JP3233626B2 - 送信装置、受信装置、伝送装置、送信方法、受信方法 - Google Patents
送信装置、受信装置、伝送装置、送信方法、受信方法Info
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- Amplitude Modulation (AREA)
Description
とによりデジタル信号を伝送する伝送装置に関するもの
である。
の利用が進んでいる。とりわけデジタル映像伝送技術の
進展はめざましい。
されつつある。現在デジタルTV伝送装置は放送局間の
中継用として一部実用化されているにすぎない。しか
し、近い将来、地上放送と衛星放送への展開が予定され
各国で検討が進められている。
DTV放送、PCM音楽放送や情報提供放送やFAX放
送等の放送サービスの内容の質と量を今後向上させる必
要がある。この場合TV放送の限られた周波数帯域の中
で情報量を増大させる必要がある。この帯域で伝送でき
る情報伝送量はその時代の技術的限界に応じて増大す
る。このため理想的には時代に応じて受信システムを変
更し、情報伝送量を拡張できることが望ましい。
重要であり長期間に至る全ての視聴者の既得権の確保が
重要となる。新しい放送サービスを始める場合、既存の
受信機もしくは受像機でそのサービスを享受できること
が必要条件である。過去と現在、そして現在と将来の新
旧の放送サービスの間の受信機もしくは受像機の互換
性、放送の両立性が最も重要であるといえる。
タルTV放送規格には将来の社会の要求と技術進歩に対
応できる情報量の拡張性と、既存の受信機器との間の互
換性と両立性が求められている。
送の伝送方式を拡張性と両立性の観点から述べる。
TSC-TV信号を約6Mbpsに圧縮した信号を4値
PSK変調を用いTDM方式で多重化し1つのトランス
ポンダーで4〜20チャンネルNTSCのTV番組もし
くは1チャンネルのHDTVを放送する方式が提案され
ている。またHDTVの地上放送方式として1チャンネ
ルのHDTV映像信号を15Mbps程度のデータに圧
縮し、16もしくは32QAM変調方式を用い地上放送
を行う方式が検討されている。
ている放送方式は、単純に従来の伝送方式で放送するた
め1チャンネルのHDTVの番組放送に数チャンネル分
のNTSCの周波数帯域を使用する。このため、HDT
V番組の放送時間帯には数チャンネルのNTSC番組が
受信放送できないという問題点があった。NTSCとH
DTVの放送との間の受信機、受像機の互換性、両立性
がなかったといえる。また将来の技術進歩に伴い必要と
なる情報伝送量の拡張性も全く考慮されていなかったと
いえる。
Vの地上放送方式はHDTV信号を16QAMや32Q
AMといった従来の変調方式でそのまま放送しているに
すぎない。既存のアナログ放送の場合、放送サービスエ
リア内においてもビルかげや低地や隣接するTV局の妨
害を受けるような受信状態が悪い地域が必ず存在する。
このような地域においては、既存のアナログ放送の場合
画質が劣化するものの、映像は再生できTV番組は視聴
できた。しかし、従来のデジタルTV放送方式では、こ
のような地域においては全く映像が再生できず、TV番
組を全く視聴できないという重大な問題があった。これ
は、デジタルTV放送の本質的な課題を含むものでデジ
タルTV放送の普及に致命的となりかねない問題であっ
た。これは従来のQAM等の変調方式の信号点の位置か
等間隔に配置されていることに起因する。信号点の配置
を変更もしくは変調する方式は従来なかった。
題点を解決するもので、特に衛星放送におけるNTSC
放送とHDTV放送の両立性、また地上放送におけるサ
ービスエリア内の受信不能地域を大巾に減少させる伝送
装置を提供することを目的とする。
に本発明の伝送装置は、信号の入力部と、搬送波を上記
入力部からの入力信号により変調し信号ベクトル図上に
m値の信号点を発生させる変調部と変調信号を送信する
送信部からなりデータ送信を行う送信装置と上記送信信
号の入力部と、極座標系(r,θ)で表現できるベクト
ル図上でP値の信号点の変形PSKもしくは変形APS
K変調波を復調する復調器と出力部を有する受信装置の
2つの構成を有している。
をもつ第1データ列と第2データ列を入力させ、送信装
置の変調器によりベクトル図上にm値の信号点をもつ変
形m値のQAM方式の変調波を作る。このm点の信号点
をn組の信号点群に分割しこの信号点群を第1データ列
のnケの各データに割りあて、この信号点群の中のm/n
ケの信号点もしくは副信号点群に第2データ列の各デー
タを割りあてトレリス符号化して変調し送信装 置によ
り送信信号を送出する。場合によっては第3データも送
出できる。
装置においては上記送信信号を受信し信号スペースダイ
アグラム上のp点の信号点に対して、まずp点の信号点
をn組の信号点群に分割し、第1データ列の信号を復調
再生する。次に該当する信号点群の中のp/n点の信号
点にp/n値の第2データ列を対応させて復調し第1デ
ータと第2データを復調再生する。この時、第1データ
列もしくは/かつ第2データ列をトレリス符号化する。
p=nの受信機においてはn群の信号点群を再生し、各
々にn値を対応させ第1データ列のみを復調再生する。
を受信した場合、大型アンテナと多値の復調能力をもつ
受信機では第1データ列と第2データ列を復調できる。
同時に小型アンテナと少値の復調能力をもつ受信機では
第1データ列の受信ができる。こうして両立性のある伝
送システムを構築することができる。この場合第1デー
タ列をNTSCまたはHDTVの低域成分等の低域TV
信号に、第2データ列をHDTVの高域成分等の高域T
V信号に割りあてることにより、同一電波に対して少値
の復調能力をもつ受信機ではNTSC信号、多値の復調
能力をもつ受信機ではHDTV信号を受信できる。この
ことによりNTSCとHDTVの両立性のあるデジタル
放送が可能となる。
明の一発明の実施の形態について、図面を参照しながら
説明する。
体図を示す。入力部2と分離回路部3と変調器4と送信
部5をもつ送信機1は複数の多重化された入力信号を分
離回路3により第1データ列,D1、と第2データ列,D
2、と第3データ列,D3に分離し変調器4により、変調
信号として送信部5より出力し、アンテナ6により、こ
の変調信号は伝送路7により人工衛星10に送られる。
この信号は人工衛星10においてはアンテナ11で受信
され、中継器12により増幅され、アンテナ13により
再び地球へ送信される。
より第1受信機23、第2受信機33、第3受信機43
に送られる。まず、第1受信機23ではアンテナ22を
介して入力部24より入力し、復調器25により第1デ
ータ列のみが復調され、出力部26より出力される。こ
の場合第2データ列、第3データ列の復調能力はもたな
い。
て入力部34より出力した信号は復調機35により第1
データ列と第2データ列が復調され、合成器37により
一つのデータ列に合成され、出力部36より出力され
る。
力は入力部44に入り復調器45により第1データ列、
第2データ列、第3データ列の3つのデータ列が復調さ
れ合成器47により一つのデータ群となり出力部46よ
り出力される。
波数帯の電波を受けても、上述の3つの受信機の復調器
の性能の違いにより受信可能な情報量が異なる。この特
長により一つの電波帯で性能の異なる受信機に対してそ
の性能に応じた両立性のある3つの情報を同時に伝送す
ることが可能となる。例えば同一番組のNTSCとHD
TVと超解像度型HDTVの3つのデジタルTV信号を
伝送する場合、スーパーHDTV信号を低域成分、高域
差成分、超高域差成分に分離し、各々を第1データ列、
第2データ列、第3データ群に対応させれば、1チャン
ネルの周波数帯で両立性のある中解像度、高解像度、超
高解像度の3種のデジタルTV信号を同時に放送でき
る。
の受信機ではNTSC-TV信号を、中型アンテナを用
いた中値復調可能なの受信機ではHDTV信号を、大型
アンテナを用いた多値復調可能なの受信機では超高解像
度型HDTVを受信できる。図1をさらに説明するとN
TSCのデジタルTV放送を行うデジタル送信機51は
入力部52より第1データ群と同様のデータのみを入力
し、変調器54により変調し、送信機55とアンテナ5
6により伝送路57により衛星10に送り伝送路58に
より地球へ再び送信される。
らの受信信号を復調器24により、第1データ列に相当
するデータを復調する。同様にして、第2受信機33と
第3受信機43は、第1データ列と同じ内容のデータ群
を復調する。つまり3つの受信機は、デジタル一般TV
放送等のデジタル放送も受信できる。
のブロック図である。
第1データ列信号と第2データ列信号と第3データ列信
号の3つのデジタル信号に分離される。
号の低域成分を第1データ列信号、映像信号の高域成分
を第2データ列信号、映像信号の超高域成分を第3デー
タ列信号に割り当てることが考えられる。分離された3
つの信号は、変調器4の内部の変調入力部61に入力さ
れる。ここでは外部信号に基づき信号点の位置を変調も
しくは変更する信号点位置変調/変更回路67があり外
部信号に応じて信号点の位置を変調もしくは変更する。
変調器4の中では直交した2つの搬送波の各々に振幅変
調を行い、多値のQAM信号を得る。変調入力部61か
らの信号は第1AM変調器62と第2AM変調器63に
送られる。cos(2πfct)なる搬送波発生器64からの搬
送波のうち一つは第1AM変調器62によりAM変調さ
れ、合成器65に送られ、もう一つの搬送波はπ/2移相
器66に送られ90°移相されて、sin(2πfct)の状
態で第2AM変調器63に送られ、多値の振幅変調を受
けた後、合成器65で、第2AM変調波と合成され、送
信部5により送信信号しとして出力される。この方式そ
のものは従来より一般的に実施されているため詳しい動
作の説明は省略する。
ースダイアグラムの第1象限を用い動作を説明する。変
調器4で発生する全ての信号は、直交した2つの搬送波
Acos2πfctのベクトル81とBsin2πfctのベクトル82
の2つのベクトルの合成ベクトルで表現できる。0点か
らの合成ベクトルの先端を信号点と定義すると、16値
QAMの場合a1、a2、a3、a4の4値の振幅値とb1、
b2、b3、b4の4値の振幅値の組み合わせにより合計
16ケの信号点が設定できる。図3の第1象限では信号
点83のC11、信号点84のC12、信号点85のC22、
信号点86のC 21の4つの信号が存在する。
合成ベクトルであり、C11=a1cos2πfct−b1sin2πf
ct=Acos(2πfct+dπ/2)となる。
間の距離をA1、a1−a2間をA2、0−b1間をB1、b
1−b2間をB2と定義し、図上に示す。
16ケの信号点が存在する。このため各点を4bitの
情報に対応させることにより、4bitの情報伝送が1
周期つまり1タイムスロット中に可能となる。
一般的な割り付け例を示す。当然、各信号点間の距離が
離れている程、受信機の方で区別し易い。従って、一般
的には各信号点間の距離を、できるだけ離すような配置
にする。もし、特定の信号点間の距離を近付けた場合、
受信機ではその2点間の識別が困難となり、エラレート
が悪くなる。従って一般的には図5のように等間隔の配
置にするのが望ましいといわれている。従って16QA
Mの場合A1=A2/2なる信号点の配置が一般的に実
施されている。
ータを第1データ列と第2データ列場合により第3デー
タ列にに分割する。そして図6に示すように、16ケの
信号点もしくは信号点群を4つの信号点群に分割し、第
1データ列の4つのデータをまず、各々の信号点群に割
り当てる。つまり第1データ列が11の場合第1データ
象限の第1信号点群91の4つの信号点のうちのいずれ
か一つを送信し、01の場合は第2象限の第2信号点群
92、00の場合、第3象限の第3信号点群93、10
の場合第4象限の第4信号点群94、の中の各々4つの
信号点の中から一つの信号点を第2データ列の値に応じ
て選択して送信する。次に16QAMの場合第2データ
列の2bit、4値のデータ、64値QAMの場合4b
it、16値のデータを91、92、93、94の各分
割信号点群の中の4つの信号点もしくは副信号点群に図
7のように割り当てる。どの象限も対象配置となる。信
号点の91、92、93、94への割り当ては第1デー
タ群の2bitデータにより優先的に決められる。こう
して第1データ列の2bitと第2データ列の2bit
は全く独立して送信できる。そして第1データ列は受信
機のアンテナ感度が一定値以上あれば4PSK受信機で
も復調できる。アンテナにさらに高い感度があれば本発
明の変形16QAM受信機で第1データ群と第2データ
群の双方が復調できる。
第2データ列の2ビットの割り当て例を示す。
成分に分け第1データ列に低域映像信号を割り当て、第
2データ列に高域映像信号を割り当てることにより、4
PSKの受信システムでは第1データ列のNTSC相当
の映像を、16QAM又は、64QAMの受信システム
では第1データ列と第2データ列の双方が再生でき、こ
れらを加算して、HDTVの映像を得ることができる。
した場合、4PSK受信機からみて第1象限に斜線で示
した部分との間のスレシホルド距離がある。スレシホル
ド距離をATOとするとで4PSKを送るだけならATOの
振幅でよい。しかしをATOを維持しながら16QAMを
送ろうとすると3ATOつまり3倍の振幅が必要である。
つまり、4PSKを送信する場合に比べて、9倍のエネ
ルギーを必要とする。何も配慮をしないで4PSKの信
号点を16QAMモードで送ることは電力利用効率が悪
い。また搬送波の再生も難しくなる。衛星伝送の場合使
用できる電力は制約される。このような電力利用効率の
悪いシステムは、衛星の送信電力が増大するまで現実的
でない。将来デジタルTV放送が開始されると4PSK
の受信機が大量に出回ることが予想されている。一旦普
及した後にはこれらの受信感度を上げることは受信機の
両立性の問題が発生するため不可能といえる。従って、
4PSKモードの送信電力は減らせない。このため16
QAMモードで疑似4PSKの信号点を送る場合、送信
電力を従来の16QAMより下げる方式が必要となるこ
とが予想される。そうしないと限られた衛星の電力では
送信できなくなる。
94の4つの分割信号点群の距離を離すことにより、疑
似4PSK型16QAM変調の送信電力を下げることが
できる点にある。
かにするために図1に戻りデジタル送信機51と第1受
信機23の受信方式について述べる。
3は一般的な伝送装置で、データ伝送もしくは放送を含
む映像伝送を行っている。図7に示すようにデジタル送
信機51は4PSK送信機であり、の図2で説明した多
値QAMの送信機1からAM変調機能を除いたものであ
る。入力信号は入力部52を介して変調器54に入力さ
れる。変調器54では変調入力部121により、入力信
号を2つの信号に分けて基準搬送波を位相変調する第1
−2相位相変調回路122と基準搬送波と90°位相が
異なる搬送波を変調する第2−2相位相変調回路123
に送り、これらの位相変調波は合成器65で合成され、
送信部55により送信される。
図18に示す。4つの信号点を設定し、電力利用効率を
上げるために一般的には信号点間距離は等間隔にするの
が常識となっている。一つの例として、信号点125を
(11)、信号点126を(01)、信号点127を
(00)、信号点128を(10)と定義した場合を示
す。この場合4PSKの第1受信機23が満足なデータ
を受信するためにはデジタル送信機51の出力に一定以
上の振幅値が要求される。図18で説明すると第1受信
機23がデジタル送信機51の信号を4PSKで受信す
るのに最低必要な送信信号の最低振幅値つまり0−a1
間の距離をATOと定義すると送信限界の最低振幅ATO以
上で送信すれば、第1受信機23が受信可能となる。
受信機23は送信機1からの送信信号もしくはデジタル
送信機51からの4PSKの送信信号を衛星10の中継
器12を介して、小型のアンテナ22で受信し、復調器
24により受信信号を4PSK信号とみなして復調す
る。第1受信機23は本来、デジタル送信機51の4P
SKまたは2PSKの信号を受信し、デジタルTV放送
やデータ送信等の信号を受信するように設計されてい
る。
星12からの電波をアンテナ22で受信した、この信号
は入力部24より入力した後、搬送波再生回路131と
π/2移相器132により搬送波と直交搬送波が再生さ
れ、各々第1位相検出回路133と第2位相検波回路1
34により、直交している成分が各々独立して検波さ
れ、タイミング波抽出回路135によりタイムスロット
別に各々独立して識別され、第1識別再生回路136と
第2識別再生回路137により2つの独立した復調信号
は第1データ列再生部232により第1データ列に復調
され、出力部26により出力される。
いて説明する。デジタル送信機51の4PSKの送信電
波に基づき第1受信機23で受信され信号は、もし伝送
歪みやノイズが全くない理想的な条件では図20の15
1〜154の4つの信号点で表せる。
の振幅歪みや位相歪みの影響を受け受信された信号点は
信号点の周囲のある一定の範囲に分布する。信号点から
離れると隣の信号点と判別できなくなるためエラーレー
トが次第に増え、ある設定範囲を越えるとデータを復元
できなくなる。最悪条件の場合でも設定されたエラーレ
ート以内で復調するためには隣接信号点間距離をとれば
よい。この距離を2A ROと定義する。4PSKの限界受
信入力の時信号点151が図20の|0−aR1|≧
AR0、|0−bR1|≧AR0の斜線で示す第1弁別領域1
55に入るように伝送システムを設定すれば、後は搬送
波が再生できれば復調できる。アンテナ22の設定した
最低の半径値をr0とすると、送信出力をある一定以上
にすれば全てのシステムで受信できる。図18における
送信信号の振幅は第1受信機23の4PSK最低受信振
幅値、AR0になるようにに設定する。この送信最低振幅
値をA T0と定義する。このことによりアンテナ22の半
径がr0以上なら受信条件が最悪であっても第1受信機
23はデジタル送信機51の信号を復調できる。本発明
の変形16QAM、64QAMを受信する場合第1受信
機23は搬送波を再生することが、困難となる。このた
め図25(a)のように送信機1が(π/4+nπ/
2)の角度上の位置に8つの信号点を配置し送信すれ
ば、4逓倍方式により搬送波を再生できる。又、図25
(b)のようにnπ/8の角度の延長線上に16ケの信
号点を配置すれば搬送波再生回路131に16逓倍方式
の搬送波再生方式を採用することにより信号点が縮退し
疑似4PSK型16QAM変調信号の搬送波を容易に再
生できる。この場合A1/(A1+A2)=tan(π/
8)となるように送信機1の信号点を設定し送信すれば
よい。ここでQPSK信号を受信する場合を考えてみ
る。図2の送信機の信号点位置変調/変更回路67のよ
うに信号点位置は(図18)のQPSK信号の信号点位
置をAM等の変調を重畳することもできる。この場合第
1受信機23の信号点位置復調部138は信号点の位置
変調信号もしくは位置変更信号をPM,AM等の復調す
る。そして送信信号から第1データ列と復調信号を出力
する。
いてここで送信機1の16PSKの送信信号を説明する
と図9のように信号点83の水平ベクトル方向の振幅A
1を図18のデジタル送信機51の4PSK最低送信出
力ATOより大きくする。すると、図9の第1象限の信号
点83、84、85、86の信号は斜線で示す第14P
SK受信可能領域87に入る。これらの信号を第1受信
機23で受信した場合、この4つの信号点は図20の受
信ベクトル図の第1弁別領域に入る。従って、第1受信
機23は図9の信号点83、84、85、86のいずれ
を受信しても図20の信号点151と判断し、(11)
なるデータをこのタイムスロットに復調する。このデー
タは図8に示したように、送信機1の第1分割信号点群
91の(11)、つまり第1データ列の(11)であ
る。第2象限、第3象限、第4象限の場合も同様にして
第1データ列は復調される。つまり、第1受信機23は
16QAMもしくは32QAMもしくは64QAMの送
信機1からの変調信号の複数のデータ列のうち、第1デ
ータ列の2bitのデータのみを復調することになる。
この場合は第2データ列や第3データ列の信号は全て第
1〜第4の分割信号点群91に包含されるため第1デー
タ列の信号の復調には影響を与えない。しかし搬送波の
再生には影響を与えるので後で述べるような対策が必要
である。
ら図9のような従来の信号点等距離方式の一般の16〜
64QAMで実現できる。しかし、前述のように地上伝
送と違い、衛星伝送では衛星の重量が増えると打ち上げ
コストが大幅に増大する。従って本体の中継器の出力限
界と太陽電池の電力の限界から送信出力は制約されてい
る。この状態はロケットの打ち上げコストが技術革新に
より安くならない限り当分続く。送信出力は通信衛星の
場合20W、放送衛星でも100W〜200W程度であ
る。従って、図9のような信号点等距離方式の16QA
Mで4PSKを伝送しようとした場合16QAMの振幅
は2A1=A2であるから3ATO必要となり電力で表現す
ると9倍必要となる。両立性をもたせるために4PSK
の9倍の電力が必要である。かつ4PSKの第1受信機
も小型のアンテナで受信可能にしようとすると、現在、
計画されている衛星ではこれだけの出力を得ることは難
しい。例えば40Wのシステムでは360W必要となり
経済的に実現できなくなる。
が同じ大きさのアンテナの場合、同じ送信電力なら等距
離信号点方式外地番効率がよい。しかし大きさの異なる
アンテナの受信機群とを組合わせたシステムを考えてみ
ると新たな伝送方式が構成できる。
アンテナを用いた簡単で低コストの受信システムで受信
させ受信者数を増やす。次に16QAMは中型アンテナ
を用いた高性能であるが高コストの多値復調受信システ
ムで受信させ投資に見合ったHDTV等の高付加価値サ
ービスを行い特定の受信者に対象を限定すればシステム
として成立する。こうすれば送信出力を若干増加させる
だけで4PSKと16QAM、場合により64DMAを
階層的に送信することができる。
うに信号点間隔をとることにより、全送信出力を下げる
ことができる。この場合4PSKを送信するための振幅
A(4)はベクトル95で表現でき、2A1 2の平方根とな
る。全体の振幅A(16)はベクトル96で表現でき(A
1+A2)2+(B1+B2)2の平方根となる。
TO 2+4ATO 2=28AT O 2 |A(16)|/|A(4)|=2 つまり、4PSKを送信する場合の2倍の振幅、4倍の
送信エネルギーで送信できる。等距離信号点で伝送する
一般的な受信機では変形16値QAMの復調はできない
がA1とA2の2つの閾値を予め設定することにより第2
受信機33で受信できる。図10の場合、第1分割信号
点群91の中の信号点の最短距離はA1であり、4PS
Kの信号点間距離2A1と比べるとA2/2A1なる。A1
=A2より1/2の信号点間距離となり、同じエラーレ
ートを得ようとすると2倍の振幅の受信感度、エネルギ
ーでは4倍の受信感度が必要となる。4倍の受信感度を
得るには、第2受信機33のアンテナ32の半径r2を
第1受信機23のアンテナ22の半径半径r1に比べて
2倍すなわちr2=2r1にすればよい。例えば第1受信
機23のアンテナが直径30cmなら第2受信機33のア
ンテナ直径を60cmにすれば実現できる。このことによ
り第2データ列の復調により、これをHDTVの高域成
分に割り当てればHDTV等の新たなサービスが同一チ
ャンネルで可能となる。サービス内容が倍増することか
ら受信者はアンテナと受信機の投資に見合った分のサー
ビスを受けることができる。従って第2受信機33はそ
の分高コストでもよい。ここで、4PSKのモード受信
のために最低送信電力が決まっているため、図10のA
1とA2の比率により4PSKの送信電力に対する変形1
6APSKの送信電力比n16と第2受信機33のアンテ
ナ半径r2が決定する。
PSKの最低必要な送信エネルギーは{(A1+A2)/
A1}2倍これをn16と定義すると、変形16値QAMで
受信するときの信号点間距離はA2、4PSKで受信す
るときの信号点間距離は2A1、信号点間距離の比率は
A2/2A、であるから受信アンテナの半径をr2とする
と図11のような関係となる。曲線101は送信エネル
ギー倍率n16と第2受信機23のアンテナ22の半径r
2の関係を表す。
Mを送信する場合で、前述のとおり9倍の送信エネルギ
ーを必要とし実用的ではない。図11からn16を5倍以
上増やしても第2受信機23のアンテナ半径r2はさほ
ど小さくならないことがグラフからわかる。
一定値以上はとれない。このことからn16は5倍以下
が望ましいことが明らかになる。この領域を図11の領
域103の斜線で示す。例えばこの領域内なら例えば点
104は送信エネルギー4倍で第2受信機23のアンテ
ナ半径r2は2倍になる。また、点105は送信エネル
ギーが2倍でr2は約5倍になる。これらは、実用化可
能な範囲にある。
すると n16=((A1+A2)/A1)2≦5 A2≦1.23A1 図10から分割信号点群間の距離を2A(4),最大振巾
を2A(16)とすると、A(4)とA(16)−A(4)はA1とA2
に比例する従って{A(16)}2≦5{A(14)}2とすればよい 次に変形の64APSK変調を用いた例を示す。第3受
信機43は、64値QAM復調ができる。
の分割信号点群を4値から16値に増加させた場合であ
る。図12の第1分割信号点群91の中には信号点17
0を始めとして4×4=16値の信号点が等間隔に配置
されている。この場合、4PSKとの両用性をもたせる
ため送信振巾のA1≧ATOに設定しなければならない。
第3受信機43のアンテナの半径をr3として、送信、
出力信号n64と定義した場合のr3の値を、同様にし
て求めると r3 2={62/(n−1)}r1 2 となり、図13 64値QAMの半径r3−出力倍数nの
ようなグラフとなる。
機33で受信した場合4PSKの2bitしか復調でき
ないので第1、第2、第3の3つの両立性を成立させる
には、第2受信機33に変形64値QAM変調波から変
形16値QAMを復調する機能をもたせることが望まし
い。
ングを行うことにより3つの受信機の両立性が成立す
る。第1象限だけで説明すると、第1分割分割信号点群
91は第1データ列の2bitの(11)を割りあてた
ことは述べた。
データ列の2bitの(11)を割りあてる。第2副分
割信号点群182には(01)を、第3副分割信号点群
183には(00)を第4副分割信号点群184には
(10)を割りあてる。このことは図7と等価である。
3データ列の信号点配置を詳しく説明すると例えば信号
点201,205,209,213を(11)、信号点
202,206,210,214を(01)、信号点2
03,207,211,215を(00)、信号点20
4,208,212,216を(10)とすれば、第3
データ列の2bitのデータを第1データ、第2データ
と独立して、3階層の2bitデータが独立して伝送で
きる。
の特徴として3つのレベルの性能の異なる受信機で、2
bit,4bit,6bitの異なる伝送量のデータが
伝送できしかも、3つの階層の伝送間の両立性をもたせ
ることができる。
ために必要な信号点の配置方法を説明する。
のデータを第1受信機23で受信させるためには、A1
≧ATOであることはすでに述べた。
の信号点91と図15の副分割信号点群の182,18
3,184の信号点と区別できるように信号点間距離を
確保する必要がある。
す。この場合第1副分割信号点群181の内部の信号点
201,202の信号点間距離はA2/6となる。第3
受信機43で受信する場合に必要な受信エネルギーを計
算する。この場合、アンテナ32の半径をr3として、
必要な送信エネルギーを4PSK送信エネルギーのn6 4
倍であると定義すると、r3 2=(12r1)2/(n−1)と
なる このグラフは図16の曲線221で表せる。例えば点2
22,223の場合4PSK送信エネルギーの6倍の送
信エネルギーが得られれば8倍の半径のアンテナで、ま
た9倍の送信エネルギーなら6倍のアンテナで第1、第
2、第3のデータ列が復調できることがわかる。この場
合、第2データ列の信号点間距離が2/3A2と近づく
ためr2 2=(3r1)2/(n−1)となり曲線223の
ように若干第2受信機33のアンテナ32を大きくする
必要がある。
ネルギーが小さい間は第1データ列と第2データ列を送
り、衛星の送信エネルギーが大巾に増加した将来におい
て第1受信機23や第2受信機33の受信データを損な
うことなく、また改造することなく第3データ列を送る
ことができるという両立性と発展性の両面の大きな効果
が得られる。
機33から述べる。前述の第1受信機23が本来半径r
1の小さいアンテナでデジタル送信機51の4PSK変
調信号及び送信機1の第1データ列を復調できるように
設定してあるのに対し、第2受信機33では送信機1の
図10に示した16値の信号点つまり第2データ列の1
6QAMの2ビットの信号を完全に復調できる。第1デ
ータ列と合わせて4bitの信号を復調できる。この場
合A1,A2の比率が送信機により異なる。このデータを
図21の復調制御部231で設定し、復調回路に閾値を
送る。これによりAM復調が可能となる。
図19の第1受信機23のブロック図はほぼ同じ構成で
ある。違う点は、まずアンテナ32がアンテナ22より
大きい半径r2をもっている点にある。このため、より
信号点間距離の短い信号を弁別できる。次に、復調器3
5の内部に復調制御部231と、第1データ列再生部2
32と第2データ列再生部233をもつ。第1識別再生
回路136は変形16QAMを復調するためAM復調機
能をもっている。この場合、各搬送波は4値の値をも
ち、零レベルと±各2値の閾値をもつ。本発明の場合、
変形16QAM信号のため、図22の信号ベクトル図の
ように閾値が送信機の送信出力により異なる。従って、
TH16を基準化したスレシホールド値とすると、図22
から明らかなように TH16=(A1+A2/2)/(A1+A2) となる。
変調の値mの復調情報は、送信機1より、第1データ列
の中に含めて送信される。また復調制御部231が受信
信号を統計処理し復調情報を求める方法もとれる。
の比率を決定していく方法を説明する。A1/A2を変え
ると閾値が変わる。受信機側で設定したA1/A2が送信
機側で設定したA1/A2の値から離れるに従いエラーは
増える。図26の第2データ列再生部233からの復調
信号を復調制御回路231にフィールドバックしてエラ
ーレートの減る方向にシフトファクターA1/A2を制御
することにより第3受信機43はシフトファクターをA
1/A2を復調しなくても済むため回路が簡単になる。ま
た送信機はA1/A2を送る必要がなくなり伝送容量が増
えるという効果がある。これを第2受信機33に用いる
こともできる。復調制御回路231はメモリー231a
を持つ。TV放送のチャンネル毎に異なるしきい値、つ
まりシフト比や信号点数や同期ルールを記憶し再びその
チャンネルを受信するとき、この値を呼び出すことによ
り受信が速く安定するという効果がある。
の復調は困難となる。以下、(図24)のフローチャー
トを用いて説明する。
13の4PSKの復調及びステップ301の第1データ
列の復調はできる。そこで、ステップ302で第1デー
タ列再生部232で得られる復調情報を復調制御部23
1に送る。復調制御部231はステップ303でmが4
又は2ならステップ313の4PSKもしくは2PSK
の復調を行う。NOならステップ304でmが8又は1
6ならステップ305へ向う。NOの場合はステップ3
10へ向う。ステップ305ではTH8とTH16の演
算を行う。ステップ306で復調制御部231はAM復
調の閾値TH16を第1識別再生回路136と第2識別
再生回路137に送り、ステップ307、315で変形
16QAMの復調と第2データ列の再生がなされる。ス
テップ308でエラーレートがチェックされ、悪い場合
はステップ313に戻り、4PSK復調を行なう。
はcos(ωt+nπ/2)の角度上にあるが、信号点
84.86はこの角度上にない。従って図21の第2デ
ータ列再生部233より搬送波再生回路131へ第2デ
ータ列の搬送波送出情報を送り信号点84.86のタイ
ミングの信号からは搬送波を抽出しないように設定して
ある。
送信機1は第1データ列によりを搬送波タイミング信号
を間欠的に送っている。この信号により第2データ列が
復調できなくても、第1データ列のみでも信号点83.
