WO1989009512A1 - Method of calculating magnetic flux of an induction motor - Google Patents
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- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
Definitions
- the present invention relates to a magnetic flux calculation method used for performing vector control by detecting a torque current component from a voltage and a current of an induction motor.
- a secondary induced voltage obtained by subtracting the impedance voltage of the motor from the terminal voltage of the induction motor is obtained, and the excitation current command is obtained.
- a voltage obtained by adding a voltage corresponding to the excitation command current calculated from the above is derived, and the derived voltage is integrated by first-order lag integration to calculate the magnetic flux.
- the present invention reexamines the characteristics of the magnetic flux calculation value based on the evaluation of the torque current feedback type and the flux orientation type vector control applied in the vector control.
- the purpose is to reduce the increase in phase error.
- the method for detecting magnetic flux of an induction motor of the present invention provides a primary current to be supplied to the induction motor in accordance with an excitation current command value and a torque current command value.
- a vector control device that controls a frequency based on a magnetic flux calculated from a voltage and a current of a motor, When calculating the magnetic flux from the voltage, current and magnetic flux command signal of the induction motor using the primary delay circuit, the time constant of the primary delay circuit is set to be equal to the secondary circuit time constant of the induction motor.
- FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention
- FIG. 2 is a block diagram showing an example of a magnetic flux calculation circuit
- FIG. 3 is a vector diagram of a secondary magnetic flux.
- the primary current i can be directly detected, and the magnetic flux needs to have a good phase characteristic of 0' ⁇ [that is, a unit vector.
- the improvement of the characteristics of the arithmetic magnetic flux vector was studied at a low frequency where the arithmetic error increases, and the phase error was reduced particularly in the motor constrained state.
- Figure 2 shows a block diagram of the magnetic flux calculation circuit.
- 31 is an inverter.
- 42 is an induction motor.
- the current of the induction motor 42 is detected by the current detector 32.
- the voltage is detected by the voltage detector 33.
- 34, 35, and 38 are constant units, 36 and 4] are subtractors, 37 and 39 are adders, and 40 is a primary delay circuit.
- the secondary flux linkage ⁇ 2 is calculated by the following equation. one-
- p is a differential operator
- Tc Time constant of first-order lag ⁇ 2 *: Magnetic flux command (vector amount)
- Fig. 3 shows a vector diagram of the secondary magnetic flux calculated by equation (2).
- the primary current in Eq. (2) can be expressed as Eq. (4) by the excitation current and the torque current, and the excitation current and torque
- the relationship between the currents can be expressed by equation (5).
- T a Motor secondary circuit time constant.
- ⁇ 2 (re) ⁇ 2 [1 + — ⁇ + ⁇ , Tc ——)
- ⁇ 2 (im) ⁇ 2 [-(AR, () ⁇ - ⁇ , T C )
- FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example for implementing the magnetic flux calculation method of the present invention.
- 11 is a power supply
- 12 is an inverter
- 13 is an induction motor
- 14 is a current detector
- 15 is a voltage detector.
- excitation current command value ⁇ ⁇ ⁇ and the torque current command value I which are calculated by multiplying the set magnetic flux command value ⁇ 2 * by the 1 ZM constant unit 1 •
- the vector calculator 2 calculates the equations (15) and ⁇ and calculates the primary current command.
- the multiplier 9 sets the primary current command output from the adder 8 to a phase ⁇ 9 and one. Multiplies the primary current command value I, and outputs the primary current command vector i.
- the current controller 10 controls the inverter 12 in accordance with the deviation between the primary current command vector i and the primary current detected via the current detector 14.
- the electric current is being supplied to the electric motor in the same manner as the electric motor.
- frequency controller 5 is torque current command value I and the torque current calculation value ⁇ t. And outputs the frequency ⁇ ⁇ according to the deviation from.
- the integrator 7 calculates the sum of the frequency ⁇ ⁇ output from the adder 6 and the slip frequency command value calculated by using the divider 3 and the constant unit 4, that is, the magnetic flux frequency ⁇ . It integrates and outputs the phase ⁇ of the magnetic flux command. •
- the adder / subtracters 18 and 19 output the motor terminal voltages detected by the voltage detector 15,
- the primary delay circuit 23 is a magnetic flux command vector 0 output from the multiplier 21.
- the secondary magnetic flux ⁇ 2 and the primary current i are calculated by the vector product 25, the amplitude calculator 26, Calculate the torque current it from the divider 27 by the operation of the expression (1).
- the internal induced voltage and the magnetic flux control command which are obtained by subtracting the primary resistance drop and the leakage reactance drop from the terminal voltage of the motor, are combined, and the output of the motor is output.
