DE3023135C2

DE3023135C2 - Anordnung zur Steuerung des Drehmomentes eines von einem Umrichter gespeisten Asynchronmotors

Info

Publication number: DE3023135C2
Application number: DE3023135A
Authority: DE
Inventors: Yuzuru Hitachi Ibaraki Kubota; Hiroshi Hitachi Ibaraki Nagase; Toshiaki Ibaraki Okuyama; Katsunori Takahagi Ibaraki Suzuki
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-06-20
Filing date: 1980-06-20
Publication date: 1989-11-23
Also published as: DE3023135A1; US4330741A

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Steuerung des Drehmomentes eines von einem Umrichter mit Strömen variabler Amplitude, frequenz- und belastungsabhängig einstellbaren Phasenwinkel gespeisten Asynchronmotors.

In jüngerer Zeit ist eine elektrische Steuervorrichtung für Induktionsmotoren entwickelt worden und zur Anwendung gelangt, bei der es sich um eine sogenannte feldorientierte Steuervorrichtung handelt, bei der ein Erregerstrom und ein Sekundärstrom unabhängig voneinander gesteuert werden, um die Amplitude, die Frequenz und den Phasenwinkel eines Primärstromes zu steuern, so daß das Drehmoment eingestellt wird. Bei einer derartigen Steuervorrichtung können der Erregerstrom des Induktionsmotors und der sekundäre Strom, die in direkter Relation zur Geschwindigkeitssteuerung des Induktionsmotors stehen, unabhängig voneinander gesteuert werden, und somit kann das Geschwindigkeits-Ansprechverhalten des Induktionsmotors in einem Maße verbessert werden, daß es mit dem eines Gleichstrommotors vergleichbar ist.

Als Beispiel für eine feldorientierte Steuervorrichtung dieser Art läßt sich etwa eine Steuervorrichtung angeben die in F i g. 6 im Anhang zur Veröffentlichung »Speed Control of Induction Motor« auf dem Symposium des Nationalen Treffens der Japanese Electric Association im April 1979 bekannt wurde.

Bei dieser bekannten feldorientierten Steuervorrichtung tritt immer noch das folgende Problem auf. Der Widerstpndswert eines sekundären Widerstandes eines Käfigläufer-Induktionsmotors wird in erheblicher Weise von der Belastung und der Umgebungstemperatur beeinflußt. Wenn der Widerstandswert des sekundären Widerstandes sich erheblich ändert, wie es nachstehend beschrieben ist, so wird die Schlupffrequenz des Induktionsmotors nicht auf einen korrekten Wert proportional zum sekundären Strom gesteuert, der durch die Vektorsteuervorrichtung vorgegeben ist, mit dem Ergebnis, daß Schwierigkeiten, wie Änderungen der Spannung und des Drehmomentes im Induktionsmotorauftreten.

Eine weitere Anordnung dieser Art ist in der US-PS 4158 801 beschrieben. Dort ist eine Anordnung zur Steuerung des Drehmomentes eines von einem Umrichter gespeisten / synchronmotors dargestellt, bei der die Amplitude und die Frequenz sowie auch der Phasenwinkel belastungsabhängig einstellbar sind. Es ist ein Statorstrom-Sollwertbildner und ein SchiupffrequenzWIdner vorgesehen, ferner ein Addierglied, bei dem das Ausgangssignal des Schlupffrequenzbildners mit einem Drehzahlistwertsignal zu einem Frequenzsteuersignal verarbeitet wird. Bei. dieser Anordnung wirkt sich nachteilig aus, daß der sekundäre Widerstand des Läufers infolge von Belastung und Änderungen der Umgebungstemperatur Änderungen unterworfen ist, die nicht kompensiert werden, so daß das Drehmoment

ίο während des Betriebes nicht konstant gehalten wird.

Aus der CH-PS 5 87 589 ist bekannt, daß Temperaturveränderungen im Läuferkreis sich nachteilig auswirken und die optimale Schlupffrequenz verändern. In dieser CH-PS 5 87 589 wird zur Behebung dieses Nachteils vorgeschlagen, einen Funktionsgeber einzusetzen, in dem die Zusammenhänge zwischen einer Temperaturänderung und dem Widerstand des sekundären Läuferwiderstandes enthalten sind und der auf der Basis dieser Zusammenhänge die ScRapffrequenz verstellt und damit auf einem optimalen Wert hält. Bei dieser Vorrichtung ist aber notwendig, daß die Temperatur des Läuferwiderstandes gemessen wird.

Da eine exakte Messung des Läuferwiderstandes schwierig ist, ist es wünschenswert, eine Korrektur der durcn Temperatureinflüsse hervorgerufenen Änderungen der Schlupf frequenz ohne Messung der Temperatur des Läuferwiderstandes ausführen zu können. Dementsprechend ist es Aufgabe der Erfindung, eine Anordnung zur Steuerung des Drehmomentes eines von einem Umrichter mit Strömen variabler Amplitude, Frequenz- und belastungsabhängig einstellbaren Phasenwinkel gespeisten Asynchronmotors anzugeben, die ohne eine Temperaturmessung des Läuferwiderstandes in der Lage ist, Änderungen des sekundären Widerstands des

}~> Induktionsmotors zu berücksichtigen und zu kompensieren, so daß eine Änderung der Primärspannung und des Drehmomentes des Induktionsmotor itirhindert wird.
Diese Aufgabe wird mit einer im Oberbegriff des

■»o Patentanspruches 1 angegebenen Anordnung gelöst, die erfindungsgemäß nach den im kennzeichnenden Teil der Patentansprüche 1, 4 und 5 angegebenen Weise ausgestaltet ist.

Weitere, vorteilhafte Lösungen und Weiterbildungen

■»> der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die erfindungsgemäße Steuervorrichtung ist so

ausgelegt, daß das Ausmaß der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors aus Abweichungswerten von Ausgangssignalen einer Pri-

j" märspannungs-Einsr.elleinrichtung und einer Primärspannungs-Abtasteinrichtung abgetastet werden und die Schlupffrequenz gemäß den Abweichungswerten Korrigiert wird. Mit der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung für !nduktionsmotoren ändern sich die

>'> Primärspannung und das Drehmoment des Induktionsmotors überhaupt nicht, wenn Änderungen des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors auftreten.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter

bo Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläuter:. Es zeigt Fig. 1 ein Ersatzschaltbild eines Käiigläufer-Indu!:- tionsmotors,

F i g. 2 eine schematische Darstellung zur Erläuterung des Prinzips einer feldorientierten Steuervorrichtung,

t>5 bei der die erfindungsgemäße Steuervorrichtung Anwendung findet,

F i g. 3 ein schematisches Schaltbild einer ersten

AusfÜhrunesform Hpr prfinHMntrccrpmaRon 5i».·«...—

richtung, die Einrichtungen aufweist, um die durch die Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors hervorgerufene Änderung der Schlupfirequenz zu korrigieren,

Fig.4 ein Schaltbild einer modifizierten Ausführungsform der Steuervorrichtung nach Fig. 3, bei der die Schlupffrequenz a>s des Induktionsmotors gegenüber der Drehfrequenz wrsehr klein ist.