85がわかる。このため、搬送波再生回路131に搬送
波送出情報を送ることにより搬送波が再生できる。
形64QAMの信号が送られてきた場合、図24のフロ
ーチャートに戻るとステップ304でmが16でないか
判断されステップ310でmが64以下かがチェックさ
れ、ステップ311で等距離信号点方式でない場合、ス
テップ312に向かう。ここでは変形64QAM時の信
号点間距離TH64を求めると TH64=(A1+A2/2)/(A1+A2) であり、TH16と同じである。しかし、信号点間距離が
小さくなる。
点間の距離をA3とすると、第1副分割信号点群181
と第2副分割信号点群182の距離は(A2−2A3)、
基準化すると(A2−2A3)/(A1+A2)となる。こ
れをd64と定義すると、d64が第2受信機33の弁別能
力T2以下である場合、弁別できない。この場合、ステ
ップ313で判断し、d64が許容範囲外であればステッ
プ313の4PSKモードに入る。弁別範囲にある場合
はステップ305へ向い、ステップ307の16QAM
の復調を行う。ステップ308でエラーレートが大きい
場合は、ステップ313の4PSKモードに入る。
ような信号点の変形8QAM信号を送信すれば、全ての
信号点がcos(2πf+n・π/4)の角度上にある
ため、4逓倍回路により、全ての搬送波が同じ位相に縮
退されるため搬送波の再生が簡単になるという効果が生
まれる。この場合、配慮をしていない4PSK受信機で
も第1データ列の2bitは復調でき、第2受信機33
では第2データ列の1b 図25(a)と図25(b)
の信号点配置図は極座標方向(r,θ)にシフトした信
号点を追加した場合のC−CDMの信号点を示す。さき
に述べた直交座標上つまりXY方向に信号点をシフトさ
せたC−CDMを直交座標系C−CDMと呼び、極座標
系つまりr,θ方向に信号点をシフトさせたC−CDM
を極座標系C−CDMを極座標系C−CDMと呼ぶ。
号点配置図は、QPSKの4つの信号点の各々に極座標
における半径r方向にシフトした信号点をもう1つずつ
追加したものである。こうして、図25(a)に示すよ
うにQPSKから8つの信号点をもつ極座標C−CDM
のAPSKが実現する。これは極座標上において極(P
ole)をシフトさせた信号点を追加したAPSKであ
ることからShifted Pole-APSK略してSP−APSKと
呼ぶ。この場合、図139に示すようにシフトファクタ
ーS1を用いることによりQPSKに追加された信号点
85の座標が定義できる。8PS−APSKの信号点は
標準のQPSKの極座標(r0,θ0)の信号点83を半
径r方向にS1r0だけシフトさせた位置の信号点((S
1+1)r0,θ0)を追加したものである。こうしてQ
PSKと同じ2bitのサブチャンネル1に1bitの
サブチャンネル2が追加される。
示すように、座標(r0,θ0)、(r0+S1r0、θ0)
の8つの信号点に半径r方向にS2roだけシフトさせ
た信号点を追加することにより新たに(r0+S2r0、
θ0)と(r0+S1r0+S2r 0、θ0)の1bitの信
号点が追加される。これは2種類の配置があるため1b
itのサブチャンネルが得られる。これを16PS−A
PSKと呼び、2bitのサブチャンネル1と1bit
のサブチャンネル2と1bitのサブチャンネル3をも
つ。16−PS−APSKもθ=1/4(2n+1)π
上に信号点があるため図19で説明した通常のQPSK
受信機で搬送波が再生できるため第2サブチャンネルは
復調できないが2bitの第1サブチャンネルは復調で
きる。このように極座標方向にシフトするC−CDM方
式はPSKとくに現在の衛星放送において主流であるQ
PSK受信機と互換性を保ちながら伝送情報量を拡張で
きるという効果がある。このためPSKを使った第一世
代の衛星放送の視聴者を失うことなく第2世代のAPS
Kを使った多値変調の情報量の多い衛星放送へと互換性
を保ちながら拡張できる。
ける角度=π/8の上にある。これは16PSKの信号
点の各象限4ケのつまり計16ケの信号点のうち各象限
3ケつまり12ケの信号点に限定している。限定するこ
とにより、荒く見た場合、この3ケの信号点を一つの信
号点とみなし全体で4個のQPSKの信号点とみなすこ
とができる。こうして前述場合と同様にして、QPSK
受信機を用いて第1サブチャンネルを再生できる。
+π/8、θ=π/4−π/8の角度上に配置される。
つまり角度π/4上にあるQPSKの信号点を極座標
の角度方向に±π/8シフトさせた信号点を追加したも
のである。θ=π/4±π/8の範囲にあるため、略々
θPSKのθ=π/4上の1つの信号点とみなせる。こ
の場合のエラーレートは若干悪くなるが図19に示すQ
PSKの受信機23により4つの角度上の信号点とは弁
別できるため復調でき2bitのデータが再生される。
角度シフトC−CDMの場合、角度がπ/n上にある場
合、搬送波再生回路は、他の発明の実施の形態と同様に
n逓倍回路により、搬送波は再生できる。またπ/n上
にない場合は、他の発明の実施の形態の場合と同様にキ
ャリア情報を一定期間に数ケ送ることにより、搬送波が
再生できる。
8−SP−APSKの信号点間の極座標における角度を
2θ0、第1次角度シフトファクターをP1とすると信号
点を2つに分割し角度θ方向に±P1θ0だけシフトさせ
ることにより、QPSKの場合(r0,θ0+P1θ0)と
(r0,θ0−P1θ0)の2つの信号点に分割され信号点
の数が倍になる。こうして1bitのサブチャンネル−
3が追加される。これをP=P1の8−SP−PSKと
呼ぶ。図142に示すようにこの8−SP−PSKの信
号点を半径r方向にS1r0だけシフトさせた信号点を加
えたものを16−SP−APSK(P,S1型)と呼
ぶ。位相が同じである8PS−PSKによりサブチャン
ネル1.2が再生できる。さて、ここで図25(b)に
戻る。極座標系の角度シフトを用いたC−CDMは図1
41のようにPSKに適用できるため、第一世代の衛星
放送にも用いることができる。しかし、第2世代のAP
SKの衛星放送に用いた場合、図142に示すように極
座標系C−CDMはグループ内の信号点の間隔を均一に
とることができない。従って電力利用効率が悪い。一方
直交座標時のC−CDMはPSKとの互換性がよくな
い。
系の双方に互換性をもつ。信号点を16PSKの角度上
に配置しているので、16PSKにより復調できるとと
もに、信号点をグルーピングしてあるためQPSK受信
機でも復調できる。また直交座標上にも配置してあるた
め16−SRQAMでも復調できる。QPSK、16P
SK、16−SRQAMの3つの間の極座標系と直交座
標系C−CDM間の互換性を実現しながら拡張できると
いう大きな効果がある方式である。itが再生でき、合
計3bit再生できる。
6は第3受信機43のブロック図で、図21の第2受信
機33とほぼ同じ構成となる。違う点は第3データ列再
生部234が追加されていることと識別再生回路に8値
の識別能力があることにある。アンテナ42の半径r3
がr2よりさらに大きくなるため、より信号点間距離の
近い信号、例えば32値QAMや64値QAMも復調で
きる。このため、64値QAMを復調するため、第1識
別再生回路136は検信号波に対し、8値のレベルを弁
別する必要がある。この場合7つの閾値レベルが存在す
る。このうち1つは0のため1つの象限には3つの閾値
が存在する。
ように、第1象限では3つの閾値が存在する。
値、TH164とTH264とTH364が存在する。
AM復調することにより、図21で説明した第1データ
列と第2データ列と同様にして第3データ列のデータが
復調される。図23のように第3データ列は例えば第1
副分割信号群181の中の4つの信号点201、20
2、203、204の弁別により、4値つまり2bit
とれる。こうして6bitつまり変形64値QAMの復
調が可能となる。
再生部232の第1データ列に含まれる復調情報によ
り、m、A1、A2、A3の値がわかるのでその閾値TH
164とTH264とTH364を計算して第1識別再生回路
136と第2識別再生回路137に送り、変形64QA
M復調を確実に行うことができる。この場合復調情報に
はスクランブルがかかっているので許可された受信者し
か64QAMを復調できないようにすることもできる。
図28は変形64QAMの復調制御部231のフローチ
ャートを示す。(図24)の16値QAMのフローチャ
ートと違う点のみを説明する。図28のステップ304
よりステップ320になりm=32ならステップ322
の32値QAMを復調する。NOならステップ321でm
=64か判別し、ステップ323でA3が設定値以下か
ら再生できないため、ステップ305に向い、図24と
同じフローチャートになり、変形16QAMの復調を行
なう。ここでステップ323に戻ると、A3が設定値以
上ならステップ324で閾値の計算を行い、ステップ3
25で第1、第2識別再生回路へ3つの閾値を送りステ
ップ326で変形64QAMの再生を行い、ステップ3
27で第1、第2、第3データの再生を行い、ステップ
328でエラーレートが大きければステップ305に向
い16QAM復調をして小さければ64QAM復調を継
続する。
いて述べる。本発明は変形16QAMや、変形64QA
Mの第1データ列を4PSK受信機で再生させるところ
に特徴の一つがある。この場合、通常の4PSK受信機
を用いた場合は搬送波の再生が困難となり正常な復調が
できない。これを防止するため送信機側と受信機側でい
くつかの対策が必要となる。
る。第1の方式は一定規則基つき間欠的に(2nー1)
π/4の角度上の信号点を送る方法である。第2の方式
はnπ/8の角度上に略略、全ての信号点を配置し送信
する方法である。
の角度、π/4、3π/4、5π/4、7π/4の角度
上にある信号点例えば信号点83、85の信号を送る
時、図38の送信信号のタイムチャート図の中のタイム
スロット群451のうち斜線で示す間欠的に送られる同
期タイムスロット452、453、454、455をあ
る一定の規則に基ずき設定する。そして、この期間中に
必ず上記角度上の8つの信号点の中のひとつの信号点を
送信する。それ以外のタイムスロットでは任意の信号点
を送信する。そして送信機1は、このタイムスロットを
送る上記の規則を図41に示すデータの同期タイミング
情報部499に配置して送信する。
てさらに詳しく説明すると同期タイムスロット452、
453、454、455を含むタイムスロット群451
は1つの単位データ列491、Dnを構成する。
基づき間欠的に同期タイムスロットが配置されているの
で、この配置規則がわかれば、同期タイムスロットにあ
る情報を抽出することにより搬送波再生は容易にでき
る。
には、Sで示す同期領域493がありこれは斜線で示す
同期タイムスロットだけで構成されている。この構成に
より上記の搬送波再生用の抽出情報が多くなるので4P
SK受信機の搬送波再生が確実にしかも早くできるとい
う効果がある。
で示す同期部496、497、498、等を含み、この
部分には、同期のためのユニークワードや前述の復調情
報が入っている。さらにITで示す位相同期信号配置情
報部499もあり、この中には、位相同期タイムスロッ
トの配置間隔の情報や配置規則の情報等の情報が入って
いる。
特定の位相しかもたないため搬送波は4PSK受信機で
も再生できるため、位相同期部配置情報ITの内容は確
実に再生できるため、この情報入手後は搬送波を確実に
再生できる。
501があり、変形多値QAM信号を復調するときに必
要なスレシホルド電圧に関する復調情報が入っている。
この情報は多値QAMの復調に重要なので、図41の同
期領域502のように同期領域の中に復調情報502を
入れると復調情報の入手がより確実になる。
信号を送る場合の信号配置図である。図41との違いは
データ列492、Dnと他のデータ列との間にガードタ
イム521が設けられ、この期間中、送信信号は送信さ
れない。またデータ列492の先頭部には同期をとるた
めの同期部522が設けられている。この期間中は前述
の(2n−1)π/4の位相の信号点しか送信されな
い。従って4PSKの復調器でも搬送波が再生できる。
こうしてTDMA方式でも同期及び搬送波再生が可能と
なる。
方式について図43と図44を用いて詳しく述べる。図
43において入力した受信信号は入力回路24に入り、
同期検波回路541で同期検波された復調信号の1つは
出力回路542に送られ出力され、第1データ列が再生
される。抽出タイミング制御回路543で図41の位相
同期部配置情報部499が再生され、どのタイミングで
(2n−1)π/4の位相同期部の信号が入ってくるか
わかり、図44のような間欠的な位相同期制御信号56
1が送られる。復調信号は逓倍回路545に送られ、4
逓倍されて搬送波再生制御回路54に送られる。図44
の信号562のように真の位相情報563の信号とそれ
以外の信号を含む。タイミングチャート564の中の斜
線に示すように(2nー1)π/4の位相の信号点から
なる位相同期タイムスロット452が間欠的に含まれ
る。これを位相同期制御信号564を用いて搬送波再生
制御回路544により、サンプリングすることにより位
相標本信号565が得られる。これをサンプリングホー
ルドすることにより、所定の位相信号566が得られ
る。この信号はループフィルタ546を通り、VCO5
47に送られ搬送波が再生され、同期検波回路541に
送られる。こうして図39の斜線に示すような(2nー
1)π/4の位相の信号点が抽出される。この信号を基
に4逓倍方式により正確な搬送波が再生できる。この
時、複数の位相が再生されるが図41の同期部496に
ユニークワードを入れることににより、搬送波の絶対位
相を特定できる。
する場合、略略(2nー1)π/4の位相の斜線で示す
位相同期領域471の中の信号点に対してのみ位相同期
タイムスロット452、452b等を送信機は送る。こ
のため通常の4PSK受信機では搬送波は再生できない
が、4PSKの第1受信機23でも、本発明の搬送波再
生回路を装備することのより搬送波が再生できるという
効果がある。
いた場合である。次に逆変調方式搬送波再生回路に本発
明を用いた場合を説明する。
路を示す。入力回路24からの受信信号は同期検波回路
541により、復調信号が再生される。一方、第1遅延
回路591により遅延された入力信号は4相位変調器5
92において上記復調信号により逆復調され搬送波信号
となる。搬送波再生制御回路544を通過できた上記搬
送波信号は、位相比較器593に送られる。一方VCO
547からの再生搬送波は第2遅延回路594により、
遅延され、位相比較器593で前述の逆変調搬送波信号
と位相比較され、位相差信号はループフィルタ546を
通してVCO547に供給され、受信搬送波と同位相の
搬送波が再生される。この場合、図43のコスタス形搬
送波再生回路と同様にして、抽出タイミング制御回路5
43は図39の斜線で示した領域の信号点のみの位相情
報をサンプリングさせるので16QAMでも64QAM
でも、第1受信機23の4PSKの変調器で搬送波を再
生できる。
る方式について述べる。図2の送信機1は、図46に示
すように変形16QAMの信号点をnπ/8の位相に配
置して変調および送信を行なう。図19の第1受信機2
3の方では、図48に示すような16逓倍回路661を
もつコスタス型の搬送波再生回路を用いることにより、
搬送波が再生できる。16逓倍回路661により、図4
6のようなnπ/8の位相の信号点は第1象現に縮退さ
れるためループフィルタ546とVCO541により搬
送波が再生できる。ユニークワードを同期領域に配置す
ることにより16相から絶対位相を抽出することもでき
る。
信号から和回路662と差回路663により、和信号、
差信号を作り、乗算器664で掛け合わせてcos2θ
をつくる。また乗算器665ではsin2θをつくる。
これらを乗算器666で乗算し、sin4θをつくる。
て、和回路667差回路668と乗算器670によりs
in8θをつくる。和回路671と差回路672と乗算
器によりcon8θをつくる。そして乗算器674によ
りsin16θをつくることにより16逓倍ができる。
のような信号点配置をした変形16QAM信号の全ての
信号点の搬送波を特定の信号点を抽出することなしに再
生できるという大きな効果がある。
AM信号の搬送波も再生できるが、いくつかの信号点は
同期領域471より若干ずれているので、復調時エラー
レートが増えてしまう。
同期領域をはずれた信号点の信号を送信しないことであ
る情報量は減るが構成は簡単になるという効果がある。
もう1つは図38で説明したように同期タイムスロット
を設けることである。タイムスロット群451の中の同
期タイムスロットの期間中に斜線で示すnπ/8の位相
の同期位相領域471、471a等の信号点を送ること
により、この期間中に正確に同期をとることができるた
め位相誤差がすくなくなる。
単な受信機の構成で4PSK受信機により変形16QA
Mや変形64QAMの信号の搬送波を再生できるという
大きな効果がある。また、さらに同期タイムスロットを
設定した場合、変形64QAMの搬送波再生時の位相精
度を上げるという効果が得られる。
を用いることにより、1つの電波帯域で複数のデータを
階層構造で同時に伝送することができる。
信感度と復調能力をもつ3つの階層の受信機を設定する
ことにより、受信機の投資に見合ったデータ量を復調で
きるという特長がある。まず小さなアンテナと低分解能
であるが低コストの第1受信機を購入した人受信者は第
1データ列を復調再生できる。次に、中型のアンテナと
中分解能の高コストの第2受信機を購入した受信者は第
1、第2データ列を再生できる。また、大型のアンテナ
と高分解能の、かなり高コストの第3受信機を購入した
人は第1、第2、第3データ列の全て復調再生できる。
受信機にすれば多数の一般消費者に受け容れられるよう
な低い価格で受信機を実現できる。第2受信機は当初は
大型のアンテナを必要とする上に高コストのため消費者
全般には受け容れられるものではないがHDTVを視聴
したい人々には多少高くても意味がある。第3受信機は
衛星出力が増加するまでの間かなり大型の産業用アンテ
ナが必要で家庭用には現実的でなく産業用途に当初は適
している。例えば超高解像HDTV信号を送り、衛星に
より各地の映画館に伝送すれば、映画館をビデオにより
電子化できる。このばあい映画館やビデオシアターの運
営コストが安くなるという効果もある。
場合、3つの画質の映像サービスを1つの電波の周波数
帯域で提供でき、しかもお互いに両立するという大きな
効果がある。発明の実施の形態では4PSK、変形8Q
AM、変形16QAM、変形64QAMの例を示した
が、32QAMや256QAMでも実現できる。又、8
PSKや16PSK、32PSKでも実施できる。また
発明の実施の形態では衛星伝送の例を示したが地上伝送
や有線伝送でも同様にして実現できることはいうまでも
ない。
2は発明の実施の形態1で説明した物理階層構造をエラ
ー訂正能力の差別化等により論理的にさらに分割し、論
理的な階層構造を追加したものである。発明の実施の形
態1の場合それぞれの階層チャンネルは電気信号レベル
つまり物理的な復調能力が異なる。これに対し発明の実
施の形態2ではエラー訂正能力等の論理的な再生能力が
異なる。具体的には例えばD1の階層チャンネルの中の
データを例えばD1-1とD1-2の2つ に分割し、この分
割データの1つ例えばD1-1データのエラー訂正能力を
D1-2データより高め、エラー訂正能力を差別化するこ
とより、復調再生時にD1-1とD1-2のデータのエラー後
調能力が異なるため、送信信号のC/N値を低くしてい
った場合、D1-2が再生できない信号レベルにおいても
D1-1は設定したエラーレート内に収まり原信号を再生
できる。これは論理的な階層構造ということができる。
割し、誤り訂正符号と積符号の使用等の誤り訂正の符号
間距離の大きさを差別化することによ誤り訂正能力によ
る論理的な階層構造が追加され、さらに細かい階層伝送
が可能となる。
D1-2の2つのサブチャンネル,D2チャンネルは
D2-1,D2-2の2つのサブチャンネルに増える。
ル番号の図87を用いて説明すると、階層チャンネルD
1-1は最も低い入力信号で再生できる。このCN値をd
とすると、CN=dの時、D1-1は再生されるがD1-2,
D2-1,D2-2は再生されない。次にCN=C以上になる
とD1-2がさらに再生され、CN=bの時D2-1が加わ
り、CN=aの時D2-2が加わる。このようにCNが上
がるにつれて、再生可能な階層の総数が増えていく。逆
をいうとCNが下がるにつれて、再生可能な階層の総数
が減っていく。これを図86の伝送距離と再生可能CN
値の図で説明する。一般的に図86実線861に示すよ
うに伝送距離が長くなるに従い、受信信号のC/N値は
低下する。図85で説明したCN=aとなる地点の送信
アンテナからの距離をLaとし,CN=bではLb,C
N=CではLc,CN=dではLd,CN=eではLe
となるとする。送信アンテナよりLdの距離より迫い地
域は図85で説明したようにD1-1チャンネルのみが再
生できる。このD1-1の受信可能範囲を斜線の領域86
2で示す。図から明らかなようにD1-1チャンネルは一
