DE60210013T2

DE60210013T2 - Verfahren und Vorrichtung zum Synchronisieren eines Slave-Netzknotens auf einem Master-Netzknoten

Info

Publication number: DE60210013T2
Application number: DE60210013T
Authority: DE
Inventors: Paul Amprior Gresham
Original assignee: Mitel Networks Corp
Current assignee: Mitel Networks Corp
Priority date: 2001-05-09
Filing date: 2002-05-09
Publication date: 2006-11-09
Anticipated expiration: 2022-05-10
Also published as: CA2385182C; US7062005B2; DE60210013D1; US20030001633A1; EP1257059B1; CA2385182A1; GB0111300D0; EP1257059A2; EP1257059A3

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Netzwerk-Systeme und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Synchronisieren eines Slave-Netzes mit einem Master-Netz über eine Kommunikationsverbindung dazwischen.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Nach Stand der Technik ist bekannt, dass Slave-Netzknoten eine direkte Ableitung des Taktes und der Rahmenbildung auf der Grundlage des Eingangsdatenstroms vom Master-Netz ausführen, um die entsprechenden Takt- und Rahmen-Referenzsignale in dem Slave-Netz zu erzeugen. Ein Problem besteht bei diesem Verfahren darin, dass die in dem Slave-Netz abgeleiteten Taktsignale dadurch, dass sie direkt aus dem Datenstrom abgeleitet sind und deshalb der Rauschcharakteristik der Übertragungsleitung, welche den Master mit dem Slave verbindet, unterworfen sind, dazu neigen, Jitter zu unterliegen. Dieses Verfahren verlangt außerdem, dass die genaue Rahmenbildung des Masters in irgendeiner Form in dem Datenstrom vorhanden ist, gewöhnlich als ein Rahmenanfangszeichen oder -signal. Außerdem muss der Datenstrom vom Master zum Slave kontinuierlich sein. Wenn es eine Unterbrechung des Datenstroms gibt, wirkt sich diese gewöhnlich in grundlegender Weise auf die Taktgabe und Rahmenbildung des Slave-Systems aus. Einige Systeme integrieren Signalverlustdetektoren und eine Schaltungsanordnung, um die Slave-Takte im Falle einer Datenunterbrechung ungefähr konstant zu halten, bis das Datenstromsignal wiederhergestellt ist. Insgesamt ist dieses Verfahren für Anwendungen mit erhöhten Anforderungen an die Genauigkeit des abgeleiteten Slave-Taktes nicht gut geeignet.
Phasenverriegelte Schleifen (phase-locked loops, PLL) sind wohlbekannte Systeme, durch welche Taktgebung und Phasenabgleich an dem Slave-Knoten unter Verwendung von spannungsgesteuerten Oszillatoren realisiert werden. Die anfängliche Rahmenbildung des Slaves ist willkürlich. Jedoch werden die Phaseninformationen der Rahmenbildung durch den Slave-Knoten mit dem relativen Rahmen-Phasenabgleich, der über die Datenverbindung von dem Master-Knoten empfangen wird, verglichen. Unter Verwendung der Phaseninformationen von dem Master und dem Slave wird ein Versatzfehler-Signal berechnet. Das Versatzsignal wird zu dem spannungsgesteuerten Oszillator der Slave-Knoten-Takterzeugungsschaltungen rückgeführt, um die Slave-Taktfrequenz anzupassen, bis der Master und der Slave in der gewünschten Phasenbeziehung sind. Dieses Verfahren sorgt für einen weitestgehend ausgeglichen arbeitenden Slave-Endknoten, der ziemlich unanfällig für schwankende Rauschcharakteristika in der Kommunikationsverbindung ist. Kurze Unterbrechungen des Signals werden toleriert, ohne dass der Takt und die Rahmenbildung des Slaves beeinflusst werden.
Das Problem besteht bei Phasenverriegelungsschleifen des Standes der Technik darin, dass das Schaltungsdesign im Allgemeinen komplizierter als bei den Takt direkt ableitenden Schaltungen ist. Phasenverriegelungsschleifen enthalten im Allgemeinen wohlbekannte Einrichtungen, wie etwa spannungsgesteuerte Oszillatoren, Phasenkomparatoren usw., die nicht ohne weiteres in digitale CMOS-ASICs integriert werden können. Andererseits haben PLL-Schaltungen, die für eine Integration in ASICs ausgelegt sind, unveränderliche Betriebseigenschaften, die nicht erwünscht sind. Beispielsweise sind/ist im Allgemeinen die Frequenz und/oder das Phasenverfolgungsreaktion unveränderlich. Einige PLL-Schaltungen weisen zwei oder sogar mehrere Algorithmen auf (d.h. einen, um der Master-Phase zu folgen und die Phasenverriegelung anfänglich herzustellen, und einen davon verschiedenen Algorithmus, um die Slave-Schaltung verriegelt zu halten). Diese Schaltungen werden gewöhnlich verwendet, weil die Kriterien, die gefordert sind, um unter allen möglichen Bedingungen der Master-Phase zu folgen und die Slave-Phase einzurichten, dazu tendieren, das Slave-Signal instabil oder jittergestört zu machen, wenn die Schaltung erst einmal verriegelt ist. Andererseits bieten Schaltungen, die sich durch eine wünschenswerte Taktgüte und -stabilität auszeichnen, kein ausreichendes Ansprechverhalten, das unter allen Bedingungen genügt, um anfangs den Masterknoten zu erfassen und zu verriegeln.
Schließlich neigt eine PLL-Verriegelungs-Haltereaktion, welche das erstrebenswerteste Taktausgabeverhalten bietet, zu damit verbundenen längeren Zeitkonstanten. Folglich können, beispielsweise in der Situation einer Mastersystem-Verriegelung an einen digitalen Stamm (Slave-System), diese langen Zeitkonstanten zusammen mit dem Master-Verfolgungsalgorithmus eine Systeminstabilität bewirken.
US 4 791 386 offenbart eine digitale Phasenverriegelte Schleife, in der das Vorauseilen oder Nacheilen der Phase des Eingangssignals mit der Phase des Ausgangssignals des Regelkreises verglichen wird und das Auftreten des Vorauseilens oder Nacheilens jeweils in einem Random-Lock-Filter (Filter mit Zufallsverriegelung) gefiltert wird, um das Ausgangssignal phasenzuregeln.
