DE60303700T2

DE60303700T2 - Vorrichtung zur automatischen Anpassung der Entscheidungsschwelle in einem optischen Empfänger für Burstbetrieb

Info

Publication number: DE60303700T2
Application number: DE60303700T
Authority: DE
Inventors: Ltd. Gil-Yong c/o Samsung Electronics Co. Suwon-city Park; Ltd. Hee-Chan c/o Samsung Electronics Co. Suwon-city Doh; Ltd. Shin-Hee c/o Samsung Electronics Co. Suwon-city Won; Ltd. Hyeon-Cheol c/o Samsung Electronics Suwon-city Ki; Ltd. Yun-Je c/o Samsung Electronics Co. Suwon-city Oh; Ltd. Tae-Sung c/o Samsung Electronics Co. Suwon-city Park
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2002-04-25
Filing date: 2003-04-25
Publication date: 2006-08-17
Anticipated expiration: 2023-04-26
Also published as: KR20030084160A; DE60303700D1; US20030202802A1; EP1357717A1; KR100605777B1; EP1357717B1; JP3813943B2; JP2003332988A; US6909082B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf optische Burst-Mode-Empfänger und spezieller auf eine automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung und auf entsprechende Verfahren für einen optischen Burst-Mode-Empfänger, der in der Lage ist zu bestimmen, ob ein Eingabesignal vorhanden ist und unabhängig ein Rückstell-Signal zur Initialisierung bei einer Zwischendatenpaket-Periode in Übereinstimmung mit der Feststellung zu erzeugen.
Um schneller einen großen Betrag an Information an Teilnehmer zu übertragen, benötigen Kommunikationstechniken der nächsten Generation ein FTTH (fiber to the home (Faser bis zum Teilnehmer))-System. Bei solchen konventionellen FTTH-Systemen ist eine optische Leitung bis zu jeder Wohnung installiert. Ein bedeutender Nachteil der konventionellen FTTH-Systeme besteht jedoch darin, dass es sehr kostenintensiv ist die aus Kupferleitungen bestehenden vorhandenen Teilnehmernetzwerke zu ersetzen. In Anbetracht dieser Kosten wird ein passives optisches Netzwerk (PON) als eine Alternative zur Implementierung eines kosteneffektiven FTTH-Systems betrachtet.
1 zeigt eine Zeichnung eines passiven optischen Netzwerks. Das passive optischen Netzwerk enthält einen OLT (Optical Line Termination (Abschluss der optischen Leitung)), der in einem zentralen Büro lokalisiert sein kann, einen passiven optischen 1xN-Verteiler und ONUs (Optical Network Units (optische Netzwerkeinheiten)), die im Hause der Teilnehmer lokalisiert sind.
Bei einem optischen Mehrverbindungs-Netzwerk wie dem in 1 gezeigten passiven optischen Netzwerk überträgt allgemein jeder Knoten ein Datenpaket oder Daten zu einem anderen Knoten unter Verwendung eines vorgegebenen Zeitschlitzes. Solche optischen Mehrverbindungs-Netzwerke unterscheiden sich von existierenden Punkt-zu-Punkt Verbindungen darin, dass empfangene Daten oder Datenpakete sich in Amplitude und Phase voneinander unterscheiden auf Grund von optischen Verlusten, die auf verschiedenen Übertragungspfaden auftreten. Die Daten werden typischerweise Burst-Mode-Daten genannt. Mit anderen Worten nutzt eine Vielzahl von Teilnehmern eine op tische Leitung auf eine zeitgetrennte Multiplex-Weise, aber ein Empfänger, d.h. der OLT in der Leitung erkennt, dass jeder Teilnehmer Daten zu einem Zufallszeitpunkt sendet. Die eingehenden Datenpakete sind nicht konstant bezüglich der Amplitude auf Grund der Unterschiede zwischen den Pfaden zu den jeweiligen Teilnehmern.
Ein konventioneller optischer Burst-Mode-Empfänger ist bekannt, der Burst-Mode-Daten empfängt, die sich in Amplitude und Phase auf einer Datenpaketbasis unterscheiden und er stellt die empfangenen Burst-Mode-Daten wieder her, dass ihre Datenpakete in Amplitude und Phase die gleichen sind. Ein solcher optischer Burst-Mode-Empfänger entfernt einen Gleichstrom-Sperrkondensator, der bei einem Wechselstrom-Kopplungsschema eines allgemeinen Empfängers verwendet wird, um Verluste von Burst-Mode-Daten, die aus Lade/Entlade-Zeiten des Kondensators resultieren zu verhindern. Der optische Burst-Mode-Empfänger wirkt auch, um einen Detektionsschwellenwert als ein Referenzsignal für eine Datendetektion von jedem empfangenen Burst-Mode-Datenpaket zu extrahieren. Der optische Burst-Mode-Empfänger wirkt ferner, um Daten wiederherzustellen, indem er sie symmetrisch mit Hinsicht auf den extrahierten Detektionsschwellenwert verstärkt.
2 zeigt schematisch den Aufbau eines konventionellen optischen Burst-Mode-Empfängers. Der konventionelle optische Burst-Mode-Empfänger enthält einen optischen Detektor 10, einen Vorverstärker oder Transimpedanz-Verstärker (TIA) 1, eine automatische Schwellenwert-Steuerung (ATC) 2 und einen Begrenzungsverstärker 3.
Der optische Detektor 10 agiert, indem er ein optisches Eingabesignal in ein Stromsignal umwandelt.
Der TIA 1 fungiert, indem er das Stromsignal, das durch den optischen Detektor 10 umgewandelt wurde in ein Spannungssignal umwandelt. Eine Transimpedanz welche ein Eingabestrom-zu-Ausgabespannung-Verhältnis ist, wird durch einen Rückkopplungswiderstand Rf, der zwischen einen Eingabeanschluss des TIA 1 und dessen Ausgabeanschluss geschaltet ist bestimmt.
Bei dem optischen Burst-Mode-Empfänger wird der TIA 1 auf eine Gleichstrom-Kopplungsweise verwendet. Ein Eingabesignal wird durch den TIA 1 verstärkt und dann in zwei Teile verzweigt. Ein Teil wird in die ATC 2 eingegeben, der dann einen Detektionsschwellenwert eines davon empfangenen Datenpaketes extrahiert. Der andere Teil wird gleichstromgekoppelt und in den Begrenzungsverstärker 3 eingegeben. Der Detektionsschwellenwert, der automatisch geändert wird, wird in Übereinstimmung mit der Amplitude des entsprechenden Datenpakets in Vref des Begrenzungsverstärkers 3 eingegeben. Der Begrenzungsverstärker 3 fungiert, um Signale mit verschiedenen Amplituden, die in ihn eingegeben werden zu verstärken, um sie als Signale mit einer konstanten Amplitude wiederherzustellen.
Der oben erwähnte konventionelle optische Burst-Mode-Empfänger besitzt jedoch dahingehend einen Nachteil, dass ein Rückstellsignal zur Initialisierung bei einer Zwischendatenpaket-Periode durch die Verwendung einer externen zusätzlichen Schaltung eingegeben wird. Dies macht es schwierig genau einen Rückstellungszeitablauf zu steuern. Zusätzlich macht die Verwendung einer externen zusätzlichen Schaltung den Empfängerschaltkreis kompliziert und erhöht die Größe der Empfängerteile.
Dementsprechend besteht eine Notwendigkeit in der Technik für einen verbesserten optischen Burst-Mode-Empfänger.
