PT1993252E

PT1993252E - Transmissão multi-portadora com parte de símbolos e intervalo de guarda variáveis

Info

Publication number: PT1993252E
Application number: PT08163506T
Authority: PT
Inventors: Mitsuaki Oshima
Original assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1992-09-25
Filing date: 1993-09-24
Publication date: 2010-04-08
Also published as: JP2000324083A; ATE414374T1; EP1035694B9; DK1035698T3; EP1039672B1; DE69332593D1; EP1049282A2; DE69330665D1; DE69332590T2; JP3588462B2; DE69332589T2; DK1035694T3; ES2316894T3; EP1439678A3; EP1439678A2; JP3233625B2; JP2001217805A; DE69333976T2; EP0589709B1; PT1035694E

Description

DESCRIÇÃO

"TRANSMISSÃO MULTI-PORTADORA COM PARTE DE SÍMBOLOS E INTERVALO DE GUARDA VARIÁVEIS" A presente invenção refere-se a um sistema de comunicações para transmissão/recepção de um sinal digital por meio da modulação da sua onda de transporte de sinal e desmodulação do sinal modulado. 0 artigo "Performance of an RCPC-Coded OFDM-based Digital Audio Broadcasting (DAB) System" de P. Hoeher, J. Hagenauer, E. Offer e Ch. Rapp, publicado em GLO-BECOM'91, descreve uma proposta de sistema para DAB. 0 núcleo é Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência (OFDM) com modulação 4-DPSK, formatação por impulso rectangular e intervalo de guarda para rejeitar distorções por trajectórias múltiplas. A ênfase está na utilização de codificação de canal adaptado a fonte com códigos convolucionais perfurados (RCPC) compatíveis com velocidade de transmissão. Com base nas curvas analíticas e simuladas de BER para várias condições de propagação e sobre informação significativa de fonte preliminar (SSI) , uma concepção de código estático com protecção de erro desigual (UEP) é apresentada que também que toma em consideração serviços de dados auxiliares. 0 ganho devido a UEP é de, aproximadamente, 8 db em potência de sinal ou 25% em largura de banda. 0 pedido Internacional WO 86/07223 refere-se a um modem de alta velocidade que transmite e recebe dados digitais num conjunto de frequências transportadoras abrangendo a banda 1 utilizável de uma linha telefónica. 0 modem inclui um sistema de alocação de dados e potência de modo variável entre as portadoras para compensar o ruido equivalente e para maximizar a velocidade de transmissão de dados. Além disso, divulgam-se sistemas para eliminar a necessidade de uma rede de equalização para alocar de modo adaptativo o controlo de um canal e para localizar variações em parâmetros de linha. 0 pedido GB 2187611 A refere-se a um aparelho e método para transmissão simultânea de voz analógica e dados modulados, sendo tal aparelho e método optimizados para utilização através de canais analógicos defeituosos e com largura de banda limitada ou representações digitais de tais canais. Em cada caso de utilização, é feita uma avaliação da largura de banda de canal disponível com um esquema de multiplexagem de divisão de frequência alocando uma sub-banda de voz, com transmissão de dados alocados a sub-bandas acima, abaixo ou em torno desta sub-banda de voz seleccionada. As alocações de sub-banda de voz e dados são realizadas pelo multiplexador em resposta à entrada de dados de utilizador da qualidade de voz requerida, de uma velocidade de transmissão de dados requerida ou de um valor indicando o peso relativo do utilizador da qualidade de voz e velocidade de transmissão de dados. Um esquema de modulação de multi-portadora de modo múltiplo é empregue para a transmissão de dados, possuindo este esquema a capacidade de utilizar totalmente a restante largura de banda e, ainda, sendo capaz de se adaptar por defeito muito provavelmente presentes nas orlas dos canais analógicos com largura de banda limitada. Quando o canal analógico empregue é o circuito telefónico de qualidade de voz convencional pode esperar-se uma boa qualidade de voz simultaneamente com transmissão de dados de 3000 bps. Também é proporcionada a capacidade adicional de mudar automaticamente 2 para transmissão de dados de largura de banda total, quando a transmissão de voz não está a ser tentada. 0 pedido Europeu EP 0448492 AI refere-se à transmissão de dados digitais, em particular, em canais perturbados. Mais precisamente, a invenção refere-se à transmissão, num mesmo canal, de dados que requerem niveis de protecção que diferem em relação a erros de transmissão. O objectivo particular da invenção é optimizar a utilização do canal de transmissão ao atribuir técnicas diferenciadas de transmissão a porções de dados de uma mesma série digital em função de diferentes niveis de procura de protecção contra erros de transmissão. Este

objectivo é alcançado com ajuda de um dispositivo de transmissão de dados digitais com, pelo menos, dois niveis de protecção do tipo que assegura a distribuição dos dados a transmitir na forma de elementos digitais no espaço tempo-frequência e a transmissão de simbolos consistindo, cada um, numa multiplexagem de N portadoras ortogonais por um conjunto dos referidos elementos digitais e transmitidos simultaneamente, compreendendo meios de codificação de canal compreendendo, pelo menos, dois tipos de modulação e/ou, pelo menos, dois rendimentos de codificação. A presente invenção proporciona um aparelho de transmissão de sinal que compreende um modulador com a funcionalidade de modular um fluxo de dados para produzir um sinal modulado de acordo com uma PSK de nivel m ou uma QAM de nivel m, em que m é um inteiro, um conversor com a funcionalidade de converter o sinal modulado num sinal convertido possuindo uma parte de simbolos efectivos e um intervalo de guarda de acordo com a Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência e um transmissor com a funcionalidade de transmitir o sinal convertido. A parte de simbolos efectivos é seleccionada de uma 3 pluralidade de períodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda é seleccionado de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados, em que a selecção dos períodos de tempo predeterminados para a parte de símbolos efectivos e o intervalo de guarda é efectuada pelo conversor definido. A presente invenção proporciona ainda um aparelho de recepção de sinal que compreende um conversor com a funcionalidade de converter um sinal recebido, possuindo uma parte de símbolos efectivos e um intervalo de guarda, para um sinal convertido de acordo com Multiplexagem por Divisão

Ortogonal de Frequência. A parte de símbolos efectivos é seleccionada de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda é seleccionado de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados, em que a selecção de períodos de tempo predeterminados para a parte de símbolos efectivos e o intervalo de guarda é realizada pelo conversor definido. 0 sinal recebido possui informação de fluxo de dados e é modulado de acordo com uma PSK de nível m ou QAM de nível m atribuída, em que m é um inteiro. 0 aparelho de recepção de sinal compreende ainda um desmodulador com a funcionalidade de desmodular o sinal convertido para produzir o fluxo de dados. A presente invenção também proporciona um sistema de transmissão de sinal que compreende um aparelho de transmissão de sinal e um aparelho de recepção de sinal. 0 aparelho de transmissão de sinal compreende um modulador com a funcionalidade de modular um fluxo de dados para produzir um sinal modulado de acordo com uma PSK de nível m ou QAM de nível m, em que m é um inteiro, um conversor de frequência-tempo com a funcionalidade de converter o sinal modulado para um sinal frequência-tempo convertido possuindo uma parte de símbolos 4 efectivos e um intervalo de guarda de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Freguência e um transmissor com a funcionalidade de transmitir o sinal de freguência-tempo convertido. 0 aparelho de recepção de sinal compreende um conversor de tempo-freguência com a funcionalidade de converter o sinal frequência-tempo convertido num sinal tempo-frequência convertido de acordo com a Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência e um desmodulador com a funcionalidade de desmodular o sinal tempo-frequência convertido para produzir o fluxo de dados. A parte de simbolos efectivos é seleccionada de uma pluralidade de periodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda é seleccionado de uma pluralidade de periodos de tempo predeterminados, em que a selecção dos periodos de tempo predeterminados para a parte de simbolos efectivos e intervalo de guarda é realizado pelo conversor de frequência-tempo e conversor de tempo-frequência respectivos. A presente invenção refere-se ainda a um método de transmissão de sinal que compreende os passos de modular um fluxo de dados para produzir um sinal modulado de acordo com uma PSK de nivel m ou uma QAM de nivel m, em que m é um inteiro, converter o sinal modulado num sinal convertido possuindo uma parte de simbolos efectivos e um intervalo de guarda de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência e transmitir o sinal convertido. A parte de simbolos efectivos é seleccionada de uma pluralidade de periodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda é seleccionado de uma pluralidade de periodos de tempo predeterminados, em que a selecção de periodos de tempo predeterminados para a parte de simbolos efectivos e o intervalo de guarda é realizado por um conversor. 5 A presente invenção refere-se ainda a um método de recepção de sinal que compreende os passos de converter um sinal recebido possuindo uma parte de simbolos efectivos e um intervalo de guarda num sinal convertido de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência, a parte de simbolos efectivos é seleccionada de uma pluralidade de periodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda é seleccionado de uma pluralidade de periodos de tempo predeterminados, a selecção dos periodos de tempo predeterminados para a parte de simbolos efectivos e o intervalo de guarda é realizada pelo conversor definido, possuindo o sinal recebido informação de um fluxo de dados e é modulado de acordo com uma PSK de nivel m ou uma QAM de nivel m, em que m é um inteiro, e desmodular o sinal convertido para produzir o fluxo de dados. A presente invenção refere-se a um método de transmissão e recepção de sinal compreendendo um método de transmissão de sinal e um método de recepção de sinal. O método de transmissão de sinal compreende os passos de modular um fluxo de dados para produzir um sinal modulado de acordo com uma PSK de nivel m ou uma QAM de nivel m, em que m é um inteiro, converter em frequência-tempo o sinal modulado num sinal de frequência-tempo convertido possuindo uma parte de simbolos efectivos e um intervalo de guarda de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência e transmitir o sinal de frequência-tempo convertido. 0 método de recepção de sinal compreende os passos de converter em tempo-frequência o sinal frequência-tempo convertido num sinal tempo-frequência convertido de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência e desmodular o sinal tempo-frequência convertido para produzir o fluxo de dados. A parte de simbolos efectivos é seleccionada de uma pluralidade de periodos de tempo predeterminados e o intervalo 6 de guarda é seleccionado de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados, em que a selecção dos períodos de tempo predeterminados para a parte de símbolos efectivos e o intervalo de guarda é realizada pelo conversor frequência-tempo e conversor tempo-frequência respectivos. A Fig. 1 é uma vista esquemática de toda a disposição de um sistema de transmissão de sinais mostrando uma primeira forma de realização da invenção; A Fig. 2 é um diagrama de blocos de um transmissor da primeira forma de realização; A Fig. 3 é um diagrama de vectores mostrando um sinal de transmissão da primeira forma de realização; A Fig. 4 é um diagrama de vectores mostrando um sinal de transmissão da primeira forma de realização; A Fig. 5 é uma vista mostrando uma atribuição de códigos binários a pontos de sinal de acordo com a primeira forma de realização; A Fig. 6 é uma vista mostrando uma atribuição de códigos binários a grupos de pontos de sinal de acordo com a primeira forma de realização; A Fig. 7 é uma vista mostrando uma atribuição de códigos binários a pontos de sinal em cada grupo de pontos de sinal de acordo com a primeira forma de realização; 7 A Fig. 8 é uma vista mostrando uma outra atribuição de códigos binários a grupos de pontos de sinal e aos seus pontos de sinal de acordo com a primeira forma de realização; A Fig. 9 é uma vista mostrando valores de patamar de grupos de pontos de sinal de acordo com a primeira forma de realização; A Fig. 10 é um diagrama de vectores de um sinal QAM 16 modificado da primeira forma de realização; A Fig. 11 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre o raio r2 da antena e a razão n da transmissão de energia de acordo com a primeira forma de realização; A Fig. 12 é uma vista mostrando os pontos de sinal de um sinal QAM 64 modificado da primeira forma de realização; A Fig. 13 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre o raio r3 da antena e a razão n de transmissão de energia de acordo com a primeira forma de realização; A Fig. 14 é um diagrama de vectores mostrando grupos de pontos de sinal e os seus pontos de sinal de sinal QAM 64 modificado da primeira forma de realização; A Fig. 15 é uma vista explicativa mostrando a relação entre Ai e A2 do sinal QAM 64 modificado da primeira forma de realização; A Fig. 16 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre os raios r2 e r3 de antena e a razão n16/ n64 de transmissão de energia, respectivamente, de acordo com a primeira forma de realização; A Fig. 17 é um diagrama de blocos de um transmissor digital da primeira forma de realização; A Fig. 18 é um diagrama de intervalos de sinais, de sinais modulados PSK 4 da primeira forma de realização; A Fig. 19 é um diagrama de blocos de um primeiro receptor de uma primeira forma de realização; A Fig. 20 é um diagrama de intervalos de sinais, de sinais modulados PSK 4 da primeira forma de realização; A Fig. 21 é um diagrama de blocos de um segundo receptor da primeira forma de realização; A Fig. 22 é um diagrama de vectores de um sinal QAM 16 modificado da primeira forma de realização; A Fig. 23 é um diagrama de vectores de um sinal QAM 64 modificado da primeira forma de realização; A Fig. 24 é um fluxograma mostrando uma acção da primeira forma de realização;

As figs 25(a) e 25 (b) são diagramas de vectores mostrando um sinal QAM 8 e um QAM 16 da primeira forma de realização, respectivamente; 9 A Fig. 26 é um diagrama de blocos de um terceiro receptor da primeira forma de realização; A Fig. 27 é uma vista mostrando pontos de sinal de sinal QAM 64 modificado da primeira forma de realização; A Fig. 28 é um fluxograma mostrando outra acção da primeira forma de realização; A Fig. 29 é uma vista esquemática de toda a disposição do sistema de transmissão de sinais mostrando uma terceira forma de realização da invenção; A Fig. 30 é um diagrama de blocos de um primeiro codificador de vídeo da terceira forma de realização; A Fig. 31 é um diagrama de blocos de um primeiro de scodificador de vídeo da terceira forma de realização; A Fig. 32 é um diagrama de blocos de um segundo descodificador de vídeo da terceira forma de realização; A Fig. 33 é um diagrama de blocos de um terceiro de scodificador de vídeo da terceira forma de realização; A Fig. 34 é uma vista explicativa mostrando um tempo de sinais múltiplos Di, D2 e D3 de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 35 é uma vista explicativa mostrando um outro tempo dos sinais Di, D2 e D3 múltiplos de acordo com a terceira forma de realização; 10 A Fig. 36 é uma vista explicativa mostrando ainda outro tempo dos sinais Di, D2 e D3 múltiplos de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 37 é uma vista esquemática de toda a disposição do sistema de transmissão de sinais mostrando uma quarta forma de realização da invenção; A Fig . 38 é um diagrama de vectores de um sinal QAM 16 modificado da terceira forma de realização; A Fig . 39 é um diagrama de vectores de um sinal QAM 16 modificado da terceira forma de realização; A Fig . 40 é um diagrama de vectores de um sinal QAM 64 modificado da terceira forma de realização; A Fig . 41 é um diagrama de atribuição de componentes de dados numa base de tempo de acordo com a terceira forma de realização; A Fig . 42 é um diagrama de atribuição de componentes de dados numa base de tempo numa acção TDMA de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 43 é um diagrama de blocos de um circuito de reprodução de transporte de sinal da terceira forma de realização; 11 A Fig. 44 é um diagrama mostrando o princípio da reprodução da onda transporte de sinal de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 45 é um diagrama de blocos de um circuito de reprodução de transporte de sinal para modulação inversa da terceira forma de realização; A Fig. 46 é um diagrama mostrando uma atribuição de pontos de sinal, de sinal QAM 16 da terceira forma de realização; A Fig. 47 é um diagrama mostrando uma atribuição de pontos de sinal, de um sinal QAM 64 da terceira forma de realização; A Fig. 48 é um diagrama de blocos de um circuito de reprodução de transporte de sinal, para multiplicação por 16, de uma terceira forma de realização; A Fig. 4 9 é uma vista explicativa mostrando um tempo de sinais DVi, DHi, DV2, DH2, DV3 e DH3 múltiplos de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 50 é uma vista explicativa mostrando um tempo TDMA de sinais DVi, DHi, DV2, DH2, DV3 e DH3 múltiplos de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 51 é uma vista explicativa mostrando um outro tempo TDMA de sinais DVi, DHi, DV2, DH2, DV3 e DH3 múltiplos de de acordo com a terceira forma de realização; 12 A Fig. 52 é um diagrama mostrando uma zona de interferência de sinal e um método de transmissão conhecido de acordo com a quarta forma de realização; A Fig. 53 é um diagrama mostrando zonas de interferências de sinal, num método de transmissão de sinais de nivel múltiplo, de acordo com a quarta forma de realização; A Fig. 54 é um diagrama mostrando zonas de atenuação de sinal num método de transmissão conhecido de acordo com a quarta forma de realização; A Fig. 55 é um diagrama mostrando zonas de atenuação de sinal no método de transmissão de sinais de nivel múltiplo de acordo com a quarta forma de realização; A Fig. 56 é um diagrama mostrando uma zona de interferência de sinais entre duas estações de TV digital de acordo com a quarta forma de realização; A Fig. 57 é um diagrama mostrando uma atribuição de pontos de sinal de um sinal ASK 4 modificado da quinta forma de realização; A Fig. 58 é um diagrama mostrando outra atribuição de pontos de sinal, de sinal ASK 4 modificado da quinta forma de realização;

As figs 59(a) e 59(b) são diagramas mostrando atribuições de pontos de sinal, de sinal ASK 4 modificado da quinta forma de realização; 13 A Fig. 60 é um diagrama mostrando outra atribuição de pontos de sinal, de sinal ASK 4 modificado da quinta forma de realização, quando a relação C/N é baixa; A Fig. 61 é um diagrama de blocos de um transmissor da quinta forma de realização;

As figs 62 (a) e 62 (b) são diagramas mostrando os perfis de distribuição de frequências de um sinal ASK modulado da quinta forma de realização; A Fig. 63 é um diagrama de blocos de um receptor da quinta forma de realização; A Fig. 64 é um diagrama de blocos de um transmissor de sinal de video da quinta forma de realização; A Fig. 65 é um diagrama de blocos de um receptor de TV da quinta forma de realização; A Fig. 66 é um diagrama de blocos de outro receptor de TV da quinta forma de realização; A Fig. 67 é um diagrama de blocos de um receptor de TV de satélite para o solo da quinta forma de realização; A Fig. 68 é um diagrama mostrando uma atribuição de pontos de sinal de um sinal ASK 8 da quinta forma de realização; A Fig. 69 é um diagrama de blocos de um codificador de video da quinta forma de realização; 14 A Fig. 70 é um diagrama de blocos de um codificador de video da quinta forma de realização, contendo um circuito divisor; A Fig. 71 é um diagrama de blocos de um descodificador de video da quinta forma de realização; A Fig. 72 é um diagrama de blocos de um descodif icador de video da quinta forma de realização, contendo um circuito misturador; A Fig. 73 é um diagrama mostrando uma atribuição de tempo de componentes de dados, de um sinal de transmissão de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 74(a) é um diagrama de blocos de um descodificador de video da quinta forma de realização; A Fig. 74 (b) é um diagrama mostrando outra atribuição de tempo de componentes de dados, do sinal de transmissão de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 75 é um diagrama mostrando uma atribuição de tempo de componentes de dados, de um sinal de transmissão, de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 7 6 é um diagrama mostrando uma atribuição de tempo de componentes de dados, de um sinal de transmissão, de acordo com a quinta forma de realização; 15 A Fig. 77 é um diagrama mostrando uma atribuição de tempo de componentes de dados, de um sinal de transmissão, de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 78 é um diagrama de blocos de um descodificador de vídeo da quinta forma de realização; A Fig. 79 é um diagrama mostrando uma atribuição de tempo de componentes de dados de um sinal de transmissão de três níveis, de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 80 é um diagrama de blocos de outro descodificador de vídeo da quinta forma de realização; A Fig. 81 é um diagrama mostrando uma atribuição de tempo de componentes de dados, de um sinal de transmissão, de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 82 é um diagrama de blocos de um descodif icador de vídeo para sinal Di da quinta forma de realização; A Fig. 83 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre a frequência e o tempo de um sinal de frequência modulada de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 84 é um diagrama de blocos de um aparelho de gravação/reprodução magnética da quinta forma de realização; A Fig. 85 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre C/N e nível, de acordo com a segunda forma de realização; 16 A Fig. 86 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre C/N e distância de transmissão, de acordo com a segunda forma de realização; A Fig. 87 é um diagrama de blocos de uma transmissão da segunda forma de realização; A Fig. 88 é um diagrama de blocos de um receptor da segunda forma de realização; A Fig. 89 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre C/N e taxa de erro, de acordo com a segunda forma de realização: A Fig. 90 é um diagrama mostrando regiões de atenuação de sinal na transmissão a três níveis, da quinta forma de realização; A Fig. 91 é um diagrama mostrando regiões de atenuação de sinal de transmissão a quatro níveis da sexta forma de realização; A Fig. 92 é um diagrama mostrando a transmissão a quatro níveis, da sexta forma de realização; A Fig. 93 é um diagrama de blocos de um divisor da sexta forma de realização; A Fig. 94 é um diagrama de blocos de um misturador da sexta forma de realização; A Fig. 95 é um diagrama mostrando outra transmissão a quatro níveis da sexta forma de realização; 17 A Fig. 96 é uma vista de propagação de sinal de um conhecido sistema de difusão de TV digital; A Fig. 97 é uma vista da propagação de sinal de um sistema de difusão de TV digital, de acordo com a sexta forma de realização; A Fig. 98 é um diagrama mostrando uma transmissão a quatro niveis da sexta forma de realização; A Fig. 99 é um diagrama de vectores de um sinal SRQAM 16 da terceira forma de realização; A Fig. 100 é um diagrama de vectores de um sinal SRQAM 32 da terceira forma de realização; A Fig. 101 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre C/N e taxa de erro, de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 102 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre C/N e taxa de erro, de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 103 é um diagrama gráfico mostrando a relação necessária entre a distância de deslocamento n e C/N para a transmissão de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 104 é um diagrama gráfico mostrando a relação para a

necessária entre a distância de deslocamento n e C/N transmissão de acordo com a terceira forma de realização; 18 A Fig. 105 é um diagrama gráfico mostrando a relação entre o nivel de sinal e a distância a partir da antena de transmissão no serviço de difusão terrena de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 106 é um diagrama mostrando uma área de serviço do sinal SRQAM 32 da terceira forma de realização; A Fig. 107 é um diagrama mostrando uma área de serviço do sinal SRQAM 32 da terceira forma de realização; A Fig. 108 é um diagrama mostrando um perfil da distribuição de frequências de um sinal de TV da terceira forma de realização; A Fig. 10 9 é um diagrama mostrando uma atribuição de tempo do sinal de TV da terceira forma de realização; A Fig. 110 é um diagrama mostrando um principio de C-CDM da terceira forma de realização; A Fig. 111 é uma vista mostrando uma atribuição de códigos, de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 112 é uma vista mostrando uma atribuição de uma QAM 36 desenvolvida, de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 113 é uma vista mostrando uma atribuição de frequências de um sinal de modulação, de acordo com a quinta forma de realização; 19 A Fig. 114 é um diagrama de blocos mostrando um aparelho de gravação/reprodução magnética, de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 115 é um diagrama de blocos mostrando um transmissor/receptor de um telefone portátil, de acordo com a oitava forma de realização; A Fig. 116 é um diagrama de blocos mostrando estações de base, de acordo com a oitava forma de realização; A Fig. 117 é uma vista, ilustrativa das capacidades de comunicação e a distribuição de tráfego de um sistema convencional; A Fig. 118 é uma vista, ilustrativa das capacidades de comunicação e a distribuição de tráfego de acordo com a oitava forma de realização; A Fig. 119 (a) é um diagrama mostrando a atribuição de um intervalo de tempo de um sistema convencional; A Fig. 119 (b) é um diagrama mostrando a atribuição de um intervalo de tempo, de acordo com a oitava forma de realização; A Fig. 120(a) é um diagrama mostrando uma atribuição de um intervalo de tempo de um sistema TDMA convencional; A Fig. 120(b) é um diagrama mostrando uma atribuição de um intervalo de tempo de acordo com um sistema TDMA da oitava forma de realização; 20 A Fig. 121 é um diagrama de blocos mostrando um transmissor/receptor de um nível, de acordo com a oitava forma de realização; A Fig. 122 é um diagrama de blocos mostrando um transmissor/receptor de dois níveis, de acordo com a oitava forma de realização; A Fig. 123 é um diagrama de blocos mostrando um transmissor/receptor tipo OFDM, de acordo com uma nona forma de realização; A Fig. 124 é uma vista, ilustrando um princípio do sistema OFDM de acordo com a nona forma de realização; A Fig. 125(a) é uma vista mostrando uma atribuição de frequências de um sinal de modulação de um sistema convencional; A Fig. 125(b) é uma vista mostrando uma atribuição de frequências de um sinal de modulação de acordo com a nona forma de realização; A Fig. 126(a) é uma vista mostrando uma atribuição de frequências de um sinal de transmissão da nona forma de realização; A Fig. 126 (b) é uma vista mostrando uma atribuição de frequências de um sinal de recepção, de acordo com a nona forma de realização; A Fig. 127 é um diagrama de blocos mostrando um transmissor/receptor de acordo com uma nona forma de realização; 21 A Fig. 128 é um diagrama de blocos mostrando um codificador Trellis de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 129 é uma vista mostrando uma atribuição de tempo de periodos de símbolo efectivos e intervalos de guarda de acordo com a nona forma de realização; A Fig. 130 é um diagrama gráfico mostrando uma relação entre a relação C/N e a taxa de erro, de acordo com a nona forma de realização; A Fig. 131 é um diagrama de blocos mostrando um aparelho de gravação/reprodução magnética, de acordo com a quinta forma de realização; A Fig. 132 é uma vista mostrando um formato de gravação de uma pista numa fita magnética e a deslocação de uma cabeça; A Fig. 133 é um diagrama de blocos mostrando um transmissor/receptor de acordo com a terceira forma de realização; A Fig. 134 é um diagrama mostrando uma atribuição de frequências de uma emissão convencional; A Fig. 135 é um diagrama mostrando uma relação entre área de serviço e a qualidade de imagem num sistema de transmissão de sinais a três níveis de acordo com a terceira forma de realização; 22 A Fig. 136 é um diagrama mostrando uma atribuição de frequências no caso em que o sistema de transmissão de sinal de nivel múltiplo de acordo com a terceira forma de realização é combinado com um FDM; A Fig. 137 é um diagrama de blocos mostrando um transmissor/receptor de acordo com a terceira forma de realização, no qual a codificação Trellis é adoptada; e A Fig. 138 é um diagrama de blocos mostrando um transmissor/receptor, de acordo com a nona forma de realização, na qual uma parte do sinal da banda de frequência baixa é transmitida por OFDM.

DESCRIÇÃO PORMENORIZADA DE FORMAS DE REALIZAÇÃO PREFERIDAS

Forma de Realização 1

Uma forma de realização da invenção será descrita com referência aos desenhos relevantes. A Fig. 1 mostra toda a distribuição do sistema de transmissão de sinais de acordo com a invenção. Um transmissor 1 compreende uma unidade 2 de entrada, um circuito 3 divisor, um modulador 4 e uma unidade 5 transmissora. Em funcionamento, cada sinal múltiplo de entrada é dividido pelo circuito 3 divisor em três grupos, uma primeira corrente de dados Dl, uma segunda corrente de dados D2, uma terceira corrente de dados D3, que são de seguida moduladas pelo modulador 4 antes de transmitidas a partir da unidade 5 transmissora. 0 sinal modulado é enviado de uma antena 6 através de uma ligação 7 ascendente para um 23 satélite 10, onde é interceptado por uma antena 11 ascendente e amplificado por um transmissor-receptor 12 antes de transmitido de uma antena 13 descendente na direcção do solo. O sinal de transmissão é então enviado através de três ligações 21, 31 e 41 descendentes para um primeiro receptor 23, um segundo 33 e um terceiro 43, respectivamente. No primeiro receptor 23, o sinal interceptado por uma antena 22 é introduzido através de uma unidade 24 de entrada num desmodulador 25, onde apenas a sua primeira corrente de dados é desmodulada, enquanto que a segunda e a terceira corrente de dados não são recuperadas, antes de transmissão posterior a partir de uma unidade 26 de saida.

De forma semelhante, o segundo receptor 33 permite à primeira e à segunda corrente de dados do sinal interceptado por uma antena 32 e recebido de uma unidade 34 de entrada, serem desmoduladas por um desmodulador 35 e em seguida adicionadas por um totalizador 37 a uma única corrente de dados, que é então transmitida posteriormente a partir de uma unidade 36 de saida. O terceiro receptor 43 permite a todas, a primeira, a segunda e a terceira corrente de dados do sinal interceptado pela antena 42 e recebido de uma unidade de entrada 44 para serem desmoduladas por um desmodulador 45 e depois adicionadas por um totalizador 47 a uma única corrente de dados, que é então transmitida posteriormente a partir de uma unidade 46 de saida.

Como se percebe, os três receptores 23, 33 e 43 discretos têm os seus respectivos desmoduladores de diferentes caracteristicas, de tal maneira que as suas saídas desmoduladas de sinais da mesma banda de frequência do transmissor 1 contêm 24 dados de diferentes dimensões. Mais particularmente, três dados diferentes, mas compativeis, podem ser simultaneamente transportados num sinal de uma dada banda de frequência para os seus respectivos receptores. Por exemplo, cada um dos três sinais digitais existentes NTSC, HDTV e super HDTV é dividido entre componentes de banda de frequência baixa, alta e super alta, que representam a primeira, a segunda e a terceira corrente de dados, respectivamente. De acordo com este facto, os três diferentes sinais de TV podem ser transmitidos num transporte de sinal de banda de frequência de canal único para reprodução simultânea de uma imagem de TV de resolução média, alta e super alta, respectivamente.

Em funcionamento, o sinal de TV NTSC é interceptado por um receptor que possui uma pequena antena para desmodulação de dados de pequena dimensão, o sinal de HDTV é interceptado por um receptor que possui uma antena média para desmodulação de dados de média dimensão, e o sinal de super HDTV é interceptado por um receptor que possui uma antena grande para desmodulação de dados de grande dimensão. Também, como está representado na Fig. 1, um sinal de TV digital NTSC contendo apenas a primeira corrente de dados para serviço de emissão digital de TV NTSC é introduzido num transmissor 51 digital, onde é recebido por uma unidade 52 de entrada e modulado por um desmodulador 54, antes de ser também transmitido de uma unidade 55 transmissora. 0 sinal desmodulado é então enviado a partir de uma antena 56 através de uma ligação 57 ascendente para o satélite 10, que por sua vez o transmite por meio de uma ligação 58 descendente para o primeiro receptor 23 no solo. O primeiro receptor 23 desmodula, com o seu desmodulador 25, o sinal digital modulado fornecido a partir do transmissor 25 51 digital para o sinal original da primeira corrente de dados. De forma semelhante, o mesmo sinal digital modulado pode ser interceptado e desmodulado por um segundo receptor 33 ou terceiro 42 para a primeira corrente de dados do sinal de TV NTSC. Em suma, os três receptores 23, 33 e 43 discretos podem todos eles interceptar e processar um sinal digital do sistema de TV existente para reprodução. A disposição do sistema de transmissão de sinal será agora descrita pormenorizadamente. A Fig. 2 é um diagrama de blocos do transmissor 1, no qual um sinal de entrada é introduzido através da unidade 2 de entrada e dividido pelo circuito 3 divisor em três sinais digitais contendo, respectivamente, uma primeira, uma segunda e uma terceira corrente de dados.

