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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Scheinwiderstandsanpassung
für Verstärker, und
insbesondere auf eine Scheinwiderstandsanpassungsschaltung und ein
Verfahren zum Anpassen eines Ausgangsscheinwiderstands einer Verstärkungsschaltung
in einem drahtlosen Kommunikationssystem an einen Eingangsscheinwiderstand einer Übertragungsschaltung.
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Stand der Technik
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Drahtlose
Kommunikationssysteme enthalten typischerweise eine Kette von Verstärkungsschaltungsstufen,
die von einem empfangenen oder modulierten Signal nacheinander durchlaufen
werden. Der Ausgang der Verstärkungsstufen
ist, typischerweise über
eine Scheinwiderstandsanpassungsschaltung, an eine Last gekoppelt.
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Scheinwiderstandsanpassungsschaltungen helfen,
den Ausgangsscheinwiderstand der Verstärkungsstufen an den Scheinwiderstand
der Last anzupassen. Eine ideale Scheinwiderstandsanpassung liefert
die maximale Leistungsübertragung
von der Quelle zur Last. In einem drahtlosen Kommunikationssystem
ist es zum Beispiel typischerweise wünschenswert, die von einer
letzten Verstärkungsschaltung
oder einem Leistungsverstärker
an eine Antenne gelieferte Leistung zu maximieren. Die maximale Leistung
wird vom Leistungsverstärker
an die Antenne übertragen,
wenn der Eingangsscheinwiderstand der Antenne für eine gegebene Frequenz gleich
dem konjugierten Ausgangs scheinwiderstand des Leistungsverstärkers ist.
Wenn diese Bedingungen erfüllt sind,
wird eine Leistung mit 50% Effizienz geliefert, d. h. es wird soviel
Leistung an die Antenne übertragen, wie
im internen Scheinwiderstand des Leistungsverstärkers verbraucht wird.
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Im
Allgemeinen wird der Ausgangsscheinwiderstand eines Leistungsverstärkers nicht
so sein, wie er zur maximalen Leistungsübertragung benötigt wird.
Zum Beispiel kann ein in einem Handapparat eines drahtlosen Kommunikationssystems
verwendeter typischer Leistungsverstärker einen internen Scheinwiderstand
von etwa 3 Ohm aufweisen, wobei die in demselben Handapparat verwendete
Antenne einen Eingangsscheinwiderstand von etwa 50 Ohm aufweist.
Typischerweise ist ein Kondensatoren und Induktoren umfassendes
Anpassungsnetzwerk zwischen dem Leistungsverstärker und die Antenne eingesetzt,
um den Ausgangsscheinwiderstand des Leistungsverstärkers als
das konjugiert Komplexe des Eingangswiderstands der Antenne erscheinen zu
lassen. Ein derartiges Anpassungsnetzwerk ist z. B. aus der
GB 2 187 042 A bekannt.
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Um
eine richtige Scheinwiderstandsanpassung zu erreichen, können herkömmliche
Anpassungsschaltungen aber Nichtstandardwerte für L und C erfordern. Konsequenterweise
ist es im Allgemeinen nicht möglich,
ein Anpassungsnetzwerk zu gestalten und zu bauen, welches den Scheinwiderstand des
Leistungsverstärkers
präzise
an den der Antenne anpasst. Dieses Problem wird durch die Veränderung
der Werte der Induktoren und Kondensatoren wegen Unsicherheiten
oder Toleranzen in ihren Fertigungsprozessen verschlimmert. Induktoren
und Kondensatoren können
um 10% oder mehr von ihrem spezifizierten Wert abweichen. Je größer die Werte
der Induktoren und Kondensatoren sind, desto größer ist demnach die Auswirkung
der Fertigungstoleranzen auf die Scheinwiderstandsanpassung. Somit
kann es eine Forderung sein, ein Anpassungsnetzwerk zu implementie ren,
um den Scheinwiderstand eines Leistungsverstärkers und einer Antenne präzise anzupassen,
um eine maximale Leistungsübertragung
zu erreichen.
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Idealerweise
würden
in einer Anpassungsschaltung verwendete Induktoren und Kondensatoren
keinen Widerstand aufweisen und die Anpassungsschaltung würde daher
wenig oder keine Leistung verbrauchen. In Wirklichkeit kann eine
Anpassungsschaltung aber mehrere Prozent der an die Last oder die
Antenne zu übertragenden
Leistung verbrauchen. Daher ist es im Allgemeinen wünschenswert,
die Werte der Induktoren und Kondensatoren so klein wie möglich zu
halten, um den Leistungsverbrauch zu minimieren.
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Ein
besonderes Problem mit herkömmlichen, in
drahtlosen Kommunikationssystemen verwendeten Anpassungsnetzwerken
ist, dass die Sender-Empfänger
oder Transmitter oft bei mehreren Frequenzen betrieben werden müssen. Zum
Beispiel verwendet ein Dualband-GSM/DCS-Funktelefonhandapparat den
Global System for Mobile Communications(GSM)-Standard um 900 MHz
und den Digital Communications System(DCS)-Standard, welcher ähnlich zu
GSM ist, außer
dass er um 1800 MHz betrieben wird.