US-A-5923219 bezieht sich auf eine automatische Schwellenwert-Steuerschaltung und eine Signalverstärkungsschaltung zur Verstärkung von Signalen durch Kompensierung der Niederfrequenzantwort eines Fotodetektors bei einer optischen Empfängerschaltung. Eine optische Empfängerschaltung enthält einen Vorverstärker, einen Photodetektor, eine Pufferschaltung, eine Spitzenwert-Erfassungsschaltung, eine Erfassungsschaltung des unteren Pegels, eine Widerstands-Spannungsteiler-Schaltung und eine Wiedergabeschaltung. Die Spitzenwert-Erfassungsschaltung, die Erfassungsschaltung des unteren Pegels und die Widerstands-Spannungsteiler-Schaltung bilden zusammen eine ATC-Schaltung. Die Erfassungsschaltung des unteren Pegels ermittelt den absolut niedrigsten Pegel, d.h. den logischen 0-Pegel der Ausgabe der Pufferschaltung, während die Spitzenwert-Erfassungsschaltung den absolut höchsten Pegel, d.h. den logischen 1-Pegel der Ausgabe der Pufferschaltung ermittelt. Der Schwellenwert wird im Zentrum zwischen dem 0- und 1-Pegel durch die Widerstands-Spannungsteiler-Schaltung gesetzt. Die Anordnung ist so, dass eine Rücksetzoperation durchgeführt wird durch einen Kurzschluss von beiden Enden einer Diode in der Spitzenwert-Erfassungsschaltung während der Periode, bei der das Rücksetzsignal, das auf sein Gatter angewandt wird sich auf dem hohen (1)-Pegel befindet. Ferner wird eine Rücksetzoperation durchgeführt durch einen Kurzschluss von beiden Enden einer Diode in der Erfassungsschaltung des unteren Pegels während der Periode, bei der das Rücksetzsignal, das auf sein Gatter angewandt wird sich auf dem unteren (0)-Pegel befindet.
In EP-A-1006653 werden Signalverstärkungs-Schaltungen in optischen Empfängern beschrieben. Ein optisches Burst-Eingabesignal wird in ein Eingabe-Stromsignal durch eine Fotodiode umgewandelt und dann in einen Vorverstärker eingegeben. Die Signalverstärkungs-Schaltung besteht aus einer Schwellenwerterzeugungs-Schaltung zum Empfang des Eingabesignals von dem Vorverstärker und zur Ausgabe eines Schwellenwertsignals und einem Begrenzungsverstärker. Die Schwellenwerterzeugungs-Schaltung besteht aus einer Spitzenwert-Erfassungsschaltung und einer Erfassungsschaltung des unteren Pegels zur üblichen Eingabe des Eingabesignals und einem Spannungsteiler zur Eingabe eines Spitzenwerterfassungssignals und eines Erfassungssignals des unteren Pegels, welche die Ausgaben der Erfassungsschaltungen sind und das Schwellenwertsignal mit einer Teilspannung zwischen einem Spitzenwertpegel und einem unteren Pegel ausgeben. Die Gatter der MOS-Transistoren der Erfassungsschaltungen besitzen ein Rückstellsignal der positiven Phase und ein Rückstellsignal der negativen Phase, welche in sie eingegeben werden. Das Rückstellsignal der positiven Phase und das Rückstellsignal der negativen Phase werden für ein festgesetztes Zeitintervall aktiv geschaltet und die MOS-Transistoren werden veranlasst das Spitzenwerterfassungssignal und das Erfassungssignal des unteren Pegels identisch mit dem Eingabesignal zu machen. Wenn sich die MOS-Transistoren im Aus-Zustand befinden, erfassen die Erfassungsschaltungen den Spitzenwertpegel des Eingabesignals, welches ein Burst-Signal ist und den Pegel des unteren Werts in Relation zu dem Spitzenwertpegel als eine Referenz, um das Spitzenwert-Erfassungssignal und das Erfassungssignal des unteren Pegels jeweils auszugeben.
In Übereinstimmung mit EP-A-0729243 wird ein Ausgabesignal eines optoelektronischen Umwandlungselements durch einen Vorverstärker des Differenz-Typs auf einen vorgegebenen Pegel verstärkt und in eine ATC-Schaltung als ein positives Phasen-Signal und als ein invertiertes Phasen-Signal eingegeben. Diese Signale werden in jeweiligen Spitzenwert-Halteschaltungen der ATC-Schaltung gehalten. Das posi tive Phasen-Signal, das in der Spitzenwert-Halteschaltung gehalten wird, wird durch einen Summierer zu dem invertierten Phasen-Signal aus dem Vorverstärker addiert und das invertierte Phasen-Signal, das in der Spitzenwert-Halteschaltung gehalten wird, wird durch einen Summierer zu dem positiven Phasen-Signal aus dem Vorverstärker addiert. Die resultierenden Summensignale werden durch einen Komparator mit einer Referenz verglichen und als logische "1" und logische "0" unterschieden. Das positive Phasen-Signal aus dem Vorverstärker wird in eine Auto-Rücksetzschaltung eingegeben, welche einen Pegeldetektor, einen Rücksetzpuls-Generator und eine Rücksetzschaltung einschließt. Der Pegeldetektor erfasst ein Signal von dem Vorverstärker. Der Rücksetzpuls-Generator erzeugt ein Rücksetzsignal in der Form eines einzelnen Pulses unter Verwendung einer Ausgabe des Pegeldetektors. Die Rücksetzschaltung verwendet das Rücksetzsignal, um einen Haltekondensator der Spitzenwert-Halteschaltung zu entladen. Ein Abfall der relativen Einschaltdauer und der Signalamplitude auf Grund einer Versetzung eines Eingabesignals kann minimiert werden.
EP-A-0903751 bezieht sich auf eine Infrarot-Kommunikationsvorrichtung, welche Senden und Empfangen kann. Ein Signal, das von einer Übertragungsschaltung übermittelt wird, wird an die Basis eines Treibertransistors über einen Widerstand angelegt. Der Kollektor des Treibertransistors wird mit der Kathode einer Licht emittierenden Diode verbunden und dessen Emitter wird geerdet. Die Anode der Licht emittierenden Diode wird mit einer Stromquellenleitung mit "hohem Pegel" verbunden. Deshalb leuchtet, als Antwort auf einen Puls des "hohen Pegels" des übertragenen Signals die Licht emittierenden Diode auf und überträgt damit ein Lichtsignal. Auf der Empfangsseite wird ein empfangenes Lichtsignal durch die Photodiode empfangen, photoelektrisch übermittelt und in einen Vorverstärker eingegeben. Die Ausgabe des Vorverstärkers wird in einen verstärkungsvariablen Verstärker über einen Kopplungskondensator eingegeben. Die Ausgabe des verstärkungsvariablen Verstärkers wird in eine Erfassungsschaltung mit einer ersten Spitzenwert-Halteschaltung und auch in eine zweite Spitzenwert-Halteschaltung ein gegeben, welche eine größere Zeitkonstante besitzt. Wenn die Ausgabespannung des verstärkungsvariablen Verstärkers höher als der Haltewert des Haltekondensators ist, lädt die zweite Spitzenwert-Halteschaltung den Haltekondensator auf. Darüber hinaus wird eine Konstantstromquelle, welche zur Entladung verwendet wird parallel mit dem Haltekondensator installiert. Der Haltewert des Haltekondensator wird in den nicht Invertierungs-Eingabeanschluss eines Komparators eingegeben und eine Referenzspannung wird in den Invertierungs-Eingabeanschluss des Komparators eingegeben. Der Komparator gibt ein AGC ((Automatic Gain Control) automatische Verstärkungssteuerung)-Signal aus, das, wenn der Haltewert höher als die Referenzspannung ist, die Verstärkung des verstärkungsvariablen Verstärkers reduziert und, wenn er niedriger ist als die Referenzspannung dessen Verstärkung erhöht. Das oben erwähnte übertragene Signal wird auch an einen Zeitzähler angelegt und in Übereinstimmung mit der Kommunikationsregelung gibt der Zeitzähler ein Rücksetzsignal aus, nachdem eine vorgegebene Zeit verstrichen ist seit dem Zeitpunkt, bei dem der Puls des übertragenen Signals nicht mehr weiter erfasst wurde.
