DE68918620T2 - Magnetfluss-Betriebsverfahren für einen Induktionsmotor. - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Induktionsmotormagnetflußsteuervorrichtung gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 zum Gebrauch in der Ausführung einer Vektorsteuerung durch Erfassen der Drehmomentstromkomponente aus der Spannung und dem Strom, die an den Motor angelegt sind. Solch eine Steuervorrichtung ist z.B. aus dem "Conference Record 1986 IEEE industry applications society annual meeting", Oct. 1986, S. 203-209 bekannt. Aus JP-A-61088793 ist eine Feldsteuervorrichtung für einen Induktionsmotor bekannt. Es ist allgemein ein Verfahren bekannt für das Betreiben des sekundären Verbindungsmagnetflusses eines Induktionsmotors durch das Benutzen einer primären Verzögerungsschaltung mit der Motorspannung und dem Motorstrom und einem Magnetflußsteuerwert als Eingaben.
• Im Fall z.B. von der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 57-201870, vorangehend offenbart durch den vorliegenden Anmelder, ist ein Verfahren vorgeschlagen worden, in dem eine sekundäre lnduktionsspannung durch vermindern der Impedanzspannung eines Induktionsmotors von dessen Anschlußspannung aus erhalten wird, wobei eine Spannung, die erhalten wird durch Addieren zu der sekundären Induktionsspannung einer Spannung, die dem Anregungssteuerstrom entspricht, welcher durch eine Anregungssteuerung betrieben wird, hergeleitet wird und die hergeleitete Spannung wird durch eine primäre Verzögerungsintegration integriert.
• Das obige herkömmliche Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß der Effekt von Motorparametern auf den Magnetflußbetriebswert, insbesondere der des primären Widerstandes, der sich temperaturabhängig verändert, bei kleinen Frequenzen groß wird.
• Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist dementsprechend das Vermindern der Phasenfehlerzunahme bezüglich der Magnetflußbetriebscharakteristiken eines Induktionsmotors durch erneutes Untersuchen der Charakteristiken des Magnetflußbetriebswertes auf der Basis einer Auswertung einer Drehmomentstromrückleitung oder Drehmomentsteuerung des Magnetflußorientierungstyps, welche für die Ausführung einer Vektorsteuerung benutzt wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird dies durch eine Steuervorrichtung gemäß Anspruch 1 erreicht.
• Die Zeitkonstante der primären Verzögerungsschaltung wird gleich der der sekundären Schaltung des Motors gesetzt.
Figurenbeschreibung
• Fig. 1 ist ein Blockdiagramm von einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
• Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Beispiels von einer Magnetflußbetriebsschaltung und
• Fig. 3 ist ein Sekundärflußvektorschema.
• Eine der Charakteristiken des Magnetflußvektors, welche zuerst nötig ist, sogar für die Drehmomentstromrückleitung und für die Vektorsteuerung des Magnetflußorientierungstyps, ist die Phasenkoinzidenz zwischen dem aktuellen sekundären Verbindungsmagnetfluß und dessen Betriebswert und die nächste ist die Koinzidenz zwischen den Magnetflußamplituden.
• In der vorliegenden Erfindung wurden daher Anstrengungen unternommen, um den Phasenfehler des Magnetflußbetriebswertes bei niedrigen Frequenzen zu verringern, insbesondere durch die Kenntnisnahme der Eigenschaften des Magnetflußbetriebswertes in einen Zwangszustand des Motors, welcher bei einer kritischen niedrigen Frequenz gebracht wird. Der Drehmomentstrom It in der Vektorsteuerung vom Drehmomentstromrückleitungstyp kann z.B. wie folgt betrieben werden:
• It= (i&sub1;×Φ&sub2;) / Φ&sub2;
• wobei i&sub1;: primärer Stromvektor
• Φ&sub2;: sekundärer Verbindungsmagnetflußvektor
• Φ&sub2; : Amplitude des sekundären Verbindungsmagnefflußvektors.
• Wie aus der Gleichung (1) ersichtlich, kann der Primärstrom i&sub1; direkt gewonnen werden und der Magnetfluß kann durch Φ&sub2;/ Φ&sub2; ausgedrückt werden, was das Vorteilhafte der Phaseneigenschaften des Einheitsvektors aufzeigt.
• In der vorliegenden Erfindung wurden die Eigenschaften des Magnetflußbetriebsvektors untersucht, insbesondere bei niedrigen Frequenzen, bei denen der Betriebsfehler zunimmt, so daß diese verbessert wurden und insbesondere wurde ein Versuch gemacht, um den Phasenfehler in einem Zwangszustand des Motors zu verringern.