Assumindo que o sinal de entrada é um sinal de video, o seu componente de banda de baixa frequência é atribuído à primeira corrente de dados, o seu componente de banda de alta frequência à segunda corrente de dados, e o seu componente de banda de frequência super alta à terceira corrente de dados. Estes três sinais de bandas de frequência diferentes são introduzidos numa entrada de modulador 61 do modulador 4. Aqui, um circuito 67 de modulação/alteração de ponto de sinal modula ou altera as posições dos pontos de sinal de acordo com um sinal dado exteriormente. 0 modulador 4 é disposto para modulação de amplitude em duas portadoras fora de fase 90°, respectivamente, que são então acrescentadas a um sinal QAM múltiplo. Mais especificamente, o sinal de entrada do modulador 61 é introduzido, tanto num primeiro 62, como num segundo 63, moduladores de AM. Também, a onda de transporte de sinal de 26 cos (2%fct) produzida por um gerador de transporte de sinal 64 é introduzida directamente no primeiro modulador de AM 62 e também num comutador de fase de π/2 66, onde é comutada de 90° em fase para 3βη(2πί^) antes de transmitida a um segundo modulador de AM 63. Os dois sinais de amplitude modulados do primeiro e segundo moduladores de AM 62, 63 são adicionados por um totalizador 65 a um sinal de transmissão que é depois transferido para a unidade 5 transmissora para saida. O procedimento é bem conhecido e não será explicado novamente. O sinal QAM será agora descrito numa constelação comum em estado 8 x 8 ou 16 para o primeiro quadrante de um diagrama de espaço da Fig. 3. O sinal de saida do modulador 4 é expresso por um vector soma de dois. Vectores Αοοε2πί^ e Βοο32πί^ 81, 82, que representam, respectivamente, as duas portadoras de fora-de-fase 90°. Quando o ponto distai de um vector soma do ponto zero representa um ponto de sinal, o sinal QAM 16 tem 16 pontos de sinal determinados pela combinação de quatro valores de amplitude horizontal ai, a.2, a3 e a4 e quatro valores de amplitude vertical bi, b2, b3 e h. O primeiro quadrante da Fig. 3 contém quatro pontos de sinal 83 em Cu, 84 em C12, 85 em C22 e 86 em C21.

Cu é um vector soma de um vector 0-ai com um vector 0-bi e assim expresso como Cu = 3ιθθ32πίct-bisen2nfct

Acos (2πί^+άπ/2) .

Assume-se agora que a distância entre 0 e ai nas coordenadas ortogonais da Fig. 3 é Ai, entre ai e a2 é A2, entre 0 e bi é Bi e entre bi e b2 é B2. 27

Como se mostra na Fig. 4, os 16 pontos de sinal estão localizados num sistema de coordenadas de vectores, no qual cada ponto representa um padrão de quatro-bits, permitindo assim a transmissão de dados de quatro-bits por período ou intervalo de tempo. A Fig. 5 ilustra uma afectação comum de padrões de dois-bits aos 16 pontos de sinal.

Quando a distância entre dois pontos de sinal adjacentes é grande, será identificada pelo receptor com muita facilidade. Por este motivo, deseja-se separar os pontos de sinal com intervalos maiores. Se dois pontos de sinal particulares são atribuídos perto um do outro, eles raramente são distinguidos, aumentando a taxa de erro. Deste modo, é preferível colocar os pontos de sinal afastados com intervalos iguais, como se mostra na Fig. 5, na qual o sinal QAM 16 é definido por Ai = A2/2. 0 transmissor 1 da forma de realização é preparado para dividir um sinal digital de entrada numa primeira, numa segunda e numa terceira corrente de dados ou de bits. Os 16 pontos de sinal ou grupos de pontos de sinal são divididos em quatro grupos. Então, 4 padrões de dois-bits da primeira corrente de dados são atribuídos aos quatro grupos de pontos de sinal, respectivamente, como se mostra na Fig. 6. Mais particularmente, quando o padrão de dois-bits da primeira corrente de dados é 11, um dos quatro pontos de sinal do primeiro grupo 91 de pontos de sinal do primeiro quadrante é seleccionado, dependendo a transmissão do conteúdo da segunda corrente de dados. De forma semelhante, quando é 01, um ponto de sinal do segundo grupo 92 de pontos de sinal do segundo quadrante é seleccionado e transmitido. Quando é 00, um ponto de sinal do terceiro grupo 93 28 de pontos de sinal do terceiro quadrante é transmitido, e quando é 10, um ponto de sinal do quarto grupo 94 de pontos de sinal do quarto quadrante é transmitido. Também são atribuídos quatro padrões de dois-bits da segunda corrente de dados do sinal QAM 16, e. g., 16 padrões de quatro-bits da segunda corrente de dados do sinal QAM de estado-64, a quatro pontos de sinal ou grupos de pontos de sub-sinal de cada um dos quatro grupos 91, 92, 93 e 94 de pontos de sinal, respectivamente, como se mostra na Fig. 7. Deve ser entendido que a atribuição é simétrica entre quaisquer dois quadrantes. A atribuição de pontos de sinal aos quatro grupos 91, 92, 93 e 94 é determinada pela prioridade relativamente aos dados de dois-bits da primeira corrente de dados. Como resultado, os dados de dois-bits da primeira corrente de dados e os dados de dois-bits da segunda corrente de dados podem ser transmitidos independentemente. Também, a primeira corrente de dados será desmodulada, utilizando um receptor PSK 4 comum tendo uma determinada sensibilidade de antena. Se a sensibilidade de antena é mais elevada, um tipo modificado de receptor QAM 16 de acordo com a invenção poderá interceptar e desmodular, tanto a primeira, como a segunda, corrente de dados com igual sucesso. A Fig. 8 mostra um exemplo da afectação da primeira e da segunda corrente de dados em padrões de dois-bits.

Quando o componente de baixa frequência do sinal de video HDTV é atribuído à primeira corrente de dados e o componente de frequência elevada à segunda corrente de dados, o receptor PSK 4 pode produzir uma imagem de nivel NTSC da primeira corrente de dados e o receptor QAM de estado-16 ou 64 pode produzir uma imagem HDTV a partir de um sinal de reprodução composto da primeira e da segunda corrente de dados. 29

Uma vez que os pontos de sinal estão localizados a intervalos regulares, é desenvolvida no receptor PSK 4 uma distância patamar entre os eixos de coordenadas e a área sombra do primeiro quadrante, como se mostra na Fig. 9. Se a distância patamar é AT0, um sinal PSK tendo uma amplitude de AT0 será interceptado com sucesso. Contudo, a amplitude terá de ser aumentada para um valor três vezes superior, ou seja, 3ATo para transmissão de um sinal QAM 16, enquanto a distância patamar atrás referida se mantém. Mais particularmente, a energia para transmissão do sinal QAM 16 é necessário ser nove vezes maior do que para a transmissão do sinal PSK 4. Também, quando o referido sinal é transmitido no modo QAM 16, a perda de energia será elevada e a reprodução de um sinal de portadora será dificil. Acima de tudo, a energia disponível para a transmissão por satélite não é abundante, mas estritamente limitada a uma utilização minima. Assim que nenhum sistema de transmissão de sinal, consumidor de grande energia, será posto em prática até que esteja disponível mais energia para a transmissão por satélite. Espera-se que um grande número de receptores PSK 4 seja introduzido no mercado quando a emissão de TV digital estiver em serviço. Após a introdução no mercado, os receptores PSK 4 dificilmente serão substituídos por modelos de sensibilidade mais elevada, em virtude da diferença das caracteristicas de intercepção de sinal entre os dois, velhos e novos modelos ser elevada. Deste modo, a transmissão de sinais PSK 4 não deve ser abandonada. A este respeito, é desesperadamente necessário um novo sistema para transmissão de dados de ponto de sinal de um sinal quase PSK 4 no modo QAM 16 com o consumo de menos energia. De 30 outro modo, a energia limitada de uma estação de satélite degradará todo o sistema de transmissão. A presente invenção reside numa disposição de nivel de sinal múltiplo, na qual os quatro grupos 91, 92, 93 e 94 de pontos de sinal são colocados a uma distância maior uns dos outros , como vem representado na Fig. 10, para minimizar o consumo de energia necessária para a modulação QAM 16 de sinais quase PSK 4.

Para o esclarecimento da relação entre a sensibilidade de recepção de sinal e a transmissão de energia, a disposição do transmissor 51 digital e do primeiro receptor 23 será descrita em mais pormenor com referência à Fig. 1.

Tanto o transmissor 51 digital como o primeiro receptor 23 são constituídos por conhecidos tipos de transmissão de dados ou de transmissão de sinais de vídeo, e. g., no serviço de difusão de TV. Como se mostra na Fig. 17, o transmissor 51 digital é um transmissor PSK 4 equivalente ao transmissor QAM 1 de bits múltiplos, representado na Fig. 2, sem capacidade para modulação AM. Durante a operação, um sinal de entrada é introduzido numa unidade 52 de entrada num modulador 54, onde é dividido por uma entrada 121 de modulador em dois componentes. Os dois componentes são então transferidos para um primeiro circuito 122 modulador de duas-fases para modulação de fase da portadora base e para um segundo circuito 123 modulador de duas-fases para modulação de fase de uma portadora que está 90° fora de fase com a portadora base, respectivamente. Duas saídas do primeiro e segundo circuitos 122, 123 moduladores de duas-fases são então adicionados por um totalizador 65 num sinal modulado compósito 31 que é depois transmitido a partir de uma unidade 55 transmissora. 0 sinal modulado resultante é apresentado no diagrama de espaços da Fig. 18.

Sabe-se que os quatro pontos de sinal são colocados a distâncias iguais para se obter uma utilização de energia óptima. A Fig. 18 apresenta um exemplo, onde os quatro pontos 125, 126, 127 e 128 de sinal representam quatro padrões 11, 01, 00 e 10 de dois-bits, respectivamente. Também se deseja para uma transferência de dados com sucesso do transmissor 51 digital, para o primeiro receptor 23, que o sinal PSK 4 do transmissor 51 digital tenha uma amplitude não inferior a um determinado nível. Mais especificamente, quando a amplitude mínima do sinal PSK 4 for necessária para transmissão a partir do transmissor 51 digital para o primeiro receptor 23 do modo PSK 4, ou a distância entre 0 e ai da Fig. 18 é AT0, o primeiro receptor 23 intercepta com sucesso qualquer sinal PSK 4 tendo uma amplitude de mais de AT0. O primeiro receptor 23 está preparado para receber na sua antena de pequeno diâmetro 22 um sinal desejado ou PSK 4 que é transmitido a partir do transmissor 1 ou do transmissor 51 digital, respectivamente, através de um transmissor-receptor 12 do satélite 10 e desmodula-o com o desmodulador 24. Mais particularmente, o primeiro receptor 23 é desenhado substancialmente para intercepção de um sinal de TV digital ou de comunicações de dados de um modo PSK 4 ou PSK 2. A Fig. 19 é um diagrama de blocos do primeiro receptor 23, no qual um sinal de entrada recebido pela antena 22 vindo do 32 satélite 12 é introduzido através da unidade 24 de entrada num circuito de reprodução de portadora 131, onde uma onda portadora é desmodulada, e um dispositivo 132 de mudança de fase Tí/2, em que uma onda de transporte de sinal em fase a 90° é desmodulada. Também, dois componentes fora-de-fase de 90° relativamente ao sinal de entrada são detectados por um primeiro e um segundo circuitos 133 e 134 detectores de fase, respectivamente, e transferidos para um primeiro 136 e um segundo 137 circuitos de discriminação/desmodulação, respectivamente. Dois componentes desmodulados dos seus circuitos 136 e 137 de discriminação/desmodulação, respectivamente, que foram discriminados separadamente em unidades com intervalos de tempo por meio de sinais de temporização do circuito de temporização da extracção de onda 135, são introduzidos numa primeira unidade de reprodução de corrente 232 de dados, onde são adicionados a um primeiro sinal de corrente de dados, o qual é então transmitido como saida da unidade 26 de saida. O sinal de entrada no primeiro receptor 23 será agora explicado mais pormenorizadamente com referência ao diagrama de vectores da Fig. 20. O sinal PSK 4, recebido pelo primeiro receptor 23 vindo do transmissor 51 digital, é expresso numa forma ideal sem distorção de transmissão e ruido, utilizando quatro pontos 151, 152, 153 e 154 de sinal, apresentados na Fig. 20.

Na prática, os quatro pontos de sinal reais aparecem em áreas estendidas particulares perto das posições 151, 152, 153 e 154 de sinal ideais, respectivamente, em virtude do ruido, da dispersão de amplitude e do erro de fase desenvolvidos durante a transmissão. Se um ponto de sinal for desfavoravelmente deslocado da sua posição original, dificilmente será distinguido 33 do seu ponto de sinal vizinho e a taxa de erro será assim aumentada. Como a taxa de erro aumenta até um nivel critico, a reprodução dos dados torna-se menos precisa. Para tornar possivel a transmissão de dados a um nivel máximo de taxa de erro aceitável, a distância entre qualquer dos dois pontos de sinal deverá ser suficientemente grande para os distinguir um do outro. Se a distância é 1AR0, o ponto de sinal 151 de sinal PSK 4 próximo do nivel de erro critico terá de ficar numa primeira área de discriminação 155, assinalada pelo tracejado da Fig. 20 e determinada por |0-aRi|áARO e I 0-bRi | áARo) . Isto permite ao sistema de transmissão de sinal reproduzir ondas portadoras e assim desmodular um sinal desejado. Quando o raio minimo da antena 22 é fixado em ro, o sinal de transmissão superior a um determinado nivel pode ser interceptado por qualquer receptor do sistema. A amplitude de um sinal PSK 4 do transmissor 51 digital, apresentado na Fig. 18, é minimo em ATo e assim a amplitude minima AR0 de um sinal PSK 4 a ser recebido pelo primeiro receptor 23 é determinada como igual a ATo · Como consequência, o primeiro receptor 23 pode interceptar e desmodular o sinal PSK 4 do transmissor 51 digital a um nivel máximo aceitável da taxa de erro, quando o raio da antena 22 é maior que r0. Se o sinal de transmissão é do modo QAM estado-16 ou 64 modificado, o primeiro receptor 23 pode encontrar dificuldade em reproduzir a sua onda portadora. Para compensar, os pontos de sinal são aumentados para oito, que estão localizados em ângulos de (π/4 + ηπ/2), como mostra a Fig. 25(a), e a sua onda de transporte de sinal será reproduzida por uma técnica de multiplicação por 16. Também, se os pontos de sinal forem atribuídos a 16 localizações com ângulos de ηπ/8, como mostra a Fig. 25 (b) , a portadora de um sinal modulado QAM 16 do modo quase PSK 4 pode ser reproduzido pelo circuito de 34 reprodução de portadora 131, que é modificado para executar a multiplicação de frequência por 16. Nesta altura, os pontos de sinal do transmissor 1 deverão ser dispostos de forma a satisfazer a seguinte igualdade Ai/ (A1+A2)=tang(π/8) .

Será considerado aqui um caso de recepção de um sinal QPSK. Da mesma forma no que respeita à forma de execução pelo circuito de alteração/modulação do ponto 67 de sinal do transmissor representado na Fig. 2, é também possível modular as posições dos pontos de sinal do sinal QPSK, apresentado na Fig. 18 (modulação de amplitude, modulação de impulso ou operação semelhante). Neste caso, a unidade de desmodulação de ponto 138 de sinal do primeiro receptor 23 desmodula a posição modulada ou a posição de sinal alterado. 0 sinal desmodulado é transmitido em conjunto com a primeira corrente de dados. 0 sinal PSK 16 do transmissor 1 será agora explicado com referência ao diagrama de vectores da Fig. 9. Quando a distância do vector horizontal Ai do ponto 83 de sinal é superior a ATo da amplitude mínima do sinal PSK 4 do transmissor 51 digital, os quatro pontos 83, 84, 85 e 86 de sinal do primeiro quadrante da

Fig. 9 mantêm-se no sombreado ou primeira área 87 de recepção de sinal PSK 4. Quando recebidos pelo primeiro receptor 23, os quatro pontos de sinal aparecem na primeira área de discriminação do campo de vectores apresentado na Fig. 20.

Assim, qualquer dos pontos 83, 84, 85 e 86 de sinal da Fig. 9 poder ser traduzido no nível 151 de sinal da Fig. 20 pelo primeiro receptor 23 pelo que o padrão 11 de dois-bits de é atribuído a um intervalo de tempo correspondente. O padrão de dois-bits de 11 é idêntico a 11 do primeiro grupo 91 de pontos de sinal ou da primeira corrente de dados de um sinal do transmissor 1. do mesmo modo, a primeira corrente de dados será 35 reproduzida no segundo, terceiro ou quarto quadrante. Como resultado, o primeiro receptor 23 reproduz dados de dois-bits da primeira corrente de dados fora da série de correntes de dados de um sinal QAM de estado 16-, 32- ou 64- transmitidos a partir do transmissor 1. A segunda e terceira corrente de dados estão contidas em quatro segmentos do grupo 91 de pontos de sinal e desta forma não afectarão a desmodulação da primeira corrente de dados. Podem, contudo, afectar a reprodução da onda de transporte de sinal, sendo necessário um ajustamento, descrito mais tarde.

Se o transmissor-receptor de um satélite fornece uma abundante energia, a técnica antecedente do modo de transmissão QAM de estado-16 a 64 poderá ser executada. Contudo, o transmissor-receptor de satélite em qualquer sistema existente de transmissão por satélite está estritamente limitado, no que se refere à fonte de energia, devido à sua dimensão compacta e à capacidade das baterias solares. Se o transmissor-receptor ou o satélite é aumentado em dimensão e por causa disso em peso, o seu custo de lançamento aumentará bastante. Esta desvantagem raramente será eliminada por técnicas tradicionais, a menos que o custo de lançamento de um foguetão de satélite seja reduzido num valor considerável. No sistema existente, um satélite de comunicações comum fornece menos de 20 W de energia e um satélite de difusão vulgar oferece 100 a 200 W como máximo. Para a transmissão de um sinal PSK 4 no modo QAM estado-16, como representado na Fig. 9, é necessário a distância minima do ponto de sinal o ser 3AT0 quando a amplitude QAM 16 é expressa por 2Ai=A2 . Assim, para manter a compatibilidade a energia necessária para este fim é nove vezes superior à da transmissão de um sinal PSK 4 comum. Também, qualquer transmissor-receptor de satélite convencional dificilmente pode fornecer uma energia para tornar 36 possível a uma antena tão pequena do primeiro receptor PSK 4 interceptar um sinal dela transmitido. Por exemplo, no sistema existente de 40 W, são necessários 360 W para a transmissão apropriada de sinal e não será realístico relativamente ao custo.

Deverá entender-se que a técnica QAM de estado de sinal simétrico é mais eficaz quando os receptores equipados com antenas da mesma dimensão são empregues, correspondendo a uma determinada potência de transmissão. Será preferida, contudo, outra nova técnica para utilização com os receptores equipados com antenas de diferentes dimensões.

Mais pormenorizadamente, enquanto que o sinal PSK 4 pode ser interceptado por um sistema receptor comum de preço baixo tendo uma antena pequena, o sinal QAM 16 deve ser recebido por um sistema receptor de modulação de bits múltiplos de elevada qualidade e de elevado preço, com o qual uma antena de dimensão média ou grande, que é concebida para proporcionar serviços de elevado valor, e. g. , entretenimento em HDTV, a uma determinada pessoa que invista mais dinheiro. Isto permite, tanto os sinais PSK 4 como os sinais QAM 16, se desejado com um DMA 64, a serem transmitidos em simultâneo com a ajuda de um pequeno aumento da potência de transmissão.

Por exemplo, a potência de transmissão pode ser mantida baixa quando os pontos de sinal são colocados em Ai = A2, como vem descrito na Fig. 10. A amplitude A (4) para transmissão de dados PSK 4 é expressa por um vector 96 equivalente à raiz quadrada de (Ai+A2) 2+ (Bi+B2) 2 então, IA (4) | 2 = Ai2+Bí2 = At02+ At02 = 2AT02 37 I A (16) |2 = (A!+A2)2+(B!+B2) I a (16) I / | A (4) | = 2 4Ato2 + 4Atq2

2 TO

De acordo, o sinal QAM 16 pode ser transmitido com uma amplitude duas vezes maior e uma energia de transmissão quatro vezes maior que as necessárias para o sinal PSK 4. Um sinal QAM 16 modificado de acordo com a invenção não será desmodulado por um receptor vulgar concebido para um ponto de sinal QAM simétrico e distanciado de forma igual. Contudo, pode ser desmodulado pelo segundo receptor 33 quando os dois patamares Ai e A2 são pré-determinados em valores apropriados. Na Fig. 10, a distância minima entre dois pontos de sinal no primeiro segmento do grupo 91 de pontos de sinal é Ai, e A2/2Ai é estabelecido quando comparado com a distância 2Ai da PSK 4. Então, uma vez que Ai=A2, a distância torna-se 1/2. Isto explica que a sensibilidade de recepção de sinal deva ser duas vezes maior para a mesma taxa de erro e quatro vezes maior para o mesmo nivel de sinal. Para se ter um valor de sensibilidade quatro vezes maior, o raio r2 da antena 32 do segundo receptor 33 deve ser duas vezes maior que o raio ri da antena 22 do primeiro receptor 23, satisfazendo assim a relação r2=2ri. Por exemplo, a antena 32 do segundo receptor 33 tem 60 cm de diâmetro, enquanto que a antena 22 do primeiro receptor 23 tem 30 cm. Deste modo, a segunda corrente de dados representando o componente de alta frequência de um sinal HDTV será transportada num canal de sinal e desmodulada com sucesso. Quando o segundo receptor 33 intercepta a segunda corrente de dados ou um sinal de dados mais alto, o seu possuidor pode beneficiar de um retorno do elevado investimento. Por isso, o segundo receptor 33 de alto preço pode ser aceite. Como a energia minima para a transmissão de dados PSK 4 é pré-determinada, a razão ni6 da energia de transmissão do APSK 16 modificado relativamente à energia de transmissão da PSK 4 será 38 calculado para o raio r2 da antena do segundo receptor 33, utilizando uma razão entre Αχ e A2, representado na Fig. 10.

Em particular, N16 é expresso por ( (A1+A2) /Ai)2, que é a energia minima para transmissão de dados PSK 4. Quando a distância do ponto de sinal é ajustada para a intercepção de QAM 16 modificado é A2, a distância do ponto de sinal para a intercepção PSK 4 é 2Ai e a razão da distância de ponto de sinal é A2/2Ai, o raio de antena r2 é determinado como se mostra na Fig. 11, na qual a curva 101 representa a relação entre a razão ήχε da energia de transmissão e o raio r2 da antena 22 do segundo receptor 23.

Também, o ponto 102 indica a transmissão de QAM 16 comum no modo do estado de sinal de igual distância, em que a energia de transmissão é nove vezes maior e por isso deixa de ser prática. Como se verifica no gráfico da Fig. 11, o raio r2 da antena do segundo receptor 23 não pode ser reduzido, mesmo se ni6 for aumentado mais do que 5 vezes. A energia de transmissão no satélite está limitada a um valor baixo e assim, n16 mantém-se de um modo preferido não superior a cinco vezes o valor, como salientado pelo tracejado da Fig. 11. O ponto 104 dentro da área 103 tracejada indica, por exemplo, que o raio r2 da antena de um valor duas vezes maior se ajusta com quatro vezes o valor da energia de transmissão. Também, o ponto 105 representa que a energia de transmissão poderá ser duplicada quando r2 é cerca de cinco vezes superior. Estes valores ficam todos dentro de uma faixa possível. O valor de ηχε não superior a 5X este valor é expresso utilizando Ai e A2 como se segue: 39 ηΐ6 = ( (Α1+Α2) /hl)2 < 5 por isso, A2 ^ l,23Ai.

Se a distância entre quaisquer dois segmentos de grupo de pontos de sinal representados na Fig. 10 é 2A(4) e a amplitude máxima é 2A(16), A(4) e A(16)-A(4) são proporcionais a Ai e A2, respectivamente. Daqui se estabelece que (A(16)) < 5(A(14)) . A acção de uma transmissão APSK 64 será descrita, uma vez que o terceiro receptor 43 pode executar uma desmodulação QAM estado 64. A Fig. 12 é um diagrama de vectores, em que cada segmento de grupo de pontos de sinal contém 16 pontos de sinal quando se compara com quatro pontos de sinal da Fig. 10. O primeiro segmento de grupo 91 de pontos de sinal da Fig. 12 tem pontos de sinal de uma matriz 4 x 4 de 16 pontos de sinal colocados a intervalos iguais, incluindo o ponto 170. Para estabelecer a compatibilidade com PSK 4, a relação Ai > AT0 tem de ser satisfeita. Se o raio da antena 42 do terceiro receptor 43 for r3 e a energia de transmissão for n64, a equação é expressa da seguinte forma: R32 = { 62/ (n-1) }ri2

Esta relação entre r3 e n de um sinal QAM 64 é também mostrada na representação gráfica da Fig. 13.

Compreende-se que a atribuição de pontos de sinal, representada na Fig. 12, leva o segundo receptor 33 a desmodular 40 apenas padrões de dois-bits de dados PSK 4. Por isto, deseja-se, para estabelecer compatibilidade entre o primeiro, o segundo e o terceiro receptores, que o segundo receptor 33 seja preparado para ser capaz de desmodular uma forma QAM 16 modificada do sinal QAM 64 modulado. A compatibilidade entre os três receptores discretos pode ser implementada por três niveis de agrupamento de pontos de sinal, como vem representado na Fig. 14. Deverá ser feita a descrição com referência ao primeiro quadrante, no qual o primeiro segmento de grupo 91 de pontos de sinal representa um padrão 11 de dois-bits da primeira corrente de dados.

Em especial, ao primeiro sub-segmento 181 do primeiro segmento de grupo 91 de pontos de sinal é atribuído o padrão 11 de dois-bits da segunda corrente de dados. Da mesma forma, a um segundo 182, a um terceiro 183 e a um quarto 184 sub-segmentos são atribuídos 01, 00 e 10 da mesma corrente de dados, respectivamente. Esta atribuição é idêntica à que está representada na Fig. 7. A atribuição de pontos de sinal da terceira corrente de dados será agora explicada com referência ao diagrama de vectores da Fig. 15, que representa o primeiro quadrante. Como está representado, os quatro pontos 201, 205, 209 e 213 de sinal representam o padrão 11 de dois-bits, os pontos 202, 206, 210 e 214de sinal representam 01, os pontos 203, 207, 211 e 215 de sinal representam 00 e os pontos 204, 208, 212 e 216 de sinal representam 10. De acordo com isto, os padrões de dois-bits da terceira corrente de dados podem ser transmitidos separadamente da primeira e da segunda corrente de dados. Por outras palavras, 41 os dados de dois-bits dos três níveis de sinal diferentes podem ser, respectivamente, transmitidos.

Como se compreende, a presente invenção permite, não só a transmissão de dados de seis-bits, mas também a intercepção de dados de comprimentos de bits diferentes de dois-bits, quatro-bits e seis-bits com os seus receptores respectivos, enquanto se mantém a compatibilidade de sinal entre os três níveis. A atribuição de pontos de sinal para proporcionar compatibilidade entre os três níveis será descrita.

Como se mostra na Fig. 15, Ai > AT0 é essencial para permitir ao primeiro receptor 23 receber a primeira corrente de dados. É necessário separar quaisquer dois pontos de sinal um do outro numa distância tal que os pontos de sinal do sub-segmento, e. g., 182, 183 e 184 da segunda corrente de dados, apresentada na Fig. 15, possam ser distinguidos do ponto de sinal 91, apresentado na Fig. 10. A Fig. 15 mostra que eles estão separados de 2/3A2. Neste caso, a distância entre os dois pontos de sinal 201 e 202 do primeiro sub-segmento 181 é A2/6. A energia de transmissão necessária para a intercepção do sinal com o terceiro receptor 43 é agora calculada. Se o raio da antena 32 é r3 e a energia de transmissão necessária é n64 vezes a energia de transmissão PSK 4, a equação é expressa por: r32 = (12n)2/(n-1) 42

Esta relação é também indicada pela curva 211 da Fig. 16. Por exemplo, se a energia de transmissão é 6 ou 9 vezes maior que a da transmissão PSK 4 no ponto 223 ou 222, a antena 32 com um raio de, respectivamente, 8 ou 6 vezes o valor, pode interceptar a primeira, segunda e terceira corrente de dados para desmodulação. Como a distância do ponto de sinal da segunda corrente de dados está próxima de 2/3A2, a relação entre ri e Γ2 é expressa por: r22 = (3ri) 2/ (n-1)

Portanto, a antena 32 do segundo receptor 33 tem de ser ligeiramente aumentada no seu raio, como indicado pela curva 223 .

Como se compreende, enquanto a primeira e a segunda corrente de dados são transmitidas através de um satélite tradicional, que proporciona uma energia de transmissão de sinal pequena, a terceira corrente de dados pode também ser transmitida através de um futuro satélite que proporcione uma energia de transmissão de sinal maior sem interrupção da acção do primeiro e do segundo receptores 23, 33 ou sem necessidade de modificação do referido satélite e assim, tanto a compatibilidade como o avanço serão altamente assegurados. A acção de recepção de sinal do segundo receptor 33 será descrita em primeiro lugar. Quando comparado com o primeiro receptor 23 preparado para intercepção com uma antena de raio pequeno e para a desmodulação do sinal PSK 4 modulado do transmissor 51 digital ou a primeira corrente de dados do sinal do transmissor 1, o segundo receptor 33 é adoptado para desmodulação perfeita dos dados de dois-bits do estado de sinal 43 16, apresentado na Fig. 10, ou segunda corrente de dados do sinal QAM 16 do transmissor 1. No total , incluindo dados de quatro-bits, também a primeira corrente de dados pode ser desmodulada. A razão entre A2 e A2 é contudo diferente nos dois transmissores Os dois dados diferentes são carregados num controlador 231 de desmodulação do segundo receptor 33, apresentado na Fig. 21, o qual, por sua vez, fornece os seus valores de patamar respectivos ao circuito de desmodulação para desmodulação em AM. 0 diagrama de blocos do segundo receptor 33 da Fig. 21 é semelhante na construção básica à do primeiro receptor 23, apresentado na Fig. 19. A diferença está no facto do raio r2 da antena 32 ser maior que o raio ri da antena 22. Isto permite ao segundo receptor 33 identificar um componente de sinal envolvendo uma menor distância de ponto de sinal. 0 desmodulador 35 do segundo receptor 33 contém também uma primeira 232 e uma segunda 233 unidades de reprodução de corrente de dados, além do controlador 231 de desmodulação. É instalado um primeiro circuito de discriminação/reprodução 136 para desmodulação em AM de sinais QAM 16 modificados. Como se percebe, cada portadora é um sinal de quatro-bits, tendo dois, positivo e negativo, valores de patamar próximos do nivel zero. Como se percebe do diagrama de vectores da Fig. 22, os valores de patamar são variados, dependendo da energia de transmissão de um transmissor, uma vez que o sinal da transmissão da forma de realização é um sinal QAM 16 modificado. Quando o patamar de referência é THi6, como se mostra na Fig. 22, é determinado por: TH16 = (Ai+A2/2) / (Ai+A2) 44

Os vários dados para desmodulação, incluindo Ai e A2 ou THi6, e o valor m para modulação de bits múltiplos são também transmitidos a partir do transmissor 1 quando transportados pela primeira corrente de dados. 0 controlador 231 de desmodulação pode ser preparado para recuperar estes dados de desmodulação através de processo estatístico do sinal recebido.