F i g. 5 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung, die eine to Einrichtung zur Korrektur der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors aufweist.

F i g. 6 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung, bei der der Induktionsmotor von niedrigen Geschwindigkeiten aus is ohne Beeinflussungen durch Änderungen des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors stabil betrieben weiucn kann,

F i g. 7 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung, bei der eine 2» Flußschwächungssteuerung ohne Beeinflussung durch Änderungen des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors vorgenommen werden kann.

Fig.8 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer Stromsteuerung für die Schaltungsanordnung gemäß -> Fig. 7, und in

Fig. 9 ein Schaltbild zur Erläuterung einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung zur Anwendung bei einem Direktumrichter.

In Fig. 3 ist die neuartige elektrische Steuervorrich- 3u tung für einen Induktionsmotor 15 dargestellt und weist eine Erregerstromsteuereinrichtung 100 zur Steuerung eines Erregerstromes Iw* des induktionsmotor 15, eine Sekundärstromeinrichtung 200 zur Steuerung eines Sekundärstromes 12* des Induktionsmotors. Impulsger-.eratorschaltungen 310 und 320 zur Steuerung der Amplitude, der Frequenz W\ und des Phasenwinkels θ eines Primärstromes /1 des Induktionsmotors 15 sowie einen Frequenzwandler 400 zur Steuerung von der am Induktionsmotor 15 anliegenden Primärspannung und *» Frequenz gemäß Impulssignalen von den Impulsgeneratorschaltungen auf.

Die Magnetisierungsstromsteuereinrichtung 100 weist eine Magnetflußsteuerung 19 auf sowie einen Magnetisierungsstromrechner 20. um die Amplitude des -»i Magnetisierungsstromes lm~ des Induktionsmotor 15 aus einem Ausgangssignal Φ* der Magnetflußsteterung 19 zu berechnen.

Die Sekundärstromsteuereinrichtung (Läuferstrom-) 200 weist eine Geschwindigkeitssteuerung 17 und einen Geschwindigkeitsregler 18 auf, der gemäß der Abweichung zwischen einem Ausgangssignal IVr* der Geschwindigkeitssteuerung 17 und einem Ausgangssignal Wr eines Pilotgenerators 16 betrieben wird.

Die Impulsgeneratorschaltungen umfassen eine Impulsgeneratorschaltung 310 zur Steuerung eines Gleichrichters 12 des Umrichters 400 und eine weitere Impulsgeneratorschaltung 320 zur Steuerung eines Wechselrichters 14 des Umrichters 400.

Der Umrichter 400 umfaßt den Gleichrichter IZ den Wechselrichter 14 sowie eine Gleichspannungs-Drossel 13, um ein Pulsieren des Gleichstromes im Zwischenkreis zu verhindern.

Die Impulsgeneratorschaltung 310 weist einen Primärstromrechner 21 zur Berechnung des dem Induktionsmotor 15 zuzuführenden Primärstromes /I⁺ auf der Basis des Ausgangssignals Im+ des Erregerstromrechners (Magnetisierungsstromrechners) 20 und einen Stromregler 23 auf, der gemäß einem Signal der Abweichung (l\*-l\) zwischen dem Ausgangssignal / 1 + des Primärstromrechners 21 und dem Ausgangssignal /1 eines Stromwandlers 90 zur Abtastung des im Zwischenkreis fließenden Gleichstromes betrieben wird. Ferner ist ein Tastimpulsgenerator 24 vorgesehen, um ein Phascntriggersignal f(kd ■ cd), das einem Ausgangssignal kd ■ ed des Stromreglers 23 entspricht, den Thyristoren des Gleichrichters 12 zuzuführen. Dabei bezeichnet kd eine Konstante und ed eine Gleichspannung des Gleichrichters 12. Wie nachstehend näher beschrieben, ist diese Impulsgeneratorschaltung 310 so angeordnet, daß sie das Ausgangssignal zur Steuerung der Amplitude des Primärstromes /1 des Induktionsmotors 15 in einen Impuls umwandelt und ein entsprechendes Impulssignal abgibt.

Die Impulsgeneratorschaltung 320 weist eine Steuerung 321, um das Ausgangssignal zur Steuerung der Frequenz ω 1 und des Phasenwinkeis θ des indukiioiismotors 15 in einen Impuls umzuwandeln und ein Impulssignal abzugeben, eine Primärspannungs-Einstellvorrichtung 322 zum Einstellen der Primärspannung des Induktionsmotors 15, einen Primärspannungsdetektor 323 zum Abtasten der Primärspannung des Induktionsmotors 15, eine Schiupffrequenzänderungs(Ja)5>Steuerung 324 mit einem Spannungsregler 34 zur P»stimmung der Abweichung zwischen der Ausgangsspannung c 1 der Primärspannungs-Einstellvorrichtung 322 und der Ausgangsspannung (e\ +Ae) der Primärspannungs-Abtastvorrichtung 323 und Ausgabe der Änderung Ams der Schlupffrequenz des Induktionsmotors 15 auf der Basis des Abweichungswertes Ae, sowie eine Korrektur-Steuerung 325 zur Korrektur der Frequenz ω 1, einem der Objekte der Steuerung durch die Steuerung 321. gemäß dem Ausgangssignal Aius der Schlupffrequenzänderungs-(dos/Steuerung 324 auf.

