JP5275252B2 - Ｍｅｍｓキャパシタ回路及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、特に、限定的ではなく、例えば、インピーダンス整合のためのＲＦ信号を制御するためのマイクロエレクトロメカニカルシステムズ（ＭＥＭＳ）装置回路及びその作動方法に関する。

特許文献１は、ステージを整合させるための、制御されたマッチングステージ、例えば、携帯電話のアプリケーションにおけるアンテナステージに適合可能である電力増幅器ステージを有する回路を開示する。制御されたマッチングステージは、スイッチト高周波ＭＥＭＳ装置を含む。

国際公開第２００６／０５４２４６号明細書

ＭＥＭＳ装置は、比較的高電圧で駆動される必要がある。以上のように、ＭＥＭＳ装置を駆動する必要性がある。

本発明によれば、クレーム１に記載の回路が提供される。
発明者らは、特許文献１等に開示された回路には、ＭＥＭＳキャパシタの切り替えがバイアス過渡電流を引き起こさないことを保証するために、留意が必要であることを認識した。かかるバイアス過渡電流は、したがって、当該回路の他の構成における切り替えまたは望まないパフォーマンスを引き起こす可能性がある。

過渡電流の間のみ、ＭＥＭＳ装置を切り替えることにより、高切り替え電圧は、残りの回路へのより低減された効果を有する。

幾つかの配列においては、ドライバ回路は、クロック回路、充電ポンプ回路、を含み、該クロック回路は、前記充電ポンプ回路を駆動するために配列されており、ここで、駆動制御ユニットは、過渡電流の間のみクロックを駆動するように配列されている。このような方法で、クロック回路から生ずるリップルはいずれも、過渡電流の間にのみ存在し、よって、いかなる伝送ＲＦ信号にも混合されない。

本発明をより良く理解するため、下記の添付図面を参照して実施形態がここに説明される。また図は概略図であって正確な縮尺を表すものではない。

本発明の実施態様を用いた回路の概略図を示す。 本実施態様で用いられるキャパシタアレイを示す。 本実施態様におけるキャパシタアレイを駆動するためのドライバを示す。 過渡期間を示すタイミングダイアグラムである。 本発明の実施態様において、ＭＥＭＳ装置を駆動するために用いられる駆動電圧を示す。 本発明の実施態様において、ＭＥＭＳ装置を駆動するために用いられる駆動電圧を示す。 ドライバ回路を制御するため、本実施態様において用いられる信号のタイミングを示す。 本発明の実施態様のパッケージングを示す。 本発明の実施態様において用いられる容量補正を示す。 本発明の代替の実施態様において用いられる容量補正を示す。 本発明の更なる実施態様において用いられる、追加の概略図を示す。 本発明の更なる実施態様を示す。

図１を参照すると、モバイル装置の一部の高レベルブロックダイアグラムが示されている。

モバイル装置は、複数の出力ステージ１０を含み、そこでは、各出力ステージ１０が、異なるモバイル電話スタンダードに従って、送信及び受信するために適用される。特に、第１の出力ステージ１２は、ＵＭＴＳスタンダードに従って、送信及び受信のために配列されており、また第２の出力ステージ１４は、ＧＳＭスタンダードに従って、送信及び受信のために配列されている。

アンテナスイッチユニット１６は、出力ステージ間で切り替えるための、複数のＦＥＴスイッチ１８を含む。ＦＥＴスイッチ１８はまた、出力ステージが必要とする場合、例えばＧＳＭ出力ステージにおいて、送信及び受信の間で切り替えるために用いられてもよい。

アンテナスイッチユニット１６は、以下により詳細に説明される切り替え可能な可変のインピーダンスを提供する、制御されたインピーダンスステージ２１を通してアンテナ２０に接続される。

よって、多種の出力ステージ１０は、制御されたインピーダンスステージ２１及びアンテナスイッチユニット１６を通して、アンテナ２０に接続されている。

コントローラ２４は、制御されたインピーダンスステージ２１を制御するために提供される。

制御されたインピーダンスステージ２１は、図２に示された、複数のＲＦＭＥＭＳスイッチセルを組み込んだスイッチトキャパシタアレイ２２を含む。開示された実施形態においては、スイッチトキャパシタアレイ２２は、入力ノード３０、出力ノード３２、及び、入力及び出力ノードの間に、平行して接続された複数のキャパシタセル３４を含む。各キャパシタセル３４は、キャパシタセルが所定の容量を有する”オン”モードへと切り替え可能な、ＲＦＭＥＭＳスイッチユニット３６を含む。

共通バイアス入力６８はまた、以下により詳細に説明されるように、共通のｄｃバイアスを提供するために提供される。帯域スイッチ入力６９は、異なる周波数帯域間、例えば、９００ＭＨｚ、１８００ＭＨｚ及び１９００ＭＨｚ又は他の帯域間で、必要に応じての切り替えを許容すべく、平行にある追加の容量を切り替えるために用いられる。

