KR20090100463A

KR20090100463A - Ｍｅｍｓ 캐패시터 회로 및 방법

Info

Publication number: KR20090100463A
Application number: KR1020097017138A
Authority: KR
Inventors: 아드리아누스 반 베주이젠; 제이코버스 쥐. 스닙; 마우리스 데 종
Original assignee: 엔엑스피 비 브이
Priority date: 2007-01-18
Filing date: 2008-01-15
Publication date: 2009-09-23
Also published as: DE112008000069T5; KR101443408B1; WO2008087584A1; JP5275252B2; US20100001768A1; US8233856B2; JP2010517355A

Abstract

통신 회로는 GSM 또는 UMTS 등의 적어도 하나의 소정의 통신 표준에서 신호를 처리한다. 스위치형 캐패시터 임피던스 매칭 유닛(21)은 구비되어, 구동기 제어 유닛(24)에 의해 제어된다. 구동기 제어 유닛은 구동기를 제어하기 위해 배치되어, 스위치형 캐패시터 어레이의 캐패시터들의 스위칭을 신호들의 과도 구간들 동안에 시작한다.

통신 회로, 통신 표준, 캐패시터, 캐패시터 어레이, 입력단, 출력단, 안테나

Description

ＭＥＭＳ 캐패시터 회로 및 방법{MEMS CAPACITOR CIRCUIT AND METHOD}

본 발명은 마이크로 전기기계 시스템들(MEMS) 장치 회로 및 그의 동작 방법에 관한 것으로서, 특히, 예를 들면, 일반적으로 임피던스 매칭에 대한 RF 신호들의 제어에 관한 것이다.

WO 2006/054246는 단들(stages)을 함께 매칭시키는 제어 매칭단을 포함하는 회로를 개시하는데, 예를 들면, 파워 증폭기단은 이동 휴대폰 응용 장치에서 안테나단에 매칭될 수 있다는 것을 개시한다. 제어 매칭단은 스위치형(switched) 무선-주파수 MEMS 장치들을 포함한다.

MEMS 장치들은 상대적으로 높은 전압들에서 구동될 필요가 있다.

따라서, MEMS 장치들을 구동할 필요가 있다.

본 발명에 따라서, 본 발명은 청구항 제 1 항에 따른 회로를 제공한다.

본원 발명자들은, WO2006/054246에 개시된 바와 같이, MEMS 캐패시터들의 스위칭이 바이어싱 과도현상들(biasing transients)을 일으킬 수 없도록 하는 회로가필요하다는 것을 알았다. 그러한 바이어싱 과도 현상들은 회로의 다른 구성요소들에서 스위칭 또는 바람직하지 않은 성능을 일으킬 수 있다.

과도 현상 구간(transient period)들 동안에만, MEMS 장치들을 스위칭함으로써, 높은 스위칭 전압은 회로의 나머지에 영향을 아주 적게 끼친다.

몇몇 배치에서, 구동기는 클럭 회로 및 차지 펌프 회로를 포함하고, 상기 클럭 회로는 상기 차지 펌프 회로를 구동시키기 위해 배치되고, 구동기 제어 유닛은 과도 구간들 동안만 클럭을 온(on)으로 하여 구동시키기 위해 배치된다. 이 방식으로, 상기 클럭 회로에 의해 일어난 리플(ripple)은 과도 구간들 동안에만 존재하고, 이로써 전송된 RF 신호에 대해서는 혼합된지 않는다.

본 발명의 이해를 도모하기 위해, 실시예는 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이고, 상기 도면에서:

도 1은 본 발명의 실시예를 사용하여 회로의 개략적인 도면을 도시하고;

도 2는 실시예에서 사용된 캐패시터 어레이를 도시하고;

도 3은 실시예의 캐패시터 어레이를 구동하는 구동기를 도시하고;

도 4는 과도 구간들을 제시하는 타이밍 다이어그램을 도시하고;

도 5는 본 발명의 실시예들에서 MEMS 장치들을 구동하기 위해 사용된 구동 전압들을 도시하고;

도 6은 구동기 회로를 제어하기 위해 실시예에서 사용된 신호들의 타이밍을 도시하고;

도 7은 본 발명의 실시예의 패키징(packaging)을 도시하고;

도 8은 본 발명의 실시예에서 사용된 캐패시턴스 보상 배치를 도시하고;

도 9는 본 발명의 대안적 실시예에서 사용된 대안적 캐패시턴스 보상 배치를 도시하고;

도 10은 본 발명의 추가적인 실시예에 사용된 추가물들을 도시하고; 그리고

도 11은 본 발명의 추가적 실시예를 제시하고; 그리고

도면들은 개략적인 것이지 치수화된 것은 아니다.

도 1을 참조하여, 이동 장치의 일부의 높은 레벨 블럭 다이어그램이 도시된다.

이동 장치는 복수의 출력단들(10)을 포함하고, 각 출력단(10)은 서로 다른 이동 전화 통신 표준에 따른 송수신을 위해 구성된다. 특히, 제 1 출력단(12)은 UMTS 표준에 따라 송수신용으로 배치되고, 그리고 제 2 출력단(14)은 GSM 표준에 따른 송수신용으로 배치된다. 안테나 스위치 유닛(16)은 출력단들 사이에서 스위칭하는 복수의 FET 스위치들(18)을 포함한다. 상기 FET 스위치들(18)은 예를 들면 GSM 출력단에서 출력단이 요구하는 송수신 사이에서 스위칭하는데 사용될 수도 있다.

안테나 스위치 유닛(16)은, 출력단들 사이에서 스위칭하는 복수의 FET 스위치들(18)을 포함한다. 상기 FET 스위치들(18)은 출력단이 요구하는 송수신 사이에서, 예를 들면 GSM 출력단의 송수신 사이에서 스위칭하는데 사용될 수도 있다.

안테나 스위치 유닛(16)은 하술된 바와 같이 스위치가능한 가변 임피던스를 제공하는 제어형(controlled) 임피던스단(21)을 통하여 안테나(20)에 연결된다.