Uma forma de determinação do factor de desvio A1/A2 será descrita com referência à Fig. 26. Uma alteração do factor de desvio Ai/A2 provoca uma alteração do valor patamar. Um aumento da diferença entre um valor de Ai/A2 fixado do lado do receptor e um valor de Ai/A2 fixado do lado transmissor aumentará a taxa de erro. Com referência à Fig. 26, o sinal desmodulado da unidade de reprodução da segunda unidade 233 de corrente de dados pode ser reenviado para o controlador 231 de desmodulação para alterar o factor de desvio Ai/A2 numa direcção para aumentar a taxa de erro. Por esta disposição, o terceiro receptor 43 não pode desmodular o factor de desvio Ai/A2, pelo que a construção do circuito pode ficar simplificado. 0 transmissor também não pode transmitir o factor de desvio Ai/A2 pelo que a capacidade de transmissão pode ser aumentada. Esta técnica pode ser também aplicada ao segundo receptor 33. 0 controlador 231 de desmodulação tem uma memória 231a para nela armazenar diferentes valores de patamar (i. e., os factores de desvio, o número de pontos de sinal, as regras de sincronização, etc.), que correspondem a diferentes canais de difusão de TV. Quando se recebe de novo um dos canais, os valores correspondentes ao canal de recepção serão lidos fora da memória para desta forma estabilizar rapidamente a recepção. 45

Se os dados de desmodulação se perdem, a desmodulação da segunda corrente de dados dificilmente será executada. Isto será explicado com referência ao fluxograma representado na Fig. 24.

Mesmo que os dados de desmodulação não estejam disponíveis, a desmodulação da PSK 4 no passo 313 e da primeira corrente de dados no passo 301 pode ser implementada. No passo 302, os dados de desmodulação recuperados pela unidade 232 de reprodução da primeira corrente de dados é transferido para o controlador 231 de desmodulação. Se n é 4 ou 2, no passo 303, o controlador 231 de desmodulação dispara a desmodulação de PSK 4 ou de PSK 2 no Passo 313. Se não, o processo move-se para o passo 310. No passo 305, são calculados dois valores de patamar THs e ΤΗχε. O valor de patamar THi6 para desmodulação de AM é transmitido no passo 306 do controlador 231 de desmodulação para ambos, primeiro e segundo, circuitos de discriminação/reprodução 136 e 137, respectivamente. Por isso, a desmodulação do sinal QAM 16 modificado e a reprodução da segunda corrente de dados podem ser executadas nos passos 307 e 315, respectivamente. No passo 308, a taxa de erro é examinada e, se for alta, o processo volta ao passo 313 para repetir a desmodulação de PSK 4.

Como se mostra na Fig. 22, os pontos de sinal 85 e 83 são alinhados numa linha no ângulo de cos (COt+n7t/2) , enquanto que 84 e 86 estão fora da linha. Assim, o retorno de uma segunda portadora de transmissão de corrente de dados da segunda unidade de reprodução de corrente 233 de dados, para um circuito de reprodução de portadora 131 é executada de forma a que nenhuma portadora necessite de ser extraída na altura dos pontos de sinal 84 e 86. 46 0 transmissor 1 é preparado para transmitir sinais de temporização da portadora com intervalos de uma determinada duração com a primeira corrente de dados por razões de compensação da desmodulação da segunda corrente de dados. 0 sinal de temporização da portadora permite identificar os pontos de sinal 83 e 85 da primeira corrente de dados sem ter em conta a desmodulação da segunda corrente de dados. Assim, a reprodução da onda de transporte de sinal pode ser disparada pelos dados da portadora de transmissão para o circuito 131 de reprodução da portadora.

No passo 304 do fluxograma da Fig. 24, é então examinado se m é 16, ou não, após se receber um sinal QAM 64 modificado, como se mostra na Fig. 23. No passo 310 é também examinado se m é superior a 64 ou não. Se for determinado no passo 311 que o sinal recebido não tem uma constelação de pontos de sinal de distância igual, o processo passa para o passo 312. A distância de ponto de sinal TH64 do sinal QAM 64 modificado é calculado pela seguinte expressão: TH64 = (Ai+A2/2)/(A1+A2)

Este cálculo é equivalente ao de THie, mas a distância entre pontos de sinal dele resultante é menor.

Se a distância de pontos de sinal do primeiro sub-segmento 181 é A3, a distância entre o primeiro 181 e o segundo 182 sub-segmentos é expressa por (A2-2A3) . Então, a distância média é (A2-2A3) / (Ai+A2) que é designada por d64. Quando esta distância é menor que T2, que representa a capacidade de discriminação de pontos de sinal do segundo receptor 33, quaisquer dois pontos de sinal do segmento dificilmente serão distinguidos um do outro. 47

Esta avaliação é executada no passo 313. Se d64 estiver fora da faixa autorizada, o processo regressa ao Passo 313 para desmodulação no modo PSK 4. Se este último valor de 64 estiver dentro da faixa autorizada, o processo avança para o passo 305 para permitir a desmodulação de QAM 16 no passo 307. Se for determinado no passo 308 que a taxa de erro é elevada, o processo regressa ao passo 313 para desmodulação no modo PSK 4.

Quando o transmissor 1 fornece um sinal QAM 8 modificado idêntico ao apresentado na Fig. 25 (a) , no qual todos os pontos de sinal fazem ângulo de cos (2πί+n.π/4), as ondas de transporte de sinal são prolongadas para a mesma fase e serão assim reproduzidas mais facilmente. Nesta altura, dados de dois-bits da primeira corrente de dados são desmodulados com o receptor PSK 4, enquanto que dados de um-bit da segunda corrente de dados são desmodulados com o segundo receptor 33 e o total de dados de três-bits pode ser reproduzido. O terceiro receptor 43 será descrito mais pormenorizadamente. A Fig. 26 mostra um diagrama de blocos do terceiro receptor 43 que é semelhante ao do segundo receptor 33 da Fig. 21. A diferença é que uma terceira unidade de reprodução de corrente de dados 234 é acrescentada e também que o circuito de discriminação/reprodução tem uma capacidade para identificar dados de oito-bits. A antena 42 do terceiro receptor 43 tem um raio r3 maior que r2, permitindo assim serem desmodulados sinais num estado de menor distância, ou seja, sinais QAM no estado 32-ou 64-. Para desmodulação do sinal QAM 64, o primeiro circuito de discriminação/reprodução 136 tem de identificar oito níveis digitais do sinal detectado, nos quais sete níveis de diferentes patamares estão envolvidos. Uma vez que um dos valores de patamar é zero, estão contidos três no primeiro quadrante. 48 A Fig. 27 mostra um diagrama de espaços do sinal, no qual o primeiro quadrante contém três diferentes valores de patamar.

Como se mostra na Fig. 27, quando os três valores de patamar normalizados são TH164, TH264 e ΤΗ3δ4, eles são expressos por: TH164 = (A1+A3/2)/ (A1+A2) ΤΗ2δ4 = (A1+A2/2)/ (A1+A2) e ΤΗ3δ4 = (A1+A2-A3/2) / (A1+A2) .

Por meio de uma desmodulação de AM de um sinal detectado de fase, utilizando os três valores de patamar, a terceira corrente de dados pode ser reproduzida como a primeira e segunda corrente de dados, tal como vem explicado na Fig. 21. A terceira corrente de dados contém, e. g., quatro pontos 201, 202, 203 e 204 de sinal no primeiro sub-segmento 181, apresentado na Fig. 23, que representa quatro valores de um padrão de dois-bits. Por isso, podem ser desmodulados seis dígitos ou sinais QAM 64 modificados. O controlador 231 de desmodulação detecta o valor m, Ai, A2 e A3 dos dados de desmodulação contidos na primeira corrente de dados desmodulada da primeira unidade de reprodução de corrente 232 de dados e calcula os três valores de patamar, TH164/ TH264 e ΤΗ3δ4, que são então introduzidos no primeiro e no segundo circuitos 136 e 13 de discriminação/reprodução 7, pelo que o sinal QAM 64 modificado é desmodulado correctamente. Também, se os dados de desmodulação tiverem sido misturados, o sinal QAM 64 modificado só pode ser desmodulado com um receptor específico ou de um aderente. A Fig. 2 8 é um fluxograma mostrando a acção do 49 controlador 231 de desmodulação para os sinais QAM 64 modificados. A diferença do fluxograma para desmodulação de QAM 16, representado na Fig. 24, será explicada. 0 procedimento desloca-se do passo 304 para o passo 320, onde se examina se m=32 ou não. Se m=32, a desmodulação dos sinais QAM 32 é executada no passo 322. Se não, o procedimento avança para o passo 321, onde se examina se m=64 ou não. Se sim, A3 é examinado no passo 323. Se A3 é menor que um valor pré-determinado, o procedimento move-se para o passo 305, sendo implementada a mesma sequência da Fig. 24. Se for considerado no passo 323 que A3 não é menor que um valor pré-determinado, o processo vai para o passo 324, onde são calculados os valores de patamar. No passo 325, os valores de patamar calculados são introduzidos no primeiro e segundo circuitos de discriminação/reprodução e no passo 326 é executada a desmodulação do sinal QAM 64 modificado. Então, a primeira, segunda e terceira corrente de dados são reproduzidas no passo 327. No passo 328, a taxa de erro é examinada. Se a taxa de erro é elevada, o processo move-se para o passo 305, onde é repetida a desmodulação QAM 16 e, se for baixa, a desmodulação QAM 64 continua. A acção de reprodução da onda de transporte de sinal necessária para execução de um processo de desmodulação satisfatório será agora descrita. O âmbito da invenção inclui a reprodução da primeira corrente de dados de sinal QAM 16 ou 64 modificados com o ser utilizada por um receptor PSK 4. Contudo, um receptor PSK 4 comum raramente faz a reconstrução de ondas portadoras, falhando assim a execução de uma desmodulação correcta. Para compensação, são, necessárias, algumas disposições, tanto do lado do transmissor como do lado do receptor. 50

Duas técnicas de compensação são utilizadas de acordo com a invenção. A primeira técnica refere-se à transmissão de pontos de sinal alinhados em ângulos de (2η-1)π/4 com intervalos de uma dada duração. Uma segunda técnica oferece a transmissão de pontos de sinal dispostos em intervalos com um ângulo de ηπ/8.

De acordo com a primeira técnica, os pontos de oito sinais, incluindo 83 e 85, são alinhados em ângulos de π/4, 3π/4, 5π/4 e 7π/4, como se mostra na Fig. 38. Em acção, pelo menos, um dos oito pontos de sinal é transmitido durante os períodos 452, 453, 454 e 455 de intervalo de tempo sincronizado dispostos em intervalos de tempo iguais numa distância de intervalos de tempo 451 apresentada na tabela de tempos da Fig. 38. Quaisquer pontos de sinal desejados são transmitidos durante outros intervalos de tempo. 0 transmissor 1 está também disposto de forma a atribuir um dado do intervalo de tempo à região de dados 499 de temporização sincronizados de um bloco de dados sincronizados, como apresentado na Fig. 41. 0 conteúdo de um sinal de transmissão será explicado mais pormenorizadamente com referência à Fig. 41. 0 grupo de intervalos 451 de tempo, que contém os intervalos 452, 453, 454 e 455 de tempo sincronizados, representa uma unidade de corrente de dados ou bloco 491 transportando um dado de Dn.

Os intervalos de tempo sincronizados do sinal são dispostos com intervalos iguais de um tempo determinado pela distância de intervalo de tempo ou dos dados de temporização sincronizados. Assim, quando a disposição dos intervalos de tempo sincronizados é detectada, a reprodução das ondas de transporte de sinal será executada intervalo a intervalo pela extracção de dados de 51 sincronização temporizados dos respectivos intervalos de tempo. Estes dados S de temporização sincronizados são contidos num bloco 493 sincronizado acompanhado na extremidade frontal da trama de dados 4 92, que é constituída por um certo número de intervalos de tempo sincronizados indicados pelo tracejado da Fig. 41. De acordo com isto, os dados a extrair para a reprodução de ondas de transporte de sinal são aumentados, permitindo assim ao receptor PSK 4 reproduzir as ondas de transporte de sinal desejadas com maior precisão e eficiência. 0 bloco 493 sincronizado compreende regiões 496, 497, 498, --- de dados sincronizados contendo dados Sl, S2, S3 --- sincronizados, respectivamente, que incluem palavras únicas e dados de desmodulação. A zona de atribuição de sinal sincronizado de fase 4 99 é acompanhada na extremidade do bloco 493 sincronizado que retém um dado de IT, incluindo informação acerca da disposição dos intervalos e da atribuição dos intervalos de tempo sincronizados.

Os dados de ponto de sinal no intervalo de tempo com sincronização de fase tem uma fase particular e podem assim ser reproduzidos pelo receptor PSK 4. De acordo com isto, IT na região de atribuição de sinal sincronizado de fase 499 pode ser recuperado sem erro, assegurando assim a reprodução de ondas de transporte de sinal com precisão.

Como mostrado na Fig. 41, o bloco 493 sincronizado é seguido de um bloco 501 de dados de desmodulação, que contém dados de desmodulação sobre as tensões de patamar necessárias para a desmodulação de sinal QAM de bits-múltiplos modificado. Estes dados são essenciais para a desmodulação do sinal QAM de bits-múltiplos e podem de um modo preferido estar contidos numa 52 zona 502, que faz parte do bloco 493 sincronizado para facilidade de recuperação. A Fig. 42 mostra a atribuição de dados de sinal para transmissão dos sinais com forma de impulso por meio de um método TDMA. A atribuição é diferente da Fig. 41 pelo facto de um período 521 de guarda ser inserido entre quaisquer dois blocos 491, 491 de dados Dn adjacentes para interrupção da transmissão do sinal. Também, cada bloco 4 91 de dados é acompanhado na extremidade frontal por uma região 522 sincronizada, formando assim um bloco 492 de dados. Na região 522 sincronizada, apenas são transmitidos os pontos de sinal numa fase de (2η-1)π/4. De acordo com isto, a reprodução da onda transportadora de sinal será possível com o receptor PSK 4. Mais especificamente, o sinal sincronizado e as ondas transportadoras de sinal poderão ser reproduzidas pelo método TDMA. A reprodução de ondas transportadoras de sinal do primeiro receptor 23, apresentada na Fig. 19, será explicada mais pormenorizadamente com referência às figs 43 e 44. Como se mostra na Fig. 43, é introduzido um sinal de entrada através da unidade 24 de entrada num circuito 541 detector sincronizado, onde é detectado de forma sincronizada. Um sinal desmodulado do detector 541 sincronizado é transferido para um circuito 542 de saída para reprodução da primeira corrente de dados. Um dado da região 499 de dados de atribuição de sinais de fase sincronizados (mostrado na Fig. 41) é recuperado com um circuito 543 controlador do tempo de extracção de forma que a temporização dos sinais sincronizados de dados (2η-1)π/4 pode ser 53 reconhecida e transferida como impulso 561 de controlo de fase sincronizada, apresentado na Fig. 44, para um circuito de controlo da reprodução de portadora 544. Também, o sinal desmodulado de circuito 541 detector sincronizado é introduzido num circuito 545 multiplicador de frequência, onde é multiplicado quatro vezes, antes de ser transmitido ao circuito de controlo de reprodução de portadora 544. 0 sinal resultante indicado por 562 da Fig. 44 contém dados verdadeiros de fase 563 e outros dados. Como está representado na tabela de tempos 564 da Fig. 44, os intervalos de tempo de fase sincronizados 452, que transportam dados (2η-1)π/4, estão também contidos em intervalos iguais. Num circuito de controlo de reprodução de portadora 544, o sinal 562 é testado pelo impulso 561 de controlo de fase sincronizado para produzir um sinal amostra de fase 565, que é então convertido através de uma acção de retenção de amostra num sinal 566 de fase. Este sinal de fase 566 do circuito de controlo de reprodução de portadoras 544 é introduzido através de um filtro de lacete 546 num VCO 547, onde a sua onda transportadora de sinal relevante é reproduzida. A portadora reproduzida é então enviada ao circuito 541 detector sincronizado.

Assim, os dados de pontos de sinal de fase (2η-1)π/4, indicados pelas áreas sombreadas da Fig. 39, são recuperados e utilizados para que possa ser reproduzida uma onda portadora correcta pela multiplicação da frequência 4 ou 16 vezes. Embora sejam reproduzidas várias fases ao mesmo tempo, as fases absolutas da portadora podem ser identificadas com sucesso, utilizando uma palavra única atribuída à região sincronizada 496, mostrada na Fig. 41. 54

Para transmissão de um sinal QAM 64 modificado, como representado na Fig. 40, pontos de sinal em áreas sincronizadas de fase 471 na fase (2η-1)π/4 indicados pelo tracejado são atribuídos aos intervalos 452, 452b de tempo sincronizados, etc. As suas portadoras podem dificilmente ser reproduzidas por um receptor PSK 4 vulgar, mas com sucesso com o primeiro receptor 23 do modo PSK 4 provido do circuito de reprodução de portadora desta forma de realização. O circuito de reprodução de portadora anterior é do tipo COSTAS. O circuito de reprodução de portadora do tipo de modulação inversa será explicado em seguida de acordo com esta forma de realização. A Fig. 45 mostra um tipo de circuito de reprodução de portadora de modulação inversa de acordo com a invenção, no qual um sinal recebido é transmitido da unidade 24 de entrada a um circuito 541 de sector sincronizado para produção de um sinal desmodulado. Também, o sinal de entrada é retardado por um

primeiro circuito 591 de retardo para um sinal de retardo. O sinal de retardo é então transferido para um circuito modulador de fase 5 92 de quadratura, onde é desmodulado de forma inversa pelo sinal desmodulado do circuito 541 detector sincronizado para um sinal de portadora. O sinal de portadora é transmitido através de um circuito controlador de reprodução de portadora 544 para um comparador 593 de fase. Uma outra portadora produzida por um VCO 547 é retardada por um segundo circuito 594 de retardo para um sinal retardado que é também transmitido ao comparador 593 de fase. No comparador 594 de fase, o sinal de portadora desmodulado de forma inversa é comparado na fase com o sinal de retardo, produzindo assim um sinal de diferença de fase. O sinal de diferença de fase, enviado através de um filtro 55 de lacete 546 para o VCO 547, produz por sua vez uma onda de transporte de sinal em fase com a onda de transporte de sinal recebida. Da mesma forma que o circuito de produção de portadora tipo COSTAS, apresentado na Fig. 43, um circuito controlador do tempo de extracção 543 executa a amostragem dos pontos de sinal contidos nas áreas tracejadas da Fig. 39. Assim com isto, a onda de transporte de um sinal QAM 16 ou 64 pode ser reproduzida com o desmodulador PSK 4 do primeiro receptor 23. A reprodução de uma onda de transporte de sinal ou multiplicação de frequência 16 vezes será explicada. 0 transmissor 1, apresentado na Fig. 1, está preparado para modular e transmitir um sinal QAM 16 modificado com atribuição dos seus pontos de sinal à fase ηπ/8, como se mostra na Fig. 46. No primeiro receptor 23, apresentado na Fig. 19, a onda de transporte de sinal pode ser reproduzida com o seu circuito controlador de reprodução de portadora do tipo COSTAS contendo um circuito multiplicador 16 vezes 661, apresentado na Fig. 48. Os pontos de sinal de cada fase ηπ/8, apresentados na Fig. 46, são processados no primeiro quadrante b pela acção do circuito 661 multiplicador 16 vezes, pelo que a portadora será reproduzida pela combinação de um filtro de lacete 546 e de um VCO 541. Também, a fase absoluta pode ser determinada entre 16 fases diferentes pela atribuição de uma palavra única à região sincronizada. A disposição do circuito multiplicador 16 vezes será explicada com referência à Fig. 48. Um sinal soma e um sinal diferença são produzidos a partir do sinal desmodulado por meio de um circuito 662 adicionador e um circuito 663 diminuidor, respectivamente, e depois multiplicado um pelo o outro por um 56 multiplicador 664 para um sinal de cos 2Θ. Também, um sinal sen 2Θ é produzido por um multiplicador 665. Os dois sinais são depois multiplicados por um multiplicador 666 para um sinal sen 4Θ.

De forma idêntica é produzido um sinal sen 8Θ a partir dos dois sinais sen 2Θ e cos 2Θ por combinação de um circuito 667 adicionador, um circuito 668 diminuidor e um circuito 670 multiplicador. Além disso, um sinal 16Θ é produzido pela combinação de um circuito 671 adicionador, de um circuito 672 diminuidor e de um circuito 673 multiplicador. Assim, a multiplicação 16 vezes fica completa.

Por meio da anterior multiplicação 16 vezes, a onda de transporte de sinal de todos os pontos de sinal do sinal QAM 16 modificado, apresentado na Fig. 46, será reproduzida com sucesso sem a extracção de pontos de sinais particulares.

Contudo, a reprodução da onda de transporte de sinal do sinal QAM 64 modificado, mostrada na Fig. 47, pode envolver um aumento da taxa de erro, devido à deslocação de alguns pontos 471 de sinal das áreas sincronizadas. São conhecidas duas técnicas para compensação das consequências. Uma é a inibição da transmissão de pontos de sinal deslocados das áreas sincronizadas. Isto faz com que a quantidade total dos dados transmitidos seja reduzida, mas permite que a disposição seja facilitada. A outra é a existência de intervalos de tempo sincronizados, conforme vem descrito na Fig. 38. Particular, os pontos de sinal das áreas de fase sincronizada ηπ/8, ou seja, 471 e 471a, são transmitidos durante 57 o período dos intervalos de tempo sincronizados correspondentes do grupo de intervalos de tempo 451. Isto dispara uma acção de sincronização precisa durante o período, minimizando assim o erro de fase.

Como agora se percebe, a multiplicação 16 vezes permite ao receptor PSK 4 reproduzir a onda transportadora de um sinal QAM 16 ou 64 modificado. Também, a inserção dos intervalos de tempo sincronizado obriga a que a precisão fásica seja aumentada durante a reprodução de ondas transportadoras de um sinal QAM 64 modificado.

Como anteriormente descrito, o sistema de transmissão de sinal de acordo com a invenção é capaz de transmitir simultaneamente vários dados numa única onda transportadora de sinal na disposição de nível de sinal múltiplo.

Mais especificamente, são proporcionados três receptores de níveis diferentes que têm características discretas de sensibilidade de intercepção e capacidade de desmodulação de sinal respeitante a um só transmissor, pelo que qualquer um deles pode ser escolhido, conforme a dimensão desejada dos dados a serem desmodulados que é proporcional ao preço. Quando o primeiro receptor de baixa qualidade de resolução e de baixo preço é adquirido em conjunto com uma antena pequena, o seu utilizador pode interceptar e reproduzir a primeira corrente de dados de um sinal de transmissão. Quando o segundo receptor de qualidade de resolução média e de preço médio é adquirido em conjunto com uma antena média, o seu utilizador pode interceptar e reproduzir, tanto a primeira, como a segunda corrente de dados do sinal. Quando o terceiro receptor de qualidade de resolução alta e de preço elevado é adquirido com uma grande antena, o seu 58 utilizador pode interceptar e reproduzir todas as primeira, segunda e terceira corrente de dados do sinal.

Se o primeiro receptor é um receptor de difusão digital por satélite doméstico de baixo preço, será bem acolhido pela esmagadora maioria dos telespectadores. 0 segundo receptor acompanhado de uma antena média custa mais e será aceite não pelos espectadores comuns, mas por pessoas que querem apreciar serviços de HDTV. 0 terceiro receptor acompanhado de uma grande antena, pelo menos antes da saida do satélite ser aumentada, não é apropriado para utilizado doméstico e será possivelmente utilizado em indústrias importantes. Por exemplo, a terceira corrente de dados que transporta sinais de super HDTV é transmitida via satélite para cinemas com contrato que podem assim exibir gravações de video, em vez das tradicionais películas, e exercer a actividade de exibição cinematográfica a baixo custo.

Quando a invenção é aplicada a um serviço de transmissão de sinais de TV, três imagens de qualidade diferente são transportadas numa onda de canal de um sinal e terão compatibilidade umas com as outras. Ainda que a primeira forma de realização refira um sinal PSK 4, uma QAM 8 modificada, uma QAM 16 modificada e uma QAM 64 modificada, poderão também ser empregues com igual sucesso outros sinais, incluindo uma QAM 32, uma QAM 256, uma PSK 8, uma PSK 16 e uma PSK 32. Deverá ser entendido que a presente invenção não fica limitada a sistemas de transmissão por satélite e será aplicada a sistemas de comunicações terrestres ou a sistemas de transmissão por cabo.

Forma de realização 2 59 É aqui exposta uma segunda forma de realização da presente invenção, em que a disposição fisica de niveis múltiplos da primeira forma de realização é toda dividida em pequenos niveis, e. g., discriminação na capacidade de correcção de erros, formando assim uma construção lógica de niveis múltiplos. Na primeira forma de realização, cada canal de niveis múltiplos tem diferentes niveis de amplitude eléctrica de sinal ou de capacidade fisica de desmodulação. A segunda forma de realização oferece níveis diferentes na capacidade de reprodução lógica, por exemplo, a correcção de erros. Por exemplo, os dados Di no canal de níveis múltiplos é dividido em dois componentes Di_i e Di_2 e o componente Di_i aumenta mais na capacidade de correcção de erros do que D1-2 para discriminação. Consequentemente, como a detecção de erros e a capacidade de correcção são diferentes entre D1-1 e D1-2 quando da desmodulação, Di_i pode ser reproduzido com sucesso dentro de uma determinada taxa de erro, quando o nível C/N de um sinal de transmissão original é suficientemente baixo para impedir a reprodução de D1-2. Isto será implementado, utilizando a disposição lógica de níveis múltiplos.

Mais especificamente, a disposição lógica de níveis múltiplos consiste na divisão de dados de um canal modulado de níveis múltiplos e nas distâncias de discriminação entre códigos de correcção de erros pela mistura de códigos de correcção de erros com códigos de produtos para fazer variar a capacidade de correcção de erros. Daí poder ser transmitido um sinal de níveis múltiplos.

De facto, um canal Di é dividido em dois subcanais D1-1 e Di_2 e um canal D2 é dividido em dois subcanais D2_i e D2_2. 60

Isto será explicado mais pormenorizadamente com referência à Fig. 87, na qual Di_i é reproduzido a partir do sinal C/N mais baixo. Se a relação C/N tem o valor d mínimo, três componentes D1-2, D2-i e D2-2 não podem ser reproduzidos enquanto é reproduzido D1-1. Se C/N não é menor que c, D1-2 pode ser também reproduzido. Igualmente, quando C/N é b, D2-i é reproduzido e quando C/N é a, D2-2 é reproduzido. Quando a relação C/N aumenta, os niveis de sinal que podem ser reproduzidos são aumentados em número. Quanto mais baixo for C/N menos são os níveis de sinal que podem ser reproduzidos. Isto será explicado por meio da relação entre a distância de transmissão e o valor C/N reproduzível com referência à Fig. 86. Normalmente, o valor C/N de um sinal recebido é diminuído em proporção com a distância de transmissão, como está expresso pela linha 861 da Fig. 86.

Assume-se agora que a distância entre uma antena de transmissor e uma antena de receptor é La quando C/N = a, Lb quando C/N = b,

Lc quando C/N = c, Ld quando C/N = d e Le quando C/N = e. Se a distância da antena do transmissor for maior que Ld, Di_i pode ser reproduzido, como se mostra na Fig. 85, onde a área de recepção 862 é indicada a tracejado. Por outras palavras D1-1 pode ser reproduzido dentro de uma área mais alargada. De forma semelhante, Di_2 pode ser reproduzido numa área 863 quando a distância não é maior que Lc. Nesta área 863, que contém a área 862, D1-1 pode sem dúvida ser reproduzido. Numa pequena área 854, D2-i pode ser reproduzido e numa área mais pequena 865 pode ser reproduzido D2-2· Como se entende, os diferentes niveis de dados de um canal podem ser reproduzidos correspondendo a graus de declinação na relação C/N. A disposição lógica de niveis múltiplos do sistema de transmissão de sinal de acordo com a invenção pode proporcionar o mesmo efeito de um sistema de transmissão analógico tradicional, no qual a quantidade de dados 61 que podem ser recebidos diminui gradualmente à medida que a relação C/N se reduz. A construção da disposição lógica de nivel múltiplo será descrita e nela serão incluídos dois níveis físicos e dois níveis lógicos. A Fig. 87 é um diagrama de blocos de um transmissor 1, que é substancialmente idêntico na construção ao apresentado na Fig. 2 e previamente descrito na primeira forma de realização e não será de novo explicado em pormenor. A única diferença reside no facto dos codificadores de códigos de correcção de erros serem adicionados como abreviados aos codificadores ECC. 0 circuito 3 divisor tem quatro saídas 1-1, 1-2, 2-1 e 2-2, através das quais quatro sinais Di_i, Di_2, D2-i e D2-2, divididos do sinal de entrada, são fornecidos. Os dois sinais Di_i e Di_2 são introduzidos em dois codificadores 872a e 873a ECC, principal e sub, de um primeiro codificador ECC 871a, respectivamente, para conversão em formas de códigos de correcção de erros. 0 principal codificador 872a ECC tem uma capacidade mais elevada de correcção de erros que o sub codificador 873a ECC. Daí poder ser reproduzido Di_i numa relação de C/N inferior a Di_2, como se verifica no diagrama de nível CN da Fig. 85. Mais particularmente, o nível lógico de Di_i é menos afectado pela declinação de C/N do que o de Di_2. Após a codificação do código de correcção de erros, Di_i e Di_2 são adicionados por um totalizador 874a a um sinal Di, que é então transferido para o modulador 4. Os dois outros sinais D2-i e D2-2 do circuito 3 divisor são codificados na correcção de erros por dois, codificadores 872b e 873b ECC, principal e sub, de um segundo codificador 871b ECC, respectivamente, e depois adicionados por um totalizador 874b a um sinal D2, que é transmitido ao modulador 62 4. 0 principal codificador 872b tem uma maior capacidade de correcção de erros que o sub codificador 873b ECC. 0 modulador 4 produz por sua vez a partir dos dois sinais de entrada Di e D2 um sinal modulado de nivel múltiplo, que é em sequida transmitido pela unidade 5 transmissora. Como se percebe, o sinal de saida do transmissor 1 tem dois níveis físicos Di e D2 e também quatro níveis lóqicos Di_i, Di_2, D2_i e D2_2 com base em dois níveis físicos para proporcionar capacidades de correcção de erros diferentes. A recepção de um sinal de níveis múltiplos como este será explicada. A Fig. 88 é um diagrama de blocos de um segundo receptor 33, que é quase idêntico na sua construção ao apresentado na Fig. 21 e descrito na primeira forma de realização. 0 segundo receptor 33 preparado para interceptar sinais de níveis múltiplos do transmissor 1, apresentado na Fig. 87, compreende também um primeiro e um segundo descodificadores 876a e 876b, respectivamente, nos quais a desmodulação de QAM ou de qualquer dos ASK, PSK e FSK, se for desejado, é executada.

Como se mostra na Fig. 88, um sinal de receptor é desmodulado pelo desmodulador 35 em dois sinais Di e D2, que são então transmitidos para dois divisores 3a e 3b, respectivamente, onde são divididos em quatro níveis lógicos Di-i, Di_2, D2_i e D2_2.

Os quatro sinais são transferidos para um primeiro e segundo descodif icadores ECC 876a e 876b, nos quais Di-i é corrigido no que se refere a erros por um descodificador 877a ECC principal,

Di_2 por um sub descodif icador 878a ECC, D2_i por um descodif icador ECC principal 877b e D2-2 por um sub descodificador 878b ECC antes de serem todos enviados para o totalizador 37. No totalizador 37, os quatro sinais Di_i, Di_2, 63 D2-i e D2-2 com erros corrigidos são adicionados a um sinal, que é então transmitido da unidade 36 de saida.