WO 0 106 696 offenbart eine verzögernd verriegelte Schleife, die eine Verzögerungsanpassungsschaltung aufweist. An die Verzögerungsanpassungsschaltung werden mit einer dynamisch angepassten Rate Verzögerungsanpassungssignale angelegt.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung ist in den unabhängigen Ansprüchen definiert. Einige bevorzugte Merkmale der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Es ist ein Verfahren zur Master/Slave-Synchronisation dargelegt, das weder einen festgelegten Verriegelungsationsalgorithmus noch mehrere festgelegte Algorithmen verwendet. Stattdessen ist das Synchronisationssystem der vorliegenden Erfindung durch ein stückweise lineares exponentielles Antwortverhalten gekennzeichnet, das an die Bedingungen der Datenverbindung und an den momentanen Phasensynchronisationszustand des Slave-Knotens selbstanpassend ist. Die Schaltung der vorliegenden Erfindung registriert die Rate, mit welcher der Phasenanpassungsschaltung ein Synchronisationssignal zugeführt wird, und passt dann diese Rate dynamisch an, bis sie den Minimalwert erreicht, der erforderlich ist, um unter den vorliegenden Bedingungen die Synchronisation beizubehalten. Durch das Einstellen der Rate auf einen Minimalwert werden die Jittercharakteristika des ausgegebenen Slave-Taktes auf ein Minimum herabgesetzt.
Das Master/Slave-Phasenregelungsverfahren der vorliegenden Erfindung kann außerdem in denselben digitalen CMOS-ASIC wie weitere Datencodierungs-/Datendecodierungs- und Taktableitungsschaltungen integriert werden, ohne externe Hardware zu erfordern. Gemäß einem erfolgreichen Prototyp enthält ein einziger ASIC sowohl Hardware zur Bitdecodierung, Slave-Rahmenbildung und Taktableitung als auch die Master/Slave-Synchronisations-Hardware der vorliegenden Erfindung. Dies verringert den Kostenaufwand für die Synchronisationsfunktion und die erforderliche Schaltungsplatinenfläche wesentlich.
Die Schaltung der vorliegenden Erfindung ist dafür ausgelegt, dass sie – anders als herkömmliche PLL-Schaltungen des Standes der Technik – ausschließlich in einer digitalen Umgebung arbeitet. Die gesamte Signalisierung ist durchgängig mit logischen Pegeln vom Typ "logisch 1" und "logisch 0", den derzeitigen digitalen CMOS-Designtechniken entsprechend.
KURZBESCHREIBUNG DER DETAILLIERTEN ZEICHNUNGEN
Eine Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist nachstehend mit Bezug auf die beigefügte Zeichnung gegeben, worin:
1 ein Blockschaltbild des Master/Slave-Synchronisationssystems gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
2A und 2B zusammen ein schematisches Blockschaltbild der Masterphasendetektor- und Phasenregelschaltung von 1 bilden; und
3 ein schematisches Blockschaltbild eines Frequenzgeneratorteils der Masterphasendetektor- und Phasenregelschaltung von 1 ist.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die Master/Slave-Phasenverriegelungsschleife der vorliegenden Erfindung wirkt mit weiteren Komponenten zusammen, die in der gleichzeitig anhängigen UK-Patentanmeldung Nr. 0 004 672.2, der kanadischen Patentanmeldung Nr. 2,338,320 und der US-Patentanmeldung Nr. 09/794,644 mit dem Titel "Integrated Data Clock Extractor" beschrieben sind. Die Schaltung der vorliegenden Erfindung nutzt die Ausführung des dort beschriebenen programmierbaren Verzögerungselements, die hier beschrieben ist. Diese Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung schließt außerdem eine Frequenz-Beibehaltungsschaltung wie in der vorangehend genannten Anmeldung offenbart ein. Die Bereitstellung einer Frequenz-Beibehaltungsschaltung hat zwei wesentliche Effekte. Erstens sorgt sie für eine stabile, dauerhafte Slave-Frequenz, falls das Datenstromsignal vom Master unterbrochen wird. Zweitens verringert sie die Rate, im Vergleich zu oben, mit der das Verriegelungssignal an die Phasenanpassungsschaltung angelegt werden muss, um den Slave in Verriegelung zum Master zu halten.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Slave-Phasenverriegelungsfunktion geschaffen, indem ein variabler Betrag einer Verzögerung auf ein beliebiges Taktsignal vorbestimmter Frequenz angewendet wird. Wie in 1 gezeigt ist, wird das beliebige Taktsignal durch ein programmierbares Verzögerungselement 1 verzögert, wie mit Bezug auf die zuvor erwähnte UK-Patentanmeldung Nr. 0 004 672.2, die kanadische Patentanmeldung Nr. 2,338,320 und die US-Patentanmeldung Nr. 09/794,644 ausführlicher erörtert ist. Das resultierende verzögerte Taktsignal wird benutzt, um einen Slave-Taktgeber 3, einen Slave-Empfänger 5 und eine Masterphasendetektor- und Verriegelungsschaltung 7 zu betreiben. Das beliebige Takteingangssignal kann unter Verwendung jeglicher wohlbekannter und wohlverstandener Verfahren erzeugt sein. Beispielsweise bieten die meisten ASIC-Technologie-Bibliotheken Kristalloszillator- oder Phasenverriegelungsschleifen-Makrozellen, die benutzt werden können, um das beliebige Taktsignal zu erzeugen. Gemäß einem erfolgreichen Prototyp der Erfindung wurde eine integrierte Kristalloszillatorschaltung verwendet.
Die Slave-Synchronisiereinheit 3 ist eine Schaltung, die hauptsächlich aus Synchronzählern besteht, die benutzt werden, um ein Referenz-Slave-Rahmenimpulssignal und einen Referenz-Slave-Takt zu erzeugen. Es können verschiedene Rahmenformattypen benutzt werden, wobei die Spezifikationen des Rahmens kein Bestandteil der vorliegenden Erfindung sind. Gemäß dem erfolgreichen Prototyp wurden Rahmen von 125 Mikrosekunden in 256 Zeitschlitze unterteilt, wobei jeder Zeitschlitz 488 Nanosekunden lang war. Das 8-Bit-Slave-Rahmen-Zeitsteuerungssignal, das von der Slave-Taktgeber 3 erzeugt wird, repräsentiert einen 8-Bit-Binärzählwert dieser Zeitschlitze, von 0 bis 255, entsprechend ihrem zeitlichen Auftreten. Bei anderen Rahmentypen ist die einzige Anforderung, dass von der Zeitgeberschaltung ein Binärzählwert geliefert wird, der zu Beginn des Rahmens 0 und am Ende des Rahmens alles 1 ist. Ein Fachmann kann diese Art der Hardware leicht herstellen. Wenn zunächst Energie zugeführt wird, werden dieser Zähler und die entsprechende Slave-Rahmenreferenz beliebig festgesetzt.