이로써, 다양한 출력단들(10)은 제어형 임피던스단(21)을 통하여, 그리고 안테나 스위치 유닛(16)을 통하여 안테나(20)에 연결된다.

제어기(24)는 제어형 임피던스단(21)을 제어하기 위해 구비된다.

제어형 임피던스단(21)은 도 2에 도시된 바와 같이, 복수의 RF MEMS 스위치 셀들을 통합하는 스위치형 캐패시터 어레이(22)를 포함한다. 개시된 실시예에서, 스위치형 캐패시터 어레이(22)는 입력 노드(30) 및 출력 노드(32), 및 상기 입력 노드와 상기 출력 노드 사이에서 병렬로 배치된 복수의 캐패시터 셀들(cells)(34)을 포함한다. 각 캐패시터 셀들(34)은 상기 캐패시터 셀이 소정의 캐패시턴스(capacitance)를 가지는 "온" 모드로 스위치될 수 있는 RF MEMS 스위치 유닛(36)을 포함한다.

공통 바이어스 입력(68)은 아래에서 상세하게 설명된 바와 같이, 공통 dc 바이어스를 제공하기 위해 구비될 수도 있다. 대역 스위치 입력(69)은 서로 다른 주파수 대역들 사이에서, 예를 들면 900 ㎒, 1800 ㎒ 및 1900 ㎒ 대역들 또는 필요에 따라 다른 대역들 사이에서 스위칭을 허용하도록, 병렬로 된 추가적인 캐패시턴스를 스위치하기 위해 사용된다.

제시된 실시예에서, RF MEMS 스위치 유닛(36)은 2-단자 MEMS 스위치(38) 및 디커플링 캐패시터(decoupling 캐패시터)(40)을 가진 2-단자 캐패시턴스 타입이다. "RF"는 무선 주파수를 의미하고, 스위칭 속도가 무선 주파수에 작용한다는 것은 아니고, 장치가 RF 신호들을 통과시킨다는 사실에 관한 것이라는 것을 주목해야 한다. MEMS 캐패시터들(38)은 각각의 제어 입력들(42)에 의해 구동되는 스위치들이 고; 높은 전압은 RF MEMS 유닛이 아주 낮은 캐패시턴스를 가지는 위치로부터, RF MEMS 유닛이 지시된 캐패시턴스를 가지는 위치로 스위치(38)를 스위치시키기 위해 인가된다. 제어 입력(42) 상의 높은 전압이 낮은 전압으로 대체될 시, 이 낮은 전압은 MEMS 스위치를 그의 초기 위치로 되돌아 가게 스위치한다.

2 단자 MEMS 캐패시턴스(38) 대신에, 대안적인 실시예들은 그 대신에 3-단자 MEMS 캐패시턴스(38), 예를 들면, WO2006/117709에서 기술된 타입의 RF MEMS 캐패시터 스위치를 사용한다. 이 경우에서, 디커플링 캐패시터(40)는 필요 없을 수 있다-필요 없으면 생략될 수도 있다.

캐패시터 셀들 각각은, 상기 캐패시터는 최저 캐패시턴스 셀을 위한 0.5 ㎊에서 시작하여 1 ㎊ 라인, 2 ㎊ 라인, 4㎊ 라인 및 8 ㎊ 라인과 함께 서로 다른 캐패시턴스를 가진다. 이는 비율 1:2:4:8:16(2⁰:2¹:2²:2³:2⁴ 또는 1:2:... 2^m-1 여기서 라인들의 수 m=5)로 이루어지고, 캐패시턴스 값의 각 비트에서, 0.5 ㎊ 셀은 최하위 비트에 대응하는 것을 나타내고, 그리고 8 ㎊ 셀은 최상위 비트에 대응하는 것을 나타낸다. 이로써, 디지털 입력의 11000은 12 ㎊에 대응하고, 그리고 디지털 입력의 00001은 0.5 ㎊에 대응한다. 이 방식으로, 상기 셀들은 0.5 ㎊ 단위로 해서 최대 15.5㎊(11111)까지 상기 제어형 임피던스단의 캐패시턴스를 제어하기 위해 디지털 신호에 의해 손쉽게 구동될 수 있다.

5 개의 제어 입력들(42)은 5 개의 비트들에 대응되고, 이들이 최하위 비트에서 최상위 비트까지 나열된 비트들에 대해 b0, b1, b2, b3 및 b4으로 표기되는 것 을 주목해야 한다. 바이어싱 저항기(43)는 각 제어 입력(42)에 직렬로 되어 구비된다.

대역 스위치 입력(69)은 추가적인 쌍의 MEMS 스위치(38) 및 캐패시터(40)를 제어하기 위해 사용되고, 상기 MEMS 스위치(38) 및 캐패시터(40)은 출력 노드(32)와 접지 사이에서 연결된다. 이 스위치들은 선택된 주파수 대역에 따라서 출력 노드(32)와 접지 사이에서 추가적인 캐패시턴스를 스위치한다.

도 3은 상기 제어형 임피던스단(21) 내의 구동기(44)를 더 상세하게 설명한다. 구동기는 실리콘 기판 상에서 행해지고, 특히 설계는 설계에 필요한 실리콘의 영역을 감소시키기 위해 많이 고려되어야 한다.

특히, 하술된 바와 같이, 실시예는, MEMS 장치들이 온 및 오프를 빠르게 스위치할 수 있도록 하나 이상의 특정 구동 신호들을 가지고 유전체 충전(dielectric charging)을 감소시키는 양쪽 극성에 있는 복수의 MEMS 장치들을 구동시키고, 스퓨리어스 방출들(spurious emissions)을 다소 감소시키는 구동기를 제공한다.

구동기는 스위치형 캐패시터 어레이(22)의 제어 입력들(42)을 구동하기 위해 사용된다. 구동기(44)는 신호 입력들(46, 48)을 포함하고, 상기 제 1 신호 입력(46)은 과도 구간 신호(TP)를 수신하고, 제 2 신호 입력(48)은 작동/유지 신호를 수신한다. 과도 구간 신호(TP)는 과도 구간의 매 경우를 나타내고, 작동/유지 신호는, 높을 시의 높은 전압(60 V) 출력과 낮을 시의 낮은 전압(30 V) 사이에서 선택되기 위해 사용된다는 것을 주목해야 한다.