Es ist das Ziel der vorliegenden Erfindung den Rücksetzzeitablauf genau zu steuern bei gleichzeitiger Erniedrigung der Komplexität und der Größe der Empfängerteile.
Dieses Ziel wird durch den Gegenstand der unabhängigen Patentansprüche erreicht.
Bevorzugte Ausführungen werden in den abhängigen Patentansprüchen definiert.
Ein weiterer Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung ist es, eine automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung für einen optischen Burst-Mode-Empfänger und entsprechende Verfahren zu liefern, wobei der optische Burst-Mode-Empfänger in der Lage ist zu erfassen, ob ein Eingabesignal vorliegt und unabhängig ein Inital-Rücksetzsignal in Übereinstimmung mit der Erfassung zu erzeugen.
Ein anderer Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung ist es, eine automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung für einen optischen Burst-Mode-Empfänger der Giga-Klasse zu liefern, der in der Lage ist Burst-Mode-Daten, die in Amplitude und Phase unterschiedlich sind auf einer Datenpaketbasis zu empfangen und die empfangenen Burst-Mode-Daten genau und schnell wiederherzustellen.
Eine Ausführung der vorliegenden Erfindung bezieht sich auf eine automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung für einen optischen Burst-Mode-Empfänger. Der Empfänger enthält einen Wandler zum Wandeln eines Burst-Mode-Signals in ein Spannungssignal und eine automatische Verstärkungsregeleinrichtung zur automatischen Regelung einer Verstärkung des Wandlers und zur unabhängigen Erzeugung eines Rücksetzsignals und einer Anwendung von ihm auf die automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung. Die automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung wird verwendet, um einen Spannungspegel eines Ausgangssignals aus dem Wandler zu erfassen. Die Vorrichtung enthält einen Spitzenwert-Detektor zum Erfassen eines Spitzenpegels des Ausgabesignals aus dem Wandler als Antwort auf das Rücksetzsignal, einen Detektor des unteren Pegels zum Erfassen eines unteren Pegels des Ausgabesignals aus dem Wandler als Antwort auf das Rücksetzsignal, ein Paar von Widerständen, deren eine Seite jeweils mit dem Spitzenwert-Detektor und dem Detektor des unteren Pegels und deren andere Seiten miteinander verbunden sind. Die Widerstände werden verwendet, um eine Referenzspannung auf der Basis der Spannungen des Spitzenwert-Pegels und des Pegels des unteren Pegels zu erzeugen. Die Vorrichtung enthält auch einen Kondensator zur Speicherung der Referenzspannung.
Die obigen Eigenschaften und andere Vorteile der vorliegenden Erfindung werden klarer verstanden aus der folgenden detaillierten Beschreibung, die in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen vorgenommen wird, bei welchen:
1 eine Zeichnung ist, welche den Aufbau eines passiven optischen Netzwerks zeigt;
2 ein Schaltbild ist, das den Aufbau eines konventionellen optischen Burst-Mode-Empfängers zeigt;
3 ein Schaltbild ist, das den Aufbau eines optischen Burst-Mode-Empfängers in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung zeigt;
4 ein Schaltdiagramm des optischen Burst-Mode-Empfängers in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung ist;
5 ein Schaltbild eines Detektors des unteren Pegels in einem Vorverstärker in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung ist;
6 ein Schaltdiagramm des Detektors des unteren Pegels in dem Vorverstärker in Übereinstimmung mit einer Ausführung der vorliegenden Erfindung ist;
7 ein Schaltdiagramm eines Spitzenwert-Detektors in einer automatischen Schwellenwert-Steuervorrichtung in Übereinstimmung mit einer Ausführung der vorliegenden Erfindung ist;
8 ein Schaltdiagramm eines Detektors des unteren Pegels in der automatischen Schwellenwert-Steuervorrichtung in Übereinstimmung mit einer Ausführung der vorliegenden Erfindung ist;
9 ein Signalform-Diagramm ist, welches Spannungspegel bei Knoten a, b und c in dem Detektors des unteren Pegels in dem Vorverstärker in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung darstellt;
10 ein Signalform-Diagramm ist, welches eine Eingabesignal/Ausgabesignal-Charakteristik des Detektors des unteren Pegels in dem Vorverstärker in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung darstellt;
11A und 11B Ausgabe-Signalformdiagramme des optischen Burst-Mode-Empfängers in Übereinstimmung mit einer Ausführung der vorliegenden Erfindung sind, welche Operationscharakteristiken des Vorverstärkers basierend auf einem kleinen Eingabestrom darstellen;
12A und 12B Ausgabe-Signalformdiagramme des optischen Burst-Mode-Empfängers in Übereinstimmung mit einer Ausführung der vorliegenden Erfindung sind, welche Operationscharakteristiken des Vorverstärkers basierend auf einem großen Eingabestrom darstellen;
13 ein Signalform-Diagramm ist, welches eine Eingabesignal/Ausgabesignal-Charakteristik des Spitzenwert-Detektors in der automatischen Schwellenwert-Steuerungsvorrichtung in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung darstellt;
14 ein Signalform-Diagramm ist, welches eine Eingabesignal/Ausgabesignal-Charakteristik des Detektors des unteren Pegels in der automatischen Schwellenwert- Steuerungsvorrichtung in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung darstellt; und
15 ein Signalform-Diagramm ist, welches eine endgültige Ausgabe-Charakteristik der automatischen Schwellenwert-Steuerungsvorrichtung des optischen Burst-Mode-Empfängers in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung darstellt.
Nun werden bevorzugte Ausführungen der vorliegenden Erfindung im Detail beschrieben mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen. In den Zeichnungen werden gleiche oder ähnliche Elemente durch die gleichen Referenzzahlzeichen bezeichnet, auch wenn sie in verschiedenen Zeichnungen abgebildet sind. Bei der folgenden-Beschreibung der vorliegenden Erfindung wird eine detaillierte Beschreibung von bekannten Funktionen und Anordnungen, die darin enthalten sind übergangen, wenn sie den Gegenstand der vorliegenden Erfindung verschleiern können.
3 zeigt schematisch den Aufbau eines optischen Burst-Mode-Empfängers in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung. 4 ist ein detaillierteres Diagramm des in 3 gezeigten optischen Burst-Mode-Empfängers.
Bezogen auf 3 enthält der optische Burst-Mode-Empfänger einen optischen Detektor 110, einen Vorverstärker 101, eine ATC 102 und ein Begrenzungsverstärker 103. Man bemerke, dass in einer Hinsicht der in 3 gezeigte optische Burst-Mode-Empfänger sich von dem in 2 gezeigten konventionellen Empfänger darin unterscheidet, dass der Vorverstärker 101 so aufgebaut ist, dass er unabhängig ein Rückstellsignal erzeugt und es auf die ATC 102 anwendet.