Wie nachstehend näher erläutert, weist die Steuerung 321 einen Addierer 26 zum Addieren des Ausgangssignals ((as* + Aios) der Korrektur-Steuerung 325 zum Ausgangssignal ior des Pilotgenerators 16, einen variablen Frequenzoszillator 27 zur Erzeugung eines Sinuswellensignals einer Frequenz proportional zum Ausgangssignal (ωΙ+Δωε) des Addierers 26, einen Phasenrechner 28 zur Berechnung des Phasenwinkels θ des Primärstromes des Induktionsmotors 15 aus dem Ausgangssignal Im⁺ der Erregerstromsteuereinrichtung 100 und dem Ausgangssignal 12* der Sekundärstromsteuereinrichtung 200. einen Phasenschieber 29 zur Verschiebung der Phase des Sinuswellen-Ausgan^ssignals Po des variablen Frequenzoszillators 27 gemäß dem Ausgangssignal des Phasenrechners 28 und einen Tastimpulsgenerator 30 variabler Frequenz auf. um den Thyristoren des Wechselrichters 14 gemäß dem AusgangssigTial P1 des Phasenschiebers 29 nacheinander Triggersignale f(P 1) zuzuführen.

Die Primärspannungs-Einstellvorrichtung 322 weist einen Multiplizierer auf, um das Ausgangssignal Φ⁺ der Stromsteuerung 19 mit dem Ausgangssignal (ω 1 +A<us) des Addierers 26 zu multiplizieren.

Die Primärspannungs-Abtastvorrichtung 323 enthält einen Spannungswandler 32, um die Hauptschaltung des Umrichters 400 und die erfindungsgemäße Steuervorrichtung voneinander zu trennen, um ein Wechselspannungssignal abzugreifen. Femer ist eine Prirnärirnpedanz-Kompensationsschaltung vorgesehen, die an einen Stromwandler 91 in der Hauptschaltung des Umricht ;rs 400 angeschlossen ist, um die Primärimpedanz-Kom-

pensationsschaltung anzuschließen, die Widerstände R 3 und R 3', einen Kondensator CZ und einen Verstärker 80. einen Subtrahierer 92 zum Subtrahieren des Ausgangssignals der Primärimpedanz-Kompensationsschaltung vom Ausgangssignal des Spannungswandlers 32 und einen Gleichrichter 33 aufweist, um das Ausp~ngssignal des Subtrahierers 92 gleichzurichten und die Amplitude der Wechselspannung abzutasten.

Die Schlupffrequenzänderungs-Steuerung 324 für die Schlupffrequenzänderung zlws weist einer Subtrahierer 93, um das Ausgangssignal e I des Multiplizierers 31 vom Ausgangssignal (e 1 + ae)aes Gleichrichters 33 zu subtrahieren, sowie einen Spannungsregler 34 auf.

Die Korrektur-Steuerung 325 enthält einen Schlupffrequenzrechner 25 zum Berechnen der Schlupffrequenz o>s* des Induktionsmotors 15 auf der Basis des Ausgangssignals 12* des Geschwindigkeitsreglers 18 sowie einen Addierer 35, um das Ausgangssigna! AtäS des Spannungsreglers 34 zu addieren.

Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 3 soll nachstehend näher erläutert werden.

Nimmt man an, daß die Erregerinduktivität durch M gegeben ist, so liefert der Erregerstromrechner 20 ein Ausgangssignal Im* = Φ*/M. Nimmt man an, daß die Verstärkung des Geschwindigkeitsreglers 18 durch Cr gegeben ist, so liefert der Geschwindigkeitsregler 18 ein Ausgangssignal 12* = Gr(mr* —mr).

Die folgende Relation besteht zwischen dem Primärstromwert / 1 ⁺, dem Sekundärstromwert 12* und dem Erref orstromwert Im* des Induktionsmotors 15:

/Γ = VlJl⁺)²

Der Primärstromrechner 21 führt eine Berechnung gemäß dieser Gleichung (1) aus und liefert das Primärstrom-Steuersignal /1⁺.

Nimmt man an, daß die Verstärkung des Stromreglers 23 durch Cc gegeben ist, so liefert der Stromregler 23 ein Ausgangssignal kd ■ ed= Gc(11⁺ — / 1).

Der Tastimpulsgenerator 24 vergleicht das Ausgangssignal der Versorgungsquelle 11 mit dem Ausgangssignal kd ■ ed des Stromreglers 23 und liefert ein Triggersignal f(kd ■ ed) für den Thyristor des Gleichrichters 12, so daß seine Ausgangsspannung gesteuert wird, und es wird ein Gleichstrom proportional zum Primärstromwert /1 + durch die Glättung der Gleichspannungs-Drossel 13 erhalten.

Die Primärfrequenz ω 1 des Induktionsmotors 15 ist in folgender Weise gegeben.

Es besteht die folgende Relation zwischen der Schlupffrequenz ms und dem Sekundärstrom /2 des Induktionsmotors 15:

Ri η
φ

wobei

R2 =

k =

M =

L₂' =

Φ =

sekundärer Widerstand,

Konstante,

Erregerinduktivität des Induktionsmotors 15,

sekundäre Streuinduktivität des Induktionsmotors 15 und

sekundärer Streufluß des Induktionsmotors 15.

Dementsprechend nimmt der Schlupffrequenzrechner 25 die folgende Berechnung vor und erzeugt die Schlupffrequenzgröße «as+:

wobei K proportional zu R 2 ist.

Der Schlupffrequeiurechner 25 gibt nämlich die Schlupffrequenzgröße o>5⁺ als ein Signal proportional zum vorgegebenen sekundären Strom 12* aus.

Der Einfachheit halber soll die Wirkungsweise der Schaltung gemäß F i g. 3 nun beschrieben werden, ohne auf die Primärspannungs-Einstellvorrichtung 322, die Primärspannungsabtastvorrichtung 323 sowie die Schlupffrequenzänderungs-Steuerung 324 Bezug zu nehmen, welche wesentliche Teile der erfindungsgemäßen Vorrichtung bilden.

Es besteht die folgende Relation zwischen der Primärfrequenz Wl, der elektrischen Rotationsfrequenz air und der Schlupffrequenz ws des Induktionsmotors 15:

= tor+cos.

:o Der Addierer 26 nimmt die Berechnung gemäß der Gleichung (4) vor und erzeugt ein Primärfrequenz-Befehlssignal ω 1. Das Ausgangssignal Po des variablen Frequenzoszillators 27 ist ein Sinuswellensignal mit einer Frequenz proportional zum Primärfrequenz-Befehlssignal ω 1. Das Signal Po von einer Phase dieses Sinuswellensignals läßt sich folgendermaßen ausdrükken:

Fo=P-SIN(W 1 + U (5)

so wobei Feine Konstante ist.