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Demnach
besteht ein Bedarf an einer Anpassungsschaltung und einem Verfahren,
die einen gleichen oder im Wesentlichen gleichen Scheinwiderstand
zwischen einer Verstärkungsschaltung
und einer Übertragungsschaltung
bereitstellen können,
wodurch die Leistungseffizienz ansteigt und die Signalverzerrung
reduziert wird. Ferner besteht ein Bedarf an einer Anpassungsschaltung
und einem Verfahren mit der Fähigkeit,
den Scheinwiderstand für
Signale bei mehreren Frequenzen anzupassen. Ferner ist es wünschenswert,
dass die Anpassungsschaltung und das Verfahren die Anzahl oder die
Größe der in
der Anpassungsschaltung verwendeten Komponenten reduzieren, einschließlich der
Länge der
verwendeten Übertragungsleitungen.
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine derartige Schaltung und ein derartiges
Verfahren bereit.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine Vorrichtung zum Anpassen eines
Ausgangsscheinwiderstands eines Verstärkers in einem drahtlosen Kommunikationssystem
an einen Eingangsscheinwiderstand einer Übertragungsschaltung bereit.
Die Erfindung wird in den anhängenden
Ansprüchen
festgelegt.
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In
einem Aspekt stellt die Erfindung eine Schaltung zur Scheinwiderstandsanpassung
bereit, die eine konzentrierte und verteilte Induktivität verwendet.
In einem anderen Aspekt wird dies für einen Verstärker angewandt,
der eine konzentrierte und verteilte Induktivität verwendet. Das Verwenden
einer Übertragungsleitung
mit einem festen Induktor erlaubt es, Nicht-Standard-L-Werte zu
realisieren; darüber
hinaus erlaubt es der feste Induktor, eine kürze Übertragungsleitung zu verwenden
als wenn eine Übertragungsleitung
allein wäre.
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In
einem anderen Aspekt stellt die Erfindung eine Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
bereit, die einen zum Empfangen eines Signals von einer Verstärkungsschaltung
angepassten Eingang und einen zum Koppeln des Signals an eine Übertragungsschaltung
angepassten Ausgang aufweist. Die Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
enthält
ein kapazitives Element (C1), das elektrisch
und parallel mit dem Ausgang der Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
gekoppelt ist sowie eine Reihenkombination eines Induktors (L1) und einer Übertragungsleitung (T1), die elektrisch zwischen und in Reihe
mit dem Eingang und dem Ausgang gekoppelt sind. Die Kapazität und die Übertragungswellenlängen sind derart
ausgewählt,
dass in Kombination mit dem Induktor, ein vorbestimmter Wert der
Gesamt induktivität
L bereitgestellt wird. Im Allgemeinen sind L und C ausgewählt, einen
Scheinwiderstand bereitzustellen, der gleich oder im Wesentlichen
gleich einem Ausgangsscheinwiderstand der Übertragungsschaltung bei einer
ersten Frequenz (F1) eines durch die Verstärkungsschaltung übertragenen
oder empfangenen Signals ist. Vorteilhafterweise ist der Scheinwiderstand
gleich, in der Praxis kann eine kleine Abweichung von der Gleichwertigkeit
akzeptierbar sein, da sogar diese wesentliche Gleichwertigkeit eine
bessere Anpassung als herkömmliche
Ansätze
bereitstellt.
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Nach
der Erfindung weist der Induktor ein erstes Ende auf, das elektrisch
mit einem Ausgang der Verstärkungsschaltung
verbunden ist, und ein zweites Ende auf, das elektrisch mit der Übertragungsleitung
verbunden ist. Die Übertragungsleitung weist
ein elektrisch mit dem zweiten Ende des Induktors verbundenes erstes
Ende und ein zweites elektrisch mit dem Ausgang der Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
verbundenes zweites Ende auf. Das kapazitive Element ist elektrisch
derart mit der Übertragungsleitung
verbunden, dass die Länge
der Übertragungsleitung
zwischen dem zweiten Ende des Induktors und dem kapazitiven Element
in Kombination mit dem Induktor die gewünschte Induktivität bereitstellt.
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In
einer Ausführungsform
ist die Übertragungsleitung
vorteilhafterweise unter Verwendung eines Leiters über einer
Massefläche
auf einer Leiterplatte (PCB) implementiert, und das kapazitive Element
ist ein Chipkondensator, der auf der Leiterplatte montiert ist.
Die Übertragungsleitung
dieser Art kann sogar noch vorteilhafter als ein komplanarer, geerdeter
Wellenleiter implementiert sein, und ein Ende oder eine Last des
Chipkondensators ist auf die Massefläche auf der Leiterplatte gelötet (oder
anderweitig elektrisch verbunden). Alternativ ist das kapazitive Element
ein Segment eines verkürzten
Wellenleiters, der von der Übertragungsleitung
an ei nem Punkt abzweigt, der zum Bereitstellen der geeigneten Länge zum
Bereitstellen der gewünschten
Gesamtinduktivität
ausgewählten
ist.
