DE3023135A1

DE3023135A1 - Elektrische steuervorrichtung fuer induktionsmotoren

Info

Publication number: DE3023135A1
Application number: DE19803023135
Authority: DE
Inventors: Yuzuru Kubota; Hiroshi Nagase; Toshiaki Okuyama; Katsunori Suzuki
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-06-20
Filing date: 1980-06-20
Publication date: 1981-01-08
Also published as: DE3023135C2; US4330741A

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft eine elektrische Steuervorrichtung für Induktionsmotoren, beispielsweise Käfigläufer-Induktionsmotoren .

In jüngerer Zeit ist eine elektrische Steuervorrichtung für Induktionsmotoren entwickelt worden und zur Anwendung gelangt, bei der es sich um eine sogenannte feldorientierte Steuervorrichtung handelt, bei der ein Erregerstrom und ein Sekundärstrom unabhängig voneinander gesteuert werden, um die Amplitude, die Frequenz und den Phasenwinkel eines Primärstromes zu steuern, so daß das Drehmoment eingestellt wird. Bei einer derartigen Steuervorrichtung können der Erregerstrom des Induktionsmotors und der sekundäre Strom, die in direkter Relation zur Geschwindigkeitssteuerung des Induktionsmotors stehen, unabhängig voneinander gesteuert werden, und somit kann das Geschwindigkeits-Ansprechverhalten des Induktionsmotors in einem Maße verbessert werden, daß es mit dem eines Gleichstrommotors vergleichbar ist.

Als Beispiel für eine feldorientierte Steuervorrichtung dieser Art läßt sich etwa eine Steuervorrichtung angeben.

die in Figur 6 im Anhang zur Veröffentlichung "Speed

Control of Induction Motor" auf dem Symposium

des Nationalen Treffens der Japanese Electric Association im April 1979 bekannt wurde.

Bei dieser bekannten feldorientierten Steuervorrichtung tritt immer noch das folgende Problem auf. Der Widerstandswert eines sekundären Widerstandes eines Käfigläufer-Induktionsmotors wird in erheblicher Weise von solchen Faktoren, wie Belastung und Umgebungstemperaturen beeinflußt. Wenn der Widerstandswert des sekundären Widerstandes sich erheblich ändert, wie es nachstehend beschrieben ist, so wird die Gleitfrquenz oder Schlupffrequenz des Induktionsmotors nicht auf einen korrekten Wert proportional zum sekundären Strom

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gesteuert, der durch die Vektorsteuervorrichtung vorgegeben ist, mit dem Ergebnis, daß Schwierigkeiten, wie Änderungen der Spannung und des Drehmomentes im Induktionsmotor auftreten.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Steuervorrichtung für Induktionsmotoren anzugeben, die auch dann, wenn sich der sekundäre Widerstand des Induktionsmotors ändert, dafür sorgt, daß eine Änderung der Primärspannung und des Drehmoments des Induktionsmotors verhindert wird.

Mit der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung wird in vorteilhafter Weise erreicht, daß der Induktionsmotor von niedrigen Geschwindigkeiten aus sehr stabil betrieben werden kann, wobei gleichzeitig Änderungseinflüsse des sekundären Widerstandes ausgeräumt werden.

Wie nachstehend näher erläutert, hat sich herausgestellt, daß der Erregerstrom des Induktionsmotors sich in Abhängigkeit von Änderungen des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors ändert, was zu Änderungen hinsichtlich der Primärspannung und des Drehmoments des Induktionsmotors führt, wobei sich die daraus entstehenden Schwierigkeiten mit der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung überwinden lassen.

Die erfindungsgemäße Steuervorrichtung ist so ausgelegt, daß das Ausmaß der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors aus Abweichungswerten von Ausgangssignalen einer Primärspannungs-Einstelleinrichtung und einer Primärspannungs-Abtasteinrichtung abgetastet werden und die Gleitoder Schlupffrequenz gemäß den Abweichungswerten korrigiert wird. Mit der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung für Induktionsmotoren ändern sich die Primärspannung und das Drehmoment des Induktionsmotors überhaupt nicht, wenn Änderungen des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors auftreten. Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnung zeigt in Figur 1 ein Ersatzschaltbild eines Käfigläufer-Induktionsmotors ;

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Figur 3

Figur 2 eine schematische Darstellung zur Erläuterung des Prinzips einer feldorientierten Steuervorrichtung, bei der die erfindungsgemäße Steuervorrichtung Anwendung findet;

ein schematisches Schaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung, die Einrichtungen aufweist, um die durch die Änderung des sekundären Widerstandes des Indüktionsmotors hervorgerufene Änderung der Schlupffrequenz zu korrigieren.

Figur 4 ein Schaltbild einer modifizierten Ausführungsform der Steuervorrichtung nach Figur 3, bei der eine Relation von (i)S«6)r zwischen der Schlupf frequenz ms des Induktionsmotors und der elektrischen Rotations— frequenz cor ausgebildet wird;

Figur 5 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung, die eine Einrichtung zur Korrektur der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors aufweist; Figur 6 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung, bei der der Induktionsmotor von niedrigen Geschwindigkeiten aus ohne Beeinflussungen durch Änderungen des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors stabil betrieben werden kann;

Figur 7 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung, bei der eine -F-lxißschwächungssteuerung ohne Beeinflussung durch Änderungen des sekundären Widerstandes des Indüktionsmotors vorgenommen werden kann;

Figur 8 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer Stromsteuerung für die Schaltungsanordnung gemäß Figur 7; und in

Figur 9 ein Schaltbild zur Erläuterung einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung zur Anwendung bei einem Zyklokonverter.

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In Figur 3 ist die neuartige elektrische Steuervorrichtung für einen Induktionsmotor 15 dargestellt und weist eine Erregerstromsteuereinrichtung 100 zur Steuerung eines Erregerstromes Im des Induktionsmotors 15, eine Sekundär-Stromeinrichtung 200 zur Steuerung eines Sekundärstromes 12 des Induktionsmotors, Impulsgeneratorschaltungen 310 und 320 zur Steuerung der Amplitude, der Frequenz W1 und des Phasenwinkels Θ eines Primärstromes 11 des Induktionsmotors 15 sowie einen Frequenzwandler 400 zur Steuerung von der am Induktionsmotor 15 anliegenden Primärspannung und Frequenz gemäß ImpulsSignalen von den Impulsgeneratorschaltungen auf.