- the present invention can be used in fields requiring good torque control characteristics over a wide range of speeds, such as tension control and output control, such as paper, film, and metal fibers.
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Description
明 細 書
誘導電動機の磁束演算方法
〔技術分野〕
本発明は、 誘導電動機の電圧, 電流から トルク電流成分を検出し てべク ト ル制御を行う際に用いる磁束演算方法に関する。
〔背景技術〕
従来、 誘導電動機の電圧, 電流及び磁束指令値を入力と して一次 遅れ回路を用いて誘導電動機の二次鎖交磁束を演算する方法があつ
7 o
例えば、 本出願人が先に開示した特開昭 57— 201870号公報におい ては、 誘導電動機の端子電圧から電動機のィ ンピーダンス電圧を減 算した二次誘起電圧を得て、 これに励磁電流指令から演算される励 磁指令電流に相当する電圧を加えた電圧を導出し、 この導出した電 圧を一次遅れ積分によって積分し、 磁束を演算する方法をとつてい る。
しかし、 このような従来の方法では、 電動機パラ メ ータ、 特に温 度によつて変化する一次抵抗の磁束演算値に対する影響が低周波に なると大きかった。
本発明は、 磁束演算値の特性を、 べク ト ル制御において適用され る トルク電流帰還形や磁束ォ リ エンテーショ ン形のべク トル制御で の評価に基づいて再検討し、 磁束演算特性における位相誤差の増大 を軽減することを目的とする。
〔発明の開示〕 ' この目的を達成するため、 本発明の誘導電動機の磁束検出方法は、 誘導電動機に供給する一次電流を励磁電流指令値及び ト ルク電流指 令値に応じて与え、 前記誘導電動機の電圧と電流とから演算される 磁束に基づいて周波数を制御するべク ト ル制御装置において、 前記
誘導電動機の電圧、 電流及び磁束指令信号から一次遅れ回路を用い て磁束を渲算するに際し、 当該一次遅れ回路の時定数を前記誘導電 動機の二次回路時定数と等しく設定するこ とを特徵とする。
〔図面の簡単な説明〕
第 1図は本発明の実施例を示すブロ ッ ク図、 第 2図は磁束演算回 路の例を示すブロ ッ ク図、 第 3図は二次磁束のべク ト ル図である。
〔発明を実施するための最良の形態〕 トルク電流帰還形及び磁束ォ リエンテーシ ヨ ン形のべク トル制御 においても、 先ず求められる磁束べク ト ルの特性は、 実際の二次鎖 交磁束とその演算値の位相が一致することが重要で、 次に磁束のそ れぞれの振幅が一致することである。
そこで本発明においては、 低周波における磁束演算値の位相誤差 の低減に務め、 特に、 低周波の限界である電動機拘束時の磁束演算 値特性に着目した。 例え.ば、 ト ルク電流帰還形のべク ト ル制御での トルク電流 I t は次のように演算される。
、 a Φ 2) / 1 1 (1) ここで、 i : —次電流ベク ト ル
Φ :二次鎖交磁束べク トル
I 0 [ :二次鎖交磁束ベク ト ルの振幅
式 (1)から分かるように、 一次電流 i , は、 直接検 することがで き、 磁束については 0 ' Φ [ すなわち単位べク トルの位相特性 の良好さが必要となる。 - 本発明では、 演算磁束べク ト ルの特性改善を潢算誤差が増大する 低周波において検討し、 特に電動機拘束状態での位相誤差の軽減を 図った。
第 2図に磁束演算回路のプロ ッ ク図を示す。 図中 31はィ ンバ一タ . 42は誘導電動機である。 誘導電動機 42の電流 は電流検出器 32で検
出され、 電圧 , は電圧検出器 33で検出される。 34, 35, 38は定数 器、 36, 4]は減算器、 37, 39は加算器、 40は一次遅れ回路である。 この第 2図のブロ ッ クにおいて、 二次鎖交磁束 ^ 2 は、 次式で演算 されている。 一-
1
= { φ 2* + Tc ( y , -R , * i , ) +^* i , } -^* i ,
但し、 pは微分演算子である。
定常状態では上式の演算誤差は P = j , とおいて ( 式で表せる
$ ( v i- ! * 2 ! -J ω t£* i , )