番広い領域で再生できる。同様にしてD1-2チャンネル
は送信アンテナより距離Lc以内の領域863で再生で
きる。距離Lc以内の範囲では領域862も含まれるた
めD1-1チャンネルも再生できる。同様にして領域86
4ではD2-1チャンネルが再生でき、領域865ではD
2-2チャンネルが再生可能となる。このようにして、C
N値の劣化に伴いない伝送チャンネルが段階的に減少す
る階層型伝送ができる。データ構造を分離して階層構造
にし、本発明の階層伝送を用いることにより、アナログ
伝送のようにC/Nの劣化に伴いデータ量が次第に減少
する階層型の伝送が可能となるという効果がある。
理階層2層、論理階層2層の発明の実施の形態を述べ
る。図87は送信機1のブロック図である。基本的には
発明の実施の形態1で説明した図2の送信機のブロック
図と同じなので詳しい説明は省略するが、エラー訂正符
号エンコーダが付加されている点が異なる。これをEC
Cエンコーダと略す。分離回路3は1-1、1-2、2-1、2-2の
4つの出力をもち、入力信号をD1-1、D1-2、 D2-1、
D2-2の4つの信号に分離して出力する。このうち、D
1-1、D1-2信号は第1ECCエンコーダ871aに入力
され、各々、主ECCエンコーダ872aと副ECCエ
ンコーダ873aに送られ、誤り訂正の符号化がなされ
る。
CCエンコーダ873aよりも強力なエラー訂正能力を
もっている。このため、図85のCN−階層チャンネル
のグラフで説明したように、復調再生時、D1-1チャン
ネルはD1-2チャンネルより低いC/N値においてもD
1-1は基準エラーレート以下で再生できる。D1-1はD1-
2よりC/Nの低下に強い論理的な階層構造となってい
る。誤り訂正されたD1-1、D1-2信号は合成器874a
でD1信号に合成され、変調器4に入力される。一方、
D2-1、D2-2信号は第2ECCエンコーダ871bの中
の各々主エンコーダ872bと副ECCエンコーダ87
3bにより誤り訂正符号化され合成器874bによりD
2信号に合成され、変調器4により入力される。主EC
Cエンコーダ872bは副ECCエンコーダ873bよ
りエラー訂正能力が高い。この場合、変調器4はD1信
号、D2信号より階層型の変調信号を作り、送信部5よ
り送信される。以上のように図87の送信機1はまず発
明の実施の形態1で説明した変調によるD1 、D2の2
層の物理階層構造をもっている。この説明は既に述べ
た。次に、エラ ー訂正能力の差別化によりD1-1とD
1-2叉はD2-1、D2-2の各々2層の論理的階層構造をも
っている。
図88は受信機のブロック図である。図87の送信機の
送信信号を受信した第2受信機33の基本構成は、発明
の実施の形態1の図21で説明した第2受信機33とほ
ぼ同じ構成である。ECCデコーダ876a、876b
を追加した点が異なる。この場合、QAM変復調の例を
示すが、ASKもしくはPSK、FSK変復調でもよ
い。
復調器35によりD1、D2信号として再生され分離器3
a、3bにより、各々D1-1とD1-2、D2-1、D2-2の4
つの信号がつくられ、第1ECCデコーダ876aと第
2ECCデコーダ876bに入力される。第1ECCデ
コーダ876aでは、D1-1信号が主ECCデコーダ8
77aにより誤り訂正されて合成部37に送られる。一
方、D1-2信号は副ECCデコーダ878aにより誤り
訂正され合成部37に送られる。同様にして第2ECC
デコーダ876bにおいてD2-1信号は主ECCデコー
ダ877bにおいて、D2-2信号は副ECCデコーダ8
78bにおいて誤り訂正され、合成部37に入力され
る。誤り訂正されたD1-1、D1-2、D2-1、D2-2信号は
合成部37において1つの信号となり出力部36より出
力される。
1-2より、またD2-1はD2-2より誤り訂正能力が高いた
め図85で説明したように、入力信号のC/N値がより
低い状態においても所定の誤り率が得られ、原信号を再
生できる。
7bと副ECCデコーダ878a,878bの間に誤り
訂正能力の差別化を行う方法を述べる。副ECCデコー
ダにリードソロモン符号やBCH符号のような標準的な
符号間距離の符号化方式を用いた場合、主ECCデコー
ダにリードソロモン符号とリードソロモン符号の両者の
積符号や長符号化方式を用いた誤り訂正の符号間距離の
大きい符号化方式を用いることにより誤り訂正能力に差
をつけることができる。こうして論理的階層構造を実現
できる。符号間距離を大きくする方法は様々な方法が知
られているため他の方式に関しては省略する。本発明は
基本的にはどの方式も適用できる。
と誤り訂正後のエラーレートの関係図を用いて説明す
る。図89において、直線881はD1-1チャンネルの
C/Nとエラーレートの関係を示し、直線882はD
1-2チャンネルのC/Nと訂正後のエラーレートの関係
を示す。
程、訂正後のデータのエラーレートは大きくなる。一定
のC/N値以下では誤り訂正後のエラーレートがシステ
ム設計時の基準エラーレートEth以下に収まらず原デ
ータが正常に再生されない。さて、図89において徐々
にC/Nを上げてゆくとD1-1信号の直線881が示す
ようにC/Nがe以下の場合D1チャンネルの復調がで
きない。e≦C/N<dの場合D1チャンネルの復調は
できるが、D1-1チャンネルのエラーレートはEthを
上回り、原データを正常に再生できない。
D1-2より高いため、誤り訂正後のエラーレートは点8
85dに示すようにEth以下になり、データを再生で
きる。一方、D1-2の誤り訂正能力はD1-1ほど高くない
ため訂正後のエラーレートがD 1-1ほど低くないため訂
正後のエラーレートがE2とEthを上回るため再生で
きない。従ってこの場合D1-1のみが再生できる。
D1-2の誤り訂正後のエラーレートが点885Cに示す
ようにEthに達するため、再生可能となる。この時点
ではD2-1、D2-2つまりD2チャンネルの復調は不確実
な状況にある。C/Nの向上に伴い、C/N=b'にお
いてD2チャンネルが確実に復調できるようになる。
時点で、D2-1のエラーレートが点885bに示すよう
にEthまで減少し、D2-1が再生できるようになる。
この時、D2-2のエラーレートはEthより大きいため
再生できない。C/N=aになって点885aに示すよ
うにD2-2のエラーレートがEthにまで減少しD2-2チ
ャンネルが再生できるようになる。
用いることにより物理階層D1、D2チャンネルをさらに
2層の論理階層2分割し、計4層の階層伝送ができると
いう効果が得られる。
欠落しても原信号の一部が再生できるような階層構造に
し、本発明の階層伝送と組み合わせることにより、アナ
ログ伝送のようにC/Nの劣化に伴いデータ量が次第に
減少する階層型伝送が可能となるという効果がある。特
に、近年の画像圧縮技術は急速に進歩しているため、画
像圧縮データを階層構造とし階層伝送と組み合わせた場
合、同一地点間において、アナログ伝送よりはるかに高
画質の映像を伝送すると同時に、アナログ伝送のように
段階的に受信信号レベルに応じて画質を低くしながら広
い地域で受信できる。このように従来のデジタル映像伝
送にはなかった階層伝送の効果をデジタルによる高画質
を保ちながら得ることができる。
の発明の実施の形態について図面を参照しながら説明す
る。
る。発明の実施の形態3は本発明の伝送装置をデジタル
TV放送システムに用いた例を示し、超高解像度の入力
映像402は、第1画像エンコーダー401の入力部4
03に入力し、分離回路404により、第1データ列と
第2データ列と第3データ列に分離され、圧縮回路40
5により圧縮され出力される。
々第1画像エンコーダー401と同様の構成の第2画像
エンコーダー409,410,411により圧縮され出
力される。
列の4組の信号は、多重器412の第1多重器413に
よりTDM方式等の時間的に多重化されて、第1データ
列として、送信機1に送られる。
は多重器414により多重化され、第2データ列として
送信機1に送られる。また、第3データ列の信号群の全
部もしくは1部は多重器415により多重化され、第3
データ列として送信機1に送られる。
列を変調器4により発明の実施の形態1で述べた変調を
行い、送信部5によりアンテナ6と伝送路7により、衛
星10に送り中継器12により、第1受信機23等の3
種の受信機に送られる。
r1の小径のアンテナ22で受けて、受信信号の中の第
1データ列のみを第1データ列再生部232で再生し、
第1画像デコーダー421によりNTSC信号もしくは
ワイドNTSC信号等の低解像度の映像出力425と4
26を再生し出力させる。
ンテナ32で受けて、第1データ列再生部232と第2
データ列再生部233により第1データ列と第2データ
列を再生し、第2画像デコーダー422により、HDT
V信号等の高解像度の映像出力427もしくは映像出力
425、426を再生し出力させる。
ンテナ33で受けて、第1データ列再生部232と第2
データ列再生部233と第3データ列再生部234によ
り、第1データ列と第2データ列と第3データ列を再生
し、ビデオシアターや映画館用の超高解像度HDTV等
の超高解像度の映像出力428を出力する。映像出力4
25、4266,427も出力できる。一般のデジタル
TV放送は、デジタル送信機51から放送され、第1受
信機23で受信した場合、NTSC等の低解像の映像出
力426として出力される。
401のブロック図に基ずき、構成を詳しく述べる。超
高解像度の映像信号は入力部403に入力され、分離回
路404に送られる。分離回路404ではサブバンドコ
ーディング方式により4つの信号に分離する。QMF等
の水平ローパスフィルタ451と水平ハイパスフィルタ
452により、水平低域成分と水平高域成分に分離さ
れ、サブサンプリング部453,454により、各々の
成分はサンプリングレートを半分にした後、水平低域成
分は垂直ローパスフィルタ455と垂直ハイパスフィル
タ456により、各々水平低域垂直低域信号、略してH
LVL信号と水平低域垂直高域信号、略してHLVH信号に
分離され、サブサンプリング部457と458により、
サンプリングレートを落として圧縮部405に送られ
る。
59と垂直ハイパスフィルタ460により、水平高域垂
直低域信号、略してHHVL信号と、水平高域垂直低域信
号、略してHHLH信号に分離され、サブサンプリング部
461,462によりサンプリングレートを下げて、圧
縮部405に送られる。
471でDCT等の最適の圧縮を行い第1出力部472
より第1データ列として出力する。
第2出力部464に送られる。HHVL信号は第3圧縮部
463により圧縮され第2出力部464へ送られる。H
HV H信号は分離回路465により高解像度映像記号(H
HVH1)と超高解像度映像信号(HHVH2)に分けら
れ、HHVH1は第2出力部464へ、HHVH2は第3出
力部468へ送られる。
21を説明する。第1画像デコーダー421は第1受信
機23からの出力、第1データ列つまりD1を入力部5
01に入力しデスクランブル部502によりスクランブ
ルを解いた後伸長部503により、前述のHLVL信号に
伸長した後画面比率変更回路504と出力部505によ
り画面比率を変更してNTSC信号の画像506、NT
SC信号でストライプ画面の画像507、ワイドTVの
フル画面の画像508もしくは、ワイドTVのサイドパ
ネル画面の画像509を出力する。この場合、ノンイン
タレースもしくはインタレースの2つの走査線のタイプ
が選べる。走査線もNTSCの場合525本と二重描画
による1050本が得られる。また、デジタル送信機5
1からの4PSKの一般のデジタルTV放送を受信した
場合は、第1受信機23と第1画像デコーダ421によ
りTV画像を復調、再生できる。次に図32の第2画像
デコーダーのブロック図を用いて第2画像デコーダーを
説明する。まず第2受信機33からのD1信号は第1入
力部521より入力し、第1伸長部522で伸長され、
オーバーサンプリング部523により2倍のサンプリン
グレートになり垂直ローパスィルタ524により、HL
VL信号が再生される。D2信号は第2入力部530より
入力し、分離回路531により3つの信号に分離され、
第2伸長部532と第3伸長部533と、第3伸長部5
34により各々伸長及び、デスクランブルされ、オーバ
ーサンプリング部535、536、537により2倍の
サンプリングレートとなり、垂直ハイパスフィルター5
38、垂直ローパスフィルタ539、垂直ハイパスフィ
ルタ540により送られる。HLVL信号とHLVH信号は
加算器525で加算され、オーバーサンプリング部54
1と水平ローパスフィルター542により水平低域映像
信号となり、加算器543に送られる。HHVL信号とH
HVH1信号は加算器526により加算され、オーバーサ
ンプリング部544と水平ハイパスフィルター545に
より水平高域映像信号になり加算器543によりHDT
V等の高解像度映像信号HD信号となり出力部546か
らHDTV等の画像出力547が出力される。場合によ
りNTSC信号も出力される。
でD1信号は第1入力部521からD2信号は第2入力部
530から入力し高域画像デコーダー527により前述
の手順でHD信号が再生される。D3信号は第3入力部
551より入力し超高域部画像デコーダー552により
伸長、デスクランブル、および合成されHHVH2信号が
再生される。この信号はHD信号と合成器553で合成
され超高解像度TV信号、S−HD信号となり出力部5
54より超高解像度映像信号555が出力される。
具体的な多重化方法について述べる。 図34はデータ
配列図であり、第1データ列、D1と第2データ列、D2
と第3データ列D3に6つのNTSCチャンネルL1、
L2、L3、L4、L5、L6と6つのHDTVチャン
ネルM1〜M6と6つのS-HDTVチャンネルH1〜
H6をTの期間中に、時間軸上にどう配置するかを描い
たものである。図34はまずTの期間にD1信号にL1
からL6をTDM方式等で時間多重により配置するもの
である。D1のドメイン601に第1チャンネルのHLV
L信号を送る。次にD2信号のドメイン602には第1チ
ャンネルに相当する時間領域に第1チャンネルのHDT
VとNTSCとの差分情報M1つまり、前述のHLVH信
号とH H VL信号とHHVH1信号を送る。またD3信号の
ドメイン603には第1チャンネルのスーパーHDTV
差分情報H1,すなわち図30で説明したHHVHー2H
1を送る。
場合を説明する。まず小型アンテナと第1受信機23と
第1画像デコーダ421のシステムをもつ一般の受信者
は図31のNTSCもしくはワイドNTSCのTV信号
が得られる。次に中型アンテナと第2受付信機33と第
2画像エンコーダ422をもつ特定の受信者はチャンネ
ル1を選択した場合第1データ列、D1のドメイン60
1と第2データ列、D2のドメイン602の信号を合成
してチャンネル1のNTSC番組と同じ番組内容のHD
TV信号を得る。
43と第3画像デコーダー423をもつ映画館等の一部
の受信者はD1のドメイン601とD2のドメイン602
とD 3のドメイン603の信号を合成し、チャンネル1
のNTSCと同じ番組内容で映画館用の画質の超解像度
HDTV信号を得る。2から3までの他のチャンネルも
同様にして再生される。
NTSCの第1チャンネルはL1に配置されている。こ
のL1はD1信号の第1タイムドメインのドメイン60
1の位置にあり、先頭部にNTSC間のデスクランブル
情報と発明の実施の形態1で説明した復調情報を含む情
報S11が入っている。次にHDTVの第1チャンネル
はL1とM1に分割されて入っている。M1はHDTV
とNTSCとの差分情報であり、D2のドメイン602
とドメイン611の両方に入っている。この場合6Mb
p sのNTSC圧縮信号を採用しL1に収容すると、
M1の帯域は2倍の12Mbpsになる。L1とM1と
を合わせると18Mbpsの帯域が第2受信機33と第
2画像デコーダ423から復調再生可能である。一方、
現在提案されている圧縮方法を用い約15Mbpsの帯
域でHDTV圧縮信号を実現することができる。従って
図35の配置でチャンネル1でHDTVとNTSCを同
時に放送できる。この場合チャンネル2ではHDTVの
再生はできない。S21はHDTVのデスクランブル情
報である。また、スーパーHDTV信号はL1とM1と
H1に分割して放送される。スーパーHDTVの差分情
報はD3のドメイン603,612,613を用い、N
TSCを6Mbpsに設定した場合、合計36Mbps
送れ、圧縮を高くすれば映画館用画質の走査線約200
0本のスーパーHDTV信号も伝送できる。
インを占有させスーパーHDTV信号を伝送した場合を
示す。NTSC圧縮信号を6Mbpsに設定した場合9
倍の54Mbpsが伝送できる。このためより高画質の
スーパーHDTVを伝送できる。
直の偏波面の片方を利用する場合である。ここで水平と
垂直の2つの偏波面を使うことにより、周波数利用効率
は2倍となる。以下に説明をする。
と垂直偏波信号DH1及び第2データ列の同じくDV2とD
H2、第3データ列のDV3とDH3の信号配置図を示す。こ
の場合、第1データ列の垂直偏波信号DV1にNTSC等
の低域TV信号が入っており第1データ列の水平偏波信
号DH1に高域TV信号が入っている。従って、垂直偏波
アンテナしかもっていない第1受信機23は,NTSC
等の低域信号を再生できる。一方、垂直、水平の両方向
の偏波アンテナをもつ第1受信機23は、例えば、L1
とM1信号を合成しHDTV信号を得ることができる。
つまり、第1受信機23を用いた場合、アンテナの能力
により、一方ではNTSCが、他方ではNTSCとHD
TVが再生できるため2方式が両立するという大きな効
果がある。
ータバースト721の先頭部に同期部731とカード部
741が設けられている。又、フレームの先頭部には同
期情報部720が設けられている。この場合は、各タイ
ムスロット群が、各々1つのチャンネルが割りあてられ
ている。例えば、第1タイムスロット750で第1チャ
ンネルの全く同じ番組のNTSC、HDTV、スーパー
HDTVを送ることができる。各々のタイムスロット7
50〜750eが完全に独立している。従って特定の放
送局が特定のタイムスロットを用いてTDMA方式で放
送する場合、他局と独立してNTSC、HDTV、スー
パーHDTVの放送ができるという効果がある。又、受
信側も水平偏波アンテナで第1受信機23をもつ構成の
場合NTSCTV信号を両偏波アンテナなら、HDTV
を再生できる。第2受信機33にすると低解像度のスー
パーHDTVを再生できる。第3受信機43にするとス
ーパーHDTV信号を完全に再生できる。以上のように
両立性のある放送システムを構築出来る。この場合、図
50のような配置で、バースト状のTDMA方式でな
く、図49のような連続信号の時間多重も可能である。
また図51に示すような信号配置にすればより高解度の
HDTV信号を再生できる。
り超高解像度型HDTV、HDTVとNTSC-TVの
3つの信号の両立性のあるデジタルTV放送が可能にな
るという顕著な 効果がある。とくに映画館等に伝送し
た場合、映像を電子化することができるという新たな効
果がある。
AMと呼び、具体的なエラーレートについて述べる。
算する。図99は16SRQAMの信号点のベクトル図
である。第1象限において、16QAMの場合、信号点
83a、83b、84a、85、83a等の各16ヶの
信号点の間隔は等間隔であり、全て2δである。
軸、Q軸よりδの距離にある。ここで16SRQAMに
する場合、nをシフト値と定義すると、信号点83aは
シフトして、座標軸からの距離をnδの位置の信号点8
3へ移動させる。この場合nは0<n<3である。また
他の信号点84a、86aもシフトして信号点84、8
6の位置に移動する。第1データ列の誤り率をPe1と
すると
SRQAMのエラーレートを計算する。図100は36
SRQAMの信号ベクトル図である。第1象限において
36QAMの信号点間距離は2δであると定義する。
の距離にある。この信号点83aは36SRQAMにな
ると信号点83の位置にシフトし、座標軸よりnδの距
離となる。各々の信号点はシフトして信号点83、8
4、85、86、97、98、99、100、101と
なる。9ヶの信号点からなる信号点群90を一つの信号
点とみなして、変形4PSK受信機で受信し、第1デー
タ列D1のみー再生した場合の誤り率をPe1とし、信
号点群90の中の9個の信号点を各々弁別し、第2デー
タ列D2を再生した場合の誤り率をPe2とすると
ラーレート図はエラーレートPeと伝送系のC/Nとの
関係を計算した一例を示す。曲線900は比較のため従
来方式の32QAMのエラーレートを示す。直線905
はエラーレートが10の−1.5乗の直線を示す。本発
明のSRQAMのシフト量nを1.5とした場合の第1
階層D 1のエラーレートは曲線901aとなり、エラー
レートが10-1.5において曲線900の32QAMに対
してC/N値が5dB下がってもD1は同等のエラーレ
ートで再生できるという効果がある。
ラーレートは曲線902aで示される。エラーレートが
10-1.5において、曲線900に示す32QAMに比べ
てC/Nを2.5dB上げないと同等のエラーレートで
再生できない。曲線901b、曲線902bはn=2.