Die Erregerstromsteuereinrichtung 100 weist eine mit FLUX COM bezeichnete Stromsteuerung 19 auf, um Befehle des sekundären Stromes zu geben, sowie einen Erregerstromrechner 20 auf, um die Amplitude des Erregerstromes Im des Induktionsmotors 15 aus einem Ausgangssignal Φ der Stromsteuerung 19 zu berechnen.

Die Sekundärstromsteuereinrichtung 200 weist eine Geschwindigkeitssteuerung 17 und einen Geschwindigkeitsregler 18 auf, der gemäß der Abweichung zwischen einem Ausgangssignal Wr der Geschwindigkeitssteuerung 17 und einem Ausgangssignal Wr eines Pilotgenerators 16 betrieben wird.

Die Impulsganeratorschaltungen umfassen eine Impulsgeneratorschaltung 310 zur Steuerung eines Wandlers 12 des Frequenzwandlers 400 und eine weitere Impulsgeneratorschaltung 320 zur Steuerung eines Inverters 14 des Frequenzwandlers 400.

Der Frequenzwandler 400 umfaßt den Wandler 12, den Inverter 14 sowie eine Gleichspannungs-Drossel 13^ um ein Pulsieren bei einem in der Hauptschaltung fließenden Gleichstrom zu verhindern.

Die Impulsgeneratorschaltung 310 weist einen Primärstromrechner 21 zur Berechnung des dem Induktionsmotor 15 zuzuführenden Primärstromes 11 auf der Basis,des Ausgangssignals Im des Erregerstromrechners 20 und einen Stromregler

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23 auf, der gemäß einem Signal der Abweichung (11 - 11) zwischen dem Ausgangssignal 11 des Primärstromrechners 21 und dem Ausgangssignal 11 eines Stromwandlers 90 zur Abtastung des in der Hauptschaltung des Frequenzwandler 400 fließenden Gleichstromes betrieben wird. Ferner ist ein Tastimpulsgenerator 24 vorgesehen, um ein Phasentriggersignal f(kd.ed), das einem Ausgangssignal kd.ed des Strom— reglers 23 entspricht, einem Thyristor des Wandlers 12 zuzuführen. Dabei bezeichnet kd eine Konstante und ed eine Gleichspannung des Wandlers 12. Wie nachstehend näher beschrieben, ist diese Impulsgeneratorschaltung 310 so angeordnet, daß sie das Ausgangssignal zur Steuerung der Amplitude des Primärstromes 11 des Induktionsmotors 15 in einen Impuls umwandelt und ein entsprechendes Impulssignal abgibt.

Die Impulsgeneratorschaltung 320 weist eine Steuerung 321, um das Ausgangssignal zur Steuerung der Frequenz ω1 und des Phasenwinkels Θ des Induktionsmotors 15 in einen Impuls umzuwandeln und ein Impulssignal abzugeben, einen Primärspannungs-Einstellbereich 322 zum Einstellen der Primärspannung des Induktionsmotors 15, einen Primärspannungs-Abtastbereich 323 zum Abtasten der Primärspannung des Induktionsmotors 15, einen Schlupffrequenzänderungs(ΔωΞ)-Steuerbereich 324 mit einem Spannungsregler 34 zur Bestimmung der Abweichung zwischen der Ausgangsspannung el des Primärspannungs-Einstellbereiches 322 und der Ausgangsspannung (el + Ae) des Primärspannungs-Abtastbereiches 323 und Ausgabe der Änderung Atus der Schlupf frequenz des Induktionsmotors 15 auf der Basis des Abweichungswertes Ae, sowie einen Korrektur-Steuerbereich 325 zur Korrektur der Frequenz ω1, einem der Objekte der Steuerung durch die Steuerung 321, gemäß dem Ausgangssignal ΔωΞ des Schlupffrequenzänderungs-(ΔωΞ)-SteuerbereicheΞ 324 auf.

Wie nachstehend näher erläutert, weiΞt die Steuerung 321 einen Addierer 26 zum Addieren des Ausgangssignals (tos +

des Korrektur-Steuerbereiches 325 zum Ausgangssignal dir des Pilotgenerators 16, einen variablen Frequenzoszillator

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27 zur Erzeugung eines Sinuswellensignals einer Frequenz proportional zum Ausgangssignal (ω1 + Aus) des Addierers 26, einen Phasenrechner 28 zur Berechnung des Phasenwinkels Θ des Primärstromes des Induktionsmotors 15 aus dem Ausgangssignal Im der Erregerstromsteuereinrichtung 100 und dem Ausgangssignal 12 der Sekundärstromsteuereinrichtung 200, einen Phasenschieber 29 zur Verschiebung der Phase des ' Sinuswellen-Ausgangssignals Po des variablen Frequenzoszillators 27 gemäß dem Ausgangssignal des Phasenrechners 28 und einen Tastimpulsgenerator 30 variabler Frequenz auf, um dem Thyristor des Inverters 14 gemäß dem Ausgangssignal P1 des Phasenschiebers 29 nacheinander Triggersignale f(P1) zuzuführen.

Der Primärspannungs-Einstellbereich 322 weist einen Multiplizierer auf, um das Ausgangssignal Φ der Stromsteuerung 19 mit dem Ausgangssignal (ω1 + Äios) des Addierers 26 zu multiplizieren.

Der Primärspannungs-Abtastbereich 323 enthält einen Potentialwandler 32, um die Hauptschaltung des Frequenzwandlers 400 und die erfindungsgemäße Steuervorrichtung voneinander zu trennen, um ein Wechselspannungssignal abzugreifen. Ferner ist eine Primärimpedanz-Kompensationsschaltung vorgesehen, die an einen Stromwandler 91 in der Hauptschaltung des Frequenzwandlers 400 angeschlossen ist, um dia Prinärimpedanz-Kompensationsschaltung anzuschließen, die Widerstände R3 und R3', einen Kondensator C3 und einen Verstärker 80, einen Subtrahierer 92 zum Subtrahieren des Ausgangssignals der Primärimpedanz-Kompensationsschaltung vom Ausgangssignal des Potentialwandlers 32 und einen Spannungsdetektor 33 aufweist, um das Ausgangssignal des Subtrahierers 92 gleichzurichten und die Amplitude der Wechselspannung abzutasten.