Der Phasenrechner 28 nimmt eine Berechnung gemäß der folgenden Gleichung (6) vor, und liefert den Phasenwinkel θ* der vom sekundären Strom 12* und dem Erregerstrom Im* abhängt:

Θ* - tan

Der Phasenschieber 2S nimmt eine Verschiebung der Phase des Ausgangssignals Po gemäß Gleichung (5) um den Phasenwinkel θ⁺ vor und liefert ein Ausgangssignal Fl, das sich durch die nachstehende Gleichung (7) beschreiben läßt, um die Primärfrequenz vorzugeben:

Fl = FSinfWl+f-1-θ+).
Der Tastimpulsgenerator 30

variabler Frequenz

triggert den Thyristor des Inverters 14 mit dem Ausgangssignal f(P\) proportional zu Fl, so daß die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters 14 in der durch die Gleichung (7) beschriebenen Weise gesteuert wird. Wenn die Ampiitude und die Frequenz des Primärstromes in der oben beschriebenen Weise gesteuert werden, können der Sekundärstrom /2+ und der Erregerstrom Im⁺ des Induktionsmotors 15 vektoriell unabhängig gesteuert werden. Dementsprechend wird der Sekundärstrom 12* in Abhängigkeit vom gewünschten Drehmoment gesteuert, und der Erregerstrom Im⁺ wird in Abhängigkeit vom vorgegebenen Fluß gesteuert, mit dem Ergebnis, daß die Rotationsgeschwindigkeit des Induktionsmotors 15 exakt auf die vorgegebene Geschwindigkeit eingestellt werden kann.

Bei dem oben beschriebenen Steuerverfahren tritt

jedoch das nachstehend beschriebene Problem auf, da Änderungen des sekundären Widerstandes nicht berücksichtigt sind. Der Widerstandswert des sekundären Widerstandes ändert sich erheblich in Abhängigkeit von solchen Faktoren, wie Belastung und Umgebungstemperatur, wobei das Ausmaß der Änderuns 40 his 50%

ausmachen kann. Wie sich aus der Gleichung (2) entnehmen läßt, ist die Schlupffrequenz ms proportional zum Wert des sekundären Widerstandes R 2.

Wenn dementsprechend der Wert des sekundären Widerstandes R 2 sich ändert, ist es erforderlich, die ■"> Proportionskons'.ante K in Gleichung (3) zu ändern, um das Schlupffreqncnz-Steuersignal ms* zu ändern. Da beim oben beschriebenen Steuerverfahren Änderungen des sekundären Widerstandes R 2 nicht berücksichtigt sind, kann das Schlupffrequenz-Steuersignal ms* nicht ι ο auf einen korrekten Wert proportional zum Sekundärstrom-Steuersignal 12* gesteuert werden. Dementsprechend tritt bei einem derartigen Steuerverfahren ein Problem hinsichtlich Änderungen der Spannung oder des Drehmomentes beim Induktionsmotor 15 auf. ι >

Der Grund hierfür soll nachstehend unter Bezugnahme auf F i g. 1 und 2 näher erläutert werden.

Wenn die primären und sekundären Streuinduktivitäten aus Gründen der Vereinfachung vernachlässigt werden, so kann das Ersatzschaltbild des Induktionsmo- :o tors 15 gemäß Fig. 1 genommen werden. In Fig. 1 bezeichnen Lm die Erregerinduktivität, R 2 den sekundären Widerstand, s den Schlupf, und /1, /2 und im den Primärstrom, den Sekundärstrom bzw. den Erregerstrom. Der Zusammenhang zwischen J \J2 und im kann vektoriell gemäß F i g. 2 dargestellt werden.

Wie aus Fig. 1 ersichtlich, ist die Amplitude des Primärstromes / 1 durch das Ausgangssignal /1⁺ des Primärstromrechners 21 bestimmt, und der Phasenwinkel θ ist im Normalzustand durch das Ausgangssignal Jn des Phasenrechners 28 gegeben.

Der erhaltene Vektor von /1, wenn der tatsächliche sekundäre Widerstand R 2 gleich dem vorgegebenen sekundären Widerstand R 2 ist, läßt sich als OA ausdrücken. i>

Wenn der tatsächliche sekundäre Widerstand R 2 sich ändert, ist die Amplitude des Primärstromes /1 gleich CM gemäß F ig. 2,wenn/m⁺ und/2⁺ konstant sind.

Wenn der sekundäre Widerstand /?2 in obigem Falle zunimmt, so nimmt, wie sich aus dem Ersatzschaltbild in -to F i g. 1 entnehmen läßt /2 ab, jedoch steigt im an, und es ändert sich der Vektor / 1 und läßt sich in F i g. 2 durch OB darstellen. Somit nimmt die an der Erregerinduktivität Lm anliegende Primärspannung gemäß der Konstellation von Fig.2 zu, und das Ausgangsdrehmoment steigt an. Wenn andererseits der tatsächliche sekundäre Widerstand R 2 abnimmt, nehmen der Sekundärstrom /2 zu und der Erregerstrom Im ab, und der Vektor des Primärstromes ändert sich und nimmt die Position OCin Fig. 2 ein. Somit wird die Primärspannung verringert und das Ausgangsdrehmoment bei der Konstellation gemäß F i g. 2 verringert

In der oben angegebenen Weise ändern sich die Primärspannung und das Ausgangsdrehmoment des Induktionsmotors 15 gemäß der Änderung des Sekundaren Widerstandes R2. Bei dem oben beschriebenen Steuerverfahren, wo Änderungen des sekundären Widerstandes im Zusammenhang mit Änderungen von /2+ nicht berücksichtigt werden, dauert die Änderung der Frequenz des Drehmomentes einige Sekunden, obwohl dieser Wert in gewissen Umfang in Abhängigkeit von der Größe und Kapazität des Induktionsmotors 15 schwankt, mit dem Ergebnis, daß es unmöglich wird, das Änsprechverhaiten des Induktionsmotors 15 auf einem Wert zu halten, der dem Änsprechverhaiten eines e>5 Gleichstrommotors äquivalent ist.

Gemäß der Erfindung wird die obige Unzulänglichkeit dadurch beseitigt daß eine Schaltung zur Kompensation der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsrnotors 15 vorgesehen wird, wie es nachstehend näher erläutert ist.