0の場合のD1、D2を示す。曲線902CはD2を示
す。これをまとめると、エラーレートが10の−1.5
乗の値において22n=1.5、2.0、2.5の時、
32QAMに比べて各々D1は5、8、10dB改善さ
れ、D2は2.5dB劣化する。
させた場合に所定のエラーレートを得るのに必要な第1
データ列D1と第2データ列D2のC/N値を図103の
シフト量nとC/Nの関係図で示す。図103をみると
明らかなように、nが0.8以上であれば、階層伝送つ
まり第1データ列D1と第2データ列D2の伝送に必要な
C/N値の差が生まれ、本発明の効果が生じることがわ
かる。従って、32SRQAMの場合n>0.85の条
件下で効果がある。16SRQAMの場合のエラーレー
トは図102のC/Nとエラーレートの関係図のように
なる。図102において曲線900は16QAMのエラ
ーレートを示す。曲線901a、901b、901cは
各々第1データ列D1のn=1.2、1.5、1.8の
場合のエラーレートを示す。曲線902a、902b、
902cは各々第2データ列D2のn=1.2、1.
5、1.8の場合のエラーレートを示す。
16SRQAMの場合にシフト量nを変化させた場合に
特定のエラーレートを得るのに必要な第1データ列D1
と第2データ列D2のC/Nの値を示したものである。
図104から明らかなように16SRQAMの場合n>
0.9であれば本発明の階層伝送が可能となることがわ
かる。以上からn>0.9なら階層伝送が成立する。
本発明のSRQAMを適用した場合の一例を示す。図1
05は地上放送時の送信アンテナと受信アンテナとの距
離と、信号レベルとの関係図を示す。曲線911は送信
アンテナの高さが1250ftの場合の受信アンテナの
信号レベルを示す。まず、現在検討が進められているデ
ジタルTV放送方式において要求される伝送系の要求エ
ラーレートを10の−1.5乗と仮定する。領域912
はノイズレベルを示し、点910はC/N=15dBになる
地点で従来方式の32QAM方式の受信限界点を示す。
このL=60mileの地点においてデジタルのHDT
V放送が受信できる。
間的にC/Nは5dBの巾で変動する。C/N位が閾値
に近い受信状況においてC/Nが低下すると急激にHD
TVの受信が不能となる問題を持っている。また地形や
建築物の影響により、少なくとも10dB程度の変動が
見込まれ、60mileの半径内の全ての地点で受信で
きる訳でない。この場合、アナログと違いデジタルの場
合完全に映像が伝送できない。従って従来のデジタルT
V放送方式のサービスエリアは不確実なものであった。
述のように図133、図137の構成により3層の階層
となる。第1ー1階層D1-1でMPEGレベルの低解像度N
TSC信号を送り、第1-2階層D1-2でNTSC等の中解
像度TV成分を送り、第2階層D2でHDTVの高域成
分を送ることができる。例えば図105において第1-2
階層のサービスエリアは点910aのように70mil
e地点まで拡大し、第2階層は910bのように、55
mile地点まで後退する。図106の32SRQAM
のサービスエリア図はこの場合のサービスエリアの面積
の違いを示す。図106はコンピュータシミュレーショ
ンを行い、図53のサービスエリア図をより具体的に計
算したものである。図106において領域708、70
3c、703a、703b、712は各々従来方式の3
2QAMのサービスエリア、第1-1階層D1-1のサービス
エリア、第1-2階層D1-2のサービスエリア、第2階層D
2のサービスエリア、隣接アナログ局のサービスエリア
を示す。このうち、従来方式の32QAMのサービスエ
リアのデータは従来開示されているデータを用いてい
る。
上60マイルのサービスエリアを設定できる。しかし、
実際は天候や地形の条件変化により受信限界地近傍にお
いてきわめて受信状態が不安定であった。
第1-1階層D1-1でMPEG1グレードの低域TV成分を
第1-2階層D1-2でNTSCグレードの 中域TV成分を
送信し、第2階層D2でHDTVの高域TV成分を送信
することにより、図106のように高解像度グレードの
HDTVのサービスエリアの半径が5マイル縮小するも
のの、中解像度グレードのEDTVのサービスエリアの
半径が10マイル以上拡大し、低解像度のLDTVのサ
ービスエリアは18マイル拡大するという効果が生まれ
る。図107はシフトファクターnもしくはs=1.8
の場合のサービスエリアを示し、図135は図107の
サービスエリアを面積で示したものです。
受信条件が悪い地域において存在した受信不能地域にお
いても本発明のSRQAM方式を適用することにより、
少なくとも設定したサービスエリア内においては殆んど
の受信機で中解像度もしくは低解像度グレードでTV放
送を受信できるような送信が可能となる。従って通常の
QAMでは発生するビルかげや低地の受信不能領域と隣
接アナログ局からの妨害を受けるような地域において本
発明を用いることによりこの受信不能地域が大巾に減少
し、これに伴い実質的な受信者数を増大できる。
高価なHDTV受信機と受像機をもつ受信者しか放送を
受信できなかったため、サービスエリア内においても一
部の受信者しか視聴できなかった。しかし本発明では従
来のNTSCやPALやSECAM方式の従来型のTV受像機を
持っている受信者もデジタル受信機のみを増設すること
により、デジタルHDTV放送の番組をNTSCグレー
ドもしくはLDTVグレードではあるが受信可能になる
という効果がある。このため受信者はより少ない経済的
負担で番組が視聴できる。同時に総受信者数が増えるた
めTV送信者側はより多くの視聴者を得られるためTV
事業としての経営がより安定するという社会的効果が生
まれる。
面積はn=2.5の場合、36%従来方式に比して拡大
する。拡大に応じて受信者が増える。サービスエリアの
拡大と受信者数の増加によりその分TV事業者の事業収
入が増大する。このことによりデジタル放送の事業リス
クが減りデジタルTV放送の普及が早まることが期待で
きる。
スエリア図にみるように、nもしくはs=1.8の場合
も同様の効果が得られる。シフト値nを変更することに
より、各々の放 送局がHDTV受像機とNTSCTV
受像機の分布状況等の地域特有の条件や事情に応じてn
を変更し、SRQAMのD1とD2のサービスエリア70
3aと703bを最適な条件に設定することにより、受
信者は最大の満足を放送局は最大の受信者数を得ること
ができる。
QAMの場合nは 1<n<5 となる。同様にして16SRQAMの場合nは 1<n<3 となる。
させて第1と第2階層を得るSRQAM方式において、
16SRQAM、32SRQAM、64SRQAMにお
いてnが1.0以上であれば、地上放送において本発明の
効果が得られる。発明の実施の形態では映像信号を伝送
した場合を説明したが音声信号を高域部もしくは高分解
能部と低域部もしくは低分解能部にわけ、それぞれ第2
データ列、第1データ列として本発明の伝送方式を用い
て伝送すると、同様の効果が得られる。PCM放送、ラ
ジオ、携帯電話に用いるとサービスエリアが広がるとい
う効果がある。
示すように時間分割多重(TDM)方式と組み合わせて
TDMによるサブチャンネルを設け、ECC Enco
der743aとECC Encoder743bに示
すように2つのサブチャンネルのエラー訂正のコードゲ
インを差別化することにより、各サブチャンネルの閾値
に差をつけ階層型伝送のサブチャンネルを増やすことが
できる。この場合、図137に示すように2つのサブチ
ャンネルのTrellis EncoderのCode gainsを変えてもよ
い。詳しい説明は後述する発明の実施の形態6の図13
1の説明と同じであるため省略する。図106のシミュ
レーションにおいては第1-1サブチャンネルD1-1と第1-
2サブチャンネルD1-2と間に5dBのCoding Gainの差
をつけた場合を示している。SRQAMは“C−CD
M”とよばれる本発明の信号点符号分割多重方式(Cons
tellation-Code Division Multiplex)をrectangle-QAM
に応用したものである。C−CDMはTDMやFDMと
独立した多重化方式である。コードに対応した信号点コ
ードを分割することにより、サブチャンネルを得る方式
である。この信号点の数を増やすことによりTDMやF
DMにはない伝送容量の拡張性が得られる。このことは
従来機器とほぼ完全な互換性を保ちながら実現する。こ
のようにC−CDMは優れた効果をもつ。
発明の実施の形態を用いたが周波数分割多重方式(FD
M)と組み合わせても、同様の閾値の緩和効果が生まれ
る。例えば、TV放送に用いた場合、図108のTV信
号の周波数分布図に示すようになる。従来のアナログ放
送例えばNTSC方式の信号はスペクトラム725のよ
うな周波数分布をしている。一番大きな信号は映像のキ
ャリア722である。カラーのキャリア723や音声の
キャリア724はそれほど大きくない。お互いの干渉を
避けるため、デジタル放送の信号をFDMにより2つの
周波数に分ける方法がある。この場合、図に示すように
映像のキャリア722を避けるように第1キャリア72
6と第2キャリア727に分割し各々第1信号720と
第2信号721を送ることにより干渉は軽減できる。第
1信号720により低解像度TV信号を大きな出力で送
信し、第2信号721により高解像度信号を小さな出力
で送信することにより、妨害を避けながらFDMによる
階層型放送が実現する。
用いた場合の図を示す。サブチャンネルAの方が出力が
大きいため、閾値はThreshold1はサブチャンネルBの閾
値Theshold2に比べて4〜5dB小さくて良い。従って
4〜5dB閾値の差をもつ2層の階層型放送が実現す
る。しかし、この場合、受信信号のレベルがTheshold2
以下になると情報量の大巾を占める第2信号721aの
斜線で示す信号の全部が全く受信できなくなり、情報量
の少ない第1信号720aしか受信できなくなり、第2
階層では画質の著しく悪い画像しか受信できない。
示すようにまず第1信号720にC−CDMにより得ら
れる32SRQAMを用いてサブチャンネル1ofAを
追加する。この閾値の低いサブチャンネル1ofAにさ
らに低解像度の成分をのせる。第2信号721を32S
RQAMとし、サブチャンネル1ofBの閾値を第1信
号の閾値Thershold2に合わせる。すると信号レベルがTh
reshold−2に下がっても受信できなくなる。領域は斜
線で示す第2信号部721aのみとなり、サブチャンネ
ル1ofBとサブチャンネルAが受信できるため伝送量
はあまり減らない。従って第2階層においても画質の良
い画像がTh−2の信号レベルにおいても受信できると
いう効果がある。
を伝送することにより、さらに階層の数が増え、低解像
度のサービスエリアが拡がるという効果も生まれる。こ
の閾値の低いサブチャンネルに音声情報叉は同期情報、
各データのヘッダー等の重要な情報を入れることによ
り、この重要な情報は確実に受信できるため安定した受
信が可能となる。第2信号721に、同様の手法を用い
ると、サービスエリアの階層が増える。HDTVの走査
線が1050本の場合、525本に加えて、C−CDM
により775本のサービスエリアが加わる。
み合わせるとサービスエリアが拡大するという効果が生
まれる。この場合FDMにより2つのサブチャンネルを
設けたが3つの周波数に分割し、3つのサブチャンネル
を設けてもよい。
害を避ける方法を述べる。図109に示すようにアナロ
グTV信号には水平帰線部732と映像信号部731が
ある。水平帰線部732の信号レベルが低いことと、こ
の期間中は妨害を受けても画面に出力されないことを利
用する。デジタルTV信号の同期をアナログTV信号と
合わせ、水平帰線部732の期間の水平帰線同期スロッ
ト733、733aに重要なデータ、例えば同期信号等
を送るか高い出力で多くのデータを送ることができる。
このことにより、妨害を増やさないでデータ量を増やし
たり出力を上げられるという効果がある。なお垂直帰線
部735、735aの期間に同期させて垂直帰線同期ス
ロット737、737aを設けても同様の効果が得られ
る。
叉、図111は16QAMの拡張版のC−CDMのコー
ド割り当て図を示し、図112は32QAM拡張版のコ
ード割り当て図を示す。図110、111に示すように
256QAMは第1、2、3、4層740a、740
b、740c、740dの4つの層に分けられ、各々
4、16、64、256ケのセグメントを持つ。第4層
740dの256QAMの信号点コードワード742d
は8bitの“11111111”である。これを2b
itずつ4つのコードワード741a、741b、74
1c、741dに分割し、各第1、2、3、4層740
a、740b、740c、740dの信号点領域742
a、742b、742c、742dに各々“11”、
“11”“11”、“11”を割り当てる。かくして、
2bitずつのサブチャンネルすなわち、サブチャンネ
ル1、サブチャンネル2、サブチャンネル3、サブチャ
ンネル4ができる。これを信号点符号分割多重方式とい
う。図111は16QAMの拡張版の具体的な符号配置
を示し、図112は36QAMの拡張版を示す。C−C
DM多重化方式は独立したものである。従って従来の周
波数分割多重方式(FDM)や時間分割多重方式(TD
M)と組み合わせることにより、更にサブチャンネルが
増やせるという効果がある。こうしてC−CDM方式に
より新しい多重化方式を実現できる。Rectangle-QAMを
用いてC−CDMを説明したが、信号点をもつ他の変調
方式例えば他の形のQAMやPSK、ASK、そして周
波数領域を信号点とみなし、FSKも同様に多重化でき
る。
ンネル1のエラーレートは
ャンネル1のエラーレートは
施の形態について図面を参照しながら説明する。
テム図である。発明の実施の形態4は発明の実施の形態
3で説明した伝送装置を地上放送に用いたもので、ほぼ
同じ構成、動作である。発明の実施の形態3で説明した
図29との違いは、送信用のアンテナ6aが地上伝送用
アンテナになっている点と各受信機の各々のアンテナ2
1a,31a,41aが地上伝送用アンテナになってい
る点のみである。その他の動作はまったく同じであるた
め重復する説明を省略する。衛星放送と違い、地上放送
の場合は送信アンテナ6aと受信機との距離が重要とな
る。遠距離にある受信機は到達電波が弱くなり、従来の
送信機で単に多値QAM変調した信号では全く復調でき
ず番組を視聴することはできない。
37のように遠距離にアンテナ22aがある第1受信機
23は変形64QMA変調信号もしくは変形16QAM
変調信号を受信して4PSKモードで復調し第1データ
列のD1信号を再生するのでNTSCのTV信号が得ら
れる。従って電波が弱くても中解像度でTV番組を視聴
できる。
信機33では到達電波が充分強いため変形16または6
4QAM信号から第2データ列と第1データ列を復調で
きHDTV信号が得られる。従って同じTV番組をHD
TVで視聴できる。
42aをもつ第3受信機43は電波が変形64QAM信
号の復調に充分な強度であるため第1、2、3、データ
列D1,D2,D3を復調し超高解像度HDTV信号が
得られる。同じTV番組を大型映画と同じ画質のスーパ
ーHDTVで視聴できる。
35、図36の図を用いて時間多重配置を周波数配置に
読み代えることにより説明できる。図34のように1か
ら6チャンネルまで周波数がわり割当られている場合D
1信号にNTSCのL1を第1チャンネルに、D2信号
の第1チャンネルのM1にHDTVの差分情報を、D3
信号の第1チャンネルのH1に超高解像度HDTVの差
分情報を配置することによりNTSCとHDTVと超解
像度HDTVを同一のチャンネルで送信することができ
る。また図35、図36のように他のチャンネルのD2
信号やD3信号を使用することが許可されれば、より高
画質のHDTVや超高解像度HDTVが放送できる。
ジタルTV地上放送を1つのチャンネルもしくは他のチ
ャンネルのD2,D3信号領域を使用して放送できると
いう効果がある。本発明の場合、同じチャンネルで同じ
内容のTV番組を中解像度であれば、より広範囲の地域
で受信できるという効果がある。
た6MHzの帯域のHDTV放送等が提案されている。
しかしこれらの方式はNTSCとの両立性がないため同
じ番組をNTSCの別チャンネルで送信するサイマルキ
ャスト方式の採用が前提となっている。また16QAM
の場合、伝送できるサービスエリアが狭くなることが予
想されている。本発明を地上放送に用いることにより別
にチャンネルを設ける必要がなくなるだけでなく、遠距
離の受信機でも中解像度で番組を視聴できるため放送サ
ービスエリアが広いという効果がある。
Vのデジタル地上放送時の受信妨害領域図を示すもの
で、従来提案されている方式を用いたHDTVのデジタ
ル放送局701からHDTVの受信できる受信可能領域
702と隣接するアナログ放送局711の受信可能領域
712を示している。両者の重複する重複部713にお
いてはアナログ放送局711の電波妨害により、少なく
ともHDTVを安定して受信することができなくなる。
式を用いた場合の受信妨害領域図を示す。本発明は従来
方式と同一の送信電力の場合、電力利用効率が低いた
め、HDTVの高解像度受信可能領域703は上述の従
来方式の受信可能領域702より若干狭くなる。しか
し、従来方式の受信可能領域702より広い範囲のデジ
タルNTSC等の低解像度受信可能領域704が存在す
る。以上の2つの領域から構成される。この場合のデジ
タル放送局701からアナログ放送局711への電波妨
害は図52で示した従来方式と同レベルである。
1からのデジタル放送局701への妨害は3つの領域が
存在する。1つはHDTVもNTSCも受信できない第
1妨害領域705である。第2は妨害を受けるもののN
TSCを妨害前と同様に受信できる第2妨害領域706
で一重斜線で示す。ここではNTSCはC/Nが低くて
も受信可能な第1データ列を使用しているためアナログ
局711の電波妨害によりC/Nが低下しても妨害の影
響範囲は狭い。
が妨害後はNTSCのみ受信できる第3妨害領域707
で2重斜線で示す。
DTVの受信領域は若干狭くなるが、NTSCを含めた
受信範囲は広くなる。さらにアナログ放送局711から
の妨害により従来方式ではHDTVが妨害により受信で
きなかった領域においてもHDTVと同一の番組をNT
SCで受信可能となる。こうして番組の受信不能領域が
大巾に削減するという効果がある。この場合、放送局の
送信電力を若干増やすことにより、HDTVの受信可能
領域は従来方式と同等になる。さらに従来方式では全く
番組を視聴できなかった遠方地域や、アナログ局との重
複地域において、NTSCTVの品位で番組が受信でき
る。
が、図78の時間配置図のように3階層の伝送方式を用
いることもできる。HDTVをHDTV、NTSC、低
解像度NTSCの3つのレベルの画像に分離し、送信す
ることにより、図53の受信可能領域は2層から3層に
広がり最外層は広い領域となるとともに2階層伝送では
全く受信不可能であった第1妨害領域705では低解像
度NTSCTVの品位で番組が受信可能となる。以上は
デジタル放送局がアナログ放送に妨害を与える例を示し
た。
与えないという規制条件のもとにおける発明の実施の形
態を示す。現在米国等で検討されている空きチャンネル
を利用する方式は、隣接して同じチャンネルを使用す
る。このため後から放送するデジタル放送は既存のアナ
ログ放送に妨害を与えてはならない。従ってデジタル放
送の送信レベルを図53の条件で送信する場合より下げ
る必要がある。この場合、従来方式の16QAMや4A
SK変調の場合、図54の妨害状態図に示すように二重
斜線で示した受信不能領域713が大きいためHDTV
の受信可能領域708は大巾に小さくなってしまう。サ
ービスエリアが狭くなり、その分受信者が減るためスポ
ンサーが減る。従って従来方式では放送事業が経済的に
成立しにくいことが予想されている。
合を示す。HDTVの高解像度受信可能領域703は、
従来方式の受信可能領域708より若干狭くなる。しか
し、従来方式より広い範囲のNTSC等の低解像度受信
可能領域704が得られる。一重斜線で示す部分は、同
一番組をHDTVレベルでは受信できないが、NTSC
レベルで受信できる領域を示す。このうち第1妨害領域
705においてアナログ放送局711からの妨害を受
け、HDTVも、NTSCも両方受信できない。
の階層型放送ではHDTV品位の受信可能地域は若干狭
くなる一方で、同一番組をNTSCTVの品位で受信で
きる地域が増える。このため放送局のサービスエリアが
増えるという効果がある。より多くの受信者に番組を提
供できる効果がある。HDTV/NTSCTVの放送事
業を、より経済的に安定して成立させることができる。
将来デジタル放送受信機の比率が増えた段階ではアナロ
グ放送への妨害規則は緩和されるため電波強度を強くす
ることができる。この時点でHDTVのサービスエリア
を大きくすることができる。この場合、第1データ列と
第2データ列の信号点の間隔を調整することにより図5
5で示したデジタルHDTVINTSCの受信可能地域
とデジタルNTSCの受信可能地域を調整することがで
きる。この場合、前述のように第1データ列に、この間
隔の情報を送信することにより、より安定して受信がで
きる。
場合の妨害状況図を示す。この場合、図52と違い隣接
局はデジタル放送を行うデジタル放送局701aとな
る。送信電力を増やすことができるため、HDTV等の
高解像度受信可能領域703はアナログTV放送と同等
の受信可能領域702まで拡大できる。
4では互いに妨害を受けるため通常の指向性のアンテナ
では番組をHDTVの品位では再生できないが、受信ア
ンテナの指向性の方向にあるデジタル放送局の番組をN
TSCTVの品位で受信できる。また非常に高い指向性
のアンテナを用いた場合アンテナの指向性方向にある放
送局の番組をHDTVの品位で受信できる。低解像度受
信可能領域704は、アナログTV放送の標準の受信可
能領域702より広くなり、隣接の放送局の低解像度受
信可能領域704aの競合領域715、716ではアン
テナの指向性の方向にある放送局の番組がNTSCTV
の品位で再生できる。
及時期においては規制条件がさらに緩和され、本発明の
階層型放送により広いサービスエリアのHDTV放送が
可能となる。この時点においても、本発明の階層型放送
方式を採用するにより従来方式と同程及の広い範囲のH
DTV受信範囲を確保するとともに従来方式では受信不
可能であった遠方地域や競合地域においてもNTSCT
Vの品位で番組が受信できるため、サービスエリアの欠
損部が大巾に減少するという効果がある。
5は本発明を振巾変調つまりASK方式に用いた場合の
発明の実施の形態である図57は発明の実施の形態5の
4値のASK信号信号点配置図を示し、4つの信号点7
21、722、723、724をもつ。4値の場合2b
itのデータを1周期で送ることができる。信号点72
1、722、723、724を例えば00、01、1
0、11に対応させることができる。
58に示すように、信号点721、722を1つのグル
ープつまり第1の信号点群725として扱い、信号点7
23、724を別のグループ、第2の信号点群726と
定義する。そして2つの信号点群の間の間隔を等間隔の
信号点の間隔より広くする。つまり信号点721、72
2の間隔をLとすると信号点723、724の間隔は同
じLで良いが、信号点722と信号点723の間隔Lo
はLより大きく設定する。
発明の階層型伝送システムの特徴である。ただしシステ
ムの設計によっては条件や設定により一時的もしくは恒
久的にL=Loになっても良い。
群に第1データ列D1の1bitのデータを対応させる
ことができる。例えば第1の信号点群725を0、第2
の信号点群726を1と定義すれば、第1データ列の1
bitの信号が定義できる。次に第2データ列D2の1
bitの信号を各信号群の中の2つの信号点群に対応さ
せる。例えば、図59(b)のように信号点721、7
23をD2=0とし、信号点722、724をD2=1と
すれば第2データ列D2のデータを定義できる。この場
合も2bit/シンボルとなる。
ASK方式で本発明の階層型伝送が可能となる。階層型
伝送システムは信号対雑音比つまりC/N値が充分高い
時は従来の等間隔信号点方式と変わりはない。しかし、
C/N値が低い場合、従来方式では全くデーターを再生
できない条件においても本発明を用いることにより第2
データ列D2は再生できなくなるが、第1データ列D1は
再生できる。これを説明するとC/Nが悪くなった状態
は図60のように示せる。つまり受信機で再生した信号
点はノイズや伝送歪等により、分散信号点領域721a
722a、723a、724aの広い範囲にガウス分布
状に分散する。このような場合、信号点721と信号点
722、信号点723と信号点724の区別が難しくな
る。つまり第2データ列D2のエラーレートが非常に高
くなる。しかし図から明らかなように信号点721,7
22のグループと信号点723,724のグループとの
区別は容易である。つまり第1の信号点群725と第2
の信号点群726との区別ができる。このため、第1デ
ータ列D1は低いエラーレートで再生できることにな
る。
送受信できる。従って伝送システムのC/Nの良い状態
及び地域では第1データ列D1と第2列D2の両方がC/
Nの悪い状態及び地域では第1データ列D1のみが再生
される階層型伝送ができるという効果がある。
部742は第1データ列入力部743と第2データ列入
力部744から構成される。搬送波発生器64からの搬
送波は入力部742からの信号を処理部745でまとめ
た入力信号により乗算器746において振巾変調されさ
らにフィルタ747により帯域制限されVSB信号等の
ASK信号となり出力部748から出力される。
ついて述べる。図62(a)はASK変調信号の周波数分
布図である。図のようにキャリアの両側に側波帯があ