Der Schlupffrequenzänderungs-Steuerbereich 324 für die Schlupffrequenzänderung Δωε weist einen Subtrahierer 93, um das Ausgangssignal el des Multiplizierers 31 vom Ausgangssignal (el + Ae) des Spannungsdetektors 33 zu subtrahieren, sowie einen Spannungsregler 34 auf.

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-Vi-

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Der Korrektur-Steuerbereich 325 enthält einen Schlupffrequenz rechner 25 zum Berechnen der Schlupffrequenz us des Induktionsmotors 15 auf der Basis des Ausgangssignal 12 des Geschwindigkeitsreglers 18 sowie einen Addierer 35, um das Ausgangssignal ΔωΞ des Spannungsreglers 34 zu addieren.

Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäß Figur 3 soll nachstehend näher erläutert werden.

Nimmt man an, daß die Erregerinduktivität durch M gegeben ist, so liefert der Erregerstromrechner 20 ein Ausgangssignal Im = Φ /M. Nimmt man an, daß die Verstärkung des Geschv/indigkeitsreglers 18 durch Gr gegeben ist, so liefert der Geschwindigkeitsregler 18 ein Ausgangssignal 12" = Gr (ω/ - air) .

Die folgende Relation besteht zwischen dem Primärstromwert 11 , dem Sekundärstromwert 12 und dem Erregerstromwert Im des Induktionsmotors 15:

H⁺= / (I2⁺)² + (Im⁺)² (1).

Der Primärstromrechner 21 führt eine Berechnung gemäß dieser Gleichung (1) aus und liefert das Primärstrom-Steuersgnal 11 .

Nimmt man an, daß die Verstärkung des Stromreglers 23 durch Gc gegeben ist, so liefert der Scromregler 2 3 ein Ausgangssignal kd.ed = Gc(H - 11).

Der Tastimpulsgenerator 24 vergleicht.das Ausgangssignal es der Versorgungsquelle 11 mit dem Ausgangssignal kd.ed des Stromreglers 23 und liefert ein Triggersignal f(kd.ed) für den Thyristor des Wandlers 12, so daß die Ausgangsspannung des Wandlers 12 gesteuert wird, und es wird ein Gleichstrom proportional zum Primärstromwert 11 durch die Glättung der Gleichspannungs-Drossel 13 erhalten.

Die Primärfrequenz ω1 des Induktionsmotors 15 ist in folgender Weise gegeben.

Es besteht die folgende Relation zwischen der Schlupffrequenz ws und dem Sekundärstrom 12 des Induktionsmotors 15:

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' ^³' 3023131

,,,,-. _ XrOOTO — I _ \ KZlZ (Τ\

UjS — JvKZ_LZ — ( ~ ξ Γ"/ ^: K <-· J t

M + L- Φ

wobei R2 = sekundärer Widerstand,
k = Konstante

M = Erregerinduktivität des Induktionsmotors 15 L9' - sekundäre Streuinduktivität des Induktionsmotors

15 und

Φ = sekundärer Streufluß des Induktionsmotors 15. Dementsprechend nimmt der Schlupffrequenzrechner 25 die folgende Berechnung vor und erzeugt die Schlupffrequenzgröße ois :

- KI2⁺ (3),

wobei K proportional zu R2 ist.

Der Schlupffrequenzrechner 25 gibt nämlich die Schlupffrequenzgröße tos als ein Signal proportional zum vorgegebenen sekundären Strom 12 aus.

Der Einfachheit halber soll die Wirkungsweise der Schaltung gemäß Figur 3 nun beschrieben werden, ohne auf den Primärspannungs-Einstellbereich 322, den Primärspannungs-Abtastbereich 323 sowie den Schlupffrequenzänderungs-Steuerbereich 324 Bezug zu nehmen, welche wesentliche Teile der erfindungsgemäßen Vorrichtung bilden.

Es besteht die folgende Relation zwischen der Primärfrequenz W1, der elektrischen Rotationsfrequenz ur und der Schlupffrequenz us des Induktionsmohors 15:

W1 = dir + ms (4) .

Der Addierer 26 nimmt die Berechnung gemäß der Gleichung (4) vor und erzeugt ein Primärfrequenz-Befehlssignal ω1. Das Ausgangssignal Po des variablen Frequenzoszillators 27 ist ein Sinuswellensignal mit einer Frequenz proportional zum Primärfrequenz-Befehlssignal ω1. Das Signal Po von einer Phase dieses Sinuswellensignals läßt sich folgendermaßen ausdrücken:

Po = P-SiN (co1⁺t) (5) ,

wobei P eine Konstante ist.

Der Phasenrechner 28 nimmt eine Berechnung'gemäß der folgenden Gleichung (6) vor, und liefert den Phasenwinkel Θ

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-H-

der vom sekundären Strom 12 und dem Erregerstrom Im abhängt:

Q⁺ = tan ^λ {~L·) (6).

Inr

Der Phasenschieber 29 nimmt eine Verschiebung der Phase des Ausgangssignals Po gemäß Gleichung (5) um den Phasenwinkel Θ vor und liefert ein Ausgangssignal P1, das sich durch die nachstehende Gleichung (7) beschreiben läßt, um die Primärfrequenz vorzugeben:

P1 = P Sin(W1⁺t + Q⁺) (7).

Der Tastimpulsgenerator 30 variabler Frequenz triggert den Thyristor des Inverters 14 mit dem Ausgangssignal f(P1) proportional zu P1, so daß die Ausgangsfrequenz des Inverters 14 in der durch die Gleichung (7) beschriebenen Weise gesteuert wird.

Wenn die Amplitude und die Frequenz des Primärstromes in der oben beschriebenen Weise gesteuert werden, können der Sekundärstrom 12 und der Erregerstrom Im des Induktionsmotors 15 vektoriell unabhängig gesteuert werden. Dementsprechend wird der Sekundärstrom 12 in Abhängigkeit vom gewünschten Drehmoment gesteuert, und der Erregerstrom Im wird in Abhängigkeit vom vorgegebenen Fluß gesteuert, mit dem Ergebnis, daß die Rotationsgeschwindigkeit des Induktionsmotors 15 exakt auf die vorgegebene Geschwindigkeit eingestellt werden kann.