Bezogen nun auf 4 enthält der Vorverstärker 101 einen TIA 4, der die Verstärkung und Bandbreite des Vorverstärktes 101 bestimmt, einen Detektor 5 des unteren Pegels, der einen unteren Pegel eines Ausgabesignals aus dem TIA 4 erfasst, eine automatische Verstärkungssteuerung (AGC) 6, welche ein automatisches Verstärkungssteuerungssignal auf der Basis des durch den Detektor 5 des unteren Pegels erfassten unteren Pegel erzeugt, um automatisch die Verstärkung des TIA 4 zu steuern, einen Leistungspegeldetektor 7, der einen Leistungspegel des Ausgabesignals aus dem TIA 4 er fasst, eine Vielzahl von Pulsgeneratoren 8, 81 und 82, ein NICHT-UND-Gatter 9 und einen Ausgangspuffer 10 für den TIA 4.
Der TIA 4 Wwandelt ein Ausgabestromsignal von dem optischen Detektor 110 in ein Spannungssignal um und liefert das umgewandelte Spannungssignal an den Detektor 5 des unteren Pegels.
5 zeigt die Struktur des Detektors 5 des unteren Pegels. 6 ist ein detaillierteres Schaltdiagramm von 5.
Bezogen auf 5 enthält der Detektor 5 des unteren Pegels eine Verstärkerschaltung 50, welche ein Eingabesignal verstärkt, einen Detektor 60, der einen unteren Pegel des verstärkten Signals erfasst und einen Ausgabepuffer 70.
Bezogen nun auf 6 enthält die Verstärkerschaltung 50 einen Zweistufenverstärker mit ersten und zweiten Differenz-Verstärkern und einem Zweistufenpuffer 51, der zwischen den ersten Differenz-Verstärker und den zweiten Differenz-Verstärker des Zweistufenverstärkers geschaltet ist. Der erste Differenz-Verstärker ist mit Widerständen R1 und R2 und Transistoren TR1 und TR2 versehen und der zweite Differenz-Verstärker ist mit Widerständen R3 und R4 und Transistoren TR3 und TR4 versehen.
Bei dieser Ausführung liegt der Grund, warum der Zweistufenverstärker verwendet wird darin, dass, wenn das Ursprungssignal direkt in den Detektor 60 in dem Detektor 5 des unteren Pegels eingegeben wird und ein niedriger Pegel davon dann durch den Detektor 60 erfasst wird eine Spannungsverschiebung erzeugt wird auf Grund einer Vorwärtsspannung einer Diode. Diese Spannungsverschiebung die etwa 800 mV beträgt macht es unmöglich das niedrige Pegelsignal zu erfassen. Um dieses Problem zu lösen wird die Spannungsverschiebung reduziert durch die Verstärkung des Verstärkers mittels einer Verstärkung des Signals, eine Erfassung des unteren Pegels davon und einer Rückkopplung von ihm. Wenn zum Beispiel die Verstärkung des Verstärkers 40 ist, beträgt die Spannungsverschiebung 800/40 = 20 mV. Theoretisch wird die Verschiebung vorteilhafterweise reduziert durch ein Anheben der Verstärkung des Verstärkers. Trotzdem wird eine geeignete Steuerung benötigt, weil ein Mehrstufenverstärker eine hohe Wahrscheinlichkeit an Schaltungsschwingung besitzt.
Der Grund, warum ein Zweistufenpuffer verwendet wird, besteht dann, eine Eingabespannungsbedingung des zweiten Differenzverstärkers zu erfüllen.
Der Detektor 60, der mit einer Diode D1 und einem RC-Gleichrichter versehen ist, empfängt ein Signal bei einem Knoten a oder das Signal, welches durch die Verstärkerschaltung 50 verstärkt wird. Wenn der Spannungspegel des Signals negativ erniedrigt ist dann wird die Diode D1 vorwärts vorgespannt, um einen Kondensator C zu laden. Alternativ wird, wenn der Signalspannungspegel positiv erhöht ist, die Diode D1 umgekehrt vorgespannt, um zu einem Sperrzustand zu kommen. Dies veranlasst den Kondensator C sich zu entladen. Durch dieses Prinzip wird der untere Signalpegel beibehalten. Wenn der Kondensator in der Kapazität erhöht wird, kann die Verschiebung reduziert werden, es besteht aber der Nachteil, dass ein größerer Zeitbetrag zur Erfassung des unteren Pegels benötigt wird. In dem Fall, bei dem der Kondensator in der Kapazität erniedrigt wird, wird die Zeit zur Erfassung des unteren Pegels vorteilhafterweise verkürzt wohingegen die Verschiebung vergrößert wird. Aus diesem Grunde ist es notwendig, eine RC-Zeitkonstante geeignet anzupassen.
Der Puffer 70 ist mit dem Ausgang des Detektors 60 verbunden, um ein Signal, welches durch den Detektor 60 erfasst wurde, zurück zu der Verstärkerschaltung 50 zu führen. Der Puffer 70 ist mit einem Transistor TR5, um zu verhindern, dass eine Referenzspannung während einer folgenden Dateneingabe variiert und um einen unnötigen Entladungspfad abzublocken und mit einer Pegelverschiebungsdiode D2 zur Anpassung des Pegels einer Ausgangsspannung versehen.
Mit dem oben beschriebenen Aufbau und der oben beschriebenen Operation erfasst der Detektor 5 des unteren Pegels immer einen unteren Pegel des Ausgabesignals von dem TIA 4 ohne Rücksicht darauf, ob das Ausgabesignal von dem TIA 4 hoch oder niedrig bezüglich des Pegels ist. Die Verwendung des erfassten unteren Pegels macht es möglich genau zu bestimmen, ob ein Eingabesignal vorhanden ist. Vorausgesetzt, dass kein unter Signalpegel erfasst wird, wird ein später zu beschreibendes AGC-Steuersignal erzeugt, um einen Leistungspegel des Eingabesignals zu erfassen. Während ein Spitzenwertpegel (oberer Pegel), der durch einen gewöhnlich verwendeten Spitzenwertdetektor erfasst wird dagegen kein spezielles Problem besitzt, wenn sich ein Eingabesignal auf einem hohen Pegel befindet, aber er keine genaue Information hinsichtlich eines aktuellen Spannungspegels liefert, wenn das Eingabesignal sich auf einem unteren Pegel befindet, was in einer Schwierigkeit resultiert zu bestimmen, ob das Eingabesignal vorhanden ist.
Die Verwendung des unterer Pegels, der durch den Detektor 5 des unteren Pegels erfasst wird, ermöglicht ferner die genaue Erzeugung eines AGC-Signals und die genaue Bestimmung einer Zwischendatenpaketperiode, so dass eine Ausgangsspannung immer bei einem richtigen Pegel gehalten werden kann.
9 ist ein Signalform-Diagramm, welches die Spannungspegel an den Knoten a, b und c in 6 darstellt, wobei die Ordinatenachse einen Spannungspegel und die Abszissenachse die Zeit (nsec) darstellt.
Mit Bezug auf die 6 und 9 bezeichnet ein Referenzbuchstabe A eine Ausgabecharakteristik bei einem Ausgabeanschluss (der Knoten a) der Verstärkerschaltung 50 oder bei einem Ausgabeanschluss des Zweistufen-Differenzverstärkers, B bezeichnet eine Konstantspannungscharakteristik bei einem Ausgabeanschluss (der Knoten b) des Detektors 60 oder bei einem Ausgabeanschluss der Diode und des RC-Gleichrichterfilters und C bezeichnet einen Spannungspegel Unten_Ein bei einem Ausgabeanschluss (der Knoten c) des TIA.
10 ist ein Signalform-Diagramm, welches eine Eingabesignal/Ausgabesignal-Charakteristik des Detektors des unteren Pegels in dem Vorverstärker darstellt. Wie oben bemerkt, wird der untere Pegel des TIA-Ausgabesignal erfasst, ohne Rücksicht darauf, ob das TIA-Ausgabesignal sich auf einem hohen oder niedrigen Pegel befindet.
