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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft Antennenanpassungsnetze zur Verwendung
in Kommunikationsvorrichtungen, die Signale durch die Luft übertragen
und empfangen, und insbesondere ein adaptives Antennenanpassungsnetz
zum quasi kontinuierlichen Neuanpassen oder Einstellen der Antenne
zum Transmitter, um eine Signalverzerrung und/oder Ineffizienz zu
minimieren.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Automatische
Antenneneinstelleinheiten (ATU, Automatic Antenna Tuning Unit) sind
im Gebiet der Hochfrequenz-Funktransceiverentwicklung (HF)(2–30 MHz)
wohlbekannt, wobei die Funkeinrichtung und Antenne für einen
Betrieb über
breiten Frequenzbändern
ausgelegt sein muss. Hochfrequenz ATUs sind typischerweise dazu
ausgelegt, signifikante Leistungspegel zu handhaben, wie beispielsweise
ein Kilowatt, und Nutzen beispielsweise durch Motoren angetriebene
variable Kondensatoren und Induktoren, die viele Kilovolt einer
HF (Hochfrequenz) Spannung und vielen Ampere Strom widerstehen können. Solche
ATUs sind jedoch sperrig, teuer und langsam im Betrieb.
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Typischerweise
arbeiten Hochfrequenz-ATUs durch Initialisieren einer Einstellphase nach
einer Änderung
der Transmitterbetriebsfrequenz. Während der Einstellphase tritt
eine Übertragung
eines möglicherweise
unmodulierten Trägers auf,
und die ATU sucht nach der Minimal VSWR Bedingung (Voltage Standing
Wave Ratio, stehendes Spannungswellenverhältnis). Der Zustand der ATU wird
dann eingefroren, bis die nächste
Frequenzänderung
auftritt, oder bis eine manuelle Reinitialisierung der Einstellphase
bewirkt wird.
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Das
VSWR ist ein Verhältnis
der Amplitude des elektrischen Feldes oder Spannung bei einem Spannungsminimum
zu der an einem benachbarten Maximum in einem stationären Wellensystem.
Der VSWR Wert ist ein Ausdruck der Impedanzfehlanpassung in der
Antenne, was eine Signalreflektion zur Folge hat. Je höher der
Wert der VWSR bei einer gegebenen Frequenz ist, um so mehr Signalverlust tritt
als eine Folge einer Signalreflektion auf. Somit ist es wünschenswert,
einen niedrigen VSWR Wert innerhalb eines gegebenen Frequenzbandes
zu haben. Je niedriger der VSWR Wert, umso geringer ist der Signalverlust,
was eine verbesserte Signalübertragung
zur Folge hat.
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In
anderen Frequenzbändern,
beispielsweise dem Very High Frequency (VHF)(30–100 MHz) amps, sind die Antennen
Q (Qualitäts)-Faktoren
allgemein sehr viel geringer als die Hochfrequenzantennen Q-Faktoren.
Somit können
VHF (Very High Frequency ATUs unter Verwendung von schrittweise einstellbaren
Induktoren oder Kondensatoren und damit verbundenen Relays oder
PIN Dioden zum Ein- oder Ausschalten der richtigen Kombination von Kondensatoren
aufgebaut werden. Typischerweise ist ein Satz von Schalterbefehlen
für jeden
Frequenzkanal vorab festgelegt und als binäre Bytes in einem nur Lesespeicher
gespeichert. Diese Schaltbefehle schalten die richtige Kombination
von Anpassungskomponenten ein oder aus. Somit können bei einer Frequenzänderung
die gespeicherten Schaltbefehle von dem Speicher für den neuen
Frequenzkanal angerufen werden, und dazu verwendet werden, die verschiedenen
Schalter zu betreiben. Diese Art von Antennenanpassung erlaubt ein
Frequenzspringen bei Funkgeräten,
wobei die Antenne für
jede neue Sprungfrequenz eingestellt wird. Das Antenneneinstellen
tritt typischerweise in einer Zeitperiode zwischen jedem neuen Frequenzsprung
auf, während der
keine Übertragung
stattfindet. Diese Zeitperiode ist typischerweise als Schutzzeit
bekannt. Jedoch ist bei einem Frequenzspringen des Standes der Technik
eine bei einem vorhergehenden Frequenzsprung beobachtete Fehlanpassung
nicht mit der Fehlanpassung bei einem nachfolgenden Frequenzsprung korreliert.
Die gespeicherten Einstellbefehle für den nachfolgenden Frequenzsprung
werden einfach von dem Speicher abgerufen, um die richtige Kombination
von Anpassungskomponenten ein- oder auszuschalten. Es gibt keins
adaptive Korrektur basierend auf vorhergehenden Fehlanpassungen.
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In
momentanen Anwendungen müssen drahtlose
Kommunikationsvorrichtungen wie beispielsweise Zelltelefone auf
verschiedenen Frequenzen in den RF, HF, VHF, UHF (Ultra-High-Frequency) oder
niedrigen Mikrowellenbändern
arbeiten, um Signale in beispielsweise einem Time Division Multiple Access
(TDMA) Netz zu übertragen
und zu empfangen. Ohne eine Einstellvorrichtung ist die Antennenimpedanz
eine Funktion der Betriebsfrequenz und kann ebenso wesentlich abhängen von
der Nähe
der Antenne zum menschlichen Körper.
Daher ist es möglicherweise
nicht ausreichend, die festen Anpassungsbefehle für die verschiedenen
Kanalfrequenzen zu bestimmen, wie beispielsweise in bekannten Frequenzsprungfunkgeräten, aufgrund
der veränderlichen
Nähe des
Zellulartelefons und somit der Antenne zu einem Körper eines
Nutzers. Weiter kann die Nähe
des Zellulartelefons zum Körper
des Nutzers während
eines Gesprächs
variieren, was die Erfassung und eine Korrektur einer sich ergebenden Impedanzänderung
erforderlich macht, ohne den Ruf zu unterbrechen, oder anderweitig
das Signal zu verzerren.
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Die
WO 99 62193 offenbart ein Dualbandmobiltelefon mit einer verbesserten
Leistungsverstärkeranpassungsschaltung,
und wird als nächstliegender Stand
der Technik betrachtet.
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Keine
der oben erwähnten
Dokumente liefert jedoch irgendeine Lösung für die vorhergehend erwähnten Probleme.
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Es
gibt daher einen Bedarf an einer sehr kleinen, kostengünstigen
adaptiven Antennenanpassungsvorrichtung, die während einer normalen Transceivernutzung
fortlaufend betrieben werden kann.
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Die
vorliegende Erfindung ist auf ein Lösen eines oder mehrerer der
oben erwähnten
Probleme ausgerichtet.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Eine
drahtlose Kommunikationsvorrichtung, d. h. ein Zellulartelefon,
in Übereinstimmung
mit der Erfindung umfasst eine Antenne zum Übertragen von Signalen in einem
beliebigen Kanal in mindestens einem Frequenzband, und einen Empfänger. Der Transmitter
und der Empfänger
sind betriebsmäßig mit
der Antenne über
einen Sende/Empfangsduplexer verbunden, der einen Duplexfilter oder
alternativ einen Sende/Empfangs (T/R) Schalter umfassen kann. In Übereinstimmung
mit der Erfindung ist ein adaptives elektronisch einstellbares Anpassungsnetzwerk
bereitgestellt, das an einem beliebigen Ort irgendwo im Pfad zwischen
dem Transmitterausgang und der Antenne angeordnet sein kann.
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Beispielsweise
ist in einem ersten Ausführungsbeispiel
das einstellbare Anpassungsnetz zwischen der Antenne und dem Duplexer
angeordnet, was es dem einstellbaren Anpassungsnetz ermöglicht,
sowohl im Übertragungs-
als auch im Empfangspfad betrieben zu werden.
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In
einem zweiten Ausführungsbeispiel
ist das einstellbare Anpassungsnetz zwischen dem Transmitterausgang
und dem Duplexer angeordnet, und arbeitet nur im Übertragungspfad.
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In
einem dritten Ausführungsbeispiel
enthält das
einstellbare Anpassungsnetz den Duplexer in Form von beispielsweise
einem integrierten T/R Schalter, der eine getrennte Verbindung für den Empfänger und
den Transmitter bereitstellt, und sowohl im Übertragungs- als auch im Empfangspfad
betrieben werden kann.
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In
einem vierten Ausführungsbeispiel
dient das einstellbare Anpassungsnetz einer Anpassung der Antenne
für einen
Betrieb in einem von mindestens zwei unterschiedlichen Frequenzbändern. Dieses
Ausführungsbeispiel
findet insbesondere in Zellulartelefonen einer Anwendung, die in
mindestens zwei unterschiedlichen Übertragungsbändern arbeiten,
wie beispielsweise in einem ersten Band im 800 MHz und einem zweiten
Band im 1900 MHz Bereich. Das einstellbare Antennenanpassungsnetz
passt die Antenne entweder an den 800 MHz Transmitter oder den 1900
MHz Transmitter an. Falls die Transmitter für die mindestens zwei unterschiedlichen
Frequenzbänder
die gleiche Vorrichtung sind, oder einen einzelnen Übertragungssignalausgang
aufweisen, ist das einstellbare Anpassungsnetz konfiguriert, eine Verbindung
mit dem einzelnen Übertragungssignalausgang
bereitzustellen. Falls auf der anderen Seite der Transmitter für die mindestens
zwei unterschiedlichen Frequenzbänder
unterschiedliche Vorrichtungen sind oder getrennte Ausgänge aufweisen,
ist das einstellbare Anpassungsnetz konfiguriert, ein getrenntes Übertragungssignal
für Verbindungen
jeweils bereitzustellen.