Bei dem oben beschriebenen Steuerverfahren tritt jedoch das nachstehend beschriebene Problem auf, da Änderungen des sekundären Widerstandes nicht berücksichtigt sind. Der Widerstandswert des sekundären Widerstandes ändert sich erheblich in "Abhängigkeit von solchen Faktoren, wie Belastung und Umgebungstemperatur, wobei das Ausmaß der Änderung 40 bis 50 % ausmachen kann. Wie sich aus der Gleichung (2) entnehmen läßt, ist die Schlupffrequenz as proportional zum Wert des sekundären Widerstandes R2.

Wenn dementsprechend der Wert des sekundären Widerstandes R2 sich ändert, ist es erforderlich, die Proportionskonstante K in Gleichung (3) zu ändern, um das Schlupffrequenz-Steuer-

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signal ms zu ändern. Da beim oben beschriebenen Steuerverfahren Änderungen des sekundären Widerstandes R2 nicht berücksichtigt sind, kann das Schlupffrequenz-Steuersignal (os^T nicht auf einen korrekten Wert proportional zum Sekundärstrom-Steuersignal 12 gesteuert werden. Dementsprechend tritt bei einem derartigen Steuerverfahren ein Problem hinsichtlich Änderungen der Spannung oder des Drehmomentes

, beim Induktionsmotor 15 auf.

Der Grund hierfür soll nachstehend unter Bezugnahme auf Figur 1 und 2 näher erläutert werden.

Wenn die primären und sekundären StreuLnduktivitäten aus Gründen der Vereinfachung vernachlässigt werden, so kann das Ersatzschaltbild des Induktionsmotors 15 gemäß Figur 1 genommen werden. In Figur 1 bezeichnen Lm die Erregerinduktivität, R2 den sekundären Widerstand, s den Schlupf,

und 11, 12 und Im den Primärstrom, den Sekundärstrom bzw. den Erregerstrom. Der Zusammenhang zwischen 11, 12, und Im kann vektoriell gemäß Figur 2 dargestellt werden.

Wie aus Figur 1 ersichtlich, ist die Amplitude des Primärstromes 11 durch das Ausgangssignal 11 des Primärstromrechners 21 bestimmt, und der Phasenwinkel Θ ist im Normalzustand durch das Ausgangssignal des Phasenrechners 28 gegeben.

Dar erhaltene Vektor von 11, wenn der tatsächliche sekundäre Widerstand R2 gleich dem vorgegebenen sekundären Widerstand R2 ist, läßt sich als OA ausdrücken.

Wenn der tatsächliche sekundäre Widerstand R2 sich ändert, ist die Amplitude des Primärstromes 11 gleich OA gemäß Figur 2, wenn Im und 12 konstant sind.

Wenn der sekundäre Widerstand R2 in obigem Falle zunimmt, so nimmt, wie sich aus dem Ersatzschaltbild in Figur 1 entnehmen läßt 12 ab, jedoch steigt Im an, und es ändert sich der Vektor 11 und läßt sich in Figur 2 durch OB darstellen. Somit nimmt die an der Erregerinduktivität Lm anliegende Primärspannung gemäß der Konstellation von Figur 2 zu, und das Ausgangsdrehmoment steigt an. Wenn andererseits der tat-

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sächliche sekundäre Widerstand R2 abnimmh, nehmen der Sekundärstrom 12 zu und der Erregerstrom Im ab, und der Vektor des Primärstromes ändert sich und nimmt die Position OC in Figur 2 ein. Somit wird die Primärspannung verringert und das Ausgangsdrehmoment bei der Konstellation gemäß Figur 2 verringert.

In der oben angegebenen Weise ändern sich die Primär¹-spannung und das Ausgangsdrehmoment des Induktionsmotors gemäß der Änderung des sekundären Widerstandes R2. Bei dem oben beschriebenen Steuerverfahren, wo Änderungen des sekundären Widerstandes im Zusammenhang mit Änderungen von 12 nicht berücksichtigt werden, dauert die Änderung der Frequenz des Drehmomentes einige Sekunden, obwohl dieser Wert in gewissem Umfang in Abhängigkeit von der Größe und Kapazität des Induktionsmotors 15 schwankt, mit dem Ergebnis, daß es unmöglich v/ird, das Ansprechverhalten des Induktionsmotors 15 auf einem Wert zu halten, der dem Ansprechverhalten eines Gleichstrommotors äquivalent ist.

Gemäß der Erfindung wird die obige Unzulänglichkeit dadurch beseitigt, daß eine Schaltung zur Kompensation der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors 15 vorgesehen wird, wie es nachstehend näher erläutert ist.

Genauer gesagt ist gemäß der Erfindung als Mittel zur Kompensation der Änderung des sekundären Widerstandes des -Induktionsmotors 15 eine Schaltung oder ein Einstellbereich 322 zum Einstellen der Primärspannung, ein Primärspannungsabtastbereich 323, ein Schlupffrequenzänderungs-Steuerbereich 324 sowie ein Korrektursteuerberexch 325 vorgesehen.

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung wird die Änderung des sekundären Widerstandes R2 in der nachstehenden Weise kompensiert.

Der gesetzte Wert der Primärspannung ist gegeben durch das Produkt der von der Strumsteuerung 19 stammenden Flußgröße Φ und der Summe aus Primärfrequenz cul- und der Schlupffrequenzänderung Δωε, d.h. durch Φ χ (ω1 + Δωε). Der MuIiplizierer 31 nimmt diese Rechnung vor" und liefert als Aus-

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gangssignal den gesetzten Wert el der Primärspannung. Der Spannungsregler 34 greift die Abweichung zwischen den Ausgangssignalen des Spannungsdetektors 33 und des Multiplizierers 31 auf und liefert ein Ausgangssignal zur Korrektur der Führungsgröße von der Geschwindigkeitssteuerung 17, so daß der sekundäre Widerstand R2 korrigiert wird, wenn er sich von dem Wert unterscheidet, der vom Schlupffrequenzrechner 25 gegeben ist. Genauer gesagt, wenn der sekundäre Widerstand R2 zunimmt, nimmt die Primärspannung des Induktionsmotors 15 zu und somit wird das Ausgangssignal des Spannungsdetektors 33 auf den Wert (el + Ae) angehoben. An diesem Punkt hat das Ausgangssignal des Mulitplizierers 31 den Wert el. Der Subtrahierer 9 3 macht die Rechnung (el + Ae) - (el) und liefert als Ausgangssignal Ae. Der Spannungsregler 34 liefert als Ausgangssignal Abs = GvAe, wobei Gv die Verstärkung des Spannungsreglers 34 und ΔωΞ das Ausgangssignal des Spannungsreglers 34 angeben.