Bezogen wieder auf 4 fungiert die AGC 6, indem sie ein AGC-Steuersignal 6' erzeugt auf der Basis des unteren Pegels, der von dem Detektor 5 des unteren Pegels erfasst wurde, um die Verstärkung des TIA 4 anzupassen.
Das Ausgabestromsignal von dem optischen Detektor 110 besitzt allgemein Stromabweichungen in dem Bereich von –31 dBm bis –16 dBm. Vorausgesetzt, dass eine bestimmte Stromabweichung des Ausgabesignals aus dem optischen Detektor 110 jen seits dieses Bereichs liegt, wird das Ausgabesignal aus dem TIA 4 einer beträchtlichen Verzerrung unterworfen. In dieser Hinsicht muss die AGC 6 betrieben werden, um eine Verzerrung des Ausgabesignals aus dem TIA 4 zu kompensieren.
Um dies möglich zu machen ist in Übereinstimmung mit Gesichtspunkten der vorliegenden Erfindung die AGC 6 eingerichtet ihre Steueroperation durch Erzeugung des AGC-Steuersignals 6' zu dem Zeitpunkt zu starten, bei dem das Ausgabesignal aus dem TIA 4 beginnt verzerrt zu sein, nämlich der untere Pegel davon schaltet einen Ausgabepuffertransistor für den TIA 4 aus.
Die AGC 6 kann vorzugsweise eine Signalanwesenheits-Bestimmungseinheit zur Analyse des durch den Detektor 5 des unteren Pegels ermittelten unteren Pegels einschließen, um zu bestimmen, ob ein Eingabesignal vorhanden ist. Nach der Bestimmung aus dem erfassten unteren Pegel, dass ein Eingabesignal vorhanden ist, erzeugt die Signalanwesenheits-Bestimmungseinheit ein Signalanwesenheits-Anzeigesignal. Wenn jedoch bestimmt wird das kein Eingabesignal vorhanden ist, dann erzeugt die Signalanwesenheits-Bestimmungseinheit ein Signalabwesenheits-Anzeigesignal, welches ein Datenpaket-Anzeigesignal ist. Dieses Datenpaketabschluss-Anzeigesignal setzt das AGC-Signal 6' zurück, so dass der AGC-Spannungspegel zu Beginn des nächsten Datenpaketes wieder gesetzt werden kann.
Dies verhindert, dass das Ausgabesignal von dem TIA 4 wegen eines unzulässigen niedrigen Betriebs-Referenzpegels der AGC 6 zu niedrig im Pegel wird. Man kann auch verhindern, dass die AGC 6 betrieben wird nachdem das Ausgabesignal aus dem TIA 4 verzerrt ist auf Grund eines unzulässig hohen Betriebs-Referenzpegels der AGC 6.
Die AGC 6 kann auch einen Spitzenwertdetektor einschließen zum Festsetzen und Beibehalten eines Anfangs-AGC-Signals an einem Kollektor eines Eingabetransistors auf einen Spitzenwertpegel, um eine Signalschwankung zu minimieren, die aus einer Veränderung des aktuellen AGC-Steuersignals 6' resultiert.
Der Leistungspegeldetektor 7 erfasst einen Leistungspegel des Ausgabesignals aus dem TIA 4, um zu bestimmen, ob ein Eingabesignal vorhanden ist und ob eine Zwischendatenpaketperiode vorhanden ist. Der Leistungspegeldetektor 7 liefert seine bei den Ausgabesignale von denen eines durch den Pulsgenerator 8 und einen Inverter 91 zur Erzeugung eines LOS-Signals geleitet und das andere wird auf einen Eingabeanschluss einer Rücksetzsignal-Erzeugungsschaltung angewandt wird.
Der Leistungspegeldetektor 7 kann vorzugsweise einen Kondensator zur Kopplung des Ausgabesignals aus dem TIA 4 einschließen, um dessen Leistungspegel zu ermitteln ohne Rücksicht auf den Gleichstrom-Pegel eines Eingabesignals.
Der Pulsgenerator 8 erzeugt ein Pulssignal als Antwort auf das erste Ausgabesignal aus dem Leistungspegeldetektor 7, um einen Datenpaketstart, einen Datenpaketabbruch und eine Zwischendatenpaketperiode anzuzeigen. Das durch den Pulsgenerator 8 erzeugte Pulssignal wird durch den Inverter 91 invertiert und dann als das LOS-Signal ausgegeben. Der Pulsgenerator 81 erzeugt ein Pulssignal als Antwort auf das Ausgabesignal aus der AGC 6 und der Pulsgenerator 82 erzeugt ein Pulssignal als Antwort auf das zweite Ausgabesignal aus dem Leistungspegeldetektor 7. Die durch die Pulsgeneratoren 81 und 82 erzeugten Pulssignale werden durch das NICHT-UND-Gatter 9 einer NICHT-UND-Umwandlung unterzogen, durch einen Inverter 92 invertiert und dann als das Rücksetzsignal ausgegeben.
Der Ausgabepuffer 10 ist eingerichtet, um einen Gleichstrompegel des End-Ausgabesignals des Vorverstärktes 101 hinsichtlich der Eingabe des End-Ausgabesignals an die ATC 102 und den Begrenzungsverstärker 103 stromab des Vorverstärkers 101 zu regeln.
Die 11A und 12A sind Ausgabe-Signalformdiagramme des optischen Burst-Mode-Empfängers in Übereinstimmung mit Ausführungen der vorliegenden Erfindung. Diese Signalformdiagramme stellen Operationscharakteristiken des Vorverstärkers 101 dar, wenn ein Eingabestrom jeweils 10 μA und 100 μA beträgt. Die Ordinatenachse repräsentiert einen Strompegel und die Abszissenachse repräsentiert die Zeit (nsec).
Man kann aus 11A sehen, dass die AGC 6 kein Steuersignal erzeugt, wenn der Eingabestrom klein ist (zum Beispiel 10 μA). Wenn jedoch der Eingabestrom einen bestimmt großen Pegel (zum Beispiel 100 μA) besitzt, erzeugt die AGC 6 ein Steuersignal (siehe 12A).
11B und 12B sind jeweils vergrößerte Ansichten von 11A und 12A. Ein Wert des Vorverstärker-Ausgabepegels – 1,6 V ist gezeigt, so dass der Ausgabepegel in einem Graphen abgebildet werden kann.
Das durch den Vorverstärker unabhängig auf die obige Weise erzeugte Rücksetzsignal wird auf die ATC 102 stromab des Vorverstärkers zusammen mit dem TIA-Ausgabesignal angewandt.
Bezogen wieder auf 4 enthält der ATC 102 einen Spitzenwertdetektor 200, der einen Spitzenwert-Pegel (hohen Pegel) eines Ausgabesignals von einem Wandler erfasst, der vorzugsweise den optischen Detektor 110 und den TIA 4 enthält, als Antwort auf das Rücksetzsignal von dem Vorverstärker 101, einen Detektor 300 des unteren Pegels, der einen niedrigen Pegel des Wandler-Ausgabesignals erfasst, als Antwort auf das Rücksetzsignal, ein Paar Widerstände R11 und R12 zur Ausführung einer Spannungsteilungsoperation für Ausgabesignale aus dem Spitzenwertdetektor 200 und dem Detektor 300 des unteren Pegels, um eine Referenzspannung Vref zu erzeugen, und einen Speicherkondensator C_P, der die erzeugte Referenzspannung speichert. Bei einer Ausführung besitzen die Widerstände R11 und R12 die gleichen Widerstandwerte, um die Referenzspannung Vref zu erzeugen, welche eine Spannung ist, die zwischen einer Spannung des erfassten Spitzenwertpegels und einer Spannung des erfassten unteren Pegels liegt.