Uma vez que Di_i e D2-i têm uma maior capacidade de correcção de erros do que Di_2 e D2-2, respectivamente, a taxa de erro mantém-se inferior a um determinado valor, ainda que C/N seja razoavelmente mais baixo, como se mostra na Fig. 85, e assim um sinal original será reproduzido com sucesso. A acção de discriminação da capacidade de correcção de erros entre os descodificadores 877a e 877b ECC principais e os sub descodificadores 878a e 878b ECC será a seguir descrita mais pormenorizadamente. É uma boa ideia haver uma diferença na capacidade de correcção de erros para utilizar no sub descodificador ECC, uma técnica de codificação comum, e. g., os métodos Reed-Solomon ou BCH, tendo uma distância entre códigos normal e no descodificador ECC principal outra técnica de codificação, na qual a distância entre códigos de correcção é aumentada, utilizando os códigos Reed-Solomon, os seus códigos de produto ou outros códigos de comprimento longo. Foi introduzida uma variedade de técnicas conhecidas para aumento da distância do código de correcção de erros, que não serão novamente explicadas. A invenção pode ser associada com qualquer técnica conhecida para se conseguir uma disposição de níveis múltiplos. A disposição lógica de níveis múltiplos será explicada em conjunto com o diagrama da Fig. 89, que mostra a relação entre C/N e a taxa de erro após a correcção de erros. Como se mostra, a linha recta 881 representa Di_i na relação entre C/N e a taxa de erro e a linha 882 representa Di_2 na mesma situação. 64

Como a relação C/N de um sinal de entrada diminui, a taxa de erro aumenta após a correcção de erros. Se C/N é inferior a um determinado valor, a taxa de erro excede um valor de referência de ordem Eth determinado pelas normas de concepção do sistema e não são reconstruídos normalmente dados originais. Quando a relação C/N é reduzida a menos que e, o sinal Di deixa de ser reproduzido, como está expresso pela linha 881 de Di_i da Fig. 89. Quando e < C/N < d, Di-i do sinal Di apresenta uma taxa de erro mais elevada que o valor de ordem Eth e não será reproduzido.

Quando C/N é d no ponto 885d, Di_i, que tem uma capacidade de correcção de erros mais elevada que D1-2, não apresenta uma maior taxa de erro que o de ordem Eth e pode ser reproduzido. Neste momento, a taxa de erro de D1-2 mantém-se mais elevada que a de ordem Eth após a correcção de erros e deixará de ser reproduzida.

Quando C/N é aumentada até c no ponto 885c, D1-2 não terá uma taxa de erro mais elevada que a de ordem Eth e pode ser reproduzido. Naquele momento, D2-1 e D2-2 mantêm-se no estado de não desmodulação. Após a relação C/N ser de novo aumentada para b', o sinal D2 fica pronto para ser desmodulado.

Quando C/N é aumentado para b no ponto 885b, D2-1 do sinal D2 não fica com uma taxa de erro mais elevada que a de ordem Eth e pode ser reproduzido. Naquele momento a taxa de erro de D2-2 mantém-se mais elevada que a de ordem Eth e não será reproduzido. Quando C/N é aumentada até a no ponto 885a, D2-2 fica mais elevado que a de ordem Eth e pode ser reproduzido. 65

Como acima descrito, os quatro niveis diferentes de lógica de sinal conseguidos de dois niveis fisicos, Di e D2, através de discriminação da capacidade de correcção de erros entre os niveis, podem ser transmitidos simultaneamente.

Utilizando a disposição lógica de niveis múltiplos da presente invenção, em conjunto com a construção de niveis múltiplos, na qual pelo menos uma parte do sinal original é reproduzida mesmo se os dados num nivel mais elevado se perdem, uma transmissão de sinal digital será executada com sucesso sem se perder o efeito vantajoso de uma transmissão de sinal analógica, na qual a transmissão de dados decresce gradualmente à medida que a relação C/N se torna mais baixa.

Devido a técnicas de compressão de dados de imagem actualizadas, podem ser transmitidos dados de imagem comprimidos na disposição lógica de niveis múltiplos para permitir que uma estação receptora reproduzir uma imagem de qualidade mais elevada que a de um sistema analógico, e também sem diminuir abruptamente, mas por etapas, o nivel de sinal para assegurar a intercepção de sinal numa área mais alargada. A invenção pode proporcionar um efeito extra da disposição de camadas múltiplas, que é dificilmente implementada por um sistema de transmissão de sinais digitais conhecido, sem deteriorar os dados de imagem de alta qualidade.

Forma de realização 3

Uma terceira forma de realização da invenção será descrita com referência aos desenhos relevantes. 66 A Fig. 29 é uma vista esquemática total, apresentando a terceira forma de realização de um sistema de difusão de TV digital. Um sinal 402 de video de entrada de imagem de TV de resolução super elevada é introduzido numa unidade 403 de entrada de um primeiro codificador 401 de video. Então, o sinal é dividido por um circuito 404 divisor em três, primeira, segunda e terceira, corrente de dados, que são transmitidas a um circuito 405 de compressão para compressão dos dados antes de nova transmissão.

Igualmente, outros três sinais 406, 407 e 408 de video de entrada são introduzidos, respectivamente, num segundo 409, num terceiro 410 e quarto 411 codificadores de video, que ficam todos dispostos de forma idêntica na construção do primeiro codificador 401 de video para compressão de dados.

As primeiras quatro correntes de dados dos seus respectivos codificadores 401, 409, 410 e 411 são transferidas para um primeiro multiplexador 413 de um multiplexador 412, onde são multiplexados em tempo pelo processo TDM num sinal múltiplo de uma primeira corrente de dados, que é introduzido no transmissor 1.

Uma parte ou todas as quatro segundas correntes de dados dos seus respectivos codificadores 401, 409, 410 e 411 são transferidas para um segundo multiplexador 414 do multiplexador 412, onde são multiplexadas em tempo para um sinal múltiplo de uma segunda corrente de dados, que é então introduzida no transmissor 1. Também, uma parte ou todas as quatro terceiras correntes de dados são transferidas para um multiplexador 415, onde são multiplexadas em tempo para um sinal múltiplo de uma 67 terceira corrente de dados, que é então introduzido no transmissor 1. 0 transmissor 1 executa a modulação dos sinais das três correntes de dados com o seu modulador 4, da mesma maneira que a descrita na primeira forma de realização. Os sinais modulados são enviados da unidade 5 de transmissão através de uma antena 6 e de uma ligação 7 ascendente para um transmissor-receptor 12 de um satélite 10 que, por sua vez, o transmite para três receptores diferentes que incluem um primeiro receptor 23. O sinal modulado transmitido por meio de uma ligação 21 descendente é interceptado por uma pequena antena 22 tendo um raio ri e introduzido numa primeira unidade de reprodução de corrente 232 de dados do primeiro receptor 23, onde apenas a sua primeira corrente de dados é desmodulada. A primeira corrente de dados desmodulada é então convertida por um primeiro descodificador 421 de vídeo num sinal 425 tradicional ou num sinal NTSC de imagem alargada ou num sinal 426 de saída de vídeo de imagem de baixa resolução.

Também, o sinal modulado transmitido por uma ligação 31 descendente é interceptado por uma antena 32 média tendo um raio r2 e introduzido numa primeira e numa segunda unidades de reprodução de correntes 232 e 233 de dados de um segundo receptor 33, onde são desmoduladas, respectivamente, as suas primeira e segunda corrente de dados. A primeira e a segunda corrente de dados desmoduladas são então adicionadas e convertidas por um segundo descodificador 422 de vídeo num sinal 427 HDTV ou de saída de vídeo de elevada resolução de imagem e/ou nos sinais de saída 425 e 426 de vídeo. 68

Também, o sinal modulado transmitido por meio de uma ligação descendente 41 é interceptado por uma antena 42 grande com um raio r3 e introduzido numa primeira, numa segunda e numa terceira unidades de reprodução de correntes 232, 233 e 234de dados, respectivamente, de um terceiro receptor 43, onde as suas primeira, segunda e terceira corrente de dados são, respectivamente, desmoduladas. A primeira, segunda e terceira corrente de dados desmoduladas são então adicionadas e convertidas por um terceiro descodificador 423 de vídeo a um sinal 428 de saída de vídeo ou super HDTV de uma super elevada resolução de imagem para utilização em teatro ou cinema por vídeo. Os sinais 425, 426 e 427 de vídeo de saída podem ser também reproduzidos, se tal for desejado. É transmitido um sinal de TV digital comum de um transmissor 51 digital convencional e, quando interceptado pelo primeiro receptor 23, será convertido num sinal 42 6 de vídeo de saída como sinal de TV NTSC de baixa resolução. 0 primeiro codificador 401 de vídeo será de seguida explicado mais pormenorizadamente com referência ao diagrama de blocos da Fig. 30. Um sinal de vídeo de entrada com super elevada resolução é introduzido através de uma unidade 403 de entrada no circuito 404 visor, no qual é dividido em quatro componentes pelo processo de codificação de sub-bandas. Mais particularmente, o sinal de vídeo de entrada é separado pela passagem por um filtro que passa baixo horizontal 451 e por um filtro 452 que passa alto horizontal de, e. g., o modo QMF para dois componentes horizontais de baixa e alta frequência, que são então sub-amostrados relativamente a metade das suas quantidades por dois equipamentos 453 e 454 de sub-amostragem, respectivamente. O componente horizontal inferior é filtrado por um filtro 455 que passa baixo vertical e por um filtro 456 que 69 um passa alto vertical num componente horizontal baixo, componente vertical baixo ou sinal HLVL e um componente horizontal inferior vertical elevado ou sinal HlVh, respectivamente. Os dois sinais referidos são então submetidos a sub-amostragem em metade por meio de dois dispositivos 457 e 458 de sub-amostragem, respectivamente, e transferidos para um circuito 405 de compressão. O componente horizontal elevado é filtrado por um filtro 459 que passa baixo vertical e por um filtro 460 que passa alto vertical para um componente horizontal elevado e vertical inferior ou sinal HhVl e um componente horizontal elevado e vertical elevado ou sinal HhVh, respectivamente. Os dois referidos sinais são então submetidos a sub-amostragem para metade por meio de dois dispositivos 461 e 462 de sub-amostragem, respectivamente, e transferidos para o circuito 405 de compressão. O sinal HlVl é, de um modo preferido, submetido a compressão DCT por meio de um primeiro compressor 471 do circuito 405 de compressão e introduzido numa primeira saida 472 como primeira corrente de dados.

Também o sinal HlVh é comprimido por um segundo compressor 473 e transmitido a uma segunda saida 464. O sinal HhVl é comprimido por um terceiro compressor 463 e transmitido para a segunda saida 464. O sinal HhVh é dividido por um divisor 465 em dois sinais de video de resolução elevada (HhVh1) e resolução super elevada (HhVh2) , que são então transferidos para uma segunda 464 e terceira 468 saidas, respectivamente. 70 0 primeiro descodificador 421 de video será agora explicado mais pormenorizadamente com referência à Fig. 31. A primeira corrente de dados ou sinal Di do primeiro receptor 23 é transmitido através de uma unidade de entrada 501 para um dispositivo 502 regularizador do primeiro descodificador 421 de vídeo, onde é regularizado. O sinal Di já regularizado é expandido por um expansor 503 para HLVL, que é então introduzido num circuito de alteração da razão de aspecto 504. Assim, o sinal atrás referido pode ser transmitido através de uma unidade 505 de saída como um sinal da norma 500, de formato caixa 507 de correio, ecrã 508 alargado ou formato de painel lateral NTSC 509. O formato de varrimento pode ser do tipo não entrelaçado ou entrelaçado e as linhas do seu modo NTSC podem ser 525 ou o dobro 1050 por traçado duplo. Quando o sinal recebido do transmissor 51 digital é um sinal de TV digital do modo PSK 4 pode também ser convertido por um primeiro receptor 23 e pelo primeiro descodificador 421 de vídeo numa imagem de TV. O segundo descodificador 422 de vídeo será explicado mais pormenorizadamente, com referência ao diagrama de blocos da Fig. 32. O sinal Di do segundo receptor 33 é introduzido através de uma primeira entrada 521 e um primeiro expansor 522 para a expansão de dados e depois transferido para um dispositivo 523 de sobre-amostragem, onde é submetido a amostragem por 2 x. O sinal já submetido a sobre-amostragem é filtrado por um filtro que passa baixo vertical 524 para HLVL. Também, o sinal D2 do segundo receptor 33 é introduzido através de uma segunda entrada 530 num divisor 531, onde é dividido em três componentes, que são então transferidos para um segundo, um terceiro e um quarto expansores 532, 533 e 534, respectivamente, para expansão de dados. Os três componentes expandidos são submetidos a amostragem em 2 x por três dispositivos 535, 536 e 537 de 71 sobre-amostragem e filtrados por um filtro que passa alto vertical 538, um filtro que passa baixo vertical 539 e um filtro 540 que passa alto, respectivamente. Então, o sinal HLVL do filtro que passa baixo vertical 524 e o sinal HlVh do filtro 538 que passa alto vertical são somados por um totalizador 525, submetidos a amostragem por um dispositivo 541 de sobre-amostragem e filtrados por um filtro 542 que passa baixo horizontal para um sinal de video horizontal de baixa frequência. HhVl do filtro 539 que passa baixo vertical e HhVh 1 do filtro 540 que passa alto vertical atrás referidos são somados por um totalizador 526, submetidos a amostragem por um dispositivo 544 de amostragem e filtrados por um filtro 545 que passa alto horizontal para um sinal de video horizontal de elevada frequência. Os dois sinais de video horizontais de elevada e baixa frequência, são então somados por um totalizador 543 a um sinal de video de elevada resolução HD, que é depois transmitido através de uma unidade 54 6 de saida como uma saida 547 de video de, e. g., formato HDTV. Se se desejar, uma saida de video NTSC tradicional pode ser reconstruída com igual sucesso. A Fig. 33 é um diagrama de blocos do terceiro descodif icador 423 de video, no qual os sinais Di e D2 são introduzidos através de uma primeira e de uma segunda entradas 521 e 530, respectivamente, num circuito 527 descodificador de banda de video de elevada frequência, onde são convertidos num sinal HD de forma igual à que foi acima descrita. O sinal D3 é introduzido através de uma terceira entrada 551 num circuito descodificador de banda de video de frequência super elevada 552, onde é expandido, regularizado e composto num sinal HhVh2 . O sinal HD do circuito 527 descodif icador de banda de video de elevada frequência e o sinal atrás referido do circuito 72 descodificador de banda de vídeo de frequência super elevada 552 são somados por meio de um totalizador 553 a um sinal de TV de resolução super elevada ou sinal S-HV, que é então transmitido através de uma unidade 554 de saída como uma saída de vídeo de super-resolução 555. A acção de multiplexagem no multiplexador 412, representada na Fig. 29, será explicada mais pormenorizadamente. A Fig. 34 apresenta uma atribuição de dados, na qual as três, primeira, segunda e terceira corrente de dados Di, D2 e D3 contêm num período de T seis dados Ll, L2, L3, L4, L5 e L6de canal NTSC, seis dados Ml, M2, M3, M4, M5 e M6 de canal HDTV e seis dados Hl, H2, H3, H4, H5 e H6 de canal S-HDTV, respectivamente. Em funcionamento, os dados Ll a L6 de sinal NTSC ou Di são multiplexados em tempo pelo processo TDM durante o período T. Mais particularmente, HLVL de Di é atribuído a um domínio 601 do primeiro canal. Uma diferença de dados Ml entre HDTV e NTSC ou uma soma de HlVh, HhVl e HhVh1 é também atribuída a um domínio 602 do primeiro canal. Também, uma diferença de dados Hl entre HDTV e super HDTV ou HhVh2 (ver Fig. 30) é atribuída a um domínio 603 do primeiro canal.

Será agora descrita a escolha do sinal de TV do primeiro canal. Quando interceptado pelo primeiro receptor 23 com uma pequena antena acoplada ao primeiro descodificador 421 de vídeo, o sinal do primeiro canal é convertido num sinal de TV normal ou de ecrã alargado NTSC, como se mostra na Fig. 31. Quando interceptado pelo segundo receptor 33 com uma antena média acoplada ao segundo descodificador 422 de video, o sinal é convertido pela soma de Ll da primeira corrente de dados Di atribuída ao domínio 601 e de Ml da segunda corrente de dados D2 73 atribuída ao domínio 602 num sinal HDTV do primeiro canal equivalente em programa ao sinal NTSC.

Quando interceptado pelo terceiro receptor 43 com uma antena grande acoplada ao terceiro descodificador 423 de vídeo, o sinal é convertido, somando LI de Di atribuído ao domínio 601, Ml de D2 atribuído ao domínio 602 e Hi de D3 atribuído ao domínio 603 a um sinal de super HDTV do primeiro canal equivalente em programa ao sinal NTSC. do mesmo modo os outros sinais de canal podem ser reproduzidos. A Fig. 35 mostra outra atribuição de dados LI de um primeiro sinal NTSC de canal que é atribuído a um primeiro domínio 601. O domínio 601 que fica localizado na extremidade frontal da primeira corrente de dados Di contém também na sua frente dados Sll, incluindo os dados regularizados e utilizados de desmodulação descritos na primeira forma de realização. Um primeiro sinal HDTV de canal é transmitido como LI e Ml. Ml, que é assim uma diferença de dados entre NTSC e HDTV, é atribuído a dois domínios 602 e 611 de D2. Se Li é um componente NTSC comprimido de 6 Mbps, Ml é duas vezes superior a 12 Mbps. Então, o total de LI e Ml pode ser desmodulado a 18 Mbps com o segundo receptor 33 e o segundo descodificador 423 de vídeo. De acordo com as técnicas de compressão de dados correntes, os sinais HDTV comprimidos podem ser reproduzidos a cerca de 15 Mbps. Isto permite a atribuição de dados apresentados na Fig. 35 para permitir a reprodução simultânea de um primeiro sinal de canal NTSC e HDTV. Contudo, esta atribuição não permite que seja transportado o segundo sinal HDTV de canal. S21 são dados regularizados num sinal HDTV. Um primeiro componente de sinal de canal super HDTV compreende Ll, Ml e Hl. A diferença de dados Hl

é atribuída a três domínios 603, 612 e 613 de D3. Se o sinal NTSC 74 é de 6 Mbps, o de HDTV é transportado a tanto como 36 Mbps. Quando a relação de compressão é aumentada, os dados de vídeo super HDTV de cerca de 2000 linhas de varrimento para reprodução de imagens de tamanho cinematográfico para utilização comercial podem ser transmitidos do mesmo modo. A Fig. 36 mostra uma outra atribuição de dados, na qual Hl de um sinal de super HDTV é atribuído seis vezes a domínios. Se um sinal comprimido NTSC tem 6 Mbps, esta atribuição pode ser até nove vezes superior a 54 Mbps de dados D3. Assim, podem ser transmitidos dados de super HDTV de qualidade de imagem mais elevada. A atribuição de dados anteriormente referida utiliza um dos dois planos de polarização horizontal e vertical de uma onda de transmissão. Quando são utilizados ambos os planos de polarização horizontal e vertical, a utilização de frequência será o dobro, como será explicado seguidamente. A Fig. 49 mostra uma atribuição de dados, em que DVi e DHi são, respectivamente, um sinal de polarização vertical e horizontal da primeira corrente de dados, DV2 e DH2 são, respectivamente, um sinal de polarização vertical e horizontal de uma segunda corrente de dados e DV3 e DH3 são, respectivamente, um sinal de polarização vertical e horizontal da terceira corrente de dados. O sinal DVi de polarização vertical da primeira corrente de dados transporta uma banda de baixa frequência ou dados de TV NTSC e o sinal DHi de polarização horizontal transporta uma banda de elevada frequência ou dados HDTV. Quando o primeiro receptor 23 está equipado com uma antena de polarização vertical, apenas pode reproduzir o sinal NTSC.

Quando o primeiro receptor 23 está equipado com uma antena para 75 ondas polarizadas horizontais e verticais, pode reproduzir um sinal de HDTV resultante da soma de Ll e Ml. Mais especificamente, o primeiro receptor 23 pode proporcionar a compatibilidade entre NTSC e HDTV com a utilização de uma antena de tipo especial. A Fig. 50 apresenta um método TDMA, no qual cada grupo 721 de dados é acompanhado na parte frontal de uma sincronização 731 de dados e de um cartão 741 de dados. Também, uma estrutura 720 de sincronização de dados é introduzida na frente da estrutura. Aos canais semelhantes, são atribuídos intervalos de tempo semelhantes. Por exemplo, um primeiro intervalo 750 de tempo transporta, simultaneamente, dados NTSC, HDTV e super HDTV do primeiro canal. Os seis intervalos 750, 750a, 750b, 750c, 750d e 750e de tempo estão dispostos sem dependência uns dos outros. Assim, cada estação pode oferecer serviços NTSC, HDTV e/ou super HDTV, independentemente das outras estações, através da escolha de um determinado canal de intervalos de tempo. Também, o primeiro receptor 23 pode reproduzir um sinal NTSC, quando equipado com uma antena de polarização horizontal, e ambos os sinais NTSC e HDTV, quando equipado com uma antena de polarização compatível. A este respeito, o segundo receptor 33 pode reproduzir um sinal de super HDTV com baixa resolução, enquanto que o terceiro receptor 43 pode reproduzir um sinal de super HDTV de forma completa. De acordo com a terceira forma de realização, pode ser construído um sistema de transmissão de sinal compatível. Entende-se que a atribuição de dados não fica limitada ao modo de grupos TDMA, apresentado na Fig. 50, e outro método, por exemplo o de multiplexagem por divisão de tempo de sinais contínuos, como o apresentado na Fig. 49, poderá ser empregue com igual sucesso. Também uma atribuição de dados, 76 apresentada na Fig. 51, permite que um sinal HDTV possa ser reproduzido com alta resolução.

Como acima esclarecido, o sistema de transmissão de sinal de TV digital compatível da terceira forma de realização pode oferecer simultaneamente três serviços de difusão, super HDTV, HDTV e NTSC convencional. Além disso, um sinal de video interceptado por uma estação comercial ou cinema pode ser electronizado. A QAM modificada das formas de realização é agora designado como SRQAM e a sua taxa de erro será examinada.

Em primeiro lugar, será calculada a taxa de erro de SRQAM 16. A Fig. 99 mostra um diagrama de vectores de pontos de sinal SRQAM 16. Como é evidente no primeiro quadrante, os pontos de sinal 16 da norma QAM 16, incluindo 83a, 83b, 84a e 84b estão colocados com intervalos regulares de 2δ. O ponto 83a de sinal está a uma distância δ, tanto do eixo dos I como do eixo dos Q do sistema de coordenadas. Assume-se agora que n é o valor do desvio do SRQAM 16. Em SRQAM 16 o ponto 83a de sinal de QAM 16 é desviado para um ponto 83 de sinal, em que a distância a cada eixo é ηδ. 0 valor de desvio n é expresso da seguinte maneira: 0<n<3

Os outros pontos 84a e 86a de sinal são também desviados, respectivamente, para dois pontos 84 e 86. 77

Se a taxa de erro da primeira corrente de dados é Pei, é obtida a partir da expressão:

Pel-16 = —(erfc 4 + erfc \ ( 3δ 'ν>/2σ y = — erfc

Também a taxa de erro Ρβ2 da segunda corrente de dados é obtida a partir de: (3 - η λ -ò V2Ô

Pe2-16 = —erfc 2 = — erfc 4 3 - n -4

Vp 2-,9 + n A taxa de erro de SRQAM 36 ou 32 será calculada. A Fig. 100 é um diagrama de vectores de um sinal SRQAM 36, no qual a distância entre quaisquer dois pontos de sinal QAM 36 é 25. O ponto 83a de sinal de QAM 36 está afastado a uma distância δ de cada eixo de coordenadas. Assume-se agora que n é um valor de desvio de SRQAM 16. Em SRQAM 36, o ponto de sinal 83a é desviado para um ponto de sinal 83, em que a distância a cada eixo é ηδ. De forma semelhante, os nove pontos de sinal QAM 36 do primeiro quadrante são desviados para os pontos 83, 84, 85, 86, 97, 98, 99, 100 e 101, respectivamente. Se o grupo de 78 pontos de sinal 90, que é constituído por nove pontos de sinal, é olhado como um ponto de sinal único, a taxa de erro Pel na reprodução de apenas a primeira corrente de dados Dl por meio de um receptor PSK 4 modificado e a taxa de erro Pe2 na reprodução da segunda corrente de dados D2 após a discriminação de nove pontos de sinal do grupo 90 uns dos outros, são obtidas, respectivamente, a partir das expressões:

Pel-32 = — erfc 6 n5 ' vV2t, erfc )0 n — x = 5 yjn2 + 2n + 25

Pe2-32 = — erfc 3 5 - η δ Λ 4 - yÍ2 p = — erfc 3 x 5 — n \ 40 Jrf + 2n + 25 A Fig. 101 mostra a relação entre a taxa de erro Pe e a relação C/N de transmissão, na qual a curva 900 representa um sinal QAM 32 convencional ou não modificado. A linha 905 recta representa um sinal tendo uma taxa de erro de 10~1,5. A curva 901a representa um sinal SRQAM 32 de nível Dl de acordo com a invenção a uma taxa de desvio n de 1,5. Como se mostra, a relação C/N do sinal SRQAM 32 é inferior em 5 dB na taxa de erro 10-1'5 à do sinal QAM 32 convencional. Isto significa que a invenção permite que um sinal Dl seja reproduzido a uma determinada taxa de erro, quando a relação C/N é relativamente baixa. 79 A curva 902a representa um nível de sinal SRQAM D2 com n=l,5, que pode ser reproduzido com uma taxa de erro de IO’1'5 apenas quando a sua relação C/N é 2,5 dB mais elevada que a do QAM 32 convencional da curva 900 . Também, as curvas 901b e 902b representam sinais SRQAM Di e D2 com n=2,0, respectivamente. As curvas 902c representam um sinal SRQAM D2 com n=2,5. Verifica-se que a relação C/N do sinal SRQAM à taxa de erro de IO’1'5 é 5 dB, 8 dB e lOdB mais alta com n=l,5, 2,0 e 2,5, respectivamente, no nível Di e 2,5 dB mais baixa no nível D2 do que a de um sinal QAM 32 comum. È apresentada na Fig. 103 a relação C/N da primeira e da segunda corrente de dados Di, D2 e um sinal SRQAM 32 que é necessária para manter uma taxa de erro constante contra a variação do desvio n. Como verificado quando o desvio n é superior a 0,8, desenvolve-se uma clara diferença entre as duas relações C/N dos seus respectivos níveis Di e D2, pelo que o sinal de níveis múltiplos, nomeadamente a transmissão de primeiros e segundos dados pode ser implementada com sucesso. Em resumo n > 0,85 é essencial para a transmissão de dados de níveis múltiplos do sinal SRQAM da invenção.

A Fig. 102 mostra a relação entre o valor C/N e a taxa de erro de sinais SRQAM 16. A curva 900 representa um sinal QAM 16 comum. As curvas 901a, 901b e 901c representam os sinais SRQAM 16 de nível Di ou da primeira corrente de dados com n=l,2, 1,5 e 1.8, respectivamente. As curvas 902a, 902b e 902c são sinais SRQAM 16 de nível D2 ou segunda corrente de dados com n=l,2, 1,5, 1.8, respectivamente. A relação C/N da primeira e da segunda corrente de dados Di e D2 de um sinal SRQAM 16 é apresentada na Fig. 104 e é necessária 80 para manter uma taxa de erro constante contra a variação do desvio n. Como se vê, quando o desvio n é superior a 0,9 (n > 0,9), a transmissão de dados de niveis múltiplos do sinal SRQAM 16 pode ser executada.

Um exemplo de propagação de sinais SRQAM de acordo com a invenção será agora descrito para utilização no serviço de transmissão terrestre de TV digital. A Fig. 105 mostra a relação entre o nivel de sinal e a distância entre uma antena transmissora e uma antena receptora no serviço de difusão terrestre. A curva 911 representa um sinal transmitido de uma antena de transmissão com a altura de 1250 pés. Assume-se que a taxa de erro essencial para reprodução de um sinal de TV digital aplicável é 10”1'5. A área tracejada 912 representa uma interrupção de ruido. O ponto 910 representa um limite de recepção de sinal de um sinal QAM 32 convencional com C/N = 15dB, em que a distância L é 60 milhas e um sinal de HDTV pode ser no minimo interceptado. A relação C/N varia 5 dB nas piores condições de recepção, por exemplo no caso de mau tempo. Se uma alteração nas condições pertinentes, e. g., o tempo, atenua a relação C/N, a intercepção de um sinal HDTV dificilmente será assegurada. Também, as condições geográficas afectam largamente a propagação dos sinais e uma diminuição de pelo menos cerca de 10 dB será inevitável. Por isso, a intercepção de sinal com sucesso dentro das 60 milhas nunca será garantida, e acima de tudo um sinal digital será mais dificilmente propagado que um sinal analógico. Deverá compreender-se que a área de serviço de um serviço de transmissão de TV digital convencional é menos fiável. 81

No caso do sinal SRQAM 32 da presente invenção, o sistema de transmissão de sinal de três niveis é constituído tal como é apresentado nas figs. 133 e 137. Isto permite que um sinal de baixa resolução NTSC do nível NPEG possa ser transportado numa corrente de dados tipo 1-1 Di_i, que dados de TV de média resolução de, e. g., um sistema NTSC sejam transportados na corrente de dados 1-2 Di_2 e que um componente de elevada frequência de dados HDTV seja transportado numa segunda corrente de dados D2. Assim, a área de serviço da corrente de dados 1-2 do sinal SRQAM é aumentada para um ponto 910a a 70 milhas, enquanto que o da segunda corrente de dados se mantém num ponto 910b a 55 milhas, como se mostra na Fig. 105. A Fig. 106 apresenta o resultado de uma simulação em computador da área de serviço do sinal SRQAM 32 da invenção, que é semelhante à Fig. 53, mas dá a explicação com maior detalhe. Como se mostra, as regiões 708, 703c, 703a, 703b e 712 representam, respectivamente, uma área de recepção de sinais QAM 32 convencionais, uma área de recepção de dados de nível 1-1 Di_i, uma área de recepção de dados de nível 1-2 Di_2, uma área de recepção de um segundo nível de dados D2 e uma área de serviço de uma estação de TV analógica próxima. Os dados de sinal QAM 32 convencional utilizados neste desenho são baseados num descrito de forma convencional.

Para um sinal QAM 32 comum, pode ser estabelecida teoricamente a área de serviço com um raio de 60 milhas. O nível de sinal será, contudo, atenuado por condições geográficas ou climatéricas e, particularmente, consideravelmente diminuído perto do limite da área de serviço.

Se o componente de baixa frequência da banda de TV do grau MPEG1 é transportado nos dados de nível 1-1 Di_i e o componente de frequência média da banda de TV do grau NTSC nos dados de 82 nível 1-2 D1-2, e o componente da banda de TV de elevada frequência HDTV dos dados do segundo nível D2 a área de serviço do sinal SRQAM 32, de acordo com a invenção, é aumentada em 10 milhas no seu raio para recepção de um sinal EDTV com um grau de resolução média de 18 milhas para recepção de um sinal de LDTV de grau de baixa resolução embora diminuído de 5 milhas para recepção de um sinal de HDTV de um grau de elevada resolução, como se mostra na Fig. 106. A Fig. 107 apresenta uma área de serviço no caso de um factor de desvio n ou s = l,8. A Fig. 135 mostra a área de serviço da Fig. 107 no que se refere ao valor da área.