Genauer gesagt ist gemäß der Erfindung als Mittel zur Kompensation der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors 15 eine Schaltung oder eine Einstellvorrichtung 322 zum Einstellen der Primärspannung, eine Primärspannungsabtastvorrichtung 323, eine Schlupffrequenzänderungs-Steuerung 324 sowie eine Korrektursteuerung 325 vorgesehen.

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung wird die Änderung des sekundären Widerstandes R 2 in der nachstehenden Weise kompensiert.

Der gesetzte Wert der Primärspannung ist gegeben durch das Produkt der von der Steuerung 19 stammenden Flußgröße Φ* und der Summe aus Primärfrequenz ω 1 und der Schlupffrequenzänderung Ad)S, d. h. durch Φ^r χ (ω i + ums). Der Multiplizierer 3i nimmt diese Rechnung vor und liefert als Ausgangssignal den gesetzten Wert e 1 der Primärspannung. Der Spannungsregler 34 greift die Abweichung zwischen den Ausgangssignalen des Spannungsdetektors 33 und des Multiplizierers 31 auf und liefert ein Ausgangssignal zur Korrektur der Führungsgröße von der Geschwindigkeitssteuerung 17, so daß der sekundäre Widerstand R 2 korrigiert wird, wenn er sich von dem Wert unterscheidet, der vom Schlupffrequenzrechner 25 gegeben ist. Genauer gesagt, wenn der sekundäre Widerstand R 2 zunimmt, nimmt die Primärspannung des Induktionsmotors 15 zu, und somit wird das Ausgangssignal des Spannungsdetektors 33 auf den Wert (e\+Ae) angehoben. An diesem Punkt hat das Ausgangssignal des Multiplizierers 31 den Wert e 1. Der Subtrahierer 93 macht die Rechnung (e 1 +Ae)-(e I) und liefert als Ausgangssignal Ae. Der Spannungsregler liefert als Ausgangssigna!

= GvAs wobei Gvdä

S= GvAs, wobei

Verstärkung des Spannungsreglers 34 und Ams das Ausgangssignal des Spannungsreglers 34 angeben.

Der Addierer 35 addiert das Ausgangssignal ms* des Schlupffrequenzrechners 25 zum Ausgangssi^nal Acos des Spannungsreglers 34 und liefert als Ausgangssignal den Wert (ms* + Ams) zum Addierer 26. Dementsprechend kann der Addierer 35 die Schlupffrequenz ms* gemäß der Änderung des sekundären Widerstandes R 2 korrigieren.

Wenn andererseits der sekundäre Widerstand R 2 abnimmt, so liefert der Spannungsregler 34 ein Korrektursignal zur Verringerung der Schlupffrequenz. Nimmt man an, daß die Abnahme der Schlupffrequenz sich durch — Ams ausdrucken läßt, so liefert der Addierer 35 dementsprechend ein Ausgangssignal mit einem Wert von (ms* —Ams)für den Addierer 26.

Wenn die Schlupffrequenz ms* gemäß der Abweichung zwischen dem vorgegebenen Wert der Primärspannung und dem abgetasteten Wert der Primärspannung in der oben beschriebenen Weise korrigiert wird, läßt sich die Änderung des sekundären Widerstandes ohne weiteres korrigieren, ohne daß ein kompliziertes Korrekturverfahren verwendet wird, beispielsweise ein Verfahren, bei dem der sekundäre Widerstand direkt gemessen und seine Änderung kompensiert wird. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren kann die Änderung des Drehmomentes zu Null reduziert werden, und da außerdem das Ausgangsdrehmoment in Abhängigkeit von der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors 15, kompensiert wird, bravcht die Kapazität bzw. das Leistungsvermögen vom Umrichter 400 und dem Induktionsmotor 15 nicht erhöht zu

werden.

Bei der vorstehenden Erläuterung ist die primäre Streuimpedanz des Induktionsmotors 15 vernachlässigt, und die Primärspannung wird als ein Signal proportional zur induzierten Spannung des Induktionsmotors 15 betrachtet. Wie für den Fachmann ersichtlich, sollte die primäre Streuimpedanz wenn der Spannungsabfall durch die primäre Streuimpedanz groß ist, kompensiert werden.

Die Schaltung zur Kompensation dieses Spannungsabfalls durch die Streuimpedanz weist einen Verstärker 80, Widerstände Λ 3 und R 3' sowie einen Kondensator C3 und einen Subtrahierer 92 auf. Nimmt man an, daß der Widerstand der primären Streuimpedanz mit R 1 und die Induktivität mit L 1 gegeben sind, so sollten zur Kompensation der genannten primären Streuimpedanz die Beziehungen R 1 = /?y/?₃und L 1 = R'jCj erfüllt sein.

F i g. 4 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der Schaltung gemäß F i g. 3. Dabei bezeichnen gleiche Bezugszeichen und Symbole wie in Fig. 3 gleiche Bauelemente und -Baugruppen wie in Fig. 3. Die Schaltung gemäß Fig.4 unterscheidet sich von der Schaltung nach Fig.3 nur in dem Punkt, daß bei der Schaltung gemäß F i g. 4 das eine Eingangssignal des Multiplizierers 31 die elektrische Rotationsfrequenz wr des Pilotgenerators 16 ist, während in der Schaltung gemäß F i g. 3 dieses Eingangssignal vom Ausgangssignal (io\+A(Os) des Addierers 26 stammt. Die Schaltungsanordnung gemäß 7ig.4 ist wirksam, wenn die Relation o)s<iür gegeben Ul Bei dem Schaltbild jo gemäß Fig.4 ist zwar eine Schaltung zur Kompensation des Spannungsabfalls durch die primäre Streuimpedanz nicht ausgebildet, jedoch kann in dieser Schaltung nach F i g. 4 und den anderen, nachstehend beschriebenen Schaltungen die Kompensationsschaltung im J5 Bedarfsfall vorgesehen sein.

F i g. 5 zeigt eine Schaltung, die so aufgebaut ist, daß Aas zur Schlupffrequenz ω$ hinzuaddiert wird, basierend auf dem Konzept, daß dann, wenn sich der sekundäre Widerstand R 2 des Induktionsmotors 15 auf den Wert (R 2 + AR 2) ändert, sich die Schlupf frequenz auf ((us-rAtos) ändert.