Der Empfänger 5 empfängt den Datenstrom und decodiert aus diesem die Master-Zeitsteuerung. Wieder sind zahlreiche Datenformattypen möglich. Bei dem erfolgreichen Prototyp war dieser Datenstrom eine serielle 10-Bit-Daten-Verbindung mit 20,48 Megabit/Sekunde und 256 Zeitschlitzen. In diesen Datenstrom wurde ein spezieller 10-Bit-Code eingebunden, um die Rahmengrenzen zu markieren, und es wurde der Datentakt in den Bitstrom hinein codiert. Es wurde eine Anordnung von Dekaden- und Binärzählern verwendet, um ein weiteres 8-Bit-Signal, das Master-Rahmenzeitsteuerungssignal, das von 0, zu Beginn des ankommenden Rahmens, bis 255, am Ende des ankommenden Rahmens, reicht, zu erzeugen. Wiederum wäre ein Fachmann im Stande, Hardware dieser Art herzustellen.
Das programmierbare Verzögerungselement 1, in 1 veranschaulicht, ist im Wesentlichen jenem völlig gleich, das in der gleichzeitig anhängigen UK-Patentanmeldung Nr. 0 004 672.2, der kanadischen Patentanmeldung Nr. 2,338,320 und der US-Patentanmeldung Nr. 09/794,644 mit dem Titel "Integrated Data Clock Extractor" beschrieben ist. Das Verzögerungselement 1 wies eine Verzögerungsleitung mit 64 Elementen, Zyklusgrenzwert-Extraktoren, Takt-Umkehrer, zwei Takt-Multiplexer, Störimpulsunterdrücker und Teile eines Takt-Phasendetektors, die einen Verzögerungs-FIFO, einen Re-Sync-Haltespeicher und einen Synchron-Hoch-/Herunterzähler einschließen, auf, wie in der oben bezeichneten gleichzeitig anhängigen Anmeldung dargelegt ist.
Der Verzögerungsanpassungssignaleingang des Elements 1 empfängt zwei Signale, CNTU und CNTD, die den oben erwähnten Synchron-Hoch-/Herunterzähler speisen. Wenn CNTU für einen Takt aktiv ist, dann addiert die programmierbare Verzögerung 1 ein Quantum Verzögerung zu dem Ausgabetakt, und wenn CNTD für einen Takt aktiv ist, dann subtrahiert die programmierbare Verzögerung 1 ein Quantum Verzögerung von dem Ausgabetakt. Ein Durchschnittsfachmann wäre anhand der zuvor erwähnten gleichzeitig anhängigen UK-Patentanmeldung Nr. 0 004 672.2, der kanadischen Patentanmeldung Nr. 2,338,320 und der US-Patentanmeldung Nr. 09/794,644 im Stande, diese Schaltung herzustellen.
Die Masterphasendetektor- und Phasenverriegelungsschaltung 7 bildet das Kernstück der vorliegenden Erfindung. Alle anderen oben erwähnten Komponenten sind entweder in der gleichzeitig anhängigen Anmeldung "Integrated Data Clock Extractor" offenbart oder sind Bestandteil wohlbekannter Empfänger- und Slave-Taktgeberschaltungen.
Die Masterphasendetektor- und Verriegelungsschaltung 7 vergleicht die Master-Zeitsteuerung von dem Eingangsdatenstrom mit der Slave-Zeitsteuerung von dem Slave-Taktgeber 3. Dann werden die Signale CNTU und CNTD an das programmierbare Verzögerungselement 1 angelegt, um kleine, stufenweise Veränderungen an der Verzögerung des Taktes vorzunehmen, welcher der Slave- Taktgeber 3 und der Empfangsschaltung 5 zugeführt wird, bis die gewünschte Slave-Phase erzielt ist. Die Rate, mit welcher diese zwei Signale an die programmierbaren Verzögerungselemente angelegt werden, bestimmt das Verriegelungsverhalten der Schaltung.
Ein Blockschaltbild der Masterphasendetektor- und Phasenverriegelungs-Schaltung 7 ist in 2A und 2B gegeben. Wie in 2A gezeigt ist, schließt die Masterphasendetektor- und Phasenverriegelungsschaltung 7 einen kombinatorischen 8-Bit-Subtrahierer 21, ein Re-Sync-Flipflop 23, einen synchronen 4-Bit-Hoch-/Herunter-Binärzähler 25, einen 4- bis 12-Bit-Binärdecodierer 27, einen synchronen 12-Bit-Abtastratenzähler 29, einen weiteren synchronen 12-Bit-Abtastperiodenzähler 31, zwei synchronen 12-Bit-Hoch- und Herunterzähler mit Freigabe (EN) und Löschung (CLR), 33 und 35, und einen HOCH/HERUNTER-ZÄHLWERTVERGLEICH 37 ein. Ein Frequenzgenerator- und Beibehaltungsteil der Masterphasendetektor- und Verriegelungsschaltung 7 ist in 2B veranschaulicht und wird nachstehend ausführlicher erörtert.
Der Subtrahierer 21, der das Herzstück des Master/Slave-Phasenkomparators bildet, ist ein 8-Bit-Binärsubtrahierer üblicher Ausführung. Wenn der Slave dem Master zeitlich nacheilt, dann ist die Slave-Phase größer als die Master-Phase, und eine Subtraktion der zwei Phasenzahlen (d.h. 8-Bit-Slave-Phase minus 8-Bit-Master-Phase) ergibt eine negative 8-Bit-Phasendifferenzzahl. Folglich wird das MSB (höchstwertige Bit) der Phasendifferenz gesetzt. Wenn die Slave-Phase der Master-Phase zeitlich voraus ist, dann ist die Slave-Phasenzahl niedriger als die Master-Phasenzahl, und eine Subtraktion der zwei Phasenzahlen (d.h. 8-Bit-Slave-Phase minus 8-Bit-Master-Phase) ergibt eine positive Phasendifferenzzahl. Wenn dies auftritt, wird das MSB des Phasendifferenzergebnisses gelöscht.
Das Re-Sync-Flipflop 23 legt das MSB-Signal zeitlich neu fest, um an die Eingänge der UND-Gatter 39 und 41, die benutzt werden, um die Ausgaben an das programmierbare Verzögerungselement 1, I_CNTU und I_CNTD, zu erzeugen, ein eindeutiges Signal abzugeben. Wie nachstehend weiter erörtert ist, werden die Signale I_CNTU und I_CNTD nicht direkt in das programmierbare Verzögerungselement 1, sondern vielmehr in die Frequenzgenerator- und -beibehaltungsschaltung von 2B eingespeist und von dieser zu dem programmierbaren Verzögerungselement übertragen.
Es wird ein Signal PHZ_ENABLE erzeugt, wie nachstehend ausführlicher erörtert ist, und an die UND-Gatter 39 und 41 angelegt, um periodisch eines der Signale, I_CNTU oder I_CNTD, je nach Zustand des MSB-Signals, über Gatter zu verknüpfen.