Mais particularmente, o componente de média resolução de um sinal de difusão de TV digital do modo SRQAM de acordo com a invenção pode ser interceptado com sucesso numa zona de serviço desfavorável ou área de sombra, onde um sinal de banda de TV de média frequência convencional se propaga dificilmente e se atenua devido a obstáculos. Dentro de, pelo menos, uma pré-determinada área de serviço, o sinal de TV NTSC do modo SRQAM pode ser interceptado por qualquer receptor de TV tradicional. Como a área de sombra ou de atenuação de sinal, desenvolvida pelas estruturas dos edifícios e por outros obstáculos ou por interferência de um sinal de TV analógico próximo ou produzido em terreno baixo, diminui para um mínimo, os espectadores ou subscritores de TV aumentarão em número.

Também, o serviço HDTV pode ser utilizado por apenas alguns espectadores que consigam ter um conjunto de aparelho receptor de HDTV de elevado custo e ecrã de acordo com o sistema convencional. O sistema da presente invenção permite a um receptor NTSC PAL ou SECAM tradicional interceptar um componente de média resolução do sinal de HDTV digital com a utilização de 83 um sintonizador digital adicional. Uma maioria de espectadores de TV pode, portanto, utilizar o serviço com menos custos e aumentará em número. Isto poderá encorajar a Indústria de Televisão e criar um beneficio social extra.

Além disso, a área de recepção do sinal de média resolução ou de TV NTSC de acordo com a invenção, é aumentada em cerca de 36% com n=2,5, quando comparada com os sistemas convencionais. Como a área de serviço, também o número de espectadores de TV aumenta, e a indústria de televisão obtém um aumento de proveitos. Isto reduz o risco no desenvolvimento de uma indústria de TV digital nova, a qual será assim encorajada a ser posta em prática. A Fig. 107 mostra a área de serviço de um sinal SRQAM 32, de acordo com a invenção, na qual o mesmo efeito será assegurado com n=l,8. Duas áreas de serviço 703a, 703b dos sinais Di e D2, respectivamente, podem ser determinadas em prolongamento da óptima propagação de sinal, variando o desvio n e considerando um perfil de uma distribuição de receptores HDTV e NTSC ou caracteristicas geográficas. Assim, os espectadores ficarão satisfeitos com o serviço e a estação difusora obterá o máximo de espectadores.

Esta vantagem é obtida quando: n > 1,0.

Por isso, se o sinal SRQAM 32 é escolhido, o desvio n é determinado por: 84 1 < η < 5.

Também, se for empregue o sinal SRQAM 16, n é determinado por: 1 < n < 3.

No serviço de difusão terrestre de sinal do modo SRQAM, no qual são criados o primeiro e o segundo níveis de dados pelo desvio dos pontos de sinal correspondentes, como se mostra nas figs 99 e 100, a vantagem da presente invenção será quando o desvio n num sinal SRQAM 16, 32 ou 64 é superior a 1,0.

Nas formas de realização atrás descritas, os componentes da banda de baixa e alta frequência de um sinal de vídeo são transmitidos ao mesmo tempo que as primeira e segunda corrente de dados. Contudo, o sinal transmitido pode ser um sinal de áudio. Neste caso, os componentes de baixa frequência ou de baixa resolução de um sinal de áudio podem ser transmitidos como primeira corrente de dados e os componentes de elevada frequência ou de elevada resolução do sinal de áudio podem ser transmitidos como a segunda corrente de dados. Assim, é possível receber a porção C/N elevada com uma elevada qualidade de som e a porção C/N baixa com uma qualidade de som baixa. Isto pode ser utilizado em difusão PCM, rádio, telefone portátil e semelhantes. Neste caso, a área de difusão ou a distância de comunicação podem ser expandidas quando comparadas com os sistemas convencionais.

Além disso, a terceira forma de realização pode incluir um sistema de multiplexagem por divisão de tempo (TDM), como se 85 mostra na Fig. 133. A utilização de TDM torna possível aumentar o número de subcanais. Um codificador 743a ECC e um codificador 743b ECC, instalados em dois subcanais, diferenciam os ganhos de código ECC, de forma a estabelecer uma diferença entre patamares destes dois subcanais. Pelo que um aumento do número de canais de transmissão de sinais de níveis múltiplos pode ser concretizado. Neste caso, é também possível proporcionar dois codificadores 743a e 743b Trellis, como se mostra na Fig. 137, e diferenciar os seus ganhos de código. A explanação deste diagrama de blocos é substancialmente idêntica à do último bloco de diagramas da Fig. 131, que mostra a sexta forma de realização da invenção e, portanto, não será de novo descrito.

Numa simulação da Fig. 106, é considerada uma diferença de 5 dB de um ganho de código entre o subcanal 1-1 Di-i e o subcanal 1-2 Di_2. É um SRQAM o sistema que aplica um C-CDM (Constelação-Código de Divisão Multiplex) da presente invenção a uma QAM rectângulo. Um C-CDM, que é um método de multiplexagem independente de TDM ou FDM, pode obter subcanais pela divisão de um código-constelação correspondente a um código. Um aumento do número de códigos conduzirá a uma expansão da capacidade de transmissão, que não é atingida só com TDM ou FDM, embora mantendo uma quase perfeita compatibilidade com aparelhos de comunicação convencionais. Assim, C-CDM pode trazer excelentes efeitos.

Ainda que a forma de realização anterior combine o C-CDM e o TDM, é também possível combinar o C-CDM com o FDM (Multiplex por Divisão de Frequências) para obter um efeito de modulação semelhante dos valores patamar. Tal sistema pode ser utilizado 86 para difusão de TV, e a Fig. 108 mostra uma distribuição de frequência de um sinal de TV. Um espectro 725 representa uma distribuição de frequências de um sinal de difusão, e. g., NTSC, analógico convencional. O sinal mais extenso é uma portadora 722 de video. Uma portadora 723 de cor e uma portadora 724 de som não são tão extensas. Conhece-se um método para utilização de um FDM para dividir um sinal de difusão digital em duas frequências. Neste caso, é dividida uma portadora numa primeira 726 e numa segunda 727 para transmitir, respectivamente, um primeiro sinal 720 e um segundo sinal 721. Pode ser diminuída uma interferência, colocando as primeira e segunda portadoras 726 e 727 suficientemente afastadas da portadora 722 de video. O primeiro sinal 720 serve para transmitir um sinal de TV de baixa resolução a um nivel de saida grande, enquanto que o segundo sinal 721 serve para transmitir um sinal de TV de elevada resolução a um nivel de saida pequeno. Consequentemente, a transmissão de sinal de niveis múltiplos que faz utiliza um FDM pode ser concretizado sem ser prejudicado por obstrução. A Fig. 134 mostra um exemplo de um método convencional, que utiliza um sistema QAM 32. Como o subcanal A tem uma saida maior que o subcanal B, um valor patamar para o subcanal A, i. e., um patamar 1, pode ser fixado em menos 4~5 dB que o valor patamar do subcanal B, i. e., um patamar 2. Assim, uma difusão a dois niveis com uma diferença de patamar de 4~5 dB pode ser realizada. Neste caso, contudo, ocorrerá uma grande redução da quantidade de sinal de recepção, se o nivel de sinal de recepção diminuir abaixo do patamar 2. Em virtude do segundo sinal 721a, que tem uma grande quantidade de informação e é tracejado no desenho, não pode ser recebido num caso como este, e apenas o primeiro sinal 720a com uma pequena quantidade de informação é 87 recebido. Consequentemente, a qualidade da imagem transportada pelo segundo nivel será muito pior.

Contudo, a presente invenção resolve este problema. De acordo com a invenção, o primeiro sinal 720 é dado pelo modo SRQAM 32, que é obtido através de uma modulação C-CDM, de forma que o subcanal A é dividido em dois subcanais, 1 de A e 2 de A. O subcanal 1 de A adicionado de novo, que tem um valor patamar mais baixo, transporta um componente de baixa resolução. O segundo sinal 721 é também obtido pelo modo SRQAM 32, e um valor patamar para o subcanal 1 de B é equivalente com o patamar 2.

Com esta disposição, a região em que o sinal transmitido não é recebido quando o nível de sinal baixa para valor inferior ao patamar 2, é reduzida a uma porção tracejada do segundo sinal 721a da Fig. 108. Quando o subcanal 1 de B e o subcanal A são ambos recebidos, o valor da transmissão no seu total não é muito reduzido. Assim, uma imagem de melhor qualidade é reproduzida, mesmo no caso do segundo nivel do nível de sinal do patamar 2.

Transmitindo um componente de resolução normal num subcanal, torna-se possível aumentar o número de níveis múltiplos e expandir uma área de serviço de baixa resolução. Este subcanal de baixo patamar é utilizado para a transmissão de informação importante, tal como informação de som, informação de sincronização e cabeçalhos dos respectivos dados, em virtude desta informação, transportada neste subcanal de patamar baixo, poder ser recebida com segurança. Assim, é possível uma recepção estável. Se é adicionado de novo um subcanal ao segundo sinal 721 do mesmo modo, o número de níveis de uma transmissão de níveis múltiplos pode ser aumentada na área de serviço. No caso em que um sinal de HDTV tem 1050 linhas de varrimento, pode ser obtida uma nova área de serviço equivalente a 775 linhas além das 525 linhas.

Assim, a combinação de FDM com C-CDM concretiza um aumento da área de serviço. Ainda que a forma de realização atrás referida divida um subcanal em dois, não é necessário dizer que também será possivel dividi-lo em três ou mais. A seguir, será explicado um método para evitar a obstrução pela combinação de TDM com C-CDM. Como se mostra na Fig. 109, um sinal de TV analógico inclui uma porção 732 de linha horizontal de rastreio e uma porção 731 de sinal de video. Este método utiliza um nivel de sinal baixo da porção 732 da linha de rastreio horizontal e de não visualização de obstrução num plano de imagem durante este período. Sincronizando um sinal de TV digital com um sinal de TV analógico, os intervalos 733, 733a de sincronização da linha de rastreio horizontal da porção 732 da linha de rastreio horizontal podem ser utilizados para transmissão de um sinal importante, e. g., uma sincronização, sinal ou numerosos dados num nível de saída elevado. Assim, torna-se possível aumentar a quantidade de dados ou o nível de saída sem aumentar a obstrução. Efeito semelhante será esperado, mesmo se os intervalos 737 e 737a sincronizados da linha de rastreio vertical forem obtidos sincronizadamente com as porções 735, 735a da linha de rastreio vertical. A Fig. 110 apresenta um princípio de C-CDM. Além disso, a Fig. 111 mostra uma atribuição de código de C-CDM equivalente a um sinal QAM 16 expandido. A Fig. 112 mostra uma atribuição de código do equivalente C-CDM a um sinal QAM 36 expandido. Como mostram as figs 110 e 111, um sinal QAM 256 é dividido em quatro níveis 740a, 740b, 740c e 740d, que têm, respectivamente, 89 segmentos 4, 16, 64 e 256. Uma palavra 742d de código de sinal de QAM 256 no quarto nivel 740d é «11111111» de 8 bits. Este é dividido em quatro palavras 741a, 741b, 741c e 741d de código de 2-bits ---- i. e., «11», «11», «11», «11», que são então localizados nas regiões 742a, 742b, 742c e 742d de ponto de sinal do primeiro, segundo, terceiro e quarto niveis 740a, 740b, 740c e 740d, respectivamente. Como resultado, são criados os subcanais 1, 2, 3 e 4 de dois-bits. Isto é designado como C-CDM (Multiplexagem por Divisão de Código-Constelação). A Fig. 111 mostra uma atribuição de código pormenorizada de C-CDM equivalente a QAM 16 expandido, e a Fig. 112 mostra uma atribuição de código pormenorizada de C-CDM equivalente a QAM 36 expandido. Como C-CDM é um sistema de multiplexagem independente, pode ser combinado com o FDM (Multiplex de Divisão de Frequência) ou TDM (Multiplexagem de Divisão de Tempo) convencionais para aumentar o número de subcanais. Desta maneira, o sistema C-CDM atrás referido concretiza um novo sistema de multiplex. Ainda que C-CDM seja explicado utilizando uma QAM rectângulo, outro sistema de modulação com pontos de sinal, por exemplo QAM, PSK, ASK e mesmo FSK, se as regiões de frequência forem vistas como pontos de sinal, pode também ser utilizado da mesma maneira para esta multiplexagem.

Forma de Realização 4

Uma quarta forma de realização da presente invenção será descrita a seguir com referência aos desenhos relevantes. A Fig. 37 representa toda a disposição de um sistema de transmissão de sinal da quarta forma de realização, que está e semelhante, tanto em preparada para serviço terrestre, 90 construção como em acção, à terceira forma de realização, apresentada na Fig. 29. A diferença está no facto da antena do transmissor 6 ser substituída por uma antena terrestre 6a e as antenas 22, 23 e 24 dos receptores serem substituídas também por três antenas 22a, 23a e 24a terrestres. 0 funcionamento deste sistema é idêntico ao da terceira forma de realização e não será de novo explicado. O serviço de difusão terrestre, ao contrário do serviço por satélite, depende muito da distância entre a antena 6a do transmissor e as antenas 22a, 32a e 42a dos receptores. Se um receptor está localizado longe do transmissor, o nível do sinal recebido é baixo. Particularmente, um sinal QAM de níveis múltiplos comum dificilmente pode ser desmodulado pelo receptor, não produzindo assim programas de TV. 0 sistema de transmissão de sinal, de acordo com a invenção, permite ao primeiro receptor 23 equipado com a antena 22a, que está localizada a uma grande distância, como se mostra na Fig. 37, interceptar um sinal QAM 16 ou 64 modificado e desmodular no modo PSK 4 a primeira corrente de dados ou componente Di do sinal recebido, de maneira a formar um sinal de vídeo NTSC e para que uma imagem de TV de média resolução possa ser visionada, mesmo se o nível do sinal recebido é relativamente baixo.

Também, o segundo receptor 33 com a antena 32a é localizado a uma distância média da antena 6a e pode assim interceptar e desmodular tanto a primeira como a segunda corrente de dados ou componentes Di e D2 do sinal QAM 16 ou 64 modificados para um sinal de vídeo HDTV, que por sua vez produz uma imagem de programa HDTV. 91 0 terceiro receptor 43 com a antena 42a é localizado a uma distância próxima e pode interceptar e desmodular a primeira, a segunda e a terceira corrente de dados ou componentes Di, D2 e D3 do sinal QAM 16 ou 64 modificados para um sinal de video de super HDTV, que por sua vez produz uma imagem de super HDTV com a qualidade de imagem de cinema comum. A atribuição de frequência é determinada da mesma forma que a de multiplexagem por divisão de tempo, apresentada nas Figs. 34, 35 e 36. Como na Fig. 34, quando as frequências são atribuídas do primeiro ao sexto canais, o componente LI de Di transporta dados NTSC do primeiro canal, o componente Ml de D2 transporta uma diferença de dados HDTV do primeiro canal e o componente Hl de D3 transporta uma diferença de dados super HDTV do primeiro canal. Assim, os dados NTSC, HDTV e super HDTV podem ser todos transportados no mesmo canal. Se D2 e D3 dos outros canais são utilizados, como se mostra nas Figs. 35 e 36, mais dados de HDTV e super HDTV, respectivamente, podem ser transmitidos para um visionamento de resolução mais elevada.

Como se compreende, o sistema permite que três sinais de TV digital diferentes, mas compatíveis, sejam transportados num único canal ou a utilização das regiões D2 e D3 de outros canais. Também os dados de imagem de TV de média resolução podem ser interceptados numa área de serviço mais alargada de acordo com a presente invenção.

Foi proposta uma certa variedade de sistemas de difusão de TV digital terrestre empregando um sinal HDTV QAM 16 de 6 Mhz de largura de banda. Estes não são, contudo, compatíveis com o sistema NTSC existente e assim têm de ser associados com uma

técnica de simulação de planos para transmissão de sinais NTSC 92 do mesmo programa noutro canal. Também, este sinal QAM 16 comum limita uma área de serviço. 0 sistema de serviço terrestre, de acordo com a invenção, permite a um receptor localizado a uma distância relativamente grande interceptar com sucesso um sinal de TV de média resolução sem a utilização de um dispositivo adicional nem o de um canal extra. A Fig. 52 mostra uma região de interferência da área 702 de serviço de uma estação 701 de difusão de HDTV digital terrestre convencional. Como se mostra, a área de serviço 702 da estação 701 de HDTV convencional é interceptada pela área 712 de serviço de uma estação 711 de TV analógica vizinha. Na região 713 de intercepção, um sinal de HDTV é atenuado pela interferência de sinal devida à estação 711 de TV analógica e será assim interceptado com menos consistência. A Fig. 53 mostra uma zona de interferência associada ao sistema de transmissão de sinal de nivel múltiplo de acordo com a invenção. O sistema consome pouca energia quando comparado com um sistema convencional e a sua área 703 de serviço para propagação de sinal HDTV é mais pequena de que a área 7 02 do sistema convencional. Pelo contrário, a área 704 de serviço para propagação de NTSC digital ou sinal de TV de média resolução é maior de que a área 702 convencional. O nivel da interferência de sinal de uma estação 701 de TV digital do sistema 711 da estação de TV analógica vizinha é equivalente ao de uma estação de TV digital convencional, como se mostra na Fig. 52.

Na área de serviço da estação 701 de TV digital há três regiões de interferência desenvolvidas pela interferência do sinal da estação 711 de TV analógica. Tanto os sinais de HDTV como de NTSC dificilmente podem ser interceptados na primeira 93 região 705. Ainda que com alguma interferência, um sinal NTSC pode ser interceptado a um nivel idêntico na segunda região 706 assinalada por um tracejado inclinado para a esquerda. O sinal NTSC é transportado na primeira corrente de dados que pode ser reproduzido com uma relação C/N relativamente baixa e será assim minimamente afectada quando a relação C/N diminui por acção da interferência de sinal da estação 711 de TV analógica.

Na terceira região 707, assinalada pelo tracejado inclinado para a direita, um sinal HDTV pode também ser interceptado quando a interferência de sinal está ausente, enquanto que o sinal NTSC pode constantemente ser interceptado a nivel baixo.

Assim, toda a área do sistema de recepção de sinal será aumentada, embora a área de serviço dos sinais de HDTV se torne um pouco menor que a do sistema convencional. Também, nas zonas de atenuação de sinal produzidas por interferência de uma estação de TV analógica vizinha, os sinais de nivel NTSC de um programa de HDTV podem com sucesso ser interceptados quando comparados com o sistema convencional, onde o programa HDTV não é visionado na mesma área. O sistema, da presente invenção, reduz em muito o tamanho da área de atenuação de sinal e quando aumenta a energia da transmissão de sinal num transmissor ou numa estação transmissor-receptor pode prolongar a área de serviço do sinal HDTV para um tamanho igual à do sistema convencional. Também, os sinais de nivel NTSC de um programa de TV podem ser interceptados mais ou menos a uma área a longa distância, onde não existe serviço produzido pelo sistema convencional, ou a uma área de interferência do sinal provocada por uma estação de TV analógica adjacente. 94

Ainda que a forma de realização empregue um método de transmissão de sinal a dois níveis, um método a três níveis idêntico ao apresentado na Fig. 78 poderá ser utilizado com igual sucesso. Se um sinal HDTV é dividido em três niveis de imagem HDTV, NTC e NTSC de baixa resolução, a área de serviço da Fig. 53 será aumentada de dois para três niveis, onde a propagação de sinal é prolongada radialmente e para fora. Também, os sinais de NTSC de baixa resolução podem ser recebidos com um nivel aceitável na primeira região de interferência de sinal 705, onde os sinais NTSC dificilmente são interceptados no sistema de dois niveis. Como se percebe, a interferência de sinal de uma estação de TV digital sobre uma estação de TV analógica também é de considerar. A descrição continuará agora, desde que nenhuma estação de TV digital possa causar uma interferência de sinal a qualquer estação de TV analógica vizinha. De acordo com um sistema recente que está a ser considerado nos EUA, não são utilizados canais fora de utilização dos canais de serviço existente de HDTV e, assim, os sinais digitais não devem interferir com sinais analógicos. Para este fim, o nivel de transmissão de um sinal digital tem de diminuir para um nível inferior ao apresentado na Fig. 53. Se o sinal digital é um sinal QAM 16 convencional ou do modo PSK 4, a sua área de serviço HDTV 708 torna-se menor quando a zona de interferência de sinal 713, assinalada pelo tracejado em quadricula, é bastante grande, como se mostra na Fig. 54. Isto tem como resultado um menor número de espectadores e de patrocinadores, pelo que este sistema digital será mais difícil de utilizar para negócios lucrativos. A Fig. 55 mostra um resultado semelhante, de acordo com o sistema da presente invenção. Como é evidente, o sinal 703 de 95 HDTV que pode ser recebido, é um pouco menor que o da área 708 igual do sistema convencional. Contudo, o sinal de TV de baixa resolução ou NTSC, que pode ser recebido na área 704, aumentará, quando comparado com o sistema convencional. A área tracejada representa uma área, onde o sinal de nível NTSC de um programa pode ser recebido, enquanto que o sinal HDTV do mesmo programa dificilmente é interceptado. Na primeira região 705 de interferência, tanto os sinais HDTV como NTSC não podem ser interceptados por causa da interferência do sinal de uma estação 711 analógica.

Quando o nível dos sinais é igual, o sistema de transmissão de níveis múltiplos de acordo com a invenção proporciona uma área de serviço HDTV mais pequena e uma área de serviço NTSC maior para intercepção de um programa HDTV a um nível de sinal NTSC. Assim, a área de serviço total de cada estação é aumentada e mais espectadores podem dispor deste serviço de difusão de TV. Além disso, pode ser operado com vantagens económicas e consistência o serviço de TV compatível HDTV/NTSC. Deve ser entendido também que o nível de um sinal transmitido é aumentado quando o controlo do desvio da interferência de sinal de estações de TV analógicas vizinhas é diminuído, correspondendo a um aumento brusco do número de receptores digitais domésticos. Daí, ser aumentada a área de serviço dos sinais de HDTV e, a este respeito, as duas zonas diferentes de intercepção de níveis de sinal de TV digital HDTV/NTSC e NTSC, apresentados na Fig. 55, poderem ser, respectivamente, ajustados em proporção pela variação da distância de pontos de sinal da primeira e/ou da segunda corrente de dados. Uma vez que a primeira corrente de dados transporta informação sobre a distância de pontos de sinal, um sinal de níveis múltiplos pode ser recebido com maior certeza. 96 A Fig. 56 apresenta uma interferência de sinal entre duas estações de TV digital em que uma estação 701a de TV próxima proporciona também um serviço de difusão de TV digital, quando comparada com uma estação analógica da Fig. 52. Uma vez que o nivel de um sinal transmitido se torna mais elevado, o sinal de serviço de HDTV ou de TV de elevada resolução, que pode ser recebido na área 703, é aumentado num valor igual ao da área 702 de serviço de um sistema de TV analógica.

Na zona 714 de intercepção entre duas áreas de serviço das respectivas estações, o sinal recebido pode ser reproduzido não numa imagem de nivel HDTV com a utilização de uma antena direccional comum, devido à interferência de sinal, mas sim numa imagem de nivel NTSC com uma antena direccional especial dirigida para a estação de TV desejada. Se é utilizada uma antena fortemente direccional, o sinal recebido de uma estação alvo será reproduzido numa imagem de HDTV. A área 704 de recepção de sinal de baixa resolução é aumentada mais do que a área 7 02 de serviço do sistema de TV analógica e um par de regiões 715, 716 de intercepção, obtida pelas áreas 704 e 704a que podem receber sinais de baixa resolução das suas estações 701 e 701a de TV digital respectivas, permitem que o sinal recebido de uma antena dirigida para uma das duas seja reproduzido numa imagem de nivel NTSC. A área de serviço do sistema de transmissão de sinal de nivel múltiplo HDTV, da presente a invenção, será ela própria aumentada quando as regras de restrição de sinal aplicadas são retiradas numa altura de pleno desenvolvimento de um serviço moderno de difusão de TV digital. 97

Nesta altura, o sistema, da presente invenção, também proporciona uma área de recepção de sinal HDTV tão grande como a de um sistema convencional, e particularmente, permite que o seu sinal de transmissão seja reproduzido a um nivel NTSC numa outra distância ou áreas de intercepção em que os sinais de TV do sistema convencional dificilmente são interceptados. Assim, as zonas de atenuação de sinal ou de sombra na área de serviço serão minimizadas.

Forma de Realização 5

Uma primeira forma de realização da presente invenção apoia-se na modulação de amplitude ou procedimento ASK. A Fig. 57 apresenta a atribuição de pontos de sinal de um sinal ASK de 4-níveis de acordo com uma quinta forma de realização, na qual quatro pontos de sinal são referidos por 721, 722, 723 e 724. A transmissão a quatro niveis permite a dados de 2-bits serem transmitidos em cada periodo ciclico. Assume-se que os quatro pontos 721, 722, 723 e 724 de sinal representam padrões de dois-bits 00, 01, 10 e 11, respectivamente.

Para facilidade de transmissão de sinal a quatro niveis, de acordo com a invenção, os dois pontos 721, 722 de sinal são designados como um primeiro grupo 725 de pontos de sinal, os outros dois 723, 724 são designados como um segundo grupo 726 de pontos de sinal. A distância entre os dois grupos 725 e 726 de pontos de sinal é então considerada maior que a distância entre quaisquer dois pontos de sinal adjacentes. Mais especificamente, a distância Lo entre dois sinais 722 e 723 é maior que a distância L entre os dois pontos 721 e 722 ou 723 e 724 adj acentes. 98

Isto é expresso por: L 0 > L.

Daí, o sistema de transmissão de sinal de níveis múltiplos, de acordo com a forma de realização, ser baseado em Lo > L. A forma de realização não fica, contudo, limitada a L0 > L, e L = L0 será empregue temporária ou permanentemente, conforme as necessidades do projecto, a condição e a fixação.

Aos dois grupos são atribuídos padrões de um-bit da primeira corrente de dados Di, como se mostra na Fig. 59(a). Mais particularmente, um bit 0 do sistema binário é atribuído ao primeiro grupo 725 de pontos de sinal e outro bit 1 ao segundo grupo 726de pontos de sinal. Então, um padrão de um-bit da segunda corrente de dados D2 é atribuído a cada ponto de sinal. Por exemplo, aos dois pontos 721, 723 de sinal são atribuídos D2=0 e aos outros dois pontos de sinal 722, 724 são atribuídos D2=l. Estes são assim expressos por dois-bits por símbolo. A transmissão de sinal de níveis múltiplos, de acordo com a invenção, pode ser implementada num modo ASK, fazendo a utilização da atribuição de pontos de sinal atrás referida. 0 sistema, da presente invenção, funciona da mesma maneira gue uma técnica de distância igual de pontos de sinal convencional, quando a razão sinal/ruído ou a relação C/N são elevados. Se a relação C/N se torna baixa e nenhuns dados podem ser reproduzidos pela técnica convencional, este sistema assegura a reprodução da primeira corrente de dados Di, mas não a da segunda corrente de dados D2. Mais pormenorizadamente, o estado de uma 99 relação C/N baixa está representado na Fig. 60. Os pontos de sinal transmitidos são deslocados por uma distribuição de Gaussian para as faixas 721a, 722a, 723a e 724a, respectivamente, ao lado receptor devido a ruido e à distorção da transmissão. Portanto, a distinção entre os dois sinais 721 e 722 ou 723 e 724 dificilmente será executada. Por outras palavras, a taxa de erro na segunda corrente de dados D2 será aumentada. Como se vê na Fig. 60, os dois pontos 721, 722 de sinal são facilmente distinguidos dos outros dois pontos 723, 724 de sinal. A distinção entre os dois grupos de pontos 725 e 726 de sinal pode assim ser facilmente conseguida. Como resultado, a primeira corrente de dados Di será reproduzida a uma baixa taxa de erro.

Assim, os dois dados de diferentes níveis Di e D2 podem ser transmitidos simultaneamente. Mais particularmente, tanto a primeira como a segunda corrente de dados Di e D2 de um determinado sinal transmitido por um sistema de transmissão de níveis múltiplos podem ser reproduzidas na área em que a relação C/N é elevada e a primeira corrente de dados Di apenas pode ser reproduzida na área em que a relação C/N é baixa. A Fig. 61 é um diagrama de blocos de um transmissor 741, no qual uma unidade 742 de entrada é constituída por uma entrada 743 de uma primeira corrente de dados e por uma entrada 744 de uma segunda corrente de dados. Uma onda de transporte de sinal de um gerador 64 de portadoras é modulada em amplitude por um multiplicador 746, utilizando um sinal de entrada introduzido através de um processador 745 a partir da unidade 743 de entrada. O sinal modulado é em seguida limitado na sua banda por um filtro 747 a um sinal ASK, e. g. , do modo VSB, o qual é em seguida transmitido a partir de uma unidade 748 de saída. 100 A forma de onda do sinal ASK após a filtragem será examinada em seguida. A Fig. 62(a) mostra um espectro de frequência do sinal modulado ASK, no qual são inseridas duas bandas laterais em ambos os lados da banda de frequência portadora. Uma das bandas laterais é eliminada com um filtro 474 para produzir um sinal 749, que contém um componente transportador, como se mostra na Fig. 62 (b) . 0 sinal 749 é um sinal VSB e, se a banda de frequência de modulação for f0, será transmitido numa banda de frequência de cerca de fo/2. Por isso, a utilização de frequência torna-se elevada. Usando uma transmissão no modo VSB, o sinal ASK de dois-bits por símbolo, que se mostra na Fig. 60, pode assim transportar na banda de frequência uma quantidade de dados igual à do modo QAM 16 a quatro bits por símbolo. A Fig. 63 é um diagrama de blocos de um receptor 751, no qual um sinal de entrada interceptado por uma antena 32a terrestre é transferido através de uma unidade 752 de entrada para um misturador 753, onde é misturado com um sinal de um oscilador 754 variável controlado por selecção de canal para um sinal de frequência média inferior. O sinal do misturador 753 é então detectado por um detector 755 e filtrado por um LPF 756 para um sinal de banda base e é transferido para um circuito 757 de discriminação/reprodução. O referido circuito 757 reproduz duas, primeira Di e segunda D2 corrente de dados do sinal de banda base e transmite-as depois através de uma saída da primeira 758 e da segunda 759 corrente de dados, respectivamente. A transmissão de um sinal de TV, utilizando este tipo de transmissor e de receptor, será explicada. A Fig. 64 é um 101 diagrama de blocos de um transmissor de sinal de video 774, no qual um sinal de TV de elevada resolução, e. g., um sinal HDTV, é transmitido através de uma unidade 403 de entrada a um circuito 404 divisor de um primeiro codificador 401 de video, onde é dividido em quatro componentes de sinal de TV de frequências alta/baixa designadas, e. g., por HLVL, HlVh, HhVl e HhVh. Esta acção é idêntica à da terceira forma de realização anteriormente descrita com referência à Fig. 30 e não voltará a ser explicada em pormenor. Os quatro sinais de TV separados são codificados, respectivamente, por um compressor 405, utilizando uma técnica de codificação de código de comprimento variável DPCMDCT conhecida, que é vulgarmente utilizada, e. g., em MPEG. Entretanto, a compensação de movimento do sinal é conseguida numa unidade 403 de entrada. Os sinais comprimidos são adicionados por um totalizador 771 a duas, primeira e segunda, corrente de dados Di, D2. O componente de sinal de video de baixa frequência ou sinal HLVL está contido na primeira corrente de dados Di. Os dois sinais de corrente de dados Di e D2 são depois transferidos para uma primeira 743 e para uma segunda 744 entradas de corrente de dados de uma unidade de um transmissor 741, onde são moduladas em amplitude e adicionadas a um sinal ASK, e. g., do modo VSB, que se propaga a partir de uma antena terrestre de um serviço de difusão. A Fig. 65 é um diagrama de blocos de um receptor de TV para um sistema de difusão de TV digital como este. Um sinal de TV digital interceptado por uma antena 32a terrestre é introduzido numa entrada 752 de um receptor 781. O sinal é depois transferido para um circuito de detecção/desmodulação 760, onde um sinal de canal desejado é escolhido e desmodulado em duas, primeira e segunda corrente de dados Di, D2, que são então transmitidas a uma primeira 758 e a uma segunda 759 saidas de 102 correntes de dados, respectivamente. A acção na unidade receptora 751 é semelhante à descrita anteriormente e não será de novo explicada. As duas correntes de dados Di, D2 são enviadas a uma unidade 776 divisora, na qual Di é dividida por um divisor 777 em dois componentes; um ou HLVL comprimido é transferido para uma primeira entrada 521 de um segundo descodificador 422 de video, e o outro é transmitido a um totalizador 778, onde é adicionado a D2, antes de ser transferido para uma segunda entrada 531 do segundo descodificador 422 de video. 0 sinal comprimido HLVL é então enviado da primeira entrada 521 para um primeiro expansor 523, onde é expandido para um sinal idêntico com o comprimento original, o qual é depois transferido para um misturador de video 548 e para um circuito de alteração da razão de aspecto 77 9. Quando o sinal de TV de entrada é um sinal de HDTV, HlVl representa um sinal NTSC de ecrã alargado. Quando o referido sinal é um sinal NTSC, HLVL representa um sinal de video de resolução inferior, e. g., MPEG1, ao de um nivel NTSC. 0 sinal de TV de entrada, desta forma de realização, é um sinal HDTV e HLVL transforma-se num sinal NTSC de ecrã alargado. Se a razão de aspecto de um ecrã disponível é 16:9, o referido sinal é directamente transmitido através de uma unidade de saída como um sinal de vídeo de saída de 16:9 42 6. Se o ecrã tem uma razão de aspecto de 4:3, o sinal referido é alterado pelo circuito de alteração de razão de aspecto 779 para um formato caixa de correio ou painel lateral e depois transmitido da unidade 780 de saída como um sinal de vídeo 425 de saída de formato correspondente. A segunda corrente de dados D2, transmitida de uma segunda saída de corrente 759 de dados para um totalizador 778, é adicionada à saída do divisor 777 para formar um sinal soma, que 103 é então transmitido para a segunda entrada 531 do segundo descodificador 422 de video. O sinal soma é depois transferido para um circuito 531 divisor ao mesmo tempo que é dividido em três formas comprimidas HlVh, HhVl e HhVh. Os três sinais comprimidos serão então transmitidos a um segundo 535, a um terceiro 536 e a um quarto 537 expansores, respectivamente, para serem convertidos por expansão em três sinais com os comprimentos originais respectivos. Os três referidos sinais são adicionados a HLVL pelo misturador 548 de video para formar um sinal de HDTV compósito que é transmitido através de uma saida 546 do segundo descodif icador de video para uma unidade 780 de saida. Finalmente, o sinal HDTV é transmitido de uma unidade de 780 saida como sinal 427 de video HDTV. A unidade 780 de saida está preparada para detectar uma taxa de erro de uma segunda corrente de dados da segunda saida de corrente 75 9 de dados por meio de um detector 7 82 de taxa de erro e, se a taxa de erro for elevada, transmitir sistematicamente HLVL de dados de video de baixa resolução.