Der Spitzenwertdetektor 200 und der Detektor 300 des unteren Pegels erfassen den Spitzenwert-Pegel und den unteren Pegel des Ausgabesignals aus dem Wandler jeweils als Antwort auf das Rücksetzsignal von dem Vorverstärker. Der erfasste Spitzenwertpegel und der untere Pegel werden durch die Widerstände R11 und R12 geleitet, so dass die dazu dazwischenliegende Spannung erzeugt wird.
Das heißt: Vref = (Vspitze + Vunten)/2
Die nach der obigen Gleichung erzeugte Referenzspannung wird in den Kondensator C_P gespeichert und dann als eine Information, welche eine Zwischendatenpaketperiode betrifft an die folgende Stufe gesandt.
7 ist ein detailliertes Schaltdiagramm des Spitzenwert-Detektors 200 in der ATC 102 in Übereinstimmung mit Gesichtpunkten der vorliegenden Erfindung.
Mit Bezug auf 7 enthält der Spitzenwertdetektor 200 eine Verstärkerschaltung 210, die ein Eingabesignal verstärkt, einen Detektor 220, der einen Spitzenwertpegel des verstärkten Signals erfasst, einen Ausgabepuffer 230 und eine Stromquelle 240.
Die Verstärkerschaltung 210 enthält einen Zweistufenverstärker mit ersten und zweiten Differenz-Verstärkern und einen Zweistufenpuffer 211, der zwischen den ersten Differenz-Verstärker und den zweiten Differenz-Verstärker des Zweistufenverstärkers geschaltet ist. Der erste Differenz-Verstärker ist mit Widerständen R1 und R2 und Transistoren TR1 und TR2 versehen und der zweite Differenz-Verstärker. ist mit Widerständen R3 und R4 und Transistoren TR3 und TR4 versehen. Der Zweistufenverstärker ist so ausgelegt, dass er eine Spannungsverschiebung so reduziert, dass er den Signal-Spitzenwertpegel genau erfasst. Der Zweistufenpuffer ist auch so ausgelegt, dass er eine Eingabespannungs-Bedingung des zweiten Differenz-Verstärkers erfüllt (diese Inhalte wurden im Vorgehenden im Detail mit Bezug auf die 4 und 5 beschrieben).
Der Detektor 220 enthält eine Diode D1 zum Empfang eines Ausgabesignals von der Verstärkerschaltung 210, einen Kondensator C_L und einen Widerstand R_L in Reihe geschaltet und einen MOS-Transistor MOS1 zum Empfang des Rücksetzsignals an seinem Gatter.
Das auf den MOS-Transistor angewandte Rücksetzsignal wird unabhängig durch den Vorverstärker erzeugt als ein Ergebnis der Bestimmung ob ein Eingabesignal vorhanden ist. Das Rücksetzsignal wird verwendet, weil nur ein kleiner Betrag an Strom zu dem Gatter des MOS-Transistors fließt und kein Entladungspfad in dem MOS-Transistor vorhanden ist, was es möglich macht den Transistor aufzuladen, aber unmöglich macht den Transistor zu entladen. Aus diesem Grund wird das Rücksetzsignal auf das Gatter des MOS-Transistors angewandt, um den Transistor mit Zwang zu entladen. Der mit dem Kondensator C_L in Reihe geschaltete Widerstand R_L fungiert, um ein Übersteuern und einen Fehler eines Eingabesignals zu verhindern.
Der Detektor 220 wird auf die folgende Weise betrieben. Wenn der Signal-Spannungspegel positiv erhöht wird, dann wird die Diode D1 vorwärts vorgespannt, um den Kondensator C_L aufzuladen. Alternativ wird, wenn der Signal-Spannungspegel negativ abgesenkt wird, dann die Diode D1 umgekehrt vorgespannt, um zu einem Spenzustand zu kommen, was eine Entladung des Kondensators C_L verursacht. Auf Grund dieses Prinzips wird der Signal-Spitzenwertpegel beibehalten. Wenn der Kondensator in der Kapazität erhöht wird, kann die Verschiebung reduziert werden, es besteht aber der Nachteil, dass ein größerer Zeitbetrag zur Erfassung des Spitzenwert-Pegels benötigt wird. In dem Fall, bei dem der Kondensator in der Kapazität erniedrigt wird, wird die Zeit zur Erfassung des Spitzenwert-Pegels vorteilhafterweise verkürzt, wohingegen die Verschiebung vergrößert wird. Aus diesem Grund ist es notwendig eine RC-Zeitkonstante geeignet anzupassen.
Der Puffer 230 ist mit dem Ausgang des Detektors 220 verbunden, um ein Signal, welches durch den Detektor 220 erfasst wurde, zurück zu der Verstärkerschaltung 210 zu führen. Der Puffer 230 ist mit einem MOS-Transistor MOS2 versehen, der verhindert, dass die Referenzspannung während einer folgenden Dateneingabe variiert und der einen unnötigen Entladungspfad abblockt und mit einer Vielzahl von Pegelverschiebungsdioden D2, D3 und D4 zur Anpassung des Pegels einer Ausgangsspannung versehen. Die Pegelverschiebungsdioden D2, D3 und D4 fungieren, um zu verhindern, dass das durch den Detektor 220 erfasste Signal nicht rückgeführt wird auf Grund eines großen Unterschieds zwischen dem aktuellen Signal-Spitzenwertpegel und einem Spannungspegel bei einem Ausgangsanschluss des Puffers.
8 ist ein detailliertes Schaltdiagramm des Detektors 300 des unteren Pegels in der ATC 102. Der Detektor 300 des unteren Pegels enthält eine Verstärkerschaltung 310, welche ein Eingabesignal verstärkt, einen Detektor 320, welcher einen unteren Pegel des verstärkten Signals erfasst, einen Ausgabepuffer 330 und eine Stromquelle 340.
Der Detektor 300 des unteren Pegels ist in Aufbau und Betrieb dem im Vorgehenden beschriebenen Spitzenwert-Detektor 200 ähnlich mit der Ausnahme, dass der Detektor 320 sich von dem Detektor 220 unterscheidet.
Der Detektor 320 enthält eine Diode D5 zum Empfang eines Ausgabesignals von der Verstärkerschaltung 310, einen Kondensator C_P und einen Widerstand R_P, parallel geschaltet und einen MOS-Transistor MOS3 zum Empfang des Rücksetzsignals an seinem Gatter. Der Detektor 320 unterscheidet sich von dem Detektor 220 darin, dass die Diode D5 die umgekehrte Polarität von der Diode D1 in dem Detektor 220 besitzt und dass der Lade/Entlade-Kondensator C_P mit Vcc, keiner Erdanschlussstelle, parallel verbunden ist. Der mit dem Lade/Entlade-Kondensator C_P parallel geschaltete Widerstand R_P führt eine Dämpfungsoperation durch zum Festsetzen einer Anfangs-Drainspannung des MOS-Transistors MOS3 auf "5 V" und nicht "0 V".
Der Detektor 320 wird auf die folgende Weise betrieben. Wenn der Signal-Spannungspegel negativ abgesenkt wird, dann wird die Diode D5 vorwärts vorgespannt, um den Kondensator C_P aufzuladen. Alternativ wird, wenn der Signal-Spannungspegel positiv erhöht wird, dann die Diode D5 umgekehrt vorgespannt, um den Kondensator C_P zu entladen. Auf Grund dieses Prinzip ist wird der untere Signalpegel beibehalten. Jedoch muss, ähnlich wie der Detektor 220 der Detektor 320 erzwungenen entladen werden als Antwort auf das Rücksetzsignal, weil er nicht auf Grund der Struktur des Ausgabepuffers stromab davon natürlich entladen wird.