Der Addierer 35 addiert das Ausgangssignal cos des Schlupffrequenzrechners 25 zum Ausgangssignal Äws des Spannungsreglers 34 und liefert als Ausgangssignal den Wert (ws + Aü)s) zum Addierer 26. Dementsprechend kann der Addierer 35 die Schlupf frequenz ios gemäß der Änderung des sekundären Widerstandes R2 korrigieren.

Wenn andererseits der sekundäre Widerstand R2 abnimmt, so liefert der Spannungsregler 34 ein Korrektursignal zur Verringerung der Schlupffrequenz. Nimmt man an, daß die Abnahme der Schlupf frequenz sich durch -Aojs ausdrücken läßt, so liefert der Addierer 35 dementsprechend ein Ausgangssignal mit einem Wert von (tos - Aous) für den Addierer 26.

Wenn die Schlupffrequenz cos gemäß der Abweichung zwischen dem vorgegebenen Wert der Primärspannung und dem abgetasteten Wert der Primärspannung in der oben beschriebenen Weise korrigiert wird, läßt sich die Änderung des sekundären Widerstandes ohne weiteres korrigieren, ohne daß ein kompliziertes Korrekturverfahren verwendet ,wird, beispielsweise ein Verfahren, bei dem der sekundäre Widerstand direkt gemessen und seine Änderung kompensiert wird.

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Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren kann die Änderung des Drehmomentes zu Null reduziert werden, und da außerdem das Ausgangsdrehmoment in Abhängigkeit von der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsntotors 15, kompensiert wird, braucht die Kapazität bzw. das Leistungsvermögen vom Frequenzwandler 400 und dem Induktionsmotor 15 nicht erhöht zu werden.

Bei der vorstehenden Erläuterung ist die primäre Streu— impedanz des Induktionsmotors 15 vernachlässigt, und die Primärspannung wird als ein Signal proportional zur induzierten Spannung des Induktionsmotors 15 betrachtet. Wie für den Fachmann ersichtlich, sollte die primäre Streuimpedanz wenn der Spannungsabfall durch die primäre Streuimpedanz groß ist, kompensiert werden.

Die Schaltung zur Kompensation dieses Spannungsabfalls durch die Streuimpedanz weist einen Verstärker 80, Widerstände R3 und R3' sowie einen Kondensator C3 und einen Subtrahierer 92 auf. Nimmt man an, daß der Widerstand der primären Streuimpedanz mit R1 und die Induktivität mit L1 gegeben sind, so sollten zur Kompensation der genannten primären Streuimpedanz die Beziehungen R1 = R¹/R und L1 = R¹C erfüllt sein.

Figur 4 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der Schaltung gemäß Figur 3- Dabei bezeichnen gleiche Bezugszeichen und Symbole wie in Figur 3 gleiche Bauelemente und -Baugruppen wie in Figur 3. Die Schaltung gemäß Figur 4 unterscheidet sich von der Schaltung nach Figur 3 nur in dem Punkt, daß bei der Schaltung gemäß Figur 4 das eine Eingangssignal des Multiplizierers 31 die elektrische Rotationsfre.quenz ur des Pilotgenerators 16 ist, während in der Schaltung gemäß Figur 3 dieses Eingangssignal vom Ausgangssignal (ω1 + Δωε) des Addierers 26 stammt. Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 4 ist wirksam, wenn die Relation ws « dir gegeben ist. Bei dem Schaltbild gemäß Figur 4 ist zwar eine Schaltung zur Kompensation des Spannungsabfalls durch die primäre Streuimpedanz nicht ausgebildet, jedoch kann in.dieser Schaltung nach Figur 4 und den anderen, nachstehend beschriebenen

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Schaltungen die Kompensationsschaltung im Bedarfsfall vorgesehen sein.

Figur 5 zeigt eine Schaltung, die so aufgebaut ist, daß ΔωΞ zur Schlupf frequenz tos hinzuaddiert wird, basierend auf dem Konzept, daß dann, wenn sich der sekundäre Widerstand R2 des Induktionsmotors 15 auf den Wert (R2 + AR2) ändert, sich die Schlupffrequenz auf (ms + Δωε) ändert.

In Figur 5 werden die gleichen Bezugszeichen und Symbole wie in Figur 3 für gleiche Baugruppen verwendet.

Geht man davon aus, daß die Verstärkung des Spannungsreglers als Gv und das Eingangssignal vom Subtrahierer 93 mit Ae ausgedrückt werden, so liefert der Spannungsregler 34 ein Ausgangssignal mit dem Wert AR2 = GvAe, welches proportional zur Änderung des sekundären Widerstandes ist.

Das Bezugszeichen 40 bezeichnet ein Potentiometer 40 zum Einstellen eines Wertes proportional zum sekundären Widerstand R2 des Induktionsmotors 15. Ein Addierer 41 addiert das Ausgangssignal R2 vom Potentiometer 40 zum Ausgangssignal AR2 zum Spannungsregler 34 und liefert ein Ausgangssignal mit dem Wert (R2 + AR2). Geht man davon aus, daß dann, wenn sich der sekundäre Widerstand R2 auf (R2 + AR2) ändert, die Schlupffrequenz ojs sich auf (js + ΔωΞ) ändert, so besteht die nachstehende Relation gemäß Gleichung (8) zwischen (R2 + AR2) und (ins + Aios) :

(us + ΔωΞ) = k(R2 + AR2)I2 (8).