記載された実施形態においては、ＲＦＭＥＭＳスイッチユニット３６は、２端子ＭＥＭＳスイッチ３８及び減結合キャパシタ４０を伴う、２端子ＭＥＭＳ容量タイプである。ここで、“ＲＦ”は、ラジオ周波数を表し、装置がＲＦ信号を通すという事実に関係し、切り替えスピードがラジオ周波数であることには関係しない。ＭＥＭＳキャパシタ３８は、各コントロール入力４２によって駆動されるスイッチである；高電圧が、スイッチ３８を、ＲＦＭＥＭＳユニットが、大幅に低減された電気容量を含むポジションからの指示された電気容量を含むポジションに切り替えるために適用される。コントロール入力４２におけるより高い電圧が、より低い電圧によって置き換えられる際、このより低い電圧は、ＭＥＭＳスイッチをその最初のポジションに切り替える。

２端子ＭＥＭＳキャパシタ３８に代えて、代替の実施形態は、３端子ＭＥＭＳキャパシタ３８、例えば、国際公開第２００６／１１７７０９号明細書に開示されたタイプのＲＦＭＥＭＳキャパシタスイッチを代わりに用いる。この場合、減結合キャパシタ４０は必要とされないこともあるが、もし必要でないならばそれは除外される。

キャパシタセルは、各々異なる電気容量を有し、最も低い電気容量のセルは０．５ｐＦに始まり、１ｐＦライン、２ｐＦライン、４ｐＦライン、及び８ｐＦラインにある。これらは、比で１：２：４：８：１６（２^０：２^１：２^２：２^３：２^４又は１：２：…２^ｍ−１ｍ＝５までのラインの間）であり、したがって、最も重要でないビットに対応する０．５ｐＦセルおよび最も重要なビットに対応する８ｐＦセルと共に、電気容量値の各ビットを表す。したがって、１１０００のデジタル入力は１２ｐＦに対応し、００００１のデジタル入力は０．５ｐＦに対応する。このようにして、０．５ｐＦのユニットにおける制御されたインピーダンスステージの電気容量を、最大の１５．５ｐＦ（１１１１１）にまで制御するために、セルは、デジタル信号によって容易に駆動される。

ここで留意すべきは、ｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３及びｂ４と表示され、最も重要でないビットから最も重要であるビットまで順に並べられている５つのビットに対応している５つのコントロール入力４２がある点である。バイアスレジスタ４３は、各コントロール入力４２と直列に提供される。

バンドスイッチ入力６９は、出力ノード３２と地面との間で接続された、ＭＥＭＳスイッチ３８及びキャパシタ４０の更なる対を制御するために用いられる。これは、出力ノード３２及び地面の間で、選択された周波数帯域に依拠して、追加の電気容量を切り替える。

図３は、制御されたインピーダンスステージ２１におけるドライバ４４を更に詳細に示す。ドライバは、シリコン基板上に実装され、設計は、多くの配慮がなされており、特に、設計上、シリコン領域を低減させることが要求されている。

特に、以下で説明されるように、本実施形態は、双方の極性において誘電性の充電を低減させる複数のＭＥＭＳ装置を駆動するドライバを、疑似放出が低減されるよう、ＭＥＭＳ装置が急速にオンおよびオフで切り替え可能とする必要性を踏まえて、１または２以上の特別の駆動信号とともに、提供する。

ドライバは、スイッチトキャパシタアレイ２２のコントロール入力４２を駆動するために用いられる。ドライバ４４は、信号入力４６、４８、つまり移行期間信号ＴＰを受信する第１の信号入力４６及びアクチュエーション／ホールド信号を受信する第２の信号入力４８を有する。ここで留意すべき点は、移行期間信号ＴＰは、移行期間の全ての事例を示し、アクチュエーション／ホールド信号は、ハイの時にはより高い電圧（６０Ｖ）出力、及び、ローの時にはより低い電圧（３０Ｖ）を選択するように用いられる。

ドライバはまた、更なる信号入力、すなわち、電圧選択入力４９及びブリッジ入力４７を含み、その重要性は以下で説明される。

ドライバ４４は、キャパシタ５２と連動して６０Ｖの出力を提供するため、キャパシタ５２と連動する充電ポンプ５０を含む。

コントロールスイッチ５４は、このキャパシタをノード５６に選択的に接続するために用いられ、それは、順に、複数のＨＶドライブ回路の高い側に接続され、並列に配列され、各々はプッシュプル回路５８を含んでいる。各プッシュプル回路の低い側は地面に接続されている。

複数のＨＶドライブ回路７０は、複数のＭＥＭＳスイッチを駆動するため、平行に提供されている。各ＨＶドライブ回路７０は、プッシュプル回路５８を駆動するために用いられるスイッチコントロール６０を含む。各回路は、ノード５６及び地面の間で平行に接続されている。第１ＨＶドライブ回路７０（図示）は、第１ビットのキャパシタを駆動するため、第１（ｂ０)のコントロール入力４２に接続されている。スイッチコントロール６０及びプッシュプル回路５８を平行に含む４つの他のＨＶドライブ回路７０が、他のコントロール入力（ｂ１−ｂ４）を駆動するために提供される。更なるＨＶドライブ回路７０が、以下に説明されるようにマルチブリッジ使用のための共通バイアス入力６８を駆動するために使用される。更なるＨＶドライブ回路７０が、以下に説明されるようにバンドスイッチ入力６９（図８）を駆動するために用いられる。よって、１つのシングルドライバ回路４４が全てのスイッチトＭＥＭＳを駆動するために用いられる。