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In
einer anderen Ausführungsform
enthält die
Scheinwiderstandsanpassungsschaltung ferner ein zweites kapazitives
Element (C2), das elektrisch mit der Übertragungsleitung
und parallel mit dem ersten kapazitiven Element verbunden ist, sowie
einen Schalter (S1), durch welchen das zweite
kapazitive Element an die Erdung gekoppelt ist. Der Schalter entkoppelt
das zweite kapazitive Element von der Erdung, wenn er geöffnet ist,
wodurch das zweite kapazitive Element effektiv von der Schaltung
entfernt wird. Das zweite kapazitive Element ist elektrisch derart
mit der Übertragungsleitung
verbunden, dass die Länge
der Übertragungsleitung
zwischen dem zweiten Ende des Induktors und dem zweiten kapazitiven
Element ausgewählt
ist, um, in Kombination mit dem Induktor, einen zweiten vorbestimmten
Wert der Induktivität
L' derart bereitzustellen,
dass L' und C ausgewählt sind,
einen Scheinwiderstand bereitzustellen, der gleich oder im Wesentlichen
gleich dem Eingangsscheinwiderstand der Übertragungsschaltung bei einer
zweiten, im Allgemeinen höheren
Frequenz (f2) ist. In noch einer weiteren
Ausführungsform
enthält
die Scheinwiderstandsanpassungsschaltung ferner einen zweiten Schalter
(S2), der das erste kapazitive Element von
der Erdung elektrisch entkoppeln kann, um es von der Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
zu entfernen, wenn der erste Schalter geschlossen ist und das zweite
kapazitive Element mit der Erdung koppelt und es in die Schaltung
einführt.
Optional ist der erste Schalter ein einpoliger Umschalter, der abwechselnd
C1 und C2 von der
Erdung entkoppeln kann, um abwechselnd C1 oder
C2 von der Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
zu entfernen.
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Die
vorliegende Erfindung ist insbesondere nützlich bei einem Sender-Empfänger zur
Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem. Im Allgemeinen
enthält
der Sender-Empfänger
ferner eine Verstärkungsschaltung,
die zum Verstärken
von durch den Sender-Empfänger
empfangenen und übertragenen
Signalen angepasst ist sowie eine Übertragungsschaltung, einschließlich einer
Antenne, die zum Empfangen und Übertragen
von durch den Sender-Empfänger
empfangenen und übertragenen
Signalen angepasst ist. Die Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
ist elektrisch zwischen und in Reihe mit einem Ausgang der Verstärkungsschaltung
und einem Eingang der Übertragungsschaltung
gekoppelt.
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In
einem anderen Aspekt ist ein Verfahren zum Anpassen eines Ausgangsscheinwiderstands einer
Verstärkungsschaltung
an einen Eingangsscheinwiderstand einer Übertragungsschaltung bereitgestellt.
Im Allgemeinen schließt
das Verfahren das Bereitstellen einer Reihenkombination eines Induktors
(L1) und einer Übertragungsleitung (C1) ein, die zwischen und in Reihe mit einem
Ausgang der Verstärkungsschaltung
und einem Eingang der Übertragungsschaltung
gekoppelt sind. Die Übertragungsleitung
ist ausgewählt,
eine Länge
aufzuweisen, die in Kombination mit dem Induktor einen vorbestimmten
Wert einer Gesamtinduktivität
L bereitstellt. Ein kapazitives Element (C1)
ist elektrisch an und parallel mit dem Ausgang der Verstärkungsschaltung
gekoppelt, wobei das kapazitive Element eine Kapazität C aufweist,
die derart ausgewählt
ist, dass L und C die Verstärkungsschaltung
mit einem Ausgangsscheinwiderstand bereitstellen, der im Wesentlichen
gleich einem Eingangsscheinwiderstand der Übertragungsschaltung bei einer
Frequenz (f1) ist.
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In
einer Ausführungsform
weist der Induktor ein erstes mit einem Ausgang der Verstärkungsschaltung
verbundenes Ende und ein zweites mit der Übertragungsleitung verbundenes
Ende auf, und die Übertragungsleitung
weist ein erstes mit dem zweiten Ende des Induktors verbundenes
Ende und ein zweites mit dem Ausgang der Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
verbundenes Ende auf. Der Schritt des elektrischen Koppelns des
kapazitiven Elements an und parallel mit dem Ausgang der Verstärkungsschaltung
schließt
den Schritt des elektrischen Verbindens des kapazitiven Elements
mit der Übertragungsleitung
ein, derart, dass die Länge
der Übertragungsleitung
zwischen dem zweiten Ende des Induktors und dem kapazitiven Element
ausgewählt
ist, um den gewünschten
Induktivitätswert
bereitzustellen.
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In
einer Ausführungsform
enthält
die Übertragungsleitung
einen Induktor über
einer Massefläche
auf einer Leiterplatte (PCB) und der Schritt des elektrischen Koppelns
des kapazitiven Elements an den Ausgang der Verstärkungsschaltung
schließt das
Montieren eines Chipkondensators derart auf der Leiterplatte ein,
dass ein erstes Ende oder eine Last des Kondensators elektrisch
mit dem Leiter der Übertragungsleitung
verbunden ist und ein zweites Ende des Kondensators elektrisch mit
der Masseplatte verbunden ist. Vorzugsweise ist die Übertragungsleitung ein
komplanarer, geerdeter Wellenleiter, und ein Ende des Chipkondensators
ist an den Leiter des Wellenleiters gelötet und das andere Ende ist
an die Massefläche
auf der Leiterplatte gelötet
(oder anderweitig elektrisch verbunden).