In F i g. 5 werden die gleichen Bezugszeichen und Symbole wie in Fig.3 für gleiche Baugruppen verwendet. -»5

Geht man davon aus, daß die Verstärkung des Spannungsreglers als Gv und das Eingangssignal vom Subtrahierer 93 mit Ae ausgedrückt werden, so liefert der Spannungsregler 34 ein Ausgangssignal mit dem Wert AR 2= GvAe, welches proportional zur Änderung des sekundären Widerstandes ist. Das Bezugszeichen 40 bezeichnet ein Potentiometer 40 zum Einstellen eines Wertes proportions I zum sekundären Widerstand R 2 des Induktionsmotors 15. Ein Addierer 41 addiert das Ausgangssignal R 2 vom Potentiometer 40 zum « Ausgangssignal AR2 zum Spannungsregler 34 und liefert ein Ausgangssignal mit dem Wert (R2+AR2). Geht man davon aus, daß dann, wenn sich der sekundäre Widerstand R2 auf (R2+AR2) ändert, die Schlupffrequenz ωί sich auf (oas+Acos) ändert, so besteht die nachstehende Relation gemäß Gleichung (8) zwischen (R 2+A R 2) und (ms+Aws):

(ws-rAcus)=k(R2+AR2)I2, (8)

Ein Multiplizierer 42 verwendet die Relation gemäß Gleichung (8), berechnet das Produkt des Ausgangssignals (R2+AR2) des Addierers 41 mit dem Ausgangssignal /2+ des Geschwindigkeitsreglers 18 und liefert ein Ausgangssignal mit dem Wert
(o)S+Aws)= k (R 2 + Δ R 2)12 + .

Die anderen Operationen sind die gleichen wie bei der Schaltung gemäß Fig.3. Normalerweise ist das Potentiometer 40 in die erfindungsgemäße Steuervorrichtung eingebaut. Dementsprechend wird dieses Potentiometer 40, im Gegensatz zum sekundären Widerstand des Induktionsmotors 15, nicht direkt durch die Umgebungstemperatur oder dergleichen beeinflußt.

F i g. 6 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der Schaltung gemäß F i g. 5, wobei die gleichen Bezugszeichen und Symbole wie in F i g. 5 mit gleicher Bedeutung verwendet werden.

Die Schaltung gemäß F i g. 6 unterscheidet sich von der nach F i g. 5 dadurch, daß ein Geschwindigkeitskomparator 43 und ein Analogschalter 44 in der Schaltung gemäß F i g. 6 vorgesehen sind.

Der Geschwindigkeitskomparator 43 ist zur Unterscheidung der Rotationsfrequenz des Induktionsmotors 15 vorgesehen. Das Eingangssignal des Geschwindigkeitskomparators 43 stammt vom Pilotgenerator 16. Der Analogschalter 44 wird vom Ausgangssignal Jes Geschwindigkeitskomparators 43 gesteuert und ein- und ausgeschaltet. Dabei handelt es sich beim Analogschalter 44 um ein analoges Gatter, das von den Ausgangssignalen des Geschwindigkeitskomparators 43 ein- und ausgeschaltet wird. Genauer gesagt wird der Analogschalter 44 abgeschaltet, wenn die Rotationsgeschwindigkeit extrem niedrig ist, jedoch wird der Analogschalter 44 eingeschaltet, wenn die Rotationsgeschwindigkeit hoher ist als die obige extrem niedrige Geschwindigkeit.

Wenn die Rotationsgeschwindigkeit extrem niedrig ist, wird die Primärfrequenz des Induktionsmotors 15 drastisch verringert; somit wird der Potentialwandler 32 gesättigt, und es wird schwierig, einen korrekten Spannungswert abzutasten. In einem derartigen Bereich extrem niedriger Geschwindigkeit wird der Analogschalter 44 durch das Ausgangssignal des Geschwindigkeitskomparators 43 abgeschaltet und damit das Eingangssignal des Spannungsreglers 34 abgeschaltet. Durch diese Anordnung kann der Einfluß vcr Fehlern bei der Abtastung der Spannung beseitigt werden. Wenn bei dieser Ausführungsform der Spannungsregler 34 von einem Verstärker mit einem integrierenden Element gebildet wird, so wird auch dann, wenn das Eingangssignal auf Null reduziert wird, das der Änderung des sekundären Widerstandes des Induktionsmotors 15 entsprechende Signal zurückbehalten und damit ein Signal vom Addierer 41 ausgegeben, das dem festgehaltenen sekundären Widerstand entspricht Auch wenn die Rotationsgeschwindigkeit extrem niedrig ist, wird dementsprechend die der Änderung des sekundären Widerstandes R 2 entsprechende Schlupffrequenz (a>s⁺ +Ams) vom Multiplizierer 42 ausgegeben. Beträgt die elektrische Rotationsfrequenz tür für wenige Minuten weniger als 5 Hz, so kann der Motor so betrieben werden, daß die Änderung AR des Sekundärwiderstandes des Induktionsmotors kompensiert wird, weil der Spannungsregler 34 einen Verstärker mit einem Integrierelement enthält Daher kenn der Induktionsmotor 15 ohne Änderung von Spannung und Drehmoment betrieben werden.

Wenn die Rotationsgeschwindigkeit des Induktionsmotors 15 eine andere als die oben erwähnte, extrem niedrige Geschwindigkeit ist, so arbeitet die Schaltung gemäß F i g. 6 in der gleichen Weise wie vorstehend im

Zusammenhang mit der Schaltung gemäß Fig.5 erläutert.

Wenn die Schaltung gemäß F i g. 6 verwendet wird, so kann der Betrieb bei vorgegebener Spannung und Drehmoment unabhängig von der Rotationsgeschwindigkeit ablaufen, d. h. in einem Bereich von einer extrem niedrigen Geschwindigkeit zu einer sehr hohen Geschwindigkeit

F i g. 7 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform, bei der eine Steuerung durchgeführt wird, die einer Schwachfeldsteuerung eines Gleichstrommotors entspricht. Dabei werden in F i g. 7 die gleichen Bezugszeichen und Symbole wie in F i g. ö zur BL?eichnung entsprechender Baugruppen und Signale verwendet.