る。この信号をフィルタ747のバンドパスフィルタ図
62(b)の送信信号749のようにキャリア成分を少し
残して片側の側波帯を取り去る。これをVSB信号とい
うが、f0を変調周波数帯域とすると、約f0/2の周波
数帯域で送信できるため、周波数利用効率が良いことが
知られている。図60のASK信号は元来2bit/シ
ンボルであるがVSB方式を用いると同一周波数帯域で
16QAMの4bit/シンボルに相当する情報量が伝
送できる。
1では地上のアンテナ32aで受けた信号は入力部75
2を経て、チャンネル選択により可変する可変発振器7
54からの信号と、混合器753において混合され、低
い中間周波数に変換される。次に検波器755において
検波され、LPF756によりベースバンド信号となり
識別再生器757により第1データ列D1と第2データ
列D2が再生され第1データ列出力部758と第2デー
タ列出力部759から出力される。
を送る場合を説明する。図64は映像信号送信機774
のブロック図である。HDTV信号等の高解像度TV信
号は第1画像エンコーダー401の入力部403に入力
し、サブバンドフィルター等の映像の分離回路404に
より、HLVL,HLVH,HHVL,HHHH等の高域TV信
号と低域TV信号に分離される。この内容は発明の実施
の形態3で図30を用いて説明したので詳しい説明は省
略する。分離されたTV信号は圧縮部405において、
MPEG等で用いられているDPCMDCT可変長符号
化や等の手法を用いて符号化される。動き補償は入力部
403において処理される。圧縮された4つの画像デー
タは合成器771によって第1データ列D1と第2デー
タ列D2の2つのデータ列となる。この場合HLVL信号
つまり低域の画像信号は第1データ列に含まれる。送信
機の741の第1データ列入力部743と第2データ列
入力部744に入力され振巾変調を受け、VSB等のA
SK信号となり、地上アンテナから放送される。
ブロック図が図65である。地上アンテナ32aで受信
した放送信号はTV受信機781の中の受信機751の
入力部752に入力され、検波復調部760により受信
者が希望する任意のチャンネルの信号が選局され復調さ
れ、第1データ列D1と第2データ列D2が再生され第1
データ列出力部758と第2データ列出力部759から
出力される。詳しい説明は重なるため省く。D1,D2信
号は分離部776に入力される。D1信号は分離器77
7により分離されHLVL圧縮成分は第1入力部521に
入力される。他方は合成器778によりD2信号と合成
され第2入力部531に入力される。第2画像デコーダ
において第1入力部521に入ったHLVL圧縮信号は、
第1伸長部523によりHLVL信号に伸長され画像合成
部548と画面比率変更回路779に送られる。元のT
V信号がHDTV信号の場合、HLVL信号はワイドのN
TSC信号になり、元の信号がNTSC信号の場合、M
PEG1のようなNTSCより品位が低い低解像度TV
信号になる。
と設定しているため、HLVL信号はワイドNTSCのT
V信号となる。TVの画面アスペクト比が16:9であ
れば16:9の画面比率のまま出力部780を介して映
像出力426として出力する。もし、TVの画面アスペ
クト比が4:3であれば、画面比率変更回路779によ
り16:9から4:3の画面アスペクト比のレターボッ
クス形式かサイドパネル形式に変更して出力部780を
介して映像出力425として出力する。
2データ列D2は、分離部776の合成器778におい
て分離器777の信号と合成され、第2画像デコーダの
第2入力部531に入力され、分離回路531によりH
LVH、HHVL、HHVHの圧縮信号に分離されて各々第2
伸張部535、第3伸長部536、第4伸長部に送ら
れ、伸長されて元のHLVH、HHVL、HHVH信号とな
る。これらの信号にHLVL信号を加え、画像合成部54
8に入力され、合成されて1つのHDTV信号となり出
力部546より出力され、出力部780を介してHDT
Vの映像信号427として出力される。
59の第2データ列の誤まり率を誤まり率検知部782
で検知しエラーレートが高い場合は自動的にHLVL信号
の低解像度の映像信号を出力させる。
信が可能となる。伝送条件が良い場合、例えばTV送信
アンテナが近い放送に対しては、第1データ列と第2デ
ータ列の両方が再生できるので、HDTVの品位で番組
を受信できる。また送信アンテナとの距離が遠い放送に
対しては、第1データ列を再生し、このVLHL信号から
低解像度のTV信号を出力する。このことにより、HD
TVの品位もしくはNTSCTVの品位で同一番組をよ
り広い地域で受信できるという効果がある。
うに第1データ列出力部768だけに受信機751の機
能を縮小すると受信機は第2データ列およびHDTV信
号を扱わなくてもよくなるため、構成が大巾には簡略化
できる。画像デコーダーは(図31)で説明した第1画
像デコーダ421を用いればよい。この場合NTSCT
Vの品位の画像が得られる。HDTVの品位では番組を
受信できないが受信機のコストは大巾に安くなる。従っ
て広く普及する可能性がある。このシステムでは従来の
TVディスプレイをもつ多くの受信システムを変更しな
いでアダプターとして追加することにより、デジタルT
V放送が受信できるという効果がある。
復調する衛星放送受信機とASK信号を復調する地上放
送受信機の機能をもつ受信機を簡単に構成できる。この
場合、衛星アンテナ32から受信したPSK信号は発振
器787からの信号と混合器786において混合され、
低い周波数に変換されTV受信機781の入力部34に
入力され、図63で説明した混合器753に入力され
る。衛星TV放送の特定のチャンネルの低い周波数に変
換されたPSK、もしくはQAM信号は復調部35によ
りデータ列D1、D2が復調され、分離部788を介して
第2画像エンコーダ422により、画像信号として再生
され、出力部780より出力される。一方、地上用のア
ンテナ32aにより受信されたデジタル地上放送とアナ
ログ放送は、入力部752に入力され図63で説明した
のと同じプロセスで混合器753により特定のチャンネ
ルが選択され、検波され、低域のみのベースバンド信号
となる。アナログ衛星TV放送に混合器753に入り復
調される。デジタル放送の場合は、識別再生器757に
よりデータ列D1とD2が再生され第2画像デコーダ42
2により映像信号が再生され、出力される。また地上と
衛星のアナログTV放送を受信する場合は映像復調部7
88によりAM復調されたアナログTV信号が出力部7
80より出力される。図67の構成をとると混合器75
3が衛星放送と地上放送で共用できる。また第2画像デ
コーダ422も共用できる。又、デジタル地上放送でA
SK信号を用いた場合、AM復調のため従来のアナログ
放送と同様の検波器755とLPF756等の受信回路
を兼用できる。以上のように図67の構成にすると大巾
に受信回路を共用化し、回路を削減するという効果があ
る。
信号を2つのグループに分け、D1、D2の2層の各1b
itの階層型伝送を行った。しかし、図68のように8
値のASK信号を用いるとD1、D2、D3の3層の各1
bitの階層型伝送を行うことができる 。図68では
D3信号の信号点は信号点721aと721b、722
aと722 b、723aと723b、724aと724
bの2値つまり1bitである。次 にD2の信号点は信
号点群721と722、信号点群723と724の2値
の1 bitである。D3のデータは大信号点群725と
726の2値の1bitとな る。この場合、図57の
4つの信号点721、722、723、724を各2ヶ
の信号点721aと721b、722aと722b、7
23aと723b、724aと724bに分離し、各グ
ループの間の距離を離すことにより3層の階層型伝送が
可能となる。
層の映像伝送を行うことは発明の実施の形態3と3で説
明したもので動作の詳しい説明は省略する。
な画像エンコーダ401を説明したが、図30のブロッ
ク図は、図69のように書き換えることができる。内容
は全く同じであるため説明は省略する。このように、画
像エンコーダ401はサブバンドフィルタ等の映像の分
離回路404、404aを2つもつ。これらを分離部7
94とすると、図70の分離部のブロック図に示す。よ
うに1つの分離回路に信号を時分割で2回通すことによ
り回路を削減できる。これを説明すると、第1サイクル
では入力部403からのHDTVやスーパーHDTVの
映像信号は時間軸圧縮回路795により、時間軸を圧縮
されて分離回路404により、HHVH−H、HHVL−
H、HLVH−H、HLVL+1の4つの成分に分けられ
る。この場合、スイッチ765、765a、765b、
765cは1の位置にあり、圧縮部405に、HHVH−
H、HHVL−H、HLVH−Hの3つの信号を出力する。
しかし、HLVL−Hの信号はスイッチ765cの出力1
から時間軸調整回路795の入力2へ入力し、第2サイ
クルつまり時分割処理の空き時間に分離回路404に送
られ分離処理されHHVH、HHVL、HLVH、HLVLの4
つの成分に分けられ出力される。第2サイクルではスイ
ッチ765、765a、765b、765cは出力2の
位置に変わるため、4つの成分は圧縮部405へ送られ
る。このようにして図70の構成をとり時分割処理する
ことにより分離回路が削減できるという効果がある。
行うと受信機側には発明の実施の形態3の図33のブロ
ック図で説明したような、画像デコーダが必要となる。
これを、書き換えると図71のようなブロック図とな
る。処理能力は違うものの同じ構成の合成器566が2
つ存在することになる。
の分離回路の場合と同様にして1つの合成器で実現でき
る。図72を説明すると、5つのスイッチ、765a,
765b,765c,765dにより、まず、タイミン
グ1において、スイッチ765、765a,765b,
765cの入力が1に切り替わる。すると、第1伸長部
522、第2伸長部522a,第3伸長部522b,第
4伸長部522cから各々HLVL,HLVH,HHVL,H
HVHの信号が、スイッチを介して合成器556の対応す
る入力部に入力され、合成処理されて1つの映像信号と
なる。この映像信号はスイッチ765dに送られ出力1
より出力し再びスイッチ765cの入力2に送られる。
この映像信号はもともと、高解像度映像信号を分割した
HLVL−H成分の信号である。次のタイミング2におい
て、スイッチ765、765a,765b,765cは
入力2に切替わる。こうして、今度はHHVH−H,HH
VL−H,HLVH−HそしてHLVL−H信号が合成器5
56に送られ、合成処理されて1つの映像信号が得られ
る。この映像信号はスイッチ765dの出力2より出力
部554から出力される。
する場合時分割処理により2ケの合成器を1ケに削減す
るという効果がある。
てHHVH,HHVL,HLVH,HLVL信号を入力させ、H
LVL−H信号を合成させる。その後、タイミング1と別
の期間タイミング2において、HHVH−H,HHVL−
H,HLVH−Hと上記のHLVL−H信号を入力させ、最
終の映像信号を得るという手順をとっている。従って、
2つのグループの信号のタイミングをずらす必要があ
る。
のタイミングの順序が違っていたり重複している場合は
時間的に分離するためスイッチ765、765a,76
5b,765cにメモリを設け蓄積し、時間軸を調整す
ることが必要となる。しかし送信機の送信信号を図73
のようにタイミング1とタイミング2に時間的に分離し
て送信することにより、受信機側に時間軸調整回路が不
要となる。従って、受信機の構成が簡単になるという効
果がある。
1データ列D1を示し、タイミング1の期間中にDチャ
ンネルでHLVL,HLVH,HHVL,HHVH信号を送り、
タイミング2の期間にD2チャンネルでHLVH−H,H
HVL−H,HHVH−Hを送る場合の信号の時間配置を示
している。このようにして時間的に分離して送信信号を
送ることにより、受信機のエコンコーダの回路構成を削
除するという効果がある。
数を削減する方法について述べる。図74(b)は送信信
号のデータ810、810a,810b,810cの時
間配置図を示す。この図において、データの間に別デー
タ811,810a,811b,811cを送信する。
すると、目的とする送信データは間欠的に送られてくる
ことになる。すると、図74(a)のブロック図に示す第
2画像エンコーダ422はデータ列D1を第1入力部5
21とスイッチ812を介して次々と伸長部503に入
力する。例えば、データ810の入力完了後は別データ
811の時間中に伸長処理を行い、データ810の処理
修了後、次のデータ810aが入力することになる。こ
うすることにより、合成器の場合と同様の手法で時分割
で1つの伸長部503を共用することができる。こうし
て、伸長部の総数を減らすことができる。
置図である。例えば放送番組の第1チャンネルのNTS
C成分に相当するHLVL信号をHLVL(1)とすると、
これをD1信号の太線で示すデータ821の位置に時間
配置する。第1チャンネルのHDTV付加成分に相当す
るHLVH,HHVL,HHVH信号はD2信号のデータ82
1a,821b,821cの位置に配置する。すると第
1チャンネルの全てのデータの間には別のTV番組の情
報である別データ822,822a,822b,822
cが存在するため、この期間中に伸長部の伸長処理が可
能となる。こうして1つの伸長部で全ての成分を処理で
きる。この方式は伸長器の処理が速い場合に適用でき
る。
821,821a,821b,821cを配置しても同
様の効果が得られる。通常の4PSKや4ASKのよう
に階層がない伝送を用いて送受信する場合に有効であ
る。
解像度HDTVもしくは、低解像度NTSCとNTSC
とHDTVのような3層の映像を物理的に2層の階層伝
送方式を用いて階層放送を行う場合の時間配置図を示
す。例えば、低解像度NTSCとNTSCとHDTVの
3層の映像を放送する場合D1信号には低解像NTSC
信号に相当するHLVL信号がデータ821に配置されて
いる。又、NTSCの分離信号であるHLVH,HHVL,
HHVHの各成分の信号はデータ821a,821b,8
21cの位置に配置されている。HDTVの分離信号で
あるHLVH−H,HHVL−H,HHVH−H信号はデータ
823,823a,823bに配置されている。
エラー訂正能力の差別化による論理的な階層伝送を追加
している。具体的にはHLDLはD1信号の中のD1-1チャ
ンネルを用いている。D1-1チャンネルは発明の実施の
形態2で述べたようにD1-2チャンネルより大巾に訂正
能力の高い誤り訂正方式を採用している。D1-1チャン
ネルはD1-2チャンネルに比べて冗長度は高いが再生後
のエラーレートは低いため、他のデータ821a,82
1b,821cよりC/N値の低い条件においても再生
できる。このためアンテナから遠い地域や自動車の車内
等の受信条件の悪い場合においても低解像度のNTSC
TVの品位で番組を再生することができる。発明の実施
の形態2で述べたようにエラーレートの観点でみた場
合、D1信号の中のD1-1チャンネルにあるデータ 821
はD1-2チャンネルにある他のデータ821a,821
b,821cより 受信妨害に強く、差別化されており
論理的な階層が異なる。発明の実施の形態2で述べたよ
うにD1,D2の階層は物理的階層といえ、このエラー訂
正符号間距離の差別化による階層構造は論理的な階層構
造といえる。
より高いC/N値を必要とする。従って、遠隔地等のC
/N値の一番低い受信条件では,HLVL信号つまり、低
解像度NTSC信号が再生される。そして、C/N値が
次に低い受信条件では加えてHLVH,HHVL,HHVHが
再生され、NTSC信号が再生できる。さらにC/N値
の高い受信条件ではHLVLに加えてHLVH−H,HHVL
−H,HHVH−Hも再生されるためHDTV信号が再生
される。こうして3つの階層の放送ができる。この方式
を用いることにより図53で説明した受信可能領域は図
90の受信妨害領域図に示すように2層から3層に拡大
し、より番組受信可能領域が拡がる。
第3画像デコーダのブロック図を示す。基本的には図7
2のブロック図からD3信号の第3入力部551を省い
た構成に図74(a)のブロック図の構成を加えた構成
になっている。
力部521よりD1信号が、入力部530よりD2信号
が入力される。HLVH等の各成分は時間的に分離されて
いるためこれらはスイッチ812により伸長部503に
順次、独立して送られる。この順序を図77の時間配置
図を用いて説明する。まず、第1チャンネルのHLVLの
圧縮信号が伸長部503に入り、伸長処理される。次に
第1チャンネルのHLVH,HHVL,HHVHが伸長処理さ
れ、スイッチ812aを介して、合成器556の所定の
入力部に入力され、合成処理され、まずHLVL−H信号
が合成される。この信号はスイッチ765aの出力1か
らスイッチ765の入力2に入力され、合成器556の
HLVL入力部に入力される。
配置図に示すようにD2信号のHLVH−H,HHVL−
H,HHVH−H信号が入力され伸長部503により伸長
され、スイッチ812aを介して各信号が合成器556
の所定の入力に入力され、合成処理されHDTV信号が
出力される。このHDTV信号はスイッチ765aの出
力2より出力部521を介してHDTV信号が出力され
る。上述のように図77の時間配置により送信すること
により受信機の伸長部と合成器の数を大巾に削減すると
いう効果がある。なお、図77は時間配置図ではD1,
D2信号の2つの段階を用いたが、前述のD3信号を用
いると、高解像度HDTVを加え4つの階層のTV放送
ができる。
層を用いた3つの階層の映像を放送する階層型放送の時
間配置図である。図から明かなように同一TVチャンネ
ルの各成分は時間的に重複しないように配置してある。
又、図80は図78のブロック図で説明した受信機に第
3入力部521aを加えた受信機である。図79の時間
配置により放送することにより、図80のブロック図で
示すような簡単な構成で受信機が構成できるという効果
がある。
ロック図とほぼ同じである。このため説明は省略する。
又、図81の時間配置図のようにD1信号に全ての信号
を時間多重することもできる。この場合、データ821
と別データ822の2つのデータはデータ821a,8
12b,821cに比べてエラー訂正能力を高めてあ
る。このため、他のデータに比べて階層が高くなってい
る。前述のように物理的には一層であるが論理的には2
層の階層伝送となっている。又、番組チャンネル1のデ
ータの間に別の番組チャンネル2の別データが括入され
ている。このため、受信機側でシリアル処理が可能とな
り、図79の時間配置図と同じ効果が得られる。
となっているが、データ821,別データ822の伝送
ビットレートを1/2や1/3に落とすことにより、こ
のデータの伝送時のエラーレートが下がるため、物理的
な階層伝送をすることもできる。この場合、物理階層は
3層となる。
データ列D1信号のみを伝送する場合の画像デコーダ4
23のブロック図で、図80のブロック図に示す画像デ
コーダに比べて、より簡単な構成となる。動作は図80
で説明した画像デコーダと同じため説明を省略する。
な送信信号を送信すると図82のブロック図のように伸
長部503合成器556の数を大巾に削減できるという
効果がある。又、4つの成分が時間的に分離されて入力
されるため、合成器556つまり図32の画像合成部5
48の内部の回路ブロックを入力する画像成分に応じて
接続変更により、いくつかのブロックを時分割で共用し
回路を省略することもできる。
成できるという効果がある。なお、発明の実施の形態5
では、ASK変調を用いて動作を説明したが、発明の実
施の形態5で説明した多くの手法は発明の実施の形態
1,2,3で説明したPSKやQAM変調にも使える。
変調にも使える。例えば、図83のようにf1,f2,
f3,f4の多値のFSK変調を行う場合、発明の実施
の形態5の図58の信号点配置図のようにグループ化を
行い、各グループの信号点位置を離すことにより、階層
型伝送ができる。
群841をD1=0と定義し、周波数f3,f4の周波
数群842をD1=1と定義する。そして、f1,f3
をD2=0,f2,f4をD2=1と定義すると、図に示
すように、D1,D2の各1bit、計2bitの階層型
伝送が可能となる。例えば、C/Nの高い場合はt=t
3において、D1=0,D2=1が再生でき、t=t4に
おいてD1=1,D2=0が再生できる。次にC/Nが低
い場合はt=t3においてD1=0のみが,t=t4に
おいてD=1のみが再生できる。こうしてFSKの階層
型伝送ができる。発明の実施の形態3,4,5で説明し
た映像信号の階層型の放送にこのFSKの階層型伝送方
式を用いることもできる。
気記録再生装置に本発明の発明の実施の形態5を用いる
こともできる。発明の実施の形態5はASKのため磁気
記録再生ができる。 (発明の実施の形態6)第6の発明の実施の形態により
本発明を磁気記録再生装置に応用した例を説明する。発
明の実施の形態5では多値記録のASK伝送方式に本発
明を適用した場合を示したが、同じ原理で多値のASK
記録方式の磁気記録再生装置にも本発明を応用すること
ができる。ASKの他,PSK,FCK,QAMに本発
明のC−CDM方式を適用することにより階層型の多値
の磁気記録が可能となる。
再生装置に本発明のC−CDM方式を用いて階層化する
方法を説明する。図84はQAMにC−CDMを適用し
た場合のブロック図を示す。以下QAMをC−CDM多
重化したものをSRQAMと呼ぶ。
51は、入力したHDTV等の映像信号を画像エンコー
ダ401の第1画像エンコーダ401aと第2画像エン
コーダ401bにより高域信号と低域信号に分離し圧縮
し、入力部742の中の第1データ列入力部743にH
LVL成分等の低域映像信号を、第2データ列入力部74
4にHHVH 成分等を含む高域映像信号を入力し、変復
調器852の中の変調部749に入力する。第1データ
列入力部743では、エラー訂正コードがECC部73
aにおいて低域信号に付加される。一方、第2データ列
入力部744に入力された第2データ列は16SRQA
M、36SRQAM、64SRQAMの場合、2bi
t、3bit、4bit、になる。この信号はECC7
44aにより誤り符号化された後Trellisエンコーダ部
744bにより16SRQAM、32SRQAM、64
SRQAMの場合、各々1/2,2/3,3/4の比率
のTrellis符号化される。例えば64SRQAMの場
合、第1データ列は2bitで第2データ列は4bit
となる。このため図128に示すようなTrellis Encod
erを用い、3bitデータを4bitとした、Ratio3
/4のTrellis Encodeを行う。こうして冗長度は上が
り、データレートは下がる一方でエラー訂正能力が上が
るため同一のデーターレートのエラーレートを下げるこ
とができる。このため実質的な記録再生系もしくは伝送
系の情報伝送量は増える。但し、Trellis Encodeは回路
が複雑になるため、発明の実施の形態6ではエラーレー
トの元々低い第1データ列には使用していない。第1デ
ータ列より第2データ列の方が符号間距離が小さく、エ
ラーレートが悪いが、第2データ列をTrellis符号化す
ることにより、エラーレートが改善される。第1データ
列のTrellis符号化回路を省略する構成により、
全体の回路がよりシンプルになるという効果がある。変
調の動作は発明の実施の形態5の図64の送信機とほぼ
同じであるため詳しい説明は省略する。変調部749で
変調された信号は記録再生回路853において、バイア
ス発生器856によりACバイアスされ増巾器857a
により増巾され磁気へッド854により磁気テープ85
5上に記録される。
信号周波数配置図に示すように周波数fcなる搬送波を
もつ例えば16SRQAMの主信号859に情報が記録
されるとともに、fcの2倍の2fcの周波数をもつパイ
ロットfp信号859aが同時に記録される。周波数f
BIASなるバイアス信号859bにより、ACバイアスを
加えて磁気記録されるため記録時の歪が少なくなる。図
113に示す3層のうち2層の階層記録がされているた
め、記録再生できる閾値はTh−1-2,Th−2の2つ
が存在する。記録再生のC/Nレベルにより信号859
なら2層全てが信号859CならD1のみが記録再生さ
れる。
号点配置は図10のようになる。又36SRQAMを用
いた場合、図100のようになる。この信号を再生する
場合、磁気ヘッド854からは、主信号859とパイロ
ット信号859aが再生され、増巾器857bにより増
巾される。この信号より搬送波再生回路858のフィル
タ858aにより2foなるパイロット信号fpが周波数
分離され、1/2分周器858bによりfoの搬送波が
再生され復調部760に送られる。この再生された搬送
波を用いて復調部760において主信号は復調される。
この時、HDTV用等の高C/N値の高い磁気記録テー
プ855を用いた場合、16点の各信号点の弁別しやす
くなるため復調部760においてD1とD2の双方が復
調される。そして画像デコーダ422により全信号が再
生される。HDTVVTRの場合例えば15Mbpsの
HDTVの高ビットレートのTV信号が再生される。C
/N値が低いビデオテープ程、コストは安い。現時点で
市販のVHSテープと放送用の高C/N型テープとは1
0dB以上C/Nの差がある。安価なC/N値の低いビ
デオテープ855を用いた場合はC/N値が低いため1
6値や36値の信号点を全て弁別することは難しくな
る。このため第1データ列D1は再生できるが第2デー
タ列D2の2bitもしくは3bitもしくは4bit
のデータ列は再生できず、第1データ列の2bitのデ
ータ列のみが再生される。2層の階層型のHDTV画像
信号を記録再生した場合、低C/Nテープでは高域画像
信号は再生されないため第1データ列の低レートの低域
画像信号、具体的には例えば7MbpsのワイドNTS