電圧制御は、ノード５６を、３０Ｖと６０Ｖとの間で選択するＴＰ信号を受信する第１信号入力４６に接続された高電圧センスユニット６２に接続することによって行われる。高電圧センスユニット６２のロー及びハイの出力は、双方とも、ＴＰ信号がハイの時にのみ、ポンプを駆動させる第１信号入力４６とＡＮＤゲート６７を介して接続されたポンプ５０を駆動させるために用いられるオシレータ６６と同様に、ノード５６に接続された出力を有する低電圧コントロールユニット６４に接続される。低電圧コントロールユニット６４は、充電ポンプ対を有するキャパシタを駆動するウインドーコンパレータで実行され、充電ポンプの１つは、電圧が低ウインドウ値（例えば、２９Ｖ）を下回って落ちた際に積極的にキャパシタを充電するために配置され、１つは、電圧が高ウインドウ値（例えば、３１Ｖ）を超えた際にキャパシタを放電するものである。フリップフロップは電圧を制御するために用いられてもよい。

充電ポンプ５０、キャパシタ５２、高電圧センスユニット６２及びオシレータ６６は、６０Ｖを生成するための高電圧（６０Ｖ）コントロールループを一体に形成し、また、高電圧センスユニット６２及び３０Ｖコントロールユニット６４は、３０Ｖを生成するための低電圧（３０Ｖ）コントロールループをともに形成する。

キャパシタ５２は、高電圧ループのために提供されているのであって、低電圧のために提供されているのではないことに留意すべきである。この理由は、高電圧は、ＭＥＭＳキャパシタスイッチを作動（スイッチングオン）させるために用いられ、低電圧は、ＭＥＭＳキャパシタスイッチを”オン”状態に保つために用いられるからである。よって、キャパシタ５２は、過度にサイズ化された充電ポンプ５０を使うことなく、スイッチを急激に切り替えるための適切な充電がなされる必要がある。

図４は、レベル間における５０μsの移行期間を示す、ＵＭＴＳステージ１２上のＷ−ＣＤＭＡ信号を示す。移行期間信号ＴＰは、これらの５０μsの移行期間においてハイである。ＧＳＭ／ＥＤＧＥ信号が用いられている場合、移行期間信号ＴＰは、アイドルスロットの間、ハイである。

ドライバ４４によって達成される駆動パターンは、図５に示されている。これは、個々のスイッチの切り替えを示している。

図５の駆動パターンは、移行期間にのみ、ＭＥＭＳスイッチを切り替えるために配置されている。スイッチは、第１の所定期間、より高電圧（たとえば、６０Ｖで）で移行期間の開始時に駆動され、それは随意に移行期間より長いこともあり、その後、駆動電圧が３０Ｖに低減され、それは切り替えることなくＭＥＭＳスイッチを維持する。この所定の期間は、例えば、５０μsから５００μsであってよい。

所定期間後、電圧は第２の所定期間に亘ってより低電圧へと低減され、それは、例えば、１５０μｓから５００μｓである。第１及び第２の期間は同じである必要はない。確かに、第２の期間は制御される必要はないが、しかし単純に、低電圧コントロールユニット６４が、より高い電圧からより低い電圧へと電圧の低減を実行する時間であってよい。過渡効果を避けるため、より高い電圧からより低い電圧への変化は、なだらかであるべきである。この理由により、電流源の放電が好ましい。

本配列における更なる特徴は、ＭＥＭＳ装置の設定時間は、５０μｓ付近でよいことである。これは移行期間の長さであるため、ＭＥＭＳ装置は、好ましくは、最初の５０μｓの間など、すなわち、期間の開始時に切り替えられるべきである。

バッファキャパシタ５２無しにこれを行うため、半導体基板上に必要とされる充電ポンプの領域は非常に大きくなるであろう。むしろ、１から２ｎＦのバッファキャパシタ５２を用いることにより、移行期間の終了時までに、合理的にオン状態を達成し、２００ｐＦＭＥＭＳ装置を５μｓで充電することが可能となる。

図３から、高電圧ループとは対照的に、より低電圧の３０Ｖでノード５６を保持するための類似のバッファキャパシタは提供されない。電圧を急激にこの値に変化させる必要性はない。これにより、ドライバ回路４４によって取り込まれているシリコン領域を低減させる。その代り、低電圧コントロールループは、単純に電圧を凡そ正確な値に保つ。これは、電圧が低すぎる場合に電流源を切り替え、電圧が高すぎる場合に電流シンクを切り替える、ウインドーコンパレータによって達成されることがある。漏れ電流は、５ｎＡ（典型的には、１０ｎＡ以下）程度のみの可能性もあり、電流源は大電流を生成可能である必要はない。