ここで e 2 = y i— R I z i— j ω ι£ i i
AR, -= R, - R. *, ki = i- とおく と、
$ ( e 2+AR i i i + j ω ι £ i i )
φ 2 * - φ 2 Tc A i z ! j ,TC Δ
= 0 2+ + +
1 + j ω , Tc 1 + j ω , Tc 1+ j ω , Tc
'(2) ここで、 : 一次抵抗の実際値
R : 一次抵抗の設定値
i : 漏れィ ンダク タ ンスの実際値
* : 漏れィ ンダクタ ンスの設定値
Tc : 一次遅れの時定数
Φ 2 * : 磁束指令(べク トル量)
Φ 2 : 実二次鎖交磁束(ベク トル量)
^ 2: 二次鎖交磁束演算值(ベク トル量)
2 : 内部誘起電圧の演算値(べク トル量)
ω , : 角周波数(= 2 7Γ f , )
f I : 一次周波数
j : 虚数記号
すなわち、 (2)式の第 1 の二次磁束の実際値、 第 2項の二次磁束 の指令値と実際値の誤差項、 第 3項の一次抵抗の設定誤差に起因す る誤差項及び第 4項の漏れィ ンダクタ ンスの設定誤差に起因する誤 差項からなる。
第 3図に、 (2)式で演算される二次磁束のべク ト ル図を示す。 ここ で、 電動機を拘束した状態では、 べク ト ル制御の条件を考慮すると (2)式中の一次電流は励磁電流と ト ルク電流で (4)式として表すことが でき、 励磁電流と トルク電流の関係は (5)式で表すことができる。
ただし、 ω , : 一次角周波数
t m: 励磁電流(べク トル)
T a: 電動機二次回路時定数 .
: 励磁電流(振幅)
I ». : ト ルク電流(振幅) ' また、 べク ト ル制御状態では (2)式の第 2項は 0 となるので、 (4)式 を (2)式に代入すると(6)式となる。 φ 2 - φ 2
1+(ω ,TC) 2
+ ω !1{ω ,TC- ~"―) }
+ j (AR , ( -^— ω ο) + ω ,A^( ~^—ω ,TC + 1) } ] (6)
(6)式において、 ø 2と同位相の ^ 2を 2 (re)、 直交成分を 2 (im)、 ø 2と ^ 2の位相差を Sとおく と、 それぞれ (7), (8), (9)式で表される。
j 1 j
^ 2 (re) = Φ 2 [1+—♦ + ω ,Tc —— )
Μ 1+(ω ,TC) 2
+ ω、 ω ,Tc- ― ~ ) } ] (7) ΐ 1 {
^ 2 (im) = Φ 2 [-- (AR, ( 」 ~ - ω ,TC)
Μ 1 + (ω ,TC) 2 Im
+ ω ,Δ ( α ,Tc ) } ] (8) ο = tan" 1 { ^ 2 (in)/^ 2 (re) } (9) こ こで、 一次遅れ回路の時定数を電動機の二次回路時定数に等し く T c = T 2 とすると、 ω ,Τ2= ω
I tZ I „ょり、 (8)式, (9)式 はそれぞれ 00)式, (11)式に改められる。
$ 2 (re) = ø 2[ 1 -I — Δ R ,] 0)
M '
Tc
^ 2 (im) = 02 L一 ω t A £ Ql)
M
この結果、 (9)式中の ^ 2 (im) の項に、 一次抵抗の誤差に関する成 分が含まれないため、 一次抵抗の誤差に起因した位相誤差が発生し
ない。 また、 この 0)式, CO)式で求められた二次磁束演算値を用いて トルク電流を渲算すると、 )式, α 式より、 )式が得られる。
i X ^ 2 = I t * 2 (re)— I m * ^ 2 (im
= ø 2[ I t(l +— Δ R ,) - I m— ω! Δ β
Μ Μ
Tc △ R ,— Δ ^
= 2 I ,[14- ^—— ]
Μ
2 I = { (re)2+ ? 2(im) 2} 1 /2
= Φ 2{(1+— -Δ R ) 2+ (— ω ,△ ) 2} 1/2
Μ Μ
= Φ 2{(1 + )2}J/2
' ' Φ 2(1 △ R!) ' )
Μ
こで. (1+ : ~~ ) >
ここで、 H《 (M+TcAR,)
It : トルク電流の実際値
t t : トルク電流の濱算値
よって、 な 0)式より トルク電流の演算値は真値に近づく ことが示さ れる。 '
以下、 本発明を図面に示す実施例に基づいて具体的に説明する。 第 1図は、 本発明の磁束渲算方法を実施するための構成例を示すブ ロ ッ ク図である。 同図において、 11は電源、 12はイ ンバ一タ、 13は 誘導電動機、 14は電流検出器、 15は電圧検出器を示している。