구동기는 또한 신호 입력들, 즉, 전압 선택 입력(49) 및 브릿지(bridge) 입 력(47)을 더 포함하는데, 이 입력들의 중요성은 아래에서 설명될 것이다.

구동기(44)는 60 V 출력을 제공하기 위해 캐패시터(52)와 연동하는 차지 펌프(50)를 포함한다.

제어 스위치(54)는 이 캐패시터를 노드(56)에 선택가능하게 연결하기 위해 사용되고, 상기 노드는, 병렬로 배치되고 각 푸시-풀 회로(58)를 포함하는 복수의 HV 구동 회로들의 높은 측면에 연결된다. 각 푸시 풀 회로의 낮은 측면은 접지에 연결된다.

복수의 HV 구동 회로들(70)은 복수의 MEMS 스위치들을 구동시키기 위해 병렬로 구비된다. 각 HV 구동 회로(70)는 푸시-풀 회로(58)를 구동시키기 위해 사용된 스위치 제어(60)를 포함한다. 각 회로는 노드(56)와 접지 사이에서 병렬로 되어 연결된다. (도시된 바와 같이) 제 1 HV 구동 회로(70)는 제 1 비트의 캐패시터들을 구동시키기 위해 제 1 (b0) 제어 입력(42)에 연결된다. 병렬로 된 푸시-풀 회로들(58) 및 스위치 제어들(60)을 포함하는 4 개의 다른 HV 구동 회로들(70)은 다른 제어 입력들(b1 - b4)을 구동시키기 위해 구비된다. 추가적인 HV 구동 회로(70)는, 더 설명되는 바와 같이, 풀(full) 브릿지 사용을 위해 공통 바이어스 입력(68)을 구동시키는데 사용된다. 추가적인 HV 구동 회로(70)는 하술된 바와 같이 대역 스위치 입력(69)(도 8)을 구동시키기 위해 사용된다. 이로써, 단일 구동기 회로(44)는 스위치형 MEMS 모두를 구동시키기 위해 사용된다.

전압 제어는 제 1 신호 입력(46)에 연결된 높은 전압 센스 유닛(62)에 노드(56)를 연결하여 제공되고, 이때 상기 제 1 신호 입력은 30 V 모드와 60 V 모드 사이를 선택하는 TP 신호를 수신한다. 높은 전압 센스 유닛(62)의 낮은 출력 및 높은 출력은 오실레이터(66) 뿐만 아니라 노드(56)에 연결된 출력을 가진 낮은 전압 제어 유닛(64) 모두에 연결되고, 이때 상기 오실레이터는 TP 신호가 높을 시에만 펌프를 구동시키는 제 1 신호 입력(46)에 연결된 AND 게이트(67)를 통해 펌프(50)를 구동시키기 위해 사용된다. 낮은 전압 제어 유닛(64)은 한 쌍의 차지 펌프들을 가진 캐패시터를 구동시키는 윈도우 비교기(window comparator)로 실행될 수 있고, 차치 펌프들 중 하나는 전압이 낮은 윈도우 값(예를 들면, 29 V) 아래로 떨어지는 경우에 캐패시터를 양전기(positively)로 충전하기 위해 배치되고, 다른 하나는 전압이 높은 윈도우 값(예를 들면, 31 V) 위로 올라가는 경우에 캐패시터를 방전한다. 플립-플롭은 전압을 제어하는데 사용될 수 있다.

차지 펌프(50), 캐패시터(52), 높은 전압 센스 유닛(62) 및 오실레이터(66)는 60 V를 발생하는 높은 전압(60 V) 제어 루프를 함께 형성하고, 그리고 높은 전압 센스 유닛(62) 및 30 V 제어 유닛(64)은 30 V를 발생시키는 낮은 전압(30 V) 제어 루프를 형성한다.

캐패시터(52)는 높은 전압 루프를 위해 제공되지만 낮은 전압에 대해서는 제공되지 않는다는 것을 주목해야 한다. 이는, 높은 전압이 MEMS 캐패시터 스위치들을 작동시키는데(스위칭 온) 사용되고 낮은 전압이 MEMS 캐패시터 스위치들을 "온" 상태에서 유지하기 때문이다. 이로써, 캐패시터(52)는 과잉 크기의 차지 펌프(50)를 사용하지 않고 스위치를 빠르게 스위치하도록 충분한 충전을 획득하기 위해 필요하다.

도 4는 레벨들 사이에서 50 ㎲ 과도 구간을 보여주는 UMTS단(12)에서의 W-CDMA 신호를 도시한다. 과도 구간 신호(TP)는 이러한 50 ㎲ 과도 구간들 동안 높다. GSM/EDGE 신호가 사용되고, 과도 구간 신호(TP)가 아이들 슬롯들(idle slots) 동안에 높다는 것을 주목해야 한다.

구동기(44)에 의해 이루어진 구동 패턴은 도 5에서 도시된다. 이는 개별적 스위치의 스위칭을 기술한다.

도 5의 구동 패턴은 과도 구간 동안만 MEMS 스위치들을 스위치하기 위해 배치된다. 상기 스위치는 과도 구간보다 선택적으로 길 수 있는 제 1 소정의 구간 동안 높은 전압(예를 들면, 60 V)으로 과도 구간의 시작에서 구동되고, 그 후에 구동 전압은 MEMS 스위치를 스위치하지 않고 유지하는 30 V로 감소된다. 이 소정의 구간은 예를 들면, 50 ㎲ 내지 500 ㎲일 수 있다.