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In
einer anderen Ausführungsform
enthält das
Verfahren ferner die Schritte des elektrischen Verbindens eines
ersten Endes oder einer Last eines zweiten kapazitiven Elements
(C2) mit der Übertragungsleitung und des
elektrischen Koppelns des anderen Endes des zweiten kapazitiven
Elements an die Massefläche
durch einen Schalter (S1). Das zweite kapazitive
Element ist parallel mit dem ersten kapazitiven Element und dem
Ausgang der Verstärkungsschaltung
derart verbunden, dass die Länge der Übertragungsleitung
zwischen dem Ende des Induktors und dem zweiten kapazitiven Element
einen zweiten vorbestimmten Wert der Induktivität L' bereitstellt, so dass L' und C einen Scheinwiderstand
bereitstellen, welcher gleich dem Eingangsscheinwiderstand der Übertragungsschaltung
bei einer zweiten, typischerweise höheren, Frequenz (f2)
ist.
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In
noch einer anderen Ausführungsform
enthält
die Scheinwiderstandsanpassungsschaltung ferner einen zweiten Schalter
(S2), welcher das erste kapazitive Element C1 von
der Massefläche
entkoppeln kann, wodurch es von der Schaltung entfernt wird. Alternativ
kann die Scheinwiderstandsanpassungsschaltung einen einzelnen einpoligen
Umschalter enthalten, welcher C1 und C2 abwechselnd elektrisch von der Massefläche entkoppeln
kann, wodurch C1 oder C2 abwechselnd
von der Schaltung entfernt werden, und der Schritt des elektrischen Koppelns
des zweiten kapazitiven Elements an die Massefläche ein elektrisches Entkoppeln
des ersten kapazitiven Elements von der Massefläche einschließt.
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Die
Vorteile der vorliegenden Erfindung umfassen: (i) verbesserte Scheinwiderstandsanpassung zwischen
der Verstärkungsschaltung
und der Übertragungsschaltung,
mit dem Ergebnis erhöhter
Leistungseffizienz und reduzierter Signalverzerrung; (ii) Eliminieren
oder Reduzieren der Größe und Induktivitätswerte
eines in der Anpassungsschaltung verwendeten Induktors mit dem Ergebnis
verminderter Kosten; und (iii) die Fähigkeit zur Scheinwiderstandsanpassung
für Signale
bei mehreren Frequenzen durch Schalten einer Anzahl kapazitiver
Elemente, welche mit verschiedenen Punkten auf der Übertragungsleitung
innerhalb und außerhalb
der Schaltung gekoppelt sind.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die
vorliegende Erfindung kann ferner aus der folgenden Beschreibung
in Verbindung mit den anhängenden
Zeichnungen verstanden werden. In den Zeichnungen:
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1 ist
ein beispielhaftes Blockschaltbild, welches ein Beispiel eines Typs
eines drahtlosen Kommunikationssystems zeigt, mit welchem eine Vorrichtung
und ein Verfahren nach einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung verwendet werden können;
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2 ist
ein Blockschaltbild eines Sender-Empfängers mit einer Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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3 ist
ein schematisches Diagramm eines Verstärkers und einer Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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4 veranschaulicht
ein Smith-Diagramm für
eine Scheinwiderstandsanpassungsschaltung, welche ähnlich zu
der in 3 gezeigten ist;
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5 ist
ein schematisches Diagramm eines Verstärkers und einer beispielhaften
Scheinwiderstandsanpassungsschaltung nach einer anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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6 ist
ein schematisches Diagramm eines Dualfrequenzverstärkers und
einer beispielhaften Scheinwiderstandsanpassungsschaltung nach noch einer
anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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7 ist
ein schematisches Diagramm einer alternativen Ausführungsform
des Verstärkers
und der Scheinwiderstandsanpassungsschaltung von 6;
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8 ist
ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Anpassen eines Ausgangsscheinwiderstands
eines Verstärkers
an einen Eingangsscheinwiderstand einer Antenne nach der Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung; und
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9 veranschaulicht
drei äquivalente Scheinwiderstandsanpassungsschaltungen
in einem bestimmten Beispiel.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die
vorliegende Erfindung richtet sich auf eine Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
und ein Verfahren zum Anpassen eines Ausgangsscheinwiderstands einer
Verstärkungsschaltung.
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1 zeigt
ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
eines drahtlosen Kommunikationssystems 100, vorliegend
ein mobiles Telekommunikationssystem, für welches eine Vorrichtung
und ein Verfahren nach einer Ausführungsform der Erfindung insbesondere
nützlich
sind. Details mobiler Telekommunikationssysteme sind weithin bekannt
und werden hierin nicht weiter beschrieben.
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Mit
Bezug auf 1 enthält das drahtlose Kommunikationssystem 100 im
Allgemeinen eine Anzahl erster drahtloser Kommunikationsgeräte, zum
Beispiel mobile Handapparate 105, und ein oder mehrere
zweite drahtlose Kommunikationsgeräte, oder Basisstationen 110,
welche über
einen geografischen Bereich verteilt sind, um Zellen 115 zu
bilden. Die Basisstationen 110 sind durch Basisstationsteuerungen 120 mit
einem Schaltungszentrum 125 verbunden, welches mit einem
leitungsvermittelten Telefonnetz (PSTN 130) verbunden ist
und Telefonanrufe an die Basisstationen weiterleitet, welche eine
durch den angerufenen oder anrufenden Handapparat 105 besetzte
Zelle 115 abdecken. Um dem System 100 zu ermöglichen,
einen bestimmten Handapparat 105 zu orten, weist jeder
Sender-Empfänger,
d. h. jede Basisstation 110 und jeder Handapparat, im System seine
eigene eindeutige Identifizierungsnummer auf. Zum Beispiel weist
jede Basisstation 110 eine Bereichs-Identifizierungsnummer
auf, welche sie regelmäßig als
Teil der Systemsteuerungsinformationen überträgt. Nach dem Einschalten wird
sich ein Handapparat 105 auf das Signal der nähesten Basisstation 110 aufschalten
und sich durch Übertragen
einer Registrierungsnummer an die Basisstation dem System 100 identifizieren.