Der Puffer 330 ist mit dem Ausgang des Detektors 320 verbunden, um ein durch den Detektor 320 erfasstes Signal zurück zu der Verstärkerschaltung 310 zurückzuführen. Der Puffer 330 ist mit einem MOS-Transistor MOS4, der verhindert, dass die Referenzspannung während einer folgenden Dateneingabe variiert und der einen unnötigen Entladungspfad abblockt und mit einem Paar von Pegelverschiebungsdioden D6 und D7 zur Anpassung des Pegels einer Ausgangsspannung versehen. Die Pegelverschiebungsdioden D6 und D7 fungieren, um zu verhindern, dass das durch den Detektor 320 erfasste Signal nicht rückgeführt wird auf Grund eines großen Unterschieds zwischen dem aktuellen unteren Signalpegel und einem Spannungspegel bei einem Ausgangsanschluss des Puffers.
13 ist ein Signalform-Diagramm, welches eine Eingabesignal/Ausgabesignal-Charakteristik des Spitzenwert-Detektors in der ATC 102 darstellt und 14 ist ein Signalform-Diagramm, welches eine Eingabesignal/Ausgabesignal-Charakteristik des Detektors des unteren Pegels in der ATC 102 darstellt. Wie jemand in der Technik normal Versierter erkennen wird, kann man aus diesen Diagrammen sehen, dass ein Spitzenwertpegel und ein unterer Pegel eines Eingabesignals genau erfasst werden.
15 ist ein Signalform-Diagramm, welches eine Ausgabe-Charakteristik der ATC 102 darstellt. Speziell ist eine Endausgabe-Charakteristik der ATC 102 basierend auf dem von dem Vorverstärker erzeugten Rücksetzsignal gezeigt. Hier ist Vref eine, auf Basis einer Spannung des unteren Pegels 15 mVpp und einer Spitzenwert-Pegel-Spannung 750 mVpp erzeugte Referenzspannung.
Wie aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, liefert die vorliegende Erfindung eine automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung für einen optischen Burst-Mode-Empfänger, der in der Lage ist unabhängig ein Rückstell-Signal zur Initialisierung bei einer Zwischendatenpaket-Periode zu erzeugen. Die Anwendung der vorliegenden automatischen Schwellenwert-Steuervorrichtung auf den optischen Burst-Mode-Empfänger kann eine Notwendigkeit einer zusätzlichen Schaltung zur Erzeugung des Rücksetzsignals beseitigen, was eine Reduzierung der Größe der Verstärkerteile ergibt.
Auch wenn die bevorzugten Ausführungen der vorliegenden Erfindung zu Erläuterungszwecken offengelegt wurden, werden Fachleute erkennen, dass verschiedene Modifikationen, Zusätze und Substitutionen möglich sind ohne von dem Rahmen der Erfindung wie er in den beiliegenden Patentansprüchen offengelegt ist abzuweichen.

Claims

Optischer Burst-Mode-Empfänger (110, 101, 102, 103), der umfasst: einen Wandler (4) zum Umwandeln eines Burst-Mode-Signals in ein Spannungssignal; eine automatische Verstärkungsregeleinrichtung (6) zum automatischen Regeln einer Verstärkung des Wandlers; und eine automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung (102), die einen Spannungspegel eines Ausgangssignals von dem Wandler erfasst, wobei die automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung umfasst: einen Spitzenwertdetektor (200), der einen Spitzenpegel des Ausgangssignals von dem Wandler in Reaktion auf ein Rücksetzsignal erfasst; einen Detektor (300) für einen unteren Pegel, der einen unteren Pegel des Ausgangssignals von dem Wandler in Reaktion auf das Rücksetzsignal erfasst; und ein Paar Widerstände (R11, R12), die jeweils zwei Anschlüsse haben, wobei ein Anschluss jedes Widerstandes mit dem Spitzenwertdetektor bzw. dem Detektor für einen unteren Pegel verbunden ist und die anderen Anschlüsse der Widerstände miteinander verbunden sind und eine Bezugsspannung an einem Punkt, an dem die anderen Anschlüsse der Widerstände miteinander verbunden sind, auf der Basis von Spannungen des Spitzenpegels und des unteren Pegels erzeugt wird; dadurch gekennzeichnet, dass die automatische Verstärkungsregeleinrichtung so eingerichtet ist, dass sie das Rücksetzsignal unabhängig erzeugt und das Rücksetzsignal an die automatische Schwellenwertsteuervorrichtung anlegt, und die automatische Schwellenwertsteuervorrichtung des Weiteren einen Kondensator (C_P) zum Speichern der Bezugsspannung umfasst.
Optischer Burst-Mode-Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Spitzenwertdetektor enthält: eine erste Differenzverstärkungseinrichtung (210, R1, R2, TR1, TR2, R3, R4, TR3, TR4), die das Ausgangssignal von dem Wandler an einem ersten Eingangsanschluss bzw. ein rückgeführtes Ausgangssignal von dem Spitzenwertdetektor an einem zweiten Eingangsanschluss empfängt und eine Differenz zwischen den empfangenen Signalen verstärkt; eine erste Erfassungseinrichtung (220), die einen Spitzenpegel eines Ausgangssignals von der Differenzverstärkungseinrichtung erfasst; und eine erste Ausgangs-Puffereinrichtung (230), wobei die erste Erfassungseinrichtung enthält: einen ersten Transistor (D1), dessen Basis und Kollektor gemeinsam mit einem Ausgangsanschluss der ersten Differenzverstärkungseinrichtung verbunden sind, und der einen Emitter hat, der mit einem ersten Kondensator (C_L) verbunden ist, wobei der erste Kondensator mit einem Erdanschluss verbunden ist; und einen ersten MOS-Transistor (MOS1), der ein Gate zum Empfangen des Rücksetzsignals, einen Drain, der mit dem E mitter des ersten Transistors verbunden ist, und eine Source hat, die zwischen den ersten Kondensator und den Erdanschluss geschaltet ist.
Optischer Burst-Mode-Empfänger nach Anspruch 2, wobei der Spitzenwertdetektor des Weiteren einen ersten Widerstand (R_L) enthält, der in Reihe zwischen den Emitter des ersten Transistors und den ersten Kondensator geschaltet ist, um ein Überschwingen eines Eingangsignals zu verhindern.
Optischer Burst-Mode-Empfänger nach Anspruch 2 oder 3, wobei die erste Ausgangs-Puffereinrichtung einen zweiten MOS-Transistor (MOS2) und wenigstens eine damit verbundene erste Pegelverschiebungsdiode (D2, D3, D4) enthält.
Optischer Burst-Mode-Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Detektor für einen unteren Pegel enthält: ein zweite Differenzverstärkungseinrichtung (310, R1, R2, TR1, TR2, R3, R4, TR3, TR4), die das Ausgangssignal von dem Wandler an einem ersten Eingangsanschluss bzw. ein rückgeführtes Ausgangssignal von dem Detektor für einen unteren Pegel an einem zweiten Eingangsanschluss empfängt und eine Differenz zwischen den empfangenen Signalen verstärkt; eine zweite Erfassungseinrichtung (320), die einen unteren Pegel eines Ausgangssignals von der zweiten Differenzverstärkungseinrichtung erfasst; und eine zweite Ausgangs-Puffereinrichtung (330), wobei die zweite Erfassungseinrichtung enthält: einen zweiten Transistor (D5), der einen Emitter, der mit einem Ausgangsanschluss der zweiten Differenzverstärkungseinrichtung verbunden ist, sowie eine Basis und einen Kollektor hat, die gemeinsam mit einem zweiten Kondensator (C_P) verbunden sind, wobei der zweite Kondensator mit einem Stromversorgungs-Spannungsanschluss verbunden ist; und einen dritten MOS-Transistor (MOS3), der ein Gate zum Empfangen des Rücksetzsignals, einen Drain, der mit einem Verbindungsknoten der Basis und des Kollektors des zweiten Transistors verbunden ist, und eine Source hat, die zwi schen den Ausgangsanschluss der zweiten Differenzverstärkungseinrichtung und den Emitter des zweiten Transistors geschaltet ist.