. 第 1図において、 設定された磁束指令値 Φ 2*に 1 ZMの定数器 1 • を乗じて計算される励磁電流指令値 ί と トルク電流指令値 I に従
• つて、 べク ト ル演算器 2は (15)式, α 式の演算を行い、 一次電流指令
• 値 I と位相 r * を出力している。
♦ 乗算器 9は、 加算器 8で出力された一次電流指令の位相 <9 と一 。 次電流指令値 I , を乗算し、 一次電流指令べク トル i を出力して - いる。
0 電流制御器 10は、 一次電流指令べク ト ル i と電流検出器 14を介 ' して検出した一次電流 との偏差に応じてイ ンバータ 12を制御し、 • 一次電流指合べク ト ルどおりに電流を電動機に供給している。
• 周波数制御器 5 は、 ト ルク電流指令値 I と ト ルク電流演算値 ΐ t 。 との偏差に応じて周波数 ω ηを出力している。
積分器 7 は、 加算器 6で出力された周波数 ω η と、 割算器 3及び • 定数器 4を用いて演算されたすベり周波数指令値 の和、 すなわ - ち磁束の周波数 ω を積分し、 磁束指令の位相 ^ を出力している。 • 加減算器 18, 19は、 電圧検出器 15で検出された電動機端子電圧 ,
- に基づいて dD式の演算を行い、 誘起電圧き。 を出力している。
0 o-Tc ( y i - R,* z \、一 i* i . d
• 一次遅れ回路 23は、 乗算器 21で出力される磁束指令べク ト ル 0
• と誘起電圧 。 から、 (18)式の演算を行い、 磁束 。 を出力している。
·
5 演算された ^。 は減算器 24で漏れリ アク タ ンス降下分が除かれ、
• 二次磁束 2 を出力する。
. 二次磁束 ^ 2 と一次電流 i は、 べク ト ル積器 25, 振幅演算器 26,
除算器 27より(1)式の演算を行い、 トルク電流 i t を演算する。
このようにして、 トルク電流 T t の演算値を真値に近似すること が'できる。
以上に説明したように、 本発明においては、 電動機の端子電圧か ら一次抵抗降下分と、 漏れリ アクタ ンス降下分を差し引いて求めた 内部誘起電圧と磁束措令を合成し、 その出力を電動機の二次回路時 定数に等しい時定数で一次遅れ回路を介して二次磁束を演算するこ とにより、 二次磁束演算値に含まれる真の二次磁束に対する位相誤 差を聿圣減できる。
この二次磁束演算値と一次電流とから、 トルク電流を演算するこ とにより、 一次-抵抗及び漏れリ ァクタ ンスの設定誤差に闋係なく精 度の良い トルク電流の演算を行うことができる。
また、 前記ト ルク電流演算値を用いることで、 広範囲の速度でト ルク制御特性のよいべク トル制御装置を構成することができる。
〔産業上の利用可能性〕
本発明は、 紙、 フィルム、 金属繊維等に代表される張力制御ゃ定 出力制御等の広範囲の速度にわたって良好な トルク制御特性が要求 される分野において利用することができる。
Claims
1. 誘導電動機に供給する一次電流を励磁電流指令値及びト ルク電 流指令値に応じて与え、 前記誘導電動機の電圧と電流とから演算さ れる磁束に基づいて周波数を制御するべク トル制御装置において、 前記誘導電動機の電圧、 電流及び磁束指令信号から一次遅れ回路を 用いて磁束を演算するに際し、 当該一次遅れ回路の時定数を前記誘 導電動機の二次回路時定数と等しく設定することを特徴とする誘導 電動機の磁束演算方法。
2. 誘導電動機の電流及び電圧をそれぞれ検出する電流検出器及び0 電圧検出器と、 検出された電流及び電圧, 一次抵抗の設定値, 漏れ ィ ンダクタ ンスの設定値及び一次遅れの時定数に基づいて誘起電圧 を演算する手段と、 この誘起電圧と磁束指令べク トルとを加算した 信号を前記一次遅れの時定数を持つ一次遅れ回路を通して磁束を演 算する手段と、 この演算された磁束から前記検出された電流と前記 漏れィ ンダクタ ンスとの積を減算して二次磁束を求める手段とを備 えたことを特徵とする誘導電動機の磁束演算装置。
3. 請求の範囲 2記載の装置によって求められた二次磁束に基づい て トルク成分電流を求め、 この トルク成分電流と磁束指令と トルク 電流指令とに基づいてべク ト ル制御を行う ことを特徴とする誘導電 動機のべク トル制御装置。
5
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