Assim, o sistema de transmissão de sinal de niveis múltiplos para transmissão e recepção de sinal de TV digital torna-se possível. Por exemplo, se uma estação transmissora de sinal de TV está próxima, tanto a primeira como a segunda corrente de dados de um sinal recebido pode com sucesso ser reproduzida para exibir uma imagem de qualidade HDTV. Se a estação de transmissão está longe, a primeira corrente de dados pode ser reproduzida como HLVL, que é convertido numa imagem de TV de baixa resolução. Daí, qualquer programa de TV poderá ser interceptado numa área maior e apresentado numa escala de imagem de qualidade, variando entre HDTV e NTSC. 104 A Fig. 66 é um diagrama de blocos mostrando outra disposição de receptor de TV. Como se vê, a unidade 751 receptora tem apenas uma primeira saida 768 de corrente de dados e assim o processamento de uma segunda corrente de dados ou de dados HDTV não é necessário, pelo que a construção geral pode ser minimizada. É relevante ter o primeiro descodificador 421 de video, apresentado na Fig. 31, como descodif icador de video do receptor. Em conformidade, pode ser reproduzida uma imagem de nivel NTSC. 0 receptor é fabricado a menor custo do que quando tem capacidade para receber qualquer sinal de nivel HDTV e será largamente aceite no mercado. Em resumo, o receptor pode ser utilizado como um sintonizador adaptador para intercepção do sinal de TV digital sem necessidade de modificação do sistema de TV existente, que inclui um visor. 0 receptor 781 de TV pode ter uma outra disposição, que vem representada na Fig. 67, que serve tanto de receptor para difusão por satélite para desmodulação de sinais PSK como de receptor de difusão terrestre para desmodulação de sinais ASK. Em funcionamento, um sinal PSK recebido por uma antena 32 de satélite é misturado pelo misturador 786 com um sinal proveniente de um oscilador 787 com um sinal de baixa frequência, que é então transmitido através de uma unidade 34 de entrada a um misturador 753 idêntico ao apresentado na Fig. 63. 0 sinal de baixa frequência do modo PSK ou QAM num determinado canal do sistema de TV por satélite é transferido para um modulador 35, onde duas correntes de dados Di e D2 são reproduzidas do sinal. As referidas correntes Di e D2 são enviadas através de um divisor 788 para um segundo descodificador 422 de video, onde são convertidas num sinal de video, que é então transmitido a partir de uma unidade 780 de saida. Também, um sinal de TV terrestre analógica ou digital, 105 interceptado por uma antena terrestre 32a é transmitido através de uma unidade de entrada 752 ao misturador 753, onde um canal pretendido é escolhido da mesma forma que a que vem descrita na Fig. 63 e detectado num sinal de banda base de baixa frequência. 0 sinal de forma analógica é enviado directamente ao desmodulador 35 para desmodulação. 0 sinal de forma digital é depois transmitido a um circuito 757 de discriminação/reprodução, onde são reproduzidas do sinal duas correntes de dados Di e D2. Di e D2 são convertidas pelo segundo descodificador 422 de video num sinal de video, o qual é também então transmitido. Um sinal de TV analógica por satélite é transferido para um desmodulador 788 de video, onde é modulado em ΔΜ para um sinal de video analógico, que é então transmitido a partir da unidade 780 de sarda. Como se compreende, o misturador 753 do receptor 781 de TV, apresentado na Fig. 67, é disposto de forma compatível entre dois serviços de difusão por satélite e terrestre. Também, um circuito receptor, que inclui um detector 755 e um LPF 756 para modulação em AM de um sinal analógico, pode ser utilizado de forma compatível com um sinal ASK digital do serviço terrestre de TV. A maior parte da disposição apresentada na Fig. 7 está preparada para utilização compatível, minimizando assim a construção de circuitos.

De acordo com a forma de realização, um sinal ASK de 4-niveis é dividido em dois componentes de nivel Di e D2 para execução de uma transmissão de sinal de niveis múltiplos no modo 1-bit. Se um sinal ASK de 8-niveis é utilizado, como se mostra na Fig. 68, pode ser transmitido num modo 1-bit de uma disposição de três-niveis Di, D2 e D3. Como se mostra na Fig. 68, Di é atribuído a oito pontos 721a, 721b, 722a, 722b, 723a, 723b, 724a e 724b de sinal, representando cada par um padrão de dois-bits, D2 é atribuído a quatro pequenos grupos 721, 722, 723, 106 724 de pontos de sinal, representando cada um dos dois grupos um padrão de dois-bits, e D3 é atribuído a dois grandes grupos de pontos de sinal 725, 726, representando cada um, um padrão de dois-bits. Mais particularmente, isto é equivalente a uma forma, na qual cada um dos quatro pontos 721, 722, 723 e 724 de sinal, apresentados na Fig. 57, é dividido em dois componentes, produzindo assim dados de três niveis diferentes. A transmissão de sinal de três-niveis é idêntica à descrita na terceira forma de realização e não voltará a ser explicada em pormenor.

Em particular, a disposição do codificador 401 de video da terceira forma de realização, apresentada na Fig. 30, é substituída com uma modificação a que corresponde o diagrama de blocos da Fig. 69. O funcionamento da disposição modificada é semelhante e não voltará a ser explicada em pormenor. Dois circuitos 404 e 404a divisores de sinal de vídeo, que podem ser filtros de sub-banda, são considerados e formam uma unidade 794 divisora. A unidade 794 divisora pode também ser disposta de uma forma mais simples, como se mostra no diagrama de blocos da Fig. 70, no qual um sinal passa através de um circuito divisor de sinais duas vezes no modo de divisão de tempo. Mais especif icamente, um sinal de vídeo de, e. g., HDTV ou super HDTV, proveniente da unidade 403 de entrada, é comprimido em base de tempo por um compressor 7 95 e transmitido ao circuito 404 divisor, onde é dividido em quatro componentes HhVh-H, HhVl-H, HlVh-H e HlVl-H num primeiro ciclo. Na altura, os quatro comutadores 765, 765a, 765b e 765c mantêm-se ligados na posição

1, de tal maneira que os sinais HhVh-H, HhVl-H e HlVh-H são transmitidos a um circuito 405 de compressão. Entretanto HLVL-H regressa através do terminal 1 do comutador 765c ao compressor 107 795 de base de tempo. Num segundo ciclo, os quatro comutadores 765, 765a, 765b e 765c ligados na posição dois e todos os quatro componentes do circuito 404 divisor são transferidos simultaneamente para o circuito 405 compressor. Assim, a unidade 796 divisora da Fig. 70, preparada para processamento por divisão de tempo de um sinal de entrada, pode ser construída na forma de um circuito divisor mais simples.

Do lado do receptor, este descodificador de video igual ao descrito na terceira forma de realização apresentada na Fig. 30 é necessário para a transmissão a três níveis de um sinal de vídeo. Mais particularmente, um terceiro descodificador 423 de vídeo é considerado e contém dois misturadores 556 e 556a de capacidades de processamento diferentes, como se mostra no diagrama de blocos da Fig. 71.

Também, o terceiro descodificado 423r de vídeo pode ser modificado e nele é executada a mesma tarefa com um misturador único 556, como se mostra na Fig. 72. Num primeiro momento, os cinco comutadores 765, 765a, 765b, 765c e 765d mantêm-se na posição 1. Por isto, HLVL, HlVh, HhVl e HhVh são transmitidos de um primeiro 522, de um segundo 522a, de um terceiro 522b e de um quarto 522c extensores para, através dos seus respectivos comutadores no misturador 556 onde são misturados, formando um único sinal de vídeo. O sinal de vídeo, que representa HLVL-H de um sinal de vídeo de entrada de elevada resolução, regressa então através do terminal 1 do comutador 7 65d para o terminal 2 do comutador 765c. Num segundo momento, os quatro comutadores 765, 765a, 765b e 765c são ligados no ponto 2. Assim, os HhVh-H, HhVl-H, HhVh-H e HlVl-H são transferidos para o misturador 556, onde são misturados de maneira a formar um sinal de vídeo único, 108 que é então enviado através do terminal 2 do comutador 765d para a unidade 554 de saida para posterior transmissão.

Desta forma do processo de divisão de tempo de um sinal de três niveis, dois misturadores podem ser substituídos por um só.

Mais particularmente, quatro componentes HLVL, HlVh, HhVl e HhVh são introduzidos para produzir HLVL-H num primeiro momento. Então, os HlVh-H, HhVl-H, e HhVh-H são introduzidos num segundo momento, separado do primeiro momento, e misturados com HLVL-H para formar um sinal de vídeo alvo. É assim essencial realizar as duas acções com um intervalo de tempo.

Se os quatro componentes se sobrepõem uns aos outros ou são fornecidos numa sequência variável, têm de ser ajustados na base de tempo numa determinada sequência através da utilização de memórias acompanhadas dos seus respectivos comutadores 765, 7 65a, 7 65b e 7 65c. Na forma anterior, um sinal é transmitido de um transmissor em dois períodos de tempo diferentes, como se mostra na Fig. 73, de forma que o circuito de controlo da base de tempo é necessário no receptor, que fica assim mais compacto.

Como se mostra na Fig. 73, Di é a primeira corrente de dados de um sinal de transmissão e HLVL, HlVh, HhVl e HhVh são transmitidos no canal Di no período do primeiro momento. Então, no período do segundo momento, HlVh, HhVl, e HhVh são transmitidos no canal D2. Como o sinal é transmitido numa sequência de divisão de tempo, o codificador do receptor pode ser construído de forma mais simples. A técnica de redução do número de expansores no descodificador será explicada a seguir. A Fig. 74 (b) mostra uma 109 atribuição na base de tempo de quatro componentes 810, 810a, 810b e 810c de dados de um sinal. Quando outros quatro componentes 811, 811a, 811b e 811c de dados são inseridos entre os quatro componentes 810, 810a, 810b e 810c de dados, respectivamente, estes últimos podem ser transmitidos com intervalos de tempo. Em funcionamento, o segundo descodificador 422 de video, apresentado na Fig. 74 (a), recebe os quatro componentes da primeira corrente de dados Di numa primeira entrada 521 e transmite-os através do comutador 812 a um expansor 503 um após o outro. Mais particularmente, o componente 810 transmitido em primeiro lugar é expandido durante a transmissão do componente 811 e, após o fim do processamento do componente 810, o componente seguinte 810a é transmitido. Por isto, o expansor 503 pode processar uma fiada de componentes com intervalos de tempo da mesma forma de divisão de tempo da do misturador, substituindo assim a acção simultânea de vários expansores. A Fig. 75 é uma atribuição na base de tempo de componentes de dados de um sinal de HDTV, no qual HLVL(1) de um componente NTSC do sinal do primeiro canal de um programa de TV é colocado num domínio de dados 821 do sinal Di. Também, HlVh, HhVl, e HhVh transportando componentes adicionais de HDTV do sinal do primeiro canal são colocados em três domínios 821a, 821b, 821c do sinal D2, respectivamente. São fornecidos outros componentes 822, 822a, 822b e 822c de dados entre os componentes de dados do sinal do primeiro canal, que podem assim ser expandidos num circuito expansor durante a transmissão dos outros dados. Deste modo, todos os componentes de dados de um sinal de canal serão processados por um único expansor capaz de operar a velocidade mais elevada. 110

Efeitos semelhantes poderão ser assegurados pela atribuição de componentes de dados a outros domínios 821, 821a, 821b e 821c, como se mostra na Fig. 76. Isto torna -se mais eficaz na transmissão e na recepção de um sinal PSK 4 ou ASK que não tenham niveis digitais diferentes. A Fig. 77 mostra uma atribuição na base de tempo de componentes de dados durante a transmissão física a dois níveis de três diferentes dados de nível de sinal: e. g., NTSC, HDTV e super HDTV ou NTSC de baixa resolução, NTSC de resolução normal e HDTV. Por exemplo, para transmissão de três componentes de dados de NTSC de baixa resolução, de NTSC normal e HDTV, o NTSC de baixa resolução ou HLVL é atribuído ao domínio de dados 821 de sinal Di. Também, HlVh, HhVl e HhVh do componente NTSC normal são atribuídos a três domínios 821a, 821b e 821c, respectivamente.

HlVh-H, HhVl-H e HhVh-H do componente HDTV são atribuídos aos domínios 823, 823a e 823b, respectivamente. A atribuição anterior está associada com esta disposição de nível lógico baseada na discriminação da capacidade de correcção de erros, como vem descrito na segunda forma de realização. Mais particularmente, HLVL é transportado no canal D1-1 do sinal Di. 0 canal Di_i tem uma maior capacidade de correcção de erros do que o canal Di_2, conforme vem descrito na segunda forma de realização. 0 canal Di_i tem uma redundância mais elevada, mas uma taxa de erro mais baixa que o canal Di_2 e os dados 821 podem ser reconstruídos com uma relação C/N inferior à dos outros dados 821a, 821b e 821c. Mais especificamente, um componente NTSC de baixa resolução será reproduzido numa localização mais afastada da antena do transmissor ou numa área de atenuação de sinal ou de sombra, e. g., no interior de um veículo. Em virtude da taxa de erro, os dados 821 do canal Di_i são menos afectados pela 111 interferência de sinal do que os outros dados 821a, 821b e 821c do canal Di_2, embora sejam especif icamente discriminados e colocados num nivel lógico diferente, como está descrito na segunda forma de realização. Embora Di, D2 sejam divididos em dois niveis fisicamente diferentes, os niveis determinados por discriminação da distância entre os códigos de correcção de erros são dispostos de forma diferente no nivel lógico. A desmodulação dos dados D2 exige uma relação C/N mais elevada do que a necessária aos dados Di. Em funcionamento, HLVL ou o sinal NTSC de baixa resolução pode ser, pelo menos, reproduzido numa área de serviço distante ou de baixa relação C/N. HlVh, HhVl e HhVh podem também ser reproduzidos numa área com C/N mais baixa. Então, numa área com C/N mais alta, os componentes HlVh-H, HhVl-H e HhVh-H podem também ser reproduzidos para desenvolver um sinal de HDTV. Deste modo, três sinais de difusão de niveis diferentes podem ser reproduzidos. Este método permite à área de recepção de sinal, apresentada na Fig. 53, aumentar de uma região dupla para uma região tripla, como se mostra na Fig. 90, assegurando assim maior oportunidade de se beneficiar de programas de televisão. A Fig. 7 8 é um diagrama de blocos do terceiro descodificador de video para atribuição na base de tempo dos dados apresentados na Fig. 77, que é semelhante à apresentada na Fig. 72, excepto no facto de ser eliminado o terceiro sinal 551 de entrada de D3 e ser adicionada a disposição apresentada na Fig. 74 (a) .

Em funcionamento, tanto o sinal Di como o sinal D2 são introduzidos através de unidades 521 e 530 de entrada, respectivamente, num comutador 812 num primeiro momento. Como os 112 são submetidos a divisão de seus componentes, incluindo HLVL, tempo, são transferidos em sequência pelo comutador 812 para um expansor 503. Esta sequência será explicada a seguir com referência à atribuição na base de tempo da Fig. 77. Uma forma comprimida de HLVL do primeiro canal é em primeiro lugar introduzida no expansor 503, onde é expandida. Então, HlVh, HhVl, e HhVh do sinal são expandidos. Todos o quatro componentes expandidos são enviados através de um comutador 812a para um misturador 556, onde são misturados para produzir HLVL-H. Este sinal HlVl-H é então realimentado do terminal 1 de um comutador 765a através da entrada 2 de um comutador 765 para a entrada HLVL do misturador 556.

Num segundo momento, HlVh-H, HhVl-H e HhVh-H do sinal D2 mostrado na Fig. 77 são introduzidos no expansor 503, onde são expandidos antes de serem transferidos através do comutador 821a para o misturador 556. São misturados pelo misturador 556 num sinal HDTV que é introduzido através do terminal 2 do comutador 765a na unidade de saida 521 para posterior transmissão. A atribuição na base de tempo de componentes de dados para transmissão, apresentada na Fig. 77, contribui para uma disposição mais simples do expansor e do misturador. Ainda que a Fig. 77 apresente dois niveis de sinal Di e D2, quatro niveis de transmissão de sinal de TV serão possíveis, utilizando a soma de um sinal D3 com um sinal de HDTV de super-resolução. A Fig. 7 9 apresenta uma atribuição na base de tempo dos componentes de dados de um sinal de TV de três niveis fisicos Di, D2 e D3, nos quais os componentes dos dados do mesmo canal são dispostos de tal maneira que não se sobrepõem uns aos outros no tempo. A Fig. 80 é um diagrama de blocos de um descodificador 423 de video modificado semelhante ao da Fig. 78, ao qual é 113 acrescentada uma terceira entrada 521a. A atribuição na base de tempo de componentes de dados, apresentada na Fig. 79, também contribui para uma construção simples do descodificador. A acção do descodificador modificado 423 é quase idêntica à apresentada na Fig. 78 e associada com a atribuição na base de tempo apresentada na Fig. 77 e não será de novo explicada. É também possivel multiplexar componentes de dados do sinal Di, como se mostra na Fig. 81. Contudo, dois dados 821 e 822 são mais aumentados na capacidade de correcção de erros do que outros componentes de dados 821a, 821b e 821c, ficando assim com um nivel mais elevado. Mais particularmente, a atribuição de dados para transmissão é feita num só nivel fisico, mas com uma relação a dois niveis lógicos. Também, cada componente de dados do segundo canal é inserido entre dois componentes de dados adjacentes do primeiro canal, pelo que o processamento em série pode ser executado no lado receptor e os mesmos efeitos que os da atribuição na base de tempo apresentada na Fig. 7 9, serão assim obtidos. A atribuição de base de tempo dos componentes de dados, apresentada na Fig. 81, é baseada no modo de nivel lógico e pode também ser executada no modo de nível físico, quando a taxa do transmissor de bits dos dois componentes 821 e 822 de dados diminui de 1/2 ou 1/3 para assim baixar a taxa de erro. A disposição de nível físico é constituída por três diferentes niveis. A Fig. 82 é um diagrama de blocos de outro descodificador 423 de video modificado para descodificação do sinal Di disposto em base de tempo, como se mostra na Fig. 81, e que é mais simples de construir do que o apresentado na Fig. 80. A sua 114 acção é idêntica à do descodificador apresentado na Fig. 80 e não será de novo explicada.

Como se compreende, a atribuição na base de tempo dos componentes apresentados na Fig. 81 contribui também para uma disposição semelhante do expansor e do misturador. Também, os componentes de quatro dados do sinal Di são introduzidos com as respectivas porções de tempo no misturador 556. Por isso, a disposição dos circuitos do misturador 556 ou vários blocos de circuitos, como os que foram considerados no misturador 548 de video da Fig. 32, podem ser dispostos de forma a alterar a ligação entre si correspondente a cada componente de dados, pelo que se podem tornar compatíveis na acção de divisão de tempo e assim minimizados na construção dos circuitos.

Assim, o receptor pode ser minimizado na sua construção geral.

Deve ser entendido que a quinta forma de realização não fica limitada à modulação ASK e outros métodos, incluindo a modulação PSK e QAM, tal como vêm descritas na primeira, na segunda e na terceira formas de realização, poderão ser empregues com igual sucesso.

Também será elegivel a modulação FSK em qualquer das formas de realização. Por exemplo, os pontos de sinal de um sinal de niveis múltiplos FSK constituído por quatro componentes de frequência fl, f2, f3 e f4 são divididos em grupos, como se vê na Fig. 58, e quando a distância entre quaisquer dois grupos é alargada de um para o outro para fácil discriminação, a transmissão do sinal FSK de niveis múltiplos pode ser implementada, como se vê na Fig. 83. 115

Mais particularmente, assume-se que ao grupo 841 de frequências fl e f2 é atribuído Di=0 e ao grupo 842 de f3 e f4 é atribuído Di=l. Se fl e f3 representam 0 em D2 e f2 e f4 representam 1 em D2, a transmissão de dados a dois-bits será possivel, um-bit em Di ou um-bit em D2, como se mostra na Fig. 83. Quando a relação C/N é elevada, a combinação de Di=0 e D2=l é reconstruída em t=t3 e uma combinação Di=l e D2=0 em t=t4. Quando a relação C/N é baixa, apenas Di=0 é reproduzido em t=t3 e Di=l em t=t4. Desta forma, o sinal FSK pode ser transmitido numa disposição de nivel múltiplo. Esta transmissão de sinal FSK de estados múltiplos é aplicável a cada uma da terceira, quarta e quinta, formas de realização. A quinta forma de realização pode também ser implementada por meio de um aparelho magnético de registo/reprodução, do qual o diagrama de blocos representado na Fig. 84 é apropriado para registo magnético e reprodução, em virtude da sua acção no modo ASK.

Forma de Realização 6

Uma sexta forma de realização da invenção é aplicável a um aparelho magnético de registo e reprodução. Ainda que a quinta forma de realização atrás descrita aplique a invenção a um sistema de transmissão de dados de gravação ASK de niveis múltiplos, é também possivel adoptar da mesma forma esta invenção num aparelho magnético de registo e reprodução de um sistema de gravação ASK de niveis múltiplos. Uma gravação magnética de niveis múltiplos pode ser realizada, incluindo o sistema C-CDM da invenção, tanto em PSK, FCK e QAM, como em ASK. 116

Em primeiro lugar, o método de execução de uma gravação de niveis múltiplos num aparelho magnético de gravação e reprodução de QAM 16 ou QAM 32 será explicado fazendo referência ao sistema C-CDM da invenção. A Fig. 84 é um diagrama de blocos de um circuito mostrando um sistema QAM incluindo um modulador C-CDM. Na exposição que se segue, um sistema QAM que seja multiplexado pelo modulador C-CDM será designado por SRQAM.

Como se mostra na Fig. 84, um sinal de video de entrada, e. g. um sinal HDTV, para um aparelho magnético de registo/reprodução 851 é dividido e comprimido por um codificador 401 de video num sinal de banda de baixa frequência através de um primeiro codificador 401a de video e num sinal de banda de alta frequência por meio de um segundo codificador 401b de video, respectivamente. Depois, um componente de banda de baixa frequência, e. g., HLVL, do sinal de video é introduzido numa entrada 743 de uma primeira corrente de dados de uma secção 742 de entrada e um componente de banda de elevada frequência que inclui HhVh é introduzido numa entrada 744 de uma segunda corrente de dados da referida secção 742 de entrada. Os dois componentes são depois transferidos para um modulador 749 de uma unidade 852 moduladora/desmoduladora. A entrada 743 da primeira corrente de dados acrescenta um código de correcção de erros ao sinal de banda de baixa frequência num ECC 743a. Por outro lado, a segunda corrente de dados introduzida numa entrada 744 de uma segunda corrente de dados é de 2-bits no caso de SRQAM 16, de 3-bits no caso de SRQAM 36 e de 4-bits no caso de SRQAM 64. Após um código de correcção de erros ser codificado num ECC 744a, este sinal é fornecido a um codificador 744b Trellis, no qual é produzido um sinal codificado Trellis com uma razão 1/2 no caso de SRQAM 16, 2/3 no caso de SRQAM 32 e 3/4 no caso de SRQAM 64. 117

Um sinal SRQAM 64, por exemplo, tem uma primeira corrente de dados de 2-bits e uma segunda corrente de dados de 4-bits. Um codificador Trellis, apresentado na Fig. 128, permite a este sinal SRQAM 64 executar uma codificação Trellis com uma razão 3/4, em que dados de 3-bits são convertidos em dados de 4-bits. Assim, a redundância aumenta e o ritmo dos dados diminui, enquanto a capacidade de correcção de erros aumenta. Isto resulta uma redução da taxa de erro com o mesmo ritmo dos dados. Assim, a quantidade de informação que pode ser transmitida do sistema de registo/reprodução ou do sistema de transmissão aumentará substancialmente. É, contudo, possível constituir a entrada 743 da primeira corrente de dados para excluir um codificador Trellis, como se mostra na Fig. 84, desta sexta forma de realização, em virtude da primeira corrente de dados ter por inerência uma taxa de erro baixa. Isto poderá ser vantajoso, tendo em vista a simplificação da configuração de circuitos. A segunda corrente de dados, contudo, tem uma distância inter-códigos estreita, quando comparada com a da primeira corrente de dados e, portanto, tem uma pior taxa de erros. A codificação Trellis da segunda corrente de dados melhora esta má taxa de erros. Não há dúvida que uma configuração geral dos circuitos se torna simples, quando a codificação Trellis da primeira corrente de dados é eliminada. Uma operação de modulação é quase idêntica à do transmissor da quinta forma de realização, apresentada na Fig. 64, e não será novamente explicada. Um sinal modulado do modulador 749 é introduzido num circuito de registo/reprodução 853, no qual a AC é polarizada por um gerador 856 polarizado e amplificada por um amplificador 857a. De seguida, o sinal é transmitido a uma cabeça 854 magnética para registo numa fita 855 magnética. 118

Um formato do sinal gravado é apresentado numa atribuição de frequência de sinal de gravação da Fig. 113. Um sinal principal 859, e. g., SRQAM 16, com uma portadora de frequências fc regista a informação, sendo também gravado simultaneamente um sinal 859a piloto fp com uma frequência 2 fc. A distorção nesta operação é diminuída, uma vez que o sinal polarizado 85 9b tendo uma frequência polarizada fbias acrescenta uma polarização de AC para o registo magnético. Dois dos sinais de três niveis, apresentados na Fig. 113, são gravados em estado múltiplo. Para reproduzir estes sinais gravados são dados dois patamares Th-1-2 e Th-2. Um sinal 859 reproduzirá todos os de dois niveis, enquanto um sinal 859c reproduzirá apenas os dados Di dependendo do nivel C/N do registo/reprodução.

Um sinal principal de SRQAM 16 terá uma atribuição de pontos de sinal apresentada na Fig. 10. Além disso, um sinal principal de SRQAM 36 terá uma atribuição de pontos de sinal apresentada na Fig. 100. Na reprodução deste sinal, tanto o sinal 859 principal, como o sinal 859a piloto são reproduzidos através da cabeça 854 magnética e amplificados por um amplificador 857b. Um sinal de saída deste amplificador 857b é transmitido a um circuito de reprodução de portadora 858, no qual um filtro 858a separa a frequência do sinal piloto fp tendo uma frequência 2f0 e um divisor 858b de 1/2 frequência reproduz uma portadora de frequência fO para a transferir para um desmodulador 760. Esta portadora reproduzida é utilizado para desmodular o sinal principal no desmodulador 760. Assumindo que uma fita 855 de gravação magnética, e. g., uma fita magnética HDTV, tem uma relação C/N elevada, 16 pontos de sinal podem ser discriminados e, assim, tanto Di como D2 são desmodulados no desmodulador 760. Subsequentemente, um descodificador 402 de 119 vídeo reproduz todos os sinais. Um VCR HDTV pode reproduzir um sinal de TV de elevada taxa de bits, por exemplo um sinal HDTV de 15 Mbps. Quanto mais baixa for a relação C/N, menor será o custo de uma fita de vídeo. Até agora, uma fita magnética VHS no mercado tem uma relação C/N inferior em mais de 10 dB à de uma fita de difusão de escala completa. Se uma fita 855 magnética de vídeo tem uma relação C/N baixa, não estará em condições de discriminar todos os pontos de sinal 16 ou 32 avaliados. Portanto, a primeira corrente de dados Di pode ser reproduzida, enquanto uma corrente de dados de 2-bits, 3-bits ou 4-bits da segunda corrente de dados D2 não pode ser reproduzida. Apenas é reproduzida uma corrente de dados de 2-bits da primeira corrente de dados. Se um sinal de vídeo HDTV de dois níveis é gravado e reproduzido, uma fita com uma C/N baixa tendo uma capacidade de resolução insuficiente de um sinal de vídeo de banda de elevada frequência pode dar origem apenas a um sinal de vídeo de baixa relação e de baixa frequência da primeira corrente de dados, especificamente, e. g., um sinal de TV NTSC alargado de 7 Mbps.