CのTV信号が出力される。
2データ列出力部759と第2データ列入力部744と
第2画像デコーダ422aを省略し、第1データ列D1
のみを変復調する変形QPSK等の変調器をもつ低ビッ
トレート専用の記録再生装置851も一つの製品形態と
して設定できる。この装置は第1データ列のみの記録再
生が行える。つまりワイドNTSCグレードの画像信号
を記録再生できる。上述のHDTV信号等の高ビットレ
ートの信号が記録された高いC/N値を出力するビデオ
テープ855をこの低ビットレート専用の磁気記録再生
装置で再生した場合、第1データ列のD1信号のみが再
生され、ワイドNTSC信号が出力され、第2データ列
は再生されない。つまり同じ階層型のHDTV信号が記
録されたビデオテープ855を再生した場合、一方の複
雑な構成の記録再生装置ではHDTV信号、一方の簡単
な構成の記録再生装置ではワイドNTSCTV信号が再
生できる。つまり2層の階層の場合異なるC/N値をも
つテープと異なる記録再生データレートをもつ機種の間
で4つの組み合わせの完全互換性が実現するという大き
な効果がある。この場合、HDTV専用機に比べてNT
SC専用機は著しく簡単な構成になる。具体的には例え
ばEDTVのデコーダの回路規模はHDTVのデコーダ
比べて1/6になる。従って低機能機は大巾に低いコス
トで実現できる。このようにHDTVとEDTVの画質
の記録再生能力が異なる2つのタイプの記録再生装置を
実現できるため巾広い価格帯の機種が設定できるという
効果がある。また使用者も高価格のC/Nの高いテープ
から低価格の低C/Nのテープまで、要求画質に応じて
その都度自由にテープを選択できる。このように互換性
を完全に保ちながら拡張性が得られるとともに将来との
互換性も確保できる。従って将来も陳腐化しない記録再
生装置の規格が実現することも可能となる。この他の記
録方法としては発明の実施の形態1、3で説明した位相
変調による階層記録もできる。
る記録もできる。現在2値の記録を多値にして図59
(c)(d)に示すように4値を2つのグループに分
け、階層化できる。
である。発明の実施の形態で説明した以外に磁気テープ
上の多トラックによる階層記録もできる。又、エラー訂
正能力を変えて、データを差別化することによる論理的
な階層記録もできる。
る。通常、VTR等の記録再生装置の規格を設定する場
合、現実に入手できる最も高いC/Nのテープを用いて
規格が定められる。テープの記録特性は日進月歩で向上
する。例えば10年前のテープに比べて、現在C/N値
は10dB以上向上している。この場合、現在から10
年〜20年後の将来においてテープ性能が向上した時点
で新しい規格を設定する場合、従来方式では旧い規格と
の互換性をとることは非常に難しい。このため新旧規格
は片互換もしくは非互換である場合が多かった。
で第1データ列もしくは第2データ列を記録再生する規
格をつくる。次に将来テープのC/Nが大巾に向上した
時点で本発明を予め採用しておけば上位のデータ階層の
データ例えば第3データ列のデータを追加し、例えば3
階層の64SRQAMを記録再生するスーパーHDTV
VTRが従来規格と完全互換を保ちながら実現するこの
将来規格が実現した理時点で本発明、新規格で第3デー
タ列まで3層記録された磁気テープを、第1データ列、
第2データ列しか記録再生できない旧規格の2層の磁気
記録再生装置で再生した場合、第3データ列は再生でき
ないが第1、第2データ列は完全に再生できる。このた
めHDTV信号は再生される。このため新旧規格間の互
換性を保ちながら将来、記録データ量を拡張できるとい
う効果がある。
生する時は磁気テープ855を磁気ヘッド854と磁気
再生回路853により再生信号を再生し変復調器852
に送る。復調部は発明の実施の形態1,3,4とほぼ同
様な動作をするため説明を省略する。復調部760によ
り第1データ列D1と第2データ列D2を再生し、第2
データ列はVitabiデコーダ等のTrellis-Decoder759
bにより、code gainの高いエラー訂正をされ、エラー
レートは低くなる。D1、D2信号は画像デコーダー4
22により復調されHDTVの映像信号が出力される。
の発明の実施の形態であるが、次に2層の物理階層に1
層の論理階層を加えた3層の階層の磁気記録再生装置の
発明の実施の形態を図131のブロック図を用いて説明
する。基本的には、図84と同じ構成であるが第1デー
タ列をTDMにより、さらに2つのサブチャンネルに分
割し3層構造にしている。図131に示すように、まず
HDTV信号は第1画像エンコーダ401aの中の第1
―1画像エンコーダ401cと第1―2画像エンコーダ
401dにより、中域と低域の映像信号の2つのデー
タ、D1-1とD1-2に分離され入力部742の第1データ
列入力部に入力される。MPEGグレードの画質のデー
タ列D1-1はECC coder743aにおいてCode gainの高
い誤り訂正符号化をされ、D1-2はECC Coder743bに
おいて通常のCode gainをもつ誤り訂正符号化をされ
る。D1-1とD1-2はTDM部743cにより時間多重化
され、一つのデータ列D1となる。D1とD2はC−CD
M変調部749で変調され磁気ヘッド854により磁気
テープ855上に、2層で階層記録される。
された記録信号は、図84で説明したのと同様の動作に
より、C−CDM復調部760によりD1とD2に復調さ
れる。第1データ列D1は第1データ出力部758の中
のTDM部758cにおいて、2つのサブチャンネルD
1-1とD1-2に復調される。D1-1はCode gainの高いECC
Decoder758aにおいて、誤り訂正されるため、D1-2
に比べてD1-1は低いC/N値においても復調され第1-1
画像デコーダ402aによりLDTVがDecodeされ出力
される。一方D1-2はCode gainの通常のECC Decoder7
58bにおいて誤り訂正されるため、D1-1に比べると
高いC/Nのスレシホルド値をもつため信号レベルが大
きくないと再生できない。そして、第1―2画像エンコ
ーダ402dにおいて復調され、D1-1と合成されて、ワ
イドNTSCグレードのEDTVが出力される。
bによりVitabi復号され、ECC759aによりエラー
訂正され、第2画像エンコーダ402bにより高域画像
信号となり、D1-1、D1-2と合成されてHDTVが出力
される。この場合のD2のC/Nの閾値はD1-2より大き
く設定する。従ってテープ855のC/N値が小さい場
合、D1-1つまりLDTVが再生され、通常のC/N値
のテープ855の場合D1-1、D1-2つまりEDTVが再
生され、C/N値の高いテープ855を用いると
D1-1、D1-2、D2つまりHDTV信号が再生される。
実現する。前述のようにテープ855のC/N値とコス
トとは相関関係にある。本発明の場合使用者は3つのタ
イプのテープコストに応じた3つのグレードの画質の画
像信号を記録再生できるため、使用者が記録したいTV
番組の内容に応じてテープのグレードを選択する巾が拡
がるという効果がある。
る図132の記録トラック図に示すように磁気テープ8
55上にはアジマス角Aの記録トラック855aと逆の
アジマス角のBの記録トラック855bが記録されてい
る。図示するように記録トラック855aの中央部にこ
のまま記録領域855cを設け、他の領域をD1-2記録
領域855dとする。これを各々の記録トラック数ヶに
つき少なくとも1ヶ所設ける。この中にはLDTV1フ
レーム分が記録されている。高域信号のD2信号は記録
トラック855aの全領域のD2記録領域855eに記
録する。通常速度の記録再生時には、この記録フォーマ
ットは新たな効果は生まない。さて順方向と逆方向のテ
ープ早送り再生時にはアジマス角Aの磁気ヘッドトレー
ス855fは図に示すように磁気トラックと一致しなく
なる。図132に示す本発明においてはテープ中央部の
狭い領域に設定されたD1-1記録領域855cを設けて
ある。このためある一定の確率ではあるが、この領域は
確実に再生される。再生されたD1-1信号からはMPE
G1並みのLDTVの画質ではあるが同一時間の画面全
体の画像を復調できる。こうして早送り再生時には1秒
間に数枚から数十枚のLDTVの完全な画像が再生され
ると使用者は早送り中の画画面を確認できるいう大きな
効果がある。
g示すように磁気トラックの一部の領域しかトレースし
ない。しかし、この場合においても図132で示す記録
再生フォーマットを用いた場合、D1-1記録領域が再生
できるためLDTVグレードの画質の動画が間欠的に出
力される。
の狭い領域にLDTVグレードの画像を記録するため使
用者は正逆両方向の早送り時にLDTVグレードの画質
で早送りの間欠的にほぼ完全な静止画を再生できるた
め、高速検索時に画面の確認が容易になるという効果が
ある。
方法を述べる。図132の右下に示すようにD1-1記録
領域855Cを設け、LDTVの1フレームを記録する
とともにD1-1記録領域855Cの一部にさらに狭い領
域のD1-1・D2記録領域855hを設ける。この領域に
おけるサブチャンネルD1-1にはLDTVの1フレーム
の一部の情報が記録されている。LDTVの残りの情報
をD1-1・D2記録領域855hのD2記録領域855j
に重複して記録する。サブチャンネルD2はサブチャン
ネルD1-1の3〜5倍のデータ記録量をもつ。従ってD
1-1とD2で1/3〜1/5の面積のテープ上のLDTV
の1フレームの情報を記録できる。ヘッドレースがさら
に狭い領域である領域855h,855jに記録できる
ため、ヘッドのトレース時間Ts1に比べて時間も面積も
1/3〜1/5になる。従って早送り速度を早めてヘッ
ドのトレースがさらに傾いても、この領域全体をトレー
スする確率が高くなる。このためD1-1のみの場合に比
べてさらに3〜5倍速い早送り時にも完全なLDTVの
画像を間欠的に再生する。
録領域855jを再生する機能がないため、高速の早送
り時には再生できない。一方3階層の高機能型VTRに
おいては2階層に比べて3〜5倍速い早送り時にも画像
が確認できる。つまり、階層の数つまりコストに応じた
画質だけでなく、コストに応じて再生可能な最大早送り
速度が異なるVTRが実現する。
を用いたが16QAM等の通常の変調方式でも、階層型
の画像符号化を行えば本発明による早送り再生が実現す
る。ことはいうまでもない。
型のデジタルVTRの記録方式では画像データが均一に
分散しているため、早送り再生時に各フレームの同一時
間の画面の画像の全部を再生することはできない。この
ため画面の各ブロックの時間軸のずれた画像しか再生で
きない。しかし、本発明の階層型のHDTVVTRでは
LDTVグレードではあるが、画面の各ブロックの時間
軸のずれていない画像を早送り再生時に再生できるとい
う効果がある。
た場合記録再生系のC/Nが高いときはHDTV等の高
解像度TV信号を再生できる。そして記録再生系のC/
Nが低い場合や機能の低い磁気再生装置で再生した場
合、ワイドNTSC等のEDTVグレードのTV信号も
しくは低解像度NTSC等のLDTVグレードのTV信
号が出力される。
においては、C/Nが低くなった場合や、エラーレート
が高くなった場合においても同一内容の映像を低い解像
度、もしくは低い画質で再生できるという効果が得られ
る。
7は本発明を4階層の映像階層伝送に用いたものであ
る。発明の実施の形態2で説明した4階層の伝送方式と
4階層の映像データ構造を組み合わせることにより図9
1の受信妨害領域図に示すように4層の受信領域ができ
る。図に示すように最内側に第1受信領域890a、そ
の外側に第2受信領域890b、第3受信領域890
c、第4受信領域890dができる。この4階層を実現
する方式について述べる。
理階層やエラー訂正能力の差別化による4層の論理階層
があるが、前者は階層間のC/N差が大きいため4層で
は大きなC/Nが必要となる。後者は、復調可能なこと
が前提であるため、階層間のC/N差を大きくとれな
い。現実的であるのは、2層の物理階層と2層の論理階
層を用いて、4層の階層伝送を行うことである。では、
まず映像信号を4層に分離する方法を述べる。
離回路3は映像分離回路895と4つの圧縮回路から構
成される。分離回路404a、404b、404cの内
部の基本的な構成は、図30の第1画像エンコーダ40
1の中の分離回路404のブロック図と同じなので説明
は省略する。分離回路404a等は映像信号を低域成分
HLVLと高域成分HHVHと中間成分HHVL、HLVHの4
つの信号に分離する。この場合、HLVLは解像度が元の
映像信号の半分になる。
4aにより高域成分と低域成分に2分割される。水平と
垂直方向に分割されるため4つの成分が出力される。高
域と低域の分割点はこの発明の実施の形態では中間点に
ある。従って、入力信号が垂直1000本のHDTV信
号の場合HLVL信号は垂直500本の、水平解像度も半
分のTV信号となる。
により、さらに水平、垂直方向の周波数成分が各々2分
割される。従ってHLVL出力は例えば垂直250本、水
平解像度は1/4となる。これをLL信号と定義すると
LL成分は圧縮部405aにより圧縮され、D1-1信号
として出力される。
772cにより1つのLH信号に合成され、圧縮部40
5bにより圧縮されD1-2信号として出力される。この
場合、分離回路404cと合成器772cの間に圧縮部
を3つ設けてもよい。
分は合成器772aにより一つのH HVH−H信号とな
る。圧縮信号が垂直水平とも1000本の場合、この信
号は水平、垂直方向に500本〜1000本の成分をも
つ。そして分離回路404bにより4つの成分に分離さ
れる。
500本〜750本の成分が分離される。これをHH信
号とよぶ。そしてHHVH、HLVH、HHVLの3成分は7
50本〜1000本の成分をもち、合成器772bで合
成され、HH信号となり圧縮部405dで圧縮され、D
2-2信号として出力される。一方HL信号はD2-1信号と
して出力される。従ってLL、つまりD1-1信号は例え
ば0本〜250本以下の成分、LHつまりD1-2信号は
250本以上500本以下の周波数成分HLつまりD
2-1信号は500本以上750本以下の成分、HHつま
りD2-2信号は750本以上1000本以下の周波数成
分をもつ。この分離回路3により階層型のデータ構造が
できるという効果がある。この図93の分離回路3を用
いて発明の実施の形態2で説明した図87の送信機1の
中の分離回路3の部分を置きかえることにより、4層の
階層型伝送ができる。
組み合わせることにより、C/Nの劣下に伴い段階的に
画質が劣下する画像伝送が実現できる。これは放送にお
いてはサービスエリアの拡大という大きな効果がある。
次にこの信号を復調再生する受信機は発明の実施の形態
2で説明した図88の第2受信機と同じ構成と動作であ
る。従って全体の動作は省略する。ただ映像信号を扱う
ため合成部37の構成がデータ送信と異なる。ここでは
合成部37を詳しく説明する。
機のブロック図を用いて説明したように、受信した信号
は復調され、エラー訂正され、D1-1、D1-2、D2-1、
D2-2の4つの信号となり、合成部37に入力される。
ある。入力されたD1-1、D1-2、D 2-1、D2-2信号は伸
長部523a、523b、523c、523dにおいて
伸長され、図93の分離回路において説明したLL、L
H、HL、HH信号となる。この信号は、元の映像信号
の水平、垂直方向の帯域を1とするとLLは1/4、L
L+LHは1/2、LL+LH+HLは3/4、LL+
LH+HL+HHは1の帯域となる。LH信号は分離器
531aにより分離され画像合成部548aにおいてL
L信号と合成されて画像合成部548cのHLVL端子に
入力される。画像合成部531aの例の説明に関しては
図32の画像デコーダ527で説明したので省略する。
一方、HH信号は分離器531bにより分離され、画像
合成部548bに入力される。HL信号は画像合成部5
48bにおいてHH信号と合成され、HHVH−H信号と
なり分離器531cにより分離され、画像合成部548
cにおいてLHとLLの合成信号と合成され、映像信号
となり合成部33から出力される。そして図88の第2
受信機の出力部36でTV信号となり出力される。この
場合、原信号が垂直1050本、約1000本のHDT
V信号ならば図91の受信妨害図に示した4つの受信条
件により4つの画質のTV信号が受信される。
と図86を一つにまとめたのが図92の伝送階層構造図
である。このようにC/Nの向上とともに受信領域86
2d、862c、862b、862aにおいてD1-1、
D1-2、D2-1、D2-2と次々と再生できる階層チャンネ
ルが追加されデータ量が増える。
構造図のようにC/Nの向上とともにLL、LH、H
L、HH信号の階層チャンネルが再生されるようにな
る。従って送信アンテナからの距離が近づくにつれ、画
質が向上する。L=Ldの時LL信号、L=Lcの時L
L+LH信号、L=Lbの時LL+LH+HL信号、L
=Laの時LL+LH+HL+HH信号が再生される。
従って、原信号の帯域を1とすると1/4、1/2、3
/4、1の帯域の画質が各々の受信地域で得られる。原
信号が垂直走査線1000本のHDTVの場合、250
本、500本、750本、1000本のTV信号が得ら
れる。このようにして段階的に画質が劣化する階層型映
像伝送が可能となる。図96は従来のデジタルHDTV
放送の場合の受信妨害図である。図から明らかなように
従来方式ではCNがVO以下でTV信号の再生は全く不
可能となる。従ってサービスエリア距離Rの内側におい
ても他局との競合地域、ビルかげ等では×印で示すよう
に受信できない。図97は本発明を用いたHDTVの階
層放送の受信状態図を示す。図97に示すように、距離
LaでC/N=a、LbでC/N=b、LcでC/N=
c、LdでC/N=dとなり各々の受信地域で250
本、500本、750本、1000本の画質が得られ
る。距離La以内でもC/Nが劣下し、HDTVの画質
そのものでは再生できない地域が存在する。しかし、そ
の場合でも画質が落ちるものの再生はできる。例えばビ
ルかげのB地点では750本、電車内のD地点では25
0本、ゴーストを受けるF地点では750本、自動車内
のG地点では250本、他局との競合地域であるL地点
でも250本の画質で再生できる。以上のようにして本
発明の階層伝送を用いることにより従来提案されている
方式では受信再生できなかった地域でも受信できるよう
になり、TV局のサービスエリアが大巾に拡大するとい
う著しい効果がある。また、図98の階層伝送図に示す
ようにD1-1チャンネルでその地域のアナログ放送と同
じ番組の番組Dを放送し、D1-2、D2-1、D2-2チャン
ネルで他の番組C、B、Aを放送することにより、番組
Dのサイマルキャストを全地域で確実に放送し、サイマ
ルキャストの役割を果たしながら他の3つの番組をサー
ビスするという多番組化の効果も得られる。
の実施の形態を図面に基づき説明する。発明の実施の形
態8は本発明の階層型伝送方式をセルラー電話システム
の送受信機に応用したものである。図115の携帯電話
機の送受信機のブロック図においてマイク762から入
力された通話者の音声は圧縮部405により前述した階
層構造のデータD1,D2,D3に圧縮符号化され、時分
割部765においてタイミングに基づき所定のタイムス
ロットに時間分割され、変調器4において前述のSRQ
AM等の階層型の変調を受け1つの搬送波にのり、アン
テナ共用器764を経てアンテナ22より送信され、後
述する基地局で受信され、他の基地局もしくは電話局に
送信され、他の電話と交信できる。
らの送信電波としてアンテナ22により受信される。こ
の受信信号はSRQAM等の階層型の復調器45におい
て、D1,D2,D3のデータとして復調される。復調信
号からはタイミング回路767においてタイミング信号
が検出され、このタイミング信号は時分割部765に送
られる。復調信号D1,D2,D3は伸長部503におい
て伸長され音声信号になり、スピーカ65に送られ、音
声となる。
ように6角形もしくは円形の3つの受信セル768,7
69,770,の各中心部にある基地局771,77
2,773は図115と同様の送受信機761a〜76
1jを複数個もち、送受信機の数と同じチャンネル数の
データを送受信する。各基地局に接続された基地局制御
部774は各基地局の通信のトラフィック量を常に監視
し、これに応じて各基地局へのチャンネル周波数の割り
当てや各基地局の受信セルの大きさの制御等の全体シス
テムのコントロールを行う。
ク分布図に示すようにQPSK等の従来方式のデジタル
通信方式では受信セル768,770のAchの伝送容
量はd=Aの図に示すように同波数利用効率2bit/
Hzのデータ774d、774bとd=Bの図のデータ
774cを合わせたデータ774dなり、どの地点にお
いても2bit/Hzの一様な周波数利用効率である。
一方、実際の都市部は密集地775a,775b,77
5cのようにビルの集中したところは人口密度が高く、
交信トラフィック量もデータ774eに示すようにピー
クを示す。周辺のそれ以外の地域では交信量は少ない。
実際のトラフィック量TFのデータ774eに対して従
来のセルラー電話の容量はデータ774dに示すように
全地域、同じ2bit/Hzの周波数効率であった。つ
まりトラフィック量の少ないところにも多いところと同
じ周波数効率を適用しているという効率の悪さがあっ
た。従来方式ではトラフィック量の多い地域には周波数
割り当てを多くしチャンネル数を増やしたり、受信セル
の大きさを小さくして対応していた。しかし、チャンネ
ル数を増やすには周波数スペクトルの制約があった。ま
た従来方式の16QAM,64QAM等の多値化は送信
電力を増加させた。受信セルの大きさを小さくし、セル
数を増やすことは基地局の数の増加を招き、設置コスト
を増大させる。以上の問題点がある。
周波数効率を高くし、トラフィック量の少ない地域には
周波数効率を高くし、トラフィック量の少ない地域には
低くすることがシステム全体の効率を高められる。本発
明の階層型伝送方式の採用により以上のことを実現でき
る。このことを図118の本発明の発明の実施の形態8
における通信容量・トラフィック分布図を用いて説明す
る。図118の分布図は上から順に受信セル770B,
768,769,770,770aのA−A’線上の通
信容量を示す。受信セル768,770はチャンネル群
A受信セル770b,769,770aはチャンネル群
Aと重複しないチャンネル群Bの周波数を利用してい
る。これらのチャンネルは各受信セルのトラフィック量
に応じて図116の基地局制御器774により、チャン
ネル数が増減させられる。さて図118においてd=A
はAチャンネルの通信容量の分布を示す。d=BはBチ
ャンネルの通信容量、d=A+Bは全チャンネルを加算
した通信容量、TFは通信トラフィック量、Pは建物と
人口の分布を示す。受信セル768,769,770で
は前の発明の実施の形態で説明したSRQAM等の多層
の階層型伝送方式を用いているためデータ776a,7
76b,776cに示すように、QPSKの周波数利用
効率2bit/Hzの3倍の6bit/Hzを基地局周
辺部では得られる。周辺部にいくに従い4bit/H
z,2bit/Hzと減少する。送信パワーを増やさな
いと点線777a,b,cに示すQPSKの受信セルの
大きさに比べて2bit/Hzの領域が狭くなるが、基
地局の送信パワーを若干上げることにより同等の受信セ
ルの大きさが得られる。64SRQAM対応の子局は基
地局から遠いところではSRQAMのシフト量をS=1
にした変形QPSKで送受信し、近いところでは16S
RQAM、さらに近傍では64SRQAMで送受信す
る。従ってQPSKに比べて最大送信パワーが増加する
ことはない。また、回路を簡単にした図121のブロッ
ク図に示すような4SRQAMの送受信機も互換性を保
ちながら他の電話と交信できる。図122のブロック図
に示す16SRQAMの場合も同様である。従って3つ
の変調方式の子機が存在する。携帯電話の場合小型計量
性が重要である。4SRQAMの場合周波数利用効率が
下がるため通話料金は高くなるが、回路が簡単になるた
め小型軽量化が要求されるユーザーには適している。こ
うして本方式は巾広い用途に対応できる。
ような容量の異なる分布をもつ伝送システムができる。
TFのトラフィック量に合わせて基地局を設置すること
により、総合的な周波数利用効率が向上するという大き
な効果がある。特にセルの小さいマイクロセル方式は多
くのサブ基地局を設置できるためサブ基地局をトラフィ
ックの多い個所に設置しやすいため本発明の効果が高
い。
て各タイムスロットのデータ配置を説明する。図119
(a)は従来方式のタイムスロット、図119(b)は
発明の実施の形態8のタイムスロットを示す。図119
(a)に示すように従来方式の送受信別周波数方式はD
ownつまり基地局から子局への送信の時に周波数Aで
時間のスロット780aで同期信号Sを送り、スロット
780b,780c,780dで各々A,B,Cチャン
ネルの子機への送信信号を送る。次にUp側つまり子機
から基地局へ送る場合、周波数Bで時間スロット781
a,781b,781c,781dに各々同期信号、
a,b,cチャンネルを送信信号する。
に前述の64SRQAM等の階層型伝送方式を用いてい
るためD1,D2,D3の各々の2bit/Hzの3つの
階層データをもつ。A1,A2データは16SRQAMで
送るためスロット782b,782cとスロット783
b,783cに示すように約2倍のデータレートとな
る。同一音質で送る場合半分の時間で送れる。従ってタ
イムスロット782b,782cは半分の時間になる。
こうして2倍の伝送容量が図118の776cの第2階
層の地域つまり基地局の近傍で得られる。同様にして、
タイムスロット782g,783gではE1データの送
受信が64SRQAMで行われる。約3倍の伝送容量を
もつため、同一タイムスロットで3倍のE1,E2,E3