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Das
einstellbare Anpassungsnetz wird über eine Signalabtastvorrichtung
gesteuert, was hierin als Impedanzfehlanpassungsmessungs- und Quantisierungseinheit
bezeichnet wird, die zwischen dem Transmitterausgang und dem einstellbaren
Anpassungsnetz angeordnet ist. Die Signalabtastvorrichtung misst
die Amplitude und Phase des reflektierten übertragenen Signals, um die
Qualität
der Impedanzanpassung zu bestimmen, die dem Transmitter durch das
einstellbare Anpassungsnetz bereitgestellt wird, und liefert eine
entsprechende digitale Anzeige, die in einer einer vorgegebenen
Anzahl von Qualitätsebenen
quantisiert ist. Beispielsweise kann der komplexe Antennenreflektionskoeffizient,
der durch die Signalabtastvorrichtung gemessen wird, in eine von
zwei Amplituden und eine von vier Phasen quantisiert sein. Die zwei
Amplitudenpegel entsprechen jeweilig einer Bestimmung, dass der
komplexe Reflektionskoeffizient geeignet klein ist, was anzeigt, dass
die Antenne gut angepasst ist, und keine Einstellung erforderlich
ist, oder, alternativ, dass der komplexe Reflektionskoeffizient
ausreichend groß ist,
was eine Antennenfehlanpassung anzeigt die ein Einstellen der Antenne
erfordert. Die vier Phasenpegel bezeichnen den Quadranten von beispielsweise einem
Smith Diagramm, in dem der komplexe Reflektionskoeffizient liegt.
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Der
quantisierte Reflektionskoeffizient wird gemittelt, beispielsweise über einen
TDMA-Burst, während
dem der Transmitter überträgt. Die
Reihenfolge einer Mitteilung und Quantisierung ist für den Betrieb
des erfindungsgemäßen einstellbaren
Anpassungsnetzes unwichtig. Der komplexe Reflektionskoeffizient
kann über
einen Burst vor einer Quantisierung gemittelt werden, oder alternativ
kann er in verschiedenen Intervallen über den Burst quantisiert werden,
wobei der am häufigsten
auftretende quantisierte Wert als der gemittelte Wert verwendet
wird.
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Der
quantisierte und gemittelte komplexe Reflektionskoeffizient wird
in einen Kontroller eingegeben, wie beispielsweise bei einem Mikroprozessor oder
eine andere programmierbare Vorrichtung. Unter Verwendung von vorprogrammierter
Information hinsichtlich der momentanen Anpassungsnetzparameter
bestimmt der Mikroprozessor aus dem quantisierten und gemittelten
Wert, ob die Antenne fehl angepasst ist und eine Änderung
an den Parametern des einstellbaren Anpassungsnetzwerks notwendig ist,
um die Antenne geeignet einzustellen. Falls festgestellt wird, dass eine Änderung
dieser Parameter erforderlich ist, werden Steuersignale von dem
Mikroprozessor zur Änderung
der Parameter des einstellbaren Anpassungsnetzes während einer
Leerlaufperiode in dem TDMA-Burst gesendet, wenn das Zellulartelefon
weder empfängt,
noch überträgt, d. h. während einem
Frei- bzw. Leerlaufzeitschlitz. Auf diese Weise werden Änderungen
an den Parametern des einstellbaren Anpassungsnetzes für den nächsten TDMA Übertragungs-Burst
fertiggestellt, werden jedoch wirksam gemacht, wenn keine Leistung
gesendet wird, um keinen Schaltfehler während entweder der Übertragungs-
oder Empfangsperiode zu bewirken. Das erfindungsgemäße einstellbare
Anpassungsnetz ist nicht auf TDMA-Systeme begrenzt, sondern kann
in einem beliebigen System verwendet werden, das Freilaufzeitschlitze
enthält,
in denen die drahtlose Kommunikationsvorrichtung weder überträgt noch
empfängt.
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Das
einstellbare Anpassungsnetz implementiert vorzugsweise MicroElectronic
Machine (MEM, mikroelektronische Maschinen) Vorrichtungen. Eine MEM-Vorrichtung
enthält
beispielsweise ein Goldblattmuster, das an einem Ende zu einem Kontaktpunkt
auf einem Substrat befestigt ist, wobei das andere Ende vom Substrat
nach oben und davon weggedreht ist. Diese Position definiert eine
offene Position der MEM-Vorrichtung. Wenn ein Spannungspotential
zwischen dem Goldblatt und dem Substrat angelegt wird, wird das
Goldblatt durch elektrostatische Anziehungskraft angezogen, und
gebogen, um das Substrat an einem anderen Kontaktpunkt darauf zu
kontaktieren, was die zwei Kontakte kurzschließt und den Schalter schließt. Herkömmliche
MEM-Vorrichtungen sind physisch sehr klein und können billig auf Halbleiterchips
mittels konventioneller automatischer Massenproduktionsprozesse
hergestellt werden. MEM-Vorrichtungen sind schnelle Schaltvorrichtungen,
die in wenigen zehn Mikrosekunden betrieben werden können, mit
einer Lebensdauer von Milliarden wiederholter Schaltbetriebsvorgänge.
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Das
einstellbare Anpassungsnetz kann einen Satz von MEM-Vorrichtungen/Schalter
umfassen, die dazu verwendet werden, Kondensatoren ein- oder auszuschalten,
mit einem binären
Kapazitanzverhältnis
zueinander von beispielsweise dC : 2dC : 4dC : 16dC ..., wobei dC
eine minimal Größe einer Änderung
einer Kapazitanz ist. Binär
geschaltete Induktoren können
auf ähnliche
Weise aufgebaut sein.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
weist das einstellbare Netz zwei binär einstellbare Banken von Reaktanzen
(Kondensatoren oder Induktoren) auf, wobei eine einstellbare Bank
eine Impedanzverschiebung entlang einer Achse (I-Achse (Realteil)) der
komplexen Ebene des Reflektionskoeffizients bewirkt, und die andere
einstellbare Bank eine Impedanzverschiebung entlang der anderen
Achse (Q-Achse (Imaginärteil))
der komplexen Ebene des Reflektionskoeffizienten bewirkt. Der Controller
bestimmt aus den quantisierten und gemittelten Reflektionskoeffizientenphasenwerten,
in welchem Quadranten der komplexen Ebene der Reflektionskoeffizient
liegt, und bestimmt die Vorzeichen von Änderungen zu den zugehörigen einstellbaren
Reaktanzen, die den Reflektionskoeffizienten in Richtung Null bewegen
werden. Der Kontroller sendet dann Steuersignale an das einstellbare
Anpassungsnetz, um die kapazitiven/induktiven und realen Anteile
der Reaktanzen durch mindestens eine signifikante Erhöhung oder
Verminderung in Übereinstimmung
mit dem Vorzeichen des jeweiligen Steuersignals zu ändern. Vorzugsweise
wird das Steuersignal zwischen CDMA-Bursts während einer Zeitspanne gesendet, in
der das Zellulartelefon weder empfängt noch überträgt, d. h. während eines Leerlaufzeitschlitzes.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein kostengünstiges
einstellbares Anpassungsnetz bereitzustellen, das minimalen Raum
beansprucht.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein einstellbares
Anpassungsnetz für
eine quasi kontinuierliche Anpassung der Antenne an den Transmitter
während
Leerlaufzeitschlitzen bereitzustellen, wenn die das einstellbare
Anpassungsnetz beinhaltende drahtlose Kommunikationsvorrichtung weder überträgt noch
empfängt.
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Es
ist noch eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein einstellbares
Anpassungsnetz zum erneuten Anpassen der Antenne an den Transmitter basierend
auf vorherigen gemessenen Antennen Fehlanpassungen bereitzustellen.