Como se mostra no diagrama de blocos da Fig. 114, a saída 759 da segunda corrente de dados, a entrada 744 da segunda corrente de dados e o segundo descodificador 402a de vídeo podem ser eliminados de forma a proporcionar ao utilizador um aspecto de produtos de grau inferior. Neste caso, um aparelho 851 de gravação/reprodução, destinado a uma relação de bits baixa, incluirá um modulador, por exemplo uma QPSK modificada que modula e desmodula apenas a primeira corrente de dados. Este aparelho permite que só a primeira corrente de dados seja gravada e reproduzida. Especificamente, um sinal de vídeo de grau NTSC alargado pode ser gravado e reproduzido. 120 A fita magnética de video 855 de elevada relação C/N, atrás descrita, capaz de gravar um sinal a um ritmo de bits elevado, e. g., um sinal HDTV, estará em condições de ser utilizada num aparelho de registo/reprodução com ritmo de bits baixo, mas reproduzirá apenas a primeira corrente de dados Di. Ou seja, o sinal NTSC alargado é transmitido enquanto a segunda corrente de dados não é reproduzida. Por outras palavras, um aparelho de registo/reprodução com uma configuração complicada pode reproduzir um sinal de HDTV e o outro aparelho de registo/reprodução com uma configuração simples pode reproduzir um sinal NTSC alargado, se uma determinada fita magnética de video 855 incluir o mesmo sinal de HDTV de níveis múltiplos. Assim, no caso de um estado múltiplo a dois níveis, serão realizadas quatro combinações com perfeita compatibilidade entre as duas fitas magnéticas de diferentes relações C/N e os dois aparelhos de registo/reprodução com diferentes ritmos de registo/reprodução de dados. Será alcançado um efeito notável. Neste caso, um aparelho dedicado NTSC será de construção simples quando comparado com um aparelho dedicado HDTV. Mais em pormenor, uma escala de circuitos de um descodificador de EDTV será 1/6 da do descodificador de HDTV. Portanto, um aparelho com baixa funcionalidade pode ser produzido com um custo razoavelmente baixo. A realização de dois tipos de aparelhos de registo/reprodução de HDTV e EDTV tendo diferentes capacidades de registo/reprodução relativamente à qualidade de imagem proporcionarão vários tipos de produtos variando numa faixa larga de preços. Os utilizadores podem livremente escolher uma fita magnética entre várias fitas, desde uma fita cara de relação C/N elevada a uma fita mais barata de relação C/N baixa, conforme o caso, de forma a satisfazer a qualidade de imagem que se pretende. Não só a manutenção da compatibilidade perfeita mas também a obtenção da capacidade de expansão serão conseguidas, 121 sendo também assegurada uma posterior capacidade num sistema futuro. Consequentemente, será possível estabelecer normas de longa duração para aparelhos de registo/reprodução. Outros métodos de registo serão utilizados da mesma maneira. Por exemplo, uma gravação de níveis múltiplos será realizada pela utilização da modulação de fase, apresentada na primeira e na terceira formas de realização. Uma gravação utilizando ASK, explicada na quinta forma de realização, será também possível. Será obtido um estado múltiplo, convertendo a gravação existente de dois para quatro níveis e dividindo-a em dois grupos, como se mostra nas figs. 59(c) e 59(d) .

Um diagrama de blocos de circuitos para ASK é idêntico ao descrito na Fig. 84. Além das formas de realização já descritas, será também concretizada uma gravação de níveis múltiplos, utilizando pistas múltiplas na fita magnética. Além disso, uma gravação de níveis múltiplos teórica será possível pela diferenciação da capacidade de correcção de erros de forma a discriminar os respectivos dados. A compatibilidade com novas normas será a seguir descrita. Uma fixação de normas para aparelhos de gravação/reprodução, tal como um VCR, é normalmente executada tendo em conta uma fita com a relação C/N mais elevada disponível na prática. As características de gravação das fitas magnéticas progridem rapidamente. Por exemplo, a relação C/N foi aumentada mais de 10 dB, comparada com a da fita utilizada há 10 anos atrás. Se se pensar que as novas normas serão estabelecidas após 10 a 20 anos, devido ao avanço das propriedades da fita, um método convencional encontrará dificuldades em manter a compatibilidade com as normas antigas. As normas novas e antigas, de facto, costumam ser compatíveis num só sentido ou não compatíveis umas 122 com as outras. Pelo contrário, de acordo com a invenção, as normas são todas estabelecidas em, primeiro lugar, para gravação e/ou reprodução da primeira corrente de dados e/ou segunda corrente de dados das fitas magnéticas actuais. Subsequentemente, se a relação C/N for bastante melhorada no futuro, uma corrente de dados de nivel superior, e. g., uma terceira corrente de dados, será adicionada sem qualquer dificuldade, desde que a invenção seja incluída no sistema. Por exemplo, um VCR super HDTV capaz de gravar ou reproduzir um sinal SRQAM 64 de três níveis será concretizado, embora mantenha perfeita compatibilidade com as normas convencionais. Uma fita magnética que grave em primeiro lugar terceiras correntes de dados obedecendo às novas normas estará em condições de ser utilizada, evidentemente, nos antigos aparelhos de gravação/reprodução magnética de dois níveis capazes de gravar e/ou reproduzir pequenas primeiras e segundas corrente de dados. Neste caso, as primeiras e segundas correntes de dados podem ser perfeitamente reproduzidas, embora a terceira corrente de dados não seja reproduzida. Portanto, um sinal de HDTV pode ser reproduzido. Por estas razões, espera-se ter a vantagem da expansão da quantidade de dados gravados, enquanto se mantém a compatibilidade entre as novas e as antigas normas.

Voltando à explicação da operação de reprodução da Fig. 84, a cabeça 854 magnética e o circuito 853 de reprodução magnética conseguem um sinal de reprodução da fita 855 magnética e transmite-o ao circuito 852 de modulação/desmodulação. A operação de desmodulação é quase idêntica à primeira, terceira e quarta, formas de realização e não será explicada de novo. 0 desmodulador 760 reproduz a primeira e a segunda corrente de dados Di e D2. A segunda corrente de dados D2 é corrigida em erros com um ganho de código elevado num descodificador 759b 123

Trellis idêntico a um descodificador Vitabi, de forma a ter uma baixa taxa de erros. 0 descodif icador 402 de video desmodula os sinais Di e D2 para dar sarda a um sinal de video HDTV. A Fig. 131 é um diagrama de blocos mostrando um aparelho de gravação/reprodução magnética de três niveis de acordo com a invenção, que inclui um nivel teórico além de dois niveis fisicos. Este sistema é praticamente o mesmo do da Fig. 84. A diferença reside no facto da primeira corrente de dados ser depois dividida em dois subcanais pela utilização de uma TDM para se conseguir uma construção de três niveis.

Como se vê na Fig. 131, um sinal de HDTV é separado antes de mais nada em dois sinais de video de bandas de média e baixa frequência D1-1 e Di_2, por meio de um codificador 401c de video 1-1 e um codificador 401d de video 1-2 e em seguida transmitido a uma entrada 743 de uma primeira corrente de dados de uma secção 742 de entrada. A corrente de dados Di_i com uma qualidade de imagem de grau MPEG é codificada para correcção de erros com um ganho de código elevado num codificador 743a ECC, enquanto que a corrente de dados D1-2 é codificada para correcção de erros com um ganho de código normal num codificador 743b ECC. D1-1 e D1-2 são multiplexados em tempo em conjunto num TDM 743c para constituir uma corrente de dados única Di. Di e D2 são modulados num sinal de dois niveis num C-CDM 749 e depois gravados na fita 855 magnética por meio da cabeça 854 magnética.

Na operação de reprodução, um sinal de gravação reproduzido através da cabeça 854 magnética é desmodulado em Di e D2 pelo desmodulador 760 C-CDM da mesma forma que na descrição relativa à Fig. 84. A primeira corrente de dados Di é desmodulada em dois subcanais D1-1 e D1-2 através do TDM 758c existente na saida 758 124 da primeira corrente de dados. Os dados Di_i são corrigidos em erros no descodif icador 758a ECC, que tem um ganho de código elevado. Portanto, os dados Di-i podem ser desmodulados com uma relação C/N mais baixa, quando se compara com os dados Di_2 . Um descodificador 402a de video 1-1 descodifica os dados Di_i e produz um sinal LDTV. Por outro lado, os dados Dx_2 são corrigidos nos erros num descodificador 758b ECC com um ganho de código normal. Portanto, os dados Di_2 têm um valor patamar com uma relação C/N elevada quando comparados com os dados Di-i e assim não serão desmodulados quando o nivel de sinal não é grande. Os dados Di_2 são então desmodulados num descodificador 402d de video 1-2 e adicionados aos dados Di_i para produzir um sinal EDTV de grau NTSC alargado. A segunda corrente de dados D2 é desmodulada em Vitabi num descodificador Trellis 759b e corrigido em erros num descodificador 759a ECC. Em seguida, os dados D2 são convertidos num sinal de video de banda de elevada frequência por um segundo descodificador 402b de video e, depois, adicionado aos dados ϋχ-χ e Dx_2 para produzir um sinal HDTV. Neste caso, um valor patamar da relação C/N dos dados D2 é fixado num valor maior que o da relação C/N dos dados Dx_2. Assim, os dados Dx_x, i. e., um sinal LDTV, serão reproduzidos a partir de uma fita 855 com uma menor relação C/N. Os dados Dx-χ e Dx_2, i. e., um sinal EDTV, serão reproduzidos a partir de uma fita 855 magnética com uma relação C/N normal. E os dados ϋχ_χ, Dx_2 e D2, isto é um sinal HDTV, serão reproduzidos a partir de uma fita 855 com uma relação C/N elevada.

Um aparelho de gravação/reprodução magnética de três níveis pode ser realizado desta maneira. Como foi descrito na descrição anterior, a fita 855 magnética tem uma inter-relação entre a 125 relação C/N e o preço. A presente invenção permite aos utilizadores escolher um grau da fita de gravação de acordo com o conteúdo do programa de TV que desejam gravar, em virtude dos sinais de video com qualidade de imagem de três graus poderem ser gravados e/ou reproduzidos de acordo com o preço da fita. A seguir, será descrito um efeito de gravação de níveis múltiplos relativamente a uma reprodução a alta velocidade. Como se mostra num diagrama de pistas de gravação da Fig. 132, uma pista de gravação 855a tendo um ângulo A de azimute e uma pista 855b de gravação tendo um ângulo de azimute B oposto são alternadamente dispostas na fita 855 magnética. A pista 855a de gravação tem uma zona 855c de gravação na sua porção central, sendo a parte restante uma zona de 855d gravação D1-2, como se verifica no desenho. Este padrão de gravação único é proporcionado em, pelo menos, uma das muitas pistas de gravação. A zona 855c de gravação grava uma estrutura de sinal LDTV. Um sinal de banda de elevada frequência D2 é gravado numa zona de gravação D2 855e correspondente a toda uma zona de gravação da pista 855a de gravação. Este formato de gravação não causa qualquer novo efeito contra uma operação de velocidade normal de gravação/reprodução.

Uma reprodução a alta velocidade numa direcção inversa não permite que uma pista de cabeça 855f de gravação com um ângulo A de azimute coincida com a pista magnética, como se mostra no desenho. Como a invenção proporciona a região 855c de gravação D1-1 numa zona central estreita da fita magnética, como se vê na Fig. 132, só esta zona é reproduzida com segurança, ainda que ocorra com uma pré-determinada probabilidade. Assim, o sinal D1-1 reproduzido pode desmodular todo o plano de imagem da mesma altura, ainda que a sua qualidade de imagem seja LDTV de nível 126 MPEG1. Desta forma, vários sinais LDTV por segundo em várias dezenas podem ser reproduzidos com imagens perfeitas durante a operação de reprodução rápida, permitindo assim aos utilizadores confirmar de forma segura as imagens durante a operação rápida.

Um registo 855g de cabeça corresponde a um registo de cabeça da operação de reprodução inversa, pela qual se percebe que apenas uma parte da pista magnética é registada na operação de reprodução inversa. 0 formato de gravação/reprodução, apresentado na Fig. 132, permite, contudo, mesmo numa operação de reprodução inversa como esta, reproduzir a zona de gravação Di-i e, portanto, uma animação de grau LDTV é produzida intermitentemente.

Assim, a invenção torna possível gravar uma imagem de grau LDTV numa zona estreita da pista de gravação, o que resulta na reprodução intermitente de imagens paradas quase perfeitas com qualidade de imagem de grau LDTV durante operações normais e inversas de reprodução rápida. Assim, os utilizadores podem facilmente confirmar as imagens apresentadas, mesmo na pesquisa a alta velocidade. A seguir, será descrito outro método para corresponder a uma operação de reprodução de velocidade mais elevada. É proporcionada uma zona de 855c gravação D1-1, como se mostra no lado inferior direito da Fig. 132, para que uma estrutura de sinal LDTV seja nela gravada. Além disso, uma região 855h de gravação Di_i.D2 estreita é proporcionada numa parte da zona 855c de gravação Di-i. Um subcanal Di_i nesta zona grava uma parte da informação relativa à estrutura única do sinal LDTV. 0 restante da informação LDTV é gravado na zona 855j de gravação D2 da zona 855h de gravação D1-1.D2 de uma forma duplicada. 0 subcanal D2 tem 127 uma capacidade de gravação de dados 3 a 5 vezes superior à do subcanal Di_i. Portanto, os subcanais Di_i e D2 podem gravar uma estrutura de informação de sinal LDTV numa área 1/3 a 1/5 mais pequena da fita de gravação. Como o registo da cabeça pode ser gravado noutras zonas 855h e 855j mais estreitas, ambos os tempos e as áreas diminuem de 1/3 a 1/5 quando comparadas com um tempo de registo de cabeça TSi. Mesmo se o registo é depois inclinado pelo aumento da velocidade de gravação, a probabilidade de traçar totalmente esta zona será aumentada. Assim, imagens de LDTV perfeitas serão reproduzidas intermitentemente mesmo se a velocidade é aumentada até 3 a 5 vezes mais, como só é o caso do subcanal D1-1.

No caso de um VCR de dois niveis, este método é inútil para reproduzir a zona 855j de gravação de D2 e, portanto, esta zona não será reproduzida numa operação de reprodução de alimentação rápida a velocidade elevada. Por outro lado, um VCR com um elevado desempenho a três niveis permitirá aos utilizadores confirmar uma imagem, mesmo se a operação de reprodução de alimentação rápida for executada mais rapidamente, 3 a 5 vezes mais rápida que a velocidade de um VCR de dois níveis. Por outras palavras, não só se obtém uma excelente qualidade de imagem de acordo com o preço, mas pode ser aumentado o máximo de alimentação rápida da velocidade de reprodução das imagens de acordo com o preço.

Ainda que esta forma de realização utilize um sistema de modulação de níveis múltiplos, é desnecessário dizer que um sistema de modulação, e. g., QAM 16, pode também ser adoptado para concretizar a operação de reprodução com alimentação rápida de acordo com a invenção, desde que a codificação das imagens seja de tipo múltiplo. 128

Um método de gravação de um VCR digital não múltiplo convencional, no qual as imagens são fortemente comprimidas, dispersa os dados de video de uma maneira uniforme. Portanto, não é possível numa operação de reprodução de alimentação rápida reproduzir todas as imagens num plano de imagens da mesma altura. A imagem reproduzida foi a única constituída por uma série de blocos de imagem sem coincidência das bases de tempo umas com as outras. A presente invenção, contudo, proporciona um VCR HDTV de níveis múltiplos que pode reproduzir blocos de imagens com bases de tempo coincidentes num plano de imagens completo durante uma operação de reprodução com alimentação rápida, ainda que a sua qualidade de imagem tenha um grau LDTV. A gravação a três níveis de acordo com a presente invenção estará em condições de reproduzir um sinal de TV de elevada resolução, tal como um sinal HDTV, quando o sistema de gravação/reprodução tem uma relação C/N elevada. Entretanto, será reproduzido um sinal de TV de grau EDTV, e. g., um sinal NTSC alargado, ou um sinal de TV de grau LDTV, e. g., um sinal NTSC de baixa resolução, quando o sistema de gravação/reprodução tem uma relação C/N baixa ou baixas funcionalidades.

Como se descreve a seguir, o aparelho magnético de gravação/reprodução de acordo com a invenção pode reproduzir imagens que tenham o mesmo conteúdo, mesmo se a relação C/N é baixa ou a taxa de erro é elevada, ainda que a resolução ou a qualidade da imagem seja relativamente baixa. 129

Forma de Realização 7

Uma sétima forma de realização da presente invenção será descrita para execução de uma transmissão de sinal de video de quatro níveis. Uma combinação de transmissão de sinal a quatro níveis e de construção de dados de vídeo a quatro níveis dará origem a uma área de serviço de sinal de quatro níveis, como se vê na Fig. 91. A referida área de serviço é constituída, a partir da sua zona mais interior, por uma primeira 890a, uma segunda 890b, uma terceira 890c e uma quarta 890d áreas de recepção de sinal. O método para se conseguir uma área de serviço a quatro níveis como esta será explicado mais pormenorizadamente. A disposição em quatro níveis pode ser implementada, utilizando quatro níveis fisicamente diferentes determinados através de uma modulação ou de quatro níveis lógicos definidos por discriminação de dados da capacidade da correcção de erros. O primeiro dá origem a uma grande diferença na relação C/N entre dois níveis adjacentes e a relação C/N tem de ser aumentada para discriminar todos os quatro níveis uns dos outros. O último é baseado na acção de desmodulação, e uma diferença na relação C/N entre dois níveis adjacentes deverá manter-se num mínimo. Por isso, a disposição em quatro níveis constrói-se melhor, utilizando uma combinação de dois níveis físicos com dois níveis lógicos. A divisão de um sinal de vídeo em quatro níveis de sinal será explicada. A Fig. 93 é um diagrama de blocos de um circuito 3 divisor e compreende um divisor 895 de vídeo e quatro compressores 405a, 405b, 405c e 405d. O divisor 895 de vídeo inclui três divisores 404a, 404b e 404c, que estão dispostos de forma idêntica à do 130 circuito 404 divisor do primeiro codificador 401 de vídeo, apresentado na Fig. 30 e não será de novo explicado. Um sinal de vídeo de entrada é dividido pelos divisores em quatro componentes, HLVL de dados de baixa resolução, HhVh de dados de elevada resolução e HlVh e HhVl de dados de média resolução. A resolução de HLVL é metade da do sinal de entrada original. O sinal de vídeo de entrada é primeiro dividido pelo divisor 404a em dois componentes de banda de alta e baixa frequência, sendo cada componente dividido em dois segmentos horizontal e vertical. A parte intermédia entre faixas de elevada e baixa frequência é um ponto de divisão de acordo com a forma de realização. Por isso, se o sinal de vídeo de entrada for um sinal de HDTV com resolução vertical de 1000-linhas, HLVL tem uma resolução vertical de 500 linhas e uma resolução horizontal de metade deste valor.

Cada um dos dois dados, horizontal e vertical, do componente de baixa frequência HLVL é depois dividido pelo divisor 404c em dois segmentos de banda de frequência. Por isso, uma saída de um segmento do componente HLVL tem uma resolução vertical de 250 linhas e 1/4 da resolução horizontal original. Esta saída do divisor 404c, que é designada como sinal LL, é depois comprimida pelo compressor 405a de maneira a formar um sinal Di-i.

Os outros três segmentos de frequência mais elevada do componente HLVL são misturados por um misturador 772c num sinal LH que é depois comprimido pelo compressor 405b para formar um sinal Di_2 . O compressor 405b pode ser substituído por três compressores colocados entre o divisor 404c e o misturador 772c. 131

HlVh, HhVl e HhVh que formam o divisor 404a são misturados por um misturador 772a para formarem um sinal HhVh-H. Se o sinal de entrada tem resolução tanto horizontal como vertical de 1000-linhas, o sinal HhVh-H tem 500 a 1000 linhas de uma resolução horizontal e de uma vertical. HhVh-H é transmitido ao divisor 404b, onde é de novo dividido em quatro componentes.

Da mesma forma, HLVL do divisor 404b tem 500 a 750 linhas de uma resolução horizontal e de uma vertical e é transferido como um sinal HL para o compressor 405c. Os outros três componentes HlVh, HhVl e HhVh do divisor 404b tem uma resolução horizontal e uma vertical de 750 a 1000 linhas e são misturados por um misturador 772b num sinal HH, que é depois comprimido pelo compressor 405d e transmitido como um sinal D202. Após a compressão, o sinal HL é transmitido como o sinal D2-1. Como resultado, LL ou D1-1 transportam dados de frequência de 0 a 250 linhas, LH ou D1-2 transportam dados de frequência de mais de 250 linhas até 500 linhas, HL ou D2-1 transportam dados de frequência de mais de 500 linhas até 750 linhas e HH ou D2-2 transportam dados de frequência de mais de 750 linhas a 1000 linhas, pelo que o circuito 3 divisor pode proporcionar um sinal de quatro niveis. Assim, quando o circuito 3 divisor do transmissor 1, apresentado na Fig. 87, é substituído pelo circuito divisor da Fig. 93, a transmissão de um sinal de quatro niveis será implementada. A combinação de dados de niveis múltiplos e a transmissão de niveis múltiplos permitem que um sinal de video diminua por etapas na qualidade da imagem em proporção com a relação C/N durante a transmissão, contribuindo assim para o alargamento da área de serviço de difusão de TV. No lado de recepção, a acção de desmodulação e reconstrução é idêntica à do segundo receptor 132 da segunda forma de realização, apresentada na Fig. 88, e não será de novo explicada. Em particular, o misturador 37 é modificado para a transmissão de sinais de vídeo em vez de comunicações de dados e não será explicado mais pormenorizadamente.

Como descrito na segunda forma de realização, um sinal recebido após desmodulação e correcção de erros é introduzido como conjunto de quatro componentes Di-i, Di_2, D2-i e D2-2 num misturador 37 do segundo receptor 33 da Fig. 88. A Fig. 94 é um diagrama de blocos de um misturador 33 modificado, no qual D1-1, Di_2, D2-i e D2-2 são justificados pelos seus respectivos expansores 523a, 523b, 523c e 523d para um sinal LL e LH, e para um HL e HH, respectivamente, que são

equivalentes aos descritos na Fig. 93. Se a largura de banda do sinal de entrada é 1, LL tem uma largura de banda de 1/4, LL+LH tem uma largura de banda de 1/2, LL+LH+HL tem uma largura de banda de 3/4 e LL+LH+HL+HH tem uma largura de banda de 1. 0 sinal LH é depois dividido por um divisor 531a e misturado por um misturador 548a de vídeo com o sinal LL. Um sinal de saída do misturador 548a de vídeo é transferido para um terminal HLVL de um misturador 548c de vídeo. 0 misturador 531a de vídeo é idêntico ao do segundo descodificador 527 da Fig. 32 e não será explicado de novo. Também, o sinal HH é dividido por um divisor 531b e transmitido a um misturador de vídeo 548b. No misturador 548b de vídeo, o sinal HH é misturado com o sinal HL para constituir um sinal HhVh-H, o qual é depois dividido por um divisor 531c e enviado para o misturador 548c de vídeo. Neste misturador 548c de vídeo, HhVh-H é combinado com um sinal LH e LL num sinal de vídeo de saída. 0 sinal de vídeo de saída do misturador 33 é então transferido para a unidade 36 de saída do 133 segundo receptor, como se vê na Fig. 88, onde é convertido num sinal de TV para transmissão. Se o sinal original tem resolução vertical de 1050 linhas ou é um sinal de HDTV com resolução de cerca de 1000 linhas, os seus quatro componentes de niveis de sinais diferentes podem ser interceptados nas suas respectivas áreas de recepção de sinal, apresentadas na Fig. 91. A qualidade de imagem dos quatro componentes diferentes será descrita mais pormenorizadamente. O desenho da Fig. 92 representa uma combinação das figs 86 e 91. Como se vê, quando a relação C/N aumenta, o nivel geral do sinal da quantidade de dados é aumentada de 862d para 862a por etapas de quatro niveis de sinal Di-i, Di_2, D2-i e D2_2.

Também, como se vê na Fig. 95, os quatro componentes de niveis diferentes LL, LH, HL e HH são acumulados em proporção à relação C/N. Mais especificamente, a qualidade da imagem reproduzida será aumentada à medida que a distância a uma antena de transmissão se torna menor. Quando L=Ld, o componente LL é reproduzido. Quando L=Lc, o sinal LL+LH é reproduzido. Quando L=Lb, o sinal LL+LH+HL é reproduzido. Quando L=La, o sinal LL+LH+HL+HH é reproduzido. Como resultado, se a largura de banda do sinal original for 1, a qualidade da imagem é melhorada em incrementos de 1/4 de um valor de largura de banda de 1/4 a 1 conforme as áreas de recepção. Se o sinal original for um sinal HDTV de resolução vertical de 1000 linhas, um sinal de TV reproduzido será de 250, 500, 750 e 1000 linhas de resolução nas suas áreas de recepção respectivas. A qualidade de imagem variará assim por etapas conforme o nivel do sinal. A Fig. 96 mostra a propagação de sinal de um sistema de transmissão de sinal de HDTV digital convencional, no qual a reprodução de a sinal será possível quando C/N é inferior a V0. Também, 134 intercepção de sinal dificilmente será garantida nas zonas de interferência de sinal nas regiões sombra e noutras regiões de atenuação de sinal indicadas pelo simbolo x da área de serviço. A Fig. 97 mostra a propagação de sinal de um sistema de transmissão de sinal HDTV da presente invenção. Como se vê, a qualidade de imagem terá um grau de 1000 linhas total à distância La, em que C/N=a, um grau de 750 linhas a uma distância Lb, em que C/N=b, um grau de 500 linhas a uma distância Lc, em que C/N=c e um grau de 250 linhas a uma distância Ld, em que C/N=d. Dentro da distância La, mostram-se zonas desfavoráveis, onde a relação C/N cai abruptamente e a qualidade de imagem HDTV não será reproduzida. Como se percebe, um sinal de qualidade de imagem inferior pode, contudo, ser interceptado e reproduzido de acordo com o sistema de transmissão de sinal de níveis múltiplos da invenção. Por exemplo, a qualidade de imagem será de um grau de 750 linhas no ponto B numa área de sombra de um edifício, de um grau de 250 linhas num ponto D num comboio em movimento, de um grau de 750 linhas num ponto F numa área de desenvolvimento de imagens

fantasma, de um grau de 250 linhas num ponto G num carro em movimento, e de um grau de 250 linhas num ponto L numa área de interferência de sinal vizinha. Como acima referido, o sistema de transmissão de sinal da invenção permite que um sinal de TV seja recebido com sucesso com um certo grau na área para onde o sistema convencional é pouco qualificado, aumentando assim a sua área de serviço. A Fig. 98 mostra um exemplo de difusão simultânea de quatro programas de TV diferentes, no qual três programas de qualidade C, B e A são transmitidos nos seus respectivos canais Di_2, D2-i e D2_2, enquanto que um programa D idêntico ao de uma estação de TV analógica local é propagado no canal Di_i. Assim, enquanto o programa D mantém-se disponível num serviço simulcast, os outros três programas podem também ser 135 distribuídos no ar para oferecer um serviço de difusão múltipla de programas.

Forma de Realização 8 A seguir será explicado com referência aos desenhos uma oitava forma de realização da presente invenção. A oitava forma de realização emprega um sistema de transmissão de sinal de niveis múltiplos da presente invenção para a transmissão/recepção num sistema de telefones celulares. A Fig. 115 é um diagrama de blocos que apresenta um transmissor/receptor de um telefone portátil, em que o som de uma conversação telefónica, introduzido através de um microfone 762, é comprimido e codificado num compressor 405 em dados Di, D2 e D3 de níveis múltiplos, anteriormente descrito. Estes dados Di, D2 e D3 são divididos em tempo num circuito 765 de divisão de tempo em pré-determinados intervalos de tempo e, em seguida, modulados num modulador 4 num sinal, e. g. , SRQAM de níveis múltiplos, anteriormente descrito. Em seguida, uma unidade 764 de partilha de antena e uma antena 22 transmitem uma onda portadora com um sinal modulado que será interceptado por uma estação base, mais tarde descrita, e depois transmitida a outras estações base ou a uma estação telefónica central de forma a comunicar com outros telefones.

Pelo contrário, a antena 22 recebe ondas de rádio de transmissão de outras estações base como sinais de comunicação de outros telefones. Um sinal recebido é desmodulado, num desmodulador 45, num sinal de níveis múltiplos, e. g., do tipo SRQAM, em dados Di, D2 e D3. Um circuito de tempo 7 67 detecta 136 sinais de tempo na base dos sinais desmodulados. Estes sinais de tempo são introduzidos no circuito 7 65 de divisão de tempo. Os sinais desmodulados Di, D2 e D3 são transmitidos a um expansor 503 e expandidos num sinal de som, que é depois transmitido a um dispositivo 763 e convertido em som. A Fig. 116 mostra um diagrama de blocos a titulo de exemplo com uma disposição de estações de base, na qual três estações 771, 772 e 773 de base localizadas no centro das respectivas células 768, 769 e 770 receptoras de hexágono ou circulo. Estas estações 771, 772 e 773 de base, respectivamente, têm uma série de unidades 7 61a a 7 61j transmissoras/receptoras, cada uma semelhante à da Fig. 115, de forma a terem canais de comunicação de dados equivalentes ao número destas unidades transmissoras/receptoras. Um controlador 774 de estações de base é ligado a todas as estações de base e controla sempre a quantidade de tráfego de comunicações de cada estação base. Baseado no resultado do controlo, o controlador 774 de estações de base utiliza um sistema de controlo geral, incluindo a atribuição de frequências de canal às respectivas estações de base ou o controlo das células receptoras das respectivas estações de base. A Fig. 117 é uma vista que mostra uma distribuição de tráfego da quantidade de comunicação num sistema convencional, e. g., QPSK. Um diagrama d=A mostra dados 774a e 774b tendo uma eficiência de utilização de frequência de 2-bit/Hz, e um diagrama d=B mostra dados 774c com uma eficiência de utilização de frequência de 2 bit/Hz. Uma adição destes dados 774a, 774b e 774c origina dados 774d, que representam um valor de transmissão de Ach constituindo células 768 e 770 receptoras. A eficiência de utilização de frequência de 2-bit/Hz é uniformemente 137 distribuída. Contudo, a densidade de população na área urbana real é localmente elevada em várias áreas 775a, 775b e 775c populosas, que incluem edifícios concentrados. Dados 774e, que representam uma quantidade de tráfego de comunicação, mostram vários picos em pontos correspondendo justamente a estas áreas 775a, 775b e 775c populosas, em contraste com outras áreas com menor quantidade de comunicação. Uma capacidade de um telefone celular convencional foi fixada uniformemente em 2-bit/Hz de eficiência de frequência em toda a região, como se mostra pelos dados 774d, sem ter em conta a real quantidade de tráfego TF, apresentada pelos dados 774e. Não é eficaz atribuir a mesma eficiência de frequência sem ter em conta a quantidade de tráfego real. Para compensar esta ineficácia, os sistemas convencionais atribuíram várias frequências a zonas de grande quantidade de tráfego, aumentaram o número de canais ou diminuíram as suas células receptoras. Contudo, um aumento de número de canais fica restringido pelo espectro de frequências. Além disso, sistemas convencionais de transmissão no modo, e. g., QAM 16 ou QAM 64 de níveis múltiplos, aumentam a potência de transmissão. A redução das células receptoras induzirá um aumento das estações base, o que aumentará os custos da instalação. É ideal, para a melhoria da eficiência geral do sistema, aumentar a eficiência de frequência da zona de maior quantidade de tráfego e diminuir a eficiência de frequência da zona de menor quantidade de tráfego. Um sistema de transmissão de sinal de níveis múltiplos de acordo com a invenção concretiza esta modificação ideal. Isto será explicado, fazendo referência à Fig. 118, que mostra a distribuição de tráfego e a quantidade de comunicação de acordo com a oitava forma de realização da invenção. 138

Mais especificamente, a Fig. 118 mostra quantidades de comunicação das células 770b, 768, 769, 770 e 770a receptoras respectivas verificadas ao longo da linha A-A'. As células 768 e 770 receptoras utilizam frequências de um grupo de canais A, enquanto as células 770b, 769 e 770a receptoras utilizam frequências do grupo de canais B, que não se sobrepõem ao grupo A. O controlador 774 da estação de base, apresentado na Fig. 116, aumenta ou diminui o número destes canais de acordo com a quantidade de tráfego das respectivas células receptoras. Na Fig. 118, um diagrama d=A representa uma distribuição de uma quantidade de comunicação do canal A. Um diagrama d=B representa uma distribuição de uma quantidade de comunicação do canal B. Um diagrama d=A+B representa uma distribuição de uma quantidade de comunicação de todos os canais. Um diagrama TF representa uma quantidade de tráfego de comunicações e um diagrama P representa uma distribuição de edifícios e de população.

