch eine Tellerschaltung 531c geteilt und zu dem Videomischer 548c geschickt wird. Bei dem Videomischer 548c wird HHVH-H mit dem Summensignal von LH und LL zu einem Videoausgang kombiniert. Der Videoausgang des Mischers 33 wird dann zu der Ausgangseinheit 36 des zweiten Empfängers übertragen, der in Fig. 88 gezeigt ist, wo er in ein Fernsehsignal zur Abgabe umgewandelt wird. Wenn das Originalsignal 1050 Zeilen vertikale Auflösung hat oder ein Hochauflösungs-Fernsehsignal mit einer Auflösung von ungefähr 1000 Zeilen ist, können seine vier unterschiedlichen Signalpegelkomponenten in ihren entsprechenden Signalempfangsbereichen empfangen werden, wie es in Fig. 91 gezeigt ist.
Die Bildqualität der vier unterschiedlichen Komponenten wird mehr im einzelnen beschrieben. Die Darstellung der Fig. 92 gibt eine Kombination der Fig. 86 und 91 wieder. Wie es offensichtlich ist, wird, wenn die S/N Rate zunimmt, der Gesamtsignalpegel oder die Größe der Date von 862d auf 862a in Schritten von vier Signalpegeln D&sub1;&submin;&sub1;, D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub2; erhöht.
Auch werden, wie es in Fig. 95 gezeigt ist, die vier verschiedenen Pegelkomponenten LL, LH, HL und HH proportional zu der S/N Rate angesammelt. Genauer gesagt wird die Qualität eines wiedergegebenen Bildes erhöht, wenn der Abstand von einer Senderantenne klein wird. Wenn L = Ld, wird die LL Komponente wiedergegeben. Wenn L = Lc, wird das LL + LH Signal wiedergegeben. Wenn L = Lb, wird das LL + LH + HL Signal wiedergegeben. Wenn L = La, wird das LL + LH + HL + HH Signal wiedergegeben. Als Ergebnis wird, wenn die Bandbreite des ursprünglichen Signals 1 ist, die Bildqualität bei 1/4 Schritten der Bandbreite von 1/4 bis 1 in Abhängigkeit von dem Empfangsgebiet verstärkt. Wenn das Originalsignal ein Hochauflösungsfernsehen mit 1000 Linien vertikaler Auflösung ist, hat das wiedergegebene Fernsehsignal 250, 500, 750 und 1000 Linien Auflösung in seinen entsprechenden Empfangsgebieten. Die Bildqualität wird somit in Schritten in Abhängigkeit von dem Pegel eines Signals verändert. Fig. 96 zeigt die Signalausbreitung eines herkömmlichen digitalen Hochauflösungs-Fernsehsignalübertragungssystems, bei dem keine Signalwiedergabe möglich ist, wenn die S/N Rate kleiner als Vo ist. Auch wird der Signalempfang kaum in den Signalstörungsbereichen, den Schattenbereichen und anderen signalabschwächenden Bereichen, die mit dem Zeichen x bezeichnet sind, des Versorgungsbereiches garantiert. Fig. 97 zeigt die Signalausbreitung eines Hochauflösungs-Fernsehsignalübertragungssystems der vorliegenden Erfindung. Wie es gezeigt ist, hat die Bildqualität eine volle 1000 Zeilenqualität in der Entfernung La, wo S/N = a, eine 750 Zeilenqualität in der Entfernung Lb, wo S/N = b, eine 500 Zeilenqualität in der Entfernung Lc, wo S/N = c, und eine 250 Zeilenqualität in der Entfernung Ld, wo S/N = d. Innerhalb des Abstandes La gibt es einige ungünstige Bereiche, wo die CN Rate stark abfällt und kein Hochauflösungsfernseh- Qualitätbild wiedergegeben wird. Es versteht sich, daß ein Signal mit geringerer Bildqualität jedoch gemäß dem Mehr-Pegel-Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung empfangen und wiedergegeben werden kann. Zum Beispiel ist die Bildqualität eine 750 Zeilenqualität an dem Punkt B in einem Gebäudeschattenbereich, eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt D in einem fahrenden Zug, eine 750 Zeilenqualität an dem Punkt F in einem Geisterzeugungsbereich, eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt G in einem fahrenden Auto und eine 250 Zeilenqualität an dem Punkt L in dem Störungsbereich eines Nachbarsignals. Wie es oben angegeben worden ist, ermöglicht das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung, daß ein Fernsehsignal erfolgreich mit einer Qualität in dem Bereich empfangen wird, wo das herkömmliche System schlecht qualifiziert ist, so daß sein Versorgungsbereich vergrößert wird. Fig. 98 zeigt ein Beispiel der gleichzeitigen Aussendung von vier verschiedenen Fernseh Programmen, bei dem drei Qualitätsprogramme C, B, A auf ihren entsprechenden Kanälen D&sub1;&submin;&sub2;, D&sub2;&submin;&sub1;, D&sub2;&submin;&sub2; übertragen werden, während ein Programm D, das identisch mit dem einer lokalen, analogen Fernsehstation ist, auf dem D&sub1;&submin;&sub1; Kanal ausgebreitet wird. Demgemäß können, während das Programm D mit einem gleichzeitig ausgesendeten Dienst verfügbar gehalten wird, die anderen drei Programme auch in der Luft verbreitet werden, um einen mehrfachen Programmsendedienst anzubieten.