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Andere
Gesichtspunkte, Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung
können
durch ein Studium der Anmeldung, der Zeichnungen und der angefügten Ansprüche erlangt
werden.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 veranschaulicht
ein drahtloses Kommunikationsnetz mit einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung,
die das erfindungsgemäße einstellbare
Anpassungsnetz beinhaltet;
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2 zeigt
ein Blockschaltdiagramm eines herkömmlichen Zellulartelefons;
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3 veranschaulicht
einen typischen Time Division Multiple Access – Signalrahmen und Schlitzformat;
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4 veranschaulicht
Antennenkopplungsanordnungen für
drahtlose Kommunikationsvorrichtungen, die ein allgemeines Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen einstellbaren
Anpassungsnetzes beinhalten;
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5 zeigt
eine Schaltungsanordnung für ein
erstes Ausführungsbeispiel
des einstellbaren Anpassungsnetzes aus 4;
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6 zeigt
eine Schaltungsanordnung für ein
zweites Anordnungsbeispiel des erfindungsgemäßen einstellbaren Anpassungsnetzes
aus 4;
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7 zeigt
eine Schaltungsanordnung für ein
drittes Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen einstellbaren
Anpassungsnetzes aus 4;
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8 veranschaulicht
eine Schaltungsanordnung der hinzugefügten Impedanzfehlanpassungsmess-
und Quantisiereinheit für
das in 7 gezeigte erfindungsgemäße einstellbare Anpassungsnetz;
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9 zeigt
ein Smith Diagramm, das in fünf Bereiche
aufgeteilt ist, vier "nicht
gut genug" Bereichen
und einem "gut genug" Bereich für die Antennenfehlanpassung
entsprechend; und
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10 zeigt
in einem Schaltdiagramm die Impedanz und Fehlanpassungs- und Quantisiereinheit
aus 8.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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1 veranschaulicht
eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung wie beispielsweise ein
Zellulartelefon 10, das in einem Zellularnetz mit ersten 11a, 11b und
zweiten 12a, 12b Basisstationen betrieben werden
kann. Die ersten Basisstationen 11a, 11b übertragen
und empfangen Signale unter Verwendung eines ersten Paares beabstandeter
Frequenzbänder,
während
die zweiten Basisstationen 12a, 12b Signale unter
Verwendung eines zweiten Paares von beabstandeten Frequenzbändern übertragen und
empfangen, die sich von dem ersten Paar von beabstandeten Frequenzbändern unterscheiden. Wie
in 1 gezeigt ist das Zellulartelefon 10 innerhalb
des Zellenbereichs sowohl der Basisstation 12a als auch
der Basisstation 11b angeordnet. Wenn das Zellulartelefon 10 entweder über die
ersten Basisstationen 11, 11b (unter Verwendung
des ersten Paares beabstandeter Frequenzbänder) oder über die zweiten Basisstationen 12a, 12b (unter
Verwendung des zweiten Paares beabstandeter Frequenzbänder) kommunizieren
kann, wird das Zellulartelefon 10 als "Dualband"-Telefon bezeichnet. Multibandtelefone (die
in mehr als zwei Paaren beabstandeter Frquenzbänder kommunizieren) sind auch
bekannt. Sowohl in Dualband- als auch Multibandtelefonen kann eines der
beabstandeten Frequenzbandpaare für eine Kommunikation über einen
Satelliten oder mehrere Satelliten im Orbit verwendet werden, wie
beispielsweise in GPS-(Global Positioning Systems) Anwendungen.
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2 zeigt
ein Blockschaltdiagramm eines herkömmlichen Zellulartelefons,
allgemein mit 14 bezeichnet, das ein einfaches Einzelbandtelefon
sein kann. Das Zellulartelefon 14 enthält eine Antenne 16, einen
Duplexer oder T/R Schalter 18, Empfangs RF (Funkfrequenz)
Schaltungen 20, Transmitter RF Schaltungen 22,
einen Frequenzsynthetisierer 24, eine Signalverarbeitungseinheit 26 und
einen Steuerprozessor 28. An der Antenne 16 empfangene
Signale werden an die Empfänger
RF Schaltungen 20 über den
Duplexer oder T/R Schalter 18 geführt. Die durch die Empfänger RF
Schaltungen 20 ausgegebenen Signale werden durch die Signalverarbeitungseinheit 26 empfangen
und auf herkömmliche
Weise verarbeitet. Die verarbeiteten empfangenen Signale werden
an den Steuerprozessor 28 geführt, der die Signale analysiert
und diese auf Signalleitungen 30 zu herkömmlichen
Mensch/Maschineschnittstellenvorrichtung (nicht gezeigt) führt, wie
beispielsweise Übertrager
bzw. Transducer, Lautsprecher, optische Anzeigen etc.
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Signale
für eine Übertragung
werden an Signalleitungen 32 durch den Steuerprozessor 28 empfangen.
Solche Signale werden durch herkömmliche Mensch/Maschineschnittstellenvorrichtungen
(nicht gezeigt) erzeugt, wie beispielsweise Übertrager, Mikrophone, Tastatureingaben,
etc. Die Signale für
eine Übertragung
werden zu der Signalverarbeitungseinheit 26 für eine herkömmliche
Verarbeitung geführt und
dann zu den Transmitter RF Schaltungen 22. Ein Leistungsverstärker 34 verstärkt die Übertragungssignale
von den Transmitter RF Schaltungen 22. Die verstärkten Übertragungssignale
werden zu der Antenne 16 über den Duplexer oder T/R Schalter 18 geführt und über das
zellulare oder anderweitig drahtlose Netz übertragen. Der Frequenzsynthetisierer 24 empfängt ein
Frequenzsteuersignal 36 von dem Steuerprozessor 28 und
Bedingungen der Empfänger
RF Schaltungen 20 und der Transmitter RF Schaltungen 22,
um auf ausgewählten
Kanalfrequenzen zu empfangen bzw. zu übertragen. Der Steuerprozessor 28 enthält sowohl
ein Programm als auch Datenspeicher und erzeugt herkömmliche
Steuersignale 42, die von jeder der in 2 gezeigten
Vorrichtungen empfangen werden, mit der Ausnahme der Antenne 16,
um den Betrieb der jeweiligen Vorrichtung zu steuern.
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Bei
Frequenz Division Duplexing (FDD) verwendenden drahtlosen Telefonen
enthält
der Duplexer 18 Duplexfilter, die es dem drahtlosen Telefon
ermöglichen,
gleichzeitig zu empfangen und zu übertragen. Zwei Beispiele von
drahtlosen Telefonen, die gleichzeitig empfangen und übertragen
können,
enthalten analoge FM/AMPS (Advanced Mobile Phone Systems) Telefone
und CDMA (Code Division Multiple Access) Telefone, wie beispielsweise
IS95 Telefone.
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In
TDMA drahtlosen Telefonen, die Time Division Duplexing (TDD) verwenden,
wird jedoch der T/R Schalter 18 anstelle des Duplexers
verwendet, um die Transmitter 22 und Empfänger 20 RF
Schaltung alternativ mit der Antenne 16 zu verbinden. Solch
eine alternative Übertragungs-
und Empfangsverbindung ist in drahtlosen TDMA Telefonen möglich, da
die Übertragung
und der Empfang in alternierenden Bursts oder Zeitschlitzen und
nicht gleichzeitig stattfindet. Beispiele solcher TDMA/TDD Telefone umfassen
Telefone, die in Übereinstimmung
mit dem europäischen
GSM (Global System for Mobile Communications) Standard arbeiten,
in den Vereinigten Staaten auch als PCS (Personal Communication Services)
bekannt, und Telefone, die in Übereinstimmung
mit dem USTDMA Standard betrieben werden, bekannt als D-AMPS (Digital
Advanced Mobile Phone System) oder IS136.
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3 veranschaulicht
einen typischen TDMA Signalwellenformrahmen und Schlitzformat. Ein
vollratiger TDMA Burst, oder Rahmen, enthält 1250 Symbole oder Bitperioden,
die jeweilig in acht Zeitschlitze von 156,25 Bitperioden unterteilt
sind. Die Übertragungs-
und Empfangsrahmenperioden für
jedes Mobiltelefon sind mit Bezug aufeinander hinsichtlich der Zeit
gestaffelt, wobei jede Übertragungs-
und Empfangsrahmenperiode einen Zeitschlitz belegt. Ein Spalt von
1,5 Zeitschlitzen tritt zwischen jedem jeweiligen Empfangs- und Übertragungszeitschlitz
auf, wobei ein Spalt von 4,5 Zeitschlitzen zwischen jedem jeweiligen Übertragungs- und
Empfangszeitschlitz auftritt. Falls beispielsweise einem Mobiltelefon
der Zeitschlitz 4 für
eine Übertragung
zugewiesen ist, würde
der entsprechende zugewiesene Empfangsschlitz, bei 43 gezeigt,
die hintere Hälfte
des Schlitzes 1 und die beginnende Hälfte des Schlitzes 2 belegen,
die für
eine Übertragung durch
unterschiedliche Telefone verwendet werden. Die 1,5 Schlitze einer
Leerlaufzeit zwischen den jeweiligen Empfangs- und Übertragungsschlitzen
werden für
Maßnahmen
wie beispielsweise ein Ändern des
Kanalfrequenzsynthetisierers (24) in 2)
von einem Empfang zu einer Übertragung,
oder für
ein Ändern
des T/R Schalters 18 in 2) von einem Empfang
zu einer Übertragung
verwendet. Wenn pro Rahmen nur ein Übertragungs- und ein Empfangsschlitz zugewiesen
ist, beispielsweise für
einen Service mit relativ geringer Datenrate, wie beispielsweise
Sprache, existiert ein Spalt von 4,5 Schlitzen zwischen dem Ende
des Übertragungsschlitzes
und dem nächsten
Empfangsschlitz. So wäre
in dem Beispiel, bei dem dem Mobiltelefon Schlitz 4 für eine Übertragung
zugewiesen ist, der nächste
Empfangsschlitz für
dieses spezielle Mobiltelefon in der hinteren Hälfte des Schlitzes 1 und dem
Anfangsschlitz von 2 des nächsten
Rahmens. Dieser Spalt von 4,5 Schlitzen wird oft für mobilunterstützte Übergabemessungen
verwendet, wie beispielsweise ein kurzzeitiges Einstellen des Empfängers auf
eine benachbarte Basisstation, um eine Signalstärkebeurteilung durchzuführen, und
um zu bestimmen, wann eine Übergabe
zu dieser Nachbarbasisstation angebracht wäre. Die Unterteilung der Signalform
in ein Rahmen- und Schlitzformat und die Zuweisung von unterschiedlichen
Zeitschlitzen für
ein Empfangen und Übertragen
erlaubt eine vorteilhafte Verwendung der Leerlaufzeit zwischen den
jeweiligen Empfangs- und Übertragungsschlitzen,
um das Mobiltelefon zu vereinfachen, oder um anderweitig die Systemleistung zu
verbessern, was TDMA zum in der Welt populärsten digitalen Zellularstandard
macht.