Ein Multiplizierer 42 verwendet die Relation gemäß Gleichung (8), berechnet das Produkt des Ausgangssignals (R2 + AR2) des Addierers 41 mit dem Ausgangssignal 12 des Geschwindigkeitsreglers 18 und liefert ein Ausgangssignal

mit dem Wert (us + Δωε) = k (R2 + AR2)I2⁺. Die anderen Operationen sind die gleichen wie bei der Schaltung gemäß Figur 3. Normalerweise ist das Potentiometer 40 in die erfindungsgemäße Steuervorrichtung eingebaut. Dementsprechend wird dieses Potentiometer 40, im Gegensatz zum sekundären Widerstand des Induktionsmotors 15, nicht direkt durch die Umgebungstemperatur oder dergleichen beeinflußt.

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Figur 6 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der Schaltung gemäß Figur 5, wobei die gleichen Bezugszeichen und Symbole wie in Figur 5 mit gleicher Bedeutung verwendet werden.

Die Schaltung gemäß Figur 6 unterscheidet sich von der nach Figur 5 dadurch, daß ein Geschwindigkeitskomparator 43 und ein Analogschalter 44 in der Schaltung gemäß Figur 6 vorgesehen sind.

Der Geschwindigkeitskomparator 43 ist zur Unterscheidung der Rotationsfrequenz des Induktionsmotors 15 vorgesehen.

Das Eingangssignal des Geschwindigkeitskomparators 43 stammt vom Pilotgenerator 16. Der Analogschalter 44 wird vom Ausgangssignal des Geschwindigkeitskomparators 43 gesteuert und ein- und ausgeschaltet. Dabei handelt es sich beim Analogschalter 44 um ein analoges Gatter, das von den Ausgangssignalen des Geschwindigkeitskomparators 43 ein- und ausgeschaltet wird. Genauer gesagt wird der Analogschalter 44 abgeschaltet, wenn die Rotationsgeschwindigkeit extrem niedrig ist, jedoch wird der Analogschalter 44 eingeschaltet, wenn die Rotationsgeschwindigkeit höher ist als die obige extrem niedrige Geschwindigkeit.

Wenn die Rotationsgeschwindigkeit extrem niedrig ist, wird die Primärfrequenz des Tnduktionsmotors 15 drastisch verringert; somit wird der Potentialvandler 32 gesättigt, und "es wird schwierig, einen korrekten Spannungswert abzutasten. In einem derartigen Bereich extrem niedriger Geschwindigkeit wird der Analogschalter 44 durch das Ausgangssignal des Geschwindigkeitskomparators 43 abgeschaltet und damit das Eingangssignal des Spannungsreglers 34 abgeschaltet. Durch diese Anordnung kann der Einfluß von Fehlern bei der Abtastung der Spannung beseitigt werden. Wenn bei dieser Ausführungsform der Spannungsregler 34 von einem Verstärker mit einem integrierenden Element gebildet wird, so wird auch dann, wenn das Eingangssignal auf Null reduziert wird, das der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors 15 entsprechende Signal zurückbehalten und damit ein Signal vom

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Addierer 41 ausgegeben, das dem festgehaltenen sekundären Widerstand entspricht. Auch wenn die Rotationsgeschwindigkeit extrem niedrig ist, wird dementsprechend die der Änderung des sekundären Widerstandes R2 entsprechende Schlupffrequenz (us + Acos) vom Multiplizierer 42 ausgegeben.

Wenn die Rotationsgeschwindigkeit des Induktionsmotors 15 eine andere als die oben erwähnte, extrem niedrige Geschwindigkeit ist, so arbeitet die Schaltung gemäß Figur in der gleichen Weise wie vorstehend im Zusammenhang mit der Schaltung gemäß Figur 5 erläutert.

Wenn die Schaltung gemäß Figur 6 verwendet wird, so kann äer Betrieb bei vorgegebener Spannung und Drehmoment unabhängig von der Rotationsgeschwindigkeit ablaufen, d.h. in einem Bereich von einer extrem niedrigen Geschwindigkeit zu einer sehr hohen Geschwindigkeit.

Figur 7 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform, bei der eine Steuerung durchgeführt wird, <?ie einer Schwachfeldsteuerung eines Gleichstrommotors entspricht. Dabei werden in Figur 7 die gleichen Bezugszeichen und Symbole wie in Figur 6 zur Bezeichnung entsprechender Baugruppen und Signale verwendet.

Die Schaltung gemäß Figur 7 unterscheidet sich von der nach Figur 6 durch den Aufbau der Flußstromsteuereinrichtung oder Erregers trimmeinrichtung 100 und den Korrekcur-Steuerbereich 325.

Bei der Schaltung gemäß Figur 7 ist eine Flußsteuereinrichtung 50 vorgesehen, um den sekundären Streufluß Φ für den Induktionsmotor 15 gemäß der elektrischen Rotationsfrequenz lor des Induktionsmotors 15 vorzugeben, und verringert den Fluß Φ in umgekehrtem Verhältnis zur elektrischen Rotationsfrequenz ur im Bereich hoher Geschwindigkeit. Dementsprechend speichert die Flußsteuereinrichtung 50 die erforderlichen (tor - Φ )-Kennwerte, um ein konstantes Ausgangssignal als Lastdrehmoment auszugeben, und liefert einen Fluß Φ , der dem Ausgangssignal our des Pilotgenerator 16 entspricht. Eine Flußsteuerung 51 arbeitet gemäß dem Signal

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der Abweichung (Φ - Φ) zwischen dem Ausgangssignal Φ der Flußsteuereinrichtung 50 und dem Ausgangssignal Φ eines Flußrechners 52, und das Ausgangssignal der Flußsteuerung 51 ist ein Signal, um den Erregerstrom Im des Induktionsmotors 15 vorzugegaben. Gibt man die Verstärkung der Fußsteuerung 51 mit Gf an, so ist das Ausgangssignal Im durch die folgende Formel Im = Gf(Φ - Φ) gegeben. Beim Flußrechner 52 handelt es sich um eine Schaltung zur Berechnung des sekundären Streuflusses Φ des Induktxonsmotors 15 aus dem Ausgangssignal der Flußsteuerung 51 gemäß der folgenden Gleichung:

wobei K¹ = Konstante

T = Zeitkonstante proportional zu 1/R2 des Induktionsmotors 15

s = Differentialoperator.