電流シンクより放電される電流の量は、効果的に、高電圧が低減されて低電圧となる時間を決める点につき、留意すべきである。この時間が短すぎる場合には、別途選択される放電が提供されることになる。

電圧がより高電圧で維持される時間、及び、より低い電圧へと変化する時間は、双方とも、移行期間より大幅に長いことがある点につき、留意すべきである。例えば、ＭＥＭＳ装置は、５０μｓ後に安定する可能性があるが、５０μｓ後に低電圧を提供するためＡＨを切り替える特別の必要性はない。切り替えは、およそ２００μｓ後に生ずる可能性がある。高電圧の終了時ではなく、開始時のタイミングが重要である。

この３０Ｖという、より低保持電圧の使用は、このパターンを使用しないスイッチと比べて、ＭＥＭＳスイッチの寿命を増加させる。

留意すべきは、記述のタイプのＭＥＭＳスイッチは、言い換えれば、図２の配列で同じ電圧（接地でもよく、高圧／低圧電圧でもよい）が共通バイアス端子６８及び各々のコントロール入力４２に適用されるように、同じ電圧を装置の双方側に適用することによって、切られることがある点である。同様にして、ＭＥＭＳスイッチを入れるためには、より高電圧が、共通のバイアス端末６８の１つ及び地面に、また他の共通バイアス端末及び各々のコントロール入力４２に適用される必要がある。

図６は、図５の結果を達成するために、図３のドライバに適用される信号を示す。入力４５に適用されるＴＰ信号は、過渡期間を示し、また入力４８に適用されるＡＨ信号は、ドライバ４４は、ＡＨがハイである場合には高電圧を、ＡＨがローである場合には低電圧を生成することを効果的に示す。

まず第１に、ＡＨ、ＴＰ、及びＶＳ信号が、より高い又は低い電圧をどのようにして供給するかにつき検討する。

入力４９に適用されるＶＳ信号は、単純に、高電圧（例えば、６０Ｖ）の値を決定し、従ってまた、本実施形態における低電圧は、前記高電圧の半分である。

ＡＨ信号との組み合わせにおいて、図６における第１ＴＰパルスは、選択されたプッシュプル回路５８及び選択されたコントロール入力４２のドライブ及び、図５Ｂに示されたような、スイッチトキャパシタアレイ２２の共通のバイアス入力６８の切り替えを引き起こす。

ここで留意すべきは、信号ＴＰがローとなった後（過渡期間が終了した後）で、しかしＡＨが依然ハイの間、低電圧制御ループ機能はより高い６０Ｖ電圧で保持される点である。ＡＨがローになる場合にのみ、本実施形態では移行期間の開始から２００μｓ後に、ＨＶセンス回路６２が、より低い電圧を感知する働きをし、また低電圧コントロールユニット６４が、ノード５６の電圧をより低電圧にコントロールするために切り替えられる。

更に、回路は、ＨＶ回路７０をＴＰがハイとなる毎に切り替えることはない点に留意すべきである。もし、図６の第２のＴＰパルスで示されたように、ＴＰはハイとなるがＡＨはローのままの場合、ノード５６と回路７０との間におけるスイッチ７１は開放され、キャパシタ５２はより高い電圧制御ループを使って再充電される。この状態で、スイッチ７１の開放は、この高電圧が回路７０には到達しないことを確実にする。

これは、切り替えが全く生じていない期間中、キャパシタ５２を再充電するために用いられる。例えば、ＴＰは、キャパシタ５２を再チャージするために０．００５秒毎（すなわち、２００Ｈｚの周波数）にハイとなり得、高電圧に充電された状態を保つ。ＡＨは、ＭＥＭＳ装置を０．１秒毎に切り替えるためにのみハイとなり得る。

ＴＰが再度ローとなる場合、スイッチ７１は閉ざされ、そして、ＨＶセンス回路６２の低電圧制御ループ及び低電圧コントローラ６４は再度、より低電圧でノード５６を駆動する。このループにおけるキャパシタがこのループで３０Ｖを維持することを避けることにより、キャパシタ５２の充電運転の間、かかるキャパシタを減結合するための追加のスイッチは必要としない点につき、留意すべきである。

第２に、ブリッジ信号ＢＲの効果を検討する。図５における駆動パターンを実行するため、ブリッジ信号ＢＲは、ブリッジ入力４７に適用され、移行期間の開始時点で、例えば、ＡＨ及びＴＰ信号と実質的に同時に、切り替えられる。図６に示すように、この切り替えは、ローからハイへ又はハイからローへと行うことができる。

オン状態のＭＥＭＳ装置のコントロール入力４２が接地状態で保持され、共通バイアス６８がドライバ４４によって生成される駆動電圧にあり、この時点におけるサイクル中のより低い電圧が３０Ｖである状態を開始時点と考える。オフ状態のＭＥＭＳ装置は、サイクルにおけるより低電圧の３０Ｖの時、コントロール及びバイアス入力の双方を同じく有する。