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Da
das erfindungsgemäße einstellbare
Anpassungsnetz dazu angeordnet ist, die Antenne während Leerlaufperioden
erneut anzupassen, wenn das Telefon weder überträgt noch empfängt, kann
solch ein erneutes Anpassen während
der 1,5 Schlitze Leerlaufzeit zwischen Empfangs- und Übertragungsschlitzen
auftreten, oder während
der 4,5 Schlitze Leerlaufzeit zwischen dem Empfangs- und Empfangsschlitz.
Es ist jedoch vorzuziehen, dass das Neuanpassen während der
1,5 Schlitze Leerlaufzeit zwischen dem Empfangs- und Übertragungsschlitz vorgenommen
wird, um so nicht mit irgendwelchen der Übergabefunktionen zu interferieren.
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3 veranschaulicht
auch eine Bitanordnung innerhalb eines Schlitzes, und zeigt Schlitz
3 in beispielhaft vergrößerter Form.
Jedes Schlitzformat umfasst 114 (57 + 57) Bits Verkehrsdaten, 2
(1 + 1) Flagbits Steuerdaten, 6 (3 + 3) Endbits, um den Empfangsfiltern
ein Abklingen und ein absterben von Kanalechos zu ermöglichen,
und 26 Bits bekannter Synchronisationsdaten. Jedes Schlitzformat
enthält
weiter 4 Bitperioden dynamischer Zeitausrichtung und 4,25 Bitperioden
von Zwischenschlitzschutzzeit, während
denen ein Transmitter Auf/Abfahren stattfinden kann. Wie in 3 gezeigt,
gibt es einige Überlappung
der 4,25 Bit Auf/Ab-Rampenperioden zwischen Schlitzen. Wie vorhergehend
erwähnt,
können bei
der vorliegenden Erfindung die Antennenimpedanzeinstellungen zu
beliebiger Zeit nach den 4,25 Bits eines Übertragungsherabfahrens und
vor dem nächsten Übertragungsherauffahren
getätigt
werden, während
vermieden werden kann, dass irgendwelche Einstellungen während der
für einen
Empfang zugewiesenen Schlitzperiode getätigt werden. Während es
vorzuziehen ist, dass Antennenimpedanzeinstellungen während der
1,5 Schlitze Leerlaufzeit zwischen den Empfangs- und Übertragungsschlitzen durchgeführt werden,
können
Einstellungen zu beliebiger Zeit während der Leerlaufperioden
getätigt
werden, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Weiter kann das erfindungsgemäße einstellbare
Anpassungsnetz, während
das erfindungsgemäße einstellbare
Anpassungsnetz für
eine Verwendung in einem TDMA System hier beschrieben ist, in einem
beliebigen Kommunikationssystem verwendet werden, das Leerlaufperioden
aufweist (während
derer die Mobilvorrichtung weder empfängt, noch überträgt).
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Das
grundlegende Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine nahezu
perfekte Impedanzanpassung für
eine Übertragung
zu erlangen, um die Transmitterlinearität ohne eine Verwendung von
Isolatoren zu verbessern. Dies ist insbesondere wichtig, wenn Symbolkonstellationen
hoher Ordnung, wie beispielsweise lineares 8-PSK (Phase Shift Keying), verwendet
werden. Da es schwierig ist, eine Fehlanpassung im Empfangszustand
zu messen, erfordert ein Bereitstellen einer Yi unabhängigen Antenneneinstellung
für einen
Empfang in einem Empfangsfrequenzband, das sich von dem Übertragungsfrequenzband
unterscheidet, eine Bestimmung der Empfangseinstellcodes basierend
auf den adaptiv bestimmten Übertragungsfrequenzcodes,
oder anderweitig muss ein Satz von festen Empfangsfrequenzcodes
vorab bestimmt sein. Weiter erfordert ein Ändern von Übertragungscodes zwischen Übertragungs-
und Empfangszuständen
einen fortlaufenden Betrieb der verschiedenen schalt-eingestellten Komponenten
mindestens zweimal pro TDMA Rahmenperiode. Solch ein kontinuierliches
Schalten mit dieser hohen Geschwindigkeit kann Bedenken bzgl. einer
Schalterlebensdauer zur Folge haben. Während zur gegenwärtigen Zeit
MEMs eine beeindruckende Langlebigkeit bei schnellen Schaltanwendungen
demonstriert haben, wird solches häufiges Schalten in der bevorzugten
Implementierung der vorliegenden Erfindung vermieden.
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4 veranschaulicht
die Antennenkopplungsanordnungen für ein drahtloses Multibandtelefon,
allgemein bei 44 gezeigt, in Übereinstimmung mit der vorliegenden
Erfindung. Das drahtlose Multibandtelefon 44 enthält eine
Antenne 46, die mit einer Empfänger 48 und Transmitter 50 Schaltung über ein einstellbares
Anpassungsnetz 52 verbunden ist. Die Empfängerschaltung 48 enthält eine
herkömmliche Multibandniederrausch
RF Verstärker
und Herabwandlungseinheit 54, die ein Signal auf einer
ausgewählten
Kanalfrequenz in eine geeignete Form für ein Verarbeiten durch eine
Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 wandelt.
Solche geeigneten Formen können
(I, Q) komplexe Abtastwerte in kartesischem Format oder (LogR, Theta)
Abtastwerte in LogPolarer Form enthalten. Die Komplexen (I, Q) Abtastwerte können beispielsweise
durch einen homodynen Empfänger
erzeugt werden, wie weiter in den folgenden US Patenten U.S.P.N.
5,241,702 "D. C.
Offset Compensation in a Radio Receiver"; U.S.P.N. 5,614,904 "Balance Companed
Delta Conversion of Homodyne Receiver", U.S.P.N. 5,568,520 "Slope Drift and Offset
Compensation in Zero-IF Receivers"; und U.S.P.N. 5,749,051 "Compensation for
Second Order Intermodulation in a Homodyne Receiver" beschrieben.
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Ein
Empfänger,
der herabgewandelte komplexe Abtastwerte in Logpolarform erzeugen
kann, ist beispielsweise beschrieben in einer Kombination der Lehren
der folgenden U.S. Patente: U.S.P.N. 5,048,059 "LogPolar Signal Processing",; U.S.P.N. 5,070,303, "Logarithmic Amplifier/Detector
Delay Compensation";
und U.S.P.N. 5,084,669 "Direct
Phase Digitization".
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Die
Empfangsschaltung 48 enthält weiter eine Vielzahl von
Bandpassfiltern 58a, 58b, ..., 58n für jedes
der Empfangsfrequenzbänder,
in denen ein Betrieb erforderlich ist. Jeder der Bandpassfilter 58a–n weist
einen Eingang auf, der mit der Antenne 46 durch das einstellbare
Anpassungsnetz 52 verbunden ist, wann immer das Mobiltelefon 44 ein
Signal in dem jeweiligen Frequenzband empfängt. Die Verstärker und
Herabwandlereinheit 54 ist auf herkömmliche Weise dazu angepasst,
eine entsprechende Filtersignalausgabe für eine Herabwandlung auszuwählen.
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Die
Transmitterschaltung 50 enthält eine Vielzahl von Leistungsverstärkern 60a, 60b,
..., 60n für
1 5 Verstärkungssignale,
die in das jeweilige Übertragungsfrequenzband
durch eine herkömmliche
Modulations- und
Heraufwandlereinheit 62 herauf gewandelt sind. Während 4 einen
getrennten Leistungsverstärker
für jedes
der n Übertragungsfrequenzbänder veranschaulicht,
können
weniger als n Leistungsverstärker
verwendet werden, falls zwei Übertragungsfrequenzbänder ausreichend
nahe sind, so dass sie durch einen einzelnen Breitbandleistungsverstärker bedient
werden können.
Wenn eine Übertragung
auf einer Kanalfrequenz in einem bestimmten Übertragungsfrequenzband ausgewählt ist,
ist der betreffende Leistungsverstärker 60a–n für dieses
Band mit der Antenne 46 durch das einstellbare Anpassungsnetz 52 verbunden.
Weiter ist die Modulations- und Heraufwandlereinheit 62 auf
herkömmliche
Weise dazu angepasst, ein Treibersignal für den jeweiligen Leistungsverstärker 60a–n auf
der ausgewählten
Kanalfrequenz zu erzeugen.
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Sowohl
die Empfänger 48 als
auch Transmitter 50 Schaltung kann dazu ausgelegt sein,
mittels Steuersignalen wie beispielsweise Frequenzsynthesizer-Einstellsignalen
auf ausgewählten
Kanalfrequenzen zu empfangen oder zu übertragen, von der Signal-
und Steuerverarbeitungseinheit 56 über einen Steuerbus (nicht
gezeigt). Solch ein Steuerbus kann einen I2C Bus enthalten, der
ein bekannter Standard im Stand der Technik ist. Weitere Details
einer Modulation und Kanalfrequenzerzeugung für drahtlose Multibandtelefone
kann in den folgenden U.S. Patenten und Anmeldungen gefunden werden: U.S.P.N.