Figur 8 zeigt eine schematische Darstellung eines Beispiels eines spziellen Aufbaus des Flußrechners 52. In Figur 8 bezeichnen die Bezugszeichen 61 und 62 jeweils einen Verstärker, die Bezugszeichen 63 und 64 jeweils einen Multiplizierer und R und C einen Widerstand bzw. einen Kondensator. Der Zusammenhang zwischen den Größen x, y und ζ in Figur 8 läßt sich durch die folgende Gleichung beschrieben:

Wenn die Werte x, y und ζ durch Im in der Gleichung (9), Φ in der Gleichung (9) und den sekundären Widerstand R2 ersetzt werden, so ändert sich die Zeitkonstante CR/z im Betrieb im umgekehrten Verhältnis zu z,- d.h. dem sekundären Widerstand. Wenn dementsprechend die Anordnung gemäß Figur 8 verwendet wird, kann die Operation gemäß Gleichung-(9) erfolgen, wobei die Zeitkonstante T der Änderung des sekundären Widerstandes R2 entspricht. - - -Wenn der Erregerstrom Im berechnet wird, indem man den

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sekundären Streufluß Φ gemäß der Gleichung (9) vom Ausgangssignal Φ der Flußsteuereinrichtung 50 subtrahiert, so kann die Verzögerung des sekundären Streuflusses Φ, der ein Problem bei einer Flußschwächungssteuerung darstellt, vorher kompensiert werden.

Wie sich aus der oben genannten Gleichung (2) entnehmen läßt, ist die Schlußffrequenz us proportional zu Ι2/Φ. Bei der Flußschwächungssteuerung wird der sekundäre Streufluß Φ in der Flußsteuereinrichtung 50 gemäß dem Wert der Schlupffrequenz ur gesteuert. Dementsprechend ist ein Teiler 53 zur Berechnung von Is /Φ zur Korrektur des sekundären Stromes in den Multiplizierer 42 in die Eingangsstufe des Sekundarstromeinganges des Multiplizierers 42 eingebaut.

Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen wird ein Strominverter oder Wechselrichter als Frequenzwandler verwendet. Die erfindungsgemäße Steuerung kann auch bei Systemen verwendet werden, bei denen ein Pulsbreitenmodulations-Inverter oder Zyklokonverter als Frequenzwandler verwendet wird. Figur 9 zeigt eine Ausführungsform, bei der die Steuerung auf einen Zyklokonverter 100 Anwendung findet.

In Figur 9 werden die gleichen Bezugszeichen und Symbole wie in Figur 6 verwendet und haben die gleiche Bedeutung. Die Ausführungsform gemäß Figur 9 unterscheidet sich von der nach Figur 6 im wesentlichen darin, daß bei der Ausführungsform nach Figur 6 die beiden Impulsgeneratorschaltungen 310 und 320 vorgesehen sind, während: bei der Ausführungsform nach Figur 9 die Impulsgeneratorschaltung von einer einzigen Steuereinrichtung 300 gebildet wird. Im übrigen stehen die Bezugszeichen und Symbole im Zusammenhang mit der Impulsgenerator- schaltung nach Figur 9 für gleiche Baugruppen bzw. Funktionen.

In Figur 9 bezeichnen die Bezugszeichen 71, 72 und 73 Integratoren zum Integrieren von Spannungen, die von Transformatoren 321, 322 und 323 abgetastet werden, und berechnen den momentanen Wert des Flusses. Jeder dieser Integratoren 71, und 73 wirkt als*Rauschfilter für das Eingangssignal. Dementsprechend kann ein rauschfreies Signal der Primärspannung

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erhalten werden. Bei dieser Ausführungsform kann außerdem der Schaltkreis zur Kompensation des Spannungsabfalls der Primärimpedanz des Induktionsmotors 15, wie er vorstehend im Zusammenhang mit Figur 3 erläutert worden ist, im Bedarfsfall vorgesehen sein. Ein Subtrahierer 93 liefert ein Ausgangssignal, das durch Subtraktion des Ausgangssignals Φ der Stromsteuerung 19 vom Ausgangssignal (Φ + ΔΦ) des Spannungsdetektors 33 erhalten worden ist.

Wenn die Verstärkung des Spannungsreglers 34 mit Gv ausgedrückt wird, so liefert der Spannungsregler 34 ein Ausgangssignal von AR2 = GvAΦ. Da ΔΦ ein rauschfreies Signal ist, kann vom Spannungsregler 34 ein Signal proportional zur Änderung des sekundären Widerstandes, das nicht durch Rauschen beeinflußt ist, abgenommen werden. Dementsprechend können besonders gute Wirkungen erzielt werden, wenn viele hochfrequente Wellen durch Stromwendung im Thyristor des Konverters in der Primärspannung des Induktionsmotors 15 enthalten sind.

Zusammenfassend wird somit eine elektrische Steuervorrichtung für Induktionsmotoren angegeben, die eine Flußstrom-Steuereinrichtung zur Steuerung des Flußstromes des Motors und eine Sekundärstrom-Steuereinrichtung zur Steuerung des Sekundärstromes des Motors aufweist. Eine Impulsgeneratorschaltung ist vorgesehen, um die Amplitude, die Frequenz und -den Phasenwinkel des Primärstromes des Motors gemäß den Ausgangssignalen der Flußstrom-Steuereinrichtung und der Sekundärstrom-Steuereinrichtüng zu steuern. Die am Motor anliegende Primärspannung und Frequenz werden durch Impulssignale von der Impulsgeneratorschaltung gesteuert. Diese Impulsgeneratorschaltung weist einen Primärspannungs-Einstellbereich zum Einstellen der Primärspannung des Induktionsmotors und einen Primärspannungs-Abtastbereichzum Abtasten der Primärsapnnung des Motors auf. Ein Spannungsregler ist vorgesehen, um ein Signal zu liefern, das der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors gemäß der Abweichung der Spannung zwischen dem Primärspannungs-Abtastbereich und dem

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Primärspannungs-Einstellbereich äquivalent ist. Ein Korrektur-Steuerbereich ist in der Impulsgeneratorschaltung vorgesehen, um eine Steuerfunktion als Korrektur der Frequenz, die ein Steuerobjekt der Impulsgeneratorschaltung ist, gemäß dem Ausgangssignal des Spannungsreglers vorzunehmen.