ＢＲ信号が切り替えられた後、共通バイアス６８は接地状態で維持され、オン状態の装置の制御入力が、ＡＨ信号における同時変化によるドライバ４４によって生成された駆動電圧に接続される。その理由は、今やより高電圧の６０ＶのＡＨ信号における同時変化によるものである。このより高電圧は、２００μ秒後に減少し始め、本実施形態に示したように、更に２００μ秒後に、より低電圧の３０Ｖに到達する。

オフ状態のＭＥＭＳ装置は、サイクルにおける接地電圧が０Ｖの時、コントロール及びバイアス入力の双方を同じく有する。

次の切り替えにおいて、次の移行期間の開始時には、ＡＨ、ＢＲ及びＴＰは再度、同時に切り替えられる。共通バイアス６８が、今や、より高電圧（６０Ｖ）に維持され、オン状態の装置のコントロール入力が接地されている。

オフ状態のＭＥＭＳ装置は、サイクルにおけるより高い電圧が６０Ｖの時、コントロール及びバイアス入力の双方を同じく有する。

このより高い電圧は、２００μ秒後に減少し始め、本実施形態に示したように、更に２００μ秒後に、より低い電圧３０Ｖに到達する。これは、開始点に戻る。

よって、前述された回路の使用は、装置の寿命を増加させる電圧の極性をサイクル毎に戻す。

更に、図６から、コントロール入力は、ＡＨ、ＢＲ及びＴＰの切り替えと同時に、切り替えられ、これによって、各移行期間の開始時点で固定されたＭＥＭＳ装置の変化を可能とする点に留意すべきである。

コントロール入力４２及び共通バイアス入力６８の性質は、ＭＥＭＳ装置の種類によって異なる２端子素子に関しては、これら２つの入力は、単純に２端子であり、３端子素子に関しては、中央の入力はコントロール入力であり、双方の端子は、共通のバイアス入力６８として使われる点に留意すべきである。

前述の記述は、ＭＥＭＳスイッチのオンへの切り替えを示している。それらは、好適な電圧において駆動されることによって、移行期間（例えば、この期間のうちの最初の５μ秒以内に）の開始時に、サイクル中の同時点でスイッチを切られる。オフ状態においては、誘電性の充電がないため、なされるべき全事項は、装置全体に亘って電圧を０Ｖに切り替え、それから電圧をその状態のままとすることである。

移行期間においてのみ、スイッチトキャパシタアレイをオフ及びオンに切り替えることにより、いずれの高電圧過渡電流の効果も、大幅に減少される。ＭＥＭＳスイッチが切り替えられる際に生ずる過渡電流は、それ以外には疑似放出を容易に引き起こすことがある。

疑似放出を引き起こす可能性のある別の効果は、疑似放出を引き起こすために、ＲＦキャリアと混合する可能性のあるリップルを作るために通ることが可能なオシレータ６６の高電圧クロック出力の効果である。

前述の本実施形態においては、充電ポンプ５０を駆動しているオシレータ６６は、移行期間にのみ切り替えられる。充電ポンプを移行期間にのみ作動させることにより、充電ポンプからの疑似放出は最小化される。特に、ポンプを駆動しているオシレータ６６は、信号ＴＰがハイの場合にのみ作動している。キャパシタ５２は、クロックが移行期間の間以外は作動しないように、前記期間の残存期間には充分に一定の６０Ｖを保つ。クロック信号は、キャパシタ５２が６０Ｖで駆動する全時間、例えば、過渡電流を引き起こす電圧の突然の変化を避けるため、６０Ｖから３０Ｖへと電圧が落ちる間の追加の２００μｓを伴う、２００μｓより短い間、作動されることに留意すべきである。

本実施形態における、更に有益な効果は、伝達関数の変化は、それ以外には、スイッチトキャパシタアレイ２２を切り替えることによる適合の間、放出された信号の歪曲を引き起こし得ることである。

よって本実施形態は、クロック信号からの疑似放出を低減させるために、移行期間にのみのクロックの作動の組み合わせを、バイアス電圧の作動時のリップル、及び、これによるＲＦキャリアと混合するリップルからの疑似放出を減少させるために、より高電圧でＭＥＭＳ装置を駆動するよりも長い時間、提供する。

さらには、ＭＥＭＳ装置をその作動ポジションのままに維持するために、より低い（３０Ｖ）の駆動電圧を提供することによって、ＭＥＭＳ装置の寿命は増加する。

上記本実施形態は、６０Ｖのより高電圧及び３０Ｖのより低電圧で記述されている。しかしながら、この選択は、特定のＭＥＭＳ装置の使用におけるものであって、異なり得る。

ＭＥＭＳ装置は、一般的に、スイッチを作動させるために要する引込電圧、及び、スイッチの作動を停止させるための引出電圧と共に、幾つかのヒステリシスを有している。ドライバは、引き込み電圧を充分に超える高電圧、及び、引き込み電圧と引出電圧との間のより低い電圧を生成しなければならない。