5,530,722 "Quatrature
Modulator with Integrated Distributed RAC Filters"; U.S.P.N. 6,009,312 "Transmit Signal Generation
with the Aide of a Receiver",
U.S.P.N. 5,890,051 "On-Channel
Transceiver Architecture in a Dual Band Mobile Phone", and U.S. Patent
application 08/974,227 "Simplified
Reference Frequency Distribution in a Mobile Phone" to Gore, Dolman
and Dent, eingereicht am 19. November 1997, und dem Halter der vorliegenden
Erfindung zugewiesen.
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Das
einstellbare Anpassungsnetz 52 kann sowohl die T/R Schaltfunktion
als auch die Duplexfunktion zum Verbinden der Transmitterschaltung 50 und
der Empfängerschaltung 48 mit
der Antenne 46 umfassen, auf solche Weise, dass eine Interferenz oder
ein Signalverlust vermieden wird. Zusätzlich umfasst das einstellbare
Anpassungsnetz 52 die Funktion für eine Auswahl des Übertragungs-
oder Empfangsfrequenzbandes, für
das die 1 5 Antenne 46 betrieben wird. Wie später in der
Anmeldung beschrieben ist, führt
das einstellbare Anpassungsnetz 52 Messungen auf den übertragenen
Signalen durch, und erzeugt Fehlanpassungsanzeigesignale On Line 64.
Diese Fehlanpassungsanzeigesignale 64 werden durch die
Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 empfangen, die
ihrerseits Anpassungsnetzsteuersignale On Line 66 erzeugt,
die durch das einstellbare Anpassungsnetz 52 empfangen
werden und dazu verwendet werden, um die Antenne 46 an
ein ausgewähltes
Frequenzband anzupassen. Somit kann das einstellbare Anpassungsnetz 52 die
Impedanz der Antenne 46 einstellen, um eine erwünschte Impedanzanpassung
für jedes
unterschiedliche Frequenzband, wenn für einen Betrieb ausgewählt, bereitzustellen.
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5 veranschaulicht
eine Schaltungsanordnung für
das in 4 gezeigte Anpassungsnetz 52. Das einstellbare
Anpassungsnetz 52 umfasst einen T/R Schalter 68,
der unter Verwendung herkömmlicher
Schaltungstechnologie erstellt ist (d. h. PIN Diode oder GaAs).
Der T/R Schalter 68 wird durch die Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 über ein
Steuersignal 70 gesteuert, um die Antenne 46 mit
entweder der Empfängerschaltung 48 oder
der Transmitterschaltung 50 zu geeigneten Zeitpunkten während der
TDMA Rahmenperiode zu verbinden. Der T/R Schalter 68 wird
somit auf der TDMA Rahmenrate betrieben. Das einstellbare Anpassungsnetz 52 enthält auch
eine Bank von Schaltern 72, die in eine obere 74 und
eine untere 76 Bank aufgeteilt ist, um zu empfangen bzw.
zu übertragen.
Die obere Bank von Schaltern 74 ist dem Empfangskontakt
des Schalters 68 verbunden, während die untere Bank von Schaltern 76 mit
dem Übertragungskontakt
des T/R Schalters 68 verbunden ist. Jeder Schalter in der oberen
Bank von Schaltern 74 ist mit einem jeweiligen Empfangsbandanpassungsnetz 78a, 78b,
..., 78n verbunden, das dazu ausgebildet ist, die Antennenimpedanzanpassung
für das
spezielle Empfangsfrequenzband zu optimieren. Auf ähnliche
Weise ist jeder Schalter in der unteren Bank von Schaltern 76 mit
einem jeweiligen Übertragungsbandanpassungsnetz 80a, 80b,
..., 80o verbunden, das dazu ausgebildet ist, die Antennenimpedanzanpassung
für das spezielle Übertragungsfrequenzband
zu optimieren.
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Wenn
der T/R Schalter 68 die Antenne 46 mit der Empfangsschaltung 48 verbindet,
wird die obere Bank von Schaltern 74 verwendet, das geeignete Empfangsfrequenzband
auszuwählen.
Auf ähnliche Weise,
wenn der T/R Schalter 68 die Antenne 46 mit der
Transmitterschaltung 50 verbindet, wird die untere Bank
von Schaltern 76 dazu verwendet, das geeignete Übertragungsband
auszuwählen.
Ein Bankschalten durch die obere 74 und untere 76 Bank
von Schaltern wird durch ein Bandauswahlsignal 82 gesteuert,
das von der Signal- und
Steuerverarbeitungseinheit 56 empfangen wird. Da ein Bandschalten
viel weniger häufig
auftritt als ein T/R Schalten, enthält die Bank von Schaltern 72 elektromechanische
Schalter, wie beispielsweise MicroElectronic Machines (MEMs). keine
der MEMs in der Bank von Schaltern 72 muss mit der T/R
Schaltrate des T/R Schalters 68 betrieben werden, da die
Auswahl eines Empfangsbandes von der Auswahl eines Übertragungsbandes
entkoppelt ist und es nicht notwendig ist, das empfangene Band zu
de-selektieren, wenn das Übertragungsband
ausgewählt
wird, und anders herum.
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Da
die Vielzahl von Schaltern 72 die Empfangs- und Übertragungsfrequenzbänder auf
unterschiedliche Drähte
aufteilen, können
die Empfangsanpassungsnetze 78a–n und die Übertragungsanpassungsnetze 80a–n dazu
verwendet werden, die Antennenimpedanzanpassung für jedes Empfangs-
und Übertragungsfrequenzband
unabhängig
und getrennt zu optimieren. Falls die Antenne 46 in einem
beliebigen Frequenzband bereits eine gute Anpassung bereitstellt,
kann das zugewiesene Anpassungsnetz einfach ein Null Netz umfassen.
In anderen Fällen
kann das Anpassungsnetz einfach eine geeignete Länge einer Streifenleitung einer
geeigneten Impedanz umfassen. Jedes Anpassungsnetz wird typischerweise
nicht komplizierter sein als ein einfacher Serieninduktor und Shunt-Kondensator. Solch
eine Anordnung kann theoretisch eine beliebige Impedanz auf einer
erwünschten
Wert, z. B. 50 Ohm anpassen, über
einem relativ schmalen Übertragungs-
oder Empfangsfrequenzband. Solche Anpassungsnetze können beispielsweise
als Spiralinduktoren und Kondensatoren integriert sein, die aus abgelagerter
Metallisierung auf einem Isoliersubstrat bestehen, wie beispielsweise
Galliumarsenid, Aluminium oder Silizium Dioxid, auf dem die MEM
Schalter 72 und der T/R Schalter 68 zu dem aufgebaut
sein können,
dass sie eine einzelne Komponente bilden.
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Wie
vorhergehend diskutiert kann ein weiteres Langlebigkeitstesten von
MEM Vorrichtungen deren Geeignetheit für ein T/R Schalten bei der
TDMA Rahmenrate bestätigen.
Konservative Entwicklungsansätze
verwenden jedoch weiter herkömmliche PIN-Dioden
oder GaAsRf Schalttechnologien für
den T/R Schalter 68. Bandschalt- und adaptive Anpassungseinstellungen
treten typischerweise sehr viel weniger häufig auf und demzufolge kann
eine MEM Vorrichtung für
diese Schaltfunktionen mit geringerem Fehlerrisiko aufgrund einer
Abnutzung verwendet werden. Falls elektromechanische Halterelais
in ausreichend kleiner Größe hergestellt
werden könnten,
könnten
sie als eine Alternative zu den MEM Vorrichtungen verwendet werden.
Im gegenwärtigen Stand
der Technik ist jedoch die MEM Technologie die das vielversprechendste
Verfahren für
eine Herstellung eines subminiaturelektromechanischen Schalters.
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Bei
dem einstellbaren Anpassungsnetz 52 von 5 müssen die
Empfangsanpassungsnetze 78a–n und Übertragungsanpassungsnetze 80a–n für eine bestimmte
Antennen und Mobiltelefonkombination bereit gestellt sein. Auch
wenn die gleiche spezielle Antenne auf einem anderen Mobiltelefon
verwendet wird, könnte
es nötig
sein, dass die Impedanzanpassungscharakteristiken eines jeden Anpassungsnetzes
unterschiedlich sein müssen.
Somit kann das Herstellungsvolumen der speziellen Auslegung von 5 auf
das Herstellungsvolumen der speziellen Mobiltelefon und Antennenkombination beschränkt sein.
Um das Volumen zu erhöhen, über dem
nicht wiederkehrende Kosten wiedergewonnen werden können, wäre es wünschenswert,
die gleiche Antennenkopplungsschaltung für mehr als eine Antennen- und
Mobiltelefonkombination zu verwenden. 6 veranschaulicht
solch eine Anordnung, wobei 5 entsprechende
Elemente durch das gleiche Bezugszeichen bezeichnet sind.
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6 veranschaulicht
ein zweites Ausführungsbeispiel
des einstellbaren Anpassungsnetzes, allgemein bei 52' gezeigt. Das
einstellbare Anpassungsnetz 52' enthält ein variables Anpassungsnetz 84,
das zwischen der Antenne 46 und dem T/R Schalter 68 angeschlossen
ist. Die Bank von Schaltern 72 ist mit dem T/R Schalter 68 auf
die gleiche Weise verbunden, wie vorhergehend mit Bezug auf 5 beschrieben.