の3チャンネルが確保できる。この場合基地局のさらに
近傍地域で送受信することが要求される。このようにし
て最大約3倍の通話が同一周波数帯で得られるという効
果がある。但し、この場合は基地局の近傍でこのままの
通話が行われた場合で、実際はこの数字より低い。また
実際の伝送効率は90%程度に落ちる。本発明の効果を
上げるためには、トラフィック量の地域分布と本発明に
よる伝送容量分布が一致することが望ましい。しかし、
図118のTFの図に示すように実際の都市においては
ビル街を中心として緑地帯が周辺に配置されている。郊
外においても住宅地の周辺に田畑や森が配置されてい
る。従ってTFの図に近い分布をしている。従って本発
明を適用する効果が高い。
で(a)は従来方式(b)は本発明の方式を示す。図1
20(a)に示すように、同一周波数帯でタイムスロッ
ト786a,786bで各々A,Bチャンネルの子機へ
の送信を行い、タイムスロット787a,787bで各
々A,Bチャンネルの子機からの送信を行う。図120
(b)に示すように、本発明の場合16SRQAMの場
合スロット788aでA1チャンネルの受信を行い、ス
ロット788cでA1チャンネルの送信を行う。タイム
スロット巾は約1/2になる。64SRQAMの場合ス
ロット788iでD1チャンネルの受信を行い、スロッ
ト788lでD1チャンネルの送信を行う。タイムスロ
ット巾は約1/3になる。
8pにおいて1/2のタイムスロットで16SRQAM
のE1の受信を行うが、送信はスロット788rで通常
のタイムスロット4SRQAMで行う。16SRQAM
より4SRQAMの方が消費電力が少ないため、送信時
の電力消費が少なくなるという効果がある。ただし、占
有時間が長い分だけ通信料金は高くなる。バッテリの小
さい小型軽量型の携帯電話やバッテリ残量が少ない時に
効果が高い。
に合わせて伝送容量分布を設定できるため実質的な伝送
容量が高めることができるという効果がある。また3つ
のもしくは2つの伝送容量の伝送容量を基地局、子局が
選択できるため周波数効率を下げて消費電力を下げたり
逆に効率を上げて通話料金を下げたり自由度が高く、様
々な効果が得られる。また、伝送容量の低い4SRQA
M等の方式により、回路を簡単にして小型化、低コスト
化をした子機も設定できる。この場合、前の発明の実施
の形態で説明したように全ての機種間の伝送互換性がと
れる点が本発明の特徴の一つである。こうして伝送容量
の増大とともに超小型機から高機能機までの巾広い機種
展開が計れる。
実施の形態を図面に基づき説明する。発明の実施の形態
9は本発明をOFDM伝送方式に適用したものである。
図123のOFDM送受信機のブロック図と図124の
OFDMの動作原理図を示す。FDMの一種であるOF
DMは隣接するキャリアを直交させることにより、一般
のFDMより周波数帯の利用効率が良い。またゴースト
等のマルチパス妨害に強いためデジタル音楽放送用やデ
ジタルTV放送用に検討されている。図124のOFD
Mの原理図に示すようにOFDMの場合入力信号を直列
並列変換部791で周波数軸793上にデータを1/t
sの間隔で配置し、サブチャンネル794a〜eを作成
する。この信号を逆FFT器40をもつ変調器4で時間
軸799へ逆FFT変換し、送信信号795を作る。t
sの有効シンボル期間796の期間の間、この逆FFT
された信号は送信され、各シンボルの間にはtgのガー
ド期間797が設けられる。
ド方式のブロック図を用いてHDTV信号を送受信する
場合の発明の実施の形態9の動作を説明する。入力され
たHDTV信号は画像エンコーダ401により低域D
1-1と(中域−低域)D1-2と(高域−中域−低域)D2
の3層の階層構造の画像信号に分離され、入力部742
に入力される。第1データ列入力部743において、D
1-1信号はCode gainの高いECC符号化をされ、D1-2
信号は通常のコードゲインのECCの符号化をされる。
D1-1とD2-2はTDM部743により、時間分割多重化
され、D1信号になり、変調器852aのD1直列並列変
換器791aに入力される。D1信号はn個の並列デー
タとなり、nヶのC−CDM変調器4a,4b・・・の第
1入力部に入力される。
の第2データ列入力部744においてECC部744a
においてECC(Error Correction Code)符号化され
トレリスエンコーダ744bにおいてトレリス符号化さ
れ、変調器852aのD2直列並列器791bに入力さ
れ、nヶの並列データとなり、C−CDM変調器4a,
4b・・・の第2入力部に入力される。第1入力部のD1デ
ータと第2入力部のD 2データにより各々のC−CDM
変調器4a,4b,4c・・・において16SRQAM等
にC−CDM変調される。このnヶのC−CDM変調器
は各々の異なる周波数のキャリアをもつとともに隣接す
るキャリアは図124の794a,794b,794c
・・・に示すように直交しながら周波数軸上793上にあ
る。こうして、C−CDM変調されたnヶの変調信号
は、逆FFT回路40により、周波数軸ディメンジョン
793から時間軸のディメンジョン790に写像され、
tsの実効シンボル長の時間信号796a,796b等
になる。実効シンボル時間帯796aと796bの間に
はマルチパス妨害を減らすためTg秒のガード時間帯7
97aが設けられている。これを時間軸と信号レベルで
表現したものが、図129の時間軸ー信号レベル図であ
り、ガード時間帯797aのTgはマルチパスの影響時
間から用途に応じて決定される。TVゴースト等のマル
チパスの影響時間より長くTgを設定することにより受
信時に逆FFT回路40からの変調信号は並列直列コン
バータ40bにより、一つの信号となり送信部5によ
り、RF信号となり送信される。
4の時間軸シンボル信号796eに示す。受信信号は図
123の入力部24に入力され、変調部852bに入力
され、デジタル化され、FFT部40aにより、フーリ
ェ係数に展開され、図124に示すように時間軸799
から周波数軸793aに写像される。図124の時間軸
シンボル信号から、周波数軸の信号のキャリア794
a,794b等に変換される。これらのキャリアは互い
に直交しているため、各々の変調信号が分離できる。図
125(b)に示す16SRQAM等が復調され、各々
のC−CDM復調器45a、45b等に送られる。そし
て、C−CDM復調器45の各々のC−CDM復調部4
5a、b等において、階層型に復調されD1、D2のサブ
信号が復調され、D1並列直列コンバーター852aと
D2並列直列コンバーター852bにより、直列信号と
なり元のD1、D2信号が復調される。この場合、図12
5(b)に示すようなC−CDMを用いた階層伝送方式
を用いているため、C/N値の悪い受信条件では、D1
信号のみが復調され、よい受信条件では、D1とD2信号
の両方が復調される。復調されたD1信号は出力部75
7において復調される。D1-2信号に比べてD1-1信号エ
ラー訂正のコードケインが高いため、D1-1信号のエラ
ー信号がより受信条件の悪い条件でも再生される。D1-
1信号は第1ー1画像デコーダ402cによりLDTV
の低域信号となり、D1-2信号は第1ー2画像デコーダ
402dによりEDTVの中域成分の信号となり、出力
される。
コーダ402bにより、HDTVの高域成分となり出力
される。上記の低域信号のみではLDTVが出力され、
上記中域成分を加えることにより、ワイドNTSCグレ
ードのEDTV信号が出力され、さらに上記高域成分を
加えることによりHDTV信号が合成される。前の発明
の実施の形態と同様、受信C/Nに応じた画質のTV信
号が受信できる。発明の実施の形態9の場合はOFDM
とC−CDMを組み合わせて用いることにより、OFD
Mそのものでは、実現できない階層型伝送を実現でき
る。図130のエラーレートC/Nに示すように従来の
OFDM−TCM変調信号の曲線805に対して、本発
明のC−CDM−OFDM方式はサブチャンネル1 8
07aはエラーレートが下がりサブチャンネル2 80
7bはエラーレートが上がる。こうして階層型が実現す
る。
チパスの干渉信号を収めているためTVゴースト等のマ
ルチパスに強い。従って、自動車のTV受信機用のデジ
タルTV放送用に用いることができる。しかし、階層型
伝送ではないため、ある一定のC/Nのスレシホルド以
下では受信できない。本発明のC−CDMと組み合わせ
ることにより、マルチパスに強くかつC/Nの劣化に応
じた画像受信(Graditional Degradation)の2つが実
現できる。自動車内でTV受信をする時、単にマルチパ
スだけでなくC/N値も劣化する。従ってマルチパス対
策だけではTV放送局のサービスエリアはさほど広がら
ない。しかし、階層型伝送のC−CDMと組み合わせる
ことにより、C/Nがかなり劣化してもLDTVグレー
ドで受信できる。一方、自動車用TVの場合、画面サイ
ズは通常100寸以下であるため、LDTVグレードで
充分な画質が得られる。自動車TVのLDTVグレード
のサービスエリアが大巾に拡大するという効果がある。
OFDMをHDTVの全帯域に使うと現時点の半導体技
術ではDSPの回路規模が大きくなる。そこで低域TV
信号のD1-1のみをOFDMで送る方法を示す。図13
8のブロック図に示すように、HDTVの中域成分と高
域成分のD1-2とD2信号の2つを本発明のC−CDM多
重化し、FDM40Dにより周波数帯Aで送信する。一
方受信機側で受信した信号はFDM4oeにより周波数
分離され、本発明のC−CDM復調器4bで復調され、
図123と同様にしてHDTVの中域成分と高域成分が
再生される。この場合の画像デコーダーの動作は発明の
実施の形態1,2,3と同じであるため省略する。
信号であるD1-1信号は直列並列コンバーター791に
より並列信号となりOFDM変換器852Cの中でQP
SKや16QAMの変調を受け、逆FFT器40により
時間軸の信号に変換されFDM40dにより周波数帯B
で送信される。
M部40eにおいて周波数分離され、OFDM復調部8
52dにおいてFFT40aにより多くの周波数軸の信
号となり、各々の復調器45a,45b等により復調さ
れ、並列直列コンバータ852aによりD1-1信号が復
調され、図123と同様にして、LDTVグレードのD
1-1信号が受信機43から出力される。
れた階層伝送が実現する。図138の方法を用いること
により、OFDMの複雑な回路はLDTV信号のみでよ
い。HDTV信号に比べてLDTV信号は1/20のビ
ットレートである。従ってOFDMの回路規模は1/2
0になり、全体の回路規模は大巾に小さくなる。
帯TVや自動車TVの受信時や自動車のデジタル音楽放
送受信時のような移動局でマルチパス妨害が大きく、か
つ変動する用途を主目的として応用されようとしてい
る。このような用途においては4インチから8インチの
10インチ以下の小さい画面サイズが主流である。従っ
てHDTVやEDTVのような高解像度TV信号全てを
OFDM変調する方式はかける費用の割には効果が低
く、自動車TV用にはLDTVグレート゛のTV信号の受
信で充分である。一方、家庭用TVのような固定局にお
いてはマルチパスが常に一定であるため、マルチパス対
策がとりやすい。このため強ゴースト地域以外はOFD
Mの効果は高くない。HDTVの中高域成分にOFDM
を用いることはOFDMの回路規模が大きい現状では得
策でない。従って本発明の図138に示すOFDMを低
域TV信号のみに使用する方法は、自動車等の移動局に
おいて受信されるLDTVのマルチパス妨害を大巾に軽
減するというOFDMの効果を失なわないで、OFDM
の回路規模を1/10以下に大巾に削減できるという大
きな効果がある。
変調しているがD1-1とD1-2をOFDM変調することも
できる。この場合、D1-1とD1-2はC−CDMの2階層
伝送ができるため、自動車等の移動体においてもマルチ
パルスに強い階層型放送が実現し、移動体において、L
DTVとSDTVが受信レベルやアンテナ感度に応じた
画質の画像が受信できるというGraditional Degradatio
nの効果が生まれる。
前述した様々な効果が得られる。OFDMの場合特にマ
ルチパスに強いため本発明の階層伝送と組み合わせるこ
とによりマルチパスに強くかつ受信レベルの劣化に応じ
たデータ伝送グレードの劣化が得られるという効果が得
られる。
て、図126(a)に示すように、おFDMの各サブチ
ャンネル794a〜cを第1層801aとしサブチャン
ネル794d〜fを第2層801bとし中間にfgなる
周波数ガード帯802aを設け、図126(b)に示す
ようにPgなる電力差802bを設けることにより、第
1層801aと第2層801bの送信電力を差別化でき
る。
(d)に示すようにアナログTV放送に妨害を与えない
範囲で第1層801aの電力を増やすことができる。こ
の場合図108(e)に示すように第1層801aの受
信可能なC/N値のスレシホルド値は第2層801bに
比べて低くなる。従って信号レベルの低い地域やノイズ
の多い地域においても第1層801aの受信が可能とな
るという効果が得られる。図147に示すように二層の
階層伝送が実現する。これをPower-Weighted-OFDM方式
(PW-OFDM)と本文では呼ぶ。この本発明の実施の形態のP
W-OFDMに前述の本発明のC−CDM方式を組み合わせる
ことにより、図108(e)に示すように階層は増え3
層になり、より受信可能地域が拡がるという効果があ
る。
1層データは第1データ列回路791aを介して振幅の
大きい変調器4a〜4cでキャリアf1〜f3で逆FFT
40によりOFDM変調し、第2層データは第2データ
列回路791bを介して通常の振幅の変調器4d〜4f
でキャリアf6〜f8で逆FFT40によりOFDM変調
し送信する。
りf1〜fnのキャリアをもつ信号に分離され、キャリア
f1〜f3は復調器45a〜45cにより第1データ列D
1つまり第1層801aが復調され、キャリアf6〜f8
からは第2データ列D2つまり第2層801bが復調さ
れる。
弱い地域においても受信できる。こうしてPW-OFDMによ
り、2層の階層型伝送が実現する。PW-OFDMをC−CD
Mと組み合わせると3〜4層の階層が実現する。なお図
144の他の動作は図123のブロック図の場合と動作
が同じであるため説明を省略する。
(TW-OFDM)方式の階層化方式について述べる。OFDM
方式は前に述べたように、ガード時間帯tgがあるた
め、ゴーストつまりマルチパス信号の遅延時間tMがtM
<tgの条件式を満たせばゴーストの影響をなくすこと
ができる。一般家庭のTV受信機のような固定局ではt
Mは数μsと小さく、また、一定であるためキャンセル
し易い。しかし、車載TV受信機のように移動局の場合
は反射波が多いため、tMは大きく数十μs近くになる
だけなく、移動に伴い変化するためキャンセルが難し
い。従ってマルチパスに対する階層化が必要になること
が予想される。
ると、図146に示すように第A層のガード時間tga
を第B層のガード時間tgbに比べて大きくとることに
よりA層のサブチャンネルのシンボルはゴーストに対し
て強くなる。こうしてガード時間のWeightingによりマ
ルチパスに対する階層型伝送が実現する。この方式をGu
ard-Time-Weighted-OFDM(GTW-OFDM)と呼ぶ。さらに第A
層と第B層のシンボル時間Tsのシンボル数を同じ数に
設定した場合、Aのシンボル時間tsaをBのシンボル
時間tsbより大きくとる。するとこれにより周波数軸
上においてA,Bのキャリヤの間隔をそれぞれ△fa、
△fbとすると△fa<△fbである。このためBのシ
ンボルに比べて、Aののシンボルを復調した場合のエラ
ーレートは低くなる。こうしてシンボル時間TsのWeig
htingの差別化により第A層と第B層のマルチパスに対
する2層の階層化が実現する。この方式をCarrier−Spa
cing-Weighted-OFDM(CSW-OFDM)と呼ぶ。GTW-0FDMを用い
て2層の階層伝送を実現し、第A層にて低解像度のTV
信号を、第B層で高域成分を送信することにより、車載
TV受信機のようにゴーストの多い条件の受信でも低解
像度TVの安定した受信が可能となる。またCSW-OFDMを
用いたシンボル時間tsの差別化により第A層と第B層
のC/Nに対する階層化をGTW-OFDMとを組み合わせるこ
とにより受信信号レベルの低い車載TVにおいてさらに
安定した受信ができるという大きな効果が実現する。車
載用途や携帯用途のTVにおいては高い解像度は要求さ
れない。低解像度TV信号を含むシンボル時間の時間比
率は小さいため、このガード時間のみを長くすことは全
体の伝送効率をあまり下げない。従って本発明の実施の
形態のGTW−OFDMを用いて低解像度TV信号に重点を
置いてマルチパス対策をすることにより伝送効率に殆ど
影響を与えないで携帯TVや車載TVのような移動局
と、家庭のTVのような固定局とを両立させた階層型T
V放送を実現するという大きな効果がある。この場合前
述のようにCSW-OFDMやC-CDMと組み合わせることにより
C/Nにたいする階層化が加わりさらに安定した移動局
の受信が可能となる。
図145(a)に示すように遅延時間が短いマルチパス
810a〜dの場合は第1送と第2層の信号が受信で
き、HDTVの信号が復調できる。しかし、図145
(b)に示すように長いマルチパス811a〜dの場合
は、第2層のB信号のガード時間、Tgbが短いため復
調できなくなる。この場合、第1層のA信号はガード時
間Tgaが長いため、遅延時間の長いマルチパスの影響
を受けない。前述のようにB信号にはTVの高域成分が
含まれており、A信号にはTVの低域成分が含まれてい
るため、例えば車載用TVではLDTVが再生できる。
さらに第1層のシンボル時間TsaをTsbより大きく
とっているためC/Nの劣化にも第1層は強い。
化をすることにより、OFDMの二次元の階層化が簡単
な構成で可能となる。図123のような構成でガード時
間差別化とC−CDMと組み合わせることにより、マル
チパスとC/N値劣化の双方の階層化が計れる。
マルチパス遅延時間TMは、D/U比が小さい程、直接
波より反射波が多くなり、大きくなる。例えば図148
に示すようにD/U<30dBでは反射波の影響が大き
くなり30μs以上になる。図148に示すように50
μs以上のTgをとることにより、一番悪い条件でも受
信できる。従って図149(a)に具体的に示すように
TV信号1secに対して図149(b)に示す2ms
の周期のうち、各シンボルを第1層801a,第2層8
01b,第3層801cの3つの階層のグループに分
け、図149(c)に示す。各々のグループのガード時
間797a,797b,797cつまりTga,Tg
b,Tgcを例えば50μs,5μs,1μsと重みづ
けをして設定することにより図150に示すような階層
801a,801b,801cの3つの階層のマルチパ
スに関する階層型放送が実現する。全ての画質に対して
GTW−OFDMを適用すると当然伝送効率は落ちてし
まう。しかし、情報量の少ないLDTVの画質信号のみ
にGTW−OFDMのマルチパス対策をすることにより
全体の伝送効率があまり落ちないいう効果がある。特に
第1層801aではガード時間Tgを30μs以上の5
0μsにとっているため、車載用TV受信機でも受信で
きる。回路は図127のブロック図に示したものを用い
る。特に車載用TVはLDTVグレードの画質で良いた
めMPEG1クラスの1Mbps程度の伝送容量でよ
い。従って図149に示したようにシンボル時間796
aTsaを2msの周期に対して200μsとれば2M
bpsとれるため良く、さらにシンボルレートを半分に
下げても1Mbps近くになり、LDTVグレードの画
質が得られるため本発明のCSW−OFDM により伝
送効率は若干落ちるがエラーレートが低くなる。特に本
発明のC−CDMをGTW−OFDMと組み合わせた場
合、伝送効率が低下しないため効果がさらに高い。図1
49では同じシンボル数に対してシンボル時間796
a,796b,796cを200μs,150μs,1
00μsに差別化している。従って第1層,第2層,第
3層の順にエラーレートが高くなってゆく階層型伝送と
なっている。
する。図151に示すようにCSW−OFDMとCSW
−OFDMの組み合わせにより、マルチパスとC/Nの
2次元の階層型伝送が実現する。前述のようにCSW−
OFDMと本発明のC−CDMを組み合わせても実現で
き、この場合全体の伝送効率の低下が少ないという効果
がある。第1層801aおよび第1−2層851a,第
1−3層851aではマルチパスTMが大きくかつC/
Nが低い用途例えば車載用TVReceiverにおい
てもLDTVグレードの安定した受信ができる。第2層
801bと第2−3層851bではサービスエリアのフ
リンジエリアのようにC/Nが低く、ゴーストの多い受
信地域の固定局において標準解像度のSDTVグレード
の受信ができる。サービスエリアの半分以上を占める第
3層801cではC/Nが高く、直接波が大きくゴース
トが少ないためHDTVグレードの画質で受信できる。
こうしてC/Nとマルチパスの2次元の階層型放送が実
現する。このように大きな効果が本発明のGTW−OF
DMとC−CDMの組み合わせまたは、GTW−OFD
MとCSW−C−CDMの組み合わせにより得られる。
従来はC/Nに対する階層型放送方式が提案されている
が、本発明により、C/Nとマルチパスの2次元のマト
リクス型の階層型放送が実現する。
の階層型放送の具体的なHDTV、SDTV、LDTV
の3階層のTV信号の時間配置図を図152に示す。図
に示すように1番マルチパスに強いA層の第1階層のスロ
ット796a1にはLDTVを配置し、次にマルチパスに
強いスロット796a2やC/N劣化に強いスロット796b1
にはSDTVの同期信号やアドレス信号等の重要なHP
信号を配置する。B層の第2層、3層にはSDTVの一
般信号つまりLP信号や、HDTVのHP信号を配置す
る。C層には1、2、3層にSDTV,EDTV,HD
TV等の高域成分TV信号を配置する。
ばするほど伝送レートが落ちるためTV信号の解像度が
減少し、図153に示すように3次元のGracefu
lDegradationが実現するという従来にない
効果が本発明により得られる。図153はCNR、マル
チパス遅延時間、伝送レートの3つのパラメーターによ
り本発明の3次元構造の階層型放送を表現したものであ
る。
のC−CDMの組み合わせまたは、GTW−OFDMと
CSW−C−CDMの組み合わせにより2次元の階層構
造が得られる例を用いて発明の実施の形態を説明したが
GTW−OFDMとPower−Weighted−O
FDMの組み合わせや、GTW−OFDMと他のCNR
の階層伝送方式と組み合わせても2次元の階層型放送は
実現する。
波数利用効率を向上させるものであるが一部の受信機に
とっては電力利用効率がかなり低下する。従って全ての
伝送システムに適用できるものではない。例えば特定受
信者間の衛星通信システムならその時期に得られる最高
の周波数利用効率と最高の電力利用効率の機器にとりか
えるのが最も経済性が高い方法である。このような場合
必ずしも本発明を使う必要はない。
合は本発明のような階層型伝送方式が必要である。なぜ
なら衛星放送の規格の場合50年以上の永続性が求めら
れる。この期間、放送規格は変更されないが技術革新に
伴い衛星の送信電力は飛躍的に向上する。放送局は数十
年後の将来において現時点においても製造された受信機
がTV番組を受信視聴できるように互換性のある放送を
行わなければならない。本発明を用いると既存のNTS
C放送とHDTV放送との互換性と将来の情報伝送量の
拡張性という効果が得られる。
したものであるが、受信機側に各伝送段階に応じて設計
受信感度を設けた各々、何種類かの受信機を設定するこ
とにより送信機の電力をさほど増やす必要はなくなる。
このため現在の電力の小さい衛星でも充分送信可能であ
る。また将来、送信電力が増大した場合でも同一の規格
で伝送できるため将来の拡張性と、新旧の受信機との間
の互換性が得られる。以上述べたように本発明は衛星放
送規格に用いた場合、顕著な効果がえられる。
用いた場合、電力利用効率を全く考慮する必要がないた
め衛星放送より本発明は実施しやすい。前述のように従
来のデジタルHDTV放送方式では存在したサービスエ
リア内の受信不能地域を大巾に減少させるという顕著な
効果と前述のNTSCとHDTV受信機もしくは受像機
の両立性の効果がある。またTV番組のスポンサーから
みた場合のサービスエリアが実質的に拡大するという効
果もある。なお、発明の実施の形態ではQPSKと16
QAMと32QAMの変調方式を用いた例を用いて説明
したが、64QAMや128QAMや256QAM等に
適用できることはいうまでもない。また、図を用いて説
明したように多値のPSKやASKやFSKに適用でき
ることもいうまでもない。本発明とTDMを組み合わせ
て伝送する発明の実施の形態を説明したが、FDM,C
DMAや拡散通信方式を組み合わせて伝送することもで
きる。
波数利用効率を向上させるものであるが一部の受信機に
とっては電力利用効率がかなり低下する。従って全ての
伝送システムに適用できるものではない。例えば特定受
信者間の衛星通信システムならその時期に得られる最高
の周波数利用効率と最高の電力利用効率の機器にとりか
えるのが最も経済性が高い方法である。このような場合
必ずしも本発明を使う必要はない。
合は本発明のような階層型伝送方式が必要である。なぜ
なら衛星放送の規格の場合50年以上の永続性が求めら
れる。この期間、放送規格は変更されないが技術革新に
伴い衛星の送信電力は飛躍的に向上する。放送局は数十
年後の将来において現時点においても製造された受信機
がTV番組を受信視聴できるように互換性のある放送を
行わなければならない。本発明を用いると既存のNTS
C放送とHDTV放送との互換性と将来の情報伝送量の
拡張性という効果が得られる。