ここで留意すべきは、ドライバ回路４４は、より高電圧を特定するため、電圧入力を提供するための電圧選択入力４９を有していることである。好都合なことに、この電圧は、測定された電圧であって、例えば、２．８Ｖの電圧は、６０Ｖ出力の電圧選択入力４９に提供され、１．４Ｖは３０Ｖ出力の入力である。このようにして、ドライバ回路は、この電圧を調整することにより異なる電圧を単純に生成することができる。しかし、この入力は、任意のものであり、製造装置において、この電圧選択入力４９は省略され得る点に留意すべきである。

スイッチトキャパシタアレイ２２のＲＦＭＥＭＳスイッチ３８は、密閉してパッケージ化されている。これは通常、図７に示されたように、シーリングリングとして機能しているリングハンダ８６によってシールされた、共通基板８４上のキャップ８２によって達成される。

バイアスレジスタ４３及びＭＥＭＳスイッチ３８は、共通基板８４上に積層される。任
意に、センシングインダクタは、同様にして積層される。

この全てが、装置パフォーマンスにおいて、リングハンダ８６の影響を最小限にする、密閉のリングハンダ８６と交差しているライン数を減少させる。

入力３０及びアウトプット３２は、自己インダクタンスを最小限とするために、共に隣接して配列される。更に、最大のキャパシタは、より重要なビットのため、自己インダクタンスを最小限とするために、入力３０と出力３２とに隣接して配列されている。

随意的に、回路は、リングハンダ８６によって構成されたかなりの電気容量を扱うための追加の構成要素を接地して含む。これは、０．３ｐＦから０．５ｐＦの順と成り得、よって、最も重要でないビットに相当することに留意すべきである。一般的に、回路は、著しく異なる周波数で作動しなければならないこともあり、また、リングハンダの接地した電気容量を補正するための全ての調整は、多重の周波数帯域で稼働する必要があり、よって回路は、スイッチトキャパシタアレイ２２の端末６９における帯域信号入力に基づいて切り替えられる構成要素を使用してもよい（図１を参照）。

スイッチトキャパシタと直列にインダクタを使用することが、１つのアプローチとなる可能性があるが、これは、例えば１．５ｍｍ^２程度の、非常に広い面積を有する切り替えられるキャパシタとしての、大きなＲＦＭＥＭＳキャパシタスイッチを必要とする。更に、大きなＲＦ−ＭＥＭＳキャパシタスイッチは、作動の高帯域に奇妙な程近い自己共振周波数スイッチを有するであろう。

したがって、好適な実施形態では、切り替えられる平行のＬＣ回路を、望まない寄生性から共振させるために使う。図８は、２つの切り替えられるＬＣの補償回路９０を有する１つの配列を開示し、１つは出力ノード３２と地面との間であり、１つは入力信号チェーンと地面との間である。

多数の周波数バンドにおけるインピーダンスの補償範囲を増加させるため、切り替えられる平行ＬＣ配列９２は、切り替え可能なインピーダンスを提供するために、多数のスイッチを使って、入力信号回路に提供される。

図９は、代替の配列を示し、そこで、図６における切り替えられる平行ＬＣ配列９２は、インダクタ及びキャパシタが平行となっている入力信号回路に、平行の切り替えられないＬＣ配列８４によって置き換えされる。この平行の切り替えられないＬＣ配列８４は、低帯域及び高帯域の使用の間で自己共振を有するように配列され、よって、平行のＬＣ回路は、低帯域におけるインダクタ及び高帯域におけるキャパシタのようにふるまう。したがって、双方の低い及び高い帯域の作動は、図８のＬＣ配列８２で使われているような追加の多数のスイッチを要求することなく可能である。

更なる実施形態が、概略図１０で示されている。明確化のため、完全な装置におけるいくつかの構成は省略されるが、これらは先の実施形態と同様である。

本実施形態においては、過渡電流の切り替えの効果を減少させるために、追加のフィルタが提供される。

第１の追加のフィルタが、キャパシタ５２とプッシュプル回路５８との間でレジスタ７１によって提供される。これは、キャパシタ５２と協働で、プッシュプル回路がオンに切り替えられる際、バイアスパルスの勾配を減少させる。

第２に、一連のローパスフィルタ７２は、ＲＣフィルタとして本実施形態に組み込まれており、プッシュプル回路５８と切り替えられるキャパシタアレイ２２との間に提供されている。

第３に、プッシュプルアレイのトランジスタは、そのサイズを低減させ、かつ、その抵抗を増加させるために適用され得る。これはまた、ローパスフィルタの効果を有する。

第４に、接地のシャントインダクタ７４、７６は、過渡電流を減少させるために、ＲＦ回路に沿って適用され得る。これはまた、アンテナ２０インピーダンスを駆動回路に調整するために提供されたインピーダンス調整の集積回路である。さらに、アンテナ２０及びスイッチトキャパシタアレイ２２の間のシャントインダクタ７４は、アンテナ２０からスイッチトキャパシタアレイ２２及びドライバ回路に戻って、静電放電事象の伝送を低減し、それにより、これらの回路構成に関する条件を弛緩する。