Jedoch sind die Empfangsanpassungsnetze 78a–n und
die Übertragungsanpassungsnetze 80a–n von 5 entfernt,
und jeder der Schalter in der oberen Bank von Schaltern 74 ist
direkt mit seinem jeweiligen Bandfilter 58a–n verbunden,
und ähnlich
ist jeder der Schalter in der unteren Bank von Schaltern 76 mit
seinem jeweiligen Leistungsverstärker 60a–n verbunden.
Steuersignale 86 von der Signal und Steuerverarbeitungseinheit 56 betreiben
den T/R Schalter 68 mit der TDMA Rahmenrate, betreiben
jedoch die Bank von Schaltern 72 und das variable Anpassungsnetz 84 nur
dann, wenn die Frequenzbänder
geändert
werden. Obwohl es möglich
ist, das variable Anpassungsnetz 84 zwischen Übertragungs- und Empfangszustand
zu ändern,
würde dies
erfordern, dass die Schalter darin mit der TDMA Rahmenrate betrieben
werden. Um solch ein schnelles Schalten zu vermeiden, wird das variable
Anpassungsnetz 84 in einen Zustand gestellt, in dem die
Impedanz die Antenne 46 sowohl im Übertragungsfrequenzband, als
auch im Empfangsfrequenzband eines Bandpaares anpasst. In dieser speziellen
Implementierung ist ein Kreuz- bzw. Querbandbetrieb nicht möglich. Ein
Kreuzbandbetrieb tritt auf, wenn das Mobiltelefon auf einer Frequenz
in einem Übertragungsband
eines ersten Bandpaares überträgt, jedoch
in einer Frequenz in einem Empfangsband eines zweiten Bandpaares
empfängt.
Im Gegensatz dazu ist ein Kreuzbandbetrieb mit der in 5 gezeigten
Implementierung möglich,
da die Auswahl des Übertragungsfrequenzbandes
und Empfangsfrequenzbandes und zugeordnete Anpassungsnetze voneinander
unabhängig
ist. Jedoch ist der Vorteil des einstellbaren Anpassungsnetzes 52' aus 6 der,
dass das variable Anpassungsnetz 84 für eine Bandbreite von Antennen
und Mobiltelefontypen arbeiten kann, da die Anpassungssteuersignale 86 von
der Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 durch Softwareimplementierung
für einen
speziellen Anwendungsfall angepasst werden können.
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7 veranschaulicht
ein drittes Ausführungsbeispiel
des einstellbaren Anpassungsnetzes, allgemein bei 52'' gezeigt, welches seinen Kreuzbandbetrieb
ermöglicht.
Das einstellbare Anpassungsnetzwerk 52'' enthält getrennte
variable Empfangsanpassungsnetze 88 und Übertragungsanpassungsnetze 90 zum
Anpassen des Empfängers
separat vom Transmitter. Der T/R Schalter 68 ist mit der Antenne 46 verbunden,
wobei das variable Empfangsanpassungsnetz 88 mit dem Empfängerkontakt des
T/R Schalters 68 verbunden ist, und das variable Anpassungsnetz 90 mit
dem Übertragungskontakt des
T/R Schalters 68 verbunden ist. Das variable Empfangsanpassungsnetz 88 ist
mit der oberen Bank von Schaltern 74 verbunden, um die
Antenne 46 an den geeigneten Empfangsbandfilter 58a–n einzupassen. Ähnlich ist
das variable Übertragungsanpassungsnetz 90 mit
der unteren Bank von Schaltern 76 verbunden, um die Antenne 46 an
den geeigneten Leistungsverstärker 60a–n anzupassen.
Somit ist die Auswahl des Übertragungsbandes
und des Empfangsbandes unabhängig
von einander, was einen Kreuzbandbetrieb ohne die Notwendigkeit
einer Änderung
eines der Anpassungsnetze 88 oder 90 ermöglicht.
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Impedanzanpassungssteuersignale 92 werden
von Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 für einen
Betrieb des T/R Schalters 68 mit der TDMA Rahmenrate bereit
gestellt, jedoch wird die Bank von Schaltern 72 und das
variable Empfangsanpassungsnetz 88 und Übertragungsanpassungsnetz 90 nur
dann für
eine Änderung
betrieben, wenn die Auswahl des Betriebsfrequenzbandes sich ändert. Dieses
tritt mit einer relativ langsamen Rate auf, beispielsweise wenn
das Mobiltelefon 10 (siehe 1) die Grenzen
zwischen Basisstationen 11a, 11b und Basisstationen 12a, 12b kreuzt,
und somit wird keine unnötige
Belastung der Langlebigkeit der Anpassungsnetzschalter auferlegt,
die in dem variablen Anpassungsnetz 88 und 90 bereit
gestellt sind.
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Es
ist manchmal ausreichend, nur das variable Übertragungsanpassungsnetz 90 zu
verwenden, und das variable Empfangsanpassungsnetz 88 wegzulassen,
da die verschlechternden Effekte einer nicht perfekten Antennenanpassung
auf die Empfängerleistung
viel weniger gravierend ist, als sie auf die Transmitterleistung
sind. Allgemein ist die einzige Auswirkung einer Antennenfehlanpassung
auf die Leistung des Empfängers
hinsichtlich thermischer Rauschgrößen, was in einer interfrequenz-begrenzten
zellularen Umgebung nicht signifikant sein kann. Weiter, da Mobiltelefone
typischerweise batteriebetrieben sind, sollten sie mit einer hohen
Effizienz für eine
Einsparung von Batterieleistung übertragen. Solche
eine hohe Übertragungseffizienz
wird durch eine gute Transmitterimpedanzanpassung erleichtert. Solche
Bedenken sind normalerweise nicht auf Basisstationen anwendbar,
da sie Übertragungsleistung
in Reserve haben werden.
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Eine
der verschlechternden Auswirkungen einer Antennenfehlanpassung auf Übertragungscharakteristiken
betrifft eine Transmitterlinearität. Ein saturierter (d. h. nicht-linearer
Kasse C Leistungsverstärker
mit konstanter Hüllkurve)
Transmitter kann eine reduzierte oder erhöhte Leistung in eine fehlangepasste
Antenne liefern, in Abhängigkeit
von der speziellen Richtung der Fehlanpassung. Falls die dem Transmitter
gelieferte Leistung erhöht
ist, kann die Basisstation feststellen, dass das durch sie empfangene
Signal luxuriös
ist, und es ist möglich,
dass sie einen Befehl an das Mobiltelefon sendet, um das Mobiltelefon
anzuweisen, seine Leistung zu reduzieren. Diese Richtung und Korrektur
an der Basisstation kompensiert teilweise eine Antennenfehlanpassung
und hilft, die Batterielebensdauer des Mobiltelefons zu erhalten.
Falls jedoch lineare Modulationen für eine verbesserte spektrale
Effizienz oder andere Gründer
verwendet werden, wie dies in CDMA Systemen essentiell ist, kann
eine Antennenfehlanpassung zur Folge haben, das der Leistungsverstärker nicht
linear wird, wenn das momentane Leistungsniveau gut unterhalb des
erwünschten
Spitzenleistungspegels der Modulation ist. Solange diese Nichtlinearität nicht
erfasst und korrigiert wird, kann eine Interferenz mit anderen Stationen
die Folge sein. Ein Verfahren des Standes der Technik zum Isolieren
von linearen Leistungsverstärkern
von einer Antennenfehlanpassung ist, einen Isolator zwischen den
Leistungsverstärker
und die Antenne einzufügen.
Isolatoren sind jedoch Schmalbandvorrichtungen, physisch mit großer Ausdehnung
und allgemein teuer. Für
jedes Frequenzband würde
ein Isolator erforderlich sein, was es schwierig macht, diese in
Mobiltelefone zu inkorporieren, wo Größe ein Problem darstellt. Das
einstellbare Anpassungsnetz der vorliegenden Erfindung eliminiert
die Notwendigkeit von Isolatoren pro Band, während variable Anpassungsnetze
verwendet werden, um eine gute Leistungsverstärkerimpedanzanpassung sicherzustellen,
um die Leistungsverstärkerlinearität zu erhalten.
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Um
eine Einstellung des variablen Übertragungsanpassungsnetzes 90 zu
erleichtern, zeigt 8 die Hinzufügung einer Impedanzfehlanpassungsmess-
und Quantisiereinheit 94 für das einstellbare Anpassungsnetz 52'' von 7. Die Impedanzfehlanpassungsmess-
und Quantisiereinheit 94 enthält einen direktionalen Koppler 96,
der die Vorwärts und
Reflektionsleistung des übertragenen
Signals misst, und eine Erfassungs- und Quantisiereinheit 98, die
die Vorwärts-
und Reflexionsleistungsmessungen empfängt und Signale 100 erzeugt,
die eine grob quantisierte Anzeige einer Antennenimpedanzfehlanpassung
liefern. Die Impedanzfehlanpassungsmess- und Quantisiereinheit 94 sollte
auf allen Frequenzbändern
betrieben werden, falls sie zwischen dem variablen Übertragungsanpassungsnetz 90 und
der Bank von Schaltern 72 angeordnet ist, wie in 8 gezeigt.