• Fig. 2 stellt ein Blockdiagramm einer Magnetflußbetriebsschaltung dar, wobei das Bezugszeichen 12 sich auf einen Inverter bezieht und das Bezugszeichen 13 sich auf einen Induktionsmotor bezieht. Der Strom i&sub1;, der durch den Induktionsmotor 13 fließt, ist durch eine Stromnachweiseinrichtung 14 erfaßt und die Spannung v&sub1; ist durch eine Spannungsnachweiseinrichtung 15 erfaßt. Die Bezugszeichen 16, 17 und 20 beziehen sich auf Konstanteinrichtungen bzw. Koeffizienteneinrichtungen, die Bezugszeichen 18 und 24 beziehen sich auf Subtraktionseinrichtungen, Bezugszeichen 19 und 22 beziehen sich auf Additionseinrichtungen und Bezugszeichen 23 bezieht sich auf eine primäre Verzögerungsschaltung. In dem Blockdiagramm aus Fig. 2 wird ein Sekundärverbindungsmagnetfluß &sub2; durch die folgende Gleichung betrieben:
• vorausgesetzt, daß p ein Differentialoperator ist.
• In einem stationären Zustand ist der Betriebsfehler in der vorangehenden Gleichung durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt, vorausgesetzt, daß p = jω&sub1;.
• und falls
• e&sub2;=v&sub1;-R&sub1;i&sub1;-jω&sub1;li&sub1;, ΔR&sub1;=R&sub1;-R&sub1;*
• und
• Δl=l-l*
• dann
• vorausgesetzt daß R&sub1;: Aktueller Wert des primären Widerstands
• R&sub1;*: Gesetzter Wert des primären Widerstands
• l : Aktueller Wert der Streuinduktanz
• I*: Gesetzter Wert der Streuinduktanz
• Tc: Primäre Verzögerungskonstante
• Φ&sub2;*: Magnetflußbefehl (Vektorgröße)
• Φ&sub2; : Aktueller sekundärer Verbindungsmagnetfluß (Vektorgröße)
• &sub2;: Sekundärverbindungsmagnetflußbetriebswert (Vektorgröße)
• v&sub1;: Primäre Spannung (Vektorgröße)
• e&sub2;: Intern induzierte Spannung (Vektorgröße)
• ω&sub1;: Winkelfrequenz (=2πf&sub1;)
• f&sub1;: Primärfrequenz
• j: Symbol der Imaginäreinheit
• D.h., daß die Gleichung (2) einen ersten Therm aufweist, der den aktuellen Wert des sekundären Magnetflusses zeigt, einen zweiten Therm aufweist, der den Unterschied zwischen dem Steuerwert und dem aktuellen Wert des sekundären Magnetflusses zeigt, einen dritten Therm aufweist, der den Fehler zeigt, der aus dem Fehler des gesetzten Wertes des primären Widerstandes hervorgeht, und einen vierten Therm aufweist, welcher aus dem Fehler des gesetzten Wertes der Streuinduktanz hervorgeht.
• In Fig. 3 ist ein Vektordiagramm des sekundären Magnetflusses gezeigt, der durch die Gleichung (2) betrieben wird. In einem Zwangszustand des Motors, wenn die Vektorsteuerbedingungen berücksichtigt werden, beinhaltet der primäre Strom in der Gleichung (2) einen Erregungsstrom und einen Drehmomentstrom, welche durch die folgende Gleichung (4) ausgedrückt werden können, und die Beziehung zwischen den zwei Strömen kann durch die folgende Gleichung (5) ausgedrückt werden:
• vorausgesetzt daß: ω&sub1;: Primäre Winkelfrequenz
• im: Anregungsstrom (Vektorgröße)
• T&sub2;: Konstante der Sekundärschaltung des Motors
• Im: Anregungsstrom (Amplitude)
• It: Drehmomentstrom (Amplitude)
• In einem Vektorsteuerzustand wird darüberhinaus der zweite Therm der Gleichung (2) null, so daß wenn Gleichung (4) in Gleichung (2) eingesetzt wird, die folgende Gleichung (6) gefunden wird:
• In der Gleichung (6), falls man &sub2; (gleiche Phase als Φ&sub2;) als &sub2;(re) angesetzt, die orthogonale Komponente als &sub2;(im), und die Phasendifferenz zwischen Φ&sub2; und &sub2; gleich δ setzt, dann können sie durch die folgenden Gleichungen (7), (8) und (9) ausgedrückt werden:
• In der Annahme, daß die Zeitkonstante der primären Verzögerungsschaltung gleich der der sekundären Schaltung des Motors ist (d.h. Tc = T&sub2;) können die Gleichungen (8) und (9) umgeformt werden zu (10) und (11) ausgehend von ω&sub1;T&sub2; = ω&sub1;Tc = It/Im.
• Als Resultat ergibt sich, daß der Therm &sub2;(im) der Gleichung (9) keine Komponente bezüglich des primären Widerstandsfehlers beinhaltet und daher keine Phasendifferenz auftritt, die sich aus dem Primärwiderstandsfehler ergibt. Wenn man den Drehmomentstrom weiter durch den Gebrauch des sekundären Magnetflußbe- Drehmomentstrom weiter durch den Gebrauch des sekundären Magnetflußbetriebswertes betreibt bzw. berechnet, der durch die Gleichungen (10) und (11) erhalten wird, kann die folgende Gleichung (14) von den folgenden Gleichungen (12) und (13) hergeleitet werden:
• wobei
• wobei
• Δl (M+TcΔR&sub1;)
• It: Aktueller Wert des Drehmomentstromes
• t: Betriebswert des Drehmomentstromes
• und dem entsprechend kann man aus Gleichung (14) ersehen, daß sich der Betriebswert des Drehmomentstroms seinem wirklichen Wert nähert.
• Die vorliegende Erfindung wird jetzt konkret in Bezug auf eine Ausführungsform, die in den Zeichnungen dargestellt ist, beschrieben.
• Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, welches ein Beispiel zeigt, wie das Magnetflußbetriebsverfahren durchgeführt wird, wobei das Bezugszeichen 11 sich auf eine Stromquelle bezieht, Bezugszeichen 12 sich auf einen Inverter bezieht, Bezugszeichen 13 sich auf einen Induktionsmotor bezieht, Bezugszeichen 14 sich auf eine Stromnachweiseinrichtung bezieht und Bezugszeichen 15 sich auf eine Spannungsnachweiseinrichtung bezieht.
• In Fig. 1 arbeitet ein Vektorberechnungsteil 2 mit den folgenden Gleichungen (15) und (16) gemäß einem Anregungsstromsteuerwert Im*, der sich errechnet durch die Multiplikation eines gesetzten Magnetflußsteuerwertes Φ&sub2;* mit einer 1/M-Konstante 1, und gemäß einem Drehmomentstromsteuerwert It* und einem primären Stromsteuerwert I&sub1;* und eine Phase γ* ausgibt.
• I&sub1;*= Im*²+It*² (15)
• γ* = tan&supmin;¹(It*/Im*) (16)
• Eine Multiplikationseinrichtung 9 multipliziert eine Phase Θ&sub1;* von der primären Stromsteuerung, die ausgegeben wird durch eine Multiplikationseinrichtung 8, mit einem primären Stromsteuerwert I&sub1; und gibt einen primären Stromsteuervektor i&sub1;* aus.
• Eine Stromsteuereinrichtung 10 steuert den Inverter 12 gemäß der Differenz zwischen einem primären Stromsteuervektor i&sub1;* und einem primären Strom i&sub1;, welcher durch die Stromnachweiseinrichtung 14 erfaßt wird, und liefert dem Motor einen Strom in Übereinstimmung mit dem primären Stromsteuervektor.
• Eine Frequenzsteuereinrichtung 5 gibt eine Frequenz ωn aus gemäß der Differenz zwischen dem Drehmomentstromsteuerwert It* und einem Drehmomentstrombetriebswert It.
• Eine Integrationseinrichtung 7 integriert die Summe aus einer Frequenz ωn und einem Frequenzsteuerwert ωs*, welcher von einer Summationseinrichtung 6 ausgegeben wird, d.h. eine Magnetflußfrequenz ω&sub1;*, und gibt eine Magnetflußsteuerphase ΘΦ* aus.
• Summationseinrichtungen 18 und 19 führen die folgende Gleichung (17) auf der Basis von einer Motoranschlußspannung v&sub1; aus, welche durch die Spannungsnachweiseinrichtung 15 erfaßt wird, und geben eine induzierte Spannung ê&sub0; aus.
• Eine primäre Verzögerungsschaltung 23 führt die folgende Gleichung (18) von einem Magnetflußsteuervektor Φ&sub2;*, welcher von einer Multiplikationseinrichtung 21 ausgegeben wird, und von der induzierten Spannung ê&sub0; aus, und gibt einen magnetischen Fluß &sub0; aus.
• Der berechnete Wert von &sub0; wird durch eine Deduktionsseinrichtung 24 von einer Streureaktanzabnahmekomponente befreit, welche einen Sekundärmagnetfluß &sub2; ausgibt.
• Der Drehmomentstrom t wird dann durch die Ausführung der Gleichung (14) erhalten, mit einer Vektorintegrationseinrichtung 25, einer Amplitudenberechnungseinrichtung 26 und einem Divisionselement 27 auf der Basis eines sekundären Magnetflusses 2 und des primären Stromes i&sub1;.
• Es ist daher in der obigen Weise möglich, den Drehmomentstrombetriebswert t durch den wahren Wert zu approximieren.
• Es ist mit der vorliegenden Erfindung möglich, wie oben beschrieben, den Phasenfehler bezüglich des wahren sekundären Magnetflusses zu minimieren, welcher in dem sekundären Magnetflußwert beinhaltet ist, und zwar in solch einer Weise, daß die interne induzierte Spannung, die durch Subtraktion der primären Widerstandsabnahmekomponente und der Streureaktanzabnahmekomponente von der Motoranschlußspannung erhalten wird, und die Magnetflußsteuerung sind zusammengefaßt um einen Ausgang bereitzustellen, durch den der sekundäre Magnetfluß durch die primäre Verzögerungsschaltung betrieben wird, und zwar mit einer Zeitkonstante, die der der sekundären Schaltung des Motors gleich ist.
• Man kann somit einen genauen Drehmomentstrom betreiben, auf der Basis eines sekundären Magnetbetriebswertes und eines primären Stromes ohne Rücksichtnahme auf die Fehler des primären Widerstandes und der Streureaktanz.
• Darüberhinaus durch Benutzen des oben genannten Drehmomentstrombetriebswertes, kann eine Vektorsteuervorrichtung mit einer vorteilhaften Vektorsteuereigenschaft konstruiert werden, welche einen breiten Geschwindigkeitsbereich überdeckt.
• Die vorliegende Erfindung kann in solchen Gebieten benutzt werden wie eine Spannungssteuerung für typischerweise Papier, Film, Metallstreifen oder Fasern und wie eine konstante Ausgangsleistungssteuerung, wo eine vorteilhafte Drehmomentsteuereigenschaft über einen breiten Geschwindigkeitsbereich notwendig ist.