Bei der Bewegung von Zelle zu Zelle wählt der Handapparat 105 neue
Basisstationen 110 zum Aufschalten aus. Der Handapparat 105 überprüft die durch
die Basisstation 110 übertragenen
Bereichsidentifizierungsnummer, und wird das System 100 automatisch über seinen
neuen Standort mittels eines Signalaustauschs mit der Basisstation informieren,
wenn er einen Wechsel feststellt, welcher anzeigt, dass er sich
zu einer neuen Zelle 115 bewegt hat. Auf diese Weise kann
das System eine Aufzeichnung (Registrierung) der aktuellen Zelle 115 behalten,
in welcher jeder Handapparat 105 geortet wird, und wird
daher den Handapparat nur innerhalb dieser Zelle anrufen müssen.
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Ein
Sender-Empfänger
oder Transmitter 135 zum Verwenden in den mobilen Handapparaten 105, Basisstationen 110,
Basisstationsteuerungen 120 oder im Schaltungszentrum 125 des
obigen drahtlosen Kommunikationssystems 100 wird jetzt
mit Bezug auf 2 beschrieben. Wie in 2 gezeigt
ist, weist der Transmitter 135 ein Scheinwiderstandsanpassungsnetzwerk
oder eine Anpassungsschaltung 140 nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung auf, die vorteilhafterweise verwendet
werden kann, um einen Ausgangswiderstand an eine Verstärkungsschaltung 145 zu
liefern, der gleich oder im Wesentli chen gleich einem Eingangsscheinwiderstand
einer Übertragungsschaltung 150 ist.
Details von Transmittern 135 sind weithin bekannt und werden
hierin nicht beschrieben.
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Transmitter 135 können ferner
einen Modulator 155 zum Modulieren eines niedrigen Leistungsträgerwellensignals,
und einen Frequenzmultiplizierer 160 zum Erhöhen der
Frequenz des modulierten Signals enthalten, um durch Erlauben, dass
der Modulator 160 die Frequenz des modulierten Signals anhebt,
der Modulator 155 und nachfolgend die Verstärkungsschaltungen 145 oder
Stufen bei verschiedenen Frequenzen betrieben werden, zu verbessern. Das
frequenzmultiplizierte Signal wird dann durch eine Reihe von Verstärkungsschaltungen
geführt, von
denen nur eine gezeigt ist, um das Signal und die Amplitude zu erhöhen, und
um das Signal durch Dämpfen
oder Unterdrücken
unerwünschter
Frequenzen zu filtern. Der Transmitter 135 enthält ferner eine
einzelne Verstärkungsschaltung 145 mit
einem Verstärker
und einem Filter (nicht gezeigt), die an die Übertragungsschaltung 150 durch
eine Ausführungsform
einer Scheinwiderstandsanpassungsschaltung 140 nach der
vorliegenden Erfindung gekoppelt ist. Die Übertragungsschaltung 150 enthält eine Übertragungsleitung 170 und
eine Antenne 175, um das Signal zu senden.
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Ein
Beispiel einer Scheinwiderstandsanpassungsschaltung 140,
das nicht in den Bereich der Ansprüche fällt, wird jetzt mit Bezug auf 3 beschrieben,
welche einen sich innerhalb der Verstärkungsschaltung 145 (siehe 2)
befindenden Verstärker 180 und
die Scheinwiderstandsanpassungsschaltung 140 darstellt.
Der Verstärker 180 enthält typischerweise
ein verstärkendes
oder aktives Element 185, wie einen bipolaren oder Feldeffekttransistor
mit einem Eingang 190 und einem Ausgang 195, welcher durch
einen Induktor 200 mit einer Spannungsquelle 205,
die vorliegend als VDD gezeigt ist, verbunden sind.
Obwohl vorliegend als ein einzelnes aktives Element 185 gezeigt
ist, wird verstanden werden, dass der Verstärker 180 jede Anzahl
von aktiven Elementen enthalten kann, die entweder als diskrete Elemente
oder als eine integrierte Schaltung (IC) gebildet sind, und kaskadenartig
oder anderweitig kombiniert sind, um die Verstärkung der Stufe weiter zu erhöhen.
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Im
Allgemeinen enthält
die Scheinwiderstandsanpassungsschaltung 140 einen Eingangsknoten 210,
welcher mit dem Ausgang 195 des aktiven Elements 185 gekoppelt
ist, und einen Ausgangsknoten 215, der mit der Übertragungsschaltung 150 (in
dieser Figur nicht gezeigt) gekoppelt ist. Die Schaltung 180 enthält ferner
ein kapazitives Element (C1) 220 mit
einem vorbestimmten Kapazitätswert
C, welches elektrisch parallel mit dem Ausgangsknoten 215 gekoppelt
ist. Die Anpassungsschaltung 140 enthält ferner eine Reihenkombination eines
Induktors (L1) 225 und einer Übertragungsleitung
(T1) 230, die elektrisch zwischen
dem Eingangsknoten 210 und dem Ausgangsknoten 215 gekoppelt sind.