소정의 구간 후에, 상기 전압은 예를 들면 150 ㎲ 내지 500 ㎲ 일 수 있는 제 2 소정의 구간 동안 낮은 전압으로 감소될 수 있다. 제 1 구간 및 제 2 구간이 동일할 필요는 없다. 게다가, 제 2 구간은 제어될 필요가 없지만 낮은 전압 제어 유닛(64)이 높은 전압부터 낮은 전압까지의 전압을 감소시키기 위해 취해지는 간단한 시점일 수 있다. 과도 현상 효과들(transient effects)을 피하기 위해, 높은 전압부터 낮은 전압까지의 변화는 매끄럽게 되어야 한다. 이러한 이유로, 전류원 방전이 바람직하다.

배치의 추가적인 특징은 MEMS 장치의 안정 시간(settling time)이 50 ㎲에 근접될 수 있다는 것이다. 이는 과도 구간의 길이이기 때문에, MEMS 장치는 구간 (즉 바람직하게는 우선 5 ㎲에서)의 시작에서 스위치 온 되어야 한다.

버퍼 캐패시터(52) 없이 이를 행하기 위해서는, 반도체 기판에 필요한 차지 펌프의 영역은 매우 클 것이다. 대신에, 1 내지 2 ㎋의 버퍼 캐패시터(52)를 사용하여, 과도 구간의 말단에 의해 알맞게 정착된 온-상태를 이루기 위해 5 ㎲에서 20O ㎊ MEMS 장치를 충전할 수 있다.

높은 전압 루프와 달리, 노드(56)를 낮은 전압 30 V로 유지시키는 유사한 버퍼 캐패시터가 구비되지 않는다는 것을 도 3으로부터 주목해야 한다. 전압이 이 값으로 빠르게 변환될 필요는 없다. 이는 구동기 회로(44)에 의해 취해진 실리콘 영역을 감소시킨다. 대신에, 낮은 전압 제어 루프는 대략 정확한 값에서 전압을 간단하게 유지시킨다. 이는, 전압이 너무 낮을 시 전류원을 스위치하고 전압이 너무 높을시 전류 싱크(current sink)를 스위치하는 윈도우 비교기로 이루어질 수 있다. 누설 전류가 단지 5 ㎁ 정도(일반적으로 1O ㎁ 미만)일 수 있기 때문에, 전류원은 큰 전류를 생성할 필요가 없다.

전류 싱크를 통해 방전된 전류량이 낮은 전압으로 내려가게 되도록 높은 전압에 대한 시간을 효과적으로 설정할 수 있다는 것을 주목해야 한다. 이 경우에서는 너무 짧고 개별적으로 선택된 방전이 제공될 수 있다.

전압이 높은 전압으로 유지되고 낮은 전압으로 변화되는 시간이 과도 구간보다 더 길 수 있는 시간을 주목해야 한다. 예를 들면, MEMS 장치는 50 ㎲ 후에 안정될 수 있지만, 50 ㎲ 후에 낮은 전압을 제공하기 위해 스위치(AH)는 특별히 필요없다-스위칭은 200 ㎲ 후에 일어날 수 있다. 높은 전압의 시작 시점은 말단이 아 닌 것이 중요하다.

이 낮은 유지 전압의 30 V의 사용은 이 패턴을 사용하지 않는 스위치와 비교하여 MEMS 스위치의 수명을 증가시킨다.

기술된 타입의 MEMS 스위치들은, 장치의 양 측면에 동일 전압을 인가함으로써, 즉, 도 2의 배치에 있어서, 공통 바이어스 단자(68) 및 각각의 제어 입력(42)에 (접지될 수 있거나 또는 높은/낮은 전압일 수 있는) 동일 전압을 인가함으로써, 스위치가 오프될 수 있다는 것을 주목해야 한다. 유사하게, 그러한 MEMS 스위치들 상에서 스위치하기 위해서, 높은 전압은 일측의 공통 바이어스 단자(68)에 인가되어야 하고 타측의 공통 바이어스 단자 및 각각의 제어 입력(42)은 접지되어야 한다.

도 6은 도 5의 결과를 이루기 위해 도 3의 구동기에 인가된 신호들을 도시한다. 입력(45)에 인가된 TP 신호는 과도 구간에 전송되고, 그리고 입력(48)에 인가된 AH 신호가 효과적으로 전송되어, 구동기(44)는 AH가 높을 시에 높은 전압 및 AH가 낮을 시에 낮은 전압을 생성한다.

우선, AH, TP 및 VS 신호들이 높거나 낮은 전압을 어떻게 공급하는지 고려해본다.

입력(49)에 인가된 VS 신호는 높은 전압(예를 들면, 60 V)의 값을 간단하게 판별하여, 이에 따라 실시예에서 높은 전압의 절반인 낮은 전압도 판별한다.

AH 신호와 조합된 도 6의 제 1 TP 펄스는 선택된 푸시-풀 회로들(58)의 스위칭이 온되게 하고, 도 5b에 제시된 방식의 스위치형 캐패시터 어레이(22)의 공통 바이어스 입력(68) 및 선택된 제어 입력들(42)을 구동시킨다

신호(TP)가 낮아진 후(과도 구간의 말단 후) AH는 여전히 높은 한편, 낮은 전압 제어 루프는 높은 60 V 전압을 유지시키기 위한 기능을 한다는 것을 주목해야 한다. AH가 낮아질 시에만, 예를 들면 과도 구간이 시작된 후의 200 ㎲에서 HV 센스 회로(62)는 낮은 전압을 감지하기 위해 동작하고, 그 후 낮은 전압 제어 유닛(64)은 낮은 전압이 되도록 노드(56) 상의 전압을 제어하기 위해 스위치된다.

나아가, 회로는 TP가 높을 때마다 HV 회로들(70)을 스위치하지 않는다는 것을 주목해야 한다. 도 6의 제 2 TP 펄스에서 도시된 바와 같이, TP는 높지만, 그러나 AH는 낮게 되어 있는 경우, 노드(56)와 회로들(70) 사이의 스위치(71)는 열리고, 캐패시터(52)는 높은 전압 제어 루프를 이용하여 재충전된다. 이 상태에서, 스위치(71)의 개방은 이 높은 전압이 회로들(70)에 이르지 못하게 한다.