Claims (2)

1. Induktionsmotor-Magnetflußsteuerungsvorrichtung zur Steuerung eines Induktionsmotors (13), welcher eine sekundäre Schaltungszeitkonstante (Tc) aufweist mit:

einer Stromnachweiseinrichtung (14), und einer Spannungsnachweiseinrichtung (15), um den einfließenden Strom (i&sub1;) bzw. die an einem Induktionsmotor (13) angelegte Spannung (V&sub1;) nachzuweisen;

einer ersten Konstanteneinrichtung (16), die angeschlossen ist, um den erfaßten Stromwert (i&sub1;) der Stromnachweiseinrichtung mit einem Primärwiderstandswert (R&sub1;*) zu multiplizieren;

einer zweiten Konstanteneinrichtung (17), die angeschlossen ist, um den erfaßten Stromwert (i&sub1;) der Stromnachweiseinrichtung mit einem Streureaktanzwert (I*) zu multiplizieren;

einer ersten Subtraktionseinrichtung (18), die angeschlossen ist, um den Ausgangswert der ersten Konstanteneinrichtung (16) von dem erfaßten Spannungswert von der Spannungsnachweiseinrichtung (15) zu subtrahieren;

gekennzeichnet durch

eine dritte Konstanteneinrichtung (20), die angeschlossen ist, um den Ausgangswert der ersten Subtraktionseinrichtung (18) mit der sekundären Schaltungszeitkonstante (Tc) des Induktionsmotors (13) zu multiplizieren;

eine erste Additionseinrichtung (19), die angeschlossen ist, um den Ausgangswert der zweiten Konstanteneinrichtung (17) mit dem Ausgangswert der dritten Konstanteneinrichtung (20) zu addieren, um einen Induktionsspannungswert zu erhalten;

eine zweite Additionseinrichtung (22), die angeschlossen ist, um einen Magnetflußsteuerwert (Φ&sub2;*) zu dem Ausgangswert der ersten Additionseinrichtung (19) zu addieren;

eine primäre Verzögerungsschaltung (23), die angeschlossen ist, um den Ausgangswert der zweiten Additionseinrichtung (22) als einen Eingang zu erhalten und einen Magnetflußwert auszugeben, wobei die primäre Verzögerungsschaltung eine primäre Verzögerungszeitkonstante (Tc) aufweist; und

eine zweite Subtraktionseinrichtung (24), die angeschlossen ist, um den Ausgabewert der zweiten Konstanteneinrichtung (17) von dem Ausgabewert der primären Verzögerungsschaltung (23) zu subtrahieren, um dadurch einen sekundären Magnetflußwert (Φ&sub2;) zu bekommen.

2. Induktionsmotor-Magnetflußsteuerungsvorrichtung gemäß Anspruch 1, welche eine Vektorsteuerungseinrichtung (2) aufweist, um einen Drehmomentkomponentenstrom zu erzeugen als eine Funktion von dem durch die Sleuervorrichtung erzeugten Sekundärmagnetfluß (Q2), und wobei die Vektorsteuereinrichtung (2) auf den Drehmomentkomponentenstrom, eine Magnetflußsteuerung und eine Drehmomentstromsteuerung anspricht.