Die Übertragungsleitung
weist eine Länge
auf, die ausgewählt
ist, um einen vorbestimmten Induktivitätswert L1 in
Kombination mit dem Induktor bereitzustellen. Obwohl als getrennt
und gesondert von den elektrischen Pfaden, welche die Anpassungsschaltung 140 zum
Ausgang 195 des aktiven Elements 185 und den Induktor 225 zum
kapazitiven Element 220 verbinden, gezeigt, wird verstanden werden,
dass die Übertragungsleitung 230 die
volle Länge
der sich vom Ausgang 195 zum kapazitiven Element 220 erstreckenden Übertragungsleitung
enthält.
D. h., die Übertragungsleitung 230 enthält eine Leitungslänge vom
Ausgang 195 zum Induktor 225 und vom Induktor
zum kapazitiven Element 220. Diese Länge der Übertragungsleitung wird ausgewählt, um
in Kombination mit dem Induktor einen vorbestimmten Induktivitätswert L
bei einer Frequenz (f1) des übertragenen
Signals bereitzustellen. Die Induktivität L und die Kapazität C werden
im Hinblick auf die Frequenz von Interesse ausgewählt, um
einen Ausgangs scheinwiderstand für
die Verstärkungsschaltung 145 bereitzustellen,
der im Wesentlichen gleich einem Eingangsscheinwiderstand der Übertragungsschaltung 150 ist,
so dass das gewünschte
Anpassungsniveau erreicht wird.
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Wie
oben bemerkt, kann die Verstärkungsschaltung 145 einen
Filter vor der Anpassungsschaltung 140 enthalten, um unerwünschte Frequenzen im
Ausgang zu entfernen. In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Werte der
Induktivität
L und der Kapazität
C der Anpassungsschaltung 140 auch im Hinblick auf die
Signalfrequenz ausgewählt,
um unerwünschte
Frequenzen (falls vorhanden) zu filtern. Der Filter kann ein Hochpassfilter
(HPF), welcher nur jene Frequenzen über einer vorbestimmten Minimalfrequenz
durchlässt,
ein Tiefpassfilter (LPF) welcher Frequenzen unter einer vorbestimmten
Maximalfrequenz durchlässt
oder ein Bandpassfilter (BPF) sein, welcher nur jene Frequenzen
in einem vorbestimmten Frequenzbereich durchlässt. Der Filter kann auch oder
alternativ zum Durchlassen oder Blockieren ausgewählter Frequenzbereiche
gestaltet sein. Zum Beispiel kann die richtige Auswahl der Werte
der Induktivität
L und der Kapazität
C der in 3 gezeigten Anpassungsschaltung 140 einen einpoligen
LPF bereitstellen, welcher alle Frequenzen über einer vorbestimmten Maximalfrequenz dämpft oder
unterdrückt.
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Vorteilhafterweise
erlaubt die vorliegende Erfindung das Zuschneiden der Induktivität L der
Anpassungsschaltung 140, um den Scheinwiderstand der Verstärkungsschaltung 145 präzise an
die Übertragungsschaltung 150 anzupassen,
ohne Begrenzung auf verfügbare
Standardinduktivwerte. Somit kann eine maximale Leistungsübertragung
zwischen der Verstärkungsschaltung
und der Übertragungsschaltung
unter Verwenden von Standardwertkomponenten implementiert werden.
Ein weiterer Vorteil ist die Größenreduktion
des Werts des Induktors 225, was ferner die Effizienz der
Anpassungsschaltung 140 durch Reduzieren des in der Anpassungsschaltung
verbrauchten Leistungswerts verbessert.
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Die
Fähigkeit
der vorliegenden Erfindung, den Ausgangsscheinwiderstand der Verstärkungsschaltung 145 präzise an
die Übertragungsschaltung 150 anzupassen,
wird jetzt mit Bezug auf das in 4 gezeigte
Smith-Diagramm beschrieben. Ein Smith-Diagramm ist eine polare grafische
Darstellung von Kreisen, welche konstante Widerstände darstellen,
wie den der Übertragungsleitung 230,
und Bögen,
die konstante Blindwiderstände
darstellen, wie den des Induktors 225 und des kapazitiven
Elements 220. 4 zeigt grafisch dargestellte
Werte für
die Induktivität
und die Kapazität
für den
Induktor 225, die Übertragungsleitung 230 und
das kapazitive Element 220 einer Scheinwiderstandsanpassungsschaltung 140, ähnlich der
in 3 gezeigten. Die Linie 232 stellt die
normalisierte Kapazität
des kapazitiven Elements 220 dar, die Linie 234 stellt
die normalisierte Induktivität
des Induktors 225 dar und die Linie 236 stellt
die elektrische Länge
der Übertragungsleitung 230 dar.
Es wird verstanden werden, dass durch Variieren der Werte des kapazitiven
Elements 220, des Induktors 225 und/oder der Länge der Übertragungsleitung 230,
die Anpassungsschaltung 140 eine präzise Scheinwiderstandsanpassung
ermöglicht.