이는 스위칭이 일어나지 않을 시점의 구간들 동안 캐패시터(52)를 재충전하는데 사용된다. 예를 들면, TP는 캐패시터(52)를 재충전하고 높은 전압으로 충전하도록 0.005 s(즉, 200 ㎐의 주파수)마다 높아질 수 있다. AH는 0.1 s 마다 MEMS 장치들을 스위치하도록 단지 높아질 수 있다.

TP가 내려갈 시, 스위치(71)는 다시 닫히게 되고, HV 센스 회로(62) 및 낮은 전압 제어기(64)의 낮은 전압 제어 루프는 낮은 전압을 가진 노드(56)를 다시 구동시킨다. 이 루프에서 30 V로 유지하는 캐패시터를 막음으로써, 캐패시터(52)의 이 충전 동작 동안에는 추가적인 스위치가 이러한 캐패시터를 디커플링할 필요는 없다는 것을 주목해야한다.

그 다음으로, 브릿지 신호(bridge signal)(BR)의 효과를 고려해 보자. 도 5의 구동 패턴을 실행하기 위해서, 상기 브릿지 신호(BR)는 브릿지 입력(47)에 인가되고, 과도 구간의 시작에서, 즉 AH 신호 및 TP 신호가 실질적으로 동일한 시점에서, 스위치된다. 도 6에 도시된 바와 같이, 이 스위치는 로우(low)부터 하이(high)로 또는 하이부터 로우로 될 수 있다.

온 된 MEMS 장치들의 제어 입력들(42)이 접지로 유지되고 공통 바이어스(68)가 구동기(44)에 의해 생성된 구동 전압에 있는 상태, 즉, 주기 중 낮은 전압 30 V의 지점에서 있는 상태를 시작점이라 간주하자. 오프된 MEMS 장치들은 주기 중 낮은 전압 30 V의 지점에서 제어 및 바이어스 입력들 모두를 동일하게 가진다.

BR 신호가 스위치된 후, 공통 바이어스(68)는 접지로 유지되고, 그리고 온 된 장치들의 제어 입력들은 구동기(44)에 의해 생성된 구동 전압에 연결되고, 이때 상기 구동 전압은 AH 신호에서 동시에 일어나는 변화로 인해 높은 전압 60 V이다. 이 높은 전압은 200 ㎲ 후에 감소되기 시작하고, 설명된 실시예에서 200 ㎲가 더 지난 후에 낮은 전압 30 V에 이른다.

오프된 MEMS 장치들은 주기 중 접지 전압 O V 지점에서 제어 및 바이어스 입력들을 동시에 모두 가진다.

다음 스위칭 경우에서는, 즉 다음 과도 구간의 시점에서, AH, BR 및 TP는 동시에 다시 스위치된다. 공통 바이어스(68)는 높은 전압(60 V)으로 유지되고, 온 된 장치들의 제어 입력들은 접지에 연결된다.

오프된 MEMS 장치들은 주기 중 높은 전압 60 V의 지점에서 제어 및 바이어스 입력들을 동시에 모두 가진다.

이 높은 전압은 200 ㎲ 후에 감소되기 시작하고, 설명된 실시예에서 200 ㎲가 더 지난 후에 낮은 전압 30 V에 이른다. 이는 시작점으로 되돌아온다.

이로써, 기술된 바와 같이 회로의 사용은 장치들의 수명을 증가시키는 전압의 극성을 주기 마다 역으로 한다.

나아가, 제어 입력들이 AH, BR 및 TP의 스위치로서 동일 시점에서 스위치될 수 있고, 이때 AH, BR 및 TP의 스위치는 각 과도 구간의 시작에서 온으로 유지되는 MEMS 장치들의 변화를 허용하는 것을 도 6으로부터 주목해야 한다.

제어 입력(42) 및 공통 바이어스 입력(68)의 일치는 MEMS 장치의 타입에 따라 달라지는 것을 주목해야 한다-2 단자 장치에 대해서 이러한 2 개의 입력들은 간단하게 2 개의 단자들이고, 3 단자 장치에 대해서 중심 입력은 제어 입력이고 그리고 양 단자들은 공통 바이어스 입력(68)으로서 사용될 수 있다.

상술된 설명은 MEMS 스위치들을 스위칭 온하는 것을 기술한다. 적합한 전압들로 상기 스위치들을 구동시킴으로써, 상기 스위치들은 주기 중 동일 지점에서, 즉 과도 구간(예를 들면 이 구간의 처음 5 ㎲에서)의 시작점에서 스위치 오프될 수 있다. 유전체 변화들이 오프 상태에서는 없기 때문에, 행해지기에 필요한 모든 것은 장치에 걸친 전압을 O V로 스위치하고 상기 전압을 그 상태로 있게 하는 것이다.

스위치형 캐패시터 어레이를 오프 및 온으로 스위칭함으로써, 과도 구간 동안만 높은 전압 과도 현상의 효과는 크게 감소된다. 그렇지 않은 경우, MEMS 스위 치들이 스위치됨에 따라 일어나는 과도 현상은 스퓨리어스 방출을 손쉽게 일으킬 수 있다.

스퓨리어스 방출을 일으킬 수 있는 또 다른 효과는 오실레이터(66)의 높은 전압 클럭 출력의 효과인데, 상기 오실레이터는 RF 캐리어와 혼합될 수 있는 리플(ripple)을 생성하여 스퓨리어스 방출들을 일으킨다.

실시예에서, 차지 펌프(50)를 구동하는 기술된 오실레이터(66)는 과도 구간 동안 단지 스위치된다. 과도 구간들 동안 차지 펌프들을 단지 활성화시킴으로써, 차지 펌프들로부터의 스퓨리어스 방출들은 최소화될 수 있다. 특히, 상기 펌프를 구동시키는 오실레이터(66)는, 신호(TP)가 높을 시에 단지 활성화된다. 캐패시터(52)는 상기 구간의 나머지 동안 충분히 60 V로 일정하게 유지됨으로써, 클럭은 과도 구간 동안 이외에는 동작하지 않는다. 클럭 신호는 충분한 시간(full time)보다 적은 시간 동안 활성화되고, 캐패시터(52)는 예를 들면 200 ㎲ 동안 60 V를 구동시키고, 그 후의 200 ㎲가 지나는 동안 전압은 60 V에서 30 V로 떨어져서, 과도 현상이 일어날 수 있는 갑작스러운 전압 변화를 피할 수 있다는 것을 주목해야 한다.