Falls es jedoch schwierig ist, können
getrennte Impedanzfehlanpassungsmess- und Quantisiereinheiten 94 zwischen
der unteren Bank von Schaltern 76 und dem jeweiligen Leistungsverstärker 60a–n bereit
gestellt sein.
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Die
Impedanzfehlanpassung der Antenne muss nicht genau gemessen werden,
um in der Lage zu sein, das variable Übertragungsanpassungsnetz 90 geeignet
einzustellen. Die Impedanzfehlanpassung muss nur in die Werte "Gut genug" oder "Nicht gut genug" quantisiert werden,
wobei der letztere "Nicht
gut genug" Wert
weiter in vier Bereiche quantisiert ist, die anzeigen, wo auf einem
Smith Diagramm die Impedanzfehlanpassung liegt.
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9 zeigt
eine Darstellung eines Smith Diagramms, das in fünf Bereiche unterteilt ist,
entsprechend vier "Nicht
gut genug" Bereichen 101, 102, 103, 104 und
einem "Gut genug" Bereich im Zentrum des
durch den Kreis definierten Diagramms. Der den "Gut genug" Bereich definierende Kreis entspricht
einem Reflexionskoeffizienten von 0,1 oder –20 dB, oder einer VSWR von
1,2, was als für
die meisten zellularen Anwendungen gut genug bezeichnet wird. Der
Rest des Smith Diagramms außerhalb
des "Gut genug Bereichs" 105 ist
in die vier "Nicht
gut genug" Quadranten
klassifiziert, welche jeweilig den negativen Realteilen des Reflexionskoeffizienten
(Bereiche 101 und 103) zu entsprechen, den positiven
Realteilen der Reflexionskoeffizienten (Realbereiche 102 und 104);
dem negativen Imaginärteilen
des Reflexionskoeffizienten (Bereiche 101 und 102);
und den positiven Imaginärteilen
des Reflexionskoeffizienten (Bereiche 103 und 104).
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Um
die Impedanzanpassung oder Fehlanpassung in diesen fünf Bereichen 101–105 zu
quantisieren, kann das Reflexionsleistungssignal mit einem Signaleingang
eines Quadraturdemodulators (in 8 nicht
gezeigt) (d. h. zwei abgeglichenen Mischern, die in Quadratur mit
Bezug auf einen lokalen Oszillator betrieben werden) verbunden sein,
wobei das Vorwärtsleistungssignal
als der lokale Oszillator verwendet wird. Die Vorzeichen der Gleichspannungsausgabe
der jeweiligen Demodulatoren würden
dann den Quadranten des Smith Diagramms von 9 anzeigen,
in dem die Impedanzfehlanpassung liegt. Die Größe des reflektierten Leistungssignals
in Hinblick auf die Größe des Vorwärtsleistungssignals zeigt
an, ob die Impedanzanpassung "Gut
genug" oder "Nicht gut genug" ist. Für die meisten
zellularen Anwendungen wird die Anpassung typischerweise „Gut genug" betrachtet, falls
die Größe des reflektierten
Leistungssignals weniger als 10% der Größe des vorwärtigen Leistungssignals ist.
Solch eine Bestimmung kann unter Verwendung eines 10 : 1 Potentiometerherabstufens
getätigt
werden, um einen 10% Anteil des gleichgerichteten Vorwärtssignals
an einen Eingang eines Vergleichers anzulegen, wobei das reflektierte
gleichgerichtete Leistungssignal am anderen Eingang des Vergleichers
liegt. Die Vergleicher Ausgabe von "1" oder "0" wird dann die erwünschte Anzeige bereitstellen,
ob die reflektierte Leistung weniger als 10% der Vorwärtsleistung
ist.
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Die
Impedanzfehlanpassungsmess- und Quantisiereinheit 94 aus 8 liefert
ein 3-Bit Ausgabesignal 100 an die Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 und
falls das "Gut genug/Nicht
gut genug" Anzeigesignal
anzeigt, dass die Anpassung "Gut
genug ist", liegt
der Reflexionskoeffizient innerhalb des "Gut genug" Bereichs 105 in 9,
und die Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 macht
keine Änderung
am variablen Übertragungsanpassungsnetz.
Falls auf der anderen Seite das Fehlanpassungsanzeigesignal anzeigt,
dass die Anpassung "Nicht
gut genug" ist,
wird die Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 einen
oder mehrere der Anpassungsnetzschalter bedienen, um eine geringste Änderung
der Reaktanz eines oder mehrerer Anpassungsnetzschalter zu bewirken.
Das Vorzeigen der Änderung
einer Reaktanz einer an den einen oder mehreren Anpassungsnetzschaltern
wird durch den Bereich der Fehlanpassung vorgegeben.
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Falls
unter Bezugnahme auf 9 beispielsweise die Fehlanpassung
in die Bereiche 103 und 104 fällt, wird eine erste Reaktanz
bedient, um den kapazitiven Anteil der Impedanz zu vermindern; wohingegen
falls die Fehlanpassung in Bereich 101 oder 102 fällt, die
erste Reaktanz bedient wird, um den kapazitiven Anteil der Impedanz
zu erhöhen.
Auf ähnliche
Weise wird, falls die Fehlanpassung in Bereiche 101 oder 103 fällt, eine
zweite Reaktanz so angeordnet, dass bewirkt wird, dass der Realanteil
der Impedanz (Reflexionskoeffizient) betrieben wird, dass der Realteil
der Impedanz erhöht
wird; wohingegen, falls die Fehlanpassung in Bereiche 102 oder 104 fällt, die
zweite Reaktanz bedient wird, um den Realteil der Impedanz zu vermindern.
Auf Grund des groben Quantisierens in die fünf Bereiche, 101–105, ist
es unbekannt, wie weit die Reaktanz geändert werden sollte, um eine
Anpassung in den "Gut
genug" Bereich 105 zu
erzielen. Wenn jedoch nur die geringste Änderung an der jeweiligen Reaktanz
vorgenommen wird, kann das Anpassen langsam in den "Gut genug" Bereich 105 bewegt
werden, in dem die Reaktanzeinstellung angehalten wird.
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In
einer beispielhaften Ausführungsform
ist die Frequenz, mit der Reaktanzeinstellungen vorgenommen werden,
auf ein Mal pro TDMA Rahmen begrenzt, wobei die Einstellungen auf
einem Klassifizieren des mittleren Reflexionskoeffizienten über dem gesamten Übertragungsrahmen
basieren. Weiter werden die Einstellungen nur dann vorgenommen, wenn
das Mobiltelefon nicht überträgt, und
vorzugsweise während
es auch nicht empfängt,
um potentiell interferierende Effekte zu vermeiden.
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Falls
erwünscht,
können
Einstellungen auch darauf begrenzt sein, weniger als ein Mal pro
TDMA Rahmen vorgenommen zu werden, z. B. ein Mal pro 100 ms, unter
Verwendung der Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56,
um den mittleren Fehlanpassungsbereich über mehreren Rahmen zu bestimmen.
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Die
vorhergehend konvergierten Anpassungsschaltersteuersignale werden
weiter in einem nicht flüchtigen
Speicher, wie beispielsweise einem EEPROM gespeichert, in einer
Tabelle gegenüber
einer Betriebsfrequenz. Diese Werte können als Anfangswerte abgerufen
werden, wann immer eine Übertragung
auf einer vorhergehend verwendeten Betriebsfrequenz auftritt. Weiter
können
die gespeicherten Werte verwendet werden, wann immer ein Leistungsverstärker signifikant
unterhalb seines maximalen Betriebsleistungspegels betrieben wird. Während solcher
Operationen können
Einstellungen ausgesetzt werden. Eine Einstellungsaussetzung ist während eines
niedrigeren Leistungsbetriebs erlaubt, da lineare Leistungsverstärker durch
ein Fehlanpassen weniger verschlechtert werden, wenn sie auf weniger
als der Maximalleistung betrieben werden. Die Impedanzfehlanpassungsmess-
und Quantisiereinheit 94 aus 8 muss nur
betrieben werden, wenn eine Maximalleistung ausgewählt wird,
wodurch die dadurch erforderliche Empfindlichkeit reduziert wird.
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10 zeigt
ein Schaltdiagramm des direktionalen Kopplers 96 und der
Erfassungs- und Quantisiereinheit 98 aus 8. 10 zeigt
weiter ein beispielhaftes Schaltdiagramm eines variablen Anpassungsnetzes 110.
Das variable Anpassungsnetz 110 aus 10 kann
für ein
beliebiges der vorhergehend beschriebenen Anpassungsnetze verwendet
werden, nämlich
für das
einstellbare Anpassungsnetz 52, das variable Anpassungsnetz 84,
das variable Empfangsanpassungsnetz 88 und das variable Übertragungsanpassungsnetz 90.
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Das
beispielhafte variable Anpassungsnetz 110 enthält eine
Länge L
einer Übertragungsleitung 112 mit
einer charakteristischen Impedanz Zo mit einer ersten 114 und
zweiten 114 Kondensatorenbank, die an Masse an beiden Enden
der Übertragungsleitung 112 befestigt
sind. Wenn die charakteristische Impedanz Zo der Übertragungsleitung 112 größer als die
Zielanpassungsimpedanz (z. B. 50 Ohm) ist, und die Länge L geringer
als ein Viertel der Wellenlänge ist,
ist der Einschluss ähnlich
zu dem einer Serieninduktanz, und somit kann das Netz ähnlich einem Pi-Netz
betrieben werden.