Wenn der MSB-Signalausgang von dem Re-Sync-Flipflop 23 gesetzt ist, was angibt, dass der Slave dem Master zeitlich nacheilt, dann wird das Signal I_CNTD erzeugt. Dies hat zur Folge, dass ein Quantum Zeit von der Slave-Phase weggenommen wird, wodurch der Slave zeitlich vorgerückt wird und sich die Phasendifferenz etwas verringert. Wenn der MSB-Signalausgang des Re-Sync-Flipflops 23 zurückgesetzt ist, was angibt, dass der Slave dem Master zeitlich vorauseilt, dann wird das Signal I_CNTU erzeugt. Dies hat zur Folge, dass ein Quantum Zeit zu der Slave-Phase hinzugefügt wird, wodurch der Slave zeitlich zurückgezogen wird und sich die Phasendifferenz etwas verringert. Irgendwann beginnt, wenn der Master und der Slave nahezu phasengleich sind, das MSB-Signal am Ausgang des Re-Sync-Flipflops 23 bei jedem Anlegen des Signals PHZ_ENABLE zu wechseln. Dies wiederum hat zur Folge, dass die Aussagen von I_CNTD und I_CNTU wechseln, was den Zeitpunkt kennzeichnet, zu dem der Master und der Slave in der Phase verriegelt sind.
Der 4-Bit-Binär-Hoch/Herunterzähler 25 ist von üblicher, wohlbekannter Struktur, nur dass er für einen Zählbereich zwischen 0 und 11 (einschließlich) konfiguriert ist sowie derart konfiguriert ist, dass er nicht unter 0 und nicht über 11 zählt. Dies kann unter Verwendung von Verilog HDL folgendermaßen ausgedrückt werden:
always@(posedge CLK) if(EN) begin
if(UP/DWN)Q <= (Q < 11)?Q + 1 : Q);
else Q <= (Q > O)?Q – 1 : Q)
end
Der Binärdecodierer 27 ist ebenfalls von üblicher, wohlbekannter Struktur, nur dass er für eine 4-Bit-Binäreingabe im Bereich von 0 bis 11 (einschließlich) konfiguriert ist. Dies kann unter Verwendung von Verilog HDL wie folgt ausgedrückt werden:
always@(D) case(D)
4'b0000: Q <= 12'b000000000001;
4'b0001: Q <= 12'b000000000010;
4'b0010: Q <= 12'b000000000100;
4'b0011: Q <= 12'b000000001000;
4'b0100: Q <= 12'b000000010000;
4'b0101: Q <= 12'b000000100000;
4'b0110: Q <= 12'b000001000000;
4'b0111: Q <= 12'b000010000000;
4'b1000: Q <= 12'b000100000000;
4'b1001: Q <= 12'b001000000000;
4'b1010: Q <= 12'b010000000000;
4'b1011: Q <= 12'b100000000000;
default: Q <= 12'b100000000000;
endcase
Die 12-Bit-Binär-Vergleichsschaltung 43 führt die folgende Funktion, ausgedrückt in Verflog HDL, aus:
always@(A or B)Q <= (A == B);
Bezugnehmend auf 2A, erzeugt der 12-Bit-Obergrenzenausgang des Binärdecodierers 27 Werte von 2⁽ⁿ⁺¹⁾, wobei n der Binärwert des 4-Bit-Hoch-/Herunterzählers 25 ist. Der 12-Bit-Abtastratenzähler 29 zählt bis zu dem Wert, der von dem Decodierer 27 erzeugt worden ist, wobei er für jeden Taktimpuls des Slave-Taktes einen Zählschritt ausführt. Die Abtastrate und die Obergrenzenwerte werden ständig verglichen, und wenn sie gleich werden, wird PHZ_ENABLE aktiviert. Dieses Signal wird verwendet, um eines der Ausgangssignale, I_CNTU oder I_CNTD, in Abhängigkeit vom Wert des MSB-Signals am Ausgang des Re-Sync-Flipflops 23, zu treiben. Die Signale I_CNTU und I_CNTD werden verwendet, um das programmierbare Verzögerungselement 1 wie in 1 gezeigt zu steuern. Außerdem setzt das Signal PHZ_ENABLE den Abtastratenzähler 29 zurück.
Wenn der Obergrenzenzähler 25 einen Binärwert von null aufweist, wird das Signal PHZ_ENABLE bei jeder weiteren Phase des Slave-Taktes aktiviert. Wenn der Obergrenzenzähler einen Binärwert von 1 aufweist, wird das Signal PHZ_ENABLE jeden vierten Slave-Taktzyklus aktiviert. Wenn der Obergrenzenzähler einen Binärwert von 2 aufweist, wird das Signal PHZ_ENABLE jeden achten Slave-Taktzyklus aktiviert usw., bis der Obergrenzenzähler einen Binärwert von 11 aufweist, wobei in diesem Fall das Signal PHZ_ENABLE jeden 4096. Taktzyklus aktiviert wird. Folglich wird für jeden Zählschritt, den der Obergrenzenzähler zunimmt, die Rate, mit welcher die Signale I_CNTU und I_CNTD an die programmierbare Verzögerungsschaltung 1 angelegt werden, halbiert. Dies verleiht der Schaltung ein exponentielles Antwortverhalten.
Es gibt zwei 12-Bit-Synchronzähler, den Hochzähler 33 und den Herunterzähler 35. Diese beiden Zähler zählen, wie oft ihre jeweiligen Zählungsfreigabesignale I_CNTU bzw. I_CNTD innerhalb einer festgesetzten Zeitdauer jeweils aktiv werden. Der 12-Bit-Abtastperiodenzähler 31 misst dieser Zeitdauer 4096 Slave-Taktzyklen heraus.
Wenn der Abtastperiodenzähler 31 seinen Höchstwert erreicht, erzeugt das UND-Gatter 45 einen Abtastperiodenimpuls, der an den 4-Bit-Synchron-Hoch-/Herunterzähler 25 angelegt wird. Der Zähler 25 wird bei Empfang jedes Abtastperiodenimpulses in Abhängigkeit von der zusätzlichen Signalisierung, die er von dem Hoch-/Herunter-Zählwert-Vergleichsblock 37 empfängt, inkrementiert oder dekrementiert. Außerdem setzt der Abtastperiodenimpuls den Hochzähler 33 und den Herunterzähler 35 für die nächste Abtastperiode zurück.