실시예의 추가적으로 이로운 효과는 스위칭에 의해 적응하는 동안 이동 기능을 변화시키는 것인데, 그렇지 않은 경우에는 스위치형 캐패시터 어레이(22)는 방출 신호의 왜곡을 일으킬 수 있다.

이로써, 실시예는 과도 구간 동안만 클럭 활성화의 조합을 제공하여, 클럭으로부터 스퓨리어스 방출을 감소시키고, 이와 함께 시간이 더 긴 구간에는 높은 전 압으로 MEMS 장치를 구동시켜, 활성화 바이어싱 전압에 있는 리플을 감소시키고, 이로써 RF 캐리어를 가진 리플 혼합으로부터 스퓨리어스 방출을 감소시킨다.

게다가, MEMS 장치의 활성화된 위치에서 MEMS 장치를 유지시키기 위해 낮은 구동 전압(30 V)을 제공하여, MEMS 장치의 수명은 증가된다.

상술된 실시예는 높은 전압이 60 V이고 낮은 전압이 30 V로 기술하였다. 그러나, 이 선택은 사용된 특정 MEMS 장치들에 근거로 한 것이기 때문에 변화될 수 있다.

MEMS 장치들은, 스위치를 활성화시키는데 필요한 풀-인 전압, 및 스위치를 비활성화시키는데 필요한 낮은 전압인 풀-아웃 전압을 가진 여러 이력 현상(hysteresis)을 일반적으로 가진다. 구동기는 풀-인 전압 이상인 높은 전압, 및 풀-인 전압과 풀-아웃 전압 사이에 있는 낮은 전압을 생성해야 한다.

구동기 회로(44)는 높은 전압을 지정하기 위해 전압 입력을 제공하는 전압 선택 입력(49)을 가지는 것을 주목해야 한다. 편리하게, 이 전압은 치수화된 전압인데, 예를 들면, 2.8 V의 전압은 60 V 출력을 위해 전압 선택 입력(49) 상에 제공되고, 1.4 V는 30 V 출력을 위해 입력된다. 이 방식으로, 구동기 회로는 이 전압을 조정하여 서로 다른 전압들을 간단하게 생성할 수 있다. 그러나, 이 입력은 선택가능한 것이고, 제품 장치에서 이 전압 선택 입력(49)은 생략될 수 있다는 것을 주목해야 한다.

스위치형 캐패시터 어레이(22)의 RF MEMS 스위치들(38)은 외부의 영향을 받지 않게 패키지화되어야 한다. 이는 도 7에서 설명된 바와 같이 일반적으로 이루 어질 수 있는데, 도 7은 공통 기판(84) 상의 캡(cap)(82)이 밀봉 링 기능을 하는 납땜 링(86)으로 밀봉된 것을 도시한다.

바이어싱 저항기들(43) 및 MEMS 스위치들(38)은 공통 기판(84) 상에 집적화된다. 마찬가지로 감지 검출기는 선택적으로 집적화될 수 있다.

이 모든 것들은 밀봉 납땜 링(86)을 가로지르는 라인들의 수를 감소시키고, 밀봉 납땜 링(86)이 장치 성능에 영향을 주는 것을 최소화시킨다.

입력(30) 및 출력(32)은 자체-인덕턴스를 최소화시키기 위해 함께 근접하게 배치된다. 나아가, 상위 비트들에 대한 가장 큰 캐패시터들은 자체-인덕턴스를 최소화시키기 위해 입력(30) 및 출력(32)에 근접하게 배치된다.

선택적으로, 회로는 납땜 링(86)에 의해 구성된 접지에 대해 상당한 캐패시턴스를 처리하는 추가적인 구성요소들을 포함할 수 있다. 이는 0.3 ㎊ 내지 0.5 ㎊ 순으로 될 수 있어서, 최하위 비트와 유사하다는 것을 주목해야 한다. 일반적으로, 회로들은 상당한 서로 다른 주파수들에서 동작하기 위해 필요할 수 있고, 납땜 링의 접지에 대해 캐패시턴스를 보상하는 매칭은 다중 주파수 대역들에서 작동하기에 필요하고, 이로써 상기 회로는 스위치형 캐패시터 어레이(22)의 단자(69)에 있는 대역 신호 입력에 근거하여 스위치형 구성요소들을 사용할 수 있다(도 1 참조).

한 접근법은 스위치형 캐패시터를 가진, 직렬로 된 인덕터를 사용하는 것이지만, 이는 매우 큰 영역, 예를 들면 1.5 ㎟를 가지는 스위치형 캐패시터로서 큰 RF-MEMS 캐패시터 스위치를 필요로 한다. 나아가, 상기 큰 RF MEMS 캐패시터 스위 치는 고-대역의 동작에 원활하지 않게 근접한 자체-공진 주파수를 가진다.

따라서, 바람직한 실시예는 스위치형 병렬 LC 회로들을 사용하여 원치 않은 기생 성분들을 외부로 공진시키게 한다. 도 8은 2 개의 스위치형 LC 보상 회로들(90)을 가진 하나의 배치를 도시하는데, 상기 하나의 스위치형 LC 보상 회로는 출력 노드(32)와 접지 사이에 있고, 그리고 상기 또 다른 하나의 스위치형 LC 보상 회로는 입력 신호 체인(chain) 및 접지에 있다.

다중 주파수 대역들에서 임피던스 보상 영역을 증가시키기 위해, 스위치형 병렬 LC 배치(92)는 스위치가능한 임피던스를 제공하기 위해 다중 스위치들을 사용하여 입력 신호 경로 상에서 구비된다.