Bei den obigen Ausführungsformen werden die Komponenten des niedrigen und hohen Frequenzbands als der erste und der zweite Datenstrom übertragen. Jedoch kann das übertragene Signal ein Audiosignal sein. In diesem Fall können Komponenten niederer Frequenz und geringer Auflösung eines Audiosignals als der erste Datenstrom übertragen werden, und Komponenten der hohen Frequenz oder hoher Auflösung des Audiosignals können als zweiter Datenstrom übertragen werden. Demgemäß ist es möglich, einen großen S/N Anteil mit hoher Tonqualität zu empfangen, und einen geringen S/N Anteil mit geringer Tonqualität. Dies kann in einem PCM Rundfunk, einem tragbaren Funktelefon und Ähnlichem verwendet werden. In diesem Fall kann der Versorgungsbereich oder die Kommunikationsentfernung verglichen mit den herkömmlichen Systemen ausgedehnt werden.
Das Signalübertragungsverfahren mit mehreren Pegeln der Ausführungsform soll die Verwendung von Frequenzen erhöhen, mag aber nicht für alle die Übertragungssysteme geeignet sein, da es bei einigen Empfängerarten bewirkt, daß die Energieverwendung geschwächt wird. Es ist eine gute Idee zur Verwendung mit einem Satellitenkommunikationssystem für ausgewählte Teilnehmer, äußerst fortschrittliche Sender und Empfänger zu verwenden, die zur besten Verwendung der anwendbaren Frequenzen und der Energie konstruiert sind. Ein Singnalübertragungssystem für einen solchen bestimmten Zweck ist nicht an die vorliegende Erfindung gebunden.
Die vorliegende Erfindung ist vorteilhaft zur Verwendung mit einem Satelliten- oder terrestrischen Fernsehdienst, der im wesentlichen bei den gleichen Normen seit bereits 50 Jahren betrieben wird. Während der Dienstdauer müssen die Sendenormen nicht geändert werden, aber Verbesserungen werden von Zeit zu Zeit entsprechend aktualisierten, technologischen Errungenschaften vorgesehen. Insbesondere wird die Energie zur Signalübertragung sicherlich bei irgendeinem Satelliten erhöht. Jede Fernsehstation sollte einen kompatiblen Dienst liefern, um einen Fernseh Programmsignalempfang mit irgendeiner Art Empfänger zu garantieren, der von den heutigen allgemeinen bis zu den modernsten in der Zukunft reicht. Das Signalübertragungssystem der vorliegenden Erfindung kann einen kompatiblen Fernsehdienst für beide bestehenden NTSC und Hochauflösungs-Fernsehsysteme liefern, und auch eine zukünftige Erweiterung sicherstellen, um sich einer Massendatenübertragung anzupassen.
Die vorliegende Erfindung betrifft vielmehr die Frequenzverwendung als die Energienutzung. Die Signalempfangsempfindlichkeit von jedem Empfänger ist unterschiedlich in Abhängigkeit von einem Signalzustandspegel ausgestaltet, der empfangen wird, so daß die Übertragungsleistung eines Senders nicht stark erhöht werden muß. Daher können bestehende Satelliten, die eine kleine Energie zum Empfang und zur Übertragung eines Signals anbieten, am besten mit dem System der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Das System ist auch ausgebildet, die gleichen Normen entsprechend einer Zunahme bei der Übertragungsenergie in der Zukunft auszuführen und die Kompatibilität zwischen Empfängern alten und neuen Typs anzubieten. Des weiteren ist die vorliegende Erfindung vorteilhafter zur Verwendung mit den Satellitenfernsehnormen.
Das Signalübertragungsverfahren mit mehreren Pegeln der vorliegenden Erfindung wird bevorzugter für einen terrestrischen Fernsehdienst verwendet, bei dem die Energieverwendung nicht kritisch verglichen mit dem Satellitenfernsehdienst ist. Die Ergebnisse sind derart, daß die Signalabschwächungsbereiche in einem Versorgungsbereich, der einem herkömmlichen, digitalen Hochauflösungsfernsehsystem zugeordnet ist, beträchtlich in der Ausdehnung verringert sind, und es wird auch die Kompatibilität eines Hochauflösungsfernsehempfängers oder einer Anzeigeeinrichtung mit dem bestehenden NTSC System erhalten. Des weiteren wird der Versorgungsbereich wesentlich vergrößert, so daß Programmanbieter und Sponsoren mehr Zuschauer vorfinden können. Obgleich sich die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auf 16 und 32 QAM Verfahren beziehen, werden andere Modulationstechniken einschließlich 64, 128 und 256 QAM mit gleichem Erfolg verwendet. Auch Mehrfach-PSK, ASK und FSK Techniken sind anwendbar, wie es bei den Ausführungsformen beschrieben worden ist.
Ein Kombination von TDM mit SRQAM der vorliegenden Erfindung ist oben beschrieben worden. Jedoch kann die SRQAM der vorliegenden Erfindung auch mit irgendeinem von FDM, CDMA und Frequenzverteilungskommunikationssystemen verwendet werden.