Der Hoch-/Herunter-Zählwert-Vergleichsblock 37 prüft ständig die Ausgaben des Hochzählers 33 und des Herunterzählers 35 und signalisiert dem 4-Bit-Hoch-/Herunterzähler 25 in entsprechender Weise, ob ein Inkrementieren oder ein Dekrementieren erforderlich ist. Dieser Zählschritt tritt, falls erforderlich, am Ende jeder Abtastperiode auf. Die Funktionsweise des Hoch-/Herunter-Zählwert-Vergleichsblocks 37 lässt sich wie folgt ausdrücken:

• wenn ((Hoch-Zählwert <= 5)||(Herunter-Zählwert <= 5)), dann dekrementiere Hoch-/Herunterzähler
• andernfalls: wenn ((Hoch-Zählwert + Herunter-Zählwert)/2 > abs(Hoch-Zählwert – Herunter-Zählwert) + 5), dann imkrementiere Hoch-/Herunterzähler
• andernfalls: ändere Hoch/Herunterzähler nicht.

Wie oben angegeben ist, wird der Hoch-/Herunterzähler 25 niemals dekrementiert, wenn sein Wert null ist, und niemals inkrementiert, wenn sein Wert 11 ist.
Wie in 2A gezeigt ist, erzeugt der Hoch-/Herunter-Zählwert-Vergleichsblock 37 außerdem ein Verriegelungszustandssignal, das der Frequenzgenerator- und Frequenzbeibehaltungsschaltung zugeführt wird, wie nachstehend mit Bezug auf 2B ausführlicher erörtert ist. Dieses Signal ist eine logische 1, wenn die Phasendetektor- und Verriegelungsschaltung 7 verriegelt ist. Dies wird signalisiert, wenn beide Register, das des Hochzählers 33 und das des Herunterzählers 35, ungleich null sind.
Während einer vollen Abtastperiode sind dann, wenn der Slave zum Master verriegelt ist, beide Werte, jener des Hochzählers 33 und jener des Herunterzählers 35, ungleich null. Wenn einer von beiden null ist, dann ist der Slave nicht zum Master verriegelt. Dem 4-Bit-Synchron-Obergrenzenzähler 25 wird durch den Hoch-/Herunter-Zählwert-Vergleichsblock 37 signalisiert, um einen Zählschritt herunterzuzählen, wenn entweder der Hochzähler 33 oder der Herunterzähler 35 kleiner oder gleich fünf ist. Dieser Vorgang verdoppelt die Rate, mit der die Signale I_CNTU oder I_CNTD zu dem programmierbaren Verzögerungselement 1 gesendet werden.
Nach einer weiteren Abtastperiode werden die Werte des Hochzählers 33 und des Herunterzählers 35 wieder geprüft. Wenn einer von beiden null ist, dann ist der Slave immer noch nicht zum Master verriegelt, und dem 4-Bit-Synchronzähler 25 wird signalisiert, abermals um eins herunterzuzählen. Dies wird fortgeführt, bis der 4-Bit-Synchron-Hoch-/Herunterzähler 25 auf null heruntergezählt hat. Zu diesem Zeitpunkt werden die Signale I_CNTU oder I_CNTD mit der maximalen Rate an das programmierbare Verzögerungselement 1 gesendet. Diese Rate ist so vorausbestimmt, dass sie ungefähr zehnmal die von dem Slave tatsächlich benötigte Rate ist, um unter ungünstigsten Bedingungen zu gewährleisten, dass die Slave-Phase den Master "einfangen" kann.
Wenn der Slave den Master "einfängt", dann werden die zwei 8-Bit-Master- und Slave-Phasenzahlen gleich, und die Signale I_CNTU und I_CNTD beginnen sich abzuwechseln, wie oben beschrieben wurde. Dies hat zur Folge, dass beide Werte, jener des Hochzählers 33 und jener des Herunterzählers 35, am Ende der Abtastperiode von Null verschiedene Zahlen sind. Außerdem werden, wenn der Wert des Hoch-/Herunterzählers 25 klein ist und die entsprechende Abtastrate hoch ist, die Zahlenwerte sowohl für den Hochzähler als auch für den Herunterzähler recht hoch sein.
Wenn beide, der Hochzähler 33 und der Herunterzähler 35, einen Wert aufweisen, der größer als fünf ist, und wenn der Mittelwert aus dem Wert des Hochzählers und dem Wert des Herunterzählers fünf ist oder größer als der Absolutwert ihres Unterschieds ist, dann wird der Hoch-/Herunterzähler 25 um 1 inkrementiert. Andernfalls werden keine Veränderungen an dem Hoch-/Herunterzähler vorgenommen. Folglich wird der Wert des Hoch-/Herunterzählers so eingestellt, dass sowohl der Hochzähler als auch der Herunterzähler auf ein Minimum herabgesetzt werden, ohne null zu werden.
Der Grund für den Vergleich des Hochzählers 33 und des Herunterzählers 35 mit der Zahl Fünf (5) und für den Vergleich des Mittelwertes aus ihrer Zahlenwertausgabe mit der Differenz plus 5 ist, dass es wünschenswert ist, die Zahlen sowohl des Hochzählers als auch des Herunterzählers so klein wie möglich (jedoch größer als null) zu halten. Die Zahl Fünf (5) wurde gewählt, um dieser Anforderung zu genügen.
Die Frequenz-Beibehaltungsschaltung ist in 2B veranschaulicht. Diese Schaltung besteht aus einem 23-Bit-Hoch-/Herunter-Impulszähler 47, einem 23-Bit-Frequenz-Abtastperiodenzähler 49, einem 23-Bit-Haltespeicher 51, einer Teilerschaltung 53, einer Frequenzgeneratorschaltung 55 und einem Multiplexer 57.
Wie oben erörtert ist, werden die Signale I_CNTU und I_CNTD von der in 2A gezeigten Phasendetektor- und Verriegelungsschaltung empfangen. Diese Signale werden durch das ODER-Gatter 59 ODER-verknüpft und verwendet, um den CNT-Auswahlmultiplexer 57 zu steuern. Der CNT-Auswahlmultiplexer wird verwendet, um die Quelle der zwei Signale CNTU und CNTD auszuwählen, die an die programmierbare Verzögerungsschaltung 1 wie in 1 gezeigt angelegt werden. Wenn beide, I_CNTD und I_CNTU, logisch 0 sind, dann werden die Signale F_CNTD und F_CNTU als CNDU- bzw. CNTD-Ausgangssignale ausgewählt. Wenn eines von beiden, I_CNTU oder I_CNTD, logisch 1 ist, dann werden die Signale I_CNTU und I_CNTD als Ausgangssignal CNDU bzw. CNTD ausgewählt.