Die Schaltung gemäß Fig. 7 unterscheidet sich von der nach F ι g. 6 durch den Aufbau der Flußstromsteuereinrichtung oder Erregerstromeinrichtung 100 und den Korrektur-Steuerbereich 325.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 7 ist eine Flußsteuereinrichtung 50 vorgesehen, um den sekundären Streufluß Φ" für den Induktionsmotor 15 gemäß der elektrischen Rotationsfrequenz or des Induktionsmotors 15 vorzugeben, und verringert den Fluß Φ* in umgekehrtem Verhältnis zur elektrischen Rotationsfrequenz cor im Bereich hoher Geschwindigkeit. Dementsprechend speichert die Flußsteuereinrichtung 50 die erforderlichen (ior— <P⁺)-Kennwerte. um ein konstantes Ausgangssignal als Lastdrehmoment auszugeben, und liefert einen Fluß Φ-. der dem Ausgangssignal (jrdes Pilotgenerators 16 entspricht. Eine Fußsteuerung 51 arbeitet gemäß dem Signal der Abweichung (Φ'—Φ) zwischen dem Ausgangssignal Φ* der Flußsteuereinrichtung 50 und dem Ausgangssignal Φ eines Flußrechners 52. und das Ausgangssignal der Fußsteuerung 51 ist ein Signal, um den Erregerstrom Im* des Induktionsmotors 15 vorzugeben. Gibt man die Verstärkung der Flußsteuerung 51 mit Cf. so ist das Ausgangssignal Im* durch die folgende Formel

Im* = Οί(Φ*-Φ)

gegeben. Beim Flußrechner 52 handeil es sich um eine Schaltung zur Berechnung des sekundären Streuflusses Φ des Indukiionsmotors 15 aus dem Ausgangssignal der Flußsteuerung 51 gemäß der folgenden Gleichung:

A"

Im'

wobei

Konstante,

Zeitkonstanie proportional
Inuktionsmotors 15.
Di fieren lialopera tor.

zu l//?2 des

Fig. 8 zeigt eine schemaiische Darstellung eines Beispiels eines speziellen Aufbaus des Flußrechners 52. In Fig. 8 bezeichnen die Bezugszeichen 61 und 62 jeweils einen Verstärker, die Bezugszeichen 63 und 64 jeweils einen Multiplizierer und R und C einen Widerstand bzw. einen Kondensator. Der Zusammenhang zwischen den Größen v, y und /in F i g. 8 läßt sich durch die folgende Gleichung beschreiben:

a+

CA

(10)

Wenn die Werte .v. y und ζ durch Im- in der Gleichung (9). Φ in der Gleichung (9) und den sekundären Widerstand R 2 ersetzt werden, so ändert sich die Zeitkonstante CR. ζ im Betrieb im umgekehrten Verhältnis zu z. d. h. dem sekundären Widerstand. Wenn dementsprechend die Anordnung gemäß Fig.S verwendet wird, kann die Operation gemäß Gleichung (9) erfolgen, wobei die Zeitkonstante T der Änderung des sekundären Widerstandes R 2 entspricht.

Wenn der Erregerstrom Im·* berechnet wird, indem man den sekundären Streufluß Φ gemäß der Gleichung (9) vom Ausgangssignal Φ~ der der Flußsteuereinrichtung 50 subtrahiert, so kann die Verzögerung des sekundären Streuflusses Φ. der ein Problem bei einer Flußschwächungssteuerung darstellt, vorher kompensiert werden.

Wie sich aus der obengenannten Gleichung (2) entnehmen läßt, ist die Schlupffrequenz ios proportional zu 12/Φ. Bei der Flußschwächungssteuerung wird der sekundäre Streufluß Φ* in der Flußsteuereinrichtung 50 gemäß dem Wert der Schlupffrequenz ωτ gesteuert. Dementsprechend ist ein Teiler 53 zur Berechnung von Is*'φ- zur Korrek'ur des sekundären Stromes in den Multiplizierer 42 in die Eingangsstufe des Sekundärstromeinganges des Multiplizierers 42 eingebaut.

Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen wird ein Wechselrichter als Frequenzwandler verwendet. Die erfindungsgemäße Steuerung kann auch bei Systemen verwendet werden, bei denen ein Pulsbreitenmodulationswechselrichter oder ein Direkttimrichtcr als Frequenzwandler verwendet wird. F i g. 9 zeigt eine Ausführungsform, bei der die Steuerung bei einen Direktumrichter 100 Anwendung findet.

In F i g. 9 werden die gleichen Bezugszeichen und Symbole wie in F i g. 6 verwendet und haben die gleiche Bedeutung. Die Ausfiihrungsform gemäß Fig. 9 unterscheidet sich von der nach F i g. 6 im wesentlichen darin, daß bei der Ausführiingsform nach Fig. 6 die beiden Impulsgeneratorschaltungen 310 und 320 vorgesehen sind, während bei der Ausführungsform nach F i g. 9 die Impulsgeneratorschaltung von einer einzigen Steuereinrichtung 300 gebildet wird. Im übrigen stehen die Bezugszeieheii und Symbole im Zusammenhang mit der Inipulsgeneratorschaltung nach F i g. 9 für gleiche Baugruppen bzw. Funktionen.

In F i g. 9 bezeichnen die Bezugs/eichen 71.72 und 73 Integratoren zum Integrieren von Spannungen, die von Transformatoren 321. 322 und 323 abgetastet werden, und berechnen den momentanen Wert des Flusses, jeder dieser Integratoren 71. 72 und 73 wirkt als Rauschfilter für das Eingangssignal. Dementsprechend kann ein rauschfreies Signa! der Primiirspannung erhalten werden. Bei dieser Ausführungsforni kann außerdem der Schaltkreis /ur Kompensation des Spannungsabfalls der Primärimpedäii/ des Indiiktiöns motors 15. wie er vorstehend im Zusammenhang mit F i g. 3 erläutert worden ist. im Bedarfsfall vorgesehen sein. F.in Subtrahierer 93 liefert ein Ausgangssignal, d.is durch Subtraktion des Ausgangssignals Φ* der Strom steuerung 19 vom Ausgangssignal (Φ + ΔΦ) dos Spannungsdctektors 33 erhalten worden ist.