Optischer Burst-Mode-Empfänger nach Anspruch 5, wobei der Detektor für einen unteren Pegel des Weiteren einen zweiten Widerstand (R_P) enthält, der parallel zu dem zweiten Kondensator geschaltet ist, um eine Anfangs-Drain-Spannung des dritten MOS-Transistors zu regulieren.
Optischer Burst-Mode-Empfänger nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Ausgangs-Puffereinrichtung einen vierten MOS-Transistor (MOS4) und wenigstens eine damit verbundene Pegelverschiebungsdiode (D6, D7) enthält.
Verfahren zum Einsatz in einem optischen Burst-Mode-Empfänger (110, 101, 102, 103), der einen Wandler (4) zum Umwandeln eines Burst-Mode-Signals in ein Spannungssignal, eine automatische Verstärkungsregeleinrichtung (6) zum automatischen Regeln einer Verstärkung des Wandlers und eine automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung (102) zum Erfassen eines Spannungspegels eines Ausgangssignals von dem Wandler enthält, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Erfassen eines Spitzenpegels des Ausgangssignals von dem Wandler durch einen Spitzenwertdetektor (200) in Reaktion auf ein Rücksetzsignal; Erfassen eines unteren Pegels des Ausgangssignals von dem Wandler durch einen Detektor (300) für einen unteren Pegel in Reaktion auf das Rücksetzsignal; und Erzeugen einer Bezugsspannung an einem Punkt, an dem Anschlüsse eines Paars Widerstände (R11, R12) miteinander verbunden sind, wobei die Widerstände jeweils zwei Anschlüsse haben und ein Anschluss jedes Widerstandes mit dem Spitzenwertdetektor bzw. dem Detektor für einen unteren Pegel verbunden ist und die anderen Anschlüsse der Widerstände an dem Punkt miteinander verbunden sind und die Bezugsspannung auf der Basis von Spannungen des Spitzenpegels und des unteren Pegels erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren des Weiteren die folgenden Schritte umfasst: unabhängiges Erzeugen des Rücksetzsignals durch die automatische Verstärkungsregeleinrichtung und Anlegen desselben durch die automatische Verstärkungsregeleinrichtung an die automatische Schwellenwert-Steuervorrichtung; und Speichern der Bezugsspannung in einem Kondensator (C_P).
Verfahren nach Anspruch 8, wobei Erfassen des Spitzenpegels einschließt: Empfangen des Ausgangssignals von dem Wandler an einem ersten Eingangsanschluss einer ersten Differenzverstärkungseinrichtung (210, R1, R2, TR1, TR2, R3, R4, TR3, TR4) innerhalb des Spitzenwertdetektors; Empfangen eines rückgeführten Ausgangssignals von dem Spitzenwertdetektor an einem zweiten Eingangsanschluss der ersten Differenzverstärkungseinrichtung innerhalb des Spitzenwertdetektors; Verstärken einer Differenz zwischen den empfangenen Signalen durch die erste Differenzverstärkungseinrichtung; Erfassen eines Spitzenpegels eines Ausgangssignals von der ersten Differenzverstärkungseinrichtung durch eine erste Erfassungseinrichtung (220) innerhalb des Spitzenwertdetektors; Betreiben einer ersten Ausgangs-Puffereinrichtung (230) in dem Spitzenwertdetektor; und Empfangen des Rücksetzsignals an einem Gate eines ersten MOS-Transistors (MOS1) innerhalb der ersten Erfassungseinrichtung, der einen Drain, der mit ei nem Emitter eines ersten Transistors (D1) innerhalb der ersten Erfassungseinrichtung verbunden ist, und eine Source hat, die zwischen einen ersten Kondensator (C_L) und einen Erdanschluss geschaltet ist, wobei die Basis und der Kollektor des ersten Transistors gemeinsam mit einem Ausgangsanschluss der ersten Differenzverstärkungseinrichtung verbunden sind und der Emitter mit dem ersten Kondensator verbunden ist und der erste Kondenstor mit dem Erdanschluss verbunden ist.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei Erfassen des Spitzenpegels des Weiteren einschließt, dass Überschwingen eines Eingangssignals verhindert wird, indem ein erster Widerstand (R_L) des Spitzenwertdetektors in Reihe zwischen den Emitter des ersten Transistors und den ersten Kondensator geschaltet wird.
Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, wobei Betreiben der ersten Ausgangs-Puffereinrichtung Betreiben eines zweiten MOS-Transistors (MOS2) und wenigstens einer damit verbundenen Pegelverschiebungsdiode (D2, D3, D4) einschließt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, wobei Erfassen des unteren Pegels einschließt: Empfangen des Ausgangssignals von dem Wandler an einem ersten Eingangsanschluss einer zweiten Differenzverstärkungseinrichtung (310, R1, R2, TR1, TR2, R3, R4, TR3, TR4) innerhalb des Detektors für einen unteren Pegel; Empfangen eines rückgeführten Ausgangssignals von dem Detektor für einen unteren Pegel an einem zweiten Eingangsanschluss der zweiten Differenzverstärkungseinrichtung innerhalb des Detektors für einen unteren Pegel; Verstärken einer Differenz zwischen den empfangenen Signalen durch die zweite Differenzverstärkungseinrichtung; Erfassen eines unteren Pegels eines Ausgangssignals von der zweiten Differenzverstärkungseinrichtung durch eine zweite Erfassungseinrichtung (320) innerhalb des Detektors für einen unteren Pegel; Betreiben einer zweiten Ausgangs-Puffereinrichtung (330) innerhalb des Detektors für einen unteren Pegel; und Empfangen des Rücksetzsignals an einem Gate eines dritten MOS-Transistors (MOS3) innerhalb der zweiten Erfassungseinrichtung, der einen Drain, der mit einem Verbindungsknoten einer Basis und eines Kollektors eines zweiten Transistors (D5) innerhalb der zweiten Erfassungseinrichtung verbunden ist, und eine Source hat, die zwischen einen Ausgangsanschluss der zweiten Differenzverstärkungseinrichtung und einen Emitter des zweiten Transistors geschaltet ist, dessen Emitter mit dem Ausgangsanschluss der zweiten Differenzverstärkungseinrichtung verbunden ist und dessen Basis sowie Kollektor gemeinsam mit einem zweiten Kondensator (C_P) verbunden sind, wobei der zweite Kondensator mit einem Stromversorgungs-Spannungsanschluss verbunden ist.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei Erfassen des unteren Pegels des Weiteren Regulieren einer Anfangs-Drain-Spannung des dritten MOS-Transistors einschließt, indem ein zweiter Widerstand (R_P) innerhalb des Detektors für einen unteren Pegel parallel zu dem zweiten Kondensator geschaltet wird.
Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, wobei Betreiben der zweiten Ausgangs-Puffereinrichtung Betreiben eines vierten MOS-Transistors (MOS4) und wenigstens einer damit verbundenen Pegelverschiebungsdiode (D6, D7) einschließt.