Der 23-Bit-Zähler 47 wird verwendet, um ein festes Zeitintervall zu markieren, während dem die Ausgangssignale CNTU und CNTD zu überwachen sind. Für jeden Taktzyklus, in dem CNTU aktiv ist, zählt der Hoch-/Herunterzähler 47 um 1 hoch. Für jeden Taktzyklus, in dem CNTD aktiv ist, zählt der Hoch-/Herunterzähler 47 um 1 herunter. Am Ende des Zeitintervalls wird der Wert aus dem Hoch-/Herunterzähler 47 in den 23-Bit-Zwischenspeicher 51 übertragen, und der Zyklus wird wiederholt. Diese Zahl ist die ganzzahlige Differenz zwischen der Zahl der CNTU-Signale und der Zahl der CNTD-Signale, die während des Zeitintervalls aufgetreten sind. Diese Differenz wird als Divisor an die 23-Bit-Teilerschaltung 53 angelegt.
Die vorzeichenlose 23-Bit-Konstante 0 × 7FFFFF, oder alle Bits gesetzt, wird als Dividend an die Teilerschaltung 53 angelegt. Dies hat zur Folge, dass der Dividend auf den maximalen Zählwert gesetzt wird, den der Intervallzeitgeber erreichen kann. Die Teilerschaltung 53 verwendet ein recht bekanntes Verfahren der sukzessiven Subtraktion, um eine lange Division des Dividenden durch den Divisor auszuführen. Eine kurze Zusammenfassung dieses Verfahrens lässt sich wie folgt angeben:

• Lade Dividend in Register; setze Quotientenregister zurück. Setze Verschiebungs-Zählregister zurück.
• Wenn der Divisor 0 ist, dann Beenden.
• Wenn der Divisor negativ ist (höchstwertiges Bit gesetzt), dann negiere und setze NEG FLAG.
• Verschiebe Divisor nach links, bis MSB gesetzt ist. Inkrementiere bei jeder Verschiebung das Verschiebungs-Zählregister.
• Für (Verschiebungszählwert >= 0): Wenn (Dividend – Divisor) positiv ist, dann setze die Quotientenregister-Bitzahl, die durch den Verschiebungszähler angegeben wird, und setze den Dividenden auf (Dividend – Divisor). Dekrementiere den Verschiebungszähler, und verschiebe den Divisor 1 Bitposition nach rechts.
• Wenn der Verschiebungszählwert kleiner als 0 wird, dann speichere den restlichen Dividenden in das Rest-Register. Das Quotientenregister wird den Quotienten enthalten.

Die Teilerschaltung 53 weist aufßerdem einen LD_EN-Ausgang auf. Das Signal von diesem Ausgang ist ein Ausgangsimpuls, der auf der Zustandsmaschine, welche die Divisionsoperation ausführt, logisch verknüpft ist und verwendet wird, um anzuzeigen, wann die Teilerschaltung die Divisionsoperation beendet hat. Zum Beispiel könnte der Endimpuls, der benutzt wird, um das Laden des Rest-Registers freizugeben, für diese Funktion verwendet werden.
Ein Durchschnittsfachmann wird verstehen, wie Hardware für die Teilerschaltung 53 zu entwerfen und auszuführen ist. Alternativ können Hardware-Synthetisierungseinrichtungen wie etwa der Synopsys Behavioral Compiler verwendet werden, um diesen Strukturtyp zu synthetisieren.
Ungeachtet des Vorhergehenden wird dann, wenn eine logische Null am Synchronisationszustandseingang des Teilers 53 empfangen wird, keine Berechnung ausgeführt, und es werden keine Veränderungen an den aktuellen Werten des Rests und des Quotienten vorgenommen, und es wird kein LD_EN-Ausgangsimpuls erzeugt.
Das Frequenzgeneratormodul 55 nimmt den Quotienten, den Divisor, den Rest und das Negativflag und verwendet diese, um eine zeitlich regelmäßige Folge von Impulsen F_CNTU oder F_CNTD zu erzeugen, die an das programmierbare Verzögerungselement 1 angelegt werden, um eine Komponente mit gleichbleibender Frequenz zu schaffen. Wenn jedoch eine logische Null am Synchronisationszustandseingang empfangen wird, dann werden keine Veränderungen an der Rate vorgenommen, mit der F_CNTU oder F_CNTD erzeugt werden. Außerdem werden keine Impulse an den Ausgängen F_CNTU oder F_CNTD erzeugt, wenn ein Divisor von null festgestellt wird.
Das Blockschaltbild für das Frequenzgeneratormodul 55 ist in 4 veranschaulicht. Die Hauptkomponenten sind der Betragsvergleich 61, der Gleichheitsvergleich 63, der 23-Bit-Zähler 65, der 23-Bit-Akkumulator 67 und ein 23-Bit-Zähler 65.
Der Zähler 65 ist ein Synchronzähler mit wohlbekannten Eigenschaften. Er führt für jeden Taktzyklus ein synchrones Hochzählen aus, wenn der LD-Eingang auf niedrigem Pegel ist. Sein Ausgang Q wird mittels der Gleichheitsvergleichsschaltung 63 fortlaufend mit dem 23-Bit-Quotienten verglichen. Wenn der Quotient der Ausgabe des 23-Bit-Zählers gleich wird, dann wird von der Gleichheitsvergleichsschaltung ein Signal F_PLS erzeugt und auf den LD-Eingang des 23-Bit-Zählers 65 rückgekoppelt. Bei jedem Übergang des CLK-Eingangssignals, während der LD-Eingang auf hohem Pegel ist, wird der Zähler 65 mit einer logischen 1 vorgeladen, wenn das LD0/1- Eingangssignal auf niedrigem Pegel ist, oder er wird mit einer logischen 0 vorgeladen, wenn das LD0/1-Eingangssignal auf hohem Pegel ist. Die Funktionsweise des 23-Bit-Zählers kann wie folgt ausgedrückt werden (Verilog HDL):

• always@(posedge CLK) if(LD)Q <= LD0/1?23'h0 : 23'h1;
• else Q <= Q + 1;

Das Signal F_PLS wird außerdem in den Freigabeeingang des 23-Bit-Akkumulators 67 eingespeist, der dafür ausgelegt ist, eine laufende Summe der Rest-Eingabe zu halten. Mit anderen Worten: Wenn das Freigabesignal auf den hohen Pegel übergeht, wird der Betrag des Rests zu dem aktuellen Wert der Akkumulatorausgabe Q addiert. Die Betragsvergleichsschaltung 61 überwacht fortlaufend das Ausgangssignal des 23-Bit-Akkumulators, Q, und vergleicht es mit dem Wert am Divisoreingang. Wenn das Ausgangssignal des 23-Bit-Akkumulators 67 größer als der Wert am Divisoreingang oder diesem gleich wird, dann wird das ADJ-Signal auf den hohen Pegel getrieben.