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Beide,
die erste Kondensatorenbank 114 und die zweite Kondensatorenbank 116 enthalten drei
parallel angeschlossene Kondensatoren, die über jeweilige Schalter 118 mit
Masse verbunden sind, wobei jeder Kondensator seinen eigenen Schalter 118 aufweist.
Die erste Bank von Kondensatoren 114 ist einem binären Verhältnis von
dC1 : 2dC1 : 4dC1, wobei dC1 eine Minimaländerung einer Kapazitanz bezeichnet.
Auf ähnliche
Weise ist die zweite Bank 116 von Kondensatoren in einem
Binärverhältnis von
dC2 : 2dC2 : 4dC2, wobei dC2 auch eine Minimaländerung einer Kapazitanz ist.
Somit ist die mit der ersten Kondensatorenbank 114 und
der zweiten Kondensatorenbank assoziierte Kapazitanz von 0 bis 7dC1
beziehungsweise von 0 bis 7dC2 veränderlich, auf Grund eines Betriebes
der jeweiligen Schalter 118 in Verbindung mit dem Kondensator,
in dem zwei von drei Bit binären
Steuersignalen 100 an der Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 empfangen werden.
MEM Vorrichtungen sind der bevorzugte Schaltertyp, der für die Schalter 118 verwendet
wird, da sie auf dem gleichen Substrat wie die geschalteten Kondensatoren,
die Übertragungsleitung 112 und andere
optionale Halbleiterkomponenten integriert sein können. Es
können
jedoch aus PIN Dioden oder Relais verwendet werden.
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Der
direktionale Koppler 96 greift die Vorwärts- und Reflexionsleistungssignale
ab und richtet beide unter Verwendung eines Unendlich-Impedanzdetektors 120,
der zwischen einer Steuerspannung Vcc und Masse angeschlossen ist,
gleich. Der Unendlich-Impedanzdetektor ist konfiguriert, wie dies
in 10 gezeigt ist, und enthält Widerstände 122, 124, 126 und 128,
Kondensatoren 130 und 132 und Transistoren 134, 136, 138 und 140.
Das abgetastete Vorwärtsleistungssignal
wird an den Steueranschluss des Transistors 140 gegeben,
während
das abgetastete Reflexionsleistungssignal an den Steueranschluss
des Transistors 134 gegeben wird. Die erfasste Rückleistung
wird von dem Ausgangsanschluss des Transistors 136 auf
einer Leitung 142 abgegriffen, und die erfasste Vorwärtsleistung
wird von dem Ausgangsanschluss des Transistors 138 auf
einer Leitung 144 abgegriffen. Das erfasste Vorwärtsleistungssignal
auf Leitung 144 wird in ein 10 : 1 Spannungsauftrennnetz 145 eingegeben,
und die Rückwärtsleistungssignalamplitude
auf Leitung 142 wird mit einem Zehntel des erfassten Vorwärtsleistungssignals
durch einen Vergleicher 146 verglichen. Der Vergleicher 146 gibt
ein "Gut genug/Nicht
gut genug" Entscheidungssignal 100a an
die Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 aus, was
anzeigt, ob oder ob nicht die Fehlanpassung innerhalb des "Gut genug" Bereichs 105 aus 9 liegt.
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Das
reflektierte Leistungssignal wird weiter an einen Signaleingang
abgeglichener Mischer 148 und 150 angelegt, die
in Quadratur an ihren Lokaloszillatoreingängen durch das Vorwärtsleistungssignal betrieben
werden. Ein 90° Phasentrenner
oder Hilbert-Netz 152 trennt das Vorwärtsleistungssignal mit einer
90° Phasendifferenz
auf, und gibt die 90° aufgetrennten
Vorwärtsleistungssignale 154 und 156 an die
Mischer 148 und 150 aus, um diese in Quadratur zu
betreiben. Die mittleren Gleichspannungsausgangssignale 158 und 160 von
den abgeglichenen Mischern 148 beziehungsweise 150,
gemittelt über einen
TDMA Übertragungsrahmen,
werden in Vergleiche 162 beziehungsweise 164 eingegeben,
die die Ergebnisse als entweder ein Plus (+) oder als ein Minus
(–) quantisieren,
wobei deren jeweilige Ausgangssignale 100B und 100C an
die Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 geführt werden.
Ein Quantisieren auf diese Weise legt fest, in welchem der vier
Quadranten 101–104 von 9 die
Fehlanpassung liegt. Diese ist für
die Signal- und Steuerverarbeitungseinheit 56 ausreichend,
um basierend auf vorprogrammierten Regeln zu bestimmen, ob die Kapazitanz
C1 oder C2 oder beide mit einem Minimalschritt von dC1 beziehungsweise
dC2 erhöht
werden oder vermindert werden sollen. Die vorprogrammierten Regeln
stellen sicher, dass die gewählte
Maßnahme
immer eine Bewegung der Impedanzfehlanpassung in Richtung auf und
letztlich in den "Gut
genug" Bereich 105 von 9 zur
Folge hat.
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Der
vorprogrammierte Satz von Regeln ist einer einer vorgegebenen Anzahl
aller möglichen
Sätze von
Regeln. Die Anzahl möglicher
Sätze von
Regeln wird bestimmt durch ein Auswählen einer der möglichen
Maßnahmen
(–dC1,
0, dC1) kombiniert mit (–dC2,
0, dC2) für
eine Gesamtheit von neun möglichen
Maßnahmen
für jeden
der vier Bereiche 101–104,
und für
jeden der Vierundsechzig (26) möglichen vorab existierenden
Hinzuschaltungskondensatorenzustände,
was eine Gesamtheit von 64 × 94 Sätze
von Regeln zur Folge hat. Die Auswahl eines dieser Säte von Regeln
ist unabhängig
von der Auswahl einer Antenne oder eines Mobiltelefons und kann
durch Simulationsverfahren bestimmt werden. Die 64 × 4 Werte
der gewählten
Kapazitanzänderungen
können
mit den vorab existierenden (1 aus 64) Kondensatorschalterzuständen kombiniert
werden, um einen neuen Kondensatorschalterzustand nach der Änderung
zu bestimmten, wobei die sechs Schaltersteuerbits, die für ein Programmieren
des Schalterzustands erforderlich sind, in einer 256 Byte Nachschlagtabelle
gespeichert sind. Eine solche Tabelle würde für jedes Frequenzband erforderlich
sein, in dem ein Betrieb des Mobiltelefons erwünscht ist.
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Die
gesamte Erfassungs- und Quantisiereinheit 98 aus 10 kann
als ein einzelner Siliziumchip aufgebaut sein oder kann andernfalls
in den Übertragungssignalgenerator
und Modulatorchipteil der Transmitterschaltungen 50 (siehe 4)
integriert sein. Ähnlich
kann das variable Anpassungsnetz 110 einschließlich der
Schalter 118 mit der Bank von MEM Schaltern 72 integriert
sein, um die Anzahl von unterschiedlichen Chips oder Modulen zu
reduzieren.
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Für weiter
Information hinsichtlich MicroElectronic Machines wird auf die folgenden
US Patente Bezug genommen: 6,057,520 "Arc Resistant High Voltage Micromachined
Electrostatic Switch"; U.S.P.N.
6,023,121 "Thermal
Arched Beam Microelektromechanical Structure"; U.S.P.N. 5,994,816 "Thermal Arched Beam
Microelectromechanical Devices and Associated Fabrication Methods"; U.S.P.N. 5,962,949 "Microelectromechanical
Positioning Apparatus";
and U.S.P.N. 5,955,817 Thermal Arched Beach Microelecromechanical
Switching Array".
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Es
wird hierin offenbart, wie ein Mobiltelefon vorteilhaft konstruiert
werden kann, um in multiplen Frequenzbändern betrieben zu werden,
einschließlich,
wie das Problem eines Anpassens der Antenne auf den multiplen Frequenzbändern zu
lösen ist,
in denen ein Betrieb der Mobiltelefone erwünscht ist. Es wird hierin ein
adaptives Anpassungsnetz offenbart, das automatisch eine angepasste
Antennenlastimpedanz für
den Transmitter bestimmt. Basierend auf einer groben Quantisierung
der Impedanzfehleinschätzung
während
eines TDMA Übertragungsschlitzes und
einer Modifikation der Anpassungskomponenten des I 0 adaptiven Anpassungsnetzes
zwischen Übertragungsschlitzen
eins TDMA Rahmenformats kann eine Impedanzanpassung auf mehreren
Frequenzen erfolgreich erzielt werden. Es wird darauf hingewiesen,
dass die vorliegende Erfindung nicht auf einen Betrieb in TDMA Netzen
beschränkt
ist, sondern erfolgreich für
ein Anpassen der Antenne in einem beliebigen Netz betrieben werden
kann, das Leerlaufzeitschlitze aufweist, in denen die Mobilvorrichtung nicht überträgt oder
empfängt.
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Während die
vorliegende Erfindung mit spezieller Bezugnahme auf die Zeichnungen
beschrieben wurde, versteht es sich, dass verschiedene Abwandlungen
ohne ein Abweichen vom Umfang der vorliegenden Erfindung getätigt werden
können.