As células 768, 769 e 770 receptoras empregam o sistema de transmissão de sinal de níveis múltiplos, e. g., o SRQAM. Portanto, é possível obter uma eficiência de utilização de frequência de 6-bit/Hz três vezes maior do que os 2-bit/Hz de QPSK na vizinhança das estações base como é indicado pelos dados 776a, 776b e 776c. Entretanto, a eficiência de utilização de frequência diminui por etapas de 6 para 4/bit/Hz e de 4 para 2-bit/Hz, quando se passa para a área suburbana. Se a potência de transmissão é insuficiente, as áreas de 2-bit/Hz tornam-se mais estreitas que as células receptoras indicadas pelas linhas 777a, 777b e 777c ponteadas de QPSK. Contudo, uma célula receptora equivalente pode ser facilmente obtida, aumentando ligeiramente a potência de transmissão das estações de base. 139 A operação de transmissão/recepção de uma estação móvel capaz de responder a um sinal SRQAM 64 é concretizada pela utilização de QPSK modificado, que é obtido pela fixação de algum desvio de SRQAM para S=l, num lugar afastado da estação base, pela utilização de SRQAM 16 num lugar não muito afastado da referida estação, e pela utilização de SRQAM 64 num lugar mais próximo. Assim, a potência de transmissão máxima não aumenta quando se compara com QPSK. Além disso, um transmissor/receptor do tipo SRQAM 4, cuja configuração de circuitos é simplificada, como se mostra no diagrama de blocos da Fig. 121, estará em condições de comunicar com outros telefones, embora mantendo compatibilidade. Acontecerá o mesmo com o transmissor/receptor tipo SRQAM 16, apresentado no diagrama de blocos da Fig. 122. Como resultado, serão conseguidos três tipos de telefones diferentes com sistemas de modulação diferentes. É importante para os telefones portáteis, um tamanho pequeno e um peso leve. Tendo isto em conta, o sistema SRQAM 4 com uma configuração de circuitos simples será apropriado para os utilizadores que desejam um telefone pequeno e leve, mesmo se a sua eficiência de utilização de frequência seja baixa e, portanto, o custo da chamada possa aumentar. Desta maneira, o sistema de acordo com a invenção pode servir para uma grande variedade de utilização.

Como acima explicado, é conseguido um sistema de transmissão possuindo a distribuição d=A+B da Fig. 118, cuja capacidade é alterada localmente. Portanto, uma eficiência de utilização de frequência geral será aumentada com muita eficácia, se a distribuição das estações de base for escolhida para se ajustar à quantidade de tráfego real indicada por TF. Especialmente, o efeito da presente invenção será grande num sistema de células micro, em que as células receptoras são mais 140 pequenas e, portanto, mais numerosas sub-estações de base são necessárias. Por causa disso, um grande número das referidas sub-estações de base pode facilmente ser instalado num local com uma grande quantidade de tráfego. A seguir, a atribuição de dados de cada intervalo de tempo será explicada com referência à Fig. 119, onde a Fig. 119 (a) mostra um intervalo de tempo convencional e a Fig. 119 (b) mostra um intervalo de tempo de acordo com a oitava forma de realização. 0 sistema convencional concretiza uma transmissão descendente, i. e., da estação base para uma estação móvel, como se mostra na Fig. 119 (a), na qual um sinal sincronizado S é transmitido com intervalo de tempo 780a e sinais de transmissão para os respectivos telefones portáteis dos canais A, B e C com intervalos 780b, 780c e 780d de tempo, respectivamente, na frequência A. Por outro lado, uma transmissão ascendente, i. e., da estação móvel para a estação base, é realizada de forma a que um sinal sincronizado S e sinais de transmissão dos canais a, b e c sejam transmitidos com intervalos 781a, 781b, 781c e 781d de tempo na frequência B. A invenção, que é caracterizada por um sistema de transmissão de sinal de niveis múltiplos, e. gr. , SRQAM 64, permite ter dados de três niveis que incluem Di, D2 e D3 de 2-bit/Hz, como se mostra na Fig. 119 (b). Como tanto os dados Ai como os dados A2 são transmitidos por SRQAM 16, os seus intervalos de tempo têm uma taxa de dados dupla, como se mostra pelos intervalos 782b, 782c e 783b, 783c de tempo. Isto significa que a mesma qualidade de som pode ser transmitida em metade do tempo. Assim, uma duração dos respectivos intervalos 782b, 782c de tempo torna-se igual a metade. Desta maneira, uma capacidade de transmissão dupla pode ser adquirida na zona 776c 141 na vizinhança de dois niveis, como se mostra na Fig. 118, i. e., da estação base.

Do mesmo modo, os intervalos de tempo 782g e 783g realizam a transmissão/recepção dos dados EI pela utilização de um sinal SRQAM 64. Como a capacidade da transmissão é tripla, um só intervalo de tempo pode ser utilizado para três canais de Ei, E2 e E3. Isto será utilizado numa região ainda mais próxima da estação base. Assim, pode ser obtida até uma capacidade de comunicação tripla na mesma banda de frequência. Poderá, no entanto, uma eficiência de transmissão real ser reduzida em 90%. É desejável para aumentar o efeito da invenção, fazer coincidir, tanto quanto possivel, a distribuição do montante da transmissão de acordo com a invenção com a distribuição regional do montante de tráfego real.

De facto, uma zona urbana real consiste numa zona de construção densa e de uma zona de cintura verde rodeando a área de construção. Mesmo uma área suburbana real é constituída por uma parte residencial e por campos ou florestas que rodeiam esta zona residencial. Estas áreas, urbana e suburbana, assemelham-se ao diagrama de distribuição TF. Desta forma, a aplicação da invenção será eficaz. A Fig. 120 é um diagrama mostrando intervalos de tempo do método TDMA, em que a Fig. 120(a) mostra um método convencional e a Fig. 120(b) mostra o método de acordo com a invenção. O método convencional utiliza intervalos 786a, 786b de tempo para transmissão para telefones portáteis dos canais A e B à mesma frequência e os intervalos 787a, 787b de tempo para a mesma transmissão, como se mostra na Fig. 120 (a) . 142

Pelo contrário, o modo SRQAM 16 de acordo com a invenção utiliza um intervalo de tempo 788a para recepção do canal Ai e um intervalo de tempo 788c para transmissão para o canal Ai, como se mostra na Fig. 120(b). A duração do intervalo de tempo torna-se aproximadamente igual a 1/2. No caso do modo SRQAM 64, é utiliza um intervalo de tempo 788i para a recepção do canal Di e é utilizado um intervalo de tempo 7881 para a transmissão do canal Di. A duração do intervalo de tempo fica aproximadamente igual a 1/3.

Para poupar energia eléctrica, a transmissão do canal Ei é executada, utilizando um intervalo 788r de tempo SRQAM 4 normal, enquanto a recepção do canal Ei é executada, utilizando um intervalo 7 8 8p de tempo SRQAM 16 que tem um intervalo de tempo igual a 1/2. A potência de transmissão é seguramente suprimida, ainda que o custo da comunicação possa aumentar em virtude de um tempo de ocupação maior. Isto produzirá efeitos em telefones portáteis pequenos e leves equipados com uma pequena bateria ou quando a bateria estiver quase descarregada.

Como anteriormente descrito, a presente invenção torna possível determinar a distribuição da capacidade de transmissão de forma a fazê-la coincidir com uma distribuição de tráfego real, conseguindo assim aumentar de forma substancial a capacidade de transmissão. Além disso, a invenção permite que as estações de base ou as estações móveis escolham livremente uma entre duas ou três capacidades de transmissão. Se for escolhida uma eficiência de utilização de frequências inferior, o consumo de energia diminuirá. Se for escolhida uma eficiência de utilização de frequências mais elevada, o custo da comunicação diminuirá. Além disso, a adopção de um modo SRQAM 4 com uma capacidade menor simplificará os circuitos e reduzirá o tamanho 143 e o custo do telefone. Como foi explicado nas formas de realização anteriores, uma caracteristica da invenção reside no facto de ser mantida a compatibilidade entre todas as estações associadas. Desta maneira, a invenção não só aumenta a capacidade de transmissão como permite fornecer aos clientes uma grande variedade de séries, desde super mini telefones a telefones de elevado desempenho.

Forma de Realização 9 A seguir será descrita uma nona forma de realização da invenção com referência aos desenhos. A nona forma de realização utiliza esta invenção num sistema de transmissão OFDM. A Fig. 123 é um diagrama de blocos de um transmissor/receptor de OFDM, e a Fig. 124 é um diagrama de blocos mostrando um principio de uma acção de OFDM. Uma OFDM é uma das FDM e tem uma melhor eficiência na utilização de frequências quando comparada com a da FDM geral, em virtude de uma OFDM se colocar junto de duas portadoras para estas estarem em quadratura uma com a outra. Além disso, uma OFDM pode suportar a obstrução de vias múltiplas, por exemplo de fantasmas e, portanto, pode ser aplicada no futuro para a difusão digital de música ou para a difusão digital de TV.

Como se mostra no diagrama de principio da Fig. 124, uma OFDM converte um sinal de entrada por meio de um conversor 791 de série para paralelo em dados colocados num eixo 793 de frequências a intervalos de 1/ts, de forma a produzir os subcanais 794a-794e. Este sinal é convertido de forma inversa em FFT por um modulador 4, que tem um FFT inverso 40, num sinal de um eixo 799 de tempo, de forma a produzir um sinal 795 de 144 transmissão. Este sinal FFT inverso é transmitido durante um período 7 96 de símbolo eficaz e um período de tempo ts. Um intervalo 797 de guarda com uma duração tg é conseguido entre os períodos dos respectivos símbolos.

Uma acção de transmissão/recepção de um sinal HDTV de acordo com esta nona forma de realização será explicado com referência ao diagrama de blocos da Fig. 123, que mostra um sistema híbrido OFDM-CCDM. Um sinal HDTV introduzido é separado por um codificador 401 de vídeo em sinais de vídeo de três níveis, um de banda de baixa frequência Di_i, um de banda de média-baixa frequência D1-2 e um de banda de alta-média-baixa frequência de sinais de vídeo D2 e introduzido numa secção 742 de entrada.

Numa entrada 743 de uma primeira corrente de dados, um sinal D1-1 é codificado em ECC com elevado ganho de código e um sinal D1-2 é codificado em ECC com normal ganho de código. Uma TDM 743 executa a multiplexagem por divisão de tempo dos sinais D1-1 e Di_2 para produzir um sinal Di, que é então transmitido a um conversor 791d de série para paralelo de Di de um modulador 852a. O sinal Di é constituído por n partes de dados paralelos que são introduzidos em primeiras entradas de um modulador 4a, 4b, --- C-CDM de n partes respectivamente.

Por outro lado, o sinal de banda de elevada frequência D2 é introduzido numa entrada 744 de uma segunda corrente de dados pertencente à secção 742 de entrada, na qual o sinal D2 é codificado em ECC (Código de Correcção de Erros) num ECC 744a e depois codificado pelo processo Trellis num codificador 744b Trellis. Em seguida, o sinal D2 é fornecido a um conversor de série D2 para paralelo do modulador 852a e convertido 791b em n 145 partes de dados paralelos que são introduzidos em segundas

entradas de n partes do modulador 4a, 4b, C-CDM respectivamente.

Os moduladores 4a, 4b e 4c, C-CDM respectivamente, produzem um sinal SRQAM 16 na base dos dados Di da entrada da primeira corrente de dados e dos dados D2 da entrada da segunda corrente de dados. Estas n partes do modulador C-CDM, respectivamente, têm portadoras diferentes umas das outras. Como se mostra na Fig. 124, as portadoras 794a, 794b e 794c---são agrupadas no eixo de frequência 793, pelo que estas duas portadoras adjacentes estão 90° fora-de-fase umas das outras. Assim, as n partes moduladas em C-CDM do sinal modulado são introduzidas no circuito 40 FFT inverso e transferidas da dimensão do eixo 793 de frequência para a dimensão do eixo de tempo 799. Assim, são produzidos sinais 796a, 796b --- de tempo, com um comprimento de símbolo efectivo ts. É considerada uma zona de intervalo 7 97a de guarda de Tg segundos entre as zonas de tempo de símbolo 796a e 796b efectivo para reduzir a obstrução das vias múltiplas. A Fig. 129 é um gráfico mostrando uma relação entre o eixo de tempo e o nível de sinal. O tempo de guarda Tg da banda de intervalo 797a de guarda é determinado tendo em conta a afectação multivia e a utilização de sinal. Fixando a duração do sinal de guarda Tg num valor maior que o do tempo de afectação multivia, e. g., fantasmas de TV, os sinais modulados do circuito 40 FFT inverso são convertidos por um conversor 4e de paralelo para série num sinal e depois transmitidos a partir de um circuito 5 de transmissão como sinal de RF.

Em seguida, será descrita uma acção de um receptor 43. Um sinal recebido, apresentado como sinal de símbolo de base de 146 tempo 796e da Fig. 124, é transmitido a um circuito 24 de entrada da Fig. 123. Então, o sinal recebido é convertido num sinal digital num desmodulador 852b e depois transformado em coeficientes de Fourier num FFT 40a. Assim, o sinal é transferido do eixo 799 de tempo para o eixo 793a de frequência, como mostra a Fig. 124. Isto é, o sinal de simbolo de base de tempo é convertido em portadoras 7 94a, 7 94b, --- de base de frequências. Como estas portadoras estão numa relação de quadratura umas com as outras, é possível separar os sinais modulados respectivos. A Fig. 125(b) mostra assim um sinal SRQAM 16 desmodulado, o qual é então introduzido nos desmoduladores 45a, 45b, --- C-CDM respectivos de um desmodulador 45C-CDM, no qual o referido sinal desmodulado é desmodulado em sub-sinais Di e D2 de níveis múltiplos. Estes sub-sinais Di e D2 são em seguida desmodulados por um conversor 852a de paralelo para série Di e por um conversor 852b de paralelo para série D2 nos sinais originais Di e D2.

Uma vez que o sistema de transmissão de sinais é o sistema de níveis múltiplos C-CDM, apresentado na Fig. 125 (b), ambos os sinais Di e D2 serão desmodulados em melhores condições de recepção, mas apenas o sinal Di poderá sê-lo em condições piores, e. g., com uma condição de recepção com uma relação C/N baixa. O sinal desmodulado Di é desmodulado na parte 757 de saída. Como o sinal D1-1 tem um ganho de código ECC mais elevado, quando se compara com o do sinal D1-2, um sinal de erro do sinal D1-1 é reproduzido mesmo nas piores condições de recepção. O sinal D1-1 é convertido por um descodif icador 402c de vídeo 1-1 num sinal de banda de baixa frequência e transmitido como um LDTV, e o sinal D1-2 é convertido por um descodif icador 147 402d de vídeo 1-2 num sinal de banda de média frequência e transmitido como EDTV. 0 sinal D2 é descodificado por um descodificador 759b Trellis e convertido por um segundo descodificador 402b de vídeo num sinal de banda de elevada frequência e transmitido como um sinal HDTV. Nomeadamente, apenas é transmitido um sinal LDTV no caso de um sinal de banda de baixa frequência. Um sinal EDTV de grau NTSC alargado é transmitido se o sinal de banda de média frequência for adicionado ao sinal de banda de baixa frequência, e um sinal HDTV é produzido reunindo sinais de bandas de baixa, média e alta frequência. Também, pode ser recebido, como na forma de realização anterior, um sinal de TV com uma qualidade de imagem dependente da relação C/N de recepção. Assim, a nona forma de realização consegue um novo sistema de transmissão de sinal de níveis múltiplos, combinando OFDN e C-CDM, que não foi obtido por OFDM sozinho.

Um OFDM é certamente forte contra trajectórias múltiplas, por exemplo fantasmas de TV, em virtude do tempo de guarda Tg poder absorver um sinal de interferência de trajectórias múltiplas. Assim, OFDM é aplicável à difusão da TV digital para receptores de TV em veículos automóveis. Entretanto, nenhum sinal OFDM é recebido quando a relação C/N é inferior a um valor pré-determinado, em virtude do seu padrão de transmissão de sinal não ser do tipo de níveis múltiplos.

Contudo, a presente invenção pode resolver estes inconvenientes, combinando OFDM com C-CDM, conseguindo assim uma degradação por graus dependente da relação C/N na recepção de um sinal de vídeo sem ser perturbado por trajectórias múltiplas. 148

Quando um sinal de TV é recebido num compartimento de um veiculo, não só a recepção é perturbada por trajectórias múltiplas, mas a relação C/N deteriora-se. Portanto, a área de serviço de difusão numa estação de TV não se expandirá, como se espera, se as contra-medidas forem só relativas às trajectórias múltiplas.

Por outro lado, uma recepção de sinal de TV, pelo menos, de grau LDTV será assegurada pela combinação com a transmissão C-CDM de níveis múltiplos, mesmo se a relação C/N estiver bastante deteriorada. Como o tamanho do plano de imagem de TV de um veículo automóvel é normalmente inferior a 100 polegadas, um sinal de TV de grau LDTV conseguirá uma qualidade de imagem satisfatória. Assim, a área de serviço com grau LDTV de TV para veículos automóveis será largamente expandida. Se for utilizado OFDM em toda uma banda de frequência de sinal HDTV, estas tecnologias de semi-condutores não podem impedir que a dimensão de circuitos aumente demasiado.

Em seguida, será explicado um método OSDM de transmissão apenas de um sinal de TV de banda de baixa frequência Di_i. Como se mostra no diagrama de blocos da Fig. 138, um componente Di_2 da banda de média frequência e um componente D2 da banda de elevada frequência de um sinal HDTV são multiplexados num modulador C-CDM 4a e depois transmitidos a uma banda de frequência A através de um FDM 40d.

Por outro lado, um sinal recebido por um receptor 43 é, em primeiro lugar, separado em frequência por um FDM 40e e depois desmodulado por um desmodulador C-CDM 4b da presente invenção. Em seguida, o sinal assim desmodulado em C-CDM é reproduzido para componentes de média e elevada frequência de HDTV, da mesma 149 forma que na Fig. 123. Uma operação de um descodif icador de vídeo 402 é idêntica à das formas de realização 1, 2 e 3 e não será de novo explicada.

Entretanto, o sinal O1-1, um sinal de banda de baixa frequência de grau MPEG 1 de HDTV, é convertido por um conversor 791 de série para paralelo num sinal paralelo e introduzido num modulador OFDM 852c, que executa uma modulação QPSK ou QAM 16. Subsequentemente, um sinal Di-i é convertido por um FFT 40 inverso num sinal de base de tempo e transmitido a uma banda de frequência B através do FDM 40d.

Por outro lado, um sinal recebido pelo receptor 43 é separado em frequência no FDM 40e e depois convertido em vários sinais à base de frequências num FFT 40a do modulador 852d OFDM. Em seguida, os sinais à base de frequências são desmodulados nos respectivos desmoduladores 4a, 4b, --- e transmitidos a um conversor 882a de paralelo para série, onde um sinal Di-i é desmodulado. Desta forma, um sinal Di_i de grau LDTV é transmitido a partir do receptor 43.

Desta forma, apenas um sinal LDTV é modulado em OFDM numa transmissão de sinal de níveis múltiplos. O sistema da Fig. 138 torna possível obter um circuito OFDM complicado apenas para um sinal LDTV. A taxa de bits do sinal LDTV é 1/20 da do sinal HDTV. Portanto, a escala de circuitos de OFDM será reduzida a 1/20, o que tem como resultado uma redução marcante da dimensão geral do circuito.

Um sistema de transmissão de sinal OFDM é firme contra trajectórias múltiplas e cedo será aplicado a uma estação móvel, por exemplo uma TV portátil, uma TV de um automóvel ou um 150 receptor de emissões digitais de música, que fica exposta a fortes e variáveis obstruções de trajectórias múltiplas. Para estas utilizações, um tamanho pequeno de imagem de menos de 10 polegadas, 4 a 8 polegadas é o usual. É assim conseguido que a modulação OFDM de um sinal TV de elevada resolução, por exemplo HDTV ou EDTV, venha a produzir menos efeito. Por outras palavras, a recepção de um sinal de TV de grau LDTV será suficiente para uma TV em veículos automóveis.

Pelo contrário, trajectórias múltiplas são constantes em estações fixas, por exemplo de TV doméstica. Portanto, uma contra-medida contra trajectórias múltiplas é relativamente fácil. Será conseguido menos efeito no caso de uma estação fixa por OFDM, a menos que seja uma área com fantasmas. A utilização de OFDM para componentes de bandas de média e alta frequências não é vantajoso, tendo em vista que a escala de circuito existente de OFDM é ainda grande.

Assim, o método da invenção, no qual é utilizado OFDM apenas para sinais de TV de banda de baixa frequência, como se vê na Fig. 138, pode reduzir largamente a escala de circuito do OFDM para menos de 1/10, sem perder o efeito OFDM inerente capaz de reduzir grandemente a obstrução múltipla de LDTV quando recebido numa estação móvel, por exemplo a de um veículo automóvel.

Ainda que a modulação OFDM da Fig. 138 seja concretizada apenas para o sinal Di_i, é também possível modular Di_i e Di_2 por OFDM. Neste caso, a transmissão de um sinal C-CDM de dois níveis é utilizada para transmissão de Di_i e Di_2 . Assim sendo, uma difusão de níveis múltiplos firme contra as trajectórias múltiplas será utilizada para veículos, tais como os veículos 151 automóveis. Mesmo num veículo, a graduação por graus será realizada de tal maneira que os sinais LDTV e SDTV são recebidos com qualidades de imagem dependentes do nível do sinal recebido ou da sensibilidade da antena. A transmissão de sinais de níveis múltiplos de acordo com a presente invenção é possível deste modo e produz vários efeitos, como foi anteriormente descrito. Além disso, se a transmissão de sinal de níveis múltiplos da presente invenção tem incluído OFDM, será possível proporcionar um sistema firme contra as trajectórias múltiplas e alterar o grau de transmissão de dados de acordo com a alteração do nível do sinal que se recebe. 0 método de transmissão de sinal de níveis múltiplos da presente invenção destina-se a aumentar a utilização de frequências, mas pode não ser apropriado para todos os sistemas de transmissão, uma vez que pode obrigar alguns tipos de receptores a reduzirem o seu consumo de energia. É uma boa ideia para utilização com um sistema de comunicações por satélite de subscritores escolhidos empregar transmissores e receptores mais avançados conseguidos para melhor utilização das frequências e energia aplicadas. Um tal sistema de transmissão de sinal para um fim específico não será limitado pela presente invenção. A presente invenção será vantajosa para ser utilizada por um serviço de difusão por satélite ou terrestre, que seja essencial funcionar com as mesmas normas de há 50 anos. Durante o período de serviço, as normas de difusão não deverão ser alteradas, mas poderão ser atempadamente introduzidos aperfeiçoamentos correspondentes a soluções técnicas actualizadas. Particularmente, a energia para a transmissão de sinal será seguramente aumentada em qualquer satélite. Cada 152 estação de TV deverá proporcionar um serviço compatível para garantir a recepção de sinal do programa de TV por qualquer tipo de receptores, desde os actuais aos futuros receptores avançados. 0 sistema de transmissão de sinal da presente invenção pode proporcionar um serviço de difusão compatível de ambos os sistemas NTSC e HDTV existentes e também assegurar um futuro alargamento para ser compatível com a transmissão de dados em massa. A presente invenção refere-se mais à utilização de frequências do que à utilização de energia. A sensibilidade de recepção do sinal de cada receptor é preparada de forma diferente, conforme o nível do estado de sinal a ser recebido, de forma que a potência de transmissão de um transmissor não necessite de ser muito aumentada. Daí os satélites existentes, que oferecem uma energia pequena para recepção e transmissão de um sinal, poderem ser utilizados de melhor modo com o sistema da presente invenção. O sistema está também preparado para satisfazer as mesmas normas correspondentes a um aumento na potência de transmissão do futuro e oferecer a compatibilidade entre tipos antigos e novos de receptores. Além disso, a presente invenção será mais vantajosa para utilização de normas de difusão por satélite. O método de transmissão de sinal de níveis múltiplos da presente invenção é, de um modo mais preferido, empregue para o serviço de difusão de TV terrestre, em que a utilização de energia não é crucial, quando comparada com o caso do serviço de difusão por satélite. Os resultados são tais que as zonas de atenuação de sinal numa área de serviço, que são atribuídas a um sistema de difusão HDTV digital convencional, são consideravelmente reduzidas na sua extensão, e também é obtida a 153 compatibilidade de um receptor ou monitor de HDTV com o sistema NTSC existente. Além disso, a área de serviço é substancialmente aumentada, de tal maneira que os fornecedores e os produtores de programas podem contar com mais espectadores. Ainda que as formas de realização da presente invenção se refiram a procedimentos QAM 16 e 32, outras técnicas de modulação, incluindo as QAM 64, 128 e 256, poderão ser empregues com igual sucesso. Também, as técnicas PSK, ASK e FSK múltiplas serão aplicáveis como foi descrito nas várias formas de realização.

Uma combinação de TDM com SRQAM da presente invenção foi anteriormente descrita. Contudo, o SRQAM da presente invenção pode ser também combinado com qualquer dos sistemas de comunicação FDM, CDMA e de dispersão de frequências.

Lisboa, 31 de Março de 2010 154

Claims

REIVINDICAÇÕES 1. Aparelho (1) de transmissão de sinal compreendendo: - um modulador (4) com a funcionalidade de modular um fluxo de dados para produzir um sinal modulado de acordo com uma PSK de nivel m ou uma QAM de nivel m, em que m é um inteiro; - um conversor (40) com a funcionalidade de converter o sinal modulado num sinal convertido possuindo uma parte (796) de símbolo efectivo e um intervalo (797) de guarda de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência; e -um transmissor (5) com a funcionalidade de transmitir o sinal convertido; em que a parte de símbolos efectivos é seleccionada de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda é seleccionado de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados, , sendo a selecção de períodos de tempo predeterminados para a parte de símbolos efectivos e o intervalo de guarda realizada pelo conversor (40) definido.
2. Aparelho (43) de recepção de sinal compreendendo: -um conversor (40a) com a funcionalidade de converter um sinal recebido, possuindo uma parte (796) de símbolos efectivos e um intervalo (797) de guarda, num 1 sinal convertido de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência, sendo a parte de símbolos efectivos seleccionada de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda seleccionado de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados, sendo a selecção dos períodos de tempo predeterminados para a parte de símbolos efectivos e o intervalo de guarda realizada pelo conversor (40a) definido; possuindo o sinal recebido informação de um fluxo de dados e sendo modulado de acordo com uma PSK de nível m ou uma QAM de nível m, em que m é um inteiro; e um desmodulador (45) com a funcionalidade de desmodular o sinal convertido para produzir o fluxo de dados.
3. Sistema de transmissão de sinal compreendendo; um aparelho (1) de transmissão de sinal compreendendo: - um modulador (4) com a funcionalidade de modular um fluxo de dados para produzir um sinal modulado de acordo com uma PSK de nível m ou uma QAM de nível m, em que m é um inteiro; um conversor (40) frequência-tempo com a funcionalidade de converter o sinal modulado num sinal frequência-tempo convertido possuindo uma parte (796) de símbolos efectivos e um intervalo (797) de guarda 2 de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência; e um transmissor (5) com a funcionalidade de transmitir o sinal frequência-tempo convertido um aparelho (43) de recepção de sinal compreendendo: um conversor (40a) tempo-frequência com a funcionalidade de converter o sinal frequência-tempo convertido num sinal tempo-frequência convertido de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência; e um desmodulador (45) com a funcionalidade de desmodular o sinal tempo-frequência convertido para produzir o fluxo de dados; em que a parte (796) de simbolo efectivo é seleccionada de uma pluralidade de periodos de tempo predeterminados e o intervalo (797) de guarda é seleccionado de uma pluralidade de periodos de tempo predeterminados, sendo a selecção dos periodos de tempo predeterminados para a parte de simbolos efectivos e o intervalo de guarda realizada pelo conversor (40) frequência-tempo e conversor (40a) tempo-frequência respectivos.
4. Método de transmissão de sinal compreendendo: - modular um fluxo de dados para produzir um sinal modulado de acordo com uma PSK de nivel m ou uma QAM de nivel m, em que m é um inteiro; 3 converter o sinal modulado num sinal convertido possuindo uma parte (796) de simbolos efectivos e um intervalo (797) de guarda de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência; e - transmitir o sinal convertido, em que a parte de simbolos efectivos é seleccionada de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda é seleccionado de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados, sendo a selecção dos períodos de tempo predeterminados para a parte de símbolos efectivos e o intervalo de guarda realizada por um conversor (40).
5. Método de recepção de sinal compreendendo: converter um sinal recebido, possuindo uma parte (796) de símbolo efectivo e um intervalo (797) de guarda, num sinal convertido de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência, sendo a parte de símbolos efectivos seleccionada de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda seleccionado de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados, sendo a selecção dos períodos de tempo predeterminados para a parte de símbolos efectivos e o intervalo de guarda realizada por um conversor (40); 4 possuindo o sinal recebido informação de um fluxo de dados e sendo modulado de acordo com uma PSK de nivel m ou uma QAM de nivel m, em que m é um inteiro; e - desmodular o sinal convertido para produzir o fluxo de dados.
6. Método de transmissão e recepção de sinal, compreendendo um método de transmissão de sinal e um método de recepção de sinal, compreendendo um método de transmissão de sinal: - modular um fluxo de dados para produzir um sinal modulado de acordo com uma PSK de nivel m ou uma QAM de nivel m, em que m é um inteiro; - converter em frequência-tempo o sinal modulado num sinal frequência-tempo convertido possuindo uma parte (796) de simbolo efectivo e um intervalo (797) de guarda de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência; e - transmitir o sinal frequência-tempo convertido, um método de recepção de sinal compreendendo: converter em tempo-frequência o sinal frequência-tempo convertido num sinal tempo-frequência convertido de acordo com Multiplexagem por Divisão Ortogonal de Frequência; e 5 desmodular o sinal tempo-frequência convertido para produzir o fluxo de dados; em que a parte de símbolos efectivos é seleccionada de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados e o intervalo de guarda é seleccionado de uma pluralidade de períodos de tempo predeterminados, sendo a selecção dos períodos de tempo predeterminados para a parte de símbolos efectivos e o intervalo de guarda realizada pelo conversor (40) frequência-tempo e conversor (40a) tempo-frequência respectivos. Lisboa, 31 de Março de 2010 6