도 9는 도 6의 스위치형 병렬 LC 배치(92)가 병렬로 된 인덕터 및 캐패시터를 가진 입력 신호 경로에서, 스위치가 되지 않은 병렬 LC 배치(94)로 대체된 대안적 배치를 도시한다. 이 스위치가 되지 않은 병렬 LC 배치(94)는 저 대역과 고 대역 사이에서 사용되는 자체-공진을 가지기 위해 배치되어, 그 결과 병렬 LC 회로는, 저 대역에서는 인덕터로서, 고 대역에서는 캐패시터로서 동작한다. 이로써, 저 대역 동작 및 고 대역 동작의 양쪽 동작은, 도 8의 LC 배치(92)에서 사용된 추가적인 다중 스위치들의 필요없이도, 가능하다.

추가적인 실시예는 도 10에서 개략적으로 제시된다. 명확해지도록, 완전한 장치의 일부 구성요소들은 생략된다-이들은 이전의 실시예들에서와 같이 동일하다.

이 실시예에서, 추가된 필터링은 스위칭 과도현상의 효과를 감소시키기 위해 제공된다.

우선, 추가된 필터는 캐패시터(52)와 푸시-풀 회로(58) 사이의 저항기(71)에 구비된다. 상기 캐패시터(52)와 연동하여, 이는, 푸시-풀 회로가 스위치 온 될 시, 바이어싱 펄스의 경사도를 감소시킨다.

둘째로, 제시된 실시예에서 RC 필터로서 실행된 직렬 로우 패스 필터(72)는 푸시-풀 회로(58)와 스위치형 캐패시터 어레이(22) 사이에서 구비된다.

셋째로, 푸시 풀 어레이의 트랜지스터들은 그들의 크기를 감소시키고 그들의 저항을 증가시키도록 맞춰질 수 있다-이는 다시 로우 패스 필터의 효과를 가진다.

넷째로, 접지가 된 션트(shunt) 인덕터들(74, 76)은 과도 현상을 감소시키기 위해 RF 경로를 따라 인가될 수 있다. 이는 또한 구동 회로들에 안테나(20) 임피던스를 매칭하기 위해 구비된 임피던스 매칭의 집적 경로일 수 있다. 나아가, 안테나(20)와 스위치형 캐패시터 어레이(22) 사이의 션트 인덕터(74)는 안테나(20)로부터, 스위치형 캐패시터 어레이(22) 및 구동기 회로들로 되돌아오는 정전기 방전 경우들의 전송을 감소시켜서, 이 회로 구성요소들에 대한 부분의 요건들을 완화시킨다.

다섯째로, 하이-패스 필터는 안테나 스위치(16)와 스위치형 캐패시터 어레이(22) 사이에서 DC 차단 캐패시터(80)와 조합하여 접지된 션트 저항기들(78)에 의해 형성된다.

이러한 추가된 필터링 기술들의 일부 또는 모두를 사용함으로써, 네트워크를 통해 전파되는, 과도 현상을 일으키는 높은 전압 스위칭의 효과는 감소될 수 있다.

이는 안테나 스위치(16)의 스위치들에 관한 사항이고, 이때 상기 안테나 스 위치는 약 2.5 V의 전압으로 스위치될 수 있는 p-타입 고 전자 이동도 트랜지스터들(HEMTs)로서 알맞게 실행될 수 있다. 스위치형 캐패시터 어레이(22)의 MEMS 캐패시터들을 스위치하는 60 V 스위칭 신호들의 존재는 이러한 HEMT들과 손쉽게 충돌되어 스퓨리어스 효과들을 일으킨다.

도 10의 실시예에서, 바이어스 펄스의 경사도는, 저항기(71)의 로우 패스 필터들, 로우 패스 필터(72), 및 푸시-풀 회로(58)의 트랜지스터들의 높은 저항에 의해 낮아진다. 나아가, RF 신호 라인에 있는 하이-패스 필터들에 의해 개선된다.

30 V 및 60 V 등의 MEMS 장치들을 구동시키기 위해 고정된 높은 전압 및 낮은 전압이 사용될 필요는 없지만, 대신에 특별하게 판별된 전압들이 병렬로 된 장치들을 위해 사용될 수 있거나 또는 서로 다른 전압이 각 장치를 위해서도 사용될 수 있다.

상기의 실시예들에서, 높은 전압(60 V)은 전압 선택 입력(49)상에 입력되고, 이는 정확한 전압을 선택한다.

추가적인 실시예에서, 도 11에 도시된 바와 같이, 구동기는 MEMS 스위치에 인가된 전압을 램프 업(ramp up)시키면서, 스위치의 캐패시턴스를 계측하는 특정 눈금 측정 모드(calibration mode)를 가지기 위해 배치된다. 이는 제어기(24)에 의해 구동된 전압 선택 입력(49) 및 캐패시턴스 계측 유닛(80)을 사용한다. 스위치가 스위치하고 캐패시턴스가 상승한 전압은 계측된다. 그 후 전압은 스위치가 스위치 오프될 때까지 램프 다운된다. 그 후 스위치가 스위치한 전압은 높은 전압으로서 사용되고, 스위치가 스위치 오프된 전압 이상이 약간 안되는 전압은 낮은 전압으로서 사용된다.

눈금 측정 모드는 시작할 때, 또는 대안적으로 또는 추가적으로 특정 시점 간격들에서 또는 사용의 일정량 후에 도입될 수 있다.

상술된 실시예들은 완벽한 것이 아니고, 기술 분야의 당업자로부터 다른 구성요소들 및 배치들이 요구에 따라 사용될 수 있어 실현될 수 있음을 주목해야 한다. 실시예들 또는 회로 다이어그램들의 설명은 임의 기능들을 위한 임의 구동요소들의 사용을 제안하고, 기술분야의 당업자는 대안적인 구성요소들이 사용될 수 있다는 것을 실현시킬 것이다.