Der 23-Bit-Akkumulator 67 modifiziert seine Betriebsweise, wenn sein ADJ-Eingang den hohen Pegel annimmt. Wenn der ADJ-Eingang auf hohem Pegel ist, dann wird der Betrag des Rests zu dem Akkumulatorausgangssignal Q addiert und der Betrag des Divisors wird von dem Akkumulatorausgangssignal Q subtrahiert.
Der LD-Eingang des 23-Bit-Akkumulators 67 wird verwendet, um zu Beginn einer Frequenz-Abtastperiode, nachdem die Teilerschaltung die Divisionsoperation abgeschlossen hat, den Anfangswert des Rests in den Akkumulator zu laden.
Die Funktionsweise des 23-Bit-Akkumulators kann kurz und bündig wie folgt beschrieben werden (Verilog HDL):
always@(posedge CLK)
if(LD)Q <= REMAINDER;
else begin
if(ENABLE) Q <= ADJ?Q + REMAINDER – DIVISOR : Q + REMAINDER;
end
Beide, die Gleichheitsvergleichsschaltung 63 und die Betragsvergleichsschaltung 61, sind nicht in allen Einzelheiten dargestellt, da sie triviale Komponenten sind, die üblich sind und deren Funktionsweise wohlbekannt ist, wie dem Durchschnittsfachmann selbstverständlich ist.
Die Anordnung des 23-Bit-Zählers 65 und des 23-Bit-Akkumulators 67 sorgt für eine Impulsrate bei dem Signal F_PLS, deren Periode proportional zum Wert des Quotienten ist. Außerdem wird dann, wenn der 23-Bit-Akkumulator den ADJ-Impuls an den 23-Bit-Zähler 67 liefert, der Zähler eine Null statt einer Eins vorladen. Dies führt dazu, dass der Zähler einen CLK-Impuls mehr als während der vorhergehenden Periode zählt. Zugleich spreizt diese Anordnung die Wirkung des Rests über die gesamte Frequenz-Abtastperiode und sorgt für eine präzisere Verteilung der Signale F_CNTU und F_CNTD.
Das Signal LD_EN wird wie in 2B gezeigt durch das Teilermodul 53 bereitgestellt. Dieses Signal wird mit dem Synchronisationszustands-Eingangssignal über Gatter verknüpft, um zu verhindern, dass die Schaltung ihren Betrieb ändert, wenn der Verriegelungszustand entfernt wird. Die Frequenzgeneratorschaltung von 3 zeigt keine Verknüpfungsschaltung, um die Erzeugung des Signals F_PLS zu sperren, wenn der Wert des Divisors null ist. Dies ist jedoch eine triviale Komponente, die nicht der Veranschaulichung bedarf, wodurch die Übersichtlichkeit von 3 erhalten bleibt.
Das Signal F_PLS wird durch UND-Gatter 69 und 71 und den INVERTER 73 mit dem NEG-Eingangssignal kombiniert, um die Ausgangssignale F_CNTU und F_CNTD zu erzeugen. Wenn das Signal F_PLS gepulst ist und das Signal NEG auf hohem Pegel ist, dann ist das Signal F_CNTD aktiviert. Wenn das Signal F_PLS gepulst ist und das Signal NEG auf niedrigem Pegel ist, dann ist das Signal F_CNTU aktiviert.
Die Hauptfunktionalität der Frequenzgenerator- und Frequenzbeibehaltungsschaltung von 2B und 3 besteht darin, die Nettoanzahl der Signale CNTU oder CNTD, die über eine lange Zeitdauer an der programmierbaren Verzögerungsschaltung 1 anliegen, während die Phasendetektor- und Verriegelungsschaltung von 2A phasensynchron ist, zu zählen und dann die stationäre Rate zu berechnen, mit welcher diese Signale an die programmierbare Verzögerungsschaltung 1 angelegt werden müssen, um den gleichen Nettozählwert zu erzielen.
Es lässt sich zeigen, dass dann, wenn die Frequenzgenerator- und Frequenzbeibehaltungsschaltung diese Impulse verwendet, die Werte, die für den Hochzähler 35 und den Herunterzähler 33 in der Phasendetektor- und Verriegelungsschaltung von 2A berechnet werden, diese Komponente nicht länger in ihre jeweiligen Zählwerte einschließen werden und folglich einander ähnlicher werden. Wenn dies geschieht, ermöglicht die Hoch-/Herunter-Vergleichsschaltung 37 dem Hoch-/Herunterzähler 25, bis zu einem höheren Wert hochzuzählen, wodurch sich die Rate verringert, mit welcher die Signale I_CNTU und I_CNTD erzeugt werden, während der Verriegelungszustand nach wie vor beibehalten wird. Dies wiederum führt zu einem weniger jittergestörten Ausgangssignal.
Eine Person, die die vorliegende Erfindung versteht, kann alternative Ausführungsformen und Anwendungen derselben ersinnen. Beispielsweise können die Frequenz-Abtastperiode, die durch den Zähler 49 in 2B und den Abtastperiodenzähler 31 in 2A erzeugt ist, und ihre entsprechenden Schaltungen Zählerbreiten aufweisen, die so eingestellt sind, dass einige der Betriebseigenschaften verändert werden. Der oben erörterte Vergleichswert von Fünf (5) kann auch so eingestellt sein, dass die Betriebseigenschaften geändert werden. Weitere Anwendungen der Erfindung schließen nahezu jede Anwendung ein, bei welcher ein Slave-Knoten mit einem Master-Knoten unter Verwendung einer Kommunikationsverbindung, die eine interne Zeitbindung an den Masterknoten aufweist, verbunden ist, wobei (1) die relative Phase des Slave-Knotens in Bezug auf den Masterknoten wichtig ist, (2) die Signalgüte der Referenztakte am Slave-Knoten wichtig ist, (3) die gemeinsame Stabilität von Master und Slave zusammen wichtig ist und (4) der Integrationsgrad wichtig ist.

Claims

System zum Synchronisieren einer untergeordneten Satelliten-Einheit (slave unit) mit einer übergeordneten Haupt-Einheit (master unit), welches aufweist: eine Phasen-Anpassungsschaltung (1), um ein Taktgebersignal zu empfangen und um einen verstellbaren Betrag zu verzögern und ein verzögertes Taktgebersignal im Bezug auf das Satelliten-Timing auszugeben; und eine Haupt-Phasendetektor- und -verschlussschaltung (7), um das Timing von Phasen in Bezug auf die Haupt- bzw. Satelliten-Einheiten zu vergleichen, und um als Reaktion Verzögerungs-Anpassungssignale mit einer dynamisch angepassten Rate, die auf das Ergebnis des Vergleichs bezogen ist, zu erzeugen und auf die Phasenanpassungsschaltung anzuwenden, um das Satelliten- und Haupt-Timing zu synchronisieren, und die Rate danach auf eine Minimalrate, die benötigt wird, um die Synchronisierung des Satelliten- und Haupt-Timings aufrechtzuerhalten, reduziert wird; dadurch gekennzeichnet, dass das System außerdem aufweist: eine Frequenz-Halteschaltung (47, 49, 51, 53, 55, 57), um eine Rate für den stationären Zustand zu berechnen, mit der die Verzögerungs-Anpassungssignale bei der Phasen-Anpassungsschaltung angewendet werden, während die Synchronisierung des Satelliten- und Haupt-Timings aufrechterhalten wird, und um dann die Verzögerungs-Anpassungssignale auf diese Phasen-Anpassungsschaltung mit der Rate für den stationären Zustand anzuwenden.