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Claims

SCHIFF ν. FÜNER STREHL SCHÜBEL-HOPF EBBINGHAUS FINCK

MARIAHILFPLATZ 2 & 3, MÖNCHEN 9O 0 U /L -J I

POSTADRESSE: POSTFACH 95 O1 6O, D-8OOO MÜNCHEN 95

HITACHI, LTD. 20. Juni 19 80

DEA-25 215

Elektrische Steuervorrichtung für Induktionsmotoren

PATENTANSPRÜCHE

1-y Elektrische Steuervorrichtung für Induktionsmotoren, gekennzeichnet durch eine Erregerstromsteuereinrichtung (100) zur Steuerung eines Erregerstromes des Induktionsmotors (15), durch eine Sekundärstromsteuereinrichtung (200) zur Steuerung eines Sekundärstromes des Induktionsmotors (15), durch eine Impulsgeneratorschaltung (300, 310, 320) zur Umwandlung von Ausgangssignalen zur Steuerung der Amplitude, der Frequenz und des Phasenwinkels des Primärstromes des Induktionsmotors (15) in Impulssignale gemäß den AusgangsSignalen der Erregerstromsteuereinrichtung (100) und der Sekundärstromsteuereinrichtung (200), welche entsprechende Impulssignale liefert, durch einen Frequenzwandler (400) zur Steuerung der an den Induktionsmotor (15) anzulegenden Spannung und Frequenz gemäß den ImpulsSignalen'von der Impulsgeneratorschaltung (300, 310, 320), wobei die Impulsgenerator-

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ORIGINAL INSPECTED

schaltung (300, 310, 320) einen Primärspannungs-Einstellbereich (322) zum Einstellen der Primärspannung des Induktionsmotors (15), einen Primärspannungs-Abtastbereich (323) zum Abtasten der Primärspannung des Induktionsmotors (15), einen Spannungsregler (34) zur Ausgabe eines der Änderung des sekundären Widerstandes (R2) des Induktionsmotors (15) äquivalenten Signals gemäß der Abweichung der Spannung zwischen dem Primärspannungs-Abtastbereich (323) und dem Primärspannungs-Einstellbereich (322), und einen Korrektursteuerbereich (325) zur Korrektur des Ausgangssignals zur Steuerung der Frequenz, die eines der Steuerobjekte der Impulsgeneratorschaltung (300, 310, 320) ist, gemäß dem Ausgangssignal des Spannungsreglers (34) aufweist.
2. Steuervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Primärspannungs-Einstellbereich (322) einen Multiplizierer (31) aufweist, um das Ausgangssignal der Erregerstromsteuereinrichtung (100) mit dem Ausgangssignal der Impulsgeneratorschaltung (300, 310, 320) zur Steuerung der zu verknüpfen.
3. Steuervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η zeichnet , daß der Primärspannungs-Steuerbereich (322) einen Multiplizierer (31) aufweist, der das Ausgangssignal der Erregerstromsteuereinrichtung (100) mit einem der elektrisehen Rotationsfrequenz (ar) des Induktionsmotors (15) äquivalenten Ausgangssignal verknüpft.

. 3. 302313§
4. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet , daß der Primärspannungs-Abtastbereich (323) einen Spannungsdetektor (33) aufweist, um ein Ausgangssignal proportional zum Ausgangssignal des Frequenzwandlers (400) zu erhalten.
5. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet , daß der Primärspannungs-Abtastbereich (323) eine an den Ausgang des Frequenzwandlers (400) angeschlossene Kompensationsschaltung (80, 91) zur Kompensation der Primärimpedanz des Induktionsmotors (15) und einen Spannungsdetektor (33) aufweist, um ein multipliziertes Ausgangssignal· aus dem Ausgangssignal· der Kompensationsschaitung und einem Ausgangssignal· proportional· zum Ausgangssignal· des Frequenzwandiers (400) zu erhalten.
6. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet , daß der Primärspannungs-Einstellbereich (322) das Ausgangssignal der Erregerstromsteuereinrichtung (100) als Ausgangssignal des Primärspannungs-Einstellbereiches (322) ausgibt, und daß der Primärspannungs-Abtastbereich (323) einen Integrator (71-73) zum Integrieren eines Ausgangssignals proportional· zum Ausgangssignal· des Frequenzwandlers (400) und einen Spannungsdetektor (33) zum Abtasten der Ampiitude des Ausgangssignais des Integrators (71-73) aufweist.

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7. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet , daß der Spannungsregler (34) eine Schlupf frequenzabweichung (Aoos) äquivalent zur Änderung (Ar) des sekundären Widerstandes (R2) liefert.
8. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis Ί,
dadurch gekennzeichnet , daß der Spannungsregler (34) einen Addierer (41) aufweist, der das Ausgangssignal (AR2) des Spannungsreglers (34) zu einem dem sekundären Widerstand (R2) äquivalenten Signal hinzuaddiert.
9. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8,
dadurch gekennzeichnet , daß der Spannungsregler (34) einen Schalter (44) aufweist, der so angeordnet ist, daß bei einer nicht-linearen Verstärkungscharakteristik des Primärspannungs-Abtastbereiches (323) der Schalter (44) das Ausgangssignal des Spannungsreglers (34) abschaltet und bei einer linearen Verstärkungscharakterisfcik des Primärspannungs-Abtastbereiches (323) der Schalter (44) das Ausgangssignal des Spannungsreglers (34) führt.
10. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
dadurch gekennzeichnet , daß der Korrektursteuerbereich (325) einen Schlupffrequenzrechner (25) zur
Bereichnung der Schlupffrequenz (us) aus dem Ausgangssignal der Sekundärstromsteuereinrichtung (200) und einen Addierer

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(35) aufweist, um das Ausgangssignal des Schlupffrequenzrechners (25) zum Ausgangssignal (Atos) des Spannungsreglers (34) hinzuaddiert, um die Schlupffrequenzabweichung auszugeben.
11. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrektursteuerbereich (325) einen Multiplizierer (42) aufweist, um das Ausgangssignal von der Sekundärstromsteuereinrichtung (200) mit einem Ausgangssignal zu verknüpfen, das der Summe des sekundären Widerstandes (R2) und der Änderung des sekundären Widerstandes (AR) äquivalent ist.
12. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet , daß der Spannungsregler (34) eine Speichereinrichtung aufweist.

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