Wenn die Verstärkung dos Spannungsreglers 34 mn Gi ausgedrückt wird, so Molen der Spannungsregler 3A

ein Ausgangssignal von Δϋ2=ΌνΔΦ. Da ΔΦ ein rauschfreies Signal ist, kann vom Spannungsregler 34 ein Signal proportional zur Änderung des sekundären Widerstandes, das nicht durch Rauschen beeinflüBt ist, abgenommen werden. Dementsprechend können besonders gute Wirkungen erzielt werden, wenn viele Oberwellen in der Primärspannung des Induktionsmotors 15 enthalten sind.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche: ίο

1. Anordnung zur Steuerung des Drehmomentes eines von einem Umrichter mit Strömen variablei Amplitude, frequenz- und belastungsabhängig einstellbaren Phasenwinkel gespeisten Asynchronmotors,

mit einem Statorstrom-SoUwertbildner für die Primärstromregelung des Motors und mit einem Schlupffrequenzbildner, dessen Ausgangssignal in einem Addierglied mit einem Drehzahlistwertsignal zum Frequenzsteuersignal zusammengefaßt ist, dadurch gekennzeich-

daß in einem Magnetisierungsstrombildner (20) aus is einem Magnetflußsteuersignal und der Erregerinduktivität ein Magnetisierungsstromsteuersignal gebildet ist,

daß in der" Statorstrom-Sollwertbildner (21) aus dem Magnciisierungsstromsteuersignal und einem, den Läuferstrom bestimmenden Steuersignal nach der Gleichung

25

der Sollwert für den Primärstrtjn gebildet ist, daß der Schlupffrequenzbildner (25) ebenfalls das den Läuferstrom bestimmende Steuersignal zugeführt ist und in ihm nach der Gleichung

I worin M Ri j i M =
L₂ =
Φ =
Ri - M₊U₁ Φ ² ' S '•'j'v
·'% Erregerinduktivität,
Läuferstreuinduktivität
Läufers treufluß,
Läuferwiderstand

30

40

bedeuten,

das Schlupffrequenzsignal gebildet ist und daß einem Spannungsregler (34) das Differenzsignal aus einem Motorspannungsistwertsignal und einem in einem Multiplizierglied (31) aus dem Magnetfluß- und dem Frequenzsteuersignal gebildeten Signal zugeführt ist, und das Spannungsreglerausgangssignal dem Addierglied aufgeschaltet ist (F i g. 3).

2. Anordnung zur Steuerung des Drehmomentes eines von einem Umrichter mit Strömen variabler Amplitude, frequenz- und belastungsabhängig einstellbaren Phasenwinkel gespeisten Asynchronmotors, mit einem Statorstrom-Sollwertbildner für die Primärstromregelung des Motors und mit einem Schlupffrequenzbildner, dessen Ausgangssignal in einem Addierglied mit einem Drehzahlistwertsignal zum Frequenzsteuersignal zusammengefaßt ist, dadurch gekennzeichnet, daß in einem Magnetisierungsstrombildner (20) aus einem Magnetflußsteuersignal und der Effegerinduktivität ein Magnetisierungsstromsteuersignal gebildet ist,

daß in dem Statorstrom-SoUwertbildner (21) aus dem Magnetisierungsstromsteuersignal und einem den Läuferstrom bestimmenden Steuersignal nach der Gleichung

50

55

hfl der Sollwert für den Primärstrom gebildet ist, daß dem Schlupffrequenzbildner (25) ebenfalls das den Läuferstrom bestimmende Steuersignal zugeführt ist und in ihm nach der Gleichung

- τ ²

worin

M =
L₂ = ΦR =

Ri -

M₊U₁ Φ

Erregerinduktivität,
Lauf erstreuinduktivi tat, Läuferstreufluß,
Läuferwiderstand

bedeuten,

das Schlupffrequenzsignal gebildet ist und

daß einem Spannungsregler (34) ein Differenzsignal

zugeführt ist, das aus einem Motorflußistw^rtsignal

(Φ+ΔΦ) und dem Magnetflußsteuersignal (Φ*)

gebildet ist, und daß das Spannungsreglerausgangs-

signai dem Addierglied aufgeschaltet ist (Fig. 9).

3. Anordnung zur Steuerung des Drehmomentes eines von einem Umrichter mit Strömen variabler Amplitude, frequenz- und belastungsabhängig einstellbaren Phasenwinkel gespeisten Asynchronmotors,

mit einem Staiorstrom-Sollwertbildner für die Primärstromregelung des Motors und mit einem Schlupffrequenzbildner, dessen Ausgangssignal in einem Addierglied mit einem Drehzahlistwertsignal zum Frequenzsteuersignal zusammengefaßt ist, dadurch gekennzeichnet, daß in einem Magnetisierungsstrombildner (20) aus einem Magneflußsteuersignal und der Erregerinduktivität ein Magnetisierungsstromsteuersignal gebildet ist,

daß in dem Statorstrom-SoUwertbildner (21) aus den Magnetisierungsstromsteuersignal und einem, den Läuferstrom bestimmenden Sttaersignal nach der Gleichung

der Sollwert für den Primärstrom gebildet ist, daß ein Differenzsignal aus einem Motorspannungsistwertsignal und einem in einem Multiplizierglied (31) aus dem Magnetfluß- und dem Frequenzsteuersignal gebildeten Signal einem Spannungsregler (34) zugeführt ist, dessen Ausgangssignal (AR₂) in einem Addierer (41) mit einem dem sekundären Widerstand Ri equivalenten Signal addiert ist, und daß der Schlupffrequenzbildner ein Multiplizierer (42) ist, dem das Ausgangssignal (R_{2 +} ARt) des Addierers (41) und das Läuferstromsteuersignal (I₂*) zugeführt sind (F ig. 5).

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Multiplizierglied (31) statt des Frequenzsteuersignals das Drehzahlistwertsignal zugeführt ist (F ig. 4).

5. Anordnung nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Motorspannungsistwertsignal in einem Primärspannungsdetektor (323) gebildet wird, welcher aufweist:

einen Motorstromistwertmesser (91), einen Mctorspannungsistwertmesser (32). einen mit einem ersten Widerstand (R'i) rückgekoppelten Verstärker (80), der über eine Parallelschaltung, bestehend aus einem zweiten

Widerstand (%) und einem Kondensator (CZ), mit dem Motorstromistwertmssser (91) verbunden ist, und dessen Ausgangssignai zusammen mit dem Spannungsistwertsigna! einem Vergleichsglied (92) zugeführt ist, dessen Ausgangssignal das Motorspannungsistwertsignal darstellt.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche ! bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsregler (34) einen Schalter (44) aufweist, der das Eingangssignal des Spannungsreglers (34) abschaltet, wenn die Motordrehgeschwindigkeit einen sehr tiefen Wert unterschreitet und der bei Überschreiten dieses Wertes das Eingangssignal auf den Spannungsregler (34) schaltet (F i g. 6,7,9).

7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsregler (34) einen Speicher aufweist (F i g. 6,7,9).