したものであるが、受信機側に各伝送段階に応じて設計
受信感度を設けた各々、何種類かの受信機を設定するこ
とにより送信機の電力をさほど増やす必要はなくなる。
このため現在の電力の小さい衛星でも充分送信可能であ
る。また将来、送信電力が増大した場合でも同一の規格
で伝送できるため将来の拡張性と、新旧の受信機との間
の互換性が得られる。以上述べたように本発明は衛星放
送規格に用いた場合、顕著な効果がえられる。
用いた場合、電力利用効率を全く考慮する必要がないた
め衛星放送より本発明は実施しやすい。前述のように従
来のデジタルHDTV放送方式では存在したサービスエ
リア内の受信不能地域を大巾に減少させるという顕著な
効果と前述のNTSCとHDTV受信機もしくは受像機
の両立性の効果がある。またTV番組のスポンサーから
みた場合のサービスエリアが実質的に拡大するという効
果もある。なお、発明の実施の形態では16QAMと3
2QAMの変調方式を用いた例を用いて説明したが、6
4QAMや128QAMや256QAM等に適用できる
ことはいうまでもない。また、図を用いて説明したよう
に多値のPSKやASKやFSKに適用できることもい
うまでもない。
位相の異なる複数の搬送波を上記入力部からの入力信号
により変調し信号ベクトル図上になるm値の信号点を発
生させる変調部と、変調信号を送信する送信部からなり
データ伝送を行う伝送装置においてn値の第1データ列
と第2データ列を入力し、上記信号をn個の信号点群に
分割し、該信号点群の各々第1データ列のデータに割り
あて上記信号点群の中の各信号点に第2データ群の各デ
ータを割りあて、送信する送信機により信号を送信し、
該送信信号の入力部と、信号スペースダイヤグラム上で
p値の信号点のQAM変調波を復調する復調器と出力部
を有する受信装置において上記信号点をn値の信号点群
に分割し、各信号点群n値の第1データ列を対応させて
復調し、信号点群の中の略々p/n値の信号点にp/n値の
第2データ列のデータを復調再生し、受信装置を用いて
データを伝送することにより、例えば送信機1の変調器
4により、n値の第1データ列と第2データ列と第3デ
ータ列を信号点群にデータを割りあてて変形m値のQA
M変調信号を送信し、第1受信機23では、復調器25
によりn値の第1データ列を、第2受信機33では第1
データ列と第2データ列を、第3受信機43では第1デ
ータ列、第2データ列、第3データ列を復調することに
より、効果として最大m値のデータを変調した多値変調
波をn<mなるn値の復調能力しかない受信機でもn値
のデータを復調可能とした両立性と発展性のある伝送装
置が得られる。さらに、QAM方式の信号点のうち最も
原点に近い信号点とI軸もしくはQ軸との距離をfとし
た場合、この距離がn>1なるnfとなるように上記信
号点をシフトさせることにより、階層型の伝送が可能と
なる。
列、HDTVとNTSCとの差信号を第2データ列とし
て送信することにより、衛星放送においてはNTSC放
送とHDTV放送との両立性があり、情報量の拡張性の
高いデジタル放送が可能となり、地上放送においてはサ
ービスエリアの拡大と受信不能地域の解消という顕著な
効果がある。
装置のシステム全体を示す構成図
ック図
トル図
トル図
ドの割り当て図
ーディング図
信号点へのコーディング図
点へのコーディング図
点群の閾値状態図
AMのベクトル図
r2と送信電力比nとの関係図
AMの信号点の図
r3と送信電力比nとの関係図
AMの信号群と副信号点群のベクトル図
AMの比率A1,A2の説明図
r2,r3と送信電力比n16,n64の関係図
機のブロック図
の信号スペースダイアグラム図
ブロック図
信の信号スペースダイアグラム図
ブロック図
AMの信号ベクトル図
AMの信号ベクトル図
ト
QAMの信号ベクトル図(b)は本発明の発明の実施の
形態1の16値QAMの信号ベクトル図
ブロック図
AMの信号点の図
ト
ステムの全体の構成図
コーダーのブロック図
ーダのブロック図
ーダのブロック図
ーダのブロック図
3信号の時間多重化の説明図
3信号の時間多重化の説明図
3信号の時間多重化の説明図
置のシステム全体の構成図
6QAMの信号点のベクトル図
6QAMの信号点のベクトル図
4QAMの信号点のベクトル図
号配置図
の時間軸上の信号配置図
路のブロック図
原理図
搬送波再生回路のブロック図
号の信号点配置図
号の信号点配置図
の搬送波再生回路のブロック図
DV2、DH2,DV3,DH3信号の時間多重化の説明図
DV2、DH2,DV3,DH3信号のTDMA方式の時間多重
化の説明図
DV2、DH2,DV3,DH3信号のTDMA方式の時間多重
化の説明図
式の受信妨害領域図
放送方式の場合の受信妨害領域図
式の受信妨害領域図
放送方式の場合の受信妨害領域図
ル放送局2局の受信妨害領域図
ASK信号の信号点配置図
ASKの信号点配置図
る変形4ASKの信号点配置図 (b)は本発明の発明の実施の形態5における変形4A
SKの信号点配置図
/N値の場合の変形4ASK信号の信号点配置図
のブロック図
るASK変調信号の周波数分布図 (b)は本発明の発明の実施の形態5におけるASK変
調信号の周波数分布図
のブロック図
号送信機のブロック図
信機全体のブロック図
V受信機のブロック図
地上TV受信機のブロック図
SK信号の信号点配置図
ンコーダの別のブロック図
路1つの画像エンコーダのブロック図
コーダのブロック図
1つの画像デコーダのブロック図
の時間配置図
画像デコーダのブロック図 (b)は本発明による発明の実施の形態5の送信信号の
時間配置図
の時間配置図
の時間配置図
の時間配置図
ーダのブロック図
送信信号の時間配置図
ーダーのブロック図
の時間配置図
像デコーダーのブロック図
調信号の周波数−時間図
再生装置のブロック図
階層番号の関係図
とC/Nの関係図
ブロック図
ブロック図
ラーレートの関係図
受信妨害領域図
受信妨害領域図
図
のブロック図
ブロック図
構造図
TV階層放送の受信状態図
構造図
QAMのベクトル図
RQAMのベクトル図
−エラーレートの関係図
−エラーレートの関係図
量nと伝送に必要なC/Nの関係図
量nと伝送に必要なC/Nの関係図
送時の送信アンテナからの距離と信号レベルとの関係図
RQAMのサービスエリア図
RQAMのサービスエリア図
現す図 (d)発明の実施の形態9の2階層のOFDMのキャリヤ群
の周波数分布図 (e)発明の実施の形態9の3改装のOFDMの3つのスレ
シホルド値を示す図
号時間配置図
DMの原理図
り当て図
AMを拡張した場合の符号割り当て図
号周波数配置図
録再生装置のブロック図
話の送受信機のブロック図
のブロック図
図
量とトラフィックの分布図
ト配置図
ット配置図 (b)本発明による発明の実施の形態7のTDMA方式
タイムスロット配置図
の送受信機のブロック図
の送受信機のブロック図
M方式送受信機のブロック図
M方式の動作原理図
波数配置図
MのWeightingしない状態を示す図 (b)発明の実施の形態9における送信電力によりWeig
htingした2階層のOFDMの2つのサブチャンネルを示す
図 (c)発明の実施の形態9におけるキャリヤ間隔を二倍
にWeightingしたOFDMの周波数分布図 (e)発明の実施の形態9におけるWeightingしないキャ
リヤ間隔のOFDMの周波数分布図
機のブロック図
ーのブロック図
ガード期間の時間配置図
ラーレートの関係図
ブロック図
ックの記録フォーマットとヘッドの走行図
図
式を用いた場合のサービスエリアと画質の関係図
DMを組み合わせた場合の周波数配置図
化を用いた場合の送受信機のブロック図
号をOFDMで伝送する場合の送受信機のブロック図
PSKの信号点配置図
APSKの信号点配置図
SKの信号点配置図
PSK(PS型)の信号点配置図
の半径と伝送容量との関係図
ed OFDM送受信機のブロック図
パスの短い場合のガード時間、シンボル時間階層型OF
DMの波形図 (b)発明の実施の形態9におけるマルチパスの長い場
合のガード時間、シンボル時間階層型OFDMの波形図
時間、シンボル時間階層型OFDMの原理図
による2階層伝送方式のサブチャンネル配置図
ルチパス遅延時間とガード時間の関係図
層のタイムスロット図 (b)発明の実施の形態9における、各階層のガード時
間の時間分布図 (c)発明の実施の形態9における、各階層のガード時
間の時間分布図図
と伝送レート図の関係図におけるマルチパスに対する3
階層の階層型放送方式の説明図
C−CDM(又はCSW−OFDM)を組み合わせた場
合の、遅延時間とCN値の関係図における2次元マトリ
クス構造の階層型放送方式の説明図
C−CDM(又はCSW−OFDM)を組み合わせた場
合の、各タイムスロットにおける3階層のTV信号の時
間配置図
C−CDM(又はCSW−OFDM)を組み合わせた場
合の、マルチパス信号遅延時間とCN値と伝送レートの
関係図における3次元マトリクス構造の階層型放送方式
の説明図
Claims (20)
- 【請求項1】互いに直交する周波数関係にある複数の搬
送波を変調することにより、複数のデータ列を送信する
送信装置であって、 前記複数のデータ列に対しエラー訂正符号化処理を施す
エラー訂正符号化部と、 前記エラー訂正符号化部の出力を、前記データ列毎にス
ペースダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変
調する一つ以上の変調部と、 前記変調部の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換
部とを備え、 前記逆フーリエ変換部の出力信号は、シンボル信号とガ
ード信号から成り、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化部は、前記データ列毎にエラー訂
正符号化処理のエラー訂正能力を設定し、 前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から1
つ選択する送信装置。 - 【請求項2】互いに直交する周波数関係にある複数の搬
送波を変調することにより、複数のデータ列を送信する
送信装置であって、 前記複数のデータ列に対しエラー訂正符号化処理を施す
エラー訂正符号化部と、 前記エラー訂正符号化部の出力を、前記データ列毎にス
ペースダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変
調する一つ以上の変調部と、 前記変調部の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換
部とを備え、 前記逆フーリエ変換部の出力信号は、シンボル信号とガ
ード信号から成り、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化部は、前記第1のデータ列に対し
て、他のデータ列とは 異なるエラー訂正符号化処理を施
し、 前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から1
つ選択する送信装置。 - 【請求項3】互いに直交する周波数関係にある複数の搬
送波を変調することにより、複数のデータ列を送信する
送信装置であって、 前記複数のデータ列に対しエラー訂正符号化処理を施す
エラー訂正符号化部と、 前記エラー訂正符号化部の出力を、前記データ列毎にス
ペースダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変
調する一つ以上の変調部と、 前記変調部の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換
部とを備え、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化部は、前記データ列毎にエラー訂
正符号化処理のエラー訂正能力を設定し、 前記搬送波の周波数間隔を、複数種類の周波数間隔の中
から1つ選択する送信装置。 - 【請求項4】互いに直交する周波数関係にある複数の搬
送波を変調することにより、複数のデータ列を送信する
送信装置であって、 前記複数のデータ列に対しエラー訂正符号化処理を施す
エラー訂正符号化部と、 前記エラー訂正符号化部の出力を、前記データ列毎にス
ペースダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変
調する一つ以上の変調部と、 前記変調部の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換
部とを備え、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化部は、前記第1のデータ列に対し
て、他のデータ列とは 異なるエラー訂正符号化処理を施
し、 前記搬送波の周波数間隔を、複数種類の周波数間隔の中
から1つ選択する送信装置。 - 【請求項5】互いに直交する周波数関係にある複数の搬
送波を複数のデータ列により変調して送信された信号を
入力信号とし、 前記入力信号は、送信側で前記複数のデータ列に対しエ
ラー訂正符号化処理が施され、前記データ列毎にスペー
スダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変調さ
れ、逆フーリエ変換されており、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記複数のデータ列は、前記データ列毎に前記エラー訂
正符号化処理のエラー訂正能力が設定され、 さらに前記入力信号はシンボル信号とガード信号から成
り、 前記シンボル信号の期間が複数種類の期間の中から1つ
選択され、 前記入力信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、 前記フーリエ変換部の出力を復調する復調部と、 前記復調部の出力に対し、エラー訂正復号化処理を施す
エラー訂正復号化部とを備え、 前記復調部は、前記第1のデータ列以外のデータ列に対
応する前記フーリエ変換部の出力を、前記復調情報に基
づいて復調する受信装置。 - 【請求項6】互いに直交する周波数関係にある複数の搬
送波を複数のデータ列により変調して送信された信号を
入力信号とし、 前記入力信号は、送信側で前記複数のデータ列に対しエ
ラー訂正符号化処理が施され、前記データ列毎にスペー
スダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変調さ
れ、逆フーリエ変換されており、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前 記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記第1のデータ列は、他のデータ列とは異なるエラー
訂正符号化処理が施され、 さらに前記入力信号はシンボル信号とガード信号から成
り、 前記シンボル信号の期間が複数種類の期間の中から1つ
選択され、 前記入力信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、 前記フーリエ変換部の出力を復調する復調部と前記復調
部の出力に対し、エラー訂正復号化処理を施すエラー訂
正復号化部とを備え、 前記復調部は、前記第1のデータ列以外のデータ列に対
応する前記フーリエ変換部の出力を、前記復調情報に基
づいて復調し、 前記エラー訂正復号化部は、前記第1のデータ列に対し
て、他のデータ列とは異なるエラー訂正復号化処理を施
す受信装置。 - 【請求項7】互いに直交する周波数関係にある複数の搬
送波を複数のデータ列により変調して送信された信号を
入力信号とし、 前記入力信号は、送信側で前記複数のデータ列に対しエ
ラー訂正符号化処理が施され、前記データ列毎にスペー
スダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変調さ
れ、逆フーリエ変換されており、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記複数のデータ列は、前記データ列毎に前記エラー訂
正符号化処理のエラー訂正能力が設定され、 前記搬送波の周波数間隔が、複数種類の周波数間隔の中
から1つ選択され、前記入力信号をフーリエ変換するフ
ーリエ変換部と、 前記フーリエ変換部の出力を復調する復調部と、 前記復調部の出力に対し、エラー訂正復号化処理を施す
エラー訂正復号化部と を備え、 前記復調部は、前記第1のデータ列以外のデータ列に対
応する前記フーリエ変換部の出力を、前記復調情報に基
づいて復調する受信装置。 - 【請求項8】互いに直交する周波数関係にある複数の搬
送波を複数のデータ列により変調して送信された信号を
入力信号とし、 前記入力信号は、送信側で前記複数のデータ列に対しエ
ラー訂正符号化処理が施され、前記データ列毎にスペー
スダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変調さ
れ、逆フーリエ変換されており、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記第1のデータ列は、他のデータ列とは異なるエラー
訂正符号化処理が施され、 前記搬送波の周波数間隔が、複数種類の周波数間隔の中
から1つ選択され、前記入力信号をフーリエ変換するフ
ーリエ変換部と、 前記フーリエ変換部の出力を復調する復調部と前記復調
部の出力に対し、エラー訂正復号化処理を施すエラー訂
正復号化部とを備え、 前記復調部は、前記第1のデータ列以外のデータ列に対
応する前記フーリエ変換部の出力を、前記復調情報に基
づいて復調し、 前記エラー訂正復号化部は、前記第1のデータ列に対し
て、他のデータ列とは異なるエラー訂正復号化処理を施
す受信装置。 - 【請求項9】請求項1記載の送信装置と請求項5記載の
受信装置とを具備する伝送装置。 - 【請求項10】請求項2記載の送信装置と請求項6記載
の受信装置とを具備する伝送装置。 - 【請求項11】請求項3記載の送信装置と請求項7記載
の受信装置とを具備する伝送装置。 - 【請求項12】請求項4記載の送信装置と請求項8記載
の受信装置とを具備する伝送装置。 - 【請求項13】互いに直交する周波数関係にある複数の
搬送波を変調することにより、複数のデータ列を送信す
る送信方法であって、 前記複数のデータ列に対しエラー訂正符号化処理を施
し、前記データ列毎にスペースダイアグラム上に割り当
てる信号点数を変えて変調し、逆フーリエ変換し、 前記逆フーリエ変換後の信号は、シンボル信号とガード
信号から成り、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化処理では、前記データ列毎にエラ
ー訂正能力を設定し、 前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から1
つ選択する送信方法。 - 【請求項14】互いに直交する周波数関係にある複数の
搬送波を変調することにより、複数のデータ列を送信す
る送信方法であって、 前記複数のデータ列に対しエラー訂正符号化処理を施
し、前記データ列毎にスペースダイアグラム上に割り当
てる信号点数を変えて変調し、逆フーリエ変換し、 前記逆フーリエ変換後の信号は、シンボル信号とガード
信号から成り、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化処理では、前記第1のデータ列に
対して、他のデータ列とは異なるエラー訂正符号化処理
を施し、 前記シンボル信号の期間を、複数種類の期間の中から1
つ選択する送信方法。 - 【請求項15】互いに直交する周波数関係にある複数の
搬送波を変調することにより、複数のデータ列を送信す
る送信方法であって、 前記複数のデータ列に対しエラー訂正符号化処理を施
し、前記データ列毎にスペースダイアグラム上に割り当
てる信号点数を変えて変調し、逆フーリエ変換し、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化処理では、前記データ列毎にエラ
ー訂正能力を設定し、前記搬送波の周波数間隔を、複数
種類の周波数間隔の中から1つ選択する送信方法。 - 【請求項16】互いに直交する周波数関係にある複数の
搬送波を変調することにより、複数のデータ列を送信す
る送信方法であって、 前記複数のデータ列に対しエラー訂正符号化処理を施
し、前記データ列毎にスペースダイアグラム上に割り当
てる信号点数を変えて変調し、逆フーリエ変換し、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化処理では、前記第1のデータ列に
対して、他のデータ列とは異なるエラー訂正符号化処理
を施し、 前記搬送波の周波数間隔を、複数種類の周波数間隔の中
から1つ選択する送信方法。 - 【請求項17】互いに直交する周波数関係にある複数の
搬送波を複数のデータ列により変調して送信された信号
を入力信号とし、 前記入力信号は、送信側で前記複数のデータ列に対しエ
ラー訂正符号化処理が施され、前記データ列毎にスペー
スダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変調さ
れ、逆フーリエ変換されており、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデー タ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化処理では、前記データ列毎にエラ
ー訂正能力が設定され、 さらに前記入力信号はシンボル信号とガード信号から成
り、 前記シンボル信号の期間が複数種類の期間の中から1つ
選択され、 前記入力信号をフーリエ変換し復調した後、エラー訂正
復号化処理を施す受信方法であって、 前記第1のデータ列以外のデータ列に対応する前記フー
リエ変換後の信号を、前記復調情報に基づいて復調する
受信方法。 - 【請求項18】互いに直交する周波数関係にある複数の
搬送波を複数のデータ列により変調して送信された信号
を入力信号とし、 前記入力信号は、送信側で前記複数のデータ列に対しエ
ラー訂正符号化処理が施され、前記データ列毎にスペー
スダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変調さ
れ、逆フーリエ変換されており、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記第1のデータ列は、他のデータ列とは異なるエラー
訂正符号化処理が施され、 さらに前記入力信号はシンボル信号とガード信号から成
り、 前記シンボル信号の期間が複数種類の期間の中から1つ
選択され、 前記入力信号をフーリエ変換し復調した後、エラー訂正
復号化処理を施す受信方法であって、 前記第1のデータ列以外のデータ列に対応する前記フー
リエ変換後の信号を、前記復調情報に基づいて復調し、 前記エラー訂正復号化処理では、前記第1のデータ列に
対して、他のデータ列 とは異なるエラー訂正復号化処理
を施す受信方法。 - 【請求項19】互いに直交する周波数関係にある複数の
搬送波を複数のデータ列により変調して送信された信号
を入力信号とし、 前記入力信号は、送信側で前記複数のデータ列に対しエ
ラー訂正符号化処理が施され、前記データ列毎にスペー
スダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変調さ
れ、逆フーリエ変換されており、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記エラー訂正符号化処理では、前記データ列毎にエラ
ー訂正能力が設定され、 前記搬送波の周波数間隔が、複数種類の周波数間隔の中
から1つ選択され、 前記入力信号をフーリエ変換し復調した後、エラー訂正
復号化処理を施す受信方法であって、 前記第1のデータ列以外のデータ列に対応する前記フー
リエ変換後の信号を、前記復調情報に基づいて復調する
受信方法。 - 【請求項20】互いに直交する周波数関係にある複数の
搬送波を複数のデータ列により変調して送信された信号
を入力信号とし、 前記入力信号は、送信側で前記複数のデータ列に対しエ
ラー訂正符号化処理が施され、前記データ列毎にスペー
スダイアグラム上に割り当てる信号点数を変えて変調さ
れ、逆フーリエ変換されており、 前記複数のデータ列の中で第1のデータ列が、前記第1
のデータ列以外のデータ列を変調した変調信号を復調す
るための復調情報を含み、前記復調情報が、前記第1の
データ列以外のデータ列を変調した変調信号に対応する
信号点数を含み、 前記第1のデータ列は、他のデータ列とは異なるエラー
訂正符号化処理が施され、 前記搬送波の周波数間隔が、複数種類の周波数間隔の中
から1つ選択され、 前記入力信号をフーリエ変換し復調
した後、エラー訂正復号化処理を施す受信方法であっ
て、 前記第1のデータ列以外のデータ列に対応する前記フー
リエ変換後の信号を、前記復調情報に基づいて復調し、 前記エラー訂正復号化処理では、前記第1のデータ列に
対して、他のデータ列とは異なるエラー訂正復号化処理
を施す受信方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000383341A JP3233626B2 (ja) | 1992-09-25 | 2000-12-18 | 送信装置、受信装置、伝送装置、送信方法、受信方法 |
Applications Claiming Priority (7)
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---|---|---|---|
JP4-256070 | 1992-09-25 | ||
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