第５に、ハイパスフィルタは、アンテナスイッチ１６とスイッチトキャパシタアレイ２２との間で、ＤＣブロッキングキャパシタ８０と連結した接地のシャントレジスタ７８により形成されている。

いくつか又はこれ全ての追加のフィルタリング技術を用いることにより、ネットワークを通して過渡電流の拡大を引き起こす高電圧切り替え効果は、減少され得る。

これは、およそ２．５Ｖの電圧で切り替え可能な、ｐ型高誘電体材料（ＨＥＭＴｓ）として好都合に実装されるアンテナスイッチ１６のスイッチに関する特別な問題である。スイッチトキャパシタアレイ２２のＭＥＭＳキャパシタを切り替える６０Ｖの切り替え信号の存在は、これらのＨＥＭＴを容易に妨害し、疑似的な効果を引き起こし得る。

図１０の実施形態においては、バイアスパルスの勾配は、レジスタ７１のローパスフィルタ、ローパスフィルタ７２及びプッシュプル回路５８のトランジスタのより高い抵抗によって低減されている。更なる改良が、ＲＦ信号ラインにおけるハイパスフィルタによって提供される。

ＭＥＭＳ装置を駆動するために、使用された固定の高い及び低い電圧、例えば、３０Ｖや６０Ｖ等は必要ではないが、その代り、平行にある装置に対して、または、各装置に対する異なる電圧の使用のいずれかにおいては、特に明確に決められた電圧が使われ得る。

上記の実施形態においては、高電圧（６０Ｖ）は電圧選択入力４９の入力であり、これは正しい電圧を選択する。

更なる実施形態においては、ドライバは、図１１に示されたスイッチの電気容量の測定の間、ＭＥＭＳスイッチに適用される電圧を増加させる、特別なキャリブレーションモードを有するように配列される。これは、コントローラ２４及びキャパシタンス測定ユニット８０によって駆動される電圧選択入力４９を使う。スイッチを切り替え、そして電気容量が増加するときの電圧が測定される。電圧は、それからスイッチがスイッチオフするまで下降する。スイッチが切り替えを行う際の電圧は、よって、より高電圧として使用され、スイッチがスイッチオフを行う際の電圧より少し高い電圧がより低電圧として使用される。

特別なキャリブレーションモードが、開始時に、または代替的にまたは追加で、特定の時間毎に、または、所定量の使用の後に、入力され得る。

上述された実施形態は完全に網羅されているものではなく、当業者は他の構成及び配列が必要に応じて使用され得ることを認識するであろう。本 実施形態の記述又は回路のダイヤグラムが、所定の機能のための所定の構成の使用を教示している場合、当業者は代替の構成が使用可能であることを認識するであろう。

Claims (18)