Claims

1. Eine Signalübertragungsvorrichtung (1), umfassend:

- einen Modulator (4) zum Modulieren einer Trägerwelle mit einem Eingangssignal, um ein moduliertes Signal zu erzeugen, und

- einen Sender (5) zum Übertragen des modulierten Signals;

wobei das genannte Eingangssignal einen ersten Datenstrom mit g Werten von Bitmustern und einen zweiten Datenstrom enthält, worin g eine ganze Zahl ist, und

wobei das genannte modulierte Signal Zeichen aufweist, von denen jedes einen entsprechenden von m Signalpunkten in einem Vektorraumdiagramm darstellt, worin m eine ganze Zahl ist,

wobei der genannte Modulator ferner Mittel (61) aufweist zum Teilen der genannten m Signalpunkte in g Signalpunktgruppen, zum Zuordnen von g Werten des ersten Datenstromes jeweils zu den g Signalpunktgruppen, zum Zuordnen von Daten des zweiten Datenstroms zu Signalpunkten von jeder der g Signalpunktgruppen und zum Auswählen der Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm entsprechend dem genannten Eingangssignal derart, dass:

die genannten m Signalpunkte voneinander in dem Vektorraumdiagramm durch eine erste Gruppe von Schwellen unterscheidbar sind, die das Vektorraumdiagramm in m Bereiche unterteilen, und die g Signalpunktgruppen voneinander in dem Vektorraumdiagramm durch eine zweite Gruppe von Schwellen unterscheidbar sind, die das Vektorraumdiagramm gröber als die erste Gruppe von Schwellen in g Bereiche unterteilen, Signalpunkte in jeder der genannten Signalpunktgruppen in dem Vektorraumdiagramm in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet sind,

ein Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen irgendwelchen nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen 2δ · n beträgt, worin n ein Verschiebungswert ist, der größer als 1 ist, und worin 2δ der Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen den nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen ist, wenn die m Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet sind,

wobei die genannte Signalübertragungsvorrichtung (1) ferner Mittel zum Übertragen von Daten zur Demodulation aufweist, wobei die genannten Daten zur Demodulation Informationswerte zur Bestimmung der ersten und zweiten Gruppen von Schwellen enthalten.

2. Eine Signalempfangsvorrichtung zur Rekonstruktion eines empfangenen Signals, umfassend:

- einen Demodulator (25, 35, 45) zum Demodulieren eines empfangenen Signals, um rekonstruierte Daten zu erhalten,

wobei das genannte empfangene Signal Zeichen aufweist, von denen jedes einen entsprechenden von m Signalpunkten in einem Vektorraumdiagramm darstellt, worin m eine ganze Zahl ist, wobei die m Signalpunkte in g Signalpunktgruppen aufgeteilt sind, von denen jede m/g Signalpunkte enthält, worin g eine ganze Zahl ist, und

wobei das genannte empfangene Signal einen ersten Datenstrom mit g Werten von Bitmustern, die den g Signalpunktgruppen zugeordnet sind, und einen zweiten Datenstrom mit m/g Werten von Bitmustern, die den m/g Signalpunkten jeder der g Signalpunktgruppen zugeordnet sind, aufweist;

wobei der genannte Demodulator ferner Mittel (137, 233) aufweist zum Unterscheiden der m/g Signalpunkte in jeder der g Signalpunktgruppen durch eine erste Gruppe von Schwellen und zum Rekonstruieren von Daten des zweiten Datenstroms, die Werten der unterschiedenen m/g Signalpunkte in jeder der g Signalpunktgruppen entsprechen, und wobei der genannte Demodulator Mittel (136, 232) aufweist zum Unterscheiden der g Signalpunktgruppen voneinander durch eine zweite Gruppe von Schwellen und zum Rekonstruieren von Daten des ersten Datenstromes entsprechend Werten der unterschiedenen g Signalpunktgruppen; und

- einen Ausgangsschaltkreis (36) zum Ausgeben der rekonstruierten Daten des genannten Demodulators; wobei:

ein Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen irgendwelchen nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen 2δ · n beträgt, worin n ein Verschiebungswert ist, der größer als 1 ist, und worin 2δ der Abstand in dem Vektorraumdiagramm zwischen den nahesten zwei Signalpunkten von irgendwelchen benachbarten zwei Signalpunktgruppen ist, wenn die m Signalpunkte in dem Vektorraumdiagramm in gleichen Abständen entlang der I und Q Achse des Vektorraumdiagramms angeordnet sind;

wobei der genannte Demodulator ferner Mittel (231) aufweist zum Extrahieren von Daten zur Demodulation aus dem empfangenen Signal, wobei die genannten Daten zur Demodulation Informationswerte zur Bestimmung der ersten und zweiten Gruppen von Schwellen enthalten.

3. Ein Signalübertragungssystem, das eine Signalübertragungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 und eine Signalempfangsvorrichtung gemäß Anspruch 2 umfasst.