Claims

왜곡 및/또는 스퓨리어스 방출에 대한 요건들이 완화되는 동안에 과도 구간들을 가지는 적어도 하나의 소정의 통신 표준에서 신호를 처리하는 통신 회로에 있어서, 상기 통신 회로는:

상기 적어도 하나의 소정의 통신 표준 또는 표준들에서 신호를 제공하는 적어도 하나의 입력단(10);

상기 입력단으로부터 수신된 신호를 출력하는 적어도 하나의 출력단(20);

상기 입력단과 상기 출력단 사이에서 연결되고, 제어형 임피던스단의 임피던스를 변화시키는 스위치형 캐패시터 어레이(22)를 포함하는 제어형 임피던스단(21);

상기 스위치형 캐패시턴스 어레이(22)를 구동하는 구동기(44); 및

상기 스위치형 캐패시턴스 어레이(22)의 선택된 캐패스터들을 스위치하기 위해 상기 구동기(44)를 제어하기 위해 배치된 구동기 제어 유닛(24);

을 포함하고,

상기 구동기 제어 유닛(24)은 상기 과도 구간들 동안 상기 스위치형 캐패시터 어레이(22)의 선택된 캐패시터들을 스위치하기 위해 상기 구동기(44)를 제어하기 위해 배치되는 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 구동기는 클럭 회로(66) 및 차지 펌프 회로(50)를 포함하고, 상기 클럭 회로는 상기 차지 펌프 회로를 구동시키기 위해 배치되고, 상기 구동기 제어 유닛은 상기 과도 구간들 동안만 클럭 온을 구동시키기 위해 배치되는 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 구동기(44)는 선택된 캐패시터들에 걸친 높은 전압 또는 낮은 전압을 사용하여 상기 스위치형 캐패시턴스 어레이(22)를 구동시키기 위해 배치되고,

상기 구동기(44)는 높은 전압을 사용하여 상기 선택된 캐패시터들을 스위치하기 위해, 소정의 시간 동안에는 상기 높은 전압을 유지시키기 위해, 그리고 소정의 시간 후에는 상기 선택된 캐패시터들에 걸친 전압을 상기 낮은 전압으로 조정하기 위해 배치되는 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 3 항에 있어서,

상기 소정의 시간은 상기 과도 구간보다 긴 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 3 항 또는 제 4 항에 있어서,

상기 과도 구간은 20 ㎲ 내지 1 s의 범위의 시간동안 지속되고, 그 후에 상기 구동기가 상기 전압을 상기 낮은 전압으로 조정하기 시작하는 소정의 시간은 50 ㎲ 내지 1 s의 범위인 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 출력단(20)은 안테나 단이고, 그리고 각 입력단(10)은 이동 전화 통신 입력단인 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 6 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 입력단(10)은 GSM 및/또는 EDGE 입력단(14)을 포함하고, 상기 과도 구간들은 GSM/EDGE 프로토콜의 아이들 슬롯들인 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 입력단(10)은 USTM 입력단(12)을 포함하고, 상기 과도 구간들은 USTM 설명 사항에 정의된 과도 구간인 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 6 항, 제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,

상기 제어형 임피던스단(21)과 상기 적어도 하나의 입력단(10) 사이에서 안테나 스위치(16)를 포함하고, 상기 안테나 스위치는 복수의 입력단들 사이에서, 및/또는 단일단의 송신 모드와 수신 모드 사이에서 상기 안테나를 스위치하는 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 구동기는:

상기 임피던스단을 통해가는 신호가 과도 구간에 있을 시를 나타내는 과도 구간 신호를 수신하는 과도 구간 입력(46); 및

상기 스위치형 캐패시터 어레이(22)를 구동시키는 적어도 하나의 높은 전압 구동기 출력단(70)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 통신 회로는 소정의 저 주파수 대역 및 고 주파수 대역에서 동작하고,

상기 통신 회로는 상기 입력단(10)과 상기 제어형 임피던스단(21) 사이에서 직렬로 된 병렬 LC 회로를 더 포함하고,

상기 병렬 LC 회로는 상기 소정의 저 주파수 대역과 고 주파수 대역의 주파수들 사이에서 공진 주파수를 가지는 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 1 항 내지 제11 항 중 어느 한 항에 있어서,

로우 패스 필터로서 작동하는 적어도 하나의 캐패시터와 연동하기 위해 상기 차지 펌프와 상기 제어형 임피던스단 사이에서 직렬로 된 저항을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 회로.
제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 입력단과 상기 출력단 사이에서 적어도 하나의 하이 패스 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 회로.
통신 회로를 동작하는 방법에 있어서, 상기 방법은:

왜곡 및/또는 스퓨리어스 방출에 대한 요건들이 완화되는 동안에 과도 구간들을 가지는 적어도 하나의 소정의 통신 표준에서 신호를 제공하는 단계;

제어형 임피던스단의 임피던스를 변화시키는 스위치형 캐패시터 어레이(22)를 포함하는 제어형 임피던스단(21)을 통해 상기 신호를 통과시키는 단계 및 상기 신호를 출력하는 단계;

상기 제어형 임피던스단(21)의 임피던스를 제어하기 위해 상기 스위치형 캐패시터 어레이의 캐패시터들을 선택적으로 활성화 및 비활성화시키는 단계;

를 포함하고,

상기 스위치형 캐패시터 어레이(22)의 캐패시터들을 활성화시키는 단계는 상기 과도 구간들 동안 일어나는 것을 특징으로 하는 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 통신 회로는 클럭 회로(66) 및 차지 펌프 회로(50)를 구비한 구동기(44)를 포함하고, 상기 방법은:

상기 과도 구간들에서만 상기 클럭 회로(66)로 상기 차지 펌프 회로(50)를 구동시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 14 항 또는 제 15 항에 있어서,

선택된 스위치형 캐패시터들에 걸친 높은 전압을 사용하여 상기 스위치형 캐패시터들을 활성화시키는 단계, 소정의 시간 동안 상기 높은 전압을 유지시키는 단계, 소정의 시간 후에 상기 선택되고 스위치형 캐패시터들에 걸친 전압을 낮은 전압으로 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.