1. 歪曲及び／又は疑似放出のための条件が弛緩される移行期間を有する、少なくとも１の所定のコミュニケーションスタンダードにおいて信号を処理するためのコミュニケーション回路であって、
   少なくとも、１の所定のコミュニケーションスタンダード又は複数のスタンダードの信号を提供するための少なくとも１の入力ステージ（１０）、
   前記入力ステージから受信した信号を出力するための少なくとも１の出力ステージ（２０）、
   前記入力ステージ、及び、制御されたインピーダンスステージのインピーダンスを変化させるためのスイッチトキャパシタアレイ（２２）を含む、前記出力ステージの間に接続された制御されたインピーダンスステージ（２１）、
   前記スイッチトキャパシタアレイ（２２）を駆動するためのドライバ（４４）、及び
   前記スイッチトキャパシタアレイ（２２）の選択されたキャパシタを切り替えるための前記ドライバ（４４）を制御するために配置されたドライバコントロールユニット（２４）、を有し、
   前記ドライバコントロールユニット（２４）は、前記移行期間の間、前記スイッチトキャパシタアレイ（２２）の選択されたキャパシタを切り替えるための前記ドライバ（４４）を制御するために配置され、
   前記コミュニケーション回路は、さらに、少なくとも１のキャパシタをローパスフィルタとして作動させるために、充電ポンプと前記制御されたインピーダンスステージとの間に直列抵抗を含むことを特徴とする、コミュニケーション回路。
2. 前記少なくとも１の所定のコミュニケーションスタンダードが少なくともＵＭＴＳコミュニケーションスタンダードまたはＷ−ＣＤＭＡコミュニケーションスタンダードであることを特徴とする、請求項１に記載のコミュニケーション回路。
3. 前記ドライバは、クロック回路（６６）及び充電ポンプ回路（５０）を有し、前記クロック回路は前記充電ポンプ回路を駆動するために配列されており、
   前記ドライバコントロールユニットは、前記移行期間中にのみクロックを駆動するように配置されていることを特徴とする、請求項１または２に記載のコミュニケーション回路。
4. 前記ドライバは、前記移行期間中の全ての事例を示す移行期間信号（ＴＰ）を受信する信号入力をさらに有することを特徴とする、請求項１から３のいずれか１項に記載のコミュニケーション回路。
5. 前記ドライバは、クロック回路（６６）及び充電ポンプ回路（５０）を有し、前記クロック回路は前記充電ポンプ回路を駆動するために配列されており、
   前記ドライバコントロールユニットは、前記移行期間中にのみクロックを駆動するように配置されていることを特徴とする、請求項１から４のいずれか１項に記載のコミュニケーション回路。
6. 前記ドライバ（４４）は、より高電圧またはより低電圧を用いて選択されたキャパシタにおいて、前記スイッチトキャパシタンスアレイ（２２）を駆動するために配置され、
   前記ドライバ（４４）は、前記選択されたキャパシタをより高電圧を用いて切り替え、所定時間の間、より高電圧を維持し、そして所定期間の後には、前記選択されたキャパシタをより低い電圧へ調整開始するために配列されていることを特徴とする、請求項１から５のいずれか１項に記載のコミュニケーション回路。
7. 前記所定期間が、前記移行期間より長いことを特徴とする、請求項６に記載のコミュニケーション回路。
8. 前記移行期間が、２０μｓから１ｓの範囲内で続くものであり、前記ドライバがより低電圧へと前記電圧を調整開始した後の前記所定期間は、５０μｓから１ｓの範囲内にあることを特徴とする、請求項６または７に記載のコミュニケーション回路。
9. 前記出力ステージ（２０）は、アンテナステージであって、各入力ステージ（１０）は、携帯電話通信の入力ステージであることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載のコミュニケーション回路。
10. 少なくとも１の前記入力ステージ（１０）が、ＧＳＭ（登録商標）及び／又はＥＤＧＥ入力ステージ（１４）を含み、
    前記移行期間は、ＧＳＭ（登録商標）及び／又はＥＤＧＥプロトコルのアイドルスロットであることを特徴とする、請求項９に記載のコミュニケーション回路。
11. 少なくとも１の前記入力ステージ（１０）が、ＵＳＴＭ入力ステージ（１２）を含み、前記移行期間は、ＵＳＴＭ仕様で定義される移行期間であることを特徴とする、請求項９または１０に記載のコミュニケーション回路。
12. 前記制御されたインピーダンスステージ（２１）、及び前記アンテナを複数の入力ステージの間及び／又は単一ステージの送信及び受信モデルの間で切り替えるための、前記少なくとも１のステージ（１０）の間に、アンテナスイッチ（１６）を有することを特徴とする、請求項９、１０または１１に記載のコミュニケーション回路。
13. 前記ドライバはさらに、前記制御されたインピーダンスステージを通過する前記信号が、移行期間にあるときに示す、移行期間信号を受信するための移行期間入力（４６）、及び、
    前記スイッチトキャパシタアレイ（２２）を駆動するための少なくとも１の高電圧ドライバ出力ステージ（７０）、を有することを特徴とする、請求項１から１２のいずれか１項に記載のコミュニケーション回路。
14. さらに、前記入力ステージ（１０）と前記制御されたインピーダンスステージ（２１）との間に、直列の平行ＬＣ回路を有し、該平行ＬＣ回路は、所定の低及び高周波数帯域の間で共振周波数を有していることを特徴とする、所定の低及び高周波数バンドで作動させるための請求項１から１３のいずれか１項に記載のコミュニケーション回路。
15. 前記入力ステージ及び前記出力ステージの間に、少なくとも１のハイパスフィルタを有することを特徴とする、請求項１から１４のいずれか１項に記載のコミュニケーション回路。
16. コミュニケーション回路の作動方法であり、
    歪曲及び／又は疑似放出のための条件が弛緩される移行期間を有する、少なくとも１の所定のコミュニケーションスタンダードにおける信号を提供し、
    制御されたインピーダンスステージのインピーダンスの充電及び前記信号の出力のため、スイッチトキャパシタアレイ（２２）を含む制御されたインピーダンスステージ（２１）に、前記信号を通過させ、
    前記制御されたインピーダンスステージ（２１）の前記インピーダンスをコントロールするため、前記スイッチトキャパシタアレイのキャパシタを選択的に作動及び作動停止すること、を含み、
    前記スイッチトキャパシタアレイ（２２）のキャパシタの作動のステップは、前記移行期間に生じ、
    前記コミュニケーション回路は、少なくとも１のキャパシタをローパスフィルタとして作動させるために、充電ポンプと前記制御されたインピーダンスステージとの間に直列抵抗を含むことを特徴とする、コミュニケーション回路の作動方法。
17. 前記コミュニケーション回路は、クロック回路（６６）を有するドライバ（４４）及び充電ポンプ回路（５０）を含み、該方法は更に、前記移行期間にのみ、前記クロック回路（６６）を有する前記充電ポンプ回路（５０）を駆動させること、を含むことを特徴とする、請求項１６に記載の方法。
18. より高電圧を用い、所定期間中は前記高電圧を保持し、前記所定時間後は、前記選択されたスイッチトキャパシタを、より低い電圧に調整させて、前記スイッチトキャパシタを作動させることを含むことを特徴とする、請求項１６または１７に記載の方法。

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