System nach Anspruch 1, wobei der Haupt-Phasendetektor ein Schaltschema beinhaltet, um die Verzögerungs-Anpassungssignale zu erzeugen, in der Form von hochzählenden Signalen zum stufenweisen Erhöhen des verstellbaren Verzögerungsbetrages in dem Fall, dass das Satelliten-Timing dem Haupt-Timing voraneilt, und herunterzählenden Signalen zum stufenweisen Verringern des verstellbaren Verzögerungsbetrages in dem Fall, dass das Satelliten-Timing dem Haupt-Timing nacheilt.
System nach Anspruch 2, wobei diese Haupt-Phasendetektor- und -verschlussschaltung außerdem beinhaltet: einen Obergrenzenzähler (25), um einen Obergrenzenzählwert zu erzeugen, der zu der dynamisch angepassten Rate, mit der die Verzögerungs-Anpassungssignale bei der Phasen- Anpassungsschaltung angewendet werden, in einer inversen stückweise linearen Exponentialbeziehung steht; einen Hochzähler (33), um zu zählen, wie viele der hochzählenden Signale während einer vorbestimmten Abtastperiode erzeugt werden; einen Herunterzähler (35), um zu zählen, wie viele der herunterzählenden Signale während einer vorbestimmten Abtastperiode erzeugt werden; und eine Zählungs-Vergleichsschaltung (37), um ein Hoch-/Herunter-Signal zu erzeugen, das (i) den Obergrenzenzähler in dem Fall herabsetzt, dass entweder der Hochzähler oder der Herunterzähler nicht weiter als zu einer vorbestimmten Größe gezählt hat, wodurch die dynamisch angepasste Rate, mit der die Verzögerungs-Anpassungssignale bei der Phasen-Anpassungsschaltung angewendet werden, verdoppelt wird, und (ii) den Obergrenzenzähler in dem Fall heraufsetzt, dass sowohl der Hochzähler als auch der Herunterzähler weiter als zu der vorbestimmten Größe gezählt haben und der numerische Durchschnitt des Hochzählers und des Herunterzählers den absoluten Wert ihrer Differenz um mindestens die vorbestimmte Größe überschreitet, wodurch die dynamisch angepasste Rate, mit der die Verzögerungs-Anpassungssignale bei der Phasen-Anpassungsschaltung angewendet wird, halbiert wird.
System nach Anspruch 3, wobei die vorbestimmte Größe ausgewählt wird, um den Hochzähler und den Herunterzähler auf Zählwerte größer als Null zu minimieren, und vorzugsweise Fünf ist.
Verfahren zum Synchronisieren einer untergeordneten Satelliten-Einheit mit einer übergeordneten Haupt- Einheit, welches aufweist: Verzögern eines Taktgebersignals um einen verstellbaren Betrag und Ausgabe eines verzögerten Taktgebersignals in Bezug auf das Satelliten-Timing; Vergleichen des Timings von Phasen in Bezug auf die Haupt- bzw. Satelliten-Einheiten und in Reaktion darauf Erzeugen von Verzögerungs-Anpassungssignalen, um den Verzögerungsbetrag in dem Fall zu verringern, dass das Satelliten-Timing dem Haupt-Timing nacheilt, und den selben Verzögerungsbetrag in dem Fall zu erhöhen, dass das Satelliten-Timing dem Haupt-Timing voraneilt; und dynamisches Anpassen der Rate, mit der die Verzögerungs-Anpassungssignale in Übereinstimmung mit den Ergebnissen des Vergleichs erzeugt werden, um das Satelliten- und Haupt-Timing zu synchronisieren, und danach reduzieren der Rate auf einen Wert, der erforderlich ist, um die Synchronisierung des Satelliten- und Haupt-Timings aufrechtzuerhalten, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren außerdem aufweist: Berechnen einer Rate für den stationären Zustand, mit der die Verzögerungs-Anpassungssignale erzeugt werden, während die Synchronisierung des Satelliten- und Haupt-Timings aufrechterhalten wird, und dann Erzeugen der Verzögerungs-Anpassungssignale mit der Rate für den stationären Zustand.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei die Verzögerungs-Anpassungssignale in der Form von hochzählenden Signale zum stufenweisen Erhöhen des verstellbaren Verzögerungsbetrags und herunterzählenden Signalen zum stufenweisen Verringern des verstellbaren Verzögerungsbetrags erzeugt werden.
Verfahren nach Anspruch 6, welches außerdem aufweist: Erzeugen eines Obergrenzenzählwertes, der zu der dynamisch angepassten Rate, mit der die Verzögerungs-Anpassungssignale erzeugt werden, in einer inversen, stückweise linearen Exponentialbeziehung steht; Zählen der hochzählenden Signale, die während einer vorbestimmte Abtastperiode erzeugt werden; Zählen der herunterzählenden Signale, die während einer vorbestimmte Abtastperiode erzeugt werden; und Erzeugen eines Hoch-/Herunter-Signals, das (i) den Obergrenzenzählwert in dem Fall herabsetzt, dass entweder die Zahl der hochzählenden oder der herunterzählenden Signale nicht größer als eine vorbestimmte Größe ist, wodurch die dynamisch angepasste Rate, mit der die Verzögerungs-Anpassungssignale erzeugt werden, verdoppelt wird, und (ii) den Obergrenzenzähler in dem Fall heraufsetzt, dass sowohl die Zahl der hochzählenden Signale als auch die Zahl der herunterzählenden Signale größer als die vorbestimmte Größe ist und der numerische Durchschnitt der Zahl hochzählender Signale und der Zahl herunterzählender Signale den absoluten Wert ihrer Differenz um mindestens die vorbestimmte Größe überschreitet, wodurch die dynamisch angepasste Rate, mit der die Verzögerungs-Anpassungssignale erzeugt werden, halbiert wird.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die vorbestimmte Größe ausgewählt wird, um die Zahlen hochzählender Signale und herunterzählender Signale auf einen Wert zu minimieren, der größer als null ist und vorzugsweise fünf ist.