Um zum Beispiel den typischen 3 Ohm Ausgangsscheinwiderstand eines
in einem Handapparat 105 eines drahtlosen Kommunikationssystems 100 verwendeten
Leistungsverstärkers
an eine Antenne anzupassen, wählt
man die idealen 50 Ohm Scheinwiderstandskomponentenwerte und die
Länge der Übertragungsleitung 230 derart,
dass die grafische Darstellung der Anpassungsschaltung in einem
Bereich von etwa 0,03 bis etwa 0,09 entlang der Horizontalachse
des Smith-Diagramms endet, in 4 als Bereich 232 angezeigt.
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9 veranschaulicht
drei äquivalente
3 Ohm nach 50 Ohm Anpassungsschaltungen für eine Frequenz von 1 GHz.
Die erste Schaltung, die nur konzentrierte Elemente verwendet, enthält einen
Reiheninduktor mit einem Wert von etwa 1,9 nH und einen Parallelkondensator
mit einem Wert von etwa 12,4 pF. Bei der zweiten Schaltung ist der
konzentrierte Induktor durch eine Übertragungsleitung mit einer
Länge von
11,3 mm ersetzt worden. Bei der dritten Schaltung ist der konzentrierte
Induktor der ersten Schaltung durch die Kombination einer kürzeren Übertragungsleitung
(4,6 mm) und einem kleinerwertigen Induktor (1,0 nH) ersetzt worden.
Die kürzere Übertragungsleitung
erlaubt eine kompaktere Realisierung und der kleinere Induktor minimiert
Verluste.
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Alternative
Ausführungsformen
für Anpassungsschaltungen 140 werden
jetzt mit Bezug auf 5, 6 und 7 beschrieben.
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In
der Ausführungsform
von 5 weist die Scheinwiderstandsanpassungsschaltung 140 eine Übertragungsleitung 230 auf,
welche eine Spur 145 auf einer Leiterplatte (PCB) enthält. Die
Länge der Übertragungsleitung
wird durch Auswählen
des Punkts, an welchem das kapazitive Element 220 elektrisch
mit der Spur auf der PCB verbunden wird, festgelegt. Vorzugsweise
enthält
die Übertragungsleitung 230 eine
Leiterspur 145 über
einer Massefläche 149 auf
der PCB 147, wo das kapazitive Element 220 auf
die PCB montiert ist, und weist ein Ende oder eine Endstelle auf,
das/die elektrisch zum Leiter, und eine andere Endstelle, die elektrisch
zur Massefläche verbunden
ist. Vorzugsweise ist die Übertragungsleitung 230 ein
komplanerer geerdeter Wellenleiter auf einer PCB und das kapazitive
Element 220 ist ein daran gelöteter Chipkondensator.
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6 ist
ein schematisches Diagramm einer Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
nach noch einer anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, welche zur Verwendung mit einer Dualfrequenzverstärkungsschaltung
geeignet ist. In dieser Ausführungsform
enthält
die Anpassungsschaltung 140 ein zweites kapazitives Element 240,
welches schaltend parallel mit dem ersten kapazitiven Element 220 durch
einen Schalter 245 gekoppelt ist. Das zweite kapazitive
Element 240 weist eine Kapazität C' auf und ist zur Übertragungsleitung 230 an
einem Ort gekoppelt, welcher sich von dem unterscheidet, an welchem
der erste Kondensator 270 zur Leitung gekoppelt ist. Die
Länge der Übertragungsleitung 230 zwischen
dem Induktor 225 und dem zweiten kapazitiven Element 240 wird
in Kombination mit dem Induktor ausgewählt, um eine zweite vorbestimmte Induktivität L' derart bereitzustellen,
dass L' und C' den Scheinwiderstand
der Verstärkungsschaltung 145 und
der Übertragungsschaltung 150 bei
einer zweiten Frequenz (f2) anpassen. Diese
Ausführungsform
ist insbesondere nützlich,
bei Dualband-GSM/DCS-Funktelefonhandapparaten, welche den Global
System for Mobile Communications(GSM)-Standard um 900 MHz und den
Digital Communications System(DCS)-Standard um 1800 MHz verwenden.
Somit wird die Schaltung eine Scheinwiderstandsanpassung bei zwei
Frequenzen, abhängig
davon, ob der Schalter 245 geöffnet oder geschlossen ist,
bereitstellen.
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Optional
enthält
die Anpassungsschaltung 140 ferner einen zweiten Schalter 250,
welcher das erste kapazitive Element 220 von der Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
elektrisch entkoppeln kann.
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Um
ein bestimmtes Beispiel eines Dualbandbetriebs bei 900 und 1800
MHz zu nehmen, kann bei einer Verstärkungsschaltung mit einem Ausgangsscheinwiderstand
von 3 Ohm und einer Übertragungsschaltung
mit einem Eingangsscheinwiderstand von 50 Ohm, der Induktor 225 einen
Wert von 0,82 nH aufweisen, und die Kondensatoren 220 und 240 können jeweils
Werte von 2,6 pF und 10 pF aufweisen. Vom Schalter 250 wird
angenommen, dass er immer geschlossen ist. Die Länge der Übertragungsleitung kann 1,9
mm vom Anfang zum Kondensator 220 und 7,4 mm zwischen den Kondensatoren 220 und 240 sein.
Vom Schalter 245 wird angenommen, dass er für 900 MHz
geschlossen und für
1800 MHz geöffnet
ist.
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Obwohl
die Schalter 245, 250 als zwischen dem jeweiligen
kapazitiven Element 220, 240 und der Masse verbunden
gezeigt sind, wird verstanden werden, dass einer oder beide der
Schalter alternativ zwischen den kapazitiven Elementen und der Übertragungsleitung 230 verbunden
sein könnten,
um den zugeordneten Kondensator von der Anpassungsschaltung 140 zu
entfernen. In noch einer anderen alternativen Ausführungsform
kann, wie in 7 gezeigt ist, ein einzelner
einpoliger Umschalter 255 verwendet werden, um das erste
und zweite kapazitive Element 220, 240 abwechselnd
von der Scheinwiderstandsanpassungsschaltung 140 zur Scheinwiderstandsanpassungsschaltung
bei einer durch die Schalterverbindungen vorbestimmten Frequenz elektrisch
zu koppeln und zu entkoppeln.
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Ein
Verfahren oder ein Prozess zum Betreiben der Scheinwiderstandsanpassungsschaltung 140 wird
jetzt mit Bezug auf 8 beschrieben. 8 zeigt
ein diagrammartiges Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Anpassen
des Ausgangsscheinwiderstands der Verstärkungsschaltung 145 an
den Eingangsscheinwiderstand der Übertragungsschaltung 150 nach
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Im Allgemeinen schließt das Verfahren
das Auswählen
einer Länge
der Übertragungsleitung 230 bei
Schritt 265 ein, um einen vorbestimmten Induktivitätswert aufzuweisen.
Schritt 270 schließt das
Koppeln der Übertragungsleitung
und eines Induktors 225 in Reihe zwischen dem Eingang 210 und dem
Ausgang 215 der Anpassungsschaltung 140 ein. Bei
Schritt 275 wird ein kapazitives Element 220 mit
einer Kapazität
C an die Übertragungsleitung
parallel mit dem Ausgang der Anpassungsschaltung gekoppelt. Bei
Schritt 275 wird die Länge
der Übertragungsleitung
zwischen dem Induktor und dem kapazitiven Element ausgewählt, um
eine Gesamtinduk tivität
L in Kombination mit dem Induktor bereitzustellen. Das kapazitive
Element 220, der Induktor 225 und die Länge der Übertragungsleitung 230 werden derart
ausgewählt,
dass die Werte von L und C einen Ausgangsscheinwiderstand bereitstellen,
der gleich einem Eingangsscheinwiderstand der Übertragungsschaltung 150 für ein Signal
bei einer ersten Frequenz (f1) ist. Wo die Übertragungsleitung 230 eine Leiterspur
auf einer Leiterplatte (PCB) ist, enthält der Schritt 275 des
elektrischen Koppelns des kapazitiven Elements 220 zur Übertragungsleitung
vorzugsweise das Montieren eines Kondensators auf der PCB, derart,
dass eine erste Last des Kondensators elektrisch zum Leiter verbunden
ist und ein zweites Ende des Kondensators elektrisch zur Masse verbunden
ist. Vorzugsweise ist die Übertragungsleitung ein
komplanarer geerdeter Wellenleiter, welcher einen Leiter über einer
Massefläche
enthält.
In einer derartigen Konfiguration schließt Schritt 275 des Koppelns
des kapazitiven Elements zum Ausgang der Verstärkungsschaltung das Löten eines
Endes eines Chipkondensators zum Leiter und das elektrische Verbinden
des anderen Endes zur Massefläche ein.
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Optional
kann das Verfahren weitere Schritte des Koppelns eines zweiten kapazitiven
Elements 240 zur Übertragungsleitung 230 parallel
mit dem ersten kapazitiven Element 220 enthalten. Das Koppeln
der Übertragungsleitung
zwischen dem Induktor 225 und dem zweiten kapazitiven Element
stellt eine zweite Gesamtinduktivität L' bereit, die ausgewählt ist, um den Scheinwiderstand
der Verstärkungsschaltung 145 und
der Übertragungsschaltung 150 bei
einer zweiten Frequenz (f2), wie in Schritt 280 gezeigt ist,
anzupassen. Das Verbinden des ersten und zweiten kapazitiven Elements 220, 240 zu
einem einpoligen Umschalter 255, welcher eines der kapazitiven Elemente
von der Anpassungsschaltung 140 elektrisch isolieren kann,
ist in Schritt 285 gezeigt. Beim Verfahrensschritt 290 wird
der Schalter 255 zum Entfernen des ersten oder des zweiten
kapa zitiven Elements 220, 240 von der Anpassungsschaltung 140 angeordnet,
um die Frequenz zu ändern,
bei welcher das Anpassen auftritt.
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Es
wird vom Durchschnittsfachmann verstanden werden, dass die Erfindung
in anderen bestimmten Formen ausgeführt werden kann, ohne vom Schutzbereich,
wie er in den anhängenden
Ansprüchen
festgelegt ist, abzuweichen. Die vorliegend offenbarten Ausführungsformen
werden daher in jeglicher Hinsicht als veranschaulichend und nicht
beschränkend
betrachtet. Der Schutzumfang der Erfindung ist durch die anhängenden
Ansprüche
und nicht durch die vorangehende Beschreibung angezeigt, und alle Änderungen,
die innerhalb deren Bedeutung und Äquivalenzbereich liegen, sollen
darin eingeschlossen sein.